WO2020020631A1 - Procede de reduction des perturbations electromagnetiques produites lors de la mise a l' etat " passant d'un transistor - Google Patents

Procede de reduction des perturbations electromagnetiques produites lors de la mise a l' etat " passant d'un transistor Download PDF

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control
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switch
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Jean Cannavo
Michael Ernst
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Continental Automotive France
Continental Automotive Gmbh
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Definitions

  • the present invention relates to the field of DC-DC voltage converters and more particularly a method of reducing the electromagnetic disturbances produced during the switching-on state of a switching transistor of a quasi-DC voltage converter. resonant.
  • DCDC transforms an input voltage, for example 12 V, supplied by a supply battery, into a higher output voltage, for example 65 V, or vice versa.
  • the principle consists of charging a coil with current and cutting the current cyclically, using a switch, in particular a transistor, for example of the MOS type.
  • the converter 5 comprises a resonance capacity mounted between the drain and the source of the transistor and a gate resistor connected to the gate of the transistor.
  • the establishment of the quasi-resonant regime requires a delay.
  • the transistor switches to the on state for the first time when it is put into operation while the converter is not yet in quasi-resonant mode, the input voltage discharges into the transistor and the capacity of resonance, and produces emissions radiated by the transistor which then acts as an antenna.
  • the discharge is all the more rapid as the gate resistance value is low, for example of the order of 4 Ohms, to guarantee rapid discharge of the coil allowing a short time de5 to put the transistor on.
  • the impact of these disturbances is a risk of exceeding the relative limits of electromagnetic emissions desired for such a converter.
  • a known solution consists in using, instead of a single gate resistor, two gate resistors of different values connected in parallel, and one of which, of lower value , is connected in series with a diode allowing only the current coming from the gate of the transistor to pass.
  • the current for putting the transistor on passing through the gate resistance of higher value while the current coming from the gate of the transistor when it is switched to the off state (discharge) flows in the resistance of low value grid and diode.
  • the current for switching on being significantly lower than the current for switching off the transistor, the current flowing in the transistor when the converter is switched on is lower, this which reduces radiated emissions and electromagnetic interference.
  • the low value of the current increases the switch-on time of the transistor, which can generate delays such that the switch-on of the transistor no longer coincides with the resonance time interval during which the intensity of the current flowing in the coil is zero or negative and the voltage across the transistor is minimal, such delays can then also cause electromagnetic disturbances.
  • the subject of the invention is first of all a method of reducing the electromagnetic disturbances produced during the switching-on state of a switching transistor of a quasi-resonant DC-DC voltage converter, said converter comprising a control module, an induction coil, a field effect transistor and a control module supplied with a current supplied by a power supply, said transistor comprising a drain, a source and a gate, said gate being connected to the control module, the control module being configured to control the control module so that said control module controls the transistor, from a control current, in a passing state of the current between the drain and the source or in a blocked state of the current between the drain and the source, said method being remarkable in that, the control module comprising a duration counter, it comprises the steps from:
  • the transistor being initially controlled in the on state from a first control current, control of the control module by the control module so that said control module switches the transistor to the off state at a first instant, • triggering the duration counter from said first instant,
  • control by the control module, of the transistor in the on state from a second control current whose intensity is less than the intensity of the first control current .
  • command ... of the transistor in the state passing from a second control current is meant the next command (or next command) of the transistor.
  • the predetermined duration threshold is between 10 and 50 ps.
  • the reduction in the intensity of the control current of the transistor is of the order of 75 to 90% of its initial value.
  • Said initial value being equal to the intensity of the current of the gate of the transistor supplied by the power supply in the nominal case where the converter operates in quasi-resonant mode.
  • the intensity of the control current is maintained at its nominal value (i.e. the first control current is used).
  • the invention also relates to a quasi-resonant DC-DC voltage converter for a motor vehicle, said converter comprising a control module, an induction coil, a field effect transistor and a control module supplied with a current supplied by a power supply, said transistor comprising a drain, a source and a gate, said gate being connected to the control module, the control module being configured to control the control module so that said control module controls the transistor, from a control current, in a passing state of the current between the drain and the source or in a blocked state of the current between the drain and the source, said converter being remarkable in that, the control module comprising a duration counter, the converter is configured to: The transistor being initially controlled in the on state from a first control current, controlling the control module so that said control module switches the transistor to the off state at a first instant,
  • control module comprises a first switch and a second switch connected in series via a midpoint, said first switch being connected on the one hand to the power supply and on the other hand to said midpoint, said second switch being connected on the one hand to the middle point and on the other hand to a ground.
  • the first switch is a ON state transistor of the field effect transistor and the second switch is a blocked state transistor of the field effect transistor.
  • control module further comprises a third switch, a first driver, configured to switch the first switch, a second driver, configured to switch the second switch, and a control unit for the third switch, configured to switch said third switch.
  • control unit comprises the counter, two logic gates of the NON type, two logic gates of the AND type and a logic flip-flop, for example of the "RS-Q" type.
  • the invention finally relates to a motor vehicle comprising a converter as presented above.
  • FIG. 1 illustrates an embodiment of the converter according to the invention.
  • FIG. 1 shows an example of converter 1 according to the invention.
  • the converter 1 is intended to be mounted in a motor vehicle, for example in order to provide an output voltage making it possible to control fuel injectors 2.
  • the converter 1 is a quasi-resonant DC-DC voltage converter 1.
  • the converter 1 is a boost converter 1 for recharging a so-called “intermediate" capacity Cint supplying the energy necessary to activate the fuel injectors 2.
  • the converter 1 transforms an input voltage Vin (input current I I ) supplied by the vehicle battery into an output voltage Vout applied to the terminals of the intermediate capacity Cint, the voltages being measured with respect to a mass M.
  • the converter 1 comprises a control module 10, an induction coil 20, a field effect transistor 30 and a control module 40.
  • the induction coil 20 is mounted at the input of the circuit so as to be charged when it is traversed by the input current I I.
  • a diode DI is mounted between the induction coil 20 and the upper terminal of the intermediate capacity Cint which corresponds to the output of the converter 1 connected to the injectors 2.
  • the diode DI goes from the induction coil 20 to the intermediate capacity Cint but blocking of the intermediate capacity Cint towards the induction coil 20 in order to prevent the intermediate capacity Cint from discharging into the converter 1.
  • the voltage measured at the drain D takes, at the cut-off of the transistor 30, the form of a slot followed by a damped sinusoidal oscillation centered around the input voltage of the converter 1 and characterized by its period.
  • the control module 10 is configured to send control signals to the control module 40 so that said control module 40 controls the gate G of the transistor 30 so that said transistor 30 switches into a conducting state or into a blocked state.
  • the control module 40 is configured to, when commanded by the control module 10, generate a control current from the gate G of the transistor 30.
  • the control module 40 is configured for, the transistor 30 being initially in the on state, controlling the transistor 30 in the off state at a first instant, to trigger a counter 460 of duration from said first instant, to generate a control current of transistor 30 at a second instant so that said transistor 30 switches on, to stop the counter 460 of duration at said second instant, and, if the duration elapsed between the first instant and the second instant is greater than a predetermined duration threshold, for decreasing the intensity of the control current of transistor 30 in its on state until the next off state of said transistor 30.
  • the first switch 420 and the second switch 430 are connected in series via a midpoint P1.
  • the first switch 420 is connected on the one hand to an ALIM power supply and on the other hand to said midpoint P1.
  • the second switch 430 is connected on the one hand to the midpoint P1 and on the other hand to ground M.
  • the first switch 420 is an ON transistor of the field effect transistor 30 and the second switch 430 is an ON transistor of the field effect transistor 30 .
  • the third switch 440 is floating and allows, by closing the ON setting current feedback loop, the reduction of said ON setting current.
  • the first driver 400 is configured to switch the first switch 430 between a closed position in which it authorizes the passage of current (passing state) and an open position in which it prohibits the passage of current (blocked state).
  • the second driver 410 is configured to switch the second switch 430 between a closed position in which it authorizes the passage of current (passing state) and an open position in which it prohibits the passage of current (blocked state).
  • the control unit 445 of the third switch 440 is configured to switch said third switch 440 to allow regulation of the current flowing through the first switch 420 when said first switch 420 controls the transistor 30 in the on state.
  • control unit 445 comprises a counter 460, a first logic gate of the NON 470 type, a second logic gate of type NON 475, a first logic gate of type ET 480, a second logic gate of type ET 485 and a logic flip-flop 490 of type "RS-Q.
  • the first driver 400 includes a first input which receives the control signal from the control module 10, and a second input which receives, from the current measurement unit 450, the measurement of the current flowing in the third switch 440 when said third switch 440 is closed (on state), in particular when it is put on, so that the first driver 400 reduces the intensity of the current flowing through the first switch 420 when said first switch 420 controls the transistor 30 to the passing state.
  • the output of the first driver 400 makes it possible to control the first switch 420 in opening (blocked state) or in closing (on state).
  • the second driver 410 is of the inverter type.
  • the second driver 410 receives the control signal supplied by the control module 10 and supplements it to control the second switch 430.
  • the first logic gate of the NON 470 type authorizes the triggering of the counter 460 when the command signal coming from the control module 10 has the value 0 (i.e. is zero).
  • the first driver 400 and the second driver 410 receive the same control signal from the control module 10, they simultaneously close or open the first switch 420 and the second switch 430 to control the transistor 30 in the on state or at blocked state. More precisely, when the control module 10 sends a control signal received at the binary value 1, the first driver 400 controls the first switch 420 in closing while the second driver 410 controls the second switch 430 in opening. In this case, the current flowing in the first switch 420 and the gate resistor Rg controls the gate G of the transistor 30 so that the connection between the drain D and the source S of the transistor 30 is conducting (transistor 30 in the state B).
  • the first driver 400 controls the first switch 420 in opening while the second driver 410 controls the second switch 430 in closing.
  • the voltage of the gate G of the transistor 30 drops and a discharge current crosses the gate resistance Rg and the second switch 420.
  • the drop of the gate voltage G below the conduction threshold of the transistor 30 interrupts the link between drain D and the source S of the transistor 30 so that the current which circulated between the said drain D and the said source S is also interrupted (transistor 30 in the off state).
  • the counter 460 has a first input, a second input and an output. Counter 460 is triggered when a binary signal of value 1 is received on the first input. Counter 460 is reset to zero when a binary signal of value 1 is received on the second input (commonly called “Enable”). A binary value signal 1 is generated on the output when the counter 460 reaches a predetermined duration threshold, that is to say when the counter 460 has been triggered without being reset (by its input commonly called “Reset” ) for a duration at least equal to the predetermined duration threshold.
  • the transistor 30 is initially in the on state by being controlled by a first control current supplied by a regulated voltage, in this case the supply voltage ALIM.
  • the control module 10 controls, in a step E1, the control module 40 so that said control module 40 switches the transistor 30 in the off state. More specifically, the control module 10 sends a control signal to the binary value 0 so that the transistor 30 switches to the off state.
  • This control signal is received simultaneously by the first driver 400, which then controls the first transistor 420 in opening (the value of the binary signal being 0), and by the second driver 410, which then controls the second switch 430 in closing (the value of the complemented binary signal being 1) so that the transistor 30 switches to the off state at a first instant.
  • the control signal supplemented to the value 1 by the first logic gate of the NON 470 type also triggers the counter 460 at said first instant, in a step E2. Counter 460 will subsequently be reset when said counter 460 receives a binary value 1 on its reset input.
  • a binary value signal 1 is generated and sent by counter 460 through the first logic gate of type ET 480 and logic flip-flop 490 in order to control the third switch 440 in closing.
  • the control of the transistor 30 in the state passing through the control module 40 is therefore carried out, in a step E3, from a control current whose intensity is limited to a predetermined value lower than the intensity of the first control current, thanks to the feedback of the measurement by the current measurement unit 450 to the first driver 400 through the third switch 440.
  • logic flip-flop 190 delay circuits allowing (like logic flip-flop 190 of RS type) to avoid signals switching simultaneously could be used.
  • the invention therefore advantageously makes it possible to reduce the electromagnetic disturbances usually generated by the switching on of the transistor 30 from its nominal current.

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Abstract

La présente invention a pour objet un procédé de réduction des perturbations électromagnétiques produites lors de la mise à l'état passant d'un transistor de commutation d'un convertisseur de tension continu-continu quasi-résonant. Le procédé comprend les étapes de : • le transistor étant initialement commandé à l'état passant à partir d'un premier courant de commande, contrôle (E1) du module de pilotage par le module de contrôle pour que ledit module de pilotage commute le transistor à l'état bloqué à un premier instant, • déclenchement (E2) du compteur de durée à partir dudit premier instant, et si le compteur atteint un seuil de durée prédéterminé, commande (E3), par le module de pilotage, du transistor à l'état passant à partir d'un deuxième courant de commande dont l'intensité est inférieure à l'intensité du premier courant de commande.

Description

PROCEDE DE REDUCTION DES PERTURBATIONS ELECTROMAGNETIQUES PRODUITES LORS DE
LA MISE A L' ETAT PASSANT D'UN TRANSISTOR
La présente invention concerne le domaine des convertisseurs de tension continu-continu et plus particulièrement un procédé de réduction des perturbations électromagnétiques produites lors de la mise à l’état passant d’un transistor de commutation d’un convertisseur de tension continu-continu quasi-résonant.
5 Un convertisseur de tension continu-continu, également connu sous le nom de
DCDC, permet de transformer une tension d’entrée, par exemple de 12 V, fournie par une batterie d’alimentation en une tension de sortie plus élevée, par exemple de 65 V, ou vice versa. Le principe consiste à charger une bobine avec du courant et à couper le courant cycliquement, à l’aide d’un interrupteur, notamment d’un transistor, par exemple de type0 MOS.
Dans une telle solution, l’alternance des mises à l’état passant et à l’état bloqué de l’interrupteur génère des pertes dites « de commutation ». Plus précisément, ces pertes se produisent lorsque du courant circule encore dans la bobine, et lorsque le transistor a une tension positive à ses bornes, lors de la mise à l’état passant du5 transistor (appelée mise « ON » par l’homme du métier), les pertes augmentant avec l’intensité des courants circulant simultanément dans la bobine et dans le transistor et avec la tension aux bornes du transistor. Or, il est important de maîtriser ces pertes car elles réduisent significativement le rendement du convertisseur.
Une solution permettant de réduire les pertes de commutations, connue sous0 le nom de convertisseur DCDC « quasi-résonant », consiste à synchroniser le déclenchement de l’instant de mise à l’état passant du transistor avec l’intervalle de temps (dit « de résonance ») pendant lequel l’intensité du courant circulant dans la bobine est nulle ou négative (i.e. circulant dans le sens opposé), et la tension aux bornes du transistor est minimale (ou mieux, nulle ou négative). A cette fin, le convertisseur5 comprend une capacité de résonance montée entre le drain et la source du transistor et une résistance de grille reliée à la grille du transistor.
Cependant, à la mise en fonctionnement du convertisseur, par exemple suite à une interruption, l’établissement du régime quasi-résonant nécessite un délai. Ainsi, lorsque le transistor commute à l’état passant pour la première fois lors de sa mise en0 fonctionnement alors que le convertisseur n’est pas encore en mode quasi-résonant, la tension d’entrée se décharge dans le transistor et la capacité de résonance, et produit des émissions rayonnées par le transistor qui agit alors comme une antenne. La décharge est d’autant plus rapide que la valeur de résistance de grille est faible, par exemple de l’ordre de 4 Ohms, pour garantir une décharge rapide de la bobine permettant un temps faible de5 mise à l’état passant du transistor. L’impact de ces perturbations est un risque de dépassement des limites relatives d’émissions électromagnétiques souhaitées pour un tel convertisseur.
Afin de remédier au moins en partie à cet inconvénient, une solution connue consiste à utiliser, à la place d’une unique résistance de grille, deux résistances de grilles de valeurs différentes connectées en parallèle, et dont l’une, de plus faible valeur, est connectée en série avec une diode laissant uniquement passer le courant venant de la grille du transistor. Ainsi, le courant de mise à l’état passant du transistor traverse la résistance de grille de plus forte valeur tandis que le courant venant de la grille du transistor lorsqu’il est commuté à l’état bloqué (décharge) circule dans la résistance de grille de faible valeur et la diode. De ce fait, le courant de mise à l’état passant étant significativement plus faible que le courant de mise à l’état bloqué du transistor, le courant circulant dans le transistor lors d’une mise en fonctionnement du convertisseur est plus faible, ce qui réduit les émissions rayonnées et les perturbations électromagnétiques. Cependant, la faible valeur du courant augmente le temps de mise à l’état passant du transistor, ce qui peut générer des retards tels que la mise à l’état passant du transistor ne coïncide plus avec l’intervalle de temps de résonance pendant lequel l’intensité du courant circulant dans la bobine est nulle ou négative et la tension aux bornes du transistor est minimale, de tels retards pouvant alors également provoquer des perturbations électromagnétiques.
Il existe donc le besoin d’une solution simple, rapide, fiable, peu onéreuse et efficace permettant de limiter les perturbations électromagnétiques.
A cette fin, l’invention a tout d’abord pour objet un procédé de réduction des perturbations électromagnétiques produites lors de la mise à l’état passant d’un transistor de commutation d’un convertisseur de tension continu-continu quasi-résonant, ledit convertisseur comprenant un module de contrôle, une bobine à induction, un transistor à effet de champ et un module de pilotage alimenté par un courant fourni par une alimentation, ledit transistor comprenant un drain, une source et une grille, ladite grille étant reliée au module de pilotage, le module de contrôle étant configuré pour contrôler le module de pilotage afin que ledit module de pilotage commande le transistor, à partir d’un courant de commande, dans un état passant du courant entre le drain et la source ou dans un état bloqué du courant entre le drain et la source, ledit procédé étant remarquable en ce que, le module de pilotage comprenant un compteur de durée, il comprend les étapes de :
• le transistor étant initialement commandé à l’état passant à partir d’un premier courant de commande, contrôle du module de pilotage par le module de contrôle pour que ledit module de pilotage commute le transistor à l’état bloqué à un premier instant, • déclenchement du compteur de durée à partir dudit premier instant,
• si le compteur atteint un seuil de durée prédéterminé, commande, par le module de pilotage, du transistor à l’état passant à partir d’un deuxième courant de commande dont l’intensité est inférieure à l’intensité du premier courant de commande.
Par les termes « commande ... du transistor à l’état passant à partir d’un deuxième courant de commande », on entend la commande suivante (ou prochaine commande) du transistor.
Le procédé selon l’invention permet de réduire l’intensité du courant de commande de la grille du transistor tant que le convertisseur est en régime transitoire avant d’atteindre son régime permanent dans lequel il est quasi-résonant. Cela permet notamment d’éviter au transistor d’être commandé avec un fort courant, empêchant ainsi la génération de perturbations électromagnétiques par ledit transistor sans pour autant occasionner de surchauffe (qui pourrait être engendrée par une commutation lente permanente).
En revanche, si le compteur n’atteint pas le seuil de durée prédéterminé, alors l’intensité du courant de commande (suivante) n’est pas modifiée.
De préférence, le seuil de durée prédéterminé est compris entre 10 et 50 ps.
De préférence encore, la diminution de l’intensité du courant de commande du transistor est de l’ordre de 75 à 90 % de sa valeur initiale. Ladite valeur initiale étant égale à l’intensité du courant de la grille du transistor fourni par l’alimentation dans le cas nominal où le convertisseur fonctionne en mode quasi-résonant.
Selon un aspect de l’invention, si le compteur n’atteint pas le seuil de durée prédéterminé, alors l’intensité de courant de commande est maintenue à sa valeur nominale (i.e. le premier courant de commande est utilisé).
L’invention concerne aussi un convertisseur de tension continu-continu quasi- résonant pour véhicule automobile, ledit convertisseur comprenant un module de contrôle, une bobine à induction, un transistor à effet de champ et un module de pilotage alimenté par un courant fourni par une alimentation, ledit transistor comprenant un drain, une source et une grille, ladite grille étant reliée au module de pilotage, le module de contrôle étant configuré pour contrôler le module de pilotage afin que ledit module de pilotage commande le transistor, à partir d’un courant de commande, dans un état passant du courant entre le drain et la source ou dans un état bloqué du courant entre le drain et la source, ledit convertisseur étant remarquable en ce que, le module de pilotage comprenant un compteur de durée, le convertisseur est configuré pour : • le transistor étant initialement commandé à l’état passant à partir d’un premier courant de commande, contrôler le module de pilotage pour que ledit module de pilotage commute le transistor à l’état bloqué à un premier instant,
• déclencher le compteur de durée à partir dudit premier instant,
• lorsque le compteur atteint un seuil de durée prédéterminé, commander le transistor à l’état passant à partir d’un deuxième courant de commande dont l’intensité est inférieure à l’intensité du premier courant de commande.
De préférence, le convertisseur est configuré pour diminuer l’intensité du courant de commande du transistor dans son état passant jusqu’à la prochaine mise à l’état bloqué dudit transistor.
Dans une forme de réalisation, le module de pilotage comprend un premier interrupteur et un deuxième interrupteur connectés en série via un point milieu, ledit premier interrupteur étant connecté d’une part à l’alimentation et d’autre part audit point milieu, ledit deuxième interrupteur étant connecté d’une part au point milieu et d’autre part à une masse.
De préférence, le premier interrupteur est un transistor de mise à l’état passant (mise ON) du transistor à effet de champ et le deuxième interrupteur est un transistor de mise à l’état bloqué du transistor à effet de champ.
Selon un aspect de l’invention, le module de pilotage comprend en outre un troisième interrupteur, un premier driver, configuré pour commuter le premier interrupteur, un deuxième driver, configuré pour commuter le deuxième interrupteur, et une unité de pilotage du troisième interrupteur, configurée pour commuter ledit troisième interrupteur.
Dans une forme de réalisation préférée, l’unité de pilotage comprend le compteur, deux portes logiques de type NON, deux portes logiques de type ET et une bascule logique, par exemple de type « RS-Q ».
De manière préférée, le module de pilotage comprend une unité de mesure de courant.
L’invention concerne enfin un véhicule automobile comprenant un convertisseur tel que présenté précédemment.
D’autres caractéristiques et avantages de l’invention apparaîtront lors de la description qui suit faite en regard des figures annexées données à titre d’exemples non limitatifs et dans lesquelles des références identiques sont données à des objets semblables.
- La figure 1 illustre une forme de réalisation du convertisseur selon l’invention.
- La figure 2 illustre un mode de réalisation procédé selon l’invention. On a représenté à la figure 1 un exemple de convertisseur 1 selon l’invention. Le convertisseur 1 est destiné à être monté dans un véhicule automobile, par exemple afin de fournir une tension de sortie permettant de contrôler des injecteurs 2 de carburant. Le convertisseur 1 est un convertisseur 1 de tension continu-continu quasi-résonant.
Dans l’exemple décrit ci-après, mais de manière non limitative, le convertisseur 1 est un convertisseur 1 élévateur (boost) permettant de recharger une capacité dite « intermédiaire » Cint fournissant l’énergie nécessaire pour activer les injecteurs 2 de carburant.
Le convertisseur 1 transforme une tension d’entrée Vin (courant d’entrée II) fournie par la batterie du véhicule en une tension de sortie Vout appliquée aux bornes de la capacité intermédiaire Cint, les tensions étant mesurées par rapport à une masse M.
Le convertisseur 1 comprend un module de contrôle 10, une bobine à induction 20, un transistor 30 à effet de champ et un module de pilotage 40.
La bobine à induction 20 est montée en entrée du circuit de sorte à être chargée quand elle est parcourue par le courant d’entrée II.
Une diode DI est montée entre la bobine à induction 20 et la borne haute de la capacité intermédiaire Cint qui correspond à la sortie du convertisseur 1 reliée aux injecteurs 2. La diode DI est passante de la bobine à induction 20 vers la capacité intermédiaire Cint mais bloquante de la capacité intermédiaire Cint vers la bobine à induction 20 afin d’éviter que la capacité intermédiaire Cint ne se décharge dans le convertisseur 1.
Le transistor 30 comprend un drain D, une source S et une grille G, ladite grille G étant reliée au module de pilotage 40 afin que ledit module de pilotage 40 commande le transistor 30 dans un état passant du courant entre le drain D et la source S ou dans un état bloqué du courant entre le drain D et la source S. La source S est reliée à la masse M et la grille G est reliée au module pilotage 40 via une résistance de grille Rg. Une capacité Cres est connectée en parallèle du transistor 30, entre le drain D et la source S, afin de rendre le convertisseur 1 quasi-résonnant.
La tension mesurée au niveau du drain D prend, à la coupure du transistor 30, la forme d’un créneau suivi d’une oscillation sinusoïdale amortie centrée autour de la tension d’entrée du convertisseur 1 et caractérisée par sa période.
Le module de contrôle 10 est configuré pour envoyer des signaux de commande au module de pilotage 40 afin que ledit module de pilotage 40 contrôle la grille G du transistor 30 pour que ledit transistor 30 commute dans un état passant ou dans un état bloqué. Autrement dit, le module de pilotage 40 est configuré pour, lorsqu’il est commandé par le module de contrôle 10, générer un courant de commande de la grille G du transistor 30. De préférence, le signal de commande provenant du module de contrôle 10 est de type binaire impulsionnel et permet au module de pilotage 40 de savoir si le transistor 30 doit être commandé à l’état passant (impulsion 0=>1 =>0).
Le module de pilotage 40 est configuré pour, le transistor 30 étant initialement à l’état passant, commander le transistor 30 à l’état bloqué à un premier instant, pour déclencher un compteur 460 de durée à partir dudit premier instant, pour générer un courant de commande du transistor 30 à un deuxième instant afin que ledit transistor 30 commute à l’état passant, pour arrêter le compteur 460 de durée audit deuxième instant, et, si la durée écoulée entre le premier instant et le deuxième instant est supérieure à un seuil de durée prédéterminé, pour diminuer l’intensité du courant de commande du transistor 30 dans son état passant jusqu’à la prochaine mise à l’état bloqué dudit transistor 30.
A cette fin, dans la forme de réalisation illustrée sur la figure 2, le module de pilotage 40 comprend un premier driver 400, un deuxième driver 410, un premier interrupteur 420, un deuxième interrupteur 430, un troisième interrupteur 440, une unité de pilotage 445 du troisième interrupteur 440 et une unité de mesure de courant 450.
Le premier interrupteur 420 et le deuxième interrupteur 430 sont connectés en série via un point milieu P1. Le premier interrupteur 420 est connecté d’une part à une alimentation ALIM et d’autre part audit point milieu P1. Le deuxième interrupteur 430 est connecté d’une part au point milieu P1 et d’autre part à la masse M.
De préférence, le premier interrupteur 420 est un transistor de mise à l’état passant (mise ON) du transistor 30 à effet de champ et le deuxième interrupteur 430 est un transistor de mise à l’état bloqué du transistor 30 à effet de champ. De préférence, le troisième interrupteur 440 est flottant et permet, en refermant la boucle de contre réaction de courant de mise ON, la réduction dudit courant de mise ON.
Le premier driver 400 est configuré pour commuter le premier interrupteur 430 entre une position fermée dans laquelle il autorise le passage du courant (état passant) et une position ouverte dans lequel il interdit le passage du courant (état bloqué).
De même, le deuxième driver 410 est configuré pour commuter le deuxième interrupteur 430 entre une position fermée dans laquelle il autorise le passage du courant (état passant) et une position ouverte dans lequel il interdit le passage du courant (état bloqué).
L’unité de pilotage 445 du troisième interrupteur 440 est configurée pour commuter ledit troisième interrupteur 440 pour permettre la régulation du courant traversant le premier interrupteur 420 lorsque ledit premier interrupteur 420 commande le transistor 30 à l’état passant.
Dans la forme de réalisation préférée illustrée à la figure 1 , l’unité de pilotage 445 comprend un compteur 460, une première porte logique de type NON 470, une deuxième porte logique de type NON 475, une première porte logique de type ET 480, une deuxième porte logique de type ET 485 et une bascule logique 490 de type « RS-Q.
L’unité de mesure de courant 450 permet de mesurer le courant circulant dans le troisième interrupteur 440 lorsque ledit troisième interrupteur 440 est fermé (état passant).
Le premier driver 400 comprend une première entrée qui reçoit le signal de commande provenant du module de contrôle 10, et une deuxième entrée qui reçoit, de l’unité de mesure de courant 450, la mesure du courant circulant dans le troisième interrupteur 440 lorsque ledit troisième interrupteur 440 est fermé (état passant), notamment lors de sa mise à l’état passant, afin que le premier driver 400 réduise l’intensité du courant traversant le premier interrupteur 420 lorsque ledit premier interrupteur 420 commande le transistor 30 à l’état passant. La sortie du premier driver 400 permet de commander le premier interrupteur 420 en ouverture (état bloqué) ou en fermeture (état passant).
Le deuxième driver 410 est de type inverseur. Le deuxième driver 410 reçoit le signal de commande fourni par le module de contrôle 10 et le complémente pour commander le deuxième interrupteur 430.
La première porte logique de type NON 470 autorise le déclenchement du compteur 460 lorsque le signal de commande venant du module de contrôle 10 a pour valeur 0 (i.e. est nul).
Ainsi, lorsque le premier driver 400 et le deuxième driver 410 reçoivent un même signal de commande du module de contrôle 10, ils ferment ou ouvrent simultanément le premier interrupteur 420 et le deuxième interrupteur 430 pour commander le transistor 30 à l’état passant ou à l’état bloqué. Plus précisément, lorsque le module de contrôle 10 envoie un signal de commande reçu à la valeur binaire 1 , le premier driver 400 commande le premier interrupteur 420 en fermeture tandis que le deuxième driver 410 commande le deuxième interrupteur 430 en ouverture. Dans ce cas, le courant circulant dans le premier interrupteur 420 et la résistance de grille Rg commande la grille G du transistor 30 de sorte que la liaison entre le drain D et la source S du transistor 30 soit passante (transistor 30 à l’état passant). A l’inverse, lorsque le module de contrôle 10 envoie un signal de commande reçu à la valeur binaire 0, le premier driver 400 commande le premier interrupteur 420 en ouverture tandis que le deuxième driver 410 commande le deuxième interrupteur 430 en fermeture. Dans ce cas, la tension de la grille G du transistor 30 chute et un courant de décharge traverse la résistance de grille Rg et le deuxième interrupteur 420. La chute de la tension de grille G en_dessous du seuil de conduction du transistor 30 interrompt la liaison entre le drain D et la source S du transistor 30 de sorte que le courant qui circulait entre ledit drain D et ladite source S s’interrompe également (transistor 30 à l’état bloqué).
Le compteur 460 comporte une première entrée, une deuxième entrée et une sortie. Le compteur 460 est déclenché lorsqu’un signal binaire de valeur 1 est reçu sur la première entrée. Le compteur 460 est remis à zéro lorsqu’un signal binaire de valeur 1 est reçu sur la deuxième entrée (appelée communément « Enable »). Un signal de valeur binaire 1 est généré sur la sortie lorsque le compteur 460 atteint un seuil de durée prédéterminé, c’est-à-dire lorsque le compteur 460 a été déclenché sans être remis à zéro (par son entrée appelée communément « Reset ») depuis une durée au moins égale au seuil de durée prédéterminé.
Ce seuil de durée prédéterminé est choisi de sorte à différencier le régime transitoire et le régime permanent de fonctionnement du convertisseur 1 quasi-résonant. En effet, lorsque le convertisseur 1 est activé après une période de repos, par exemple lorsque le contact est réalisé sur le véhicule à partir de la clé de contact, une période initiale dite « de régime transitoire » est nécessaire au convertisseur 1 avant de devenir quasi-résonant. Lors de cette période, le temps s’écoulant entre un passage à l’état bloqué du transistor 30 et le passage à l’état passant suivant du transistor 30 est relativement long alors qu’il est plus faible en régime permanent pour lequel le convertisseur 1 est quasi-résonant. Or, c’est lors de ce régime transitoire que des perturbations électromagnétiques importantes peuvent se produire. Ainsi, le seuil de durée prédéterminé est fixé de sorte à distinguer le régime transitoire du régime permanent. Par exemple, le seuil de durée prédéterminé peut être compris entre 5 et 50 ps.
Un exemple de mise en oeuvre du circuit de la figure 1 va maintenant être décrit en référence à la figure 2.
Le transistor 30 est initialement à l’état passant en étant commandé par un premier courant de commande fourni par une tension régulée, en l’espèce la tension d’alimentation ALIM.
Tout d’abord, le module de contrôle 10 contrôle, dans une étape E1 , le module de pilotage 40 afin que ledit module de pilotage 40 commute le transistor 30 à l’état bloqué. Plus précisément, le module de contrôle 10 envoie un signal de commande à la valeur binaire 0 afin que le transistor 30 commute à l’état bloqué. Ce signal de commande est reçu simultanément par le premier driver 400, qui commande alors le premier transistor 420 en ouverture (la valeur du signal binaire étant de 0), et par le deuxième driver 410, qui commande alors le deuxième interrupteur 430 en fermeture (la valeur du signal binaire complémenté étant de 1 ) de sorte que le transistor 30 commute à l’état bloqué à un premier instant. Le signal de commande complémenté à la valeur 1 par la première porte logique de type NON 470 déclenche également le compteur 460 audit premier instant, dans une étape E2. Le compteur 460 sera ultérieurement remis à zéro lorsque ledit compteur 460 recevra une valeur binaire 1 sur son entrée de remise à zéro.
Si la durée mesurée par le compteur 460 atteint le seuil de durée prédéterminé (i.e. si le compteur n’a pas été remis à zéro lorsqu’une durée égale au seuil de durée prédéterminé s’est écoulée) avant que le module de contrôle 10 n’envoie un signal de commande à la valeur binaire 1 , alors un signal de valeur binaire 1 est généré et envoyé par le compteur 460 à travers la première porte logique de type ET 480 et la bascule logique 490 afin de commander le troisième interrupteur 440 en fermeture.
Ceci entraîne la limitation de l’intensité du courant circulant dans le premier interrupteur 420 à une valeur faible, de préférence inférieure de 75 à 90% à la valeur nominale, grâce à la contre-réaction de la mesure de courant par l’unité de mesure de courant 450, sur la deuxième entrée du premier driver 400, laquelle entrée est comparée à une référence interne à l’intérieur audit premier driver 400 correspondant à un courant inférieur.
La commande du transistor 30 à l’état passant par le module de pilotage 40 est donc réalisée, dans une étape E3, à partir d’un courant de commande dont l’intensité est limitée à une valeur prédéterminée inférieure à l’intensité du premier courant de commande, grâce à la contre-réaction de la mesure par l’unité de mesure de courant 450 vers le premier driver 400 à travers le troisième interrupteur 440.
En revanche, si la durée mesurée par le compteur n’a pas atteint le seuil de durée prédéterminé au moment où le module de contrôle 10 envoie le signal de commande à la valeur binaire 1 (étape E1 ), le troisième interrupteur 440 n’est pas commuté à l’état passant, car la bascule logique 490 est mise à zéro par la valeur binaire 1 venant de la deuxième porte logique de type ET 485. L’intensité du courant de mise à l’état passant (ON) du premier interrupteur 420 n’est alors pas limitée et conservera sa valeur initiale élevée, par exemple de l’ordre de 100 mA à 1 A.
On notera qu’à la place de la bascule logique 190, des circuits de retard permettant (comme la bascule logique 190 de type RS) d’éviter des signaux commutant simultanément pourraient être utilisés.
L’invention permet donc avantageusement de réduire les perturbations électromagnétiques générées habituellement par la mise à l’état passant du transistor 30 à partir de son courant nominal.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de réduction des perturbations électromagnétiques produites lors de la mise à l’état passant d’un transistor (30) de commutation d’un convertisseur (1 ) de tension continu-continu quasi-résonant, ledit convertisseur (1 ) comprenant un module de contrôle (10), une bobine à induction (20), un transistor (30) à effet de champ et un module de pilotage (40) alimenté par un courant fourni par une alimentation (ALIM), ledit transistor (30) comprenant un drain (D), une source (S) et une grille (G), ladite grille (G) étant reliée au module de pilotage (40), le module de contrôle (10) étant configuré pour contrôler le module de pilotage (40) afin que ledit module de pilotage (40) commande le transistor (30), à partir d’un courant de commande, dans un état passant du courant entre le drain (D) et la source (S) ou dans un état bloqué du courant entre le drain (D) et la source (S), ledit procédé étant caractérisé en ce que le module de pilotage (40) comprenant un compteur (460) de durée, comprend les étapes de :
• le transistor (30) étant initialement commandé à l’état passant à partir d’un premier courant de commande, contrôle (E1 ) du module de pilotage (40) par le module de contrôle (10) pour que ledit module de pilotage (40) commute le transistor (30) à l’état bloqué à un premier instant,
• déclenchement (E2) du compteur (460) de durée à partir dudit premier instant,
• si le compteur (460) atteint un seuil de durée prédéterminé, commande (E3), par le module de pilotage (40), du transistor (30) à l’état passant à partir d’un deuxième courant de commande dont l’intensité est inférieure à l’intensité du premier courant de commande.
2. Procédé selon la revendication 1 , dans lequel le seuil de durée prédéterminé est compris entre 5 et 50 ps.
3. Procédé selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel la diminution de l’intensité du courant de commande du transistor (30) est de l’ordre de 75 à 90%.
4. Convertisseur (1 ) de tension continu-continu quasi-résonant pour véhicule automobile, ledit convertisseur (1 ) comprenant un module de contrôle (10), une bobine à induction (20), un transistor (30) à effet de champ et un module de pilotage (40) alimenté par un courant fourni par une alimentation (ALIM), ledit transistor (30) comprenant un drain (D), une source (S) et une grille (G), ladite grille (G) étant reliée au module de pilotage (40), le module de contrôle (10) étant configuré pour contrôler le module de pilotage (40) afin que ledit module de pilotage (40) commande le transistor (30), à partir d’un courant de commande, dans un état passant du courant entre le drain (D) et la source (S) ou dans un état bloqué du courant entre le drain (D) et la source (S), ledit convertisseur étant caractérisé en ce que, le module de pilotage (40) comprenant un compteur (460) de durée, le convertisseur (1 ) est configuré pour :
• le transistor (30) étant initialement commandé à l’état passant à partir d’un premier courant de commande, contrôler le module de pilotage (40) pour que ledit module de pilotage (40) commute le transistor (30) à l’état bloqué à un premier instant,
• déclencher le compteur (460) de durée à partir dudit premier instant,
• si le compteur (460) atteint un seuil de durée prédéterminé, commander le transistor (30) à l’état passant à partir d’un deuxième courant de commande dont l’intensité est inférieure à l’intensité du premier courant de commande.
5. Convertisseur (1 ) selon la revendication précédente, dans lequel le convertisseur (1 ) est configuré pour diminuer l’intensité du courant de commande du transistor (30) dans son état passant jusqu’à la prochaine mise à l’état bloqué dudit transistor (30).
6. Convertisseur (1 ) selon la revendication précédente, dans lequel le module de pilotage (40) comprend un premier interrupteur (420) et un deuxième interrupteur (430) connectés en série via un point milieu (P1 ), ledit premier interrupteur (420) étant connecté d’une part à l’alimentation (ALIM) et d’autre part audit point milieu (P1 ), ledit deuxième interrupteur (430) étant connecté d’une part au point milieu (P1 ) et d’autre part à une masse (M).
7. Convertisseur (1 ) selon la revendication précédente, dans lequel le premier interrupteur (420) est un transistor de mise à l’état passant du transistor (30) à effet de champ et le deuxième interrupteur (430) est un transistor de mise à l’état bloqué du transistor (30) à effet de champ.
8. Convertisseur (1 ) selon la revendication précédente, dans lequel le module de pilotage (40) comprend en outre un troisième interrupteur (440), un premier driver (400), configuré pour commuter le premier interrupteur (420), un deuxième driver (410), configuré pour commuter le deuxième interrupteur (430), une unité de pilotage (445) du troisième interrupteur (440), configurée pour commuter ledit troisième interrupteur (440), et une unité de mesure de courant (450).
9. Convertisseur (1 ) selon la revendication précédente, dans lequel l’unité de pilotage (445) comprend le compteur (460), deux portes logiques de type NON (470, 475), deux portes logiques de type ET (480, 485) et une bascule logique (490).
10. Véhicule automobile comprenant un convertisseur (1 ) selon l’une des revendications 4 à 9.
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