WO2017188664A1 - 디스커버리 신호를 전송하는 방법 및 장치, 그리고 디스커버리 신호를 수신하는 방법 및 장치 - Google Patents

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문성현
김철순
김지형
김민현
이정훈
최은영
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Definitions

  • the present invention relates to a method and apparatus for transmitting and receiving a discovery signal.
  • the wireless communication system supports the frame structure according to the standard.
  • a 3rd generation partnership project (3GPP) long term evolution (LTE) system supports three types of frame structures.
  • the three types of frame structures include a type 1 frame structure applicable to frequency division duplex (FDD), a type 2 frame structure applicable to time division duplex (TDD), and a type 3 frame for transmission of an unlicensed frequency band. Include structure.
  • a transmission time interval means a basic time unit in which an encoded data packet is transmitted through a physical layer signal.
  • the TTI of the LTE system consists of one subframe. That is, the time axis length of a physical RB (resource block) (PRB) pair, which is the minimum unit of resource allocation, is 1 ms.
  • PRB resource block
  • physical signals and channels are also mostly defined in subframe units. For example, a cell-specific reference signal (CRS) is fixedly transmitted in every subframe, a physical downlink control channel (PDCCH), a physical downlink shared hannel (PDSCH), a physical uplink control channel (PUCCH), and a PUSCH (physical) uplink shared channel) may be transmitted for each subframe.
  • the primary synchronization signal (PSS) and the secondary synchronization signal (SSS) exist in every fifth subframe
  • PBCH physical broadcast channel
  • An object of the present invention is to provide a method and apparatus for transmitting and receiving a signal for a heterogeneous frame structure based on a plurality of numerologies in a wireless communication system.
  • a transmission method of a base station includes: generating a first discovery signal block including a first primary synchronization signal (PSS) and a first secondary synchronization signal (SSS); Generating a second discovery signal block comprising a second PSS and a second SSS; And transmitting the first discovery signal block and the second discovery signal block.
  • PSS primary synchronization signal
  • SSS secondary synchronization signal
  • the time and frequency distance between the resource for the first PSS and the resource for the first SSS may be equal to the time and frequency distance between the resource for the second PSS and the resource for the second SSS.
  • the first discovery signal block may further include a first physical broadcast channel (PBCH), and the second discovery signal block may further include a second PBCH.
  • PBCH physical broadcast channel
  • the time and frequency distance between the resource for the first PSS and the resource for the first PBCH may be equal to the time and frequency distance between the resource for the second PSS and the resource for the second PBCH.
  • the generating of the second discovery signal block may include applying time division multiplexing (TDM) between the first discovery signal block and the second discovery signal block.
  • TDM time division multiplexing
  • the time distance between the first discovery signal block and the second discovery signal block may be determined based on a predefined first value.
  • the time distance between the first PRACH block and the second PRACH block for receiving a physical random access channel (PRACH) of the base station may be determined based on a second predefined value.
  • PRACH physical random access channel
  • the first PRACH block and the second PRACH block may exist in a cell search bandwidth which is a bandwidth of subbands occupied by the first discovery signal block and the second discovery signal block.
  • the resource occupied by the first discovery signal block may include consecutive time domain symbols.
  • the first PSS may be ahead of time in the first SSS.
  • the transmission method of the base station may further include determining a time distance between a first PRACH block and a second PRACH block for receiving a physical random access channel (PRACH) of the base station.
  • PRACH physical random access channel
  • the generating of the second discovery signal block may include determining a time distance between the first discovery signal block and the second discovery signal block based on a traffic condition.
  • a transmission method of a base station includes: generating at least one discovery signal block including a primary synchronization signal (PSS) and a secondary synchronization signal (SSS); And allocating some or all of the resources belonging to a predefined resource pool to the at least one discovery signal block for transmission of a discovery signal.
  • PSS primary synchronization signal
  • SSS secondary synchronization signal
  • the at least one discovery signal block may be plural.
  • the transmission method of the base station may further include determining a time distance between the plurality of discovery signal blocks according to a traffic condition.
  • the transmitting method of the base station may include setting a duration and period of a discovery signal measurement window (DMW) to the terminal so that the terminal receives the at least one discovery signal block. It may further include.
  • DW discovery signal measurement window
  • the DMW period may be set, and the DMW length may be set to a value smaller than a predetermined length value for the other terminal.
  • the at least one discovery signal block may be plural.
  • the allocating may include transmitting some of the plurality of discovery signal blocks within the DMW.
  • the transmission method of the base station may further include randomly determining a time distance between a plurality of PRACH blocks for receiving a physical random access channel (PRACH) of the base station.
  • PRACH physical random access channel
  • PRACH physical random access channel
  • PBCH physical broadcast channel
  • the time distance between the plurality of discovery signal blocks may be applied to the same value for each period of discovery signal occsion.
  • a receiving method of a terminal may include determining a discovery signal measurement window (DMW); Monitoring a physical synchronization signal (PSS) in the DMW; And when discovering a plurality of PSSs corresponding to a plurality of discovery signal blocks in the DMW, selecting one of the plurality of PSSs.
  • DMW discovery signal measurement window
  • PSS physical synchronization signal
  • the determining may include determining a duration and period for the DMW based on a predefined length value and a period value when the radio resource control (RRC) is not connected to the base station. It may include.
  • RRC radio resource control
  • the determining may include, when the radio resource control (RRC) is connected to the base station, setting the length and period for the DMW from the base station.
  • RRC radio resource control
  • the DMW period set by the base station may have a value greater than a predefined period value for another terminal that is not RRC connected to the base station.
  • the DMW length set by the base station may have a value smaller than the predefined length value for the other terminal.
  • the receiving method of the terminal may further include monitoring a secondary synchronization signal (SSS) or a physical broadcast channel (PBCH) included in a first discovery signal block corresponding to the selected PSS.
  • SSS secondary synchronization signal
  • PBCH physical broadcast channel
  • the selecting may include selecting a PSS having the best reception performance or satisfying a predefined reception performance condition among the plurality of PSSs.
  • a method and apparatus for transmitting and receiving for a heterogeneous frame structure based on a plurality of numerologies may be provided.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a type 1 frame structure of an LTE system.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a type 2 frame structure of an LTE system.
  • FIG. 3 illustrates a carrier raster and carrier assignment based on method M101 or method M102, in accordance with an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a case where a plurality of numerologies are used in a common frequency band.
  • FIG. 5 illustrates a carrier raster and carrier assignment based on method M112 or method M113 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 illustrates a synchronization signal resource region based on method M201 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a memory of a synchronization signal and a resource region of the synchronization signal based on the method M202 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a memory of a synchronization signal and a resource region of a synchronization signal based on the method M203 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a neuralology of a synchronization signal and a resource region of a synchronization signal based on the method M210 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a numerology of a synchronization signal and a resource region of a synchronization signal for a carrier composed of a plurality of numerologies according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating components of a discovery signal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a resource configuration of a discovery signal occasion based on the method M300 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a resource configuration of a discovery signal occasion based on the method M310 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a case in which TDM is applied between signal blocks in a method M300 or a method M310 according to an embodiment of the present invention.
  • 15 is a diagram illustrating a case in which a discovery signal occasion is transmitted in a discovery signal measurement window according to an embodiment of the present invention.
  • 16 illustrates a discovery signal and a PRACH resource configuration based on the method M310 according to an embodiment of the present invention.
  • 17 is a diagram illustrating a discovery signal and a PRACH resource configuration based on the method M320 and the method M330 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a discovery signal and PRACH resource configuration based on method M321 and method M331 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 is a diagram of a computing device, in accordance with an embodiment of the invention.
  • a component when referred to as being 'connected' or 'connected' to another component, the component may be directly connected to or connected to the other component, but in between It will be understood that may exist.
  • a component when referred to as 'directly connected' or 'directly connected' to another component, it should be understood that there is no other component in between.
  • the term 'comprises' or 'having' is only intended to designate that there is a feature, number, step, operation, component, part, or combination thereof described in the specification, and one or more. It is to be understood that it does not exclude in advance the possibility of the presence or addition of other features, numbers, steps, actions, components, parts or combinations thereof.
  • 'and / or' includes any combination of the plurality of listed items or any of the plurality of listed items.
  • 'A or B' may include 'A', 'B', or 'both A and B'.
  • a terminal includes a mobile terminal, a mobile station, an advanced mobile station, a high reliability mobile station, a subscriber station, It may also refer to a portable subscriber station, an access terminal, a user equipment (UE), or the like, and may refer to a mobile terminal, a mobile station, an advanced mobile station, a high reliability mobile station, a subscriber station, a mobile subscriber station. May include all or part of the functionality of an access terminal, user equipment, and the like.
  • UE user equipment
  • a base station includes an advanced base station, a high reliability base station (HR-BS), a node B (node B, NB), and an advanced node B ( evolved node B, eNodeB, eNB), access point, access point, radio access station, base transceiver station, base station, mobile multihop relay (BSR) -BS, relay serving as a base station station, a high reliability relay station serving as a base station, a repeater, a macro base station, a small base station, and the like, and may be referred to as an advanced base station, HR-BS, NodeB, eNodeB, access point, or wireless access. It may include all or part of the functions of a station, a base transceiver station, an MMR-BS, a repeater, a high reliability repeater, a repeater, a macro base station, a small base station, and the like.
  • HR-BS high reliability base station
  • NB node B
  • eNodeB evolved node B
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a type 1 frame structure of an LTE system.
  • Each subframe has a length of 1 ms, and one subframe consists of two slots having a length of 0.5 ms.
  • One slot consists of seven time domain symbols (e.g., orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) symbols) in the case of a normal cyclic prefix (CP), and six time domain symbols in the case of an extended CP. (E.g., OFDM symbol).
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • the time domain symbol may be an OFDM symbol, a single carrier (SC) -frequency division multiple access (FDMA) symbol, or the like.
  • SC single carrier
  • FDMA frequency division multiple access
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a type 2 frame structure of an LTE system.
  • radio frames, subframes, and slots and their respective lengths are the same as in the case of a type 1 frame structure.
  • one radio frame in a type 2 frame structure includes a downlink (DL) subframe, an uplink (UL) subframe, and a special subframe. It consists of.
  • the special subframe exists between the downlink subframe and the uplink subframe and includes a downlink pilot time slot (DwPTS), a guard period (GP), and an uplink pilot time slot (UpPTS).
  • DwPTS downlink pilot time slot
  • GP guard period
  • UpPTS uplink pilot time slot
  • One radio frame includes two special subframes when the downlink-uplink switching period is 5ms, and one special subframe when the downlink-uplink switching period is 10ms.
  • FIG. 2 illustrates a case in which the downlink-uplink switching period is 5ms and subframes 1 and 6 are special subframes.
  • DwPTS is used for cell search, synchronization, or channel estimation.
  • GP is a period for removing interference generated in the uplink of the base station due to the multi-path delay difference of the terminals.
  • PRACH physical random access channel
  • SRS sounding reference signal
  • the wireless communication system according to the embodiment of the present invention can be applied to various wireless communication networks.
  • the wireless communication system may be applied to a wireless communication network based on current radio access technology (RAT), or a wireless communication network after 5G and 5G.
  • 3GPP is developing a new RAT-based 5G standard that satisfies International Mobile Telecommunications (IMT) -2020 requirements.
  • This new RAT is called NR (new radio).
  • NR-based wireless communication system will be described as an example. However, this is only an example, and the present invention is not limited thereto and may be applied to various wireless communication systems.
  • NR utilizes a wide range of frequency bands to increase transmission capacity.
  • WRC World Radiocommunication Conferences
  • ITU International Telecommunication Union
  • WRC-19 agenda which is a candidate frequency band for the IMT-2020, which covers the 24.25-86 GHz band.
  • candidates include orthogonal frequency division multiplexing (OFDM), filtered OFDM, generalized frequency division multiplexing (GFDM), filter bank multi-carrier (FBMC), and universal filtered multi-carrier (UFMC). It is discussed with technology.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • GFDM generalized frequency division multiplexing
  • FBMC filter bank multi-carrier
  • UFMC universal filtered multi-carrier
  • CP-based OFDM CP-OFDM
  • CP-OFDM CP-based OFDM
  • the category of CP-OFDM technology includes windowed and / or filtered CP-OFDM technology or spread spectrum OFDM technology (eg, DFT-spread OFDM).
  • Table 1 below shows an example of an OFDM system parameter configuration for an NR system.
  • the frequency band of 700 MHz to 100 GHz is divided into three regions (that is, the low frequency band ( ⁇ 6 GHz), the high frequency band (3 to 40 GHz), and the ultra high frequency band (30 to 100 GHz).
  • Different OFDM neuronologies are applied to each frequency band.
  • one of the biggest factors for determining subcarrier spacing of the OFDM system is a carrier frequency offset (CFO) experienced by the receiver.
  • the carrier frequency offset (CFO) is characterized by an increase in proportion to the operating frequency due to the Doppler effect and phase drift. Therefore, in order to prevent performance degradation due to the carrier frequency offset, the subcarrier spacing must increase in proportion to the operating frequency.
  • the subcarrier spacing should be defined as an appropriate value for each frequency band in consideration of channel and radio frequency (RF) characteristics.
  • the subcarrier spacings of SET A, B, and C illustrated in Table 1 are 16.875 kHz, 67.5 kHz, and 270 kHz, respectively, and are approximately proportional to the target operating frequency and are configured to be four times different from each other.
  • the values of the subcarrier spacing used in Table 1 is only an example, the subcarrier spacing can be designed to any number of other values.
  • the existing LTE subcarrier spacing 15 kHz is used as the base neuron, and the subcarrier spacings scaled by an exponential multiplier of 2 (eg, 30 kHz, 60 kHz, 120 kHz, 240 kHz, etc.) Can be used for edge scaling. This is illustrated in Table 2 below (example of OFDM system parameter configuration).
  • Configuring subcarrier spacings to differ by an exponential multiplier of two between the subcarrier spacings of the heterologous numerologies may result in operations between the heterologous numerologies (e.g., carrier aggregation, dual connectivity, or heterogeneous neurologies within one carrier). Multiplexing, etc.).
  • the heterologous numerologies e.g., carrier aggregation, dual connectivity, or heterogeneous neurologies within one carrier). Multiplexing, etc.
  • One neuron may basically be used for one cell (or carrier) and may be used for a particular time-frequency resource within one carrier.
  • Heterologous neurons may be used for different operating frequency bands as illustrated in Table 1, or may be used to support different service types within the same frequency band.
  • SET A in Table 1 is used for enhanced mobile broadband (eMBB) services in the sub-6 GHz band
  • SET B or C in Table 1 is used for ultra-reliable low latency communication (URLLC) services in the sub-6 GHz band.
  • URLLC ultra-reliable low latency communication
  • a numerology having a subcarrier spacing smaller than the subcarrier spacing of the basic neuralology may be used.
  • a subcarrier spacing of the basic neutralizer is 15 kHz
  • a subcarrier spacing of 7.5 kHz or 3.75 kHz may be considered.
  • the terminal In order to discover a cell (or carrier) during an initial cell search, the terminal should be able to detect the synchronization signal of the cell for all candidate frequencies on the carrier raster within the frequency band to which the cell belongs.
  • the synchronization signal may be transmitted based on one of the candidate frequencies. For example, in an LTE system, the spacing between carrier raster scales is 100 kHz, and direct current (DC) subcarriers, which are the centers of subcarriers through which synchronization signals are transmitted, are aligned on a particular carrier raster scale.
  • DC direct current
  • the terminal may derive the center frequency position of the cell (or carrier) from the frequency value of the corresponding carrier raster scale.
  • the terminal since the center frequency of the synchronization signal and the center frequency of the cell (or carrier) coincide, the terminal can acquire the center frequency of the cell (or carrier) without the help of the base station.
  • the carrier raster may mean a set of candidate reference frequencies of a synchronization signal, or may mean a set of candidate center frequencies of a cell (or carrier).
  • the former and the latter can generally be distinguished from each other.
  • the frequency spacing of the carrier raster may be defined as a multiple of the subcarrier spacing. This is called method M100.
  • raster spacing may be determined as a multiple of (multiplication of subcarrier spacing and N). This is called method M101.
  • the spacing of the carrier rasters for the frequency band in which the numerology with subcarrier spacing of 15 kHz is used may be a multiple of 15 kHz, by method M100.
  • the raster interval may be a multiple of 180 kHz or 180 kHz, by method M101.
  • FIG. 3 illustrates a carrier raster and carrier assignment based on method M101 or method M102, in accordance with an embodiment of the present invention.
  • FIGS. 3A and 3B illustrate an example of the method M101 in which the carrier raster interval is equal to the bandwidth occupied by one resource block.
  • two adjacent carriers Carrier 1 and Carrier 2 each have an even number of resource blocks (eg, four), such as RB 0, RB 1, RB 2, and RB.
  • the method M101 may perform carrier allocation so that there is no idle band (or band gap) between the carriers Carrier 1 and Carrier 2. This may be equally or similarly applied even when two adjacent carriers all have an odd number of resource blocks.
  • one carrier 1 has an even number of resource blocks (eg, RB 0 to RB 3) and another carrier 2 adjacent thereto. ) Has an odd number (eg, three) of resource blocks (eg, RB 0 to RB 2), an idle band (or band gap) between carriers Carrier 1 and Carrier 2 may occur.
  • one carrier Carrier 1 has an even number of resource blocks (eg, RB 0 to RB 3) and another carrier adjacent thereto. Even if there are an odd number of resource blocks (e.g., RB 0 to RB 2), there is no idle band (or band gap) between the carriers Carrier 1, Carrier 2, the method M102 Assignment can be performed.
  • center frequency position design is important. If one subcarrier of the center frequency is defined as a direct current (DC) subcarrier and the DC subcarrier is excluded from the configuration of the resource block, like LTE downlink, even if the method M101 or the method M102 is used, it is occupied by the DC subcarrier Due to the frequency bands, idle bands between carriers may occur.
  • the center frequency is defined as the middle of two subcarriers and the resource block is configured using all subcarriers (except the guard band subcarriers), like the LTE uplink, the above-described effects of the method M101 or the method M102 Can be obtained. This may be equally true in the methods described below.
  • one frequency band means a specific frequency range, and the specific frequency range may be wide or narrow.
  • a particular frequency range may be the bandwidth of one carrier, generally one frequency band having a bandwidth of several to several hundred MHz, or a wider area.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a case where a plurality of numerologies are used in a common frequency band. Specifically, FIG. 4 illustrates a case where three heterologous numerologies (Numerology 1, Numerology 2, and Numerology 3) are used within a common frequency band.
  • the subcarrier spacing of NMR 2 is greater than the subcarrier spacing of NMR 1, and that the subcarrier spacing of NMR 3 is greater than the subcarrier spacing of NMR 2.
  • This is represented in FIG. 4 by the length difference of the time axis of the resource grid (the length difference of the OFDM symbol) or the length difference of the frequency axis of the resource grid.
  • the subcarrier spacings of NMR 2 and N may be 30 kHz and 60 kHz, respectively.
  • the plurality of heterologous neurolages may be used for different carriers, respectively, or may be used together in one carrier.
  • FIG. 4 exemplifies a case in which the neuralology 1 and the neuralology 2 coexist in one carrier and the neuralology 3 alone constitutes one carrier.
  • the carrier raster may be defined for each numerology. This is called method M110.
  • the offset of the carrier raster scale can be determined so that the scale of the carrier raster is distinguished for each of the numerology. This is called method M111.
  • the carrier raster of pneumatics 1 may have a 0 kHz offset and a 100 kHz spacing
  • the carrier raster of pneumatics 2 may have a 50 kHz offset and a 200 kHz interval. That is, frequencies of 100 kHz, 200 kHz, 300 kHz, and the like may be the center frequency candidates of the novell 1, and frequencies such as 50 kHz, 250 kHz, and 450 kHz may be the center frequency candidates of the novell 2.
  • the UE searches only candidate center frequencies having a 50 kHz offset and a 200 kHz interval.
  • the terminal may consider that the NMR 2 is applied to all or a part of the cell (or carrier) where the terminal has successfully searched.
  • the scales of the carrier rasters for the numerologies may be defined to have an inclusion relationship with each other. This is called method M112.
  • the carrier raster of pneumatics 1 may have a 0 kHz offset and a 100 kHz spacing
  • the carrier raster of pneumatics 2 may have a 200 kHz interval with a 0 kHz offset.
  • frequencies such as 100 kHz, 300 kHz, 500 kHz, and the like may be the center frequency candidates of the novell 1
  • frequencies such as 200 kHz, 400 kHz, and 600 kHz may be the center frequency candidates of the novell 1 and the novell 2.
  • the method M112 may reduce the number of carrier raster scales that the terminal should search, compared to the method M111.
  • the terminal detects a cell at a frequency of 200 kHz, 400 kHz, 600 kHz, etc., there is a need for a method capable of distinguishing whether a cell detected by the terminal is numerology 1 or numerology 2. . This will be described in detail later in the section on 'synchronous signal design'.
  • the frequency spacing of the carrier raster for the neuterology may be determined to be proportional to the subcarrier spacing of each numerology. This is called method M113.
  • the carrier raster spacing of NMR 2 may be twice the carrier raster spacing of NMR.
  • the method M101 and the method M102 can be used as a method of defining the carrier raster spacing.
  • the method M113 may help to minimize idle bands between carriers in the same band.
  • FIG. 5 illustrates a carrier raster and carrier assignment based on method M112 or method M113 according to an embodiment of the present invention.
  • the subcarrier spacing of NMR 2 is twice the spacing of subcarriers N 1.
  • the carrier raster for numerology 1 (N1) by method M112 comprises a carrier raster for numerology 2 (N2), and the carrier raster spacing for numerology 2 (N2) by method M113 is 2 times the carrier raster spacing for edge 1 (N1).
  • N RE the number of resource elements that one resource block has in the frequency axis
  • carrier 1 has an even number of resource blocks RB0 to RB3 regardless of whether the number of resource blocks of carrier 2 is even (eg, (a) of FIG. 5) or odd (eg, (b) of FIG. 5).
  • Carrier allocation may be performed such that there is no idle band (or guard band) between carriers Carrier1 and Carrier2 in the case of having.
  • method M102 is used instead of method M101, carrier allocation may be performed such that there is no idle band between carriers even if carrier 1 has an odd number of resource blocks. Instead, due to the reduced carrier raster spacing, cell search complexity may increase.
  • one carrier raster may be defined in common for a plurality of numerology.
  • a carrier raster defined on the basis of the numerology having the smallest subcarrier spacing within one frequency band may be used for the plurality of numerologies.
  • the method M120 since the UE may need to perform cell search for a plurality of numerologies for all carrier raster scales, the method M120 may increase the complexity compared to the method M112.
  • the carrier raster may be defined for each frequency band. For example, in the high frequency band, only the neuralology (s) having a relatively large subcarrier spacing may be defined to be used. At this time, the carrier raster for the high frequency band may have a wider interval than the carrier raster for the low frequency band.
  • the UE may have to assume a plurality of numerologies for one carrier raster scale and a corresponding synchronization signal or cell (or carrier) during an initial cell search.
  • the method M200 and the method M210 exist according to the relationship between the neuralology of the synchronization signal and the neuralology of the carrier.
  • the method M200 is a method in which the neutralizer applied to the synchronization signal follows the neutralizer of the carrier to which the synchronization signal belongs.
  • the method M200 since there is no interference between the synchronization signal and the signal in the adjacent frequency domain, the method M200 has an advantage of not needing to additionally set a guard band.
  • the terminal may attempt to detect a synchronization signal for each of the plurality of neuronal candidates.
  • the terminal may regard the neutralizer of the detected synchronization signal as the neutralizer of the carrier to which the detected synchronization signal belongs.
  • the process may be performed through sampling, filtering, and correlator.
  • the filtering may be low-pass filtering when the synchronization signal is arranged symmetrically with respect to the center frequency, like LTE.
  • the correlator may be implemented as an auto-correlator or a self-correlator, a cross-correlator, or the like according to the characteristics of the synchronization signal sequence.
  • sequence of the synchronization signal As the sequence of the synchronization signal, a Zadoff-Chu sequence, a gold sequence, or the like may be used.
  • the sequence of the synchronization signal may be defined for each OFDM symbol, or may be a long sequence that occupies the plurality of OFDM symbols.
  • the method M201 is a method in which the time-frequency resource element configuration of the synchronization signal resource region is the same for the plurality of numerologies. That is, the method M201 is a method in which the resource element mapping of the synchronization signal is the same regardless of the neuralology.
  • FIG. 6 illustrates a synchronization signal resource region based on method M201 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 illustrates a case in which the method M201 is applied to two different numerologies (Numerology 1 and Numerology 2).
  • the sequence length of the synchronization signal is 6 and the subcarrier spacing of NMR 2 is greater than the subcarrier spacing of NMR.
  • the resource region of the synchronization signal occupies one resource element (ie one OFDM symbol) on the time axis and six consecutive resource elements on the frequency axis. Occupies.
  • F BW, 1 represents a bandwidth occupied by the synchronization signal to which Neutralization 1 is applied
  • F BW, 2 represents a bandwidth occupied by the synchronization signal to which Neutralization 2 is applied.
  • F BW, 2 is greater than F BW, 1 .
  • the UE may need to apply different sampling, different filtering, and / or different correlators for each neuralology, the complexity and delay time for initial cell search of the UE may increase. have.
  • the carrier subcarrier spacing is large, the bandwidth used for initial cell search becomes wider, and thus, a required sampling rate may increase. For example, when the subcarrier spacing of the carrier is 60 kHz, a sampling rate four times higher than that when the subcarrier spacing is 15 kHz may be required.
  • the method M201 since the interval in which the synchronization signal is transmitted is shorter as the subcarrier interval is larger, the method M201 may be advantageous for beam sweeping-based transmission in the high frequency band.
  • the resource region of the synchronization signal basically means a set of resource elements to which the synchronization signal is mapped.
  • guard bands may be inserted at both ends of a bandwidth of the synchronization signal.
  • the resource region of the synchronization signal may mean an area including both a resource region to which the synchronization signal is mapped and a guard band.
  • Method M202 is a method of defining a bandwidth such that the bandwidth occupied by the synchronization signal resource region is the same or similar regardless of the neuralology.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a memory of a synchronization signal and a resource region of the synchronization signal based on the method M202 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 illustrates a case in which the method M202 is applied to two different numerologies (Numerology 1 and Numerology 2).
  • the subcarrier spacing 2 * K for pneumonia 2 is twice the subcarrier spacing K for pneumonia 1. That is, in FIG. 7, it is assumed that the OFDM symbol length L for numerology 1 is twice the OFDM symbol length L / 2 for numerology 2.
  • the number of resource elements constituting the resource region of the synchronization signal is eight in the case of pneumatics 1 and 12 in the case of pneumonia 2.
  • the resource region of the synchronization signal includes eight resource elements on the frequency axis and one resource element on the time axis in the case of NMR, and four resources on the frequency axis in the case of NMR. It contains three resource elements on the element and time axis.
  • method M202 can transmit a synchronization signal with a narrow bandwidth irrespective of the subcarrier spacing of the neutral.
  • the number of OFDM symbols occupied by the synchronization signal resource region may be different for each neuron. Therefore, a sequence design considering this and a coexistence design with other signals and other channels considering the same are required.
  • the bandwidths of the synchronization signal resource region are similar regardless of the numerologies, so that the bandwidths are sufficiently similar for the UE to apply common filtering to the plurality of numerologies (eg, within several subcarrier differences). May mean.
  • method M203 a method of performing mapping such that not only the bandwidth of the synchronization signal resource region but also the length of the time interval is the same or similar regardless of the neuralology may be considered. This is called method M203.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a memory of a synchronization signal and a resource region of a synchronization signal based on the method M203 according to an embodiment of the present invention.
  • the subcarrier spacing (2 * K) for NMR 2 is twice the subcarrier spacing (K) for NMR. That is, in FIG. 8, it is assumed that the OFDM symbol length L for numerology 1 is twice the OFDM symbol length L / 2 for numerology 2.
  • the resource region of the synchronization signal includes eight resource elements on the frequency axis and one resource element on the time axis in the case of numerology 1, and four resources on the frequency axis in the case of numerology 2 Include two resource elements on the element and time axis. That is, the bandwidth F BW, 1 occupied by the synchronization signal resource region for pneumatics 1 and the bandwidth F BW, 2 occupied by the synchronization signal resource region for pneumatics 2 are the same, The time interval length T occupied by the synchronization signal resource region for the roller paper 1 and the time interval length T occupied by the synchronization signal resource region for the neutralizer 2 are the same.
  • the frequency resource region as well as the frequency bandwidth of the synchronization signal resource region may be the same for the plurality of numerologies.
  • the sync signal may occupy either F BW, 1 Hz or F BW, 2 Hz at the center of the system bandwidth, regardless of the neuralology.
  • the method M210 is a fixed method in which the numerology applied to the synchronization signal is fixed regardless of the numerology of the carrier to which the synchronization signal belongs.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a neuralology of a synchronization signal and a resource region of a synchronization signal based on the method M210 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 illustrates a case in which the synchronization signal of the carrier to which numerolol 1 is applied and the synchronization signal of the carrier to which numerol 2 is applied follow numerology 1.
  • the resource region for the synchronization signal includes eight resource elements on the frequency axis and one resource element on the time axis.
  • the bandwidth F and the time interval length T occupied by the synchronization signal resource region for NMR are the bandwidth F and the time interval occupied by the synchronization signal resource region for NMR 2. It is equal to the length T.
  • the subcarrier spacing (2 * K) for NMR 2 is twice the subcarrier spacing (K) for NMR. That is, in FIG. 9, it is assumed that the OFDM symbol length L for numerology 1 is twice the OFDM symbol length L / 2 for numerology 2.
  • Method M210 can be applied within a specific frequency range.
  • the method M210 may predetermine the neuron for the synchronization signal to one of the allowed neurons within a specific frequency range. For example, in a frequency band of 6 GHz or less, the synchronization signal may always be transmitted along a numerology having a subcarrier spacing of 15 kHz.
  • the terminal may search for a synchronization signal through a single neural mechanism in an initial cell search process.
  • the terminal may acquire, explicitly or implicitly, the neuronology of the carrier by receiving the synchronization signal.
  • the terminal may acquire the carrier's neutralizer through a signal or channel (eg, PBCH) that the terminal receives after the synchronization signal.
  • PBCH signal or channel
  • the signal or channel received by the terminal after the synchronization signal follows the same neurology as that of the synchronization signal.
  • additional guard bands may have to be inserted at both ends of the bandwidth of the synchronization signal.
  • the plurality of neurons may be multiplexed through time division multiplexing (TDM) or multiplexed through frequency division multiplexing (FDM) as shown in the embodiment of FIG. 4.
  • TDM time division multiplexing
  • FDM frequency division multiplexing
  • a method in which a plurality of numerologies share one sync signal hereinafter, 'method M220'
  • 'method M230' a method in which a sync signal is transmitted for each numerology
  • the neurology of the synchronization signal may follow one of the plurality of neurology in the carrier. This is called method M221.
  • the method M221 will be described with reference to FIG. 10.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a numerology of a synchronization signal and a resource region of a synchronization signal for a carrier composed of a plurality of numerologies according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 illustrates a case in which two numerologies (Numerology 1 and Numerology 2) constitute one carrier.
  • a synchronization signal resource region may be defined within a resource region to which the same numerology as that of the synchronization signal (eg, Numerology 1) is applied.
  • FIG. 10 illustrates a case where a resource region for a synchronization signal includes six resource elements on the frequency axis and one resource element on the time axis.
  • the neuralology of the synchronization signal may be used as the base neuronology in one carrier. That is, the terminal accessing the carrier may receive a signal using the basic neuronology within a specific time-frequency resource region until it is separately set.
  • the synchronization signal may be defined at the center of the carrier bandwidth (eg, to be symmetric with respect to the center frequency).
  • the terminal may assume at least the same numerology as that of the synchronizing signal with respect to the central bandwidth occupied by the synchronizing signal.
  • the above-described method e.g., method M201, method M202, method M203, etc.
  • the above-described method e.g., method M201, method M202, method M203, etc.
  • the neuralology of the synchronizing signal may follow a predetermined neuralology irrespective of the neural loads of the carrier. This is called method M222.
  • the neutralizer of each synchronization signal may follow the neuralology of the resource region in which the synchronization signal is defined. This is called method M231. It can be seen that method M231 is applied to method M200 in one carrier.
  • the configuration of the synchronization signal resource region may follow the above-described method (eg, method M201, method M202, method M203, etc.).
  • the neuralology of all the synchronization signals in one carrier may follow one of the plurality of neuralologies constituting the carrier. This is called method M232.
  • the neuralology of all synchronization signals in one carrier may follow a predetermined neuralology, regardless of the carrier's neuralology. This is called method M233.
  • the capability of the terminal may be considered.
  • the method M220 may be used. Terminals supporting eMBB and URLLC may correspond to this. In this case, the terminal may use different numerologies for synchronization signal reception and data reception.
  • the method M230 may be used for a terminal that does not have the ability to receive a plurality of neuronals. This may correspond to a low cost terminal supporting only a specific neuron roller for mMTC transmission. In this case, the terminal uses the same numerology for synchronization signal reception and data reception.
  • Method M220 and method M230 may be mixed and used in one carrier.
  • the transmission time point and the period of the synchronization signal may be the same for the plurality of numerologies.
  • the heterogeneous frame structure having different numerologies may have different lengths or sets of subframe numbers of the subframes, and thus the transmission time and period of the synchronization signal may be expressed by different equations for each frame structure.
  • the initial cell search complexity of the terminal may be reduced.
  • another signal may be mapped to the resource region of the synchronization signal. That is, in the sync signal resource region, signals (or channels) other than the sync signal may coexist. For example, in the case where the synchronization signal is mapped to discrete resource elements on the frequency axis, the resource elements to which the synchronization signal is not mapped may be used for transmission of another signal (or other channel).
  • the above-described synchronization signal may be limited to the purpose of searching for the center frequency of the cell (or carrier) in the initial cell search process of the terminal. In this case, in the frequency domain that does not support standalone operation of the cell (or carrier), the synchronization signal may not exist. Alternatively, when a cell (or carrier) operates only as a secondary cell, the sync signal may not exist.
  • the above-described sync signal may be used not only for searching for the center frequency but also for synchronizing acquisition, sync tracking, and / or cell ID acquisition of the UE.
  • the above-described sync signal may also be used as a pilot for channel estimation (or data decoding).
  • the synchronization signal when used not only for the center frequency search but also for other purposes, the synchronization signal may be composed of a plurality of synchronization signals.
  • the synchronization signal may be composed of a first synchronization signal and a second synchronization signal.
  • the above-described method eg, methods M200 to M210
  • the above-described method may be applied only to some synchronization signals (eg, the first synchronization signal).
  • the above-described method eg, methods M200 to M210
  • the synchronization signal resource region defined for the above-described methods eg, methods M200 to M210
  • the operation of the high frequency band and the operation of the low frequency band may be different.
  • transmit beamforming and / or receive beamforming may be applied.
  • beamforming may be applied to a common signal and a control channel as well as a data channel.
  • a signal is transmitted or received many times through a plurality of different directional beams to cover the entire coverage of a cell or sector. It may have to be.
  • the beamforming signal is transmitted several times through different resources on the time axis, called beam sweeping.
  • the entire coverage of the cell or sector may be covered even if the common signal and the control channel are transmitted only once.
  • the initial connection procedure of the NR must be able to support all of the different beam operations.
  • a downlink discovery signal and an uplink PRACH may be used.
  • the discovery signal is a downlink signal for cell search, system information acquisition, beam acquisition and tracking, etc. of the UE, and may be periodically transmitted to the UE.
  • Discovery signal occsion may be defined.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating components of a discovery signal according to an embodiment of the present invention.
  • the discovery signal occasion may be composed of a synchronization signal and a PBCH, as illustrated in FIG. 11A.
  • the synchronization signal is used for time-frequency synchronization, cell ID acquisition, and the like, and the PBCH may be used to transmit system information (SI) necessary for initial access.
  • SI system information
  • a cell (or base station) that does not support initial access may not transmit a PBCH. That is, the discovery signal occasion may not include the PBCH.
  • the synchronization signal may be composed of a plurality of synchronization signals.
  • the synchronization signal may include a primary synchronization signal PSS and a secondary synchronization signal SSS.
  • the discovery signal occasion may be composed of a synchronization signal, a PBCH, and a beam reference signal (BRS), as illustrated in FIG. 11B or 11C.
  • a synchronization signal a PBCH
  • BRS beam reference signal
  • the BRS may be used for beam or beam ID acquisition, radio resource management (RRM) measurement, and / or channel estimation for PBCH decoding.
  • TDM may be applied between the PBCH and the BRS.
  • the PBCH and the BRS may coexist in a common region.
  • the discovery signal occasion may include a reference signal for measuring and reporting channel state information (CSI), that is, a reference signal (CSI-RS).
  • CSI-RS channel state information
  • the discovery signal occasion may include a separate reference signal for beam tracking.
  • the CSI-RS and / or beam tracking reference signal may be configured UE-specifically.
  • the transmission period and offset of the discovery signal occasion may be a predefined fixed value.
  • each of the element signals included in the discovery signal occasion may use M resources.
  • M resources for each element signal have the same bandwidth and the same time axis length (e.g., the number of OFDM symbols).
  • beam sweeping may be applied to each of a synchronization signal, a PBCH, and / or a BRS through a plurality of resources.
  • a single beam may be transmitted or a plurality of beams may be transmitted through spatial division multiplexing (SDM) on the same resource.
  • SDM spatial division multiplexing
  • the discovery signal occasion may consist of a plurality of signal blocks.
  • the resources occupied by one signal block are contiguous on the time-frequency axis. That is, a resource occupied by one signal block may include time domain symbols consecutive on the time axis.
  • the method M300 and the method M310 may be considered according to the element signal constituting the signal blocks.
  • the method M300 is a method in which the discovery signal occasion is composed of heterogeneous signal blocks. That is, the discovery signal occasion may be composed of sync signal block (s) and PBCH blocks. At this time, when the BRS exists for decoding the PBCH, the BRS may be included in the PBCH block.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a resource configuration of a discovery signal occasion based on the method M300 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 illustrates a case where the discovery signal occasion is composed of three heterogeneous signal blocks (first signal block, second signal block, and third signal block).
  • the first signal block is a PSS block and includes M PSS resources distinguished through TDM.
  • the second signal block is an SSS block and includes M SSS resources separated through TDM.
  • the third signal block is a PBCH block and includes M PBCH resources and / or M BRS resources separated through TDM.
  • the discovery signal occasion may be composed of two heterogeneous signal blocks (a first signal block and a second signal block).
  • the first signal block is a PSS and SSS block, and includes M PSS resources and M SSS resources divided through TDM.
  • the second signal block is a PBCH block and includes M PBCH resources and / or M BRS resources separated through TDM.
  • the PSS resource and the SSS resource in the first signal block are ⁇ PSS # 0, SSS # 0, PSS # 1, SSS # 1, ..., PSS # (M-1), SSS # (M- 1) ⁇ can be arranged crosswise on the time axis.
  • Method M310 is a method in which the discovery signal occasions are composed of homogeneous signal block (s), that is, discovery signal block (s). The method M310 will be described with reference to FIG. 13.
  • 13 is a diagram illustrating a resource configuration of a discovery signal occasion based on the method M310 according to an embodiment of the present invention.
  • 13 to 18, DS means a discovery signal.
  • the discovery signal occasion is composed of M discovery signal block (s), and one discovery signal block includes one synchronization signal resource, one PBCH resource, and / or one BRS resource.
  • FIG. 13 illustrates a case in which a synchronization signal is composed of a PSS and an SSS, and TDM is applied between a PSS resource, an SSS resource, and a PBCH resource in each discovery signal block.
  • One sync signal resource included in one discovery signal block is divided into a PSS resource and an SSS resource.
  • the terminal When the terminal receives the PSS first and then the SSS next, it is advantageous that the PSS is transmitted in time before the SSS within one discovery signal block.
  • TDM and / or FDM may be applied between signal blocks.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a case in which TDM is applied between signal blocks in a method M300 or a method M310 according to an embodiment of the present invention.
  • TDM may be applied between signal blocks. This case is illustrated in Figs. 14A, 14B, and 14C.
  • both TDM and FDM may be applied between signal blocks.
  • FIG. 14 (a) and 14 (b) show an embodiment of the method M300, and FIG. 14 (c) shows an embodiment of the method M310.
  • a time distance between a PSS block (including M PSS resources) and an SSS block (including M SSS resources) is T B, 0
  • an SSS block and a PBCH block is T B, 1 .
  • a time distance between a PSS / SSS block (including M PSS resources and M SSS resources) and a PBCH block (including M PBCH resources and / or M BRS resources) is T B.
  • each discovery signal block includes one synchronization signal resource (PSS resource, SSS resource), one PBCH resource, and / or one BRS resource.
  • the bandwidth (s) of the subbands occupied by one discovery signal occasion may all be the same. This bandwidth is called cell search bandwidth.
  • the sync signal bandwidth including the guard band may be equal to the PBCH bandwidth.
  • the method M310 has several advantages over the method M300.
  • the PSS / SSS may be helpful in decoding the PBCH or BRS-based RRM when the antenna port of the PSS / SSS and the antenna port of the PBCH are the same. have.
  • the method M300 requires beam sweeping for each signal block, so that fast beamforming change is required.
  • the method M310 can change beamforming only between discovery signal blocks and apply the same or similar beams within the discovery signal block, so beamforming changes can occur less frequently.
  • the relative distance between the m th PSS resource, the m th SSS resource, and the m th PBCH resource may vary according to the beamforming mode, that is, the M value. have.
  • m is a resource index and is an integer of 0 or more (M-1) or less. Therefore, after the terminal receives the PSS, it may be necessary to receive the resource location information of the SSS or PBCH from the base station in order to receive the SSS or PBCH. For example, the terminal may need to acquire M value through PSS reception in order to know the resource location of the SSS or PBCH.
  • the relative distance (e.g., time axis distance and frequency axis distance) between the m th PSS resource, the m th SSS resource, and the m th PBCH resource is constant regardless of the M value.
  • the frequency axis distance between resources means a relative distance between frequency domains occupied by the resources. This may be applied even when the frequency domains overlap each other on the frequency axis.
  • the time and frequency distance between the PSS (or PSS resource) and the SSS (or SSS resource) included in the m-th discovery signal block generated by the base station is the (m + 1) th discovery signal block generated by the base station.
  • the time axis distance between the PSS resource and the SSS resource included in the mth discovery signal block is equal to the time axis distance between the PSS resource and the SSS resource included in the (m + 1) th discovery signal block and is included in the mth discovery signal block.
  • the frequency axis distance between the included PSS resource and the SSS resource is equal to the frequency axis distance between the PSS resource and the SSS resource included in the (m + 1) th discovery signal block.
  • the time and frequency distance between the SSS (or SSS resource) included in the m-th discovery signal block and the PBCH (or PBCH resource) are equal to the SSS (or SSS resource) and PBCH (included in the (m + 1) th discovery signal block. Or PBCH resources).
  • the time and frequency distance between the PSS (or PSS resource) included in the mth discovery signal block and the PBCH (or PBCH resource) are equal to the PSS (or PSS resource) and PBCH (included in the (m + 1) th discovery signal block. Or PBCH resources).
  • the terminal may receive the SSS or the PBCH at a predetermined position in the discovery signal block (eg, the m-th discovery signal block) including the PSS resource (eg, the m-th PSS resource) from which the PSS is detected.
  • the terminal does not need to know the resources of all the signal blocks constituting the discovery signal occasion, it is enough to assume that the terminal transmits one discovery signal block including the PSS resources detected PSS.
  • the UE does not need to know the beamforming mode, that is, the M value, in the process of receiving a discovery signal for initial cell search.
  • the terminal may assume (or determine) a discovery signal measurement window (DMW) to receive a discovery signal occasion.
  • DW discovery signal measurement window
  • 15 is a diagram illustrating a case in which a discovery signal occasion is transmitted in a discovery signal measurement window according to an embodiment of the present invention.
  • the terminal may monitor, discover, and measure the discovery signal within the discovery signal measurement window.
  • the terminal may monitor the PSS in the discovery signal measurement window.
  • the terminal may discover one or several PSS beams transmitted from the same cell.
  • the terminal finds one or more PSS (s) corresponding to one or more discovery signal block (s) in the discovery signal measurement window, one of the one or more PSS (s) may be selected.
  • the UE monitors the entire time interval of the discovery signal measurement window, and then the PSS beam (or PSS beam having the best reception performance among the found PSS beam (s)).
  • the PSS resource corresponding to the method hereinafter, referred to as a 'first selection method'
  • the terminal performs monitoring until it finds one PSS beam (or PSS resource corresponding to the PSS beam) that satisfies a predetermined reception performance condition.
  • 'second selection method' may be used.
  • the first selection method provides higher reception performance than the second selection method, but may increase the discovery signal reception complexity of the terminal.
  • the UE may further include a discovery signal block (eg, the mth discovery signal) corresponding to the PSS selected by the first selection method or the second selection method (eg, PSS having the best reception performance or satisfying a predefined reception performance condition).
  • a discovery signal block eg, the mth discovery signal
  • the PSS selected by the first selection method or the second selection method eg, PSS having the best reception performance or satisfying a predefined reception performance condition.
  • the SSS or PBCH can be monitored.
  • FIG. 15 illustrates a case where the discovery signal measurement window is continuously set on the time-frequency axis within one DMW period.
  • the discovery signal measurement window may be discontinuous on the time or frequency axis. That is, a plurality of resource blocks may configure the discovery signal measurement window on a time axis or a frequency axis within one discovery signal measurement window period.
  • each resource block means a set of consecutive resources on the time axis and the frequency axis, and the resource blocks may be discontinuous on the time axis and / or the frequency axis.
  • the UE that is not connected to RRC may assume discovery signal measurement window information (eg, DMW length and DMW period) as a predetermined value. That is, a terminal not connected to the base station RRC may determine a duration and a period for the discovery signal measurement window based on a predefined length value and a period value.
  • the discovery signal measurement window period for the terminal attempting initial access may be defined as 5 ms, as in LTE, and the discovery signal measurement window length for the terminal may be defined as a fixed value of 5 ms or less.
  • the terminal not connected to the RRC may monitor the discovery signal in the entire time domain.
  • an RRC connected terminal may receive discovery signal measurement window information (eg, DMW length and DMW period) from the base station.
  • discovery signal measurement window information eg, DMW length and DMW period
  • the discovery signal measurement window period may be set longer than a value assumed by the UE not connected to the RRC, and the discovery signal measurement window length is assumed by the UE not connected to the RRC. Can be set shorter than the value.
  • the period and length of the discovery signal measurement window may be set to 40 ms and 2 ms, respectively.
  • the base station may set the DMW period for the terminal that is RRC-connected to the base station to a value greater than a predefined period value for the terminal that is not RRC-connected to the base station.
  • the base station may set the DMW length for the terminal that is RRC connected to the base station to a value smaller than the predefined length value for the terminal that is not RRC connected to the base station.
  • the RRC-connected UE may not perform discovery signal measurement when the discovery signal measurement window information (eg, DMW length and DMW period) is not set by the base station. That is, discovery signal measurement window information (eg, DMW length and DMW period) may be set in the terminal only when the discovery signal measurement of the terminal is required. Alternatively, in this case, the RRC connected terminal may assume discovery signal measurement window information (eg, DMW length and DMW period) to a value equal to a value assumed by the terminal not connected to the RRC.
  • discovery signal measurement window information eg, DMW length and DMW period
  • Discovery signal measurement window information (eg, DMW length and DMW period) may be signaled UE-specifically.
  • FIG. 15 illustrates a case in which all signals (for example, M discovery signal blocks) constituting the discovery signal occasion are transmitted by the base station within the discovery signal measurement window.
  • all signals for example, M discovery signal blocks
  • a part e.g. one or a plurality of discovery signal blocks
  • no signal constituting the discovery signal occasion may be transmitted.
  • a resource pool (hereinafter, referred to as a 'discovery signal resource pool') for transmitting a discovery signal occasion may be defined. That is, the discovery signal occasion may be transmitted in a predefined discovery signal resource pool.
  • the period of the discovery signal occasion is not defined separately, but instead the period of the discovery signal resource pool may be defined.
  • the base station may allocate some or all of the resources belonging to the predefined discovery signal resource pool to the at least one discovery signal block for transmission of the discovery signal.
  • FIG. 15 illustrates a case in which the base station allocates some of the resources belonging to the discovery signal resource pool to M discovery signal blocks constituting the discovery signal occasion.
  • the area of the discovery signal resource pool coincides with the area of the discovery signal measurement window.
  • the area of the discovery signal resource pool and the area of the discovery signal measurement window may not coincide.
  • the PRACH may be used for random access of the terminal or terminal discovery of the base station, as in LTE.
  • the terminal may transmit a preamble or an encoded signal through the PRACH. Specifically, an operation related to a PRACH resource configuration method for the case where the method M310 is used will be described. To this end, a PRACH occasion may be defined.
  • the resources occupied by one PRACH block are contiguous on the time-frequency axis.
  • 16 illustrates a discovery signal and a PRACH resource configuration based on the method M310 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 illustrates an example of resource configuration of a PRACH occasion in which M discovery signal blocks and M PRACH blocks for receiving a PRACH of a base station exist within one cell search bandwidth.
  • T S, m denotes the mth discovery signal block and the (m + 1) th discovery signal block.
  • T R, m (e.g., T R, 0 , T R, 1 , ..., T R, ( M-2) ) is the mth PRACH block and the (m + 1) th PRACH Represents the time-axis distance between blocks, where T G, m (e.g., T G, 0 , T G, 1 , ..., T G, ( M-1) ) is between the mth discovery signal block and the mth PRACH block Indicates the time axis distance.
  • T G, m e.g., T G, 0 , T G, 1 , ..., T G, ( M-1)
  • T G, M-1 is between the mth discovery signal block and the mth PRACH block
  • the embodiment of FIG. 16 is just one example, and a case in which signal blocks are mapped to different frequency resources may also be considered.
  • the base station attempts to receive the PRACH in all M PRACH blocks.
  • the base station may derive the reception beam for the m th PRACH block of the M PRACH blocks based on the transmission beam for the m th discovery signal block of the M discovery signal blocks.
  • the transmission beam and the reception beam may be the same or similar.
  • the UE transmits the preamble in the m-th PRACH block when the synchronization signal and / or the BRS detection is successful in the m-th discovery signal block.
  • This terminal operation is referred to as method M311. If the terminal also performs beamforming, similarly to the base station, the transmission beam of the m th PRACH block may be derived based on the reception beam of the m th discovery signal block. According to the method M310 and the method M311, the terminal needs to know only the resource position of the m th PRACH block among the M PRACH blocks.
  • the resource location of the m th PRACH block may be represented by a time offset and a frequency offset from the resource of the m th discovery signal block.
  • the resource position of the m th PRACH block is time offset T G, m It can be expressed only.
  • the T G value may be predefined in the specification and may be transmitted to the terminal by a discovery signal.
  • the T G, m value may be transmitted to the terminal by the m-th discovery signal block.
  • the method M321 has a burden of notifying the UE of resource configuration information of the PRACH block, but has higher flexibility in resource configuration than the method M320.
  • the above-described methods may be similarly applied to the frequency offset.
  • the time distance between the m th discovery signal block and the (m + 1) th discovery signal block is determined based on a predefined T S value, and the time distance between the m th PRACH block and the (m + 1) th PRACH block is predefined. Is determined based on the calculated T R value.
  • 17 is a diagram illustrating a discovery signal and a PRACH resource configuration based on the method M320 and the method M330 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 illustrates an example of the method M320 in which the time offsets ⁇ T G, m ⁇ are identical between the discovery signal block and the PRACH block. That is, the time axis distance between the mth discovery signal block and the mth PRACH block is T G.
  • the time resource length of each discovery signal block and the time resource length of each PRACH block may be designed to be equal to T B.
  • ⁇ T S, m ⁇ and ⁇ T R, m ⁇ are not defined in the standard, and the base station may arbitrarily determine the ⁇ T S, m ⁇ and ⁇ T R, m ⁇ values.
  • This is called method M331.
  • the base station may determine a time distance between the m th discovery signal block and the (m + 1) th discovery signal block based on the traffic situation. Through this, the base station can dynamically adjust the DL interval and the UL interval.
  • the base station may also arbitrarily determine the time distance between the m th PRACH block and the (m + 1) th PRACH block.
  • the time distance between the mth discovery signal block and the (m + 1) th discovery signal block may be generally expressed as an integer number of OFDM symbols. Or, assuming the number of OFDM symbols N DS la constituting a discovery signal block, the distance between the m-th time and the discovery signal block (m + 1) th block discovery signal may baeil integer N DS.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a discovery signal and PRACH resource configuration based on method M321 and method M331 according to an embodiment of the present invention.
  • ⁇ T S, m ⁇ has different values depending on m
  • ⁇ T R, m ⁇ is 0 for all m. That is, the time axis distance between the m th discovery signal block and the (m + 1) th discovery signal block has a different value depending on m. The time axis distance between the m th PRACH block and the (m + 1) th PRACH block is zero regardless of m.
  • FIG. 18 illustrates an example of the method M321 in which ⁇ T G, m ⁇ may have different values according to m. That is, the time axis distance between the m-th discovery signal block and the m-th PRACH block has a different value depending on m.
  • the base station has a degree of freedom in resource setting of the discovery signal block and resource setting of the PRACH block, thereby enabling flexible operation of all resources.
  • a traffic situation eg, DL subframe-> UL subframe-> special subframe-> special sub
  • the base station can efficiently manage resources by distributing the discovery signal block and the PRACH block in appropriate locations within one period.
  • the method M331 is also advantageous over the method M330 in terms of forward compatibility.
  • ⁇ T G, m ⁇ , ⁇ T S, m ⁇ , and / or ⁇ T R, m ⁇ may have a fixed value for every period of discovery signal occasions, or may have a different value for each period.
  • the RRM measurement accuracy of the UE may be degraded.
  • the base station can determine the parameters (eg, T G, m , T S, m , T R, m Even in the case of arbitrarily determining, etc., the base station may change the resource location for each period may be limited.
  • the parameter (eg, T G, m , T S, m , T R, m, etc.) may have the same value for each period of the discovery signal occasion. That is, the parameters (eg, T G, m , T S, m , T R, m, etc.) may be applied to the same value for each period of the discovery signal occasion.
  • a plurality of PRACH formats may be used to satisfy various uplink coverage requirements.
  • the plurality of PRACH formats used in LTE have the same bandwidth, but have different time axis resource lengths depending on whether the neuralology or preamble sequence is repeated.
  • a short random access preamble may be required.
  • the probability of occurrence of an access collision in each PRACH resource is further reduced.
  • a long random access preamble or repeated transmission may be required.
  • the base station can transmit the PRACH format to the terminal through a discovery signal. This is called method M340.
  • the UE may generate a random access preamble according to the PRACH format obtained through the discovery signal reception, and transmit the random access preamble on the PRACH resource.
  • the PRACH format or PRACH resource configuration information is system information and may be transmitted through a PBCH rather than a synchronization signal or a BRS.
  • the base station may transmit at least one of the plurality of PRACH formats to the terminal through a PBCH included in the discovery signal block.
  • the above-described discovery signal, PRACH resource configuration method, and initial access procedures can always be applied to any neuron.
  • the plurality of numerologies can share the common discovery signal and the PRACH.
  • the method M221 or the method M222 may be applied to the neuronology of the discovery signal.
  • the discovery signal and the PRACH may be defined for each neuron in one carrier.
  • the method M231, the method M232, or the method M233 may be applied to the neuronology of the discovery signal.
  • the numerology of the PRACH may be the same as that of the discovery signal, or a separate numerology may be used for the PRACH.
  • the computing device TN100 of FIG. 19 may be a base station or a terminal described herein.
  • the computing device TN100 of FIG. 19 may be a wireless device, a communication node, a transmitter, or a receiver.
  • the computing device TN100 may include at least one processor TN110, a transceiver TN120 connected to a network to perform communication, and a memory TN130.
  • the computing device TN100 may further include a storage device TN140, an input interface device TN150, an output interface device TN160, and the like. Components included in the computing device TN100 may be connected by a bus TN170 to communicate with each other.
  • the processor TN110 may execute a program command stored in at least one of the memory TN130 and the storage device TN140.
  • the processor TN110 may refer to a central processing unit (CPU), a graphics processing unit (GPU), or a dedicated processor on which methods according to an embodiment of the present invention are performed.
  • Processor TN110 may be configured to implement the procedures, functions, and methods described in connection with embodiments of the present invention.
  • the processor TN110 may control each component of the computing device TN100.
  • Each of the memory TN130 and the storage device TN140 may store various information related to an operation of the processor TN110.
  • Each of the memory TN130 and the storage device TN140 may be configured of at least one of a volatile storage medium and a nonvolatile storage medium.
  • the memory TN130 may be configured as at least one of a read only memory (ROM) and a random access memory (RAM).
  • the transceiver TN120 may transmit or receive a wired signal or a wireless signal.
  • the computing device TN100 may have a single antenna or multiple antennas.
  • the embodiment of the present invention is not implemented only through the apparatus and / or method described so far, but may be implemented through a program that realizes a function corresponding to the configuration of the embodiment of the present invention or a recording medium on which the program is recorded.
  • Such implementations can be readily implemented by those skilled in the art from the description of the above-described embodiments.

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Abstract

기지국의 전송 방법이 제공된다. 상기 기지국은, 제1 PSS(primary synchronization signal)와 제1 SSS(secondary synchronization signal)를 포함하는 제1 디스커버리 신호 블록을 생성한다. 상기 기지국은, 제2 PSS와 제2 SSS를 포함하는 제2 디스커버리 신호 블록을 생성한다. 그리고 상기 기지국은, 상기 제1 디스커버리 신호 블록 및 상기 제2 디스커버리 신호 블록을 전송한다.

Description

디스커버리 신호를 전송하는 방법 및 장치, 그리고 디스커버리 신호를 수신하는 방법 및 장치
본 발명은 디스커버리 신호를 송수신하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
무선 통신 시스템은 규격에 따른 프레임 구조를 지원한다. 예를 들어, 3GPP(3rd generation partnership project) LTE(long term evolution) 시스템은 세 가지 타입의 프레임 구조를 지원한다. 세 가지 타입의 프레임 구조는, FDD(frequency division duplex)에 적용 가능한 타입(type) 1 프레임 구조, TDD(time division duplex)에 적용 가능한 타입 2 프레임 구조, 그리고 비면허 주파수 대역의 전송을 위한 타입 3 프레임 구조를 포함한다.
LTE 시스템과 같은 무선 통신 시스템에서, TTI(transmission time interval)는 부호화된 데이터 패킷이 물리 계층 신호를 통해 전송되는 기본 시간 단위를 의미한다.
LTE 시스템의 TTI는 하나의 서브프레임으로 구성된다. 즉, 자원 할당의 최소 단위인 PRB(physical RB(resource block)) 페어(pair)의 시간 축 길이는, 1ms이다. 1ms TTI 단위의 전송을 지원하기 위해, 물리 신호와 채널도 대부분 서브프레임 단위로 정의된다. 예를 들어, CRS(cell-specific reference signal)는 매 서브프레임에 고정적으로 전송되고, PDCCH(physical downlink control channel), PDSCH(physical downlink shared hannel), PUCCH(physical uplink control channel), 및 PUSCH(physical uplink shared channel)는 서브프레임마다 전송될 수 있다. 반면에, PSS(primary synchronization signal)와 SSS(secondary synchronization signal)는 매 5번째 서브프레임마다 존재하고, PBCH(physical broadcast channel)는 매 10번째 서브프레임마다 존재한다.
한편, 무선통신 시스템에서 복수의 뉴머롤러지(numerology)에 기반하는 이종 프레임 구조를 위한 신호를 송수신하는 기술이 필요하다.
본 발명이 해결하고자 하는 과제는, 무선통신 시스템에서 복수의 뉴머롤러지(numerology)에 기반하는 이종 프레임 구조를 위한 신호를 송수신하는 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 실시예에 따르면, 기지국의 전송 방법이 제공된다. 상기 기지국의 전송 방법은, 제1 PSS(primary synchronization signal)와 제1 SSS(secondary synchronization signal)를 포함하는 제1 디스커버리 신호 블록을 생성하는 단계; 제2 PSS와 제2 SSS를 포함하는 제2 디스커버리 신호 블록을 생성하는 단계; 및 상기 제1 디스커버리 신호 블록 및 상기 제2 디스커버리 신호 블록을 전송하는 단계를 포함한다.
상기 제1 PSS를 위한 자원과 상기 제1 SSS를 위한 자원 간의 시간 및 주파수 거리는 상기 제2 PSS를 위한 자원과 상기 제2 SSS를 위한 자원 간의 시간 및 주파수 거리와 동일할 수 있다.
상기 제1 디스커버리 신호 블록은 제1 PBCH(physical broadcast channel)를 더 포함하고, 상기 제2 디스커버리 신호 블록은 제2 PBCH를 더 포함할 수 있다.
상기 제1 PSS를 위한 자원과 상기 제1 PBCH를 위한 자원 간의 시간 및 주파수 거리는, 상기 제2 PSS를 위한 자원과 상기 제2 PBCH를 위한 자원 간의 시간 및 주파수 거리와 동일할 수 있다.
상기 제2 디스커버리 신호 블록을 생성하는 단계는, 상기 제1 디스커버리 신호 블록과 상기 제2 디스커버리 신호 블록 간에 TDM(time division multiplexing)을 적용하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 제1 디스커버리 신호 블록과 상기 제2 디스커버리 신호 블록 간의 시간 거리는 미리 정의된 제1 값에 기초해 결정될 수 있다.
상기 기지국의 PRACH(physical random access channel) 수신을 위한 제1 PRACH 블록과 제2 PRACH 블록 간의 시간 거리는 미리 정의된 제2 값에 기초해 결정될 수 있다.
상기 제1 디스커버리 신호 블록 및 상기 제2 디스커버리 신호 블록에 의해 차지되는 서브밴드들의 대역폭인 셀 탐색 대역폭(cell search bandwidth) 내에, 상기 제1 PRACH 블록 및 상기 제2 PRACH 블록이 존재할 수 있다.
상기 제1 디스커버리 신호 블록에 의해 차지되는 자원은 연속적인 시간 도메인 심볼들을 포함할 수 있다.
상기 제1 디스커버리 신호 블록 내에서, 상기 제1 PSS는 상기 제1 SSS 보다 시간적으로 앞설 수 있다.
상기 기지국의 전송 방법은, 상기 기지국의 PRACH(physical random access channel) 수신을 위한 제1 PRACH 블록과 제2 PRACH 블록 간의 시간 거리를 결정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 제2 디스커버리 신호 블록을 생성하는 단계는, 상기 제1 디스커버리 신호 블록과 상기 제2 디스커버리 신호 블록 간의 시간 거리를, 트래픽 상황에 기초해 결정하는 단계를 포함할 수 있다.
또한 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 기지국의 전송 방법이 제공된다. 상기 기지국의 전송 방법은, PSS(primary synchronization signal)와 SSS(secondary synchronization signal)를 포함하는 적어도 하나의 디스커버리 신호 블록을 생성하는 단계; 및 디스커버리 신호의 전송을 위해 미리 정의된 자원 풀(resource pool)에 속하는 자원들 중 일부 또는 전부를, 상기 적어도 하나의 디스커버리 신호 블록에 할당하는 단계를 포함한다.
상기 적어도 하나의 디스커버리 신호 블록은 복수일 수 있다.
상기 기지국의 전송 방법은, 상기 복수의 디스커버리 신호 블록 간의 시간 거리를, 트래픽 상황에 따라 결정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 기지국의 전송 방법은, 단말이 상기 적어도 하나의 디스커버리 신호 블록을 수신하도록, 디스커버리 신호 측정 윈도우(DMW: discovery signal measurement window)의 길이(duration) 및 주기(periodicity)를 상기 단말에게 설정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 DMW의 길이 및 주기를 설정하는 단계는, 상기 단말과 상기 기지국이 RRC(radio resource control) 연결되어 있는 경우에, 상기 기지국에 RRC 연결되어 있지 않은 다른 단말을 위해 미리 정의된 주기 값 보다 큰 값으로 상기 DMW 주기를 설정하고, 상기 다른 단말을 위해 미리 정의된 길이 값 보다 작은 값으로 상기 DMW 길이를 설정하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 적어도 하나의 디스커버리 신호 블록은 복수일 수 있다.
상기 할당하는 단계는, 상기 DMW 내에서 상기 복수의 디스커버리 신호 블록 중 일부를 전송하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 기지국의 전송 방법은, 상기 기지국의 PRACH(physical random access channel) 수신을 위한 복수의 PRACH 블록 간의 시간 거리를 임의로 결정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 기지국의 전송 방법은, 상기 적어도 하나의 디스커버리 신호 블록 중 제1 디스커버리 신호 블록에 포함되는 PBCH(physical broadcast channel)를 통해, 복수의 PRACH(physical random access channel) 포맷 중 적어도 하나를 단말에게 전송하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 복수의 디스커버리 신호 블록 간의 시간 거리는, 디스커버리 신호 오케이션(occasion)의 주기 마다 동일한 값으로 적용될 수 있다.
또한 본 발명의 또 다른 실시예에 따르면, 단말의 수신 방법이 제공된다. 상기 단말의 수신 방법은, 디스커버리 신호 측정 윈도우(DMW: discovery signal measurement window)를 판단하는 단계; 상기 DMW 내에서 PSS(physical synchronization signal)를 모니터링하는 단계; 및 상기 DMW 내에서 복수의 디스커버리 신호 블록에 대응하는 복수의 PSS를 발견하는 경우에, 상기 복수의 PSS 중 하나를 선택하는 단계를 포함한다.
상기 판단하는 단계는, 기지국에 RRC(radio resource control) 연결되어 있지 않은 경우에, 미리 정의된 길이 값과 주기 값에 기초해, 상기 DMW를 위한 길이(duration) 및 주기(periodicity)를 결정하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 판단하는 단계는, 기지국에 RRC(radio resource control) 연결되어 있는 경우에, 상기 기지국으로부터 상기 DMW를 위한 길이 및 주기(periodicity)를 설정 받는 단계를 포함할 수 있다.
상기 기지국에 의해 설정된 DMW 주기는 상기 기지국에 RRC 연결되어 있지 않은 다른 단말을 위해 미리 정의된 주기 값 보다 큰 값을 가질 수 있다.
상기 기지국에 의해 설정된 DMW 길이는 상기 다른 단말을 위해 미리 정의된 길이 값 보다 작은 값을 가질 수 있다.
상기 단말의 수신 방법은, 상기 선택된 PSS에 대응하는 제1 디스커버리 신호 블록에 포함된 SSS(secondary synchronization signal) 또는 PBCH(physical broadcast channel)를 모니터링하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 선택하는 단계는, 상기 복수의 PSS 중 가장 좋은 수신 성능을 가지거나 미리 정의된 수신 성능 조건을 만족하는 PSS를 선택하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따르면, 복수의 뉴머롤러지에 기반하는 이종 프레임 구조를 위한 송수신 방법 및 장치가 제공될 수 있다.
도 1은 LTE 시스템의 타입 1 프레임 구조를 나타내는 도면이다.
도 2는 LTE 시스템의 타입 2 프레임 구조를 나타내는 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M101 또는 방법 M102에 기반하는 캐리어 래스터 및 캐리어 할당을 나타내는 도면이다.
도 4는 공통의 주파수 대역 내에서 복수의 뉴머롤러지가 사용되는 경우를 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M112 또는 방법 M113에 기반하는 캐리어 래스터 및 캐리어 할당을 나타내는 도면이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M201에 기반하는 동기 신호 자원 영역을 나타내는 도면이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M202에 기반하는 동기 신호의 뉴머롤러지 및 동기 신호의 자원 영역을 나타내는 도면이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M203에 기반하는 동기 신호의 뉴머롤러지 및 동기 신호의 자원 영역을 나타내는 도면이다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M210에 기반하는 동기 신호의 뉴머롤러지 및 동기 신호의 자원 영역을 나타내는 도면이다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른, 복수의 뉴머롤러지로 구성되는 캐리어에 대한, 동기 신호의 뉴머롤러지 및 동기 신호의 자원 영역을 나타내는 도면이다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른, 디스커버리 신호의 구성 요소를 나타내는 도면이다.
도 12는 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M300에 기반하는 디스커버리 신호 오케이션의 자원 구성을 나타내는 도면이다.
도 13은 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M310에 기반하는 디스커버리 신호 오케이션의 자원 구성을 나타내는 도면이다.
도 14는 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M300 또는 방법 M310에 있어서 신호 블록들 간에 TDM이 적용되는 경우를 나타내는 도면이다.
도 15는 본 발명의 실시예에 따른, 디스커버리 신호 측정 윈도우 내에서 디스커버리 신호 오케이션이 전송되는 경우를 나타내는 도면이다.
도 16은 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M310에 기반하는 디스커버리 신호와 PRACH 자원 구성을 나타내는 도면이다.
도 17은 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M320과 방법 M330에 기반하는 디스커버리 신호와 PRACH 자원 구성을 나타내는 도면이다.
도 18은 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M321과 방법 M331에 기반하는 디스커버리 신호와 PRACH 자원 구성을 나타내는 도면이다.
도 19는 본 발명의 실시예에 따른, 컴퓨팅 장치를 나타내는 도면이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
본 명세서에서, 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.
또한 본 명세서에서, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 '연결되어' 있다거나 '접속되어' 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에 본 명세서에서, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 '직접 연결되어' 있다거나 '직접 접속되어' 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.
또한, 본 명세서에서 사용되는 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용되는 것으로써, 본 발명을 한정하려는 의도로 사용되는 것이 아니다.
또한 본 명세서에서, 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함할 수 있다.
또한 본 명세서에서, '포함하다' 또는 '가지다' 등의 용어는 명세서에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품, 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것일 뿐, 하나 또는 그 이상의 다른 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.
또한 본 명세서에서, '및/또는' 이라는 용어는 복수의 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함한다. 본 명세서에서, 'A 또는 B'는, 'A', 'B', 또는 'A와 B 모두'를 포함할 수 있다.
또한 본 명세서에서, 단말(terminal)은, 이동 단말(mobile terminal), 이동국(mobile station), 진보된 이동국(advanced mobile station), 고신뢰성 이동국(high reliability mobile station), 가입자국(subscriber station), 휴대 가입자국(portable subscriber station), 접근 단말(access terminal), 사용자 장비(user equipment, UE) 등을 지칭할 수도 있고, 이동 단말, 이동국, 진보된 이동국, 고신뢰성 이동국, 가입자국, 휴대 가입자국, 접근 단말, 사용자 장비 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.
또한 본 명세서에서, 기지국(base station, BS)은, 진보된 기지국(advanced base station), 고신뢰성 기지국(high reliability base station, HR-BS), 노드B(node B, NB), 고도화 노드B(evolved node B, eNodeB, eNB), 접근점(access point), 무선 접근국(radio access station), 송수신 기지국(base transceiver station), MMR(mobile multihop relay)-BS, 기지국 역할을 수행하는 중계기(relay station), 기지국 역할을 수행하는 고신뢰성 중계기(high reliability relay station), 리피터, 매크로 기지국, 소형 기지국 등을 지칭할 수도 있고, 진보된 기지국, HR-BS, 노드B, eNodeB, 접근점, 무선 접근국, 송수신 기지국, MMR-BS, 중계기, 고신뢰성 중계기, 리피터, 매크로 기지국, 소형 기지국 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.
도 1은 LTE 시스템의 타입 1 프레임 구조를 나타내는 도면이다.
1개의 라디오 프레임(radio frame)은 10ms(=307200Ts)의 길이를 가지며, 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성된다. 여기서, Ts는 샘플링 시간(sampling time)으로써, Ts=1/(15kHz*2048)의 값을 가진다. 각 서브프레임은 1ms의 길이를 가지며, 1개의 서브프레임은 길이가 0.5ms인 2개의 슬롯(slot)으로 구성된다. 1개의 슬롯은 노멀(normal) CP(cyclic prefix)의 경우에 7개의 시간 도메인 심볼(예, OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼)로 구성되고, 확장(extended) CP의 경우에 6개의 시간 도메인 심볼(예, OFDM 심볼)로 구성된다. 본 명세서에서, 시간 도메인 심볼은 OFDM 심볼, 또는 SC(single carrier)-FDMA(frequency division multiple access) 심볼 등일 수 있다. 다만, 이는 예시일 뿐이며, 시간 도메인 심볼이 OFDM 심볼이나 SC-FDMA 심볼과 다른 심볼인 경우에도 본 발명의 실시예는 적용될 수 있다.
도 2는 LTE 시스템의 타입 2 프레임 구조를 나타내는 도면이다.
라디오 프레임, 서브프레임, 그리고 슬롯 간의 관계와 각각의 길이는, 타입 1 프레임 구조의 경우와 동일하다. 타입 2 프레임 구조와 타입 1 프레임 구조 간의 차이점으로써, 타입 2 프레임 구조에서 1개의 라디오 프레임은 하향링크(DL: downlink) 서브프레임, 상향링크(UL: uplink) 서브프레임, 및 특별(special) 서브프레임으로 구성된다.
특별 서브프레임은 하향링크 서브프레임과 상향링크 서브프레임 사이에 존재하며, DwPTS(downlink pilot time slot), GP(guard period), 및 UpPTS(uplink pilot time slot)를 포함한다.
1개의 라디오 프레임은 하향링크-상향링크 스위칭 주기(periodicity)가 5ms인 경우에 2개의 특별 서브프레임을 포함하고, 하향링크-상향링크 스위칭 주기가 10ms인 경우에 1개의 특별 서브프레임을 포함한다. 구체적으로 도 2에는, 하향링크-상향링크 스위칭 주기가 5ms 이고 서브프레임 1번 및 서브프레임 6번이 특별 서브프레임 인 경우가 예시되어 있다.
DwPTS는 셀 탐색, 동기화, 또는 채널 추정을 위해 사용된다. GP는 단말들의 다중 경로 지연 차로 인해 기지국의 상향링크에서 발생하는 간섭을 제거하기 위한 구간(period)이다. UpPTS 구간에서는 PRACH(physical random access channel) 또는 SRS(sounding reference signal)의 전송이 가능하다. 본 발명의 실시예에 따른 무선 통신 시스템은 다양한 무선 통신 네트워크에 적용될 수 있다. 예를 들면, 무선 통신 시스템은 현재의 무선 접속 기술(RAT: radio access technology) 기반의 무선 통신 네트워크, 또는 5G 및 5G 이후의 무선 통신 네트워크에 적용될 수 있다. 3GPP는 IMT(international mobile telecommunications)-2020 요구 사항을 만족하는 새로운 RAT 기반의 5G 표준 규격을 개발하고 있으며, 이러한 새로운 RAT를 NR(new radio)이라 한다. 본 명세서에서는 설명의 편의상, NR 기반의 무선 통신 시스템을 예로 들어서 설명한다. 하지만 이는 예시일 뿐이며, 본 발명은 이에 한정되지 않고 다양한 무선 통신 시스템에 적용될 수 있다.
NR 과 종래의 3GPP 시스템(예, CDMA(code division multiple access), LTE 등) 간의 차이점들 중 하나로써, NR은 전송 용량 증대를 위해 넓은 범위의 주파수 대역을 활용한다. 이와 관련하여, ITU(international telecommunication union)가 주관하는 WRC(world radiocommunication conferences)-15는 차기 WRC-19 의제를 정했는데, WRC-19 의제는 IMT-2020을 위한 후보 주파수 대역으로써 24.25~86GHz 대역을 검토하는 것을 포함한다. 3GPP는 1GHz 이하부터 100GHz 까지의 대역을 NR 후보 대역으로써 고려하고 있다.
NR을 위한 파형(waveform) 기술로는, OFDM(orthogonal frequency division multiplexing), Filtered OFDM, GFDM(generalized frequency division multiplexing), FBMC(filter bank multi-carrier), UFMC(universal filtered multi-carrier) 등이 후보 기술로 논의되고 있다.
본 명세서에서는 무선 접속을 위한 파형 기술로써, CP 기반의 OFDM(CP-OFDM)이 사용되는 경우를 가정한다. 그러나 이는 단지 설명의 편의를 위한 것일 뿐, 본 발명은 CP-OFDM에 한정되지 않고 다양한 파형 기술에 적용될 수 있다. 일반적으로 CP-OFDM 기술의 범주에는, 윈도잉(windowed) 그리고/또는 필터링(filtered)이 적용된 CP-OFDM 기술이나 스프레드 스펙트럼(spread spectrum) OFDM 기술(예, DFT-spread OFDM)이 포함된다.
아래의 표 1은 NR 시스템을 위한 OFDM 시스템 파라미터 구성의 예를 나타낸다.
표 1(OFDM 시스템 파라미터 구성의 예시)에서는, 700MHz~100GHz의 주파수 대역이 3개 영역(즉, 저주파 대역(~6GHz), 고주파 대역(3~40GHz), 초고주파 대역(30~100GHz))으로 구분되고, 각 주파수 대역에 서로 다른 OFDM 뉴머롤러지가 적용된다. 이 때, OFDM 시스템의 부반송파 간격(subcarrier spacing)을 결정하는 가장 큰 요인들 중 하나는, 수신단이 겪는 반송파 주파수 오프셋(CFO: carrier frequency offset)이다. 반송파 주파수 오프셋(CFO)은 도플러 효과(Doppler effect)와 위상 표류(phase drift) 등에 의해, 동작 주파수에 비례하여 증가하는 특징을 가진다. 따라서 반송파 주파수 오프셋에 의한 성능 열화를 막기 위해서, 부반송파 간격은 동작 주파수에 비례하여 증가해야 한다. 반면에, 부반송파 간격이 너무 크면 CP 오버헤드가 증가하는 단점이 있다. 따라서 부반송파 간격은 주파수 대역별로, 채널과 RF(radio frequency) 특성을 고려한 적절한 값으로 정의되어야 한다. 표 1에 예시된 SET A, B, 및 C의 부반송파 간격은 각각, 16.875kHz, 67.5kHz, 및 270kHz 이며, 목표 동작 주파수에 대략적으로 비례하고, 서로 4배씩 차이가 나도록 구성된다.
Set A Set B Set C
Carrier frequency Low freq. (~6GHz) High freq. (3~40GHz) Very high freq. (30~100GHz)
Subcarrier spacing 16.875kHz 67.5kHz 270kHz
CP overhead 5.2% 5.2% 5.2%
Number of OFDM symbols per 1ms 16 64 256
한편, 표 1에서 사용된 부반송파 간격의 값들은 예시일 뿐이고, 부반송파 간격은 다른 값들로도 얼마든지 설계될 수 있다. 예를 들어, 기본(base) 뉴머롤러지로써 기존의 LTE 부반송파 간격인 15kHz가 사용되고, 이를 기준으로 2의 지수승배로 스케일링된 부반송파 간격들(예, 30kHz, 60kHz, 120kHz, 240kHz 등)이 뉴머롤러지 스케일링을 위해 사용될 수 있다. 이는 아래의 표 2(OFDM 시스템 파라미터 구성의 예시)에 예시되어 있다. 이종 뉴머롤러지들의 부반송파 간격들 간에 2의 지수승배만큼 차이가 나도록 부반송파 간격들을 구성하는 것은, 이종 뉴머롤러지들 간의 동작(예, 캐리어 집성, 이중 연결성, 또는 하나의 캐리어 내에서 이종 뉴머롤러지들을 다중화하는 경우 등)에 유리할 수 있다.
Set A Set B Set C Set D Set E
Subcarrier spacing 15kHz 30kHz 60kHz 120kHz 240kHz
CP overhead 6.7% 6.7% 6.7% 6.7% 6.7%
Number of OFDM symbols per 1ms 14 28 56 112 224
하나의 뉴머롤러지는 기본적으로 하나의 셀(또는 캐리어)를 위해 사용될 수 있고, 하나의 캐리어 내의 특정 시간-주파수 자원을 위해 사용될 수도 있다. 이종 뉴머롤러지는 표 1에 예시된 바와 같이 서로 다른 동작 주파수 대역을 위해 사용될 수도 있고, 동일 주파수 대역 내에서 서로 다른 서비스 타입을 지원하기 위해 사용될 수도 있다. 후자의 예로써, 표 1의 SET A는 6GHz 이하 대역의 eMBB(enhanced mobile broadband) 서비스를 위해 사용되고, 표 1의 SET B 또는 C는 6GHz 이하 대역의 URLLC(ultra-reliable low latency communication) 서비스를 위해 사용될 수 있다. 한편, mMTC나 MBMS(multimedia broadcast multicast services) 서비스를 지원하기 위해, 기본 뉴머롤러지의 부반송파 간격보다 작은 부반송파 간격을 가지는 뉴머롤러지가 사용될 수 있다. 이를 위해, 기본 뉴머롤러지의 부반송파 간격이 15kHz인 경우에, 7.5kHz 또는 3.75kHz 의 부반송파 간격이 고려될 수 있다.
이하에서는, 무선통신 시스템에서 복수의 뉴머롤러지에 기반하는 이종 프레임 구조를 위한 신호를 전송하는 방법 및 장치에 대해서 설명한다.
[ 캐리어 래스터]
단말은 초기 셀 탐색 과정에서 셀(또는 캐리어)을 발견하기 위해, 해당 셀이 속한 주파수 대역 내에서 캐리어 래스터(raster) 상의 모든 후보 주파수들에 대해 해당 셀의 동기 신호를 탐지할 수 있어야 한다. 동기 신호는 상기 후보 주파수들 중 하나의 주파수를 기준으로 삼아, 전송될 수 있다. 예를 들어, LTE 시스템에서는, 캐리어 래스터 눈금 간의 간격이 100kHz이고, 동기 신호가 전송되는 부반송파들의 중심인 DC(direct current) 부반송파가 특정 캐리어 래스터 눈금 상에 정렬된다.
그리고 단말은 동기 신호 검출에 성공한 경우에, 해당 캐리어 래스터 눈금의 주파수 값으로부터 셀(또는 캐리어)의 중심 주파수 위치를 도출할 수 있다. LTE 시스템의 경우에, 동기 신호의 중심 주파수와 셀(또는 캐리어)의 중심 주파수가 일치하므로, 단말은 기지국의 도움 없이 셀(또는 캐리어)의 중심 주파수를 획득할 수 있다.
한편, 주파수 자원 이용 효율을 높이기 위해, 새로운 캐리어 래스터가 설계될 수 있다. 이하에서, 캐리어 래스터는 동기 신호의 후보 기준 주파수들의 집합을 의미할 수도 있고, 셀(또는 캐리어)의 후보 중심 주파수들의 집합을 의미할 수도 있다. 전자와 후자는 일반적으로 서로 구분될 수 있다.
밴드 내 인접 캐리어 집성(intra-band contiguous carrier aggregation)의 경우에, 캐리어들 간에 불가피하게 발생하는 유휴 대역을 최소화하기 위해, 캐리어 래스터의 주파수 간격은 부반송파 간격의 배수로 정해질 수 있다. 이를, 방법 M100이라 한다.
또는, 하나의 자원 블록이 주파수 축에서 N개의 자원 요소로써 구성됨을 가정하는 경우에, 래스터 간격(raster spacing)은 (부반송파 간격과 N의 곱)의 배수로 정해질 수 있다. 이를, 방법 M101이라 한다. 예를 들어, 15kHz의 부반송파 간격을 가지는 뉴머롤러지가 사용되는 주파수 대역을 위한 캐리어 래스터의 간격은, 방법 M100에 의해, 15kHz의 배수일 수 있다. 이 때, N=12임을 가정하면, 래스터 간격은 방법 M101에 의해, 180kHz 또는 180kHz의 배수일 수 있다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M101 또는 방법 M102에 기반하는 캐리어 래스터 및 캐리어 할당을 나타내는 도면이다.
구체적으로 도 3의 (a)와 (b)에는 방법 M101의 실시예로써, 캐리어 래스터 간격이 하나의 자원 블록에 의해 차지되는 대역폭과 동일한 경우가 예시되어 있다.
도 3의 (a)에 예시된 바와 같이, 2개의 인접한 캐리어들(Carrier 1, Carrier 2)이 모두 짝수 개(예, 4개)의 자원 블록(예, RB 0, RB 1, RB 2, RB 3)을 가지는 경우에, 캐리어들(Carrier 1, Carrier 2) 간의 유휴 대역(또는 band gap)이 없도록, 방법 M101은 캐리어 할당을 수행할 수 있다. 이는, 2개의 인접한 캐리어들 모두가 홀수 개의 자원 블록을 가지는 경우에도, 동일 또는 유사하게 적용될 수 있다.
하지만 도 3의 (b)에 예시된 바와 같이, 하나의 캐리어(Carrier 1)는 짝수 개(예, 4개)의 자원 블록(예, RB 0~RB 3)을 가지고 이와 인접한 다른 캐리어(Carrier 2)는 홀수 개(예, 3개)의 자원 블록(예, RB 0~RB 2)을 가지는 경우에는, 캐리어들(Carrier 1, Carrier 2) 간의 유휴 대역(또는 band gap)이 발생할 수 있다.
상술한 문제를 해결하기 위해, 래스터 간격은 (부반송파 간격과 N/2의 곱), 즉, 하나의 자원 블록에 의해 차지되는 주파수 대역의 절반으로 정해질 수 있다. 이를, 방법 M102라 한다. 예를 들어, 부반송파 간격이 15kHz이고 N=12인 경우에, 래스터 탐색 간격은 90kHz일 수 있다. 도 3의 (c)에는 방법 M102의 실시예가 예시되어 있다.
도 3의 (c)에 예시된 바와 같이, 하나의 캐리어(Carrier 1)가 짝수 개(예, 4개)의 자원 블록(예, RB 0~RB 3)을 가지고 이와 인접한 다른 캐리어(Carrier 2)가 홀수 개(예, 3개)의 자원 블록(예, RB 0~RB 2)을 가지는 경우에도, 캐리어들(Carrier 1, Carrier 2) 간의 유휴 대역(또는 band gap)이 없도록, 방법 M102는 캐리어 할당을 수행할 수 있다.
방법 M101과 방법 M102에 있어서, 중심 주파수 위치 설계가 중요하다. 만약 LTE 하향링크처럼, 중심 주파수의 부반송파 1개가 DC(direct current) 부반송파로 정의되고 DC 부반송파가 자원 블록의 구성에서 제외되는 경우에, 비록 방법 M101 또는 방법 M102가 사용되더라도, DC 부반송파에 의해 차지되는 주파수 대역으로 인해, 캐리어들 간의 유휴 대역이 발생할 수도 있다. 반면에, LTE 상향링크처럼, 중심 주파수가 2개의 부반송파들의 중간으로 정의되고 모든 부반송파(단, 보호 대역의 부반송파는 제외됨)를 사용해 자원 블록이 구성되는 경우에, 방법 M101 또는 방법 M102의 상술한 효과가 획득될 수 있다. 이는, 후술하는 방법들에서도 마찬가지로 성립될 수 있다.
한편, 상술한 바와 같이, 하나의 주파수 대역 내에서 복수의 뉴머롤러지가 사용될 수 있다. 여기서, 하나의 주파수 대역이라 함은 특정 주파수 범위를 의미하고, 특정 주파수 범위는 넓거나 좁을 수 있다. 예를 들어, 특정 주파수 범위는 하나의 캐리어의 대역폭일 수도 있고, 일반적으로 수 내지 수백 MHz의 대역폭을 가지는 하나의 주파수 밴드일 수도 있고, 그보다 더 넓은 영역일 수도 있다.
도 4는 공통의 주파수 대역 내에서 복수의 뉴머롤러지가 사용되는 경우를 나타내는 도면이다. 구체적으로 도 4에는, 3개의 이종 뉴머롤러지(Numerology 1, Numerology 2, Numerology 3)가 공통의 주파수 대역 내에서 사용되는 경우가 예시되어 있다.
도 4에서는, 뉴머롤러지 2의 부반송파 간격이 뉴머롤러지 1의 부반송파 간격보다 크고, 뉴머롤러지 3의 부반송파 간격이 뉴머롤러지 2의 부반송파 간격보다 크다고 가정한다. 이는, 도 4에서 자원 그리드(resource grid)의 시간 축의 길이 차이(OFDM 심볼의 길이 차이) 또는 자원 그리드의 주파수 축의 길이 차이로 표현된다. 예를 들어, 뉴머롤러지 1의 부반송파 간격이 15kHz 인 경우에, 뉴머롤러지 2와 뉴머롤러지 3의 부반송파 간격은 각각 30kHz와 60kHz일 수 있다.
복수의 이종 뉴머롤러지는 각각 서로 다른 캐리어를 위해 사용될 수도 있고, 하나의 캐리어 내에서 함께 사용될 수도 있다. 구체적으로 도 4에는, 뉴머롤러지 1과 뉴머롤러지 2가 하나의 캐리어 내에서 공존하고 뉴머롤러지 3이 단독으로 하나의 캐리어를 구성하는 경우가 예시되어 있다.
한편, 하나의 주파수 대역 내에서 복수의 뉴머롤러지가 사용되는 경우에, 캐리어 래스터는 뉴머롤러지 별로 정의될 수 있다. 이를, 방법 M110 이라 한다. 이 때, 뉴머롤러지 별로 캐리어 래스터의 눈금이 구별되도록, 캐리어 래스터 눈금의 오프셋이 결정될 수 있다. 이를, 방법 M111 이라 한다.
예를 들어, 뉴머롤러지 1의 캐리어 래스터는 0 kHz 오프셋과 100 kHz 간격을 가지고, 뉴머롤러지 2의 캐리어 래스터는 50 kHz 오프셋과 200 kHz 간격을 가질 수 있다. 즉, 100kHz, 200kHz, 300kHz 등의 주파수는 뉴머롤러지 1의 중심 주파수 후보이고, 50kHz, 250kHz, 450kHz 등의 주파수는 뉴머롤러지 2의 중심 주파수 후보일 수 있다. 이 때, 예를 들어, 단말이 뉴머롤러지 2를 가지는 셀(또는 캐리어)만을 초기 탐색하는 경우에, 단말은 50kHz 오프셋과 200kHz 간격을 가지는 후보 중심 주파수들만을 탐색한다. 이 때, 단말이 탐색을 성공한 셀(또는 캐리어)의 전체 또는 일부 영역에 뉴머롤러지 2가 적용되는 것을, 단말은 간주할 수 있다.
한편, 방법 M110의 경우에, 뉴머롤러지들을 위한 캐리어 래스터들의 눈금들이 서로 포함 관계를 가지도록 정의될 수 있다. 이를, 방법 M112라 한다.
예를 들어, 뉴머롤러지 1의 캐리어 래스터는 0kHz 오프셋과 100kHz 간격을 가지고, 뉴머롤러지 2의 캐리어 래스터는 0kHz 오프셋과 200kHz 간격을 가질 수 있다. 이 경우에, 100kHz, 300kHz, 500kHz 등의 주파수는 뉴머롤러지 1의 중심 주파수 후보이고, 200kHz, 400kHz, 600kHz 등의 주파수는 뉴머롤러지 1과 뉴머롤러지 2의 중심 주파수 후보일 수 있다.
단말이 어떤 주파수 대역 내에서 복수의 뉴머롤러지에 대하여 셀(또는 캐리어)를 초기 탐색하는 경우에, 방법 M112는 방법 M111에 비해, 단말이 탐색해야 하는 캐리어 래스터 눈금의 수를 줄일 수 있다. 이 때, 상기 예시에 있어서, 단말이 200kHz, 400kHz, 600kHz 등의 주파수에서 셀을 탐지하는 경우에, 단말이 탐지된 셀이 뉴머롤러지 1인지 뉴머롤러지 2인지를 구분할 수 있는 방법이 필요하다. 이에 대해서, 후술하는 '동기 신호 설계' 부분에서 자세히 설명한다.
한편, 방법 M110, 방법 M111, 또는 방법 M112의 경우에, 뉴머롤러지를 위한 캐리어 래스터의 주파수 간격은 각 뉴머롤러지가 가지는 부반송파 간격에 비례하도록 정해질 수 있다. 이를, 방법 M113 이라 한다. 예를 들어, 뉴머롤러지 1과 뉴머롤러지 2가 각각 15kHz와 30kHz의 부반송파 간격을 가지는 경우에, 뉴머롤러지 2의 캐리어 래스터 간격은 뉴머롤러지 1의 캐리어 래스터 간격의 2배일 수 있다. 이 때, 캐리어 래스터 간격을 정의하는 방법으로써, 방법 M101과 방법 M102가 사용될 수 있다.
한편, 하나의 자원 블록이 주파수 축에서 가지는 자원 요소의 수인 NRE이 모든 뉴머롤러지에 대하여 동일한 경우에, 방법 M113은 동일 대역 내 캐리어들 간의 유휴 대역을 최소화하는데 도움될 수 있다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M112 또는 방법 M113에 기반하는 캐리어 래스터 및 캐리어 할당을 나타내는 도면이다. 구체적으로 도 5에서는, 뉴머롤러지 2(N2)의 부반송파 간격이 뉴머롤러지 1(N1)의 부반송파 간격의 2배임을 가정한다.
방법 M112에 의해 뉴머롤러지 1(N1)을 위한 캐리어 래스터가 뉴머롤러지 2(N2)를 위한 캐리어 래스터를 포함하고, 방법 M113에 의해 뉴머롤러지 2(N2)를 위한 캐리어 래스터 간격은 뉴머롤러지 1(N1)를 위한 캐리어 래스터 간격의 2배이다.
이 때, 뉴머롤러지 1(N1)과 뉴머롤러지 2(N2)에 대하여 NRE(하나의 자원 블록이 주파수 축에서 가지는 자원 요소의 수)이 동일함을 가정하면, 도 5에 예시된 바와 같이, 캐리어 2(Carrier 2)의 자원 블록이 캐리어 1(Carrier 1)의 자원 블록보다 2배 넓은 대역폭을 차지한다.
도 5에서는, 래스터 간격을 정의하기 위해 방법 M101이 사용되는 것을 가정한다. 즉, 뉴머롤러지 1(N1)의 래스터 간격은 캐리어 1의 자원 블록 1개에 의해 차지되는 대역폭과 같고, 뉴머롤러지 2(N2)의 래스터 간격은 캐리어 2의 자원 블록 1개에 의해 차지되는 대역폭과 같다.
이에 대한 효과로써, 캐리어 2의 자원 블록 수가 짝수이든(예, 도 5의 (a)) 홀수이든(예, 도 5의 (b)) 관계없이, 캐리어 1이 짝수 개의 자원 블록(RB0~RB3)을 가지는 경우에 캐리어들(Carrier1, Carrier2) 간의 유휴 대역(또는 guard band)이 없도록, 캐리어 할당이 수행될 수 있다.
만약 방법 M101 대신에 방법 M102가 사용된다면, 캐리어 1이 홀수 개의 자원 블록을 가지는 경우에도 캐리어들 간의 유휴 대역이 없도록, 캐리어 할당이 수행될 수 있다. 대신에, 캐리어 래스터 간격이 줄어듦으로 인해, 셀 탐색 복잡도가 증가할 수 있다.
한편, 하나의 캐리어 래스터가 복수의 뉴머롤러지에 대하여 공통으로 정의될 수 있다. 이를, 방법 M120 이라 한다. 예를 들어, 하나의 주파수 대역 내에서 가장 작은 부반송파 간격을 가지는 뉴머롤러지를 기준으로 정의된 캐리어 래스터가, 복수의 뉴머롤러지를 위해 사용될 수 있다. 이 때, 단말은 모든 캐리어 래스터 눈금에 대하여 복수의 뉴머롤러지를 위한 셀 탐색을 수행해야 할 수도 있으므로, 방법 M120은 방법 M112에 비해 복잡도를 증가시킬 수 있다.
한편, 캐리어 래스터는 주파수 대역 별로 정의될 수 있다. 예를 들어, 고주파 대역에서는 상대적으로 큰 부반송파 간격을 가지는 뉴머롤러지(들)만이 사용되도록 정의될 수 있다. 이 때, 상기 고주파 대역을 위한 캐리어 래스터는 저주파 대역을 위한 캐리어 래스터보다 더 넓은 간격을 가질 수 있다.
[동기 신호]
상술한 바에 따르면, 단말은 초기 셀 탐색 과정에서 하나의 캐리어 래스터 눈금과 이에 대응하는 동기 신호 또는 셀(또는 캐리어)에 대하여, 복수의 뉴머롤러지를 가정해야 할 수도 있다.
이하에서는, 공통의 주파수 범위 내에서 복수의 뉴머롤러지가 사용되는 경우에 기지국이 단말의 초기 셀 탐색을 위한 동기 신호를 전송하는 방법에 대하여 설명한다.
먼저, 단일 뉴머롤러지로 구성되는 캐리어의 경우를 고려한다. 이 때, 동기 신호의 뉴머롤러지와 캐리어의 뉴머롤러지 간의 관계에 따라, 방법 M200과 방법 M210이 존재한다.
방법 M200은 동기 신호에 적용되는 뉴머롤러지는 동기 신호가 속한 캐리어의 뉴머롤러지를 따르는 방법이다.
방법 M200에 따르면 동기 신호와 인접 주파수 영역의 신호 간에 간섭이 없으므로, 방법 M200은 보호 대역을 추가로 설정할 필요가 없다는 장점을 가진다.
단말은 복수의 뉴머롤러지 후보들에 대하여 각 뉴머롤러지 별로 동기 신호 검출을 시도할 수 있다. 단말이 검출 성공한 동기 신호가 존재하는 경우에, 단말은 검출된 동기 신호의 뉴머롤러지를, 검출된 동기 신호가 속한 캐리어의 뉴머롤러지로 간주할 수 있다.
동기 신호 검출이 시간 도메인에서 수행되는 경우에, 그 과정은 샘플링, 필터링(filtering), 및 상관기(correlator)를 통해 수행될 수 있다. 여기서, 필터링은 LTE 처럼, 동기 신호가 중심 주파수를 기준으로 대칭으로 배치되는 경우에 저역 통과(low-pass) 필터링일 수 있다. 상관기는 동기 신호 시퀀스의 특성에 따라, 자기 상관기(auto-correlator or self-correlator), 교차 상관기(cross-correlator) 등으로 구현될 수 있다.
동기 신호의 시퀀스로는, 자도프 추(Zadoff-Chu) 시퀀스, 골드(gold) 시퀀스 등이 사용될 수 있다. 동기 신호의 자원 영역이 복수의 OFDM 심볼로 구성되는 경우에, 동기 신호의 시퀀스는 OFDM 심볼 별로 정의될 수도 있고, 복수의 OFDM 심볼을 차지하는 긴 시퀀스일 수도 있다.
이하에서는, 방법 M200의 세부 방법인 방법 M201과 방법 M202에 대하여 설명한다.
방법 M201은 동기 신호 자원 영역의 시간-주파수 자원 요소 구성이 복수의 뉴머롤러지에 대하여 동일한 방법이다. 즉, 방법 M201은 동기 신호의 자원 요소 맵핑(resource element mapping)이 뉴머롤러지에 관계없이 동일한 방법이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M201에 기반하는 동기 신호 자원 영역을 나타내는 도면이다.
구체적으로 도 6에는 2개의 서로 다른 뉴머롤러지들(Numerology 1, Numerology 2)에 방법 M201이 적용되는 경우가 예시되어 있다. 도 6에서는, 동기 신호의 시퀀스 길이가 6이고 뉴머롤러지 2의 부반송파 간격이 뉴머롤러지 1의 부반송파 간격보다 큰 경우를 가정한다.
방법 M201에 따르면, 뉴머롤러지 1과 뉴머롤러지 2 모두에 대하여 동기 신호의 자원 영역은, 시간 축에서 1개의 자원 요소(즉, 1개의 OFDM 심볼)를 차지하고 주파수 축에서 6개의 연속적인 자원 요소를 차지한다.
FBW,1는 뉴머롤러지 1이 적용된 동기 신호에 의해 차지되는 대역폭을 나타내며, FBW,2는 뉴머롤러지 2가 적용된 동기 신호에 의해 차지되는 대역폭을 나타낸다. FBW,2가 FBW,1보다 크다.
방법 M201이 사용되는 경우에, 단말은 뉴머롤러지 별로 서로 다른 샘플링, 서로 다른 필터링, 그리고/또는 서로 다른 상관기를 적용해야 할 수도 있으므로, 단말의 초기 셀 탐색을 위한 복잡도 및 지연시간이 증가할 수 있다. 또한 뉴머롤러지의 부반송파 간격이 큰 경우에, 초기 셀 탐색에 이용되는 대역폭이 넓어지므로, 요구되는 샘플링 레이트(sampling rate)가 증가할 수 있다. 예를 들어, 캐리어의 부반송파 간격이 60kHz인 경우에, 부반송파 간격이 15kHz인 경우에 비해 4배 높은 샘플링 레이트가 요구될 수 있다. 반면에, 부반송파 간격이 클수록 동기 신호가 전송되는 구간이 짧아지므로, 방법 M201은 고주파 대역에서 빔 스위핑(beam sweeping) 기반 전송에 유리할 수 있다.
본 명세서에서, 동기 신호의 자원 영역이라 함은 동기 신호가 맵핑되는 자원 요소들의 집합을 기본적으로 의미한다. 한편, 단말의 동기 신호 검출을 위한 대역 통과 필터링이 비이상적(non-ideal)인 경우에, 동기 신호의 대역폭 양끝에 보호 대역이 삽입되어야 할 수도 있다. 예를 들어, LTE에서는, PSS와 SSS의 대역폭 양끝에 존재하는 인접한 5개의 부반송파가 보호 대역으로써 정의된다. 이러한 경우에, 동기 신호의 자원 영역은, 동기 신호가 맵핑되는 자원 영역과 보호 대역을 모두 포함하는 영역을 의미할 수 있다.
방법 M202는 동기 신호 자원 영역에 의해 차지되는 대역폭이 뉴머롤러지에 관계없이 동일 또는 유사하도록, 대역폭을 정의하는 방법이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M202에 기반하는 동기 신호의 뉴머롤러지 및 동기 신호의 자원 영역을 나타내는 도면이다.
구체적으로 도 7에는, 2개의 서로 다른 뉴머롤러지들(Numerology 1, Numerology 2)에 방법 M202가 적용된 경우가 예시되어 있다. 도 7에서는, 뉴머롤러지 2를 위한 부반송파 간격(2*K)이 뉴머롤러지 1을 위한 부반송파 간격(K)의 2배임을 가정한다. 즉, 도 7에서는, 뉴머롤러지 1을 위한 OFDM 심볼 길이(L)가 뉴머롤러지 2를 위한 OFDM 심볼 길이(L/2)의 2배임을 가정한다.
도 7에서는, 동기 신호의 자원 영역을 구성하는 자원 요소의 수는, 뉴머롤러지 1의 경우에 8개이고 뉴머롤러지 2의 경우에 12개임을 가정한다.
방법 M202에 따르면, 동기 신호의 자원 영역은 뉴머롤러지 1의 경우에 주파수 축으로 8개의 자원 요소와 시간 축으로 1개의 자원 요소를 포함하고, 뉴머롤러지 2의 경우에 주파수 축으로 4개의 자원 요소와 시간 축으로 3개의 자원 요소를 포함한다. 이 때, 동기 신호 자원 영역의 대역폭인 FBW,1과 FBW,2은 동일하다(즉, FBW,1=FBW,2=F). 따라서, 방법 M202는 단말이 초기 셀 탐색 과정에서 복수의 뉴머롤러지에 동일한 필터링을 적용할 수 있다는 장점을 가진다. 또한 방법 M202는 뉴머롤러지의 부반송파 간격에 관계없이 동기 신호를 좁은 대역폭으로 전송할 수 있다. 반면에, 방법 M202는 동기 신호 자원 영역에 의해 차지되는 OFDM 심볼 수가 뉴머롤러지 마다 다를 수도 있으므로, 이를 고려한 시퀀스 설계 그리고 이를 고려한 다른 신호 및 다른 채널과의 공존 설계가 요구된다.
방법 M202에서 동기 신호 자원 영역의 대역폭들이 뉴머롤러지들에 관계없이 유사하다는 것은, 단말이 복수의 뉴머롤러지에 공통의 필터링을 적용하기에, 상기 대역폭들이 충분히 유사함(예, 수 개 이내의 부반송파 차이)을 의미할 수 있다.
한편, 방법 M202에서 동기 신호 자원 영역의 대역폭뿐만 아니라, 시간 구간의 길이도 뉴머롤러지에 관계없이 동일 또는 유사하도록 맵핑을 수행하는 방법이 고려될 수 있다. 이를, 방법 M203 이라 한다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M203에 기반하는 동기 신호의 뉴머롤러지 및 동기 신호의 자원 영역을 나타내는 도면이다.
구체적으로 도 8에서는, 도 7의 실시예와 마찬가지로, 뉴머롤러지 2를 위한 부반송파 간격(2*K)이 뉴머롤러지 1을 위한 부반송파 간격(K)의 2배임을 가정한다. 즉, 도 8에서는, 뉴머롤러지 1을 위한 OFDM 심볼 길이(L)가 뉴머롤러지 2를 위한 OFDM 심볼 길이(L/2)의 2배임을 가정한다.
도 8에서는, 동기 신호 자원 영역을 구성하는 자원 요소의 수가 뉴머롤러지 1과 뉴머롤러지 2의 경우에 모두 8 개임을 가정한다.
방법 M203에 따르면, 동기 신호의 자원 영역은 뉴머롤러지 1의 경우에 주파수 축으로 8개의 자원 요소와 시간 축으로 1개의 자원 요소를 포함하고, 뉴머롤러지 2의 경우에 주파수 축으로 4개의 자원 요소와 시간 축으로 2개의 자원 요소를 포함한다. 즉, 뉴머롤러지 1을 위한 동기 신호 자원 영역에 의해 차지되는 대역폭(FBW,1)과 뉴머롤러지 2를 위한 동기 신호 자원 영역에 의해 차지되는 대역폭(FBW,2)가 동일하고, 뉴머롤러지 1을 위한 동기 신호 자원 영역에 의해 차지되는 시간 구간 길이(T)와 뉴머롤러지 2를 위한 동기 신호 자원 영역에 의해 차지되는 시간 구간 길이(T)가 동일하다.
또한, 방법 M202 또는 방법 M203에서, 복수의 뉴머롤러지에 대하여 동기 신호 자원 영역의 주파수 대역폭뿐만 아니라 주파수 자원 영역이 동일할 수 있다. 예를 들어, 동기 신호는 뉴머롤러지에 관계없이, 시스템 대역폭 중앙의 FBW,1 Hz 또는 FBW,2 Hz를 차지할 수 있다.
방법 M210은 동기 신호에 적용되는 뉴머롤러지가 동기 신호가 속한 캐리어의 뉴머롤러지에 관계없이 고정적인 방법이다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M210에 기반하는 동기 신호의 뉴머롤러지 및 동기 신호의 자원 영역을 나타내는 도면이다.
구체적으로 도 9에는, 뉴머롤러지 1이 적용된 캐리어의 동기 신호와 뉴머롤러지 2가 적용된 캐리어의 동기 신호가 모두 뉴머롤러지 1을 따르는 경우가 예시되어 있다. 예를 들어, 뉴머롤러지 1의 경우에, 동기 신호를 위한 자원 영역은 주파수 축으로 8개의 자원 요소와 시간 축으로 1개의 자원 요소를 포함한다. 즉, 뉴머롤러지 1을 위한 동기 신호 자원 영역에 의해 차지되는 대역폭(F)과 시간 구간 길이(T)는, 뉴머롤러지 2를 위한 동기 신호 자원 영역에 의해 차지되는 대역폭(F)과 시간 구간 길이(T)와 동일하다.
도 9에서는, 뉴머롤러지 2를 위한 부반송파 간격(2*K)이 뉴머롤러지 1을 위한 부반송파 간격(K)의 2배 임을 가정한다. 즉, 도 9에서는, 뉴머롤러지 1을 위한 OFDM 심볼 길이(L)가 뉴머롤러지 2를 위한 OFDM 심볼 길이(L/2)의 2배임을 가정한다.
방법 M210은 특정 주파수 범위 내에서 적용될 수 있다.
방법 M210은 동기 신호를 위한 뉴머롤러지를, 특정 주파수 범위 내에서 허용된 뉴머롤러지들 중에서 하나로 미리 정할 수 있다. 예를 들어, 6GHz 이하의 주파수 대역에서 동기 신호는 항상, 15kHz의 부반송파 간격을 가지는 뉴머롤러지를 따라 전송될 수 있다.
방법 M210에 의하면, 단말은 초기 셀 탐색 과정에서 단일 뉴머롤러지를 통해 동기 신호를 탐색할 수 있다.
그러나 동기 신호의 뉴머롤러지와 캐리어의 뉴머롤러지가 다를 수도 있으므로, 단말이 캐리어에 어떤 뉴머롤러지가 적용되었는지를 알 수 있는 별도의 방법이 필요하다. 단말은 동기 신호 수신을 통해, 캐리어의 뉴머롤러지를 명시적으로 또는 암시적으로 획득할 수 있다. 또는 단말은 캐리어의 뉴머롤러지를, 단말이 동기 신호 이후에 수신하는 신호 또는 채널(예, PBCH)을 통해 획득할 수 있다. 이 때, 동기 신호 이후에 단말이 수신하는 신호 또는 채널은, 동기 신호의 뉴머롤러지와 동일한 뉴머롤러지를 따른다. 방법 M210에서, 주파수 축으로 동기 신호에 인접한 신호 및 채널의 뉴머롤러지는 동기 신호의 뉴머롤러지와 다를 수도 있으므로, 동기 신호의 대역폭 양끝에 추가 보호 대역이 삽입되어야 할 수도 있다.
다음으로, 복수의 뉴머롤러지로 구성되는 캐리어의 경우를 고려한다.
하나의 캐리어에서 복수의 뉴머롤러지는 TDM(time division multiplexing)을 통해 다중화되거나, 도 4의 실시예와 같이 FDM(frequency division multiplexing)을 통해 다중화될 수 있다. 이 때 복수의 뉴머롤러지가 하나의 동기 신호를 공유하는 방법(이하 '방법 M220')과 뉴머롤러지 별로 동기 신호가 전송되는 방법(이하 '방법 M230')이 사용될 수 있다.
복수의 뉴머롤러지가 하나의 동기 신호를 공유하는 경우에, 방법 M200과 유사하게, 동기 신호의 뉴머롤러지는 캐리어 내 복수의 뉴머롤러지들 중에서 하나를 따를 수 있다. 이를, 방법 M221 이라 한다. 방법 M221에 대해서, 도 10을 참고하여 설명한다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른, 복수의 뉴머롤러지로 구성되는 캐리어에 대한, 동기 신호의 뉴머롤러지 및 동기 신호의 자원 영역을 나타내는 도면이다.
도 10에는 2개의 뉴머롤러지들(Numerology 1, Numerology 2)이 하나의 캐리어를 구성하는 경우가 예시되어 있다.
도 10에서는, 뉴머롤러지 2를 위한 부반송파 간격이 뉴머롤러지 1을 위한 부반송파 간격 보다 크다고 가정한다. 즉, 도 10에서는, 뉴머롤러지 1을 위한 OFDM 심볼 길이가 뉴머롤러지 2를 위한 OFDM 심볼 길이 보다 크다고 가정한다.
도 10에 예시된 바와 같이, 동기 신호의 뉴머롤러지(예, Numerology 1)와 동일한 뉴머롤러지가 적용되는 자원 영역 내에서 동기 신호 자원 영역이 정의될 수 있다. 도 10에는, 동기 신호를 위한 자원 영역이 주파수 축으로 6개의 자원 요소와 시간 축으로 1개의 자원 요소를 포함하는 경우가 예시되어 있다.
동기 신호의 뉴머롤러지는 하나의 캐리어 내에서 기본(base) 뉴머롤러지로써 사용될 수 있다. 즉, 해당 캐리어에 접속한 단말은 뉴머롤러지를 따로 설정받기 전까지, 특정 시간-주파수 자원 영역 내에서 기본 뉴머롤러지를 사용하여 신호를 수신할 수 있다.
복수의 뉴머롤러지로 구성되는 캐리어에 하나의 동기 신호만이 존재하는 경우에, 동기 신호는 캐리어 대역폭의 정중앙(예, 중심 주파수를 기준으로 대칭이 되도록)에 정의될 수 있다. 이 때, 복수의 뉴머롤러지가 FDM을 통해 다중화되는 경우에, 단말은 동기 신호가 차지하는 중앙 대역폭에 대해서는 동기 신호의 뉴머롤러지와 동일한 뉴머롤러지를 적어도 가정할 수 있다.
동기 신호의 자원 영역 구성 방법으로써, 상술한 방법(예, 방법 M201, 방법 M202, 방법 M203 등)이 사용될 수 있다.
한편, 복수의 뉴머롤러지가 하나의 동기 신호를 공유하는 경우에, 방법 M210과 유사하게, 동기 신호의 뉴머롤러지는 캐리어의 뉴머롤러지들에 관계없이 미리 정해진 뉴머롤러지를 따를 수 있다. 이를, 방법 M222 라 한다.
하나의 캐리어 내에서 뉴머롤러지 별로 동기 신호가 전송되는 경우에, 각 동기 신호의 뉴머롤러지는 동기 신호가 정의되는 자원 영역의 뉴머롤러지를 따를 수 있다. 이를, 방법 M231 이라 한다. 방법 M231은 하나의 캐리어 내에 방법 M200이 적용된 것이라고 볼 수 있다.
이 때, 동기 신호 자원 영역의 구성은 상술한 방법(예, 방법 M201, 방법 M202, 방법 M203 등)을 따를 수 있다.
방법 M231과 달리, 하나의 캐리어 내에서 모든 동기 신호들의 뉴머롤러지가, 캐리어를 구성하는 복수의 뉴머롤러지들 중에서 하나를 따를 수 있다. 이를, 방법 M232 라 한다.
또는, 하나의 캐리어 내에서 모든 동기 신호들의 뉴머롤러지가 캐리어의 뉴머롤러지에 관계없이, 미리 정해진 뉴머롤러지를 따를 수 있다. 이를, 방법 M233 이라 한다.
복수의 뉴머롤러지로 구성되는 캐리어에 상술한 방법들이 적용되는 경우에, 단말의 캐퍼빌리티(capability)가 고려될 수 있다.
NR 단말이 기본적으로 복수의 뉴머롤러지를 수신할 수 있는 능력을 가지는 경우에, 방법 M220이 사용될 수 있다. eMBB와 URLLC를 지원하는 단말이 이에 해당할 수 있다. 이 때, 단말은 동기 신호 수신과 데이터 수신을 위해, 서로 다른 뉴머롤러지를 사용할 수 있다.
반면에, 복수의 뉴머롤러지를 수신할 수 있는 능력을 가지지 않는 단말을 위해, 방법 M230이 사용될 수 있다. mMTC 전송을 위한 특정 뉴머롤러지만을 지원하는 저비용 단말이 이에 해당할 수 있다. 이 때, 단말은 동기 신호 수신과 데이터 수신을 위해, 동일한 뉴머롤러지를 사용한다.
하나의 캐리어 내에서 방법 M220과 방법 M230이 혼합되어 사용될 수도 있다.
상술한 방법들(예, 방법 M200 내지 방법 M233)에서 동기 신호의 전송 시점 및 주기는, 복수의 뉴머롤러지에 대하여 동일할 수 있다.
한편, 서로 다른 뉴머롤러지를 가지는 이종 프레임 구조는 서브프레임의 길이나 서브프레임 번호들의 집합이 서로 다를 수 있으므로, 동기 신호의 전송 시점및 주기는 각 프레임 구조 별로 서로 다른 수식으로 표현될 수 있다.
동기 신호의 전송 시점 및 주기가 동일한 경우에, 단말의 초기 셀 탐색 복잡도가 감소할 수 있다.
한편, 상술한 방법들에서, 동기 신호의 자원 영역에 다른 신호(또는 다른 채널)가 맵핑될 수 있다. 즉, 동기 신호 자원 영역 내에서 동기 신호와 동기 신호 이외의 신호(또는 채널)이 공존할 수 있다. 예를 들어, 동기 신호가 주파수 축에서 불연속적인 자원 요소들에 맵핑되는 경우에, 동기 신호가 맵핑되지 않는 자원 요소들은 다른 신호(또는 다른 채널)의 전송을 위해 사용될 수 있다.
상술한 동기 신호는 단말의 초기 셀 탐색 과정에서 셀(또는 캐리어)의 중심 주파수를 탐색하는 용도로 한정될 수 있다. 이 경우에, 셀(또는 캐리어)의 스탠드얼론(standalone) 동작을 지원하지 않는 주파수 영역에서, 상기 동기 신호는 존재하지 않을 수 있다. 또는 셀(또는 캐리어)가 세컨더리 셀로만 동작하는 경우에, 상기 동기 신호는 존재하지 않을 수 있다.
한편, 상술한 동기 신호는 중심 주파수 탐색뿐만 아니라, 단말의 동기 획득, 동기 추적, 그리고/또는 셀 ID 획득을 위한 용도로도 사용될 수 있다.
또한 상술한 동기 신호는 채널 추정(또는 데이터 복호)을 위한 파일럿의 용도로도 사용될 수 있다.
특히, 동기 신호가 중심 주파수 탐색뿐만 아니라 다른 용도로도 사용되는 경우에, 동기 신호는 복수의 동기 신호로 구성될 수 있다. 예를 들어, 동기 신호는 제1 동기 신호와 제2 동기 신호로 구성될 수 있다. 동기 신호가 복수의 동기 신호로 구성되는 경우에, 상술한 방법(예, 방법 M200 내지 방법 M210)은 일부 동기 신호(예, 제1 동기 신호)에만 적용될 수 있다. 또는 상술한 방법(예, 방법 M200 내지 방법 M210)은 복수의 동기 신호(예, 제1 동기 신호, 제2 동기 신호)에 적용될 수 있다. 이 때, 상술한 방법(예, 방법 M200 내지 방법 M210)을 위해 정의되는 동기 신호 자원 영역은, 전자의 경우에 일부 동기 신호만을 포함할 수 있고, 후자의 경우에 복수의 동기 신호를 포함할 수 있다.
[초기 접속을 위한 신호 구성]
NR은 넓은 범위의 주파수를 지원하므로, 고주파 대역의 동작과 저주파 대역의 동작이 서로 다를 수 있다.
신호의 경로 손실이 큰 고주파 대역에는, 송신 빔포밍 그리고/또는 수신 빔포밍이 적용될 수 있다. 셀 또는 단말의 커버리지 확장을 위해, 데이터 채널뿐만 아니라 공통 신호 및 제어 채널에도 빔포밍이 적용될 수 있다. 이 때, 다수의 안테나를 통해 빔폭(beamwidth)이 작은 빔이 형성되는 경우에, 셀 또는 섹터의 전체 커버리지를 커버하기 위해, 다수의 서로 다른 방향 지향성을 가지는 빔들을 통해 신호가 여러 번 송신 또는 수신되어야 할 수도 있다. 빔포밍이 적용된 신호가 시간 축으로 서로 다른 자원들을 통해 여러 번 전송되는 것을, 빔 스위핑(beam sweeping)이라 한다.
반면에, 신호의 경로 손실이 상대적으로 작은 저주파 대역에서는, 공통 신호 및 제어 채널이 한번만 전송되더라도, 셀 또는 섹터의 전체 커버리지가 커버될 수 있다.
NR의 초기 접속 절차는 상기 상이한 빔 동작들을 모두 지원 가능해야 한다.
이하에서는, 단말의 초기 접속을 위한 신호들을 위한 자원 구성 및 전송 방법에 대하여 설명한다. 주파수 대역 또는 빔 동작에 관계없이 공통으로 사용될 수 있는 방법(band-agnostic or beam operation-agnostic method)에 대해서 설명한다.
단말의 초기 접속을 위해, 하향링크 디스커버리 신호(discovery signal)와 상향링크 PRACH가 이용될 수 있다.
먼저, 하향링크 디스커버리 신호에 대하여 설명한다.
디스커버리 신호는 단말의 셀 탐색, 시스템 정보 획득, 그리고 빔 획득 및 추적 등을 위한 하향링크 신호이며, 단말에게 주기적으로 전송될 수 있다. 디스커버리 신호 오케이션(occasion)이 정의될 수 있다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른, 디스커버리 신호의 구성 요소를 나타내는 도면이다.
디스커버리 신호 오케이션은 도 11의 (a)에 예시된 바와 같이, 동기 신호와 PBCH로 구성될 수 있다.
동기 신호는 시간-주파수 동기화, 그리고 셀 ID 획득 등을 위해 이용되고, PBCH는 초기 접속에 필수적인 시스템 정보(SI: system information)를 전송하는 데 이용될 수 있다. 초기 접속을 지원하지 않는 셀(또는 기지국)은 PBCH를 전송하지 않을 수 있다. 즉, 디스커버리 신호 오케이션은 PBCH를 포함하지 않을 수도 있다.
동기 신호는 복수의 동기 신호로 구성될 수 있다. 예를 들어, 동기 신호는 프라이머리 동기 신호(PSS)와 세컨더리 동기 신호(SSS)로 구성될 수 있다.
또는 디스커버리 신호 오케이션은 도 11의 (b) 또는 도 11의 (c)에 예시된 바와 같이, 동기 신호, PBCH, 그리고 빔 참조 신호(BRS: beam reference signal)로 구성될 수 있다.
BRS는 빔 또는 빔 ID 획득, RRM(radio resource management) 측정, 그리고/또는 PBCH 복호를 위한 채널 추정 등에 이용될 수 있다. PBCH와 BRS 간에는 TDM이 적용될 수도 있다. 또는 보다 높은 PBCH 복호 성능을 위해, 도 11의 (c)에 예시된 바와 같이, PBCH와 BRS가 공통 영역 내에서 공존할 수도 있다.
또는 디스커버리 신호 오케이션은 CSI(channel state information) 측정 및 보고를 위한 참조 신호 즉, CSI-RS(reference signal)를 포함할 수 있다. 또는 디스커버리 신호 오케이션은 빔 추적(tracking)을 위한 별도의 참조 신호를 포함할 수 있다. 상기 CSI-RS 그리고/또는 빔 추적 참조 신호는 단말 특정적(UE-specific)으로 설정될 수 있다.
디스커버리 신호 오케이션이 단말의 초기 셀 탐색을 위해 사용되는 경우에, 디스커버리 신호 오케이션의 전송 주기 및 오프셋은 미리 정의된 고정 값일 수 있다.
하나의 디스커버리 신호 오케이션 주기 내에서 동기 신호, PBCH, 그리고/또는 BRS 각각에 대하여, M개의 시간-주파수 자원이 존재함을 가정한다. 여기서, M은 자연수이다. 즉, 디스커버리 신호 오케이션에 포함되는 요소 신호들은 각각 M개의 자원을 사용할 수 있다. 각 요소 신호를 위한 M개의 자원은, 동일한 대역폭과 동일한 시간 축 길이(예, OFDM 심볼 수)를 가진다.
M>1인 경우에, 복수의 자원을 통해 동기 신호, PBCH, 그리고/또는 BRS 각각에 빔 스위핑이 적용될 수 있다. M=1인 경우에, 단일 빔이 전송되거나, 복수의 빔이 동일 자원 상에서 SDM(spatial division multiplexing)을 통해 전송될 수 있다.
디스커버리 신호 오케이션은 복수의 신호 블록으로 구성될 수 있다. 하나의 신호 블록에 의해 차지되는 자원은, 시간-주파수 축에서 연속적이다. 즉, 하나의 신호 블록에 의해 차지되는 자원은, 시간 축으로 연속적인 시간 도메인 심볼들을 포함할 수 있다. 이 때, 신호 블록들을 구성하는 요소 신호에 따라, 방법 M300과 방법 M310이 고려될 수 있다.
방법 M300은 디스커버리 신호 오케이션이 이종의 신호 블록들로 구성되는 방법이다. 즉, 디스커버리 신호 오케이션은 동기 신호 블록(들)과 PBCH 블록으로 구성될 수 있다. 이 때, BRS가 PBCH의 복호를 위해 존재하는 경우에, BRS는 PBCH 블록에 포함될 수 있다.
도 12는 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M300에 기반하는 디스커버리 신호 오케이션의 자원 구성을 나타내는 도면이다.
구체적으로 도 12에는, 디스커버리 신호 오케이션이 3개의 이종 신호 블록들(제1 신호 블록, 제2 신호 블록, 제3 신호 블록)로 구성되는 경우가 예시되어 있다.
제1 신호 블록은 PSS 블록이며, TDM을 통해 구분되는 M개의 PSS 자원을 포함한다. 제2 신호 블록은 SSS 블록이며, TDM을 통해 구분되는 M개의 SSS 자원을 포함한다. 제3 신호 블록은 PBCH 블록이며, TDM을 통해 구분되는 M개의 PBCH 자원 그리고/또는 M개의 BRS 자원을 포함한다.
다른 예로써, 디스커버리 신호 오케이션이 2개의 이종 신호 블록들(제1 신호 블록, 제2 신호 블록)로 구성될 수 있다. 제1 신호 블록은 PSS 및 SSS 블록이며, TDM을 통해 구분되는 M개의 PSS 자원과 M개의 SSS 자원을 포함한다. 제2 신호 블록은 PBCH 블록이며, TDM을 통해 구분되는 M개의 PBCH 자원 그리고/또는 M개의 BRS 자원을 포함한다. 이 때, 제1 신호 블록 내에서 PSS 자원과 SSS 자원은, {PSS #0, SSS #0, PSS #1, SSS #1, ..., PSS #(M-1), SSS #(M-1)}의 순서로 시간 축에서 교차 배열될 수 있다.
방법 M310은 디스커버리 신호 오케이션이 동종의 신호 블록(들) 즉, 디스커버리 신호 블록(들)로 구성되는 방법이다. 방법 M310에 대해서, 도 13을 참고하여 설명한다.
도 13은 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M310에 기반하는 디스커버리 신호 오케이션의 자원 구성을 나타내는 도면이다. 도 13 내지 도 18에서, DS는 디스커버리 신호를 의미한다.
디스커버리 신호 오케이션은 M개의 디스커버리 신호 블록(들)로 구성되고, 하나의 디스커버리 신호 블록은 하나의 동기 신호 자원, 하나의 PBCH 자원, 그리고/또는 하나의 BRS 자원을 포함한다.
도 13에는, 동기 신호가 PSS와 SSS로 구성되고 각 디스커버리 신호 블록 내에서 PSS 자원, SSS 자원, 및 PBCH 자원 간에 TDM이 적용되는 경우가 예시되어 있다. 하나의 디스커버리 신호 블록에 포함되는 하나의 동기 신호 자원은 PSS 자원과 SSS 자원으로 구분된다.
단말이 PSS를 먼저 수신하고 SSS를 그 다음으로 수신하는 경우에, 하나의 디스커버리 신호 블록 내에서 PSS가 SSS보다 시간적으로 먼저 전송되는 것이 유리하다.
한편, 방법 M300과 방법 M310에서, 신호 블록들 간에는 TDM 그리고/또는 FDM이 적용될 수 있다.
도 14는 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M300 또는 방법 M310에 있어서 신호 블록들 간에 TDM이 적용되는 경우를 나타내는 도면이다.
디스커버리 신호 오케이션이 하나의 서브밴드만을 차지하는 경우에, 신호 블록들 간에는 TDM이 적용될 수 있다. 이러한 경우가, 도 14의 (a), 도 14의 (b), 그리고 도 14의 (c)에 예시되어 있다. 디스커버리 신호 오케이션이 복수의 서브밴드를 차지하는 경우에 신호 블록들 간에는 TDM과 FDM이 모두 적용될 수 있다.
도 14의 (a) 및 도 14의 (b)는 방법 M300의 실시예를 나타내고, 도 14의 (c)는 방법 M310의 실시예를 나타낸다.
도 14의 (a)에서, PSS 블록(M개의 PSS 자원을 포함)과 SSS 블록(M개의 SSS 자원을 포함) 간의 시간 거리는 TB,0 이고, SSS 블록과 PBCH 블록(M개의 PBCH 자원 그리고/또는 M개의 BRS 자원을 포함) 간의 시간 거리는 TB,1 이다.
도 14의 (b)에서, PSS/SSS 블록(M개의 PSS 자원과 M개의 SSS 자원을 포함)과 PBCH 블록(M개의 PBCH 자원 그리고/또는 M개의 BRS 자원을 포함) 간의 시간 거리는 TB 이다.
도 14의 (c)에서, M개의 디스커버리 신호 블록들 간의 시간 거리는 TS,0, TS,1, ..., TS,( M-2) 이다. 각 디스커버리 신호 블록은, 하나의 동기 신호 자원(PSS 자원, SSS 자원), 하나의 PBCH 자원, 그리고/또는 하나의 BRS 자원을 포함한다.
하나의 디스커버리 신호 오케이션에 의해 차지되는 서브밴드들의 대역폭(들)은, 모두 동일할 수 있다. 이러한 대역폭을, 셀 탐색 대역폭(cell search bandwidth)이라 한다.
동기 신호의 대역폭 양끝에 보호 대역이 삽입되는 경우에, 보호 대역을 포함한 동기 신호 대역폭은 PBCH 대역폭과 동일할 수 있다.
방법 M310은 방법 M300에 비해 몇 가지 장점을 가진다.
첫째로, 하나의 디스커버리 신호 블록 내에서는 채널 변화가 상대적으로 적으므로, PSS/SSS의 안테나 포트와 PBCH의 안테나 포트가 동일한 경우에, PBCH의 복호 또는 BRS 기반 RRM 측정에 PSS/SSS가 도움될 수 있다.
둘째로, 방법 M300은 M>1인 경우에, 신호 블록 별로 빔 스위핑을 수행해야 하므로, 빠른 빔포밍 변경이 요구된다. 하지만 방법 M310은 디스커버리 신호 블록들 간에만 빔포밍을 변경하고 디스커버리 신호 블록 내에는 동일 또는 유사한 빔을 적용할 수 있으므로, 빔포밍 변경이 덜 빈번하게 발생할 수 있다.
마지막으로, 방법 M300에 의하면, m번째 PSS 자원, m번째 SSS 자원, 및 m번째 PBCH 자원 간의 상대적 거리(예, 시간 축 거리 및 주파수 축 거리)는, 빔포밍 모드 즉, M 값에 따라 달라질 수 있다. 여기서, m은 자원 인덱스이며, 0 이상 (M-1) 이하의 정수이다. 따라서, 단말이 PSS를 수신하고 난 후, SSS나 PBCH를 수신하기 위해 기지국으로부터 SSS나 PBCH의 자원 위치 정보를 전달받아야 할 수도 있다. 예를 들어, 단말은 SSS나 PBCH의 자원 위치를 알기 위해, PSS 수신을 통해 M 값을 획득해야 할 수도 있다.
반면에, 방법 M310에 의하면, m번째 PSS 자원, m번째 SSS 자원, 및 m번째 PBCH 자원 간의 상대적 거리(예, 시간 축 거리 및 주파수 축 거리)가 M 값에 관계없이 일정하다. 본 명세서에서, 자원들 간의 주파수 축 거리는 상기 자원들에 의해 차지되는 주파수 영역들 간의 상대적 거리를 의미한다. 이는, 상기 주파수 영역들이 주파수 축에서 서로 오버랩되는 경우에도 적용될 수 있다. 예를 들어, 기지국에 의해 생성된 m번째 디스커버리 신호 블록에 포함되는 PSS(또는 PSS 자원)과 SSS(또는 SSS 자원) 간의 시간 및 주파수 거리는, 기지국에 의해 생성된 (m+1)번째 디스커버리 신호 블록에 포함되는 PSS(또는 PSS 자원)과 SSS(또는 SSS 자원) 간의 시간 및 주파수 거리와 동일하다. 즉, m번째 디스커버리 신호 블록에 포함되는 PSS 자원과 SSS 자원 간의 시간 축 거리는 (m+1)번째 디스커버리 신호 블록에 포함되는 PSS 자원과 SSS 자원 간의 시간 축 거리와 동일하고, m번째 디스커버리 신호 블록에 포함되는 PSS 자원과 SSS 자원 간의 주파수 축 거리는 (m+1)번째 디스커버리 신호 블록에 포함되는 PSS 자원과 SSS 자원 간의 주파수 축 거리와 동일하다. 마찬가지로, m번째 디스커버리 신호 블록에 포함되는 SSS(또는 SSS 자원)과 PBCH(또는 PBCH 자원) 간의 시간 및 주파수 거리는, (m+1)번째 디스커버리 신호 블록에 포함되는 SSS(또는 SSS 자원)과 PBCH(또는 PBCH 자원) 간의 시간 및 주파수 거리와 동일하다. 마찬가지로, m번째 디스커버리 신호 블록에 포함되는 PSS(또는 PSS 자원)과 PBCH(또는 PBCH 자원) 간의 시간 및 주파수 거리는, (m+1)번째 디스커버리 신호 블록에 포함되는 PSS(또는 PSS 자원)과 PBCH(또는 PBCH 자원) 간의 시간 및 주파수 거리와 동일하다.
따라서, 단말은 PSS를 검출하고 난 후, PSS가 검출된 PSS 자원(예, m번째 PSS 자원)을 포함하는 디스커버리 신호 블록(예, m번째 디스커버리 신호 블록) 내의 정해진 위치에서 SSS나 PBCH를 수신할 수 있다. 즉, 단말은 디스커버리 신호 오케이션을 구성하는 모든 신호 블록들의 자원을 알아야 할 필요가 없고, 단말은 PSS가 검출된 PSS 자원을 포함하는 하나의 디스커버리 신호 블록이 전송됨을 가정하는 것으로 충분하다. 따라서, 방법 M310에 의하면, 단말은 초기 셀 탐색을 위한 디스커버리 신호 수신 과정에서, 빔포밍 모드 즉, M 값을 알 필요가 없다.
한편, 단말은 디스커버리 신호 오케이션을 수신하기 위해, 디스커버리 신호 측정 윈도우(DMW: discovery signal measurement window)를 가정(또는 판단)할 수 있다.
도 15는 본 발명의 실시예에 따른, 디스커버리 신호 측정 윈도우 내에서 디스커버리 신호 오케이션이 전송되는 경우를 나타내는 도면이다.
도 15에서는, M개의 디스커버리 신호 블록들 간에 TDM이 적용됨을 가정한다.
단말은 디스커버리 신호 측정 윈도우 내에서 디스커버리 신호를 모니터링하고, 발견하고, 그리고 측정할 수 있다.
디스커버리 신호 오케이션의 자원 구성에 방법 M310이 적용되고 요소 신호로써 PSS, SSS, 및 PBCH가 디스커버리 신호 오케이션에 포함되는 경우에, 단말은 디스커버리 신호 측정 윈도우 내에서 PSS를 모니터링할 수 있다.
이 때, 단말은 동일 셀로부터 전송된 PSS 빔을, 하나 또는 여러 개 발견할 수 있다. 단말이 디스커버리 신호 측정 윈도우 내에서 하나 이상의 디스커버리 신호 블록(들)에 대응하는 하나 이상의 PSS(s)를 발견하는 경우에, 하나 이상의 PSS(s) 중 하나를 선택할 수 있다.
발견된 하나 이상의 PSS 빔(들) 중에서 하나를 선택하기 위해, 단말은 디스커버리 신호 측정 윈도우의 전체 시간 구간을 모니터링한 후, 발견된 PSS 빔(들) 중 수신 성능이 가장 좋은 PSS 빔(또는 PSS 빔에 해당하는 PSS 자원)을 선택하는 방법(이하 '제1 선택 방법')이 사용될 수 있다. 또는 발견된 하나 이상의 PSS 빔(들) 중에서 하나를 선택하기 위해, 단말은 미리 정해진 수신 성능 조건을 만족하는 하나의 PSS 빔(또는 PSS 빔에 해당하는 PSS 자원)을 찾을 때까지 모니터링을 수행하는 방법(이하 '제2 선택 방법')이 사용될 수 있다. 제1 선택 방법은 제2 선택 방법에 비해 더 높은 수신 성능을 제공하지만, 단말의 디스커버리 신호 수신 복잡도를 증가시킬 수 있다.
그리고 단말은 제1 선택 방법 또는 제2 선택 방법에 의해 선택된 PSS(예, 가장 좋은 수신 성능을 가지거나 미리 정의된 수신 성능 조건을 만족하는 PSS)에 대응하는 디스커버리 신호 블록(예, m번째 디스커버리 신호 블록) 내의 정해진 위치에서, SSS나 PBCH를 모니터링할 수 있다.
한편, 도 15에는, 하나의 DMW 주기(periodicity) 내에서 디스커버리 신호 측정 윈도우가 시간-주파수 축에서 연속적으로 설정된 경우가 예시되어 있다.
반면에, 디스커버리 신호 측정 윈도우는 시간 또는 주파수 축에서 불연속적일 수도 있다. 즉, 하나의 디스커버리 신호 측정 윈도우 주기 내에서 시간 축 또는 주파수 축으로 복수의 자원 블록이 디스커버리 신호 측정 윈도우를 구성할 수 있다. 이때, 각 자원 블록은 시간 축 및 주파수 축에서 연속적인 자원들의 집합을 의미하고, 자원 블록들은 시간 축 그리고/또는 주파수 축에서 불연속적일 수 있다.
RRC(radio resource control) 연결되어 있지 않은 단말은, 디스커버리 신호 측정 윈도우 정보(예, DMW 길이 및 DMW 주기)를 미리 정해진 값으로 가정할 수 있다. 즉, 기지국에 RRC 연결되어 있지 않은 단말은, 미리 정의된 길이 값과 주기 값에 기초해, 디스커버리 신호 측정 윈도우를 위한 길이(duration) 및 주기를 결정할 수 있다. 예를 들어, 초기 접속을 시도하는 단말을 위한 디스커버리 신호 측정 윈도우 주기는 LTE와 마찬가지로 5ms으로 정의되고, 상기 단말을 위한 디스커버리 신호 측정 윈도우 길이는 5ms 이하의 고정값으로 정의될 수 있다. 디스커버리 신호 측정 윈도우의 길이와 주기가 일치하는 경우에, RRC 연결되어 있지 않은 단말은 시간 도메인 전 범위에서 디스커버리 신호를 모니터링할 수 있다.
한편, RRC 연결된 단말(혹은 RRC 연결되지 않았지만 기지국으로부터 시스템 정보를 수신할 수 있는 상태에 있는 단말)은 디스커버리 신호 측정 윈도우 정보(예, DMW 길이 및 DMW 주기)를 기지국으로부터 설정받을 수 있다. 이 때, 단말의 수신 복잡도를 낮추기 위해, 디스커버리 신호 측정 윈도우 주기는 RRC 연결되어 있지 않은 단말에 의해 가정되는 값보다 길게 설정될 수 있고, 디스커버리 신호 측정 윈도우 길이는 RRC 연결되어 있지 않은 단말에 의해 가정되는 값보다 짧게 설정될 수 있다. 예를 들어, 디스커버리 신호 측정 윈도우의 주기 및 길이는 각각, 40ms 및 2ms으로 설정될 수 있다. 즉, 기지국은 기지국에 RRC 연결되어 있는 단말을 위한 DMW 주기를, 기지국에 RRC 연결되어 있지 않은 단말을 위해 미리 정의된 주기 값 보다 큰 값으로 설정할 수 있다. 그리고 기지국은 기지국에 RRC 연결되어 있는 단말을 위한 DMW 길이를, 기지국에 RRC 연결되어 있지 않은 단말을 위해 미리 정의된 길이 값 보다 작은 값으로 설정할 수 있다.
RRC 연결된 단말은 디스커버리 신호 측정 윈도우 정보(예, DMW 길이 및 DMW 주기)를 기지국으로부터 설정받지 않은 경우에, 디스커버리 신호 측정을 수행하지 않을 수 있다. 즉, 디스커버리 신호 측정 윈도우 정보(예, DMW 길이 및 DMW 주기)는 단말의 디스커버리 신호 측정이 필요한 경우에만, 단말에 설정될 수 있다. 또는 상기 경우에, RRC 연결된 단말은 RRC 연결되어 있지 않은 단말에 의해 가정되는 값과 동일한 값으로 디스커버리 신호 측정 윈도우 정보(예, DMW 길이 및 DMW 주기)를 가정할 수 있다.
디스커버리 신호 측정 윈도우 정보(예, DMW 길이 및 DMW 주기)는 단말 특정적(UE-specific)으로 시그널링될 수 있다.
도 15에는, 디스커버리 신호 측정 윈도우 내에서, 디스커버리 신호 오케이션을 구성하는 신호 전부(예, M개의 디스커버리 신호 블록)가 기지국에 의해 전송되는 경우가 예시되어 있다. 반면에, 단말 특정적인 디스커버리 신호 측정 윈도우 내에서, 디스커버리 신호 오케이션을 구성하는 신호의 일부(예, 하나 또는 복수의 디스커버리 신호 블록)만이 전송될 수 있다. 또는 디스커버리 신호 측정 윈도우 내에서, 디스커버리 신호 오케이션을 구성하는 어떤 신호도 전송되지 않을 수 있다.
한편, 디스커버리 신호 오케이션이 전송되기 위한 자원 풀(resource pool)(이하 '디스커버리 신호 자원 풀')이 정의될 수 있다. 즉, 디스커버리 신호 오케이션은 미리 정의된 디스커버리 신호 자원 풀 내에서 전송될 수 있다. 이 경우에, 디스커버리 신호 오케이션의 주기가 따로 정의되지 않고, 대신에 상기 디스커버리 신호 자원 풀의 주기가 정의될 수 있다.
기지국은 디스커버리 신호의 전송을 위해 미리 정의된 디스커버리 신호 자원 풀에 속하는 자원들 중에서 일부 또는 전부를, 적어도 하나의 디스커버리 신호 블록에 할당할 수 있다. 도 15에는, 기지국이 디스커버리 신호 자원 풀에 속하는 자원들 중 일부를, 디스커버리 신호 오케이션을 구성하는 M개의 디스커버리 신호 블록에 할당하는 경우가 예시되어 있다.
도 15에는, 디스커버리 신호 자원 풀의 영역이 디스커버리 신호 측정 윈도우의 영역과 일치하는 경우가 예시되어 있다. 그러나 디스커버리 신호 자원 풀의 영역과 디스커버리 신호 측정 윈도우의 영역은 일치하지 않을 수도 있다.
이하에서는, 디스커버리 신호와 PRACH 간의 관계에 대하여 설명한다.
NR 시스템에서, PRACH는 LTE에서와 마찬가지로, 단말의 랜덤 액세스 또는 기지국의 단말 발견을 위해 사용될 수 있다.
단말은 PRACH를 통해, 프리앰블(preamble) 또는 인코딩된 신호를 송신할 수 있다. 구체적으로, 방법 M310이 사용되는 경우를 위한 PRACH 자원 구성 방법에 관련된 동작에 대하여 설명한다. 이를 위해, PRACH 오케이션이 정의될 수 있다.
방법 M310에서 디스커버리 신호 오케이션이 M개의 디스커버리 신호 블록으로 구성되는 것과 마찬가지로, PRACH 오케이션도 기지국의 수신 빔포밍을 위해 하나의 PRACH 오케이션 주기 내에서 M개의 PRACH 블록(또는 PRACH 자원)(단, m=0, 1, ..., M-1)으로 구성될 수 있다. 하나의 PRACH 블록에 의해 차지되는 자원은 시간-주파수 축에서 연속적이다.
도 16은 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M310에 기반하는 디스커버리 신호와 PRACH 자원 구성을 나타내는 도면이다.
구체적으로 도 16에는, PRACH 오케이션의 자원 구성의 실시예로써, M개의 디스커버리 신호 블록과 기지국의 PRACH 수신을 위한 M개의 PRACH 블록이 하나의 셀 탐색 대역폭 내에 존재하는 경우가 예시되어 있다.
도 16에서, TS,m(예, TS,0, TS,1, ..., TS,( M-2))은 m번째 디스커버리 신호 블록 및 (m+1)번째 디스커버리 신호 블록 간의 시간 축 거리를 나타내고, TR,m(예, TR,0, TR,1, ..., TR,( M-2))은 m번째 PRACH 블록 및 (m+1)번째 PRACH 블록 간의 시간 축 거리를 나타내고, TG,m(예, TG,0, TG,1, ..., TG,( M-1))은 m번째 디스커버리 신호 블록과 m번째 PRACH 블록 간의 시간 축 거리를 나타낸다. 다만, 도 16의 실시예는 단지 하나의 예시일 뿐이며, 신호 블록들이 서로 다른 주파수 자원에 맵핑되는 경우도 고려될 수 있다.
기지국은 M개의 PRACH 블록 모두에서, PRACH 수신을 시도한다. 이 때, 기지국은 M개의 디스커버리 신호 블록 중 m번째 디스커버리 신호 블록을 위한 송신 빔을 기반으로, M개의 PRACH 블록 중 m번째 PRACH 블록을 위한 수신 빔을 도출할 수 있다. TDD 처럼 상향링크 채널 및 하향링크 채널 간 가역성(reciprocity)이 성립하는 경우에, 송신 빔과 수신 빔은 동일하거나 유사할 수 있다.
단말은 m번째 디스커버리 신호 블록에서 동기 신호 그리고/또는 BRS 검출에 성공한 경우에, m번째 PRACH 블록에서 프리앰블을 전송한다. 이러한 단말 동작을, 방법 M311 이라 한다. 만약 단말도 빔포밍을 수행한다면, 기지국과 유사하게, m번째 디스커버리 신호 블록의 수신 빔을 기반으로 m번째 PRACH 블록의 송신 빔을 도출할 수 있다. 방법 M310과 방법 M311에 따르면, 단말은 M개의 PRACH 블록 중에서 m번째 PRACH 블록의 자원 위치만을 알면 된다.
m번째 PRACH 블록의 자원 위치는, m번째 디스커버리 신호 블록의 자원으로부터의 시간 오프셋 및 주파수 오프셋으로 표현될 수 있다. 도 16의 실시예에서 주파수 오프셋은 0이므로, m번째 PRACH 블록의 자원 위치는 시간 오프셋 TG,m 만으로 표현될 수 있다.
이 때, 시간 오프셋 {TG,m}이 모든 m (단, m=0, 1, ..., M-1)에 대하여 동일한 값 TG를 가지도록 정의될 수 있다. 이를, 방법 M320 이라 한다. 반면에, 시간 오프셋 {TG,m}이 m에 따라 서로 다른 값을 가지는 것이 허용될 수 있다. 이를, 방법 M321 이라 한다.
방법 M320의 경우에, TG 값은 규격에 미리 정의될 수도 있고, 디스커버리 신호에 의해 단말에 전송될 수도 있다. 방법 M321의 경우에, TG,m 값은 m번째 디스커버리 신호 블록에 의해 단말에 전송될 수 있다. 방법 M321은 PRACH 블록의 자원 설정 정보를 단말에게 알려주어야 하는 부담을 가지지만, 방법 M320에 비해 자원 설정의 높은 자유도(flexibility)를 가진다.
PRACH 블록과 디스커버리 신호 블록 간에 주파수 오프셋이 존재하는 경우에, 주파수 오프셋에도 상술한 방법들이 유사하게 적용될 수 있다.
한편, {TS,m}과 {TR,m}은 규격에 미리 정의될 수 있다. 이를, 방법 M330 이라 한다. 예를 들어, TS,0=TS,1=...=TS,( M-2)=TS 이고, TR,0=TR,1=...=TR,( M-2)=TR이고, (TS, TR)은 고정 값을 가질 수 있다. TS 및 TR 값이 작을수록, 빔 스위핑에 소요되는 시간은 줄어들 수 있다. 즉, m번째 디스커버리 신호 블록과 (m+1)번째 디스커버리 신호 블록 간의 시간 거리는 미리 정의된 TS 값에 기초해 결정되고, m번째 PRACH 블록 및 (m+1)번째 PRACH 블록 간의 시간 거리는 미리 정의된 TR 값에 기초해 결정된다.
도 17은 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M320과 방법 M330에 기반하는 디스커버리 신호와 PRACH 자원 구성을 나타내는 도면이다.
도 17에는 방법 M330의 실시예로써, (TS, TR)=(0, 0)인 경우가 예시되어 있다. 즉, m번째 디스커버리 신호 블록 및 (m+1)번째 디스커버리 신호 블록 간의 시간 축 거리가 0이고, m번째 PRACH 블록 및 (m+1)번째 PRACH 블록 간의 시간 축 거리가 0이다.
또한 도 17에는 방법 M320의 실시예로써, 디스커버리 신호 블록과 PRACH 블록 간의 시간 오프셋 {TG,m}이 모두 동일한 경우가 예시되어 있다. 즉, m번째 디스커버리 신호 블록과 m번째 PRACH 블록 간의 시간 축 거리가 TG 이다.
이를 위해, 각 디스커버리 신호 블록의 시간 자원 길이와 각 PRACH 블록의 시간 자원 길이가 TB로 동일하도록 설계될 수 있다.
반면에, {TS,m}과 {TR,m}이 규격에 정의되지 않고, 기지국이 {TS,m}과 {TR,m} 값들을 임의로 정할 수 있다. 이를, 방법 M331 이라 한다. 예를 들어, 기지국은 m번째 디스커버리 신호 블록 및 (m+1)번째 디스커버리 신호 블록 간의 시간 거리를, 트래픽 상황에 기초해 결정할 수 있다. 이를 통해, 기지국은 DL 구간과 UL 구간을 동적으로 조정할 수 있다. 또한 기지국은 m번째 PRACH 블록 및 (m+1)번째 PRACH 블록 간의 시간 거리를 임의로 결정할 수 있다. 방법 M331에서, m번째 디스커버리 신호 블록 및 (m+1)번째 디스커버리 신호 블록 간의 시간 거리는 일반적으로 정수 개의 OFDM 심볼 길이로써 표현될 수 있다. 또는 디스커버리 신호 블록을 구성하는 OFDM 심볼 수를 NDS 라 가정하면, m번째 디스커버리 신호 블록 및 (m+1)번째 디스커버리 신호 블록 간의 시간 거리는 NDS의 정수배일 수 있다.
도 18은 본 발명의 실시예에 따른, 방법 M321과 방법 M331에 기반하는 디스커버리 신호와 PRACH 자원 구성을 나타내는 도면이다.
구체적으로 도 18에는, M=4인 경우가 예시되어 있다. 즉, 4개의 디스커버리 신호 블록과 4개의 PRACH 블록이 하나의 셀 탐색 대역폭 내에 존재한다.
도 18에는 방법 M331의 실시예로써, {TS,m}은 m에 따라 모두 다른 값을 가지고 {TR,m}은 모든 m에 대하여 0인 경우가 예시되어 있다. 즉, m번째 디스커버리 신호 블록 및 (m+1)번째 디스커버리 신호 블록 간의 시간 축 거리는 m에 따라 다른 값을 가진다. m번째 PRACH 블록 및 (m+1)번째 PRACH 블록 간의 시간 축 거리는 m에 관계없이 0이다.
또한 도 18에는 방법 M321의 실시예로써, {TG,m}이 m에 따라 서로 다른 값을 가질 수 있는 경우가 예시되어 있다. 즉, m번째 디스커버리 신호 블록과 m번째 PRACH 블록 간의 시간 축 거리는 m에 따라 다른 값을 가진다.
방법 M331에 의하면, 기지국이 디스커버리 신호 블록의 자원 설정과 PRACH 블록의 자원 설정에 어느 정도 자유도를 가짐으로써, 전체 자원을 유연하게 운영할 수 있다. 예를 들어, 도 18에 예시된 바와 같이, 하향링크 전송과 상향링크 전송이 서브프레임 단위로 빠르게 교차되어야 하는 트래픽 상황(예, DL 서브프레임->UL 서브프레임->특별 서브프레임->특별 서브프레임->UL 서브프레임)의 경우에, 기지국은 디스커버리 신호 블록과 PRACH 블록을 하나의 주기 내에서 적절한 위치에 분산시켜 할당함으로써, 자원을 효율적으로 관리할 수 있다.
또한 방법 M331은 전방 호환성(forward compatibility)의 관점에서도 방법 M330보다 유리하다. {TG,m}, {TS,m}, 그리고/또는 {TR,m}은 디스커버리 신호 오케이션의 모든 주기에 대하여 고정값을 가질 수도 있고, 주기마다 다른 값을 가질 수도 있다. 디스커버리 신호 오케이션의 주기마다 자원의 위치가 변하는 경우에, 단말의 RRM 측정 정확도가 떨어질 수 있다. 따라서, 기지국이 상기 파라미터들(예, TG,m, TS,m, TR,m 등)을 임의로 결정하는 경우일지라도, 기지국이 주기 별로 자원 위치를 변경하는 것은 제한될 수도 있다. 예를 들어, 상기 파라미터(예, TG,m, TS,m, TR,m 등)는 디스커버리 신호 오케이션의 각 주기에 대하여 동일한 값을 가질 수 있다. 즉, 파라미터(예, TG,m, TS,m, TR,m 등)는 디스커버리 신호 오케이션의 주기 마다 동일한 값으로 적용될 수 있다.
한편, 단말이 랜덤 액세스를 수행하는 경우에, 다양한 상향링크 커버리지 요구사항을 만족하기 위해, 복수의 PRACH 포맷이 사용될 수 있다.
일반적으로 PRACH의 시간-주파수 자원의 크기가 클수록, 랜덤 액세스 커버리지와 단말들 간의 접속 충돌(collision) 확률이 개선된다. LTE에서 사용되는 복수의 PRACH 포맷들은 동일한 대역폭을 가지지만, 뉴머롤러지 또는 프리앰블 시퀀스의 반복 여부에 따라 서로 다른 시간 축 자원 길이를 가진다.
NR에서도 마찬가지로 다양한 커버리지 및 접속 시도 확률에 대한 요구사항이 존재하므로, 복수의 PRACH 포맷이 필요하다.
예를 들어, 소형 셀의 경우에, 커버리지가 작고 접속을 시도하는 단말 수가 적으므로, 짧은 랜덤 액세스 프리앰블이 요구될 수 있다. 또한 방법 M310과 같이, PRACH 자원이 M개 존재하고 단말이 M개의 PRACH 자원 중 하나의 PRACH 자원에서 접속을 시도하는 경우에, 각 PRACH 자원에서 접속 충돌이 발생할 확률은 더욱 떨어진다. 반면에, 매크로 셀의 경우 또는 방법 M310에서 M 값이 작은 경우에, 커버리지가 넓고 접속 충돌 확률이 높으므로, 긴 랜덤 액세스 프리앰블 또는 반복 전송이 요구될 수 있다.
복수의 PRACH 포맷이 존재하는 경우에, 기지국은 디스커버리 신호를 통해 PRACH 포맷을 단말에 전송할 수 있다. 이를, 방법 M340 이라 한다. 단말은 디스커버리 신호 수신을 통해 획득한 PRACH 포맷에 맞추어, 랜덤 액세스 프리앰블을 생성하고, 랜덤 액세스 프리앰블을 PRACH 자원 상에서 송신할 수 있다. PRACH 포맷 또는 PRACH 자원 설정 정보는 시스템 정보로써, 동기 신호나 BRS보다는 PBCH를 통해 전송될 수 있다. 예를 들어, 기지국은 디스커버리 신호 블록에 포함되는 PBCH를 통해, 복수의 PRACH 포맷 중 적어도 하나를 단말에게 전송할 수 있다.
상술한 디스커버리 신호, PRACH 자원 구성 방법, 및 초기 접속 절차들은, 어떤 뉴머롤러지에 대해서도 항상 적용될 수 있다. 복수의 뉴머롤러지로 구성되는 캐리어의 경우에, 상술한 동기 신호의 경우와 마찬가지로, 복수의 뉴머롤러지는 공통의 디스커버리 신호와 PRACH를 공유할 수 있다. 이 때, 디스커버리 신호의 뉴머롤러지에 대하여, 방법 M221 또는 방법 M222가 적용될 수 있다.
또는, 하나의 캐리어 내에서 디스커버리 신호와 PRACH가 뉴머롤러지 별로 정의될 수 있다. 이 때, 디스커버리 신호의 뉴머롤러지에 대하여, 방법 M231, 방법 M232, 또는 방법 M233이 적용될 수 있다. PRACH의 뉴머롤러지는 디스커버리 신호의 뉴머롤러지와 동일할 수도 있고, PRACH를 위해 별도의 뉴머롤러지가 사용될 수도 있다.
도 19는 본 발명의 실시예에 따른, 컴퓨팅 장치를 나타내는 도면이다. 도 19의 컴퓨팅 장치(TN100)는 본 명세서에서 기술된 기지국 또는 단말 등일 수 있다. 또는 도 19의 컴퓨팅 장치(TN100)는, 무선 기기, 통신 노드, 송신기, 또는 수신기일 수 있다.
도 19의 실시예에서, 컴퓨팅 장치(TN100)는 적어도 하나의 프로세서(TN110), 네트워크에 연결되어 통신을 수행하는 송수신 장치(TN120), 및 메모리(TN130)를 포함할 수 있다. 또한, 컴퓨팅 장치(TN100)는 저장 장치(TN140), 입력 인터페이스 장치(TN150), 출력 인터페이스 장치(TN160) 등을 더 포함할 수 있다. 컴퓨팅 장치(TN100)에 포함된 구성 요소들은 버스(bus)(TN170)에 의해 연결되어 서로 통신을 수행할 수 있다.
프로세서(TN110)는 메모리(TN130) 및 저장 장치(TN140) 중에서 적어도 하나에 저장된 프로그램 명령(program command)을 실행할 수 있다. 프로세서(TN110)는 중앙 처리 장치(CPU: central processing unit), 그래픽 처리 장치(GPU: graphics processing unit), 또는 본 발명의 실시예에 따른 방법들이 수행되는 전용의 프로세서를 의미할 수 있다. 프로세서(TN110)는 본 발명의 실시예와 관련하여 기술된 절차, 기능, 및 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 프로세서(TN110)는 컴퓨팅 장치(TN100)의 각 구성 요소를 제어할 수 있다.
메모리(TN130) 및 저장 장치(TN140) 각각은 프로세서(TN110)의 동작과 관련된 다양한 정보를 저장할 수 있다. 메모리(TN130) 및 저장 장치(TN140) 각각은 휘발성 저장 매체 및 비휘발성 저장 매체 중에서 적어도 하나로 구성될 수 있다. 예를 들어, 메모리(TN130)는 읽기 전용 메모리(ROM: read only memory) 및 랜덤 액세스 메모리(RAM: random access memory) 중에서 적어도 하나로 구성될 수 있다.
송수신 장치(TN120)는 유선 신호 또는 무선 신호를 송신 또는 수신할 수 있다. 그리고 컴퓨팅 장치(TN100)는 단일 안테나 또는 다중 안테나를 가질 수 있다.
한편, 본 발명의 실시예는 지금까지 설명한 장치 및/또는 방법을 통해서만 구현되는 것은 아니며, 본 발명의 실시예의 구성에 대응하는 기능을 실현하는 프로그램 또는 그 프로그램이 기록된 기록 매체를 통해 구현될 수도 있으며, 이러한 구현은 상술한 실시예의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술 분야의 당업자라면 쉽게 구현할 수 있는 것이다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

Claims (20)

  1. 제1 PSS(primary synchronization signal)와 제1 SSS(secondary synchronization signal)를 포함하는 제1 디스커버리 신호 블록을 생성하는 단계;
    제2 PSS와 제2 SSS를 포함하는 제2 디스커버리 신호 블록을 생성하는 단계; 및
    상기 제1 디스커버리 신호 블록 및 상기 제2 디스커버리 신호 블록을 전송하는 단계를 포함하고,
    상기 제1 PSS를 위한 자원과 상기 제1 SSS를 위한 자원 간의 시간 및 주파수 거리는 상기 제2 PSS를 위한 자원과 상기 제2 SSS를 위한 자원 간의 시간 및 주파수 거리와 동일한
    기지국의 전송 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 디스커버리 신호 블록은 제1 PBCH(physical broadcast channel)를 더 포함하고, 상기 제2 디스커버리 신호 블록은 제2 PBCH를 더 포함하고,
    상기 제1 PSS를 위한 자원과 상기 제1 PBCH를 위한 자원 간의 시간 및 주파수 거리는 상기 제2 PSS를 위한 자원과 상기 제2 PBCH를 위한 자원 간의 시간 및 주파수 거리와 동일한
    기지국의 전송 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제2 디스커버리 신호 블록을 생성하는 단계는,
    상기 제1 디스커버리 신호 블록과 상기 제2 디스커버리 신호 블록 간에 TDM(time division multiplexing)을 적용하는 단계를 포함하는
    기지국의 전송 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제1 디스커버리 신호 블록과 상기 제2 디스커버리 신호 블록 간의 시간 거리는 미리 정의된 제1 값에 기초해 결정되고,
    상기 기지국의 PRACH(physical random access channel) 수신을 위한 제1 PRACH 블록과 제2 PRACH 블록 간의 시간 거리는 미리 정의된 제2 값에 기초해 결정되는
    기지국의 전송 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제1 디스커버리 신호 블록 및 상기 제2 디스커버리 신호 블록에 의해 차지되는 서브밴드들의 대역폭인 셀 탐색 대역폭(cell search bandwidth) 내에, 상기 제1 PRACH 블록 및 상기 제2 PRACH 블록이 존재하는
    기지국의 전송 방법.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 제1 디스커버리 신호 블록에 의해 차지되는 자원은 연속적인 시간 도메인 심볼들을 포함하고,
    상기 제1 디스커버리 신호 블록 내에서, 상기 제1 PSS는 상기 제1 SSS 보다 시간적으로 앞서는
    기지국의 전송 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 기지국의 PRACH(physical random access channel) 수신을 위한 제1 PRACH 블록과 제2 PRACH 블록 간의 시간 거리를 결정하는 단계를 더 포함하고,
    상기 제2 디스커버리 신호 블록을 생성하는 단계는,
    상기 제1 디스커버리 신호 블록과 상기 제2 디스커버리 신호 블록 간의 시간 거리를, 트래픽 상황에 기초해 결정하는 단계를 포함하는
    기지국의 전송 방법.
  8. PSS(primary synchronization signal)와 SSS(secondary synchronization signal)를 포함하는 적어도 하나의 디스커버리 신호 블록을 생성하는 단계; 및
    디스커버리 신호의 전송을 위해 미리 정의된 자원 풀(resource pool)에 속하는 자원들 중 일부 또는 전부를, 상기 적어도 하나의 디스커버리 신호 블록에 할당하는 단계
    를 포함하는 기지국의 전송 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 디스커버리 신호 블록은 복수이고,
    상기 복수의 디스커버리 신호 블록 간의 시간 거리를, 트래픽 상황에 따라 결정하는 단계
    를 더 포함하는 기지국의 전송 방법.
  10. 제8항에 있어서,
    단말이 상기 적어도 하나의 디스커버리 신호 블록을 수신하도록, 디스커버리 신호 측정 윈도우(DMW: discovery signal measurement window)의 길이(duration) 및 주기(periodicity)를 상기 단말에게 설정하는 단계
    를 더 포함하는 기지국의 전송 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 DMW의 길이 및 주기를 설정하는 단계는,
    상기 단말과 상기 기지국이 RRC(radio resource control) 연결되어 있는 경우에, 상기 기지국에 RRC 연결되어 있지 않은 다른 단말을 위해 미리 정의된 주기 값 보다 큰 값으로 상기 DMW 주기를 설정하고, 상기 다른 단말을 위해 미리 정의된 길이 값 보다 작은 값으로 상기 DMW 길이를 설정하는 단계를 포함하는
    기지국의 전송 방법.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 디스커버리 신호 블록은 복수이고,
    상기 할당하는 단계는,
    상기 DMW 내에서 상기 복수의 디스커버리 신호 블록 중 일부를 전송하는 단계를 포함하는
    기지국의 전송 방법.
  13. 제8항에 있어서,
    상기 기지국의 PRACH(physical random access channel) 수신을 위한 복수의 PRACH 블록 간의 시간 거리를 임의로 결정하는 단계
    를 더 포함하는 기지국의 전송 방법.
  14. 제8항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 디스커버리 신호 블록 중 제1 디스커버리 신호 블록에 포함되는 PBCH(physical broadcast channel)를 통해, 복수의 PRACH(physical random access channel) 포맷 중 적어도 하나를 단말에게 전송하는 단계
    를 더 포함하는 기지국의 전송 방법.
  15. 제9항에 있어서,
    상기 복수의 디스커버리 신호 블록 간의 시간 거리는, 디스커버리 신호 오케이션(occasion)의 주기 마다 동일한 값으로 적용되는
    기지국의 전송 방법.
  16. 디스커버리 신호 측정 윈도우(DMW: discovery signal measurement window)를 판단하는 단계;
    상기 DMW 내에서 PSS(physical synchronization signal)를 모니터링하는 단계; 및
    상기 DMW 내에서 복수의 디스커버리 신호 블록에 대응하는 복수의 PSS를 발견하는 경우에, 상기 복수의 PSS 중 하나를 선택하는 단계
    를 포함하는 단말의 수신 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 판단하는 단계는,
    기지국에 RRC(radio resource control) 연결되어 있지 않은 경우에, 미리 정의된 길이 값과 주기 값에 기초해, 상기 DMW를 위한 길이(duration) 및 주기(periodicity)를 결정하는 단계를 포함하는
    단말의 수신 방법.
  18. 제16항에 있어서,
    상기 판단하는 단계는,
    기지국에 RRC(radio resource control) 연결되어 있는 경우에, 상기 기지국으로부터 상기 DMW를 위한 길이 및 주기(periodicity)를 설정 받는 단계를 포함하고,
    상기 기지국에 의해 설정된 DMW 주기는 상기 기지국에 RRC 연결되어 있지 않은 다른 단말을 위해 미리 정의된 주기 값 보다 큰 값을 가지고,
    상기 기지국에 의해 설정된 DMW 길이는 상기 다른 단말을 위해 미리 정의된 길이 값 보다 작은 값을 가지는
    단말의 수신 방법.
  19. 제16항에 있어서,
    상기 선택된 PSS에 대응하는 제1 디스커버리 신호 블록에 포함된 SSS(secondary synchronization signal) 또는 PBCH(physical broadcast channel)를 모니터링하는 단계
    를 더 포함하는 단말의 수신 방법.
  20. 제16항에 있어서,
    상기 선택하는 단계는,
    상기 복수의 PSS 중 가장 좋은 수신 성능을 가지거나 미리 정의된 수신 성능 조건을 만족하는 PSS를 선택하는 단계를 포함하는
    단말의 수신 방법.
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