WO2020008974A1

WO2020008974A1 - 無線通信装置及び無線通信方法

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Publication number: WO2020008974A1
Application number: PCT/JP2019/025362
Authority: WO
Inventors: 太田　厚; 耕大伊藤; 和人後藤; 白戸　裕史; 直樹北
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: NTT Inc
Priority date: 2018-07-04
Filing date: 2019-06-26
Publication date: 2020-01-09
Anticipated expiration: 2021-01-04
Also published as: JP7044972B2; JP2020010124A; US20210281453A1; US11637575B2

Abstract

第１の無線通信装置は、少なくとも隣接する周波数成分において有効な信号成分を伴わないパイロット信号を生成した送信信号に付与し、パイロット信号を含む送信信号を送信する。第２の無線通信装置は、受信した信号ないしは該信号を周波数変換した信号を周波数領域の信号に変換し、第２の無線通信装置と第１の無線通信装置との間の距離の概算値を設定し、距離の概算値と有効帯域幅と光速とＦＦＴポイント数と周波数成分の番号に基づいて係数γｋを算出し、周波数領域の信号を抽出し、位相雑音補償がなされたサンプリング信号を生成し、第１の無線通信装置より伝送されるデータを再生する。

Description

無線通信装置及び無線通信方法

　本発明は、無線通信装置及び無線通信方法に関する。

　現在、スマートフォンなどの高機能な移動通信端末が爆発的に普及している。携帯電話に関しては、第３世代移動通信から第４世代移動通信に移行し、現在ではさらに先の第５世代移動通信（通称「５Ｇ」）に関する研究開発が進められている。５Ｇでは、伝送速度の目標値に１０Ｇｂｉｔ／ｓ（ギガビット毎秒）以上が設定されており、このスモールセルでも同様の大容量の通信を行うことでトラヒックの効率的なオフロードを実現する必要がある。マクロセルにおいては長距離伝搬を許容するために周波数の低いマイクロ波帯を利用することが前提となる。しかし、既に周波数資源が枯渇しつつあるマイクロ波帯の現状を考慮し、比較的近距離での通信を想定するスモールセルでは、比較的周波数の高い準ミリ波帯またはミリ波帯の利用が想定されている。

　図１７は、従来の無線局装置の回路構成を示す図である。図１７に示すように、無線局装置６０は、送信部６１、受信部６５、インタフェース回路６７、ＭＡＣ（Medium Access Control）層処理回路６８、及び通信制御回路４１を備える。無線局装置６０は、インタフェース回路６７を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路６７は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをＭＡＣ層処理回路６８に出力する。ＭＡＣ層処理回路６８は、無線局装置６０全体の動作の管理制御を行う通信制御回路４１の指示に従い、ＭＡＣ層に関する処理を行う。ここで、ＭＡＣ層に関する処理には、インタフェース回路６７で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータ即ち無線パケットとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の付与などが含まれる。ＭＩＭＯ伝送では、一つの無線局装置６０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部６１に出力される。

　図１８は、無線局装置６０における送信部６１の構成の一例を示す概略ブロック図である。図１８に示すように、送信部６１は、送信信号処理回路８１１－１～８１１－Ｎ_ＳＤＭ（Ｎ_ＳＤＭは２以上の整数）と、加算合成回路８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔ（Ｎ_Ａｎｔは２以上の整数）と、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）＆ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）付与回路８１３－１～８１３－Ｎ_Ａｎｔと、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器８１４－１～８１４－Ｎ_Ａｎｔと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６－１～８１６－Ｎ_Ａｎｔと、フィルタ８１７－１～８１７－Ｎ_Ａｎｔと、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）８１８－１～８１８－Ｎ_Ａｎｔと、アンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔと、送信ウエイト処理部８４０とを備えている。送信信号処理回路８１１－１～８１１－Ｎ_ＳＤＭと、送信ウエイト処理部８４０とは、図１８において示した通信制御回路４１に接続されている。

　送信ウエイト処理部８４０は、チャネル情報取得回路８４１と、チャネル情報記憶回路８４２と、送信ウエイト算出回路８４３とを備えている。ここで、図１８における送信信号処理回路８１１－１～８１１－Ｎ_ＳＤＭの添え字のＮ_ＳＤＭは、同時に空間多重を行う多重数を表す。また、加算合成回路８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔからアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔまでの回路の添え字のＮ_Ａｎｔは、無線局装置６０が備えるアンテナ素子数を表す。

　図１８に示す構成では、一つの無線局装置６０が他の無線局装置６０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部６１に入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路８１１－１～８１１－Ｎ_ＳＤＭに入力される。送信信号処理回路８１１－１～８１１－Ｎ_ＳＤＭは、宛先の無線局装置６０に送信すべきデータ（データ入力＃１～＃Ｎ_ＳＤＭ）がＭＡＣ層処理回路６８から無線回線で送信するデータ（無線パケット）が入力されると、これに対して変調処理を行う。
ここで、例えばＯＦＤＭ（Orthogonal frequency-division multiplexing：直交周波数分割多重）変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が行われる。更に、変調処理がなされたベースバンド信号にサブキャリアごとに送信ウエイトが乗算される。各アンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔに対応した送信ウエイトが乗算された信号は、必要に応じて残りの信号処理が施され、ベースバンドにおける送信信号の周波数領域の信号として各送信信号処理回路８１１－１～８１１－Ｎ_ＳＤＭから加算合成回路８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔに入力される。

　加算合成回路８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔに入力された信号は、サブキャリアごとに合成される。合成された信号は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３－１～８１３－Ｎ_Ａｎｔにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ－ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４－１～８１４－Ｎ_Ａｎｔでデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６－１～８１６－Ｎ_Ａｎｔで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の領域に信号が含まれるため、フィルタ８１７－１～８１７－Ｎ_Ａｎｔで帯域外の信号を除去し、送信すべき信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８－１～８１８－Ｎ_Ａｎｔで増幅され、アンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔより送信される。

　図１９は、無線局装置６０における受信部６５の構成の一例を示す概略ブロック図である。図１９に示すように、受信部６５は、アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔと、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）８５２－１～８５２－Ｎ_Ａｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４－１～８５４－Ｎ_Ａｎｔと、フィルタ８５５－１～８５５－Ｎ_Ａｎｔと、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器８５６－１～８５６－Ｎ_Ａｎｔと、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路８５７－１～８５７－Ｎ_Ａｎｔと、受信信号処理回路８４５－１～８４５－Ｎ_ＳＤＭと、受信ウエイト処理部８４４とを備えている。受信信号処理回路８４５－１～８４５－Ｎ_ＳＤＭと、受信ウエイト処理部８４４とは、図１７において示した通信制御回路４１に接続されている。受信ウエイト処理部８４４は、チャネル情報推定回路８４６と、受信ウエイト算出回路８４７とを備えている。

　まず、アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔで受信した信号は、ローノイズアンプ８５２－１～８５２－Ｎ_Ａｎｔで増幅される。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４－１～８５４－Ｎ_Ａｎｔで乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の信号も含まれるため、フィルタ８５５－１～８５５－Ｎ_Ａｎｔで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６－１～８５６－Ｎ_Ａｎｔでデジタルベースバンド信号に変換される。例えばＯＦＤＭを用いる場合には、デジタルベースバンド信号はＦＦＴ回路８５７－１～８５７－Ｎ_Ａｎｔに入力され、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各サブキャリアの信号に分離）する。この各サブキャリアに分離された信号は、受信信号処理回路８４５－１～８４５－Ｎ_ＳＤＭに入力されるとともに、チャネル情報推定回路８４６にも入力される。

　チャネル情報推定回路８４６では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に送信局側のアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔと受信局側のアンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔとの間のチャネル情報のチャネルベクトルをサブキャリアごとに推定し、その推定結果を受信ウエイト算出回路８４７に出力する。受信ウエイト算出回路８４７では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトをサブキャリアごとに算出する。この受信ウエイトに関しては、例えば前述の様に、ＺＦ型の擬似逆行列を利用したり、ＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列を利用したりする。この際、各アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔで受信された信号を合成するための受信ウエイトベクトルは、信号系列ごとに異なり、上述のＺＦ型の擬似逆行列ないしはＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列などの行ベクトルに相当し、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路８４５－１～８４５－Ｎ_ＳＤＭにそれぞれ入力される。

　受信信号処理回路８４５－１～８４５－Ｎ_ＳＤＭでは、ＦＦＴ回路８５７－１～８５７－Ｎ_Ａｎｔから入力されたサブキャリアごとの信号に対し、受信ウエイト算出回路８４７から入力された受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔで受信された信号をサブキャリアごとに加算合成する。受信信号処理回路８４５－１～８４５－Ｎ_ＳＤＭは、加算合成した信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをＭＡＣ層処理回路６８に出力する。

　ここで、異なる受信信号処理回路８４５－１～８４５－Ｎ_ＳＤＭでは、異なる信号系列の信号処理が行われる。また、複数の受信信号処理回路８４５－１～８４５－Ｎ_ＳＤＭにまたがった受信信号処理として、ＭＬＤやＱＲ分解を用いた簡易ＭＬＤ等を用いても良い。また、ＭＡＣ層処理回路６８は、ＭＡＣ層に関する処理（例えば、インタフェース回路６７に対して入出力するデータと、無線回線上で送受信されるデータ即ち無線パケットとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の終端など）を行う。ＭＡＣ層処理回路６８にて処理された受信データは、インタフェース回路６７を介して外部機器ないしはネットワークに出力される。また、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路４１が管理する。

　以上説明した上記構成の最大の特徴は、受信信号処理回路８４５－１～８４５－Ｎ_ＳＤＭや送信信号処理回路８１１－１～８１１－Ｎ_ＳＤＭで行う送受信ウエイトの乗算処理は、周波数成分ごとに異なるウエイトを用い、これに対応するため時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各サブキャリアの信号に分離）するＦＦＴ回路８５７－１～８５７－Ｎ_Ａｎｔ、周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換するＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３－１～８１３－Ｎ_Ａｎｔを実装するＯＦＤＭ変調方式を用いる場合には典型的であるが、異なるサブキャリアの信号は相互に直交しており、送信側で所定のサブキャリアに割り当てた信号は他のサブキャリアに漏れこむことなしに、ＦＦＴ回路８５７－１～８５７－Ｎ_Ａｎｔによりサブキャリア毎の信号に分離される。この様なサブキャリア間の信号干渉がないことを前提に処理が行われるという特徴を有している。

　また、非特許文献１には、上記の構成と異なる構成が示されている。非特許文献１に記載された無線局装置の構成においても、無線局装置の構成は図１７に示す無線局装置６０と等価な構成をとる。図１７と異なるのは送信部６１が送信部６２ａに、受信部６５が受信部６６ａに、通信制御回路４１が通信制御回路４２に置き換えられている点のみであり、このため全体的な機能及び特徴は図１７に準じており、ここでは図及び説明の詳細は省略する。

　図２０は、非特許文献１における無線局装置の送信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。図２０に示すように、送信部６２ａは、送信信号処理回路７１１－１～７１１－Ｎ_ＳＤＭと、加算合成回路８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔと、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３－１～３１３－Ｎ_ＳＤＭと、Ｄ／Ａ変換器８１４－１～８１４－Ｎ_Ａｎｔと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６－１～８１６－Ｎ_Ａｎｔと、フィルタ８１７－１～８１７－Ｎ_Ａｎｔと、ハイパワーアンプ８１８－１～８１８－Ｎ_Ａｎｔと、アンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔと、送信ウエイト処理部７４０と、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１－１～７６１－Ｎ_ＳＤＭとを備えている。送信信号処理回路７１１－１～７１１－Ｎ_ＳＤＭと、送信ウエイト処理部７４０とは、通信制御回路４２に接続されている。

　送信ウエイト処理部７４０は、チャネル情報取得回路７４１と、チャネル情報記憶回路７４２と、時間軸送信ウエイト算出回路７４３とを備えている。また、加算合成回路８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔからアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔなどの回路の添え字のＮ_Ａｎｔは、無線局装置６０が備えるアンテナ素子数を表す。図１８との差分は、図１８ではアンテナ系統ごとにＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３－１～８１３－Ｎ_Ａｎｔが備えられ、アンテナ系統ごとにＩＦＦＴ処理などを行うと共に、送信ウエイトの乗算は周波数領域で行っていた。しかし、送信信号処理回路７１１－１～７１１－Ｎ_ＳＤＭでは基本的に送信ウエイトを乗算せず、時間領域にて送信ウエイトを乗算するための時間軸送信ウエイト乗算回路７６１－１～７６１－Ｎ_ＳＤＭと、これに伴う送信ウエイトの信号処理を行う送信ウエイト処理部７４０が送信ウエイト処理部８４０に変えて実装されている。

　非特許文献１における技術では、一つの無線局装置６０が他の無線局装置６０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部６２ａに入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路７１１－１～７１１－Ｎ_ＳＤＭに入力される。送信信号処理回路７１１－１～７１１－Ｎ_ＳＤＭは、宛先の無線局装置６０に送信すべきデータ（データ入力＃１～＃Ｎ_ＳＤＭ）がＭＡＣ層処理回路６８から無線回線で送信するデータ（無線パケット）が入力されると、これに対して変調処理を行う。

　ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が行われる。ここでは基本的に送信ウエイトの乗算を行わず、基本的に各信号系列の変調処理等の、無線信号の送信に必要な信号処理を施す。これらの信号処理を行った後、ベースバンドにおける送信信号の周波数領域の信号として各送信信号処理回路７１１－１～７１１－Ｎ_ＳＤＭからＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３－１～３１３－Ｎ_ＳＤＭに入力される。ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３－１～３１３－Ｎ_ＳＤＭでは、送信信号処理回路７１１－１～７１１－Ｎ_ＳＤＭから入力された周波数領域の信号をＩＦＦＴ処理し、さらにガードインターバルを挿入し、必要に応じて波形成形などの処理を行い、時間領域の信号に変換する。

　これらの信号は時間軸送信ウエイト乗算回路７６１－１～７６１－Ｎ_ＳＤＭに入力され、ここでサンプリングデータ毎に信号系列ごとの時間軸送信ウエイトを乗算する。この時間軸送信ウエイトは、受信系において受信ウエイトを算出する際の情報ないしはこの情報にキャリブレーション処理を施した情報などをチャネル情報取得回路７４１が情報収集し、この必要な情報をチャネル情報記憶回路７４２が記憶する。チャネル情報記憶回路７４２が記憶した情報を基に、通信相手である無線局装置６０宛の時間領域の送信ウエイトを時間軸送信ウエイト算出回路７４３が算出する。この送信ウエイト処理部７４０の処理は基本的に時間領域の送信ウエイトを算出するためのもので、この様な構成以外にも、受信側で算出した時間領域の受信ウエイトに、送信／受信間のアンテナ素子ごとの複素位相の回転量を補正するキャリブレーション処理を施すことで時間軸送信ウエイトを算出しても構わない。この様な機能を備えれば、送信ウエイト処理部７４０の構成は如何なるものであっても構わない。また、この時間軸送信ウエイトは逐次更新するものであっても良いし、チャネルの時変動が無視できる場合には、一度算出したウエイトを記憶しておき、使いまわす形で利用しても構わない。

　この様にして時間領域の送信ウエイトをアンテナ素子系統毎に乗算した信号は、空間多重する信号系列に亘り加算合成回路８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔに入力され、サンプリングデータ毎に加算合成される。合成された信号は、アンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４－１～８１４－Ｎ_Ａｎｔでデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６－１～８１６－Ｎ_Ａｎｔで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の領域に信号が含まれるため、フィルタ８１７－１～８１７－Ｎ_Ａｎｔで帯域外の信号を除去し、送信すべき信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８－１～８１８－Ｎ_Ａｎｔで増幅され、アンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔより送信される。また通信制御回路４２は、無線局装置が基地局装置である場合には、複数の端末局装置と通信することになるため、宛先局がどの端末局装置であるかを管理し、利用する時間軸送受信ウエイトがいずれであるかを指定する。

　なお、非特許文献１に記載された技術において用いる時間軸の送信ウエイトは、無線局装置６０のアンテナ素子から通信相手の無線局装置６０のアンテナ素子に向けての各チャネル行列に対する第１右特異ベクトルの近似解に相当する。なお、非特許文献１に記載された技術においては、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１－１～７６１－Ｎ_ＳＤＭから出力されるＮ_ＳＤＭ系統の信号は加算合成回路８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔにて合成され、後続するＤ／Ａ変換器８１４－１～８１４－Ｎ_Ａｎｔからアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔまでを共用するが、加算合成回路８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔにて合成することなく個別に後続するＤ／Ａ変換器８１４－１～８１４－Ｎ_Ａｎｔからアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔまでを実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔによりサブアレーを構成しても良い。

　図２１は、非特許文献１における無線局装置の受信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。図２１に示すように、受信部６６ａは、アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔと、ローノイズアンプ８５２－１～８５２－Ｎ_Ａｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４－１～８５４－Ｎ_Ａｎｔと、フィルタ８５５－１～８５５－Ｎ_Ａｎｔと、Ａ／Ｄ変換器８５６－１～８５６－Ｎ_Ａｎｔと、ＦＦＴ回路２５７－１～２５７－Ｎ_ＳＤＭと、受信信号処理回路７４５－１～７４５－Ｎ_ＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト乗算回路７５５－１～７５５－Ｎ_ＳＤＭと、時間軸受信ウエイト算出回路７５７とを備えている。受信信号処理回路７４５－１～７４５－Ｎ_ＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト算出回路７５７とは、通信制御回路４２に接続されている。受信ウエイト処理部７４４は、チャネル情報推定回路７４６と、受信ウエイト算出回路７４７とを備えている。

　まず、アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔで受信した信号は、ローノイズアンプ８５２－１～８５２－Ｎ_Ａｎｔで増幅される。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４－１～８５４－Ｎ_Ａｎｔで乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の信号も含まれるため、フィルタ８５５－１～８５５－Ｎ_Ａｎｔで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６－１～８５６－Ｎ_Ａｎｔで時間領域のデジタルベースバンド信号に変換される。

　この時間領域のデジタルベースバンド信号は、空間多重する各信号系列に対応した時間軸受信ウエイト乗算回路７５５－１～７５５－Ｎ_ＳＤＭに入力され、各アンテナ系統のサンプリングデータに時間領域の受信ウエイトである時間軸受信ウエイトを、サンプリングデータ毎に乗算して全アンテナ系統に対して加算する。この処理はＮ_ＳＤＭ個の時間軸受信ウエイト乗算回路７５５－１～７５５－Ｎ_ＳＤＭで個別に実施され、その結果をＦＦＴ回路２５７－１～２５７－Ｎ_ＳＤＭに出力する。ＦＦＴ回路２５７－１～２５７－Ｎ_ＳＤＭでは、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングでガードインターバルを除去し、それをＦＦＴ処理により時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。これらの周波数領域の信号は受信信号処理回路７４５－１～７４５－Ｎ_ＳＤＭに入力され、受信ウエイト処理部７４４より与えられる受信ウエイトを用いてサブキャリア毎に各信号系列間の相互干渉を抑圧し、必要に応じて誤り訂正などの残りの処理を実施し送信信号を再生する。この結果はＭＡＣ層処理回路６８に出力される。

　ここで、異なる受信信号処理回路７４５－１～７４５－Ｎ_ＳＤＭでは、異なる信号系列の信号処理が行われるが、複数の受信信号処理回路７４５－１～７４５－Ｎ_ＳＤＭにまたがった受信信号処理として、ＭＬＤやＱＲ分解を用いた簡易ＭＬＤ等を用いても良い。
　ここで、ＦＦＴ回路２５７－１～２５７－Ｎ_ＳＤＭからの出力はチャネル情報推定回路７４６にも入力される。チャネル情報推定回路７４６では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に送信局と受信局側の間の空間多重される信号系列間（信号系列数はＮ_ＳＤＭ）のチャネル情報をサブキャリアごとに推定し、その推定結果を受信ウエイト算出回路７４７に出力する。受信ウエイト算出回路７４７では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトをサブキャリアごとに算出する。この受信ウエイトに関しては、例えば前述の様に、ＺＦ型の擬似逆行列を利用したり、ＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列を利用したりする。この際、受信信号処理回路７４５－１～７４５－Ｎ_ＳＤＭに対応する受信ウエイトベクトルは信号系列ごとに異なり、上述のＺＦ型の逆行列ないしはＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列などの行ベクトルに相当し、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路７４５－１～７４５－Ｎ_ＳＤＭにそれぞれ入力される。

　さらに、Ａ／Ｄ変換器８５６－１～８５６－Ｎ_Ａｎｔからの出力は、時間軸受信ウエイト算出回路７５７にも入力される。ここでは、基準アンテナのチャネル推定用の既知の信号がＯＦＤＭシンボルの１周期（ガードインターバルを除くデータ部分）ないしは整数周期分のサンプリングデータに対し、それらの相関を取る形で時間軸受信ウエイトを算出する。具体的には、空間多重される信号系列ごとに送信される、例えば第ｊアンテナの第ｋサンプルのサンプリングデータをｘ_ｊ ^（ｋ）と置き、基準アンテナを第１アンテナとするならば、以下の式（１）でその信号系列の時間軸受信ウエイトは算出される。

　この係数はＮ_ＳＤＭ系統に対して個別に求められ、それぞれが対応する個別の時間軸受信ウエイト乗算回路７５５－１～７５５－Ｎ_ＳＤＭに入力される。また送信部６２ａと同様に、受信部６６ａは、アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_ＡｎｔからＡ／Ｄ変換器８５６－１～８５６－Ｎ_Ａｎｔまでを共用し、Ａ／Ｄ変換器８５６－１～８５６－Ｎ_Ａｎｔからの出力をＮ_ＳＤＭ系統にコピーして個別の時間軸受信ウエイト乗算回路７５５－１～７５５－Ｎ_ＳＤＭに入力しているが、アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_ＡｎｔからＡ／Ｄ変換器８５６－１～８５６－Ｎ_Ａｎｔまでを個別に実装し、各アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔがサブアレー構成となるように実現することも可能である。

　また、非特許文献２には、上記の各構成と異なる構成が示されている。非特許文献２に記載された無線局装置の構成においても、無線局装置の構成は図１７に示す無線局装置６０と等価な構成をとる。図１７と異なるのは送信部６１が送信部６２ｂに、受信部６５が受信部６６ｂに、通信制御回路４１が通信制御回路４３に置き換えられている点のみであり、このため全体的な機能及び特徴は図１７に準じており、ここでは図及び説明の詳細は省略する。

　図２２は、非特許文献２における無線局装置の送信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。図２２に示すように、送信部６２ｂは、送信信号処理回路７１１－１～７１１－Ｎ_ＳＤＭと、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３－１～３１３－Ｎ_ＳＤＭと、Ｄ／Ａ変換器３１４－１～３１４－Ｎ_ＳＤＭと、ローカル発振器８１５と、ミキサ３１６－１～３１６－Ｎ_ＳＤＭと、フィルタ３１７－１～３１７－Ｎ_ＳＤＭと、ハイパワーアンプ８１８－１～８１８－Ｎ_Ａｎｔと、アンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔと、合成器６７１－１～６７１－Ｎ_Ａｎｔと、移相器群６８１－１～６８１－Ｎ_ＳＤＭと、分配器６７３－１～６７３－Ｎ_ＳＤＭと、位相制御回路６８８と、時間軸送信ウエイト算出回路６４２を備えている。送信信号処理回路７１１－１～７１１－Ｎ_ＳＤＭと、時間軸送信ウエイト算出回路６４２とは、通信制御回路４３に接続されている。

　非特許文献２には、時間軸送信ウエイトの算出方法が記されている。これまで説明してきた背景技術では、例えば図１９や図２１に記載の様に、アンテナ素子毎にＡ／Ｄ変換器８５６を実装しており、このＡ／Ｄ変換器８５６からのサンプリングデータを用いて、アンテナ素子毎のチャネルの推定や基準アンテナ素子と各アンテナ素子の間の相関などを直接取得することができた。しかし、非特許文献２では、後述する受信部６６ｂにおいても送信部６２ｂと同様に、移相器を用いて各アンテナ素子の信号の複素位相を回転するため、Ａ／Ｄ変換器はアンテナ素子毎ではなく空間多重される信号系列ごとに実装され、必ずしも直接的に全アンテナ素子に関する時間軸送信ウエイト及び時間軸受信ウエイトを算出できるわけではない。

　しかし、非特許文献２に示す手法などを用いて、一部のアンテナ素子を用いて無線信号の到来方向を推定し、その到来方向に向けるように全アンテナ素子の時間軸送受信ウエイトを算出することは可能である。したがって、時間軸送信ウエイト算出回路７４３は本図には記載しない何らかの到来方向推定手段などを用い、時間軸送信ウエイトを算出する機能を備えるものとする。

　図２０との差分は、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１－１～７６１－Ｎ_ＳＤＭと加算合成回路８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔが省略され、代わりに合成器６７１－１～６７１－Ｎ_Ａｎｔ、移相器群６８１－１～６８１－Ｎ_ＳＤＭ、分配器６７３－１～６７３－Ｎ_ＳＤＭ、及び位相制御回路６８８とが追加された点、及び時間軸送信ウエイト算出回路７４３が時間軸送信ウエイト算出回路６４２に変更された点である。これは、時間軸送信ウエイトの乗算処理が、図２０では時間軸送信ウエイト乗算回路７６１－１～７６１－Ｎ_ＳＤＭと加算合成回路８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔによりデジタル信号処理として実現していたのに対し、本背景技術では合成器６７１－１～６７１－Ｎ_Ａｎｔ、移相器群６８１－１～６８１－Ｎ_ＳＤＭ、分配器６７３－１～６７３－Ｎ_ＳＤＭにてアナログ信号処理として実現されるように変更されている。

　さらにこの変更に伴い、上述のようにアンテナ素子毎にＤ／Ａ変換器８１４－１～８１４－Ｎ_Ａｎｔ、ミキサ８１６－１～８１６－Ｎ_Ａｎｔ、フィルタ８１７－１～８１７－Ｎ_Ａｎｔが実装されていたものが、空間多重伝送の信号系列ごとにＤ／Ａ変換器３１４－１～３１４－Ｎ_ＳＤＭ、ミキサ３１６－１～３１６－Ｎ_ＳＤＭ、フィルタ３１７－１～３１７－Ｎ_ＳＤＭとして実装されるように変更されている。一般に、Ｎ_Ａｎｔは超多数のアンテナ素子数であるためにＮ_ＳＤＭよりも十分に大きな値となり、結果的に回路全体の部品点数が大幅に縮小されることになる。また、時間軸送信ウエイト算出回路７４３と時間軸送信ウエイト算出回路６４２の差分は、時間軸送信ウエイト算出回路７４３は受信側の各アンテナ系統のＡ／Ｄ変換器８５６－１～８５６－Ｎ_Ａｎｔからの信号を基に時間軸送信ウエイトを算出しているが、時間軸送信ウエイト算出回路６４２の場合には、非特許文献２に記載の手法などを用いた何らかの手法で時間軸送信ウエイトを算出するとしている点である。

　以下、信号処理の詳細を図に基づいて説明する。
　非特許文献２に記載された技術では、一つの無線局装置６０が他の無線局装置６０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部６２ｂに入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路７１１－１～７１１－Ｎ_ＳＤＭに入力される。送信信号処理回路７１１－１～７１１－Ｎ_ＳＤＭは、宛先の無線局装置６０に送信すべきデータ（データ入力＃１～＃Ｎ_ＳＤＭ）がＭＡＣ層処理回路６８から無線回線で送信するデータ（無線パケット）が入力されると、これに対して変調処理を行う。

　ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、図２３に示す有効帯域幅Ｗ’内において、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が施され、ベースバンドにおける送信信号の周波数領域の信号として各送信信号処理回路７１１－１～７１１－Ｎ_ＳＤＭからＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３－１～３１３－Ｎ_ＳＤＭに入力され、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３－１～３１３－Ｎ_ＳＤＭにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ－ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われる。

　図２３は、従来技術におけるＯＦＤＭ信号の波形の具体例を示す図である。図２３において、９０１はＯＦＤＭ信号の波形領域を表し、９０２は個別のサブキャリアの信号を表し、９０３及び９０４はガードバンドのサブキャリア信号を表す。無線システムに割り当てられた帯域幅Ｗに対し、実際には隣接チャネルへの干渉を抑えるために未使用のサブキャリア９０３、９０４より構成されるガードバンドが帯域幅の両側に存在し、この結果として実際に利用可能な有効帯域幅Ｗ’は帯域幅Ｗよりも若干小さめの幅となる。ここで、「有効」とは、データ伝送に利用可能であることを意味する。すなわち、「有効帯域幅」とは、データ伝送に利用可能な帯域幅であることを意味する。図２３では、「有効帯域幅」は、帯域幅Ｗからガードバンドを除いた帯域幅である。ガードバンドは、周波数の混信を防ぐために設けられる。そのため、ガードバンドに信号を載せることは混信を防ぐ意味で好ましくない。このように、「有効帯域幅」は、データ伝送に利用可能な帯域幅であることを意味する。

　ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３－１～３１３－Ｎ_ＳＤＭにて時間領域の信号に変換されたデジタル・サンプリング・データは、空間多重される信号系統ごとに、Ｄ／Ａ変換器３１４－１～３１４－Ｎ_ＳＤＭでデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ３１６－１～３１６－Ｎ_ＳＤＭで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の領域に信号が含まれるため、フィルタ３１７－１～３１７－Ｎ_ＳＤＭで帯域外の信号を除去し、送信すべき信号を生成する。生成された信号は、分配器６７３－１～６７３－Ｎ_ＳＤＭでアンテナ素子毎の信号に分配する。すなわち、Ｎ_Ａｎｔ系統のアンテナ毎の信号が、Ｎ_ＳＤＭセット分だけ出力されている。

　例えば、第１系統目の信号系列の信号は、移相器群６８１－１の中のＮ_Ａｎｔ個の移相器を用い、各アンテナ系統毎の複素位相の回転量をそれぞれ独立で与え、それらを合成器６７１－１～６７１－Ｎ_Ａｎｔに入力する。同様に、第２系統目から第Ｎ_ＳＤＭ系統の信号系列の信号は、移相器群６８１－２～６８１－Ｎ_ＳＤＭの中のそれぞれＮ_Ａｎｔ個の移相器を用い、各アンテナ系統毎の複素位相の回転量をそれぞれ独立で与え、それらを合成器６７１－１～６７１－Ｎ_Ａｎｔに入力する。合成器６７１－１～６７１－Ｎ_Ａｎｔでは、これらの信号をアンテナ素子毎に合成し、これをハイパワーアンプ８１８－１～８１８－Ｎ_Ａｎｔで増幅し、アンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔから信号を送信する。

　なお、移相器群６８１－１～６８１－Ｎ_ＳＤＭの中のそれぞれＮ_Ａｎｔ個の移相器での位相回転量は位相制御回路６８８より指示する。位相制御回路６８８は、時間軸送信ウエイト算出回路６４２で算出した位相の回転量をＥｘｐ（ｊθ）形式の複素数から角度θに変換し、その位相量（角度θ）を移相器に設定する。通信制御回路は４３、例えば無線局装置６０が基地局装置であれば、通信相手局の情報を時間軸送信ウエイト算出回路６４２に指示し、時間軸送信ウエイト算出回路６４２ではこの情報を基に適用する位相情報を選択する。

　なお、非特許文献２に記載された技術においても同様に、分配器６７３－１～６７３－Ｎ_ＳＤＭから移相器群６８１－１～６８１－Ｎ_ＳＤＭまでのＮ_ＳＤＭ系統を合成器６７１－１～６７１－Ｎ_Ａｎｔで合成し、ハイパワーアンプ８１８－１～８１８－Ｎ_Ａｎｔからアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔを各信号系列で共用する構成をとるが、合成器６７１－１～６７１－Ｎ_Ａｎｔで合成することなく個別に後続するハイパワーアンプ８１８－１～８１８－Ｎ_Ａｎｔからアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔまでを個別に実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔによりサブアレーを構成しても良い。
　またその他の注意事項に関しては、他の背景技術に関する説明と同様であるのでここでは説明を省略する。

　図２４は、非特許文献２における無線局装置の受信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。図２４に示すように、受信部６６ｂは、アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔと、ローノイズアンプ８５２－１～８５２－Ｎ_Ａｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ２５４－１～２５４－Ｎ_ＳＤＭと、フィルタ２５５－１～２５５－Ｎ_ＳＤＭと、Ａ／Ｄ変換器２５６－１～２５６－Ｎ_ＳＤＭと、ＦＦＴ回路２５７－１～２５７－Ｎ_ＳＤＭと、受信信号処理回路７４５－１～７４５－Ｎ_ＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト算出回路６５７とを備えている。受信信号処理回路７４５－１～７４５－Ｎ_ＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト算出回路６５７とは、通信制御回路４３に接続されている。受信ウエイト処理部７４４は、チャネル情報推定回路７４６と、受信ウエイト算出回路７４７、位相制御回路６７８とを備えている。

　上述の非特許文献２には、時間軸送信ウエイトと同様に時間軸受信ウエイトの算出方法が記されている。しかし、本図に示すように、受信部６６ｂにおいても送信部６２ｂと同様に、移相器を用いて各アンテナ素子の信号の複素位相を回転するため、Ａ／Ｄ変換器はアンテナ素子毎ではなく空間多重される信号系列ごとに実装され、必ずしも直接的に全アンテナ素子に関する時間軸送信ウエイト及び時間軸受信ウエイトを算出できるわけではない。

　しかし、非特許文献２に示す手法などを用いて、一部のアンテナ素子を用いて無線信号の到来方向を推定し、その到来方向に向けるように全アンテナ素子の時間軸送受信ウエイトを算出することは可能である。時間軸受信ウエイト算出回路７５７は本図には記載しない何らかの到来方向推定手段などを用い、時間軸受信ウエイトを算出する機能を備えるものとする。

　図２１との差分は、時間軸受信ウエイト乗算回路７５５－１～７５５－Ｎ_ＳＤＭが省略され、代わりに分配器６７２－１～６７２－Ｎ_Ａｎｔ、移相器群６８２－１～６８２－Ｎ_ＳＤＭ、合成器６７４－１～６７４－Ｎ_ＳＤＭ、及び位相制御回路６７８とが追加された点、及び時間軸受信ウエイト算出回路７５７が時間軸受信ウエイト算出回路６５７に変更された点である。これは、時間軸受信ウエイトの乗算処理が、図２１では時間軸受信ウエイト乗算回路７５５－１～７５５－Ｎ_ＳＤＭによりデジタル信号処理として実現していたのに対し、本背景技術では分配器６７２－１～６７２－Ｎ_Ａｎｔ、移相器群６８２－１～６８２－Ｎ_ＳＤＭ、合成器６７４－１～６７４－Ｎ_ＳＤＭにてアナログ信号処理として実現されるように変更されている。

　さらにこの変更に伴い、上述のようにアンテナ素子毎にＡ／Ｄ変換器８５６－１～８５６－Ｎ_Ａｎｔ、ミキサ８５４－１～８５４－Ｎ_Ａｎｔ、フィルタ８５５－１～８５５－Ｎ_Ａｎｔが実装されていたものが、空間多重伝送の信号系列ごとにＡ／Ｄ変換器２５６－１～２５６－Ｎ_ＳＤＭ、ミキサ２５４－１～２５４－Ｎ_ＳＤＭ、フィルタ２５５－１～２５５－Ｎ_ＳＤＭとして実装されるように変更されている。一般に、Ｎ_Ａｎｔは超多数のアンテナ素子数であるためにＮ_ＳＤＭよりも十分に大きな値となり、結果的に回路全体の部品点数が大幅に縮小されることになる。また、時間軸受信ウエイト算出回路７５７と時間軸受信ウエイト算出回路６５７の差分は、時間軸受信ウエイト算出回路７５７は各アンテナ系統のＡ／Ｄ変換器２５６－１～２５６－Ｎ_ＳＤＭからの信号を受けて、式（６）より時間軸受信ウエイトを算出しているが、時間軸受信ウエイト算出回路６５７の場合に非特許文献２に記載の手法などを用いた何らかの手法で時間軸受信ウエイトを算出するとしている点である。

　以下、信号処理の詳細を図に基づいて説明する。
　非特許文献２に記載された技術では、アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔで受信した信号は、ローノイズアンプ８５２－１～８５２－Ｎ_Ａｎｔで増幅される。増幅された信号は、分配器６７２－１～６７２－Ｎ_Ａｎｔで空間多重された信号系列ごと（Ｎ_ＳＤＭ系統）に分配され、それぞれの信号系列ごとに移相器群６８２－１～６８２－Ｎ_ＳＤＭに入力される。例えば、移相器群６８２－１にはＮ_Ａｎｔ個の移相器が実装されており、各アンテナ系統毎の複素位相の回転量をそれぞれ独立で与える。これらのアンテナ素子毎のＮ_Ａｎｔ系統の信号は合成器６７４－１に入力され、第１系統の信号系列の信号がミキサ２５４－１に出力される。同様に、移相器群６８２－２～６８２－Ｎ_ＳＤＭに入力された信号は、それぞれＮ_Ａｎｔ個の移相器を用い、アンテナ系統毎の複素位相の回転量をそれぞれ独立で与える。これらのアンテナ素子毎のＮ_Ａｎｔ系統の信号は合成器６７４－２～６７４－Ｎ_ＳＤＭに入力され、第２～第Ｎ_ＳＤＭ系統の信号系列の信号がミキサ２５４－２～２５４－Ｎ_ＳＤＭに出力される。この様にして、アンテナ素子毎のＮ_Ａｎｔ系統の信号は空間多重される信号系列毎のＮ_ＳＤＭ系統の信号に変換される。

　これらの信号は、ローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とミキサ２５４－１～２５４－Ｎ_ＳＤＭにて乗算され、これらの信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の信号も含まれるため、フィルタ２５５－１～２５５－Ｎ_ＳＤＭで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器２５６－１～２５６－Ｎ_ＳＤＭで時間領域のデジタルベースバンド信号に変換され、これをＦＦＴ回路２５７－１～２５７－Ｎ_ＳＤＭに出力する。ＦＦＴ回路２５７－１～２５７－Ｎ_ＳＤＭでは、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングでガードインターバルを除去し、それをＦＦＴ処理により時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。
これらの周波数領域の信号は受信信号処理回路７４５－１～７４５－Ｎ_ＳＤＭに入力され、受信ウエイト処理部７４４より与えられる受信ウエイトを用いてサブキャリア毎に各信号系列間の相互干渉を抑圧し、必要に応じて誤り訂正などの残りの処理を実施し送信信号を再生する。この結果はＭＡＣ層処理回路６８に出力される。

　ここで、ＦＦＴ回路２５７－１～２５７－Ｎ_ＳＤＭからの出力はチャネル情報推定回路７４６にも入力される。チャネル情報推定回路７４６では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に送信局と受信局側の間の空間多重される信号系列間（信号系列数はＮ_ＳＤＭ）のチャネル情報をサブキャリアごとに推定し、その推定結果を受信ウエイト算出回路７４７に出力する。受信ウエイト算出回路７４７では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトをサブキャリアごとに算出する。

　この受信ウエイトに関しては、例えば前述の様に、ＺＦ型の擬似逆行列を利用したり、ＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列を利用したりする。この際、受信信号処理回路７４５－１～７４５－Ｎ_ＳＤＭに対応する受信ウエイトベクトルは信号系列ごとに異なり、上述のＺＦ型の逆行列ないしはＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列などの行ベクトルに相当し、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路７４５－１～７４５－Ｎ_ＳＤＭにそれぞれ入力される。

　なお、移相器群６８２－１～６８２－Ｎ_ＳＤＭの中のそれぞれＮ_Ａｎｔ個の移相器での位相回転量は位相制御回路６７８より指示する。位相制御回路６７８は、時間軸受信ウエイト算出回路６５７で算出した位相の回転量をＥｘｐ（ｊθ）形式の複素数から角度θに変換し、その位相量（角度θ）を移相器に設定する。通信制御回路は４３、例えば無線局装置６０が基地局装置であれば、通信相手局の情報を時間軸受信ウエイト算出回路６５７に指示し、時間軸受信ウエイト算出回路６５７ではこの情報を基に適用する位相情報を選択する。

　ここで、送信側の移相器群６８１－１～６８１－Ｎ_ＳＤＭと受信側の移相器群６８２－１～６８２－Ｎ_ＳＤＭにおいて共通した注意事項であるが、ここで与える位相回転量は前述の非特許文献１に関する説明の中の式（１）に相当する複素位相を回転させることになるが、移相器群６８１－１～６８１－Ｎ_ＳＤＭ及び移相器群６８２－１～６８２－Ｎ_ＳＤＭにおける移相器にて複素位相θを回転させることは、通常は遅延線による遅延の付加により複素位相をθだけ遅らせることになるため、非特許文献１に記載の式（１）などで得られる係数の複素位相とは符号が逆になる点が注意すべき点である。すなわち、式（１）で得られた係数において「正の実数×Ｅｘｐ（ｊφ）」なる係数が得られた場合、移相器群６８１－１～６８１－Ｎ_ＳＤＭ及び移相器群６８２－１～６８２－Ｎ_ＳＤＭにおける移相器に設定すべき複素位相θはθ＝－φの様に与えることになる。

　なお、非特許文献２に記載された技術においても同様に、アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔ、ローノイズアンプ８５２－１～８５２－Ｎ_Ａｎｔからの信号は分配器６７２－１～６７２－Ｎ_Ａｎｔにて分配され、これにより移相器群６８２－１～６８２－Ｎ_ＳＤＭから合成器６７４－１～６７４－Ｎ_ＳＤＭまでのＮ_ＳＤＭ系統はアンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔ、ローノイズアンプ８５２－１～８５２－Ｎ_Ａｎｔを共用した構成となっているが、分配器６７２－１～６７２－Ｎ_Ａｎｔで分配することなく個別にアンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔ、ローノイズアンプ８５２－１～８５２－Ｎ_Ａｎｔを実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔによりサブアレーを構成しても良い。
　またその他の注意事項に関しては、他の背景技術に関する説明と同様であるのでここでは説明を省略する。

　一般的に無線通信においては、送受信データに変調処理を加えた送受信信号であるベースバンド信号から、実際に通信で用いる無線周波数信号に変換するために、無線周波数のローカル発振器からの信号と上述のベースバンド信号とがミキサにおいて乗算されて周波数変換される。この際、ミキサにはローカル発振器からの正弦波信号が入力されることになるが、ミリ波の様に高い周波数帯になると、正弦波信号に対して位相が若干ふらつく現象が発生し、これが雑音として振る舞い通信特性を劣化させることになる。これは位相雑音と呼ばれるもので、位相雑音を伴わない場合の正弦波信号を周波数領域で見れば、中心周波数の成分のみに信号密度が集中しているのに対し、位相雑音を伴う場合には中心周波数の周りに他の周波数成分を伴った分布を示すことになる。つまり、あるサブキャリアの信号に着目すれば、そのサブキャリアの送信信号が受信局側ではそのサブキャリアに隣接する他の周波数成分に漏れ出していることを意味し、ＯＦＤＭ変調方式の場合であればサブキャリア間の直交性が破れ、サブキャリア間干渉が生じた状態となっていることになる。

　この様な位相雑音の影響を低減するため、一般のミリ波帯のシステムではシングルキャリア伝送を採用することが多い。例えば、シングルキャリア伝送の最大の弱点は反射波成分による周波数選択性の歪であるが、送信局、受信局に大開口のパラボラアンテナ等を実装し、１対１の対向通信を行う場合にはパラボラアンテナで形成されるペンシルビームが反射波の影響を抑え、歪のない綺麗な波形での通信を可能とする。位相雑音は、ローカル信号の周波数の揺らぎに起因しているため、短時間では大きな問題とはならないが、ある程度の時間スケールではその揺らぎの累積として無視できない影響を与える。したがって、例えばシングルキャリア伝送のシステムでは受信信号から位相雑音に伴う複素位相の累積を推定し、これをキャンセルする処理を行うことで位相雑音の影響を低減する。

　具体的には、位相雑音の累積としての位相誤差が大きくなる前の段階で、受信局において一旦信号検出を行い、誤り訂正の後に送信側の送信信号を再生する。その後、受信局において、再生された信号を送信側と同様に符号化及び変調処理を行い、伝搬チャネル上での振幅の減衰及び複素位相の回転に相当する伝達関数を乗算し、受信信号のレプリカ信号を生成する。ここで乗算する伝達関数は、受信を開始した時の先頭領域に付与されていたトレーニング信号などを用いて行う。そのため、時間とともに位相雑音が累積して複素位相成分に誤差が生じてくる。したがって、このトレーニング信号などから取得した伝達関数を用いて生成したレプリカ信号に対し、実際の受信信号は複素位相が全体的にオフセットがついている状況となる。そこで、このレプリカ信号と実際の受信信号の差分の複素雑音を取得して統計的な処理を行う。

　一般に、熱雑音は受信信号の複素空間上で等方的な白色のガウス雑音と見做せるので、ある程度のサンプル数で平均化すると複素空間上の原点に集約する。しかし、位相雑音により複素位相のオフセットが定常的に付加されている場合には、その熱雑音が原点に集約しない。この様に、所定の周期でレプリカ信号と実際の受信信号の差分を統計的に処理することで、複素位相に加わる定常的なオフセットを逐次推定し、その推定されたオフセットをキャンセルする信号処理を行う。この様に、逐次、位相雑音の累積値を予測して追跡するトラッキング処理を行うことで、位相雑音をキャンセルすることが可能である。

　以上の受信信号のレプリカ信号を生成する処理は、シングルキャリアの信号を正常に信号検出できることを前提としている。しかし、空間多重された信号を扱う場合は、複数の信号系列が混信した状態で受信されるため、信号分離をしなければ受信信号のレプリカ信号を生成することはできない。信号分離を行うためには、一般的には周波数成分ごとに異なる係数を用いて相互の信号系列間の干渉成分を抑圧する。例えばＯＦＤＭ変調方式では、ＯＦＤＭシンボル長の信号からガードインターバルを除去し、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）により時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する。このＯＦＤＭシンボル長には、有効なデータ領域とシンボル間干渉を除去するためのガードインターバルが含まれており、ガードインターバル長は排除すべき遅延波の遅延時間相当の値を設定する。

　このガードインターバルは、実際には受信信号処理（ＦＦＴ処理）には用いずに廃棄するため、「有効なデータ領域の時間長」を「ＯＦＤＭシンボル長」で除算した値が信号伝送時の効率となる。この効率をある程度高い値に収めるため、ＯＦＤＭシンボル長は排除すべき遅延波の遅延時間の数倍程度の値を設定する必要があり、このＯＦＤＭシンボル長内に発生する位相の揺らぎがＦＦＴした信号の周波数成分の直交性の破れにつながる。上述のシングルキャリア伝送時のトラッキング処理は、このＯＦＤＭシンボル長よりも十分に短い時間スケールで位相の揺らぎを補償するのであるが、周波数領域での信号処理を行う場合にはＯＦＤＭシンボル長の中で生じた位相雑音が累積し、無視できないレベルでの周波数成分の直交性の破れとなって現れる。

　すなわち、従来のシングルキャリア伝送における位相雑音補償技術を適用するためには、空間多重伝送されて混信した信号の信号分離処理を事前に必要とするが、信号分離処理を行うためには受信信号のＦＦＴ処理を行い周波数領域において送受信ウエイトの乗算処理を行う必要がある。ＦＦＴ処理を行うと周波数成分間の直交性が破れるため、ＦＦＴを行う前には位相雑音補償を事前に行う必要があるが、位相雑音補償を行うためには空間多重された信号の信号分離が必要となる。この様に、従来技術においては空間多重伝送された信号に対しては、位相雑音補償が行うことができない。そのため、サブキャリア間干渉によりスループットが低下してしまうという問題があった。

　上記の説明では、位相雑音が複数の周波数成分の間の直交性を破り、例えばＯＦＤＭ変調方式の場合を例にとれば、サブキャリアＡの信号の成分がサブキャリアＢに混信し、同様にサブキャリアＢの信号がサブキャリアＡに混信する。このサブキャリア間干渉のため、トレーニング信号を用いて各サブキャリアのチャネル推定を行ったとしても、そのチャネル推定結果自体が位相雑音に伴い推定精度が劣化した状態になってしまっていた。したがって、一旦、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換してしまうと、サブキャリア間干渉が確定した状態となってその後の補償が困難となっていた。

　一方、単純な正弦波を送信し、受信側でこれを受信してＦＦＴを行った場合を考える。
位相雑音の影響がなければ、ＦＦＴにより送信した正弦波の周波数に相当する周波数成分のみに信号成分が現れ、残りの周波数成分には雑音成分を除けば値が存在しない。一方、位相雑音がある場合には、正弦波の周波数成分の周りにある程度の広がりを持って有意な値の信号成分が検出される。隣接サブキャリアへの信号の漏れこみは、一般的には周波数が離れるほどレベルは低下するため、着目する周波数成分の周りの一部のサブキャリアに信号成分が集中し、その他の成分はゼロと見做しても近似的に大きな差はない。そこで、着目するサブキャリアとその周辺のサブキャリアの信号成分を抜き出し、その他の値をゼロとしてこの信号に対してＩＦＦＴ処理を施すと、位相雑音の比較的低周波成分に起因した位相の揺らぎは再現することができる。この特徴を利用し、上記の問題を解決する手法が提案されている。以下、その動作原理の説明を行う。

（本発明の背景技術の動作原理）
　まず、ＯＦＤＭ変調方式の場合を例として説明する。ベースバンド信号において、第ｋサブキャリアの周波数ｆ_ｋの正弦波の信号のみをトレーニング信号として無線周波数に変換して送信した際に、受信側において受信した信号をダウンコンバートしてベースバンド信号に変換し、これを時刻ｔにサンプリングしたサンプリングデータをΨ_ｋ（ｔ）とする。さらにガードインターバルを除去したＯＦＤＭシンボル１周期分のサンプリングデータΨ_ｋ（ｔ）をＦＦＴすることで以下の式（２）のように周波数成分の信号に分離できるものとする。

　ここでｈ_ｋ’は第ｋ’サブキャリアの伝達関数であり、Ｎ_ＦＦＴはＦＦＴのポイント数である。実際には有効サブキャリア数Ｋはガードバンドを考慮してＦＦＴのポイント数Ｎ_ＦＦＴよりも若干小さな値となるため、ガードバンド領域を信号伝送に用いることはないが、ここでは位相雑音の影響で隣接サブキャリアへの信号漏洩を考慮し、全帯域幅を対象に表記を行っている。また、α_ｋ’は第ｋサブキャリアの周波数の正弦波信号が位相雑音の影響を受けて第ｋ’サブキャリアで受信される信号成分の係数である。すなわち伝達関数が１の場合において、受信信号の当該サブキャリアでの振幅とｔ＝０での初期位相により規定される複素数の値である。サブキャリア間隔をΔｆとし、第ｋサブキャリアの前後Ｎ_ＰＮ本の周波数成分で位相雑音が近似可能だとすると、式（２）は以下の式（３）の様に書き表すことができる。

　さらに、第ｋサブキャリアの前後Ｎ_ＰＮ本のΔｆ×２Ｎ_ＰＮ程度の範囲の周波数領域で伝達関数ｈ_ｋが概ね定数であると仮定すると、ｈ_ｋ≒ｈ_ｋ+ｋ’により式（３）は以下の式（４）で記載できる。

　ここで、以下の式（５）に関数Φ_ｋ(t)を定義する。

　すなわち、第ｋサブキャリアの正弦波信号を送信し、受信側で受信された信号をＦＦＴし、各周波数成分の係数を第ｋサブキャリアの成分の係数で除算した係数を第ｋサブキャリアの前後Ｎ_ＰＮまで取り出し、この係数を用いて式（５）で定義される各サンプリング時刻の関数Φ_ｋ(t)を求める。この関数を各時刻のサンプリングデータΨ_ｋ（ｔ）に乗算して得られる変換されたサンプリングデータΨ_ｋ（ｔ）Φ_ｋ(t)は以下の式（６）で与えられる。

　すなわち、位相雑音により第ｋサブキャリアの信号が受信局側で第ｋサブキャリア以外の成分をもった信号に変換されて受信されているのに対し、この関数Φ_ｋ(t)が取得できれば、この関数を乗算することで位相雑音のない第ｋサブキャリアの信号成分のみの式（６）で表される正弦波信号に変換することができる。ここで、係数（α_ｋ＋ｋ’／α_ｋ）は第ｋサブキャリアの信号がサブキャリアｋ’だけ離れたサブキャリアに漏れ出すサブキャリア間干渉成分を表すが、位相雑音はローカル発振器で生じる位相の揺らぎに起因するので、入力するベースバンド信号の周波数ｆ_ｋが異なることによって隣接するサブキャリアへ漏れ出す程度が異なるとは考えにくい。したがって、係数（α_ｋ＋ｋ’／α_ｋ）も関数Φ_ｋ(t)もサブキャリ番号ｋの値に依存しない特性を持ち、送信側が送信する正弦波のサブキャリアが帯域内の如何なるサブキャリアであっても、共通の関数Φ_ｋ(t)を取得可能であり、これにより位相雑音補償を行えることが期待される。この期待は、ここでは明記しないが別途行ったシミュレーションにより確認されている。なお、式（５）は係数（α_ｋ＋ｋ’／α_ｋ）に対するＩＦＦＴの信号処理に相当するため、残りの周波数成分にゼロを挿入してＩＦＦＴを行うことで求めることが可能である。

　図２５に示すＯＦＤＭ信号の波形における９０１～９０４は、図２３に示すＯＦＤＭ信号の波形と同様であり、９０５は縮小されたＯＦＤＭ信号の波形領域を表し、９０６及び９０７はパイロット信号を表し、９０８及び９０９は空きサブキャリアを表す。図２３に示したＯＦＤＭ信号と異なり、有効帯域幅Ｗ’よりも狭い縮小有効帯域幅Ｗ’’の領域にユーザデータを含むサブキャリア９０２を制限し、有効帯域幅Ｗ’と縮小有効帯域幅Ｗ’’との間のサブキャリア９０８及び９０９を未使用の空きサブキャリアとし、一方で有効帯域幅Ｗ’の両端のサブキャリアにパイロット信号９０６と９０７を配置する。このパイロット信号を用いて位相雑音補正用の関数Φ_ｋ(t)を取得する。すなわち中心周波数から±Ｗ’／２内の有効帯域幅Ｗ’を通信に用いるが、この両端のサブキャリアはパイロット信号９０６、９０７に割り当て、このサブキャリア番号を±Ｋ／２とする。Ｋは有効帯域幅Ｗ’内のサブキャリア数である。さらにその内側の±Ｗ’／２と±Ｗ’’／２の間サブキャリア９０８、９０９の領域は空きサブキャリアとなり、ユーザデータ等を割り当てず、中心周波数から±Ｗ’’／２内の領域に、ユーザデータ送信用の周波数領域を割り当てる。

　図２６に、送信トレーニング信号とその受信波形の関係を示す。図２６（Ａ）は送信側の送信トレーニング信号を表し、図２６（Ｂ）は受信側の受信波形を表す。図２６において、９０６は送信側におけるトレーニング信号を表し、９０３及び９０８はトレーニング信号の周辺のサブキャリアを表し、９１１は受信側におけるトレーニング信号を表し、９１２及び９１３は漏洩したトレーニング信号を表す。例えば、中心周波数から±Ｗ’／２の両端のサブキャリア番号±Ｋ／２に所定の信号を割り当て、±Ｗ’／２から±Ｗ’’／２の領域のサブキャリアには信号の割り当てを行わないものとする。図２６（Ａ）に示すトレーニング信号９０６をサブキャリア－Ｋ／２とすると、図２５においてサブキャリア９０３はガードバンド、サブキャリア９０８は空きサブキャリアに相当する。このサブキャリア９０３及びサブキャリア９０８の領域には信号が割り当てられていない。これに対し、受信信号では漏洩したトレーニング信号９１２がサブキャリア９０３の領域に、漏洩したトレーニング信号９１３がサブキャリア９０８の領域に漏れ出している。また、トレーニング信号９１１も、送信信号のトレーニング信号９０６に対し、振幅の減衰と複素位相の回転が付与された状態となっている。

　トレーニング信号もユーザデータを含むサブキャリアも同様に、送信された各サブキャリアの信号は、送受信局のローカル発振器の位相雑音の影響を受けて、図２６の様に各サブキャリアの信号は隣接サブキャリアに漏洩するが、この漏洩の仕方は全サブキャリアで共通である。パイロット信号９０６も同様に隣接サブキャリアに漏洩するが、このパイロット信号の両サイドのサブキャリアに割り当てがないため、この空きサブキャリアを用いてパイロット信号からの漏洩の状況は認識可能である。

　図２７に、送信信号と受信信号の波形の関係を示す。図２７（Ａ）は送信側の送信信号を表し、図２７（Ｂ）は受信側の受信信号を表す。図２７において、９０２は個別のサブキャリアの信号を表し、９０５は縮小されたＯＦＤＭ信号の波形領域を表し、９０６及び９０７はパイロット信号を表し、９１１及び９１５は受信側におけるトレーニング信号を表し、９１４及び９１６はパイロット信号からの漏洩信号の波形を表し、９１７及び９１８は図２６に対応する領域を表し、９１９は受信側における個別のサブキャリアの信号を表し、９２０は個別のサブキャリア及び個別のサブキャリアからの漏洩信号の波形を表す。

　例えば±Ｗ’／２と±Ｗ’’／２の間に２Ｎ_ＰＮ本の空きサブキャリアがあったとすると、その半分のサブキャリアのうちの中心周波数側のＮ_ＰＮ本の空きサブキャリアはユーザデータの伝送に用いる有効サブキャリアからの漏洩の影響（ユーザデータを含むサブキャリア及びその漏洩信号９２０に相当）を強く受けるが、残りの外側のＮ_ＰＮ本の空きサブキャリアで検出される信号は両端のパイロット信号からの漏洩（パイロット信号からの漏洩信号の波形９１４及び９１６）を強く受けていると見做すことができる。したがって、ガードバンドも含め、領域９１７及び９１８は図２６の様に両端のパイロット信号とその両側各Ｎ_ＰＮ本の空きサブキャリアで検出される信号成分をパイロット信号からの漏洩成分と見做し、パイロット信号のサブキャリア番号をｋ（ここではｋ＝＋Ｋ／２またはｋ＝－Ｋ／２）、ＦＦＴで得られた第（ｋ＋ｋ’）サブキャリアの係数をβ_ｋ＋ｋ’とした際の係数β_ｋ＋ｋ’／β_ｋを算出する。ここで「ガードバンドも含め」との記述の意味は、式（２）では有効な信号が割り当てられるサブキャリア番号が‐Ｋ／２～＋Ｋ／２（中心周波数は除く）に対して、この範囲を超えるガードバンド領域のＦＦＴの結果も有効に活用する。

　また、この係数β_ｋは伝達関数ｈ_ｋと上述の係数α_ｋが乗算された係数として検出されるため、係数β_ｋ＋ｋ’／β_ｋの演算においては伝達関数ｈ_ｋ＋ｋ’と伝達関数ｈ_ｋは分母、分子の間でキャンセルされ、伝達関数に依存しない係数α_ｋ＋ｋ’／α_ｋに一致する。したがって、このパイロット信号とこれに隣接する合計（２Ｎ_ＰＮ＋１）本のサブキャリアに対するＦＦＴからの出力情報により、式（５）の関数Φ_ｋ(t)を求めることが可能である。厳密には、帯域の両端の第（＋Ｋ／２）サブキャリアと第（－Ｋ／２）サブキャリアに関する二つの関数Φ_Ｋ／２(t)とΦ_－Ｋ／２(t)が求まるが、それぞれが同一の値であることが期待されるため、これらの平均値｛Φ_Ｋ／２(t)＋Φ_－Ｋ／２(t)｝／２を関数Φ_ｋ(t)とすることで関数の精度を向上させることが可能である。

　また、以上の処理と実質的に等価であるが、以下の手順により対応することも可能である。上記の式（３）のｈ_ｋ＋ｋ’α_ｋ＋ｋ’は以上説明したようにβ_ｋ＋ｋ’と等価であるので、取得した係数β_ｋ＋ｋ’を元に、ｋ－Ｎ_ＰＳからｋ＋Ｎ_ＰＳ以外の成分にゼロを挿入し、これをＩＦＦＴ処理することにより式（３）のΨ_ｋ（ｔ）を再生することは可能である。

　このΨ_ｋ（ｔ）に（１／β_ｋ）×ｅｘｐ｛－２πｊｆ_ｋｔ｝を乗算すると、式（５）の逆数に相当するΦ_ｋ（ｔ）^－１を得ることが出来る。

　なお、式（５）にしても式（７）にしても時間とともに振幅成分の変動を伴うが、この振幅変動を無視して位相成分のみに着目し、Φ_ｋ（ｔ）をΦ_ｋ（ｔ）／｜Φ_ｋ（ｔ）｜で置き換えて位相変動のみを補償する処理としても、概ね同等の効果を得ることが出来る。

　この様にして求めた関数Φ_ｋ(t)を、実際の１ＯＦＤＭシンボル分のサンプリングデータ（ガードインターバルは除く）に乗算すると、位相雑音を含むＯＦＤＭ信号を構成する各サブキャリアの受信信号は個別に位相雑音補償がなされることになり、結果的に全てのサブキャリアのサブキャリア間干渉を排除することができる。この様にサブキャリア間干渉を一旦補償した後に、この信号をＦＦＴすることでサブキャリア間干渉のない周波数領域の信号を抽出することができる。

　なお、ユーザデータを収容したペイロード領域の無線信号に先行して、チャネル推定用のトレーニング信号を送信する場合にも、このパイロット信号に関する処理は同様に必要である。すなわち、プリアンブル信号を含む全てのＯＦＤＭシンボルにおいて、上述のシンボル単位での位相雑音補償処理（※注意：位相雑音補償処理の中にもＦＦＴ処理が組み込まれている）を信号検出処理のためのＦＦＴ処理に先行して行い、位相雑音補償がなされ変換されたサンプリング信号に対してＦＦＴとそれ以降の通常の信号検出処理を実施する。

太田　厚、白戸　裕史、黒崎　聰、丸田　一輝、新井　拓人、岩國　辰彦、田中　健、飯塚　正孝，「時間軸ビームフォーミングを用いた列車ムービングセルへの無線バックホール構築技術」，信学技報,vol.115,no.369,RCS2015-272,pp.169-174,2015年12月. 太田　厚、丸田　一輝、白戸　裕史、黒崎　聰、田中　健、飯塚　正孝，「ミリ波帯大規模アンテナシステムにおけるデジタルアシスト型アナログビームフォーミング～基本コンセプトの提案～」，信学技報,vol.116,no.383,RCS2016-232,pp.135-140,2016年12月.

　上述の説明では、第ｋサブキャリアの前後Ｎ_ＰＮ本のΔｆ×２Ｎ_ＰＮ程度の範囲の周波数領域で伝達関数ｈ_ｋが概ね定数であると仮定して説明してきたが、厳密には以下の様な振る舞いに注意する必要がある。

　例えば、第ｋサブキャリアの前後Ｎ_ＰＮ本のΔｆ×２Ｎ_ＰＮ程度の範囲の周波数領域に着目した場合、その両端の周波数成分ｆ_{ｋ－ＮＰＮ}と_{ｋ＋ＮＰＮ}とでは波長は光速ｃ（３×１０^８ｍ／ｓ）に対しｃ／ｆ_{ｋ－ＮＰＮ}とｃ／ｆ_{ｋ＋ＮＰＮ}となるように異なっている。送受信局間の距離がＬであるとすれば、各波長で距離Ｌを伝搬する間に、複素位相回転量はそれぞれ２π×Ｌ×ｆ_{ｋ－ＮＰＮ}／ｃと２π×Ｌ×ｆ_{ｋ＋ＮＰＮ}／ｃとになり、その差分は４π×Ｌ×Δｆ×Ｎ_ＰＮ／Ｃとなる。この値が十分に小さければ上述の近似は成り立つが、一定レベルの値となる場合には上記の近似が破れることになる。

　ここで、完全に直接波のみの１波モデルを仮定すれば、周波数ｆ_ｋの第ｋサブキャリアの複素位相は距離Ｌの地点でＬ×ｆ_ｋ／ｃで与えられるように、複素位相は単純に周波数に比例して回転する。横向きに周波数、縦向きに複素位相回転量を取り複素位相回転量の周波数依存性のグラフを書けば、単調な１次間数で表すことができ、この単調性故にこの複素位相回転は通常の無線信号処理においては周波数選択性歪としての特性劣化の影響を与えるものではないが、この様な直接波のみのフラットなチャネルであっても、上述の位相雑音補償においてはこの複素位相回転は無視できない場合がある。
　ここで、中心周波数ｆ_ｃで帯域幅をＷとした時に、最も波長が短いｆ_ｃ＋Ｗ／２での複素位相回転量２π×Ｌ×（ｆ_ｃ＋Ｗ／２）／ｃと最も波長が長いｆ_ｃ＋Ｗ／２での複素位相回転量２π×Ｌ×（ｆ_ｃ－Ｗ／２）／ｃとの差分は２π×Ｌ×Ｗ／ｃとなる。ここで、Ｎ_ｐ＝Ｌ×Ｗ／ｃと定義する。

　次に、この様な周波数特性をもつチャネルに対し逆フーリエ変換した時間領域の応答を考える。ＦＦＴポイント数をＮ_ＦＦＴとし、各サブキャリアのチャネル応答が以下の式（９）で与えられるチャネルを仮定する。

　このチャネルをＩＦＦＴして得られる時間波形は、ΔＴ＝１／Ｗで与えられるクロック間隔に対し、Ｎ_ｐサンプル遅延した時間成分にだけ値があり、他の時間成分の値がゼロとなる。典型的な例として、Ｎ_ｐ＝０となる全周波数成分において定数となるチャネルのフーリエ逆変換はデルタ関数的に先行波成分のみに値があり、残りの成分はゼロとなる。この数学的な特徴の意味するところは、この様な直線的な複素位相回転を伴うチャネルの振る舞いは、時間領域においてＮ_ｐサンプル分の遅延として様々な現象が現れることになる。

　結論を言えば、全帯域で２π×Ｎ_ｐの複素位相回転が生じるチャネルの位相雑音補償を、あくまでも定数（複素位相回転無）で近似して処理を行った場合、推定される位相雑音のレプリカ信号はＮ_ｐサンプル遅延した波形として求められる。位相雑音の時間変動が緩やかであれば、このＮ_ｐサンプルの遅延は実際の位相雑音の時間変動の波形から大きな乖離となって現れないが、位相雑音の時間変動が比較的急峻でＮ_ｐサンプルの遅延の間に無視できない位相変動が生じている場合には、この補正を行わなければ適切な位相雑音による位相のシフトが補償できず、結果的に十分な位相雑音補償効果が得られない可能性がある。このような場合、サブキャリア間干渉によってスループットが低下してしまうという問題があった。

　上記事情に鑑み、本発明は、ミリ波等の高周波数帯を用いた無線伝送において、サブキャリア間干渉によるスループットの低下を抑制することができる技術の提供を目的としている。

　本発明の一態様は、第１の無線通信装置と第２の無線通信装置とを備える無線通信システムにおける無線通信装置であって、前記第１の無線通信装置は、有効帯域幅内の所定の周波数領域を空き領域とし、前記有効帯域幅内の該空き領域を除く領域ないしはその一部において、伝送すべき情報を含む送信信号を生成する送信信号生成手段と、前記有効帯域幅内の所定の周波数成分に対し、少なくとも隣接する周波数成分において有効な信号成分を伴わないパイロット信号を生成及び前記送信信号生成手段により生成した送信信号に付与するパイロット信号付与手段と、前記パイロット信号付与手段により生成された前記パイロット信号を含む送信信号を無線周波数で送信する送信手段と、を備え、前記第２の無線通信装置は、前記無線周波数の信号を受信する受信手段と、該受信手段で受信した信号ないしは該信号を周波数変換した信号に対し、時間領域のサンプリング信号から周波数領域の信号に変換する時間／周波数信号変換手段と、該第２の無線通信装置と前記第１の無線通信装置との間の距離の概算値Ｌ’を設定する手段と、該距離の概算値Ｌ’と有効帯域幅Ｗと光速ｃと前記時間／周波数変換手段のＦＦＴポイント数Ｎ_ＦＦＴと周波数成分の番号ｋに対し、以下の式（１０）で与えられる係数γ_ｋを算出する手段と、前記時間／周波数信号変換手段からの出力において、前記パイロット信号の周波数成分と、該パイロット信号の少なくとも隣接する周波数成分を含む複数の周辺の周波数成分とを含む周波数領域の信号を抽出し、抽出された信号の周波数成分ごとの係数と前記係数γ_ｋとを基に位相雑音のレプリカを生成する位相雑音レプリカ生成手段と、該位相雑音のレプリカと、前記時間領域のサンプリング信号ないしは前記時間領域のサンプリング信号に基づいて修正されたサンプリング信号とを用いて位相雑音補償がなされたサンプリング信号を生成する位相雑音補償手段と、該位相雑音補償手段からの出力信号を基に、前記第１の無線通信装置より伝送されるデータを再生するデータ再生手段と、を備えたことを特徴とする無線通信装置である。

　本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記パイロット信号付与手段は、前記有効帯域幅の両端またはその一方の周波数成分に対してパイロット信号用のサブキャリアを割り当て、隣接するサブキャリアを含む周辺のサブキャリアを空きサブキャリアとする。

　本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記パイロット信号付与手段は、所定の周波数の正弦波信号ないしは複数の所定の周波数の正弦波信号の合成信号の１周期またはその整数倍の長さのサンプリングデータを記憶するメモリと、該メモリから当該サンプリングデータを所定の間隔で繰り返し読みだすことによって、連続的な前記パイロット信号の時間領域信号を出力するパイロット信号出力手段と、をさらに備える。

　本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記位相雑音レプリカ生成手段は、１以上の正の整数Ｎ_ＰＮ及び－Ｎ_ＰＮ≦ｋ’≦Ｎ_ＰＮとなる整数ｋ’に対し、前記時間／周波数信号変換手段により取得される第ｋ周波数成分の前記パイロット信号の係数β_ｋ及び第（ｋ＋ｋ’）周波数成分の係数β_ｋ＋ｋ’を基に、時刻ｔのサンプリングデータを上記の式（５）ないしはこの逆数で与えられるサンプリングデータを位相雑音のレプリカとして生成する。

　本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記位相雑音レプリカ生成手段は、１以上の正の整数Ｎ_ＰＮ及び－Ｎ_ＰＮ≦ｋ’≦Ｎ_ＰＮとなる整数ｋ’に対し、前記時間／周波数信号変換手段により取得される第ｋ周波数成分の前記パイロット信号の係数β_ｋ及び第（ｋ＋ｋ’）周波数成分の係数β_ｋ＋ｋ’を基に、時刻ｔのサンプリングデータを以下の式（８）及び式（１２）ないしは式（８）の逆数で与えられるサンプリングデータを位相雑音のレプリカとして生成する。

　本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記位相雑音補償手段は、前記パイロット信号及び該パイロット信号の周辺の所定の周波数成分を受信信号から除去する除去手段をさらに備える。

　本発明の一態様は、第１の無線通信装置と第２の無線通信装置とを備える無線通信システムにおける無線通信装置が行う無線通信方法であって、前記第１の無線通信装置が、有効帯域幅内の所定の周波数領域を空き領域とし、前記有効帯域幅内の該空き領域を除く領域ないしはその一部において、伝送すべき情報を含む送信信号を生成する送信信号生成ステップと、前記第１の無線通信装置が、前記有効帯域幅内の所定の周波数成分に対し、少なくとも隣接する周波数成分において有効な信号成分を伴わないパイロット信号を生成及び前記送信信号生成ステップにより生成した送信信号に付与するパイロット信号付与ステップと、前記第１の無線通信装置が、前記パイロット信号付与ステップにより生成された前記パイロット信号を含む送信信号を無線周波数で送信する送信ステップと、前記第２の無線通信装置が、前記無線周波数の信号を受信する受信ステップと、前記第２の無線通信装置が、該受信ステップにおいて受信した信号ないしは該信号を周波数変換した信号に対し、時間領域のサンプリング信号から周波数領域の信号に変換する時間／周波数信号変換ステップと、前記第２の無線通信装置が、該第２の無線通信装置と前記第１の無線通信装置との間の距離の概算値Ｌ’を設定する設定ステップと、前記第２の無線通信装置が、該距離の概算値Ｌ’と有効帯域幅Ｗと光速ｃと前記時間／周波数変換手段のＦＦＴポイント数Ｎ_ＦＦＴと周波数成分の番号ｋに対し、以下の式（１０）で与えられる係数γ_ｋを算出する算出ステップと、前記第２の無線通信装置が、前記時間／周波数信号変換ステップにおける出力において、前記パイロット信号の周波数成分と、該パイロット信号の少なくとも隣接する周波数成分を含む複数の周辺の周波数成分とを含む周波数領域の信号を抽出し、抽出された信号の周波数成分ごとの係数と前記係数γ_ｋとを基に位相雑音のレプリカを生成する位相雑音レプリカ生成ステップと、前記第２の無線通信装置が、該位相雑音のレプリカと、前記時間領域のサンプリング信号ないしは前記時間領域のサンプリング信号に基づいて修正されたサンプリング信号とを用いて位相雑音補償がなされたサンプリング信号を生成する位相雑音補償ステップと、前記第２の無線通信装置が、該位相雑音補償ステップにおける出力信号を基に、前記第１の無線通信装置より伝送されるデータを再生するデータ再生ステップと、を有することを特徴とする無線通信方法である。

　本発明により、ミリ波等の高周波数帯を用いた無線伝送において、位相雑音に起因したサブキャリア間干渉によるスループットの低下を抑制することが可能となる。また、さらに、二つの無線局装置間の距離が比較的遠い場合でも、距離に起因したチャネルの周波数依存性の影響を回避し、位相雑音の補償を行うことが可能となる。

第１の実施形態における無線局装置の回路構成を示す図である。第１の実施形態における無線局装置の送信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。第１の実施形態における無線局装置の受信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。第１の実施形態における拡張ＦＦＴ回路の構成の一例を示す概略ブロック図である。第１の実施形態における拡張ＦＦＴ回路の構成の別例を示す概略ブロック図である。第２の実施形態における無線局装置の送信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。第２の実施形態における無線局装置の受信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。第３の実施形態における無線局装置の送信部の構成の一例を示す概略ブロック図を示す図である。第３の実施形態における無線局装置の受信部の構成の一例を示す概略ブロック図を示す図である。第４の実施形態における拡張ＦＦＴ回路の構成を示す図である。第４の実施形態における拡張ＦＦＴ回路の構成の別例を示す概略ブロック図である。第５の実施形態におけるシングルキャリア補償回路の構成例を示す図である。第５の実施形態におけるシングルキャリア補償回路の別の構成例を示す図である。第５の実施形態におけるシングルキャリア伝送時の送信部の構成の一例を示す概略ブロック図を示す図である。第５の実施形態におけるシングルキャリア伝送時の受信部の構成の一例を示す概略ブロック図を示す図である。第６の実施形態における対向する無線局装置の概要を示す図である。従来の無線局装置の回路構成を示す図である。無線局装置における送信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。無線局装置における受信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。非特許文献１における無線局装置の送信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。非特許文献１における無線局装置の受信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。非特許文献２における無線局装置の送信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。従来技術におけるＯＦＤＭ信号の波形の具体例を示す図である。非特許文献２における無線局装置の受信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。従来技術におけるＯＦＤＭ信号の波形の具体例を示す図である。従来技術における送信トレーニング信号とその受信波形の関係を示す図である。従来技術における送信信号と受信信号の波形の関係を示す図である。

　以下の説明では、本発明の背景となる関連発明の処理を引用して説明を行う。
［本発明の基本原理］
　上記の課題の根本的な原因は、位相雑音の推定に用いるチャネル情報に、距離に比例した位相回転の項が含まれていたためである。例えば、二つの無線局装置の距離の概算値をＬ’とすると、距離に比例した位相回転量のキャンセルは以下の式（１０）で示すサブキャリア番号ｋに対する係数γ_ｋで行うことができる。

　ここで、サブキャリア番号のｋは中心周波数をゼロとみなしても良いし、周波数最小のサブキャリアをｋ＝１としても良い。いずれの場合でも、全てのサブキャリアに所定の係数が乗算されるだけであるので、周波数の低い方から高い方に向けて、１ずつ加算される形でサブキャリア番号が割り振られていれば構わない。この様にすることで、サブキャリア毎に距離に比例した位相回転が加わる影響は、実際の距離Ｌの代わりに推定された距離Ｌ’の誤差の値、すなわちδＬ＝（Ｌ－Ｌ’）の程度に誤差を抑えることができる。一例として、Ｌ＝１００［ｍ］、δＬ＝３［ｍ］、Ｗ＝１［ＧＨｚ］とすると、元々の位相回転のＮ_ｐ（＝Ｌ×Ｗ／ｃ）は３３３程度であり３３３サンプルのタイムラグは無視できないが、上記の補正を行った場合には、帯域幅の中で残留する位相回転量は２π×（Ｌ－Ｌ’）×Ｗ／ｃであり、これをＮ_ｐ’とするとＮ_ｐ’は１０程度となる。１０サンプル程度であれば位相雑音による位相のシフト量は誤差程度であると予想されるため、上述の課題は概ね解決できたことになる。

　なお、この距離の測定はレーザポインタ型の距離測定の装置を利用して直接測定しても良いし、設置場所の情報を基に計算で算出しても構わない。いずれにしても、数％程度の誤差で距離を求めることができれば、位相雑音のレプリカのタイムラグは大幅に修正されることになる。
　この様にして求めた係数は、例えば式（５）を以下の式（１１）のように置き換えることで活用できる。

　ないしは、式（７）を以下の式（１２）のように置き換えることでも活用できる。

　本発明では、受信側の無線局装置において、上記のように距離に比例した位相回転量をキャンセルするように、係数γ_ｋを算出する。そして、受信側の無線局装置は、算出した係数γ_ｋと、信号の周波数成分ごとの係数とを用いて位相雑音のレプリカ信号を生成し、生成した位相雑音のレプリカ信号を用いて位相回転量をキャンセルする。このような処理を行うことによって上述した課題を解決する。

　以下に各実施形態における回路構成の特徴について、図を用いて説明する。また、ここでは代表的な例としてＯＦＤＭ変調方式を例として説明するが、その他のシングルキャリア伝送の場合でも拡張は可能であり、この点は後述する。また、本明細書では時間領域の送信ウエイト及び受信ウエイトのことを時間軸送信ウエイト、時間軸受信ウエイトとも表現しているが、これらは「時間軸」と「時間領域」は同一の意味である。

［第１の実施形態］
　以下に、回路構成に関する図を中心に用いて本発明の第１の実施形態について説明を行う。
（第１の実施形態における回路構成）
　図１は、第１の実施形態における無線局装置７０の回路構成を示す図である。図１に示すように、無線局装置７０は、送信部７１、受信部７５、インタフェース回路６７、ＭＡＣ（Medium Access Control）層処理回路６８、及び通信制御回路５１を備えている。
　無線局装置７０は、インタフェース回路６７を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路６７は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをＭＡＣ層処理回路６８に出力する。ＭＡＣ層処理回路６８は、無線局装置７０全体の動作の管理制御を行う通信制御回路５１の指示に従い、ＭＡＣ層に関する処理を行う。ＭＩＭＯ伝送では、一つの無線局装置７０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部７１に出力される。

　図２は、第１の実施形態における無線局装置７０の送信部７１の構成の一例を示す概略ブロック図である。図２に示すように、送信部７１は、送信信号処理回路３１１－１～３１１－Ｎ_ＳＤＭと、加算合成回路８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔと、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３－１～８１３－Ｎ_Ａｎｔと、Ｄ／Ａ変換器８１４－１～８１４－Ｎ_Ａｎｔと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６－１～８１６－Ｎ_Ａｎｔと、フィルタ８１７－１～８１７－Ｎ_Ａｎｔと、ハイパワーアンプ８１８－１～８１８－Ｎ_Ａｎｔと、アンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔと、加算器３２０－１～３２０－Ｎ_Ａｎｔと、パイロット信号記憶回路３２１と、送信ウエイト処理部８４０とを備えている。送信信号処理回路３１１－１～３１１－Ｎ_ＳＤＭと、送信ウエイト処理部８４０とは、通信制御回路５１に接続されている。

　送信ウエイト処理部８４０は、チャネル情報取得回路８４１と、チャネル情報記憶回路８４２と、送信ウエイト算出回路８４３とを備えている。ここで、図２における送信信号処理回路３１１－１～３１１－Ｎ_ＳＤＭの添え字のＮ_ＳＤＭは、同時に空間多重を行う多重数を表す。Ｎ_ＳＤＭが、同時に空間多重を行う多重数であることは以下の実施形態においても同様である。また、加算合成回路８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔからアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔまでの回路の添え字のＮ_Ａｎｔは、無線局装置７０が備えるアンテナ素子数を表す。Ｎ_Ａｎｔが、無線局装置７０が備えるアンテナ素子数であることは以下の実施形態においても同様である。

　ここで、送信信号処理回路３１１－１～３１１－Ｎ_ＳＤＭは、図２３に示す有効帯域幅Ｗ’のＯＦＤＭ信号を生成する送信信号処理回路と、図２５の縮小有効帯域幅Ｗ’’のＯＦＤＭ信号を生成する点が異なり、その他の機能は同一である。また、送信信号処理回路３１１－１～３１１－Ｎ_ＳＤＭは、縮小有効帯域幅Ｗ’’の信号処理を行うため、送信ウエイト処理部８４０から入力される送信ウエイトは、割り当てのあるサブキャリアに関してのみである。

　背景技術では、一つの無線局装置７０が他の無線局装置７０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部７１に入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路３１１－１～３１１－Ｎ_ＳＤＭに入力される。送信信号処理回路３１１－１～３１１－Ｎ_ＳＤＭは、宛先の無線局装置７０に送信すべきデータ（データ入力＃１～＃Ｎ_ＳＤＭ）がＭＡＣ層処理回路６８から無線回線で送信するデータ（無線パケット）が入力されると、これに対して変調処理を行う。ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、図２５に示す縮小有効帯域幅Ｗ’’内において、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が行われる。更に、送信信号処理回路３１１－１～３１１－Ｎ_ＳＤＭは、変調処理がなされたベースバンド信号にサブキャリアごとに送信ウエイトを乗算する。

　各アンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔに対応した送信ウエイトが乗算された信号は、必要に応じて残りの信号処理が施され、ベースバンドにおける送信信号の周波数領域の信号として各送信信号処理回路３１１－１～３１１－Ｎ_ＳＤＭから加算合成回路８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔに入力される。加算合成回路８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔに入力された信号は、サブキャリアごとに合成される。合成された信号は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３－１～８１３－Ｎ_Ａｎｔにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ－ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われる。パイロット信号記憶回路３２１からはパイロット信号のサンプリングデータが出力され、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３－１～８１３－Ｎ_Ａｎｔからの出力信号と加算器３２０－１～３２０－Ｎ_Ａｎｔで加算される。パイロット信号記憶回路３２１からは、パイロット信号のそれぞれの正弦波波形が連続する形で、サンプリングデータが繰り返し出力される。加算器で加算された信号は、アンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔの系統ごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４－１～８１４－Ｎ_Ａｎｔでデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６－１～８１６－Ｎ_Ａｎｔで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の領域に信号が含まれるため、フィルタ８１７－１～８１７－Ｎ_Ａｎｔで帯域外の信号を除去し、送信すべき信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８－１～８１８－Ｎ_Ａｎｔで増幅され、アンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔより送信される。

　なお、図２では、各サブキャリアの信号の加算合成を加算合成回路８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔで実施した後に、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を行っているが、送信信号処理回路３１１－１～３１１－Ｎ_ＳＤＭにてこれらの処理を行い、ＩＦＦＴされた時間軸上のサンプリング信号を加算合成回路８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔで合成することとして、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３－１～８１３－Ｎ_Ａｎｔを省略する構成（厳密には、送信信号処理回路３１１－１～３１１－Ｎ_ＳＤＭにこれらを含める）としてもよい。この場合、送信信号処理回路３１１－１～３１１－Ｎ_ＳＤＭにおける送信ウエイト乗算後の必要に応じた残りの信号処理とは、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を指す。

　また、送信信号処理回路３１１－１～３１１－Ｎ_ＳＤＭで乗算される送信ウエイトは、信号送信処理時に、送信ウエイト処理部８４０に備えられている送信ウエイト算出回路８４３より取得する。送信ウエイト処理部８４０では、チャネル情報取得回路８４１において、受信部７５にて取得されたチャネル情報を通信制御回路５１経由で別途取得しておき、これを逐次更新しながら、チャネル情報記憶回路８４２に記憶する。信号の送信時には通信制御回路５１からの指示に従い、送信ウエイト算出回路８４３は、宛先局に対応したチャネル情報をチャネル情報記憶回路８４２から読み出し、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトを算出する。送信ウエイト算出回路８４３は、算出した送信ウエイトを送信信号処理回路３１１－１～３１１－Ｎ_ＳＤＭに出力する。通信制御回路５１は、無線局装置が基地局である場合には、複数の端末局装置と通信することになるため、宛先局がどの端末局装置であるかを管理する。

　なお、送信信号処理回路３１１－１～３１１－Ｎ_ＳＤＭから出力されるＮ_ＳＤＭ系統の信号は加算合成回路８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔにて合成され、後続するＤ／Ａ変換器８１４－１～８１４－Ｎ_Ａｎｔからアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔまでを共用するが、加算合成回路８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔにて合成することなく個別に後続するＤ／Ａ変換器８１４－１～８１４－Ｎ_Ａｎｔからアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔまでを実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔによりサブアレーを構成しても良い。さらにこの場合、送信ウエイトの算出において、無線局装置７０と無線局装置７０の送信部７１及び受信部７５におけるアレーアンテナないしはサブサレーとの間で、第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用することも可能である。この第１特異値に対応する仮想的伝送路を活用する場合のチャネル推定の方法及び送受信ウエイトの算出方法には幾つかのバリエーションがある。例えば、無線局装置７０から別の無線局装置７０のアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔに向けての各チャネル行列に対し、特異値分解した際の第１右特異ベクトルを送信ウエイトベクトルに用いても良い。この場合、送信ウエイト算出回路８４３はこの第１右特異ベクトルを算出する機能を有することになる。ないしは、この様な特異ベクトルの近似解を取得する様々な手法を用いても構わない。

　例えば、無線局装置７０から別の無線局装置７０のアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔに向けての各チャネル行列に対し、特異値分解した際の第１右特異ベクトルを送信ウエイトベクトルに用いても良い。この場合、送信ウエイト算出回路８４３はこの第１右特異ベクトルを算出する機能を有することになる。ないしは、この様な特異ベクトルの近似解を取得する様々な手法を用いても構わない。

　また、以上の説明では有効帯域幅の両端のパイロット信号の付与をＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３－１～８１３－Ｎ_ＡｎｔとＤ／Ａ変換器８１４－１～８１４－Ｎ_Ａｎｔの間の加算器３２０－１～３２０－Ｎ_Ａｎｔにて行っているが、送信信号処理回路３１１－１～３１１－Ｎ_ＳＤＭ内において、有効帯域幅の両端のサブキャリアにパイロット信号を割り当てた信号を生成し、これに対し送信ウエイトの乗算を行うなどの所定の信号処理を実施する構成としても良い。この場合、加算器３２０－１～３２０－Ｎ_Ａｎｔとパイロット信号記憶回路３２１は不要となり、それと等価な処理が送信信号処理回路３１１－１～３１１－Ｎ_ＳＤＭ内にて行われることになる。

　次に、図３は、第１の実施形態における無線局装置７０の受信部７５の構成の一例を示す概略ブロック図である。図３に示すように、受信部７５は、アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔと、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）８５２－１～８５２－Ｎ_Ａｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４－１～８５４－Ｎ_Ａｎｔと、フィルタ８５５－１～８５５－Ｎ_Ａｎｔと、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器８５６－１～８５６－Ｎ_Ａｎｔと、拡張ＦＦＴ回路３５７－１～３５７－Ｎ_Ａｎｔと、受信信号処理回路３４５－１～３４５－Ｎ_ＳＤＭと、受信ウエイト処理部８４４とを備えている。受信信号処理回路３４５－１～３４５－Ｎ_ＳＤＭと、受信ウエイト処理部８４４とは、図１において示した通信制御回路５１に接続されている。受信ウエイト処理部８４４は、チャネル情報推定回路８４６と、受信ウエイト算出回路８４７とを備えている。

　まず、アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔで受信した信号は、ローノイズアンプ８５２－１～８５２－Ｎ_Ａｎｔで増幅される。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４－１～８５４－Ｎ_Ａｎｔで乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の信号も含まれるため、フィルタ８５５－１～８５５－Ｎ_Ａｎｔで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６－１～８５６－Ｎ_Ａｎｔでデジタルベースバンド信号に変換される。例えばＯＦＤＭを用いる場合には、デジタルベースバンド信号は拡張ＦＦＴ回路３５７－１～３５７－Ｎ_Ａｎｔに入力され、拡張ＦＦＴ回路３５７－１～３５７－Ｎ_Ａｎｔでは後述する位相雑音補償処理を実施すると共に、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各サブキャリアの信号に分離）する。この各サブキャリアに分離された信号は、受信信号処理回路３４５－１～３４５－Ｎ_ＳＤＭに入力されるとともに、チャネル情報推定回路８４６にも入力される。

　チャネル情報推定回路８４６では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に送信局側のアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔと受信局側のアンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔとの間のチャネル情報のチャネルベクトルをサブキャリアごとに推定し、その推定結果を受信ウエイト算出回路８４７に出力する。受信ウエイト算出回路８４７では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトをサブキャリアごとに算出する。

　この受信ウエイトに関しては、例えば前述の様に、ＺＦ型の擬似逆行列を利用したり、ＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列を利用したりする。この際、各アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔで受信された信号を合成するための受信ウエイトベクトルは、信号系列ごとに異なり、上述のＺＦ型の擬似逆行列ないしはＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列などの行ベクトルに相当し、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路３４５－１～３４５－Ｎ_ＳＤＭにそれぞれ入力される。

　受信信号処理回路３４５－１～３４５－Ｎ_ＳＤＭでは、拡張ＦＦＴ回路３５７－１～３５７－Ｎ_Ａｎｔから入力されたサブキャリアごとの信号に対し、受信ウエイト算出回路８４７から入力された受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔで受信された信号をサブキャリアごとに加算合成する。受信信号処理回路３４５－１～３４５－Ｎ_ＳＤＭは、加算合成した信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをＭＡＣ層処理回路６８に出力する。

　ここで、異なる受信信号処理回路３４５－１～３４５－Ｎ_ＳＤＭでは、異なる信号系列の信号処理が行われる。また、複数の受信信号処理回路３４５－１～３４５－Ｎ_ＳＤＭにまたがった受信信号処理として、ＭＬＤやＱＲ分解を用いた簡易ＭＬＤ等を用いても良い。また、ＭＡＣ層処理回路６８は、ＭＡＣ層に関する処理（例えば、インタフェース回路６７に対して入出力するデータと、無線回線上で送受信されるデータ即ち無線パケットとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の終端など）を行う。ＭＡＣ層処理回路６８にて処理された受信データは、インタフェース回路６７を介して外部機器ないしはネットワークに出力される。また、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路５１が管理する。

　また、送信部７１と同様に、受信部７５は、アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔから拡張ＦＦＴ回路３５７－１～３５７－Ｎ_Ａｎｔまでを共用し、拡張ＦＦＴ回路３５７－１～３５７－Ｎ_Ａｎｔからの出力をＮ_ＳＤＭ系統にコピーして個別の受信信号処理回路３４５－１～３４５－Ｎ_ＳＤＭに入力しているが、アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔから拡張ＦＦＴ回路３５７－１～３５７－Ｎ_Ａｎｔまでを個別に実装し、各アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔがサブアレー構成となるように実現することも可能である。

　さらにこの場合、受信ウエイトの算出において、無線局装置７０と無線局装置７０の送信部７１及び受信部７５におけるアレーアンテナないしはサブサレーとの間で、第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用することも可能である。この第１特異値に対応する仮想的伝送路を活用する場合のチャネル推定の方法及び送受信ウエイトの算出方法には幾つかのバリエーションがある。例えば、別の無線局装置７０から自局のアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔに向けての各チャネル行列に対し、特異値分解した際の第１左特異ベクトルを受信ウエイトベクトルに用いても良い。この場合、受信ウエイト算出回路８４７はこの第１左特異ベクトルを算出する機能を有することになる。ないしは、この様な特異ベクトルの近似解を取得する様々な手法を用いても構わない。

　以下に、拡張ＦＦＴ回路３５７－１～３５７－Ｎ_Ａｎｔで行う位相雑音補償処理について説明を行う。図４は、第１の実施形態における拡張ＦＦＴ回路３５７の構成の一例を示す概略ブロック図である。図４に示すように、従来技術のＦＦＴ回路の機能ブロックに相当するブロック１８０（図４（Ａ））が、第１の実施形態における拡張ＦＦＴ回路ではブロック１９０に変更される（図４（Ｂ））。図４（Ｂ）に示すように、拡張ＦＦＴ回路３５７は、複製回路１８１、ＦＦＴ回路１８２、関数Φ（ｔ）取得回路１８３、ＩＦＦＴ回路１８４、位相雑音補償回路１８５、γ_ｋ設定回路１９３、距離Ｌ設定回路１９４及びＦＦＴ回路８５７を備える。拡張ＦＦＴ回路３５７は、図３における受信信号処理回路３４５、受信ウエイト処理部８４４、及びＡ／Ｄ変換器８５６に接続されている。

　まず、運用の開始前無線局装置を置局する際に、設置者は二つの無線局装置の間の距離の概算値Ｌ’を何らかの手法で算出し、これを距離Ｌ設定回路１９４により設定する。この設定においては、装置上に数値入力の手段があっても良いし、制御用の別装置（ＰＣ等）を接続して、外部より設定する構成であっても構わない。この様に設定された距離Ｌ’はγ_ｋ設定回路１９３に入力され、γ_ｋ設定回路１９３ではこのＬ’を用いて式（１０）によりγ_ｋを算出し、これを関数Φ（ｔ）取得回路１８３に入力し、事前の準備とする。

　次に、拡張ＦＦＴ回路３５７（ブロック１９０）へは、Ａ／Ｄ変換器８５６よりデジタル・サンプリング・データが入力され、複製回路１８１にてサンプリングデータを複製し、一方をＦＦＴ回路１８２、他方を位相雑音補償回路１８５に入力する。ＦＦＴ回路１８２では、図には記載されていないタイミング検出部が判断する所定のシンボルタイミングで切り出したサンプリングデータをＦＦＴし、図３におけるパイロット信号とその近傍のサブキャリア領域９１７及び９１８に関する成分を抽出し、この情報を関数Φ（ｔ）取得回路１８３に入力する。関数Φ（ｔ）取得回路１８３では、上述の手法により式（５）の関数Φ_ｋ（ｔ）の係数γ_ｋ＋ｋ’×α_ｋ＋ｋ’／α_ｋに相当する値を、ＦＦＴ回路１８２の出力を基に上述の係数γ_ｋ＋ｋ’×β_ｋ＋ｋ’／β_ｋの演算により算出する。これにより、関数Φ（ｔ）の逆数の周波数領域の係数が求まる。

　さらにこの情報を基にＩＦＦＴ回路１８４にて周波数領域の信号を時間領域の信号に変換し、この時間領域の信号を位相雑音補償回路１８５に入力する。位相雑音補償回路１８５では、ＩＦＦＴ回路１８４から入力された時間領域信号の逆数（すなわち関数Φ（ｔ））と、複製回路１８１から入力される時間領域信号（厳密には、ＦＦＴ回路１８２でＦＦＴを実施したガードインターバルを除去した領域に相当する時間軸信号）の値を、式（６）に示すようにサンプリングデータごとに乗算し、位相雑音補償がなされた時間領域の信号を再生する。この再生された時間領域の信号（サンプリングデータ）は、ＦＦＴ回路８５７に入力され、ここで再度、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換される。ただし、この周波数領域の信号は位相雑音が補償された信号であり、サブキャリア間の電力の漏洩は抑圧されている。この周波数領域の信号は受信信号処理回路３４５に入力され、ここで所定の受信信号処理を行う。

　受信信号処理回路３４５で行う信号処理は基本的に従来の受信信号処理回路と等価であるが、従来の受信信号処理回路が図２３に示す有効帯域幅Ｗ’のＯＦＤＭ信号を処理するのに対し、本発明の実施形態では図２５に示す縮小有効帯域幅Ｗ’’の受信信号処理を行う。この際、パイロット信号や空きサブキャリア領域の信号成分は無視して処理を行うため、厳密には異なる機能ブロックとして示したが、有効なサブキャリアの範囲が異なるだけで、その他の信号処理は全く等価なものとなっている。したがって、受信ウエイト処理部８４４への情報の出力も、この様に有効帯域幅Ｗ’が縮小有効帯域幅Ｗ’’に変更された点以外は従来の構成と全く等価である。

　同様の効果を得る別の構成としては、式（１１）の代わりに式（１２）にて処理を実施する図５の構成でも構わない。図５においては、図４に加えて関数Ψ（ｔ）取得回路１９５、関数Φ（ｔ）取得回路１９６が追加され、関数Φ（ｔ）取得回路１８３が削除されている。

　図５においても、式（１０）によりγ_ｋを算出するところまでは図４と同様で、この結果を関数Ψ（ｔ）取得回路１９５に入力し、事前の準備とする点のみが異なる。
　その他の処理の差分としては、ＦＦＴ回路１８２では、図には記載されていないタイミング検出部が判断する所定のシンボルタイミングで切り出したサンプリングデータをＦＦＴし、図３におけるパイロット信号とその近傍のサブキャリア領域９１７及び９１８に関する成分を抽出し、この情報を関数Ψ（ｔ）取得回路１９５に入力する。関数Ψ（ｔ）取得回路１９５では、式（１２）の関数Ψ_ｋ（ｔ）の係数γ_ｋ＋ｋ’×β_ｋ＋ｋ’に相当する値を、ＦＦＴ回路１８２の出力を基に算出する。これにより、関数Ψ（ｔ）の周波数領域の係数が求まる。

　さらにこの情報を基にＩＦＦＴ回路１８４にて周波数領域の信号を時間領域の信号に変換し、これを関数Φ（ｔ）取得回路１９６に入力する。関数Φ（ｔ）取得回路１９６では、式（８）を用いて関数Φ（ｔ）を算出し、この時間領域の信号を位相雑音補償回路１８５に入力する。その他の処理は図４と同様である。

　以上のように構成された無線局装置７０によれば、何らかの手法（例えば、レーザポインタ型の距離測定の装置を利用して直接測定しても良いし、設置場所の情報を基に計算）により得られる二つの無線局装置７０間の距離の概算値を用いて、位相回転量をキャンセルする。これにより、位相雑音のレプリカのタイムラグを大幅に修正することができる。
その結果、スループットの低下を抑圧することが可能となる。

［第２の実施形態］
　第１の実施形態においては、アンテナ素子ごとにＦＦＴ回路を実装する回路構成に対して位相雑音補償を実施する場合について説明をした。しかし、背景技術においても、複数素子のアンテナの信号を送信する信号系列ごとに集約し、ＦＦＴやＩＦＦＴの信号処理を空間多重する信号系列数に限定する信号処理技術が存在する。そこで、第２の実施形態では、非特許文献１に記載の技術に本発明を適用する場合の実施形態について説明を行う。

（第２の実施形態における回路構成）
　本発明の第２の実施形態においても、無線局装置７０の構成は図１に示す無線局装置７０と等価な構成をとる。図１と異なるのは送信部７１が送信部７２ａに、受信部７５が受信部７６ａに、通信制御回路５１が通信制御回路５２に置き換えられている点のみであり、このため全体的な機能及び特徴は図１に準じており、ここでは図及び説明の詳細は省略する。

　図６は、第２の実施形態における無線局装置７０の送信部７２ａの構成の一例を示す概略ブロック図である。図６に示すように、送信部７２ａは、送信信号処理回路４１１－１～４１１－Ｎ_ＳＤＭと、加算合成回路８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔと、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３－１～３１３－Ｎ_ＳＤＭと、Ｄ／Ａ変換器８１４－１～８１４－Ｎ_Ａｎｔと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６－１～８１６－Ｎ_Ａｎｔと、フィルタ８１７－１～８１７－Ｎ_Ａｎｔと、ハイパワーアンプ８１８－１～８１８－Ｎ_Ａｎｔと、アンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔと、送信ウエイト処理部７４０と、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１－１～７６１－Ｎ_ＳＤＭと、加算器４２０－１～４２０－Ｎ_ＳＤＭと、パイロット信号記憶回路３２１とを備えている。送信信号処理回路４１１－１～４１１－Ｎ_ＳＤＭと、送信ウエイト処理部７４０とは、通信制御回路５２に接続されている。送信ウエイト処理部７４０は、チャネル情報取得回路７４１と、チャネル情報記憶回路７４２と、時間軸送信ウエイト算出回路７４３とを備えている。

　図６と非特許文献１に記載された送信部の構成との差分は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３－１～３１３－Ｎ_ＳＤＭと時間軸送信ウエイト乗算回路７６１－１～７６１－Ｎ_ＳＤＭとの間に加算器４２０－１～４２０－Ｎ_ＳＤＭが配置され、更にパイロット信号記憶回路３２１が追加されている点、及び送信信号処理回路７１１－１～７１１－Ｎ_ＳＤＭが送信信号処理回路４１１－１～４１１－Ｎ_ＳＤＭに変更されている点である。

　これは、第１の実施形態において、従来の構成と図２の差分が、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３－１～８１３－Ｎ_ＡｎｔとＤ／Ａ変換器８１４－１～８１４－Ｎ_Ａｎｔとの間に加算器３２０－１～３２０－Ｎ_Ａｎｔが追加され、更にパイロット信号記憶回路３２１が追加されている点、及び送信信号処理回路８１１－１～８１１－Ｎ_ＳＤＭが送信信号処理回路３１１－１～３１１－Ｎ_ＳＤＭに変更されている点と同様である。

　すなわち、図６の送信部７２ａは、非特許文献１における送信部と等価な動作をする中で、送信信号に有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号を付与する処理を、アンテナ系統ごとに実施する代わりに、空間多重する信号系列ごとにパイロット信号を付与する処理に変更している。さらに、非特許文献２における送信信号処理回路では図２５に示す有効帯域幅Ｗ’内にユーザデータが割り当てられた信号を生成していたのに対し、図２６では図２５に示す縮小有効帯域幅Ｗ’’内にユーザデータが割り当てられた信号を生成するように変更されていたことに対応する。ただし、図２の送信信号処理回路３１１－１～３１１－Ｎ_ＳＤＭでは送信ウエイトの乗算処理までを行っていたが、図６の送信信号処理回路４１１－１～４１１－Ｎ_ＳＤＭでは送信ウエイトの乗算処理は行わない。この送信ウエイトの乗算処理に相当する処理は非特許文献１における技術の特徴として、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１－１～７６１－Ｎ_ＳＤＭにて行う。

　また、以上の説明では有効帯域幅の両端のパイロット信号の付与をＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３－１～３１３－Ｎ_ＳＤＭと時間軸送信ウエイト乗算回路７６１－１～７６１－Ｎ_ＳＤＭとの間の加算器４２０－１～４２０－Ｎ_ＳＤＭにて行っているが、第１の実施形態と同様に、送信信号処理回路４１１－１～４１１－Ｎ_ＳＤＭ内において、有効帯域幅の両端のサブキャリアにパイロット信号を割り当てた信号を生成する構成としても良い。この場合、加算器４２０－１～４２０－Ｎ_ＳＤＭとパイロット信号記憶回路３２１は不要となり、それと等価な処理が送信信号処理回路４１１－１～４１１－Ｎ_ＳＤＭ内にて行われることになる。

　なお、第２の実施形態においては、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１－１～７６１－Ｎ_ＳＤＭから出力されるＮ_ＳＤＭ系統の信号が加算合成回路８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔにて合成され、後続するＤ／Ａ変換器８１４－１～８１４－Ｎ_Ａｎｔからアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔまでを共用するが、加算合成回路８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔにて合成することなく個別に後続するＤ／Ａ変換器８１４－１～８１４－Ｎ_Ａｎｔからアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔまでを実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔによりサブアレーを構成しても良い。

　図７は、第２の実施形態における無線局装置７０の受信部７６ａの構成の一例を示す概略ブロック図である。図７に示すように、受信部７６ａは、アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔと、ローノイズアンプ８５２－１～８５２－Ｎ_Ａｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４－１～８５４－Ｎ_Ａｎｔと、フィルタ８５５－１～８５５－Ｎ_Ａｎｔと、Ａ／Ｄ変換器８５６－１～８５６－Ｎ_Ａｎｔと、拡張ＦＦＴ回路１５７－１～１５７－Ｎ_ＳＤＭと、受信信号処理回路４４５－１～４４５－Ｎ_ＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト乗算回路７５５－１～７５５－Ｎ_ＳＤＭと、時間軸受信ウエイト算出回路７５７とを備えている。受信信号処理回路４４５－１～４４５－Ｎ_ＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、受信ウエイト算出回路７４７とは、通信制御回路５２に接続されている。受信ウエイト処理部７４４は、チャネル情報推定回路７４６と、受信ウエイト算出回路７４７とを備えている。

　図７と非特許文献１に記載された受信部の構成との差分は、ＦＦＴ回路２５７－１～２５７－Ｎ_ＳＤＭが拡張ＦＦＴ回路１５７－１～１５７－Ｎ_ＳＤＭに変更されている点、及び受信信号処理回路７４５－１～７４５－Ｎ_ＳＤＭが受信信号処理回路４４５－１～４４５－Ｎ_ＳＤＭに変更されている点である。

　これは、第１の実施形態において、ＦＦＴ回路２５７－１～２５７－Ｎ_ＳＤＭが拡張ＦＦＴ回路１５７－１～１５７－Ｎ_ＳＤＭに変更され、更に受信信号処理回路８４５－１～８４５－Ｎ_ＳＤＭが受信信号処理回路３４５－１～３４５－Ｎ_ＳＤＭに変更されている点と同様である。

　すなわち、図７の受信部７６ａは図２１の受信部６６ａと等価な動作をする中で、ＦＦＴ回路２５７－１～２５７－Ｎ_ＳＤＭに、送信信号に有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号を利用して位相雑音補償を実施する機能を付加し（拡張ＦＦＴ回路１５７－１～１５７－Ｎ_ＳＤＭに相当）、さらに、図２１の受信信号処理回路７４５－１～７４５－Ｎ_ＳＤＭでは図２３に示す有効帯域幅Ｗ’内にユーザデータが割り当てられた信号に対して受信信号処理をしていたのに対し、図７では図２５に示す縮小有効帯域幅Ｗ’’内にユーザデータが割り当てられた信号に対し受信信号処理をするように変更されていたことに対応する。更に、その他の特徴に関しても図２１に示す非特許文献１における受信部６６ａに関する説明と同様である。

　以上のように構成された第２の実施形態における無線局装置７０によれば、別の構成においても第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。

［第３の実施形態］
　非特許文献１に記載の背景技術では、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１－１～７６１－Ｎ_ＳＤＭにて時間軸送信ウエイトをデジタル的に乗算し、時間軸受信ウエイト乗算回路７５５－１～７５５－Ｎ_ＳＤＭにて時間軸受信ウエイトをデジタル的に乗算していた。しかし、この時間領域の送受信ウエイトの乗算は全周波数帯域において共通の係数を乗算することに相当し、これはアナログの送信信号ないしはアナログの受信信号に直接的に移相器を用いて位相を回転する処理と等価である。この特徴を利用し非特許文献２では、非特許文献１に記載の手法でデジタル的に乗算すべき送受信ウエイトの算出を行う一方、実際の時間軸送受信ウエイトの乗算に相当する処理は、移相器にて実施する方法を採用している。以下の説明では、まず本発明の背景技術として非特許文献２に記載の技術を適用した場合の別の回路構成について説明を行い、それとの差分として第３の実施形態について説明を行う。

　非特許文献２に記載の技術に本発明を適用する場合の実施形態を、以下にて説明する。
（第３の実施形態における回路構成）
　本発明の第３の実施形態においても、無線局装置の構成は図１に示す無線局装置７０と等価な構成をとる。図１と異なるのは送信部７１が送信部７２ｂに、受信部７５が受信部７６ｂに、通信制御回路５１が通信制御回路５３に置き換えられている点のみであり、このため全体的な機能及び特徴は図１に準じており、ここでは図及び説明の詳細は省略する。

　図８は、第３の実施形態における無線局装置７０の送信部７２ｂの構成の一例を示す概略ブロック図を示す図である。図８に示すように、送信部７２ｂは、送信信号処理回路４１１－１～４１１－Ｎ_ＳＤＭと、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３－１～３１３－Ｎ_ＳＤＭと、Ｄ／Ａ変換器４１４－１～４１４－Ｎ_ＳＤＭと、ローカル発振器８１５と、ミキサ３１６－１～３１６－Ｎ_ＳＤＭと、フィルタ３１７－１～３１７－Ｎ_ＳＤＭと、ハイパワーアンプ８１８－１～８１８－Ｎ_Ａｎｔと、アンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔと、合成器６７１－１～６７１－Ｎ_Ａｎｔと、移相器群６８１－１～６８１－Ｎ_ＳＤＭと、分配器６７３－１～６７３－Ｎ_ＳＤＭと、位相制御回路６８８と、時間軸送信ウエイト算出回路６４２と、パイロット信号記憶回路３２１とを備えている。送信信号処理回路４１１－１～４１１－Ｎ_ＳＤＭと、時間軸送信ウエイト算出回路６４２とは、通信制御回路５３に接続されている。

　図２２との差分は、Ｄ／Ａ変換器３１４－１～３１４－Ｎ_ＳＤＭがＤ／Ａ変換器４１４－１～４１４－Ｎ_ＳＤＭに変更され、更にパイロット信号記憶回路３２１が追加されている点、及び送信信号処理回路７１１－１～７１１－Ｎ_ＳＤＭが送信信号処理回路４１１－１～４１１－Ｎ_ＳＤＭに変更されている点である。Ｄ／Ａ変換器４１４－１～４１４－Ｎ_ＳＤＭは、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３－１～３１３－Ｎ_ＳＤＭからの時間領域の信号とパイロット信号記憶回路３２１からの時間領域の信号をサンプリングデータ毎に加算し、この加算された値に対しＤ／Ａ変換を行う機能を有し、これはＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３－１～３１３－Ｎ_ＳＤＭの後段（で且つＤ／Ａ変換器３１４－１～３１４－Ｎ_ＳＤＭの前段）に図８と同様に加算器４２０－１～４２０－Ｎ_ＳＤＭを配置し、ここでパイロット信号記憶回路３２１からの時間領域の信号をサンプリングデータ毎に加算する構成と等価である。

　これは、第１の実施形態において、図１８と図２の差分が、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３－１～８１３－Ｎ_ＡｎｔとＤ／Ａ変換器８１４－１～８１４－Ｎ_Ａｎｔとの間に加算器３２０－１～３２０－Ｎ_Ａｎｔが追加され、更にパイロット信号記憶回路３２１が追加されている点、及び送信信号処理回路８１１－１～８１１－Ｎ_ＳＤＭが送信信号処理回路３１１－１～３１１－Ｎ_ＳＤＭに変更されている点と同様である。

　すなわち、図８の送信部７２ｂは図２２の送信部６２ｂと等価な動作をする中で、送信信号に有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号を付与する処理を、アンテナ系統ごとに実施する代わりに、空間多重する信号系列ごとにパイロット信号を付与する処理に変更している。さらに、図２２の送信信号処理回路７１１－１～７１１－Ｎ_ＳＤＭでは図２３に示す有効帯域幅Ｗ’内にユーザデータが割り当てられた信号を生成していたのに対し、図８では図２５に示す縮小有効帯域幅Ｗ’’内にユーザデータが割り当てられた信号を生成するように変更されていたことに対応する。

　また、以上の説明では有効帯域幅の両端のパイロット信号の付与をＤ／Ａ変換器４１４－１～４１４－Ｎ_ＳＤＭにて行っているが、第２の実施形態の補足説明と同様に、送信信号処理回路４１１－１～４１１－Ｎ_ＳＤＭ内において、有効帯域幅の両端のサブキャリアにパイロット信号を割り当てた信号を生成する構成としても良い。この場合、パイロット信号記憶回路３２１が省略されると共にＤ／Ａ変換器４１４－１～４１４－Ｎ_ＳＤＭはパイロット信号との加算機能を持たないＤ／Ａ変換器３１４－１～３１４－Ｎ_ＳＤＭに置き換えられることになり、それと等価な処理が送信信号処理回路４１１－１～４１１－Ｎ_ＳＤＭ内にて行われることになる。

　なお、第３の実施形態においては図２２に示す背景技術と同様に、分配器６７３－１～６７３－Ｎ_ＳＤＭから移相器群６８１－１～６８１－Ｎ_ＳＤＭまでのＮ_ＳＤＭ系統を合成器６７１－１～６７１－Ｎ_Ａｎｔで合成し、ハイパワーアンプ８１８－１～８１８－Ｎ_Ａｎｔからアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔを各信号系列で共用する構成をとるが、合成器６７１－１～６７１－Ｎ_Ａｎｔで合成することなく個別に後続するハイパワーアンプ８１８－１～８１８－Ｎ_Ａｎｔからアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔまでを個別に実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔによりサブアレーを構成しても良い。更に、その他の特徴に関しても図２２に示す背景技術の送信部６２ｂに関する説明と同様である。

　図９は、第３の実施形態における無線局装置７０の受信部７６ｂの構成の一例を示す概略ブロック図を示す図である。図９に示すように、受信部７６ｂは、アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔと、ローノイズアンプ８５２－１～８５２－Ｎ_Ａｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ２５４－１～２５４－Ｎ_ＳＤＭと、フィルタ２５５－１～２５５－Ｎ_ＳＤＭと、Ａ／Ｄ変換器２５６－１～２５６－Ｎ_ＳＤＭと、拡張ＦＦＴ回路１５７－１～１５７－Ｎ_ＳＤＭと、受信信号処理回路４４５－１～４４５－Ｎ_ＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、分配器６７２－１～６７２－Ｎ_Ａｎｔと、移相器群６８２－１～６８２－Ｎ_ＳＤＭと、合成器６７４－１～６７４－Ｎ_ＳＤＭと、時間軸受信ウエイト算出回路６５７と、位相制御回路６７８とを備えている。受信信号処理回路４４５－１～４４５－Ｎ_ＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト算出回路６５７とは、通信制御回路５３に接続されている。受信ウエイト処理部７４４は、チャネル情報推定回路７４６と、受信ウエイト算出回路７４７とを備えている。

　図２４との差分は、ＦＦＴ回路２５７－１～２５７－Ｎ_ＳＤＭが拡張ＦＦＴ回路１５７－１～１５７－Ｎ_ＳＤＭに変更になった点、及び受信信号処理回路７４５－１～７４５－Ｎ_ＳＤＭが受信信号処理回路４４５－１～４４５－Ｎ_ＳＤＭに変更になった点である。これは、第２の実施形態において、背景技術の図２１に示す受信部６６ａが第２の実施形態の図７に示す受信部７６ａに変更された際に、ＦＦＴ回路２５７－１～２５７－Ｎ_ＳＤＭが拡張ＦＦＴ回路１５７－１～１５７－Ｎ_ＳＤＭに変更され、更に受信信号処理回路８４５－１～８４５－Ｎ_ＳＤＭが受信信号処理回路４４５－１～４４５－Ｎ_ＳＤＭに変更されている点と同様である。

　すなわち、図９の受信部７６ｂは図２４の受信部６６ｂと等価な動作をする中で、ＦＦＴ回路２５７－１～２５７－Ｎ_ＳＤＭに、送信信号に有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号を利用して位相雑音補償を実施する機能を付加し（拡張ＦＦＴ回路１５７－１～１５７－Ｎ_ＳＤＭに相当）、さらに、図２４の受信信号処理回路７４５－１～７４５－Ｎ_ＳＤＭでは図２３に示す有効帯域幅Ｗ’内にユーザデータが割り当てられた信号に対して受信信号処理をしていたのに対し、図９では図２５に示す縮小有効帯域幅Ｗ’’内にユーザデータが割り当てられた信号に対し受信信号処理をするように変更されていたことに対応する。更に、その他の特徴に関しても図２４に示す非特許文献２における受信部６６ｂに関する説明と同様である。

　以上のように構成された第３の実施形態における無線局装置７０によれば、別の構成においても第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。

［第４の実施形態］
　本発明の第１から第３の実施形態においては、受信部における拡張ＦＦＴ回路３５７及び１５７の構成は、図４（Ｂ）に示す構成のものを利用していた。ここでは、ＦＦＴ回路８５７への入力信号は有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号を含む形で行われていた。
しかし、ＦＦＴ回路８５７及び受信信号処理回路３４５－１～３４５－Ｎ_ＳＤＭないしは受信信号処理回路４４５－１～４４５－Ｎ_ＳＤＭは、これらの有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号を必要とはしないため、ＦＦＴ回路８５７への入力前に有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号を除外することも可能である。この機能を備えた、第４の実施形態における拡張ＦＦＴ回路の構成を図１０に示す。

　図１０に示すように、拡張ＦＦＴ回路１９１は、ＦＦＴ回路１８２、関数Φ（ｔ）取得回路１８３、ＩＦＦＴ回路１８４、ＩＦＦＴ回路１８７、位相雑音補償回路１８５、γ_ｋ設定回路１９３、距離Ｌ設定回路１９４、パイロット信号除去回路１８６及びＦＦＴ回路８５７を備える。

　図４との差分は、位相雑音補償回路１８５への入力は複製回路１８１で複製された拡張ＦＦＴ回路１９０への入力信号そのものではなく、パイロット信号除去回路１８６及びＩＦＦＴ回路１８７により有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号が除去された信号となっている点である。パイロット信号除去回路１８６の動作としては、ＦＦＴ回路１８２により周波数領域の信号に変換された信号が入力された際に、図３における領域９１７及び領域１９８のサブキャリアの成分にゼロ挿入し、これをＩＦＦＴ回路１８７で周波数領域の信号から時間領域の信号に変換する。これにより、有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号に加えて、このパイロット信号が位相雑音の影響で周辺のサブキャリアに漏洩した成分も含めてキャンセルし、これらをキャンセルした周波数領域の信号を時間領域の信号に戻すことで、縮小有効帯域幅Ｗ’’内（厳密には、縮小有効帯域幅Ｗ’’から信号が漏洩した一部のサブキャリアも含む帯域内）のユーザデータを含む有効な領域のデータを受信信号処理回路３４５－１～３４５－Ｎ_ＳＤＭないしは受信信号処理回路４４５－１～４４５－Ｎ_ＳＤＭにて信号処理することが可能になる。

　同様に図５に対応して、図１１の構成とすることもできる。図５との差分は、図１０と同様に、位相雑音補償回路１８５への入力は複製回路１８１で複製された拡張ＦＦＴ回路１９０への入力信号そのものではなく、パイロット信号除去回路１８６及びＩＦＦＴ回路１８７により有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号が除去された信号となっている点である。

　以上のように構成された第４の実施形態における無線局装置７０によれば、別の構成においても第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。

［第５の実施形態］
　第１から第４の実施形態における説明では、ＯＦＤＭ変調方式を適用する場合を代表例として示したが、同様の処理はシングルキャリア伝送のシステムにおいても適用可能である。シングルキャリア伝送のシステムとしては、一般的なシングルキャリア伝送に加え、周波数領域での等化処理を行うＳＣ－ＦＤＥ方式などがある。このうちのＳＣ－ＦＤＥ方式では、周波数領域の信号処理が伴うために、受信信号処理回路３４５－１～３４５－Ｎ_ＳＤＭないしは受信信号処理回路４４５－１～４４５－Ｎ_ＳＤＭにおいて、ＯＦＤＭ変調方式の信号処理の代わりに一般的なＳＣ－ＦＤＥの処理を実施すればよい。これらは一般的な技術なので詳細は省略する。同様に送信部側においても、ＯＦＤＭ変調方式の信号処理を一般的なＳＣ－ＦＤＥの処理に変更すればよい。例えば、送信信号処理回路３１１－１～３１１－Ｎ_ＳＤＭないし送信信号処理回路４１１－１～４１１－Ｎ_ＳＤＭにおいては通常の時間領域のシングルキャリアの信号を生成し、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３－１～３１３－Ｎ_ＳＤＭの部分において、ＩＦＦＴを実施せずにＧＩを付与する回路を実装すれば、シングルキャリア伝送に対応させることができる。

　ただし、ＳＣ－ＦＤＥ方式ではなく純粋なシングルキャリア伝送の場合には、必ずしも時間領域の信号を周波数領域の信号にＦＦＴ回路を用いて変換する必要はない。このため、拡張ＦＦＴ回路３５７内に実装されるＦＦＴ回路８５７は不要になり、拡張ＦＦＴ回路はシングルキャリア補償回路に置き換えられることになると共に、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３－１～３１３－Ｎ_ＳＤＭの部分におけるＧＩの付与も不要となる。図１２に、第５の実施形態におけるシングルキャリア補償回路の構成例を示す。

　図１２に示すように、シングルキャリア補償回路１９２は、ＦＦＴ回路１８２、関数Φ（ｔ）取得回路１８３、ＩＦＦＴ回路１８４、パイロット信号除去回路１８６、ＩＦＦＴ回路１８７、位相雑音補償回路１８９、γ_ｋ設定回路１９３、距離Ｌ設定回路１９４、Ψ（ｔ）取得回路１９５及び関数Φ（ｔ）取得回路１９６を備える。図１０との差分は、ＦＦＴ回路８５７が省略され、位相雑音補償回路１８５が位相雑音補償回路１８９に置き換えられた点である。位相雑音補償回路１８５と位相雑音補償回路１８９の差分は、機能としては全く同じでありながら、出力が１系統から同一内容のＮ_ＳＤＭ系統に変更された点である。第４の実施形態で示したように、位相雑音補償回路１８９からの出力信号には有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号は含まれておらず、位相雑音が補償されたシングルキャリアの信号が出力されることになる。

　同様に図１１に対応して、図１３の構成とすることもできる。図１１との差分は、図１０と図１２の差分と同様に、ＦＦＴ回路８５７が省略され、位相雑音補償回路１８５が位相雑音補償回路１８９に置き換えられた点である。

　以上の変更を反映する形で、図１４及び図１５に第５の実施形態におけるシングルキャリア伝送時の送信部、及び受信部の構成例を示す。本発明の第５の実施形態においても、無線局装置の構成は図１に示す無線局装置７０と等価な構成をとる。図１と異なるのは送信部７１が送信部７４に、受信部７５が受信部７８に、通信制御回路５１が通信制御回路５４に置き換えられている点のみであり、このため全体的な機能及び特徴は図１に準じており、ここでは図及び説明の詳細は省略する。以下では、この中の送信部７４及び受信部７８の構成例を示す。

　図１４に示すように、第５の実施形態における送信部７４は、送信信号処理回路５１１－１～５１１－Ｎ_ＳＤＭと、Ｄ／Ａ変換器３１４－１～３１４－Ｎ_ＳＤＭと、ローカル発振器８１５と、ミキサ３１６－１～３１６－Ｎ_ＳＤＭと、フィルタ３１７－１～３１７－Ｎ_ＳＤＭと、ハイパワーアンプ８１８－１～８１８－Ｎ_Ａｎｔと、アンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔと、合成器６７１－１～６７１－Ｎ_Ａｎｔと、移相器群６８２－１～６８２－Ｎ_ＳＤＭと、分配器６７３－１～６７３－Ｎ_ＳＤＭと、位相制御回路６８８と、時間軸送信ウエイト算出回路６４２と、加算器４２０－１～４２０－Ｎ_ＳＤＭと、パイロット信号記憶回路３２１とを備えている。送信信号処理回路５１１－１～５１１－Ｎ_ＳＤＭと、時間軸送信ウエイト算出回路６４２とは、通信制御回路５４に接続されている。

　図８との差分は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３－１～３１３－Ｎ_ＳＤＭが省略され、ＯＦＤＭ変調方式等の周波数領域の処理を行う送信信号処理回路４１１－１～４１１－Ｎ_ＳＤＭが、時間領域でのシングルキャリア伝送の信号処理を行う送信信号処理回路５１１－１～５１１－Ｎ_ＳＤＭに置き換えられている。また、Ｄ／Ａ変換器４１４－１～４１４－Ｎ_ＳＤＭをＤ／Ａ変換器３１４－１～３１４－Ｎ_ＳＤＭ及び加算器４２０－１～４２０－Ｎ_ＳＤＭに分けて記載してあるが、これは機能的には全く等価な回路を明示的に分けて記載したものであり、本質的には差はない。

　したがって、送信信号処理回路４１１－１～４１１－Ｎ_ＳＤＭとＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３－１～３１３－Ｎ_ＳＤＭの組み合わせでＯＦＤＭ変調方式を用いたデジタルベースバンドの時間領域の送信信号を生成していたものが、送信信号処理回路５１１－１～５１１－Ｎ_ＳＤＭによりシングルキャリア伝送でのデジタルベースバンドの時間領域の送信信号を生成することになる。送信信号処理回路５１１－１～５１１－Ｎ_ＳＤＭが行うシングルキャリア伝送の信号処理は一般的な信号処理であり、ここでは詳細を省略するが、ユーザデータに変調処理を加えた信号に先行して、ユニークワードなどの信号がオーバヘッドとして付与される。これらも含めた時間領域の信号が出力されることになる。

　なお、第５の実施形態においても第３の実施形態と同様に、空間多重を行う信号系列ごとに個別にハイパワーアンプ８１８－１～８１８－Ｎ_Ａｎｔやアンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔ等を実装し、それぞれにおいてサブアレーを構成しても良い。更に、その他の特徴に関しても第３の実施形態に関する説明と同様である。

　図１５に示すように、第５の実施形態における受信部７８は、アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔと、ローノイズアンプ８５２－１～８５２－Ｎ_Ａｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ２５４－１～２５４－Ｎ_ＳＤＭと、フィルタ２５５－１～２５５－Ｎ_ＳＤＭと、Ａ／Ｄ変換器２５６－１～２５６－Ｎ_ＳＤＭと、シングルキャリア補償回路５５７－１～５５７－Ｎ_ＳＤＭ（図１５では、ＳＣ補償回路）と、受信信号処理回路５４５－１～５４５－Ｎ_ＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト算出回路７５７と、分配器６７２－１～６７２－Ｎ_Ａｎｔと、移相器群６８２－１～６８２－Ｎ_ＳＤＭと、合成器６７４－１～６７４－Ｎ_ＳＤＭとを備えている。受信信号処理回路５４５－１～５４５－Ｎ_ＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト算出回路７５７とは、通信制御回路５４に接続されている。受信ウエイト処理部７４４は、チャネル情報推定回路７４６と、受信ウエイト算出回路７４７とを備えている。

　図９との差分は、拡張ＦＦＴ回路１５７－１～１５７－Ｎ_ＳＤＭがシングルキャリア補償回路５５７－１～５５７－Ｎ_ＳＤＭに変更になった点、及びＯＦＤＭ変調方式等の周波数領域の処理を行う受信信号処理回路４４５－１～４４５－Ｎ_ＳＤＭがシングルキャリア伝送の時間領域の処理を行う受信信号処理回路５４５－１～５４５－Ｎ_ＳＤＭに変更になった点である。

　したがって、受信信号処理回路４４５－１～４４５－Ｎ_ＳＤＭがＯＦＤＭ変調方式を用いたデジタルベースバンドの時間領域の信号検出処理をしていたものが、受信信号処理回路５４５－１～５４５－Ｎ_ＳＤＭによりシングルキャリア伝送でのデジタルベースバンドの時間領域の信号検出処理を実施することになる。受信信号処理回路５４５－１～５４５－Ｎ_ＳＤＭが行うシングルキャリア伝送の信号処理は一般的な信号処理であり、ここでは詳細を省略するが、ユーザデータに変調処理を加えた信号に先行して付与されているユニークワードなどの信号を検出し、適切なタイミングから信号検出処理を開始し、送信側での信号を再生してＭＡＣ層処理回路６８側に出力する。

　また、シングルキャリア補償回路５５７－１～５５７－Ｎ_ＳＤＭが行う信号処理は上述の通りであり、位相雑音の補償処理を行い、パイロット信号が除去された縮小有効帯域幅Ｗ’’内のシングルキャリア信号を受信信号処理回路５４５－１～５４５－Ｎ_ＳＤＭに出力する。

　なお、第５の実施形態においても第３の実施形態と同様に、空間多重を行う信号系列ごとに個別にローノイズアンプ８５２－１～８５２－Ｎ_Ａｎｔやアンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔ等を実装し、それぞれにおいてサブアレーを構成しても良い。更に、その他の特徴に関しても第３の実施形態に関する説明と同様である。

　以上のように構成された第５の実施形態における無線局装置７０によれば、シングルキャリア伝送を行う構成においても第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。

［第６の実施形態］
　第１の実施形態から第５の実施形態においては、各無線局装置７０の送信部７１、７２ａ、７２ｂ及び７４において、アンテナ素子８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔやハイパワーアンプ８１８－１～８１８－Ｎ_Ａｎｔ等を空間多重する信号系列ごとに個別に実装し、それぞれでサブアレー構成とすることも可能であった。同様に、受信部７５、７６ａ、７６ｂ及び７８においても、アンテナ素子８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔやローノイズアンプ８５２－１～８５２－Ｎ_Ａｎｔ等を空間多重する信号系列ごとに個別に実装し、それぞれでサブアレー構成とすることも可能であった。この送信部７１、７２ａ、７２ｂ及び７４と受信部７５、７６ａ、７６ｂ及び７８のサブアレーアンテナは、物理的に例えば数ｍ程度離れた位置に設置する場合には、ローカル発振器８１５とローカル発振器８５３はそれぞれ個別に実装される場合があり、それぞれのサブアレー間で異なる位相雑音が付加される可能性がある。

　図１６は、第６の実施形態における対向する無線局装置７０の概要を示す図である。図１６に示す様に、無線局装置７０ａ及び７０ｂは、送信部７１ａ及び７１ｂ、受信部７５ａ及び７５ｂ、インタフェース回路６７ａ及び６７ｂ、ＭＡＣ層処理回路６８ａ及び６８ｂ、及び通信制御回路５１ａ及び５１ｂを備えている。無線局装置７０ｂは、上述の様にサブアレー構成を取り、その状況を明示的に示すために送信部７１ｂはサブアレー９２－１～９２－Ｎ_ＳＤＭを備え、受信部７５ｂはサブアレー９１－１～９１－Ｎ_ＳＤＭを備える。無線局装置７０ａは、サブアレー構成を取らずに共通化されたアンテナを備え、送信ウエイトの乗算により送信指向性ビーム９３－１～９３－Ｎ_ＳＤＭを形成してサブアレー９１－１～９１－Ｎ_ＳＤＭと対向し、同様に受信ウエイトの乗算により受信指向性ビーム９４－１～９４－Ｎ_ＳＤＭを形成してサブアレー９２－１～９２－Ｎ_ＳＤＭと対向する。

　例えば第３の実施形態を用いて説明すれば、送信部７１ａに相当する図８の送信部７２ｂでは、合成器６７１－１～６７１－Ｎ_Ａｎｔ、移相器群６８１－１～６８１－Ｎ_ＳＤＭ、分配器６７３－１～６７３－Ｎ_ＳＤＭにて送信指向性ビーム９３－１～９３－Ｎ_ＳＤＭを形成し、受信部７５ａに相当する図９の受信部７６ｂでは、分配器６７２－１～６７２－Ｎ_Ａｎｔ、移相器群６８２－１～６８２－Ｎ_ＳＤＭ、合成器６７４－１～６７４－Ｎ_ＳＤＭにて受信指向性ビーム９４－１～９４－Ｎ_ＳＤＭを形成する処理が実施される。

　この時、受信部７５ａ及び７５ｂは空間多重される信号系列ごとに異なるローカル発振器８１５及び又はローカル発振器８５３が適用されるため、個別独立の位相雑音が付加されている。この時、例えば第３の実施形態を例にとれば、上述の指向性形成により概ね相互の信号分離がなされているため、各拡張ＦＦＴ回路１５７－１～１５７－Ｎ_ＳＤＭへの入力信号では干渉成分はある程度抑圧されているものと期待される。この場合、上述の処理を各拡張ＦＦＴ回路１５７－１～１５７－Ｎ_ＳＤＭで個別に実施すれば、それぞれの信号系列において適切な位相雑音補償が実施可能である。

　同様に、一つの基地局装置が複数の端末局装置と空間多重伝送を行うマルチユーザＭＩＭＯ環境であっても、上述の指向性形成で概ね信号分離ができているため、同様の位相雑音補償を個別の各拡張ＦＦＴ回路１５７－１～１５７－Ｎ_ＳＤＭで実施すればよい。ここで、マルチユーザＭＩＭＯのユーザ数が２の場合には、有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号の片方をユーザ＃１に、他方をユーザ＃２に割り当てるなどして、相互の干渉を更に低減して運用することも可能である。ないしは、サブアレー構成を取りながらも、ローカル発振器８１５及び又はローカル発振器８５３がサブアレー間で共用されている場合には、それぞれの信号系列に加わる位相雑音は全く等価な位相雑音となることが期待される。図１において、パイロット信号を有効帯域幅Ｗ’の両端に配置し、複数のパイロット信号から得られた情報を平均化して位相雑音の抽出精度を高める方法については上述の通りであるが、同様の平均化処理を、拡張ＦＦＴ回路１５７－１～１５７－Ｎ_ＳＤＭでまたがって実施することも可能である。この場合には、拡張ＦＦＴ回路１５７－１～１５７－Ｎ_ＳＤＭ間に相互の情報を交換するための信号線が必要となる。

　この様に、本発明の実施形態においては、サブアレー構成を取る場合や、シングルユーザＭＩＭＯに加えてマルチユーザＭＩＭＯ伝送を実施する場合にも適用可能である。
　以上、図面を参照して本発明の実施の形態を説明してきたが、上記実施の形態は本発明の例示に過ぎず、本発明が上記実施の形態に限定されるものではないことは明らかである。例えば、本発明の実施形態の説明においてはＯＦＤＭ変調方式、シングルキャリア伝送方式、ＳＣ－ＦＤＥ方式等を想定した装置構成及び信号処理を中心に説明を行ったが、その他の方式を適用するためには、従来技術におけるその方式の装置構成を本発明の実施形態において反映させた構成とすればよい。また、本発明では特に明示することなく、一般的なＰｏｉｎｔ－ｔｏ－Ｐｏｉｎｔ型の空間多重伝送を中心に説明を行ったが、複数の無線局装置を備えたＰｏｉｎｔ－ｔｏ－Ｍｕｌｔｉｐｏｉｎｔ型の通信形態であっても全く同様の議論が成り立つ。更にはこの際に、マルチユーザＭＩＭＯ伝送により、複数の無線局装置と同時並行的に通信を行う構成に拡張することも可能である。

　また、本発明の実施形態において用いるパイロット信号の送信局側での付与の処理においては、何らかの手段で生成した送信信号に対し、別途、メモリに保存したパイロット信号の時間領域での情報（サンプリングデータ）を加算する形で実現しても良いし、ＯＦＤＭ変調方式やＳＣ－ＦＤＥ方式などの様に送信側において周波数領域での信号処理が伴う場合には、周波数領域においてパイロット信号の成分を割り当て、一括してパイロット信号を生成する形でも対処可能である。この意味で、送信信号にパイロット信号が付与されていることが本質であり、そのパイロット信号の付与の仕方は様々なバリエーションにより実現することも可能である。

　また、本明細書では周波数領域、時間領域、時間軸等の用語を用いているが、例えばＯＦＤＭ変調方式やＳＣ－ＦＤＥ方式を適用する際に実施するＦＦＴ処理により、デジタル・サンプリング・データが複数の周波数成分ないしはサブキャリアの信号に変換することが可能であり、この各周波数成分ないしは各サブキャリアの信号を本明細書では周波数領域（または周波数軸）の信号と呼ぶ。これとの対比として、デジタル・サンプリング・データは時系列の信号であり、これを時間領域（または時間軸）の信号と呼んでおり、この意味ではアナログ信号は時間的に連続する信号であるために、例えば第３の実施形態などで移相器で行う複素位相の回転処理は、時間領域での信号処理に相当する。基本的に時間領域での信号処理は、周波数領域の信号処理と異なりＦＦＴ処理を必要としないため、基本的には隣接周波数成分への信号の漏洩の問題を回避しやすいという特徴がある。このため、本明細書では記載していないその他の時間領域の信号処理などを追加で付加しても、本発明は影響を避けて運用することが可能である。

　またさらに、ここでは位相雑音補償が従来の背景技術で対応できない空間多重伝送を行う場合を想定し、複数のアンテナ素子を備える実施形態を中心に説明を行ってきたが、本発明の本質は図２５に示す様に帯域内のパイロット信号（その周辺の周波数領域においては信号の割り当てのないことが特徴）を送信側で付与し、受信側においてはこのパイロット信号とその周辺の周波数成分を用いて位相雑音のレプリカを生成し、これを用いて受信信号から位相雑音を除去することが特徴であり、この意味では複数のアンテナ素子を用いることは必須ではなく、また空間多重伝送を用いない場合でも、本発明の適用により位相雑音補償を行うことは可能である。この際、本発明の実施形態では、パイロット信号を有効帯域幅の両端に配置したが、これはもともと信号の割り当てのないガードバンドを積極的に利用するためであり、必ずしも有効帯域幅の両端である必要はなく、帯域内の任意の場所にパイロット信号を割り当てることが可能である。更にいえば、本発明の実施形態ではパイロット信号を２本割り当てる例を示したが、１本のみを利用したり、ないしは３本以上を利用することも可能である。特に複数の無線局とひとつの無線局（基地局装置）が同時に空間多重伝送を行う場合、ないしはサブアレー構成を用いた無線局がサブアレー間で空間多重伝送を行う場合などは、独立な位相雑音を伴う信号系列のそれぞれ毎に、個別のパイロットサブキャリアを割り当て、当該無線局以外はそのパイロットサブキャリアへの信号送信を行わない構成としても良い。この場合、受信局側では個別の無線局またはサブアレーに対応した信号系列ごとに、個別に位相雑音補償を行うことになる。この様に、本発明の実施形態にて説明した個別のパラメータを適宜修正して実施することも、本発明の範囲内である。

　したがって、本発明の技術思想及び範囲を逸脱しない範囲で構成要素の追加、省略、置換、その他の変更を行ってもよい。

５１、５１ａ、５１ｂ、５２、５３…通信制御回路
６０…無線局装置
６１、６２…送信部
６５、６６…受信部
６７、６７ａ、６７ｂ…インタフェース回路
６８、６８ａ、６８ｂ…ＭＡＣ層処理回路
７０…無線局装置
７１、７１ａ、７１ｂ、７２ａ、７２ｂ、７４…送信部
７５、７５ａ、７５ｂ、７６ａ、７６ｂ、７８…受信部
１５７－１～１５７－Ｎ_ＳＤＭ…拡張ＦＦＴ回路
１８１…複製回路
１８２…ＦＦＴ回路
１８３…関数Φ（ｔ）取得回路
１８４…ＩＦＦＴ回路
１８５…位相雑音補償回路
１８６…パイロット信号除去回路
１８７…ＩＦＦＴ回路
１８９…位相雑音補償回路
１９１…拡張ＦＦＴ回路
１９３…γ_ｋ設定回路
１９４…距離Ｌ設定回路
１９５…関数Ψ（ｔ）取得回路
１９６…関数Φ（ｔ）取得回路
１９２…シングルキャリア補償回路
２５４－１～２５４－Ｎ_ＳＤＭ…ミキサ
２５５－１～２５５－Ｎ_ＳＤＭ…フィルタ
２５６－１～２５６－Ｎ_ＳＤＭ…Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器
２５７－１～２５７－Ｎ_ＳＤＭ…ＦＦＴ回路
３１１－１～３１１－Ｎ_ＳＤＭ…送信信号処理回路
３１３－１～３１３－Ｎ_ＳＤＭ…ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路
３１４－１～３１４－Ｎ_ＳＤＭ…Ｄ／Ａ変換器
３１６－１～３１６－Ｎ_ＳＤＭ…ミキサ
３１７－１～３１７－Ｎ_ＳＤＭ…フィルタ
３２０－１～３２０－Ｎ_Ａｎｔ…加算器
３２１…パイロット信号記憶回路
３４５－１～３４５－Ｎ_ＳＤＭ…受信信号処理回路
３５７－１～３５７－Ｎ_Ａｎｔ…拡張ＦＦＴ回路
４１１－１～４１１－Ｎ_ＳＤＭ…送信信号処理回路
４１４－１～４１４－Ｎ_ＳＤＭ…Ｄ／Ａ変換器
４２０－１～４２０－Ｎ_ＳＤＭ…加算器
４４５－１～４４５－Ｎ_ＳＤＭ…受信信号処理回路
５１１－１～５１１－Ｎ_ＳＤＭ…送信信号処理回路
６４２…時間軸送信ウエイト算出回路
６５７…時間軸受信ウエイト算出回路
６７１－１～６７１－Ｎ_Ａｎｔ…合成器
６７２－１～６７２－Ｎ_Ａｎｔ…分配器
６７３－１～６７３－Ｎ_ＳＤＭ…分配器
６７４－１～６７４－Ｎ_ＳＤＭ…合成器
６７８…位相制御回路
６８１－１～６８１－Ｎ_ＳＤＭ…移相器群
６８２－１～６８２－Ｎ_ＳＤＭ…移相器群
６８８…位相制御回路
７４０…送信ウエイト処理部
７４１…チャネル情報取得回路
７４２…チャネル情報記憶回路
７４３…送信ウエイト算出回路
７４４…受信ウエイト処理部
７４６…チャネル情報推定回路
７４７…受信ウエイト算出回路
７５５－１～７５５－Ｎ_ＳＤＭ…時間軸受信ウエイト乗算回路
７５７…時間軸送信ウエイト算出回路
７６１－１～７６１－Ｎ_ＳＤＭ…時間軸送信ウエイト乗算回路
８１２－１～８１２－Ｎ_Ａｎｔ…加算合成回路
８１３－１～８１３－Ｎ_Ａｎｔ…ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路
８１４－１～８１４－Ｎ_Ａｎｔ…Ｄ／Ａ変換器
８１５…ローカル発振器
８１６－１～８１６－Ｎ_Ａｎｔ…ミキサ
８１７－１～８１７－Ｎ_Ａｎｔ…フィルタ
８１８－１～８１８－Ｎ_Ａｎｔ…ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）
８１９－１～８１９－Ｎ_Ａｎｔ…アンテナ素子
８４０…送信ウエイト処理部
８４１…チャネル情報取得回路
８４２…チャネル情報記憶回路
８４３…送信ウエイト算出回路
８４４…受信ウエイト処理部
８４６…チャネル情報推定回路
８４７…受信ウエイト算出回路
８５１－１～８５１－Ｎ_Ａｎｔ…アンテナ素子
８５２－１～８５２－Ｎ_Ａｎｔ…ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
８５３…ローカル発振器
８５４－１～８５４－Ｎ_Ａｎｔ…ミキサ
８５５－１～８５５－Ｎ_Ａｎｔ…フィルタ
８５６－１～８５６－Ｎ_Ａｎｔ…Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器
８５７－１～８５７－Ｎ_Ａｎｔ…ＦＦＴ回路
８８７…ローカル発振器

Claims

　第１の無線通信装置と第２の無線通信装置とを備える無線通信システムにおける無線通信装置であって、
　前記第１の無線通信装置は、
　有効帯域幅内の所定の周波数領域を空き領域とし、前記有効帯域幅内の該空き領域を除く領域ないしはその一部において、伝送すべき情報を含む送信信号を生成する送信信号生成手段と、
　前記有効帯域幅内の所定の周波数成分に対し、少なくとも隣接する周波数成分において有効な信号成分を伴わないパイロット信号を生成及び前記送信信号生成手段により生成した送信信号に付与するパイロット信号付与手段と、
　前記パイロット信号付与手段により生成された前記パイロット信号を含む送信信号を無線周波数で送信する送信手段と、
　を備え、
　前記第２の無線通信装置は、
　前記無線周波数の信号を受信する受信手段と、
　該受信手段で受信した信号ないしは該信号を周波数変換した信号に対し、時間領域のサンプリング信号から周波数領域の信号に変換する時間／周波数信号変換手段と、
　該第２の無線通信装置と前記第１の無線通信装置との間の距離の概算値Ｌ’を設定する手段と、
　該距離の概算値Ｌ’と有効帯域幅Ｗと光速ｃと前記時間／周波数変換手段のＦＦＴポイント数ＮＦＦＴと周波数成分の番号ｋに対し、以下の式（１）で与えられる係数γｋを算出する手段と、
　前記時間／周波数信号変換手段からの出力において、前記パイロット信号の周波数成分と、該パイロット信号の少なくとも隣接する周波数成分を含む複数の周辺の周波数成分とを含む周波数領域の信号を抽出し、抽出された信号の周波数成分ごとの係数と前記係数γｋとを基に位相雑音のレプリカを生成する位相雑音レプリカ生成手段と、
　該位相雑音のレプリカと、前記時間領域のサンプリング信号ないしは前記時間領域のサンプリング信号に基づいて修正されたサンプリング信号とを用いて位相雑音補償がなされたサンプリング信号を生成する位相雑音補償手段と、
　該位相雑音補償手段からの出力信号を基に、前記第１の無線通信装置より伝送されるデータを再生するデータ再生手段と、
　を備えたことを特徴とする無線通信装置。
　前記パイロット信号付与手段は、前記有効帯域幅の両端またはその一方の周波数成分に対してパイロット信号用のサブキャリアを割り当て、隣接するサブキャリアを含む周辺のサブキャリアを空きサブキャリアとすることを特徴とする、請求項１に記載の無線通信装置。
　前記パイロット信号付与手段は、所定の周波数の正弦波信号ないしは複数の所定の周波数の正弦波信号の合成信号の１周期またはその整数倍の長さのサンプリングデータを記憶するメモリと、
　該メモリから当該サンプリングデータを所定の間隔で繰り返し読みだすことによって、連続的な前記パイロット信号の時間領域信号を出力するパイロット信号出力手段と、
　をさらに備えることを特徴とする、請求項１又は２に記載の無線通信装置。
　前記位相雑音レプリカ生成手段は、１以上の正の整数ＮＰＮ及び－ＮＰＮ≦ｋ’≦ＮＰＮとなる整数ｋ’に対し、前記時間／周波数信号変換手段により取得される第ｋ周波数成分の前記パイロット信号の係数βｋ及び第（ｋ＋ｋ’）周波数成分の係数βｋ＋ｋ’を基に、時刻ｔのサンプリングデータを以下の式（２）ないしはこの逆数で与えられるサンプリングデータを位相雑音のレプリカとして生成することを特徴とする、請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の無線通信装置。
　前記位相雑音レプリカ生成手段は、１以上の正の整数ＮＰＮ及び－ＮＰＮ≦ｋ’≦ＮＰＮとなる整数ｋ’に対し、前記時間／周波数信号変換手段により取得される第ｋ周波数成分の前記パイロット信号の係数βｋ及び第（ｋ＋ｋ’）周波数成分の係数βｋ＋ｋ’を基に、時刻ｔのサンプリングデータを以下の式（３）及び式（４）ないしは式（４）の逆数で与えられるサンプリングデータを位相雑音のレプリカとして生成することを特徴とする、請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の無線通信装置。
　前記位相雑音補償手段は、前記パイロット信号及び該パイロット信号の周辺の所定の周波数成分を受信信号から除去する除去手段をさらに備えることを特徴とする、請求項１に記載の無線通信装置。
　第１の無線通信装置と第２の無線通信装置とを備える無線通信システムにおける無線通信装置が行う無線通信方法であって、
　前記第１の無線通信装置が、有効帯域幅内の所定の周波数領域を空き領域とし、前記有効帯域幅内の該空き領域を除く領域ないしはその一部において、伝送すべき情報を含む送信信号を生成する送信信号生成ステップと、
　前記第１の無線通信装置が、前記有効帯域幅内の所定の周波数成分に対し、少なくとも隣接する周波数成分において有効な信号成分を伴わないパイロット信号を生成及び前記送信信号生成ステップにより生成した送信信号に付与するパイロット信号付与ステップと、
　前記第１の無線通信装置が、前記パイロット信号付与ステップにより生成された前記パイロット信号を含む送信信号を無線周波数で送信する送信ステップと、
　前記第２の無線通信装置が、前記無線周波数の信号を受信する受信ステップと、
　前記第２の無線通信装置が、該受信ステップにおいて受信した信号ないしは該信号を周波数変換した信号に対し、時間領域のサンプリング信号から周波数領域の信号に変換する時間／周波数信号変換ステップと、
　前記第２の無線通信装置が、該第２の無線通信装置と前記第１の無線通信装置との間の距離の概算値Ｌ’を設定する設定ステップと、
　前記第２の無線通信装置が、該距離の概算値Ｌ’と有効帯域幅Ｗと光速ｃと前記時間／周波数変換手段のＦＦＴポイント数ＮＦＦＴと周波数成分の番号ｋに対し、以下の式（５）で与えられる係数γｋを算出する算出ステップと、
　前記第２の無線通信装置が、前記時間／周波数信号変換ステップにおける出力において、前記パイロット信号の周波数成分と、該パイロット信号の少なくとも隣接する周波数成分を含む複数の周辺の周波数成分とを含む周波数領域の信号を抽出し、抽出された信号の周波数成分ごとの係数と前記係数γｋとを基に位相雑音のレプリカを生成する位相雑音レプリカ生成ステップと、
　前記第２の無線通信装置が、該位相雑音のレプリカと、前記時間領域のサンプリング信号ないしは前記時間領域のサンプリング信号に基づいて修正されたサンプリング信号とを用いて位相雑音補償がなされたサンプリング信号を生成する位相雑音補償ステップと、
　前記第２の無線通信装置が、該位相雑音補償ステップにおける出力信号を基に、前記第１の無線通信装置より伝送されるデータを再生するデータ再生ステップと、
　を有することを特徴とする無線通信方法。