JP2011188069A

JP2011188069A - 電子回路および電子装置

Info

Publication number: JP2011188069A
Application number: JP2010048859A
Authority: JP
Inventors: Katsuyuki Ikeda; 勝幸池田
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 2010-03-05
Filing date: 2010-03-05
Publication date: 2011-09-22

Abstract

【課題】高入力インピーダンスの入力回路において誘導ノイズや帯電物の接近等による電位変動等の妨害に強く集積回路化の容易な回路および電子装置を提供する。
【解決手段】非反転増幅回路と、前記非反転増幅回路の入力端子に入力信号を接続するキャパシタンス素子と、所定の電位を発生する電圧源と、前記非反転増幅回路の入力端子と前記電圧源との間に直列に接続された第一および第二のスイッチ回路と、前記第一および第二のスイッチ回路の接続点と前記非反転増幅回路の帰還路との間に接続された第三のスイッチ回路を含んで構成され、前記第一および第二のスイッチ回路は同一のタイミングでオンオフし、前記第三のスイッチ回路は前記第一および第二のスイッチ回路と相補のタイミングでオンオフすることによって電子回路を構成する。
【選択図】図１

Description

本発明は高入力インピーダンスを要する緩衝増幅回路およびそれを含む電子装置、特に心電図、脳波などの生体計測の入力部に好適な電子回路およびそれを用いた電子装置に関する。

近年心電図計測や脳波を日常的にモニタリングし健康管理をするための研究が多くなされている。これらの生体情報は信号が微弱であり検出が容易でなく、より信号の検出がしやすい検出電極が開発されている。しかしながら、これらの電極はウェット感のあるゲルなどを用いた接触型の電極であり、日常的にモニタリングするには装着感の悪さが大きな課題である。特許文献１、非特許文献１および非特許文献２にはゲルなどの接触電極を用いずに容量結合による非接触電極による心電検出の方法が紹介されている。電極の面積と人体との距離から結合容量は数ｐＦでありこのわずかな結合容量を通して周波数１Ｈｚ程度の信号を検出しなければならない。そのために計測器の入力となる緩衝増幅回路には非常に高い入力インピーダンスが要求される。
また、緩衝増幅回路の入力インピーダンスを高める方法については特許文献２がある。

特開２００７−８２９３８号公報特表２００５−５１１１７４号公報

生態医工学Ｖｏｌ．４４Ｎｏ．１(Ｍａｒ．２００６) ＰＰ．１７７−１８３丸山敏弘ほか「非接地容量結合型電極による心電図計測」第２３回生体・生理工学シンポジウム論文集ＰＰ．２３３−２３６松田敏之ほか「静電容量型電極による運転中の心拍変動の非接触計測」

上記先行資料のいずれにおいても、１Ｈｚ程度の信号を数ｐＦ程度の容量を通して検出する回路を構成するためには数十ＧΩ以上の高抵抗器を要する。また、特許文献２によって示される前置緩衝増幅回路を用いると上記の抵抗器の値は低くすることができるが、現在の技術によって半導体集積回路上に上記抵抗器を構成するには、依然として困難である。また、同文献に示されるブートストラップ回路では構成する抵抗器、およびコンデンサーの値によって前置緩衝増幅回路の周波数特性がフラットにならず、増幅される信号の波形に無視し得ない歪を伴う。この歪を少なくしようとすると抵抗器およびコンデンサーの値として実現困難な高抵抗、高容量値が要求される。あるいは周波数の極端に低い側（０．１Ｈｚ以下の領域）にゲイン特性のピークがあらわれる。この低周波におけるゲインピークは装置動作を不安定にする。たとえば摩擦電気によって帯電した人物や物体の接近等によっておこる、緩やかな入力電位の変動が強調されることになり、時として人が近づいただけで計測を不能としてしまうようなことが起こる。

さらに、上記先行資料では、高入力インピーダンス回路でしばしば問題となる、商用電源からの誘導ノイズの混入に対してはまったく考慮されていない。高入力インピーダンスの前置緩衝増幅回路の入力にはフィルターをいれてこれらのノイズを除去することができない。なぜならば、このフィルターを入れることによって前置緩衝増幅回路の入力インピーダンスを落としてしまうからである。商用電源からの誘導ノイズは入力インピーダンスが高いと意外と大きく、時によっては前置緩衝増幅回路の動作範囲を超えるような過大な入力となることもある。近年の半導体集積回路の低電源電圧化に伴い集積回路に許容される入力電圧範囲は狭くなる傾向にあり、今後ますます深刻な課題となってくる。

本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであり、以下の形態または適用例として実現することが可能である。

［適用例１］非反転増幅回路と、前記非反転増幅回路の入力端子に入力信号を接続するキャパシタンス素子と、所定の電位を発生する電圧源と、前記非反転増幅回路の入力端子と前記電圧源との間に直列に接続された第一および第二のスイッチ回路と、前記第一および第二のスイッチ回路の接続点と前記非反転増幅回路の帰還路との間に接続された第三のスイッチ回路を含んで構成され、前記第一および第二のスイッチ回路は同一のタイミングでオンオフし、前記第三のスイッチ回路は前記第一および第二のスイッチ回路と相補のタイミングでオンオフすることを特徴とする電子回路。

上記適用例の構成によれば、上記第一、第二のスイッチ回路がオンするたびに上記電圧源によって供給される所定電位に上記非反転増幅回路の入力電位が固定される。この動作によって、信号源である人体への帯電した物や第三者の接近に伴う緩やかな電位変動などは取り除かれる。また第一第二のスイッチ回路がオフのときは入力信号が上記キャパシタンス素子を通して非反転増幅回路に伝えられ非反転増幅が行われる。第一、第二のスイッチ回路のオフ抵抗やリーク電流は第三のスイッチがオンすることにより非反転増幅回路の帰還路から補償され入力側から見たインピーダンスを下げることはない。これによって、極端な高抵抗の抵抗器や高容量のコンデンサーを使用することなく非常に高インピーダンスで歪の少ない増幅回路を構成することが可能となる。ディスクリート部品である抵抗器やコンデンサーが不要であるため半導体集積回路化が容易であり大きな利点となる。

［適用例２］上記適用例に記載の電子回路において、前記電圧源の所定の電位には信号の基準レベルが含まれることを特徴とする。
上記適用例の構成によれば、上記第一、第二のスイッチ回路がオンするたびに上記電圧源によって供給される信号の基準レベルに上記非反転増幅回路の入力電位が固定される。この動作によって、信号源である人体への帯電した物や第三者の接近に伴う緩やかな電位変動などは取り除かれ安定な前置緩衝増幅回路の構成を可能とする。

［適用例３］上記適用例に記載の電子回路において、さらにΔΣ型ＡＤ変換回路を含んで構成されることを特徴とする。
上記適用例の構成によれば、上記第一、第二、第三のスイッチ回路のオンオフ制御やタイミングをΔΣ型ＡＤ変換回路の動作と同期させることができ、また一部の制御回路を共用することが可能となり装置を構成する上において簡略化が図れる。本例による電子回路は上記第一、第二、第三のスイッチ回路のオンオフ制御に伴って差分のみを増幅する微分回路と見ることができる。微分回路が前置されるので、ΔΣ型ＡＤ変換回路に含まれるデジタルの微分回路を省略することが可能となる。

［適用例４］上記適用例に記載の電子回路において、前記電圧源の出力電位は前記ΔΣ型ＡＤ変換回路を構成する量子化回路の出力信号をＤＡ変換して得ることを特徴とする。
上記適用例の構成によれば、上記第一、第二、第三のスイッチ回路のオンオフ制御やタイミングをΔΣ型ＡＤ変換回路の動作と同期させることができまた一部の制御回路を共用することが可能となり装置を構成する上において簡略化が図れる。本例による電子回路は上記第一、第二、第三のスイッチ回路のオンオフ制御に伴って差分のみを増幅する微分回路と見ることができる。微分回路が前置されるので、ΔΣ型ＡＤ変換回路に含まれるΔ変調部分にこの回路を使用することができる。これによって電子装置の前置緩衝増幅回路と該電子装置に含まれるＡＤ変換回路の一部を共用することができ装置を構成する上で簡略化を図ることができる。

［適用例５］上記適用例に記載の電子回路を含んで構成されることを特徴とする電子装置。
本適用例に記載の電子装置によれば、抵抗器やコンデンサーが不要であるため半導体集積回路化が容易であり大きな利点となる。

本発明の実施例１にかかる電子回路を示す回路図。本発明の実施例１にかかる電子回路の動作を説明するために使用する信号波形を説明する図。本発明の実施例１にかかる電子回路の動作を説明するタイム図および本発明の実施例１にかかる電子回路を用いた電子装置の構成例を示すブロック図。本発明の実施例１にかかる電子回路の動作を説明するタイム図。本発明の実施例１にかかる電子回路の動作を説明するタイム図。本発明にかかる電子回路を用いた電子装置（実施例２）の構成例を示すブロック図。本発明にかかる電子回路を用いた電子装置（実施例３）の構成例を示すブロック図および動作を説明するタイム図。本発明にかかる電子回路を用いた電子装置（実施例４）の例を示すブロック図。本発明にかかる電子回路を用いた電子装置（実施例５）の概観を示す図、および構成例を示すブロック図。本発明にかかる電子回路を用いた電子装置（実施例６）の概観を示す図、および構成例を示すブロック図。

以下、電子回路の実施例について図面に従って説明する。

図１は本発明の実施例１にかかる電子回路の一例を示す回路図であり、図２は本発明の実施例１にかかる電子回路の動作を説明するために用いられる入力波形を説明する図である。本実施例１にかかる電子回路は様々な異なる動作モードで使用することができそれぞれの動作モードにおいて特長がある。図３、４、５は本発明の実施例１にかかる電子回路の動作を説明する図であり、それぞれの動作モードによる違いを説明する。
本実施例１による電子回路は容量結合型電極による心電波形の計測などの入力緩衝増幅回路に適するものである。以下容量結合型電極による心電波形の計測を例に説明するが本発明の適用範囲はこれに限るものではない。

本実施例１による電子回路は図１（ａ）または（ｂ）に示すごとく信号の入力端子１０１から非反転増幅回路１０７（破線内）の入力端子１１３に接続されるキャパシタンス素子１０２と、該キャパシタンス素子１０２および非反転増幅回路１０７の入力端子１１３の接続点から直列に第一のスイッチ回路１０３（破線内）および第二のスイッチ回路１０４（破線内）を介して接続される電圧源１０６と、前記第一のスイッチ回路１０３および第二のスイッチ回路１０４の接続点と前記非反転増幅回路１０７の帰還路１１４との間に接続された第三のスイッチ回路１０５（破線内）を含んで構成される。前記第一および第二のスイッチ回路１０３，１０４は同一のタイミングでオンオフし、前記第三のスイッチ回路１０５は前記第一および第二のスイッチ回路１０３，１０４と相補のタイミングでオンオフする。スイッチ制御端子１０９は前記第一、第二、第三のスイッチ回路１０３，１０４，１０５のオンオフを制御する信号を印加する。

容量結合型電極は面積数ｃｍ²の導電性の電極で絶縁体を介して胸部、上腕部などに対向させ人体から電気信号を検出するための電極である。本願ではこの電極と人体間によって形成される容量を含んで構成される素子や一般の電子部品としての容量素子等、容量を含む素子の上位概念としてキャパシタンス素子ということにする。これに対して本願では蓄電を目的とする一般の電子部品をコンデンサーと呼ぶことにする。キャパシタンス素子は等価的に電気容量を持って表すことができ電気回路図として図１に示した。同様に上記導電性電極に対向する皮膚は電気回路の端子としてみることができ図１では端子としての入力端子１０１として表わす。心電は心筋細胞内に発生する脱分極、再分極に伴って生じる電気信号であり、１Ｈｚ程度の低周波信号である。この信号源はキャパシタンス素子のこの周波数におけるインピーダンスに比較して無視できるほどの人体抵抗を通して入力端子１０１に接続されているとみなすことができる。

非反転増幅回路１０７は破線内に示すように演算増幅回路１１０と負帰還路を構成するための２つの抵抗器１１１、１１２によって構成される。抵抗器１１１の値をＲ１、抵抗器１１２の値をＲ２とすると該増幅回路の電圧利得は１＋Ｒ１／Ｒ２となる。よく知られているようにＲ１→０、Ｒ２→∞を取ることもできその場合、回路図としては図１（ｂ）に示すものとなる。図１（ｂ）では図１（ａ）から第一、第二の抵抗器１１１、１１２が除かれたものであるので同じ部品は同じ番号を付して説明を省略する。

また演算増幅回路１１０の非反転入力端子はそのまま非反転増幅回路１０７の入力端子となり、反転入力端子は負帰還路に接続され負帰還がかけられる。このため演算増幅回路の高い増幅度によって反転および非反転入力端子は常にほぼ等しい電圧値になるように動作する。これによって入力端子１１３の入力インピーダンスはより高く見える。実際図１（ｂ）の回路では演算増幅回路１１０の増幅度をＡとすると演算増幅回路１１０に反転、非反転入力端子間のインピーダンスはＡ倍に見えることになる。図１（ａ）の回路ではＲ１、Ｒ２の値によってＡＲ２／（Ｒ１＋Ｒ２）倍に見える。

本実施例１では第一〜第三のスイッチ回路１０３〜１０５として、ＭＯＳトランジスターによる相補ＭＯＳスイッチを用いる場合を例示する。第一〜第三のスイッチ回路１０３〜１０５はどれも同じスイッチ回路であるので第一のスイッチ回路１０３を例に内部を詳細説明する。図１に示すように第一のスイッチ回路１０３はＮチャネルＭＯＳトランジスター１１５およびＰチャネルＭＯＳトランジスター１１６が並列に接続されたものである。オンのときはＮチャネルＭＯＳトランジスター１１５のゲートの電位を高くして、ＰチャネルＭＯＳトランジスター１１６のゲートの電位を低くし、オフのときはその逆となるようにスイッチ制御端子１０９の電位を制御する。１１７はインバーターであり図１の例では第一のスイッチ回路１０３のＮチャネルＭＯＳトランジスター１１５のゲートに与える電位を反転させＰチャネルＭＯＳトランジスター１１６のゲート電位を発生させている。第三のスイッチ回路１０５は第一、第二のスイッチ回路１０３、１０４と相補のタイミングでオンオフさせるので第一、第二のスイッチ回路１０３、１０４とＰ、ＮチャネルＭＯＳトランジスター１１５、１１６のゲートを入れ替えて接続させればよい。

次に本実施例１の基本的な動作について説明する。まずスイッチ制御端子１０９の電位を高くしたとき、第一、および第二のスイッチ回路１０３、１０４がオンして、第三のスイッチ回路１０５がオフする。このとき、信号周波数に対して十分短い時間でキャパシタンス素子１０２が充放電され非反転増幅回路１０７の入力端子１１３は電圧源１０６の供給する電位となる。これによって人体（信号源）と本電子回路間の電位差はキャパシタンス素子１０２によって読み込まれ保持される。この状態からスイッチ制御端子１０９の電位を低くすると第一、第二のスイッチ回路１０３、１０４がオフし第三のスイッチ回路１０５がオンする。この状態では第一のスイッチ回路１０３と第二のスイッチ回路１０４の接続点の電位は帰還路、すなわち演算増幅回路１１０の非反転入力端子の電位と同じ電位となる。演算増幅回路では正常動作時において反転、非反転の両入力端子間の電位差は非常に小さいものとなる。ゆえにオフ時の第一のスイッチ回路１０３の両端の電位差は非常に小さいものとなり、キャパシタンス素子１０２の側からみた第一のスイッチ回路１０３のオフインピーダンスは非常に高く見えることになる。

実際、図１（ｂ）の回路では演算増幅回路の増幅度をＡとすると第一のスイッチ回路１０３のオフ抵抗はＡ倍に見えることになる。図１（ａ）の回路ではＲ１、Ｒ２の値によってＡＲ２／（Ｒ１＋Ｒ２）倍に見える。周波数１Ｈｚに対してキャパシタンス素子１０２のインピーダンスは数十ＧΩ以上あるが、この作用により該キャパシタンス素子１０２側からみて入力回路のインピーダンスは非常に高く、数十ＴΩ程度、が容易に実現できる。これによって、微小な信号をキャパシタンス素子１０２のインピーダンスが非常に高いにもかかわらず正しく非反転増幅回路１０７の入力端子１１３に伝えることができる。この信号は非反転増幅回路１０７によって増幅、インピーダンス変換され出力端子１０８より出力される。

本実施例１では第一のスイッチ回路１０３のオフ抵抗を高めるだけでなく、第一のスイッチ回路１０３を構成するＭＯＳトランジスターのチャネルリーク電流も低インピーダンスの帰還路側から第三のスイッチ回路１０５を通して流すことができるのでこの影響も排除できる。すなわち、スイッチ制御端子１０９に与える電位により第一〜第三のスイッチ回路１０３〜１０５をオンオフし、適宜基準となる電圧源１０６の電位を読み込み、この電位からの信号変化を高入力インピーダンスの増幅回路によって増幅し出力する。回路を構成するスイッチ群や増幅回路の入力インピーダンスは負帰還の働きにより非常に高インピーダンスに保つことができ、検出した信号を減衰することなく、また大きな歪を生じることなく正しく増幅（緩衝増幅）することができる。上記では基準の電位を与える電圧源１０６を有するが、基準電位は増幅回路の接地電位であってもよく、この場合は電圧源出力として接地電位を利用でき電圧源１０６を省略できる。

本実施例１の電子回路はスイッチ制御端子１０９に与える電位のタイミングによって様々な動作モードで動作させることができ、それぞれ特長がある。以下に各動作モードについて説明する。

その前に、図２において、本実施例１における典型的な信号波形について、またシミュレーションを行うための模擬の信号波形について説明する。
図２（ａ）は典型的な心電波形の一周期を示す図であり、ほぼ１秒程度の周期を持つ周期波形である。心電信号は心室心房の脱分極と再分極に伴って発生する微小（数ｍＶ程度）な信号であり、Ｐ波、Ｒ波、Ｔ波などと名前がつけられている。本願では回路のシミュレーションを行うためにこの波形をモデル化して図２（ｂ）に示すような波形を用いる。すなわちＲ波のみを三角波で近似し他は省略する。波高値は１０ｍＶとし、周期は１秒とする。

図２（ｃ）、（ｄ）はこうして近似した心電信号波形２０２に誘導ノイズを重畳した波形２０１である。誘導ノイズは主として商用電源からの誘導であり、本実施例では周波数５０Ｈｚとした。混入するノイズの大きさは時として信号に対して１００〜数千倍に及ぶが図２（ｃ）では１０倍の場合を示している。なお、図では心電信号波形２０２に誘導ノイズが重畳された波形２０１では異なるスケールでプロットしてある。誘導ノイズ周波数は信号の周波数に対して十分に高いので図２（ｃ）では誘導ノイズが重畳された波形２０１はほとんど包絡線しか見えない。図２（ｄ）は横軸を拡大し誘導ノイズが重畳された波形２０１の詳細がよく見えるようにプロットした図である。

（第一の動作モード）
図３（ａ）、（ｂ）は信号の周期程度よりも遅い（長い）周期で第一〜第三のスイッチ回路１０３〜１０５をオンオフする場合の動作について説明している。図３（ａ）、（ｂ）は第一〜第三のスイッチ回路１０３〜１０５をオンオフするために図１のスイッチ制御端子１０９に印加される制御信号３０１、心電信号に長周期の変動が加わった信号３０２および本実施例１における電子回路の出力信号３０３の波形を示す図であり、図３（ｂ）は図３（ａ）の横軸（時間軸）を拡大した詳細図である。このような長周期の変動は帯電した人物や物体が計測対象に接近した場合などによく起こる。図では例として変動振幅が信号の２倍、周期が５０倍の場合を例示しており、また制御信号３０１の周期は信号の５倍とし、電圧源１０６の出力値として接地電位とした。なお、縦軸も信号の大きさに応じてスケーリングしてあり、制御信号３０１は右側のスケール、入力信号３０２および出力信号３０３は左側のスケールでプロットしてある（単位はＶ）。

図に示したように制御信号３０１電位が高くなるたびに、キャパシタンス素子１０２に充放電が起こり、非反転増幅回路１０７の入力端子１１３が接地電位に戻され、制御信号３０１の電位が低くなるとき、その直前の入力信号（変動を含む）３０２の電位からの差分が増幅され出力信号３０３となって出力される。図から明らかなようにこのようにスイッチングすることによって長周期の変動を軽減することが可能である。

この作用をより効果的に得るにはスイッチングの周期を例えば信号の周期ほどにあげればよい。スイッチング周期を信号周期にあわせるには図３（ｃ）に例示する構造の電子装置によって実現できる。図３（ｃ）において、３１１は図１に示した電子回路による緩衝増幅回路をあらわすブロックで、３１０が入力端子１０１に、３１６が電子回路の出力端子１０８に、スイッチ制御端子３１５がスイッチ制御端子１０９に相当する。該緩衝増幅回路３１１の出力はＡＤ変換回路３１２に伝えられＡＤ変換され端子３１４からデジタル値として出力される。この出力は測定データとして様々に処理し利用されると同時に処理回路３１３に伝送される。処理回路３１３では得られた信号波形を概観しピークなどの特徴点を検出し周期を決定するとともに波形計測に影響の少ない時点を選択してそのときにスイッチ制御端子３１５を通して該緩衝増幅回路３１１に基準電位を読み込ませる。処理回路では計測信号の周期変動やノイズの影響を排除するためにデジタルフィルターや、相関回路、デジタル位相ロックループのような手法を用いてもよい。なお、スイッチ制御端子３１５の電位が高い時には基準の電位読み込みとなり、計測する信号が出力できないが、基準電位の読み込みは典型的には数マイクロ秒で完了するため、Ｐ、Ｑ、Ｒ波などの特徴点と重ねなければほとんど信号計測に影響がない。

（第二の動作モード）
図４は第二の動作モードを示すタイム図である。第二の動作モードでは信号に重畳された誘導ノイズの除去が有効に行える。特に高入力インピーダンスを要する増幅回路にフィルターを前置することは信号帯域におけるフィルターインピーダンスが非常に高くなければならず（本実施例１の典型的な値は数百ＴΩ以上）このようなフィルターを実現することは事実上不可能であり本実施例の本動作モードは効果が大きい。

図４（ａ）は動作の概要を示すために装置全体にわたって主要な信号波形を示す図、図４（ｂ）は図４（ａ）に示した波形の一部がより詳細にわかるように時間軸を拡大したもの、さらに図４（ｃ）は図４（ｂ）に示した波形の一部がさらにより詳細にわかるように時間軸を拡大した図である。図中同じ番号の波形は同じ信号を表す。

図４において、４０１はスイッチ制御端子１０９に印加されるスイッチ制御信号である。また、信号４０３は、入力端子１０１に入力されるノイズを含んだ信号であり心電波形である信号４０２に誘導ノイズが重畳されたものである。各信号の諸元は図２に上述したものと同じである。スイッチ制御信号４０１は商用電源からの誘導ノイズの周期に同期しスイッチングする。図４（ｃ）に詳述するように本動作モードでは第一、第二のスイッチ回路１０３、１０４がオフして信号が増幅されるのは誘導ノイズ周期の１／１０となっている。商用電源の周波数はあらかじめわかっているのでそれにあわせて商用電源と同じ周波数でスイッチングを行う。スイッチ制御信号４０１が高電位のときは本実施例１による電子回路による緩衝増幅回路は基準レベルを出力し入力信号の増幅は行わない。スイッチ制御信号４０１が高から低に変わる寸前の信号電位と該電子回路の基準レベルの電位差はキャパシタンス素子１０２によって読み込まれ保持され、スイッチ制御信号４０１が低のときその直前の入力信号の電位との差を増幅し出力する。信号４０４はこの出力信号を示す。この信号４０４にはスイッチングによって発生する周波数成分と誘導ノイズ成分（同じ周波数なので区別は困難）と計測対象となる信号（の差分）が含まれる。信号４０５は上記スイッチングによって発生する周波数成分と誘導ノイズ成分を取り除くべくローパスフィルターを通して得られる波形であるが十分に上記成分が取りきれていない。この不要な成分を取り除くためにさらに５０Ｈｚのノッチを通すことによって信号４０６が得られる。この信号はスイッチングによる差分信号であり、信号４０６に示すように計測する信号４０２の微分波形であるのでこの信号を積分することによって元の信号を得ることができる（図４の信号４０７）。上述のフィルターやノッチはＡＤ変換後デジタル処理により実現してもよいし、図１に示す電子回路に後置するアナログフィルターで行ってもよい。本実施例１の電子回路による緩衝増幅により上記のいずれも実施が容易となる。

なお図４では信号の縦軸は適宜スケーリングしてプロットしてある。図４（ａ）では信号４０２、４０３に対して信号４０１は１／２０に縮小、信号４０４は５倍、信号４０５は２００倍、信号４０６は２５００倍、信号４０７は５０００倍にそれぞれ拡大した。また図４（ｂ）では、信号４０１のみ他に対して１／２０に縮小してある。さらに図４（ｃ）では信号４０３、４０４は左縦軸のスケール（単位ｍＶ）で、信号４０１は右縦軸のスケール（単位Ｖ）によりプロットした。

スイッチ制御信号４０１は誘導ノイズの周波数に同期させれば良く、その周波数はあらかじめわかっておりしかも安定しているのでスイッチ制御信号４０１の発生は容易である。スイッチ制御信号４０１の電位が低の期間が短いほど誘導ノイズの成分は小さくなるが同時に信号の成分も小さくなってしまう。またスイッチ制御信号４０１の電位が低となる期間を誘導ノイズの正または負のピークに合わせるとより誘導ノイズの影響を小さくできる。このタイミングを得るには例えば図３（ｃ）に示したような構成によって処理回路３１３でＡＤ変換回路３１２出力の変動を検出し誘導ノイズの影響の少ないタイミングを選択すればよい。商用電源の周波数は比較的安定しているので、スイッチ制御信号４０１との位相ずれは比較的ゆっくりした信号の変動として現れるためその検出は容易である。

また計測対象となる信号の変化は誘導ノイズ周波数に対して十分に遅いので例えばＲ波１発に対して数回のサンプルを行うことができこのようなスイッチング方法でも十分信号の検出が可能である。

（第三の動作モード）
図５は第三の動作モードを示すタイム図である。図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）にはスイッチ制御信号５０１、計測対象となる信号波形５０２、誘導ノイズを含む入力信号５０３および図１に示した電子回路の出力波形（出力信号ともいう）５０４、および該出力波形からスイッチングに伴う周波数成分を除去した波形５０５が図示されている。それぞれの信号の細部が良くわかるように図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の順に時間軸の一部を拡大したものである。なお誘導ノイズ振幅は信号波高値の１００倍とし図５（a）では計測対象の信号波形５０２は左縦軸、誘導ノイズと入力信号５０３を含んだ入力信号５０３は右縦軸によりプロットしてある。図５（ｂ）、（ｃ）は同一スケールでプロットしてある。

本動作モードでは誘導ノイズ周波数や信号周波数に比較して十分に高い周波数によってスイッチングする場合である。この場合、スイッチ回路の働きによって非反転増幅回路１０７の入力端子１１３の電位レベルの範囲が小さくなるため、誘導ノイズの振幅が上記非反転増幅回路１０７の動作範囲を超えてしまうような大振幅であっても増幅が可能である。また、スイッチ制御信号５０１の信号レベルが高の期間、すなわち基準レベルを読み込む期間を信号の増幅の期間に比較し短くできるので該電子回路の出力で得られる信号レベルも小さくなることはない。

図５（ｃ）で詳述されるようにスイッチ制御信号５０１のレベルが高のときキャパシタンス素子１０２が充放電され非反転増幅回路１０７の入力端子１１３の電位レベルが基準レベルに設定される。スイッチ制御信号５０１のレベルが低になるとその直前の入力信号５０３からの変化分（差分）が非反転増幅回路１０７によって増幅され出力される（出力波形５０４として図示）。非反転増幅回路１０７の出力信号５０４には入力信号５０３をスイッチング周期によってサンプリングした信号成分とスイッチング周波数成分が含まれる。このうちスイッチング周波数成分を取り除くと波形５０５が得られる。スイッチング周波数は信号や誘導ノイズに対して十分に高い周波数なのでその成分の除去は容易である。この信号からさらにノッチによって誘導ノイズ周波数成分を取り除くと図５（ｄ）に示す波形５０６が得られる。この波形は該電子回路の差分増幅の作用によって計測対象の入力信号５０３を微分したものとなる。これをさらに積分すれば出力波形５０７が得られる。なお、図５（ｄ）の横軸スケールは図５（ａ）よりもさらに広い時間範囲となっている。また、図５（ｄ）では出力波形５０７が元の波形である入力信号５０３にくらべ多少ノイジーであるが、初期条件の影響と、またノイズ成分が信号の１００倍（ピークツーピークで比較して２００倍）という極端な波形を入力したために起こっている。フィルターもアナログフィルターでシミュレーションした結果である。上述したように該電子回路に後置ＡＤ変換回路にてＡＤ変換しデジタル処理によればさらにきれいな波形を得ることが可能である。

以上述べたように本実施例に拠ればキャパシタンス素子１０２は検出のための電極と人体で構成され、それ以外はすべて半導体集積回路に容易に搭載できる素子のみで構成が可能であり、従来のように極端に高い抵抗値の抵抗器やコンデンサーを必要としない。本実施例に拠れば簡単な構成で歪がなくまた、極端に大振幅の変動や誘導ノイズの混入に対しても排除能力大きな緩衝増幅回路を構成することが可能である。これによって装置の製造コストを下げまた高信頼性が確保できる。

図６は本発明の実施例２にかかる電子装置の構成を示すために描いたシミュレーションモデルのブロック図である。図中電子回路６０２は実施例１にて説明した電子回路をシミュレーションモデルで描いた図であり、端子６０１は端子６２０がスイッチ制御信号を入力する端子であり、それぞれ図１の入力端子１０１、スイッチ制御端子１０９に相当する。電子回路６０２はモデル的にはスイッチ制御端子に印加される周波数によって差分をサンプリングし増幅する増幅回路であり減算回路６０５と遅延素子６０７で表すことができる。電子回路６０２の出力はＡＤ変換回路に入力されＡＤ変換される。電子回路６０２ではＡＤ変換回路方式としてΔΣ型ＡＤ変換回路と組み合わせて用いる場合に特に効果が大きく本実施例ではこの場合を示す。ΔΣ型ＡＤ変換回路は大きく分けて主としてアナログ回路で構成される少数ビットのＡＤ変換回路（ΔΣ変調器）６０３とデジタルフィルター６０４で構成される。

本実施例ではΔΣ変調器６０３として１次ΔΣ変調器を用い、またデジタルフィルターとして２次デジタルフィルターを用いた場合を例示した。
ΔΣ変調器６０３はアナログ積分回路６１１と量子化回路、すなわち低ビットのＡＤ変換回路６１２と該ＡＤ変換回路６１２出力を一クロック遅延させる遅延回路６０６と該遅延回路信号を入力信号から引き算する差分（微分）回路６０８から構成される。差分回路６０８はアナログ回路であるため、量子化回路としてのＡＤ変換回路６１２から差分回路６０８にいたる経路にはＤＡ変換回路が含まれるが、多くの場合量子化回路は１ビットＡＤ変換、すなわち単純なレベルコンパレーターが用いられるため、ＤＡ変換回路出力は単純な２値出力の回路となる。このため図内ではＤＡ変換回路を省略している。ＡＤ変換回路６１２で量子化を行う際に量子化誤差Ｎ_Qが誤差となって混入する。量子化ノイズの周波数成分は差分回路６０８によって高域が強調されたものとなっている。デジタルフィルター６０４ではこの量子化誤差を取り除くとともに、誘導ノイズ除去のためのノッチ特性やその他長周期の変動等も適宜除去できるように設計することが可能である。

２次のデジタルフィルターは２つのデジタル積分回路である積分回路６１３、６１４とデシメーションのためのスイッチ６２１、２つの微分回路６１５、６１６から構成される。積分回路６１３、６１４は内部の構成が同じデジタル回路によって構成される加算回路からなる。モデルとしてはアナログ積分回路６１１と同じ構成となるので説明は省略する。この２つの積分回路によってΔΣ変調器６０３によって混入した量子化ノイズを除去する。

同様に微分回路６１５、６１６は内部の構成が同じデジタル回路で構成される。モデルとしては電子回路６０２の内部構造と同じなので説明を省略する。電子回路６０２はアナログ信号の差分を増幅する回路であり、また微分回路６１５、６１６はデジタル回路で構成される差分回路であるので内部構成のモデルは同じである。この微分回路６１５、６１６のクロックを適当に間引く（デシメーション）ことによってＡＤ変換特性に鋭いノッチ特性を持たせることができる。ノッチのヌル点を誘導ノイズの周波数にあわせることによって高い妨害排除能力を得ることができる。

ΔΣＡＤ変換回路に通常用いられる２次のデジタルフィルターは上記のように２つの積分回路６１３、６１４と２つの微分回路６１５、６１６が用いられるが、本実施例においてこの構成を取ると出力端子６１７に現れる信号は計測すべき信号の微分波形となる。なぜならば電子回路６０２が前置され、この回路が差分増幅回路として働いているからである。多くの心電計測において検出波形の微分値がデータ処理に用いられるので即この出力を利用することができる。心電波形の微分していない元の波形がほしい場合は微分回路６１６を省略すればよい。

電子回路６０２のスイッチ制御端子としての端子６２０に与えるスイッチ制御のための信号は、望ましくはΔΣ型ＡＤ変換回路を構成するΔΣ変調器６０３やデジタルフィルター６０４に用いられるクロックに同期させるべきである。その場合クロックの発生回路は共用が可能である。これによって電子回路６０２は上記第三の動作モードに基づいて動作することになる。特別に変動やノイズ排除能力を期待する場合は上記複数の動作モードを適宜使い分けてもよい。その場合はスイッチ制御信号の周波数および位相を変更するだけでよい。

本実施例２による電子装置は上記構成によって高入力インピーダンスで信号検出が可能であり、ノイズや変動に対して強靭な排除能力を持つ。また極端な高抵抗や高容量のコンデンサーを必要とせず半導体集積回路化が容易であり低コスト、高信頼性の装置を実現できる。

図７（ａ）に本発明の実施例３にかかる電子装置のブロック図を、図７（ｂ）、図７（ｃ）に動作を説明するタイム図を示す。

本実施例は実施例２における差分回路６０８を実施例１にて説明した電子回路と同様の電子回路７０１で置き換えたものである。図７では電子回路７０１はモデルではなく回路図で示してある。入力端子である端子７０２は、図１に示した入力端子１０１に相当する。実体としては端子ではなく人体皮膚が形成するキャパシタンス素子１０２の対向電極である。ここに計測すべき信号の心電７０６およびノイズ源７０７が直列に接続された形となる。電子回路７０１の出力端子７０３は、図１に示した出力端子１０８に相当する。上記に説明したようにスイッチ制御端子７０４に入力される信号の周波数によって差分がサンプリングされ出力される。ＤＡ変換回路７０５は、ＡＤ変換回路６１２の出力（デジタル値）を１クロック遅延し符号を逆にした（−１を乗算した）後、アナログ信号に変換する。ＤＡ変換回路７０５は図１における電圧源１０６に相当する。ＡＤ変換回路６１２の出力を減算しつつ、各サンプリング時点からの差分を増幅するように作動する。アナログ積分回路６１１以降は実施例２と同じなので図６と同じ番号を付し説明を省略する。

なお、本実施例では上記実施例２における差分回路６０８の役割を電子回路７０１が負うので微分回路６１６は省略できない。

動作のより詳しい説明を図７（ｂ）、図７（ｃ）に示すタイム図により説明する。図７（ｂ）に計測すべき信号波形７１１、微分回路６１６の出力（Ｄ１）７１２、（デジタル値）を示す。縦軸は電圧で単位はｍＶ、横軸は時間で単位は秒である。図では検出波形の量子化ノイズが目立つが図のわかりやすさを優先して故意にデシメーション比を低くした結果であって、デシメーション比とクロック周波数を適切に選べば必要な分解能を得ることができる。

図７（ｃ）はノイズを含んだ信号源、すなわち端子７０２に印加される信号（Ｓ＋Ｎ）７１４とスイッチ制御端子７０４に印加される信号によって前記Ｓ＋Ｎをサンプリングしたサンプリング波形（Ｕ）７１５、アナログ積分回路６１１出力（Ｕｓ）７１６、ＡＤ変換回路６１２出力（Ｖ）７１７を示す。電子回路７０１出力（Ｕｄ）はサンプリング波形（Ｕ）７１５を緩衝増幅した信号であるのでサンプリング波形（Ｕ）７１５と同じである。図７（ｃ）の縦軸は相対値で無単位、横軸は時間で単位はミリ秒である。図７では例としてスイッチ制御信号の周期（サンプリング周期）を０．５ｍｓの場合を図示している。ＡＤ変換回路６１２はアナログ積分回路６１１の出力Ｕｓを監視しサンプルタイミング毎にＵｓの値がスレッショルドＶｔ（図では例としてＶｔ＝２５の場合を図示している。）を超えていればデジタル値Ｖ＝＋１００を出力し、−Ｖｔより少なければデジタル値Ｖ＝−１００を出力する。この信号Ｖ７１７は遅延回路６０６によって１クロック遅延されたのちＤＡ変換回路７０５によって符号を反転させるとともにアナログ信号に変換され図１における電圧源１０６の信号として電子回路７０１に帰還される。したがってＤＡ変換回路７０５の出力はｚ変換を用いて−ｚ^-1Ｖと表すことができる。

電子回路７０１内部ではスイッチ制御端子７０４に印加されるスイッチ制御信号に従って、該制御信号が高のときＤＡ変換回路７０５の電圧を読み込む。図７ではスイッチ制御信号は毎０．５ｍｓにおいてきわめて短い時間に高を出力しその他では低の信号の場合を例示している。電子回路７０１では上記ＤＡ変換回路７０５出力、すなわち−ｚ^-1Ｖを基準として、各サンプリング時点からの変化分のみ抽出し信号Ｕ７１５となり緩衝増幅され、信号Ｕｄとなる（波形はＵと同じ）。

電子回路７０１のスイッチ制御端子７０４に与えるスイッチ制御のための信号は望ましくはΔΣ型ＡＤ変換回路を構成するΔΣ変調器６０３やデジタルフィルター６０４に用いられるクロックに同期させるべきである。その場合クロックの発生回路は共用が可能である。これによって本実施例３による電子回路７０１は上記第三の動作モードに基づいて動作することになる。

本実施例３では電子回路７０１を高インピーダンスの緩衝増幅回路として利用できるばかりでなく、ΔΣ型ＡＤ変換回路の一部を構成する差分回路の役割も負わせることができる。

本実施例３にかかる電子装置は上記構成によって高入力インピーダンスで信号検出が可能であり、ノイズや変動に対して強靭な排除能力を持つ。また極端な高抵抗や高容量のコンデンサーを必要とせず半導体集積回路化が容易であり低コスト、高信頼性の装置を実現できる。

図８に上記実施例にかかる電子装置の他の実施例の構成をシミュレーションモデルで示す。図８（ａ）は上記実施例２の電子装置において１次ΔΣＡＤ変換回路部分を２次のΔΣＡＤ変換回路、すなわち２次のΔΣＡＤ変調回路８０３と３次のデジタルフィルター８０４で置き換えたものである。１次の場合に比較し必要なＡＤ変換のサンプリングレートや有効分解能を得るためのクロック周波数などの選択自由度があがり設計が容易となる。

入力端子８０１に入力された信号Ｓ＋Ｎは、実施例１にて説明した電子回路と同様の電子回路８０２によってスイッチ制御端子に印加されるスイッチ制御信号によってサンプリングされる差分信号Ｕが出力され２次のΔΣＡＤ変調回路８０３と３次のデジタルフィルター８０４で構成される２次ΔΣＡＤ変換回路に入力される。

２次のΔΣＡＤ変調回路８０３は２つの差分回路８０５、８０７と２つの積分回路８０６、８０８と量子化回路８０９および遅延回路８１０から構成される。通常は遅延回路を除いてアナログ回路で構成される。まず、電子回路８０２からの信号は量子化回路８０９の出力信号Ｖを１クロック遅延させた信号ｚ^-1Ｖを差分回路８０５によって減算し、積分回路８０６で積分する。差分回路８０５出力をＵｄ１、積分回路８０６出力をＵｓ１とする。Ｕｓ１はさらに差分回路８０７によってｚ^-1Ｖを減算し積分回路８０８によって積分する。差分回路８０７出力をＵｄ２、積分回路８０８出力をＵｓ２とする。Ｕｓ２は量子化回路８０９によって低分解能のＡＤ変換がなされ量子化されデジタル信号Ｖを出力する。通常差分回路８０５、８０７はアナログ回路なので量子化回路８０９から遅延回路８１０を介して差分回路８０５、８０７に至る経路のどこかにデジタル信号をアナログ値に変換するＤＡ変換回路が必要である。量子化回路８０９の分解能は１ビット（単なるレベルコンパレータ）または２ビット程度のきわめて簡素なものであり、これによって上記のＤＡ変換回路もきわめて簡素なものでよい。ゆえに図８ではＤＡ変換回路の図示を省略した。

デジタルフィルター８０４は低分解能で量子化誤差Ｎ_Qを多く含んだデジタル信号ＶからＮ_Qを取り除くとともに必要な分解能を得るために用いられ、ΔΣ変調回路の次数が２次であれば３次以上のデジタルフィルターが必要である。本実施例ではデジタルフィルターとして３次デジタルフィルターを用いる場合を例示する。デジタルフィルター８０４は３つの縦続接続されたデジタル積分回路８１１、８１２、８１３および３つのデジタル微分回路８１５、８１６、８１７から構成されおのおのＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３を出力する。Ｄ３はすでに電子回路８０２による差分回路が前置されているので信号の微分波形である。多くの場合微分された信号を計測結果として利用できるが、微分されていない信号が必要ならばＤ２が利用できる。

８１４はデシメーションを模式的に示すスイッチでデシメーション比を調整することにより必要な分解能およびサンプリングレートを設定することができる。またデジタルフィルターのクロック周波数とデシメーション比によってデジタルフィルターに強いノッチ特性を持たせることが可能であり、このノッチ周波数を例えば信号に混入する誘導ノイズの周波数に合わせることにより、高い妨害排除能力を得ることができる。

図８（ｂ）は上記実施例３と同様に図８（ａ）の差分回路８０５を実施例１にて説明した電子回路と同様の電子回路８２１の差分機能を用いて置き換えたものである。すなわちｚ^-1Ｖを反転回路８２２によって符号反転させ、すなわち−ｚ^-1Ｖを得て図１に示した電圧源１０６とする。これによって上記実施例３同様に電子回路８２１はスイッチ制御端子８１９に入力されるスイッチ制御信号の周波数によってＳ＋Ｎをサンプリングし、差分信号とｚ^-1Ｖの差すなわち（Ｓ＋Ｎ）（１−ｚ^-1）−ｚ^-1Ｖを出力する。

なお、差分回路８０７に加算器を用いることにすれば、デジタル値で−ｚ^-1Ｖを計算した後にＤＡ変換することにより差分回路８０７への入力と電圧源１０６の信号を共用し、反転回路８２２を省略することができる。

Ｕｄ１以降の構成は上記の図８（ａ）と同じなので同じ番号を付し説明を省略するが本実施例４では図８（ａ）の実施例における差分回路８０５の役割を電子回路８２１が負うので微分回路６１６は省略できない。

本実施例４に示す電子装置は、上記構成によって高入力インピーダンスで信号検出が可能であり、ノイズや変動に対して強靭な排除能力を持つ。また極端な高抵抗や高容量のコンデンサーを必要とせず半導体集積回路化が容易であり低コスト、高信頼性の装置を実現できる。必要なＡＤ変換のサンプリングレートや有効分解能を得るためのクロック周波数などの選択自由度があがり設計が容易となる。

図９は本発明にかかる実施例５としての電子装置を示す図である。実施例５では、電子回路および電子装置を容量結合型センサーを用いた心電波形計測装置を例として示す。図９（ａ）は心電波形計測装置の概観を例示し、また図９（ｂ）は心電波形計測装置のブロック図を示すととともに該計測装置が実際に動作する際の電気的な環境を表す等価回路を示す。

図９（ａ）は心電波形計測装置の概観を例示し、外筐９０１と容量結合型のセンサー電極９０２が示されている。センサー電極９０２は人体表面に対向しこの電極と人体間に構成される容量を通して心電の電気信号を検出する。９０３は表示体であり測定結果の表示などに用いられる。心電波形計測装置を構成する回路等の他の構成要素は外筐９０１内部に電池等の電源とともに収納される。外筐９０１は後述するように導電性を持つのが好ましい。センサー電極のサイズは数ｃｍ²またはそれ以下で十分である。半導体集積回路技術などを使うことによってクレジットカードサイズ程度以下に薄くまた小さく装置を構成することは容易である。図９（ａ）は図中Ａの側が表面で表示体９０３はこちら側から見る。またセンサー電極は人体に対向するようにすなわち図のＢ側が人体の胸部、上腕部など心電検出が可能な人体部位に帯、ベルトなどで固定する。胸部に当てる場合は胸ポケットのついた下着に装着してもよい。これによって、従来の心電計測装置の電極装着時のようにゲル状であって粘性のある感触（ねっとりとした感触）などの不快感がなく長時間の計測でも被験者にとって快適である。

図９（ｂ）に本実施例による心電波形計測装置９１１のブロック図および該計測装置が実際に動作する際の電気的な環境を表す等価回路を示す。
センサー電極９１０を通して検出した信号は実施例１にて説明した電子回路と同様の電子回路９１３によって差分増幅されたのちＡＤ変換回路９１４によってＡＤ変換が行われ、計測すべき心電波形のデータを得る。ＡＤ変換回路方式としてΔΣ型ＡＤ変換を使用すると効果が大きく、電子回路９１３およびＡＤ変換回路９１４をまとめて（一点差線９１２内）上記実施例２〜４を使用することができる。ＡＤ変換回路９１４によって得られたデータは処理回路９１５によって適宜ノイズの除去、心拍変動（ＨＲＶ）解析などが行われ結果を表示体９１８に表示する。またデータは記憶部９３０に蓄えられ、外部インターフェース回路９１６によって端子９１９より外部コンピューターなどに有線伝送、または無線インターフェース９１７によって無線伝送され、外部のコンピューターなどによってより高度な解析やデータ処理を行うこともできる。不整脈等の診断において１日程度の長い計測データが必要なときに特に有効であろう。

本実施例の本計測装置では構造上信号源との直流的なパスを持たない。信号源との結合はキャパシタンスによって行われる。特に心電波形計測装置９１１内の基準電位９２０と信号源の人体間の電位も直流的に定めることができず、大地９２８や人体９２９−計測装置の外筐９０１間の容量性結合によって定まることになる。計測装置の外筐９０１は導電性であり内部の基準電位９２０に接続されているとすると大地９２８、人体９２９、装置内の基準電位９２０間で考慮すべき結合は図９に示すごとくなる。以下、以下外筐９０１をＧ、大地をＥ、人体をＭ、誘導ノイズ等のノイズ源９２７をＮと略記して表にして説明する。

信号源９００からの信号を大きく検出するにはＣｐを大きくＺｓを大きく、ＺＧＧを小さくする必要がある。Ｃｐは物理的制約から数ｐＦが限界であり大きなＺｓが必要であることは上記実施例１〜３でも説明した。さらにＺＧＧをなるべく小さくするには外筐９０１とＭの対向面積を大きくすればよいがセンサー電極９０２に近づけすぎると検出信号が小さくなってしまう。センサー電極９０２からある程度離して図９（ａ）に示すようなフィンなどを用いて対向面積を増やすと効果的である。本装置装着のために用いる帯やベルト内部にこのような電極を含めてもよい。

ノイズ源からのノイズの影響をなるべく少なくするにはＺ１、Ｚ２をなるべく大きく、ＺＧＧ、Ｚ３、Ｚ４をなるべく小さくなるようにすればよいが通常これらはＺＧＧ以外は被験者のいる環境によって左右され制御することが難しい。ただし、Ｚ１については図９（ａ）に示すように外筐９０１によってセンサー電極９０２を含んで信号源９００を覆うようにすることにより信号源９００をノイズ源９２７から隔離しある程度はＺ１を大きくすることができる。

ゆえに装置の設計においてはＺＧＧを下げ、Ｚｓをあげることしかできない。ＺＧＧを下げる方法は上述した。上記実施例の電子回路を用いることによってＺｓを非常に高くできるので容量結合型電極を用いて高性能の安定した心電計測装置を実現できる。

本実施例５による電子回路では抵抗器やコンデンサーといった外付け部品が皆無で構成できるので、本計測装置の回路は半導体集積回路によってすべて構成が可能であり、部品数、製造のコストの低減、小型軽量化、信頼性の確保が容易である。本実施例５による電子回路を使って容量結合型心電計測装置を構成すれば装着感の優れた被験者に負担を与えない快適な装置を提供できる。

前述の実施例５では心電計測装置の例を示したが、図１０（ａ）に示すようにもうひとつセンサー電極１００２を追加し２つのセンサー電極を用いて胸部等の異なる２点との間にキャパシタンス素子を構成すると人体皮膚の２点間の電位波形を検出することができる。外筐９０１をうまく設計するとＺ１を通じて人体から混入するノイズはコモンモードノイズに変換できる。

このような構成例を実施例６として以下に示す。図１０（ｂ）にセンサー電極１００２を追加した場合を図示する。実施例５と同じ要素は同じ番号を付し説明を省略する。本実施例６では実施例５に対して下記表２が追加される。

センサー電極９１０、１０１０によって検出された信号は実施例１にて説明した電子回路と同様の電子回路１０１３、１０１２によって差分が緩衝増幅され差動増幅回路１０１４によって差動増幅され、コモンモードで混入したノイズが除去されＡＤ変換回路９１４に入力される。
本実施例５による電子装置の上記構成によれば、混入する誘導ノイズなどの妨害をコモンモードノイズに変換しキャンセルできるので高い妨害排除能力を有し高性能、高感度の装置を提供できる。

実施例５による電子回路１０１３、１０１２では抵抗器やコンデンサーといった外付け部品が皆無で構成できるので、本計測装置の回路は半導体集積回路によってすべて構成が可能であり、部品数、製造のコストの低減、小型軽量化、信頼性の確保が容易である。本実施例による電子回路１０１３、１０１２を使って容量結合型心電計測装置を構成すれば装着感の優れた被験者に負担を与えない快適な装置を提供できる。

以上、本願では心電計測を例に説明したが、これに限定されるものではない。通常のゲルを使う接触型の電極を用いる心電計測においても、誘導ノイズの除去、長期的変動に対する耐性において効果がある。また一般に信号源インピーダンスが高く、高入力インピーダンスを要する計測装置一般や脳波その他の生体情報などの計測装置において効果が大きい。

１０７…非反転増幅回路、１０２…キャパシタンス素子、１０６…電圧源、１０３…第一のスイッチ回路、１０４…第二のスイッチ回路、１０５…第三のスイッチ回路、１１４…帰還路。

Claims

非反転増幅回路と、前記非反転増幅回路の入力端子に入力信号を接続するキャパシタンス素子と、所定の電位を発生する電圧源と、前記非反転増幅回路の入力端子と前記電圧源との間に直列に接続された第一および第二のスイッチ回路と、前記第一および第二のスイッチ回路の接続点と前記非反転増幅回路の帰還路との間に接続された第三のスイッチ回路を含んで構成され、前記第一および第二のスイッチ回路は同一のタイミングでオンオフし、前記第三のスイッチ回路は前記第一および第二のスイッチ回路と相補のタイミングでオンオフすることを特徴とする電子回路。
前記電圧源の所定の電位には信号の基準レベルが含まれることを特徴とする、請求項１に記載の電子回路。
さらにΔΣ型ＡＤ変換回路を含んで構成されることを特徴とする、請求項１に記載の電子回路。
前記電圧源の出力電位は前記ΔΣ型ＡＤ変換回路を構成する量子化回路の出力信号をＤＡ変換して得ることを特徴とする、請求項３に記載の電子回路。
請求項１乃至４に記載の電子回路のうちいずれか一つを含んで構成されることを特徴とする電子装置。