WO2020026430A1 - 無停電電源装置 - Google Patents

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    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters

Definitions

  • the present invention relates to an uninterruptible power supply, and more particularly, to a three-phase four-wire uninterruptible power supply.
  • Patent Document 1 discloses a three-phase three-wire uninterruptible power supply.
  • This uninterruptible power supply converts the AC voltage from the AC power supply into first to third DC voltages and outputs the first to third DC lines when the AC power supply is healthy.
  • a converter whose operation is stopped and a fourth DC voltage from a DC power supply, which is converted into first to third DC voltages and supplied to first to third DC lines when an AC power supply is cut off.
  • a DC voltage converter; and an inverter that converts the first to third DC voltages from the converter and the DC voltage converter into an AC voltage and supplies the AC voltage to a load.
  • the uninterruptible power supply further includes a first capacitor connected between the first and second DC lines, a second capacitor connected between the second and third DC lines, First and second voltage detectors for detecting a voltage between terminals of the first and second capacitors, and a first voltage and a first and a second voltage which are sums of detection values of the first and second voltage detectors.
  • An arithmetic unit for obtaining a second voltage which is a difference between detection values of the voltage detector, and a converter for controlling the converter so that the first voltage becomes the reference voltage and the second voltage disappears when the AC power supply is sound.
  • the sum of the voltages between the terminals of the first and second capacitors can be maintained at the reference voltage, and the difference between the voltages of the terminals of the first and second capacitors can be maintained at 0V. it can.
  • the load includes the three-phase transformer and the load main body
  • the three-phase excitation current flows through the three-phase transformer
  • each of the three-phase output currents of the uninterruptible power supply has a positive and negative asymmetric waveform.
  • the AC power supply, the uninterruptible power supply, the three-phase transformer, and the load main body are all of a three-phase three-wire type, the sum of the three-phase AC currents flowing through the three-phase transformer is zero. And the possibility that the voltage between the terminals of the second capacitor becomes unbalanced is small.
  • the AC power supply, the uninterruptible power supply, the three-phase transformer, and the load main body are of the three-phase four-wire type, current flows through the neutral point line, so that the three-phase AC flowing through the three-phase transformer There is a possibility that the sum of the currents does not become 0 but a positive / negative asymmetric waveform, and the voltage between the terminals of the first and second capacitors becomes unbalanced.
  • the load current is small, the output current of the DC voltage converter becomes small when the AC power supply fails, so that the voltage between the terminals of the first and second capacitors may be unbalanced.
  • a main object of the present invention is to eliminate the imbalance in the voltage between the terminals of the first and second capacitors during a power failure even when the load includes a three-phase transformer and a load main body and the load current is small. It is an object of the present invention to provide a three-phase four-wire uninterruptible power supply capable of performing the following operations.
  • An uninterruptible power supply includes a first to a third DC line, a first capacitor connected between the first and second DC lines, and a connection between the second and third DC lines. And a neutral line connected to the neutral terminal of the three-phase four-wire AC power supply, the second DC line, and the neutral terminal of the three-phase four-wire load.
  • a switch provided for each phase of the AC power supply, one terminal of which receives an AC voltage of the corresponding phase supplied from the AC power supply, is turned on when the AC power supply is healthy, and is turned off when the AC power supply fails,
  • An AC input filter including a third capacitor connected between the other terminal of the switch and the neutral point line, and a reactor having one terminal connected to the other terminal of the switch;
  • Connect to DC line 3 A first multi-level circuit configured to be able to mutually convert an AC voltage and first to third DC voltages, and to convert AC power from the AC power supply to DC power when the AC power supply is healthy.
  • a second multi-level circuit configured to be able to mutually convert the first to third DC voltages, and to supply DC power from a DC power supply to the first to third DC lines when an AC power supply fails
  • a third voltage converter provided between the DC voltage converter to be supplied and the first to third DC lines and the load, and configured to be capable of mutually converting the first to third DC voltages and the AC voltage.
  • Level circuit which is supplied from the converter and DC voltage converter.
  • An inverter that converts power into AC power and supplies the AC power to a load, first and second voltage detectors that detect a voltage between terminals of first and second capacitors, respectively, and first and second voltage detectors Calculating a first voltage, which is the sum of the voltages between the terminals of the first and second capacitors, and a second voltage, which is the difference between the voltages between the terminals of the first and second capacitors, based on the detection result of
  • the converter controls the first voltage to be the first reference voltage and eliminates the second voltage, and when the AC power supply fails, the absolute value of the second voltage is set in advance.
  • the converter is stopped if the absolute value of the second voltage is higher than a predetermined threshold voltage, and the converter is controlled to reduce the second voltage.
  • a first control unit and an AC power supply And a second control unit that controls the DC voltage converter so that the first voltage becomes the first reference voltage and the second voltage disappears at the time of the power failure.
  • the switch is turned off to electrically disconnect the AC power supply from the AC input filter, and the second voltage, which is the difference between the terminal voltages of the first and second capacitors, is obtained.
  • the DC voltage converter is controlled so as to eliminate, and when the absolute value of the second voltage exceeds a predetermined threshold voltage, the converter is controlled to reduce the second voltage. Therefore, even when the load includes the three-phase four-wire transformer and the load main body, and the load current is small, it is possible to eliminate the imbalance in the voltage between the terminals of the first and second capacitors during a power failure.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram illustrating an overall configuration of an uninterruptible power supply according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a circuit block diagram illustrating a configuration of a load illustrated in FIG. 1.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration of a converter and an inverter illustrated in FIG. 1.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration of a DC voltage converter illustrated in FIG. 1.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a portion related to control of a converter and a DC voltage converter in the control device shown in FIG. 1.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a control unit 53 shown in FIG.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of a control unit 54 illustrated in FIG. 5.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a control unit 53 shown in FIG.
  • FIG. 4 is an equivalent circuit diagram showing a configuration for one phase of the converter shown in FIG. 3.
  • 7 is a time chart illustrating an operation of the control unit 53 illustrated in FIG. 7 is another time chart showing the operation of the control unit 53 shown in FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing switching patterns of four IGBT elements included in each phase arm of the converter shown in FIG. 3.
  • FIG. 12 is a circuit diagram showing an operation of each phase arm in each mode shown in FIG. 11.
  • FIG. 4 is an equivalent circuit diagram illustrating an operation of one phase of a converter when a commercial AC power supply fails.
  • FIG. 11 is another equivalent circuit diagram illustrating an operation of one phase of the converter when a commercial AC power supply fails.
  • FIG. 11 is still another equivalent circuit diagram illustrating the operation of one phase of the converter when a commercial AC power supply fails.
  • FIG. 8 is a time chart illustrating an operation of the control unit 54 illustrated in FIG. 7.
  • FIG. 5 is a diagram showing a switching pattern of IGBT elements Q1D to Q4D shown in FIG.
  • FIG. 18 is a circuit diagram showing the operation of the DC voltage converter in the three modes shown in FIG. 8 is another time chart illustrating the operation of the control unit 54 illustrated in FIG. 7.
  • FIG. 7 is a circuit block diagram illustrating an overall configuration of an uninterruptible power supply according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 21 is a circuit block diagram showing a main part of the control device shown in FIG. 20.
  • FIG. 15 is a circuit block diagram illustrating a modification of the second embodiment.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a main part of an uninterruptible power supply according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 24 is a diagram showing switching patterns of four IGBT elements included in each phase arm of the converter described in FIG. 23.
  • FIG. 25 is a circuit diagram showing an operation of each phase arm in each mode shown in FIG. 24.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of an uninterruptible power supply U1 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • an uninterruptible power supply U1 is a three-phase four-wire system, and includes a switch 1, an AC input filter 2, a converter 3, an inverter 4, an AC output filter 5, and a DC / DC converter (“DC / DC 6, the control device 10, the DC lines L1 to L3, the neutral point line L4, the capacitors C1 and C2, the voltage detectors 31, 34, 35 and 36, the current detectors 32 and 37, and the power failure detector 33. Is provided.
  • Switch 1 includes switches 1R, 1S, 1T. One terminals of the switches 1R, 1S, and 1T are connected to the R-phase terminal TR, the S-phase terminal TS, and the T-phase terminal TT of the three-phase four-wire commercial AC power supply 41, respectively, and supplied from the commercial AC power supply 41. R-phase voltage VR, S-phase voltage VS, and T-phase voltage VT are received, respectively. Neutral point terminal TN of commercial AC power supply 41 is connected to one end of neutral point line L4.
  • the switches 1R, 1S, and 1T are controlled by the control device 10, and are turned on when three-phase AC power is normally supplied from the commercial AC power supply 41 (when the commercial AC power supply 41 is healthy). When the supply of three-phase AC power from the power supply is stopped (at the time of a power failure of the commercial AC power supply 41), it is turned off. The switches 1R, 1S, and 1T are turned off when the commercial AC power supply 41 fails, to electrically disconnect the commercial AC power supply 41 from the AC input filter 2.
  • the AC input filter 2 is a three-phase LC filter circuit including a capacitor 11 (capacitors 11R, 11S, 11T) and a reactor 12 (reactors 12R, 12S, 12T).
  • a capacitor 11 capacitor 11
  • reactor 12 reactors 12R, 12S, 12T
  • One electrodes of the capacitors 11R, 11S, and 11T are connected to the other terminals of the switches 1R, 1S, and 1T, respectively, and the other electrodes are connected to a neutral point line L4.
  • One terminals of reactors 12R, 12S, 12T are connected to the other terminals of switches 1R, 1S, 1T, respectively, and the other terminals of reactors 12R, 12S, 12T are connected to three input nodes of converter 3, respectively.
  • the AC input filter 2 is a low-pass filter that allows the commercial AC power supplied from the commercial AC power supply 41 to pass through the converter 3, and the switching frequency signal generated by the converter 3 is transmitted to the commercial AC power supply 41. Prevent passing.
  • each of the DC lines L1 to L3 is connected to three output nodes of the converter 3, and the other end is connected to three input nodes of the inverter 4.
  • DC line L2 is connected to neutral point line L4.
  • the DC lines L1 to L3 are connected to three high-voltage nodes of the DC voltage converter 6.
  • the DC lines L1 to L3 are converted to a positive voltage, a neutral point voltage, and a negative voltage by the converter 3 and the DC voltage converter 6, respectively.
  • the capacitor C1 is connected between the DC lines L1 and L2, and smoothes and stabilizes the DC voltage Ep between the DC lines L1 and L2.
  • Capacitor C2 is connected between DC lines L2 and L3, and smoothes and stabilizes DC voltage En between DC lines L2 and L3.
  • Converter 3 is controlled by control device 10 and converts three-phase AC power supplied from commercial AC power supply 41 through AC input filter 2 to DC power when commercial AC power supply 41 is healthy, and converts the DC power to DC power.
  • the power is supplied to the inverter 4 and the DC voltage converter 6 via the lines L1 to L3.
  • the converter 3 is controlled so as to be zero.
  • Control device 10 stops operation of converter 3 when DC voltage ⁇ E is smaller than threshold voltage ETH at the time of power failure of commercial AC power supply 41, so that DC voltage ⁇ E is lower than threshold voltage ETH. If it is larger, the converter 3 is controlled to reduce the DC voltage ⁇ E.
  • the inverter 4 is controlled by the control device 10 and converts DC power from the converter 3 and the DC voltage converter 6 into three-phase AC power of a commercial frequency. As described later, converter 3, inverter 4, and DC voltage converter 6 each include a three-level circuit. The three-phase AC power generated by the inverter 4 is supplied to the load 42 via the AC output filter 5.
  • the AC output filter 5 is a three-phase LC filter circuit composed of a reactor 18 (reactors 18U, 18V, 18W) and a capacitor 19 (capacitors 19U, 19V, 19W).
  • Reactors 18U, 18V, and 18W have one terminals connected to three output nodes of inverter 4, respectively, and the other terminals connected to U-phase terminal TU, V-phase terminal TV, and W-phase terminal of three-phase four-wire load 42. Connected to TW.
  • the AC output filter 5 is a low-pass filter that allows the commercial frequency three-phase AC power generated by the inverter 4 to pass through the load 42 and the switching frequency signal generated by the inverter 4 to pass through the load 42.
  • the neutral terminal TNA of the load 42 is connected to the neutral line L4.
  • the load 42 is driven by three-phase AC power supplied from the uninterruptible power supply U1.
  • FIG. 2 is a circuit block diagram illustrating the configuration of the load 42.
  • the load 42 includes a three-phase four-wire transformer 43 and a three-phase four-wire load main body 46.
  • Transformer 43 includes three primary windings 44U, 44V, 44W and three secondary windings 45U, 45V, 45W.
  • One terminal of each of primary windings 44U, 44V, 44W is connected to U-phase terminal TU, V-phase terminal TV, and W-phase terminal TW of load 42, and the other terminal is connected to neutral point terminal TNA of load 42. Connected to.
  • each of the secondary windings 45U, 45V, and 45W is connected to a U-phase terminal 46U, a V-phase terminal 46V, and a W-phase terminal 46W of the load main body 46, respectively. It is connected to the characteristic point terminal 46N.
  • the three-phase AC voltage supplied from the uninterruptible power supply U1 is, for example, stepped down by the transformer 43 and supplied to the load main unit 46 to drive the load main unit 46.
  • a battery B1 (power storage device) is connected between two low-voltage nodes of the DC voltage converter 6.
  • DC voltage converter 6 is controlled by control device 10, and stores DC power generated by converter 3 in battery B1 when commercial AC power supply 41 is healthy. At that time, the control device 10 controls the DC voltage converter 6 so that the terminal voltage VB of the battery B1 becomes the reference battery voltage VBr (second reference voltage).
  • the DC voltage converter 6 is controlled by the control device 10 and supplies the DC power of the battery B1 to the inverter 4 via the DC lines L1 to L3 when the commercial AC power supply 41 fails.
  • the voltage converter 6 is controlled.
  • a capacitor for example, an electric double layer capacitor
  • the battery B1 is installed outside the uninterruptible power supply U1, but the battery B1 may be built in the uninterruptible power supply U1.
  • a DC power supply (for example, a fuel cell) may be connected instead of the battery B1.
  • the commercial AC power supply 41 is healthy, the operation of the DC voltage converter 6 is stopped.
  • the voltage detector 31 detects instantaneous values of the AC voltages VR, VS, VT at the other terminals of the switches 1R, 1S, 1T, and outputs a three-phase voltage signal indicating the three-phase AC voltages VR, VS, VT to the control device 10 and Output to the power failure detector 33.
  • Current detector 32 detects instantaneous values of alternating currents IR, IS, and IT flowing into three input nodes of converter 3, and outputs a three-phase current signal indicating three-phase alternating currents IR, IS, and IT to control device 10. Output.
  • the power failure detector 33 determines whether or not a power failure has occurred in the commercial AC power supply 41 based on the three-phase voltage signal from the voltage detector 31, and outputs a power failure signal PC indicating the determination result.
  • the power failure signal PC is at the “L” level of the deactivation level.
  • the power failure signal PC becomes the activation level “H” level.
  • the power failure signal PC is provided to the control device 10.
  • the voltage detector 34 detects the voltage Ep between the terminals of the capacitor C1, and outputs a signal indicating the detected voltage Ep to the control device 10.
  • Voltage detector 35 detects voltage En between terminals of capacitor C2 and outputs a signal indicating detected voltage En to control device 10.
  • Voltage detector 36 detects a voltage VB between terminals of battery B1 and outputs a signal indicating detected voltage VB to control device 10.
  • the current detector 37 detects the current IB output from the battery B1, and outputs a signal indicating the detected current IB to the control device 10.
  • the control device 10 controls the operation of the switch 1, the converter 3, the inverter 4, and the DC voltage converter 6.
  • converter 3, inverter 4, and DC voltage converter 6 are configured by semiconductor switches including semiconductor switching elements.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the control device 10 receives the three-phase voltage signal from the voltage detector 31, the three-phase current signal from the current detector 32, the signal indicating the voltage Ep detected by the voltage detector 34, and the voltage En detected by the voltage detector 35.
  • PWM control is executed upon receiving a signal indicating the power failure signal PC from the power failure detector 33, a signal indicating the voltage VB detected by the voltage detector 36, a signal indicating the current IB detected by the current detector 37, and the like.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of converter 3 and inverter 4 shown in FIG. 3,
  • converter 3 includes an R-phase arm 3R, an S-phase arm 3S, and a T-phase arm 3T.
  • Inverter 4 includes a U-phase arm 4U, a V-phase arm 4V, and a W-phase arm 4W.
  • Each phase arm (3R, 3S, 3T) of converter 3 and each phase arm (4U, 4V, 4W) of inverter 4 are each configured as a three-level circuit and include four IGBT elements and six diodes.
  • R-phase arm 3R includes IGBT elements Q1R to Q4R and diodes D1R to D6R.
  • S-phase arm 3S includes IGBT elements Q1S to Q4S and diodes D1S to D6S.
  • T-phase arm 3T includes IGBT elements Q1T to Q4T and diodes D1T to D6T.
  • U-phase arm 4U includes IGBT elements Q1U to Q4U and diodes D1U to D6U.
  • V-phase arm 4V includes IGBT elements Q1V to Q4V and diodes D1V to D6V.
  • W-phase arm 4W includes IGBT elements Q1W to Q4W and diodes D1W to D6W.
  • IGBT elements Q1x to Q4x are connected in series between DC lines L1 and L3.
  • the diodes D1x to D4x are connected in anti-parallel to the IGBT elements Q1x to Q4x, respectively.
  • Diode D5x is connected to a connection point of IGBT elements Q1x, Q2x and DC line L2.
  • Diode D6x is connected to a connection point of IGBT elements Q3x, Q4x and DC line L2.
  • the cathode of the diode D5x is connected to the connection point of the IGBT elements Q1x and Q2x, and the anode of the diode D5x is connected to the DC line L2.
  • the anode of diode D6x is connected to the connection point of IGBT elements Q3x, Q4x, and the cathode of diode D6x is connected to DC line L2.
  • the diodes D1x to D4x function as freewheel diodes, and the diodes D5x and D6x function as clamp diodes.
  • Converter 3 includes three input nodes 3a to 3c.
  • Input node 3a is connected to the other terminal of reactor 12R (FIG. 1) and to a connection point of IGBT elements Q2R, Q3R.
  • Input node 3b is connected to the other terminal of reactor 12S (FIG. 1) and to a connection point of IGBT elements Q2S, Q3S.
  • Input node 3c is connected to the other terminal of reactor 12T (FIG. 1) and to a connection point of IGBT elements Q2T, Q3T.
  • Inverter 4 includes three output nodes 4a to 4c.
  • Output node 4a is connected to a connection point of IGBT elements Q2U and Q3U, and is connected to one terminal of reactor 18U (FIG. 1).
  • Output node 4b is connected to a connection point of IGBT elements Q2V and Q3V, and is connected to one terminal of reactor 18V (FIG. 1).
  • Output node 4c is connected to a connection point of IGBT elements Q2W and Q3W, and is connected to one terminal of reactor 18W (FIG. 1).
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of DC voltage converter 6 shown in FIG.
  • DC voltage converter 6 includes a semiconductor switch 21 and a reactor 22.
  • Semiconductor switch 21 is configured as a three-level circuit, and includes IGBT elements Q1D to Q4D connected in series between DC lines L1 and L3, and diodes D1D to D4D connected in antiparallel to IGBT elements Q1D to Q4D, respectively.
  • Reactor 22 includes reactors 22P and 22N.
  • Reactor 22P is connected between a connection point of IGBT elements Q1D and Q2D and a positive electrode of battery B1.
  • Reactor 22N is connected between a connection point of IGBT elements Q3D and Q4D and a negative electrode of battery B1.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a portion related to control of converter 3 and DC voltage converter 6 in control device 10 (FIG. 1).
  • control device 10 includes an adder 51, a subtractor 52, and control units 53 to 55.
  • the subtractor 52 subtracts the voltage En between the terminals of the capacitor C2 detected by the voltage detector 35 from the voltage Ep between the terminals of the capacitor C1 detected by the voltage detector 34, and obtains the voltage Ep between the terminals of the capacitors C1 and C2.
  • En, a DC voltage ⁇ E Ep ⁇ En.
  • DC voltages VDC and ⁇ E are provided to each of control units 53 to 55.
  • the control unit 53 receives the power failure signal PC from the power failure detector 33, the signals indicating the three-phase AC voltages VR, VS, and VT from the voltage detector 31, and the three-phase AC currents IR, IS, and IT from the current detector 32.
  • the converter 3 is controlled based on a signal indicating the DC voltage VDC (first voltage) from the adder 51 and a signal indicating the DC voltage ⁇ E (second voltage) from the subtractor 52.
  • control unit 53 determines the phase of three-phase AC voltages VR, VS, and VT.
  • the converter 3 is controlled such that the phases of the three-phase AC currents IR, IS, and IT match, the DC voltage VDC becomes the reference DC voltage VDCr, and the DC voltage ⁇ E becomes 0.
  • the control unit 53 determines whether the absolute value of the DC voltage ⁇ E is smaller than the threshold voltage ETH when the power failure signal PC is at the “H” level of the activation level (during a power failure of the commercial AC power supply 41). Stops the operation of the converter 3.
  • control unit 53 determines that the absolute value of the DC voltage ⁇ E is greater than the threshold voltage ETH. Controls the converter 3 to reduce the DC voltage ⁇ E.
  • the control units 54 and 55 include a power failure signal PC from the power failure detector 33, a signal representing the battery voltage VB from the voltage detector 36, a signal representing the DC current IB from the current detector 37, and a DC voltage from the adder 51.
  • the DC voltage converter 6 is controlled based on the signal indicating VDC and the signal indicating the DC voltage ⁇ E from the subtractor 52.
  • control unit 54 is activated when power failure signal PC is at the activation level “H” level (at the time of power failure of commercial AC power supply 41), and current IB at a level corresponding to battery voltage VB is generated.
  • the DC voltage converter 6 is controlled such that the DC voltage VDC flows from the battery B1 to the capacitors C1 and C2, the DC voltage VDC becomes the reference DC voltage VDCr, and the DC voltage ⁇ E becomes 0.
  • Control unit 55 is activated when power failure signal PC is at the “L” level of the deactivation level (when commercial AC power supply 41 is healthy), and current IB at a level corresponding to DC voltage VDC is applied to capacitors C1 and C2. To the battery B1, and controls the DC voltage converter 6 so that the battery voltage VB becomes the reference battery voltage VBr.
  • FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the control unit 53 shown in FIG. 6, the control unit 53 includes a voltage command generation circuit 61, a balance control circuit 62, adders 63A to 63C, a determiner 64, and a PWM circuit 65.
  • the voltage command generation circuit 61 includes a reference voltage generation circuit 81, subtractors 82 and 86A to 86C, a DC voltage control circuit 83, a sine wave generation circuit 84, multipliers 85A to 85C, a current control circuit 87, and adders 88A to 88C. including.
  • the reference voltage generation circuit 81 generates a reference DC voltage VDCr.
  • DC voltage control circuit 83 calculates a current command value I * for controlling the current flowing to the input side of converter 3 so that voltage ⁇ VDC becomes zero.
  • DC voltage control circuit 83 calculates current command value I * by, for example, performing a proportional operation or a proportional integral operation on ⁇ VDC.
  • the sine wave generation circuit 84 includes a sine wave signal having the same phase as the R phase voltage VR of the commercial AC power supply 41, a sine wave signal having the same phase as the S phase voltage VS of the commercial AC power supply 41, and a T phase voltage VT of the commercial AC power supply 41. And a sine wave signal having the same phase.
  • the sine wave generation circuit 84 outputs a three-phase sine wave signal even when the commercial AC power supply 41 fails.
  • the three sine wave signals are input to multipliers 85A to 85C, respectively, and are multiplied by current command value I * .
  • current command values IR * , IS * , IT * having the same phase as the three-phase AC voltages VR, VS, VT of the commercial AC power supply 41 are generated.
  • the subtractor 86A calculates a difference between the current command value IR * and the R-phase current IR detected by the current detector 32R.
  • the subtractor 86B calculates the difference between the current command value IS * and the S-phase current IS detected by the current detector 32S.
  • the subtractor 86C calculates the difference between the current command value IT * and the T-phase current IT detected by the current detector 32T.
  • the current control circuit 87 determines which of the difference between the current command value IR * and the R-phase current IR, the difference between the current command value IS * and the S-phase current IS, and the difference between the current command value IT * and the T-phase current IT. Also, voltage command values VRa * , VSa * , and VTa * are generated as voltages to be applied to the reactor 12 so that also becomes zero.
  • the current control circuit 87 generates a voltage command value by amplifying the difference between the current command value and the current value detected by the current detector according to proportional control or proportional integral control, for example.
  • Adder 88A adds voltage command value VRa * and R-phase voltage VR detected by voltage detector 31 to generate voltage command value VR0 * .
  • Adder 88B adds voltage command value VSa * and S-phase voltage VS detected by voltage detector 31 to generate voltage command value VS0 * .
  • the adder 88C generates a voltage command value VT0 * by adding the T-phase voltage VT detected by the voltage command value VTa * and the voltage detector 31.
  • the voltage command generation circuit 61 includes the three-phase AC voltages VR, VS, and VT detected by the voltage detector 31, the three-phase AC currents IR, IS, IT detected by the current detector 32, and the adder. 51 receives the DC voltage VDC calculated by, R-phase voltage command values each corresponding to S phase, and T phase VR0 *, VS0 *, generates a VT0 *.
  • balance control circuit 62 generates voltage command value V1 * by performing a proportional operation or a proportional integral operation on ⁇ E.
  • the voltage command is set so that the charging time of the capacitor C1 is shorter than the charging time of the capacitor C2.
  • the value V1 * is generated.
  • the voltage command is set so that the charging time of the capacitor C1 is longer than the charging time of the capacitor C2.
  • the value V1 * is generated.
  • the adder 63A generates a voltage command value VR * by adding the voltage command values VR0 * and V1 * .
  • the adder 63B is the voltage command value VS0 *, generates a voltage command value VS * by adding V1 *.
  • the adder 63C is the voltage command value VT0 *, generates a voltage command value VT * by adding V1 *.
  • the determiner 64 generates a signal DT based on the power failure signal PC from the power failure detector 33 (FIG. 1) and the DC voltage ⁇ E from the subtractor 52 (FIG. 5).
  • the signal DT is set to the "H" level of the activation level.
  • the signal DT When the power failure signal PC is at the activation level “H” level (at the time of the commercial AC power supply 41 power failure) and the DC voltage ⁇ E is smaller than the threshold voltage ETH, the signal DT is at the inactivation level. It is set to the “L” level. When the power failure signal PC is at the activation level “H” level (at the time of the power failure of the commercial AC power supply 41) and the DC voltage ⁇ E is higher than the threshold voltage ETH, the signal DT has the activation level “ H "level.
  • PWM circuit 65 is activated when signal DT is at the “H” level of the activation level, and detects three-phase AC detected by voltage detector 31 based on voltage command values VR * , VS * , and VT *.
  • a signal is output to make the voltages VR, VS, and VT equal to the voltage command values VR * , VS * , and VT * , respectively.
  • This signal is a signal for driving four IGBT elements included in each phase arm of converter 3.
  • $ PWM circuit 65 is inactivated when signal DT is at the "L" level of the inactivation level, and turns off four IGBT elements included in each phase arm of converter 3. Thereby, the operation of converter 3 is stopped.
  • the three-phase AC currents IR, IS, and IT have the same phase as the three-phase AC voltages VR, VS, and VT of the commercial AC power supply 41, and have a sine wave.
  • the power factor can be made approximately 1.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of the control unit 54 shown in FIG. 7, the control unit 54 includes a voltage command generation circuit 71, a balance control circuit 72, an adder 73A, a subtractor 73B, and a PWM circuit 75.
  • Voltage command generation circuit 71 includes a reference voltage generation circuit 91, subtracters 92 and 94, a voltage control circuit 93, and a current control circuit 95.
  • the reference voltage generation circuit 91 generates a reference DC voltage VDCr.
  • the subtractor 92 calculates a voltage ⁇ VDC of a difference between the reference DC voltage VDCr and the DC voltage VDC detected by the adder 51 (FIG. 5).
  • Voltage control circuit 93 calculates a current command value IB * at a level corresponding to voltage ⁇ VDC based on voltage VB between terminals of battery B1 detected by voltage detector 36 (FIG. 1).
  • Voltage control circuit 93 calculates current command value IB * by, for example, performing a proportional operation or a proportional integral operation on ⁇ VDC.
  • Current control circuit 95 generates voltage command value V * based on deviation ⁇ IB between current command value IB * and current value IB.
  • the voltage command generation circuit 71 receives the battery voltage VB detected by the voltage detector 36, the battery current IB detected by the current detector 37, and the DC voltage VDC calculated by the adder 51, and A voltage command value V * for controlling the voltages Ep and En between the terminals C1 and C2 to a predetermined voltage is generated.
  • balance control circuit 72 generates voltage command value VB1 * by performing a proportional operation or a proportional integral operation on DC voltage ⁇ E. For example, when ⁇ E> 0, the balance control circuit 72 sets the voltage command value VB1 * to a negative value. On the other hand, when ⁇ E ⁇ 0, the balance control circuit 72 sets the voltage command value VB1 * to a positive value.
  • the adder 73A is * the voltage command value V, to generate a voltage command value VA * by adding VB1 *.
  • the subtractor 73B generates a voltage command value VB * by subtracting the voltage command value VB1 * from the voltage command value V * .
  • the voltage command values VA * and VB * are command values for controlling the voltages of the upper arm and the lower arm of the semiconductor switch 21, respectively.
  • the voltage command values VA * and VB * of the voltages Ep and En for setting the difference .DELTA.E Command value.
  • a command value generation circuit for generating the voltage command values VA * and VB * of the above.
  • the PWM circuit 75 When the power failure signal PC is at the “H” level of the activation level (during a power failure of the commercial AC power supply 41), the PWM circuit 75 is activated and operates based on the voltage command values VA * and VB *. A signal for driving four IGBT elements included in 21 is output. The DC voltage converter 6 is controlled by a signal from the PWM circuit 75, and supplies DC power of the battery B1 to the inverter 4.
  • the PWM circuit 75 When the power failure signal PC is at the “L” level of the deactivation level (when the commercial AC power supply 41 is healthy), the PWM circuit 75 is deactivated and does not perform the PWM control of the DC voltage converter 6. When commercial AC power supply 41 is healthy, DC voltage converter 6 is controlled by control unit 55 (FIG. 5), and stores DC power in battery B1.
  • FIG. 8 is an equivalent circuit diagram showing a configuration for one phase of converter 3 shown in FIG.
  • an R-phase arm 3R is shown as a switch 98 as an arm for one phase.
  • Switch 98 includes a common terminal connected to input node 3a of converter 3, and three switching terminals connected to DC lines L1, L2, L3, respectively. In this switch 98, the common terminal and one of the three switching terminals are connected.
  • the AC output in the inverter operation is in one of three potential states (p, c, n).
  • p, c, and n are the voltages of the DC lines L1, L2, and L3, respectively.
  • the voltages of the DC lines L1, L2, L3 are a positive voltage, a neutral point voltage, and a negative voltage, respectively.
  • the neutral point voltage is, for example, a ground voltage (0 V).
  • FIG. 9 is a time chart showing the operation of control unit 53 shown in FIG. FIG. 9 shows PWM control of one phase (for example, R phase) of converter 3 (three-level PWM converter) when commercial AC power supply 41 is healthy.
  • PWM control of one phase for example, R phase
  • converter 3 three-level PWM converter
  • voltage command signal 103 is a voltage command signal (VR0 * ) that has not been corrected by balance control circuit 62 (FIG. 6).
  • the voltage command signal 103 is converted into a sine wave signal having the same phase as the R-phase voltage VR of the commercial AC power supply 41 by the sine wave generation circuit 84 (FIG. 6).
  • the switching patterns of the four IGBT elements included in the R phase are determined by comparing the levels of the voltage command signal 103 and the reference signals 101 and 102. Is done. In this case, the switching patterns of IGBT elements Q1 to Q4 of the phase arm become switching patterns 111 to 114, and the output voltage of converter 3 becomes phase voltage 106.
  • Each of the reference signals 101 and 102 is a triangular wave signal having a switching frequency sufficiently higher than the commercial frequency.
  • the phase and the amplitude of the reference signal 101 match the phase and the amplitude of the reference signal 102.
  • the reference signal 101 changes between 0V and the positive peak voltage.
  • the reference signal 102 changes between the negative peak voltage and 0V.
  • the amplitude of voltage command signal 103 is smaller than the sum of the amplitudes of reference signals 101 and 102.
  • IGBT elements Q1 and Q2 are turned on, and IGBTs Q3 and Q4 are turned off.
  • IGBT elements Q2 and Q3 are turned on and IGBTs Q1 and Q4 are turned off.
  • IGBT elements Q3 and Q4 are turned on and IGBTs Q1 and Q2 are turned off.
  • Voltage command signal 104 is a voltage command signal (VR * ) corrected by balance control circuit 62 when Ep ⁇ En, and is obtained by adding adjustment signal Vc1 to voltage command signal 103.
  • the level of the voltage command signal 104 and the level of the reference signals 101 and 102 are compared to determine the switching patterns of the four IGBT elements included in the R phase (the same applies to the S and T phases). Is done. In this case, the switching patterns of IGBT elements Q1 to Q4 of the phase arm become switching patterns 121 to 124, and the output voltage of converter 3 becomes phase voltage 107.
  • Voltage command signal 105 is a voltage command signal (VR * ) corrected by balance control circuit 62 when Ep> En, and is obtained by adding adjustment signal Vc2 to voltage command signal 103.
  • the switching patterns of the four IGBT elements included in the R phase are determined by comparing the levels of the voltage command signal 105 and the reference signals 101 and 102. Is done. In this case, the switching patterns of IGBT elements Q1 to Q4 of the phase arm become switching patterns 131 to 134, and the output voltage of converter 3 becomes phase voltage 108.
  • the voltage command signal 103 the voltage command value from voltage command generation circuit 61 (FIG. 6) (VR0 *, VS0 * , VT0 *) corresponding to each of the adjustment signals Vc1, Vc2 from balance control circuit 62 Corresponding to the voltage command value V1 * .
  • Voltage command value V1 * is positive when Ep ⁇ En, and negative when Ep> En.
  • FIG. 10 is another time chart showing the operation of control unit 53 shown in FIG. In FIG. 10, PWM control of one phase (for example, R phase) of converter 3 (three-level PWM converter) when the absolute value of ⁇ E exceeds threshold voltage ETH at the time of power failure of commercial AC power supply 41 is performed. It is shown.
  • R phase for example, R phase
  • ETH threshold voltage
  • voltage command signal 103 is a voltage command signal (VR0 * ) that has not been corrected by balance control circuit 62 (FIG. 6).
  • the voltage command signal 103 is converted into a sine wave signal having the same phase as the R-phase voltage VR of the commercial AC power supply 41 by the sine wave generation circuit 84 (FIG. 6).
  • the switching patterns of the four IGBT elements included in the R phase are determined by comparing the levels of the voltage command signal 103 and the reference signals 101 and 102. Is done. In this case, the switching patterns of IGBT elements Q1 to Q4 of the phase arm become switching patterns 111 to 114, and the output voltage of converter 3 becomes phase voltage 106.
  • Voltage command signal 104A is a voltage command signal (VR * ) corrected by balance control circuit 62 when Ep> En, and is obtained by adding adjustment signal Vc1 to voltage command signal 103.
  • the switching patterns of the four IGBT elements included in the R phase are determined by comparing the levels of the voltage command signal 104A and the reference signals 101 and 102. Is done. In this case, the switching patterns of IGBT elements Q1 to Q4 of the phase arm become switching patterns 121A to 124A, and the output voltage of converter 3 becomes phase voltage 107A.
  • Voltage command signal 105A is a voltage command signal (VR * ) corrected by balance control circuit 62 when Ep ⁇ En, and is obtained by adding adjustment signal Vc2 to voltage command signal 103.
  • the switching patterns of the four IGBT elements included in the R phase are determined by comparing the levels of the voltage command signal 105A and the reference signals 101 and 102. Is done. In this case, the switching patterns of IGBT elements Q1 to Q4 of the phase arm become switching patterns 131A to 134A, and the output voltage of converter 3 becomes phase voltage 108A.
  • the voltage command signal 103 the voltage command value from voltage command generation circuit 61 (FIG. 6) (VR0 *, VS0 * , VT0 *) corresponding to each of the adjustment signals Vc1, Vc2 from balance control circuit 62 Corresponding to the voltage command value V1 * .
  • Voltage command value V1 * is positive when Ep> En, and negative when Ep ⁇ En.
  • FIG. 11 is a diagram showing switching patterns of four IGBT elements included in each phase arm of converter 3 shown in FIG.
  • FIGS. 12A to 12C are circuit diagrams showing the operation of each phase arm in each mode shown in FIG.
  • FIG. 12A shows Mode 1. In mode 1, the IGBT elements Q1 and Q2 are turned on, and the positive-side smoothing capacitor C1 is charged (or discharged).
  • FIG. 12B shows Mode 2. In mode 2, the IGBT elements Q2 and Q3 are turned on, and the power storage states of the positive-side smoothing capacitor C1 and the negative-side smoothing capacitor C2 do not change much.
  • FIG. 12C shows mode 3. In mode 3, IGBT elements Q3 and Q4 are turned on, and negative-side smoothing capacitor C2 is charged (or discharged).
  • arrows indicate the direction of current flowing during charging. At the time of discharging, a current flows in the direction opposite to the arrow.
  • the balance control circuit 62 adds the adjustment signal Vc1 to the voltage command signal 103 and balances the voltage command signal with the voltage command signal in order to balance the voltages of the smoothing capacitors C1 and C2. Adjust to 104.
  • switching levels 121 to 124 of the IGBT elements Q1 to Q4 are obtained by comparing the levels of the voltage command signal 104 and the reference signals 101 and 102. During the period when the voltage command signal 104 is positive, the positive-side smoothing capacitor C1 is charged. During the period when the voltage command signal 104 is negative, the negative-side smoothing capacitor C2 is charged.
  • the charging period of the positive-side smoothing capacitor C1 is longer than the charging period of the negative-side smoothing capacitor C2.
  • the balance control circuit 62 adds the adjustment signal Vc2 to the voltage command signal 103 and balances the voltage command signal with the voltage command in order to balance the voltages of the smoothing capacitors C1 and C2.
  • the adjustment is made to become the signal 105.
  • the switching patterns 131 to 134 of the IGBT elements Q1 to Q4 are obtained by comparing the levels of the voltage command signal 105 and the reference signals 101 and 102.
  • the voltage command signal 104 While the voltage command signal 104 is positive, the positive-side smoothing capacitor C1 is charged. While the voltage command signal 104 is negative, the negative-side smoothing capacitor C2 is charged. Comparing the switching patterns without correction (111 to 114) and the switching patterns with correction (131 to 134), the charging period of the negative-side smoothing capacitor C2 is longer than the charging period of the positive-side smoothing capacitor C1.
  • the balance control circuit 62 adds the adjustment signal Vc1 to the voltage command signal 103 and balances the voltage command signal with the voltage command signal in order to balance the voltages of the smoothing capacitors C1 and C2. Adjust to 104A.
  • the voltage command signal 104A and the reference signals 101 and 102 are compared in level to obtain switching patterns 121A to 124A of the IGBT elements Q1 to Q4.
  • the positive side smoothing capacitor C1 is discharged.
  • the negative-side smoothing capacitor C2 is discharged.
  • the discharge period of the positive smoothing capacitor C1 is longer than the discharge period of the negative smoothing capacitor C2.
  • the balance control circuit 62 adds the adjustment signal Vc2 to the voltage command signal 103 and balances the voltage command signal with the voltage command in order to balance the voltages of the smoothing capacitors C1 and C2.
  • the adjustment is made so that the signal becomes 105A.
  • the switching patterns 131A to 134A of the IGBT elements Q1 to Q4 are obtained by comparing the levels of the voltage command signal 105A and the reference signals 101 and 102.
  • FIGS. 13 to 15 are equivalent circuit diagrams showing the operation of one phase of converter 3 when the absolute value of ⁇ E exceeds threshold voltage ETH when commercial AC power supply 41 fails.
  • the R-phase arm 3R is shown as an arm for one phase, and the R-phase arm 3R is shown as a switch 98.
  • FIGS. 13 to 15 show the operation of one phase of converter 3 in modes 1 to 3 (FIGS. 11 and 12), respectively.
  • the switch 1R is turned off, and the commercial AC power supply 41 is electrically disconnected from the capacitor 11R and the reactor 12R of the AC input filter 2. While the voltage command signal 103 is positive, the mode 1 and the mode 2 are executed alternately.
  • the switch 98 (R-phase arm 3R) connects the DC line L1 to the input node 3a, and connects the DC line L1, the switch 98 (R-phase arm 3R) from the positive electrode of the capacitor C1.
  • a current flows to the negative electrode of the capacitor C1 via the input node 3a, the reactor 12R, the capacitor 11R, and the neutral point line L4. Since the capacitance value of the capacitor C1 is sufficiently larger than the capacitance value of the capacitor 11R, the terminal voltage Ep of the capacitor C1 slightly decreases.
  • the switch 98 (R-phase arm 3R) connects the DC line L2 to the input node 3a, and connects the reactor 12R, the input node 3a, and the switch 98 (R-phase) from one electrode of the capacitor 11R.
  • a current flows to the other electrode of the capacitor 11R via the arm 3R), the DC line L2, and the neutral point line L4, and the terminal voltage of the capacitor 11R is reset to 0V. Therefore, when the voltage command signal 104A is positive, the mode 1 and the mode 2 are alternately performed, the capacitor C1 is discharged, and the terminal voltage Ep of the capacitor C1 gradually decreases.
  • the switch 98 (R-phase arm 3R) connects the DC line L3 to the input node 3a, and connects the positive electrode of the capacitor C2 to the neutral point line L4, the capacitor 11R, the reactor 12R, and the input.
  • a current flows to the negative electrode of the capacitor C2 via the node 3a, the switch (R-phase arm 3R), and the DC line L3. Since the capacitance value of the capacitor C2 is sufficiently larger than the capacitance value of the capacitor 11R, the terminal voltage En of the capacitor C2 slightly decreases.
  • the DC line L2 and the input node 3a are connected by the switch 98 (R-phase arm 3R), and the voltage between the terminals of the capacitor 11R is reset to 0V. Therefore, when the voltage command signal 104A is negative, the mode 3 and the mode 2 are alternately performed to discharge the capacitor C2, and the terminal voltage En of the capacitor C2 gradually decreases.
  • the time during which the mode 3 is executed (the discharge time of the capacitor C2) is the time during which the mode 1 is executed (the time during which the capacitor C1 is discharged). Since the discharge time is longer than the discharge time), En falls faster than Ep.
  • FIG. 16 is a time chart showing the operation of control unit 54 shown in FIG.
  • voltage command signal 154 is a voltage command signal (V * ) that has not been corrected by balance control circuit 72 (FIG. 7).
  • the balance control circuit 72 changes the voltage command signal (VA * ) of the IGBT elements Q1D and Q3D to the voltage command signal 153 by adding the adjustment signal Vc1 to the voltage command signal 154.
  • the balance control circuit 72 changes the voltage command signal (VB * ) of the IGBT elements Q2D and Q4D to the corrected voltage command signal 155 by subtracting the adjustment signal Vc1 from the voltage command signal 154.
  • FIG. 17 is a diagram showing a switching pattern of IGBT elements Q1D to Q4D shown in FIG.
  • FIGS. 18A to 18C are circuit diagrams showing the operation of the DC voltage converter 6 in the three modes shown in FIG.
  • FIG. 18A shows mode 1.
  • the IGBT elements Q1D and Q3D are turned on, and the positive-side smoothing capacitor C1 is charged.
  • FIG. 18B shows mode 2.
  • the IGBT elements Q1D to Q4D are turned off, and the power storage states of the positive-side smoothing capacitor C1 and the negative-side smoothing capacitor C2 do not change much.
  • FIG. 18C shows mode 3.
  • IGBT elements Q2D and Q4D are turned on, and negative-side smoothing capacitor C2 is charged.
  • the PWM circuit 75 compares the voltage command signal 154 with the reference signal 151 to obtain the switching patterns 161 and 163 of the IGBT elements Q1 and Q3. Further, in the PWM circuit 75, the switching patterns 162 and 164 of the IGBT elements Q2 and Q4 are obtained by comparing the levels of the voltage command signal 154 and the reference signal 152.
  • Both reference signals 151 and 152 are triangular wave signals.
  • the frequency and amplitude of reference signal 151 are the same as the frequency and amplitude of reference signal 152.
  • the phase of the reference signal 151 is shifted from the phase of the reference signal 152 by 180 degrees.
  • IGBT elements Q1 and Q3 are turned on (mode 1).
  • IGBT elements Q1 to Q4 are turned off (mode 2).
  • IGBT elements Q2 and Q4 are turned on (mode 3).
  • the IGBT elements Q1D to Q4D are operated in the mode 1, and the positive-side smoothing capacitor C1 is charged.
  • IGBT elements Q1D to Q4D are operated in mode 3, and negative-side smoothing capacitor C2 is charged.
  • the charging period (t11) of the positive-side smoothing capacitor C1 is longer than the charging period (t12) of the negative-side smoothing capacitor C2.
  • FIG. 19 is another time chart showing the operation of control unit 54 shown in FIG.
  • voltage command signal 154 is a voltage command signal (V * ) that has not been corrected by balance control circuit 72 (FIG. 7).
  • the balance control circuit 72 changes the voltage command signal (VA * ) of the IGBT elements Q1D and Q3D to the voltage command signal 155 by adding the adjustment signal Vc1 to the voltage command signal 154. Further, balance control circuit 72 changes voltage command signal (VB * ) of IGBT elements Q2D, Q4D to corrected voltage command signal 153 by subtracting adjustment signal Vc1 from voltage command signal 154.
  • the switching patterns 181 and 183 shown in FIG. 15 are obtained as the switching patterns of the IGBT elements Q1D and Q3D.
  • the level of the voltage command signal 153 is compared with the level of the reference signal 152, so that the switching patterns 182 and 184 shown in FIG. 19 are obtained as the switching patterns of the IGBT elements Q2D and Q4D.
  • the charging period (t11) of the positive-side smoothing capacitor C1 is longer than the charging period (t12) of the negative-side smoothing capacitor C2.
  • the switch 1 When the commercial AC power supply 41 is healthy, the switch 1 is turned on, and three-phase AC power from the commercial AC power supply 41 is supplied to the converter 3 via the switch 1 and the AC input filter 2, and is converted into DC power by the converter 3. .
  • the DC power is stored in the battery B1 by the DC voltage converter 6 and is converted into three-phase AC power by the inverter 4.
  • the three-phase AC power generated by the inverter 4 is supplied to the load 42 via the AC output filter 5, and drives the load 42.
  • the converter 3 is controlled by the control unit 53 (FIG. 6) so as to be 0.
  • the switch 1 is turned off, the operation of the converter 3 is stopped, and the DC power of the battery B1 is supplied to the inverter 4 via the DC voltage converter 6, 4 converts it into three-phase AC power of the commercial frequency.
  • the three-phase AC power generated by the inverter 4 is supplied to the load 42 via the AC output filter 5, and drives the load 42.
  • the DC voltage converter 6 is controlled by the control unit 54 (FIG. 7) so as to be 0.
  • the load 42 includes the three-phase four-wire transformer 43 and the load main body 46
  • a three-phase excitation current flows through the transformer 43
  • the uninterruptible power supply U 1 Each of the three-phase output currents has a positive / negative asymmetric waveform.
  • the AC power supply, the uninterruptible power supply, the three-phase transformer, and the load main body are all of a three-phase three-wire type, the sum of the three-phase AC currents flowing through the three-phase transformer is zero, and thus the capacitor C1 , C2 are unlikely to become unbalanced.
  • the commercial AC power supply 41, the uninterruptible power supply U1, the transformer 43, and the load main body 46 are of a three-phase four-wire type, and a current flows through the neutral point line L4.
  • the sum of the three-phase AC currents flowing through the capacitor 43 does not become 0, and the voltages Ep and En between the terminals of the capacitors C1 and C2 may be unbalanced.
  • the output current of the DC voltage converter 6 decreases, and the imbalance between the terminals Ep and En of the capacitors C1 and C2 can be eliminated. It may disappear.
  • the voltage ⁇ E Ep ⁇ En of the difference between the voltages Ep and En between the terminals of the capacitors C1 and C2 exceeds a predetermined threshold voltage ETH.
  • the converter 3 is started.
  • the switch 1 when the commercial AC power supply 41 fails, the switch 1 is turned off to electrically disconnect the commercial AC power supply 41 from the AC input filter 2 and the voltage between the terminals of the capacitors C1 and C2.
  • FIG. 20 is a circuit block diagram showing an overall configuration of an uninterruptible power supply U2 according to Embodiment 2 of the present invention, and is a diagram compared with FIG. Referring to FIG. 20, uninterruptible power supply U2 is different from uninterruptible power supply U1 in that voltage detector 31 is connected to one terminal of switch 1R, 1S, 1T (terminal on commercial AC power supply 41 side). The difference is that the instantaneous values of the voltages VR, VS, and VT are detected, and that the control device 10 is replaced by the control device 10A.
  • the switch 1 When the commercial AC power supply 41 is healthy, the switch 1 is turned on, and the operation of the uninterruptible power supply U2 and the operation of the uninterruptible power supply U1 are the same.
  • the voltage detector 31 detects the instantaneous values of the AC voltages VR, VS, VT appearing at one terminal of the switches 1R, 1S, 1T (terminals on the side of the commercial AC power supply 41). It is possible to easily and quickly detect that the AC power supply 41 has recovered from the power failure state to the healthy state.
  • the voltage detector 31 detects the instantaneous values of the AC voltages VR, VS, and VT appearing at the other terminals (terminals on the side of the AC input filter 2) of the switches 1R, 1S, 1T. It is necessary to separately provide a means for detecting that the AC power supply 41 has recovered from the power failure state to the normal state.
  • the voltage detector 31 detects the instantaneous values of the AC voltages VR, VS, VT appearing at one terminal of the switches 1R, 1S, 1T.
  • the detection value of 31 may be incorrect and unstable, and the control unit 53 (FIG. 5) may malfunction.
  • the control device 10 is replaced with a control device 10A.
  • FIG. 21 is a circuit block diagram showing a main part of control device 10A, and is a diagram to be compared with FIG. Referring to FIG. 21, control device 10 ⁇ / b> A is obtained by adding a switching circuit 201 to control device 10.
  • the switching circuit 201 indicates the AC voltages VR, VS, and VT detected by the voltage detector 31. The signal is given to the control unit 53.
  • the switching circuit 201 When the power failure signal PC is at the “H” level of the activation level (during a power failure of the commercial AC power supply 41), the switching circuit 201 indicates the AC voltages VR, VS, and VT detected by the voltage detector 31. A signal indicating 0 V is supplied to the control unit 53 instead of the signal. Therefore, even when the commercial AC power supply 41 fails, the detection value of the voltage detector 31 becomes a constant value, so that a malfunction of the control unit 53 can be prevented.
  • FIG. 22 is a circuit block diagram showing a modification of the second embodiment, and is a diagram to be compared with FIG. Referring to FIG. 22, in this modification, a control device 10B is provided instead of control device 10A.
  • the control device 10B is obtained by adding a voltage estimation unit 202 to the control device 10A.
  • Voltage estimating section 202 appears at the other terminal (terminal on the side of AC input filter 2) of switches 1R, 1S, 1T based on signals indicating three-phase AC currents IR, IS, IT detected by current detector 32.
  • An instantaneous value of the three-phase AC voltage is estimated, and a signal indicating the estimated value is output.
  • the voltage estimation unit 202 estimates the three-phase AC voltage by integrating the three-phase AC currents IR, IS, and IT detected by the current detector 32.
  • the switching circuit 201 When the power failure signal PC is at the “L” level of the deactivation level (when the commercial AC power supply 41 is sound), the switching circuit 201 indicates the AC voltages VR, VS, and VT detected by the voltage detector 31. The signal is given to the control unit 53. Further, when power failure signal PC is at the “H” level of the activation level (at the time of commercial AC power supply 41 power failure), switching circuit 201 outputs a signal indicating three-phase AC voltage from voltage estimation unit 202 to control unit 53. Give to. Therefore, even in this modified example, it is possible to prevent the malfunction of the control unit 53 from occurring when the commercial AC power supply 41 fails.
  • FIG. 23 is a circuit diagram showing a main part of an uninterruptible power supply according to Embodiment 3 of the present invention, and is a diagram to be compared with FIG. Referring to FIG. 23, the third embodiment differs from the first embodiment in that each of arms 3R, 3S, 3T, 4U, 4V, and 4W is formed of a three-level circuit 205.
  • Three-level circuit 205 includes IGBT elements Q11 to Q14 and diodes D11 to D14.
  • IGBT element Q11 is connected to DC line L1, and the emitter is connected to node N1.
  • the collectors of IGBT elements Q12 and Q13 are connected to each other, and their emitters are connected to node N1 and DC line L2, respectively.
  • IGBT element Q14 has a collector connected to node N1 and an emitter connected to DC line L3. Diodes D11 to D14 are connected in anti-parallel to IGBT elements Q11 to Q14, respectively.
  • node N1 corresponds to input node 3a of converter 3.
  • node N1 corresponds to input node 3b of converter 3.
  • node N1 corresponds to input node 3c of converter 3.
  • node N1 corresponds to output node 4a of inverter 4.
  • node N1 corresponds to output node 4b of inverter 4.
  • node N1 corresponds to output node 4c of inverter 4.
  • FIGS. 9 and 10 it can be seen that the switching pattern of the IGBT element of the phase arm is composed of three modes.
  • FIG. 24 is a diagram showing switching patterns of the four IGBT elements Q11 to Q14 shown in FIG. 23, and is a diagram to be compared with FIG.
  • FIGS. 25A to 25C are circuit diagrams showing the operation of each phase arm in each mode shown in FIG.
  • FIG. 25A shows Mode 1. In mode 1, the IGBT elements Q11 and Q12 are turned on, and the positive side smoothing capacitor C1 is charged (or discharged).
  • FIG. 25B shows Mode 2. In mode 2, the IGBT elements Q12 and Q13 are turned on, and the power storage states of the positive-side smoothing capacitor C1 and the negative-side smoothing capacitor C2 do not change much.
  • FIG. 25C illustrates mode 3. In mode 3, IGBT elements Q13 and Q14 are turned on, and negative-side smoothing capacitor C2 is charged (or discharged).
  • arrows indicate the direction of current flowing during charging. At the time of discharging, a current flows in the direction opposite to the arrow. Therefore, three-level circuit 205 is equivalent to switch 98 (FIG. 8).
  • U1, U2 uninterruptible power supply, 1,98 switch 2 input filter, 3 converter, 3R R phase arm, 3S S phase arm, 3T T phase arm, 4 inverter, 4U U phase arm, 4V V phase arm, 4W W Phase arm, 5 ° output filter, 6 ° DC voltage converter, B1 storage battery, 10, 10A, 10B control device, 11, 11R, 11S, 11T, C1, C2, 19, 19U, 19V, 19W, capacitor, 12, 12R, 12S , 12T, 18, 18U, 18V, 18W, 22, 22N, 22P reactor, L1 to L3 DC line, L4 neutral point line, 21 semiconductor switch, 31, 34, 35, 36 voltage detector, 32, 32R, 32S , 32T, 37 current detector, 33 blackout detector, 41 commercial AC power supply, 42 negative , 43 transformer, 44U, 44V, 44W primary winding, 45U, 45V, 45W secondary winding, 46 load body, Q1R to Q4R, Q1S to Q4S, Q1T to Q

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Abstract

この無停電電源装置（Ｕ１）では、商用交流電源（４１）の停電時には、スイッチ（１）をオフさせて商用交流電源（４１）と交流入力フィルタ（２）とを電気的に切り離し、第１および第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の端子間電圧（Ｅｐ，Ｅｎ）の差である直流電圧（ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎ）がなくなるように直流電圧変換器（６）を制御するとともに、直流電圧（ΔＥ）がしきい値電圧（ＥＴＨ）を超えた場合には、コンバータ（３）を制御して直流電圧（ΔＥ）を低減させる。

Description

無停電電源装置
　この発明は無停電電源装置に関し、特に、三相４線式の無停電電源装置に関する。
　たとえば特開２０１３－１７６２９６号公報（特許文献１）には、三相３線式の無停電電源装置が開示されている。この無停電電源装置は、交流電源の健全時には、交流電源からの交流電圧を第１～第３の直流電圧に変換して第１～第３の直流ラインに出力し、交流電源の停電時には、その運転が停止されるコンバータと、交流電源の停電時に、直流電力供給源からの第４の直流電圧を第１～第３の直流電圧に変換して第１～第３の直流ラインに供給する直流電圧変換器と、コンバータおよび直流電圧変換器からの第１～第３の直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータとを備える。
　この無停電電源装置は、さらに、第１および第２の直流ライン間に接続された第１のコンデンサと、第２および第３の直流ライン間に接続された第２のコンデンサと、それぞれ第１および第２のコンデンサの端子間電圧を検出する第１および第２の電圧検出器と、第１および第２の電圧検出器の検出値の和である第１の電圧と第１および第２の電圧検出器の検出値の差である第２の電圧とを求める演算器と、交流電源の健全時に、第１の電圧が参照電圧になり、かつ第２の電圧がなくなるようにコンバータを制御する第１の制御部と、交流電源の停電時に、第１の電圧が参照電圧になり、かつ第２の電圧がなくなるように直流電圧変換器を制御する第２の制御部とを備える。
　したがって、この無停電電源装置では、第１および第２のコンデンサの端子間電圧の和を参照電圧に維持するとともに、第１および第２のコンデンサの端子間電圧の差を０Ｖに維持することができる。
特開２０１３－１７６２９６号公報
　負荷が三相変圧器および負荷本体部を含む場合、三相変圧器に三相励磁電流が流れ、無停電電源装置の三相出力電流の各々は正負非対称波形となる。交流電源、無停電電源装置、三相変圧器、および負荷本体部がともに三相３線式である場合には、三相変圧器に流れる三相交流電流の和は０となるので、第１および第２のコンデンサの端子間電圧がアンバランスになる可能性は小さい。
　しかし、交流電源、無停電電源装置、三相変圧器、および負荷本体部が三相４線式である場合には、中性点ラインに電流が流れるので、三相変圧器に流れる三相交流電流の和が０とならずに正負非対称波形となり、第１および第２のコンデンサの端子間電圧がアンバランスになるおそれがある。特に、負荷電流が小さい場合には、交流電源の停電時に直流電圧変換器の出力電流が小さくなるので、第１および第２のコンデンサの端子間電圧がアンバランスになるおそれがある。
　それゆえに、この発明の主たる目的は、負荷が三相変圧器および負荷本体部を含み、負荷電流が小さい場合でも、停電時における第１および第２のコンデンサの端子間電圧のアンバランスを解消することが可能な三相４線式の無停電電源装置を提供することである。
　この発明に係る無停電電源装置は、第１～第３の直流ラインと、第１および第２の直流ライン間に接続された第１のコンデンサと、第２および第３の直流ライン間に接続された第２のコンデンサと、三相４線式の交流電源の中性点端子、第２の直流ライン、および三相４線式の負荷の中性点端子に接続される中性点ラインと、交流電源の各相に対応して設けられ、一方端子が交流電源から供給される対応する相の交流電圧を受け、交流電源の健全時にはオンされ、交流電源の停電時にはオフされるスイッチと、スイッチの他方端子と中性点ラインとの間に接続された第３のコンデンサ、および一方端子がスイッチの他方端子に接続されたリアクトルを含む交流入力フィルタと、リアクトルの他方端子と第１～第３の直流ラインとの間に接続され、交流電圧と第１～第３の直流電圧とを相互に変換可能に構成された第１のマルチレベル回路を含み、交流電源の健全時に、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して第１～第３の直流ラインに供給するコンバータと、直流電力供給源と第１～第３の直流ラインとの間に接続され、直流電力供給源から供給される第４の直流電圧と第１～第３の直流電圧とを相互に変換可能に構成された第２のマルチレベル回路を含み、交流電源の停電時に、直流電力供給源からの直流電力を第１～第３の直流ラインに供給する直流電圧変換器と、第１～第３の直流ラインと負荷との間に設けられ、第１～第３の直流電圧と交流電圧とを相互に変換可能に構成された第３のマルチレベル回路を含み、コンバータおよび直流電圧変換器から供給される直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータと、それぞれ第１および第２のコンデンサの端子間電圧を検出する第１および第２の電圧検出器と、第１および第２の電圧検出器の検出結果に基づき、第１および第２のコンデンサの端子間電圧の和である第１の電圧と第１および第２のコンデンサの端子間電圧の差である第２の電圧とを求める演算器と、交流電源の健全時には、第１の電圧が第１の参照電圧になり、かつ第２の電圧がなくなるようにコンバータを制御し、交流電源の停電時には、第２の電圧の絶対値が予め定められたしきい値電圧よりも小さい場合はコンバータを停止させ、第２の電圧の絶対値が予め定められたしきい値電圧よりも大きい場合はコンバータを制御して第２の電圧を低減させる第１の制御部と、交流電源の停電時に、第１の電圧が第１の参照電圧になり、かつ第２の電圧がなくなるように直流電圧変換器を制御する第２の制御部とを備えたものである。
　この無停電電源装置では、交流電源の停電時には、スイッチをオフさせて交流電源と交流入力フィルタとを電気的に切り離し、第１および第２のコンデンサの端子間電圧の差である第２の電圧がなくなるように直流電圧変換器を制御するとともに、第２の電圧の絶対値が所定のしきい値電圧を超えた場合には、コンバータを制御して第２の電圧を低減させる。したがって、負荷が三相４線式の変圧器および負荷本体部を含み、負荷電流が小さい場合でも、停電時における第１および第２のコンデンサの端子間電圧のアンバランスを解消することができる。
この発明の実施の形態１による無停電電源装置の全体構成を示す回路ブロック図である。 図１に示した負荷の構成を例示する回路ブロック図である。 図１に示したコンバータおよびインバータの構成を示す回路図である。 図１に示した直流電圧変換器の構成を示す回路図である。 図１に示した制御装置のうちのコンバータおよび直流電圧変換器の制御に関連する部分を示すブロック図である。 図５に示した制御部５３の構成を示すブロック図である。 図５に示した制御部５４の構成を示すブロック図である。 図３に示したコンバータの一相分の構成を示す等価回路図である。 図６に示した制御部５３の動作を示すタイムチャートである。 図６に示した制御部５３の動作を示す他のタイムチャートである。 図３に示したコンバータの各相アームに含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンを示す図である。 図１１に示した各モードにおける各相アームの動作を示す回路図である。 商用交流電源の停電時におけるコンバータの一相分の動作を示す等価回路図である。 商用交流電源の停電時におけるコンバータの一相分の動作を示す他の等価回路図である。 商用交流電源の停電時におけるコンバータの一相分の動作を示すさらに他の等価回路図である。 図７に示した制御部５４の動作を示すタイムチャートである。 図４に示したＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄのスイッチングパターンを示す図である。 図１７に示した３つのモードにおける直流電圧変換器の動作を示す回路図である。 図７に示した制御部５４の動作を示す他のタイムチャートである。 この発明の実施の形態２による無停電電源装置の全体構成を示す回路ブロック図である。 図２０に示した制御装置の要部を示す回路ブロック図である。 実施の形態２の変更例を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態３による無停電電源装置の要部を示す回路図である。 図２３で説明したコンバータの各相アームに含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンを示す図である。 図２４に示した各モードにおける各相アームの動作を示す回路図である。
　[実施の形態１]
　図１は、この発明の実施の形態１による無停電電源装置Ｕ１の全体構成を示すブロック図である。図１において、無停電電源装置Ｕ１は、三相４線式であって、スイッチ１、交流入力フィルタ２、コンバータ３、インバータ４、交流出力フィルタ５、直流電圧変換器（図中「ＤＣ／ＤＣ」と示す）６、制御装置１０、直流ラインＬ１～Ｌ３、中性点ラインＬ４、コンデンサＣ１，Ｃ２、電圧検出器３１，３４，３５，３６、電流検出器３２，３７、および停電検出器３３を備える。
　スイッチ１は、スイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔを含む。スイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔの一方端子は、三相４線式の商用交流電源４１のＲ相端子ＴＲ、Ｓ相端子ＴＳ、およびＴ相端子ＴＴにそれぞれ接続され、商用交流電源４１から供給されるＲ相電圧ＶＲ、Ｓ相電圧ＶＳ、Ｔ相電圧ＶＴをそれぞれ受ける。商用交流電源４１の中性点端子ＴＮは、中性点ラインＬ４の一方端に接続される。
　スイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔは、制御装置１０によって制御され、商用交流電源４１から三相交流電力が正常に供給されている場合（商用交流電源４１の健全時）にはオンされ、商用交流電源４１からの三相交流電力の供給が停止された場合（商用交流電源４１の停電時）にはオフされる。スイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔは、商用交流電源４１の停電時にオフされて、商用交流電源４１と交流入力フィルタ２とを電気的に切り離す。
　交流入力フィルタ２は、コンデンサ１１（コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔ）およびリアクトル１２（リアクトル１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ）により構成された三相のＬＣフィルタ回路である。コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔの一方電極はそれぞれスイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔの他方端子に接続され、それらの他方電極はともに中性点ラインＬ４に接続される。リアクトル１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔの一方端子はそれぞれスイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔの他方端子に接続され、リアクトル１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔの他方端子はそれぞれコンバータ３の３つの入力ノードに接続される。
　交流入力フィルタ２は、低域通過フィルタであって、商用交流電源４１から供給される商用周波数の交流電力をコンバータ３に通過させ、コンバータ３で発生するスイッチング周波数の信号が商用交流電源４１側に通過することを防止する。
　直流ラインＬ１～Ｌ３の一方端はコンバータ３の３つの出力ノードに接続され、それらの他方端はインバータ４の３つの入力ノードに接続されている。直流ラインＬ２は、中性点ラインＬ４に接続されている。また、直流ラインＬ１～Ｌ３は、直流電圧変換器６の３つの高電圧側ノードに接続されている。直流ラインＬ１～Ｌ３は、コンバータ３および直流電圧変換器６により、それぞれ正電圧、中性点電圧、および負電圧にされる。
　コンデンサＣ１は、直流ラインＬ１，Ｌ２間に接続され、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧Ｅｐを平滑化および安定化させる。コンデンサＣ２は、直流ラインＬ２，Ｌ３間に接続され、直流ラインＬ２，Ｌ３間の直流電圧Ｅｎを平滑化および安定化させる。
　コンバータ３は、制御装置１０によって制御され、商用交流電源４１の健全時に、商用交流電源４１から交流入力フィルタ２を介して供給される三相交流電力を直流電力に変換し、その直流電力を直流ラインＬ１～Ｌ３を介してインバータ４および直流電圧変換器６に供給する。
　その際、制御装置１０は、直流電圧Ｅｐ，Ｅｎの和の電圧ＶＤＣ＝Ｅｐ＋Ｅｎが参照直流電圧ＶＤＣｒ（第１の参照電圧）となり、かつ直流電圧Ｅｐ，Ｅｎの差の電圧ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎが０になるように、コンバータ３を制御する。
　また、制御装置１０は、商用交流電源４１の停電時において、直流電圧ΔＥがしきい値電圧ＥＴＨよりも小さい場合にはコンバータ３の運転を停止させ、直流電圧ΔＥがしきい値電圧ＥＴＨよりも大きい場合には、コンバータ３を制御して直流電圧ΔＥを低減させる。
　インバータ４は、制御装置１０によって制御され、コンバータ３および直流電圧変換器６からの直流電力を商用周波数の三相交流電力に変換する。後述するように、コンバータ３、インバータ４、および直流電圧変換器６の各々は、３レベル回路を含む。インバータ４によって生成された三相交流電力は交流出力フィルタ５を介して負荷４２に供給される。
　交流出力フィルタ５は、リアクトル１８（リアクトル１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗ）およびコンデンサ１９（コンデンサ１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗ）により構成された三相のＬＣフィルタ回路である。リアクトル１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗの一方端子はインバータ４の３つの出力ノードにそれぞれ接続され、それらの他方端子は三相４線式の負荷４２のＵ相端子ＴＵ、Ｖ相端子ＴＶ、およびＷ相端子ＴＷに接続される。
　コンデンサ１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗの一方電極はリアクトル１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗの他方端子に接続され、それらの他方電極はともに中性点ラインＬ４に接続される。交流出力フィルタ５は、低域通過フィルタであって、インバータ４によって生成された商用周波数の三相交流電力を負荷４２に通過させ、インバータ４で発生するスイッチング周波数の信号が負荷４２に通過することを防止する。負荷４２の中性点端子ＴＮＡは、中性点ラインＬ４に接続される。負荷４２は、無停電電源装置Ｕ１から供給される三相交流電力によって駆動される。
　図２は、負荷４２の構成を例示する回路ブロック図である。図２において、負荷４２は、三相４線式の変圧器４３と、三相４線式の負荷本体部４６とを含む。変圧器４３は、３つの１次巻線４４Ｕ，４４Ｖ，４４Ｗと、３つの２次巻線４５Ｕ，４５Ｖ，４５Ｗとを含む。１次巻線４４Ｕ，４４Ｖ，４４Ｗの一方端子は負荷４２のＵ相端子ＴＵ、Ｖ相端子ＴＶ、およびＷ相端子ＴＷにそれぞれ接続され、それらの他方端子はともに負荷４２の中性点端子ＴＮＡに接続される。
　２次巻線４５Ｕ，４５Ｖ，４５Ｗの一方端子は負荷本体部４６のＵ相端子４６Ｕ、Ｖ相端子４６Ｖ、およびＷ相端子４６Ｗにそれぞれ接続され、それらの他方端子はともに負荷本体部４６の中性点端子４６Ｎに接続される。無停電電源装置Ｕ１から供給される三相交流電圧は、変圧器４３によってたとえば降圧されて負荷本体部４６に供給され、負荷本体部４６を駆動させる。
　図１に戻って、直流電圧変換器６の２つの低電圧側ノード間にはバッテリＢ１（電力貯蔵装置）が接続されている。直流電圧変換器６は、制御装置１０によって制御され、商用交流電源４１の健全時に、コンバータ３によって生成された直流電力をバッテリＢ１に蓄える。その際、制御装置１０は、バッテリＢ１の端子間電圧ＶＢが参照バッテリ電圧ＶＢｒ（第２の参照電圧）になるように直流電圧変換器６を制御する。
　また、直流電圧変換器６は、制御装置１０によって制御され、商用交流電源４１の停電時に、バッテリＢ１の直流電力を直流ラインＬ１～Ｌ３を介してインバータ４に供給する。その際、制御装置１０は、直流電圧Ｅｐ，Ｅｎの和の電圧ＶＤＣ＝Ｅｐ＋Ｅｎが参照直流電圧ＶＤＣｒとなり、かつ直流電圧Ｅｐ，Ｅｎの差の電圧ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎが０Ｖになるように、直流電圧変換器６を制御する。
　なお、バッテリＢ１の代わりにコンデンサ（たとえば電気二重層コンデンサ）が直流電圧変換器６に接続されていてもよい。また、本実施の形態１では、バッテリＢ１は無停電電源装置Ｕ１の外部に設置されているが、バッテリＢ１が無停電電源装置Ｕ１に内蔵されていてもよい。
　さらに、バッテリＢ１の代わりに直流電力供給源（たとえば燃料電池）が接続されていても構わない。この場合、商用交流電源４１の健全時には、直流電圧変換器６の運転は停止される。
　電圧検出器３１は、スイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔの他方端子の交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの瞬時値を検出し、三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを示す三相電圧信号を制御装置１０および停電検出器３３に出力する。電流検出器３２は、コンバータ３の３つの入力ノードに流入する交流電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴの瞬時値を検出し、三相交流電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを示す三相電流信号を制御装置１０に出力する。
　停電検出器３３は、電圧検出器３１からの三相電圧信号に基づいて商用交流電源４１の停電が発生したか否かを判別し、その判別結果を示す停電信号ＰＣを出力する。商用交流電源４１の健全時には、停電信号ＰＣは非活性化レベルの「Ｌ」レベルとなる。商用交流電源４１の停電時には、停電信号ＰＣは活性化レベルの「Ｈ」レベルとなる。停電信号ＰＣは、制御装置１０に与えられる。
　電圧検出器３４は、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｅｐを検出し、検出した電圧Ｅｐを示す信号を制御装置１０に出力する。電圧検出器３５は、コンデンサＣ２の端子間電圧Ｅｎを検出し、検出した電圧Ｅｎを示す信号を制御装置１０に出力する。電圧検出器３６は、バッテリＢ１の端子間電圧ＶＢを検出し、検出した電圧ＶＢを示す信号を制御装置１０に出力する。電流検出器３７は、バッテリＢ１から出力される電流ＩＢを検出し、検出した電流ＩＢを示す信号を制御装置１０に出力する。
　制御装置１０は、スイッチ１、コンバータ３、インバータ４、直流電圧変換器６の動作を制御する。後に詳細に説明するが、コンバータ３、インバータ４、および直流電圧変換器６は、半導体スイッチング素子を含む半導体スイッチにより構成される。なお本実施の形態１では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）が用いられる。また、本実施の形態１では半導体スイッチング素子の制御方式としてＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）制御を適用することができる。
　制御装置１０は、電圧検出器３１からの三相電圧信号、電流検出器３２からの三相電流信号、電圧検出器３４が検出した電圧Ｅｐを示す信号、電圧検出器３５が検出した電圧Ｅｎを示す信号、停電検出器３３からの停電信号ＰＣ、電圧検出器３６が検出した電圧ＶＢを示す信号、電流検出器３７が検出した電流ＩＢを示す信号等を受けてＰＷＭ制御を実行する。
　図３は、図１に示したコンバータ３およびインバータ４の構成を示す回路図である。図３において、コンバータ３は、Ｒ相アーム３Ｒ、Ｓ相アーム３Ｓ、およびＴ相アーム３Ｔを含む。インバータ４は、Ｕ相アーム４Ｕ、Ｖ相アーム４Ｖ、およびＷ相アーム４Ｗを含む。
　コンバータ３の各相アーム（３Ｒ，３Ｓ，３Ｔ）およびインバータ４の各相アーム（４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ）は、いずれも３レベル回路として構成され、４つのＩＧＢＴ素子と６つのダイオードとを含む。詳細には、Ｒ相アーム３Ｒは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ～Ｑ４ＲとダイオードＤ１Ｒ～Ｄ６Ｒとを含む。Ｓ相アーム３Ｓは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓ～Ｑ４ＳとダイオードＤ１Ｓ～Ｄ６Ｓとを含む。Ｔ相アーム３Ｔは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｔ～Ｑ４ＴとダイオードＤ１Ｔ～Ｄ６Ｔとを含む。Ｕ相アーム４Ｕは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ～Ｑ４ＵとダイオードＤ１Ｕ～Ｄ６Ｕとを含む。Ｖ相アーム４Ｖは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｖ～Ｑ４ＶとダイオードＤ１Ｖ～Ｄ６Ｖとを含む。Ｗ相アーム４Ｗは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｗ～Ｑ４ＷとダイオードＤ１Ｗ～Ｄ６Ｗとを含む。
　以下ではコンバータ３の各相アームおよびインバータ４の各相アームを総括的に説明するため符号Ｒ，Ｓ，Ｔ，Ｕ，Ｖ，Ｗをまとめて符号「ｘ」と示す。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ４ｘは直流ラインＬ１，Ｌ３間に直列に接続される。ダイオードＤ１ｘ～Ｄ４ｘはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ４ｘにそれぞれ逆並列接続される。ダイオードＤ５ｘはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘの接続点と直流ラインＬ２とに接続される。ダイオードＤ６ｘはＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘの接続点と直流ラインＬ２とに接続される。
　なおダイオードＤ５ｘのカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘの接続点に接続され、ダイオードＤ５ｘのアノードは直流ラインＬ２に接続される。ダイオードＤ６ｘのアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘの接続点に接続され、ダイオードＤ６ｘのカソードは直流ラインＬ２に接続される。ダイオードＤ１ｘ～Ｄ４ｘは還流ダイオードとして機能し、ダイオードＤ５ｘ，Ｄ６ｘはクランプダイオードとして機能する。
　コンバータ３は、３つの入力ノード３ａ～３ｃを含む。入力ノード３ａは、リアクトル１２Ｒ（図１）の他方端子に接続されるとともに、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｒ，Ｑ３Ｒの接続点に接続される。入力ノード３ｂは、リアクトル１２Ｓ（図１）の他方端子に接続されるとともに、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｓ，Ｑ３Ｓの接続点に接続される。入力ノード３ｃは、リアクトル１２Ｔ（図１）の他方端子に接続されるとともに、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｔ，Ｑ３Ｔの接続点に接続される。
　インバータ４は、３つの出力ノード４ａ～４ｃを含む。出力ノード４ａは、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｕ，Ｑ３Ｕの接続点に接続されるとともに、リアクトル１８Ｕ（図１）の一方端子に接続される。出力ノード４ｂは、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｖ，Ｑ３Ｖの接続点に接続されるとともに、リアクトル１８Ｖ（図１）の一方端子に接続される。出力ノード４ｃは、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｗ，Ｑ３Ｗの接続点に接続されるとともに、リアクトル１８Ｗ（図１）の一方端子に接続される。
　図４は、図１に示した直流電圧変換器６の構成を示す回路図である。図４において、直流電圧変換器６は、半導体スイッチ２１およびリアクトル２２を含む。半導体スイッチ２１は、３レベル回路として構成され、直流ラインＬ１，Ｌ３間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄと、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄにそれぞれ逆並列接続されるダイオードＤ１Ｄ～Ｄ４Ｄとを含む。リアクトル２２は、リアクトル２２Ｐ，２２Ｎを含む。リアクトル２２Ｐは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ２Ｄの接続点とバッテリＢ１の正極との間に接続される。リアクトル２２Ｎは、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｄ，Ｑ４Ｄの接続点とバッテリＢ１の負極との間に接続される。
　図５は、制御装置１０（図１）のうちのコンバータ３および直流電圧変換器６の制御に関連する部分を示すブロック図である。図５において、制御装置１０は、加算器５１、減算器５２、および制御部５３～５５を含む。加算器５１は、電圧検出器３４，３５によって検出されたコンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎを加算して直流ラインＬ１，Ｌ３間の直流電圧ＶＤＣ＝Ｅｐ＋Ｅｎを求める。減算器５２は、電圧検出器３４によって検出されたコンデンサＣ１の端子間電圧Ｅｐから電圧検出器３５によって検出されたコンデンサＣ２の端子間電圧Ｅｎを減算して、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎの差である直流電圧ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎを求める。直流電圧ＶＤＣ，ΔＥは、制御部５３～５５の各々に与えられる。
　制御部５３は、停電検出器３３からの停電信号ＰＣ、電圧検出器３１からの三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを示す信号、電流検出器３２からの三相交流電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを示す信号、加算器５１からの直流電圧ＶＤＣ（第１の電圧）を示す信号、減算器５２からの直流電圧ΔＥ（第２の電圧）を示す信号に基づいて、コンバータ３を制御する。
　具体的には、制御部５３は、停電信号ＰＣが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合（商用交流電源４１の健全時）には、三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの位相と三相交流電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴの位相とが一致し、直流電圧ＶＤＣが参照直流電圧ＶＤＣｒになり、直流電圧ΔＥが０になるように、コンバータ３を制御する。
　また、制御部５３は、停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源４１の停電時）において、直流電圧ΔＥの絶対値がしきい値電圧ＥＴＨよりも小さい場合には、コンバータ３の運転を停止させる。
　さらに、制御部５３は、停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源４１の停電時）において、直流電圧ΔＥの絶対値がしきい値電圧ＥＴＨよりも大きい場合には、コンバータ３を制御して直流電圧ΔＥを低減させる。
　制御部５４，５５は、停電検出器３３からの停電信号ＰＣ、電圧検出器３６からのバッテリ電圧ＶＢを示す信号、電流検出器３７からの直流電流ＩＢを示す信号、加算器５１からの直流電圧ＶＤＣを示す信号、減算器５２からの直流電圧ΔＥを示す信号に基づいて、直流電圧変換器６を制御する。
　具体的には、制御部５４は、停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源４１の停電時）に活性化され、バッテリ電圧ＶＢに応じたレベルの電流ＩＢがバッテリＢ１からコンデンサＣ１，Ｃ２に流れ、直流電圧ＶＤＣが参照直流電圧ＶＤＣｒになり、かつ直流電圧ΔＥが０になるように、直流電圧変換器６を制御する。
　制御部５５は、停電信号ＰＣが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合（商用交流電源４１の健全時）に活性化され、直流電圧ＶＤＣに応じたレベルの電流ＩＢがコンデンサＣ１，Ｃ２からバッテリＢ１に流れ、バッテリ電圧ＶＢが参照バッテリ電圧ＶＢｒになるように、直流電圧変換器６を制御する。
　図６は、図５に示した制御部５３の構成を示すブロック図である。図６において、制御部５３は、電圧指令生成回路６１、バランス制御回路６２、加算器６３Ａ～６３Ｃ、判定器６４、およびＰＷＭ回路６５を備える。電圧指令生成回路６１は、参照電圧生成回路８１、減算器８２，８６Ａ～８６Ｃ、直流電圧制御回路８３、正弦波発生回路８４、乗算器８５Ａ～８５Ｃ、電流制御回路８７、および加算器８８Ａ～８８Ｃを含む。
　参照電圧生成回路８１は、参照直流電圧ＶＤＣｒを生成する。減算器８２は、参照直流電圧ＶＤＣｒと、加算器５１（図５）からの直流電圧ＶＤＣとの差の電圧ΔＶＤＣ＝ＶＤＣｒ－ＶＤＣを算出する。直流電圧制御回路８３は、電圧ΔＶＤＣが０となるようにコンバータ３の入力側に流れる電流を制御するための電流指令値Ｉ＊を算出する。直流電圧制御回路８３は、たとえば、ΔＶＤＣを比例演算または比例積分演算することにより電流指令値Ｉ＊を算出する。
　正弦波発生回路８４は、商用交流電源４１のＲ相電圧ＶＲと同相の正弦波信号と、商用交流電源４１のＳ相電圧ＶＳと同相の正弦波信号と、商用交流電源４１のＴ相電圧ＶＴと同相の正弦波信号とを出力する。正弦波発生回路８４は、商用交流電源４１の停電時においても、三相正弦波信号を出力する。３つの正弦波信号は、乗算器８５Ａ～８５Ｃにそれぞれ入力されて電流指令値Ｉ＊に乗じられる。これにより商用交流電源４１の三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴと同相の電流指令値ＩＲ＊，ＩＳ＊，ＩＴ＊が生成される。
　減算器８６Ａは、電流指令値ＩＲ＊と電流検出器３２Ｒにより検出されたＲ相電流ＩＲとの差を算出する。減算器８６Ｂは、電流指令値ＩＳ＊と電流検出器３２Ｓにより検出されたＳ相電流ＩＳとの差を算出する。減算器８６Ｃは、電流指令値ＩＴ＊と電流検出器３２Ｔにより検出されたＴ相電流ＩＴとの差を算出する。
　電流制御回路８７は、電流指令値ＩＲ＊とＲ相電流ＩＲとの差、電流指令値ＩＳ＊とＳ相電流ＩＳとの差、および電流指令値ＩＴ＊とＴ相電流ＩＴとの差がいずれも０となるようにリアクトル１２に印加すべき電圧として、電圧指令値ＶＲａ＊，ＶＳａ＊，ＶＴａ＊を生成する。電流制御回路８７は、たとえば電流指令値と電流検出器により検出された電流値との差を比例制御または比例積分制御に従って増幅することにより電圧指令値を生成する。
　加算器８８Ａは、電圧指令値ＶＲａ＊と電圧検出器３１により検出されたＲ相電圧ＶＲとを加算して電圧指令値ＶＲ０＊を生成する。加算器８８Ｂは、電圧指令値ＶＳａ＊と電圧検出器３１により検出されたＳ相電圧ＶＳとを加算して電圧指令値ＶＳ０＊を生成する。加算器８８Ｃは、電圧指令値ＶＴａ＊と電圧検出器３１により検出されたＴ相電圧ＶＴとを加算して電圧指令値ＶＴ０＊を生成する。
　このように、電圧指令生成回路６１は、電圧検出器３１によって検出された三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ、電流検出器３２によって検出された三相交流電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴ、および加算器５１により算出された直流電圧ＶＤＣを受けて、Ｒ相、Ｓ相、およびＴ相にそれぞれ対応する電圧指令値ＶＲ０＊，ＶＳ０＊，ＶＴ０＊を生成する。
　バランス制御回路６２は、停電検出器３３（図１）からの停電信号ＰＣと、減算器５２（図５）からの直流電圧ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎとに基づいて、電圧指令値Ｖ１＊を生成する。たとえばバランス制御回路６２は、ΔＥを比例演算または比例積分演算することにより電圧指令値Ｖ１＊を生成する。
　停電信号ＰＣが非活性化レベルの「Ｌ」レベルであり、かつΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎ＞０である場合には、コンデンサＣ１の充電時間がコンデンサＣ２の充電時間よりも短くなるように、電圧指令値Ｖ１＊が生成される。停電信号ＰＣが非活性化レベルの「Ｌ」レベルであり、かつΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎ＜０である場合には、コンデンサＣ１の充電時間がコンデンサＣ２の充電時間よりも長くなるように、電圧指令値Ｖ１＊が生成される。
　停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルであり、かつΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎ＞０である場合には、コンデンサＣ１の放電時間がコンデンサＣ２の放電時間よりも長くなるように、電圧指令値Ｖ１＊が生成される。停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルであり、かつΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎ＜０である場合には、コンデンサＣ１の放電時間がコンデンサＣ２の放電時間よりも短くなるように、電圧指令値Ｖ１＊が生成される。
　加算器６３Ａは、電圧指令値ＶＲ０＊，Ｖ１＊を加算して電圧指令値ＶＲ＊を生成する。加算器６３Ｂは、電圧指令値ＶＳ０＊，Ｖ１＊を加算して電圧指令値ＶＳ＊を生成する。加算器６３Ｃは、電圧指令値ＶＴ０＊，Ｖ１＊を加算して電圧指令値ＶＴ＊を生成する。
　判定器６４は、停電検出器３３（図１）からの停電信号ＰＣと、減算器５２（図５）からの直流電圧ΔＥとに基づいて、信号ＤＴを生成する。停電信号ＰＣが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合（商用交流電源４１の健全時）には、信号ＤＴは活性化レベルの「Ｈ」レベルにされる。
　停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源４１の停電時）において、直流電圧ΔＥがしきい値電圧ＥＴＨよりも小さい場合には、信号ＤＴは非活性化レベルの「Ｌ」レベルにされる。停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源４１の停電時）において、直流電圧ΔＥがしきい値電圧ＥＴＨよりも大きい場合には、信号ＤＴは活性化レベルの「Ｈ」レベルにされる。
　ＰＷＭ回路６５は、信号ＤＴが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合に活性化され、電圧指令値ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊に基づいて、電圧検出器３１によって検出される三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴが電圧指令値ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊にそれぞれ等しくするための信号を出力する。この信号は、コンバータ３の各相アームに含まれる４つのＩＧＢＴ素子を駆動するための信号である。
　ＰＷＭ回路６５は、信号ＤＴが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合に非活性化され、コンバータ３の各相アームに含まれる４つのＩＧＢＴ素子をオフさせる。これにより、コンバータ３の運転は停止される。
　上記の構成を有する制御部５３によってコンバータ３が制御されることにより、三相交流電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴは商用交流電源４１の三相交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴと同相になり、かつ正弦波の電流となるので、力率をほぼ１にすることができる。
　図７は、図５に示した制御部５４の構成を示すブロック図である。図７において、制御部５４は、電圧指令生成回路７１、バランス制御回路７２、加算器７３Ａ、減算器７３Ｂ、およびＰＷＭ回路７５を備える。電圧指令生成回路７１は、参照電圧生成回路９１、減算器９２，９４、電圧制御回路９３、および電流制御回路９５を含む。
　参照電圧生成回路９１は、参照直流電圧ＶＤＣｒを生成する。減算器９２は、参照直流電圧ＶＤＣｒと加算器５１（図５）によって検出された直流電圧ＶＤＣとの差の電圧ΔＶＤＣを算出する。電圧制御回路９３は、電圧検出器３６（図１）によって検出されたバッテリＢ１の端子間電圧ＶＢに基づいて、電圧ΔＶＤＣに応じたレベルの電流指令値ＩＢ*を算出する。電圧制御回路９３は、たとえば、ΔＶＤＣを比例演算または比例積分演算することにより電流指令値ＩＢ*を算出する。減算器９４は、電圧制御回路９３により生成された電流指令値ＩＢ*と電流検出器３７（図１）によって検出されたバッテリＢ１の電流値ＩＢとの偏差ΔＩＢ＝ＩＢ＊－ＩＢを求める。電流制御回路９５は、電流指令値ＩＢ*と電流値ＩＢとの偏差ΔＩＢに基づいて電圧指令値Ｖ＊を生成する。
　このように電圧指令生成回路７１は、電圧検出器３６によって検出されたバッテリ電圧ＶＢ、電流検出器３７によって検出されたバッテリ電流ＩＢ、および加算器５１により算出された直流電圧ＶＤＣを受けて、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎを所定の電圧に制御するための電圧指令値Ｖ＊を生成する。
　バランス制御回路７２は、減算器５２（図５）から直流電圧ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎを受けて、電圧指令値ＶＢ１＊を生成する。たとえばバランス制御回路７２は、直流電圧ΔＥを比例演算または比例積分演算することにより電圧指令値ＶＢ１＊を生成する。たとえばΔＥ＞０の場合、バランス制御回路７２は電圧指令値ＶＢ１＊を負の値に設定する。一方、ΔＥ＜０の場合、バランス制御回路７２は電圧指令値ＶＢ１＊を正の値に設定する。
　加算器７３Ａは、電圧指令値Ｖ＊，ＶＢ１＊を加算して電圧指令値ＶＡ＊を生成する。減算器７３Ｂは、電圧指令値Ｖ＊から電圧指令値ＶＢ１＊を減算して電圧指令値ＶＢ＊を生成する。電圧指令値ＶＡ＊，ＶＢ＊は、半導体スイッチ２１の上アームおよび下アームの電圧をそれぞれ制御するための指令値であり、電圧Ｅｐ，Ｅｎの差分ΔＥを０にするための電圧Ｅｐ，Ｅｎの指令値である。バランス制御回路７２、加算器７３Ａ、および減算器７３Ｂは、直流電圧ΔＥおよび電圧指令値Ｖ＊に基づいて、直流電圧ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎが０となるように電圧Ｅｐ，Ｅｎをそれぞれ制御するための電圧指令値ＶＡ＊，ＶＢ＊を生成する指令値生成回路を構成する。
　ＰＷＭ回路７５は、停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源４１の停電時）には、活性化され、電圧指令値ＶＡ＊，ＶＢ＊に基づいて、半導体スイッチ２１に含まれる４つのＩＧＢＴ素子を駆動するための信号を出力する。直流電圧変換器６は、ＰＷＭ回路７５からの信号によって制御され、バッテリＢ１の直流電力をインバータ４に供給する。
　ＰＷＭ回路７５は、停電信号ＰＣが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合（商用交流電源４１の健全時）には、非活性化され、直流電圧変換器６のＰＷＭ制御を行なわない。なお、商用交流電源４１の健全時には、直流電圧変換器６は制御部５５（図５）によって制御され、バッテリＢ１に直流電力を蓄える。
　図８は、図３に示したコンバータ３の一相分の構成を示す等価回路図である。図８では、一相分のアームとしてＲ相アーム３Ｒがスイッチ９８として示されている。スイッチ９８は、コンバータ３の入力ノード３ａに接続された共通端子と、それぞれ直流ラインＬ１，Ｌ２，Ｌ３に接続された３つの切換端子とを含む。このスイッチ９８では、共通端子と、３つの切換端子のうちのいずれか１つの切換端子とが接続される。
　この等価回路において、たとえばインバータ動作における交流出力は、３つの電位状態（ｐ，ｃ，ｎ）のいずれかとなる。ｐ，ｃ，ｎは、それぞれ直流ラインＬ１，Ｌ２，Ｌ３の電圧である。直流ラインＬ１，Ｌ２，Ｌ３の電圧は、それぞれ正電圧、中性点電圧、および負電圧である。中性点電圧は、たとえば接地電圧（０Ｖ）である。
　図９は、図６に示した制御部５３の動作を示すタイムチャートである。図９では、商用交流電源４１の健全時における、コンバータ３（３レベルＰＷＭコンバータ）の一相分（たとえばＲ相分）のＰＷＭ制御が示されている。なお、以下の説明では、各相アームに含まれる４つのＩＧＢＴ素子の符号をＱ１～Ｑ４と表わす。
　図９において、電圧指令信号１０３は、バランス制御回路６２（図６）により補正されていない状態の電圧指令信号（ＶＲ０＊）である。電圧指令信号１０３は、正弦波発生回路８４（図６）により、商用交流電源４１のＲ相電圧ＶＲと同相の正弦波信号とされている。ＰＷＭ回路６５において、電圧指令信号１０３と参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、Ｒ相（Ｓ相、Ｔ相も同様である）に含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンが決定される。この場合の相アームのＩＧＢＴ素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングパターンはスイッチングパターン１１１～１１４となり、コンバータ３の出力電圧は相電圧１０６となる。
　参照信号１０１，１０２の各々は、商用周波数よりも十分に高いスイッチング周波数の三角波信号である。参照信号１０１の位相および振幅は、参照信号１０２の位相および振幅と一致している。参照信号１０１は、０Ｖと正側ピーク電圧との間で変化する。参照信号１０２は、負側ピーク電圧と０Ｖとの間で変化する。電圧指令信号１０３の振幅は、参照信号１０１，１０２の振幅の和よりも小さい。
　電圧指令信号１０３のレベルが参照信号１０１のレベルよりも高い場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２がオンされ、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４がオフされる。電圧指令信号１０３のレベルが参照信号１０１，１０２のレベルの間にある場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３がオンされ、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４がオフされる。電圧指令信号１０３のレベルが参照信号１０２のレベルよりも低い場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４がオンされ、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２がオフされる。
　電圧指令信号１０４は、Ｅｐ＜Ｅｎの場合にバランス制御回路６２により補正された電圧指令信号（ＶＲ＊）であり、電圧指令信号１０３に調整信号Ｖｃ１を加算したものである。ＰＷＭ回路６５において、電圧指令信号１０４と参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、Ｒ相（Ｓ相、Ｔ相も同様である）に含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンが決定される。この場合の相アームのＩＧＢＴ素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングパターンはスイッチングパターン１２１～１２４となり、コンバータ３の出力電圧は相電圧１０７となる。
　電圧指令信号１０４のレベルが参照信号１０１のレベルよりも高い場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２がオンされ、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４がオフされる。電圧指令信号１０４のレベルが参照信号１０１，１０２のレベルの間にある場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３がオンされ、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４がオフされる。電圧指令信号１０４のレベルが参照信号１０２のレベルよりも低い場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４がオンされ、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２がオフされる。
　図９から分かるように、Ｅｐ＜Ｅｎの場合（スイッチングパターン１２１～１２４）には、Ｅｐ＝Ｅｎの場合（スイッチングパターン１１１～１１４）に比べ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間（コンデンサＣ１の充電時間）が長くなるとともに、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４のオン時間（コンデンサＣ２の充電時間）が短くなる。したがって、ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎが減少する。
　電圧指令信号１０５は、Ｅｐ＞Ｅｎの場合にバランス制御回路６２により補正された電圧指令信号（ＶＲ＊）であり、調整信号Ｖｃ２を電圧指令信号１０３に加算したものである。ＰＷＭ回路６５において、電圧指令信号１０５と参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、Ｒ相（Ｓ相、Ｔ相も同様である）に含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンが決定される。この場合の相アームのＩＧＢＴ素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングパターンはスイッチングパターン１３１～１３４となり、コンバータ３の出力電圧は相電圧１０８となる。
　電圧指令信号１０５のレベルが参照信号１０１のレベルよりも高い場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２がオンされ、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４がオフされる。電圧指令信号１０５のレベルが参照信号１０１，１０２のレベルの間にある場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３がオンされ、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４がオフされる。電圧指令信号１０５のレベルが参照信号１０２のレベルよりも低い場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４がオンされ、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２がオフされる。
　図９から分かるように、Ｅｐ＞Ｅｎの場合（スイッチングパターン１３１～１３４）には、Ｅｐ＝Ｅｎの場合（スイッチングパターン１１１～１１４）に比べ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間（コンデンサＣ１の充電時間）が短くなるとともに、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４のオン時間（コンデンサＣ２の充電時間）が長くなる。したがって、ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎが減少する。
　なお、電圧指令信号１０３は、電圧指令生成回路６１（図６）からの電圧指令値（ＶＲ０＊，ＶＳ０＊，ＶＴ０＊）に対応し、調整信号Ｖｃ１，Ｖｃ２の各々は、バランス制御回路６２からの電圧指令値Ｖ１＊に対応する。電圧指令値Ｖ１＊は、Ｅｐ＜Ｅｎの場合に正であり、Ｅｐ＞Ｅｎの場合に負となる。
　図１０は、図６に示した制御部５３の動作を示す他のタイムチャートである。図１０では、商用交流電源４１の停電時においてΔＥの絶対値がしきい値電圧ＥＴＨを超えた場合における、コンバータ３（３レベルＰＷＭコンバータ）の一相分（たとえばＲ相分）のＰＷＭ制御が示されている。
　図１０において、電圧指令信号１０３は、バランス制御回路６２（図６）により補正されていない状態の電圧指令信号（ＶＲ０＊）である。電圧指令信号１０３は、正弦波発生回路８４（図６）により、商用交流電源４１のＲ相電圧ＶＲと同相の正弦波信号とされている。ＰＷＭ回路６５において、電圧指令信号１０３と参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、Ｒ相（Ｓ相、Ｔ相も同様である）に含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンが決定される。この場合の相アームのＩＧＢＴ素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングパターンはスイッチングパターン１１１～１１４となり、コンバータ３の出力電圧は相電圧１０６となる。
　電圧指令信号１０４Ａは、Ｅｐ＞Ｅｎの場合にバランス制御回路６２により補正された電圧指令信号（ＶＲ＊）であり、電圧指令信号１０３に調整信号Ｖｃ１を加算したものである。ＰＷＭ回路６５において、電圧指令信号１０４Ａと参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、Ｒ相（Ｓ相、Ｔ相も同様である）に含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンが決定される。この場合の相アームのＩＧＢＴ素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングパターンはスイッチングパターン１２１Ａ～１２４Ａとなり、コンバータ３の出力電圧は相電圧１０７Ａとなる。
　電圧指令信号１０４Ａのレベルが参照信号１０１のレベルよりも高い場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２がオンされ、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４がオフされる。電圧指令信号１０４Ａのレベルが参照信号１０１，１０２のレベルの間にある場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３がオンされ、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４がオフされる。電圧指令信号１０４Ａのレベルが参照信号１０２のレベルよりも低い場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４がオンされ、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２がオフされる。
　図１０から分かるように、Ｅｐ＞Ｅｎの場合（スイッチングパターン１２１Ａ～１２４Ａ）には、Ｅｐ＝Ｅｎの場合（スイッチングパターン１１１～１１４）に比べ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間（コンデンサＣ１の放電時間）が長くなるとともに、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４のオン時間（コンデンサＣ２の放電時間）が短くなる。したがって、ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎが減少する。
　電圧指令信号１０５Ａは、Ｅｐ＜Ｅｎの場合にバランス制御回路６２により補正された電圧指令信号（ＶＲ＊）であり、調整信号Ｖｃ２を電圧指令信号１０３に加算したものである。ＰＷＭ回路６５において、電圧指令信号１０５Ａと参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、Ｒ相（Ｓ相、Ｔ相も同様である）に含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンが決定される。この場合の相アームのＩＧＢＴ素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングパターンはスイッチングパターン１３１Ａ～１３４Ａとなり、コンバータ３の出力電圧は相電圧１０８Ａとなる。
　電圧指令信号１０５Ａのレベルが参照信号１０１のレベルよりも高い場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２がオンされ、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４がオフされる。電圧指令信号１０５Ａのレベルが参照信号１０１，１０２のレベルの間にある場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３がオンされ、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４がオフされる。電圧指令信号１０５Ａのレベルが参照信号１０２のレベルよりも低い場合には、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４がオンされ、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２がオフされる。
　図１０から分かるように、Ｅｐ＜Ｅｎの場合（スイッチングパターン１３１Ａ～１３４Ａ）には、Ｅｐ＝Ｅｎの場合（スイッチングパターン１１１～１１４）に比べ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間（コンデンサＣ１の放電時間）が短くなるとともに、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４のオン時間（コンデンサＣ２の放電時間）が長くなる。したがって、ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎが減少する。
　なお、電圧指令信号１０３は、電圧指令生成回路６１（図６）からの電圧指令値（ＶＲ０＊，ＶＳ０＊，ＶＴ０＊）に対応し、調整信号Ｖｃ１，Ｖｃ２の各々は、バランス制御回路６２からの電圧指令値Ｖ１＊に対応する。電圧指令値Ｖ１＊は、Ｅｐ＞Ｅｎの場合に正であり、Ｅｐ＜Ｅｎの場合に負となる。
　図９および図１０より、相アームのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンは３つのモードから構成されていることがわかる。図１１は、図３に示したコンバータ３の各相アームに含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンを示す図である。図１２（Ａ）～（Ｃ）は、図１１に示した各モードにおける各相アームの動作を示す回路図である。
　図１２（Ａ）に、モード１を示す。モード１では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２がオンし、正側の平滑コンデンサＣ１が充電（または放電）される。図１２（Ｂ）にモード２を示す。モード２では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３がオンし、正側の平滑コンデンサＣ１および負側の平滑コンデンサＣ２の蓄電状態はあまり変わらない。図１２（Ｃ）にモード３を示す。モード３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４がオンし、負側の平滑コンデンサＣ２が充電（または放電）される。なお、図１２（Ａ），（Ｃ）において矢印は充電時に流れる電流の方向を示している。放電時には、矢印と逆方向に電流が流れる。
　次に、商用交流電源４１の健全時における、コンバータ３によるバランス制御について説明する。図９において、Ｅｐ＜Ｅｎの場合には、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧バランスをとるために、バランス制御回路６２は調整信号Ｖｃ１を電圧指令信号１０３に加算して、電圧指令信号を電圧指令信号１０４になるよう調整する。
　ＰＷＭ回路６５において、電圧指令信号１０４と参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングパターン１２１～１２４が得られる。電圧指令信号１０４が正である期間で、正側の平滑コンデンサＣ１は充電される。電圧指令信号１０４が負である期間で、負側の平滑コンデンサＣ２は充電される。
　補正なしのスイッチングパターン（１１１～１１４）と補正ありのスイッチングパターン（１２１～１２４）とを比べると、正側の平滑コンデンサＣ１の充電期間は負側の平滑コンデンサＣ２の充電期間より長くなるので、電圧Ｅｐを電圧Ｅｎより上昇させることができる。調整信号Ｖｃ１はＥｐ＝Ｅｎになるよう出力されるので、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧は一致してバランスする。
　また、図９においてＥｐ＞Ｅｎの場合には、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧バランスをとるために、バランス制御回路６２は調整信号Ｖｃ２を電圧指令信号１０３に加算して、電圧指令信号を電圧指令信号１０５になるよう調整する。ＰＷＭ回路６５において、電圧指令信号１０５と参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングパターン１３１～１３４が得られる。
　電圧指令信号１０４が正の期間で、正側の平滑コンデンサＣ１は充電される。電圧指令信号１０４が負の期間で、負側の平滑コンデンサＣ２は充電される。補正なしのスイッチングパターン（１１１～１１４）と補正ありのスイッチングパターン（１３１～１３４）とを比べると、負側の平滑コンデンサＣ２の充電期間は正側の平滑コンデンサＣ１の充電期間より長くなるので、電圧Ｅｎを電圧Ｅｐより上昇させることができる。調整信号Ｖｃ２は、Ｅｐ＝Ｅｎになるよう出力されるので、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧は一致してバランスする。
　次に、商用交流電源４１の停電時においてΔＥの絶対値がしきい値電圧ＥＴＨを超えた場合における、コンバータ３によるバランス制御について説明する。図１０において、Ｅｐ＞Ｅｎの場合には、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧バランスをとるために、バランス制御回路６２は調整信号Ｖｃ１を電圧指令信号１０３に加算して、電圧指令信号を電圧指令信号１０４Ａになるよう調整する。
　ＰＷＭ回路６５において、電圧指令信号１０４Ａと参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングパターン１２１Ａ～１２４Ａが得られる。電圧指令信号１０４Ａが正である期間で、正側の平滑コンデンサＣ１は放電される。電圧指令信号１０４Ａが負である期間で、負側の平滑コンデンサＣ２は放電される。
　補正なしのスイッチングパターン（１１１～１１４）と補正ありのスイッチングパターン（１２１Ａ～１２４Ａ）とを比べると、正側の平滑コンデンサＣ１の放電期間は負側の平滑コンデンサＣ２の放電期間より長くなるので、電圧Ｅｐを電圧Ｅｎより下降させることができる。調整信号Ｖｃ１はＥｐ＝Ｅｎになるよう出力されるので、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧は一致してバランスする。
　また、図１０においてＥｐ＜Ｅｎの場合には、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧バランスをとるために、バランス制御回路６２は調整信号Ｖｃ２を電圧指令信号１０３に加算して、電圧指令信号を電圧指令信号１０５Ａになるよう調整する。ＰＷＭ回路６５において、電圧指令信号１０５Ａと参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングパターン１３１Ａ～１３４Ａが得られる。
　電圧指令信号１０４Ａが正の期間で、正側の平滑コンデンサＣ１は放電される。電圧指令信号１０４Ａが負の期間で、負側の平滑コンデンサＣ２は充電される。補正なしのスイッチングパターン（１１１～１１４）と補正ありのスイッチングパターン（１３１Ａ～１３４Ａ）とを比べると、負側の平滑コンデンサＣ２の放電期間は正側の平滑コンデンサＣ１の放電期間より長くなるので、電圧Ｅｎを電圧Ｅｐより下降させることができる。調整信号Ｖｃ２は、Ｅｐ＝Ｅｎになるよう出力されるので、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧は一致してバランスする。
　図１３～図１５は、商用交流電源４１の停電時においてΔＥの絶対値がしきい値電圧ＥＴＨを超えた場合における、コンバータ３の一相分の動作を示す等価回路図である。図１３～図１５では、一相分のアームとしてＲ相アーム３Ｒが示され、Ｒ相アーム３Ｒはスイッチ９８として示されている。図１３～図１５は、それぞれモード１～モード３（図１１、図１２）におけるコンバータ３の一相分の動作を示している。
　停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルになり、かつ直流電圧ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎの絶対値がしきい値電圧ＥＴＨを超えた場合には、判定器６４（図６）の出力信号ＤＴが活性化レベルの「Ｈ」レベルになり、ＰＷＭ回路６５が活性化される。たとえばＥｐ＞Ｅｎの場合、活性化されたＰＷＭ回路６５では、電圧指令信号１０４Ａと参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングパターン１２１Ａ～１２４Ａ（図１０）が得られる。
　商用交流電源４１の停電時には、スイッチ１Ｒがオフされ、商用交流電源４１と交流入力フィルタ２のコンデンサ１１Ｒおよびリアクトル１２Ｒとが電気的に切り離される。電圧指令信号１０３が正の期間では、モード１とモード２が交互に実行される。
　モード１では、図１３に示すように、スイッチ９８（Ｒ相アーム３Ｒ）によって直流ラインＬ１と入力ノード３ａとが接続され、コンデンサＣ１の正極から直流ラインＬ１、スイッチ９８（Ｒ相アーム３Ｒ）、入力ノード３ａ、リアクトル１２Ｒ、コンデンサ１１Ｒ、および中性点ラインＬ４を介してコンデンサＣ１の負極に電流が流れる。コンデンサＣ１の容量値はコンデンサ１１Ｒの容量値よりも十分に大きいので、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｅｐが若干下降する。
　モード２では、図１４に示すように、スイッチ９８（Ｒ相アーム３Ｒ）によって直流ラインＬ２と入力ノード３ａとが接続され、コンデンサ１１Ｒの一方電極からリアクトル１２Ｒ、入力ノード３ａ、スイッチ９８（Ｒ相アーム３Ｒ）、直流ラインＬ２、および中性点ラインＬ４を介してコンデンサ１１Ｒの他方電極に電流が流れ、コンデンサ１１Ｒの端子間電圧が０Ｖにリセットされる。したがって、電圧指令信号１０４Ａが正の期間では、モード１とモード２が交互に行われてコンデンサＣ１が放電され、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｅｐが徐々に下降する。
　また、電圧指令信号１０４Ａが負の期間では、モード３とモード２が交互に実行される。モード３では、図１５に示すように、スイッチ９８（Ｒ相アーム３Ｒ）によって直流ラインＬ３と入力ノード３ａとが接続され、コンデンサＣ２の正極から中性点ラインＬ４、コンデンサ１１Ｒ、リアクトル１２Ｒ、入力ノード３ａ、スイッチ（Ｒ相アーム３Ｒ）、および直流ラインＬ３を介してコンデンサＣ２の負極に電流が流れる。コンデンサＣ２の容量値はコンデンサ１１Ｒの容量値よりも十分に大きいので、コンデンサＣ２の端子間電圧Ｅｎが若干下降する。
　モード２では、図１４で示したように、スイッチ９８（Ｒ相アーム３Ｒ）によって直流ラインＬ２と入力ノード３ａとが接続され、コンデンサ１１Ｒの端子間電圧が０Ｖにリセットされる。したがって、電圧指令信号１０４Ａが負の期間では、モード３とモード２が交互に行われてコンデンサＣ２が放電され、コンデンサＣ２の端子間電圧Ｅｎが徐々に下降する。
　図１０のスイッチングパターン１２１Ａ～１２４Ａで示したように、Ｅｐ＞Ｅｎの場合には、モード１が実行される時間（コンデンサＣ１の放電時間）はモード３が実行される時間（コンデンサＣ２の放電時間）よりも長いので、ＥｐがＥｎよりも速く下降する。
　また、図１０のスイッチングパターン１３１Ａ～１３４Ａで示したように、Ｅｐ＜Ｅｎの場合には、モード３が実行される時間（コンデンサＣ２の放電時間）はモード１が実行される時間（コンデンサＣ１の放電時間）よりも長いので、ＥｎがＥｐよりも速く下降する。
　この結果、ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎの絶対値が減少する。ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎの絶対値がしきい値電圧ＥＴＨよりも低下した場合には、判定器６４（図６）の出力信号ＤＴが非活性化レベルの「Ｌ」レベルになり、ＰＷＭ回路６５が非活性化され、コンバータ３の運転が停止される。
　図１６は、図７に示した制御部５４の動作を示すタイムチャートである。図１６において、電圧指令信号１５４は、バランス制御回路７２（図７）により補正されていない状態の電圧指令信号（Ｖ＊）である。
　Ｅｐ＜Ｅｎの場合には、調整信号Ｖｃ１が示す電圧指令値（ＶＢ１＊）は正となる。この場合、バランス制御回路７２は、調整信号Ｖｃ１を電圧指令信号１５４に加算することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ３Ｄの電圧指令信号（ＶＡ＊）を電圧指令信号１５３に変更する。また、バランス制御回路７２は、調整信号Ｖｃ１を電圧指令信号１５４から減算することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ，Ｑ４Ｄの電圧指令信号（ＶＢ＊）を、補正された電圧指令信号１５５に変更する。
　図１６より、半導体スイッチ２１（図４）に含まれる４つのＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄのスイッチングパターンは３つのモードから構成されていることがわかる。図１７は、図４に示したＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄのスイッチングパターンを示す図である。図１８（Ａ）～（Ｃ）は、図１７に示した３つのモードにおける直流電圧変換器６の動作を示す回路図である。
　図１８（Ａ）にモード１を示す。モード１では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ３Ｄがオンし、正側の平滑コンデンサＣ１が充電される。図１８（Ｂ）にモード２を示す。モード２では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄがオフし、正側の平滑コンデンサＣ１および負側の平滑コンデンサＣ２の蓄電状態はあまり変わらない。図１８（Ｃ）にモード３を示す。モード３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ，Ｑ４Ｄがオンし、負側の平滑コンデンサＣ２が充電される。
　図１６に戻って、ＰＷＭ回路７５（図７）において、電圧指令信号１５４と参照信号１５１との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ３のスイッチングパターン１６１，１６３が得られる。また、ＰＷＭ回路７５において、電圧指令信号１５４と参照信号１５２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ４のスイッチングパターン１６２，１６４が得られる。
　参照信号１５１，１５２は、ともに三角波信号である。参照信号１５１の周波数および振幅は、参照信号１５２の周波数および振幅と同じである。参照信号１５１の位相は、参照信号１５２の位相と１８０度ずれている。
　参照信号１５１のレベルが電圧指令信号１５４のレベルよりも低い期間ｔ１には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ３がオンされる（モード１）。参照信号１５１，１５２のレベルが電圧指令信号１５４のレベルよりも高い期間には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１～Ｑ４がオフされる（モード２）。参照信号１５２のレベルが電圧指令信号１５４のレベルよりも低い期間ｔ２には、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ４がオンされる（モード３）。
　すなわち、参照信号１５１の各周期のうち期間ｔ１では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄはモード１で運転されて、正側の平滑コンデンサＣ１が充電される。また、参照信号１５２の各周期のうち期間ｔ２では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄはモード３で運転されて、負側の平滑コンデンサＣ２が充電される。
　Ｅｐ＜Ｅｎの場合には、電圧指令信号１５３と参照信号１５１との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ３Ｄのスイッチングパターン１７１，１７３が得られる。また、電圧指令信号１５５と参照信号１５２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ，Ｑ４Ｄのスイッチングパターン１７２，１７４が得られる。この場合、図１２に示すように、参照信号１５１の各周期Ｔのうち期間ｔ１１では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄはモード１で運転されて正側の平滑コンデンサＣ１が充電される。また、参照信号１５２の各周期Ｔのうち期間ｔ１２では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄはモード３で運転されて負側の平滑コンデンサＣ２が充電される。
　補正なしのスイッチングパターン（１６１～１６４）と補正ありのスイッチングパターン（１７１～１７４）とを比べると、正側の平滑コンデンサＣ１の充電期間（ｔ１１）は負側の平滑コンデンサＣ２の充電期間（ｔ１２）よりも長くなるので、電圧Ｅｐを電圧Ｅｎより上昇させることができる。調整信号Ｖｃ１は、Ｅｐ＝Ｅｎになるよう出力されるので、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧は一致しバランスする。
　図１９は、図７に示した制御部５４の動作を示す他のタイムチャートである。図１９において、電圧指令信号１５４は、バランス制御回路７２（図７）により補正されていない状態の電圧指令信号（Ｖ＊）である。
　Ｅｐ＞Ｅｎの場合には、調整信号Ｖｃ１が示す電圧指令値（ＶＢ１＊）は負となる。この場合、バランス制御回路７２は、調整信号Ｖｃ１を電圧指令信号１５４に加算することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ３Ｄの電圧指令信号（ＶＡ＊）を電圧指令信号１５５に変更する。また、バランス制御回路７２は、調整信号Ｖｃ１を電圧指令信号１５４から減算することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ，Ｑ４Ｄの電圧指令信号（ＶＢ＊）を、補正された電圧指令信号１５３に変更する。
　この場合、ＰＷＭ回路７５において電圧指令信号１５５と参照信号１５１との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ３Ｄのスイッチングパターンとして図１５に示すスイッチングパターン１８１，１８３が得られる。また、ＰＷＭ回路７５において、電圧指令信号１５３と参照信号１５２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ，Ｑ４Ｄのスイッチングパターンとして図１９に示すスイッチングパターン１８２，１８４が得られる。
　Ｅｐ＞Ｅｎの場合、図１９に示すように、参照信号１５１の各周期のうち期間ｔ１１では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄはモード１で運転されて正側の平滑コンデンサＣ１が充電される。また、参照信号１５２の各周期のうち期間ｔ１２では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄはモード３で運転されて負側の平滑コンデンサＣ２が充電される。
　補正なしのスイッチングパターン（１６１～１６４）と補正ありのスイッチングパターン（１８１～１８４）とを比べると、正側の平滑コンデンサＣ１の充電期間（ｔ１１）は負側の平滑コンデンサＣ２の充電期間（ｔ１２）よりも短くなるので、電圧Ｅｎを電圧Ｅｐより上昇させることができる。調整信号Ｖｃ１は、Ｅｐ＝Ｅｎになるよう出力されるので、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧は一致してバランスする。
　次に、図１～図１９で示した無停電電源装置Ｕ１の動作について説明する。商用交流電源４１の健全時には、スイッチ１がオンされ、商用交流電源４１からの三相交流電力がスイッチ１および交流入力フィルタ２を介してコンバータ３に供給され、コンバータ３によって直流電力に変換される。その直流電力は、直流電圧変換器６によってバッテリＢ１に蓄えられるとともに、インバータ４によって三相交流電力に変換される。インバータ４によって生成された三相交流電力は、交流出力フィルタ５を介して負荷４２に供給され、負荷４２を駆動させる。
　このとき、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎの和の電圧ＶＤＣ＝Ｅｐ＋Ｅｎが参照直流電圧ＶＤＣｒとなり、かつコンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎの差の電圧ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎが０になるように、制御部５３（図６）によってコンバータ３が制御される。
　また、商用交流電源４１の停電時には、基本的には、スイッチ１がオフされ、コンバータ３の運転が停止され、バッテリＢ１の直流電力が直流電圧変換器６を介してインバータ４に供給され、インバータ４によって商用周波数の三相交流電力に変換される。インバータ４によって生成された三相交流電力は、交流出力フィルタ５を介して負荷４２に供給され、負荷４２を駆動させる。
　このとき、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎの和の電圧ＶＤＣ＝Ｅｐ＋Ｅｎが参照直流電圧ＶＤＣｒとなり、かつコンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎの差の電圧ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎが０になるように、制御部５４（図７）によって直流電圧変換器６が制御される。
　ただし、図２に示したように、負荷４２が三相４線式の変圧器４３および負荷本体部４６を含む場合には、変圧器４３に三相励磁電流が流れ、無停電電源装置Ｕ１の三相出力電流の各々は正負非対称波形となる。交流電源、無停電電源装置、三相変圧器、および負荷本体部がともに三相３線式である場合には、三相変圧器に流れる三相交流電流の和は０となるので、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎがアンバランスになる可能性は小さい。
　しかし、本実施の形態１では、商用交流電源４１、無停電電源装置Ｕ１、変圧器４３、および負荷本体部４６が三相４線式であり、中性点ラインＬ４に電流が流れるので、変圧器４３に流れる三相交流電流の和が０とならず、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎがアンバランスになるおそれがある。特に、負荷電流が小さい場合であって商用交流電源４１の停電時には、直流電圧変換器６の出力電流が小さくなり、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎのアンバランスを解消することができなくなるおそれがある。
　そこで、本実施の形態１では、商用交流電源４１の停電時において、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎの差の電圧ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎが所定のしきい値電圧ＥＴＨを超えた場合には、コンバータ３を起動させる。コンバータ３は、コンデンサＣ１，Ｃ２の電荷を交流入力フィルタ２側に放電させ、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎの差の電圧ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎを低減させる。ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎが所定のしきい値電圧ＥＴＨよりも低下した場合には、コンバータ３の運転を停止させる。
　以上のように、この実施の形態１では、商用交流電源４１の停電時には、スイッチ１をオフさせて商用交流電源４１と交流入力フィルタ２とを電気的に切り離し、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎの差である直流電圧ΔＥ＝Ｅｐ－Ｅｎがなくなるように直流電圧変換器６を制御するとともに、ΔＥがしきい値電圧ＥＴＨを超えた場合には、コンバータ３を制御してΔＥを低減させる。したがって、負荷４２が三相４線式の変圧器４３および負荷本体部４６を含み、負荷電流が小さい場合でも、停電時におけるコンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｅｐ，Ｅｎのアンバランスを解消することができる。
　[実施の形態２]
　図２０は、この発明の実施の形態２による無停電電源装置Ｕ２の全体構成を示す回路ブロック図であって、図１と対比される図である。図２０を参照して、この無停電電源装置Ｕ２が無停電電源装置Ｕ１と異なる点は、電圧検出器３１がスイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔの一方端子（商用交流電源４１側の端子）に現れる交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの瞬時値を検出する点と、制御装置１０が制御装置１０Ａで置換されている点である。
　商用交流電源４１の健全時には、スイッチ１がオンされ、無停電電源装置Ｕ２の動作と無停電電源装置Ｕ１の動作は同じである。また、無停電電源装置Ｕ２では、電圧検出器３１がスイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔの一方端子（商用交流電源４１側の端子）に現れる交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの瞬時値を検出するので、商用交流電源４１が停電状態から健全状態に復旧したことを容易かつ迅速に検知することができる。
　なお、無停電電源装置Ｕ１では、電圧検出器３１がスイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔの他方端子（交流入力フィルタ２側の端子）に現れる交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの瞬時値を検出するので、商用交流電源４１が停電状態から健全状態に復旧したことを検知する手段を別途設ける必要がある。
　しかし、無停電電源装置Ｕ２では、電圧検出器３１がスイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔの一方端子に現れる交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの瞬時値を検出するので、商用交流電源４１の停電時には電圧検出器３１の検出値が不正確で不安定な値になり、制御部５３（図５）が誤動作を起こすおそれがある。この対策として、制御装置１０を制御装置１０Ａで置換している。
　図２１は、制御装置１０Ａの要部を示す回路ブロック図であって、図５と対比される図である。図２１を参照して、制御装置１０Ａは制御装置１０に切換回路２０１を追加したものである。切換回路２０１は、停電信号ＰＣが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合（商用交流電源４１の健全時）には、電圧検出器３１によって検出された交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを示す信号を制御部５３に与える。
　また切換回路２０１は、停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源４１の停電時）には、電圧検出器３１によって検出された交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを示す信号の代わりに、０Ｖを示す信号を制御部５３に与える。したがって、商用交流電源４１の停電時でも、電圧検出器３１の検出値が一定値になるので、制御部５３の誤動作を防止することができる。
　図２２は、実施の形態２の変更例を示す回路ブロック図であって、図２１と対比される図である。図２２を参照して、この変更例では、制御装置１０Ａの代わりに制御装置１０Ｂが設けられる。制御装置１０Ｂは、制御装置１０Ａに電圧推測部２０２を追加したものである。電圧推測部２０２は、電流検出器３２によって検出される三相交流電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを示す信号に基づいて、スイッチ１Ｒ，１Ｓ，１Ｔの他方端子（交流入力フィルタ２側の端子）に現れる三相交流電圧の瞬時値を推測し、その推測値を示す信号を出力する。たとえば、電圧推測部２０２は、電流検出器３２によって検出される三相交流電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを積算して三相交流電圧を推測する。
　切換回路２０１は、停電信号ＰＣが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合（商用交流電源４１の健全時）には、電圧検出器３１によって検出された交流電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを示す信号を制御部５３に与える。また切換回路２０１は、停電信号ＰＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源４１の停電時）には、電圧推測部２０２からの三相交流電圧を示す信号を制御部５３に与える。したがって、この変更例でも、商用交流電源４１の停電時に制御部５３の誤動作が発生することを防止することができる。
　[実施の形態３]
　図２３は、この発明の実施の形態３による無停電電源装置の要部を示す回路図であって、図３と対比される図である。図２３を参照して、実施の形態３が実施の形態１と異なる点は、アーム３Ｒ，３Ｓ，３Ｔ，４Ｕ，４Ｖ，４Ｗの各々が３レベル回路２０５で構成されている点である。３レベル回路２０５は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１～Ｑ１４およびダイオードＤ１１～Ｄ１４を含む。
　ＩＧＢＴ素子Ｑ１１のコレクタは直流ラインＬ１に接続され、そのエミッタはノードＮ１に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１２，Ｑ１３のコレクタは互いに接続され、それらのエミッタはそれぞれノードＮ１および直流ラインＬ２に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ１４のコレクタはノードＮ１に接続され、そのエミッタは直流ラインＬ３に接続される。ダイオードＤ１１～Ｄ１４は、それぞれＩＧＢＴ素子Ｑ１１～Ｑ１４に逆並列に接続される。
　３レベル回路２０５がコンバータ３のＲ相アーム３Ｒを構成している場合には、ノードＮ１はコンバータ３の入力ノード３ａに対応する。３レベル回路２０５がコンバータ３のＳ相アーム３Ｓを構成している場合には、ノードＮ１はコンバータ３の入力ノード３ｂに対応する。３レベル回路２０５がコンバータ３のＴ相アーム３Ｔを構成している場合には、ノードＮ１はコンバータ３の入力ノード３ｃに対応する。
　３レベル回路２０５がインバータ４のＵ相アーム３Ｕを構成している場合には、ノードＮ１はインバータ４の出力ノード４ａに対応する。３レベル回路２０５がインバータ４のＶ相アーム３Ｖを構成している場合には、ノードＮ１はインバータ４の出力ノード４ｂに対応する。３レベル回路２０５がインバータ４のＷ相アーム３Ｗを構成している場合には、ノードＮ１はインバータ４の出力ノード４ｃに対応する。
　図９および図１０で示したように、相アームのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンは３つのモードから構成されていることがわかる。図２４は、図２３に示した４つのＩＧＢＴ素子Ｑ１１～Ｑ１４のスイッチングパターンを示す図であって、図１１と対比される図である。図２５（Ａ）～（Ｃ）は、図２４に示した各モードにおける各相アームの動作を示す回路図である。
　図２５（Ａ）に、モード１を示す。モード１では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１，Ｑ１２がオンし、正側の平滑コンデンサＣ１が充電（または放電）される。図２５（Ｂ）にモード２を示す。モード２では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１２，Ｑ１３がオンし、正側の平滑コンデンサＣ１および負側の平滑コンデンサＣ２の蓄電状態はあまり変わらない。図２５（Ｃ）にモード３を示す。モード３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１３，Ｑ１４がオンし、負側の平滑コンデンサＣ２が充電（または放電）される。なお、図２５（Ａ），（Ｃ）において矢印は充電時に流れる電流の方向を示している。放電時には、矢印と逆方向に電流が流れる。したがって、３レベル回路２０５はスイッチ９８（図８）と等価である。
　他の構成および動作は、実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。この実施の形態３でも、実施の形態１と同じ効果が得られる。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　Ｕ１，Ｕ２　無停電電源装置、１，９８　スイッチ、２　入力フィルタ、３　コンバータ、３Ｒ　Ｒ相アーム、３Ｓ　Ｓ相アーム、３Ｔ　Ｔ相アーム、４　インバータ、４Ｕ　Ｕ相アーム、４Ｖ　Ｖ相アーム、４Ｗ　Ｗ相アーム、５　出力フィルタ、６　直流電圧変換器、Ｂ１　蓄電池、１０，１０Ａ，１０Ｂ　制御装置、１１，１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔ，Ｃ１，Ｃ２，１９，１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗ　コンデンサ、１２，１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ，１８，１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗ，２２，２２Ｎ，２２Ｐ　リアクトル、Ｌ１～Ｌ３　直流ライン、Ｌ４　中性点ライン、２１　半導体スイッチ、３１，３４，３５，３６　電圧検出器、３２，３２Ｒ，３２Ｓ，３２Ｔ，３７　電流検出器、３３　停電検出器、４１　商用交流電源、４２　負荷、４３　変圧器、４４Ｕ，４４Ｖ，４４Ｗ　一次巻線、４５Ｕ，４５Ｖ，４５Ｗ　二次巻線、４６　負荷本体部、Ｑ１Ｒ～Ｑ４Ｒ，Ｑ１Ｓ～Ｑ４Ｓ，Ｑ１Ｔ～Ｑ４Ｔ，Ｑ１Ｕ～Ｑ４Ｕ，Ｑ１Ｖ～Ｑ４Ｖ，Ｑ１Ｗ～Ｑ４Ｗ，Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄ，Ｑ１１～Ｑ１４　ＩＧＢＴ素子、Ｄ１Ｒ～Ｄ６Ｒ，Ｄ１Ｓ～Ｄ６Ｓ，Ｄ１Ｔ～Ｄ６Ｔ，Ｄ１Ｕ～Ｄ６Ｕ，Ｄ１Ｖ～Ｄ６Ｖ，Ｄ１Ｗ～Ｄ６Ｗ，Ｄ１Ｄ～Ｄ４Ｄ，Ｄ１１～Ｄ１４　ダイオード、５１，６３Ａ～６３Ｃ，７３Ａ，８８Ａ～８８Ｃ　加算器、５２，８２，８６Ａ～８６Ｃ，７３Ｂ，９２，９４　減算器、５３～５５　制御部、６１，７１　電圧指令生成回路、６２，７２　バランス制御回路、６４　判定器、６５，７５　ＰＷＭ回路、８１，９１　参照電圧生成回路、８３　直流電圧制御回路、８４　正弦波発生回路、８５Ａ～８５Ｃ　乗算器、８７，９５　電流制御回路、９３　電圧制御回路、２０１　切換回路、２０２　電圧推測部。

Claims (9)

  1. 　第１～第３の直流ラインと、
    　前記第１および第２の直流ライン間に接続された第１のコンデンサと、
    　前記第２および第３の直流ライン間に接続された第２のコンデンサと、
    　三相４線式の交流電源の中性点端子、前記第２の直流ライン、および三相４線式の負荷の中性点端子に接続される中性点ラインと、
    　前記交流電源の各相に対応して設けられ、一方端子が前記交流電源から供給される対応する相の交流電圧を受け、前記交流電源の健全時にはオンされ、前記交流電源の停電時にはオフされるスイッチと、
    　前記スイッチの他方端子と前記中性点ラインとの間に接続された第３のコンデンサ、および一方端子が前記スイッチの他方端子に接続されたリアクトルを含む交流入力フィルタと、
    　前記リアクトルの他方端子と前記第１～第３の直流ラインとの間に接続され、交流電圧と第１～第３の直流電圧とを相互に変換可能に構成された第１のマルチレベル回路を含み、前記交流電源の健全時に、前記交流電源からの交流電力を直流電力に変換して前記第１～第３の直流ラインに供給するコンバータと、
    　直流電力供給源と前記第１～第３の直流ラインとの間に接続され、前記直流電力供給源から供給される第４の直流電圧と前記第１～第３の直流電圧とを相互に変換可能に構成された第２のマルチレベル回路を含み、前記交流電源の停電時に、前記直流電力供給源からの直流電力を前記第１～第３の直流ラインに供給する直流電圧変換器と、
    　前記第１～第３の直流ラインと前記負荷との間に設けられ、前記第１～第３の直流電圧と交流電圧とを相互に変換可能に構成された第３のマルチレベル回路を含み、前記コンバータおよび前記直流電圧変換器から供給される直流電力を交流電力に変換して前記負荷に供給するインバータと、
    　それぞれ前記第１および第２のコンデンサの端子間電圧を検出する第１および第２の電圧検出器と、
    　前記第１および第２の電圧検出器の検出結果に基づき、前記第１および第２のコンデンサの端子間電圧の和である第１の電圧と前記第１および第２のコンデンサの端子間電圧の差である第２の電圧とを求める演算器と、
    　前記交流電源の健全時には、前記第１の電圧が第１の参照電圧になり、かつ前記第２の電圧がなくなるように前記コンバータを制御し、前記交流電源の停電時には、前記第２の電圧の絶対値が予め定められたしきい値電圧よりも小さい場合は前記コンバータを停止させ、前記第２の電圧の絶対値が前記予め定められたしきい値電圧よりも大きい場合は前記コンバータを制御して前記第２の電圧を低減させる第１の制御部と、
    　前記交流電源の停電時に、前記第１の電圧が前記第１の参照電圧になり、かつ前記第２の電圧がなくなるように前記直流電圧変換器を制御する第２の制御部とを備える、無停電電源装置。
  2. 　前記第１の制御部は、
    　前記交流電源の健全時には、前記第１および第２のコンデンサの充電時間が変化するように前記コンバータを制御し、
    　前記交流電源の停電時において、前記第２の電圧の絶対値が前記予め定められたしきい値電圧よりも大きい場合には、前記第１および第２のコンデンサの放電時間が変化するように前記コンバータを制御する、請求項１に記載の無停電電源装置。
  3. 　さらに、前記交流電源から供給される交流電圧の瞬時値を検出する第３の電圧検出器と、
    　前記第３の電圧検出器の検出値に基づいて前記交流電源の停電が発生したか否かを判別し、前記交流電源の停電が発生した場合に停電信号を出力する停電検出器とを備え、
    　前記第１の制御部は、前記停電検出器から前記停電信号が出力され、かつ、前記第２の電圧の絶対値が前記予め定められたしきい値電圧よりも大きい場合に、前記コンバータを制御して前記第２の電圧を低減させる、請求項１に記載の無停電電源装置。
  4. 　さらに、前記コンバータに流入する交流電流の瞬時値を検出する電流検出器を備え、
    　前記第１の制御部は、
    　前記第１の参照電圧と前記第１の電圧との偏差に応じたレベルを有し、正弦波状に変化する電流指令値を生成する電圧制御回路と、
    　前記電流指令値と前記電流検出器の検出値との偏差に応じたレベルの第１の電圧指令値を生成する電流制御回路と、
    　前記第１の電圧指令値に前記第３の電圧検出器の検出値を加算して第２の電圧指令値を生成する第１の加算器と、
    　前記第２の電圧に応じたレベルの第３の電圧指令値を生成するバランス制御回路と、
    　前記第２の電圧指令値に前記第３の電圧指令値を加算して第４の電圧指令値を生成する第２の加算器と、
    　前記停電検出器から前記停電信号が出力されていない場合と、前記停電検出器から前記停電信号が出力され、かつ、前記第２の電圧の絶対値が前記予め定められたしきい値電圧よりも大きい場合とに活性化され、前記第４の電圧指令値に基づいて、前記コンバータを制御する制御信号を生成する制御信号発生回路とを含む、請求項３に記載の無停電電源装置。
  5. 　前記バランス制御回路は、
    　前記停電検出器から前記停電信号が出力されていない場合には、前記第１および第２のコンデンサの充電時間が変化するように前記第３の電圧指令値を生成し、
    　前記停電検出器から前記停電信号が出力され、かつ前記第２の電圧の絶対値が前記予め定められたしきい値電圧よりも大きい場合には、前記第１および第２のコンデンサの放電時間が変化するように前記第３の電圧指令値を生成する、請求項４に記載の無停電電源装置。
  6. 　前記第３の電圧検出器は、前記スイッチの他方端子に現れる交流電圧の瞬時値を検出する、請求項４に記載の無停電電源装置。
  7. 　前記第３の電圧検出器は、前記スイッチの一方端子に現れる交流電圧の瞬時値を検出し、
    　さらに、前記第３の電圧検出器と前記第１の加算器との間に設けられ、前記停電検出器から前記停電信号が出力されていない場合には、前記第３の電圧検出器の検出値を前記第１の加算器に与え、前記停電検出器から前記停電信号が出力されている場合には、前記第３の電圧検出器の検出値の代わりに０Ｖを示す信号を前記第１の加算器に与える切換回路を備える、請求項４に記載の無停電電源装置。
  8. 　前記第３の電圧検出器は、前記スイッチの一方端子に現れる交流電圧の瞬時値を検出し、
    　さらに、前記電流検出器の検出値に基づいて、前記スイッチの他方端子に現れる交流電圧の瞬時値を推測する電圧推測部と、
    　前記停電検出器から前記停電信号が出力されていない場合には、前記第３の電圧検出器の出力信号を前記第１の加算器に与え、前記停電検出器から前記停電信号が出力されている場合には、前記第３の電圧検出器の検出値の代わりに前記電圧推測部によって推測された交流電圧の瞬時値を前記第１の加算器に与える切換回路を備える、請求項４に記載の無停電電源装置。
  9. 　前記直流電力供給源は、直流電力を貯蔵する電力貯蔵装置であり、
    　前記第２のマルチレベル回路は、前記電力貯蔵装置から供給される前記第４の直流電圧と前記第１～第３の直流電圧とを相互に変換可能に構成されており、
    　前記直流電圧変換器は、前記交流電源の健全時には、前記コンバータによって生成された直流電力を前記電力貯蔵装置に蓄え、前記交流電源の停電時には、前記電力貯蔵装置の直流電力を前記第１～第３の直流ラインに供給し、
    　さらに、前記電力貯蔵装置の端子間電圧を検出する第３の電圧検出器と、
    　前記交流電源の健全時に、前記第３の電圧検出器の検出値が第２の参照電圧になるように前記直流電圧変換器を制御する第３の制御部とを備える、請求項１に記載の無停電電源装置。
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