WO2018203580A1 - Mm 기반 noma 방식의 통신을 수행하기 위한 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

Mm 기반 noma 방식의 통신을 수행하기 위한 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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WO2018203580A1
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이호재
이상림
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    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Definitions

  • the present invention relates to wireless communication, and more particularly, to a method and apparatus for performing the communication of the Li-based NOMA scheme.
  • a Wireless Sensor Network WSN
  • Massive Machine Type Communication MTC
  • the like that intermittently transmit small packets are targeted to target Massive Connect ion / Low cost / Low power Service.
  • Massive MTC service has very limited connection density requirements, while data rate and end-to-end (E2E) latency requirements are very free (eg, connection density: up to 200, 000 / km2, E2E Latency: Seconds to hours, DL / UL Data Rate: typically 1-100 kbps).
  • An object of the present invention is to provide a method for a terminal to perform communication based on Multi-dimensional Modulation ( ⁇ ) based Non-orthogonal Multiple Access (NOMA).
  • ⁇ Multi-dimensional Modulation
  • NOMA Non-orthogonal Multiple Access
  • Another technical problem to be achieved in the present invention is to provide a method for a base station to perform Non-orthogonal Multiple Access (NOMA) based Multi-dimensional Modulation ( ⁇ ) based communication.
  • NOMA Non-orthogonal Multiple Access
  • ⁇ Multi-dimensional Modulation
  • Another object of the present invention is to provide a terminal for performing communication of a Multi-dimensional Modulation ' (MM) based Non-orthogonal Multiple Access (NOMA) scheme.
  • MM Multi-dimensional Modulation '
  • NOMA Non-orthogonal Multiple Access
  • Another object of the present invention is to provide a base station for performing Non-orthogonal Multiple Access (NOMA) based communication based on Multi-dimensional Modulation (MM).
  • NOMA Non-orthogonal Multiple Access
  • MM Multi-dimensional Modulation
  • a method for a UE to perform Multi-dimensional Modulation ( ⁇ ) based non-orthogonal multiple access (NOMA) communication a base station-based encoder from the base station Receiving control information indicating a terminal-specific codebook for the terminal from a predefined codebook set for a terminal; And receiving a downlink data channel from the base station based on the indicated terminal-specific codebook or performing Z-based encoding based on the indicated terminal-specific codebook and transmitting an uplink data channel.
  • the predefined codebook set may be configured to minimize interference from the multiple terminals due to overlapping connections of multiple terminals.
  • the predefined codebook set may be configured to minimize the complexity of the Message Passing Algorithm (MPA) when decoding the base station.
  • the indicated terminal-specific codebook may have a maximum Euclidean distance between complex column vectors in the indicated terminal-specific codebook.
  • the control information may be received through a downlink control channel, RRC (Radio Resource Control) signaling or periodic control signaling.
  • the control information may further include MCS index information.
  • a base station performs a multi-dimensional modulation (MM) based non-orthogonal multiple access (NOMA) based communication method.
  • And transmitting a downlink data channel to the corresponding terminal based on the indicated terminal-specific codebook or receiving from the terminal an uplink data channel to which a system-based encoding is applied based on the indicated terminal-specific codebook. can do.
  • a terminal for performing communication of a Multi-dimensional Modulation ( ⁇ ) based Non-orthogonal Multiple Access (NOMA) scheme includes a receiver; transmitter; And a processor, The processor controls the receiver to receive control information indicating a terminal-specific codebook for the terminal from a pre-defined codebook set for a H-based encoder from the base station, and the receiver receives the indicated terminal-specific codebook. Control the receiver to receive a downlink data channel from the base station based on the UE, or control the transmitter to transmit an uplink data channel after performing Z-based encoding based on the indicated terminal-specific codebook. .
  • the predefined codebook set may be configured to minimize interference from the multiple terminals due to overlapping connections of the multiple terminals.
  • the predefined codebook set may be configured to minimize the complexity of Message Passing Algorithm (MPA) during decoding of the base station.
  • the indicated terminal-specific codebook may have a maximum Euclidean distance between column complex vectors in the indicated terminal-specific codebook.
  • the control information may be received through a downlink control channel, RRC (Radio Resource Control) signaling or periodic control signaling.
  • the control information further includes MCS index information. It may include.
  • the base station for the processor comprises: a processor for base-based encoding of channel-coded bits based on the selected terminal—a specific codebook by selecting a terminal-specific codebook for the terminal from a predefined codebook set for a Z-based encoder; A transmitter including information indicating the selected terminal-specific codebook and configured to transmit control information to which the base-based encoding is applied to the corresponding terminal; And a receiver configured to transmit a downlink data channel to the corresponding terminal based on the indicated terminal—a specific codebook or to receive from the terminal an uplink data channel to which a base-based encoding is applied based on the indicated terminal—a specific codebook. It may include.
  • Using a terminal-specific codebook according to an embodiment of the present invention can reduce the complexity for decoding at the receiving side and also reduce interference due to multi-user overlapping transmission, thereby significantly improving communication performance.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a base station 105 and a terminal 110 in a wireless communication system 100.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a NOMA based downlink transmission / reception (Tx / Rx) block diagram of a communication device.
  • tr 3 is a diagram illustrating a NOMA based uplink transmission / reception block diagram of a communication device.
  • Figure 4 is a NOMA and non-orthogonal spreading code based downlink transmission / reception bro r:
  • FIG. 5 is an exemplary diagram illustrating a NOMA and non-orthogonal spreading code based uplink transmission / reception block diagram of a communication device.
  • FIG. 6 is an exemplary diagram for explaining the operation of a multi-dimensional modulation based NoMA scheme.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a vector when the number of vectors is three or four in the 2D plane.
  • FIG. 12 illustrates Mother Constellation according to FIG. 11.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of a superposition of constel lat ion.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a Mother Constel lat ion according to FIG. 14.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating an asymmetric 2D Base Constel lat ion.
  • FIG. 17 is a view showing Mother Constel lat ion according to FIG.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating MPA decoder performance results according to Embodiments 1, 2, 3, and 4;
  • FIG. 19 is a diagram illustrating an information exchange method and a signaling method of a codebook for ⁇ based Multi—dimensional modulation in downlink scheduling based transmission
  • FIG. 20 is a NoMA based multi-dimensional scheme in uplink scheduling based transmission.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating an information exchange method and a signaling method of a codebook for NoMA-based multi-dimensional modulation in downlink scheduling based transmission
  • FIG. 22 is a NoMA based multi-dimensional in uplink scheduling based transmission.
  • FIG. 23 and 24 are diagrams for contention-based transmission of a C-based NoMA system
  • FIG. 23 is a diagram illustrating a signal flow of a contention-based transmission system based on UE-specific codebook allocation
  • FIG. 24 is a terminal-specific codebook Is a diagram illustrating a signal flow of a selection based contention based transmission system.
  • the terminal is a mobile or fixed user terminal device such as UE Jser Equiment), MS (Mobile Station), AMSC Advanced Mobile Station (AMS).
  • UE Jser Equiment UE Jser Equiment
  • MS Mobile Station
  • AMSC Advanced Mobile Station AMS
  • the base station collectively refers to any node of the network side that communicates with the terminal such as a Node B, an eNode B, a Base Station, and an Access Point (AP).
  • UE Jser Equiment UE Jser Equiment
  • MS Mobile Station
  • AMS AMSC Advanced Mobile Station
  • the base station collectively refers to any node of the network side that communicates with the terminal such as a Node B, an eNode B, a Base Station, and an Access Point (AP).
  • AP Access Point
  • a user equipment may receive information from a base station through downlink, and the terminal may also transmit information through uplink.
  • the information transmitted or received by the terminal includes data and various control information, and various physical channels exist according to the type and purpose of the information transmitted or received by the terminal.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a base station 105 and a terminal 110 in a wireless communication system 100.
  • the wireless communication system 100 may include one or more base stations and / or one. It may include more than one terminal.
  • the base station 105 may include a transmit (Tx) data processor 115, a symbol modulator 120, a transmitter 125, a transmit / receive antenna 130, a processor 180, and a memory 185.
  • the terminal 110 includes a transmit (Tx) data processor 165, a symbol modulator 170, a transmitter 175, a transmit / receive antenna 135, a processor 155, a memory 160, a receiver 140, and a symbol.
  • Demodulator 155 and receive data processor 150 may include a transmit (Tx) data processor 115, a symbol modulator 120, a transmitter 125, a transmit / receive antenna 130, a processor 180, and a memory 185.
  • the terminal 110 includes a transmit (Tx) data processor 165, a symbol modulator 170, a transmitter 175,
  • the base station 105 and the terminal 110 are provided with a plurality of transmit and receive antennas. Accordingly, the base station 105 and the terminal 110 according to the present invention support a multiple input multiple output (MIMO) system. In addition, the base station 105 according to the present invention may support both a single user-MIMO (MU-MIM0) method and a single user-MIMO (SU-MIM0) scheme.
  • MIMO multiple input multiple output
  • MU-MIM0 single user-MIMO
  • SU-MIM0 single user-MIMO
  • the transmit data processor 115 receives the traffic data, formats the received traffic data, codes it, interleaves and modulates (or symbol-maps) the coded traffic data, and modulates symbols. ("Data symbols") to provide.
  • the symbol modulator 120 receives and processes these data symbols and pilot symbols to provide a stream of symbols.
  • the symbol modulator 120 multiplexes the data and pilot symbols and sends it to the transmitter.
  • each transmission symbol may be a data symbol, a pilot symbol, or a signal value of zero.
  • pilot symbols may be sent continuously.
  • the pilot symbols may be frequency division multiplexed (FDM), orthogonal frequency division multiplexed (OFDM), time division multiplexed (TDM), or code division multiplexed (CDM) symbols.
  • Transmitter 125 receives a stream of symbols and converts them into one or more analog signals, and further modulates the analog signals (eg, amplify, filter, and frequency upconverting). As a result, a downlink signal suitable for transmission over a wireless channel is generated, and then the transmitting antenna 130 transmits the generated downlink signal to the terminal.
  • analog signals eg, amplify, filter, and frequency upconverting
  • the receiving antenna 135 receives the downlink signal from the base station and provides the received signal to the receiver 140.
  • Receiver 140 adjusts the received signal (eg, filtering, amplifying and frequency downconverting), and digitizes the adjusted signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator 145 demodulates the received pilot symbols and provides them to the processor 155 for channel estimation.
  • the symbol demodulator 145 also receives a frequency response estimate for downlink from the processor 155 and performs data demodulation on the received data symbols,
  • Receive data processor 150 demodulates (ie, symbol de-maps), deinterleaves, and decodes the data symbol estimates to recover the transmitted traffic data.
  • symbol demodulator 145 and receive data processor 150 are complementary to the processing by symbol modulator 120 and transmit data processor 115 at base station 105, respectively.
  • the terminal 110 is on the uplink, the transmit data processor 165 processes the traffic data, to provide data symbols.
  • the symbol modulator 170 receives and multiplexes data symbols, performs modulation, and performs a stream of symbols.
  • Transmitter 175 receives and processes the stream of symbols to generate an uplink signal.
  • the transmit antenna 135 transmits the generated uplink signal to the base station 105.
  • an uplink signal is received from the terminal 110 through the reception antenna 130, and the receiver 190 processes the received uplink signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator 195 then processes these samples to provide received pilot symbols and data symbol estimates for the uplink.
  • the received data processor 197 processes the data symbol estimates to recover the traffic data sent from the terminal 110.
  • Processors 155 and 180 of each of terminal 110 and base station 105 instruct (eg, control, coordinate, manage, etc.) operation at terminal 110 and base station 105, respectively.
  • Respective processors 155 and 180 may be connected with memory units 160 and 185 that store program codes and data.
  • Memory 160, 185 is coupled to processor 180 to store operating systems, applications, and general files.
  • the processors 155 and 180 may also be referred to as controllers, microcontrollers, microprocessors, microcoiftputer, or the like. Meanwhile, the processors 155 and 180 may be implemented by hardware or firmware, software, or a combination thereof.
  • applicat ion specific integrated circuits ASICs
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable
  • logic devices, field programmable gate arrays (FPGAs), and the like may be included in the processors 155 and 180.
  • the pipware or software may be configured to include modules, procedures, or functions for performing the functions or operations of the present invention.
  • Firmware or software configured to be capable of doing so may be provided in the processors 155 and 180 or stored in the memory 160 and 185 to be driven by the processors 155 and 180.
  • Layers of the air interface protocol between the terminal and the base station in the wireless communication system are based on the first three layers (L1), second based on the lower three layers of the OSKopen system interconnection model well known in the communication system.
  • the physical layer belongs to the first layer and provides an information transmission service through a physical channel.
  • the RC Radio Resource Control () layer belongs to the third layer and provides control radio resources between the UE and the network.
  • the terminal and the base station may exchange RRC messages through the wireless communication network and the RRC layer.
  • the processor 155 of the terminal and the processor 180 of the base station except for a function and a storage function for receiving or transmitting a signal from the terminal 110 and the base station 105, respectively, signal and data
  • the processor 155 and 180 will not be specifically described below for convenience of description.
  • a series of operations such as data processing is performed rather than a function of receiving or transmitting a signal.
  • the present invention proposes a method for multi-user supervisory access transmission based on a non-orthogonal codebook and an orthogonal codebook.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating NOMA based downlink transmission / reception (Tx / Rx) blotting degree of a communication device.
  • NOMA non-orthogonal multiple access
  • MUST Multiuser Superposition Transmission
  • the NOMA system is considered as an element technology of the next generation 5G system for the purpose of gaining transmission capacity gain or increasing the number of simultaneous connections compared to the LTE system by transmitting a plurality of user information overlapping the same time-frequency resources.
  • the next generation 5G system's NOMA series technologies include MUST, which distinguishes users based on power level, Sparse Code Multiple Access (SCMA), and terminal-specific interleaver that utilizes Sparse Complex Codebook-based modulation. inter leave Division Multiple Access (IDMA).
  • the power allocation of each symbol is changed after the modulation of the multi-user (or multi-terminal) data at the transmitting side of FIG. 2, or the multi-user data is layered based on hierarchical modulation.
  • the receiver demodulates multi-user data through multi-user detection (MUD).
  • MUD multi-user detection
  • the forward error correction (FEC) encoder and the modulation process for the multi-user data are replaced by a previously promised Sparse Complex Codebook modulation scheme, and the receiving side is multi-user via MUD. Demodulate the data.
  • the transmitting side of FIG. 2 modulates and transmits the FEC encoding information for the multi-user data through the terminal-specific interleaver, and demodulates the multi-user data through the MUD at the receiving side.
  • Each system can demodulate multiple user data in various MUD methods, for example Ma imum Likelihood (ML), Maximum joint A posteriori Probability (MAP), Message Passing Algorithm (MPA), Matched Filtering (MF). ), Successive Interference Cancellation (SIC), Parallel Interference Cancellation (PIC), and Codeword Interference Cancel 1 at ion (CWIC).
  • MUD methods for example Ma imum Likelihood (ML), Maximum joint A posteriori Probability (MAP), Message Passing Algorithm (MPA), Matched Filtering (MF). ), Successive Interference Cancellation (SIC), Parallel Interference Cancellation (PIC), and Codeword Interference Cancel 1 at ion (CWIC).
  • ML Ma imum Likelihood
  • MAP Maximum joint A posteriori Probability
  • MPA Message Passing Algorithm
  • MF Matched Filtering
  • SIC Successive Interference Cancellation
  • PIC Parallel Interference Cancellation
  • CWIC Codeword Interference Can
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a NOMA based uplink transmission / reception block diagram of a communication device.
  • FIG. 3 illustrates a structure of a transmitter / receiver for uplink support of a NOMA series system in which multi-user information is allocated to the same resource and transmitted.
  • Each system may transmit and demodulate multi-user data in the same manner as the description of the downlink structure of FIG. 2.
  • NOMA series systems transmit multiple user signals over the same time-frequency resources, they have higher decoding error rates compared to LTE systems, but can support higher frequency utilization efficiency or more connectivity.
  • NOMA Non-orthogonal multiple access
  • Equation 1 Denotes a multi-user interference signal (MUI) by data symbols to other receivers. Therefore, simply expressing the transmission capacity by the received signal is represented by the following equation (2).
  • Equation 2 In the transmission capacity of Equation 2, as the number ⁇ increases, the number of Rk added increases, and thus an increase in C may be expected. However, as K increases, each Rk may decrease due to an increase in MUI, resulting in a decrease in total transmission capacity C. According to the MUD technique, even though it is possible to demodulate the data of each user while effectively reducing the MUI, the existence of the MUI basically reduces the overall transmission capacity and requires a high complexity MUD. If MUI generation is minimized for multi-user data transmission, higher transmission capacity can be expected. Alternatively, if the MUI generation for the multi-user data transmission can be quantitatively controlled, higher transmission capacity can be planned by scheduling for the multi-user data superposition.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an NOMA and a non-orthogonal spreading code based downlink transmission / reception blotting degree of a communication device
  • FIG. 5 is an N () MA and a non-orthogonal spreading code based uplink of a communication device. Illustrates a transmission / reception block diagram.
  • Non-orthogonal codebook-based sequence (for example, SCMA, CDMA, etc.) is non-orthogonal when overlapping transmission of multi-user data on the same time-frequency resource through a spreading scheme.
  • Non-orthogonal Spreading Code Assume the multiple access method used. 4 and 5 illustrate a downlink and uplink transceiver structure of a NOMA system for overlapping transmission using a UE-specific spreading code when allocating multi-user information to the same time-frequency resource. 4 and 5, the terminal-specific spreading code is used on the frequency axis, but may also be used on the time axis.
  • the transmitter / receiver assigns a terminal-specific spreading code to each user by using a predefined codebook.
  • Terminal-Specific spreading code is expressed as Equation 3 below.
  • the terminal-specific spreading codebook is a codebook that satisfies C c € NxK and has a property as in Equation 4 below.
  • the transmitting end / receiving end assigns a terminal-specific spreading code to each user by using a predefined codebook. If the terminal-specific spreading code is expressed as a formula (4).
  • a NoMA scheme for spreading the encoded bit streams based on modulation and non-orthogonal codebooks into a complex symbol vector may also be considered.
  • the above scheme is a multi-dimensional modulation based NoMA scheme. Sparsity may exist but may not exist.
  • FIG. 6 is an exemplary diagram for describing an operation of a multi-dimensional modulation based NoMA scheme.
  • the k-th terminal UE k performing uplink transmission generates an information bit stream generated by the generated traffic, and generates the generated information bit stream.
  • Channel coding is performed on the information stream and converted into an encoded bit stream.
  • the multi-dimensional modulation ( ⁇ ) based encoder of the k-th UE (UE k) converts the encoded bits into a complex vector based on the UE-specific codebook k.
  • a complex vector [c ht , c ZL , c, A , c iiL ] ⁇ .
  • the transformed complex vector is transmitted through an inverse fast fourier transform (IFFT) through resource mapping.
  • IFFT inverse fast fourier transform
  • the operations of FIG. 6 are similarly applied to the downlink operation, and are decoded into bits encoded by a message passing algorithm (MPA) at the receiving end.
  • MPA message passing algorithm
  • the terminal-specific codebook may be applied to a multi-user superposition access method according to a codebook characteristic.
  • each coefficient of the transformed complex vector of another user acts as an interference during the decoding operation through the Message Passing Algorithm (MPA). Therefore, there is a need for a codebook design that can minimize interference from other users.
  • MPA Message Passing Algorithm
  • D v Spars ity of Codeword (or the number of Non-zero coefficients)
  • d f The number of Superposed coefficients (or the number of UEs connected to the same resource)
  • the pharmaceutical composition of NOMA technique, Multi-dimensional modulation method based NoMA determines the decoding performance of the Multi ⁇ dimensional Modulation ( ⁇ ) based Encoder the receiving side (or the receiver) of the design.
  • the Multi-dimensional Modulation (MM) based Encoder has only exemplary codebooks derived from computer simulations. There are no codebook design rules or optimized codebooks for designing dimensional modulation (MM) based encoders. Accordingly, the present invention proposes a method and a codebook the codebook design for optimizing the performance of the Multi ⁇ dimensional Modulation (MM) based Encoder.
  • the present invention proposes a design scheme, an optimized codebook set, a codebook information exchange scheme, and a signaling method for a complete codebook set of a terminal-specific codebook for a multi-dimensional modulation based NoMA scheme.
  • Example 1 Codebook Design for MM based Encoder
  • Each coefficient of the UE-specific codebook affects the amount of computation for the MPA operation. As the number of zeros in the coefficient increases, the complexity of the operation of the MPA can be reduced.
  • d v K
  • d f J.
  • the complexity of the MPA is affected by d v and d f , so that decoding performance is reduced while reducing d v (the number of non-zero coefficients) and d f (the number of black or allocated terminals connected to the same resource). Should be able to guarantee
  • the factor graph is expressed as follows. It can also be defined as F (/ f.
  • UE 1 JE 1) generates a UE-specific codebook by a vector corresponding to the first column of the matrix of the Factor Graph.
  • bit '00' indicates the vector corresponding to the first column
  • '01' indicates the vector corresponding to the second column
  • bit '10' indicates the vector corresponding to the third column
  • '10' can indicate the vector corresponding to the fourth column.
  • the ⁇ based encoder determines the encoded bits and complex vectors according to the gray maping rule. You must determine the mapping relationship.
  • the decoding performance is excellent when the Euclidean distance in the bit domain and the Euclidean distance between the complex symbol vectors are derived in the same manner. For example, if the Euclidean distance is farthest from column vector 1 °] column vector 4 of the terminal specific codebook, column vector 1 corresponds to encoded bits [0] and column vector 4 is encoded to encoded bits [1 1]. Therefore, Euclidean distance can be maximized even in bit domain.
  • column vector 2 and column vector 3 have the furthest Euclidean distance, column vector 2 is encoded in encoded bits [0 1], column vector 3 is encoded in encoded bits [1 0], and Euclidean distance in bit domain. Can be maximized.
  • FIG. 7 shows a vector when the number of vectors is three or four in the 2D plane.
  • Vector 1 and vector 4 may have a phase inversion relationship. There are an infinite number of vector sets that satisfy the above conditions and can be combined with other design rules.
  • the multi-user transmits different complex coefficients by the terminal specific codebook. Therefore, there are d f ⁇ 1 interferences according to the bipartite matching.
  • Euclidean distance between complex coefficients should be maximized. For example, the factor graph for bipartite matching illustrated in Rule 1,
  • UE 1 Considering 1 0 0 1 1 0, UE 1 generates a terminal specific codebook by a vector corresponding to the first column of the matrix. then,
  • the constellation used by UE 1 is [a (D, a (2), a (3), a (4)]] and the constel lat ion used by UE 2 is [b (D, b (2) , b (3), b (4)], and the constel lat ion used by UE 3 is [c (D, c (2), c (3), c (4)]], overlapping one resource
  • the codebook design method described above is an NP-hard problem as a non-convex optimization problem. Therefore, it is very difficult to design an optimal codebook that satisfies all conditions. Therefore, through the following embodiments, we propose a method of relaxing some rules to increase the decoding rate of a multi-user superimposed signal through the MPA of the receiver.
  • FIG. 8 shows a single Base Constel lat ion.
  • Phase Rotation: ⁇ — * ⁇ .
  • i 1, ... d f . ,,,, ⁇
  • FIG. 9 is a diagram illustrating Mother Constel lat ion according to FIG. 8.
  • the permutation matrix P allows the complex vectors Euclidean distance in the terminal specific codebook of each user to be maximized according to Rule 2 for the terminal specific codebook decoding performance of each user.
  • constel lat ion (i, j, k)
  • the X axis is a real domain of constellation overlap
  • the y axis is an imaginary domain of constellation overlap.
  • the superposition of the constellation may be confirmed by the superposit ion of constel lat ion pattern illustrated in FIG. 10. In other words, Rule 3 may not be optimized according to the combination of traffic generated by each user.
  • the entire codebook may be represented as in Equation 6 below.
  • FIG. 11 shows two Base Constel lat ions.
  • Base Jiiisiellation 2: 82 [8: ,, BB, tedious
  • FIG. 12 is a diagram illustrating mother constellation according to FIG.
  • the permutation matrix P allows the Euclidean distance between the complex vectors in the terminal specific codebook of each user to be maximized according to Rule 2 in order to increase the performance of the terminal specific codebook decoding of each user.
  • FIG. 13 shows an example of a superposition of constellat ion. Drawing.
  • the X axis is a real domain of constellation overlap
  • the y axis is an imaginary domain of constellation overlap.
  • all 64 constellations may have a constant Euclidean distance without overlapping.
  • Euclidean distance can be designed to be close to the optimal regardless of the combination of traffic generated by each user.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a Mother Constel lat ion according to FIG.
  • Euclidean distance of the Mother constellations is optimized.
  • the Euclidean distance is not optimized for the whole, but only the Euclidean distance of the most dominant internal constel lat ions when optimizing the xmstel lat ion using the ML approach.
  • Euclidean distance of constel lat ion is optimized when constellation overlap does not occur in a single resource by multiple users.
  • the permutation matrix P allows the Euclidean distance between the complex vectors in the terminal specific codebook of each user to be maximized, for example, in order to increase the terminal specific codebook decoding performance of each user.
  • 015 is determined by Mother Constel lat ion and bipartite matching.
  • FIG. 16 illustrates an asymmetric 2D Base Constellation and Phase Rotati.
  • Asymmetric 2D Base C nsleilalioiir B [B 2 :, B 3 ..].
  • B t —2,5 ⁇ i, l3 ⁇ 4--.
  • B 3 2;
  • B. t -3.54- ⁇ . ⁇ ⁇ ⁇ Pha Rot tioi ⁇ ? ; — 2rr.
  • FIG. 17 is a view illustrating Mother Constel lat ion according to FIG.
  • Euclidean distance of the mother constel lat ions is optimized. Unlike Example 3, Euclidean distance is optimized for the whole. The Euclidean distance of all constel lat ions is optimized when the constel lat ion is obtained using the ML approach. have.
  • mapping the Constellat ion to the terminal specific codebook of each user is as follows. f (UE
  • the permutation matrix p P is the UE-specific codebook decoding performance of each user.
  • the entire codebook can be designed as shown in Equation 12 through the Base Constellat ion and Phase Rot at ion illustrated in Examples 1 and 2.
  • Examples 1 to 4 may be represented as follows.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating MPA decoder performance results according to Embodiments 1, 2, 3, and 4.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating MPA decoder performance results according to Embodiments 1, 2, 3, and 4.
  • the reference system is a result of using an existing codebook according to A type-Embodiment 1, B type-Embodiment 2, C type Embodiment 3, D type-Embodiment 4.
  • the result indicates a Symbol Error Rate (SER) of the AWGN environment in the multi-user overlapping access method through the codebooks according to the first, second and third embodiments.
  • Codebooks proposed in the present invention have better SER performance than previously published codebooks derived through computer simulation.
  • All the above-described embodiments may be generated not only as a single codebook but also through a combination of the embodiments.
  • a codebook design based on Asymmetric Multiple Base Constel lat ion may be achieved by combining the Asymmetric Base Constel lat ion of Example 3 and the Multiple Base Constellation of Example 2.
  • the codeword which is a column vector of the codebook used at the transmitting end, is normalized by the transmission power.
  • the codebook design technique proposed in the above embodiments is not limited to the above example. Different combinations of results using the same design Linear Combination, or Mother Contrast ion ⁇ ] Linear Scaling). .
  • FIG. 19 is a diagram illustrating an information exchange method and a signaling method of a codebook for NoMA based multi-dimensional modulation in downlink scheduling based transmission
  • FIG. 20 is a NoMA based multi-dimensionai in uplink scheduling based transmission.
  • index information of a UE-specific codebook is signaled through control signaling or a control channel.
  • 19 and 20 show downlink and uplink signal flows in a ⁇ based NoMA system, respectively.
  • the terminal and the base station may have predefined W-based codebook set information.
  • the K-based codebook set information exists as a terminal-specific codebook set, and codebooks proposed in the present invention may be used.
  • the method of having predefined P-based codebook set information may vary. For example, 1) it may store the entire Z-based codebook set previously promised offline between the terminal and the base station. 2)
  • the terminal may receive the entire set of code-based codebooks through RRC signaling in the initial access to the base station, the RRC step, and the like.
  • the base station performs Z-based encoding through a terminal-specific codebook (specific codebook among the codebooks proposed in the present invention).
  • the base station may transmit a downlink control channel (eg, xPDCCH) including a terminal-specific codebook index and MCS index information selected for the terminal to the corresponding terminal.
  • the base station may transmit a downlink data channel to the corresponding terminal based on the downlink control channel.
  • the terminal may detect downlink data for itself based on the information included in the received downlink control channel through a MUD scheme, and transmit ACK / NACK for the downlink data channel to the base station.
  • the base station may transmit a downlink control channel (eg, xPDCCH) including a terminal-specific codebook index, MCS index information, etc. selected for the terminal to the terminal.
  • the UE may perform a Z-based encoding through a UE-specific codebook (a specific codebook among the codebooks proposed in the present invention) and transmit an uplink data channel (xPUSCH) based on the received downlink control channel.
  • the base station may detect the uplink data channel by the MUD scheme and transmit an ACK / NACK for the uplink data channel to the corresponding terminal.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating an information exchange method and a signaling method of a codebook for ⁇ based Mu lti -dimens i onal modulation in downlink scheduling based transmission
  • FIG. 22 is a NoMA based on uplink scheduling based transmission.
  • FIGS. 21 and 22 differ from FIGs. 19 and 20 in that the base station transmits not only a terminal-specific codebook index for the corresponding UE but also a full set of W-based codebooks through the downlink control channel.
  • 19 and 20 assume that the UE and the base station share the entire set of ⁇ based codebooks in advance through an initial access performing step, RRC signaling, and the like.
  • FIGS. 21 and 22 illustrate that the base station uses a downlink control channel. It is assumed that the entire set of ⁇ based codebooks is transmitted to the terminal.
  • a codebook index corresponding to a terminal specific codebook to be used by a corresponding terminal is transmitted to the corresponding terminal through Fainess Scheduling of the base station.
  • the terminal uses the terminal specific codebook for modulation or demodulation based on the received codebook index.
  • the number of codebooks allocated to the terminal may be one or two or more. That is, in case of a terminal requiring a high data rate, two or more symbols may be simultaneously transmitted through two or more codebooks, and two or more symbols may be demodulated at the receiving side.
  • J and K which determine the dimension of the codebook, can be changed according to the system environment. Codebooks according to the change of J and K can be generated or predefined in the manner of the embodiment related to the proposed codebook.
  • the base station is capable of resource management based on Fainess Scheduling and has a value of ⁇ or expected due to codebook characteristics.
  • the demodulation error rate can determine the MCS level.
  • the base station may perform Fa Scheduling based on the determined MCS level.
  • FIG. 23 and 24 are diagrams for contention-based transmission of the C-based NoMA system
  • FIG. 23 is a diagram illustrating a signal flow of a contention-based transmission system based on UE-specific codebook allocation
  • FIG. 24 is a terminal-specific codebook Is a diagram illustrating a signal flow of a selection based contention based transmission system.
  • FIG. 23 illustrates a case in which a base station pre-assigns a terminal specific codebook in contention-based transmission of a W-based NoMA system
  • FIG. 24 illustrates a signal flow when the terminal selects a terminal specific codebook.
  • the terminal and the base station have predefined P-based codebook set information.
  • the C-based codebook set information exists as a set of terminal specific codebooks, and codebooks in the various embodiments proposed above may be used.
  • the method of having previously defined Z-based codebook set information may vary. For example, 1) the entire Z-based codebook set may be stored offline in advance between the terminal and the base station. 2)
  • the terminal may receive the entire set of code-based codebooks through RRC signaling in the initial access to the base station, the RRC step, and the like.
  • the terminal may receive advance information for contention-based transmission (MCS, contention on resource zone, power control) for contention-based transmission through RRC signaling or periodic control signaling.
  • MCS contention on resource zone
  • a UE may receive information about a UE-specific codebook index, an MCS index (or MCS level), and a contention zone for contention-based transmission allocated from the base station.
  • the terminal may perform MM based encoding based on the terminal specific codebook corresponding to the terminal specific codebook index previously allocated for the terminal. Thereafter, the terminal may perform contention-based transmission through an uplink data channel or a contention resource zone.
  • the terminal selects the terminal-specific codebook index according to a predetermined rule and based on the terminal-specific codebook corresponding to the selected terminal-specific codebook index. ⁇ -based encoding can be performed. Thereafter, the UE is uplink data channel or contention resource The zone can perform contention-based transmission.
  • the base station may decode the received signal by performing MUD with blind detection without knowing which terminal has transmitted the signal through the contention zone. At this time, the base station may specify which terminal the UE transmits with the CRC check of the decoded signal and the C-RNTI information in the decoded data.
  • the codebook proposed in the present invention can be used not only as a multi-user access method, but also as a multi-antenna communication system using the MIM0 characteristic, or as a codebook for Mul t i -Layer / Hierarchical layer transmission of the Bourdocasting.
  • the embodiments described above are the components and features of the present invention are combined in a predetermined form.
  • Each component or feature is to be considered optional unless stated otherwise.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features. It is also possible to combine some of the components and / or features to form an embodiment of the invention. The order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some configurations or features of one embodiment may be included in another embodiment, or may be replaced with other configurations or features of another embodiment. It is obvious that the embodiments may be incorporated into claims that are not explicitly recited in the claims, or may be incorporated into new claims by post-application correction.
  • a method for performing communication based on NOMA scheme and an apparatus therefor are 3GPP It can be used industrially in wireless communication systems such as LTE / LTE-A and 5G systems.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

단말이 Multi—dimensional Modulation (MM) 기반 비직교 다중 접속 (Non-orthogonal Multiple Access, NOMA) 방식의 통신을 수행하기 위한 방법은, 기지국으로부터 MM 기반 인코더를 위한 사전에 정의된 코드북 세트에서 상기 단말을 위한 단말-특정 코드북을 지시하는 제어 정보를 수신하는 단계; 및 상기 지시된 단말-특정 코드북에 기초하여 상기 기지국으로부터 하향링크 데이터 채널을 수신하거나 혹은 상기 지시된 단말-특정 코드북에 기초하여 MM 기반 인코딩을 수행한 후 상향링크 데이터 채널을 전송하는 단계를 포함할 수 있다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
醒 기반 NOMA 방식의 통신을 수행하기 위한 방법 및 이를 위한 장치
【기술분야】
[001] 본 발명은 무선통신에 관한 것으로， 보다 상세하게는, 丽 기반 NOMA 방식의 '통신을 수행하기 위한 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.
【배경기술】
[002] 차세대 5G 시스템에서는 Massive Connect ion/Low cost/Low power Service를 target으로 작은 패킷을 간헐적으로 전송하는 Wireless Sensor Network (WSN), Massive Machine Type Communication (MTC) 등이 고려되고 있다.
[003] Massive MTC 서비스는 Connection Density Requirement가 매우 제한적인데 반해, 데이터 전송률 (Data Rate)과 End— to-End (E2E) Latency Requirement는 매우 자유롭다 (일 예로, Connection Density: Up to 200 , 000/km2 , E2E Latency: Seconds to hours, DL/UL Data Rate: typically 1- 100kbps) .
【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
[004] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제는 단말이 Multiᅳ dimensional Modulation (醒) 기반 비직교 다중 접속 (Non-orthogonal Multiple Access, NOMA) 방식의 통신을 수행하기 위한 방법을 제공하는 데 있다.
[005] 본 발명에서 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 기지국이 Multi— dimensional Modulation (醒) 기반 비직교 다중 접속 (Non-orthogonal Multiple Access, NOMA) 방식의 통신을 수행하기 위한 방법을 제공하는 데 있다.
[006] 본 발명에서 이루고자 하는 또 다른 기술적 과제는 Multi-dimensional Modulation ' (MM) 기반 비직교 다중 접속 (Non-orthogonal Multiple Access, NOMA) 방식의 통신을 수행하기 위한 단말을 제공하는 데 있다.
[007] 본 발명에서 이루고자 하는 또 다른 기술적 과제는 Multi-dimensional Modulation (MM) 기반 비직교 다중 접속 (Non-orthogonal Multiple Access, NOMA) 방식의 통신을 수행하기 위한 기지국을 제공하는 데 있다.
[008] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다. 【기술적 해결방법】
[009] 상기의 기술적 과제를 달성하기 위한, 단말이 Multi-dimensional Modulation (醒) 기반 비직교 다중 접속 (Non-orthogonal Multiple Access, NOMA) 방식의 통신을 수행하기 위한 방법은, 기지국으로부터 醒 기반 인코더를 위한 사전에 정의된 코드북 세트에서 상기 단말올 위한 단말 -특정 코드북을 지시하는 제어 정보를 수신하는 단계; 및 상기 지시된 단말 -특정 코드북에 기초하여 상기 기지국으로부터 하향링크 데이터 채널을 수신하거나 혹은 상기 지시된 단말 -특정 코드북에 기초하여 醒 기반 인코딩을 수행한 후 상향링크 데이터 채널을 전송하는 단계를 포함할 수 있다. 상기 사전에 정의된 코드북 세트는 다증 단말의 중첩 접속에 따른 상기 다중 단말로부터의 간섭을 최소화하도록 구성될 수 있다. 상기 사전에 정의된 코드북 세트는 상기 기지국의 복호 시에 Message Passing Algorithm (MPA)의 복잡도가 최소가 되도록 구성될 수 있다. 상기 지시된 단말—특정 코드북은 상기 지시된 단말 -특정 코드북 내의 column 복소 백터들 간 유클리디안 거리 (Euclidean Distance)가 최대가 구성될 수 있다. 상기 제어 정보는 하향링크 제어 채널， RRC (Radio Resource Control) 시그널링 또는 주기적 제어 시그널링을 통해 수신될 수 있다. 상기 제어 정보는 MCS 인덱스 정보를 더 포함할 수 있다.
[010] 상기의 다른 기술적 과제를 달성하기 위한, 기지국이 Multi— dimensional Modulation (MM) 기반 비직교 다중 접속 (Non-orthogonal Multiple Access, NOMA) 방식의 통신을 수행하기 위한 방밥은, 匪 기반 인코더를 위한 사전에 정의된 코드북 세트에서 해당 단말을 위한 단말 -특정 코드북을 선택하여 상기 선택된 단말 -특정 코드북에 기초하여 채널 코딩된 비트들을 醒 기반 인코딩하는 단계; 상기 선택된 단말 -특정 코드북을 지시하는 정보를 포함하며 상기 匪 기반 인코딩이 적용된 제어 정보를 상기 해당 단말로 전송하는 단계; 및 상기 지시된 단말 -특정 코드북에 기초하여 상기 해당 단말로 하향링크 데이터 채널을 전송하거나 혹은 상기 지시된 단말 -특정 코드북에 기초하여 羅 기반 인코딩이 적용된 상향링크 데이터 채널 상기 단말로부터 수신하는 단계를 포함할 수 있다.
[011] 상기의 또 다른 기술적 과제를 달성하기 위한, Multi— dimensional Modulation (丽) 기반 비직교 다중 접속 (Non—orthogonal Multiple Access, NOMA) 방식의 통신을 수행하기 위한 단말은， 수신기; 송신기; 및 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는, 상기 수신기가 기지국으로부터 應 기반 인코더를 위한 사전에 정의된 코드북 세트에서 상기 단말을 위한 단말ᅳ특정 코드북을 지시하는 제어 정보를 수신하도록 제어하고， 상기 수신기가 상기 지시된 단말 -특정 코드북에 기초하여 상기 기지국으로부터 하향링크 데이터 채널을 수신하도록 제어하거나, 또는 상기 지시된 단말 -특정 코드북에 기초하여 醒 기반 인코딩을 수행한 후 상기 송신기가 상향링크 데이터 채널을 전송하도록 제어하도록 구성될 수 있다. 상기 사전에 정의된 코드북 세트는 다중 단말의 중첩 접속에 따른 상기 다중 단말로부터의 간섭을 최소화하도록 구성될 수 있다. 상기 사전에 정의된 코드북 세트는 상기 기지국의 복호 시에 Message Pass ing Algor i thm (MPA)의 복잡도가 최소가 되도록 구성될 수 있다. 상기 지시된 단말 -특정 코드북은 상기 지시된 단말 -특정 코드북 내의 column 복소 백터들 간 유클리디안 거리 (Euc l i dean Di st ance)가 최대가 구성될 수 있다. 상기 제어 정보는 하향링크 제어 채널, RRC (Radi o Resource Cont rol ) 시그널링 또는 주기적 제어 시그널링을 통해 수신될 수 있다. 상기 제어 정보는 MCS 인덱스 정보를 더. 포함할 수 있다.
[012] 상기의 또 다른 기술적 과제를 달성하기 위한, Mul t i— dimens i onal Modul at i on (丽) 기반 비직교 다중 접속 (Non— orthogonal Mul t ipl e Access , NOMA) 방식의 통신을 수행하기 위한 기지국은， 醒 기반 인코더를 위한 사전에 정의된 코드북 세트에서 해당 단말을 위한 단말 -특정 코드북을 선택하여 상기 선택된 단말— 특정 코드북에 기초하여 채널 코딩된 비트들을 丽 기반 인코딩하는 프로세서; 상기 선택된 단말 -특정 코드북을 지시하는 정보를 포함하며 상기 醒 기반 인코딩이 적용된 제어 정보를 상기 해당 단말로 전송하도록 구성된 송신기; 및 상기 지시된 단말—특정 코드북에 기초하여 상기 해당 단말로 하향링크 데이터 채널을 전송하거나 혹은 상기 지시된 단말—특정 코드북에 기초하여 匪 기반 인코딩이 적용된 상향링크 데이터 채널 상기 단말로부터 수신하도록 구성된 수신기를 포함할 수 있다.
【발명의 효과】
[013] 본 발명의 실시예에 따른 단말 -특정 코드북을 사용하면 수신 측에서의 복호를 위한 복잡도를 줄이고 다중 사용자 중첩 전송으로 인한 간섭도 줄일 수 있어 통신 성능을 현저히 향상시킬 수 있다.
[014] 본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】
[015] 본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고， 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다ᅳ
[016] 도 1은 무선통신 시스템 (100)에서의 기지국 (105) 및 단말 (110)의 구성을 도시한 블록도이다.
[017】 2는 통신 장치의 NOMA 기반 하향링크 전송 /수신 (Tx/Rx) 블록도를 예시한 도면이다.
[018] tr 3은 통신 장치의 NOMA 기반 상향링크 전송 /수신 블록도를 예시한 c며이다.
[019] 도 4는 통신 장치의 NOMA 및 비직교 확산 코드 기반 하향링크 전송 /수신 브로 r:르
s 예시적으로 도시한 도면이고, 도 5는 통신 장치의 NOMA 및 비직교 확산 코드 기반 상향링크 전송 /수신 블록도를 예시적으로 도시한 도면이다.
[02이 도 6은 Multi-dimensional 변조 기반 NoMA 방식 동작올 설명하기 위한 예시적 도면이다.
[021] 도 7은 2D 평면에서 백터의 개수가 3개 또는 4개인 경우의 백터를 도시한 도면이다.
[022] 도 8은 단일 Base Constel lat ion을 도시한 도면이다.
[023] 9는 도 8에 따른 Mother Constel lat ion을 도시한 도면이다.
[024] 도 10은 성상 중첩 (superposition of constel lat ion)을 도시한 도면이다.
[025] 도 11은 두 개의 Base Constel lat ion을 도시한 도면이다.
[026] 12는 도 11에 따른 Mother Constellation 을 도시한 도면이다.
[027] 도 13은 성상 중첩 (superposition of constel lat ion)의 일 예를 도시한 도면이다.
[028] 도 14는 단일 Asymmetric Base Constel lat ion을 도시한 도면이다.
[029] 도 15는 도 14에 따른 Mother Constel lat ion을 예시한 도면이다.
[030] 도 16은 비대칭 (Asymmetric) 2D Base Constel lat ion을 예시한 도면이다.
[031] 도 17은 도 16에 따른 Mother Constel lat ion을 도시한 도면이다. [032] 도 18은 실시 예 1과 2, 3， 4에 의한 MPA decoder 성능 결과를 예시한 도면이다.
[033] 도 19는 하향링크 스케줄링 기반 전송에서의 ΝοΜΑ 기반 Multi— dimensional 변조를 위한 코드북의 정보 교환 방식과 시그널링 방법을 예시한 도면이고, 도 20은 상향링크 스케줄링 기반 전송에서의 NoMA 기반 Multi-dimensional 변조를 위한 코드북의 정보 교환 방식과 시그널링 방법을 예시한 도면이다.
[034] 도 21은 하향링크 스케줄링 기반 전송에서의 NoMA 기반 Multi-dimensional 변조를 위한 코드북의 정보 교환 방식과 시그널링 방법을 예시한 도면이고, 도 22는 상향링크 스케줄링 기반 전송에서의 NoMA 기반 Multi-dimensional 변조를 위한 코드북의 정보 교환 방식과 시그널링 방법을 예시한 도면이다.
[035] 도 23 및 도 24는 讓 based NoMA 시스템의 경쟁 기반 전송을 위한 도면으로서, 도 23은 단말 특정 코드북 할당 기반의 경쟁 기반 송신 시스템의 신호 흐름을 예시한 도면이고, 도 24는 단말 특정 코드북의 선택 기반의 경쟁 기반 송신 시스템의 신호 흐름을 예시한 도면이다.
【발명의 실시를 위한 최선의 형태】
[036] 이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나， 당멉자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 예를 들어, 이하의 상세한 설명은 이동통신 시스템이 3GPP LTE, LTE-A 시스템인 경우를 가정하여 구체적으로 설명하나, 3GPP LTE, LTE-A의 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동통신 시스템에도 적용 가능하다.
[037] 몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나， 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한， 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
[038] 아울러， 이하의 설명에 있어서 단말은 UE Jser Equi ment), MS(Mobile Station), AMSCAdvanced Mobile Station) 등 이동 또는 고정형의 사용자단 기기를 통칭하는 것을 가정한다. 또한， 기지국은 Node B, eNode B, Base Station, AP(Access Point) 등 단말과 통신하는 네트워크 단의 임의의 노드를 통칭하는 것을 가정한다.
[039] 이동 통신 시스템에서 단말 (User Equipment)은 기지국으로부터 하향링크 (Downlink)를 통해 정보를 수신할 수 있으며, 단말은 또한 상향링크 (Uplink)를 통해 정보를 전송할 수 있다. 단말이 전송 또는 수신하는 정보로는 데이터 및 다양한 제어 정보가 있으며, 단말이 전송 또는 수신하는 정보의 종류 용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
[040] 또한， 이하의 설명에서 사용되는 특정 (特定) 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며， 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
[041] 도 1은 무선통신 시스템 (100)에서의 기지국 (105) 및 단말 (110)의 구성을 도시한 블록도이다.
[042] 무선 통신 시스템 (100)을 간략화하여 나타내기 위해 하나의 기지국 (105)과 하나의 단말 (110 D2D 단말을 포함)올 도시하였지만， 무선 통신 시스템 (100)은 하나 이상의 기지국 및 /또는 하나 이상의 단말을 포함할 수 있다.
[043] 도 1을 참조하면 , 기지국 (105)은 송신 (Tx) 데이터 프로세서 (115), 심볼 변조기 (120), 송신기 (125)， 송수신 안테나 (130), 프로세서 (180)， 메모리 (185)， 수신기 (190), 심볼 복조기 (195)， 수신 데이터 프로세서 (197)를 포함할 수 있다. 그리고, 단말 (110)은 송신 (Tx) 데이터 프로세서 (165)， 심볼 변조기 (170)， 송신기 (175), 송수신 안테나 (135)， 프로세서 (155), 메모리 (160), 수신기 (140), 심볼 복조기 (155)， 수신 데이터 프로세서 (150)를 포함할 수 있다. 송수신 안테나 (130, 135)가 각각 기지국 (105) 및 단말 (110)에서 하나로 도시되어 있지만, 기지국 (105) 및 단말 (110)은 복수 개의 송수신 안테나를 구비하고 있다. 따라서， 본 발명에 따른 기지국 (105) 및 단말 (110)은 MIM0(Multiple Input Multiple Output) 시스템을 지원한다. 또한， 본 발명에 따른 기지국 (105)은 SU-MIM0(Single User-MIMO) MU-MIM0(Mult i User— MIM0) 방식 모두를 지원할 수 있다.
[044] 하향링크 상에서 , 송신 데이터 프로세서 (115)는 트래픽 데이터를 수신하고, 수신한 트래픽 데이터를 포맷하여, 코딩하고， 코딩된 트래픽 데이터를 인터리빙하고 변조하여 (또는 심볼 매큉하여), 변조 심볼들 ("데이터 심볼들 ")을 제공한다. 심볼 변조기 (120)는 이 데이터 심볼들과 파일럿 심볼들을 수신 및 처리하여， 심볼들의 스트림을 제공한다.
[045] 심볼 변조기 (120)는， 데이터 및 파일럿 심볼들을 다중화하여 이를 송신기
(125)로 전송한다. 이때, 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼， 파일럿 심볼, 또는 제로의 신호 값일 수도 있다. 각각의 심볼 주기에서， 파일럿 심볼들이 연속적으로 송신될 수도 있다. 파일럿 심볼들은 주파수 분할 다중화 (FDM), 직교 주파수 분할 다중화 (OFDM), 시분할 다중화 (TDM), 또는 코드 분할 다중화 (CDM) 심볼일 수 있다.
[046] 송신기 (125)는 심볼들의 스트림올 수신하여 이를 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하고， 또한, 이 아날로그 신호들을 추가적으로 조절하여 (예를 들어 , 증폭, 필터링, 및 주파수 업 컨버팅 (upconver ting) 하여， 무선 채널을 통한 송신에 적합한 하향링크 신호를 발생시킨다. 그러면， 송신 안테나 (130)는 발생된 하향링크 신호를 단말로 전송한다.
[047] 단말 (110)의 구성에서, 수신 안테나 (135)는 기지국으로부터의 하향링크 신호를 수신하여 수신된 신호를 수신기 (140)로 제공한다. 수신기 (140)는 수신된 신호를 조정하고 (예를 들어， 필터링， 증폭 및 주파수 다운컨버팅 (downconverting)), 조정된 신호를 디지털화하여 샘플들올 획득한다. 심볼 복조기 (145)는 수신된 파일럿 심볼들을 복조하여 채널 추정을 위해 이를 프로세서 (155)로 제공한다.
[048] 또한, 심볼 복조기 (145)는 프로세서 (155)로부터 하향링크에 대한 주파수 응답 추정치를 수신하고, 수신된 데이터 심볼들에 대해 데이터 복조를 수행하여,
(송신된 데이터 심볼들의 추정치들인) 데이터 심볼 추정치를 획득하고， 데이터 심볼 추정치들을 수신 (Rx) 데이터 프로세서 (150)로 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (150)는 데이터 심볼 추정치들을 복조 (즉， 심볼 디—매핑 (demapping))하고, 디인터리빙 (deinter leaving)하고, 디코딩하여， 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
[049] 심볼 복조기 (145) 및 수신 데이터 프로세서 (150)에 의한 처리는 각각 기지국 (105)에서의 심볼 변조기 (120) 및 송신 데이터 프로세서 (115)에 의한 처리에 대해 상보적이다.
[050] 단말 (110)은 상향링크 상에서 , 송신 데이터 프로세서 (165)는 트래픽 데이터를 처리하여, 데이터 심볼들을 제공한다. 심볼 변조기 (170)는 데이터 심볼들올 수신하여 다중화하고, 변조를 수행하여， 심볼들의 스트림을 송신기 (175)로 제공할 수 있다. 송신기 (175)는 심볼들의 스트림을 수신 및 처리하여, 상향링크 신호를 발생시킨다. 그리고 송신 안테나 (135)는 발생된 상향링크 신호를 기지국 (105)으로 전송한다. 기지국 (105)에서， 단말 (110)로부터 상향링크 신호가 수신 안테나 (130)를 통해 수신되고， 수신기 (190)는 수신한 상향링크 신호를 처리되어 샘플들을 획득한다. 이어서, 심볼 복조기 (195)는 이 샘플들을 처리하여, 상향링크에 대해 수신된 파일럿 심볼들 및 데이터 심볼 추정치를 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (197)는 데이터 심볼 추정치를 처리하여 , 단말 (110)로부터 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
[051] 단말 (110) 및 기지국 (105) 각각의 프로세서 (155， 180)는 각각 단말 (110) 및 기지국 (105)에서의 동작을 지시 (예를 들어， 제어 , 조정 , 관리 등)한다. 각각의 프로세서들 (155， 180)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리 유닛 (160, 185)들과 연결될 수 있다. 메모리 (160, 185)는 프로세서 (180)에 연결되어 오퍼레이팅 시스템， 어플리케이션， 및 일반 파일 (general files)들을 저장한다. 프로세서 (155, 180)는 컨트를러 (controller), 마이크로 컨트롤러 (microcontrol ler ) , 마이크로 프로세서 (microprocessor)， 마이크로 컴퓨터 (microcoiftputer ) 등으로도 호칭될 수 있다. 한편 , 프로세서 (155， 180)는 하드웨어 (hardware) 또는 펌웨어 (fir隱 are), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시예를 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(appl icat ion specific integrated circuits) 또는 DSPs(digi tal signal processors) , DSPDs(digital signal processing devices) , PLDs (programmable logic devices) , FPGAs( field programmable gate arrays) 등이 프로세서 (155， 180)에 구비될 수 있다. 한편， 펌웨어나 소프트웨어를 이용하여 본 발명의 실시예들을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모들, 절차 또는 함수 등을 포함하도록 핍웨어나 소프트웨어가 구성될 수 있으며 , 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트웨어는 프로세서 (155， 180) 내에 구비되거나 메모리 (160， 185)에 저장되어 프로세서 (155, 180)에 의해 구동될 수 있다.
[052] 단말과 기지국이 무선 통신 시스템 (네트워크) 사이의 무선 인터페이스 프로토콜의 레이어들은 통신 시스템에서 잘 알려진 OSKopen system interconnection) 모델의 하위 3개 레이어를 기초로 제 1 레이어 (L1), 제 2 레이어 (L2), 및 제 3 레이어 (L3)로 분류될 수 있다. 물리 레이어는 상기 제 1 레이어에 속하며, 물리 채널을 통해 정보 전송 서비스를 제공한다. R C Radio Resource Control) 레이어는 상기 제 3 레이어에 .속하며 UE와 네트워크 사이의 제어 무선 자원들을 제공한다. 단말, 기지국은 무선 통신 네트워크와 RRC 레이어를 통해 RRC 메시지들을 교환할 수 있다.
[053] 본 명세서에서 단말의 프로세서 (155)와 기지국의 프로세서 (180)는 각각 단말 (110) 및 기지국 (105)이 신호를 수신하거나 송신하는 기능 및 저장 기능 등을 제외하고， 신호 및 데이터를 처리하는 동작을 수행하지만, 설명의 편의를 위하여 이하에서 특별히 프로세서 (155， 180)를 언급하지 않는다. 특별히 프로세서 (155, 180)의 언급이 없더라도 신호를 수신하거나 송신하는 기능이 아닌 데이터 처리 등의 일련의 동작들을 수행한다고 할 수 있다.
[054] 본 발명에서는 비직교 코드북 (Non-orthogonal Codebook)과 직교 코드북 (Orthogonal Codebook) 기반 다중 사용자 중첩 접속 전송 방식에 관한 방법을 제안한다.
[055] 도 2는 통신 장치의 NOMA 기반 하향링크 전송 /수신 (Tx/Rx) 블톡도를 예시한 도면이다.
[056] 다중 사용자 정보를 동일 자원에 할당하여 전송하는 비직교 다중 접속 방식 (Non-orthogonal Multiple Access, NOMA)에 있어서， 도 2와 같이 하향링크 지원을 위한 송수신단 구조는 일반적이다. NOMA 시스템은 3GPP 표준화 작업에서는 Multiuser Superposition Transmission (MUST)로 불리우기도 한다. NOMA 시스템은 동일 시간-주파수 자원에 다수 사용자 정보를 중첩하여 전송함으로써， LTE 시스템 대비 전송 용량 이득을 얻거나 동시 접속 수를 증대하는 것을 목적으로 차세대 5G 시스템의 요소 기술로서 고려되고 있다. 차세대 5G 시스템의 NOMA 계열 기술로는 Power Level을 기반으로 사용자를 구분하는 MUST와, Sparse Complex Codebook 기반 변조를 활용하는 Sparse Code Multiple Access (SCMA) , 단말—특정 인터리버 (User- specific Inter leaver)를 이용하는 inter leave Division Multiple Access ( IDMA) 등이 있다.
[057] MUST 시스템의 경우, 도 2의 송신 측에서 다중 사용자 (혹은 다중 단말) 데이터의 변조 이후에 각 심볼의 파워 할당을 다르게 하거나， 계층적 변조 (Hierarchical Modulation)를 기반으로 다중 사용자 데이터를 계층적 변조하여 전송하고， 수신 측에서 다중 사용자 검출 (Multiuser Detection, MUD)를 통해 다중 사용자 데이터를 복조 한다. SCMA 시스템의 경우, 도 2의 송신 측에서, 다중 사용자 데이터에 대한 Forward Error Correction (FEC) Encoder와 변조 과정을 미리 약속된 Sparse Complex Codebook 변조 방식으로 대체하여 전송하고， 수신 측에서 MUD를 통해 다중 사용자 데이터를 복조한다.
[058] IDMA 시스템의 경우， 도 2의 송신 측에서 다중 사용자 데이터에 대한 FEC Encoding 정보를 단말 -특정 인터리버를 통해 변조하여 전송하고， 수신 측에서 MUD를 통해 다중 사용자 데이터를 복조 한다.
[059] 상기 각 시스템은 다양한 MUD 방식으로 다증 사용자 데이터를 복조 할 수 있으며 , 예를 들어 Ma imum Likelihood (ML) , Maximum joint A posteriori Probability (MAP) , Message Passing Algorithm (MPA) , Matched Filtering (MF) , Successive Interference Cancellation (SIC) , Parallel Interference Cancellation (PIC) , Codeword Interference Cancel 1 at ion (CWIC) 등이 있다. 각ᅵ 복조 방식에 따라 또는 반복 복조 시도 수에 따라， 복조 복잡도와 처리시간 지연에 차이가 있을 수 있다.
[060] 도 3은 통신 장치의 NOMA 기반 상향링크 전송 /수신 블록도를 예시한 도면이다.
[061] 도 3은 다중 사용자 정보를 동일 자원에 할당하여 전송하는 NOMA 계열 시스템의 상향링크 지원을 위한 송수신단 구조를 도시하고 있다. 상기 각 시스템은 도 2의 하향링크 구조에 대한 설명과 같은 방식으로 다중 사용자 데이터를 전송하고 수신 측에서 복조 할 수 있다. NOMA 계열 시스템들은 동일 시간—주파수 자원에 다수 사용자 신호를 중첩 전송하기 때문에, LTE 시스템과 비교하여 더 높은 복호 오류율을 가지지만, 더 높은 주파수 이용 효율이나 더 많은 Connectivity 를 지원할 수 있다. 비직교 다중 접속 방식 (NOMA)은 시스템 환경에 따라， 부호율 제어를 통해 복호 오류율을 유지하면서, 더 높은 주파수 이용효율이나 더 많은 Connectivity 를 달성하는 것이 가능하다.
[062] 상기 NOMA 계열 시스템들은 동일 자원에 다수 사용자 데이터를 할당하기 때문에, 단일 사용자 데이터를 할당하는 것과 비교하여 다중 사용자 데이터에 대한 간섭이 필연적으로 발생한다. 도 2의 NOMA 계열 시스템에서 k번째 수신 측의 신호를 간단히 표현하면 다음 수학식 1과 같다. 1】
Figure imgf000013_0001
[065] 여기서, hk는 송신 측에서 k번째 수신 측으로의 채널을 의미하고 Sk는 k번째 수신 측으로의 데이터 심볼， nk는 신호 잡음을 의미한다. K는 동일 시간-주파수 자원에 할당된 다중 사용자의 수 이다. 상기 수학식 1의 3번째 식의 2번째 항 (
Figure imgf000013_0002
)은 다른 수신 측으로의 데이터 심볼에 의한 다중 사용자 간섭 신호 (Mul t iuser Inter ference , MUI )를 나타낸다. 따라서， 상기 수신 신호에 의한 전송 용량을 간단히 표현하면 다음 수학식 2와 같다.
2】
Figure imgf000013_0003
[068] 상기 수학식 2에서의 전송 용량에서 Κ가 증가할수록 더해지는 Rk의 개수가 증가하여 C의 증대를 기대할 수 있다. 하지만, K가 증가할수록 MUI의 증가로 인해, 각 Rk가 감소하여 전체 전송 용량 C의 감소를 초래할 수 있다. MUD 기법에 따라, MUI를 효과적으로 감소시키면서 각 사용자의 데이터를 복조 할 수 있다 하더라도, 근본적으로 MUI의 존재는 전체 전송 용량을 경감시키고， 높은 복잡도의 MUD를 요구하게 된다. 만약 다중 사용자 데이터 전송에 대한 MUI 발생을 최소화 하면, 더 높은 전송 용량을 기대할 수 있다. 또는, 다중 사용자 데이터 전송에 대한 MUI 발생올 정량적으로 제어할 수 있으면, 다중 사용자 데이터 중첩에 대한 스케줄링으로 더 높은 전송 용량을 계획할 수 있다.
[069] 도 4는 통신 장치의 NOMA 및 비직교 확산 코드 기반 하향링크 전송 /수신 블톡도를 예시적으로 도시한 도면이고， 도 5는 통신 장치의 N()MA 및 비직교 확산 코드 기반 상향링크 전송 /수신 블록도를 예시적으로 도시한 도면이다.
[070] 상기 NOMA 기술 중， 비직교 코드북을 기반으로 하는 계열 (예를 들어, SCMA , CDMA 등)은 확산 (Spreading) 방식을 통해 동일 시간-주파수 자원에 다중 사용자 데이터를 중첩 전송할 때， 비직교 확산 코드 (Non-orthogonal Spreading Code)를 사용하는 다중 접속 방식을 가정한다. 도 4와 도 5는 다중 사용자 정보를 동일 시간-주파수 자원에 할당할 때, 단말 -특정 확산 코드 (UE Specific Spreading Code)를 사용하여 중첩 전송하는 NOMA 시스템의 하향링크와 상향링크 송수신단 구조이다. 도 4와 도 5에서는 단말 -특정 확산 코드가 주파수 축에서 사용되었으나, 시간 축에서 사용될 수도 있다.
[071] 송신단 /수신단은 사전에 정의된 코드북을 이용하여, 각 사용자에게 단말- 특정 확산 코드를 할당한다 . 단말—특정 확산 코드를 수식적으로 표현하면 다음 수학식 3과 같다.
072] 【수학식 3】
Figure imgf000014_0001
[074] 단말 -특정 확산 코드북은 C c€NxK 만족하는 코드북이고, 다음 수학식 4와 같은 성질을 가진다.
[075] 송신단 /수신단은 사전에 정의된 코드북을 이용하여， 각 사용자에게 단말- 특정 확산 코드를 할당한다. 단말 -특정 확산 코드를 수식적으로 표현하면 다음 수학식 4와 같다.
[076] 【수학식 4】
(fc)* . c(k)
C = l k/k - 1, .,,,Κ,
C = &kj) vk, j, k≠ j, k = l, ... ,Kj = ,.., K
[077] 상기 방식들 중에서， 변조와 비직교 코드북을 기반으로 인코딩된 비트 스트림 (Encoded Bits Stream)을 Complex Symbol Vector로 확산 (Spreading) 하는 NoMA 방식 또한 고려해 볼 수 있다. 상기 방식은 Multi-dimensional 변조 기반 NoMA 방식으로서, Sparsity는 존재할 수도 있지만 존재하지 않을 수도 있다.
[078] 도 6은 Multi-dimensional 변조 기반 NoMA 방식 동작을 설명하기 위한 예시적 도면이다.
[079] 도 6의 예시에서, 상향링크 전송을 수행하는 k번째 단말 (UE k)은 발생된 트래픽에 의한 정보 비트 스트림 (information bit stream)을 생성하고， 생성된 정보 스트림에 대해 채널 코딩 (channel coding)을 수행하여 인코딩된 비트 스트림으로 변환한다. k번째 단말 (UE k)의 Multi-dimensional Modulation (廳) based Encoder는 인코딩된 비트들을 단말—특정 코드북 k(UE specific codebook k)을 기준으로 복소 백터 (complex vector)로 변환한다. 도 6에서는 2 비트의 인코딩된 비트들이 4개의 복소 심볼 (complex symbol)로 구성된 복소 백터로 변환된다고 했을 때, 예를 를어 인코딩된 비트들이 [0 0]이면， 복소 백터 [ cht,cZL,c,A,ciiL ]τ 으로 변환된다. 변환된 복소 백터는 자원 맵핑 (resource mapping)을 거쳐 IFFT( Inverse Fast Fourier transform)되어 송신된다. 상기 도 6의 동작들은 하향링크 동작에서도 유사하게 적용되며, 수신 단에서는 Message Passing Algorithm (MPA)를 통해 인코딩된 비트들로 복호된다.
[080] 상기 도 6의 동작에서 단말 -특정 코드북은 코드북 특성에 따라 다중 사용자 중첩 접속 방식에 적용될 수 있다. 이 경우, Message Passing Algorithm (MPA)를 통한 복호 동작 시 다른 사용자의 변환된 복소 백터의 각 계수 (coefficient)는 간섭으로 작용한다. 따라서， 다른 사용자로부터 간섭을 최소화 할 수 있는 코드북 디자인이 필요하다. 이하 본 발명에서 절차를 설명하기 위한 다음과 용어를 정의한다.
[081] J: Cardinality of Codewords (or Expected connected UEs) = The number of
Function Nodes (다중 사용자 수)
[082] K: Dimension of Codeword (or the number of resources) = The number of Variable Nodes
[083] M: Order of Multi-dimensional Modulation (for log2(M) bits transmi ssion)
[084] dv: Spars ity of Codeword (or the number of Non-zero coefficients) 【085] df： The number of Superposed coefficients (or the number of UEs connected to the same resource)
[086] OF: Overloading Factor = J/K
[087] 상기 NOMA 기술 중, Multi-dimensional 변조 기반 NoMA 방식은 Multi¬ dimensional Modulation (醒) based Encoder의 설계가 수신 측 (혹은 수신단)의 복호 성능을 결정한다. 그러나， Multi-dimensional Modulation (MM) based Encoder 는 컴퓨터 시뮬레이션 등에 의해 도출된 예시적 코드북 만 존재할 뿐, Multi- dimensional Modulation (MM) based Encoder를 설계하기 위한 코드북 설계 규칙이나 최적화된 코드북이 존재하지 않는다. 따라서, 본 발명에서는 Multi¬ dimensional Modulation (MM) based Encoder 의 성능을 최적화 할 수 있는 코드북 설계 방식과 코드북을 제안한다. 또한， 본 발명에서는 Multi-dimensional 변조 기반 NoMA 방식의 醒 based Encoder를 위한 단말 -특정 코드북의 전체 코드북 세트의 설계 방식 및 최적화 코드북 세트와 코드북 정보 교환 방식 및 시그널링 방법을 제안한다.
[088] 실시예 1: 讓 based Encoder를 위한 코드북 디자인 (Codebook Design for MM based Encoder)
[089] 상기 언급된 匪 based NoMA 방식의 코드북을 위해서는 아래의 절차를 기반으로 코드북 설계가 되어야 한다.
[09이 (Rule 1) MPA의 복잡도 감소를 위한 Bipartite Matching Rule 설계
o o 1
[091] 단말 -특정 코드북 (UE specific codebook)의 각 계수는 MPA 동작을 위한 연산량에 영향을 미친다. 계수 중에 0의 개수가 많아질수록 , MPA의 동작에 대한 복잡도를 감소 시킬 수 있다.
[092] (Rule 1-1) Com lete Bipartite Matching은 다음과 같이 정의된다.
FN. FN,
Figure imgf000016_0001
[094] 이때, dv=K이고， df=J이다. MPA의 복잡도 (complexity)는 dv 와 df 에 의해 영향을 받으므로, dv (비 -제로 계수들의 수)와 df (동일 자원에 연결된 흑은 할당된 단말들의 수)를 줄이면서 복호 성능을 보장할 수 있어야 한다.
[095] 예를 들어, 4개의 복소 계수 (complex coefficient) (K=4)를 통해 6명의 다중 사용자 중첩 접속을 지원 (J=6)하는 경우， MPA의 복잡도를 줄이기 위해 다음과 같이 Factor Graph를 F(/f 로 정의할 수도 있다.
Figure imgf000016_0002
정의의 경우， dv =2이고， df =3이므로， complete bipartite matching 대비 낮은 복잡도를 기대할 수 있다.
[096] (Rule 1-2) 즉, 상기 Factor Graph f(K
Figure imgf000016_0003
기준으로 할 때, 단말 1 JE 1)은 상기 Factor Graph의 matrix의 첫 번째 column에 해당하는 vector에 의해 단말 -특정 코드북이 생성된다. 예를 들어， 단말 -특정 코드북 1은 ρ(σε = 1) 에 의해 설정되고, Modulation order M=4일 때， 匪 based
01
Encoder로써의 codebook은 UE specific Co debook 1 = 와 같이 설계될 수
Figure imgf000017_0001
c 2 3 ¾4」
있다. 여기서 , 예를 들어， 비트 '00' 은 첫 번째 column에 해당하는 vector를 지시하고, '01' 은 두 번째 column에 해당하는 vector을 지시하고, 비트 '10' 은 세 번째 column에 해당하는 vector를 지시하고， '10' 은 네 번째 column에 해당하는 vector을 지시할 수 있다.
[097] (Rule 1-3) 단말 -특정 코드북 (UE specific codebook) 내의 복소 열 백터 (complex column vector)들 사이의 거리를 기준으로 醒 based encoder는 Gray map ing rule에 따라 encoded bits과 복소 백터의 맵핑 관계를 결정해야 한다. 채널 코딩을 고려하면, 비트 도메인에서의 Euclidean distance와 복소 심볼 백터 (complex symbol vector) 사이의 Euclidean distance가 같은 방식으로 유도 되어야 복호 성능이 뛰어나기 때문이다. 예를 들어, 단말 특정 코드북의 column vector 1°] column vector 4와 가장 먼 Euclidean distance를 가진다면, column vector 1은 encoded bits [0 이에 대응되고, column vector 4는 encoded bits [1 1]에 대웅되어, bit domain에서도 Euclidean distance를 최대화 할 수 있다. 마찬가지로 column vector 2와 column vector 3이 가장 먼 Euclidean distance를 가진다면, column vector 2은 encoded bits [0 1]에 대웅되고, column vector 3는 encoded bits [1 0]에 대웅되어, bit domain에서도 Euclidean distance를 최대화 할 수 있다.
[098] (Rule 2) 각 사용자 (혹은 단말)의 단말 -특정 코드북 복호 성능 증대를 위한 Base Constellation의 설계
[099] A. MPA를 통한 복호 수행시 전송된 encoded bits을 복호하기 위해서 복소 백터를 통해 검출올 수행해야 한다. 따라서， 각 사용자의 단말 특정 코드북 내의 복소 백터들 간의 Euclidean Distance가 최대가 되어야 한다. 예를 들어, 도 7은 2D 평면에서 백터의 개수가 3개 또는 4개인 경우의 백터를 도시하고 있다. [0100] 예를 들어 , Rule 1에서 예시된 단말 -특정 코드북 1( = [ ^ cz c3 c4 ])의 Euclidean Distance를 최대화 하기 위해서는 max min distance(Ci , c), where i,≠ j, i,j - 1, ....4 을 만족해야 한다. 즉, 2D 평면에서는 vector 1과 vector 2는 직교하면서， vector 1과 vector 4, vector 2와 vector 3는 위상 반전의 관계를 가질 때, Euclidean Distance가 최대가 될 수 있다. 예를 들어, 단말 특정 코드북 2 t -fl 이라면， vector 1과 vector 2는 직교하면서,
Figure imgf000018_0001
vector 1과 vector 4, vector 2와 vector 3는 phase 반전의 관계를 가질 수 있다. 상기 조건을 만족하는 백터 세트는 무한히 많으며, 다른 design rule과 결합될 수 있다.
[0101] (Rule 3) 다중 사용자간 간섭 제어를 위한 Mother Constel lat ion의 설계
[0102] 다중 사용자는 단말 특정 코드북에 의해 서로 다른 complex coefficient를 전송한다. 따라서, 상기 bipartite matching에 따른 df -1 개의 간섭이 존재한다. 간섭 최소화 및 MPA의 복호 성능 증대를 위해서는 복소 계수 (complex coefficient)간의 Euclidean Distance가 최대가 되어야 한다. 예를 들어， Rule 1에서 예시된 bipartite matching에 대한 factor graph,
ro l l o l On
F(K = 4, / = 6) 1 0 1 0 0 1
0 1 0 1 0 1
1 0 0 1 1 0 을 고려할 때, UE 1은 상기 matrix의 첫 번째 column에 해당하 vector에 의해 단말 특정 코드북이 생성된다. 그러면,
F(UE = 1)
에 의해 단말 특정 코드북 이 생성될 때， 2번째 row에 complex coefficient가 존재하는 다른 사용자로부터의 간섭이 존재하고 이는 다음 표 1과 같이 나타낼 수 있다.
[0103] 【표 1】
UE 1
Figure imgf000018_0002
[0104] 따라서, 다중 사용자의 각 단말 특정 코드북의 complex coefficient 들 간의 Euclidean distance를 최대화 하는 constellation design이 필요하다. 예를 들어, 상기 예시된 df =3이고， M = 4인 경우, 3개의 단말이 하나의 자원에 서 복수 계수를 전송한다. 이 때, 각 단말에는 M에 의해 4개의 constellation을 구성하고 있으므로, 총 12개의 복소 계수가 존재할 수 있다. 단말 1(UE 1)이 사용하는 constellation이 [a(D, a(2), a(3), a(4)], UE 2이 사용하는 constel lat ion이 [b(D, b(2), b(3) , b(4)], UE 3이 사용하는 constel lat ion이 [c(D, c(2), c(3), c(4)] 라고 할 때, 하나의 자원에 중첩된 복소 심볼 (complex symbol)은 다음과 같은 형태를 나타낼 수 있다: superposition of constel lat ion( i , j , k) = a( i ) + b( j ) + c(k) , where i , j , k=l, ···, M. 그러면， superposition of constel lat ion( i , j , k)는 총 개 (43 = 64개)의 조합이 나타날 수 있으며, 다중 사용자간 간섭을 최소화 (또는 중첩된 신호의 복호화)를 위해서는 superposition of constel lat ion 간의 Euclidean distance를 최대화 하는 constellation design을 수행해야 한다.
[0105] (Rule 4) Content ion based transmission 동작을 고려한 Mother Constel lat ion의 설계
[0106] 상기 Rule 3의 경우, 스케줄링 등에 의해서 '중첩 전송을 수행할 때, 다른 모든 사용자 (혹은 단말)로부터의 간섭을 최적화한다. 그러나, 경쟁기반 전송의 경우, 모든 사용자가 송신을 수행하지는 않을 수 있다. 이 경우， 하나의 자원에서 다수 복수 심볼이 중첩 전송되지 않을 수 있어, 하나의 자원에서 전송될 수 있는 constel lat ion의 Euclidean distance의 최적화가 복호 성능에 영향을 줄 수 있다. 따라서, 하나의 자원에 표현될 수 있는 constel lat ion의 Euclidean distance를 최적화하여 Constellation design을 수행할 필요가 있다. 즉, Rule 1에서 결정된 Bipartite Matching에 대해서, Rule 2를 최적화 하면서 사용되는 모든 Mother constel lat ion 간의 Euclidean distance를 최대화 한다.
[0107] (Rule 5) 높은 connectivity 제공을 위한 Bipartite matching Rule Extension 방식의 설계
[0108] 상기 언급된 Rule 1에서 Rule 2와 3， 4을 동시에 만족하는 코드북 설계는 Non-convex optimization 문제로 NP-hard Problem 이다. 따라서, J와 K에 증가에 따른 코드북 설계는 매우 어려운 문제이다. 이를 간소화 하기 위해 Bipartite matching Rule Extension 방식을 제안한다. [0109] Rule 1에서 Rule 3에 의해 Bipartite Matching의 최소단위 f(쬬 4'7 = 6) 이 설계되었다고 가정하자ᅳ 그러면， Identity matrix와 설계된 = 4, / = 6) 의
Cartesian Product로 Bipartite matching pattern을 확장할 수 있다. F(/C = 8, / = 12) = F(/ = 4 * 2, / = 6 * 2) = I2X2 x F(K = 4, J = 6) =
F(K = 4·, / =.6) 0
0 F(K = 4 = 6)
F(mK,mj) = lmxmxF(K,j)
Figure imgf000020_0001
[Oil이 일반화하면 다음과 같다:
[0111] 상술한 코드북 설계 방식은 Non-convex optimization 문제로 NP-hard Problem이다. 따라서, 모든 조건은 만족시키는 최적 코드북 설계는 매우 어렵다 따라서, 다음의 실시 예들을 통해, 일부 Rule을 Relaxation 시켜, 수신단의 MPA를 통해 다중 사용자 중첩 신호의 복호율을 증대 시키는 방법을 제안한다.
[0112] 실시예 1: Rule 1, 2의 최적화와 Rule 3의 Relaxation (Single Base
Const el 1 at ion based Codebook Design)
[0113] 실시예 1에서는 Rule 1은 상기 언급된
Figure imgf000020_0002
dv=2이고, df=3인 경우에 대해서 최적화되었다. 상기 제시된 Factor Graph에서 각 column vector 또는 row vector의 선형 결합 (linear combinational o o 11 의해 변환되더라도 특성이 변하지 않는다. 우선， Rule 2의 최적화를 위하여， 하 o o 11기의 단일 Base Constellat ion과 Phase Rotation을 제안한다.
[0114] 도 8은 단일 Base Constel lat ion올 도시한 도면이다.
[0115] 도 8을 참조하면， _Base Constellation: B = [Bl, B2, B3, B4] , where Bl = — 3, B2 - -1, B3 1, B4 3이다. 그리고，
Phase Rotation: θι = — * π. where i = 1, ... df. , , , , 、
af ' 그러면， 상기 Base Constellation과 Phase
Rotation에 의하여， 하기와 같은 Mother Constel lat ion을 구성할 수 있다.
[0116] 도 9는 도 8에 따른 Mother Constel lat ion을 도시한 도면이다.
[0117] 도 9에 도시한 Mother Constel lat ion은 다음과 같이 나타낼 수 있다. Mother Constellation I : a =
Figure imgf000021_0001
a(2), a(3). a(4)|
Mother Constellation 2: b = B *exp *θ2 )=B *exp(j*^ n)=[b( 1 ). b(2), b(3), b(4)]
Mother Constellation 3: c = B:I:e p(j*6i3)=B*e p(ji|: 7r)=[c(l), c(2), c(3), c(4)j 18] Rule 2의 최적화를 위해， 각 사용자의 단말
Constellation을 mapping 하면 다음과 같다.
- F(UE
F(UE
Figure imgf000021_0002
o o
P bT 「0 °1
|H≤, UE specific; Codebook 3 - where P―
F(UE
F(UE
F(UE
Figure imgf000021_0003
상기에서 Permutation matrix P는 각 사용자의 단말 특정 코드북 복호 성능 를 위해, Rule 2에 따라, 각 사용자의 단말 특정 코드북 내의 복소 백터들 Euclidean Distance가 최대가 되도록 해준다ᅳ 예를 들어,
UE specific Codebook !
Figure imgf000021_0004
이므로, 코드북 내의 column vector들을 vector 1， 2， 3， 4라고 한다면, c(l) = -c(4), c(2) = -c(3), a(l) = - a(4), a(2) - -a(3) 이기 때문에， vector 1과 vector 4， vector 2와 3은 위상 반전 관계 이다. 또한, conjugate(c(2))*c(4) + conjugate(a(l))*a(2) = 0 이기 때문에, vector 1과 vector 2는 직교 관계 이다. 상기 vector들의 관계는 모든 단말 특정 코드북에 동일하게 적용되므로, Rule 2가 최적화 된다. 이를 Rule 1에서 얻어진 bipartite matching에 대한 Factor Graph에 정리하면 다음 수학식 5와 같다.
[0120] 【수학식 5】
Figure imgf000022_0001
[0121] 반면에, Rule 3의 경우, 성상 중첩 (superposition of constel lat ion) ( i , j , k)는 총 Md/개 (43 = 64개)의 조합이 도 10과 같이 도시될 수 있다.
[0122] 도 10은 성상 중첩 (superposition of constel lat ion)을 도시한 도면이다.
[0123] 도 10에서 X축은 성상 중첩의 실수 도메인 (real domain), y축은 성상 중첩의 허수 도메인 (imaginary domain) 이다. 상기 도 10에 도시된 성상 중첩 패턴 (superposit ion of constel lat ion pattern)에 의해 , 일부 성상 (constellation)의 중첩을 확인할 수 있다. 즉, Rule 3의 경우, 각 사용자의 발생 트래픽 조합에 따라 최적화 되지 않을 수 있다. 전체 코드북을 다음 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
[0124] 【수학식 6】
o o o ί
0 α ρ^ι,τ ο Ρ * cr 0
P*cT 0 α 0 0 P* bT
F(K = 4, y = 6) =
0 P * cr 0 b 0 a
a 0 0 P*cT b 0
0 0 1
1 0 0
a = f-3. -I.1, 3). b = [-3,-1, 1 , 3|*exp(j*-7r). c = [-3. -I, t, 3) *exp(j*-7T). P
0 0 0
i o
0
UE specific Codebook k = k,h column of F matrix (e.g., UE specific Codebook 1 = 1" column of F matri - ! P * c !
0
[01251 정규화된 코드북 세트들 (Normalized Codebook Sets)은 다음과 같다. NOTE: Pno is ( x M ) norma li?.ed mad ix for the power cnii iraints, Pt
Figure imgf000023_0001
Pm m = (l/|i?ec m|) x s[K., for m = 1, ...,.M, where =4. M=4.
[0126] 실시예 2: Rule 1 3의 최적화와 Rule 2의 Relaxation (Multiple Base Constellation based Codebook Design)
Figure imgf000023_0002
[0127] 실시예 2에서는 Rule 1은 상기 언급된
dv이고. df=3인 경우에 대해서 최적화되었다. 상기 제시된 Factor Graph에서 각 column vector 또는 row vector의 선형 결합 (linear combinational 의해 변환되더라도 특성이 변하지 않는다. 우선, Rule 3의 최적화를 위하여 , 하기의 두 개의 Base Constel lat ion과 Phase Rotation을 제안한다.
[0128] 도 11은 두 개의 Base Constel lat ion을 도시한 도면이다.
[0129] 도 11을 참조하면，
Base Conisiel!li«:i ii: I： B 1, = [BM, Bi , B|¾, Hu), where BM = -3, B|.j = - I, B,¾ = 1, Βμ. ='3.
Base Jiiisiellation 2： 82 = [8：.,, B B,„|. where B,, = -34:V5, Br, =ᅳ I； !t , β'η = 1： *V5, :., = 3*v'5. 、
^ ᅳ 이고，
Phase Itotation: ¾ = ― * π, where i = 1, ... dr.
'1' 임을 알 수 있다.
[0130] 도 12는 도 11에 따른 Mother Constellation 을 도시한 도면이다.
[0131] 도 12를 참조하면, 상기 Base Constellation 1， 2와 Phase Rot at ion에 의하여， 하기와 같은 Mother Constel lat ion을 구성할 수 있다.
Mother Constellation 3： a = B 1 :¾-x:p(j*d,
Figure imgf000024_0001
), a(2), a(3), a(4)|
Mother Consteliaiioti 2: b =： B: *ex (j )= B ^e ij *^ π)= [ b{ 1). b(2)- b(3), (4')|;
Motfie
[0132] 코드북에 상기 Const ϋ o ΰ o o o Q o o G o 1111 o 1 o.
F(UE * U ti
P(UE
F(UE
F(U
Figure imgf000024_0002
0
F(UF. = 6) 0| UE specific C deboolc 6 P *bT where P―
a
0
[0133] 상기에서 Permutation matrix P는 각 사용자의 단말 특정 코드북 복호 성능 증대를 위해, Rule 2에 따라, 각 사용자의 단말 특정 코드북 내의 복소 백터들 간의 Euclidean Distance가 최대가 되도록 해준다. 예를 들어，
Figure imgf000025_0002
o o o 1
o o o 1
Figure imgf000025_0001
[0136] 상기 Mother Constel lat ion과 bipartite matching에 의해, Rule 3의 경우, superposition of constel lat ion( i , j , k)는 총 Μ 개 (43 = Μ개)의 조합이 도 13과 같이 도시될 수 있다.
[0137] 도 13은 성상 중첩 (superposition of constellat ion)의 일 예를 도시한 도면이다.
[0138] -도 13에서 X축은 성상 중첩의 실수 도메인 (real domain), y축은 성상 중첩의 허수 도메인 o o o 1 (imaginary domain) 이다. 상기 도 13에 도시된 성상 중첩 패턴 (superpos o o 1ition of constellation pattern)에 의해, 64개의 모든 성상이 증첩 없이 일정 Euclidean Distance를 가짐을 확인할 수 있다. 즉, Rule 3의 경우, 각 사용자의 발생 트래픽 조합에 상관없이 Euclidean Distance를 최적에 가깝게 설계할 수 있다. 전체 코드북을 정리하며 다음 수학식 8과 같다.
[0139] 【수학식 8】
00 αa pp ** b br r 00 pp ** ccTT 00
- μ{Κ = 4 / =6) = PP *ccTT ° τ a 0 00 ΡP♦ br
' K - °) 0 PP**ccTr 0 b 00 aa
aa 00 00 PP* »ccT7 bb 00
- a = 1-3. -I. I. 3|. b = -I " 3» S|»ex j* »r') c = -I«x/5. I. "VS. 3* *exp(j',--ir).
UE. specific Codebook k : klb column of F mairix (e.g.. UU specific CcHiebook 1 = Γ1 column at F matrix 정규화된 코드북 세트들 (Normalized Codebook Sets)은 다음과 같다.
Figure imgf000027_0001
(l/\vec \) x vX for* ΪΪΙ = 1, ,.' , Μ,: where -4. M,= .
[0141] 실시예 3: Rule 1, 4의 최적화와 Rule 2, 3의 Relaxation (Asymmetric Base Constellation based Codebook Design)
[0142] 실시예 3에 ^는 Rule 1은 상기 언급된
Figure imgf000028_0001
dv=2, df=3 인 경우에 대해서 최적화 되었다. 상기 제시된 Factor Graph에서 각 column vector 또는 row vector의 선형 결합에 의해 변환되더라도 특성이 변하지 않는다. 우선, Rule 4의 최적화를 위하여, 하기의 단일 Asymmetric Base Constellat ion과 Phase Rotation을 제안한다.
[0143] 도 14는 단일 Asymmetric Base Constel lat ion을 도시한 도면이다.
[0144] 도 14를 참조하면,
AssytTiiiietric Base Conste!Jatwn: B = |Bi. B¾. B B^], where Bt =■ -48-.-■= - 1. B-i = 2, B = 5.
" ' ᅪ
Phase Η.οί;ϋί:ϊθΓΐ: Θ·, ― * 2π where t. - 1, ... df.
' Λ< 를 만족함을 알 수 있다. 그러면, 상기
Asymmetric Base Constel lat ion와 Phase Rotation에 의하여， 다음 도 15와 같은 Mother Constel lat ion을 구성할 수 있다.
[0145] 도 15는 도 14에 따른 Mother Constel lat ion을 예시한 도면이다.
Mother Constellatiori l\» = B*exp[.i*0,)=B=|a(i). a(2). a(3). a(4)J
Mother Coiisitellarion 2: ¾.=. B*exp(j*¾>=B*exp(j»j7r=[b( 1 ), b(2 , b(3 , b{4>]
Mother Consie!iation 3: c = B*esp(j ^3 )=B *exp(j *2 π )=(c{ t). c(2), c(3),; c«;4>|
[0146] 즉, 상기 Mother constellation 들의 Euclidean distance가 최적화된다. 단, Euclidean distance가 전체에 대해서 최적화 된 것은 아니고, ML approach로 xmstel lat ion을 구할 때， 가장 dominant한 내부 constel lat ion들의 Euclidean distance만이 최적화 되었다. 이를 통해, 다중 사용자에 의해 단일 자원에서 constellation 중첩이 일어나지 않을 때， constel lat ion의 Euclidean distance가 최적화 되었다고 할 수 있다.
[0147] Rule 2의 최적화를 위해， 각 사용자의 단말 특정 코드북에 상기 Constel lat ion을 mapping 하면 다음과 같다. F(U
F(UE
F(UE
F(UE
F(UE
P(UE
Figure imgf000029_0001
Figure imgf000029_0003
48] 상기에서 Permutation matrix P는 각 사용자의 단말 특정 코드북 복호 성능 증대- 위해, Rule 2에 따라, 각 사용자의 단말 특정 코드북 내의 복소 백터들 간의 Euclidean Distance가 최대가 되도록 해준다, 예를 들어.
UE specific Codebook 1
Figure imgf000029_0002
이므로, Codebook 내의 column vector들을 vector 1, 2, 3, 4라고 한다면， c(l) ≠ ~c(4), c(2) ≠ -c(3), a(l) ≠ -a(4), a(2) ≠ -a(3) 이기 때문에, vector 들 사이에 phase 반전 관계는 성립하지 않는다. 또한， 실시예 1과는 달리 conjugate(c(2))*c(4) + conjugate(a(l))*a(2) ≠ 0 이기 때문에， vector 1과 vector 2는 비직교 관계 이다. 즉, 단말 특정 코드북 들은 최적화 되지 않을 수 있다. 단, 각 vector들은 near- orthogonal 관계와 Phase 반전 관계에 가까운 Euclidean distance를 가진다. 이를 Rule 1에서 얻어진 bipartite matching에 대한 Factor Graph에 정리하면 다음 수학식 9와 같다. [01491 【수학식 9】
f-(K■= 4, _/ = 6)■=
【015이 상기 Mother Constel lat ion과 bipartite matching에 의해, Rule 3의 경우,
* α ο ο
superposition of constel lat ion( i , j, k)는 총 Μ(ί/ 개 (43 = 64개)의 조합이 α ο ο
발생한다. 이는 실시예 1에서 F처럼 최적화되지 않을 수 있다. 전체 코드북을 β ο ο
정리하면 다음 수학식 10과 같다.
[01511 【수학식 10】
ρ
0 α, Ρ b Ρ 0
= 6) Ρ
0 F* α * ο α ο
a 0
1-4. -I.2, 5], h = Μ. -！ , 2..5|¾χρ(ϊ ττ). c = |一4, -1 ,.2.5|!¾x'i(i* fr , P ϋ ύ 1 ο.
ο ο ο 1
UE specific Codebook k = km column of f matrix (e.g., UR specific Codebook I =義 coturnn of P matri 정규화된 코드북 세트들 (Normalized Codebook Sets)은 다음과 같다.
NOTE: P„„ is i M x M > iKiniiali d iliiHri.x l: r the power onS!rainls. P„„ -
Figure imgf000031_0001
Pnom - (l/|t/ec mi) x -JK, for m = 1, ... , M, where K=4, M=4.
[0153] 실시 예 4: Rule 1 4의 최적화와 Rule 2 3의 Relaxation (Asy etric 2D Base Constellation based Codebook Design)
[0154] Rule 1은 상기 언급된
Figure imgf000031_0002
경우에 대해서 최적화되었다. 상기 제시된 Factor Graph에서 각 column vector 또는 row vector의 선형 결합 (linear combinat ion)에 의해 변환되더라도 특성이 변하지 않는다. 우선, Rule 4의 최적화를 위하여, 하기의 단일 Asymmetric 2D Base Constel lation과 Phase Rotati 을 제안한다. [0155] 도 16은 비대칭 (Asymmetric) 2D Base Constel lat ion을 예시한 도면이다.
[0156] 도 16올 참조하면
Asymmetric 2D Base C nsleilalioiir B = [ B2：, B3.. ]. where B t = —2,5― i, l¾ - - . B3 = 2;, B.t - 3.54- γ. 、 、 、 、 Pha Rot tioi ί?; = — 2rr. where f - 1, ... d , 、 와 같이 표현할 수 있다. 그리고， · 이다. 그러면， 상기 Asymmetric 2D Base Constellation 와 Phase Rotation에 의하여， 하기와 같은 Mother Constel lat ion을 구성할 수 있다.
[0157] 도 17은 도 16에 따른 Mother Constel lat ion을 도시한 도면이다.
Mortit'r Constel latioii 1.： » = B^e ptj*^,: )= =f a 1 }. a(2>, a(3). a{4>]
Mother Constellation 2: b = B*exfHj*ff2)=B"exp(j*j ?r)=|b( 1 ).1 (2), h(3"), W4)]
Mother Cancellation 3: c = B*e xp(j *β3)=Β *ex ij *~ )= j c{ I), c(2). c( c(4j|
[0158]
[0159] 즉， 상기 Mother constel lat ion 들의 Euclidean distance가 최적화 된다. 실시예 3과 달리， Euclidean distance가 전체에 대해서 최적화 된 형태이다. ML approach로 constel lat ion을 구할 때， 모든 constel lat ion들의 Euclidean distance이 최적화 되었다ᅳ 이를 통해, 다중 사용자에 의해 단일 자원에서 constel lation 중첩이 일어나지 않을 때, constel lat ion의 Euclidean distance가 최적화 되었다고 할 수 있다.
[016이 Rule 2의 최적화를 위해, 각 사용자의 단말 특정 코드북에 상기 Constel lat ion을 mapping 하면 다음과 같다. f(UE
F(UE
F(U£
Figure imgf000032_0001
Figure imgf000033_0001
ΰ ϋ o
[0161] 상기에서 Permutation matrix p P는 각 사용자의 단말 특정 코드북 복호 성능 o & o
증대를 위해, Rule 2에 따라, 각 사용자의 단말 특정 코드북 내의 복소 백터들 간의 Euclidean Distance가 최대가 되도록 해준다. 예를 들어,
UE specific Codebook
Figure imgf000033_0002
이므로, Codebook 내의 column vector들을 vector 1， 2， 3, 4라고 한다면， c(l) ≠ ~c(4), c(2) ≠ -c(3), a(l) ≠ -a(4), a(2) ≠ -a(3) 이기 때문에, vector 들 사이에 phase 반전 관계는 성립하지 않는다. 또한， 실시예 1과는 달리 conjugate(c(2))*c(4) + conjugate(a(l))*a(2) ≠ 0 이기 때문에, vector 1과 vector 2는 비직교 관계 이다. 즉, 단말 특정 코드북 들은 최적화 되지 않을 수 있다. 단, 각 vector들은 비직교 관계이나 Phase 반전 관계에 가까운 Euclidean distance를 가진다. 이를 Rule 1에서 얻어진 bipartite matching에 대한 Factor Graph에 정리하면 다음 수학식 11과 같다.
[0162] 【수학식 11】
0 α P b '
P*cr 0 a
P(K = 4,.y = 6) = P
0 P * cr 0
a 0 0 P
[0163] 상기 Mother Constel lat ion과 bipartite matching에 의해, Rule 3의 경우， superposition of constel lat ion( i , j , k)는 총 Μ( 개 (43 = 64개)의 조합이 발생한다. 이는 실시예 1에서처럼 최적화되지 않을 수 있다. 전체 코드북을 정리하면 다음과 같다 .
0 a P 0
P*cr 0 0
F(K = 4, / ^ 6)
0 P * I b
a Q P
= [-2.S-— i, -1,. 2, 3.5 +— tl, h = ί-2.5 -— έ, —1, 2, 3.S + -i|*exp(j*^ JT). C = [-2.5 -^t
3.5 +— έ1*6χ:ρ(ί«π), β o o
Figure imgf000034_0001
* o o .
IJE specific Codebook k = ί'* colts inn of F matrix (e.g., UE specific Ccxle ook = i" cohi. of F matrix f.
[0164] 상기 Mother Constel lat ion과 bipartite matching에 의해, Rule 3의 경우, superposition of constel lat ion( i , j , k)는 총 MCi/ .개 (43 = 64개)의 조합이 발생한다. 이는 실시예 1에서처럼 최적화되지 않을 수 있다. 전체 코드북을 정리하면 다음과 같다.
[0165] 1 정규화된 코드북 세트들 (Normalized Codebook Sets)은 다음과 같다.
0
V'3 \
2 ς [
3.5 +
0
Figure imgf000035_0001
Figure imgf000035_0003
NOTE; P,l0 i.s ( M x M ) Here.
Figure imgf000035_0002
Pmi m = (l/\Pecm\) v¾for m = 1, M( where K=4. [0166] 실시 예 5: Rule 5를 통한 코드북 확장 (Codebook Extension)
[0167] 더 높은 connectivity 제공을 위해, Bipartite matching Rule을 확장하는 경우를 예시한다. Rule 5에서 언급한 바와 같이 실시 예 1, 2， 3 또는 4을 통해 도줄된 Bipartite matching의 Factor Graph를 Identity matrix와 Cartesian Product로 확장한다.
[0168] 예를 들어 ,
Figure imgf000036_0001
1, 2, 3이 동일하게 적용될 수 있다. 단, K= 6일 때, dv=2를 유지하는 최대크기의
Factor Graph—
Figure imgf000037_0001
이다. 따라서， F(K = 6 6>'/ = 1^에서 df=3이 되도록 column vector 9개를 선택하는
* o o ϋ" h
경우의 수는 다양할 수 있다. 하지만, 어떤 조합의 column vector를 선택하든 상기
1
실시 예 1, 2, 3, 4에 동일하게 적용될 수 있다.
=.9} = 로 코드북 설계를 수행한다고 하면， 실시예 1과 2에서 예시된 Base Constel lat ion과 Phase Rot at ion을 통해 다음 수학식 12와 같이 전체 코드북을 설계할 수 있다.
[0173] 【수학식 11】
P 0 o
P* b P* a
F(K = 6., / = 9) = 0 b 0
0 0 0 P * b 0 a P - cr 0
0 a 0 P*cr 0 b
0 0 P * bT o a P CT
[0174] 실시예 1 내지 4의 방식에 따라 다음과 같이 나타낼 수 있다.
실시 0|| I의 방식: a
실人 I 여！ 2의 방식: a
실시 0|| 32| 방식: a 실시 0¾ 4의 방식:
2.5 - -1. 2,
UE Apt ii ' Ctxiebook
Figure imgf000038_0001
5] 실시예 1의 경우의 정규화된 코드북 세트들은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
o o o 1 Π o D 1
Figure imgf000039_0001
Figure imgf000040_0001
P„„,m » (i/\vec mi|) x f, for m = 1 , .... M, where K=6. M=4.
[0176] 도 18은 실시 예 1과 2， 3, 4에 의한 MPA decoder 성능 결과를 예시한 도면이다.
[0177] 도 18에서, Reference System 은 기존 코드북을， A type - 실시 예 1, B type - 실시 예 2, C type 실시 예 3, D type ― 실시 예 4에 따른 코드북을 사용한 결과이다. 상기 결과는 실시 예 1과 실시예 2， 실시예 3, 4에 의한 코드북을 통한 다중 사용자 중첩 접속 방식에 있어서， AWGN 환경의 Symbol Error Rate(SER)을 나타낸다. 본 발명에서 제안하는 코드북들은 컴퓨터 시뮬레이션을 통해 도출되는 기 발표된 코드북들 보다 뛰어난 SER 성능을 가짐을 알 수 있다.
[0178] 상술한 모든 실시 예는 단일 코드북으로서 뿐만 아니라 실시예 들간의 결합을 통해서도 코드북이 생성될 수 있다. 예를 들어, 실시 예 3의 비대칭 (Asymmetric) Base Constel lat ion과 실시 예 2의 Multiple Base Constellation의 조합으로 비대칭 (Asymmetric) Multiple Base Constel lat ion을 기반으로 한 코드북 설계가 이루어질 수 있다. 상기 모든 발명 및 예시에서, 송신단에서 사용되는 코드북의 column vector인 코드워드는 송신 파워에 의해 정규화 (Normalize)된다. 상술한 실시예들에서 제안하는 코드북 설계 기법은 상기 예시에 국한되지 않는다. 동일 설계 방식으로 다른 조합 결과 (Factor Graph의 Linear Combination, 또는 Mother Const el lat ion≤] Linear Scaling 등)을 도줄할 수 있다. .
[0179] NoMA 기반 Multi-dimensional 변조를 위한 신호 흐름 (Signal Flow for Multi-dimensional Modulation based NoMA)
[018이 상술한 실시예들에 따라 제안된 코드북과 관련하여, NoMA 기반 Multi¬ dimensional 변조를 위한 코드북 정보 교환의 방식과 시그널링이 필요하다. 이하에서는 상기 코드북 설계 실시예들에서 제시한 NoMA 기반 Multi-dimensional 변조를 위한 코드북의 정보 교환 방식과 시그널링 방법을 제안한다.
[0181] 도 19는 하향링크 스케줄링 기반 전송에서의 NoMA 기반 Multi-dimensional 변조를 위한 코드북의 정보 교환 방식과 시그널링 방법을 예시한 도면이고, 도 20은 상향링크 스케줄링 기반 전송에서의 NoMA 기반 Multi-dimensionai 변조를 위한 코드북의 정보 교환 방식과 시그널링 방법을 예시한 도면이다.
[0182] 도 19 및 도 20을 참조하면， 제어 시그널링 혹은 제어 채널을 통한 단말 특정 코드북의 인텍스 정보가 시그널링됨을 알 수 있다. 도 19 및 도 20은 醒 based NoMA 시스템에서의 하향링크와 상향링크의 신호 흐름을 각각 나타내고 있다. 단말과 기지국은 사전에 정의된 醒 기반 코드북 세트 정보를 가지고 있을 수 있다. 여기서, 醒 기반 코드북 세트 정보는 단말 -특정 코드북들의 세트로서 존재하며, 본 발명에서 제안된 코드북들이 사용될 수 있다. 이때, 사전에 정의된 廳 기반 코드북 세트 정보를 가지는 방법은 다양할 수 있다. 예를 들어, 1) 단말과 기지국 간에 오프라인으로 사전에 약속된 廳 기반 코드북 세트 전체에 대해서 저장하고 있을 수 있다. 2) 단말은 기지국에 초기 접속하는 단계, RRC 단계 등에서 RRC 시그널링을 통해 讓 기반 코드북 세트 전체를 수신할 수 있다.
[0183] 도 19를 참조하면 , 기지국은 단말—특정 코드북 (본 발명에서 제안된 코드북들 중에서의 특정 코드북)을 통해 廳 기반 인코딩을 수행한다 . 그리고， 기지국은 해당 단말을 위해 선택된 단말 -특정 코드북 인덱스, MCS 인덱스 정보 등을 포함하는 하향링크 제어 채널 (예를 들어, xPDCCH)를 해당 단말로 전송할 수 있다. 기지국은 상기 하향링크 제어 채널에 기초하여 해당 단말로 하향링크 데이터 채널을 전송할 수 있다. 해당 단말은 수신한 하향링크 제어 채널에 포함된 정보에 기초하여 MUD 방식을 통해 자신에 대한 하향링크 데이터를 검출하고, 하향링크 데이터 채널에 대한 ACK/NACK을 기지국으로 전송할 수 있다. [0184] 도 20을 참조하면, 기지국은 해당 단말을 위해 선택된 단말 -특정 코드북 인덱스, MCS 인덱스 정보 등을 포함하는 하향링크 제어 채널 (예를 들어, xPDCCH)를 해당 단말로 전송할 수 있다. 단말은 단말 -특정 코드북 (본 발명에서 제안된 코드북들 중에서의 특정 코드북)을 통해 醒 기반 인코딩을 수행하고， 수신한 하향링크 제어 채널에 기초하여 상향링크 데이터 채널 (xPUSCH)을 전송할 수 있다. 기지국은 MUD 방식으로 상향링크 데이터 채널을 검출하고, 상향링크 데이터 채널에 대한 ACK/NACK을 해당 단말에게 전송할 수 있다.
[0185] 도 21은 하향링크 스케줄링 기반 전송에서의 ΝοΜΑ 기반 Mu l t i -dimens i onal 변조를 위한 코드북의 정보 교환 방식과 시그널링 방법을 예시한 도면이고， 도 22는 상향링크 스케줄링 기반 전송에서의 NoMA 기반 Mul t i -dimens i onal 변조를 위한 코드북의 정보 교환 방식과 시그널링 방법을 예시한 도면이다.
[0186] 도 21 및 도 22는 도 19 및 도 20과 차이점으로는, 기지국이 해당 단말을 위한 단말 -특정 코드북 인덱스뿐만 아니라 匪 기반 코드북 전체 세트도 함께 하향링크 제어 채널을 통해 전송한다는 점이다. 도 19 및 도 20은 醒 기반 코드북 전체 세트를 단말과 기지국이 초기 접속 수행 단계， RRC 시그널링 등을 통해 사전에 공유하고 있는 상황을 가정한 것이고, 도 21 및 도 22는 기지국이 하향링크 제어 채널을 통해 顧 기반 코드북 전체 세트를 해당 단말에게 전송해 주는 것을 가정한 것이다.
[0187] 하향링크 또는 상향링크 정보 전송 요구가 발생하면, 기지국의 Fa i rness Schedul ing을 통해 해당 단말이 사용할 단말 특정 코드북에 해당하는 코드북 인덱스를 해당 단말에게 전송한다. 해당 단말은 수신된 코드북 인덱스에 기초하여 단말 특정 코드북을 변조 또는 복조에 사용한다. 이때, 해당 단말에게 할당되는 코드북의 수는 1개일 수도 있고， 2개 이상일 수도 있다. 즉, 높은 데이터 전송률이 요구되는 단말의 경우, 2개 이상의 코드북을 통해 2개 이상의 심볼을 동시에 전송하여, 수신 측에서 2개 이상의 심볼을 복조할 수 있다. 또한, 코드북의 차원을 결정하는 J와 K는 시스템 환경에 따라 변경이 가능하다. J와 K의 변화에 따른 코드북은 상기 제안된 코드북과 관련된 실시예에서의 방식으로 생성 또는 사전 정의가 가능하다.
[0188] 기지국은 Fai rness Schedul ing을 기반으로 자원 관리 (Resource Management )가 가능하며, 코드북 특성에 의한 ΜΙΠ 값 또는 기대되는 (expect ed) 복조 오류율을 통해 MCS 레벨을 결정할 수 있다. 기지국은 결정된 MCS 레벨에 기초하여 Fa i rness Schedu l i ng을 수행할 수 있다.
[0189] 경쟁 기반 전송
[019이 도 23 및 도 24는 讓 based NoMA 시스템의 경쟁 기반 전송을 위한 도면으로서, 도 23은 단말 특정 코드북 할당 기반의 경쟁 기반 송신 시스템의 신호 흐름을 예시한 도면이고, 도 24는 단말 특정 코드북의 선택 기반의 경쟁 기반 송신 시스템의 신호 흐름을 예시한 도면이다.
[0191] 도 23은 醒 기반 NoMA 시스템의 경쟁 기반 전송에서 단말 특정 코드북을 기지국이 사전에 할당해 놓는 경우이고, 도 24는 단말이 단말 특정 코드북을 선택하는 경우에 대한 신호 흐름을 나타내고 있다. 이때， 단말과 기지국은 사전에 정의된 醒 기반 코드북 세트 정보를 가지고 있다. 여기서, 丽 기반 코드북 세트 정보는 단말 특정 코드북들의 세트로서 존재하며, 앞서 제안된 다양한 실시예들에서의 코드북들이 사용될 수 있다. 이 때, 사전에 정의된 匪 기반 코드북 세트 정보를 가지는 방법은 다양할 수 있다ᅳ 예를 들어, 1) 단말과 기지국 간에 오프라인으로 사전에 약속된 醒 기반 코드북 세트 전체에 대해서 저장하고 있을 수 있다ᅳ 2) 단말은 기지국에 초기 접속하는 단계 , RRC 단계 등에서 RRC 시그널링을 통해 醒 기반 코드북 세트 전체를 수신할 수 있다.
[0192] 이 경우, 단말은 RRC 시그널링 또는 주기적 제어 시그널링 등을 통해 경쟁 기반 전송을 위한 사전 정보 (경쟁 기반 전송을 위한 MCS , Cont ent i on Resource Zone , Power Cont ro l )를 수신할 수 있다. 도 23을 참조하면, 단말 (UE)은 기지국으로부터 상기 단말을 위해 할당된 단말 특정 코드북 인덱스, MCS 인덱스 (혹은 MCS 레벨) , 경쟁 기반 전송을 위한 경쟁 존에 대한 정보를 수신할 수 있다. 단말은 사전에 상기 단말을 위해 할당된 단말 특정 코드북 인텍스에 해당하는 단말 특정 코드북에 기초하여 MM 기반 인코딩을 수행할 수 있다. 이후, 단말은 상향링크 데이터 채널 혹은 경쟁 자원 존을 통해 경쟁 기반 전송을 수행할 수 있다.
[0193] 도 24를 참조하면, 단말 특정 코드북 인덱스를 사전에 할당받지 않는 경우， 단말은 사전에 정해진 규칙에 따라 단말 특정 코드북 인텍스를 선택하고, 선택된 단말 특정 코드북 인덱스에 해당하 단말 특정 코드북에 기초하여 應 기반 인코딩을 수행할 수 있다. 이후, 단말은 상향링크 데이터 채널 혹은 경쟁 자원 존을 통해 경쟁 기반 전송을 수행할 수 있다. 단말 특정 코드북 인텍스를 선택하는 방법은， ( 1) 단말 특정 코드북 세트에서 랜덤하게 선택하는 방법 (2) 단말 특정 코드북 인덱스 (k) = mod (C-RNTI (k) , Maximum Codebook Index)에 의해 선택하는 방법 등 다양한 방법이 있다. 기지국은 어느 단말이 경쟁 존을 통해 신호를 전송을 했는지 모른 상태로 블라인드 검출 (Bl ind Detect ion)으로 MUD를 수행하여, 수신된 신호를 복호할 수 있다. 이 때, 기지국은 복호된 신호의 CRC check와 복호된 데이터 내의 C-RNTI 정보로 어느 단말이 전송한 것인지 단말을 특정할 수 있다.
[0194] 본 발명에서는 셀를러 시스템의 하향링크와 상향링크, 경쟁 기반 전송을 기반으로 설명하였으나, Machine Type Co議 uni cat ion (MTC) , Devi ce-to— Devi ce (D2D) , Vehi c l e-to-Everything (V2X) 등 다중 사용자 접속 방식을 사용하는 모든 시스템에 적용이 가능하다. 또한, 본 발명에서 제안한 코드북은 다중 사용자 접속 방식뿐만 아니라， MIM0 특성을 이용하는 다중 안테나 통신 시스템， 또는 브르도캐스팅의 Mul t i -Layer/Hi erarchi ca l Layer 전송을 위한 코드북으로도 활용할 수 있다. 이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한， 일부 구성요소들 및 /또는 특징들올 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들올 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
[0195] 본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
【산업상 이용가능성】
[0196] 讓 기반 NOMA 방식의 통신을 수행하기 위한 방법 및 이를 위한 장치는 3GPP LTE/LTE-A , 5G 시스템 등과 같은 무선통신 시스템에서 산업상으로 이용이 가능하다.

Claims

[청구의 범위】
【청구항 1】
단말이 Multi-dimensional Modulation (MM) 기반 비직교 다중 접속 (Non- orthogonal Multiple Access, NOMA) 방식의 통신을 수행하기 위한 방법에 있어서， 기지국으로부터 匪 기반 인코더를 위한 사전에 정의된 코드북 세트에서 상기 단말을 위한 단말—특정 코드북을 지시하는 제어 정보를 수신하는 단계; 및
상기 지시된 단말 -특정 코드북에 기초하여 상기 기지국으로부터 하향링크 데이터 채널을 수신하거나 혹은 상기 지시된 단말 -특정 코드북에 기초하여 羅 기반 인코딩을 수행한 후 상향링크 데이터 채널을 전송하는 단계를 포함하는， 醒 기반 NOMA 방식의 통신 방법 .
【청구항 2]
제 1항에 있어서,
상기 사전에 정의된 코드북 세트는 다증 단말의 중첩 접속에 따른 상기 다중 단말로부터의 간섭을 최소화하도록 구성되는， 匪 기반 NOMA 방식의 통신 방법.
【청구항 3】
제 1항에 있어서，
상기 사전에 정의된 코드북 세트는 상기 기지국의 복호 시에 Message Passing Algorithm (MPA)의 복잡도가 최소가 되도록 구성되는, 匪 기반 NOMA 방식의 통신 방법 .
【청구항 4】
제 1항에 있어서，
상기 지시된 단말—특정 코드북은 상기 지시된 단말 -특정 코드북 내의 column 복소 백터들 간 유클리디안 거리 (Euclidean Distance)가 최대가 구성되는, MM 기반 NOMA 방식의 통신 방법 .
【청구항 5】
제 1항에 있어서,
상기 제어 정보는 하향링크 제어 채널， RRC (Radio Resource Control) 시그널링 또는 주기적 제어 시그널링을 통해 수신되는, 應 기반 NOMA 방식의 통신 방법.
【청구항 6】 제 1항에 있어서,
상기 제어 정보는 MCS 인덱스 정보를 더 포함하는, 匪 기반 NOMA 방식의 통신 방법 .
【청구항 7】
기지국이 Multi-dimensional Modulation (匪) 기반 비직교 다중 접속 (Non- orthogonal Multiple Access, NOMA) 방식의 통신을 수행하기 위한 방법에 있어서, 匪 기반 인코더를 위한 사전에 정의된 코드북 세트에서 해당 단말을 위한 단말ᅳ특정 코드북을 선택하여 상기 선택된 단말 -특정 코드북에 기초하여 채널 코딩된 비트들을 醒 기반 인코딩하는 단계 ;
상기 선택된 단말 -특정 코드북올 지시하는 정보를 포함하며 상기 顧 기반 인코딩이 적용된 제어 정보를 상기 해당 단말로 전송하는 단계 ; 및
상기 지시된 단말 -특정 코드북에 기초하여 상기 해당 단말로 하향링크 데이터 채널을 전송하거나 혹은 상기 지시된 단말 -특정 코드북에 기초하여 画 기반 인코딩이 적용된 상향링크 데이터 채널 상기 단말로부터 수신하는 단계를 포함하는, 匪 기반 NOMA 방식의 통신 방법 .
【청구항 8]
Multi-dimensional Modulation (MM) 기반 비직교 다중 ¾ ^(Non-orthogonal Multiple Access, NOMA) 방식의 통신을 수행하기 위한 단말에 있어서，
수신기;
송신기; 및
프로세서를 포함하되，
상기 프로세서는, 상기 수신기가 기지국으로부터 羅 기반 인코더를 위한 사전에 정의된 코드북 세트에서 상기 단말을 위한 단말 -특정 코드북을 지시하는 제어 정보를 수신하도록 제어하고,
상기 수신기가 상기 지시된 단말 -특정 코드북에 기초하여 상기 기지국으로부터 하향링크 데이터 채널을 수신하도록 제어하거나, 또는
상기 지시된 단말 -특정 코드북에 기초하여 匪 기반 인코딩을 수행한 후 상기 송신기가 상향링크 데이터 채널을 전송하도록 제어하는 , 단말ᅳ
【청구항 9]
제 8항에 있어서, 상기 사전에 정의된 코드북 세트는 다중 단말의 중첩 접속에 따른 상기 다중 단말로부터의 간섭을 최소화하도록 구성되는 , 단말.
【청구항 10]
제 8항에 있어서,
상기 사전에 정의된 코드북 세트는 상기 기지국의 복호 시에 Message Passing Algorithm (MPA)의 복잡도가 최소가 되도록 구성되는, 단말.
【청구항 11】
제 8항에 있어서，
상기 지시된 단말 -특정 코드북은 상기 지시된 단말 -특정 코드북 내의 cohmm 복소 백터들 간 유클리디안 거리 (Euclidean Distance)가 최대가 구성되는, 단말.
【청구항 12】
제 8항에 있어서，
상기 제어 정보는 하향링크 제어 채널, RRC (Radio Resource Control) 시그널링 또는 주기적 제어 시그널링을 통해 수신되는, 단말.
【청구항 13】
제 8항에 있어서，
상기 제어 정보는 MCS 인덱스 정보를 더 포함하는, 단말.
【청구항 14】
Mult i -dimensional Modulation (MM) 기반 비직교 다중 접속 (Non— orthogonal Multiple Access, NOMA) 방식의 통신을 수행하기 위한 기지국에 있어서,
醒 기반 인코더를 위한 사전에 정의된 코드북 세트에사 해당 단말을 위한 단말 -특정 코드북을 선택하여 상기 선택된 단말 -특정 코드북에 기초하여 채널 코딩된 비트들을 匪 기반 인코딩하는 프로세서;
상기 선택된 단말—특정 코드북을 지시하는 정보를 포함하며 상기 匪 기반 인코딩이 적용된 제어 정보를 상기 해당 단말로 전송하도록 구성된 송신기; 및
상기 지시된 단말—특정 코드북에 기초하여 상기 해당 단말로 하향링크 데이터 채널을 전송하거나 혹은 상기 지시된 단말 -특정 코드북에 기초하여 匪 기반 인코딩이 적용된 상향링크 데이터 채널 상기 단말로부터 수신하도록 구성된 수신기를 포함하는, 기지국.
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