WO2019180968A1 - Motor drive device, electric vacuum cleaner, and hand dryer - Google Patents

Motor drive device, electric vacuum cleaner, and hand dryer Download PDF

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和徳 畠山
裕次 ▲高▼山
遥 松尾
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三菱電機株式会社
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    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Abstract

This motor drive device (2) is provided with an inverter (11) for outputting AC voltage to a single-phase motor (12) and a control unit (25) for controlling the AC voltage output by the inverter (11). The control unit (25) drives switching elements (51, 52, 53, 54) constituting the inverter (25) on the basis of a carrier and a voltage command. The period of the carrier and the period of the voltage command are not synchronized.

Description

モータ駆動装置、電気掃除機及び手乾燥機Motor drive device, vacuum cleaner and hand dryer
　本発明は、単相モータを駆動するモータ駆動装置、並びにそれを備えた電気掃除機及び手乾燥機に関する。 The present invention relates to a motor driving device for driving a single-phase motor, and a vacuum cleaner and a hand dryer provided with the motor driving device.
　単相モータを駆動するモータ駆動装置に関する従来技術として、下記特許文献１がある。特許文献１には、電圧指令の周期に同期した規則性のあるパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号を用いて、単相モータが駆動される様子が示されている。 There is the following Patent Document 1 as a related art relating to a motor driving device for driving a single-phase motor. Patent Document 1 shows a state in which a single-phase motor is driven by using a pulse width modulation (PWM) signal having a regularity synchronized with a cycle of a voltage command.
特開２０１５－２６７３号公報Japanese Patent Laying-Open No. 2015-2673
　しかしながら、特許文献１の技術では、電流が正から負、又は負から正に切り替わる転流点が毎回同じタイミングで発生する。このため、周期的な振動及び騒音が発生し易くなり、特に高速回転域では、振動及び騒音の悪化を招くという課題がある。 However, in the technique of Patent Document 1, commutation points at which the current is switched from positive to negative or from negative to positive are generated at the same timing each time. For this reason, periodic vibrations and noises are likely to occur, and there is a problem that the vibrations and noises are deteriorated particularly in a high-speed rotation range.
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高速回転域における振動及び騒音の悪化を抑制することができるモータ駆動装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a motor drive device that can suppress deterioration of vibration and noise in a high-speed rotation range.
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るモータ駆動装置は、単相モータに交流電圧を出力するインバータ、及びインバータが出力する交流電圧を制御する制御部を備える。制御部は、キャリアと、電圧指令とに基づいて、インバータを構成するスイッチング素子を駆動する。キャリアの周期と電圧指令の周期とは非同期である。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, a motor drive device according to the present invention includes an inverter that outputs an AC voltage to a single-phase motor, and a control unit that controls the AC voltage output by the inverter. A control part drives the switching element which comprises an inverter based on a carrier and a voltage command. The carrier cycle and the voltage command cycle are asynchronous.
　本発明に係るモータ駆動装置によれば、高速回転域における振動及び騒音を抑制することができるという効果を奏する。 According to the motor drive device of the present invention, there is an effect that vibration and noise in a high-speed rotation range can be suppressed.
実施の形態に係るモータ駆動装置を含むモータ駆動システムの構成図Configuration diagram of a motor drive system including a motor drive device according to an embodiment 図１に示されるインバータの回路構成図Circuit diagram of the inverter shown in FIG. 図１に示される制御部の機能部位のうちのパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号を生成する機能部位を示すブロック図1 is a block diagram showing a functional part that generates a pulse width modulation (PWM) signal among the functional parts of the control unit shown in FIG. 図３に示されるキャリア比較部の一例を示すブロック図The block diagram which shows an example of the carrier comparison part shown by FIG. 図４に示されるキャリア比較部における要部の波形例を示すタイムチャートFIG. 4 is a time chart showing an example of the waveform of the main part in the carrier comparison unit shown in FIG. 図３に示されるキャリア比較部の他の例を示すブロック図The block diagram which shows the other example of the carrier comparison part shown by FIG. 図６に示されるキャリア比較部における要部の波形例を示すタイムチャートFIG. 6 is a time chart showing a waveform example of a main part in the carrier comparison unit shown in FIG. 図４及び図６に示されるキャリア比較部へ入力される進角位相を算出するための機能構成を示すブロック図The block diagram which shows the function structure for calculating the advance angle phase input into the carrier comparison part shown by FIG.4 and FIG.6 実施の形態における進角位相の算出方法の一例を示す図The figure which shows an example of the calculation method of the advance angle phase in embodiment 図４及び図６に示される電圧指令と進角位相との関係の説明に使用するタイムチャートTime chart used for explaining the relationship between the voltage command and the advance phase shown in FIGS. 図１に示される単相モータを回転させる際の起動から低速回転域までの回転域におけるキャリア、電圧指令及びインバータ出力電圧の波形の一例を示す図The figure which shows an example of the waveform of the carrier in the rotation area | region from the starting at the time of rotating the single phase motor shown by FIG. 1 to a low speed rotation area, and an inverter output voltage. 図１に示される単相モータを回転させる際の中速回転域におけるキャリア、電圧指令及びインバータ出力電圧の波形の一例を示す図The figure which shows an example of the waveform of the carrier in the middle speed rotation area at the time of rotating the single phase motor shown by FIG. 1, a voltage command, and an inverter output voltage 図１に示される単相モータを回転させる際の高速回転域におけるキャリア、電圧指令及びインバータ出力電圧の波形の一例を示す図The figure which shows an example of the waveform of the carrier in the high speed rotation area at the time of rotating the single phase motor shown by FIG. 1, a voltage command, and an inverter output voltage 図１に示されるインバータが非同期ＰＷＭで制御される場合の要部の波形例を示すタイムチャートFIG. 1 is a time chart showing an example of a waveform of the main part when the inverter shown in FIG. 1 is controlled by asynchronous PWM. 図１に示されるインバータが同期ＰＷＭで制御される場合の要部の波形例を示すタイムチャートFIG. 1 is a time chart showing an example of a waveform of a main part when the inverter shown in FIG. 1 is controlled by synchronous PWM. 図１に示されるインバータが非同期ＰＷＭで制御される場合のインバータ出力電圧及び位置センサ信号の波形例を示すタイムチャート1 is a time chart showing an example of the waveform of the inverter output voltage and the position sensor signal when the inverter shown in FIG. 1 is controlled by asynchronous PWM. 図１に示されるインバータが同期ＰＷＭで制御される場合のインバータ出力電圧及び位置センサ信号の波形例を示すタイムチャート1 is a time chart showing waveform examples of inverter output voltage and position sensor signal when the inverter shown in FIG. 1 is controlled by synchronous PWM. 図１に示される位置センサの検出動作を示すタイムチャートTime chart showing the detection operation of the position sensor shown in FIG. 図１に示される単相モータを連続的に生成された電圧指令を用いて片側ＰＷＭで制御したときの要部の波形例を示すタイムチャート1 is a time chart showing an example of a waveform of the main part when the single-phase motor shown in FIG. 1 is controlled by one-side PWM using a continuously generated voltage command. 図１９に示される波形を周波数分析した図FIG. 19 shows a frequency analysis of the waveform shown in FIG. 図１に示される単相モータを離散的に生成された電圧指令を用いて片側ＰＷＭで制御したときの要部の波形例を示すタイムチャート1 is a time chart showing an example of a waveform of the main part when the single-phase motor shown in FIG. 1 is controlled by one-side PWM using a voltage command generated discretely. 図２１に示される波形を周波数分析した図FIG. 21 shows a frequency analysis of the waveform shown in FIG. 図１に示される単相モータを連続的に生成された電圧指令を用いて両側ＰＷＭで制御したときの要部の波形例を示すタイムチャート1 is a time chart showing an example of a waveform of the main part when the single-phase motor shown in FIG. 1 is controlled by double-sided PWM using a continuously generated voltage command. 図２３に示される波形を周波数分析した図FIG. 23 shows a frequency analysis of the waveform shown in FIG. 図１に示される単相モータを離散的に生成された電圧指令を用いて両側ＰＷＭで制御したときの要部の波形例を示すタイムチャート1 is a time chart showing an example of a waveform of a main part when the single-phase motor shown in FIG. 1 is controlled by double-sided PWM using discretely generated voltage commands. 図２５に示される波形を周波数分析した図A diagram of frequency analysis of the waveform shown in FIG. 実施の形態に係るモータ駆動装置を備えた電気掃除機の構成図The block diagram of the vacuum cleaner provided with the motor drive device which concerns on embodiment 実施の形態に係るモータ駆動装置を備えた手乾燥機の構成図Configuration diagram of a hand dryer provided with a motor drive device according to an embodiment
　以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、電気掃除機及び手乾燥機について詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続と物理的な接続とを区別せずに、単に「接続」と称して説明する。 Hereinafter, a motor drive device, a vacuum cleaner, and a hand dryer according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. The present invention is not limited to the following embodiments. In the following description, electric connection and physical connection are not distinguished from each other and simply referred to as “connection”.
実施の形態．
　図１は、実施の形態に係るモータ駆動装置２を含むモータ駆動システム１の構成図である。図１に示すモータ駆動システム１は、単相モータ１２と、モータ駆動装置２と、バッテリ１０と、電圧センサ２０と、位置センサ２１とを備える。 Embodiment.
FIG. 1 is a configuration diagram of a motor drive system 1 including a motor drive device 2 according to an embodiment. A motor drive system 1 shown in FIG. 1 includes a single-phase motor 12, a motor drive device 2, a battery 10, a voltage sensor 20, and a position sensor 21.
　モータ駆動装置２は、単相モータ１２に交流電力を供給して単相モータ１２を駆動する。バッテリ１０は、モータ駆動装置２に直流電力を供給する直流電源である。電圧センサ２０は、バッテリ１０からモータ駆動装置２に出力される直流電圧Ｖｄｃを検出する。位置センサ２１は、単相モータ１２に内蔵されるロータ１２ａの回転位置であるロータ回転位置を検出する。 The motor drive device 2 drives the single-phase motor 12 by supplying AC power to the single-phase motor 12. The battery 10 is a DC power source that supplies DC power to the motor driving device 2. The voltage sensor 20 detects a DC voltage V dc output from the battery 10 to the motor driving device 2. The position sensor 21 detects a rotor rotational position that is a rotational position of the rotor 12 a built in the single-phase motor 12.
　単相モータ１２は、不図示の電動送風機を回転させる回転電機として利用される。単相モータ１２及び当該電動送風機は、電気掃除機及び手乾燥機といった装置に搭載される。 The single phase motor 12 is used as a rotating electric machine that rotates an electric blower (not shown). The single-phase motor 12 and the electric blower are mounted on devices such as a vacuum cleaner and a hand dryer.
　単相モータ１２の一例は、ブラシレスモータである。単相モータ１２がブラシレスモータである場合、単相モータ１２のロータ１２ａには、図示しない複数個の永久磁石が周方向に配列される。これらの複数個の永久磁石は、着磁方向が周方向に交互に反転するように配置され、ロータ１２ａの複数個の磁極を形成する。単相モータ１２のステータ１２ｂには図示しない巻線が巻かれている。当該巻線には交流電流が流れる。単相モータ１２の巻線に流れる電流を適宜「モータ電流」と呼ぶ。本実施の形態では、ロータ１２ａの磁極数は４極を想定するが、ロータ１２ａの磁極数は４極以外でもよい。 An example of the single-phase motor 12 is a brushless motor. When the single-phase motor 12 is a brushless motor, a plurality of permanent magnets (not shown) are arranged in the circumferential direction on the rotor 12 a of the single-phase motor 12. The plurality of permanent magnets are arranged so that the magnetization direction is alternately reversed in the circumferential direction, and form a plurality of magnetic poles of the rotor 12a. A winding (not shown) is wound around the stator 12 b of the single-phase motor 12. An alternating current flows through the winding. The current flowing through the winding of the single-phase motor 12 is appropriately referred to as “motor current”. In the present embodiment, the number of magnetic poles of the rotor 12a is assumed to be four, but the number of magnetic poles of the rotor 12a may be other than four.
　なお、本実施の形態では電圧センサ２０が直流電圧Ｖｄｃを検出しているが、電圧センサ２０の検出対象は、バッテリ１０から出力される直流電圧Ｖｄｃに限定されない。電圧センサ２０の検出対象は、モータ駆動装置２の出力電圧であるインバータ出力電圧でもよい。「インバータ出力電圧」は後述する「モータ印加電圧」と同義である。 In the present embodiment, voltage sensor 20 detects DC voltage V dc , but the detection target of voltage sensor 20 is not limited to DC voltage V dc output from battery 10. The detection target of the voltage sensor 20 may be an inverter output voltage that is an output voltage of the motor drive device 2. “Inverter output voltage” has the same meaning as “motor applied voltage” described later.
　モータ駆動装置２は、インバータ１１と、制御部２５と、を備える。インバータ１１は、単相モータ１２に接続され、単相モータ１２に交流電圧を出力する。制御部２５は、インバータ１１が出力する交流電圧を制御する。インバータ１１は、単相インバータを想定しているが、単相モータを駆動できるものであればよい。 The motor drive device 2 includes an inverter 11 and a control unit 25. The inverter 11 is connected to the single phase motor 12 and outputs an AC voltage to the single phase motor 12. The control unit 25 controls the AC voltage output from the inverter 11. The inverter 11 is assumed to be a single-phase inverter, but any inverter that can drive a single-phase motor may be used.
　制御部２５には、電圧センサ２０により検出された直流電圧Ｖｄｃと、位置センサ２１から出力された回転位置検出信号である位置センサ信号２１ａと、電圧振幅指令Ｖ*とが入力される。電圧振幅指令Ｖ*は、後述する電圧指令Ｖｍの振幅値である。位置センサ信号２１ａは、ロータ１２ａで発生する磁束の方向に応じて変化する二値のディジタル信号である。制御部２５は、直流電圧Ｖｄｃと、位置センサ信号２１ａと、電圧振幅指令Ｖ*とに基づいて、インバータ１１を駆動するための駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を生成する。 The control unit 25 receives a DC voltage V dc detected by the voltage sensor 20, a position sensor signal 21 a that is a rotational position detection signal output from the position sensor 21, and a voltage amplitude command V *. * The voltage amplitude command V is the amplitude of the voltage command V m to be described later. The position sensor signal 21a is a binary digital signal that changes according to the direction of the magnetic flux generated in the rotor 12a. The control unit 25 generates drive signals S1, S2, S3, and S4 for driving the inverter 11 based on the DC voltage Vdc , the position sensor signal 21a, and the voltage amplitude command V *.
　制御部２５は、プロセッサ３１、駆動信号生成部３２、キャリア生成部３３及びメモリ３４を有する。 The control unit 25 includes a processor 31, a drive signal generation unit 32, a carrier generation unit 33, and a memory 34.
　プロセッサ３１は、駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の基となるＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する。プロセッサ３１は、ＰＷＭ制御に関する演算処理に加え、進角制御に関する演算処理も行う。後述するキャリア比較部３８、回転速度算出部４２及び進角位相算出部４４の各機能は、プロセッサ３１によって実現される。プロセッサ３１は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）と称されるものでもよい。 The processor 31 generates PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4 that are the basis of the drive signals S1, S2, S3, and S4. The processor 31 performs arithmetic processing related to advance angle control in addition to arithmetic processing related to PWM control. The functions of a carrier comparison unit 38, a rotation speed calculation unit 42, and an advance angle phase calculation unit 44 described later are realized by the processor 31. The processor 31 may be called a CPU (Central Processing Unit), a microprocessor, a microcomputer, or a DSP (Digital Signal Processor).
　駆動信号生成部３２は、制御部２５から出力されたＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４に基づいて、上述した駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を生成する。 The drive signal generator 32 generates the above-described drive signals S1, S2, S3, S4 based on the PWM signals Q1, Q2, Q3, Q4 output from the controller 25.
　メモリ３４には、プロセッサ３１によって読みとられるプログラムが保存される。メモリ３４は、プロセッサ３１が演算処理を行う際の作業領域として使用される。メモリ３４は、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリが一般的である。キャリア生成部３３の構成の詳細は後述する。 The memory 34 stores a program read by the processor 31. The memory 34 is used as a work area when the processor 31 performs arithmetic processing. The memory 34 is generally a nonvolatile or volatile semiconductor memory such as a ROM (Read Only Memory), a RAM (Random Access Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Programmable ROM), or an EEPROM (registered trademark) (Electrically EPROM). is there. Details of the configuration of the carrier generation unit 33 will be described later.
　駆動信号生成部３２は、プロセッサ３１から出力されたＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４に基づいて、上述した駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を生成してインバータ１１に出力する。 The drive signal generator 32 generates the drive signals S1, S2, S3, and S4 described above based on the PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4 output from the processor 31, and outputs them to the inverter 11.
　図２は、図１に示されるインバータ１１の回路構成図である。インバータ１１は、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４を有する。スイッチング素子５１，５２は第１レグ５Ａを構成する。第１レグ５Ａにおいて、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とは直列に接続される。スイッチング素子５３，５４は第２レグ５Ｂを構成する。第２レグ５Ｂにおいて、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とは直列に接続される。 FIG. 2 is a circuit configuration diagram of the inverter 11 shown in FIG. The inverter 11 includes a plurality of switching elements 51, 52, 53, and 54 that are bridge-connected. The switching elements 51 and 52 constitute the first leg 5A. In the first leg 5A, the switching element 51 and the switching element 52 are connected in series. The switching elements 53 and 54 constitute the second leg 5B. In the second leg 5B, the switching element 53 and the switching element 54 are connected in series.
　スイッチング素子５１，５３は、高電位側に位置し、スイッチング素子５２，５４は、低電位側に位置する。インバータ回路では、一般的に、高電位側は「上アーム」と称され、低電位側は「下アーム」と称される。以下の説明において、第１レグ５Ａのスイッチング素子５１を「上アーム第１素子」と呼び、第２レグ５Ｂのスイッチング素子５３を「上アーム第２素子」と呼ぶ場合がある。また、第１レグ５Ａのスイッチング素子５２を「下アーム第１素子」と呼び、第２レグ５Ｂのスイッチング素子５４を「下アーム第２素子」と呼ぶ場合がある。 The switching elements 51 and 53 are located on the high potential side, and the switching elements 52 and 54 are located on the low potential side. In the inverter circuit, the high potential side is generally called “upper arm” and the low potential side is called “lower arm”. In the following description, the switching element 51 of the first leg 5A may be referred to as “upper arm first element”, and the switching element 53 of the second leg 5B may be referred to as “upper arm second element”. The switching element 52 of the first leg 5A may be referred to as a “lower arm first element”, and the switching element 54 of the second leg 5B may be referred to as a “lower arm second element”.
　スイッチング素子５１とスイッチング素子５２との接続点６Ａと、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４との接続点６Ｂとは、ブリッジ回路における交流端を構成する。接続点６Ａと接続点６Ｂとの間には、単相モータ１２が接続される。 The connection point 6A between the switching element 51 and the switching element 52 and the connection point 6B between the switching element 53 and the switching element 54 constitute an AC terminal in the bridge circuit. A single-phase motor 12 is connected between the connection point 6A and the connection point 6B.
　複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のそれぞれには、金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が使用される。ＭＯＳＦＥＴは、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の一例である。 A MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor), which is a metal oxide semiconductor field effect transistor, is used for each of the plurality of switching elements 51, 52, 53, 54. The MOSFET is an example of an FET (Field-Effect Transistor).
　スイッチング素子５１には、スイッチング素子５１のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５１ａが形成される。スイッチング素子５２には、スイッチング素子５２のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５２ａが形成される。スイッチング素子５３には、スイッチング素子５３のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５３ａが形成される。スイッチング素子５４には、スイッチング素子５４のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５４ａが形成される。複数のボディダイオード５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａのそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴの内部に形成される寄生ダイオードであり、還流ダイオードとして使用される。 In the switching element 51, a body diode 51a connected in parallel between the drain and source of the switching element 51 is formed. In the switching element 52, a body diode 52a connected in parallel between the drain and source of the switching element 52 is formed. In the switching element 53, a body diode 53a connected in parallel between the drain and source of the switching element 53 is formed. The switching element 54 is formed with a body diode 54 a connected in parallel between the drain and source of the switching element 54. Each of the plurality of body diodes 51a, 52a, 53a, 54a is a parasitic diode formed inside the MOSFET, and is used as a freewheeling diode.
　複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４は、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。 The plurality of switching elements 51, 52, 53, and 54 are not limited to MOSFETs formed of silicon-based materials, but may be MOSFETs formed of wide band gap semiconductors such as silicon carbide, gallium nitride-based materials, or diamond.
　一般的にワイドバンドギャップ半導体はシリコン半導体に比べて耐電圧および耐熱性が高い。そのため、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４にワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。またワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、半導体モジュールで発生した熱を放熱するための放熱部の小型化が可能であり、また半導体モジュールで発生した熱を放熱する放熱構造の簡素化が可能である。 Generally, wide band gap semiconductors have higher withstand voltage and heat resistance than silicon semiconductors. Therefore, by using a wide band gap semiconductor for the plurality of switching elements 51, 52, 53, and 54, the voltage resistance and allowable current density of the switching elements are increased, and the semiconductor module incorporating the switching elements can be downsized. In addition, wide bandgap semiconductors have high heat resistance, so it is possible to reduce the size of the heat dissipation part to dissipate the heat generated in the semiconductor module, and simplify the heat dissipation structure that dissipates the heat generated in the semiconductor module. Is possible.
　図３は、図１に示される制御部２５の機能部位のうちのＰＷＭ信号を生成する機能部位を示すブロック図である。 FIG. 3 is a block diagram showing a functional part that generates a PWM signal among the functional parts of the control unit 25 shown in FIG.
　図３において、キャリア比較部３８には、後述する電圧指令Ｖｍを生成するときに用いる進角制御された進角位相θｖと基準位相θｅとが入力される。基準位相θｅは、ロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角θｍを電気角に換算した位相である。ここで、「進角位相」とは、電圧指令の「進み角」である「進角」を位相で表したものである。また、ここでいう「進み角」とは、ステータ１２ｂの巻線に印加されるモータ印加電圧と、ステータ１２ｂの巻線に誘起されるモータ誘起電圧との間の位相差である。なお、モータ印加電圧がモータ誘起電圧よりも進んでいるときに「進み角」は正の値をとる。 In FIG. 3, the advance phase θ v and the reference phase θ e, which are advance angle controlled and used when generating a voltage command V m described later, are input to the carrier comparison unit 38. The reference phase θ e is a phase obtained by converting the rotor mechanical angle θ m that is an angle from the reference position of the rotor 12a into an electrical angle. Here, “advance angle phase” represents “advance angle”, which is the “advance angle” of the voltage command, in terms of phase. The “advance angle” here is a phase difference between a motor applied voltage applied to the winding of the stator 12b and a motor induced voltage induced in the winding of the stator 12b. The “advance angle” takes a positive value when the motor applied voltage is ahead of the motor induced voltage.
　また、キャリア比較部３８には、進角位相θｖと基準位相θｅとに加え、キャリア生成部３３で生成されたキャリアと、直流電圧Ｖｄｃと、電圧指令Ｖｍの振幅値である電圧振幅指令Ｖ*とが入力される。キャリア比較部３８は、キャリア、進角位相θｖ、基準位相θｅ、直流電圧Ｖｄｃ及び電圧振幅指令Ｖ*に基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する。 In addition to the advance phase θ v and the reference phase θ e , the carrier comparison unit 38 includes a carrier generated by the carrier generation unit 33, a DC voltage V dc, and a voltage that is an amplitude value of the voltage command V m. An amplitude command V * is input. The carrier comparison unit 38 generates PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4 based on the carrier, the advance angle phase θ v , the reference phase θ e , the DC voltage V dc, and the voltage amplitude command V *.
　図４は、図３に示されるキャリア比較部３８の一例を示すブロック図である。図４には、キャリア比較部３８Ａ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。 FIG. 4 is a block diagram showing an example of the carrier comparison unit 38 shown in FIG. FIG. 4 shows detailed configurations of the carrier comparison unit 38A and the carrier generation unit 33.
　図４において、キャリア生成部３３には、キャリアの周波数であるキャリア周波数ｆＣ［Ｈｚ］が設定される。キャリア周波数ｆＣの矢印の先には、キャリア波形の一例として、“０”と“１”との間を上下する三角波キャリアが示される。インバータ１１のＰＷＭ制御には、同期ＰＷＭ制御と非同期ＰＷＭ制御とがある。同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θｖにキャリアを同期させる必要がある。一方、非同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θｖにキャリアを同期させる必要はない。 In FIG. 4, a carrier frequency f C [Hz], which is a carrier frequency, is set in the carrier generation unit 33. As an example of the carrier waveform, a triangular wave carrier that goes up and down between “0” and “1” is shown at the tip of the arrow of the carrier frequency f C. The PWM control of the inverter 11 includes synchronous PWM control and asynchronous PWM control. For synchronous PWM control, it is necessary to synchronize the carrier to advance the phase theta v. On the other hand, when the asynchronous PWM control, it is not necessary to synchronize the carrier to advance the phase theta v.
　キャリア比較部３８Ａは、図４に示されるように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｄ、乗算部３８ｆ、加算部３８ｅ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。 As shown in FIG. 4, the carrier comparison unit 38A includes an absolute value calculation unit 38a, a division unit 38b, a multiplication unit 38c, a multiplication unit 38d, a multiplication unit 38f, an addition unit 38e, a comparison unit 38g, a comparison unit 38h, and output inversion. Part 38i and output inverting part 38j.
　絶対値演算部３８ａでは、電圧振幅指令Ｖ＊の絶対値｜Ｖ＊｜が演算される。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖ＊｜が、電圧センサ２０で検出された直流電圧Ｖｄｃによって除算される。図４の構成では、除算部３８ｂの出力が変調率となる。バッテリ１０の出力電圧であるバッテリ電圧は、電流を流し続けることにより変動する。一方、絶対値｜Ｖ＊｜を直流電圧Ｖｄｃで除算することにより、変調率の値を調整し、バッテリ電圧の低下によってモータ印加電圧が低下しないようにできる。 The absolute value calculation unit 38a calculates the absolute value | V * | of the voltage amplitude command V *. In the dividing unit 38b, the absolute value | V * | is divided by the DC voltage V dc detected by the voltage sensor 20. In the configuration of FIG. 4, the output of the division unit 38b is the modulation rate. The battery voltage that is the output voltage of the battery 10 varies as the current continues to flow. On the other hand, by dividing the absolute value | V * | by the DC voltage V dc , the value of the modulation factor can be adjusted so that the motor applied voltage does not decrease due to a decrease in battery voltage.
　乗算部３８ｃでは、基準位相θｅに進角位相θｖを加えた“θｅ＋θｖ”の正弦値が演算される。演算された“θｅ＋θｖ”の正弦値は、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算される。乗算部３８ｄでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに“１／２”が乗算される。加算部３８ｅでは、乗算部３８ｄの出力に“１／２”が加算される。乗算部３８ｆでは、加算部３８ｅの出力に“－１”が乗算される。加算部３８ｅの出力は、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための正側電圧指令Ｖｍ１として比較部３８ｇに入力され、乗算部３８ｆの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための負側電圧指令Ｖｍ２として比較部３８ｈに入力される。 In the multiplication unit 38c, a sine value of “θ e + θ v ” obtained by adding the advance phase θ v to the reference phase θ e is calculated. The calculated sine value of “θ e + θ v ” is multiplied by the modulation factor that is the output of the division unit 38b. In the multiplication unit 38d, the voltage command V m that is the output of the multiplication unit 38c is multiplied by “½”. In the adder 38e, “½” is added to the output of the multiplier 38d. The multiplication unit 38f multiplies the output of the addition unit 38e by “−1”. The output of the adder 38e is input to the comparator 38g as a positive voltage command V m1 for driving the two switching elements 51, 53 of the upper arm among the plurality of switching elements 51, 52, 53, 54. The output of the multiplication unit 38f is input to the comparison unit 38h as a negative voltage command V m2 for driving the two switching elements 52 and 54 of the lower arm.
　比較部３８ｇでは、正側電圧指令Ｖｍ１と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈでは、負側電圧指令Ｖｍ２と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンすることはなく、出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。 The comparison unit 38g compares the positive voltage command V m1 with the carrier amplitude. The output of the output inverting unit 38i obtained by inverting the output of the comparing unit 38g becomes the PWM signal Q1 to the switching element 51, and the output of the comparing unit 38g becomes the PWM signal Q2 to the switching element 52. Similarly, the comparison unit 38h compares the negative side voltage command V m2 with the carrier amplitude. The output of the output inverting unit 38j obtained by inverting the output of the comparing unit 38h becomes the PWM signal Q3 to the switching element 53, and the output of the comparing unit 38h becomes the PWM signal Q4 to the switching element 54. The switching element 51 and the switching element 52 are not simultaneously turned on by the output inverting part 38i, and the switching element 53 and the switching element 54 are not simultaneously turned on by the output inverting part 38j.
　図５は、図４に示されるキャリア比較部３８Ａにおける要部の波形例を示すタイムチャートである。図５には、上段側から順に、加算部３８ｅから出力される正側電圧指令Ｖｍ１の波形と、乗算部３８ｆから出力される負側電圧指令Ｖｍ２の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の波形と、インバータ出力電圧の波形とが示されている。 FIG. 5 is a time chart showing a waveform example of a main part in the carrier comparison unit 38A shown in FIG. In FIG. 5, in order from the upper side, the waveform of the positive voltage command V m1 output from the adder 38e, the waveform of the negative voltage command V m2 output from the multiplier 38f, and the PWM signals Q1, Q2, The waveforms of Q3 and Q4 and the waveform of the inverter output voltage are shown.
　ＰＷＭ信号Ｑ１は、正側電圧指令Ｖｍ１がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、正側電圧指令Ｖｍ１がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、負側電圧指令Ｖｍ２がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、負側電圧指令Ｖｍ２がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図４に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ　Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ　Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。 PWM signal Q1 is "high (High)" when "low (Low)" next when the positive voltage command V m1 is greater than the carrier, the positive voltage command V m1 is smaller than the carrier. The PWM signal Q2 is an inverted signal of the PWM signal Q1. PWM signal Q3 is "high (High)" when "low (Low)" becomes when negative voltage instruction V m2 is larger than the carrier, the negative-side voltage instruction V m2 smaller than the carrier. The PWM signal Q4 is an inverted signal of the PWM signal Q3. As described above, the circuit shown in FIG. 4 is configured by “low active”, but may be configured by “high active” in which each signal has an opposite value. Good.
　インバータ出力電圧の波形は、図５に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、単相モータ１２に印加される。 As shown in FIG. 5, the waveform of the inverter output voltage shows a voltage pulse due to the difference voltage between the PWM signal Q1 and the PWM signal Q4 and a voltage pulse due to the difference voltage between the PWM signal Q3 and the PWM signal Q2. These voltage pulses are applied to the single-phase motor 12 as a motor applied voltage.
　ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する際に使用する変調方式としては、バイポーラ変調と、ユニポーラ変調とが知られている。バイポーラ変調は、電圧指令Ｖｍの１周期ごとに正又は負の電位で変化する電圧パルスを出力する変調方式である。ユニポーラ変調は、電圧指令Ｖｍの１周期ごとに３つの電位で変化する電圧パルス、すなわち正の電位と負の電位と零の電位とに変化する電圧パルスを出力する変調方式である。図５に示される波形は、ユニポーラ変調によるものである。本実施の形態のモータ駆動装置２においては、何れの変調方式を用いてもよい。なお、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、バイポーラ変調よりも、高調波含有率が少ないユニポーラ変調を採用することが好ましい。 Bipolar modulation and unipolar modulation are known as modulation schemes used when generating the PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4. Bipolar modulation is positive or for each cycle of the voltage command V m is the modulation scheme for outputting a voltage pulse which varies in a negative potential. Unipolar modulation is a modulation system that outputs voltage pulses that change at three potentials for each period of the voltage command V m , that is, voltage pulses that change between a positive potential, a negative potential, and a zero potential. The waveform shown in FIG. 5 is due to unipolar modulation. In the motor drive device 2 of the present embodiment, any modulation method may be used. In applications where it is necessary to control the motor current waveform to a sine wave, it is preferable to employ unipolar modulation with a lower harmonic content than bipolar modulation.
　また、図５に示される波形は、電圧指令Ｖｍの半周期Ｔ／２の区間において、第１レグ５Ａを構成するスイッチング素子５１，５２と、第２レグ５Ｂを構成するスイッチング素子５３，５４の４つのスイッチング素子をスイッチング動作させる方式によって得られる。この方式は、正側電圧指令Ｖｍ１と負側電圧指令Ｖｍ２の双方でスイッチング動作させることから、「両側ＰＷＭ」と呼ばれる。これに対し、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作を休止させ、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作を休止させる方式もある。この方式は、「片側ＰＷＭ」と呼ばれる。以下、「片側ＰＷＭ」について説明する。 Moreover, the waveform shown in FIG. 5, the half period T / 2 of the interval of the voltage command V m, a switching element 51, 52 constituting the first leg 5A, the switching elements 53 and 54 constituting the second leg 5B These four switching elements can be obtained by a switching operation. This method is called “both sides PWM” because the switching operation is performed by both the positive side voltage command V m1 and the negative side voltage command V m2 . In contrast, in the one half cycle of one cycle T of the voltage command V m, to suspend the switching operation of the switching elements 51 and 52, the other half cycle of one cycle T of the voltage command V m is There is also a method of stopping the switching operation of the switching elements 53 and 54. This method is called “one-side PWM”. Hereinafter, “one-side PWM” will be described.
　図６は、図３に示されるキャリア比較部３８の他の例を示すブロック図である。図６には、上述した「片側ＰＷＭ」によるＰＷＭ信号の生成回路の一例が示され、具体的には、キャリア比較部３８Ｂ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。なお、図６に示されるキャリア生成部３３の構成は、図４に示されるものと同一又は同等である。また、図６に示されるキャリア比較部３８Ｂの構成において、図４に示されるキャリア比較部３８Ａと同一又は同等の構成部には同一の符号を付して示している。 FIG. 6 is a block diagram showing another example of the carrier comparison unit 38 shown in FIG. FIG. 6 shows an example of a PWM signal generation circuit based on the above-described “one-side PWM”, and specifically shows detailed configurations of the carrier comparison unit 38B and the carrier generation unit 33. The configuration of the carrier generating unit 33 shown in FIG. 6 is the same as or equivalent to that shown in FIG. Further, in the configuration of the carrier comparison unit 38B shown in FIG. 6, the same or equivalent components as those of the carrier comparison unit 38A shown in FIG.
　キャリア比較部３８Ｂは、図６に示されるように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｋ、加算部３８ｍ、加算部３８ｎ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。 As shown in FIG. 6, the carrier comparison unit 38B includes an absolute value calculation unit 38a, a division unit 38b, a multiplication unit 38c, a multiplication unit 38k, an addition unit 38m, an addition unit 38n, a comparison unit 38g, a comparison unit 38h, and output inversion. Part 38i and output inverting part 38j.
　絶対値演算部３８ａでは、電圧振幅指令Ｖ＊の絶対値｜Ｖ＊｜が演算される。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖ＊｜が、電圧センサ２０で検出された直流電圧Ｖｄｃによって除算される。図６の構成でも、除算部３８ｂの出力が変調率となる。 The absolute value calculation unit 38a calculates the absolute value | V * | of the voltage amplitude command V *. In the dividing unit 38b, the absolute value | V * | is divided by the DC voltage V dc detected by the voltage sensor 20. Also in the configuration of FIG. 6, the output of the division unit 38 b becomes the modulation rate.
　乗算部３８ｃでは、基準位相θｅに進角位相θｖを加えた“θｅ＋θｖ”の正弦値が演算される。演算された“θｅ＋θｖ”の正弦値は、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算される。乗算部３８ｋでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに“－１”が乗算される。加算部３８ｍでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに“１”が加算される。加算部３８ｎでは、乗算部３８ｋの出力、即ち電圧指令Ｖｍの反転出力に“１”が加算される。加算部３８ｍの出力は、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための第１電圧指令Ｖｍ３として比較部３８ｇに入力される。加算部３８ｎの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための第２電圧指令Ｖｍ４として比較部３８ｈに入力される。 In the multiplication unit 38c, a sine value of “θ e + θ v ” obtained by adding the advance phase θ v to the reference phase θ e is calculated. The calculated sine value of “θ e + θ v ” is multiplied by the modulation factor that is the output of the division unit 38b. In the multiplication unit 38k, the voltage command V m that is the output of the multiplication unit 38c is multiplied by “−1”. In the addition unit 38m, “1” is added to the voltage command V m that is the output of the multiplication unit 38c. The addition unit 38n, the output of the multiplying unit 38k, that is, "1" to the inverted output of the voltage command V m is added. The output of the adder 38m is input to the comparator 38g as a first voltage command V m3 for driving the two switching elements 51, 53 of the upper arm among the plurality of switching elements 51, 52, 53, 54. . The output of the adder 38n is input to the comparator 38h as a second voltage command V m4 for driving the two switching elements 52 and 54 of the lower arm.
　比較部３８ｇでは、第１電圧指令Ｖｍ３と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈでは、第２電圧指令Ｖｍ４と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンされることはなく、出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。 The comparison unit 38g compares the first voltage command V m3 with the carrier amplitude. The output of the output inverting unit 38i obtained by inverting the output of the comparing unit 38g becomes the PWM signal Q1 to the switching element 51, and the output of the comparing unit 38g becomes the PWM signal Q2 to the switching element 52. Similarly, the comparison unit 38h compares the second voltage command V m4 with the carrier amplitude. The output of the output inverting unit 38j obtained by inverting the output of the comparing unit 38h becomes the PWM signal Q3 to the switching element 53, and the output of the comparing unit 38h becomes the PWM signal Q4 to the switching element 54. The switching element 51 and the switching element 52 are not simultaneously turned on by the output inverting part 38i, and the switching element 53 and the switching element 54 are not simultaneously turned on by the output inverting part 38j.
　図７は、図６に示されるキャリア比較部３８Ｂにおける要部の波形例を示すタイムチャートである。図７には、加算部３８ｍから出力される第１電圧指令Ｖｍ３の波形と、加算部３８ｎから出力される第２電圧指令Ｖｍ４の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の波形と、モータ印加電圧の波形とが示されている。なお、図７では、便宜的に、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第１電圧指令Ｖｍ３の波形部分と、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第２電圧指令Ｖｍ４の波形部分は、フラットな直線で表されている。 FIG. 7 is a time chart showing a waveform example of a main part in the carrier comparison unit 38B shown in FIG. FIG. 7 shows the waveform of the first voltage command V m3 output from the adder 38m, the waveform of the second voltage command V m4 output from the adder 38n, and the waveforms of the PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4. And a waveform of the motor applied voltage. In FIG. 7, for convenience, the waveform portion of the first voltage command V m3 whose amplitude value is larger than the peak value of the carrier and the second voltage command V m4 whose amplitude value is larger than the peak value of the carrier. The waveform portion is represented by a flat straight line.
　ＰＷＭ信号Ｑ１は、第１電圧指令Ｖｍ３がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第１電圧指令Ｖｍ３がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、第２電圧指令Ｖｍ４がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第２電圧指令Ｖｍ４がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図６に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ　Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ　Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。 PWM signal Q1 is "low (Low)" next when the first voltage command V m3 is greater than the carrier, the first voltage command V m3 is "high (High)" when less than the carrier. The PWM signal Q2 is an inverted signal of the PWM signal Q1. PWM signal Q3 is "low (Low)" next when a second voltage command V m4 is greater than the carrier, the second voltage command V m4 is "high (High)" when less than the carrier. The PWM signal Q4 is an inverted signal of the PWM signal Q3. In this manner, the circuit shown in FIG. 6 is configured with “Low Active”, but may be configured with “High Active” in which each signal has an opposite value. Good.
　インバータ出力電圧の波形は、図７に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、単相モータ１２に印加される。 As shown in FIG. 7, the waveform of the inverter output voltage shows a voltage pulse due to the difference voltage between the PWM signal Q1 and the PWM signal Q4 and a voltage pulse due to the difference voltage between the PWM signal Q3 and the PWM signal Q2. These voltage pulses are applied to the single-phase motor 12 as a motor applied voltage.
　図７に示される波形では、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作が休止し、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作が休止している。 In the waveforms shown in FIG. 7, in one half cycle of one cycle T of the voltage command V m, the switching operation of the switching elements 51 and 52 are at rest, the other of the one period T of the voltage command V m In the half cycle, the switching operations of the switching elements 53 and 54 are suspended.
　また、図７に示されるように、インバータ出力電圧の波形は、電圧指令Ｖｍの１周期ごとに３つの電位で変化するユニポーラ変調となる。前述の通り、ユニポーラ変調に代えてバイポーラ変調を用いてもよいが、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、ユニポーラ変調を採用することが好ましい。 Further, as shown in FIG. 7, the waveform of the inverter output voltage is a unipolar modulation which changes at three potentials per cycle of the voltage command V m. As described above, bipolar modulation may be used instead of unipolar modulation, but it is preferable to use unipolar modulation in applications where the motor current waveform needs to be controlled to a more sine wave.
　次に、本実施の形態における進角制御について、図８から図１０の図面を参照して説明する。図８は、図４に示されるキャリア比較部３８Ａ、及び図６に示されるキャリア比較部３８Ｂへ入力される進角位相θｖを算出するための機能構成を示すブロック図である。図９は、実施の形態における進角位相の算出方法の一例を示す図である。図１０は、図４及び図６に示される電圧指令Ｖｍと進角位相θｖとの関係の説明に使用するタイムチャートである。 Next, the advance angle control in the present embodiment will be described with reference to the drawings of FIGS. Figure 8 is a block diagram showing the carrier comparison section 38A shown in FIG. 4, and the functional configuration for calculating the advance phase theta v inputted to the carrier comparison section 38B shown in FIG. FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a method of calculating the advance phase according to the embodiment. FIG. 10 is a time chart used for explaining the relationship between the voltage command V m and the advance angle phase θ v shown in FIGS. 4 and 6.
　進角位相θｖの算出機能は、図８に示されるように、回転速度算出部４２と、進角位相算出部４４とによって実現できる。回転速度算出部４２は、位置センサ２１が検出した位置センサ信号２１ａに基づいて単相モータ１２の回転速度ωを算出する。また、回転速度算出部４２は、ロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角θｍを電気角に換算した基準位相θｅを算出する。図１０の例では、位置センサ信号２１ａが立ち下がるエッジの部分がロータ１２ａの基準位置とされている。進角位相算出部４４は、回転速度算出部４２が算出した回転速度ω及び基準位相θｅに基づいて、進角位相θｖを算出する。 As shown in FIG. 8, the calculation function of the advance angle phase θ v can be realized by a rotation speed calculation unit 42 and an advance angle phase calculation unit 44. The rotation speed calculation unit 42 calculates the rotation speed ω of the single-phase motor 12 based on the position sensor signal 21 a detected by the position sensor 21. In addition, the rotation speed calculation unit 42 calculates a reference phase θ e obtained by converting a rotor mechanical angle θ m that is an angle from the reference position of the rotor 12a into an electrical angle. In the example of FIG. 10, the edge portion where the position sensor signal 21a falls is the reference position of the rotor 12a. The advance phase calculation unit 44 calculates the advance phase θ v based on the rotation speed ω and the reference phase θ e calculated by the rotation speed calculation unit 42.
　図９の横軸には回転速度Ｎが示され、図９の縦軸には進角位相θｖが示されている。図９に示されるように、進角位相θｖは、回転速度Ｎの増加に対して進角位相θｖが増加する関数を用いて決定することができる。図９の例では、１次の線形関数により進角位相θｖを決定しているが、１次の線形関数に限定されない。回転速度Ｎの増加に応じて進角位相θｖが同じか、もしくは大きくなる関係であれば、１次の線形関数以外の関数を用いてもよい。 The horizontal axis of FIG. 9 rotational speed N is shown, have been shown advanced angle phase theta v is the vertical axis in FIG. As shown in FIG. 9, the advance angle phase θ v can be determined using a function in which the advance angle phase θ v increases as the rotational speed N increases. In the example of FIG. 9, the advance phase θ v is determined by a linear function, but is not limited to a linear function. If either advanced angle phase theta v according to an increase of the rotational speed N is equal or greater relationship may be used functions other than first-order linear function.
　図１０の上段部には、図１に示す位置センサ２１から出力される位置センサ信号２１ａと、図１に示すロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角θｍと、ロータ機械角θｍを電気角に換算した位相である基準位相θｅとが示されている。 In the upper portion of FIG. 10, a position sensor signal 21a output from the position sensor 21 shown in FIG. 1, a rotor mechanical angle theta m is the angle from a reference position of the rotor 12a illustrated in FIG. 1, the rotor mechanical angle theta A reference phase θ e that is a phase obtained by converting m into an electrical angle is shown.
　図１０の中段部には、「例１」及び「例２」として、２つの電圧指令Ｖｍの波形例が示されている。 In the middle part of FIG. 10, waveform examples of two voltage commands V m are shown as “Example 1” and “Example 2”.
　図１０の最下段部には、ロータ１２ａが時計方向に回転したときのロータ機械角θｍが０°、４５°、９０°、１３５°及び１８０°である状態が示されている。単相モータ１２のロータ１２ａには４つの磁石が設けられ、ロータ１２ａの外周には４つのティース１２ｂ１が設けられている。ロータ１２ａが時計方向に回転した場合、ロータ機械角θｍに応じた位置センサ信号２１ａが検出される。回転速度算出部４２は、検出された位置センサ信号２１ａに基づいて、電気角に換算した基準位相θｅを算出する。 The lowermost portion of FIG. 10, the rotor mechanical angle theta m when the rotor 12a is rotated in the clockwise direction is 0 °, 45 °, 90 ° , shows a state is 135 ° and 180 °. Four magnets are provided on the rotor 12a of the single phase motor 12, and four teeth 12b1 are provided on the outer periphery of the rotor 12a. If the rotor 12a is rotated clockwise, the position sensor signal 21a corresponding to the rotor mechanical angle theta m is detected. The rotation speed calculation unit 42 calculates a reference phase θ e converted into an electrical angle based on the detected position sensor signal 21a.
　図１０の中段部において、「例１」として示される電圧指令Ｖｍは、進角位相θｖ＝０の場合の電圧指令である。進角位相θｖ＝０の場合、基準位相θｅと同相の電圧指令Ｖｍが出力される。なお、このときの電圧指令Ｖｍの振幅は、前述した電圧振幅指令Ｖ＊に基づいて決定される。また、電圧指令Ｖｍは、位置センサ２１の出力である位置センサ信号２１ａに基づいて生成される。 In the middle part of FIG. 10, the voltage command V m shown as “Example 1” is a voltage command in the case of the advance angle phase θ v = 0. When the advance angle phase θ v = 0, the voltage command V m having the same phase as the reference phase θ e is output. The amplitude of the voltage command V m at this time is determined based on the voltage amplitude command V * as described above. The voltage command V m is generated based on the position sensor signal 21 a that is the output of the position sensor 21.
　また、図１０の中段部において、「例２」として示される電圧指令Ｖｍは、進角位相θｖ＝π／４の場合の電圧指令である。進角位相θｖ＝π／４の場合、基準位相θｅから進角位相θｖの成分であるπ／４進めた電圧指令Ｖｍが出力される。 In the middle part of FIG. 10, the voltage command V m shown as “Example 2” is a voltage command in the case of the advance angle phase θ v = π / 4. When the advance angle phase θ v = π / 4, a voltage command V m advanced by π / 4, which is a component of the advance angle phase θ v , is output from the reference phase θ e .
　次に、実施の形態に係るモータ駆動装置における駆動方法について説明する。本実施の形態では、単相モータ１２に印加する電圧波形を回転速度に応じて変更する制御を行う。なお、以下の説明では、単相モータ１２を電気掃除機の電動送風機に適用する場合を想定する。また、単相モータ１２のロータ回転位置を検出する位置センサ２１に１つのホールセンサを用いるものとする。 Next, a driving method in the motor driving apparatus according to the embodiment will be described. In the present embodiment, control is performed to change the voltage waveform applied to the single-phase motor 12 according to the rotational speed. In the following description, it is assumed that the single-phase motor 12 is applied to an electric blower of a vacuum cleaner. In addition, one Hall sensor is used as the position sensor 21 that detects the rotor rotation position of the single-phase motor 12.
　本実施の形態では、電動送風機の回転域を以下の通り区分する。
　（Ａ）起動時：０［ｒｐｍ］～１万［ｒｐｍ］
　（Ｂ）低速回転域（低回転数域）：１［ｒｐｍ］～２万［ｒｐｍ］
　（Ｃ）中速回転域（中回転数域）：５万［ｒｐｍ］～７万［ｒｐｍ］
　（Ｄ）高速回転域（高回転数域）：１０万［ｒｐｍ］以上 In this Embodiment, the rotation area of an electric blower is divided as follows.
(A) At startup: 0 [rpm] to 10,000 [rpm]
(B) Low speed range (low speed range): 1 [rpm] to 20,000 [rpm]
(C) Medium speed rotation range (medium rotation speed range): 50,000 [rpm] to 70,000 [rpm]
(D) High speed rotation range (high rotation speed range): 100,000 [rpm] or more
　なお、上記（Ｂ）と（Ｃ）に挟まれた領域、及び上記（Ｃ）と（Ｄ）に挟まれた領域はグレーゾーンである。２万［ｒｐｍ］から５万［ｒｐｍ］までの回転速度は、低速回転域に含まれる場合もあれば、中速回転域に含まれる場合もある。また、７万［ｒｐｍ］から１０万［ｒｐｍ］までの回転速度は、中速回転域に含まれる場合もあれば、高速回転域に含まれる場合もある。 Note that the region sandwiched between (B) and (C) and the region sandwiched between (C) and (D) are gray zones. The rotational speed from 20,000 [rpm] to 50,000 [rpm] may be included in the low-speed rotation region or in the medium-speed rotation region. In addition, the rotational speed from 70,000 [rpm] to 100,000 [rpm] may be included in the medium-speed rotation region or in the high-speed rotation region.
　図１１は、起動から低速回転域までの回転域におけるキャリア、電圧指令Ｖｍ及びインバータ出力電圧の波形の一例を示す図である。図１１の下段部に示される電圧パルス列は、図１１の上段部に示される電圧指令Ｖｍによって生成される。左側の半周期に示される電圧指令Ｖｍは、図６において、基準位相θｅに進角位相θｖを加えた“θｅ＋θｖ”の値を“π／２”に設定することで得られる。また、右側の半周期に示される電圧指令Ｖｍは、“θｅ＋θｖ”の値を“３π／２”に設定することで得られる。図１１の上段部に示されるように、電圧指令Ｖｍの半周期ごと、キャリアと比較される電圧指令Ｖｍの大きさは一定である。このため、電圧指令Ｖｍの半周期ごと、振幅一定で推移する正負の電圧パルス列が生成される。 FIG. 11 is a diagram illustrating an example of waveforms of the carrier, the voltage command Vm, and the inverter output voltage in the rotation range from the startup to the low-speed rotation range. Voltage pulse sequence shown in the lower portion of FIG. 11 is generated by the voltage command V m shown in the upper portion of FIG. 11. The voltage command V m shown in the left half cycle is obtained by setting the value of “θ e + θ v ” obtained by adding the advance angle phase θ v to the reference phase θ e to “π / 2” in FIG. It is done. Further, the voltage command V m shown in the right half cycle is obtained by setting the value of “θ e + θ v ” to “3π / 2”. As shown in the upper portion of FIG. 11, every half cycle of the voltage command V m, the magnitude of the voltage command V m is compared with the carrier is constant. Therefore, every half cycle of the voltage command V m, a voltage pulse train of positive and negative to remain at a constant amplitude is generated.
　図１１の下段部の電圧パルス列の波形に含まれる周波数成分からＰＷＭ成分のスイッチング周波数成分を除去すれば、図１１の下段部に破線で示されている矩形波の波形に概ね一致する。従って、図１１の下段部に示される電圧パルス列を単相モータ１２に印加することは、単相モータ１２に矩形波を印加することと等価である。以下、図１１の上段部に示されるような、半周期ごとの振幅一定の電圧指令Ｖｍを使用してＰＷＭ信号を生成することを「矩形波ＰＷＭ」と呼び、生成されるＰＷＭ信号を「矩形波ＰＷＭ信号」と呼ぶ。 If the switching frequency component of the PWM component is removed from the frequency component included in the waveform of the voltage pulse train in the lower part of FIG. 11, the waveform substantially matches the waveform of the rectangular wave indicated by the broken line in the lower part of FIG. Therefore, applying the voltage pulse train shown in the lower part of FIG. 11 to the single-phase motor 12 is equivalent to applying a rectangular wave to the single-phase motor 12. Hereinafter, generating a PWM signal using a voltage command V m having a constant amplitude every half cycle as shown in the upper part of FIG. 11 is referred to as “rectangular wave PWM”, and the generated PWM signal is “ This is called “rectangular wave PWM signal”.
　以上の説明のように、本実施の形態におけるプロセッサ３１は、起動時及び起動後の低速回転域において、インバータ１１が矩形波の電圧を出力するように、矩形波ＰＷＭ信号を生成して駆動信号生成部３２に出力する。なお、インバータ１１が矩形波の電圧を出力するとは、インバータ出力電圧の周波数成分からＰＷＭ制御のスイッチング周波数成分を除去した電圧波形が、実質的に矩形波になっていることを意味する。 As described above, the processor 31 in the present embodiment generates a rectangular wave PWM signal so that the inverter 11 outputs a rectangular wave voltage at the time of starting and in the low-speed rotation region after starting up, thereby driving the driving signal. The data is output to the generation unit 32. Note that the inverter 11 outputting a rectangular wave voltage means that the voltage waveform obtained by removing the switching frequency component of the PWM control from the frequency component of the inverter output voltage is substantially a rectangular wave.
　図１２は、中速回転域におけるキャリア、電圧指令Ｖｍ及びインバータ出力電圧の波形の一例を示す図である。図１２の下段部に示される電圧パルス列は、図１２の上段部に示される正弦波である電圧指令Ｖｍによって生成される。図１２の下段部には、正弦波である電圧指令Ｖｍのピークに近づくにつれ、パルス幅が徐々に広くなり、電圧指令Ｖｍのピークから離れるにつれ、パルス幅が徐々に狭くなる電圧パルス列が示されている。 FIG. 12 is a diagram illustrating an example of waveforms of the carrier, the voltage command Vm, and the inverter output voltage in the medium speed rotation region. Voltage pulse sequence shown in the lower part of FIG. 12 is generated by the voltage command V m is a sine wave as shown in the upper portion of FIG. 12. In the lower portion of Figure 12, as it approaches the peak of the voltage command V m is a sine wave, a pulse width becomes gradually wider, as the distance from the peak of the voltage command V m, the pulse width is gradually narrower voltage pulse train It is shown.
　図１２の下段部の電圧パルス列の波形に含まれる周波数成分からＰＷＭ制御のスイッチング周波数成分を除去すれば、図１２の下段部に破線で示されている正弦波の波形に概ね一致する。従って、図１２の下段部に示される電圧パルス列を単相モータ１２に印加することは、単相モータ１２に正弦波を印加することと等価である。以下、図１２の上段部に示されるような正弦波の電圧指令Ｖｍを使用してＰＷＭ信号を生成することを「正弦波ＰＷＭ」と呼び、生成されるＰＷＭ信号を「正弦波ＰＷＭ信号」と呼ぶ。 If the switching frequency component of the PWM control is removed from the frequency component included in the waveform of the voltage pulse train in the lower part of FIG. 12, the waveform substantially coincides with the waveform of the sine wave indicated by the broken line in the lower part of FIG. Therefore, applying the voltage pulse train shown in the lower part of FIG. 12 to the single-phase motor 12 is equivalent to applying a sine wave to the single-phase motor 12. Hereinafter, generating a PWM signal using a sine wave voltage command V m as shown in the upper part of FIG. 12 is referred to as “sine wave PWM”, and the generated PWM signal is referred to as “sine wave PWM signal”. Call it.
　以上の説明のように、本実施の形態では、中速回転域において、プロセッサ３１は、インバータ１１が正弦波の電圧を出力するように、正弦波ＰＷＭ信号を生成して駆動信号生成部３２に出力する。なお、インバータ１１が正弦波の電圧を出力するとは、インバータ出力電圧の周波数成分からＰＷＭ制御のスイッチング周波数成分を除去した電圧波形が、実質的に正弦波になっていることを意味する。 As described above, in the present embodiment, the processor 31 generates a sine wave PWM signal to the drive signal generation unit 32 so that the inverter 11 outputs a sine wave voltage in the medium speed rotation range. Output. The fact that the inverter 11 outputs a sine wave voltage means that the voltage waveform obtained by removing the switching frequency component of the PWM control from the frequency component of the inverter output voltage is substantially a sine wave.
　図１３は、高速回転域におけるキャリア、電圧指令Ｖｍ及びインバータ出力電圧の波形の一例を示す図である。図１３の下段部に示される電圧パルス列は、図１３の上段部に示される電圧指令Ｖｍによって生成される。図１２との相違点は、電圧指令Ｖｍのピーク値がキャリア振幅よりも大きいことにある。より詳細に説明すると、図１２は、変調率＝１．０の波形であるのに対し、図１３は、変調率＝１．２の波形である。 FIG. 13 is a diagram illustrating an example of waveforms of the carrier, the voltage command Vm, and the inverter output voltage in the high-speed rotation range. Voltage pulse sequence shown in the lower portion of FIG. 13 is generated by the voltage command V m shown in the upper portion of FIG. 13. The difference from FIG. 12 is that the peak value of the voltage command V m is greater than the carrier amplitude. More specifically, FIG. 12 shows a waveform with a modulation factor = 1.0, whereas FIG. 13 shows a waveform with a modulation factor = 1.2.
　図１３において、電圧指令Ｖｍがキャリアのピークよりも大きい領域Ａでは、下段部に示されるように、幅広且つ単一の電圧パルスが生成されている。領域Ａの両側に位置する領域Ｂ１，Ｂ２では、領域Ａに近づくにつれて、パルス幅が徐々に広くなる電圧パルス列が生成されている。 In FIG. 13, in the region A where the voltage command V m is larger than the carrier peak, a wide and single voltage pulse is generated as shown in the lower part. In the regions B1 and B2 located on both sides of the region A, a voltage pulse train whose pulse width gradually increases as the region A is approached is generated.
　図１３の下段部の電圧パルス列の波形に含まれる周波数成分からＰＷＭ制御のスイッチング周波数成分を除去した波形は、図１３の下段部に破線で示されている台形波の波形に概ね一致する。従って、図１３の下段部に示される電圧パルス列を単相モータ１２に印加することは、単相モータ１２に台形波を印加することと等価である。以下、図１３の上段部に示されるように、変調率が１．０を超える正弦波の電圧指令Ｖｍを使用してＰＷＭ信号を生成することを「台形波ＰＷＭ」と呼び、生成されるＰＷＭ信号を「台形波ＰＷＭ信号」と呼ぶ。 The waveform obtained by removing the switching frequency component of the PWM control from the frequency component included in the waveform of the voltage pulse train in the lower part of FIG. 13 substantially matches the waveform of the trapezoidal wave indicated by the broken line in the lower part of FIG. Therefore, applying the voltage pulse train shown in the lower part of FIG. 13 to the single-phase motor 12 is equivalent to applying a trapezoidal wave to the single-phase motor 12. Hereinafter, as shown in the upper part of FIG. 13, generating a PWM signal using a sine wave voltage command V m having a modulation rate exceeding 1.0 is referred to as “trapezoidal wave PWM” and is generated. The PWM signal is referred to as a “trapezoidal wave PWM signal”.
　以上の説明のように、本実施の形態では、高速回転域において、プロセッサ３１は、インバータ１１が台形波の電圧を出力するように、台形波ＰＷＭ信号を生成して駆動信号生成部３２に出力する。なお、インバータ１１が台形波の電圧を出力するとは、インバータ出力電圧の周波数成分からＰＷＭ制御のスイッチング周波数成分を除去した電圧波形が、実質的に台形波になっていることを意味する。 As described above, in the present embodiment, in the high-speed rotation range, the processor 31 generates a trapezoidal wave PWM signal and outputs it to the drive signal generation unit 32 so that the inverter 11 outputs a trapezoidal wave voltage. To do. Note that that the inverter 11 outputs a trapezoidal voltage means that the voltage waveform obtained by removing the switching frequency component of the PWM control from the frequency component of the inverter output voltage is substantially a trapezoidal wave.
　次に、本実施の形態におけるＰＷＭ制御の要部について説明する。図１４は、図１に示されるインバータ１１が非同期ＰＷＭで制御される場合の要部の波形例を示すタイムチャートである。図１５は、図１に示されるインバータ１１が同期ＰＷＭで制御される場合の要部の波形例を示すタイムチャートである。本実施の形態の１つの要旨は、インバータ１１を非同期ＰＷＭで制御することにある。なお、インバータ１１を非同期ＰＷＭで制御する本実施の形態の手法は、電圧指令Ｖｍが矩形波、正弦波又は台形波を問わず同様の効果が得られる。そのため、以下では、電圧指令Ｖｍが正弦波の場合を例に説明する。 Next, the main part of the PWM control in this embodiment will be described. FIG. 14 is a time chart showing a waveform example of a main part when the inverter 11 shown in FIG. 1 is controlled by asynchronous PWM. FIG. 15 is a time chart showing a waveform example of a main part when the inverter 11 shown in FIG. 1 is controlled by synchronous PWM. One gist of the present embodiment is to control the inverter 11 by asynchronous PWM. The method of the present embodiment in which the inverter 11 is controlled by asynchronous PWM can obtain the same effect regardless of whether the voltage command Vm is a rectangular wave, a sine wave, or a trapezoidal wave. Therefore, in the following, a case where the voltage command V m is a sine wave will be described as an example.
　図１４には、上段側から順に、インバータ１１が非同期ＰＷＭで制御される場合のキャリア、電圧指令Ｖｍ、及びＰＷＭ信号の波形が示されている。また、図１５には、上段側から順に、インバータ１１が同期ＰＷＭで制御される場合のキャリア、電圧指令Ｖｍ、及びＰＷＭ信号の波形が示されている。なお、説明が前後するが、前述した図５、図７、及び図１１から図１３の図面に示される波形は、インバータ１１が同期ＰＷＭで制御されたときの波形である。 FIG. 14 shows waveforms of the carrier, voltage command V m , and PWM signal when the inverter 11 is controlled by asynchronous PWM in order from the upper side. FIG. 15 shows, in order from the upper side, the waveforms of the carrier, voltage command V m , and PWM signal when the inverter 11 is controlled by synchronous PWM. Although the description will be omitted, the waveforms shown in FIGS. 5, 7, and 11 to 13 described above are waveforms when the inverter 11 is controlled by synchronous PWM.
　非同期ＰＷＭと同期ＰＷＭとの差異を説明するため、図１４では、キャリアの１周期が“Ｔｃ１”、電圧指令Ｖｍの１周期が“Ｔｖ１”で示されている。また、図１５では、キャリアの１周期が“Ｔｃ２”、電圧指令Ｖｍの１周期が“Ｔｖ２”で示されている。 To explain the difference between the asynchronous PWM and synchronous PWM, 14, one cycle of the carrier "Tc1", one cycle of the voltage command V m shown in "Tv1". Further, in FIG. 15, one cycle of the carrier "Tc2", one cycle of the voltage command V m shown in "Tv2".
　図１４は、非同期ＰＷＭの例である。図１４の例では、Ｔｃ１：Ｔｖ１＝１：ｎ（ｎは２以上の整数）の関係が成立しないので、非同期ＰＷＭである。また、例えば、Ｔｃ１：Ｔｖ１＝２：５であるとする。この場合、Ｔｃ１を“１”とすると、Ｔｃ１：Ｔｖ１＝１：２．５となる。ｎは整数ではないので、この例も非同期ＰＷＭである。 FIG. 14 shows an example of asynchronous PWM. In the example of FIG. 14, since the relationship of Tc1: Tv1 = 1: n (n is an integer of 2 or more) is not established, asynchronous PWM is used. For example, it is assumed that Tc1: Tv1 = 2: 5. In this case, if Tc1 is “1”, Tc1: Tv1 = 1: 2.5. Since n is not an integer, this example is also asynchronous PWM.
　また、図１５は、同期ＰＷＭの例である。図１５の例では、Ｔｃ２とＴｖ２との間で、Ｔｃ２：Ｔｖ２＝１：５の関係になっているので、同期ＰＷＭである。 FIG. 15 is an example of synchronous PWM. In the example of FIG. 15, since the relationship of Tc2: Tv2 = 1: 5 is established between Tc2 and Tv2, the PWM is synchronous.
　非同期ＰＷＭと同期ＰＷＭとの差異を定性的に見ると、規則性の差異と言ってもよい。より詳細に説明すると、電圧指令Ｖｍの周期にＰＷＭ信号が同期して規則性があるのが同期ＰＷＭであり、電圧指令Ｖｍの周期にＰＷＭ信号が同期せず規則性が失われるのが非同期ＰＷＭであると言うことができる。 When the difference between the asynchronous PWM and the synchronous PWM is qualitatively viewed, it may be said that the difference is regularity. More particularly, a synchronization PWM is there regularity and PWM signal synchronized with the cycle of the voltage command V m, that regularity without PWM signal synchronized with the cycle of the voltage command V m is lost It can be said that it is asynchronous PWM.
　なお、電圧指令Ｖｍの周期の変更に対して、キャリア周期を常に固定とする方式を非同期ＰＷＭと呼ぶ場合もあるが、本実施の形態では、上記の定義とする。即ち、キャリア周期を固定にするか否かに関わらず、キャリア周期を１としたときの電圧指令Ｖｍの周期が、１：ｎ（ｎは２以上の整数）の関係にならないときを、非同期ＰＷＭと定義する。なお、この関係を、電圧指令周波数とキャリア周波数との関係で言い替えてもよい。具体的に記載すれば、電圧指令周波数を１としたときのキャリア周波数が、１：ｎ（ｎは２以上の整数）の関係にならないときが、非同期ＰＷＭであると定義される。 Note that a method in which the carrier period is always fixed with respect to the change in the period of the voltage command V m is sometimes referred to as asynchronous PWM, but in the present embodiment, the above definition is used. That is, regardless of whether the carrier period is fixed or not, the period of the voltage command V m when the carrier period is 1 is not 1: n (n is an integer equal to or greater than 2). It is defined as PWM. This relationship may be paraphrased by the relationship between the voltage command frequency and the carrier frequency. Specifically, when the carrier frequency when the voltage command frequency is 1 is not in the relationship of 1: n (n is an integer of 2 or more), it is defined as asynchronous PWM.
　キャリア周波数を、例えば可聴周波数外の２０ｋＨｚもしくはそれ以上に設定すると、インバータ１１のスイッチング素子５１，５２，５３，５４を駆動するためのＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４も２０ｋＨｚ以上となる。これにより、耳障りな騒音を低減することができ、騒音の小さいモータ駆動装置を実現できるという効果がある。 When the carrier frequency is set to 20 kHz or more outside the audible frequency, for example, the PWM signals Q1, Q2, Q3 and Q4 for driving the switching elements 51, 52, 53 and 54 of the inverter 11 are also 20 kHz or more. Thereby, annoying noise can be reduced, and there is an effect that a motor driving device with low noise can be realized.
　なお、ＰＷＭ制御は、電圧指令周波数とキャリア周波数とが等しくても動作する。但し、この場合は、１：１の関係になり、同期ＰＷＭとなるので、本実施の形態の要旨ではない。よって、電圧指令周波数は、キャリア周波数よりも低い周波数に設定される。また、基本的にキャリア周波数は固定であるが、回転速度又は制御方式に対応させて、キャリア周波数を変更してもよい。キャリア周波数を変更する場合、電圧指令周波数よりも高い周波数に設定されることは言うまでもない。 Note that PWM control operates even when the voltage command frequency and the carrier frequency are equal. However, in this case, since the relationship is 1: 1 and synchronous PWM is used, this is not the gist of the present embodiment. Therefore, the voltage command frequency is set to a frequency lower than the carrier frequency. Although the carrier frequency is basically fixed, the carrier frequency may be changed in accordance with the rotation speed or the control method. Needless to say, when changing the carrier frequency, it is set to a frequency higher than the voltage command frequency.
　非同期ＰＷＭであるか、同期ＰＷＭであるかに関わらず、キャリア周波数が電圧指令周波数に比して高い方が、電圧指令Ｖｍに対する出力電圧の再現性が向上し、回転速度の精度が向上するという効果がある。 Or a asynchronous PWM, regardless of whether the synchronous PWM, who carrier frequency is higher than the voltage command frequency, improves the reproducibility of the output voltage to the voltage command V m, to improve the accuracy of the rotational speed There is an effect.
　従って、回転速度の精度の向上を図るのであれば、電圧指令周波数に対する非整数倍の倍率をより大きくしたキャリア周波数を設定すればよい。また、耳障りな騒音の低減を図るのであれば、キャリア周波数を、可聴周波数外の２０ｋＨｚもしくはそれ以上に設定すればよい。なお、キャリア周波数を高くすると、スイッチング周波数が高くなり、スイッチング素子の発熱及びスイッチング損失が増加する。このため、発熱量及び効率面を考慮して、キャリア周波数を決めることが好ましい。 Therefore, if the accuracy of the rotation speed is to be improved, a carrier frequency obtained by increasing a non-integer multiple to the voltage command frequency may be set. In order to reduce annoying noise, the carrier frequency may be set to 20 kHz or more outside the audible frequency. When the carrier frequency is increased, the switching frequency is increased, and the heat generation and switching loss of the switching element are increased. For this reason, it is preferable to determine the carrier frequency in consideration of the heat generation amount and efficiency.
　図１６は、図１に示されるインバータ１１が非同期ＰＷＭで制御される場合のインバータ出力電圧及び位置センサ信号２１ａの波形例を示すタイムチャートである。図１７は、図１に示されるインバータ１１が同期ＰＷＭで制御される場合のインバータ出力電圧及び位置センサ信号２１ａの波形例を示すタイムチャートである。 FIG. 16 is a time chart showing a waveform example of the inverter output voltage and the position sensor signal 21a when the inverter 11 shown in FIG. 1 is controlled by asynchronous PWM. FIG. 17 is a time chart showing a waveform example of the inverter output voltage and the position sensor signal 21a when the inverter 11 shown in FIG. 1 is controlled by synchronous PWM.
　図１６及び図１７において、下段部には位置センサ信号２１ａの波形が示され、上段部には、インバータ１１から出力される電圧パルス列の波形と、当該電圧パルス列の波形からキャリア周波数の成分を除去した波形とが示されている。また、図１６及び図１７では、単相モータ１２に流れる電流の転流点が破線の円で示されている。同期ＰＷＭの場合、図１７に示されるように、転流点は、位置センサ信号２１ａのエッジの位置に表れている。これに対し、非同期ＰＷＭの場合、図１６に示されるように、転流点は、必ずしも位置センサ信号２１ａのエッジの位置には表れず、一部はエッジの位置からずれている。 16 and 17, the waveform of the position sensor signal 21a is shown in the lower part, and the waveform of the voltage pulse train output from the inverter 11 and the carrier frequency component are removed from the waveform of the voltage pulse train in the upper part. Waveform is shown. In FIGS. 16 and 17, the commutation point of the current flowing through the single-phase motor 12 is indicated by a broken-line circle. In the case of the synchronous PWM, as shown in FIG. 17, the commutation point appears at the edge position of the position sensor signal 21a. On the other hand, in the case of asynchronous PWM, as shown in FIG. 16, the commutation point does not necessarily appear at the edge position of the position sensor signal 21a, and a part thereof is deviated from the edge position.
　上記のように、同期ＰＷＭの場合、毎回同じタイミングで転流が発生するので、周期的な騒音が発生し易くなる。一方、非同期ＰＷＭの場合、転流のタイミングが周期的にはならない。このため、非同期ＰＷＭの場合、周期的な騒音が抑制されるので、全体的な振動及び騒音は、同期ＰＷＭの場合に比して小さい。従って、非同期ＰＷＭの採用により、低騒音化を図ることが可能となる。なお、低騒音化の効果は、特に、高速回転域において大きくなる。 As described above, in the case of synchronous PWM, commutation occurs at the same timing every time, so that periodic noise is likely to occur. On the other hand, in the case of asynchronous PWM, the commutation timing does not become periodic. For this reason, in the case of asynchronous PWM, periodic noise is suppressed, so that the overall vibration and noise are smaller than in the case of synchronous PWM. Therefore, noise reduction can be achieved by employing asynchronous PWM. Note that the effect of reducing noise is particularly great in a high-speed rotation range.
　以上の説明の通り、実施の形態における制御部は、キャリアと、キャリアの周期とは非同期の周期を有する電圧指令とに基づいて、インバータを構成するスイッチング素子を駆動する。これにより、周期的な騒音が抑制されるので、高速回転域における振動及び騒音を抑制することが可能となる。 As described above, the control unit in the embodiment drives the switching elements constituting the inverter based on the carrier and the voltage command having a cycle asynchronous with the carrier cycle. Thereby, since periodic noise is suppressed, it becomes possible to suppress vibration and noise in a high-speed rotation range.
　また、転流タイミングのずれは、位置センサ２１から出力される位置センサ信号２１ａのばらつきによっても生ずる。同期ＰＷＭの場合、位置センサ信号２１ａのばらつきに起因する転流タイミングのずれは周期的に表れ、起動時又は低速回転域における回転むらなどの原因となる。これに対し、非同期ＰＷＭの場合、位置センサ信号２１ａのばらつきに起因する転流タイミングのずれは周期的にはならないので、位置センサ信号２１ａのばらつきの影響は軽減される。即ち、非同期ＰＷＭは、位置センサ信号２１ａのバラツキに対して、ロバスト性を向上させることが可能となる。 Further, the commutation timing shift also occurs due to variations in the position sensor signal 21a output from the position sensor 21. In the case of synchronous PWM, deviations in commutation timing due to variations in the position sensor signal 21a appear periodically, which may cause uneven rotation during startup or in a low-speed rotation range. On the other hand, in the case of asynchronous PWM, the shift of the commutation timing due to the variation in the position sensor signal 21a does not become periodic, so that the influence of the variation in the position sensor signal 21a is reduced. That is, the asynchronous PWM can improve the robustness against the variation of the position sensor signal 21a.
　位置センサ２１に関する考慮点については、更に、図１８の図面を参照して説明する。図１８は、図１に示される位置センサ２１の検出動作を示すタイムチャートである。なお、ここでの説明は、単相モータ１２のロータ回転位置を検出する位置センサ２１に１つのホールセンサを用いるものとする。 Considerations regarding the position sensor 21 will be further described with reference to the drawing of FIG. FIG. 18 is a time chart showing the detection operation of the position sensor 21 shown in FIG. In the description here, one Hall sensor is used as the position sensor 21 that detects the rotor rotational position of the single-phase motor 12.
　ホールセンサは、単相モータ１２のロータ１２ａ内にある永久磁石の極性に反応して、“ハイ（Ｈｉｇｈ）”又は“ロー（Ｌｏｗ）”の信号を出力する。これにより、ロータ１２ａの磁極位置の検出を行うことができる。ここで、例えば、ローからハイへ切り替わるエッジは磁極位置０度、ハイからローへ切り替わるエッジは磁極位置１８０度として検出される。また、磁極位置０度を検出するエッジと磁極位置１８０度を検出するエッジとの間の時間を計測することで、単相モータ１２の回転速度が演算される。また、演算した回転速度に基づいて、現在のエッジから次のエッジまでの磁極位置の位相加算量を求めれば、０度から３６０度の連続した位相情報が得られる。以下、ローからハイへ切り替わるエッジをＡ点、Ｃ点、Ｅ点とし、ハイからローへ切り替わるエッジをＢ点、Ｄ点として説明する。エッジは、図１８に示されるように、Ａ点、Ｂ点、Ｃ点，Ｄ点、Ｅ点の順に現れる。 The Hall sensor outputs a “High” or “Low” signal in response to the polarity of the permanent magnet in the rotor 12 a of the single-phase motor 12. Thereby, the magnetic pole position of the rotor 12a can be detected. Here, for example, an edge that switches from low to high is detected as a magnetic pole position of 0 degree, and an edge that switches from high to low is detected as a magnetic pole position of 180 degrees. Further, the rotational speed of the single-phase motor 12 is calculated by measuring the time between the edge that detects the magnetic pole position 0 degree and the edge that detects the magnetic pole position 180 degrees. If the phase addition amount of the magnetic pole position from the current edge to the next edge is obtained based on the calculated rotation speed, continuous phase information from 0 degrees to 360 degrees can be obtained. In the following description, the edges that switch from low to high will be referred to as points A, C, and E, and the edges that switch from high to low will be described as points B and D. Edges appear in the order of point A, point B, point C, point D, and point E, as shown in FIG.
　図１８の上段部には、ホールセンサが検出した位置センサ信号２１ａの波形が示されている。図１８の中段部には、両エッジリセットの場合の基準位相θｅが示されている。図１８の下段部には、片エッジリセットの場合の基準位相θｅが示されている。 In the upper part of FIG. 18, the waveform of the position sensor signal 21a detected by the Hall sensor is shown. The middle portion of FIG. 18 is the reference phase theta e in the case of both edges reset is shown. The lower part of FIG. 18 shows a reference phase θ e in the case of one-edge reset.
　図１８の上段部に示される例は、例えばホールセンサに対して単相モータ１２のロータ１２ａが偏心した場合である。ロータ１２ａが偏心すると、図１８の上段部に示されるように、位置センサ信号２１ａがハイとなる時間Ｔ１と、ローとなる時間Ｔ２とが等しくならない場合がある。なお、位置センサ信号２１ａがハイとなる時間Ｔ１とローとなる時間Ｔ２とが等しくならない場合は、位置センサ信号２１ａがハイとなる時比率τ１（＝Ｔ１／（Ｔ１＋Ｔ２））と、位置センサ信号２１ａがローとなる時比率τ２（＝Ｔ２／（Ｔ１＋Ｔ２））とが等しくならない。 The example shown in the upper part of FIG. 18 is a case where the rotor 12a of the single-phase motor 12 is eccentric with respect to the Hall sensor, for example. When the rotor 12a is decentered, as shown in the upper part of FIG. 18, the time T1 when the position sensor signal 21a becomes high may not be equal to the time T2 when it becomes low. When the time T1 when the position sensor signal 21a becomes high and the time T2 when it becomes low are not equal, the time ratio τ1 (= T1 / (T1 + T2)) when the position sensor signal 21a becomes high and the position sensor signal 21a. The time ratio τ2 (= T2 / (T1 + T2)) is not equal.
　この例の場合、まず、回転速度の演算値に基づいて、位相＝０であるＡ点から位相加算が行われる。ところが、時間Ｔ１と時間Ｔ２とが等しくないので、次のエッジが出現するＢ点において、基準位相θｅがリセットされ、基準位相θｅは“π”に設定される。従って、図１８の中段部に示されるように、急激な位相変動が起こる。この現象は、Ｄ点でも起こる。また、Ｂ点において、基準位相θｅが“π”にリセットされるので、Ｃ点において、基準位相θｅは“２π”に到達せず、基準位相θｅに誤差が生ずる。この現象は、Ｅ点でも起こる。 In this example, first, phase addition is performed from the point A where phase = 0 based on the calculated value of the rotational speed. However, since unequal and time T1 and time T2, the point B next edge appears, the reference phase theta e is reset, the reference phase theta e is set to "[pi". Therefore, as shown in the middle part of FIG. 18, a sudden phase fluctuation occurs. This phenomenon also occurs at point D. Further, in the point B, the reference phase theta e is reset to "[pi", at point C, the reference phase theta e will not reach the "2 [pi", error occurs in the reference phase theta e. This phenomenon also occurs at point E.
　前述の通り、電圧指令Ｖｍは、基準位相θｅに基づいて生成されるので、基準位相θｅに誤差があると、正弦波の電圧指令Ｖｍが歪んでしまうことになる。電圧指令Ｖｍが歪んだ状態でＰＷＭ信号が生成されると、単相モータ１２に過大な電流が流れたり、不要なトルク出力が発生したりする。過大な電流は、単相モータ１２の運転の継続を困難にする場合がある。不要なトルク出力は、単相モータ１２における振動又は騒音の悪化を招く場合がある。 As described above, the voltage command V m, because they are generated based on the reference phase theta e, when the reference phase theta e is an error, so that the distorted voltage command V m of the sine wave. If the PWM signal is generated with the voltage command V m distorted, an excessive current flows through the single-phase motor 12 or an unnecessary torque output is generated. An excessive current may make it difficult to continue the operation of the single-phase motor 12. Unnecessary torque output may cause deterioration of vibration or noise in the single-phase motor 12.
　なお、ホールセンサがハイとなる時間Ｔ１と、ホールセンサがローとなる時間Ｔ２とが異なっていた場合、ホールセンサの各エッジで位相演算を行うと、電圧指令Ｖｍの２倍の周波数の脈動が発生する。この場合、電圧指令周波数を１０ｋＨｚ以上に設定すれば、電圧指令Ｖｍの２倍の周波数成分は、聴感周波数外の２０ｋＨｚ以上になるため、振動又は騒音に対する問題点とはならない。しかしながら、実際の対応として、例えば４極の単相モータにおいて、電圧指令周波数を１０ｋＨｚ以上に設定することは、単相モータを３０万［ｒｐｍ］で回転することになる。このような高速な回転速度は、遠心力によるロータへの負担が懸念される回転速度であり、現実的な対応ではない。 Note that the time T1 Hall sensor becomes high, if the Hall sensor is different and the time at which the low T2, when performing phase calculation at each edge of the Hall sensor, pulsation of twice the frequency of the voltage command V m Occurs. In this case, by setting the voltage command frequency above 10 kHz, 2 times the frequency component of the voltage command V m is to become more 20kHz outside auditory frequency, not a problem for vibration or noise. However, as an actual countermeasure, for example, in a four-pole single-phase motor, setting the voltage command frequency to 10 kHz or higher rotates the single-phase motor at 300,000 [rpm]. Such a high rotation speed is a rotation speed at which a burden on the rotor due to centrifugal force is a concern, and is not a realistic response.
　そこで、本実施の形態では、基準位相θｅの更新タイミングを、図１８の下段部に示されるように、位置センサ信号２１ａの片側エッジのみで行う。片側エッジのみで行うとは、図１８の例であれば、エッジの切り替わりが起こるＡ点からＥ点のうち、Ａ点、Ｃ点及びＥ点でのみ行うことを意味する。これにより、基準位相θｅがリセットされるのは、ローからハイのタイミングのみとなる。仮に、単相モータ１２のロータ１２ａが偏心していたとしても、例えばローからハイのエッジは、偏心方向が変わらない限り、同じタイミングで発生する。そのため、ローからハイに変化する各エッジ間の時間を計測することで、正確な回転速度を推定できる。そして、推定した回転速度に基づいて位相加算量を求めることで、０度から３６０度の連続した磁極位置を算出することができる。更に、算出した磁極位置に基づいて、正弦波の電圧指令を生成することで、安定した電圧出力が可能となる。これにより、正弦波状の電流を流す際に発生しうる振動及び騒音の悪化を抑制することができる。 Therefore, in this embodiment, the update timing of the reference phase theta e, as shown in the lower portion of FIG. 18 is carried out only on one side edge of the position sensor signal 21a. In the example of FIG. 18, performing only with one side edge means performing only at the A point, the C point, and the E point among the A points to E points where the edge switching occurs. Thus, the reference phase theta e is reset is made from low and only the timing of the high. Even if the rotor 12a of the single-phase motor 12 is eccentric, for example, the low to high edge occurs at the same timing as long as the eccentric direction does not change. Therefore, an accurate rotation speed can be estimated by measuring the time between the edges that change from low to high. Then, by obtaining the phase addition amount based on the estimated rotation speed, it is possible to calculate a continuous magnetic pole position from 0 degrees to 360 degrees. Further, by generating a sine wave voltage command based on the calculated magnetic pole position, stable voltage output is possible. Thereby, it is possible to suppress the deterioration of vibration and noise that may occur when a sinusoidal current flows.
　次に、正弦波ＰＷＭの実現に際し、スイッチング素子の動作方法の差異が振動又は騒音に及ぼす影響と、電圧指令Ｖｍの生成方法の差異が振動又は騒音に及ぼす影響という２つの観点での考察を加える。考察に関しては、図１９から図２６の図面を参照する。なお、ここで言う「スイッチング素子の動作方法」とは、上述した片側ＰＷＭ及び両側ＰＷＭを指している。また、ここで言う「電圧指令Ｖｍの生成方法」とは、電圧指令Ｖｍを連続的又はアナログ的に生成する場合と、電圧指令Ｖｍを離散的又はステップ的に生成する場合とを指している。 Next, in realizing the sine wave PWM, consideration is given from two viewpoints, that is, the effect of the difference in the operation method of the switching element on the vibration or noise and the effect of the difference in the generation method of the voltage command V m on the vibration or noise. Add. For discussion, refer to the drawings of FIGS. The “switching element operating method” referred to here refers to the above-described one-side PWM and both-side PWM. Further, herein, the term "method of generating the voltage command V m" refers to the case of generating a voltage command V m continuously or analog, and a case where discrete or step generated a voltage command V m ing.
　図１９は、図１に示される単相モータ１２を連続的に生成された電圧指令Ｖｍを用いて片側ＰＷＭで制御したときの要部の波形例を示すタイムチャートである。図２０は、図１９に示される波形を周波数分析した図である。図２１は、図１に示される単相モータ１２を離散的に生成された電圧指令Ｖｍを用いて片側ＰＷＭで制御したときの要部の波形例を示すタイムチャートである。図２２は、図２１に示される波形を周波数分析した図である。図２３は、図１に示される単相モータ１２を連続的に生成された電圧指令Ｖｍを用いて両側ＰＷＭで制御したときの要部の波形例を示すタイムチャートである。図２４は、図２３に示される波形を周波数分析した図である。図２５は、図１に示される単相モータ１２を離散的に生成された電圧指令Ｖｍを用いて両側ＰＷＭで制御したときの要部の波形例を示すタイムチャートである。図２６は、図２５に示される波形を周波数分析した図である。 FIG. 19 is a time chart showing a waveform example of a main part when the single-phase motor 12 shown in FIG. 1 is controlled by one-side PWM using the voltage command V m generated continuously. FIG. 20 shows the frequency analysis of the waveform shown in FIG. FIG. 21 is a time chart showing a waveform example of a main part when the single-phase motor 12 shown in FIG. 1 is controlled by one-side PWM using the voltage command V m generated discretely. FIG. 22 shows the frequency analysis of the waveform shown in FIG. Figure 23 is a time chart showing a waveform example of a main part when controlled by either side PWM with a voltage command V m of the single-phase motor 12 is continuously generated as shown in FIG. FIG. 24 shows the frequency analysis of the waveform shown in FIG. FIG. 25 is a time chart showing a waveform example of a main part when the single-phase motor 12 shown in FIG. 1 is controlled by both-side PWM using the voltage command V m generated discretely. FIG. 26 shows the frequency analysis of the waveform shown in FIG.
　図１９の上段部には、片側ＰＷＭにおける電圧指令Ｖｍ３，Ｖｍ４が連続的に変化する様子が示されている。このような波形は、発振器、コンパレータなどのアナログ回路を使用して生成することを想定している。また、図２１の上段部には、片側ＰＷＭにおける電圧指令Ｖｍ３，Ｖｍ４が、キャリアの頂及び底のタイミング、並びに、頂と底との間のタイミングで離散的に変化する様子が示されている。このような波形は、マイコンなどのディジタル回路、タイマなどを使用して生成することを想定している。また、図１９及び図２２の各図において、中段部の波形はモータ印加電圧であり、下段部の波形はモータ電流である。 The upper part of FIG. 19 shows how the voltage commands V m3 and V m4 in the one-side PWM change continuously. It is assumed that such a waveform is generated using an analog circuit such as an oscillator or a comparator. Further, the upper part of FIG. 21 shows how voltage commands V m3 and V m4 in one-side PWM change discretely at the timing of the top and bottom of the carrier and the timing between the top and the bottom. ing. It is assumed that such a waveform is generated using a digital circuit such as a microcomputer, a timer, or the like. In each of FIGS. 19 and 22, the waveform at the middle stage is the motor applied voltage, and the waveform at the lower stage is the motor current.
　図２０には、図１９に示される各波形を周波数分析した結果が示され、図２２には、図２１に示される各波形を周波数分析した結果が示されている。なお、キャリア周波数は、２０［ｋＨｚ］である。 20 shows the result of frequency analysis of each waveform shown in FIG. 19, and FIG. 22 shows the result of frequency analysis of each waveform shown in FIG. The carrier frequency is 20 [kHz].
　ここで、図２２に破線で示される部分、及び当該破線に対応する位置の図２０における周波数成分に着目すると、以下のことが明らかとなる。 Here, when attention is paid to a portion indicated by a broken line in FIG. 22 and a frequency component in FIG. 20 at a position corresponding to the broken line, the following becomes clear.
　（１）片側ＰＷＭにおける電圧指令Ｖｍ３，Ｖｍ４を離散的に変化させた場合には、キャリア周波数の低次周波数成分が低減されている。
　（２）片側ＰＷＭにおける電圧指令Ｖｍ３，Ｖｍ４を連続的に変化させた場合、キャリア周波数の低次周波数成分は残存している。 (1) When the voltage commands V m3 and V m4 in the one-side PWM are changed discretely, the low-order frequency component of the carrier frequency is reduced.
(2) When the voltage commands V m3 and V m4 in the one-side PWM are continuously changed, the low-order frequency component of the carrier frequency remains.
　次に、図２３から図２６の図面を参照する。図２３の上段部には、両側ＰＷＭにおける電圧指令Ｖｍ１，Ｖｍ２が連続的に変化する様子が示されている。このような波形は、発振器、コンパレータなどのアナログ回路を使用して生成することを想定している。また、図２５の上段部には、両側ＰＷＭにおける電圧指令Ｖｍ１，Ｖｍ２が、キャリアの頂及び底のタイミング、並びに、頂と底との間のタイミングで離散的に変化する様子が示されている。このような波形は、マイコンなどのディジタル回路、タイマなどを使用して生成することを想定している。また、図２３及び図２６の各図において、中段部の波形はモータ印加電圧であり、下段部の波形はモータ電流である。 Reference is now made to FIGS. In the upper part of FIG. 23, a state in which the voltage commands V m1 and V m2 in the both-side PWM change continuously is shown. It is assumed that such a waveform is generated using an analog circuit such as an oscillator or a comparator. In the upper part of FIG. 25, voltage commands V m1 and V m2 in both-side PWM are discretely changed at the timing of the top and bottom of the carrier and the timing between the top and the bottom. ing. It is assumed that such a waveform is generated using a digital circuit such as a microcomputer, a timer, or the like. Moreover, in each figure of FIG.23 and FIG.26, the waveform of a middle step part is a motor applied voltage, and the waveform of a lower step part is a motor current.
　図２４には、図２３に示される各波形を周波数分析した結果が示され、図２６には、図２５に示される各波形を周波数分析した結果が示されている。なお、片側ＰＷＭの場合と同様に、キャリア周波数は、２０［ｋＨｚ］である。 FIG. 24 shows the result of frequency analysis of each waveform shown in FIG. 23, and FIG. 26 shows the result of frequency analysis of each waveform shown in FIG. As in the case of single-side PWM, the carrier frequency is 20 [kHz].
　ここで、図２４の各波形と、図２４に対応する図２６の各波形とを比較すると、各波形の周波数成分には大きな差異が見られない。但し、図２０と図２４の波形を比較すると、図２０の方が、全体的に周波数成分が大きくなっている。即ち、片側ＰＷＭを用いる場合には、電圧指令Ｖｍを離散的に生成する手法が有効であることが理解できる。 Here, when each waveform in FIG. 24 is compared with each waveform in FIG. 26 corresponding to FIG. 24, there is no significant difference in the frequency components of each waveform. However, comparing the waveforms of FIG. 20 and FIG. 24, the frequency component of FIG. 20 is larger overall. That is, it can be understood that the method of generating the voltage command V m discretely is effective when the one-side PWM is used.
　以上の説明の通り、電圧指令Ｖｍを離散的に生成する場合には、両側ＰＷＭ及び片側ＰＷＭのうちの何れを採用しても、振動又は騒音の原因となる低次周波数成分の低減が可能となる。また、スイッチング損失の低減を図るために片側ＰＷＭを採用する場合には、振動又は騒音の原因となる低次周波数成分を低減するため、電圧指令Ｖｍを離散的に生成する手法の採用が好ましい。 As described above, when the voltage command V m is generated discretely, it is possible to reduce low-order frequency components that cause vibration or noise, regardless of which of both-side PWM and one-side PWM is used. It becomes. In addition, when one-side PWM is employed to reduce switching loss, it is preferable to adopt a method of generating voltage command V m discretely in order to reduce low-order frequency components that cause vibration or noise. .
　次に、実施の形態に係るモータ駆動装置の適用例について説明する。図２７は、実施の形態に係るモータ駆動装置を備えた電気掃除機の構成図である。電気掃除機６１は、図１に示されるバッテリ１０と、図１に示されるモータ駆動装置２と、図１に示される単相モータ１２により駆動される電動送風機６４と、集塵室６５と、センサ６８と、吸込口体６３と、延長管６２と、操作部６６とを備える。 Next, application examples of the motor drive device according to the embodiment will be described. FIG. 27 is a configuration diagram of a vacuum cleaner provided with the motor drive device according to the embodiment. The vacuum cleaner 61 includes a battery 10 shown in FIG. 1, a motor drive device 2 shown in FIG. 1, an electric blower 64 driven by the single-phase motor 12 shown in FIG. 1, a dust collection chamber 65, The sensor 68, the suction inlet 63, the extension pipe 62, and the operation part 66 are provided.
　電気掃除機６１を使用するユーザは、操作部６６を持ち、電気掃除機６１を操作する。電気掃除機６１のモータ駆動装置２は、バッテリ１０を電源として電動送風機６４を駆動する。電動送風機６４が駆動されることにより、吸込口体６３からごみの吸込みが行われる。吸込まれたごみは、延長管６２を介して集塵室６５へ集められる。 The user who uses the vacuum cleaner 61 has the operation unit 66 and operates the vacuum cleaner 61. The motor drive device 2 of the electric vacuum cleaner 61 drives the electric blower 64 using the battery 10 as a power source. When the electric blower 64 is driven, dust is sucked from the suction port body 63. The sucked dust is collected in the dust collection chamber 65 through the extension pipe 62.
　電気掃除機６１は、単相モータ１２の回転速度が０［ｒｐｍ］から１０万［ｒｐｍ］を超えて変動する製品である。このような単相モータ１２が高速回転する製品を駆動する際には、前述した実施の形態に係る制御手法が好適である。 The vacuum cleaner 61 is a product in which the rotation speed of the single-phase motor 12 varies from 0 [rpm] to over 100,000 [rpm]. When such a single-phase motor 12 drives a product that rotates at a high speed, the control method according to the above-described embodiment is suitable.
　例えば、制御部２５は、キャリアの周期と電圧指令の周期とが非同期の関係にあるキャリア及び電圧指令に基づいてＰＷＭ信号を生成し、インバータを構成するスイッチング素子を駆動する。これにより、正弦波状の電流を流す際に発生しうる振動及び騒音を抑制することが可能となる。 For example, the control unit 25 generates a PWM signal based on the carrier and the voltage command in which the carrier cycle and the voltage command cycle are asynchronous, and drives the switching elements constituting the inverter. As a result, it is possible to suppress vibration and noise that may occur when a sinusoidal current flows.
　また、位置センサ２１がホールセンサであるとき、制御部２５は、ホールセンサの検出信号のハイからローに変化するエッジ及び検出信号のローからハイに変化するエッジのうちの何れか１つのエッジに基づいて電圧指令を生成する。これにより、基準位相のリセットが１つのエッジに基づいて行われるので、例えば単相モータのロータが偏心していたとしても、正確な回転速度の推定が可能となる。 When the position sensor 21 is a Hall sensor, the control unit 25 applies any one of the edge of the detection signal of the Hall sensor that changes from high to low and the edge of the detection signal that changes from low to high. Based on this, a voltage command is generated. Thereby, since the reset of the reference phase is performed based on one edge, for example, even if the rotor of the single phase motor is eccentric, it is possible to accurately estimate the rotational speed.
　また、制御部２５は、例えばキャリアの周期に同期したタイミングで電圧指令の値をステップ的に更新するようにする。キャリアの周期に同期したタイミングとは、キャリアの頂又は底である。これにより、電圧指令が離散的に生成されることになるので、単相モータへの印加電圧に含まれる周波成分から、振動又は騒音の原因となる低次周波数成分を低減させることが可能となる。 Further, the control unit 25 updates the value of the voltage command stepwise at timing synchronized with the carrier cycle, for example. The timing synchronized with the carrier period is the top or bottom of the carrier. As a result, since the voltage command is generated discretely, it is possible to reduce low-order frequency components that cause vibration or noise from the frequency components included in the voltage applied to the single-phase motor. .
　また、制御部２５は、単相モータ１２に電圧指令に基づく電圧を出力する際に、電圧指令の周期のうちの一方の半周期では、上アーム第１素子と下アーム第１素子とのスイッチング動作を休止させ、電圧指令の周期のうちの他方の半周期では、上アーム第２素子と下アーム第２素子とのスイッチング動作を休止させる。これにより、スイッチング損失の増加が抑制され、効率のよい電気掃除機６１を実現することができる。 Further, when the control unit 25 outputs a voltage based on the voltage command to the single-phase motor 12, switching between the upper arm first element and the lower arm first element is performed in one half cycle of the voltage command cycle. The operation is paused, and the switching operation of the upper arm second element and the lower arm second element is paused in the other half cycle of the voltage command cycle. Thereby, the increase in switching loss is suppressed and the efficient vacuum cleaner 61 is realizable.
　また、実施の形態に係る電気掃除機６１は、前述した放熱部品の簡素化により小型化及び軽量化することができる。更に、電気掃除機６１は、電流を検出する電流センサが必要なく、高速なアナログディジタル変換器も必要ないので、設計コスト及び製造コストの増加が抑制された電気掃除機６１を実現することができる。 Moreover, the vacuum cleaner 61 according to the embodiment can be reduced in size and weight by simplifying the heat dissipation component described above. Furthermore, since the vacuum cleaner 61 does not require a current sensor for detecting a current and does not require a high-speed analog-digital converter, the vacuum cleaner 61 in which an increase in design cost and manufacturing cost is suppressed can be realized. .
　図２８は、実施の形態に係るモータ駆動装置を備えた手乾燥機の構成図である。手乾燥機９０は、モータ駆動装置２と、ケーシング９１と、手検知センサ９２と、水受け部９３と、ドレン容器９４と、カバー９６と、センサ９７と、吸気口９８と、電動送風機９５とを備える。ここで、センサ９７は、ジャイロセンサ及び人感センサの何れかである。手乾燥機９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手が挿入されることにより、電動送風機９５による送風で水が吹き飛ばされ、吹き飛ばされた水は、水受け部９３で集められた後、ドレン容器９４に溜められる。 FIG. 28 is a configuration diagram of a hand dryer provided with the motor drive device according to the embodiment. The hand dryer 90 includes a motor driving device 2, a casing 91, a hand detection sensor 92, a water receiver 93, a drain container 94, a cover 96, a sensor 97, an air inlet 98, and an electric blower 95. Is provided. Here, the sensor 97 is either a gyro sensor or a human sensor. In the hand dryer 90, when a hand is inserted into the hand insertion part 99 at the upper part of the water receiver 93, water is blown off by the air blow by the electric blower 95, and the blown water is collected by the water receiver 93. After that, it is stored in the drain container 94.
　手乾燥機９０は、図２７に示される電気掃除機６１と同様に、モータ回転数が０［ｒｐｍ］から１０万［ｒｐｍ］を超えて変動する製品である。このため、手乾燥機９０においても、前述した実施の形態に係る制御手法が好適であり、電気掃除機６１と同様な効果を得ることができる。 The hand dryer 90 is a product in which the motor rotation speed fluctuates from 0 [rpm] to over 100,000 [rpm], similarly to the electric vacuum cleaner 61 shown in FIG. For this reason, also in the hand dryer 90, the control method which concerns on embodiment mentioned above is suitable, and the effect similar to the vacuum cleaner 61 can be acquired.
　以上の説明の通り、本実施の形態では、電気掃除機６１及び手乾燥機９０にモータ駆動装置２を適用した構成例を説明したが、モータ駆動装置２は、モータが搭載された電気機器に適用することができる。モータが搭載された電気機器は、焼却炉、粉砕機、乾燥機、集塵機、印刷機械、クリーニング機械、製菓機械、製茶機械、木工機械、プラスチック押出機、ダンボール機械、包装機械、熱風発生機、ＯＡ機器、電動送風機などである。電動送風機は、物体輸送用、吸塵用、又は一般送排風用の送風手段である。 As described above, in the present embodiment, the configuration example in which the motor driving device 2 is applied to the electric vacuum cleaner 61 and the hand dryer 90 has been described. However, the motor driving device 2 is applied to an electric device on which the motor is mounted. Can be applied. Electric equipment equipped with motors is incinerator, crusher, dryer, dust collector, printing machine, cleaning machine, confectionery machine, tea making machine, woodworking machine, plastic extruder, cardboard machine, packaging machine, hot air generator, OA Equipment, electric blower, etc. The electric blower is a blowing means for transporting objects, for sucking dust, or for general air supply / discharge.
　なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。 Note that the configurations shown in the above embodiments are examples of the contents of the present invention, and can be combined with other known techniques, and can be combined without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change a part of.
　１　モータ駆動システム、２　モータ駆動装置、５Ａ　第１レグ、５Ｂ　第２レグ、６Ａ，６Ｂ　接続点、１０　バッテリ、１１　インバータ、１２　単相モータ、１２ａ　ロータ、１２ｂ　ステータ、１２ｂ１　ティース、２０　電圧センサ、２１　位置センサ、２１ａ　位置センサ信号、２５　制御部、３１　プロセッサ、３２　駆動信号生成部、３３　キャリア生成部、３４　メモリ、３８，３８Ａ，３８Ｂ　キャリア比較部、３８ａ　絶対値演算部、３８ｂ　除算部、３８ｃ，３８ｄ，３８ｆ，３８ｋ　乗算部、３８ｅ，３８ｍ，３８ｎ　加算部、３８ｇ，３８ｈ　比較部、３８ｉ，３８ｊ　出力反転部、４２　回転速度算出部、４４　進角位相算出部、５１，５２，５３，５４　スイッチング素子、５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａ　ボディダイオード、６１　電気掃除機、６２　延長管、６３　吸込口体、６４　電動送風機、６５　集塵室、６６　操作部、６８　センサ、９０　手乾燥機、９１　ケーシング、９２　手検知センサ、９３　水受け部、９４　ドレン容器、９５　電動送風機、９６　カバー、９７　センサ、９８　吸気口、９９　手挿入部。 1 motor drive system, 2 motor drive device, 5A 1st leg, 5B 2nd leg, 6A, 6B connection point, 10 battery, 11 inverter, 12 single phase motor, 12a rotor, 12b stator, 12b1 teeth, 20 voltage sensor, 21 position sensor, 21a position sensor signal, 25 control unit, 31 processor, 32 drive signal generation unit, 33 carrier generation unit, 34 memory, 38, 38A, 38B carrier comparison unit, 38a absolute value calculation unit, 38b division unit, 38c , 38d, 38f, 38k multiplication unit, 38e, 38m, 38n addition unit, 38g, 38h comparison unit, 38i, 38j output inversion unit, 42 rotation speed calculation unit, 44 advance phase calculation unit, 51, 52, 53, 54 Switching element 51a, 52a, 53a, 5 a body diode, 61 vacuum cleaner, 62 extension pipe, 63 suction port, 64 electric blower, 65 dust collection chamber, 66 operation unit, 68 sensor, 90 hand dryer, 91 casing, 92 hand detection sensor, 93 water receiver Part, 94 drain container, 95 electric blower, 96 cover, 97 sensor, 98 air inlet, 99 manual insertion part.

Claims (10)

  1. 　単相モータに交流電圧を出力するインバータと、
    　前記インバータが出力する前記交流電圧を制御する制御部と、
    　を備え、
    　前記制御部は、キャリアと、電圧指令とに基づいて、前記インバータを構成するスイッチング素子を駆動し、
    　前記キャリアの周期と前記電圧指令の周期とは非同期である
    　モータ駆動装置。     An inverter that outputs an AC voltage to a single-phase motor;
    A control unit for controlling the AC voltage output by the inverter;
    With
    The control unit drives a switching element constituting the inverter based on a carrier and a voltage command,
    The cycle of the carrier and the cycle of the voltage command are asynchronous.
  2. 　前記制御部は、前記単相モータの回転位置を検出する位置センサの出力に基づいて前記電圧指令を生成する請求項１に記載のモータ駆動装置。 The motor drive device according to claim 1, wherein the control unit generates the voltage command based on an output of a position sensor that detects a rotational position of the single-phase motor.
  3. 　前記位置センサはホールセンサであり、
    　前記制御部は、前記ホールセンサの検出信号のハイからローに変化するエッジ及び前記検出信号のローからハイに変化するエッジのうちの何れか１つのエッジに基づいて前記電圧指令を生成する際の基準位相をリセットする請求項２に記載のモータ駆動装置。     The position sensor is a Hall sensor;
    The control unit generates the voltage command based on any one of an edge of the detection signal of the Hall sensor that changes from high to low and an edge of the detection signal that changes from low to high. The motor drive device according to claim 2, wherein the reference phase is reset.
  4. 　前記インバータは、上アーム第１素子と下アーム第１素子とが直列に接続される第１レグと、前記第１レグに並列に接続され、上アーム第２素子と下アーム第２素子とが直列に接続される第２レグと、を有し、
    　前記単相モータは、上アーム第１素子と下アーム第１素子との接続点と、上アーム第２素子と下アーム第２素子との接続点との間に接続され、
    　前記単相モータに電圧指令に基づく電圧を出力する際に、
    　前記電圧指令の周期のうちの一方の半周期では、前記上アーム第１素子と前記下アーム第１素子とがスイッチング動作を休止し、
    　前記電圧指令の周期のうちの他方の半周期では、前記上アーム第２素子と前記下アーム第２素子とがスイッチング動作を休止する
    　請求項１から３の何れか１項に記載のモータ駆動装置。     The inverter includes a first leg in which an upper arm first element and a lower arm first element are connected in series, a parallel connection to the first leg, and an upper arm second element and a lower arm second element. A second leg connected in series,
    The single-phase motor is connected between a connection point between the upper arm first element and the lower arm first element and a connection point between the upper arm second element and the lower arm second element,
    When outputting a voltage based on a voltage command to the single-phase motor,
    In one half cycle of the voltage command cycle, the upper arm first element and the lower arm first element pause the switching operation,
    The motor drive device according to any one of claims 1 to 3, wherein the upper arm second element and the lower arm second element pause switching operation in the other half period of the voltage command period. .
  5. 　前記制御部は、前記キャリアの周期に同期したタイミングで前記電圧指令の値をステップ的に更新する請求項４に記載のモータ駆動装置。 The motor drive device according to claim 4, wherein the control unit updates the value of the voltage command stepwise at a timing synchronized with a cycle of the carrier.
  6. 　前記キャリアは三角波であり、
    　前記タイミングは、前記三角波の頂及び底のうち少なくとも一方である請求項５に記載のモータ駆動装置。     The carrier is a triangular wave;
    The motor driving device according to claim 5, wherein the timing is at least one of a top and a bottom of the triangular wave.
  7. 　前記上アーム第１素子、前記下アーム第１素子、前記上アーム第２素子、及び前記下アーム第２素子は、ワイドバンドギャップ半導体で形成されている請求項４から６の何れか１項に記載のモータ駆動装置。 The said upper arm 1st element, the said lower arm 1st element, the said upper arm 2nd element, and the said lower arm 2nd element are any one of Claim 4-6 formed with the wide band gap semiconductor. The motor drive device described.
  8. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム又はダイヤモンドである請求項７に記載のモータ駆動装置。 The motor driving apparatus according to claim 7, wherein the wide band gap semiconductor is silicon carbide, gallium nitride, or diamond.
  9. 　請求項１から８の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備えた電気掃除機。 A vacuum cleaner comprising the motor drive device according to any one of claims 1 to 8.
  10. 　請求項１から８の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備えた手乾燥機。 A hand dryer provided with the motor drive device according to any one of claims 1 to 8.
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