WO2018139194A1 - 超音波装置 - Google Patents

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中尾　元保
恒介 渡辺
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株式会社村田製作所
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Definitions

  • the present invention relates to an ultrasonic device, and more particularly to a technique for measuring the capacitance of a three-terminal ultrasonic transducer in which a transmission electrode and a reception electrode are independently provided.
  • Ultrasonic devices that measure the distance to the object to be detected by transmitting ultrasonic waves from the ultrasonic transducer and receiving the reflected wave reflected by the object to be detected have been put to practical use.
  • Patent Document 1 uses the relationship between the capacitance of an ultrasonic transducer and temperature, and measures the capacitance of the ultrasonic transducer to perform temperature compensation.
  • a sonic sensor is disclosed.
  • the ultrasonic sensor (ultrasonic transducer) disclosed in Patent Document 1 described above includes a transmission transducer (transmission electrode) for transmitting ultrasonic waves and a reception transducer (receiver) for receiving reflected waves.
  • a so-called two-terminal type ultrasonic transducer is used in common with the receiving electrode.
  • a technique for boosting the voltage of a transmission signal may be employed in order to transmit ultrasonic waves far.
  • the withstand voltage specification of the switch is determined by the voltage of the transmission circuit in which the voltage becomes relatively high. If it does so, the size of the switch used will become large and parts cost will also increase.
  • the present invention has been made to solve such a problem, and an object of the present invention is to improve the measurement accuracy of the capacitance of the ultrasonic transducer while reducing the manufacturing cost in the ultrasonic device. It is.
  • the ultrasonic apparatus includes an ultrasonic transducer, a transmission circuit, a reception circuit, and a capacitance measurement circuit.
  • the ultrasonic transducer is a three-terminal ultrasonic transducer having a common electrode, a transmission electrode, and a reception electrode independent of the transmission electrode.
  • the transmission circuit outputs a drive signal to the transmission electrode to transmit ultrasonic waves from the ultrasonic transducer.
  • the reception circuit receives a reception signal from the reception electrode.
  • the capacitance measuring circuit is electrically connected to the receiving electrode and measures the capacitance of the ultrasonic transducer.
  • the ultrasonic device further includes a reception switching unit configured to connect the reception electrode to one of the reception circuit and the capacitance measurement circuit.
  • the ultrasonic device further includes a ground switching unit configured to ground the transmitting electrode when the capacitance is measured by the capacitance measuring circuit.
  • the capacitance measuring circuit includes an AC signal generating circuit, a reference capacitor connected between the AC signal generating circuit and the receiving electrode, an amplitude measuring circuit, and a capacitance calculating circuit.
  • the AC signal generation circuit generates an AC signal having a reference amplitude having a frequency different from the resonance frequency of the ultrasonic transducer.
  • the amplitude measurement circuit measures the amplitude between the reference capacitor and the receiving electrode.
  • the capacitance calculation circuit calculates the capacitance of the ultrasonic transducer based on the amplitude measured by the amplitude measurement circuit and the reference amplitude.
  • the capacity measurement circuit includes a first state in which the AC signal generation circuit and the amplitude measurement circuit are connected without passing through the reference capacitor, and a second state in which the AC signal generation circuit and the amplitude measurement circuit are connected through the reference capacitor.
  • a switching device configured to switch between states is further included.
  • the capacitance calculation circuit measures the capacitance of the ultrasonic transducer based on the amplitude measured by the amplitude measurement circuit in the first state and the amplitude measured by the amplitude measurement circuit in the second state.
  • the switching device includes first to third switching units.
  • the first switching unit switches between conduction and non-conduction between the AC signal generation circuit and the reference capacitor.
  • the second switching unit switches between conduction and non-conduction between the receiving electrode and the amplitude measurement circuit.
  • the third switching unit has one end connected to the first node between the AC signal generation circuit and the first switching unit, and the other end connected to the second node between the amplitude measurement circuit and the second switching unit. Connected.
  • the third switching unit switches between conduction and non-conduction between the first node and the second node. In the first state, the first switching unit and the second switching unit are turned off and the third switching unit is turned on. In the second state, the first switching unit and the second switching unit are turned on, and the third switching unit is turned off.
  • the ultrasonic device further includes a temperature estimation circuit that estimates the temperature of the ultrasonic transducer from the calculated capacitance of the ultrasonic transducer and a predetermined correlation between the capacitance and the temperature.
  • the ultrasonic device employs a three-terminal ultrasonic transducer in which a transmission electrode and a reception electrode are provided independently, and a circuit for measuring the capacitance of the reception electrode. Is connected to measure the capacitance of the ultrasonic transducer. Thereby, the influence of the impedance of the transmission circuit in the capacitance measurement of the ultrasonic transducer can be reduced. Further, by connecting the capacitance measuring circuit to the receiving electrode, the withstand voltage of the circuit for measuring the capacitance can be reduced as compared with the case of connecting to the transmitting side. Therefore, it is possible to increase the measurement accuracy of the capacitance of the ultrasonic transducer while reducing the manufacturing cost.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of an ultrasonic device according to a first embodiment. It is a graph which shows the relationship between the temperature of an ultrasonic transducer, and an electrostatic capacitance. It is a figure which shows the 1st example of the transmission circuit in FIG. It is a figure which shows the 2nd example of the transmission circuit in FIG. It is a figure which shows the detail of the capacity
  • FIG. 1 It is a flowchart of the calculation process of the electrostatic capacitance in the modification of FIG. It is a block diagram which shows the whole structure of the ultrasonic device according to this Embodiment 2.
  • FIG. It is a figure which shows an example of the transmission circuit in FIG.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of ultrasonic apparatus 100 according to the first embodiment.
  • the ultrasonic device 100 includes a transmission circuit 110, an ultrasonic transducer 120, an amplifier 130, a reception circuit 140, a capacitance measurement circuit 150, and a temperature estimation circuit 160.
  • the transmission circuit 110 is a circuit for transmitting ultrasonic waves from the ultrasonic transducer 120 by driving the ultrasonic transducer 120.
  • the transmission circuit 110 includes a memory 112, a control circuit 114, and a signal generation circuit 116.
  • the control circuit 114 reads the data stored in the memory 112 and outputs a control signal DRV suitable for driving the ultrasonic transducer 120 to the signal generation circuit 116.
  • the signal generation circuit 116 generates an AC voltage (ultrasonic pulse: transmission signal) from the DC voltage based on the control signal DRV output from the control circuit 114.
  • the signal generation circuit 116 amplifies the generated AC voltage as necessary and supplies it to the ultrasonic transducer 120. The detailed configuration of the signal generation circuit 116 will be described later.
  • the ultrasonic transducer 120 is a so-called three-terminal ultrasonic transducer including a transmission electrode 121 (terminal TX), a reception electrode 122 (terminal RX), a common electrode 123 (terminal COM), and a piezoelectric body 124. It is.
  • the transmission electrode 121 and the common electrode 123 are connected to the signal generation circuit 116 of the transmission circuit 110.
  • the receiving electrode 122 is connected to the capacitance measuring circuit 150 and also connected to the receiving circuit 140 via the amplifier 130.
  • the piezoelectric body 124 includes a transmission area 124A for transmitting ultrasonic waves and a reception area 124B for receiving reflected waves of ultrasonic waves.
  • the transmission electrode 121 is disposed so as to face the common electrode 123 with the transmission region 124A of the piezoelectric body 124 interposed therebetween, and is electrically connected to the transmission region 124A.
  • the reception electrode 122 is disposed so as to face the common electrode 123 with the reception region 124B of the piezoelectric body 124 interposed therebetween, and is electrically connected to the reception region 124B.
  • the common electrode 123 is electrically connected to the transmission area 124A and the reception area 124B.
  • the transmission electrode 121 receives a transmission signal from the signal generation circuit 116.
  • the transmission region 124A of the piezoelectric body 124 vibrates with the housing of the ultrasonic transducer by the transmission signal, and thereby transmits (transmits) ultrasonic waves toward the air or the like.
  • the receiving electrode 122 receives (receives) a reflected wave in which the ultrasonic wave transmitted from the transmitting electrode 121 is reflected by an object, and vibrates.
  • the reception area 124B of the piezoelectric body 124 converts the vibration of the transmission electrode 121 into an electric signal, and outputs the electric signal to the amplifier 130 and the capacitance measuring circuit 150 as a reception signal.
  • the amplifier 130 is an inverting amplifier circuit including, for example, a resistor and an operational amplifier (both not shown), and amplifies the reception signal from the transmission electrode 121 and outputs the amplified signal to the reception circuit 140.
  • the receiving circuit 140 receives the reception signal amplified by the amplifier 130.
  • the receiving circuit 140 detects the voltage value of the received signal and outputs the detected value RCV to the control circuit 114.
  • the capacitance measuring circuit 150 measures the capacitance C SNS of the ultrasonic transducer 120 as will be described later.
  • the measured capacitance C SNS is output to the temperature estimation circuit 160.
  • the temperature estimation circuit 160 determines the ultrasonic transducer based on the relationship between the temperature and the capacitance determined in advance by experiments as shown in FIG. A temperature Temp of 120 is estimated. The estimated temperature Temp is output to the control circuit 114.
  • the temperature estimation circuit 160 is described as a circuit independent of the control circuit 114, but the function of the temperature estimation circuit 160 may be included in the control circuit 114.
  • the control circuit 114 grasps information on the presence / absence of the object, movement, and the distance to the object based on the detection value RCV from the receiving circuit 140. Further, the control circuit 114 performs temperature compensation control such as correction of the detection distance and adjustment of the control signal DRV based on the temperature Temp of the ultrasonic transducer 120 measured by the temperature estimation circuit 160.
  • the ultrasonic device 100 can be used as an ultrasonic sensor mounted on, for example, a car.
  • the ultrasonic transducer 120 is a three-terminal ultrasonic transducer 120 in which the transmission electrode 121 and the reception electrode 122 are separated as described above, and the reception electrode 122 has a capacitance.
  • a measurement circuit 150 is provided.
  • the influence of the impedance of the circuit on the receiving side can be reduced by connecting the capacitance measuring circuit 150 to the transmitting electrode 121.
  • a technique of boosting the voltage of the transmission signal may be employed. In that case, it is necessary to set the breakdown voltage level of the elements constituting the capacitance measurement circuit 150 to a high breakdown voltage that matches the voltage level of the transmission circuit 110. Therefore, it is more preferable to connect the capacitance measuring circuit 150 to the receiving electrode 122 from the viewpoint of reducing the circuit size and cost.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining details of the transmission circuit 110 of FIG.
  • signal generation circuit 116 includes a positive power source V tx + and a negative power source V tx ⁇ , and switching elements (switching units) SW1 and SW2.
  • the switching elements SW1 and SW2 are connected in series between the positive power source V tx + and the negative power source V tx ⁇ to form a so-called half-bridge circuit.
  • a connection node between the switching element SW1 and the switching element SW2 is connected to the transmission electrode 121 (TX) of the ultrasonic transducer 120.
  • the switching elements SW1 and SW2 are controlled by a control signal DRV from the control circuit 114, and generate an AC voltage (transmission signal) for driving the ultrasonic transducer 120 from the DC positive power source V tx + and the negative power source V tx ⁇ .
  • a positive pulse can be output to the ultrasonic transducer 120 by setting the switching element SW1 to the conductive state and setting the switching element SW2 to the non-conductive state.
  • a negative pulse can be output to the ultrasonic transducer 120 by setting the switching element SW1 to the non-conductive state and the switching element SW2 to the conductive state.
  • the common electrode 123 (COM) of the ultrasonic transducer 120 is connected to the ground potential GND in the transmission circuit 110.
  • FIG. 4 is a diagram showing another example of the transmission circuit of FIG. 4 is different from FIG. 3 in that the signal generation circuit 116A forms a full bridge circuit.
  • signal generation circuit 116A includes a DC power supply V tx and switching elements (switching units) SW3 to SW6.
  • Switching elements SW3 and SW4 are connected in series between DC power supply Vtx and ground potential GND.
  • the switching elements SW5 and SW6 are also connected in series between the DC power supply V tx and the ground potential GND.
  • the switching elements SW3 to SW6 form a full bridge circuit.
  • the transmission electrode 121 (TX) of the ultrasonic transducer 120 is connected to a connection node between the switching element SW3 and the switching element SW4.
  • a common electrode 123 (COM) of the ultrasonic transducer 120 is connected to a connection node between the switching element SW5 and the switching element SW6.
  • the switching elements SW3 to SW6 are controlled by a control signal DRV from the control circuit 114, and generate an AC voltage (transmission signal) for driving the ultrasonic transducer 120 from the DC power source Vtx .
  • the switching elements SW3 and SW6 are turned on and the switching elements SW4 and SW5 are turned off, so that a positive pulse can be output to the ultrasonic transducer 120.
  • a negative pulse can be output to the ultrasonic transducer 120.
  • capacitance measurement circuit 150 includes a reference capacitance C REF having a known capacitance, an AC signal generation circuit 151, an AC amplitude measurement circuit 152, and a capacitance calculation circuit 153.
  • the AC signal generation circuit 151 is connected to the reception electrode 122 via the reference capacitor CREF .
  • AC signal generation circuit 151 outputs an AC voltage signal having an amplitude V AC predetermined.
  • the AC amplitude measuring circuit 152 is connected to the receiving electrode 122 and measures the voltage amplitude of the AC signal at the receiving electrode 122.
  • the measured voltage amplitude V MEAS is output to the capacity calculation circuit 153.
  • the capacitance calculation circuit 153 is configured to detect the electrostatic capacitance of the ultrasonic transducer 120 from the reference capacitance C REF and the AC voltage amplitude V AC stored in a storage unit (not shown) and the voltage amplitude V MEAS measured by the AC amplitude measurement circuit 152. to calculate the capacity C SNS.
  • the calculated capacitance C SNS is output to the temperature estimation circuit 160.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the details of the calculation method of the capacitance C SNS of the ultrasonic transducer 120 executed in the capacitance calculation circuit 153.
  • the reference capacitance C REF and the capacitance C SNS of the ultrasonic transducer 120 are connected to an AC power source (AC signal generation circuit). 151) and the ground potential GND. Therefore, a voltage amplitude V MEAS measured by the AC amplitude measurement circuit 152, between the alternating voltage amplitude V AC output from the AC signal generating circuit 151, the following relationship of equation (1) is satisfied.
  • the capacitance C SNS of the ultrasonic transducer 120 is expressed by the equation (2) using the reference capacitance C REF , the AC voltage amplitude V AC and the measured voltage amplitude V MEAS .
  • the capacitance C SNS of the ultrasonic transducer 120 is measured by the capacitance measuring circuit 150, in the equivalent circuit, as shown by the broken line in FIG.
  • the impedance Zs can be expressed as being connected in parallel to the capacitance C SNS to be measured.
  • the impedance Zs is high, there is almost no influence on the voltage amplitude V MEAS measured by the AC amplitude measuring circuit 152.
  • the impedance Zs is lowered, the influence on the voltage amplitude V MEAS cannot be ignored, so that the measurement accuracy of the calculated capacitance C SNS can be lowered.
  • the impedance Zs of the resonance circuit of the ultrasonic transducer 120 decreases when the frequency of the applied signal approaches the resonance frequency of the resonance circuit. Therefore, in order to prevent a decrease in the measurement accuracy of the capacitance CSNS , the frequency of the AC voltage signal output from the AC signal generation circuit 151 is set to a value different from the resonance frequency of the ultrasonic transducer 120, and It is necessary to set the frequency so that the impedance Zs of the resonance circuit of the sonic transducer 120 becomes high.
  • the frequency of the AC voltage signal output from the AC signal generation circuit 151 is designed to be, for example, 10 kHz.
  • the three-terminal type ultrasonic transducers measuring the capacitance C SNS that by connecting a capacitance measuring circuit to the receiving electrode ultrasonic transducer, reducing the influence of the impedance of the transmission circuit
  • the measurement accuracy of the capacitance C SNS can be increased. Accordingly, it is possible to improve temperature estimation accuracy of the ultrasonic transducer and perform temperature compensation appropriately.
  • the amplifier 130, the reception circuit 140, and the capacitance measurement circuit 150 are selectively switched with respect to the reception electrode 122 as compared with the ultrasonic apparatus 100 of FIG. A configuration in which a reception switching unit SW10 to be connected is added is adopted. In FIG. 7, description of elements that overlap those in FIG. 1 will not be repeated.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a modification of the ultrasonic apparatus according to the first embodiment.
  • reception switching unit SW10 has an input terminal and first and second output terminals.
  • a receiving electrode 122 is connected to the input terminal, and an amplifier 130 is connected to the first output terminal.
  • a capacitance measuring circuit 150 is connected to the second output terminal.
  • the reception switching unit SW10 connects the input terminal to the first output terminal when detecting the presence or distance of an object based on the reflected wave received by the reception electrode 122.
  • the reception switching unit SW10 connects the input terminal to the second output terminal.
  • reception switching unit SW10 Since the reception switching unit SW10 is connected to the reception electrode 122, its withstand voltage is higher than that of the switch for switching at the time of capacitance measurement in JP-A-61-270685 (Patent Document 1). Can be lowered. Therefore, the part cost can be reduced.
  • the capacitance measuring circuit 150 calculates a voltage amplitude V AC of the AC signal generated by the AC signal generation circuit 151 as a reference. Therefore, the capacitance C SNS measurement precision of the ultrasonic transducer 120 depends on the voltage amplitude V AC accuracy AC signal generated by the AC signal generation circuit 151. On the other hand, the voltage amplitude V AC of the AC signal, because that may vary with variations in temperature characteristics and characteristics of the AC signal generating circuit 151, the capacitance C SNS measurement accuracy is affected by these variations.
  • the capacitance measuring circuit 150A in the modified example 2 when measuring the capacitance C SNS ultrasonic transducer 120, the voltage amplitude V AC of the first AC signal generated by the AC signal generation circuit 151 measures After calibration, the capacitance C SNS is measured by the method described with reference to FIG. By performing such calibration, it is possible to eliminate the influence of the variation of the voltage amplitude V AC characteristics of an AC signal, it becomes possible to further increase the electrostatic capacitance C SNS measurement precision of the ultrasonic transducer 120.
  • FIG. 8 is a block diagram of a capacitance measuring circuit 150A according to the second modification.
  • FIG. 8 further includes a switching device formed of switching units (switching elements) SW11 to SW13, and an AC amplitude storage unit 154. It has been added. In FIG. 8, the description of the same elements as those in FIG. 5 will not be repeated.
  • the switching element SW11 is first switching unit is connected between the reference capacitance C REF and the AC signal generating circuit 151, conduction between the reference capacitance C REF and the AC signal generating circuit 151 And non-conducting.
  • the switching element SW12 as the second switching unit is connected between the reception electrode 122 (RX) and the AC amplitude measurement circuit 152, and is electrically connected between the reception electrode 122 (RX) and the AC amplitude measurement circuit 152. Switch between non-conduction.
  • One end of the switching element SW13 that is the third switching unit is connected to a connection node (first node) between the switching element SW11 and the AC signal generation circuit 151.
  • the other end of the switching element SW13 is connected to a connection node (second node) between the switching element SW12 and the AC amplitude measurement circuit 152.
  • Switching element SW13 switches between conduction and non-conduction between the first node and the second node. Switching elements SW11 to SW13 are controlled by, for example, control circuit 114 of transmission circuit 110.
  • the switching elements SW11 and SW12 are switched to the non-conductive state, and the switching element SW13 is switched to the conductive state (first state).
  • first state by measuring the voltage amplitude by an AC amplitude measurement circuit 152, a reference amplitude voltage V AC of the AC signal output from the AC signal generating circuit 151 is measured. That is, the AC amplitude measurement circuit 152 measures the voltage amplitude of the AC signal from the AC signal generation circuit 151 without using the reference capacitor CREF .
  • AC amplitude measurement circuit 152 a detected value of the measured voltage amplitude V AC, is stored in the AC amplitude storage unit 154.
  • switching elements SW11 and SW12 are switched to a conductive state, and switching element SW13 is switched to a non-conductive state (second state).
  • the AC amplitude measurement circuit 152 measures the voltage amplitude of the AC signal from the AC signal generation circuit 151 via the reference capacitor CREF . Since this state is the same as the circuit shown in FIG. 5, the AC amplitude measurement circuit 152 measures the voltage amplitude V MEAS determined by the reference capacitance C REF and the capacitance C SNS of the ultrasonic transducer 120.
  • the capacitance calculation circuit 153 is based on the reference amplitude voltage V AC measured in the first state, the voltage amplitude V MEAS measured in the second state, and the reference capacitance C REF stored in the AC amplitude storage unit 154.
  • the capacitance C SNS of the ultrasonic transducer 120 is calculated from the equation (2).
  • FIG. 9 is a flowchart for explaining the details of the calculation process of the capacitance C SNS of the ultrasonic transducer 120 described in FIG.
  • the flow chart of FIG. 9 is executed in the control circuit 114 and each circuit operates according to the control signal from the control circuit 114 as an example. However, each circuit operates autonomously. It may be a thing, and may be performed by the other control apparatus which is not shown in figure.
  • control circuit 114 performs switching in capacitance measurement circuit 150 A at step (hereinafter, step is abbreviated as S) 100.
  • the elements SW11 and SW12 are switched to the non-conducting state (OFF), and the switching element SW13 is switched to the conducting state (ON) to enter the first state.
  • the control circuit 114 outputs an AC signal from the AC signal generation circuit 151 and measures the amplitude voltage at that time by the AC amplitude measurement circuit 152 in S110. Then, the control circuit 114, the measured amplitude voltage as a reference amplitude voltage V AC, and stores the AC amplitude storage unit 154.
  • the control circuit 114 switches the switching elements SW11 and SW12 to the conductive state (ON), and switches the switching element SW13 to the non-conductive state (OFF), thereby setting the second state. Then, in S130, the control circuit 114 outputs an AC signal from the AC signal generation circuit 151 and measures the voltage amplitude V MEAS in the second state by the AC amplitude measurement circuit 152.
  • control circuit 114 performs the capacitance C SNS by the capacitance calculation circuit 153 based on the voltage amplitude V MEAS measured in S130, the reference amplitude voltage V AC stored in S110, and the reference capacitance C REF. Is calculated.
  • Modification 2 may be combined with the configuration of Modification 1.
  • the influence of the impedance of the transmission circuit 110 can be reduced to some extent, but if the impedance of the transmission circuit 110 fluctuates, the capacitance measurement value also changes. Can vary.
  • the impedance of the transmission circuit 110 is fixed by grounding the transmission electrode 121, so that A configuration for stabilizing the capacitance measurement will be described.
  • FIG. 10 is an overall block diagram of ultrasonic apparatus 100 # according to the second embodiment.
  • transmission circuit 110 in FIG. 1 of the first embodiment is replaced with transmission circuit 110 #.
  • transmission circuit 110 # includes a ground switching unit (switching element) SW7 that can switch between conduction and non-conduction between transmission electrode 121 and ground potential GND. ing.
  • the switching element SW7 is turned on when the capacitance measurement circuit 150 measures the capacitance of the ultrasonic transducer, and connects the transmission electrode 121 to the ground potential GND.
  • FIG. 11 is a diagram corresponding to FIG. 3 of the first embodiment, and shows a transmission circuit 110 # when the signal generation circuit 116 is formed as a half-bridge circuit.
  • transmission circuit 110 # one end of switching element SW7 is electrically connected to a connection node (that is, transmission electrode 121) between switching element SW1 and switching element SW2, and the other end is connected to ground potential GND. It is connected.
  • the switching element SW7 is driven by the control circuit 114, and is brought into conduction when the capacitance measuring circuit 150 measures the capacitance of the ultrasonic transducer.
  • the signal generation circuit 116 when the signal generation circuit 116 is formed of a full bridge circuit, the influence of the impedance of the circuit on the transmission side is eliminated as in FIG. 11 without providing the switching element SW7. It is possible. More specifically, in FIG. 4, by making the switching element SW4 conductive, the TX-COM can be short-circuited, so there is no need to newly provide the switching element SW7.
  • a three-terminal type ultrasonic transducer is used, and a detection circuit is connected to the receiving electrode to measure the capacitance of the ultrasonic transducer, and the transmitting electrode is used for measuring the capacitance.
  • the influence of the impedance of the transmission circuit can be eliminated. Thereby, the measurement accuracy of capacitance can be further improved. As a result, temperature compensation of the ultrasonic transducer can be performed appropriately.
  • the second embodiment can also be applied to a modification of the first embodiment.
  • the embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive.
  • the scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.

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Abstract

超音波装置（１００）は、送信回路（１１０）と、超音波トランスデューサ（１２０）と、受信回路（１４０）と、容量測定回路（１５０）とを備える。超音波トランスデューサは、送信用電極（１２１）、受信用電極（１２２）、および共通電極（１２３）を有する３端子型の超音波トランスデューサである。送信回路は、送信用電極に駆動信号を出力して超音波トランスデューサから超音波を発信させる。受信回路は、受信用電極からの受信信号を受信する。容量測定回路は、受信用電極に電気的に接続され、超音波トランスデューサの静電容量を測定する。

Description

超音波装置
　本発明は超音波装置に関し、より特定的には、送信用電極と受信用電極とが独立して設けられた３端子型の超音波トランスデューサの静電容量を測定するための技術に関する。
　超音波トランスデューサから超音波を送信し、被検出物で反射した反射波を超音波トランスデューサによって受信することによって、被検出物との距離などを測定する超音波装置が実用に供されている。
　超音波の速度は周囲温度により影響を受けるため、被検出物との距離を正確に測定する場合には、温度補償を行なうことが必要とされる。
　特開昭６１－２７０６８５号公報（特許文献１）は、超音波振動子の静電容量と温度との関係性を利用し、超音波振動子の静電容量を測定して温度補償を行なう超音波センサを開示する。
特開昭６１－２７０６８５号公報 特開２０１２－２１７０１２号公報
　上記の特許文献１に開示される超音波センサ（超音波トランスデューサ）は、超音波を送波するための送信用振動子（送信用電極）と反射波を受波するための受信用振動子（受信用電極）とが共通となっている、いわゆる２端子型の超音波トランスデューサを用いるものである。このような２端子型の超音波トランスデューサにおいて静電容量を測定する際には、送受信回路の容量成分の影響を排除するために、送受信回路と静電容量の測定回路とをスイッチで切換えることが必要となる。
　一般的に、超音波トランスデューサでは、超音波を遠くまで送信するために、送信信号の電圧を昇圧する手法が採用される場合がある。そのため、特許文献１のように、送受信回路と容量測定回路とをスイッチで切換える構成では、当該スイッチの耐圧仕様は、相対的に電圧が高くなる送信回路の電圧によって決定されることになる。そうすると、使用されるスイッチのサイズが大きくなり、部品コストも増加してしまう。
　本発明は、このような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、超音波装置において、製造コストを低減しつつ、超音波トランスデューサの静電容量の測定精度を向上させることである。
　本発明による超音波装置は、超音波トランスデューサと、送信回路と、受信回路と、容量測定回路とを備える。超音波トランスデューサは、共通電極、送信用電極、および送信用電極とは独立した受信用電極を有する３端子型の超音波トランスデューサである。送信回路は、送信用電極に駆動信号を出力して超音波トランスデューサから超音波を発信させる。受信回路は、受信用電極からの受信信号を受信する。容量測定回路は、受信用電極に電気的に接続され、超音波トランスデューサの静電容量を測定する。
　好ましくは、超音波装置は、受信用電極を、受信回路および容量測定回路のいずれか一方と接続するように構成された受信切換部をさらに備える。
　好ましくは、超音波装置は、容量測定回路による静電容量を測定時に、送信用電極を接地するように構成された接地切換部をさらに備える。
　好ましくは、容量測定回路は、交流信号生成回路と、交流信号生成回路と受信用電極との間に接続された基準容量と、振幅測定回路と、容量算出回路とを含む。交流信号生成回路は、超音波トランスデューサの共振周波数とは異なる周波数を有する基準振幅の交流信号を生成する。振幅測定回路は、基準容量と受信用電極との間の振幅を測定する。容量算出回路は、振幅測定回路で測定された振幅と基準振幅とに基づいて、超音波トランスデューサの静電容量を算出する。
　好ましくは、容量測定回路は、交流信号生成回路と振幅測定回路とを基準容量を介さずに接続する第１状態と、交流信号生成回路と振幅測定回路とを基準容量を介して接続する第２状態とを切換えるように構成された切換装置をさらに含む。容量算出回路は、第１状態において振幅測定回路によって測定された振幅と、第２状態において振幅測定回路によって測定された振幅とに基づいて、超音波トランスデューサの静電容量を測定する。
　好ましくは、切換装置は、第１～第３切換部を含む。第１切換部は、交流信号生成回路と基準容量との間の導通と非導通とを切換える。第２切換部は、受信用電極と振幅測定回路との間の導通と非導通とを切換える。第３切換部は、一方端が交流信号生成回路と第１切換部との間の第１ノードに接続されるとともに、他方端が振幅測定回路と第２切換部との間の第２ノードに接続される。第３切換部は、第１ノードと第２ノードとの間の導通と非導通とを切換える。第１状態においては、第１切換部および第２切換部が非導通状態とされるとともに、第３切換部が導通状態とされる。第２状態においては、第１切換部および第２切換部が導通状態とされるとともに、第３切換部が非導通状態とされる。
　好ましくは、超音波装置は、算出された超音波トランスデューサの静電容量と、予め定められた静電容量および温度の相関とから、超音波トランスデューサの温度を推定する温度推定回路をさらに備える。
　本発明による超音波装置によれば、送信用電極と受信用電極とが独立して設けられた３端子型の超音波トランスデューサを採用し、その受信用電極に静電容量を測定するための回路を接続して超音波トランスデューサの静電容量を測定する。これにより、超音波トランスデューサの静電容量測定における送信回路のインピーダンスの影響を低減することができる。また、受信用電極に容量測定回路を接続することで、送信側に接続する場合に比べて、静電容量を測定するための回路の耐電圧を低減することができる。したがって、製造コストを低減しつつ、超音波トランスデューサの静電容量の測定精度を高めることが可能となる。
実施の形態１に従う超音波装置の全体構成を示すブロック図である。 超音波トランスデューサの温度と静電容量との関係を示すグラフである。 図１における送信回路の第１の例を示す図である。 図１における送信回路の第２の例を示す図である。 図１における容量測定回路の詳細を示す図である。 容量算出回路における超音波トランスデューサの静電容量の算出手法を説明するための図である。 超音波装置の他の変形例を示す図である。 容量測定回路の他の変形例を示す図である。 図８の変形例における、静電容量の算出処理のフローチャートである。 本実施の形態２に従う超音波装置の全体構成を示すブロック図である。 図１０における送信回路の一例を示す図である。
　本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分については、同一符号を付してその説明は繰り返さない。
　［実施の形態１］
　図１は、本実施の形態１に従う超音波装置１００の全体構成を示すブロック図である。図１を参照して、超音波装置１００は、送信回路１１０と、超音波トランスデューサ１２０と、増幅器１３０と、受信回路１４０と、容量測定回路１５０と、温度推定回路１６０とを備える。
　送信回路１１０は、超音波トランスデューサ１２０を駆動することによって、超音波トランスデューサ１２０から超音波を送信するための回路である。送信回路１１０は、メモリ１１２と、制御回路１１４と、信号生成回路１１６とを含む。制御回路１１４は、メモリ１１２に格納されているデータを読み出して、超音波トランスデューサ１２０の駆動に適した制御信号ＤＲＶを信号生成回路１１６に出力する。信号生成回路１１６は、制御回路１１４から出力された制御信号ＤＲＶに基づいて、直流電圧から交流電圧（超音波パルス：送信信号）を生成する。信号生成回路１１６は、生成した交流電圧を必要に応じて増幅し、超音波トランスデューサ１２０に供給する。信号生成回路１１６の詳細な構成については後述する。
　超音波トランスデューサ１２０は、送信用電極１２１（端子ＴＸ）と、受信用電極１２２（端子ＲＸ）と、共通電極１２３（端子ＣＯＭ）と、圧電体１２４とを含む、いわゆる３端子型の超音波トランスデューサである。送信用電極１２１および共通電極１２３は、送信回路１１０の信号生成回路１１６に接続される。受信用電極１２２は、容量測定回路１５０に接続されるとともに、増幅器１３０を介して受信回路１４０に接続される。
　圧電体１２４は、超音波を送信するための送信用領域１２４Ａと、超音波の反射波を受信するための受信用領域１２４Ｂとを含む。送信用電極１２１は、圧電体１２４の送信用領域１２４Ａを間に挟んで共通電極１２３に対向するように配置されており、送信用領域１２４Ａに電気的に接続されている。受信用電極１２２は、圧電体１２４の受信用領域１２４Ｂを挟んで共通電極１２３に対向するように配置されており、受信用領域１２４Ｂに電気的に接続されている。共通電極１２３は、送信用領域１２４Ａおよび受信用領域１２４Ｂに電気的に接続されている。
　送信用電極１２１は、信号生成回路１１６からの送信信号を受ける。圧電体１２４の送信用領域１２４Ａは、当該送信信号によって超音波トランスデューサの筐体とともに振動し、これによって気中などに向けて超音波を送信（送波）する。
　受信用電極１２２は、送信用電極１２１から送信された超音波が物体によって反射された反射波を受信（受波）して振動する。圧電体１２４の受信用領域１２４Ｂは、送信用電極１２１の振動を電気信号に変換し、当該電気信号を受信信号として増幅器１３０および容量測定回路１５０へ出力する。
　増幅器１３０は、たとえば抵抗とオペアンプ（いずれも図示せず）とを含んで構成される反転増幅回路であり、送信用電極１２１からの受信信号を増幅して、受信回路１４０へ出力する。
　受信回路１４０は、増幅器１３０で増幅された受信信号を受ける。受信回路１４０は、当該受信信号の電圧値を検出し、その検出値ＲＣＶを制御回路１１４へ出力する。
　容量測定回路１５０は、後述するように超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳを測定する。測定された静電容量ＣＳＮＳは温度推定回路１６０に出力される。
　温度推定回路１６０は、容量測定回路１５０で測定された静電容量ＣＳＮＳに基づいて、たとえば図２に示すような予め実験等によって定められた温度と静電容量との関係から、超音波トランスデューサ１２０の温度Ｔｅｍｐを推定する。推定された温度Ｔｅｍｐは制御回路１１４に出力される。なお、図１においては、温度推定回路１６０が、制御回路１１４と独立した回路として記載されているが、温度推定回路１６０の機能が制御回路１１４に含まれる構成であってもよい。
　制御回路１１４は、受信回路１４０からの検出値ＲＣＶに基づいて物体の有無や移動および物体までの距離に関する情報を把握する。また、制御回路１１４は、温度推定回路１６０において測定された超音波トランスデューサ１２０の温度Ｔｅｍｐに基づいて、検出距離の補正や制御信号ＤＲＶの調整のような温度補償制御を実行する。超音波装置１００は、たとえば車などに搭載される超音波センサとして使用することができる。
　このように、超音波トランスデューサ１２０の静電容量に基づいて超音波トランスデューサ１２０の温度を推定することによって、温度検出のための温度センサを別途設ける必要がなくなる。一方で、温度補償制御を適切に行なうためには、超音波トランスデューサ１２０の推定温度の精度が影響するため、超音波トランスデューサ１２０の静電容量を精度よく測定することが必要となる。
　そこで、本実施の形態においては、超音波トランスデューサとして、上記のような送信用電極１２１と受信用電極１２２とが分離された３端子型の超音波トランスデューサ１２０を採用し、受信用電極１２２に容量測定回路１５０を設ける構成とする。このような構成とすることで、超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳの測定において、送信回路１１０のインピーダンスの影響を低減できるので、超音波トランスデューサ１２０の静電容量の測定精度を高めることが可能となる。
　なお、容量測定回路１５０を送信用電極１２１に接続して、受信側の回路のインピーダンスの影響を低減させることも可能である。しかしながら、送信回路１１０においては、送信信号をできるだけ遠方まで伝達させるために、送信信号の電圧を昇圧する手法が採用される場合がある。その場合、容量測定回路１５０を構成する素子の耐圧レベルを送信回路１１０の電圧レベルに合わせた高耐圧とすることが必要とされる。したがって、回路サイズおよびコストの低減の観点からは、容量測定回路１５０を受信用電極１２２に接続することがより好ましい。
　図３は、図１の送信回路１１０の詳細を説明するための図である。図３を参照して、信号生成回路１１６は、正電源Ｖｔｘ＋および負電源Ｖｔｘ－と、スイッチング素子（切換部）ＳＷ１，ＳＷ２とを含んで構成される。スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２は、正電源Ｖｔｘ＋と負電源Ｖｔｘ－との間に直列に接続され、いわゆるハーフブリッジ回路を形成する。スイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ２との間の接続ノードは、超音波トランスデューサ１２０の送信用電極１２１（ＴＸ）に接続される。スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２は、制御回路１１４からの制御信号ＤＲＶにより制御され、直流の正電源Ｖｔｘ＋と負電源Ｖｔｘ－から、超音波トランスデューサ１２０を駆動するための交流電圧（送信信号）を生成する。具体的には、スイッチング素子ＳＷ１を導通状態とするとともにスイッチング素子ＳＷ２を非導通状態とすることによって、超音波トランスデューサ１２０に正パルスを出力することができる。逆に、スイッチング素子ＳＷ１を非導通状態とするとともにスイッチング素子ＳＷ２を導通状態とすることによって、超音波トランスデューサ１２０に負パルスを出力することができる。
　超音波トランスデューサ１２０の共通電極１２３（ＣＯＭ）は、送信回路１１０において接地電位ＧＮＤに接続される。
　図４は、図１の送信回路の他の例を示す図である。図４の送信回路１１０Ａにおいては、信号生成回路１１６Ａがフルブリッジ回路を形成している点で図３と異なる。
　図４を参照して、信号生成回路１１６Ａは、直流電源Ｖｔｘと、スイッチング素子（切換部）ＳＷ３～ＳＷ６とを含む。スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４は、直流電源Ｖｔｘと接地電位ＧＮＤとの間に直列に接続される。また、スイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６も、直流電源Ｖｔｘと接地電位ＧＮＤとの間に直列に接続される。このように、スイッチング素子ＳＷ３～ＳＷ６は、フルブリッジ回路を形成する。
　スイッチング素子ＳＷ３とスイッチング素子ＳＷ４との間の接続ノードには、超音波トランスデューサ１２０の送信用電極１２１（ＴＸ）が接続される。スイッチング素子ＳＷ５とスイッチング素子ＳＷ６との間の接続ノードには、超音波トランスデューサ１２０の共通電極１２３（ＣＯＭ）が接続される。
　スイッチング素子ＳＷ３～ＳＷ６は、制御回路１１４からの制御信号ＤＲＶにより制御され、直流電源Ｖｔｘから超音波トランスデューサ１２０を駆動するための交流電圧（送信信号）を生成する。具体的には、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ６を導通状態とするとともに、スイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５を非導通状態とすることによって、超音波トランスデューサ１２０に正パルスを出力することができる。逆に、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ６を非導通状態とするとともに、スイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５を導通状態とすることによって、超音波トランスデューサ１２０に負パルスを出力することができる。
　次に、図５および図６を用いて、図１の容量測定回路１５０と、容量測定手法の詳細について説明する。
　図５を参照して、容量測定回路１５０は、既知の容量を有する基準容量ＣＲＥＦと、交流信号生成回路１５１と、交流振幅測定回路１５２と、容量算出回路１５３とを含む。
　交流信号生成回路１５１は、基準容量ＣＲＥＦを介して受信用電極１２２に接続される。交流信号生成回路１５１は、予め定められた振幅ＶＡＣを有する交流電圧信号を出力する。
　交流振幅測定回路１５２は受信用電極１２２に接続され、受信用電極１２２における交流信号の電圧振幅を測定する。測定された電圧振幅ＶＭＥＡＳは、容量算出回路１５３に出力される。
　容量算出回路１５３は、図示しない記憶部に記憶された上記の基準容量ＣＲＥＦおよび交流電圧振幅ＶＡＣと、交流振幅測定回路１５２で測定された電圧振幅ＶＭＥＡＳとから超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳを算出する。算出された静電容量ＣＳＮＳは、温度推定回路１６０へ出力される。
　図６は、容量算出回路１５３において実行される超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳの算出手法の詳細を説明するための図である。図６に示されるように、超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳを測定する際には、基準容量ＣＲＥＦと超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳとが、交流電源（交流信号生成回路１５１）と接地電位ＧＮＤとの間に直列に接続された回路となる。したがって、交流振幅測定回路１５２で測定される電圧振幅ＶＭＥＡＳと、交流信号生成回路１５１から出力される交流電圧振幅ＶＡＣとの間には、以下の式（１）の関係が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　この式（１）を変形することにより、超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳは、基準容量ＣＲＥＦ、交流電圧振幅ＶＡＣおよび測定される電圧振幅ＶＭＥＡＳを用いて、式（２）のように算出することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　なお、上記のように、容量測定回路１５０において超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳを測定する場合、等価回路においては、図６の破線で示されるように、超音波トランスデューサ１２０の共振回路のインピーダンスＺｓは、測定すべき静電容量ＣＳＮＳに対して並列に接続されたものとして表現することができる。このとき、インピーダンスＺｓが高い場合には、交流振幅測定回路１５２で測定される電圧振幅ＶＭＥＡＳへの影響はほとんどない。しかしながら、インピーダンスＺｓが低くなると、電圧振幅ＶＭＥＡＳへの影響が無視できなくなるため、算出される静電容量ＣＳＮＳの測定精度が低下し得る。超音波トランスデューサ１２０の共振回路のインピーダンスＺｓは、印加される信号の周波数が共振回路の共振周波数に近くなると低下する。そのため、静電容量ＣＳＮＳの測定精度の低下を防止するためには、交流信号生成回路１５１から出力される交流電圧信号の周波数を、超音波トランスデューサ１２０の共振周波数とは異なった値とし、超音波トランスデューサ１２０の共振回路のインピーダンスＺｓが高くなるような周波数とすることが必要となる。一例として、超音波トランスデューサ１２０の共振周波数が５０ｋＨｚである場合には、交流信号生成回路１５１から出力される交流電圧信号の周波数をたとえば１０ｋＨｚとなるように設計する。
　また、増幅器１３０のインピーダンスを静電容量ＣＳＮＳのインピーダンスに比べて十分に大きく設計することによって、超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳの測定の際の切換えのための要素が不要とできるので、部品コストを低減することができる。
　以上のように、３端子型の超音波トランスデューサを用い、その受信用電極に容量測定回路を接続して超音波トランスデューサの静電容量ＣＳＮＳを測定することによって、送信回路のインピーダンスの影響を低減して、静電容量ＣＳＮＳの測定精度を高めることができる。これにより、超音波トランスデューサの温度の推定精度を向上させて、温度補償を適切に行なうことが可能となる。
　（変形例１）
　図１に示される超音波装置１００において、増幅器１３０のインピーダンスが静電容量ＣＳＮＳのインピーダンスに比べて十分に大きく設計されている場合には、容量測定回路１５０において超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳの測定の際に、増幅器１３０と容量測定回路１５０とが電気的に接続された状態であっても、増幅器１３０による静電容量ＣＳＮＳへの影響はほとんどない。しかしながら、増幅器１３０のインピーダンスを十分に高くできないような場合には、増幅器１３０のインピーダンスの影響により超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳの測定精度が低下する可能性がある。
　そのため、当該変形例の超音波装置１００Ａにおいては、図１の超音波装置１００と比べて、受信用電極１２２に対して、増幅器１３０および受信回路１４０と容量測定回路１５０とを選択的に切換えて接続する受信切換部ＳＷ１０が追加された構成を採用する。なお、図７において、図１と重複する要素の説明については繰り返さない。
　図７は、実施の形態１の超音波装置の変形例を示す図である。図７を参照して、受信切換部ＳＷ１０は、入力端子と、第１および第２の出力端子を有している。入力端子には受信用電極１２２が接続されており、第１の出力端子には増幅器１３０が接続されている。また、第２の出力端子には容量測定回路１５０が接続されている。
　受信切換部ＳＷ１０は、受信用電極１２２で受けた反射波に基づいて、物体の存在または距離を検出する場合には、入力端子を第１の出力端子に接続する。一方、超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳを測定する場合には、受信切換部ＳＷ１０は、入力端子を第２の出力端子に接続する。これにより、超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳを測定する際には、増幅器１３０および受信回路１４０を、容量測定回路１５０から電気的に切り離すことができるので、増幅器１３０のインピーダンスの影響を排除することができる。その結果、超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳの測定精度をさらに高めることが可能となる。
　なお、受信切換部ＳＷ１０は、受信用電極１２２に接続されているため、特開昭６１－２７０６８５号公報（特許文献１）における、容量測定の際の切換用のスイッチと比べて、その耐電圧を低くすることができる。そのため、部品コストを低減することができる。
　（変形例２）
　次に、図８および図９を用いて、超音波装置１００における容量測定回路の変形例について説明する。
　図６で説明したように、容量測定回路１５０においては、交流信号生成回路１５１で生成された交流信号の電圧振幅ＶＡＣを基準として算出される。そのため、超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳの測定精度は、交流信号生成回路１５１で生成された交流信号の電圧振幅ＶＡＣの精度に依存する。一方で、交流信号の電圧振幅ＶＡＣは、交流信号生成回路１５１の温度特性や特性のばらつきによって変動し得るため、これらの変動により静電容量ＣＳＮＳの測定精度が影響される。
　そのため、変形例２における容量測定回路１５０Ａにおいては、超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳの測定の際に、まず交流信号生成回路１５１で生成された交流信号の電圧振幅ＶＡＣを測定して校正し、その後に図６で説明した手法により静電容量ＣＳＮＳを測定する。このような校正を行なうことによって、交流信号の電圧振幅ＶＡＣの特性の変動の影響を排除できるため、超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳの測定精度をさらに高めることが可能となる。
　図８は、変形例２に従う容量測定回路１５０Ａのブロック図である。図８においては、実施の形態１の図５で示した容量測定回路１５０の構成に加えて、切換部（スイッチング素子）ＳＷ１１～ＳＷ１３で形成される切換装置と、交流振幅記憶部１５４とがさらに追加された構成となっている。なお、図８において、図５と重複する要素についての説明は繰り返さない。
　図８を参照して、第１切換部であるスイッチング素子ＳＷ１１は、基準容量ＣＲＥＦと交流信号生成回路１５１との間に接続され、基準容量ＣＲＥＦと交流信号生成回路１５１との間の導通と非導通とを切換える。第２切換部であるスイッチング素子ＳＷ１２は、受信用電極１２２（ＲＸ）と交流振幅測定回路１５２との間に接続され、受信用電極１２２（ＲＸ）と交流振幅測定回路１５２との間の導通と非導通とを切換える。
　第３切換部であるスイッチング素子ＳＷ１３の一方端は、スイッチング素子ＳＷ１１と交流信号生成回路１５１との間の接続ノード（第１ノード）に接続される。スイッチング素子ＳＷ１３の他方端は、スイッチング素子ＳＷ１２と交流振幅測定回路１５２との間の接続ノード（第２ノード）に接続される。スイッチング素子ＳＷ１３は、第１ノードと第２ノードとの間の導通と非導通とを切換える。スイッチング素子ＳＷ１１～ＳＷ１３は、たとえば、送信回路１１０の制御回路１１４によって制御される。
　超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳの測定の際には、まずスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２が非導通状態に切換えられるとともに、スイッチング素子ＳＷ１３が導通状態に切換えられる（第１状態）。この第１状態において、交流振幅測定回路１５２により電圧振幅を測定することによって、交流信号生成回路１５１から出力される交流信号の基準振幅電圧ＶＡＣが測定される。すなわち、交流振幅測定回路１５２は、基準容量ＣＲＥＦを介さずに交流信号生成回路１５１からの交流信号の電圧振幅を測定する。交流振幅測定回路１５２は測定された電圧振幅ＶＡＣの検出値を、交流振幅記憶部１５４に記憶する。
　その後、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２が導通状態に切換えられるとともに、スイッチング素子ＳＷ１３が非導通状態に切換えられる（第２状態）。これにより、交流振幅測定回路１５２は、基準容量ＣＲＥＦを介した交流信号生成回路１５１からの交流信号の電圧振幅を測定する。この状態は、図５で示された回路と同様であるので、交流振幅測定回路１５２は、基準容量ＣＲＥＦと超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳによって定まる電圧振幅ＶＭＥＡＳを測定する。
　容量算出回路１５３は、交流振幅記憶部１５４に記憶されている第１状態で測定した基準振幅電圧ＶＡＣ、第２状態で測定された電圧振幅ＶＭＥＡＳ、および基準容量ＣＲＥＦに基づいて、上述の式（２）から超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳを算出する。
　図９は、図８で説明した超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳの算出処理の詳細を説明するためのフローチャートである。なお、本変形例２においては、図９のフローチャートが制御回路１１４において実行され、制御回路１１４からの制御信号に従って各回路が動作する場合を例として説明するが、各回路が自律的に動作するものであってもよいし、図示しない他の制御装置によって実行されるものであってもよい。
　図９を参照して、制御回路１１４は、超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳを測定するタイミングになると、ステップ（以下、ステップをＳと略す。）１００にて、容量測定回路１５０Ａにおけるスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２を非導通状態（ＯＦＦ）に切換えるとともに、スイッチング素子ＳＷ１３を導通状態（ＯＮ）に切換えて、第１状態とする。そして、制御回路１１４は、Ｓ１１０にて、この状態において、交流信号生成回路１５１から交流信号を出力させるとともに、交流振幅測定回路１５２によって、そのときの振幅電圧を測定する。そして、制御回路１１４は、測定された振幅電圧を基準振幅電圧ＶＡＣとして、交流振幅記憶部１５４に記憶する。
　その後、制御回路１１４は、Ｓ１２０にて、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２を導通状態（ＯＮ）に切換えるとともに、スイッチング素子ＳＷ１３を非導通状態（ＯＦＦ）に切換えて、第２状態とする。そして、制御回路１１４は、Ｓ１３０にて、交流信号生成回路１５１から交流信号を出力させて、この第２状態における電圧振幅ＶＭＥＡＳを交流振幅測定回路１５２によって測定する。
　制御回路１１４は、Ｓ１４０において、Ｓ１３０で測定された電圧振幅ＶＭＥＡＳと、Ｓ１１０で記憶された基準振幅電圧ＶＡＣと、基準容量ＣＲＥＦとに基づいて、容量算出回路１５３によって静電容量ＣＳＮＳを算出する。
　以上のような処理に従って制御を行なうことによって、交流信号生成回路１５１で生成された交流信号の電圧振幅ＶＡＣの特性変動による影響を排除することができるので、超音波トランスデューサ１２０の静電容量ＣＳＮＳの測定精度をさらに高めることが可能となる。
　なお、変形例２の構成は、変形例１の構成と組合わされてもよい。
　［実施の形態２］
　実施の形態１のように３端子型の超音波トランスデューサを用いた場合、送信回路１１０のインピーダンスの影響をある程度低減することができるが、送信回路１１０のインピーダンスが変動すると、静電容量測定値も変動し得る。
　そこで、実施の形態２においては、受信側の容量測定回路１５０において超音波トランスデューサの静電容量を測定する際に、送信用電極１２１を接地することによって、送信回路１１０のインピーダンスを固定し、静電容量測定の安定化を図る構成について説明する。
　図１０は、実施の形態２に従う超音波装置１００＃の全体ブロック図である。図１０においては、実施の形態１の図１における送信回路１１０が送信回路１１０＃に置き換わったものとなっている。送信回路１１０＃では、図１における送信回路１１０の構成に加えて、送信用電極１２１と接地電位ＧＮＤとの間の導通と非導通とを切換可能な接地切換部（スイッチング素子）ＳＷ７が設けられている。スイッチング素子ＳＷ７は、容量測定回路１５０において超音波トランスデューサの静電容量の測定が行なわれる際に導通状態とされて、送信用電極１２１を接地電位ＧＮＤに接続する。
　図１１は、実施の形態１の図３に対応する図であり、信号生成回路１１６がハーフブリッジ回路として形成される場合の送信回路１１０＃を示す。送信回路１１０＃においては、スイッチング素子ＳＷ７の一方端が、スイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ２との間の接続ノード（すなわち、送信用電極１２１）に電気的に接続され、他方端が接地電位ＧＮＤに接続されている。スイッチング素子ＳＷ７は制御回路１１４によって駆動され、容量測定回路１５０において超音波トランスデューサの静電容量の測定が行なわれる際に導通状態とされる。
　これによって、ＴＸ－ＣＯＭ間のインピーダンスが短絡されて固定されるため、送信回路のインピーダンスの変動による容量測定値への影響を排除することが可能となる。
　なお、図には示していないが、信号生成回路１１６がフルブリッジ回路で形成される場合には、スイッチング素子ＳＷ７を設けなくとも、図１１と同様に送信側の回路のインピーダンスの影響を排除することが可能である。より具体的には、図４において、スイッチング素子ＳＷ４を導通状態とすることによって、ＴＸ－ＣＯＭ間を短絡することができるので、新たにスイッチング素子ＳＷ７を設ける必要はない。
　以上のように、３端子型の超音波トランスデューサを用い、その受信用電極に検出回路を接続して超音波トランスデューサの静電容量を測定するとともに、静電容量の測定の際に送信用電極を接地することによって、送信回路のインピーダンスの影響を排除することができる。これにより、静電容量の測定精度をさらに向上させることができる。その結果、超音波トランスデューサの温度補償を適切に行なうことができる。
　なお、実施の形態２は、実施の形態１の変形例についても適用することが可能である。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１００，１００Ａ，１００＃　超音波装置、１１０，１１０Ａ，１１０＃　送信回路、１１２　メモリ、１１４　制御回路、１１６，１１６Ａ　信号生成回路、１２０　超音波トランスデューサ、１２１　送信用電極、１２２　受信用電極、１２３　共通電極、１２４　圧電体、１２４Ａ　送信用領域、１２４Ｂ　受信用領域、１３０　増幅器、１４０　受信回路、１５０，１５０Ａ　容量測定回路、１５１　交流信号生成回路、１５２　交流振幅測定回路、１５３　容量算出回路、１５４　交流振幅記憶部、１６０　温度推定回路、ＣＯＭ，ＲＸ，ＴＸ　端子、ＣＲＥＦ　基準容量、ＳＷ１～ＳＷ７，ＳＷ１１～ＳＷ１３　スイッチング素子、ＳＷ１０　受信切換部、Ｖｔｘ，Ｖｔｘ＋，Ｖｔｘ－　電源、Ｚｓ　インピーダンス。

Claims (7)

  1. 　共通電極、送信用電極、および前記送信用電極とは独立した受信用電極を有する３端子型の超音波トランスデューサと、
    　前記送信用電極に駆動信号を出力して前記超音波トランスデューサから超音波を発信させるように構成された送信回路と、
    　前記受信用電極からの受信信号を受信するように構成された受信回路と、
    　前記受信用電極に電気的に接続され、前記超音波トランスデューサの静電容量を測定する容量測定回路とを備える、超音波装置。
  2. 　前記受信用電極を、前記受信回路および前記容量測定回路のいずれか一方と接続するように構成された受信切換部をさらに備える、請求項１に記載の超音波装置。
  3. 　前記容量測定回路による静電容量を測定時に、前記送信用電極を接地するように構成された接地切換部をさらに備える、請求項１または２に記載の超音波装置。
  4. 　前記容量測定回路は、
    　前記超音波トランスデューサの共振周波数とは異なる周波数を有する基準振幅の交流信号を生成するように構成された交流信号生成回路と、
    　前記交流信号生成回路と前記受信用電極との間に接続された基準容量と、
    　前記基準容量と前記受信用電極との間の振幅を測定するように構成された振幅測定回路と、
    　前記振幅測定回路で測定された振幅と前記基準振幅とに基づいて、前記超音波トランスデューサの静電容量を算出するように構成された容量算出回路とを含む、請求項１～３のいずれか１項に記載の超音波装置。
  5. 　前記容量測定回路は、
    　前記交流信号生成回路と前記振幅測定回路とを前記基準容量を介さずに接続する第１状態と、前記交流信号生成回路と前記振幅測定回路とを前記基準容量を介して接続する第２状態とを切換えるように構成された切換装置をさらに含み、
    　前記容量算出回路は、前記第１状態において前記振幅測定回路によって測定された振幅と、前記第２状態において前記振幅測定回路によって測定された振幅とに基づいて、前記超音波トランスデューサの静電容量を測定するように構成される、請求項４に記載の超音波装置。
  6. 　前記切換装置は、
    　前記交流信号生成回路と前記基準容量との間の導通と非導通とを切換えるように構成された第１切換部と、
    　前記受信用電極と前記振幅測定回路との間の導通と非導通をと切換えるように構成された第２切換部と、
    　一方端が前記交流信号生成回路と前記第１切換部との間の第１ノードに接続されるとともに、他方端が前記振幅測定回路と前記第２切換部との間の第２ノードに接続され、前記第１ノードと前記第２ノードとの間の導通と非導通とを切換えるように構成された第３切換部とを含み、
    　前記第１状態においては、前記第１切換部および前記第２切換部が非導通状態とされるとともに、前記第３切換部が導通状態とされ、
    　前記第２状態においては、前記第１切換部および前記第２切換部が導通状態とされるとともに、前記第３切換部が非導通状態とされる、請求項５に記載の超音波装置。
  7. 　算出された前記超音波トランスデューサの静電容量と、予め定められた静電容量および温度の相関とから、前記超音波トランスデューサの温度を推定するように構成された温度推定回路をさらに備える、請求項１～６のいずれか１項に記載の超音波装置。
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