WO2020105446A1 - 生体信号検出回路、ハムノイズ低減回路およびウェアラブル装置 - Google Patents

生体信号検出回路、ハムノイズ低減回路およびウェアラブル装置

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WO2020105446A1
WO2020105446A1 PCT/JP2019/043624 JP2019043624W WO2020105446A1 WO 2020105446 A1 WO2020105446 A1 WO 2020105446A1 JP 2019043624 W JP2019043624 W JP 2019043624W WO 2020105446 A1 WO2020105446 A1 WO 2020105446A1
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WO
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frequency
hum noise
signal
circuit
detection circuit
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PCT/JP2019/043624
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Inventor
田中　勝之
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ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社
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    • A61B5/00—Measuring for diagnostic purposes; Identification of persons
    • A61B5/24—Detecting, measuring or recording bioelectric or biomagnetic signals of the body or parts thereof
    • A—HUMAN NECESSITIES
    • A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
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    • A61B5/00—Measuring for diagnostic purposes; Identification of persons
    • A61B5/24—Detecting, measuring or recording bioelectric or biomagnetic signals of the body or parts thereof
    • A61B5/25—Bioelectric electrodes therefor
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    • A61B5/00—Measuring for diagnostic purposes; Identification of persons
    • A61B5/24—Detecting, measuring or recording bioelectric or biomagnetic signals of the body or parts thereof
    • A61B5/25—Bioelectric electrodes therefor
    • A61B5/279—Bioelectric electrodes therefor specially adapted for particular uses
    • A61B5/291—Bioelectric electrodes therefor specially adapted for particular uses for electroencephalography [EEG]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B13/00—Transmission systems characterised by the medium used for transmission, not provided for in groups H04B3/00 - H04B11/00

Definitions

  • the present disclosure relates to a biological signal detection circuit, a hum noise reduction circuit, and a wearable device.
  • a first biological signal detection circuit includes an analog circuit that samples a differentially amplified signal of two electrodes, one of which is in contact with a living body, at the same frequency as the frequency of hum noise. ing.
  • a first wearable device includes a first biological signal detection circuit provided inside a housing.
  • the differential amplified signals of the two electrodes are sampled at the same frequency as the hum noise frequency.
  • the analog circuit functions as an analog notch filter that selectively attenuates a signal having a frequency that is an integral multiple of 1/2 of the frequency of the hum noise and selectively passes signals having other frequencies.
  • a second biological signal detection circuit outputs a differentially amplified signal of two electrodes, one of which is brought into contact with a living body, with a frequency 2N times (N is an integer) the frequency of hum noise. It has an analog circuit for sampling at.
  • a second wearable device includes a second biological signal detection circuit provided inside a housing.
  • the differential amplified signals of the two electrodes are sampled at a frequency of 2N times the frequency of the hum noise (N is an integer). It As a result, the analog circuit functions as an analog notch filter that selectively attenuates a signal having a frequency that is an integral multiple of the frequency of the hum noise and selectively passes signals having other frequencies.
  • a first hum noise reduction circuit includes an analog circuit that samples differentially amplified signals of two electrodes, one of which is in contact with a measurement target, at the same frequency as the hum noise frequency. ing.
  • a third wearable device includes a first hum noise reduction circuit provided inside a housing.
  • the differential amplified signals of the two electrodes are sampled at the same frequency as the hum noise frequency.
  • the analog circuit functions as an analog notch filter that selectively attenuates a signal having a frequency that is an integral multiple of 1/2 of the frequency of the hum noise and selectively passes signals having other frequencies.
  • a second hum noise reduction circuit provides a differential amplified signal of two electrodes, one of which is in contact with a measurement target, with a frequency 2N times (N is an integer) the frequency of the hum noise. It has an analog circuit for sampling at.
  • a fourth wearable device includes a second hum noise reduction circuit provided in the housing.
  • the differential amplified signals of the two electrodes are sampled at a frequency 2N times (N is an integer) the frequency of the hum noise. ..
  • the analog circuit functions as an analog notch filter that selectively attenuates a signal having a frequency that is an integral multiple of the frequency of the hum noise and selectively passes signals having other frequencies.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the operation of the S / H circuit in FIG. 4.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a circuit configuration example of the S / H circuit in FIG. 4. It is a figure showing an example of the frequency characteristic of the S / H circuit of FIG. It is a figure showing an example of the signal waveform output from the S / H circuit of FIG. FIG.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the operation of the S / H circuit in FIG. 4. It is a figure showing an example of the frequency characteristic of the S / H circuit of FIG.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a circuit configuration example of an S / H circuit provided in the noise processing circuit of FIG. 3.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining the operation of the S / H circuit in FIG. 11.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an example of signal waveforms output from the S / H circuits of FIGS. 4 and 11.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a circuit configuration example of an S / H circuit provided in the noise processing circuit of FIG. 3. It is a figure showing an example of the control signal input into the S / H circuit of FIG.
  • FIG. 1 It is a figure showing the example of a functional block of the noise processing circuit provided in the biological information measuring device of FIG. It is a figure showing the example which the wearable apparatus containing the biological information measuring device which concerns on the said embodiment and its modification, and the terminal device are connected via the network. It is a figure showing the example which the wearable apparatus containing the biological information measuring device which concerns on the said embodiment and its modification, and the terminal device are connected via the network. It is a figure showing an example of the functional block of the terminal device of FIG.
  • the contact state of the electrodes may change due to body movement or wearing failure.
  • the contact impedance changes accordingly, making it difficult to effectively remove the hum noise included in the biological signal.
  • three electrodes are provided, and one of the three electrodes is used as an electrode for obtaining a reference potential (hereinafter, referred to as “reference electrode”), and the other.
  • an analog front end that detects a cardiac potential or the like
  • N is an integer
  • in sampling at the same frequency as the hum noise frequency or twice the hum noise frequency if the time resolution is insufficient, a 2N-phase clock is generated, and the AFE sampling is performed in parallel.
  • FIG. 1 illustrates an example of an outer appearance of a wearable device 100 according to an embodiment of the present disclosure.
  • the wearable device 100 includes a biological information measuring device 1.
  • FIG. 1 illustrates a state in which the biological information measuring device 1 is built in a wristband type or wristwatch type wearable device 100.
  • FIG. 2 shows an example of functional blocks of the biological information measuring device 1.
  • the biological information measuring device 1 has a detection unit 10 that detects a cardiac potential and the like with only two electrodes.
  • the detection unit 10 has, for example, a pair of electrodes 11 and 12 arranged to face each other with a spacer 13 (predetermined gap) interposed therebetween.
  • the electrode 11 and the electrode 12 may face each other or may be arranged so as not to completely overlap each other.
  • one of the electrodes 11 and 12 is arranged so as to be able to contact the living body 200.
  • FIG. 2 illustrates a case where the electrode 11 is arranged so as to be able to contact the living body 200.
  • the electrodes 11 and 12 are made of, for example, a metal material such as silver or stainless steel.
  • the spacer 13 is made of, for example, an insulating material such as resin.
  • the biological information measuring device 1 is built in, for example, a wristband-type or wristwatch-type wearable device 100.
  • the housing 110 that stores the biological information measuring device 1 and one electrode (for example, the electrode 11) of the pair of electrodes 11 and 12 provided in the detection unit 10 are on the skin of the wrist.
  • the biological information measuring device 1 includes, in addition to the detection unit 10, an analog unit 20 that is an analog front end (AFE) that detects a cardiac potential and the like, and a signal processing unit 30 that is provided in a subsequent stage of the analog unit 20. ing.
  • the analog unit 20 corresponds to a specific example of “biological signal detection circuit” and “hum noise reduction circuit” of the present disclosure.
  • the analog section 20 has, for example, a differential amplifier circuit 21, a noise processing circuit 22, and an ADC 23.
  • the differential amplifier circuit 21 generates a difference signal Va corresponding to the difference between the measurement signal obtained from the electrode 11 and the measurement signal obtained from the electrode 11.
  • the difference signal Va includes, for example, as shown in FIG. 3, a biological signal Vsig and a hum noise Vh.
  • the hum noise Vh has a very large amplitude as compared with the biological signal Vsig.
  • the differential amplifier circuit 21 further amplifies the difference signal Va.
  • the noise processing circuit 22 samples the difference signal Vb (described later) corresponding to the difference signal Va output from the differential amplifier circuit 21 at the same frequency as the frequency fh of the hum noise Vh, which is synchronized with the hum noise Vh. It functions as an analog notch filter that selectively attenuates a signal having a frequency that is an integral multiple of 1 ⁇ 2 of the frequency fh of Vh, and selectively passes signals having other frequencies.
  • the noise processing circuit 22 has, for example, as shown in FIG. 4, a filter circuit 22A, a sample clock circuit 22B, an OSC 22C, a clock generation circuit 22D, a selector 22E, an S / H circuit 22F, and a filter circuit 22G.
  • the S / H circuit 22F corresponds to a specific but not limitative example of “analog circuit” of the present disclosure.
  • the sample clock circuit 22B corresponds to a specific but not limitative example of “detection circuit” in one embodiment of the present disclosure.
  • the filter circuit 22A is a bandpass filter that cuts the DC component, the low frequency component, and the high frequency component included in the differential signal Va to generate the differential signal Vb.
  • the sample clock circuit 22B detects the frequency of the hum noise Vh included in the difference signal Vb from the difference signal Vb, and determines the sampling frequency fs in the S / H circuit 22F based on the detected frequency of the hum noise Vh. Vb4 (described later) is generated.
  • the sample clock circuit 22B has, for example, a detection circuit 221, a binarization circuit 222, a binarization circuit 223, and a PLL (Phase Locked Loop) 224.
  • the detection circuit 221 extracts the upper half waveform Vb1 of the differential signal Vb from the differential signal Vb.
  • the binarization circuit 222 detects the amplitude level La of the hum noise Vh included in the waveform Vb1 by binarizing the waveform Vb1 and outputs it to the selector 22E.
  • the binarization circuit 223 binarizes the difference signal Vb to generate a signal Vb2 in which the hum noise Vh included in the difference signal Vb is rectangularized. That is, the binarization circuit 223 detects the frequency of the hum noise Vh included in the difference signal Vb from the difference signal Vb.
  • the PLL 224 synchronizes with the signal Vb2 (hum noise Vh) based on the phase difference between the signal Vb2 that is the reference signal and the signal Vb3 that defines the magnification (N times) of the frequency to be adjusted with respect to the reference signal.
  • a signal Vb4 having a frequency N times the frequency of Vb2 is generated and output to the selector 22E.
  • the PLL 224 generates the signal Vb4 based on the detected frequency of the hum noise Vh.
  • N 1, the PLL 224 has the same frequency fh as the frequency Vh of the signal Vb2 (hum noise Vh) synchronized with the signal Vb2 (hum noise Vh) based on the signals Vb2 and Vb3.
  • Signal Vb4 is generated and output to the selector 22E.
  • the OSC 22C outputs the generated signal Vb3 to the PLL 224 and the clock generation circuit 22D.
  • the clock generation circuit 22D binarizes the signal Vb3 input from the OSC 22C to generate a rectangular signal Vb5 of the signal Vb3 and outputs the signal Vb5 to the selector 22E.
  • the clock generation circuit 22D generates a signal for controlling the switch element SW2 and outputs the signal to the switch element SW2.
  • the selector 22E selects one of the signal Vb4 input from the PLL 224 and the signal Vb5 input from the clock generation circuit 22D based on the amplitude level La input from the binarization circuit 222, and the selected signal To the S / H circuit 22F as the sample clock Vs. For example, when the amplitude level La is equal to or higher than the predetermined threshold value, the selector 22E outputs the signal Vb4 input from the PLL 224 to the S / H circuit 22F as the sample clock Vs. Further, for example, when the amplitude level La is less than the predetermined threshold value, the selector 22E outputs the signal Vb5 input from the clock generation circuit 22D to the S / H circuit 22F as the sample clock Vs. By doing so, the sample clock Vs can be output to the S / H circuit 22F even when the amplitude of the hum noise Vh is small.
  • the obtained difference signal Vc is output to the filter circuit 22G.
  • the S / H circuit 22F includes a switch element SW1 that is on / off controlled by a sample clock Vs, and a holding capacitor Cs1 and a switch element SW2 that are connected in parallel to the output end side of the switch element SW1. have.
  • the holding capacitor Cs1 holds the voltage of the signal sampled by the switch element SW1.
  • the switch element SW2 resets the voltage held in the holding capacitor Cs1 to the ground potential.
  • the differential signal Vc which is a signal that has passed through the analog notch filter, has a waveform with reduced hum noise Vh, as shown in FIG. 8, for example.
  • the filter circuit 22G is a bandpass filter that generates the difference signal Vd by cutting the DC component, the low frequency component, and the high frequency component included in the difference signal Vc.
  • the ADC 23 converts the difference signal Vd into a digital difference signal Da and outputs it to the signal processing unit 30.
  • the signal processing unit 30 analyzes, for example, a cardiac potential of the living body 200 based on the differential signal Da input from the analog unit 20.
  • the signal processing unit 30 has, for example, an electrocardiographic detection unit 31, an analysis / visualization unit 32, and an output unit 33.
  • the electrocardiographic detection unit 31 extracts the waveform of the cardiac potential included in the difference signal Da.
  • the electrocardiographic detection unit 31 obtains a waveform of the cardiac potential included in the differential signal Da by extracting a signal in a typical frequency band that the cardiac potential can take from the differential signal Da, for example.
  • the analysis / visualization unit 32 analyzes, for example, the heart rate, the fluctuation of the heartbeat, the presence or absence of arrhythmia, based on the waveform obtained by the electrocardiographic detection unit 31.
  • the analysis / visualization unit 32 generates biometric information Db including the analysis result and outputs the biometric information Db to the output unit 33.
  • the output unit 33 outputs the biometric information Db to the outside.
  • the hum noise caused by the electromagnetic waves generated by the amplitude of the AC power source being coupled and mixed into the human body or wiring becomes a major problem.
  • various measures have been proposed for reducing hum noise.
  • hum noise is removed by an adaptive filter.
  • the hum noise is removed after AD conversion, the ADC is saturated with the hum noise, or it is necessary to prepare an ADC with a high dynamic range that is not saturated with the hum noise.
  • the difference signal Vb between the two electrodes 11 and 12 is sampled at the same frequency as the frequency fh of the hum noise Vh.
  • the S / H circuit 22F functions as an analog notch filter that selectively attenuates a signal having a frequency that is an integral multiple of 1/2 of the frequency fh of the hum noise Vh and selectively passes signals having other frequencies. ..
  • the hum noise Vh can be reduced more effectively.
  • sampling is performed at the same frequency as the frequency of the hum noise Vh in synchronization with the hum noise Vh.
  • the hum noise Vh can be further effectively reduced.
  • the frequency fh of the hum noise Vh is detected from the difference signal Vb. Accordingly, the hum noise Vh can be selectively attenuated while the attenuation of the biological signal Vsig is minimized. As a result, the hum noise Vh can be reduced more effectively.
  • two electrodes 11 and 12 are provided, one of which can contact the living body 200.
  • the signal level of the biological signal Vsig included in the difference signal Va obtained from the two electrodes 11 and 12 can be increased.
  • the S / N ratio in the difference signal Vd can be increased.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining the operation of the S / H circuit 22F.
  • FIG. 10 shows a modification of the frequency characteristic of the S / H circuit 22F.
  • the difference signal Vc obtained thereby may be output to the filter circuit 22G. That is, in this modification, the S / H circuit 22F samples the difference signal Vb at a frequency twice the frequency fh of the hum noise Vh, and outputs the difference signal Vc obtained thereby to the filter circuit 22G.
  • the OSC 22C generates, as the signal Vb3, a signal having a frequency twice the frequency fh of the signal Vb2 (hum noise Vh).
  • the differential signal Vc which is a signal that has passed through the analog notch filter, has a waveform with reduced hum noise Vh, as shown in FIG. 8, for example.
  • the differential signal Vb between the two electrodes 11 and 12 is sampled at a frequency 2N times (N is an integer) the frequency fh of the hum noise Vh.
  • the S / H circuit 22F functions as an analog notch filter that selectively attenuates a signal having a frequency 2N times (N is an integer) the frequency fh of the hum noise Vh and selectively allows signals of other frequencies to pass. To do. As a result, the hum noise Vh can be reduced more effectively.
  • sampling is performed at the same frequency as the frequency of the hum noise Vh, which is synchronized with the hum noise Vh. Thereby, the hum noise Vh can be further effectively reduced.
  • the frequency fh of the hum noise Vh is detected from the difference signal Vb. Accordingly, the hum noise Vh can be selectively attenuated while the attenuation of the biological signal Vsig is minimized. As a result, the hum noise Vh can be reduced more effectively.
  • the difference signal Vc may be output to the filter circuit 22G.
  • the OSC 22C generates, as the signal Vb3, a signal having a frequency N times the frequency fh of the signal Vb2 (hum noise Vh).
  • the differential signal Vc which is a signal that has passed through the analog notch filter, has a waveform with reduced hum noise Vh, as shown in FIG. 8, for example. Even in this case, the same effect as that of the modification A can be obtained.
  • FIG. 11 shows a modification of the circuit configuration of the S / H circuit 22F.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining the operation of the S / H circuit 22F.
  • the S / H circuit 22F may further include a switch element SW3 and a storage capacitor Cs2 as shown in FIG. 11, for example.
  • the switch element SW3 is provided between one end of the switch element SW1 and the output end of the S / H circuit 22F, and the storage capacitor Cs2 is connected to the output end of the S / H circuit 22F. ..
  • the OSC 22C generates, as the signal Vb3, a signal having a frequency 2N times the frequency fh of the signal Vb2 (hum noise Vh).
  • the PLL 224 synchronizes with the signal Vb2 (hum noise Vh) based on the signal Vb2 that is the reference signal and the signal Vb3 that defines the scaling factor (2N times) of the frequency to be adjusted with respect to the reference signal, and the frequency of the signal Vb2.
  • a signal Vb4 having a frequency 2N times fh is generated and output to the selector 22E.
  • the signal Vc is output to the filter circuit 22G.
  • the clock generation circuit 22D controls on / off of the switch elements SW2 and SW3 at the same frequency as the frequency fh of the signal Vb2 (hum noise Vh).
  • the clock generation circuit 22D first turns on and off the switch element SW3 in the period from when the switch element SW1 is turned on and off until when the switch element SW1 is turned on next. Then, the switch element SW2 is turned on and off.
  • the sample value obtained by sampling the difference signal Vb 2N times (4 times in FIG. 12) is integrated in the holding capacitor Cs1, and the hum noise Vh becomes approximately zero. ..
  • the DC component of the difference signal Vc is near zero.
  • the S / H circuit 22F can output the potential of the storage capacitor Cs2 to the filter circuit 22G as the difference signal Vc. Further, the potential of the storage capacitor Cs1 is reset by turning on / off the switch element SW2 at the above timing.
  • the S / H circuit 22F selectively attenuates a signal component having a frequency that is an integral multiple of the frequency fh of the hum noise Vh in the differential signal Vb and selectively passes signal components having other frequencies. Functions as a filter. As a result, the hum noise Vh can be reduced more effectively.
  • the differential signal Vc that is a signal that has passed through the analog notch filter has a waveform in which the hum noise Vh is significantly reduced, as shown in FIG. 13B, for example.
  • the difference signal Vc shown in FIG. 13A is a signal that has passed through the analog notch filter in the above embodiment.
  • the difference signal Vc obtained in this modification is a waveform in which the hum noise Vh is significantly reduced.
  • FIG. 14 shows a modification of the circuit configuration of the S / H circuit 22F.
  • FIG. 15 shows an example of the control signal input to the S / H circuit 22F.
  • the S / H circuit 22F may be composed of a plurality (2N) of S / H circuits 22F connected in parallel with each other.
  • the storage capacitor Cs2 is shared by the plurality of S / H circuits 22F connected in parallel with each other.
  • N 2
  • the S / H circuit 22F includes, for example, four S / H circuits 22Fa, 22Fb, 22Fc, and 22Fd connected in parallel with each other, as shown in FIG. It may have been done.
  • the storage capacitor Cs2 is shared by the plurality of S / H circuits 22Fa, 22Fb, 22Fc, 22Fd connected in parallel with each other.
  • Each of the S / H circuits 22Fa, 22Fb, 22Fc, 22Fd has switch elements SW1, SW2, SW3 and a storage capacitor Cs1, as shown in FIG. 14, for example.
  • the output ends one end of the switch element SW3 are connected to each other, and the respective output ends of the S / H circuits 22Fa, 22Fb, 22Fc, 22Fd have a common holding capacitance. It is connected to one end of Cs2.
  • the switch element SW2 is provided with a, b, c, and d at the end of the reference numeral in order to distinguish between the S / H circuits 22Fa, 22Fb, 22Fc, and 22Fd.
  • the switch element SW3 is provided with a, b, c, and d at the end of the reference numeral in order to distinguish the S / H circuits 22Fa, 22Fb, 22Fc, and 22Fd.
  • the OSC 22C generates, as the signal Vb3, a signal having a frequency 2N times the frequency fh of the signal Vb2 (hum noise Vh).
  • the PLL 224 synchronizes with the signal Vb2 (hum noise Vh) based on the signal Vb2 that is the reference signal and the signal Vb3 that defines the scaling factor (2N times) of the frequency to be adjusted with respect to the reference signal, and the frequency of the signal Vb2.
  • a signal Vb4 having a frequency 2N times fh is generated and output to the selector 22E.
  • the signal Vc is output to the filter circuit 22G.
  • Each of the S / H circuits 22Fa, 22Fb, 22Fc, and 22Fd samples the difference signal Vb at the same frequency as the frequency fh of the signal Vb2 (hum noise Vh) as shown in FIG. The sampling is performed by shifting the timing by 1 / 2N of one cycle of the hum noise Vh).
  • the clock generation circuit 22D controls the switching elements SW3a, SW3b, SW3c, and SW3d to be turned on / off at the same frequency fh as the frequency Vh of the signal Vb2 (hum noise Vh), and at the same time to the signal Vb2 (hum noise).
  • ON / OFF is controlled by shifting the timing by 1 / 2N of one cycle of Vh).
  • the clock generation circuit 22D further controls ON / OFF of the switch elements SW2a, SW2b, SW2c, and SW2d at the same frequency as the frequency fh of the signal Vb2 (hum noise Vh) and the signal Vb2 as shown in FIG. 15, for example.
  • ON / OFF is controlled by shifting the timing by 1 / 2N of one cycle of (hum noise Vh).
  • the clock generation circuit 22D first turns on and off the switch element SW3a in a period from when the switch element SW1 is turned on and off until when the switch element SW1 is turned on next. Then, the switch element SW2a is turned on and off. Subsequently, for example, as shown in FIG. 15, the clock generation circuit 22D first sets the switch element SW3b in a period from when the switch element SW1 is turned on and off until when the switch element SW1 is turned on next. Is turned on and off, and then the switch element SW2b is turned on and off. Subsequently, for example, as shown in FIG.
  • the clock generation circuit 22D first sets the switch element SW3c in a period from when the switch element SW1 is turned on and off until when the switch element SW1 is turned on next. Is turned on and off, and then the switch element SW2c is turned on and off. Subsequently, for example, as illustrated in FIG. 15, the clock generation circuit 22D firstly switches the switch element SW3d in a period from when the switch element SW1 is turned on and off until when the switch element SW1 is turned on next. Is turned on and off, and then the switch element SW2d is turned on and off. The clock generation circuit 22D performs this series of operations for each cycle of the signal Vb2 (hum noise Vh).
  • the sample value obtained by sampling the difference signal Vb 2N times (4 times in FIG. 12) is integrated in the holding capacitor Cs1, and hum noise is generated. Vh becomes almost zero. This also holds true, for example, when sampling is performed at a timing deviated from the zero cross of the difference signal Vb as shown in FIG. As a result, the DC component of the difference signal Vc is near zero. Further, by turning on / off the switch elements SW3a, SW3b, SW3c, and SW3d at the above timing, the potential charged in the holding capacitor Cs1 is transferred to the holding capacitor Cs2.
  • the S / H circuit 22F can output the potential of the storage capacitor Cs2 to the filter circuit 22G as the difference signal Vc. Further, by turning on / off the switch elements SW2a, SW2b, SW2c, and SW2d at the above timing, the potential of the storage capacitor Cs1 is reset.
  • the signal component of the frequency that is an integral multiple of the frequency fh of the hum noise Vh is selectively attenuated in the difference signal Vb, and the signal component of the other frequencies. Functions as an analog notch filter that selectively passes through.
  • the differential signal Vc that is a signal that has passed through the analog notch filter has a waveform in which the hum noise Vh is significantly reduced, as shown in FIG. 13B, for example.
  • the difference signal Vc shown in FIG. 13A is a signal that has passed through the analog notch filter in the above embodiment.
  • the difference signal Vc obtained in this modification is a waveform in which the hum noise Vh is significantly reduced.
  • the S / H circuit 22F is composed of a plurality of S / H circuits 22Fa, 22Fb, 22Fc, 22Fd connected in parallel with each other.
  • the differential signal Vb is sampled at the same frequency as the frequency fs of the hum noise Vh, and sampling is performed by shifting the timing by 1 / 2N of one cycle of the hum noise Vh.
  • a 2N-phase clock is generated, and a composite signal of signals after sampling in AFE in parallel is input to the ADC 23 to obtain a 2N-time resolution.
  • two electrodes 11 and 12 are provided, one of which can contact the living body 200.
  • the signal level of the biological signal Vsig included in the difference signal Va obtained from the two electrodes 11 and 12 can be increased.
  • the S / N ratio in the difference signal Vd can be increased.
  • FIG. 16 shows a modification of the functional block of the noise processing circuit 22.
  • the binarization circuit 223 and the PLL 224 may be omitted and an NCO (Numerically controlled oscillator) 225 may be provided instead of the PLL 224.
  • the NCO 225 determines the frequency based on the frequency data 30A that is the reference frequency and is input from the signal processing unit 30 and the frequency data of the signal Vb3 that defines the scaling factor (N times) of the frequency that should be adjusted with respect to the reference frequency.
  • a signal Vb4 having a frequency N times that of the data 30A is generated and output to the selector 22E.
  • the signal processing unit 30 puts the S / H circuit 22F into the through state (specifically, with the switch element SW1 and the switch element SW3 kept on and the switch element SW2 kept off). Above, the hum noise Vh included in the difference signal Da input from the analog unit 20 is detected.
  • the signal processing unit 30 (for example, the electrocardiographic detection unit 31), for example, puts the S / H circuit 22F in the through state and then performs FFT (Fast Fourier Transform) on the differential signal Da input from the analog unit 20.
  • the frequency fh of the hum noise Vh is derived from the obtained power spectrum.
  • the signal processing unit 30 (for example, the electrocardiographic detection unit 31) further outputs the derived frequency fh of the hum noise Vh to the NCO 225 as the above-described frequency data 30A.
  • the sample clock Vs is generated based on the frequency fh of the hum noise Vh detected by the signal processing unit 30 which is the subsequent stage of the analog unit 20. Even in this case, the same effect as that of the above-described embodiment and its modification can be obtained.
  • FLL Frequency-Locked Loop
  • PLL 224 Frequency-Locked Loop
  • FLL is, for example, N times the frequency of the signal Vb2 based on the difference in the number of clocks between the signal Vb2 that is the reference signal and the signal Vb3 that defines the multiplication (N times) of the frequency to be added to or subtracted from the reference signal.
  • the signal Vb4 having the frequency of is generated and output to the selector 22E. Even in this case, the same effect as that of the above-described embodiment and its modification can be obtained.
  • FIG. 17 shows an application example of the wearable device 100.
  • FIG. 17 illustrates a state in which the wearable device 100 and the terminal device 300 are connected via the network 400.
  • the wearable device 100 transmits the biometric information Db to the terminal device 300 via the network 400.
  • the terminal device 300 performs predetermined signal processing based on the received biometric information Db.
  • the terminal device 300 displays the biometric information Db on the display screen by performing a predetermined process on the biometric information Db received from the wearable device 100, for example.
  • the terminal device 300 can provide the user with the biometric information Db of the living body 200.
  • the wearable device 100 may transmit the digital difference signal Da to the terminal device 300 via the network 400.
  • the terminal device 300 performs predetermined signal processing (processing performed by the signal processing unit 30 described above) on the received differential signal Da.
  • the terminal device 300 generates, for example, the biometric information Db by performing predetermined signal processing (processing performed by the signal processing unit 30 described above) on the differential signal Da received from the wearable device 100, and the generated biometric
  • the biological information Db is displayed on the display screen by performing a predetermined process on the information Db.
  • the biometric information Db of the living body 200 can be provided to the user.
  • FIG. 19 shows an example of functional blocks of the terminal device 300 according to the present embodiment.
  • the terminal device 300 includes, for example, a communication unit 310, an input unit 320, a storage unit 330, a display unit 340, and a control unit 350.
  • the communication unit 310 communicates with the wearable device 100 via the network 400.
  • the input unit 320 receives input from the user.
  • the input unit 320 is composed of, for example, a touch panel.
  • the storage unit 330 is, for example, a volatile memory such as a DRAM (Dynamic Random Access Memory), or a nonvolatile memory such as an EEPROM (Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory) or a flash memory.
  • EEPROM Electrical Erasable Programmable Read-Only Memory
  • the storage unit 330 stores the biometric information Db by performing a predetermined process on the biometric information Db and a predetermined signal process on the difference signal Da (process performed by the signal processing unit 30 described above).
  • a program 331 that causes the control unit 350 to execute a process of generating is stored.
  • the display unit 340 displays the biometric information Db on the display screen.
  • the display unit 340 is, for example, a liquid crystal panel or an organic EL (Electro Luminescence) panel.
  • the control unit 350 is composed of, for example, a processor.
  • the control unit 350 executes the program 331 stored in the storage unit 330.
  • the function of the control unit 350 is realized, for example, by executing the program 331 by the control unit 350.
  • the present disclosure may have the following configurations.
  • a biological signal detection circuit equipped with an analog circuit that samples the differentially amplified signal of two electrodes, one of which is in contact with a living body, at the same frequency as the frequency of hum noise.
  • the analog circuit samples the differential amplified signal at the same frequency as the frequency of the hum noise, thereby selectively attenuating a signal having a frequency that is an integral multiple of 1/2 of the frequency of the hum noise, and other than that.
  • the biological signal detection circuit according to (1) which functions as an analog notch filter that selectively passes a frequency signal.
  • the biological signal detection circuit according to any one of (1) to (3), further including a detection circuit that detects the frequency of the hum noise from the differential amplified signal.
  • a biological signal detection circuit including an analog circuit that samples a differentially amplified signal of two electrodes, one of which is in contact with a living body, at a frequency that is 2N times the frequency of hum noise (N is an integer).
  • the analog circuit selectively attenuates a signal having a frequency that is an integral multiple of the frequency of the hum noise by sampling the differentially amplified signal at a frequency that is 2N times the frequency of the hum noise (N is an integer),
  • the biological signal detection circuit according to (6) which functions as an analog notch filter that selectively passes signals of frequencies other than that.
  • the biological signal detection circuit according to (6) or (7) wherein the analog circuit samples at a frequency that is 2N times (N is an integer) the frequency of the hum noise in synchronization with the hum noise.
  • the analog circuit selectively attenuates a signal having a frequency that is an integral multiple of the frequency of the hum noise by taking a moving average value of sample values obtained by sampling the differentially amplified signal 2N times.
  • Each of the analog circuits respectively samples the differentially amplified signal at the same frequency as the frequency of the hum noise, and samples the differential amplified signal by shifting the timing by 1 / 2N of one cycle of the hum noise (11). Signal detection circuit.
  • the wearable device wherein the biological signal detection circuit includes an analog circuit that samples a differentially amplified signal of two electrodes, one of which is in contact with a living body, at the same frequency as the frequency of hum noise.
  • the biological signal detecting circuit is a wearable device having an analog circuit for sampling a differentially amplified signal of two electrodes, one of which is in contact with a living body, at a frequency of 2N times (N is an integer) the frequency of hum noise.
  • the wearable device wherein the biological signal detection circuit includes an analog circuit that samples a differentially amplified signal of two electrodes, one of which is in contact with a measurement target, at the same frequency as the frequency of hum noise.
  • the biological signal detection circuit is a wearable device having an analog circuit that samples a differentially amplified signal of two electrodes, one of which is in contact with a measurement target, at a frequency of 2N times (N is an integer) the frequency of hum noise.
  • the differential amplified signals of the two electrodes are sampled at the same frequency as the hum noise frequency.
  • the hum noise can be reduced more effectively.
  • the differential amplified signals of the two electrodes have a frequency of 2N times the frequency of the hum noise (N is an integer). Since sampling is performed, hum noise can be reduced more effectively.
  • the differential amplified signals of the two electrodes are sampled at the same frequency as the hum noise frequency. Can be reduced more effectively.
  • the differential amplified signals of the two electrodes are sampled at a frequency of 2N times the frequency of the hum noise (N is an integer). Therefore, the hum noise can be reduced more effectively.

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Abstract

本開示の一実施の形態に係る生体信号検出回路は、いずれか一方を生体に接触させた２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数と同じ周波数でサンプリングするアナログ回路を備えている。

Description

生体信号検出回路、ハムノイズ低減回路およびウェアラブル装置
　本開示は、生体信号検出回路、ハムノイズ低減回路およびウェアラブル装置に関する。
　心電位や脳波、筋電位のような微小な電位差を計測する装置において、交流電源の振幅によって発生する電磁波が人体や配線にカップリングし混入することによって生じるハムノイズが大きな問題となる。従来から、ハムノイズを低減するための様々な方策が提案されている（例えば、特許文献１，２参照）。
特開２０１６－７７５８０号公報 特開２０１３－６３２０８号公報
　ところで、心電位や脳波、筋電位のような微小な電位差を計測する装置の分野では、ハムノイズをより効果的に低減することが求められる。従って、ハムノイズをより効果的に低減することの可能な生体信号検出回路、ハムノイズ低減回路およびウェアラブル装置を提供することが望ましい。
　本開示の一実施の形態に係る第１の生体信号検出回路は、いずれか一方を生体に接触させた２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数と同じ周波数でサンプリングするアナログ回路を備えている。
　本開示の一実施の形態に係る第１のウェアラブル装置は、筐体内に設けられた第１の生体信号検出回路を備えている。
　本開示の一実施の形態に係る第１の生体信号検出回路および第１のウェアラブル装置では、２つの電極の差動増幅信号が、ハムノイズの周波数と同じ周波数でサンプリングされる。これにより、アナログ回路は、ハムノイズの周波数の１／２の整数倍の周波数の信号を選択的に減衰させ、それ以外の周波数の信号を選択的に通すアナログノッチフィルタとして機能する。
　本開示の一実施の形態に係る第２の生体信号検出回路は、いずれか一方を生体に接触させた２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数の２Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数でサンプリングするアナログ回路を備えている。
　本開示の一実施の形態に係る第２のウェアラブル装置は、筐体内に設けられた第２の生体信号検出回路を備えている。
　本開示の一実施の形態に係る第２の生体信号検出回路および第２のウェアラブル装置では、２つの電極の差動増幅信号が、ハムノイズの周波数の２Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数でサンプリングされる。これにより、アナログ回路は、ハムノイズの周波数の整数倍の周波数の信号を選択的に減衰させ、それ以外の周波数の信号を選択的に通すアナログノッチフィルタとして機能する。
　本開示の一実施の形態に係る第１のハムノイズ低減回路は、いずれか一方を計測対象に接触させた２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数と同じ周波数でサンプリングするアナログ回路を備えている。
　本開示の一実施の形態に係る第３のウェアラブル装置は、筐体内に設けられた第１のハムノイズ低減回路を備えている。
　本開示の一実施の形態に係る第１のハムノイズ低減回路および第３のウェアラブル装置では、２つの電極の差動増幅信号が、ハムノイズの周波数と同じ周波数でサンプリングされる。これにより、アナログ回路は、ハムノイズの周波数の１／２の整数倍の周波数の信号を選択的に減衰させ、それ以外の周波数の信号を選択的に通すアナログノッチフィルタとして機能する。
　本開示の一実施の形態に係る第２のハムノイズ低減回路は、いずれか一方を計測対象に接触させた２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数の２Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数でサンプリングするアナログ回路を備えている。
　本開示の一実施の形態に係る第４のウェアラブル装置は、筐体内に設けられた第２のハムノイズ低減回路を備えている。
　本開示の一実施の形態に係る第２のハムノイズ低減回路および第４のウェアラブル装置では、２つの電極の差動増幅信号が、ハムノイズの周波数の２Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数でサンプリングされる。これにより、アナログ回路は、ハムノイズの周波数の整数倍の周波数の信号を選択的に減衰させ、それ以外の周波数の信号を選択的に通すアナログノッチフィルタとして機能する。
本開示の一実施形態に係るウェアラブル装置の外観の一例を表す図である。 図１のウェアラブル装置に搭載される生体情報計測装置の機能ブロックの一例を表す図である。 図２のノイズ処理回路に入力される信号波形の一例を表す図である。 図２のノイズ処理回路の機能ブロックの一例を表す図である。 図４のＳ／Ｈ回路の動作について説明するための図である。 図４のＳ／Ｈ回路の回路構成例を表す図である。 図４のＳ／Ｈ回路の周波数特性の一例を表す図である。 図４のＳ／Ｈ回路から出力される信号波形の一例を表す図である。 図４のＳ／Ｈ回路の動作について説明するための図である。 図４のＳ／Ｈ回路の周波数特性の一例を表す図である。 図３のノイズ処理回路に設けられるＳ／Ｈ回路の回路構成例を表す図である。 図１１のＳ／Ｈ回路の動作について説明するための図である。 図４および図１１のＳ／Ｈ回路から出力される信号波形の一例を表す図である。 図３のノイズ処理回路に設けられるＳ／Ｈ回路の回路構成例を表す図である。 図１４のＳ／Ｈ回路に入力される制御信号の一例を表す図である。 図２の生体情報計測装置に設けられるノイズ処理回路の機能ブロック例を表す図である。 上記実施の形態およびその変形例に係る生体情報計測装置を含むウェアラブル装置と端末装置とがネットワークを介して接続されている例を表す図である。 上記実施の形態およびその変形例に係る生体情報計測装置を含むウェアラブル装置と端末装置とがネットワークを介して接続されている例を表す図である。 図１８の端末装置の機能ブロックの一例を表す図である。
　以下、本開示を実施するための形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、説明は以下の順序で行う。

　１．実施の形態（ウェアラブル装置）…図１～図８
　２．変形例（ウェアラブル装置）…図９～図１６
　３．適用例（生体情報計測システム）…図１７～図１９
　心電位や脳波、筋電位（以下、「心電位等」と称する。）のような微小な電位差を計測する装置では、体動や装着不具合によって電極の接触状態が変化し得る。電極の接触状態が変化すると、それに伴って、接触インピーダンスも変化し、生体信号に含まれるハムノイズの効果的な除去が難しくなる。このような問題を回避する方策として、通常は、電極を３つ設け、３つの電極のうちの１つを、リファレンス電位を取得する電極（以下、「リファレンス電極」と称する。）として用い、他の２つの電極とリファレンス電極との差動信号を観測することで、２つの電極に共通に重畳されるハムノイズを低減する。
　ところで、運動時の心電位等を計測する場合、簡易に装着することの可能なウェアラブルデバイスを利用することが考えられる。しかし、３つの電極を設けた場合には、装着の制約が大きい。そのため、２つの電極だけで心電位等を計測することが望まれている。しかし、２つの電極だけで心電位等を計測する場合には、リファレンス電位を使えず、さらに、生体信号の強度が下がるので、３つの電極を用いたときと比べて、ハムノイズに対するＳ／Ｎ比が劇的に悪くなる。ハムノイズの周波数は固定の周波数なので、例えば、デジタルノッチフィルタを用いてハムノイズを低減することも考えられる。しかし、ハムノイズは、心電位等と比べて非常に大きいので、ハムノイズを効果的に低減することは難しい。そこで、本開示では、心電位等を検出するアナログフロントエンド（ＡＦＥ）において、ハムノイズに同期した、ハムノイズの周波数と同じ周波数、もしくはハムノイズの周波数の２Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数でサンプリングするアナログ回路を利用することにより、ハムノイズを効果的に低減する手法を提案する。また、本開示では、ハムノイズの周波数と同じ周波数、もしくはハムノイズの周波数の２倍の周波数でのサンプリングにおいて、時間分解能が不足する場合には、２Ｎ相のクロックを生成し、ＡＦＥでのサンプリングを並列で行った後の信号の合成信号を、ＡＤＣ(analog to digital converter)に入力することにより、２Ｎ倍の時間分解能を得る手法についても提案する。
＜１．実施の形態＞
[構成]
　図１は、本開示の一実施の形態に係るウェアラブル装置１００の外観の一例を表したものである。ウェアラブル装置１００は、生体情報計測装置１を備えている。図１には、生体情報計測装置１がリストバンド型もしくは腕時計型のウェアラブル装置１００に内蔵されている様子が例示されている。図２は、生体情報計測装置１の機能ブロックの一例を表したものである。
　生体情報計測装置１は、２つの電極だけで心電位等を検出する検出部１０を有している。検出部１０は、例えば、スペーサ１３（所定の間隙）を介して互いに対向配置された一対の電極１１，１２を有している。電極１１と電極１２とは、互いに正対していてもよいし、互いに完全に重なり合わないようにずれて配置されていてもよい。検出部１０において、電極１１，１２のいずれか一方が生体２００に接触可能に配置されている。図２には、電極１１が生体２００に接触可能に配置されている場合が例示されている。電極１１，１２は、例えば、銀やステンレスなどの金属材料によって構成されている。スペーサ１３は、例えば、樹脂などの絶縁材料によって構成されている。
　生体情報計測装置１は、例えば、リストバンド型もしくは腕時計型のウェアラブル装置１００に内蔵される。このとき、ウェアラブル装置１００は、生体情報計測装置１を格納する筐体１１０と、検出部１０に設けられた一対の電極１１，１２のうち一方の電極（例えば、電極１１）が手首の皮膚に接触するように筐体１１０を支持する手首固定用のベルト１２０とを備えている。
　生体情報計測装置１は、検出部１０の他に、心電位等を検出するアナログフロントエンド（ＡＦＥ）であるアナログ部２０と、アナログ部２０の後段に設けられた信号処理部３０とを有している。アナログ部２０が、本開示の「生体信号検出回路」、「ハムノイズ低減回路」の一具体例に相当する。
（アナログ部２０）
　アナログ部２０は、例えば、差動増幅回路２１、ノイズ処理回路２２およびＡＤＣ２３を有している。
　差動増幅回路２１は、電極１１から得られる計測信号と、電極１１から得られる計測信号との差分に対応する差分信号Ｖａを生成する。差分信号Ｖａには、例えば、図３に示したように、生体信号Ｖｓｉｇと、ハムノイズＶｈとが含まれている。ハムノイズＶｈは、生体信号Ｖｓｉｇと比べて非常に大きな振幅を有している。差動増幅回路２１は、さらに、差分信号Ｖａを増幅する。
　ノイズ処理回路２２は、差動増幅回路２１から出力された差分信号Ｖａに対応する差分信号Ｖｂ（後述）を、ハムノイズＶｈに同期した、ハムノイズＶｈの周波数ｆｈと同じ周波数でサンプリングすることにより、ハムノイズＶｈの周波数ｆｈの１／２の整数倍の周波数の信号を選択的に減衰させ、それ以外の周波数の信号を選択的に通すアナログノッチフィルタとして機能する。ノイズ処理回路２２は、例えば、図４に示したように、フィルタ回路２２Ａ、サンプルクロック回路２２Ｂ、ＯＳＣ２２Ｃ、クロック生成回路２２Ｄ、セレクタ２２Ｅ、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆおよびフィルタ回路２２Ｇを有している。Ｓ／Ｈ回路２２Ｆが、本開示の「アナログ回路」の一具体例に相当する。サンプルクロック回路２２Ｂが、本開示の「検出回路」の一具体例に相当する。
　フィルタ回路２２Ａは、差分信号Ｖａに含まれるＤＣ成分、低周波成分および高周波成分をカットすることにより、差分信号Ｖｂを生成するバンドパスフィルタである。
　サンプルクロック回路２２Ｂは、差分信号Ｖｂから、差分信号Ｖｂに含まれるハムノイズＶｈの周波数を検出し、検出したハムノイズＶｈの周波数に基づいて、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆにおけるサンプリング周波数ｆｓを決定するための信号Ｖｂ４（後述）を生成する。サンプルクロック回路２２Ｂは、例えば、検波回路２２１、２値化回路２２２、２値化回路２２３およびＰＬＬ（Phase Locked Loop）２２４を有している。
　検波回路２２１は、差分信号Ｖｂから、差分信号Ｖｂの上半分の波形Ｖｂ１を抽出する。２値化回路２２２は、波形Ｖｂ１を２値化することにより、波形Ｖｂ１に含まれるハムノイズＶｈの振幅レベルＬａを検出し、セレクタ２２Ｅに出力する。
　２値化回路２２３は、差分信号Ｖｂを２値化することにより、差分信号Ｖｂに含まれるハムノイズＶｈを矩形化した信号Ｖｂ２を生成する。つまり、２値化回路２２３が、差分信号Ｖｂから、差分信号Ｖｂに含まれるハムノイズＶｈの周波数を検出する。ＰＬＬ２２４は、基準信号である信号Ｖｂ２と、基準信号に対して加減すべき周波数の倍率（Ｎ倍）を規定する信号Ｖｂ３との位相差に基づいて、信号Ｖｂ２（ハムノイズＶｈ）に同期した、信号Ｖｂ２の周波数のＮ倍の周波数の信号Ｖｂ４を生成し、セレクタ２２Ｅに出力する。つまり、ＰＬＬ２２４が、検出したハムノイズＶｈの周波数に基づいて、信号Ｖｂ４を生成する。本実施の形態では、Ｎ＝１となっているので、ＰＬＬ２２４は、信号Ｖｂ２と信号Ｖｂ３とに基づいて、信号Ｖｂ２（ハムノイズＶｈ）に同期した、信号Ｖｂ２（ハムノイズＶｈ）の周波数ｆｈと同じ周波数の信号Ｖｂ４を生成し、セレクタ２２Ｅに出力する。
　ＯＳＣ２２Ｃは、信号Ｖｂ３として、信号Ｖｂ２（ハムノイズＶｈ）の周波数ｆｈのＮ倍の周波数の信号を生成する。本実施の形態では、Ｎ＝１となっているので、ＯＳＣ２２Ｃは、信号Ｖｂ３として、信号Ｖｂ２（ハムノイズＶｈ）の周波数ｆｈと同じ周波数の信号を生成する。ＯＳＣ２２Ｃは、生成した信号Ｖｂ３をＰＬＬ２２４およびクロック生成回路２２Ｄに出力する。
　クロック生成回路２２Ｄは、ＯＳＣ２２Ｃから入力された信号Ｖｂ３を２値化することにより、信号Ｖｂ３を矩形化した信号Ｖｂ５を生成し、セレクタ２２Ｅに出力する。クロック生成回路２２Ｄは、スイッチ素子ＳＷ２を制御する信号を生成し、スイッチ素子ＳＷ２に出力する。
　セレクタ２２Ｅは、２値化回路２２２から入力された振幅レベルＬａに基づいて、ＰＬＬ２２４から入力された信号Ｖｂ４、およびクロック生成回路２２Ｄから入力された信号Ｖｂ５のいずれか一方を選択し、選択した信号をサンプルクロックＶｓとしてＳ／Ｈ回路２２Ｆに出力する。例えば、振幅レベルＬａが所定の閾値以上となっている場合には、セレクタ２２Ｅは、ＰＬＬ２２４から入力された信号Ｖｂ４をサンプルクロックＶｓとしてＳ／Ｈ回路２２Ｆに出力する。また、例えば、振幅レベルＬａが所定の閾値未満となっている場合には、セレクタ２２Ｅは、クロック生成回路２２Ｄから入力された信号Ｖｂ５をサンプルクロックＶｓとしてＳ／Ｈ回路２２Ｆに出力する。このようにすることにより、ハムノイズＶｈの振幅が小さい場合であっても、サンプルクロックＶｓをＳ／Ｈ回路２２Ｆに出力することができる。
　Ｓ／Ｈ回路２２Ｆは、例えば、図５に示したように、差分信号Ｖｂを、ハムノイズＶｈに同期した、セレクタ２２Ｅから入力されたサンプルクロックＶｓの周波数ｆｓ（＝ｆｈ）でサンプリングし、それにより得られた差分信号Ｖｃをフィルタ回路２２Ｇに出力する。Ｓ／Ｈ回路２２Ｆは、例えば、図６に示したように、サンプルクロックＶｓによってオンオフ制御されるスイッチ素子ＳＷ１と、スイッチ素子ＳＷ１の出力端側に並列接続された保持容量Ｃｓ１およびスイッチ素子ＳＷ２とを有している。保持容量Ｃｓ１は、スイッチ素子ＳＷ１によってサンプリングされた後の信号の電圧を保持する。スイッチ素子ＳＷ２は、保持容量Ｃｓ１に保持された電圧をグラウンド電位にリセットする。Ｓ／Ｈ回路２２Ｆは、差分信号Ｖｂに対してサンプルクロックＶｓの周波数ｆｓ（＝ｆｈ）でサンプリングすることにより、例えば、図７に示したように、差分信号Ｖｂのうち、ハムノイズＶｈの周波数ｆｈの１／２の整数倍の周波数の信号成分を選択的に減衰させ、それ以外の周波数の信号成分を選択的に通すアナログノッチフィルタとして機能する。アナログノッチフィルタを透過した信号である差分信号Ｖｃは、例えば、図８に示したように、ハムノイズＶｈの低減された波形となっている。
　フィルタ回路２２Ｇは、差分信号Ｖｃに含まれるＤＣ成分、低周波成分および高周波成分をカットすることにより、差分信号Ｖｄを生成するバンドパスフィルタである。
　ＡＤＣ２３は、差分信号Ｖｄをデジタルの差分信号Ｄａに変換し、信号処理部３０に出力する。
（信号処理部３０）
　信号処理部３０は、アナログ部２０から入力された差分信号Ｄａに基づいて、例えば、生体２００の心電位等を解析する。信号処理部３０が生体２００の心電位を解析する場合には、信号処理部３０は、例えば、心電検出部３１、分析・視角化部３２および出力部３３を有している。心電検出部３１は、差分信号Ｄａに含まれる心電位の波形を抽出する。心電検出部３１は、例えば、差分信号Ｄａから、心電位が取り得る典型的な周波数帯の信号を抽出することにより、差分信号Ｄａに含まれる心電位の波形を得る。分析・視角化部３２は、例えば、心電検出部３１で得られた波形に基づいて、心拍数や、心拍のゆらぎ、不整脈の有無などを分析する。分析・視角化部３２は、分析の結果を含む生体情報Ｄｂを生成し、出力部３３に出力する。出力部３３は、生体情報Ｄｂを外部に出力する。
［効果］
　次に、ウェアラブル装置１００の効果について説明する。
　心電位や脳波、筋電位のような微小な電位差を計測する装置において、交流電源の振幅によって発生する電磁波が人体や配線にカップリングし混入することによって生じるハムノイズが大きな問題となる。従来から、ハムノイズを低減するための様々な方策が提案されている。
　例えば、特許文献１に記載の発明では、差動増幅器の各入力端においてハムノイズが互いに平衡となるように、差動増幅器の各入力端とグラウンドとの間に設けた抵抗の分圧比が調整される。しかし、このようにした場合には、差動増幅器および抵抗の特性や精度がデバイスごとに異なるときに、デバイスごとに、抵抗の分圧比を調整することが必要となる。
　また、例えば、特許文献２に記載の発明では、ハムノイズを適応フィルタで除去する。しかし、このようにした場合には、適応フィルタのフィルタ係数をデバイスごとに調整することが必要となる。さらに、ハムノイズの除去はＡＤ変換後に行われるので、ＡＤＣがハムノイズによって飽和してしまったり、ハムノイズによって飽和しない高ダイナミックレンジのＡＤＣを用意することが必要となったりする。
　一方、本実施の形態では、２つの電極１１，１２の差分信号Ｖｂが、ハムノイズＶｈの周波数ｆｈと同じ周波数でサンプリングされる。これにより、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆは、ハムノイズＶｈの周波数ｆｈの１／２の整数倍の周波数の信号を選択的に減衰させ、それ以外の周波数の信号を選択的に通すアナログノッチフィルタとして機能する。その結果、ハムノイズＶｈをより効果的に低減することができる。
　また、本実施の形態では、ハムノイズＶｈに同期した、ハムノイズＶｈの周波数と同じ周波数でサンプリングが行われる。これにより、ハムノイズＶｈをより一層、効果的に低減することができる。
　また、本実施の形態では、差分信号ＶｂからハムノイズＶｈの周波数ｆｈが検出される。これにより、生体信号Ｖｓｉｇの減衰を最小限に抑えつつ、ハムノイズＶｈを選択的に減衰させることができる。その結果、ハムノイズＶｈをより効果的に低減することができる。
　また、本実施の形態では、いずれか一方が生体２００に接触可能な２つの電極１１，１２が設けられている。これにより、２つの電極１１，１２から得られる差分信号Ｖａに含まれる生体信号Ｖｓｉｇの信号レベルを大きくすることができる。その結果、差分信号ＶｄにおけるＳ／Ｎ比を大きくすることができる。
＜２．変形例＞
　次に、上記実施の形態に係るウェアラブル装置１００の変形例について説明する。
［変形例Ａ］
　図９は、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆの動作について説明するための図である。図１０は、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆの周波数特性の一変形例を表したものである。上記実施の形態において、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆは、例えば、図９に示したように、差分信号Ｖｂを、ハムノイズＶｈに同期した、サンプルクロックＶｓの周波数ｆｓ（＝２×ｆｈ）でサンプリングし、それにより得られた差分信号Ｖｃをフィルタ回路２２Ｇに出力してもよい。つまり、本変形例では、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆは、差分信号Ｖｂを、ハムノイズＶｈの周波数ｆｈの２倍の周波数でサンプリングし、それにより得られた差分信号Ｖｃをフィルタ回路２２Ｇに出力する。
　このとき、ＯＳＣ２２Ｃは、信号Ｖｂ３として、信号Ｖｂ２（ハムノイズＶｈ）の周波数ｆｈの２倍の周波数の信号を生成する。Ｓ／Ｈ回路２２Ｆは、差分信号Ｖｂを、ハムノイズＶｈに同期した、サンプルクロックＶｓの周波数ｆｓ（＝２×ｆｈ）でサンプリングすることにより、例えば、図１０に示したように、差分信号Ｖｂのうち、ハムノイズＶｈの周波数ｆｈの整数倍の周波数の信号成分を選択的に減衰させ、それ以外の周波数の信号成分を選択的に通すアナログノッチフィルタとして機能する。アナログノッチフィルタを透過した信号である差分信号Ｖｃは、例えば、図８に示したように、ハムノイズＶｈの低減された波形となっている。
　本変形例では、２つの電極１１，１２の差分信号Ｖｂが、ハムノイズＶｈの周波数ｆｈの２Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数でサンプリングされる。これにより、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆは、ハムノイズＶｈの周波数ｆｈの２Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数の信号を選択的に減衰させ、それ以外の周波数の信号を選択的に通すアナログノッチフィルタとして機能する。その結果、ハムノイズＶｈをより効果的に低減することができる。
　また、本変形例では、ハムノイズＶｈに同期した、ハムノイズＶｈの周波数と同じ周波数でサンプリングが行われる。これにより、ハムノイズＶｈをより一層、効果的に低減することができる。
　また、本変形例では、差分信号ＶｂからハムノイズＶｈの周波数ｆｈが検出される。これにより、生体信号Ｖｓｉｇの減衰を最小限に抑えつつ、ハムノイズＶｈを選択的に減衰させることができる。その結果、ハムノイズＶｈをより効果的に低減することができる。
［変形例Ｂ］
　変形例Ａにおいて、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆは、例えば、差分信号Ｖｂを、ハムノイズＶｈに同期した、サンプルクロックＶｓの周波数ｆｓ（＝Ｎ×ｆｈ）（Ｎは整数）でサンプリングし、それにより得られた差分信号Ｖｃをフィルタ回路２２Ｇに出力してもよい。このとき、ＯＳＣ２２Ｃは、信号Ｖｂ３として、信号Ｖｂ２（ハムノイズＶｈ）の周波数ｆｈのＮ倍の周波数の信号を生成する。Ｓ／Ｈ回路２２Ｆは、差分信号Ｖｂを、ハムノイズＶｈに同期した、サンプルクロックＶｓの周波数ｆｓ（＝Ｎ×ｆｈ）でサンプリングすることにより、例えば、差分信号Ｖｂのうち、ハムノイズＶｈの周波数ｆｈのＮ倍の周波数の信号成分を選択的に減衰させ、それ以外の周波数の信号成分を選択的に通すアナログノッチフィルタとして機能する。アナログノッチフィルタを透過した信号である差分信号Ｖｃは、例えば、図８に示したように、ハムノイズＶｈの低減された波形となっている。このようにした場合であっても、上記変形例Ａと同様の効果を奏する。
［変形例Ｃ］
　図１１は、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆの回路構成の一変形例を表したものである。図１２は、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆの動作について説明するための図である。上記実施の形態において、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆは、例えば、図１１に示したように、さらに、スイッチ素子ＳＷ３および保持容量Ｃｓ２を有していてもよい。このとき、スイッチ素子ＳＷ３は、スイッチ素子ＳＷ１の一端と、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆの出力端との間に設けられており、保持容量Ｃｓ２は、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆの出力端に接続されている。
　本変形例では、ＯＳＣ２２Ｃは、信号Ｖｂ３として、信号Ｖｂ２（ハムノイズＶｈ）の周波数ｆｈの２Ｎ倍の周波数の信号を生成する。ＰＬＬ２２４は、基準信号である信号Ｖｂ２と、基準信号に対して加減すべき周波数の倍率（２Ｎ倍）を規定する信号Ｖｂ３とに基づいて、信号Ｖｂ２（ハムノイズＶｈ）に同期した、信号Ｖｂ２の周波数ｆｈの２Ｎ倍の周波数の信号Ｖｂ４を生成し、セレクタ２２Ｅに出力する。
　Ｓ／Ｈ回路２２Ｆは、例えば、図１２に示したように、差分信号Ｖｂを、セレクタ２２Ｅから入力されたサンプルクロックＶｓの周波数ｆｓ（＝２Ｎ・ｆｈ）でサンプリングし、それにより得られた差分信号Ｖｃをフィルタ回路２２Ｇに出力する。なお、図１２には、Ｎ＝２のときのサンプルクロックＶｓが例示されている。セレクタ２２Ｅは、例えば、図１２に示したように、周波数ｆｓ（＝２Ｎ・ｆｈ）のサンプルクロックＶｓによってスイッチ素子ＳＷ１のオンオフを制御する。クロック生成回路２２Ｄは、例えば、図１２に示したように、スイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ３を、信号Ｖｂ２（ハムノイズＶｈ）の周波数ｆｈと同じ周波数でオンオフを制御する。クロック生成回路２２Ｄは、例えば、図１２に示したように、スイッチ素子ＳＷ１をオンオフさせた時から、次にスイッチ素子ＳＷ１をオンさせる時までの間の期間において、まず、スイッチ素子ＳＷ３をオンオフさせ、その次に、スイッチ素子ＳＷ２をオンオフさせる。
　ここで、スイッチ素子ＳＷ３をオンする直前では、差分信号Ｖｂを２Ｎ回（図１２では４回）、サンプリングすることによって得られたサンプル値が保持容量Ｃｓ１において積分され、ハムノイズＶｈが概ねゼロとなる。これは、例えば、図１２に示したように、差分信号Ｖｂのゼロクロスからずれたタイミングでサンプリングを行った場合にも成り立つ。その結果、差分信号ＶｃのＤＣ成分は、概ねゼロ付近になる。また、スイッチ素子ＳＷ３を上述のタイミングでオンオフさせることにより、保持容量Ｃｓ１にチャージされていた電位が保持容量Ｃｓ２に転送される。従って、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆは、保持容量Ｃｓ２の電位を、差分信号Ｖｃとしてフィルタ回路２２Ｇに出力することができる。また、スイッチ素子ＳＷ２を上述のタイミングでオンオフさせることにより、保持容量Ｃｓ１の電位がリセットされる。
　本変形例では、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆは、差分信号ＶｂをサンプルクロックＶｓの周波数ｆｓ（＝２Ｎ・ｆｈ）でサンプリングするとともに、差分信号Ｖｂを２Ｎ回（図１２では４回）、サンプリングすることによって得られたサンプル値の移動平均値を取る。つまり、本変形例では、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆは、差分信号Ｖｂを、ハムノイズＶｈの周波数ｆｈの２Ｎ倍の周波数でサンプリングするとともに、差分信号Ｖｂを２Ｎ回（図１２では４回）、サンプリングすることによって得られたサンプル値の移動平均値を取る。これにより、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆは、差分信号Ｖｂのうち、ハムノイズＶｈの周波数ｆｈの整数倍の周波数の信号成分を選択的に減衰させ、それ以外の周波数の信号成分を選択的に通すアナログノッチフィルタとして機能する。その結果、ハムノイズＶｈをより効果的に低減することができる。
　アナログノッチフィルタを透過した信号である差分信号Ｖｃは、例えば、図１３（Ｂ）に示したように、ハムノイズＶｈが大幅に低減された波形となっている。図１３（Ａ）に示した差分信号Ｖｃは、上記実施の形態においてアナログノッチフィルタを透過した信号である。図１３（Ａ）の波形と、図１３（Ｂ）の波形とを対比すると明らかなように、本変形例において得られる差分信号Ｖｃは、ハムノイズＶｈが大幅に低減された波形となっている。
［変形例Ｄ］
　図１４は、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆの回路構成の一変形例を表したものである。図１５は、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆに入力される制御信号の一例を表したものである。上記変形例Ｃにおいて、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆは、互いに並列接続された複数（２Ｎ個）のＳ／Ｈ回路２２Ｆによって構成されていてもよい。このとき、保持容量Ｃｓ２は、互いに並列接続された複数のＳ／Ｈ回路２２Ｆにおいて共用されている。Ｎ＝２の場合、上記変形例Ｃにおいて、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆは、例えば、図１４に示したように、互いに並列接続された４個のＳ／Ｈ回路２２Ｆａ，２２Ｆｂ，２２Ｆｃ，２２Ｆｄによって構成されていてもよい。このとき、保持容量Ｃｓ２は、互いに並列接続された複数のＳ／Ｈ回路２２Ｆａ，２２Ｆｂ，２２Ｆｃ，２２Ｆｄにおいて共用されている。
　Ｓ／Ｈ回路２２Ｆａ，２２Ｆｂ，２２Ｆｃ，２２Ｆｄは、それぞれ、例えば、図１４に示したように、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３および保持容量Ｃｓ１を有している。Ｓ／Ｈ回路２２Ｆａ，２２Ｆｂ，２２Ｆｃ，２２Ｆｄにおいて、出力端（スイッチ素子ＳＷ３の一端）が互いに接続されており、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆａ，２２Ｆｂ，２２Ｆｃ，２２Ｆｄのそれぞれの出力端が共通の保持容量Ｃｓ２の一端に接続されている。
　なお、図１４では、スイッチ素子ＳＷ２には、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆａ，２２Ｆｂ，２２Ｆｃ，２２Ｆｄごとに区別をするために、符号の末尾にａ，ｂ，ｃ，ｄが付与されている。同様に、スイッチ素子ＳＷ３には、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆａ，２２Ｆｂ，２２Ｆｃ，２２Ｆｄごとに区別をするために、符号の末尾にａ，ｂ，ｃ，ｄが付与されている。
　本変形例では、ＯＳＣ２２Ｃは、信号Ｖｂ３として、信号Ｖｂ２（ハムノイズＶｈ）の周波数ｆｈの２Ｎ倍の周波数の信号を生成する。ＰＬＬ２２４は、基準信号である信号Ｖｂ２と、基準信号に対して加減すべき周波数の倍率（２Ｎ倍）を規定する信号Ｖｂ３とに基づいて、信号Ｖｂ２（ハムノイズＶｈ）に同期した、信号Ｖｂ２の周波数ｆｈの２Ｎ倍の周波数の信号Ｖｂ４を生成し、セレクタ２２Ｅに出力する。
　Ｓ／Ｈ回路２２Ｆは、例えば、図１５に示したように、差分信号Ｖｂを、セレクタ２２Ｅから入力されたサンプルクロックＶｓの周波数ｆｓ（＝２Ｎ・ｆｈ）でサンプリングし、それにより得られた差分信号Ｖｃをフィルタ回路２２Ｇに出力する。なお、図１５には、Ｎ＝２のときのサンプルクロックＶｓが例示されている。Ｓ／Ｈ回路２２Ｆａ，２２Ｆｂ，２２Ｆｃ，２２Ｆｄは、それぞれ、例えば、図１５に示したように、差分信号Ｖｂを、信号Ｖｂ２（ハムノイズＶｈ）の周波数ｆｈと同じ周波数でサンプリングするとともに、信号Ｖｂ２（ハムノイズＶｈ）の１周期の１／２Ｎずつタイミングをずらしてサンプリングする。
　セレクタ２２Ｅは、例えば、図１５に示したように、周波数ｆｓ（＝２Ｎ・ｆｈ）のサンプルクロックＶｓによってスイッチ素子ＳＷ１のオンオフを制御する。クロック生成回路２２Ｄは、例えば、図１５に示したように、スイッチ素子ＳＷ３ａ，ＳＷ３ｂ，ＳＷ３ｃ，ＳＷ３ｄを、信号Ｖｂ２（ハムノイズＶｈ）の周波数ｆｈと同じ周波数でオンオフを制御するとともに、信号Ｖｂ２（ハムノイズＶｈ）の１周期の１／２Ｎずつタイミングをずらしてオンオフを制御する。クロック生成回路２２Ｄは、さらに、例えば、図１５に示したように、スイッチ素子ＳＷ２ａ，ＳＷ２ｂ，ＳＷ２ｃ，ＳＷ２ｄを、信号Ｖｂ２（ハムノイズＶｈ）の周波数ｆｈと同じ周波数でオンオフを制御するとともに、信号Ｖｂ２（ハムノイズＶｈ）の１周期の１／２Ｎずつタイミングをずらしてオンオフを制御する。
　クロック生成回路２２Ｄは、例えば、図１５に示したように、スイッチ素子ＳＷ１をオンオフさせた時から、次にスイッチ素子ＳＷ１をオンさせる時までの間の期間において、まず、スイッチ素子ＳＷ３ａをオンオフさせ、その次に、スイッチ素子ＳＷ２ａをオンオフさせる。続いて、クロック生成回路２２Ｄは、例えば、図１５に示したように、スイッチ素子ＳＷ１をオンオフさせた時から、次にスイッチ素子ＳＷ１をオンさせる時までの間の期間において、まず、スイッチ素子ＳＷ３ｂをオンオフさせ、その次に、スイッチ素子ＳＷ２ｂをオンオフさせる。続いて、クロック生成回路２２Ｄは、例えば、図１５に示したように、スイッチ素子ＳＷ１をオンオフさせた時から、次にスイッチ素子ＳＷ１をオンさせる時までの間の期間において、まず、スイッチ素子ＳＷ３ｃをオンオフさせ、その次に、スイッチ素子ＳＷ２ｃをオンオフさせる。続いて、クロック生成回路２２Ｄは、例えば、図１５に示したように、スイッチ素子ＳＷ１をオンオフさせた時から、次にスイッチ素子ＳＷ１をオンさせる時までの間の期間において、まず、スイッチ素子ＳＷ３ｄをオンオフさせ、その次に、スイッチ素子ＳＷ２ｄをオンオフさせる。クロック生成回路２２Ｄは、この一連の動作を、信号Ｖｂ２（ハムノイズＶｈ）の１周期ごとに行う。
　ここで、スイッチ素子ＳＷ３ａ，ＳＷ３ｂ，ＳＷ３ｃ，ＳＷ３ｄをオンする直前では、差分信号Ｖｂを２Ｎ回（図１２では４回）、サンプリングすることによって得られたサンプル値が保持容量Ｃｓ１において積分され、ハムノイズＶｈが概ねゼロとなる。これは、例えば、図１６に示したように、差分信号Ｖｂのゼロクロスからずれたタイミングでサンプリングを行った場合にも成り立つ。その結果、差分信号ＶｃのＤＣ成分は、概ねゼロ付近になる。また、スイッチ素子ＳＷ３ａ，ＳＷ３ｂ，ＳＷ３ｃ，ＳＷ３ｄを上述のタイミングでオンオフさせることにより、保持容量Ｃｓ１にチャージされていた電位が保持容量Ｃｓ２に転送される。従って、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆは、保持容量Ｃｓ２の電位を、差分信号Ｖｃとしてフィルタ回路２２Ｇに出力することができる。また、スイッチ素子ＳＷ２ａ，ＳＷ２ｂ，ＳＷ２ｃ，ＳＷ２ｄを上述のタイミングでオンオフさせることにより、保持容量Ｃｓ１の電位がリセットされる。
　本変形例では、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆは、差分信号Ｖｂに対してサンプルクロックＶｓの周波数ｆｓ（＝２Ｎ・ｆｈ）でサンプリングするとともに、差分信号Ｖｂを２Ｎ回（図１５では４回）、サンプリングすることによって得られたサンプル値の移動平均値を取ることにより、差分信号Ｖｂのうち、ハムノイズＶｈの周波数ｆｈの整数倍の周波数の信号成分を選択的に減衰させ、それ以外の周波数の信号成分を選択的に通すアナログノッチフィルタとして機能する。
　アナログノッチフィルタを透過した信号である差分信号Ｖｃは、例えば、図１３（Ｂ）に示したように、ハムノイズＶｈが大幅に低減された波形となっている。図１３（Ａ）に示した差分信号Ｖｃは、上記実施の形態においてアナログノッチフィルタを透過した信号である。図１３（Ａ）の波形と、図１３（Ｂ）の波形とを対比すると明らかなように、本変形例において得られる差分信号Ｖｃは、ハムノイズＶｈが大幅に低減された波形となっている。
　また、本変形例では、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆが、互いに並列接続された複数のＳ／Ｈ回路２２Ｆａ，２２Ｆｂ，２２Ｆｃ，２２Ｆｄによって構成されている。これにより、時間分解能が不足する場合には、２Ｎ相のクロックを生成し、ＡＦＥでのサンプリングを並列で行った後の信号の合成信号を、ＡＤＣ２３に入力することにより、２Ｎ倍の時間分解能を得ることができる。
　また、本変形例では、差分信号Ｖｂが、ハムノイズＶｈの周波数ｆｓと同じ周波数でサンプリングされるとともに、ハムノイズＶｈの１周期の１／２Ｎずつタイミングをずらしてサンプリングが行われる。これにより、時間分解能が不足する場合には、２Ｎ相のクロックを生成し、ＡＦＥでのサンプリングを並列で行った後の信号の合成信号を、ＡＤＣ２３に入力することにより、２Ｎ倍の時間分解能を得ることができる。
　また、本変形例では、いずれか一方が生体２００に接触可能な２つの電極１１，１２が設けられている。これにより、２つの電極１１，１２から得られる差分信号Ｖａに含まれる生体信号Ｖｓｉｇの信号レベルを大きくすることができる。その結果、差分信号ＶｄにおけるＳ／Ｎ比を大きくすることができる。
［変形例Ｅ］
　図１６は、ノイズ処理回路２２の機能ブロックの一変形例を表したものである。上記実施の形態およびその変形例に係るサンプルクロック回路２２Ｂにおいて、２値化回路２２３およびＰＬＬ２２４が省略され、ＰＬＬ２２４の代わりにＮＣＯ(Numerically controlled oscillator)２２５が設けられていてもよい。ＮＣＯ２２５は、信号処理部３０から入力された、基準周波数である周波数データ３０Ａと、基準周波数に対して加減すべき周波数の倍率（Ｎ倍）を規定する信号Ｖｂ３の周波数データとに基づいて、周波数データ３０ＡのＮ倍の周波数の信号Ｖｂ４を生成し、セレクタ２２Ｅに出力する。
　信号処理部３０（例えば心電検出部３１）は、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆをスルー状態（具体的には、スイッチ素子ＳＷ１やスイッチ素子ＳＷ３をオンしたまま、スイッチ素子ＳＷ２をオフしたまま）にした上で、アナログ部２０から入力された差分信号Ｄａに含まれるハムノイズＶｈを検出する。信号処理部３０（例えば心電検出部３１）は、例えば、Ｓ／Ｈ回路２２Ｆをスルー状態にした上で、アナログ部２０から入力された差分信号Ｄａに対してＦＦＴ(Fast Fourier Transform）を行うことにより得られるパワースペクトラムから、ハムノイズＶｈの周波数ｆｈを導出する。信号処理部３０（例えば心電検出部３１）は、例えば、さらに、導出したハムノイズＶｈの周波数ｆｈを、上述の周波数データ３０ＡとしてＮＣＯ２２５に出力する。
　本変形例では、アナログ部２０の後段である信号処理部３０で検出された、ハムノイズＶｈの周波数ｆｈに基づいて、サンプルクロックＶｓが生成される。このようにした場合であっても、上記実施の形態およびその変形例と同様の効果を奏する。
［変形例Ｆ］
　上記実施の形態およびその変形例において、ＰＬＬ２２４の代わりに、ＦＬＬ（Frequency-Locked Loop）が用いられてもよい。ＦＬＬは、例えば、基準信号である信号Ｖｂ２と、基準信号に対して加減すべき周波数の倍率（Ｎ倍）を規定する信号Ｖｂ３とのクロック数の差に基づいて、信号Ｖｂ２の周波数のＮ倍の周波数の信号Ｖｂ４を生成し、セレクタ２２Ｅに出力する。このようにした場合であっても、上記実施の形態およびその変形例と同様の効果を奏する。
＜３．実施例＞
　次に、ウェアラブル装置１００の実施例について説明する。図１７は、ウェアラブル装置１００の一適用例を表したものである。図１７には、ウェアラブル装置１００と端末装置３００とがネットワーク４００を介して接続されている様子が例示されている。ウェアラブル装置１００は、生体情報Ｄｂを、ネットワーク４００を介して端末装置３００に送信する。端末装置３００は、受信した生体情報Ｄｂに基づいて、所定の信号処理を行う。端末装置３００は、例えば、ウェアラブル装置１００から受信した生体情報Ｄｂに対して所定の処理を行うことにより、生体情報Ｄｂを表示画面に表示する。これにより、端末装置３００では、生体２００の生体情報Ｄｂをユーザに提供することができる。
　なお、図１８に示したように、ウェアラブル装置１００は、デジタルの差分信号Ｄａを、ネットワーク４００を介して端末装置３００に送信してもよい。このようにした場合には、端末装置３００が、受信した差分信号Ｄａに対して、所定の信号処理（上述の信号処理部３０で行われる処理）を行う。端末装置３００は、例えば、ウェアラブル装置１００から受信した差分信号Ｄａに対して所定の信号処理（上述の信号処理部３０で行われる処理）を行うことにより、生体情報Ｄｂを生成し、生成した生体情報Ｄｂに対して所定の処理を行うことにより、生体情報Ｄｂを表示画面に表示する。これにより、端末装置３００では、生体２００の生体情報Ｄｂをユーザに提供することができる。
　図１９は、本実施例に係る端末装置３００の機能ブロックの一例を表したものである。端末装置３００は、例えば、通信部３１０、入力部３２０、記憶部３３０、表示部３４０および制御部３５０を備えている。通信部３１０は、ネットワーク４００を介してウェアラブル装置１００と通信を行う。入力部３２０は、ユーザからの入力を受け付ける。入力部３２０は、例えば、タッチパネルなどによって構成されている。記憶部３３０は、例えば、ＤＲＡＭ（Dynamic Random Access Memory）などの揮発性メモリ、または、ＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory）やフラッシュメモリなどの不揮発性メモリである。記憶部３３０には、生体情報Ｄｂに対して所定の処理を行ったり、差分信号Ｄａに対して所定の信号処理（上述の信号処理部３０で行われる処理）を行うことにより、生体情報Ｄｂを生成したりする処理を制御部３５０に実行させるプログラム３３１が記憶されている。表示部３４０は、生体情報Ｄｂを表示画面に表示する。表示部３４０は、例えば、液晶パネル、または、有機ＥＬ（Electro Luminescence）パネルである。制御部３５０は、例えば、プロセッサによって構成されている。制御部３５０は、記憶部３３０に記憶されたプログラム３３１を実行する。制御部３５０の機能は、例えば、制御部３５０によってプログラム３３１が実行されることによって実現される。
　また、例えば、本開示は以下のような構成を取ることができる。
（１）
　いずれか一方を生体に接触させた２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数と同じ周波数でサンプリングするアナログ回路を備えた
　生体信号検出回路。
（２）
　前記アナログ回路は、前記差動増幅信号を、前記ハムノイズの周波数と同じ周波数でサンプリングすることにより、前記ハムノイズの周波数の１／２の整数倍の周波数の信号を選択的に減衰させ、それ以外の周波数の信号を選択的に通すアナログノッチフィルタとして機能する
　（１）に記載の生体信号検出回路。
（３）
　前記アナログ回路は、前記ハムノイズに同期した、前記ハムノイズの周波数と同じ周波数でサンプリングする
　（１）または（２）に記載の生体信号検出回路。
（４）
　前記差動増幅信号から前記ハムノイズの周波数を検出する検出回路を更に備えた
　（１）ないし（３）のいずれか１つに記載の生体信号検出回路。
（５）
　所定の間隙を介して互いに対向配置され、いずれか一方が前記生体に接触可能に配置された前記２つの電極を更に備えた
　（１）ないし（４）のいずれか１つに記載の生体信号検出回路。
（６）
　いずれか一方を生体に接触させた２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数の２Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数でサンプリングするアナログ回路を備えた
　生体信号検出回路。
（７）
　前記アナログ回路は、前記差動増幅信号を、前記ハムノイズの周波数の２Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数でサンプリングすることにより、前記ハムノイズの周波数の整数倍の周波数の信号を選択的に減衰させ、それ以外の周波数の信号を選択的に通すアナログノッチフィルタとして機能する
　（６）に記載の生体信号検出回路。
（８）
　前記アナログ回路は、前記ハムノイズに同期した、前記ハムノイズの周波数の２Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数でサンプリングする
　（６）または（７）に記載の生体信号検出回路。
（９）
　前記差動増幅信号から前記ハムノイズの周波数を検出する検出回路を更に備えた
　（６）ないし（８）のいずれか１つに記載の生体信号検出回路。
（１０）
　前記アナログ回路は、前記差動増幅信号を２Ｎ回、サンプリングすることによって得られたサンプル値の移動平均値を取ることにより、前記ハムノイズの周波数の整数倍の周波数の信号を選択的に減衰させ、それ以外の周波数の信号を選択的に通すアナログノッチフィルタとして機能する
　（６）ないし（９）のいずれか１つに記載の生体信号検出回路。
（１１）
　互いに並列接続された複数の前記アナログ回路を備えた
　（６）ないし（１０）のいずれか１つに記載の生体信号検出回路。
（１２）
　各前記アナログ回路は、それぞれ、前記差動増幅信号を、前記ハムノイズの周波数と同じ周波数でサンプリングするとともに、前記ハムノイズの１周期の１／２Ｎずつタイミングをずらしてサンプリングする
　（１１）に記載の生体信号検出回路。
（１３）
　所定の間隙を介して互いに対向配置され、いずれか一方が前記生体に接触可能に配置された前記２つの電極を更に備えた
　（６）ないし（１２）のいずれか１つに記載の生体信号検出回路。
（１４）
　いずれか一方を計測対象に接触させた２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数と同じ周波数でサンプリングするアナログ回路を備えた
　ハムノイズ低減回路。
（１５）
　いずれか一方を計測対象に接触させた２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数の２Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数でサンプリングするアナログ回路を備えた
　ハムノイズ低減回路。
（１６）
　筐体内に設けられた生体信号検出回路を備え、
　前記生体信号検出回路は、いずれか一方を生体に接触させた２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数と同じ周波数でサンプリングするアナログ回路を有する
　ウェアラブル装置。
（１７）
　筐体内に設けられた生体信号検出回路を備え、
　前記生体信号検出回路は、いずれか一方を生体に接触させた２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数の２Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数でサンプリングするアナログ回路を有する
　ウェアラブル装置。
（１８）
　筐体内に設けられたハムノイズ低減回路を備え、
　前記生体信号検出回路は、いずれか一方を計測対象に接触させた２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数と同じ周波数でサンプリングするアナログ回路を有する
　ウェアラブル装置。
（１９）
　筐体内に設けられたハムノイズ低減回路を備え、
　前記生体信号検出回路は、いずれか一方を計測対象に接触させた２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数の２Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数でサンプリングするアナログ回路を有する
　ウェアラブル装置。
　本開示の一実施の形態に係る第１の生体信号検出回路および第１のウェアラブル装置によれば、２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数と同じ周波数でサンプリングするようにしたので、ハムノイズをより効果的に低減することができる。
　本開示の一実施の形態に係る第２の生体信号検出回路および第２のウェアラブル装置によれば、２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数の２Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数でサンプリングするようにしたので、ハムノイズをより効果的に低減することができる。
　本開示の一実施の形態に係る第１のハムノイズ低減回路および第３のウェアラブル装置によれば、２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数と同じ周波数でサンプリングするようにしたので、ハムノイズをより効果的に低減することができる。
　本開示の一実施の形態に係る第２のハムノイズ低減回路および第４のウェアラブル装置によれば、２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数の２Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数でサンプリングするようにしたので、ハムノイズをより効果的に低減することができる。
　なお、本開示の効果は、ここに記載された効果に必ずしも限定されず、本明細書中に記載されたいずれの効果であってもよい。
　本出願は、日本国特許庁において２０１８年１１月２２日に出願された日本特許出願番号第２０１８－２１９４９３号を基礎として優先権を主張するものであり、この出願のすべての内容を参照によって本出願に援用する。
　当業者であれば、設計上の要件や他の要因に応じて、種々の修正、コンビネーション、サブコンビネーション、および変更を想到し得るが、それらは添付の請求の範囲やその均等物の範囲に含まれるものであることが理解される。

Claims (19)

  1. 　いずれか一方を生体に接触させた２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数と同じ周波数でサンプリングするアナログ回路を備えた
    　生体信号検出回路。
  2. 　前記アナログ回路は、前記差動増幅信号を、前記ハムノイズの周波数と同じ周波数でサンプリングすることにより、前記ハムノイズの周波数の１／２の整数倍の周波数の信号を選択的に減衰させ、それ以外の周波数の信号を選択的に通すアナログノッチフィルタとして機能する
    　請求項１に記載の生体信号検出回路。
  3. 　前記アナログ回路は、前記ハムノイズに同期した、前記ハムノイズの周波数と同じ周波数でサンプリングする
    　請求項１に記載の生体信号検出回路。
  4. 　前記差動増幅信号から前記ハムノイズの周波数を検出する検出回路を更に備えた
    　請求項１に記載の生体信号検出回路。
  5. 　所定の間隙を介して互いに対向配置され、いずれか一方が前記生体に接触可能に配置された前記２つの電極を更に備えた
    　請求項１に記載の生体信号検出回路。
  6. 　いずれか一方を生体に接触させた２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数の２Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数でサンプリングするアナログ回路を備えた
    　生体信号検出回路。
  7. 　前記アナログ回路は、前記差動増幅信号を、前記ハムノイズの周波数の２Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数でサンプリングすることにより、前記ハムノイズの周波数の整数倍の周波数の信号を選択的に減衰させ、それ以外の周波数の信号を選択的に通すアナログノッチフィルタとして機能する
    　請求項６に記載の生体信号検出回路。
  8. 　前記アナログ回路は、前記ハムノイズに同期した、前記ハムノイズの周波数の２Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数でサンプリングする
    　請求項６に記載の生体信号検出回路。
  9. 　前記差動増幅信号から前記ハムノイズの周波数を検出する検出回路を更に備えた
    　請求項６に記載の生体信号検出回路。
  10. 　前記アナログ回路は、前記差動増幅信号を２Ｎ回、サンプリングすることによって得られたサンプル値の移動平均値を取ることにより、前記ハムノイズの周波数の整数倍の周波数の信号を選択的に減衰させ、それ以外の周波数の信号を選択的に通すアナログノッチフィルタとして機能する
    　請求項６に記載の生体信号検出回路。
  11. 　互いに並列接続された複数の前記アナログ回路を備えた
    　請求項６に記載の生体信号検出回路。
  12. 　各前記アナログ回路は、それぞれ、前記差動増幅信号を、前記ハムノイズの周波数と同じ周波数でサンプリングするとともに、前記ハムノイズの１周期の１／２Ｎずつタイミングをずらしてサンプリングする
    　請求項１１に記載の生体信号検出回路。
  13. 　所定の間隙を介して互いに対向配置され、いずれか一方が前記生体に接触可能に配置された前記２つの電極を更に備えた
    　請求項６に記載の生体信号検出回路。
  14. 　いずれか一方を計測対象に接触させた２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数と同じ周波数でサンプリングするアナログ回路を備えた
    　ハムノイズ低減回路。
  15. 　いずれか一方を計測対象に接触させた２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数の２Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数でサンプリングするアナログ回路を備えた
    　ハムノイズ低減回路。
  16. 　筐体内に設けられた生体信号検出回路を備え、
    　前記生体信号検出回路は、いずれか一方を生体に接触させた２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数と同じ周波数でサンプリングするアナログ回路を有する
    　ウェアラブル装置。
  17. 　筐体内に設けられた生体信号検出回路を備え、
    　前記生体信号検出回路は、いずれか一方を生体に接触させた２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数の２Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数でサンプリングするアナログ回路を有する
    　ウェアラブル装置。
  18. 　筐体内に設けられたハムノイズ低減回路を備え、
    　前記生体信号検出回路は、いずれか一方を計測対象に接触させた２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数と同じ周波数でサンプリングするアナログ回路を有する
    　ウェアラブル装置。
  19. 　筐体内に設けられたハムノイズ低減回路を備え、
    　前記生体信号検出回路は、いずれか一方を計測対象に接触させた２つの電極の差動増幅信号を、ハムノイズの周波数の２Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数でサンプリングするアナログ回路を有する
    　ウェアラブル装置。
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JPS63242224A (ja) * 1987-03-31 1988-10-07 センチユリ−メデイカル株式会社 交流雑音除去方法
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