WO2018149726A1 - Verfahren zum überprüfen der plausibilität eines resolver-ausgangssignals - Google Patents
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- G01D5/24457—Failure detection
- G01D5/24466—Comparison of the error value to a threshold
Definitions
- the present invention relates to a method by which the plausibility of an output signal ei ⁇ nes resolver can be checked.
- Resolver ⁇ the widely used in robotics to monitor the orientation of rotatable parts such as et ⁇ wa members of a robot arm relative to each other and to control the movement of these parts based on it.
- a Re ⁇ solver conventionally comprises an excitation coil and two receiver coils, which are rotatable together relative to He ⁇ control coil, wherein the inductive Kopp ⁇ treatment of the two receiver coils to the excitation coil in each case with the sine or the cosine of Drehwin ⁇ cle varies ,
- this predetermined allowable level must not be too narrow, since fluctuations are possible within half the permissible level by Imaginestoleran ⁇ zen and not hinwei- a fault sen, but even desirable, on the contrary, are to the n periods that pass through the output signals of receptions and seminars ⁇ gerspulen during one revolution of the resolver to distinguish from each other.
- An unrecognized malfunction of the resolver can trigger off ⁇ rupte movements of a monitored by the resolver device through which the device and Jacobstän ⁇ de can be damaged in its environment.
- a robot is to operate in a safe ⁇ integrated housing without inclusion, it is for sure ⁇ ness of persons who are within reach of the robot, essential that such BEWE ⁇ conditions are reliably prevented.
- the object of the invention to provide a process for sheep ⁇ fen, which allows a reliable detection of incorrect radio ⁇ functions of a resolver.
- the object is achieved by a method for checking the plausibility of an output signal of a resolver, wherein the resolver ⁇ a coil and at least a first receiver coil summarizes, which are mutually rotatable about an axis and wherein the inductive coupling between the excitation coil ⁇ and receiver coil is proportional to a win ⁇ kelfunktion of the traversed around the axis rotation ⁇ angle, with the steps:
- step e) whether or not the output should be discarded ⁇ signal can not be taken on under ⁇ Kunststofferie way.
- the allowable amount ⁇ may be a constant value set in consideration of the sampling accuracy.
- a second approach is based on a simple pre-character comparison, if the phases ⁇ 1, ⁇ 2 are selected in ver ⁇ different half-waves of the carrier oscillation, sin ⁇ is / ⁇ ⁇ 2 negative, and also for Ai and A 2 may be the expected ratio that their signs differ. If this is not the case, then this is a clear indication of a malfunction of the resolver, and the output signal is to be rejected.
- this Pha ⁇ se uniqueness is half ⁇ be characterized as the first stage, and this sheet is not necessarily Impli ⁇ that it is scanned prior to the second phase.
- the first sampling can be triggered by a trigger event whose frequency is equal to the Trä ⁇ gerfrequenz.
- a possible time delay that must be maintained between this trigger event and the doing ⁇ outlying sampling time to the output caravantas ⁇ th at the maximum amplitude is then set substantially build by the materials used for carrying out the process circuit and can be preset by the manufacturer become. However, this does not exclude that a fine ⁇ adjustment of the time delay between the trigger ⁇ event and the first sampling based on the Diffe ⁇ rence of the determined in step d) ratios is made.
- a difference between the Ver ⁇ ratios that is greater than expected indicating that the first scanning after transit passage through the output signal its maximum has occurred, and a reduction in the time delay from ⁇ solve, while a difference that is smaller than expected, may point to an early time of the first scan, which can be solved by increasing the time delay.
- both can be derived from a same clock signal.
- the clock signal before ⁇ is preferably a square wave.
- a sinusoidal carrier signal can be derived from the rectangular Taktsig ⁇ nal for example by low pass filtering.
- first and second sampling preferably take place within a period or better half period of the clock signal. It is therefore expedient for first and second sampling to be triggered by a single edge of the clock signal.
- a comparison of the amplitude ratio is be ⁇ Sonders simple if the difference between the first and the second phase (2 ⁇ + 1) is ⁇ , since then the ratio of the samples A 1 / A 2 should be exactly -1.
- Two samples with the phase difference ⁇ can be triggered by a single edge of the trigger signal as mentioned above; However, if more than two samples are recorded in the context of a plausibility check, then it may be necessary to select a larger phase difference (2 ⁇ + 1) ⁇ with ⁇ * 1 and to trigger it on different edges.
- first and second scanning of differently directed edges of the trigger signal be triggered.
- the output of the second receiver coil continue to be correct and can be used to temporarily maintain an emergency ⁇ operation of the monitored device, for example, to complete an already ongoing movement of the device and then stop it in a ge ⁇ protected rest position.
- the output signal of the second receiver coil can also be sampled simultaneously with the output signal of the first receiver coil to form the amplitude squares of both output signals and discard the output signals when the Sum ⁇ me the amplitude squares deviates from a desired value by more than a permissible level.
- FIG. 1 shows a robot arm
- FIG. Figure 2 is a block diagram of a resolver of the robot arm and associated Peri ⁇ pheriescigenen.
- Fig. 1 shows a robot arm 100 as an example egg ⁇ nes device to which the inventive method is applicable.
- the robot arm 100 includes a plurality of links 101-107 each rotatably connected to each other about an axis.
- a Mo ⁇ tor for driving the rotation and a resolver for detecting the rotation angle At each of these pivotal connections a Mo ⁇ tor for driving the rotation and a resolver for detecting the rotation angle, wherein a stator of the Re ⁇ solvers in each case on one of the composites to each other ⁇ NEN members and a rotor is fixed on the respective other member.
- the block diagram of Fig. 2 shows one of these resolvers 6 and associated peripheral circuits.
- An oscillator 1 supplies a rectangular clock ⁇ signal CLK.
- the time profile of the clock signal CLK is shown in FIG. 5, line a. Its frequency is a few 10 kHz, eg 50 or 90 kHz.
- the time interval a rising edge of CLK + the clock signal CLK to the previous and nachfol ⁇ constricting falling edge of CLK ⁇ is the same in each case.
- the oscillator 1 may be a high frequency oscillator, typically a crystal oscillator which provides a high ⁇ Frequentes clock signal for a microcontroller 2, and comprise a frequency divider derives the clock signal CLK from the high frequency clock signal.
- an amplifier 3 is connected to excite a resonant circuit 4 with the amplified clock signal CLK.
- a filter 5 may be inserted to suppress harmonics in the output signal of the amplifier 3 and to excite the resonant circuit 4 to produce a sinusoidal Anlagenschwin ⁇ supply C.
- the oscillating circuit 4 comprises a primary Erregerspu ⁇ le 8, the part of the stator 7 (see Fig. 3) of the re solvers 6, and a capacitor 10, the paral ⁇ lel to the exciting coil 8 between the output of the Ver ⁇ concerneds 3 and Ground is connected.
- An ohmic resistance 9 of the primary exciter coil 8 form ⁇ the interconnects is shown in Fig. 2 schematically as separated from the exciter coil 8 component.
- the resonant frequency of the resonant circuit 4 is fixed by the inductance of the exciter coil 8 and the capaci ⁇ ity of the capacitor 10.
- the Fre acid sequence of the clock signal CLK should match the resonant frequency.
- the primary excitation coil 8 inductively couples to a primary receiver coil 12 in a rotor 11 (see Fig. 4) of the resolver 6.
- the strength of the coupling is independent of the rotational angle ⁇ of the rotor 11 about its axis 13.
- the coils 8, 12 are arranged concentrically to the axis 13. In exporting ⁇ approximately example of Fig.
- stator 7 and the rotor 11 each comprise an axis 13 perpendicular ⁇ right circuit board ⁇ stand each other at a small From opposite each other and on which the coils 8, 12 concentric with the axis 13 conductor tracks are formed.
- Fig. 3 and 4 show the coils 8, 12 respectively only with traces on the viewer side facing the circuit board; to produce at the same place a stronger magnetic field, the coils 8, 12 may have additional conductive traces on the back ⁇ sides of the printed circuit boards.
- the primary receiver coil 12 is connected to the rotor 11 with a secondary exciter coil 14.
- the excitation coil 14 comprises at least one conductor track 15 of gear-like shape, in which at two different radii in the circumferential direction extending conductor sections 16, 17 are connected by radial Leiterab ⁇ sections 18.
- a second trace 19 of the same shape as the conductor 15 can be arranged with the latter ver ⁇ connected in series and at its opposite side of the printed circuit board of the rotor 11 so that the current directions in overlapping each other radial conductor portions 18 of the two conductors 15, agree 19 and their magnetic fields einan ⁇ reinforce.
- the secondary recipients Coils 20, 21 each comprise two Porterbah ⁇ NEN, which oscillate sinusoidally to each other in an antiphase about a concentric to the axis 13 circle.
- Fig. 3 illustrates this fact by conductor track portions on a side facing the viewer side of the board he ⁇ stretch pulled through, and conductor portions are shown in dashed lines on the side remote from the viewer.
- the receiver coils 20, 21 are n-times rotati ⁇ onssymmetrisch and can each be imaged by a Dre ⁇ hung by an angle 7ü / 2n each other, so that the inductive coupling between the secondary field coil 14 and the two secondary receiver coils 20, 21 each proportional to
- the receiver coils 20, 21 are each, preferably ⁇ example the differential preamplifier, with a log analog-to-digital converter (ADC) 22, 23 of microcontroller connected coupler. 2
- the ADCs 22, 23 are each driven by a trigger circuit 24 to ei ⁇ nen instantaneous value of the voltage induced in the receiver coils 20, 21, shown in Fig. 5b output voltages U 2 o and U 2 i scan. These voltages ha ⁇ ben each in the form
- ⁇ is an a priori unknown, slowly variable function of the time t and ⁇ is a conditional on the circuit construction. te, in particular to the resonance of the Schwingkrei ⁇ ses 4 and delays through the filter 5 and the coupling between the exciter and receiver coils 8, 12 and 14, 20/21 attributable phase shift compared to the clock signal CLK is.
- the ratio between the amplitudes of U 20 and U 2 i changes when the rotational angle ⁇ of the rotor 11 changes, all ⁇ dings the rotational frequency of the rotor 11 is substantially smaller than the carrier frequency, so that the amplitude of the output signals U 20 and U 2 i can be assumed to be constant in a period of a few periods of the clock signal CLK.
- the time shift Et between a rising edge of the clock signal CLK and a maximum of the output signals U 20 and U 2 i is a constant of the circuit design, apart from disturbing influences such as temperature drift. Therefore, the rising edge of the clock signal CLK could be used immediately to set a timer in motion, which in turn triggers the sampling of the output signals U 20 and U 2 i after the lapse of the waiting time Et, so as to detect their amplitudes.
- the trigger circuit 24 here comprises a counter 25 which determines the frequency of the clock signal CLK divided down by counting both rising and falling edges of the carrier signal C and after every m flanks a timer 26 akti ⁇ fourth.
- the number m is preferably odd, so that the timer is activated alternately by a rising ⁇ and a falling edge of the clock signal CLK.
- the timer 26 supplies in response to the Akti ⁇ vation a pulse whose duration is Et, so that the end of the pulse in each case coincides with a Maxi ⁇ mum of the output signals U 2 o and U 2 i.
- the falling edge of the trigger signal T at time t 0 triggers on the one hand the two ADCs 22, 23 to sample the output signals U 2 o and U 2 i, which at this time t 0 each maximum he ⁇ rich, on the other hand, another timer 28 is activated which again triggers, in turn, after a delay criz ⁇ chen ⁇ t x at a time ti, the ADCs 22, 23rd
- the out from the timer 28 ⁇ passed trigger signal T x is shown in Fig. 5d.
- the delay Et x is largely arbitrary, but should not coincide with the period of the clock signal CLK or an integer multiple there ⁇ from. In Fig. 5d ⁇ t x corresponds, for example, one eighth of the period of the clock signal CLK.
- the arithmetic unit 27 receives the digitized samples of the output signals U 20 and U 2 i from the transducers 22, 23.
- Fig. 6 shows a flow chart which takes place in the calculating unit 27 ⁇ processing.
- the arithmetic unit 27 therefore checks, using a constant ⁇ suitably selected taking into account the accuracy of the transducers 22, 23, whether
- step S6 again samples A 4 are read, which at the time have been sampled, and for these in step S7, the condition ⁇ tion
- a (u 2l ) may be used for a single pair of samples ⁇ ⁇ ( ⁇ 20 ), A 1 (U 2 i), or it may be used for several pairs and the values of ⁇ thus obtained may be appropriately averaged.
- step S9 The result is compared in step S9 with an earlier based on extrapolation of measurements expect ⁇ th rotation angle.
- the maximum Wheelbe ⁇ acceleration is limited by the moment of inertia of a monitored by the resolver segment and Leis ⁇ processing of the rotation of the segment driving Mo ⁇ tors; the deviation between the calculated in Step S8 and the extrapolated ⁇ rotation angle is larger than by adopting a accelerated or decelerated rotation to explain, in turn, an error of the resolver is assumed to 6 and ver to an error handling routine S12 branches ⁇ .
- the square are hum Ai (U 2 o) 2 + i (U 2 i) 2 and 3 (U 20) 2 + A 3 (U 21) 2 calculated using in previous As ⁇ repetitions of the method compared with the obtained values.
- error handling routine S12 is also called.
- Other ⁇ if the result of step S8 is output as aktuel ⁇ ler rotation angle (S13). If the error handling routine S12 is invoked, although is probably a fault of the resole ⁇ vers 6, but it is not possible to identify one of the two output signals ⁇ J o 2, U 2 i as the cause of the error.
- the error handling routine S12 may in the simplest case be an immediate emergency stop of the monitored device.
- a further developed according to configuration may be in the course of incorrect heritage ⁇ action routine S12 checks based on the Extrapolati ⁇ on whether the device could be located near a source of danger, and if this is not the case, you can branch back to step Sl.
- the error handling routine Sil is invoked then the reason is a failure in one of the two output signals U 2 o r U 2 i - Therefore, it is first checked whether the same error is present in the walls ⁇ ren output signal. If so, the procedure jumps to S12. Otherwise, the other output signal is correct. On the basis of this other from ⁇ transition signal but it is no longer possible, Zvi ⁇ rule different directions of rotation of the resolver 6 to distinguish. However, if the error occurs in the course of a movement of the monitored segment 102- 107, then this direction is known when the error occurs and can be based on the further Auswer ⁇ tion of the other output signal.
- step S14 in a rest ⁇ position in which the robot 100 loading Movements of other objects in his work area is not hindered and protected from collisions with these Ob ⁇ projects. According to a development of the method, it is additionally checked in steps S3 and S7 whether
- a 2 or A 4 is significantly smaller than for the phase difference ( ⁇ 2 - ⁇ ) would have been waiting for it ⁇ what a Note may be that the scanning time of Ai and A 3 not at the apex the output signal, but was later ⁇ ter. Conversely, a sample A 2 or A 4 that is significantly larger than expected may indicate an early sampling time.
- Ver ⁇ proceedings turns out in the course of that unexpectedly small values of Ai and A 3 occur more often to be unexpectedly large, then decrement the computing unit ated the time Aet of the timer 26 to the sampling time points zuverlegen before ⁇ ; in the opposite case the Zeitdau is he ⁇ Aet increment ated. So any Variegated ⁇ implications of the phase shift between clock signal CLK and output signals U 20, U 2 i are automatically com ⁇ compensated.
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Abstract
Bei einem Resolver (6), der Resolver (6) eine Erregerspule (14) und wenigstens eine Empfängerspule (20, 21) umfasst, die gegeneinander um eine Achse (13) drehbar sind und die induktive Kopplung zwischen Erregerspule (14) und Empfängerspule (20, 21) proportional zu einer ersten Winkelfunktion des um die Achse (13) zurückgelegten Drehwinkels (Θ) ist, wird die Plausibilität eines Ausgangssignals der Empfängerspule (20, 21) überprüft durch: a) Beaufschlagen der Erregerspule (14) mit einem mit einer Trägerfrequenz oszillierenden Trägersignal, um ein als Winkelfunktionder Zeit variierendes Ausgangssignal (U20, U21) der Empfängerspule (20, 21) zu erhalten; b)erstes Abtasten (S1) des Ausgangssignals (U20, U21) zu einer vorgegebenen ersten Phase (Ψ1) der Winkelfunktion; c) zweites Abtasten (S2, S4) des Ausgangssignals (U20, U21) zu einer vorgegebenen zweiten Phase (Ψ2, Ψ3) der Winkelfunktion; d) Vergleichen (S3, S5) des Verhältnisses der beim ersten und zweiten Abtasten erhaltenen Werte 2 (A1, A2, A3) des Ausgangssignals (U20, U21) mit einem anhand der Phasen (Ψ1,Ψ2, Ψ3) erwarteten Verhältnis (cos Ψ2/cos Ψ1,-1) und e) Verwerfen (S11) des Ausgangssignals, wenn die Verhältnisse nicht ausreichend übereinstimmen.
Description
Verfahren zum Uberprüfen der Plausibilitat eines Resolver-Ausgangssignals
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren, mit dem die Plausibilitat eines Ausgangssignals ei¬ nes Resolvers überprüft werden kann. Resolver wer¬ den in der Robotertechnik verbreitet eingesetzt, um die Orientierung von drehbeweglichen Teilen wie et¬ wa Gliedern eines Roboterarms relativ zueinander zu überwachen und darauf basierend die Bewegung dieser Teile zu steuern. Zu diesem Zweck umfasst ein Re¬ solver herkömmlicherweise eine Erregerspule und zwei Empfängerspulen, die gemeinsam relativ zur Er¬ regerspule drehbar sind, wobei die induktive Kopp¬ lung der beiden Empfängerspulen an die Erregerspule jeweils mit dem Sinus bzw. dem Cosinus des Drehwin¬ kels variiert.
Ein solcher Resolver und ein Verfahren zum Überprü¬ fen der Plausibilitat seines Ausgangssignals sind aus US 9 151 645 AI bekannt. Bei diesem herkömmli¬ chen Verfahren wird die Tatsache ausgenutzt, dass die Summe der quadrierten Amplituden der Ausgangs¬ signale der beiden Empfängerspulen unabhängig vom momentanen Wert des Drehwinkels konstant sein soll- te . Weicht sie von einem erwarteten konstanten Wert um mehr als ein vorgegebenes zulässiges Maß ab, so lässt dies auf eine Fehlfunktion des Resolvers schließen. Dieses vorgegebene zulässige Maß darf jedoch nicht allzu eng sein, da Abweichungen inner- halb des zulässigen Maßes durch Fertigungstoleran¬ zen bedingt sind und nicht auf eine Störung hinwei-
sen, sondern im Gegenteil sogar erwünscht sind, um die n Perioden, die die Ausgangssignale der Empfän¬ gerspulen während einer Umdrehung des Resolvers durchlaufen, voneinander unterscheiden zu können.
Eine unerkannte Fehlfunktion des Resolvers kann ab¬ rupte Bewegungen eines von dem Resolver überwachten Geräts auslösen, durch die das Gerät und Gegenstän¬ de in seiner Umgebung geschädigt werden können. Bei einem Roboter, der ohne Einschluss in ein Sicher¬ heitsgehäuse arbeiten soll, ist es für die Sicher¬ heit von Personen, die sich in der Reichweite des Roboters aufhalten, unabdingbar, dass solche Bewe¬ gungen zuverlässig unterbunden werden.
Aufgabe der Erfindung ist, ein Verfahren zu schaf¬ fen, das eine zuverlässige Erkennung von Fehlfunk¬ tionen eines Resolvers erlaubt. Die Aufgabe wird gelöst durch ein Verfahren zum Überprüfen der Plausibilität eines Ausgangssignals eines Resolvers, wobei der Resolver eine Erreger¬ spule und wenigstens eine erste Empfängerspule um- fasst, die gegeneinander um eine Achse drehbar sind und wobei die induktive Kopplung zwischen Erreger¬ spule und Empfängerspule proportional zu einer Win¬ kelfunktion des um die Achse zurückgelegten Dreh¬ winkels ist, mit den Schritten:
a) Beaufschlagen der Erregerspule mit einem mit einer Trägerfrequenz oszillierenden Trägersignal, um ein Ausgangssignal der ersten Empfängerspule zu erhalten, das als eine erste Winkelfunktion der Zeit variiert;
b) erstes Abtasten des Ausgangssignals zu einer vorgegebenen ersten Phase der ersten Winkelfunkti¬ on ;
c) zweites Abtasten des Ausgangssignals zu einer vorgegebenen zweiten Phase der ersten Winkelfunkti¬ on ;
d) Vergleichen des Verhältnisses der beim ersten und zweiten Abtasten erhaltenen Amplituden des Aus¬ gangssignals mit einem anhand der Phasen erwarteten Verhältnis und
e) Verwerfen des Ausgangssignals, wenn die Ver¬ hältnisse nicht ausreichend übereinstimmen.
Dabei ist es ohne Belang, ob die erste Winkelfunk¬ tion eine Sinus- oder Cosinusfunktion ist oder ob sie einen Phasenoffset aufweist. Die Entscheidung des Schritts e) , ob das Ausgangs¬ signal zu verwerfen ist oder nicht, kann auf unter¬ schiedliche Weise getroffen werden. Ein erster An¬ satz basiert darauf, dass wenn Ψ1, Ψ2 die Phasen der zwei Abtastungen sind, das Verhältnis der beim ersten und zweiten Abtasten erhaltenen Werte Alr A2 die Beziehung A1/A2 = sin Ψχ/βίη Ψ2 erfüllen soll¬ te. Ist dies nicht mit ausreichender Genauigkeit der Fall, d.h. wenn die Differenz |Ai/A2 - sin Ψχ/βίη Ψ2 I ein zulässiges Maß ε überschrei- tet, dann ist zu vermuten, dass das Ausgangssignal nicht, wie bei ordnungsgemäßem Funktionieren zu vermuten, eine Winkelfunktion der Zeit ist und dass folglich eine Störung des Resolvers vorliegt. Das zulässige Maß ε kann ein unter Berücksichtigung der Abtastgenauigkeit festgelegter konstanter Wert sein .
Ein zweiter Ansatz basiert auf einem einfachen Vor- zeichenvergleich: Wenn die Phasen Ψ1, Ψ2 in ver¬ schiedenen Halbwellen der Trägerschwingung gewählt sind, ist sin Ψχ/βίη Ψ2 negativ, und auch für Ai
und A2 kann das erwartete Verhältnis sein, dass sich ihre Vorzeichen unterscheiden. Ist dies nicht der Fall, dann ist dies ein deutliches Indiz für eine Fehlfunktion des Resolvers, und das Ausgangs- signal ist zu verwerfen.
Natürlich können beide oben beschriebenen Ansätze miteinander kombiniert werden, indem wenigstens drei Abtastungen vorgenommen werden, wobei für zwei von diesen die Phasen so gewählt sind, dass unter¬ schiedliche Vorzeichen des zu diesen Phasen abge¬ tasteten Ausgangssignals zu erwarten sind und somit eine Beurteilung nach dem zweiten Ansatz erfolgen kann, während der bei der dritten Abtastung erhal- tene Wert mit einem der anderen Werte gemäß dem ersten Ansatz verglichen wird.
Um einen Abtastwert mit möglichst kleinem prozentu¬ alem Fehleranteil zu erhalten, sollte eine Phase mit einem Maximum der Amplitude des Ausgangssignals synchronisiert werden. Im Folgenden wird diese Pha¬ se der Eindeutigkeit halber als erste Phase be¬ zeichnet, wobei dies nicht notwendigerweise impli¬ ziert, dass sie vor der zweiten Phase abgetastet wird.
Das erste Abtasten kann durch ein Triggerereignis getriggert werden, dessen Frequenz gleich der Trä¬ gerfrequenz ist. Eine eventuelle Zeitverzögerung, die zwischen diesem Triggerereignis und dem tat¬ sächlichen Abtast Zeitpunkt eingehalten werden muss, um das Ausgangssignal am Amplitudenmaximum abzutas¬ ten, ist dann im Wesentlichen durch den für die Durchführung des Verfahrens verwendeten Schaltungs- aufbau festgelegt und kann von dessen Hersteller voreingestellt werden.
Dies schließt allerdings nicht aus, dass eine Fein¬ anpassung der Zeitverzögerung zwischen dem Trigger¬ ereignis und dem ersten Abtasten anhand der Diffe¬ renz der in Schritt d) ermittelten Verhältnisse vorgenommen wird. Wenn etwa die Differenz zwischen der ersten und der zweiten Phase zwischen 0 und %/ 2 beträgt, dann kann eine Differenz zwischen den Ver¬ hältnissen, die größer ist als erwartet, darauf hinweisen, dass das erste Abtasten erst nach Durch- gang des Ausgangssignals durch sein Maximum erfolgt ist, und eine Verringerung der Zeitverzögerung aus¬ lösen, während eine Differenz, die kleiner ist als erwartet, auf einen zu frühen Zeitpunkt der ersten Abtastung hinweisen kann, was durch Vergrößern der Zeitverzögerung behoben werden kann.
Um die Synchronität des Trägersignals und eines Triggersignals zum Triggern des ersten Abtastens zu gewährleisten, können beide von einem gleichen Taktsignal abgeleitet werden. Um den Triggerzeit¬ punkt exakt festzulegen, ist das Taktsignal vor¬ zugsweise ein Rechtecksignal. Ein sinusförmiges Trägersignal kann von dem rechteckförmigen Taktsig¬ nal z.B. durch Tiefpassfilterung abgeleitet werden.
Bevorzugtermaßen wird das Trägersignal mit Hilfe eines Schwingkreises erzeugt, dessen Resonanzfre¬ quenz die Trägerfrequenz ist und der von dem Takt¬ signal angeregt wird. Ein solcher Schwingkreis kann zusätzlich eine Kontrollfunktion hinsichtlich des Taktsignals ausüben. Wenn dieses Taktsignal auch als Zeitnormal für die Berechnung einer Drehge¬ schwindigkeit aus dem Ausgangssignal des Resolvers genutzt wird, aber eine andere Frequenz hat als bei der Berechnung angenommen, dann ist die berechnete Drehgeschwindigkeit falsch, was wiederum zu Fehlern bei der Steuerung des von dem Resolver überwachten
Geräts führen kann. Der Schwingkreis ist in der La¬ ge, solche Fehler zu unterbinden, da bei Anregung mit einer anderen als der Trägerfrequenz keine Re¬ sonanz zustande kommt und folglich auch die Empfän- gerspule kein Ausgangssignal mit signifikanter Amplitude liefert.
Um den Einfluss einer zwischen den Abtastungen stattfindenden Bewegung des Resolvers zu minimie- ren, sollten die Abtastungen in geringem Zeitab¬ stand, vorzugsweise innerhalb einer Periode oder besser Halbperiode des Taktsignals erfolgen. Daher ist es zweckmäßig, wenn erstes und zweites Abtasten von einer einzigen Flanke des Taktsignals getrig- gert werden.
Ein Vergleich des Amplitudenverhältnisses ist be¬ sonders einfach, wenn die Differenz zwischen ersten und der zweiten Phase (2η+1) π beträgt, da dann das Verhältnis der Abtastwerte A1/A2 exakt -1 sein sollte. Zwei Abtastungen mit der Phasendifferenz π können wie oben erwähnt von einer einzigen Flanke des Triggersignals getriggert werden; werden jedoch im Rahmen einer Plausibilitatsprüfung mehr als zwei Abtastwerte aufgenommen, dann kann es nötig sein, eine größere Phasendifferenz (2η+1) π mit η·1 zu wählen und auf verschiedenen Flanken zu triggern.
Es kann daher auch zweckmäßig sein, dass erstes und zweites Abtasten von unterschiedlich gerichteten Flanken des Triggersignals getriggert werden.
Da das oben beschriebene Verfahren von den übli¬ cherweise zwei Empfängerspulen des Resolvers nur eine ausnutzt, kann, auch wenn deren Ausgangssignal mit dem erfindungsgemäßen Verfahren als fehlerhaft erkannt und verworfen wird, das Ausgangssignal der
zweiten Empfängerspule weiterhin korrekt sein und kann herangezogen werden, um zeitweilig einen Not¬ betrieb des überwachten Geräts aufrechtzuerhalten, z.B. um eine bereits laufende Bewegung des Geräts zu Ende zu führen und es anschließend in einer ge¬ schützten Ruhestellung anzuhalten.
Das Ausgangssignal der zweiten Empfängerspule kann außerdem gleichzeitig mit dem Ausgangssignal der ersten Empfängerspule abgetastet werden, um die Amplitudenquadrate beider Ausgangssignale zu bilden und die Ausgangssignale zu verwerfen, wenn die Sum¬ me der Amplitudenquadrate von einem Sollwert um mehr als ein zulässiges Maß abweicht.
Da wie eingangs ausgeführt die induktive Kopplung der beiden Empfängerspulen an die Erregerspule je¬ weils mit dem Sinus bzw. dem Cosinus des Drehwin¬ kels variiert, kann bei einem Drehwinkel, bei dem eine der Empfängerspulen ein starkes Ausgangssignal liefert, das der anderen Empfängerspule so schwach sein, dass es keine sichere Plausibilitätsbeurtei- lung erlaubt. Deshalb wird zweckmäßigerweise von zwei Empfängerspulen des Resolvers zu einem gegebe- nen Zeitpunkt jeweils diejenige als erste Empfän¬ gerspule für die Durchführung des oben beschriebe¬ nen Verfahrens ausgewählt, die zu diesem Zeitpunkt das stärkere Ausgangssignal liefert. Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausfüh¬ rungsbeispielen unter Bezugnahme auf die beigefüg¬ ten Figuren. Es zeigen: Fig. 1 einen Roboterarm;
Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Resolvers des Roboterarms und zugehöriger Peri¬ pherieschaltungen;
Fig. 3 eine Statorplatine des Resolvers;
Fig. 4 eine Rotorplatine des Resolvers;
Fig. 5 die zeitlichen Verläufe von in dem Schal¬ tungsaufbau der Fig. 1 auftretenden Sig nalen; und
Fig. 6 ein Flussdiagramm eines Verfahrens
Überprüfen der Plausibilität der gangssignale des Resolvers.
Fig. 1 zeigt einen Roboterarm 100 als Beispiel ei¬ nes Geräts, an dem das erfindungsgemäße Verfahren anwendbar ist. Der Roboterarm 100 umfasst eine Mehrzahl von Gliedern 101-107, die jeweils um eine Achse drehbar miteinander verbunden sind. An jeder dieser drehbaren Verbindungen befindet sich ein Mo¬ tor zum Antreiben der Drehung und ein Resolver zum Erfassen des Drehwinkels, wobei ein Stator des Re¬ solvers jeweils an einem der miteinander verbunde¬ nen Glieder und ein Rotor am jeweils anderen Glied befestigt ist.
Das Blockschaltbild der Fig. 2 zeigt einen dieser Resolver 6 und zugehörige Peripherieschaltungen. Ein Oszillator 1 liefert ein rechteckförmiges Takt¬ signal CLK. Der zeitliche Verlauf des Taktsignals CLK ist in Fig. 5, Zeile a gezeigt. Seine Frequenz beträgt einige 10 kHz, z.B. 50 oder 90 kHz. Der Zeitabstand einer ansteigenden Flanke CLK+ des Taktsignals CLK zur vorangehenden und zur nachfol¬ genden abfallenden Flanke CLK~ ist jeweils gleich.
Der Oszillator 1 kann einen Hochfrequenzoszillator, typischerweise einen Quarzoszillator, der ein hoch¬ frequentes Taktsignal für einen MikroController 2 liefert, und einen Frequenzteiler umfassen, der aus dem hochfrequenten Taktsignal das Taktsignal CLK ableitet .
An den Ausgang des Oszillators 1 ist ein Verstärker 3 angeschlossen, um mit dem verstärkten Taktsignal CLK einen Schwingkreis 4 anzuregen. Zwischen den Verstärker 3 und den Schwingkreis kann ein Filter 5 eingefügt sein, um Oberwellen im Ausgangssignal des Verstärkers 3 zu unterdrücken und den Schwingkreis 4 zur Erzeugung einer sinusförmigen Trägerschwin¬ gung C anzuregen.
Der Schwingkreis 4 umfasst eine primäre Erregerspu¬ le 8, die Teil des Stators 7 (siehe Fig. 3) des Re- solvers 6 ist, und einen Kondensator 10, der paral¬ lel zu Erregerspule 8 zwischen den Ausgang des Ver¬ stärkers 3 und Masse geschaltet ist. Ein ohmscher Widerstand 9 der die primäre Erregerspule 8 bilden¬ den Leiterbahnen ist in Fig. 2 schematisch als von der Erregerspule 8 getrenntes Bauteil dargestellt. Die Resonanzfrequenz des Schwingkreises 4 ist durch die Induktivität der Erregerspule 8 und die Kapazi¬ tät des Kondensators 10 fest vorgegeben. Die Fre¬ quenz des Taktsignals CLK sollte mit der Resonanz- frequenz übereinstimmen. Falls dies aufgrund einer Störung oder fehlerhafter Programmierung des Fre¬ quenzteilers des Oszillators 1 nicht der Fall ist, bleibt die Amplitude der Trägerschwingung C gering. Die primäre Erregerspule 8 koppelt induktiv an eine primäre Empfängerspule 12 in einem Rotor 11 (s. Fig. 4) des Resolvers 6. Die Stärke der Kopplung
ist vom Drehwinkel Θ des Rotors 11 um seine Achse 13 unabhängig. Zu diesem Zweck sind die Spulen 8, 12 konzentrisch zur Achse 13 angeordnet. Im Ausfüh¬ rungsbeispiel der Fig. 3 und 4 umfassen der Stator 7 und der Rotor 11 jeweils eine zur Achse 13 senk¬ rechte Leiterplatte, die einander in geringem Ab¬ stand gegenüberliegen und auf denen die Spulen 8, 12 durch zur Achse 13 konzentrische Leiterbahnen gebildet sind. Fig. 3 und 4 zeigen die Spulen 8, 12 jeweils nur mit Leiterbahnen auf der dem Betrachter zugewandten Seite der Leiterplatte; um auf gleichem Platz ein stärkeres Magnetfeld zu erzeugen, können die Spulen 8, 12 weitere Leiterbahnen an den Rück¬ seiten der Leiterplatten aufweisen.
Die primäre Empfängerspule 12 ist auf dem Rotor 11 mit einer sekundären Erregerspule 14 verbunden. Die Erregerspule 14 umfasst wenigstens eine Leiterbahn 15 von zahnradähnlicher Gestalt, in der bei zwei verschiedenen Radien in Umfangsrichtung verlaufende Leiterabschnitte 16, 17 durch radiale Leiterab¬ schnitte 18 verbunden sind. Die Leiterbahn 15 ist rotationssymmetrisch bezüglich der Achse 13, hier mit n=10-facher Symmetrie.
Eine zweite Leiterbahn 19 von gleicher Gestalt wie die Leiterbahn 15 kann mit letzterer in Reihe ver¬ bunden und an der ihr gegenüberliegenden Seite der Leiterplatte des Rotors 11 so angeordnet sein, dass die Stromrichtungen in miteinander überlappenden radialen Leiterabschnitten 18 beider Leiterbahnen 15, 19 übereinstimmen und ihre Magnetfelder einan¬ der verstärken. Wiederum auf Fig. 3 bezogen liegen der sekundären Erregerspule 14 im Stator 7 zwei sekundäre Empfän¬ gerspulen 20, 21 gegenüber. Die sekundären Empfän-
gerspulen 20, 21 umfassen jeweils zwei Leiterbah¬ nen, die zueinander gegenphasig sinusförmig um eine zur Achse 13 konzentrische Kreislinie schwingen. Um die insgesamt vier Leiterbahnen ohne gegenseitigen Kontakt beiderseits der Kreislinie unterzubringen, wechseln sie jeweils nach einer halben Periode der Schwingung von einer Seite der Leiterplatte auf die andere. Fig. 3 veranschaulicht diesen Sachverhalt, indem Leiterbahnabschnitte, die sich auf einer dem Betrachter zugewandten Seite der Leiterplatte er¬ strecken, durchgezogen und Leiterbahnabschnitte an der vom Betrachter abgewandten Seite gestrichelt gezeichnet sind. Auch die Empfängerspulen 20, 21 sind n-fach rotati¬ onssymmetrisch und können jeweils durch eine Dre¬ hung um einen Winkel 7ü/2n aufeinander abgebildet werden, so dass die induktive Kopplung zwischen der sekundären Erregerspule 14 und den beiden sekundä- ren Empfängerspulen 20, 21 jeweils proportional zu
Die Empfängerspulen 20, 21 sind jeweils, vorzugs¬ weise über Differenzvorverstärker, mit einem Ana- log-Digital-Wandler (ADC) 22, 23 des Mikrocontrol- lers 2 verbunden. Die ADCs 22, 23 werden jeweils durch eine Triggerschaltung 24 angesteuert, um ei¬ nen momentanen Wert der in den Empfängerspulen 20, 21 induzierten, in Fig. 5b gezeigten Ausgangspan- nungen U2o und U2i abzutasten. Diese Spannungen ha¬ ben jeweils die Form
U2l = cos/ίΘ cosiüX + Ψ)
wobei f=0)/2% die Frequenz des Taktsignals CLK und der Trägerschwingung C ist, Θ eine a priori unbe- kannte, langsam veränderliche Funktion der Zeit t ist und Ψ eine durch den Schaltungsaufbau beding-
te, insbesondere auf die Resonanz des Schwingkrei¬ ses 4 und Verzögerungen durch den Filter 5 und die Kopplung zwischen den Erreger- und Empfängerspulen 8, 12 und 14, 20/21 zurückzuführende Phasenver- Schiebung gegenüber dem Taktsignal CLK ist.
Im Folgenden sei angenommen, dass der Drehwinkel Θ nahe Null ist und deshalb die Kopplung an die Emp¬ fängerspule 20 gering und die an die Empfängerspule 21 nahezu maximal ist. D.h. die Amplitude von U2i ist hoch, die von U2o gering. Der Einfachheit hal¬ ber sei angenommen, dass Θ positiv ist, dann haben sin Θ und cos Θ gleiches Vorzeichen, und U2o und U2i oszillieren gleichphasig. Das Verhältnis zwischen den Amplituden von U20 und U2i ändert sich, wenn sich der Drehwinkel Θ des Rotors 11 ändert, aller¬ dings ist die Drehfrequenz des Rotors 11 wesentlich kleiner als die Trägerfrequenz, so dass die Amplitude der Ausgangssignale U20 und U2i in einem Zeitraum von wenigen Perioden des Taktsignals CLK als konstant angenommen werden kann.
Die Zeitverschiebung Ät zwischen einer ansteigenden Flanke des Taktsignals CLK und einem Maximum der Ausgangssignale U20 und U2i ist, von Störeinflüssen wie etwa Temperaturdrift abgesehen, eine Konstante des Schaltungsaufbaus . Die ansteigende Flanke des Taktsignals CLK könnte daher unmittelbar eingesetzt werden, um einen Zeitgeber in Gang zu setzen, der seinerseits nach Verstreichen der Wartezeit Ät die Abtastung der Ausgangssignale U20 und U2i auslöst, um auf diese Weise deren Amplituden zu erfassen. Da es keinen Nutzen hat, mehr Abtastwerte zu erzeugen, als eine Recheneinheit 27 des MikroControllers 2 tatsächlich wie nachfolgend beschrieben verarbeiten kann, umfasst die Triggerschaltung 24 hier einen Zähler 25, der die Frequenz des Taktsignals CLK
herunterteilt, indem er sowohl ansteigende als auch absteigende Flanken des Trägersignals C zählt und nach jeweils m Flanken einen Zeitgeber 26 akti¬ viert .
Die Zahl m ist vorzugsweise ungerade, so dass der Zeitgeber jeweils abwechselnd von einer ansteigen¬ den und einer abfallenden Flanke des Taktsignals CLK aktiviert wird.
Der Zeitgeber 26 liefert als Reaktion auf die Akti¬ vierung einen Impuls, dessen Dauer Ät beträgt, so dass das Ende des Impulses jeweils mit einem Maxi¬ mum der Ausgangssignale U2o und U2i zusammenfällt. Fig. 5c zeigt das von diesen Impulsen gebildete Triggersignal T für den Fall m=5.
Die abfallende Flanke des Triggersignals T zum Zeitpunkt t0 triggert einerseits die beiden ADCs 22, 23, die Ausgangssignale U2o und U2i abzutasten, die an diesem Zeitpunkt t0 jeweils ihr Maximum er¬ reichen, andererseits wird ein weiterer Zeitgeber 28 aktiviert, der seinerseits nach einer neuerli¬ chen Verzögerung Ät x zu einem Zeitpunkt t i die ADCs 22, 23 erneut triggert. Das vom Zeitgeber 28 ausge¬ gebene Triggersignal T x ist in Fig. 5d gezeigt.
Die Verzögerung Ät x ist weitgehend frei wählbar, sollte allerdings nicht mit der Periode des Takt- Signals CLK oder einem ganzzahligen Vielfachen da¬ von übereinstimmen. In Fig. 5d entspricht Ät x z.B. einem Achtel der Periode des Taktsignals CLK.
Die Recheneinheit 27 empfängt die digitalisierten Abtastwerte der Ausgangssignale U20 und U2i von den Wandlern 22, 23.
Fig. 6 zeigt ein Flussdiagramm der in der Rechen¬ einheit 27 stattfindenden Verarbeitung. In Schritt Sl liest die Recheneinheit die digitalisierten Ab¬ tastwerte Ai ( U2 o ) t Ai ( U2 i ) der Ausgangssignale U2 o und U2i zum Zeitpunkt t0. Da t0 mit dem Maximum der Ausgangssignale U20 und U2i synchronisiert ist, kann für den Abtast Zeitpunkt eine Phase Ψι=0 der Aus¬ gangssignale U20 und U2i angenommen werden. In Schritt S2 liest die Recheneinheit 27 die Ab¬ tastwerte A2 (U20) , A2 (U2i) der Ausgangssignale U20 und U2i zum Zeitpunkt ti= to+At x . Wenn Ät x wie oben angegeben gleich einem Achtel Taktperiode gewählt ist, ist deren Phase Ψ2=π/4, und da = -/0,5 / 1 ist, sollte auch A2 /Ai=cos Ψ2/
ür die Abtastwerte beider Ausgangssignale gelten. Die Recheneinheit 27 überprüft daher unter Verwendung einer unter Berücksichtigung der Genauigkeit der Wandler 22, 23 geeignet gewählten Konstanten ε, ob
A? -ε οο$Ψ? ΑΊ+ε
— < 2-<^ (1)
Al οο^Ψι Al
erfüllt ist. Wenn dies bei einem der Ausgangssigna¬ le nicht der Fall ist, liegt eine Störung vor, und das Verfahren verzweigt zu einer Fehlerbehandlungs¬ routine Sil. Wenn die Bedingung erfüllt ist, dann spricht dies dafür, dass der Resolver 6 korrekt ar¬ beitet, und das Verfahren geht weiter zu Schritt S4.
In Schritt S4 liest die Recheneinheit 27 Abtastwer- te A3(U20), A3(U2i) von den Wandlern 22, 23, deren Abtastung zum Zeitpunkt t2, n/2 Taktperioden nach dem Zeitpunkt t0, vom Triggersignal T des Zeitge¬ bers 26, d.h. bei einer Phase
getriggert worden ist. Da n ungerade gewählt ist, sollte A3=— Ai gelten. In Schritt S5 wird geprüft, ob A3 und
Ai unterschiedliche Vorzeichen haben, oder, in Ana¬ logie zu Schritt S3, ob
A s ^ A ~i~ s
— <-l<— (2)
A A
erfüllt ist. Wenn nein, verzweigt das Verfahren zur Fehlerbehandlungsroutine Sil. Wenn ja, dann werden in Schritt S6 abermals Abtastwerte A4 eingelesen, die zum Zeitpunkt
abgetastet worden sind, und für diese wird in Schritt S7 die Bedin¬ gung
A,-£ οο$Ψ? Α,+ε
—1 < -<— (3) überprüft . Wiederum verzweigt das Verfahren bei Nichterfüllung der Bedingung zu Schritt Sil.
Wenn gewünscht, können noch weitere Abtastwerte be anderen Phasen aufgenommen und in der oben be schriebenen Weise überprüft werden, bevor die kor rekte Funktion des Resolvers 6 als gesichert ange sehen wird. Da der Toleranzparameter ε von der momentanen Amplitude sin ηΘ bzw. cos ηΘ der Ausgangssignale U2o und U2i unabhängig ist, ist bei kleiner Amplitu¬ de die Wahrscheinlichkeit, dass in Schritt S3 ein Fehler des Resolvers 6 festgestellt wird, gering. Es kann daher der Rechenaufwand verringert werden, indem die Schritte S3-S7 nur für dasjenige Aus¬ gangssignal U2o oder U2i durchgeführt werden, das die größere Amplitude hat oder dessen Amplitude ein vorgegebenes Mindestmaß überschreitet.
In Schritt S8 wird der Drehwinkel Θ berechnet. Da¬ zu kann die Formel
0 = arctan ' 20 (4)
A(u2l)
für ein einziges Paar von Abtastwerten Αχ(υ20), A1(U2i) verwendet werden, oder es kann für mehrere Paare verwendet und die dadurch erhaltenen Werte von Θ in geeigneter Weise gemittelt werden.
Das Ergebnis wird in Schritt S9 mit einem basierend auf einer Extrapolation früherer Messungen erwarte¬ ten Drehwinkel verglichen. Die maximale Drehbe¬ schleunigung ist durch das Trägheitsmoment eines von dem Resolver überwachten Segments und die Leis¬ tung des die Drehung des Segments antreibenden Mo¬ tors begrenzt; ist die Abweichung zwischen dem in Schritt S8 ermittelten und dem extrapolierten Dreh¬ winkel größer als durch die Annahme einer beschleu- nigten oder verzögerten Drehung erklärbar, dann wird wiederum ein Fehler des Resolvers 6 angenommen und zu einer Fehlerbehandlungsroutine S12 ver¬ zweigt . In einer fakultativen weiteren Prüfung S10 werden die Quadrat summen Ai (U2o) 2+&i (U2i) 2 und 3 (U20) 2+A3 (U21) 2 berechnet und mit bei früheren Wie¬ derholungen des Verfahrens erhaltenen Werten ver¬ glichen. Im Falle einer signifikanten Abweichung von diesen früheren Werten wird ebenfalls die Fehlerbehandlungsroutine S12 aufgerufen. Andern¬ falls wird das Ergebnis des Schritts S8 als aktuel¬ ler Drehwinkel ausgegeben (S13) . Wenn die Fehlerbehandlungsroutine S12 aufgerufen wird, liegt zwar vermutlich ein Fehler des Resol¬ vers 6 vor, es ist allerdings nicht möglich, eines der beiden Ausgangssignale \J2o, U2i als Ursache des Fehlers zu identifizieren. In diesem Fall ist kei- nes der beiden Ausgangssignale U20, U2i vertrauens¬ würdig, und der einzige Weg, auf dem der aktuelle Drehwinkel Θ abgeschätzt werden kann, ist die oben
beschriebene Extrapolation anhand früher gemessener Drehwinkel. Die Fehlerbehandlungsroutine S12 kann im einfachsten Fall ein sofortiger Nothalt des überwachten Geräts sein. Einer weiterentwickelten Ausgestaltung zufolge kann im Laufe der Fehlerbe¬ handlungsroutine S12 basierend auf der Extrapolati¬ on überprüft werden, ob sich das Gerät in der Nähe einer Gefahrenquelle befinden könnte, und, wenn dies nicht der Fall ist, kann zurück zu Schritt Sl verzweigt werden. So kann im Falle einer einzelnen gestörten Messung eine Betriebsunterbrechung ver¬ mieden werden; ein Nothalt wird erst dann ausge¬ löst, wenn - typischerweise erst wenn nach mehreren Wiederholungen der Schritte S1-S10 kein Drehwinkel gemessen werden konnte - eine kritische Annäherung des Roboterarms 100 an eine Gefahrenquelle nicht mehr ausgeschlossen werden kann.
Wenn die Fehlerbehandlungsroutine Sil aufgerufen wird, dann ist der Grund dafür ein Fehler in einem der beiden Ausgangssignale U2or U2i - Es wird daher zunächst geprüft, ob derselbe Fehler auch im ande¬ ren Ausgangssignal vorliegt. Wenn ja, springt das Verfahren zu S12. Anderenfalls ist das andere Aus- gangssignal korrekt. Anhand dieses anderen Aus¬ gangssignals allein ist es nicht mehr möglich, zwi¬ schen verschiedenen Drehrichtungen des Resolvers 6 zu unterscheiden. Wenn allerdings der Fehler im Laufe einer Bewegung des überwachten Segments 102- 107 auftritt, dann ist diese Richtung bei Auftreten des Fehlers bekannt und kann der weiteren Auswer¬ tung des anderen Ausgangssignals zugrunde gelegt werden. Folglich kann der Drehwinkel Θ trotz des Fehlers weiterhin solange korrekt ermittelt werden, bis das überwachte Bauteil zum Stillstand kommt. Dies wird ausgenutzt, um in Schritt S14 eine Ruhe¬ stellung anzufahren, in der der Roboterarm 100 Be-
wegungen anderer Objekte in seinem Arbeitsbereich nicht behindert und vor Kollisionen mit diesen Ob¬ jekten geschützt ist. Einer Weiterbildung des Verfahrens zufolge wird in den Schritten S3 und S7 zusätzlich überprüft, ob
Α -δ οο$Ψ2 οο$Ψ2 Α2 + δ
< oder < , bzw., ob
Al οο^Ψι οο^Ψι Al
Α,-δ οο$Ψ2 οο$Ψ2 Α,+δ
— < oder -<— , wobei δ<ε.
Α3 οο^Ψι οο^Ψι Α3
Im jeweils ersteren Fall ist A2 oder A4 signifikant kleiner, als für die Phasendifferenz (Ψ2-Ψι) zu er¬ warten gewesen wäre, was ein Hinweis darauf sein kann, dass der Abtast Zeitpunkt von Ai bzw. A3 nicht am Scheitelpunkt des Ausgangssignals, sondern spä¬ ter gewesen ist. Umgekehrt kann ein Abtastwert A2 oder A4, der signifikant größer ist als erwartet, auf einen zu frühen Abtast Zeitpunkt hinweisen. Stellt sich im Laufe mehrerer Iterationen des Ver¬ fahrens heraus, dass unerwartet kleine Werte von Ai und A3 häufiger auftreten als unerwartet große, dann dekrement iert die Recheneinheit die Zeitdauer Ät des Zeitgebers 26, um die Abtast Zeitpunkte vor¬ zuverlegen; im gegenteiligen Fall wird die Zeitdau¬ er Ät inkrement iert . So werden eventuelle Verände¬ rungen der Phasenverschiebung zwischen Taktsignal CLK und Ausgangssignalen U20, U2i automatisch kom¬ pensiert .
Bezugszeichenliste
1 Oszillator
2 MikroController
3 Verstärker
4 Schwingkreis
5 Filter
6 Resolver
7 Stator
8 primäre Erregerspule
9 Vorwiderstand
10 Kondensator
11 Rotor
12 primäre Empfängerspule
13 Achse
14 sekundäre Erregerspule
15 Leiterbahn
16 Leiterabschnitt
17 Leiterabschnitt
18 Leiterabschnitt
19 Leiterbahn
20 sekundäre Empfängerspul
21 sekundäre Empfängerspul
22 Analog-Digital-Wandler
23 Analog-Digital-Wandler
24 TriggerSchaltung
25 Zähler
26 Zeitgeber
27 Recheneinheit
28 Zeitgeber
100 Roboterarm
101- -107 Glied
Claims
Patentansprüche
1. Verfahren zum Überprüfen der Plausibilität eines Ausgangssignals eines Resolvers (6), wobei der Resolver (6) eine Erregerspule (14) und wenigstens eine erste Empfängerspule (20, 21) umfasst, die gegeneinander um eine Achse (13) drehbar sind und wobei die induktive Kopplung zwischen Erregerspule (14) und Empfängerspule (20, 21) proportional zu einer ersten Winkel¬ funktion des um die Achse (13) zurückgelegten Drehwinkels (Θ) ist, mit den Schritten:
a) Beaufschlagen der Erregerspule (14) mit einem mit einer Trägerfrequenz oszillierenden Trägersignal, um ein als Winkelfunktion der Zeit variierendes Ausgangssignal ( U20 r U21 ) der ersten Empfängerspule (20, 21) zu erhalten; b) erstes Abtasten (Sl) des Ausgangssignals ( U20 r U21 ) zu einer vorgegebenen ersten Phase (Ψι) der Winkelfunktion;
c) zweites Abtasten (S2, S4) des Ausgangs¬ signals ( ~Ü20 r U21 ) zu einer vorgegebenen zwei¬ ten Phase (Ψ2, Ψ3) der Winkelfunktion;
d) Vergleichen (S3, S5) des Verhältnisses der beim ersten und zweiten Abtasten erhaltenen Werte (Alr A2, A3) des Ausgangssignals ( U20 r U21 ) mit einem anhand der Phasen (Ψι, Ψ2, Ψ3) erwarteten Verhältnis (cos Ψ2/ οβ Ψι,-1) und
e) Verwerfen (Sil) des Ausgangssignals, wenn die Verhältnisse nicht ausreichend überein¬ stimmen .
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass in Schritt e) die Übereinstim¬ mung als nicht ausreichend beurteilt wird, wenn das Verhältnis ( A2 /A1 ) der beim ersten
und zweiten Abtasten erhaltenen Werte sich vom Verhältnis (cos Ψ2/οο3 Ψι) der für die erste und zweite Phase erhaltenen Werte der Winkel¬ funktion um mehr als ein zulässiges Maß unterscheidet ( S3 ) .
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass in Schritt e) die Übereinstim¬ mung als nicht ausreichend beurteilt wird, wenn beim ersten und zweiten Abtasten erhaltene Abtastwerte (Ai, A3) ein gleiches Vorzei¬ chen haben (S5) .
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die ers¬ te Phase (Ψι) mit einem Maximum der Amplitude des Ausgangssignals {U20, U2i) synchronisiert wird .
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem das erste Abtasten durch ein Triggerereignis getriggert wird und eine Zeitverzögerung (At) zwischen dem Triggerereignis und dem ersten Abtasten anhand der Differenz der Verhältnisse ange- passt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Trägersignal
(C) und ein Triggersignal (T) zum Triggern des ersten Abtastens von einem gleichen Taktsignal
(CLK) abgeleitet werden.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem das Taktsignal (CLK) einen Schwingkreis (4) anregt, dessen Resonanzfrequenz die Trägerfrequenz ist .
8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, bei dem erstes und zweites Abtasten (Sl, S2) von einer einzigen Flanke des Taktsignals (CLK) getrig- gert werden.
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Differenz zwischen ersten und der zweiten Phase (Ψι, Ψ3) (2η+1)π beträgt.
10. Verfahren nach Anspruch 9, bei dem erstes und zweites Abtasten (Sl, S4) von unterschiedlich gerichteten Flanken (CLK+, CLKT) des Taktsignals (CLK) getriggert werden.
11. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Resolver (6) eine zweite Empfängerspule (21, 20) umfasst, die mit der ersten Empfängerspule (20, 21) um die Achse drehbar ist und wobei die induktive Kopplung zwischen Erregerspule und zweiter Empfängerspule proportional zu einer zweiten Winkel¬ funktion des um die Achse zurückgelegten Drehwinkels ist, die aus der ersten Winkelfunktion durch Verschieben um eine Viertelperiode hervorgeht, dadurch gekennzeichnet, dass das Aus¬ gangssignal der zweiten Empfängerspule gleich¬ zeitig mit dem Ausgangssignal der ersten Emp¬ fängerspule abgetastet wird (Sl, S2, S4, S6) und die Ausgangssignale verworfen werden
(S10), wenn die Summe der Amplitudenquadrate der beiden Ausgangssignale von einem Sollwert um mehr als ein zulässiges Maß abweicht. 12. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei von zwei Empfängerspulen (20, 21) des Resolvers (6) diejenige als erste Emp-
fängerspule ausgewählt wird, die das stärkere Ausgangssignal liefert.
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2018
- 2018-02-08 WO PCT/EP2018/053156 patent/WO2018149726A1/de active Application Filing
Patent Citations (5)
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