WO2017159408A1 - 弾性波装置、帯域通過型フィルタ及び複合フィルタ装置 - Google Patents

弾性波装置、帯域通過型フィルタ及び複合フィルタ装置 Download PDF

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真理 佐治
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Murata Manufacturing Co Ltd
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    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves

Definitions

  • the present invention relates to an elastic wave device, a band-pass filter, and a composite filter device using these.
  • a band-pass filter using Rayleigh waves has a configuration in which an IDT electrode formed on a LiNbO 3 substrate is covered with a silicon oxide film. In order to suppress higher-order modes of Rayleigh waves, the thickness of the silicon oxide film is reduced.
  • the IDT electrode contains Cu (copper) as a main component.
  • the film thickness of Cu does not affect the higher-order mode, and oxidation is performed. Only the thickness of the silicon film affects the higher order modes.
  • the thickness of the silicon oxide film is increased, the frequency temperature characteristic is improved, but a higher-order mode is generated. Further, if the thickness of the silicon oxide film is reduced, the frequency temperature characteristic is lowered, but the higher-order mode is suppressed.
  • the present invention is based on the finding of the present inventors that the higher-order mode depends not only on the thickness of the silicon oxide film but also on the thickness of the Mo (molybdenum) film in the IDT electrode. .
  • the Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) are Euler angles ( ⁇ 5 ° ⁇ ⁇ ⁇ 5 °, 28 ° ⁇ ⁇ ⁇ 48 °, ⁇ 5 ° ⁇ ⁇ ⁇ 5 °).
  • the thickness is a normalized film thickness (%)
  • the normalized film thickness (%) of the first electrode layer is T 1
  • the normalized film thickness (%) of the first dielectric film is T 2 T 2 ⁇ 31% and the following formula (1) Formula (1) T 1 ⁇ 0.8634 ⁇ T 2 -27.913 Meet.
  • the LiNbO 3 substrate is hardly damaged.
  • the first dielectric film contains silicon oxide as a main component.
  • the frequency temperature characteristic can be further improved.
  • the first dielectric film is made of SiO 2 .
  • the frequency temperature characteristic can be further improved.
  • a second dielectric film is laminated on the first dielectric film.
  • the frequency can be adjusted.
  • the second dielectric film is made of SiN.
  • the frequency can be adjusted.
  • a second electrode layer made of a metal having a lower electric resistance than Mo is stacked on the first electrode layer.
  • the electrical resistance of the IDT electrode can be lowered.
  • the second electrode layer is made of Al.
  • the electrical resistance of the IDT electrode can be lowered.
  • the first electrode layer containing Mo as a main component is an alloy containing Nb.
  • a band-pass filter according to the present invention includes an antenna terminal connected to an antenna and an elastic wave device configured according to the present invention connected to the antenna terminal.
  • the filter is a ladder filter having a series arm resonator and a parallel arm resonator, and at least one of the series arm resonator and the parallel arm resonator is the It consists of an elastic wave device.
  • a plurality of the series arm resonators are provided, and at least one of the plurality of series arm resonators includes the elastic wave device. In this case, higher order modes can be effectively suppressed.
  • a series arm resonator closest to the antenna terminal is formed by the elastic wave device. In this case, the higher order mode can be further suppressed.
  • the filter further includes a longitudinally coupled resonator type acoustic wave filter connected to the ladder type filter.
  • the longitudinally coupled resonator type acoustic wave filter is connected to the opposite side of the ladder type filter from the antenna terminal.
  • a longitudinally coupled resonator type acoustic wave filter as the acoustic wave device is provided.
  • a composite filter device is connected to a first bandpass filter composed of a bandpass filter configured according to the present invention and the antenna terminal, and passes through the first bandpass filter. And at least one second band-pass filter having a pass band on a higher frequency side than the band.
  • the first bandpass filter is connected to the antenna terminal and the first bandpass filter composed of a bandpass filter configured according to the present invention.
  • At least one second band-pass filter having a pass band higher than the pass band of the filter is formed on the same piezoelectric substrate.
  • the composite filter device includes a duplexer including the first bandpass filter, and the duplexer is connected to the antenna terminal in common with the first bandpass filter.
  • a longitudinally coupled resonator type acoustic wave filter is connected to the antenna terminal in common with the first bandpass filter.
  • the elastic wave device and the band-pass filter according to the present invention even when using Rayleigh waves propagating through the LiNbO 3 substrate, the frequency-temperature characteristics can be effectively improved and higher-order modes are suppressed. can do.
  • the composite filter device according to the present invention it is difficult to produce an influence due to the response of the higher order mode.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a band-pass filter according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a schematic front cross-sectional view of the series arm resonator disposed closest to the antenna terminal in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a schematic enlarged view of FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the normalized film thickness (%) of the SiO 2 film and the frequency temperature characteristics.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the normalized film thickness (%) of the SiO 2 film, the normalized film thickness (%) of the Mo layer in the IDT electrode, and the ratio band of the Sezawa wave.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a band-pass filter according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a schematic front cross-sectional view of the series arm resonator disposed closest to the antenna terminal in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a schematic enlarged view of FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the normal
  • FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the normalized film thickness (%) of the SiO 2 film and the normalized film thickness (%) of the Mo layer in the IDT electrode when the ratio band of the Sezawa wave is 0.1%. It is.
  • FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the normalized film thickness (%) of the SiO 2 film and the normalized film thickness (%) of the Mo layer in the IDT electrode when the ratio band of Sezawa waves is 0.05%. It is.
  • FIG. 8 is a diagram showing attenuation frequency characteristics of the band-pass filter according to the present invention and the band-pass filter of the comparative example.
  • FIG. 9 is a diagram showing the return loss at the antenna terminal of the band-pass filter according to the present invention and the band-pass filter of the comparative example.
  • FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the ratio band of Sezawa waves and the return loss in region B in FIG.
  • FIG. 11 is a schematic view of a composite filter device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a schematic circuit diagram of a composite filter device according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a schematic circuit diagram of a band-pass filter according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a band-pass filter according to the first embodiment.
  • the band-pass filter 1 is a ladder type filter having series arm resonators S1 to S6 and parallel arm resonators P1 to P3.
  • Each of the plurality of series arm resonators S1 to S6 and the plurality of parallel arm resonators P1 to P3 includes an elastic wave resonator.
  • the band-pass filter 1 has an input terminal 7 and an antenna terminal 6 connected to the antenna.
  • the plurality of series arm resonators S1 to S6 are connected in series between the input terminal 7 and the antenna terminal 6.
  • a parallel arm resonator P1 is connected between the connection point between the series arm resonator S1 and the series arm resonator S2 and the ground potential.
  • a parallel arm resonator P2 is connected between a connection point between the series arm resonator S3 and the series arm resonator S4 and the ground potential.
  • a parallel arm resonator P3 is connected between a connection point between the series arm resonator S5 and the series arm resonator S6 and the ground potential.
  • the parallel arm resonators P2 and P3 are commonly connected to the ground potential.
  • An impedance adjusting inductor L is connected between the antenna terminal 6 and the ground potential.
  • the circuit configuration of the bandpass filter 1 is not particularly limited.
  • the series arm resonators S1 to S6 and the parallel arm resonators P1 to P3 are elastic wave devices as an embodiment of the present invention having the following configuration. 2 and 3 below show the configuration of the series arm resonator S6.
  • FIG. 2 is a schematic front cross-sectional view of the series arm resonator arranged closest to the antenna terminal in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a schematic enlarged view of FIG.
  • the series arm resonator S ⁇ b> 6 has a LiNbO 3 substrate 2.
  • the Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) are Euler angles (0 °, 38 °, 0 °).
  • the Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) are Euler angles ( ⁇ 5 ° ⁇ ⁇ ⁇ 5 °, 28 ° ⁇ ⁇ ⁇ 48 °, ⁇ 5 ° ⁇ ⁇ ⁇ 5 °). Good.
  • An IDT electrode 3 is provided on the LiNbO 3 substrate 2.
  • the IDT electrode 3 has a plurality of electrode fingers 3a.
  • Reflectors 8 are provided on both sides of the IDT electrode 3 in the elastic wave propagation direction.
  • a series arm resonator S6 as an elastic wave resonator is formed. Note that the series arm resonators S1 to S5 and the parallel arm resonators P1 to P3 shown in FIG. 1 also have the same configuration as the series arm resonator S6.
  • the band-pass filter 1 uses a Rayleigh wave that propagates through the LiNbO 3 substrate 2.
  • the electrode finger 3 a of the IDT electrode 3 has a first electrode layer 3 a 1 laminated on the LiNbO 3 substrate 2.
  • the first electrode layer 3a1 is a Mo layer containing Mo as a main component.
  • Mo is the main component means that not only Mo but also an alloy containing 50% by weight or more of Mo is included.
  • a second electrode layer 3a2 made of Al is laminated on the first electrode layer 3a1.
  • the second electrode layer 3a2 may be made of a metal other than Al having a lower electrical resistance than Mo.
  • the IDT electrode 3 may not have the second electrode layer 3a2. However, since the IDT electrode 3 includes the second electrode layer 3a2, the electric resistance of the IDT electrode 3 can be lowered.
  • the first dielectric film 4 is provided on the LiNbO 3 substrate 2 so as to cover the IDT electrode 3.
  • the first dielectric film 4 is a temperature characteristic compensation film.
  • the band-pass filter 1 can improve the frequency temperature characteristic (TCV) by having the first dielectric film 4.
  • the first dielectric film 4 is an SiO 2 film made of SiO 2.
  • the first dielectric film 4 may be a dielectric film containing silicon oxide as a main component other than the SiO 2 film.
  • the dielectric film containing silicon oxide as a main component means that it is not limited to SiO 2 but may be a film made of a dielectric material containing 50% by weight or more of SiO x (x is an integer).
  • the second dielectric film 5 is provided on the first dielectric film 4.
  • the second dielectric film 5 is a frequency adjustment film.
  • the second dielectric film 5 is made of SiN.
  • the band pass filter 1 can adjust the frequency by adjusting the thickness of the second dielectric film 5.
  • the second dielectric film 5 may be made of an appropriate dielectric other than SiN. Further, the second dielectric film 5 may not be provided.
  • the film thickness of the first dielectric film 4 refers to the surface of the first dielectric film 4 in contact with the LiNbO 3 substrate 2 and the upper surface of the first dielectric film 4, that is, the second dielectric film. The distance to the surface in contact with 5 shall be said.
  • the film thickness normalized by the wavelength defined by the electrode finger pitch of the IDT electrode 3 is defined as a normalized film thickness (%).
  • Normalized thickness of the first electrode layer 3a1 shown in Figure 3 (%) and T 1 the first dielectric film 4 of a normalized film thickness (%) of the T 2.
  • the first electrode layer 3a1 is mainly composed of Mo, T 2 ⁇ 31%, and satisfies the following formula (1).
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the normalized film thickness (%) of the SiO 2 film and the frequency temperature characteristics. Note that the normalized film thickness (%) of the SiO 2 film in FIG. 4 corresponds to the normalized film thickness (%) T 2 of the first dielectric film in the present embodiment.
  • the value of the frequency temperature characteristic is ⁇ 30 ppm / ° C. or more. It becomes.
  • the frequency temperature characteristic value is ⁇ 30 ppm / ° C. or less.
  • the present inventors have found that the higher-order mode depends not only on the thickness of the first dielectric film but also on the thickness of the first electrode layer that is Mo in the IDT electrode.
  • the normalized film thickness (%) T 2 of the first dielectric film is set to a size that can effectively improve the frequency temperature characteristics, and further, the higher-order mode can be suppressed by satisfying the above formula (1). I found out that I could do it. This will be described using the Sezawa wave, which is a higher-order mode of the Rayleigh wave, as an example.
  • the frequency of the Sezawa wave is a frequency that maximizes the return loss on the input terminal side of the bandpass filter.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the normalized film thickness (%) of the SiO 2 film, the normalized film thickness (%) of the Mo layer in the IDT electrode, and the ratio band of the Sezawa wave. Note that the normalized film thickness (%) of the SiO 2 film in FIG. 5 and FIGS. 6 and 7 described later corresponds to the normalized film thickness (%) T 2 of the first dielectric film in the present embodiment. The normalized film thickness (%) of the Mo layer corresponds to the normalized film thickness (%) T 1 of the first electrode layer in the IDT electrode.
  • FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the normalized film thickness (%) of the SiO 2 film and the normalized film thickness (%) of the Mo layer in the IDT electrode when the ratio band of the Sezawa wave is 0.1%. It is.
  • FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the normalized film thickness (%) of the SiO 2 film and the normalized film thickness (%) of the Mo layer in the IDT electrode when the ratio band of Sezawa waves is 0.05%. It is.
  • the specific bandwidth of the Sezawa wave can be reduced to 0.05% or less.
  • the antenna terminal may be used as an antenna common terminal, and a plurality of other filters may be connected to the antenna common terminal. At this time, the influence of the bandpass filter of the present embodiment on the passband of the other filter can be reduced by setting the specific band of the Sezawa wave to 0.05% or less. This will be described below.
  • band-pass filters having a specific band of Sezawa waves of 0.098%, 0.012%, and 0.005% were produced.
  • a bandpass filter of the comparative example a bandpass filter having a Sezawa wave specific band of 0.3% was manufactured. The attenuation frequency characteristics and return loss of each of the bandpass filters were compared.
  • FIG. 8 is a diagram showing attenuation frequency characteristics of the band-pass filter according to the present invention and the band-pass filter of the comparative example.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating the return loss at the antenna terminal of the band-pass filter according to the present invention and the band-pass filter of the comparative example. 8 and 9, the solid line indicates the result of the specific bandwidth of 0.098%. The alternate long and short dash line indicates the result with a specific band of 0.012%. The alternate long and two short dashes line indicates the result of a specific band of 0.005%. A broken line shows the result of a relative bandwidth of 0.3% as a comparative example.
  • spurious due to the Sezawa wave is generated in the region A, but it can be seen that the spurious is remarkably suppressed in the filter having a Sezawa wave specific band of 0.098% or less.
  • the return loss has a relative bandwidth of Sezawa waves of 0.012% or less, which indicates that the return loss is remarkably suppressed.
  • FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the ratio band of Sezawa waves and the return loss in the region B in FIG.
  • the ratio band of the Sezawa wave is 0.1% or less
  • the attenuation characteristic in the region B can be effectively reduced and the Sezawa wave can be suppressed.
  • the Sezawa wave can be reduced to 0.1% or less.
  • At least one of the series arm resonators S1 to S6 and the parallel arm resonators P1 to P3 may be composed of an elastic wave device having the above-described configuration shown in FIGS.
  • at least one of the series arm resonators S1 to S6 is made of an elastic wave device having the above-described configuration.
  • the series arm resonator S6 closest to the antenna terminal 6 is an elastic wave resonator having the above-described configuration. Thereby, Sezawa waves can be further suppressed.
  • the film thickness of the first electrode layer 3a1 of the IDT electrode 3 shown in FIG. 3 is preferably 600 nm or less.
  • the normalized film thickness (%) T 1 of the first electrode layer 3a1 is preferably T 1 ⁇ 15%.
  • the first electrode layer 3a1 can be provided by, for example, a sputtering method. At this time, the stress applied to the LiNbO 3 substrate 2 increases as the thickness of the first electrode layer 3a1 increases. By setting the film thickness or normalized film thickness (%) T 1 of the first electrode layer 3a1 within the above range, the LiNbO 3 substrate 2 is hardly damaged.
  • FIG. 11 is a schematic diagram of a composite filter device according to the second embodiment of the present invention.
  • the composite filter device 10 is used in a carrier aggregation system.
  • the composite filter device 10 has an antenna common terminal 16 connected to the antenna.
  • the composite filter device 10 includes first to third band-pass filters 11 a to 11 c that are commonly connected to the antenna common terminal 16.
  • the first to third band-pass filters 11a to 11c are provided to support a plurality of carriers, that is, communication methods.
  • the first, second, and third band-pass filters 11a, 11b, and 11c are reception filters.
  • the combination of the transmission filter and the reception filter is not limited to the above.
  • the first band-pass filter 11a has the same configuration as that of the first embodiment.
  • the first band-pass filter 11a is a band-pass filter having a return loss when the ratio band of the Sezawa wave in FIG. 9 is 0.098%.
  • the pass band of the second band pass filter 11b is located within the region B in FIG. Note that the pass band of the second band pass filter 11b is not particularly limited as long as it is located higher than the pass band of the first band pass filter 11a.
  • the higher-order mode can be suppressed as described above. Therefore, in the second band pass filter 11b, it is difficult to cause an influence due to the response of the higher order mode.
  • the pass band of the first band-pass filter 11a is located on the lower band side of the pass band of the second band-pass filter 11b. Therefore, even if a higher-order mode is generated in the second band-pass filter 11b, the first band-pass filter 11a is hardly affected by the response of the higher-order mode.
  • the pass band of the third band pass filter 11c is not particularly limited, but is preferably located on the higher frequency side than the pass band of the first band pass filter 11a. Thereby, similarly to the second band-pass filter 11b, it is difficult to produce an influence due to the response of the higher-order mode.
  • composite filter device 10 does not have to include the third band-pass filter 11c.
  • the first band-pass filter 11a and the second band-pass filter 11b may be formed on the same piezoelectric substrate.
  • the present invention can also be suitably applied to a composite filter device having four or more band-pass filters and a duplexer.
  • FIG. 12 is a schematic circuit diagram of a composite filter device according to the third embodiment of the present invention.
  • the composite filter device 20 can also be used in a carrier aggregation system.
  • This composite filter device 20 has an antenna common terminal 26 as a common terminal.
  • a plurality of duplexers 21A to 21E are connected to the antenna common terminal.
  • the duplexers 21A to 21E have transmission filters 21Aa to 21Ea and reception filters 21Ab to 21Eb, respectively.
  • any one of the transmission filters 21Aa to 21Ea is a first bandpass filter according to the present invention, and at least one of the remaining transmission filters or reception filters is the second bandpass filter of the present invention.
  • a band pass filter may be used. That is, one of the plurality of bandpass filters connected to the antenna common terminal 26 which is a common terminal is set as a first bandpass filter, and at least one of the other bandpass filters is set as the first bandpass filter. Two band-pass filters may be used. Thereby, the response due to the Sezawa wave in the first band pass filter can be suppressed, and the influence of the response due to the Sezawa wave also in the second band pass filter commonly connected to the first band pass filter. Can be effectively suppressed.
  • a duplexer having a first bandpass filter may have a longitudinally coupled resonator type acoustic wave filter that is connected to the antenna common terminal 26 in common with the first bandpass filter.
  • FIG. 13 is a schematic circuit diagram of a band-pass filter according to the fourth embodiment.
  • the band-pass filter 30 has a longitudinally coupled resonator type elastic wave filter 31 a connected to the antenna common terminal 36.
  • a ladder type filter 31b is connected between the longitudinally coupled resonator type elastic wave filter 31a and the antenna common terminal.
  • the ladder filter 31b includes series arm resonators S31 and S32 and parallel arm resonators P31 and P32.
  • the longitudinal band resonator type elastic wave filter 31a and the ladder type filter 31b constitute a pass band.
  • An inductor L for adjusting impedance is connected between the antenna common terminal 36 and the ground potential.
  • the circuit configuration of the band pass filter 30 is not particularly limited.
  • the feature of this embodiment is that at least one of the series arm resonators S31 and S32, the parallel arm resonators P31 and P32, and the longitudinally coupled resonator type acoustic wave filter 31a has the above-described configuration shown in FIGS. It consists of the elastic wave resonator which has.
  • at least one of the series arm resonators S32 to S31 is composed of an acoustic wave resonator having the above-described configuration. Thereby, Sezawa waves can be effectively suppressed.
  • the series arm resonator S32 closest to the antenna common terminal 36 is an elastic wave resonator having the above-described configuration. Thereby, Sezawa waves can be further suppressed.
  • the first electrode layer containing Mo as a main component is preferably an alloy containing Nb.
  • TCF can be further improved.
  • the specific form of the composite filter device is not particularly limited as long as the composite filter device of the present invention includes the first and second band-pass filters connected to the antenna common terminal. Therefore, according to the present invention, a duplexer, a multiplexer, a high-frequency front-end circuit of a communication device, a high-frequency front-end module, a communication device such as a mobile phone, and the like including the above composite filter device are provided.

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Abstract

ＬｉＮｂＯ３基板を伝搬するレイリー波を利用する場合においても、周波数温度特性を効果的に改善することができ、かつ高次モードを抑制することができる、弾性波装置を提供する。　直列腕共振子Ｓ６（弾性波装置）は、オイラー角（φ，θ，ψ）がオイラー角（－５°≦φ≦５°，２８°≦θ≦４８°，－５°≦ψ≦５°）であるＬｉＮｂＯ３基板２と、ＬｉＮｂＯ３基板２上に設けられており、Ｍｏを主成分とする第１の電極層３ａ１を有し、かつ複数本の電極指３ａを有するＩＤＴ電極３と、ＬｉＮｂＯ３基板２上に、ＩＤＴ電極３を覆っている第１の誘電体膜４とを備える。ＩＤＴ電極３の電極指ピッチにより規定される波長により規格化された膜厚を規格化膜厚（％）とし、第１の電極層３ａ１の規格化膜厚（％）をＴ１、第１の誘電体膜４の規格化膜厚（％）をＴ２としたときに、Ｔ２≧３１％であり、かつ式（１）…Ｔ１≧０．８６３４×Ｔ２－２７．９１３を満たす。

Description

弾性波装置、帯域通過型フィルタ及び複合フィルタ装置
　本発明は、弾性波装置、帯域通過型フィルタ及びこれらを用いた複合フィルタ装置に関する。
　下記の特許文献１においては、レイリー波を利用している帯域通過型フィルタが開示されている。この帯域通過型フィルタは、ＬｉＮｂＯ３基板上に形成されたＩＤＴ電極が、酸化ケイ素膜に覆われた構成を有する。レイリー波の高次モードを抑制するために、酸化ケイ素膜の膜厚が薄くされている。そして、ＩＤＴ電極はＣｕ（銅）を主成分とする。
国際公開第２００７／０９７１８６号
　特許文献１の構成のように、ＬｉＮｂＯ３基板を伝搬するレイリー波を利用し、かつ、Ｃｕを主成分としたＩＤＴ電極を用いる場合、Ｃｕの膜厚は高次モードには影響せず、酸化ケイ素膜の膜厚のみ高次モードに影響する。
　そのため、酸化ケイ素膜の膜厚を厚くすれば、周波数温度特性は向上するが、高次モードが発生してしまう。また、酸化ケイ素膜の膜厚を薄くすれば、周波数温度特性は低下するが、高次モードは抑制される。
　そのため、ＬｉＮｂＯ３基板を伝搬するレイリー波を利用し、かつ、Ｃｕを主成分としたＩＤＴ電極を用いる場合には、上記高次モードの抑制と周波数温度特性の改善とを両立することは困難であった。
　本発明の目的は、ＬｉＮｂＯ３基板を伝搬するレイリー波を利用する場合においても、周波数温度特性を効果的に改善することができ、かつ高次モードを抑制することができる、弾性波装置及び帯域通過型フィルタを提供することにある。また、本発明の他の目的は、高次モードの応答による影響が生じ難い、複合フィルタ装置を提供することにある。
　本発明は、上記高次モードが酸化ケイ素膜の膜厚だけではなく、ＩＤＴ電極におけるＭｏ（モリブデン）膜の膜厚にも依存することを、本願発明者らが見出したことに基づくものである。
　本発明に係る弾性波装置は、オイラー角（φ，θ，ψ）がオイラー角（－５°≦φ≦５°，２８°≦θ≦４８°，－５°≦ψ≦５°）であるＬｉＮｂＯ３基板と、前記ＬｉＮｂＯ３基板上に設けられており、Ｍｏを主成分とする第１の電極層を有し、かつ複数本の電極指を有するＩＤＴ電極と、前記ＬｉＮｂＯ３基板上に、前記ＩＤＴ電極を覆っている第１の誘電体膜とを備え、前記ＬｉＮｂＯ３基板を伝搬するレイリー波を利用しており、前記ＩＤＴ電極の電極指ピッチにより規定される波長により規格化された膜厚を規格化膜厚（％）とし、前記第１の電極層の規格化膜厚（％）をＴ１、前記第１の誘電体膜の規格化膜厚（％）をＴ２としたときに、Ｔ２≧３１％であり、かつ下記の式（１）
　式（１）
　Ｔ１≧０．８６３４×Ｔ２－２７．９１３
を満たす。
　本発明に係る弾性波装置のある特定の局面では、下記の式（２）
　式（２）
　Ｔ１≧０．８１０６×Ｔ２－２５．０８９
が満たされている。この場合には、高次モードをより一層抑制することができる。
　本発明に係る弾性波装置の他の特定の局面では、Ｔ１≦１５％である。この場合には、ＬｉＮｂＯ３基板が破損し難い。
　本発明に係る弾性波装置のさらに他の特定の局面では、前記第１の誘電体膜が酸化ケイ素を主成分とする。この場合には、周波数温度特性をより一層改善することができる。
　本発明に係る弾性波装置の別の特定の局面では、前記第１の誘電体膜がＳｉＯ２からなる。この場合には、周波数温度特性をより一層改善することができる。
　本発明に係る弾性波装置のさらに別の特定の局面では、前記第１の誘電体膜上に、第２の誘電体膜が積層されている。この場合には、周波数の調整などを行うことができる。
　本発明に係る弾性波装置のさらに別の特定の局面では、前記第２の誘電体膜がＳｉＮからなる。この場合には、周波数を調整することができる。
　本発明に係る弾性波装置のさらに別の特定の局面では、前記ＩＤＴ電極において、前記第１の電極層上に、Ｍｏよりも電気抵抗が低い金属からなる第２の電極層が積層されている。この場合には、ＩＤＴ電極の電気抵抗を低くすることができる。
　本発明に係る弾性波装置のさらに別の特定の局面では、前記第２の電極層が、Ａｌからなる。この場合には、ＩＤＴ電極の電気抵抗を低くすることができる。
　本発明に係る弾性波装置のさらに他の特定の局面では、前記Ｍｏを主成分とする第１の電極層はＮｂを含む合金である。
　本発明に係る帯域通過型フィルタは、アンテナに接続されるアンテナ端子と、前記アンテナ端子に接続されている、本発明に従って構成された弾性波装置とを備える。
　本発明に係る帯域通過型フィルタのある特定の局面では、直列腕共振子及び並列腕共振子を有するラダー型フィルタであり、前記直列腕共振子及び前記並列腕共振子のうちの少なくとも１つが前記弾性波装置からなる。
　本発明に係る帯域通過型フィルタの他の特定の局面では、前記直列腕共振子を複数有し、前記複数の直列腕共振子のうちの少なくとも１つが前記弾性波装置からなる。この場合には、高次モードを効果的に抑制することができる。
　本発明に係る帯域通過型フィルタのさらに他の特定の局面では、前記複数の直列腕共振子のうち、前記アンテナ端子に最も近い直列腕共振子が前記弾性波装置からなる。この場合には、高次モードをより一層抑制することができる。
　本発明に係る帯域通過型フィルタの他の特定の局面では、前記ラダー型フィルタに接続されている縦結合共振子型弾性波フィルタをさらに有する。
　本発明に係る帯域通過型フィルタのさらに他の特定の局面では、前記縦結合共振子型弾性波フィルタが、前記ラダー型フィルタの前記アンテナ端子とは逆の側に接続されている。
　本発明に係る帯域通過型フィルタの別の特定の局面では、前記弾性波装置としての縦結合共振子型弾性波フィルタを有する。
　本発明に係る複合フィルタ装置は、本発明に従って構成された帯域通過型フィルタからなる、第１の帯域通過型フィルタと、前記アンテナ端子に接続されており、前記第１の帯域通過型フィルタの通過帯域よりも高域側に通過帯域を有する少なくとも１つの第２の帯域通過型フィルタとを備える。
　前記複合フィルタ装置のさらに他の特定の局面では、本発明に従って構成された帯域通過型フィルタからなる、第１の帯域通過型フィルタと、前記アンテナ端子に接続されており、前記第１の帯域通過型フィルタの通過帯域よりも高域側に通過帯域を有する少なくとも１つの第２の帯域通過型フィルタとが、同一の圧電基板上に形成されている。
　本発明に係る複合フィルタ装置のある特定の局面では、前記第１の帯域通過型フィルタを含むデュプレクサを有し、該デュプレクサが、前記アンテナ端子に前記第１の帯域通過型フィルタと共通接続されている、縦結合共振子型弾性波フィルタを有する。
　本発明に係る弾性波装置及び帯域通過型フィルタによれば、ＬｉＮｂＯ３基板を伝搬するレイリー波を利用する場合においても、周波数温度特性を効果的に改善することができ、かつ高次モードを抑制することができる。また、本発明に係る複合フィルタ装置によれば、高次モードの応答による影響が生じ難い。
図１は、第１の実施形態に係る帯域通過型フィルタの回路図である。 図２は、本発明の第１の実施形態における、最もアンテナ端子側に配置された直列腕共振子の模式的正面断面図である。 図３は、図２の模式的拡大図である。 図４は、ＳｉＯ２膜の規格化膜厚（％）と周波数温度特性との関係を示す図である。 図５は、ＳｉＯ２膜の規格化膜厚（％）及びＩＤＴ電極におけるＭｏ層の規格化膜厚（％）と、セザワ波の比帯域との関係を示す図である。 図６は、セザワ波の比帯域が０．１％になるときの、ＳｉＯ２膜の規格化膜厚（％）とＩＤＴ電極におけるＭｏ層の規格化膜厚（％）との関係を示す図である。 図７は、セザワ波の比帯域が０．０５％になるときの、ＳｉＯ２膜の規格化膜厚（％）とＩＤＴ電極におけるＭｏ層の規格化膜厚（％）との関係を示す図である。 図８は、本発明に係る帯域通過型フィルタ及び比較例の帯域通過型フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。 図９は、本発明に係る帯域通過型フィルタ及び比較例の帯域通過型フィルタのアンテナ端子におけるリターンロスを示す図である。 図１０は、セザワ波の比帯域と、図９中の領域Ｂにおけるリターンロスとの関係を示す図である。 図１１は、本発明の第２の実施形態に係る複合フィルタ装置の模式図である。 図１２は、本発明の第３の実施形態に係る複合フィルタ装置の略図的回路図である。 図１３は、本発明の第４の実施形態に係る帯域通過型フィルタの略図的回路図である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
　なお、本明細書に記載の各実施形態は、例示的なものであり、異なる実施形態間において、構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることを指摘しておく。
　図１は、第１の実施形態に係る帯域通過型フィルタの回路図である。
　図１に示すように、帯域通過型フィルタ１は、直列腕共振子Ｓ１～Ｓ６及び並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３を有するラダー型フィルタである。複数の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ６及び複数の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３は、いずれも、弾性波共振子からなる。
　帯域通過型フィルタ１は、入力端子７と、アンテナに接続されるアンテナ端子６とを有する。複数の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ６は、入力端子７とアンテナ端子６との間に互いに直列に接続されている。
　直列腕共振子Ｓ１と直列腕共振子Ｓ２との間の接続点とグラウンド電位との間には、並列腕共振子Ｐ１が接続されている。直列腕共振子Ｓ３と直列腕共振子Ｓ４との間の接続点とグラウンド電位との間には、並列腕共振子Ｐ２が接続されている。直列腕共振子Ｓ５と直列腕共振子Ｓ６との間の接続点とグラウンド電位との間には、並列腕共振子Ｐ３が接続されている。なお、並列腕共振子Ｐ２，Ｐ３は、グラウンド電位に共通接続されている。アンテナ端子６とグラウンド電位との間には、インピーダンス調整用のインダクタＬが接続されている。なお、帯域通過型フィルタ１の回路構成は、特に限定されない。
　直列腕共振子Ｓ１～Ｓ６及び並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３は、以下に述べる構成を有する本発明の一実施形態としての弾性波装置である。なお、下記の図２及び図３は、直列腕共振子Ｓ６の構成を示す。
　図２は、第１の実施形態における、最もアンテナ端子側に配置された直列腕共振子の模式的正面断面図である。図３は、図２の模式的拡大図である。
　図２に示すように、直列腕共振子Ｓ６は、ＬｉＮｂＯ３基板２を有する。本実施形態においては、ＬｉＮｂＯ３基板２は、オイラー角（φ，θ，ψ）がオイラー角（０°，３８°，０°）である。なお、ＬｉＮｂＯ３基板２は、オイラー角（φ，θ，ψ）がオイラー角（－５°≦φ≦５°，２８°≦θ≦４８°，－５°≦ψ≦５°）であればよい。
　ＬｉＮｂＯ３基板２上には、ＩＤＴ電極３が設けられている。ＩＤＴ電極３は、複数本の電極指３ａを有する。ＩＤＴ電極３に交流電圧を印加することにより、弾性波が励振される。ＩＤＴ電極３の弾性波伝搬方向両側には、反射器８が設けられている。それによって、弾性波共振子としての直列腕共振子Ｓ６が構成されている。なお、図１に示す直列腕共振子Ｓ１～Ｓ５及び並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３も、直列腕共振子Ｓ６と同様の構成を有する。
　本実施形態では、帯域通過型フィルタ１は、ＬｉＮｂＯ３基板２を伝搬するレイリー波を利用している。
　図３に示すように、ＩＤＴ電極３の電極指３ａは、ＬｉＮｂＯ３基板２上に積層されている第１の電極層３ａ１を有する。第１の電極層３ａ１はＭｏを主成分とするＭｏ層である。なお、Ｍｏを主成分とするとは、Ｍｏのみからなるものに限らず、Ｍｏを５０重量％以上含む合金をも含むことを意味する。
　第１の電極層３ａ１上には、Ａｌからなる第２の電極層３ａ２が積層されている。なお、第２の電極層３ａ２は、Ｍｏよりも電気抵抗が低い、Ａｌ以外の金属からなっていてもよい。あるいは、ＩＤＴ電極３は、第２の電極層３ａ２を有しなくともよい。もっとも、ＩＤＴ電極３が第２の電極層３ａ２を有することにより、ＩＤＴ電極３の電気抵抗を低くすることができる。
　図２に戻り、ＬｉＮｂＯ３基板２上には、ＩＤＴ電極３を覆うように、第１の誘電体膜４が設けられている。第１の誘電体膜４は、温度特性補償膜である。帯域通過型フィルタ１は、第１の誘電体膜４を有することにより、周波数温度特性（ＴＣＶ）を改善することができる。
　本実施形態においては、第１の誘電体膜４は、ＳｉＯ２からなるＳｉＯ２膜である。なお、第１の誘電体膜４には、ＳｉＯ２膜以外の、酸化ケイ素を主成分とする誘電体膜を用いることもできる。酸化ケイ素を主成分とする誘電体膜とは、ＳｉＯ２に限らず、ＳｉＯｘ（ｘは整数）を５０重量％以上含む誘電体材料からなる膜であってもよいことを意味する。
　第１の誘電体膜４上には、第２の誘電体膜５が設けられている。第２の誘電体膜５は周波数調整膜である。第２の誘電体膜５は、ＳｉＮからなる。帯域通過型フィルタ１は、第２の誘電体膜５の膜厚を調整することにより、周波数を調整することができる。なお、第２の誘電体膜５は、ＳｉＮ以外の適宜の誘電体からなっていてもよい。また、第２の誘電体膜５は、設けられていなくともよい。
　なお、第１の誘電体膜４の膜厚とは、第１の誘電体膜４のＬｉＮｂＯ３基板２と接している面と、第１の誘電体膜４の上面すなわち第２の誘電体膜５と接している面までの距離を言うものとする。
　ここで、ＩＤＴ電極３の電極指ピッチにより規定される波長により規格化された膜厚を規格化膜厚（％）とする。図３に示した第１の電極層３ａ１の規格化膜厚（％）をＴ１とし、第１の誘電体膜４の規格化膜厚（％）をＴ２とする。
　本実施形態の特徴は、第１の電極層３ａ１がＭｏを主成分とし、Ｔ２≧３１％であり、かつ下記の式（１）を満たすことにある。
　式（１）
　Ｔ１≧０．８６３４×Ｔ２－２７．９１３
　それによって、周波数温度特性を効果的に改善することができ、かつ高次モードを抑制することができる。これを以下において説明する。
　図４は、ＳｉＯ２膜の規格化膜厚（％）と周波数温度特性との関係を示す図である。なお、図４におけるＳｉＯ２膜の規格化膜厚（％）は、本実施形態における第１の誘電体膜の規格化膜厚（％）Ｔ２に相当する。
　図４に示すように、ＳｉＯ２膜の規格化膜厚（％）が大きいほど、周波数温度特性の値が大きくなっていることがわかる。本実施形態においては、図４中の破線で示すように、第１の誘電体膜の規格化膜厚（％）Ｔ２が３１％以上になると、周波数温度特性の値が－３０ｐｐｍ／℃以上となる。そして、圧電基板にＬｉＴａＯ３を用い、該圧電基板上にＡｌからなるＩＤＴ電極を形成した一般的な弾性表面波素子では、周波数温度特性の値が－３０ｐｐｍ／℃以下であるため、第１の誘電体膜の規格化膜厚（％）Ｔ２が３１％以上になると、一般的な弾性表面波素子以上に、周波数温度特性を改善することができる。
　ここで、本願発明者らは、高次モードは第１の誘電体膜の膜厚だけではなく、ＩＤＴ電極における、Ｍｏである第１の電極層の膜厚にも依存することを見出した。第１の誘電体膜の規格化膜厚（％）Ｔ２を、周波数温度特性を効果的に改善し得る大きさとし、さらに、上記式（１）を満たすことにより、高次モードの抑制をも果たし得ることを見出した。これを、レイリー波の高次モードであるセザワ波を例として説明する。
　なお、セザワ波が複数のレスポンスを有する場合、あるいは帯域を持って生じた場合には、セザワ波の周波数は、帯域通過型フィルタの入力端子側のリターンロスが最大になる周波数とする。
　図５は、ＳｉＯ２膜の規格化膜厚（％）及びＩＤＴ電極におけるＭｏ層の規格化膜厚（％）と、セザワ波の比帯域との関係を示す図である。なお、図５並びに後述する図６及び図７におけるＳｉＯ２膜の規格化膜厚（％）は、本実施形態における第１の誘電体膜の規格化膜厚（％）Ｔ２に相当する。Ｍｏ層の規格化膜厚（％）は、ＩＤＴ電極における第１の電極層の規格化膜厚（％）Ｔ１に相当する。
　図５に示すように、ＳｉＯ２膜の規格化膜厚（％）が大きいほど、セザワ波の比帯域が大きくなっていることがわかる。他方、Ｍｏ層の規格化膜厚（％）が大きいほど、セザワ波の比帯域が小さくなっていることがわかる。このように、ＳｉＯ２膜の規格化膜厚（％）を大きくしても、Ｍｏ層の規格化膜厚（％）を大きくすることにより、セザワ波の比帯域を小さくすることができる。
　ここで、セザワ波の比帯域が０．１％以下、及び０．０５％以下となる条件をそれぞれ求めた。
　図６は、セザワ波の比帯域が０．１％になるときの、ＳｉＯ２膜の規格化膜厚（％）とＩＤＴ電極におけるＭｏ層の規格化膜厚（％）との関係を示す図である。図７は、セザワ波の比帯域が０．０５％になるときの、ＳｉＯ２膜の規格化膜厚（％）とＩＤＴ電極におけるＭｏ層の規格化膜厚（％）との関係を示す図である。
　上記の式（１）は、図６に示す関係から導き出される。式（１）を満たすことにより、セザワ波の比帯域を０．１％以下とすることができ、セザワ波を抑制することができる。
　図７に示すように、下記の式（２）を満たすことにより、セザワ波の比帯域を０．０５％以下にすることができる。
　式（２）
　Ｔ１≧０．８１０６×Ｔ２－２５．０８９
　セザワ波の比帯域を小さくするほど、セザワ波をより一層抑制することができる。セザワ波の比帯域を０．１％以下とすることにより、帯域通過型フィルタの減衰特性を改善することができる。ここで、アンテナ端子をアンテナ共通端子として、該アンテナ共通端子に他の複数のフィルタを接続してもよい。このとき、セザワ波の比帯域を０．０５％以下とすることで、本実施形態の帯域通過型フィルタによる、上記他のフィルタの通過帯域への影響を小さくすることができる。これを以下において説明する。
　本発明の構成を有する帯域通過型フィルタとして、セザワ波の比帯域が０．０９８％、０．０１２％及び０．００５％である帯域通過型フィルタをそれぞれ作製した。比較例の帯域通過型フィルタとして、セザワ波の比帯域が０．３％である帯域通過型フィルタを作製した。上記各帯域通過型フィルタの減衰量周波数特性及びリターンロスを比較した。
　図８は、本発明に係る帯域通過型フィルタ及び比較例の帯域通過型フィルタの減衰量周波数特性を示す図である。図９は、本発明に係る帯域通過型フィルタ及び比較例の帯域通過型フィルタの、アンテナ端子におけるリターンロスを示す図である。図８及び図９において、実線は比帯域０．０９８％の結果を示す。一点鎖線は比帯域０．０１２％の結果を示す。二点鎖線は比帯域０．００５％の結果を示す。破線は比較例である比帯域０．３％の結果を示す。
　図８に示すように、領域Ａにはセザワ波によるスプリアスが生じているが、セザワ波の比帯域が０．０９８％以下のフィルタにおいては、そのスプリアスが著しく抑制されていることがわかる。
　また、図９に示すように、リターンロスはセザワ波の比帯域が０．０１２％以下となっており、著しく抑制されていることがわかる。
　図１０は、セザワ波の比帯域と、図９中の領域Ｂにおけるリターンロスとの関係を示す図である。
　図１０に示すように、セザワ波の比帯域が０．１％以下において、領域Ｂにおける減衰特性を効果的に小さくすることができ、セザワ波を抑制し得ることがわかる。上述したように、上記式（１）を満たすことにより、セザワ波を０．１％以下とすることができる。
　より好ましくは、上記の式（２）を満たすことが望ましい。それによって、セザワ波をより一層抑制することができ、アンテナ共通端子において他の通過帯域などを有するフィルタと接続したときの、他のフィルタへの影響を小さくし得る。
　なお、直列腕共振子Ｓ１～Ｓ６及び並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３のうちの少なくとも１つが、図２及び図３に示した上記構成を有する弾性波装置からなっていればよい。好ましくは、直列腕共振子Ｓ１～Ｓ６のうちの少なくとも１つが、上記構成を有する弾性波装置からなることが望ましい。それによって、セザワ波を効果的に抑制することができる。
　より好ましくは、アンテナ端子６に最も近い直列腕共振子Ｓ６が上記構成を有する弾性波共振子からなることが望ましい。それによって、セザワ波をより一層抑制することができる。
　ところで、図３に示したＩＤＴ電極３の第１の電極層３ａ１の膜厚は、６００ｎｍ以下とすることが好ましい。あるいは、第１の電極層３ａ１の規格化膜厚（％）Ｔ１は、Ｔ１≦１５％であることが好ましい。第１の電極層３ａ１は、例えば、スパッタリング法により設けることができる。このとき、第１の電極層３ａ１の膜厚が厚くなるほど、ＬｉＮｂＯ３基板２に加わる応力が大きくなる。第１の電極層３ａ１の膜厚または規格化膜厚（％）Ｔ１を上記の範囲内とすることにより、ＬｉＮｂＯ３基板２が破損し難い。
　図１１は、本発明の第２の実施形態に係る複合フィルタ装置の模式図である。
　複合フィルタ装置１０は、キャリアアグリゲーションシステムに用いられるものである。複合フィルタ装置１０は、アンテナに接続されるアンテナ共通端子１６を有する。複合フィルタ装置１０は、アンテナ共通端子１６に共通接続されている第１～第３の帯域通過型フィルタ１１ａ～１１ｃを有する。第１～第３の帯域通過型フィルタ１１ａ～１１ｃは、複数のキャリア、すなわち通信方式に対応するために設けられている。
　本実施形態では、第１、第２，第３の帯域通過型フィルタ１１a、１１ｂ，１１ｃは受信フィルタである。なお、複合フィルタ装置１０において、送信フィルタ及び受信フィルタの組み合わせは、上記に限定されない。
　第１の帯域通過型フィルタ１１ａは、第１の実施形態と同様の構成を有する。本実施形態においては、第１の帯域通過型フィルタ１１ａは、図９における、セザワ波の比帯域が０．０９８％の場合のリターンロスを有する帯域通過型フィルタである。
　第２の帯域通過型フィルタ１１ｂの通過帯域は、図９における領域Ｂの範囲内に位置する。なお、第２の帯域通過型フィルタ１１ｂの通過帯域は、特に限定されず、第１の帯域通過型フィルタ１１ａの通過帯域よりも高域側に位置していればよい。
　第１の帯域通過型フィルタ１１ａにおいては、上述したように、高次モードを抑制することができる。よって、第２の帯域通過型フィルタ１１ｂにおいて、高次モードの応答による影響が生じ難い。
　加えて、第１の帯域通過型フィルタ１１ａの通過帯域は第２の帯域通過型フィルタ１１ｂの通過帯域の低域側に位置する。よって、第２の帯域通過型フィルタ１１ｂにおいて高次モードが発生していたとしても、第１の帯域通過型フィルタ１１ａにおいて、高次モードの応答による影響が生じ難い。
　第３の帯域通過型フィルタ１１ｃの通過帯域は、特に限定されないが、第１の帯域通過型フィルタ１１ａの通過帯域よりも高域側に位置することが好ましい。それによって、第２の帯域通過型フィルタ１１ｂと同様に、高次モードの応答による影響が生じ難い。
　なお、複合フィルタ装置１０は、第３の帯域通過型フィルタ１１ｃを有していなくともよい。
　なお、複合フィルタ装置１０は、第１の帯域通過型フィルタ１１ａと第２の帯域通過型フィルタ１１ｂとが同一の圧電基板上に形成されていても良い。
　本発明は、４つ以上の帯域通過型フィルタや、デュプレクサなどを有する複合フィルタ装置においても、好適に適用することができる。
　図１２は、本発明の第３の実施形態に係る複合フィルタ装置の略図的回路図である。複合フィルタ装置２０は、キャリアアグリゲーションシステムに用いることもできる。この複合フィルタ装置２０は、共通端子としてのアンテナ共通端子２６を有する。アンテナ共通端子２６に、複数のデュプレクサ２１Ａ～２１Ｅが接続されている。
　各デュプレクサ２１Ａ～２１Ｅは、それぞれ、送信フィルタ２１Ａａ～２１Ｅａと、受信フィルタ２１Ａｂ～２１Ｅｂとを有する。このような複合フィルタ装置２０においても、いずれかの送信フィルタ２１Ａａ～２１Ｅａを本発明に従って、第１の帯域通過型フィルタとし、残りの送信フィルタまたは受信フィルタのうち少なくとも１つを本発明の第２の帯域通過型フィルタとしてもよい。すなわち、共通端子であるアンテナ共通端子２６に接続されている複数の帯域通過型フィルタのいずれか１つを第１の帯域通過型フィルタとし、他の帯域通過型フィルタのうちの少なくとも１つを第２の帯域通過型フィルタとしてもよい。それによって第１の帯域通過型フィルタにおけるセザワ波による応答を抑制することができ、第１の帯域通過型フィルタと共通接続している第２の帯域通過型フィルタにおいても、セザワ波による応答の影響を効果的に抑制することができる。
　例えば、第１の帯域通過型フィルタを有するデュプレクサは、アンテナ共通端子２６に第１の帯域通過型フィルタと共通接続されている、縦結合共振子型弾性波フィルタを有していてもよい。
　図１３は、第４の実施形態に係る帯域通過型フィルタの略図的回路図である。本実施形態では、帯域通過型フィルタ３０は、アンテナ共通端子３６に縦結合共振子型弾性波フィルタ３１ａが接続されている。縦結合共振子型弾性波フィルタ３１ａとアンテナ共通端子３６との間に、ラダー型フィルタ３１ｂが接続されている。ラダー型フィルタ３１ｂは、直列腕共振子Ｓ３１，Ｓ３２と並列腕共振子Ｐ３１、Ｐ３２とを有する。帯域通過型フィルタ３０では、縦結合共振子型弾性波フィルタ３１ａと、ラダー型フィルタ３１ｂとにより通過帯域が構成されている。アンテナ共通端子３６とグラウンド電位との間には、インピーダンス調整用のインダクタＬが接続されている。なお、帯域通過型フィルタ３０の回路構成は、特に限定されない。
　本実施形態の特徴は、直列腕共振子Ｓ３１，Ｓ３２及び並列腕共振子Ｐ３１，Ｐ３２及び縦結合共振子型弾性波フィルタ３１ａのうちの少なくとも１つが、図２及び図３に示した上記構成を有する弾性波共振子からなっていることを特徴とする。好ましくは、直列腕共振子Ｓ３２～Ｓ３１のうちの少なくとも１つが、上記構成を有する弾性波共振子からなることが望ましい。それによって、セザワ波を効果的に抑制することができる。
　より好ましくは、アンテナ共通端子３６に最も近い直列腕共振子Ｓ３２が上記構成を有する弾性波共振子からなることが望ましい。それによって、セザワ波をより一層抑制することができる。
　より好ましくは、前記Ｍｏを主成分とする第１の電極層は、Ｎｂを含む合金であることが望ましい。それによって、ＴＣＦをより一層改善することができる。
　なお、本発明の複合フィルタ装置は、アンテナ共通端子に接続される第１，第２の帯域通過型フィルタを備える限り、その複合フィルタ装置の具体的な形態は特に限定されない。従って、本発明によれば、上記複合フィルタ装置を含む、デュプレクサ、マルチプレクサ、通信装置の高周波フロントエンド回路や高周波フロントエンドモジュールや携帯電話機のような通信装置等が提供される。
１…帯域通過型フィルタ
２…ＬｉＮｂＯ３基板
３…ＩＤＴ電極
３ａ…電極指
３ａ１，３ａ２…第１，第２の電極層
４，５…第１，第２の誘電体膜
６…アンテナ端子
７…入力端子
８…反射器
１０…複合フィルタ装置
１１ａ～１１ｃ…第１～第３の帯域通過型フィルタ
１６…アンテナ共通端子
２０…複合フィルタ装置
２１Ａ～２１Ｅ…デュプレクサ
２１Ａａ～２１Ｅａ…送信フィルタ
２１Ａｂ～２１Ｅｂ…受信フィルタ
２６…アンテナ共通端子
３０…帯域通過型フィルタ
３１ａ…縦結合共振子型弾性波フィルタ
３１ｂ…ラダー型フィルタ
３６…アンテナ共通端子
Ｓ１～Ｓ６、Ｓ３１、Ｓ３２…直列腕共振子
Ｐ１～Ｐ３、Ｐ３１、Ｐ３２…並列腕共振子
Ｌ…インダクタ

Claims (20)

  1. 　オイラー角（φ，θ，ψ）がオイラー角（－５°≦φ≦５°，２８°≦θ≦４８°，－５°≦ψ≦５°）であるＬｉＮｂＯ３基板と、
    　前記ＬｉＮｂＯ３基板上に設けられており、Ｍｏを主成分とする第１の電極層を有し、かつ複数本の電極指を有するＩＤＴ電極と、
    　前記ＬｉＮｂＯ３基板上に、前記ＩＤＴ電極を覆っている第１の誘電体膜と、
    を備え、
    　前記ＬｉＮｂＯ３基板を伝搬するレイリー波を利用しており、
    　前記ＩＤＴ電極の電極指ピッチにより規定される波長により規格化された膜厚を規格化膜厚（％）とし、前記第１の電極層の規格化膜厚（％）をＴ１、前記第１の誘電体膜の規格化膜厚（％）をＴ２としたときに、Ｔ２≧３１％であり、かつ下記の式（１）
    　式（１）
    　Ｔ１≧０．８６３４×Ｔ２－２７．９１３
    を満たす、弾性波装置。
  2. 　下記の式（２）
    　式（２）
    　Ｔ１≧０．８１０６×Ｔ２－２５．０８９
    を満たす、請求項１に記載の弾性波装置。
  3. 　Ｔ１≦１５％である、請求項１または２に記載の弾性波装置。
  4. 　前記第１の誘電体膜が酸化ケイ素を主成分とする、請求項１～３のいずれか１項に記載の弾性波装置。
  5. 　前記第１の誘電体膜がＳｉＯ２からなる、請求項４に記載の弾性波装置。
  6. 　前記第１の誘電体膜上に、第２の誘電体膜が積層されている、請求項１～５のいずれか１項に記載の弾性波装置。
  7. 　前記第２の誘電体膜がＳｉＮからなる、請求項６に記載の弾性波装置。
  8. 　前記ＩＤＴ電極において、前記第１の電極層上に、Ｍｏよりも電気抵抗が低い金属からなる第２の電極層が積層されている、請求項１～７のいずれか１項に記載の弾性波装置。
  9. 　前記第２の電極層が、Ａｌからなる、請求項８に記載の弾性波装置。
  10. 　前記Ｍｏを主成分とする第１の電極層はＮｂを含む合金である、請求項１～９のいずれか１項に記載の弾性波装置。
  11. 　アンテナに接続されるアンテナ端子と、
    　前記アンテナ端子に接続されている、請求項１～１０のいずれか１項に記載の弾性波装置と、
    を備える、帯域通過型フィルタ。
  12. 　直列腕共振子及び並列腕共振子を有するラダー型フィルタであり、前記直列腕共振子及び前記並列腕共振子のうちの少なくとも１つが前記弾性波装置からなる、請求項１１に記載の帯域通過型フィルタ。
  13. 　前記直列腕共振子を複数有し、前記複数の直列腕共振子のうちの少なくとも１つが前記弾性波装置からなる、請求項１２に記載の帯域通過型フィルタ。
  14. 　前記複数の直列腕共振子のうち、前記アンテナ端子に最も近い直列腕共振子が前記弾性波装置からなる、請求項１３に記載の帯域通過型フィルタ。
  15. 　前記ラダー型フィルタに接続されている縦結合共振子型弾性波フィルタをさらに有する、請求項１２～１４のいずれか１項に記載の帯域通過型フィルタ。
  16. 　前記縦結合共振子型弾性波フィルタが、前記ラダー型フィルタの前記アンテナ端子とは逆の側に接続されている、請求項１５に記載の帯域通過型フィルタ。
  17. 　前記弾性波装置としての縦結合共振子型弾性波フィルタを有する、請求項１１に記載の帯域通過型フィルタ。
  18. 　請求項１１～１７のいずれか１項に記載の帯域通過型フィルタからなる、第１の帯域通過型フィルタと、
    　前記アンテナ端子に接続されており、前記第１の帯域通過型フィルタの通過帯域よりも高域側に通過帯域を有する少なくとも１つの第２の帯域通過型フィルタと、
    を備える、複合フィルタ装置。
  19. 　前記第１の帯域通過型フィルタと前記第２の帯域通過型フィルタとが同一の圧電基板上に形成されている、請求項１８に記載の複合フィルタ装置。
  20. 　前記第１の帯域通過型フィルタを含むデュプレクサを有し、該デュプレクサが、前記アンテナ端子に前記第１の帯域通過型フィルタと共通接続されている、縦結合共振子型弾性波フィルタを有する、請求項１８または１９に記載の複合フィルタ装置。
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