WO2019179084A1

WO2019179084A1 - 一种基于噪声消除的到达时间估计方法

Info

Publication number: WO2019179084A1
Application number: PCT/CN2018/110448
Authority: WO
Inventors: 冯义志; 杨平平; 张军; 宁更新; 季飞
Original assignee: 华南理工大学
Priority date: 2018-03-23
Filing date: 2018-10-16
Publication date: 2019-09-26
Also published as: CN108521282B; US20210044312A1; SG11202006824VA; CN108521282A; US10972141B2

Abstract

本发明公开了一种基于噪声消除的到达时间估计方法，包括下列步骤：S1、发射端发送超宽带脉冲序列；S2、对接收到的超宽带信号进行功率采样；S3、对功率采样序列求均值；S4、计算得到噪声均值向量；S5、采用秩和方法得到功率均值列向量的秩；S6、设置判决门限；S7、进行TOA估计。本发明提出的针对功率采样序列的均值操作，可以有效消除接收信号中的噪声，提高到达时间估计的精度。本发明采用秩和方法，用以鉴别超宽带脉冲信号和噪声信号，这使得鉴别过程更易操作，结果更准确可靠，并且可以有效去除离群值的影响。本发明采用的门限设置方法，形式简单，且可靠有效。

Description

一种基于噪声消除的到达时间估计方法

技术领域

本发明属于无线通信领域，涉及一种脉冲超宽带信号定位技术，具体涉及一种基于噪声消除的到达时间估计方法。

背景技术

脉冲超宽带信号具有时间分辨率极高、穿透能力强等特点，理论上，能提供厘米甚至是毫米级的测距和定位精度，并且发射时无需调制，系统复杂度低，因而在高精度定位技术中，得到广泛关注。到达时间(TOA)估计可以充分发挥脉冲超宽带技术的优势，具有较高的测距和定位精度，并且实现复杂度较低，是脉冲超宽带定位技术的常用方法。TOA估计的关键在于如何根据接收端信号，在多径信道中探测到第一路径(FP)，即直达路径，消除接收端信号中的噪声干扰显得尤其重要。

在脉冲超宽带定位系统中，目前已经有大量的研究提出了各种关于TOA估计的方法，比如最大能量选择(MES)算法和跨越阈值(TC)算法。MES算法将最大能量块所在的时间作为TOA估计值。然而在实际情况下，第一路径往往不是能量最强路径，这使得MES算法性能欠佳。因此，许多方法是基于TC算法探测第一路径。TC算法将能量检测接收机的输出和一个固定阈值相比较，第一个跨越门限的能量块所在的时间作为TOA的估计值。但是这种算法需要一个经复杂设计得到的最优门限。在信道模型较复杂，信道先验信息未知的情况下，设置这样的最优门限非常困难。

公开号为CN103297087，公开日为2013年9月11日的发明专利“一种超宽带定位系统的到达时间估计方法”，提供了一种基于恒虚警率约束的门限解算模型，虽然计算过程对能量序列进行了预先排序，减少了完成到达时间估计的计算量，但是该发明没有消除噪声干扰，并且所述方法中涉及一个用于解算出最优门限的迭代过程，时间复杂度高。公开号为CN106131949A，公开日为2016年11月16日的发明专利“一种基于能量均值检测的到达时间估计方法”提供了一种基于时间平均的最大最小能量均值来设置最优归一化门限，从而设置判决门限的方法，虽然利用多个脉冲进行时间平均降低了噪声对TOA估计的影响，但是该发明并不是主动式地消除噪声，效果有待提高。公开号为CN106879068A，公开日为2017年6月20日的发明专利“一种强多径环境下信号的到达时间估计方法”通过对接收信号的归一化滤波，降低了噪声干扰，同时减小了信号传输损失带来的影响，但是该发明只能抑制接收信号中的突发噪声。

综上所述，现有的TOA估计方法没有充分消除噪声影响，并且门限设置方法复杂，在实际情况下都有性能缺陷，高精度定位算法还有待提高。

发明内容

本发明的目的是为了解决现有技术中的上述缺陷，提供一种基于噪声消除的到达时间估计方法，通过对接受端信号进行去噪处理提高TOA估计精度。

本发明的目的可以通过采取如下技术方案达到：

一种基于噪声消除的到达时间估计方法，所述的到达时间估计方法包括以下步骤：

S1、发射端发送超宽带脉冲序列；

S2、接收到的超宽带信号r(t)通过低噪声放大器后进行带通滤波，然后通过平方律检波器，得到功率信号，再对该功率信号进行采样，得到接收信号的功率采样序列{A _n,l,k}，其中，A _n,l,k表示对第n个符号里的第l帧中的第k个码片得到的功率采样值，n＝1,2,...,N _s，l＝1,2,...,N _f，k＝1,2,...,N _c，N _s表示发射信号的符号数，N _f表示每个符号内的帧数，N _c表示每帧内码片数；

S3、对所述的功率采样序列{A _n,l,k}进行求均值操作以消除噪声，得到接收信号的功率均值矩阵V，其中V的第n行第k列元素V _n,k由

确定，V的第k列元素所构成的功率均值列向量记作V ^k；

S4、从所述的功率采样序列{A _n,l,k}中抽取第1个码片构成噪声序列{A _n,l,1}，其中A _n,l,1是A _n,l,k在k＝1时的取值，对{A _n,l,1}求均值，得到噪声均值向量V ^ref，其中V ^ref的第n个元素

由

确定；

S5、对所述的功率均值列向量V ^k和所述的噪声均值向量V ^ref采用秩和方法，得到V ^k的秩R ₁(k)；

S6、根据所述的秩R ₁(k)设置TOA估计的判决门限η；

S7、选取最先超越判决门限η的时间码片的

位置处作为到达时间的估计值。

进一步地，所述的接收到的超宽带信号r(t)由

其中，ω(t)是超宽带脉冲，脉冲宽度等于码片周期T _c，T _s、T _f分别是发射信号的符号周期和帧周期，每一帧内，在超宽带脉冲所在位置前设置时间间隔τ _guard作为保护间隔，n(t)表示均值为零、双边功率谱密度为

的复加性高斯白噪声，

是信道的单位冲激响应，其中α _l和τ _l分别是第l条路径的复衰减因子和延时，L为多径数，δ(t)是迪拉克δ函数。

进一步地，所述的功率采样序列A _n,l,k由

确定，

其中T _s、T _f、T _c分别是发射信号的符号周期、帧周期和码片周期，τ _position在(0,T _c)范围内取值，表示在码片内的采样位置，r _bpf(t)是带通滤波器的输出，

即为所述的通过平方律检波器后得到的功率信号。

进一步地，所述的秩和方法按照k的增序依次进行，其中k＝1,2,...,N _c，包括以下步骤：

S501、对每一个k，将V ^k和V ^ref中的元素放在一起，并对这些元素按幅值大小从小到大进行排序，构成有序序列W ^k。V ^k中的第n个元素V _n,k在有序序列W ^k中的序号即为该元素的秩，记作

S502、对每一个k，根据所述的

得到列向量V ^k的秩R ₁(k)，其中R ₁(k)通过式

计算确定。

进一步地，所述的判决门限η的设置，包括以下步骤：

S601、所述的V ^k的秩R ₁(k)按照k的增序构成行向量R ₁＝(R ₁(1),R ₁(2),...,R ₁(N _c))，将R ₁标准正态化，记为Z，即

S602、设置判决门限

其中Z _max为Z中元素的最大值。

进一步地，所述的选取时间码片，包括以下步骤：

S701、按照k的增序，将所述的Z中元素Z(k)与判决门限η依次比较；

S702、所述的向量Z中,最先超越判决门限η的元素记作Z(k ₀)，Z(k ₀)所在的时间码片的

位置处即为到达时间的估计值，元素Z(k ₀)所在的时间码片的下标表示为k ₀，即元素Z(k ₀)所在的时间码片为第k ₀个码片，则到达时间的估计值τ由

计算确定。

本发明相对于现有技术具有如下的优点及效果：

1、本发明提出的针对功率采样序列的均值操作，可以有效消除接收信号中的噪声，提高到达时间估计的精度。而且这种噪声消除方法具有独立性，不依赖于信道先验信息的获取，适用于实际的超宽带定位系统。

2、本发明采用秩和方法，用以鉴别超宽带脉冲信号和噪声信号，而不是直接比较两者幅值大小。这使得鉴别过程更易操作，结果更准确可靠，并且可以有效去除离群值的影响。

3、本发明采用的门限设置方法，形式简单，且可靠有效。

附图说明

图1是本发明中公开的基于噪声消除的到达时间估计方法的流程图；

图2是本发明中接收端信号处理的流程图；

图3是本发明中发射的脉冲序列结构图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例

本实施例公开了一种基于噪声消除的到达时间估计方法，如附图1和图2所示，该方法实现步骤如下：

S1、发射端发送如图3所示结构的超宽带脉冲序列。图3中，N _s表示发射信号的符号数，N _f表示每个符号内的帧数，N _c表示每帧内码片数，相应的符号周期、帧周期、码片周期分别记作T _s、T _f、T _c。本实施例中，设定具体参数如下：N _s＝30，N _f＝40，N _c＝200，T _c＝1ns，T _f＝N _c×T _c＝200ns，T _s＝N _f×T _f＝8000ns。

S2、接收到的超宽带信号r(t)通过低噪声放大器后进行带通滤波，然后通过平方律检波器，得到功率信号

再对该功率信号进行采样，得到接收信号的功率采样序列{A _n,l,k}。其中，A _n,l,k表示对第n(n＝1,2,...,N _s)个符号里的第l(l＝1,2,...,N _f)帧中的第k(k＝1,2,...,N _c)个码片得到的功率采样值。具体包括以下步骤：

S201、接收到的超宽带信号r(t)通过低噪声放大器后，再通过带通滤波器，以去除带外噪声。接收到带噪声超宽带信号r(t)由

确定。定义

为发射的超宽带脉冲，脉冲宽度等于码片周期T _c，其中θ＝0.3×10 ^-9。每一帧内，在超宽带脉冲所在位置前设置时间间隔τ _guard＝80ns作为保护间隔。n(t)表示均值为零、双边功率谱密度为

的复加性高斯白噪声,满足

其中SNR表示信号噪声功率比(单位为dB)，本实施例中，设定SNR取值范围为[0,30],单个超宽带脉冲的能量为E _x＝3.0051×10 ^-10J。h(t)是信道的单位冲激响应，本实施例中，考虑的信道模型是IEEE802.15.4a CM3的超宽带信道，信道的单位冲激响应为

其中L为簇数，服从泊松分布,概率密度函数为

定义第l簇内接收到的多径数目K＝100；相位φ _k,l是[0,2π]上均匀分布的随机变量；第l簇的时延T _l满足泊松分布

第k个多径成分相对于第l簇到达时间T _l的相对时延τ _k,l满足混合泊松分布

混合概率β＝0.0184，路径到达速率λ ₁＝0.19ns ^-1，λ ₂＝2.97ns ^-1；第l簇中第k条路径的幅度衰减因子α _k,l满足

其中第一路径的衰减系数χ＝0.86，功率延迟分布的增长速度γ _rise＝15.21，衰减系数γ ₁＝11.84。带通滤波器的输出记为r _bpf(t)。

S202、经过带通滤波的接收信号通过平方律检波器，得到功率信号，功率信号记为

S203、对功率信号进行采样，得到接收信号的功率采样序列{A _n,l,k}。

其中，A _n,l,k表示对第n(n＝1,2,...,N _s)个符号里的第l(l＝1,2,...,N _f)帧中的第k(k＝1,2,...,N _c)个码片得到的功率采样值。功率采样序列A _n,l,k由

确定，其中T _s、T _f分别是步骤S201所述的发射信号的符号周期和帧周期，T _c是码片周期；τ _position在(0,T _c)范围内取值，表示在码片内的采样位置，此实施例中，令

是步骤S202所述的功率信号。

S3、对步骤S2所述的功率采样序列{A _n,l,k}进行求均值操作，得到接收信号的功率均值矩阵V，其中V的第n(n＝1,2,...,N _s)行第k(k＝1,2,...,N _c)列元素V _n,k由

确定。V的第k(k＝1,2,...,N _c)列元素所构成的功率均值列向量记作V ^k。

S4、从步骤S2所述的功率采样序列{A _n,l,k}中抽取第1个码片构成噪声序列{A _n,l,1}，其中A _n,l,1是A _n,l,k在k＝1时的取值。对{A _n,l,1}求均值，得到噪声均值向量V ^ref，其中V ^ref的第n(n＝1,2,...,N _s)个元素

由

确定。

S5、对步骤S3所述的功率均值列向量V ^k(k＝1,2,...,N _c)和步骤S4所述的噪声均值向量V ^ref采用秩和方法，得到V ^k的秩R ₁(k)，具体有以下步骤：

S501、对每一个k(k＝1,2,...,N _c)，将V ^k和V ^ref中的元素放在一起，并对这些元素按幅值大小从小到大进行排序，构成有序序列W ^k。V ^k中的第n(n＝1,2,...,N _s)个元素V _n,k在有序序列W ^k中的序号即为该元素的秩，记作

S502、对每一个k(k＝1,2,...,N _c)，根据步骤S501中得到所述的

得到列向量V ^k的秩R ₁(k)，其中R ₁(k)通过式

计算确定。

S6、根据步骤S5所述的秩R ₁(k)设置TOA估计的判决门限η。主要有以下步骤：

S601、步骤S502中所述V ^k(k＝1,2,...,N _c)的秩R ₁(k)按照k的增序构成行向量R ₁＝(R ₁(1),R ₁(2),...,R ₁(N _c))，将R ₁标准正态化，记为Z，即

S602、设置判决门限

其中Z _max为步骤S601所述Z中元素的最大值。

S7、TOA估计。按照k(k＝1,2,...,N _c)的增序，将步骤S601中的Z中元素Z(k)与判决门限η依次比较。假设最先超越判决门限η的元素为Z(k ₀)，其所在的时间码片的

位置处作为到达时间的估计值。具体的，最先超越判决门限η的元素记作Z(k ₀)，元素Z(k ₀)所在的时间码片的下标表示为k ₀，则TOA的估计值τ由

计算确定。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims

一种基于噪声消除的到达时间估计方法，其特征在于，所述的到达时间估计方法包括以下步骤：

S1、发射端发送超宽带脉冲序列；

S2、接收到的超宽带信号r(t)通过低噪声放大器后进行带通滤波，然后通过平方律检波器，得到功率信号，再对该功率信号进行采样，得到接收信号的功率采样序列{A _n,l,k}，其中，A _n,l,k表示对第n个符号里的第l帧中的第k个码片得到的功率采样值，n＝1,2,...,N _s，l＝1,2,...,N _f，k＝1,2,...,N _c，N _s表示发射信号的符号数，N _f表示每个符号内的帧数，N _c表示每帧内码片数；

S3、对所述的功率采样序列{A _n,l,k}进行求均值操作以消除噪声，得到接收信号的功率均值矩阵V，其中V的第n行第k列元素V _n,k由
确定，V的第k列元素所构成的功率均值列向量记作V ^k；

S4、从所述的功率采样序列{A _n,l,k}中抽取第1个码片构成噪声序列{A _n,l,1}，其中A _n,l,1是A _n,l,k在k＝1时的取值，对{A _n,l,1}求均值，得到噪声均值向量V ^ref，其中V ^ref的第n个元素
由
确定；

S5、对所述的功率均值列向量V ^k和所述的噪声均值向量V ^ref采用秩和方法，得到V ^k的秩R ₁(k)；

S6、根据所述的秩R ₁(k)设置TOA估计的判决门限η；

S7、选取最先超越判决门限η的时间码片的
位置处作为到达时间的估计值。
根据权利要求1所述的一种基于噪声消除的到达时间估计方法，其特征在于，所述的接收到的超宽带信号r(t)由

确定，

其中，ω(t)是超宽带脉冲，脉冲宽度等于码片周期T _c，T _s、T _f分别是发射信号的符号周期和帧周期，每一帧内，在超宽带脉冲所在位置前设置时间间隔τ _guard作为保护间隔，n(t)表示均值为零、双边功率谱密度为
的复加性高斯白噪声，
是信道的单位冲激响应，其中α _l和τ _l分别是第l条路径的复衰减因子和延时，L为多径数，δ(t)是迪拉克δ函数。
根据权利要求1所述的一种基于噪声消除的到达时间估计方法，其特征在于，所述的功率采样序列A _n,l,k由

确定，

其中T _s、T _f、T _c分别是发射信号的符号周期、帧周期和码片周期，τ _position在(0,T _c)范围内取值，表示在码片内的采样位置，r _bpf(t)是带通滤波器的输出，
即为所述的通过平方律检波器后得到的功率信号。
根据权利要求1所述的一种基于噪声消除的到达时间估计方法，其特征在于，所述的秩和方法按照k的增序依次进行，其中k＝1,2,...,N _c，包括以下步骤：

S501、对每一个k，将V ^k和V ^ref中的元素放在一起，并对这些元素按幅值大小从小到大进行排序，构成有序序列W ^k。V ^k中的第n个元素V _n,k在有序序列W ^k中的序号即为该元素的秩，记作

S502、对每一个k，根据所述的
得到列向量V ^k的秩R ₁(k)，其中R ₁(k)通过式
k＝1,2,...,N _c计算确定。
根据权利要求1所述的一种基于噪声消除的到达时间估计方法，其特征在于，所述的判决门限η的设置，包括以下步骤：

S601、所述的V ^k的秩R ₁(k)按照k的增序构成行向量R ₁＝(R ₁(1),R ₁(2),...,R ₁(N _c))，将R ₁标准正态化，记为Z，即

S602、设置判决门限
其中Z _max为Z中元素的最大值。
根据权利要求1所述的一种基于噪声消除的到达时间估计方法，其特征在于，所述的选取时间码片，包括以下步骤：

S701、按照k的增序，将所述的Z中元素Z(k)与判决门限η依次比较；

S702、所述的向量Z中,最先超越判决门限η的元素记作Z(k ₀)，Z(k ₀)所在的时间码片的
位置处即为到达时间的估计值，元素Z(k ₀)所在的时间码片的下标表示为k ₀，即元素Z(k ₀)所在的时间码片为第k ₀个码片，则到达时间的估计值τ由
计算确定。