WO2017146485A1 - 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

다중 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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WO2017146485A1
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박해욱
박종현
김기준
김형태
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엘지전자(주)
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    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
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    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H04L5/005—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver of common pilots, i.e. pilots destined for multiple users or terminals

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method for transmitting and receiving channel state information in a wireless communication system supporting a multi-antenna system (particularly, a 2D active antenna system (2D AAS), and the same). It is about supporting devices.
  • a wireless communication system supporting a multi-antenna system particularly, a 2D active antenna system (2D AAS), and the same. It is about supporting devices.
  • 2D AAS 2D active antenna system
  • Mobile communication systems have been developed to provide voice services while ensuring user activity.
  • the mobile communication system has expanded not only voice but also data service.
  • the explosive increase in traffic causes resource shortages and users demand faster services. Therefore, more advanced mobile communication systems are required. have.
  • An object of the present invention is to propose a method for transmitting and receiving channel state information in a wireless communication system supporting a multi-antenna system (particularly, 2D AAS).
  • a method for a terminal to report channel state information (CSI) in a multi-antenna wireless communication system includes: a non-precoded CSI-RS based CSI report from a base station; Beamformed CSI—receiving configuration information for a single CSI report in which RS-based CSI reporting is combined; first precoding matrix indicator derived on a non-precoded CSI-RS basis Recall (PMI: Precoding Matrix Indicator) and / or first rank indicator (RI: Rank Indicator) Reporting to the base station, reporting to the base station a channel quality indicator (CQI), a 2 ⁇ and a 12 RI based on beamformed CSI-RS;
  • the value of the first RI may be determined only by a value belonging to a previously requested set.
  • a terminal for reporting channel state information (CSI: Channel State Information) in a multi-antenna wireless communication system the RF (Radio Frequency) unit for transmitting and receiving a radio signal and controlling the RF unit
  • a processor comprising: a processor configured for a single CSI report combining non-precoded CSI-RS based CSI reporting and beamf ormed CSI-RS based CSI reporting from a base station; Receive information and derive a first precoding matrix indicator (PMI) and / or a first tank indicator ("RI”) derived on a non-precoded CSI-RS basis.
  • PMI precoding matrix indicator
  • RI first tank indicator
  • RI may be determined only by a value belonging to a predetermined set.
  • whether to report the first RI may be determined according to the maximum number of layers supported by the UE.
  • the first RI may not be reported to the base station.
  • the maximum number of layers supported by the terminal is 2 If the layer is exceeded, the first RI may be reported to the base station in one bit.
  • the first RI may be determined to be a value within a ⁇ 1, 3 ⁇ set.
  • a set of precoding matrices is determined by the first PMI selected in a predetermined codebook, and a precoding matrix belonging to the set of precoding matrices can be applied to the formatted CSI-RS.
  • the first PM may be selected in the codebook for any one or some of the antenna ports in the two-dimensional antenna port array of the base station.
  • the first PM tool can be selected within a codebook without co-phasing.
  • the first PMI may be selected in a codebook consisting only of precoding matrices for forming an orthogonal beam.
  • a number of precoding matrices corresponding to the reported RI in the codebook are selected to form the set of precoding matrices.
  • a precoding matrix for an antenna port to which the set of precoding matrices is not mapped in the antenna port array of the base station is derived by linear combination of precoding matrices belonging to the set of precoding matrices. Can be.
  • said precoding within an antenna port array of said base station may be determined by any one of the precoding matrices belonging to the set of precoding matrices.
  • an oversampling factor for constructing the codebook may be limited to a smaller value of oversampling factors for the antenna ports of each dimension of the two-dimensional antenna ports of the base station. .
  • the spacing between the set of precoding matrices in the codebook may be limited to an exponential power of two.
  • feedback overhead for reporting channel state information in a wireless communication system supporting a multi-antenna system can be significantly reduced.
  • more accurate channel state information may be reported to a base station in consideration of the environment of the terminal, such as the location and movement state of the terminal. have.
  • FIG. 1 illustrates a structure of a radio frame in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a resource grid for one downlink slot in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 3 shows a structure of a downlink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 4 shows a structure of an uplink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a general multiple input / output antenna (MIM) communication system.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a channel from a plurality of transmit antennas to one receive antenna.
  • MIM multiple input / output antenna
  • FIG. 7 illustrates a basic concept of codebook based precoding in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 8 illustrates a reference signal pattern mapped to a downlink resource block pair in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a resource to which a reference signal is mapped in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 10 illustrates a two-dimensional active antenna system having 64 antenna elements in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 11 illustrates a system in which a base station or a terminal has a plurality of transmit / receive antennas capable of forming 3D (Dimension) beams based on AAS in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • Figure 12 illustrates a two-dimensional antenna system of the present invention the cross-polarization in wireless communication systems that can be applied (cross polarization) 3 ⁇ 4 ⁇ ( ⁇ being.
  • FIG. 13 illustrates a transceiver unit model in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a hybrid CSI-RS based scheme in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 15 illustrates a 32-port antenna port layout in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 16-18 illustrate a 2D beam group according to one embodiment of the present invention.
  • 19 illustrates an orthogonal 2D beam set (group) according to one embodiment of the present invention.
  • 20 is a diagram illustrating a method of transmitting channel state information according to an embodiment of the present invention.
  • 21 is a diagram illustrating a channel state information reporting method according to an embodiment of the present invention.
  • a base station has a meaning as a terminal node of a network that directly communicates with a terminal. Certain operations described as being performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases. That is, it is apparent that various operations performed for communication with a terminal in a network including a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or other network nodes other than the base station.
  • a base station (BS) may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an evolved-NodeB (eNB), a base transceiver system (BTS), and an access point (AP). .
  • a 'terminal' may be fixed or mobile, and may include a user equipment (UE), a mobile station (MS), a user terminal (UT), a mobile subscriber station (MSS), a subscriber station (SS), and an AMS ( It may be replaced with terms such as Advanced Mobile Station (WT), Wireless Terminal (WT), Machine-Type Communication (MTC) device, Machine-to-Machine (M2M) device, and Device-to-Device (D2D) device.
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • UT user terminal
  • MSS mobile subscriber station
  • SS subscriber station
  • AMS It may be replaced with terms such as Advanced Mobile Station (WT), Wireless Terminal (WT), Machine-Type Communication (MTC) device, Machine-to-Machine (M2M) device, and Device-to-Device (D2D) device.
  • WT Advanced Mobile Station
  • WT Wireless Terminal
  • MTC Machine-Type Communication
  • M2M Machine-to-Machine
  • downlink means communication from a base station to a terminal
  • uplink means communication from a terminal to a base station.
  • a transmitter may be part of a base station, and a receiver may be part of a terminal.
  • a transmitter may be part of a terminal and a receiver may be part of a base station.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • GSM global system for mobile communications
  • GPRS general packet radio service
  • EDGE enhanced data rates for GSM evolution
  • OFDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, e-UTRA (evolved UTRA), and the like.
  • UTRA is part of a universal mobile telecommunications system (UMTS).
  • 3rd generation partnership project (3GPP) long term evolution (LTE) is part of evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA, and employs OFDMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • LTE-A evolution of 3GPP LTE.
  • Embodiments of the present invention provide wireless access systems IEEE 802, 3GPP and 3GPP2. It may be supported by the standard documents disclosed in at least one of. That is, steps or parts which are not described to clearly reveal the technical spirit of the present invention among the embodiments of the present invention may be supported by the above documents. In addition, all terms disclosed in the present document can be described by the above standard document.
  • FIG. 1 illustrates a structure of a radio frame in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 3GPP LTE / LTE—A supports Type 1 radio frame structures that can be applied to FDD (Frequency Division Duplex) and Type 2 radio frame structures that can be applied to TDD (Time Division Duplex).
  • Type 1A illustrates the structure of a type 1 radio frame.
  • Type 1 radio frames may be applied to both full duplex and half duplex FDD.
  • a radio frame consists of 10 subframes.
  • Single The subframe consists of two consecutive slots in the time domain, and the subframe i consists of slot 2i and slot 2i + l.
  • the time taken to transmit one subframe is called transmission time interval () ⁇ ).
  • one subframe may have a length of 1 ms and one slot may have a length of 0.5 ms.
  • uplink transmission and downlink transmission are distinguished in the frequency domain. While there is no restriction on full-duplex FDD, the terminal cannot simultaneously transmit and receive in half-duplex FDD operation.
  • One slot includes a plurality of orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) symbols in the time domain and a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • RBs resource blocks
  • 3GPP LTE is OFDMA # in downlink (symbol period)
  • the OFDM symbol may be referred to as one SC-FDMA symbol or symbol period.
  • a resource block is a resource allocation unit and includes a plurality of consecutive subcarriers in one slot.
  • FIG. 1B illustrates a frame structure type 2.
  • an uplink-downlink configuration is used for uplink and downlink for all subframes. This rule indicates whether downlink is allocated (or reserved).
  • Table 1 shows an uplink-downlink configuration.
  • 'D' represents a subframe for downlink transmission
  • 'U' represents a subframe for uplink transmission
  • 'S' represents a downlink pilot time slot (DwPTS). It represents a special subframe consisting of three fields: Guard Period (GP) and Uplink Pilot Time Slot (UpPTS).
  • GP Guard Period
  • UpPTS Uplink Pilot Time Slot
  • the DwPTS is used for initial cell discovery, synchronization, or channel estimation at the terminal.
  • UpPTS is used for channel estimation at the base station and synchronization of uplink transmission of the terminal.
  • GP is a section for removing interference caused in the uplink due to the multipath delay of the downlink signal between the uplink and the downlink.
  • Uplink-Downlink configuration can be divided into seven types, and the location and / or location of the downlink subframe, special subframe, uplink subframe for each configuration The number is different.
  • Switch-point periodicity refers to a cycle in which an uplink subframe and a downlink subframe are repeatedly switched in the same manner, and both 5ms or 10ms are supported.
  • the special subframe S exists in every half-frame, and only in the first half-frame in case of having a period of 5ms downlink-uplink switching time.
  • subframes 0 and 5 and DwPTS are sections for downlink transmission only.
  • the subframe immediately following the UpPTS and the subframe subframe is always an interval for uplink transmission.
  • the uplink-downlink configuration may be known to both the base station and the terminal as system information.
  • the base station may notify the terminal of the change of the uplink-downlink allocation state of the radio frame by transmitting only an index of the configuration information.
  • the configuration information is a kind of downlink control information and can be transmitted through PDCCH (Physical Downlink Control Channel) like other scheduling information, and is commonly transmitted to all terminals in a cell through a broadcast channel as broadcast information. May be
  • PDCCH Physical Downlink Control Channel
  • Table 2 shows the configuration of the special subframe (length of DwPTS / GP / UpPTS).
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a resource grid for one downlink slot in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • one downlink slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain.
  • one downlink slot includes seven OFDM symbols, and one resource block includes 12 subcarriers in a frequency domain, but is not limited thereto.
  • Each element on the resource grid is a resource element, and one resource block (RB) includes 12 ⁇ 7 resource elements.
  • the number N A DL of resource blocks included in the downlink slot depends on the downlink transmission bandwidth.
  • the structure of the uplink slot may be the same as the structure of the downlink slot.
  • 3 is a downlink sub in a wireless communication system to which the present invention can be applied Represents the structure of a frame.
  • up to three OFDM symbols in the first slot in a subframe are control regions to which control channels are allocated, and remaining OFDM symbols are data regions to which a Physical Downlink Shared Channel (PDSCH) is allocated. data region).
  • Examples of the downlink control channel used in 3GPP LTE include a Physical Control Format Indicator Channel (PCFICH), a Physical Downlink Control Channel (PDCCH), and a Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel (PHICH).
  • PCFICH Physical Control Format Indicator Channel
  • PDCCH Physical Downlink Control Channel
  • PHICH Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and carries information about the number of OFDM symbols (ie, the size of the control region) used for transmission of control channels within the subframe.
  • PHICH is a male answer channel for the uplink and a PHQ for a hybrid automatic repeat request (HARQ).
  • HARQ hybrid automatic repeat request
  • DCI downlink control information
  • the downlink control information is uplink resource allocation information, downlink resource allocation information or uplink transmission (Tx) power for a certain terminal group. Contains control commands.
  • PDCCH is a resource allocation and transmission format of DL-SCH (Downlink Shared Channel) (also referred to as a downlink grant), resource allocation information of UL-SCH (Uplink Shared Channel) (also called an uplink grant), and PCH ( Paging information in Paging Channel, fetch 1 system information in DL-SCH, random access response transmitted in PDSCH Resource allocation for the same upper-layer control message, a set of transmission power control commands for individual terminals in an arbitrary terminal group, and activation of voice over IP (VoIP) may be carried.
  • the plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region, and the terminal may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH consists of a collection of one or a plurality of consecutive CCEs.
  • CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH with a coding rate according to the state of a radio channel.
  • the CCE corresponds to a plurality of resource element groups.
  • the format of the PDCCH and the number of bits of PDCCH available for 1 " are determined depending on the correlation between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs.
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI to be transmitted to the terminal, and attaches a CRC (Cyclic Redundancy Check) to the control information.
  • CRC Cyclic Redundancy Check
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • the PDCCH for a specific terminal can be masked to the unique identifier of the terminal, for example, CR TI (Cell-RNTI) 7 ⁇ CRC.
  • a paging indication identifier for example, P-RNTI (Paging-RNTI) may be masked to the CRC.
  • a system information block SIB
  • SI-RNTI system information RNTI
  • a RA-R TI Random Access-RNTI
  • the uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • a physical uplink control channel (PUCCH) carrying uplink control information is allocated to the control region.
  • the header area is allocated a PUSCH (Physical Uplink Shared Channel) carrying human 1 " for 1 " data.
  • PUSCH Physical Uplink Shared Channel
  • a PUCCH for one UE is allocated a resource block (RB) pair in a subframe.
  • RBs belonging to the RB pair occupy different subcarriers in each of the two slots.
  • the RB pair allocated to the PUCCH is said to be frequency hopping at the slot boundary.
  • MIMO Multi-Input Multi -Output
  • MIMO technology is to "break away from that normally used for the reception antennas and the transmission antennas so far, the use of multiple transmit (Tx) antennas and multiple receive (Rx) antenna.
  • the MIMO technology is a technique for increasing capacity or individualizing performance by using multiple input / output antennas at a transmitting end or a receiving end of a wireless communication system.
  • 'MIMO' will be referred to as 'multi-input / output antenna'.
  • multiple input / output antenna technology does not rely on one antenna path to receive one complete message, and multiple A plurality of pieces of data received through the two antennas are collected to complete the complete data.
  • multiple input / output antenna technology can increase the data rate within a specific system range, and can also increase the system range through a specific data rate.
  • MIMO communication technology is the next generation mobile communication technology that can be widely used in mobile communication terminals and repeaters, and attracts attention as a technology that can overcome the transmission limit of other mobile communication depending on the limit situation due to the expansion of data communication. have.
  • MIM technology multi-input / output antenna
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a general multiple input / output antenna (MIMO) communication system.
  • MIMO multiple input / output antenna
  • a transmission rate four times higher than a single antenna system may be theoretically obtained.
  • the technique of the multiple input / output antennas improves transmission rate by simultaneously transmitting a plurality of data symbols by using a spatial diversity scheme that improves transmission reliability by using symbols passing through various channel paths and by using a plurality of transmit antennas. It can be divided into spatial multiplexing method. In addition, researches on how to appropriately combine these two methods to obtain the advantages of each are being studied in recent years.
  • the spatial diversity scheme there is a space-time block code sequence, and a space-time Trelis code sequence system that simultaneously uses diversity gain and coding gain.
  • the bit error rate improvement performance and the freedom of sign generation are excellent in the trellis code method, but the operation complexity is simple in the space-time block code.
  • This spatial diversity gain can be obtained by the amount corresponding to the product of the number of transmit antennas (N_T) and the number of receive antennas (N_R) (N— T X N ⁇ R).
  • the spatial multiplexing technique is a method of transmitting different data strings at each transmitting antenna, and at the receiver, mutual interference occurs between data transmitted simultaneously from the transmitter. At the receiver, this interference Receive after removing using technique.
  • the noise cancellation schemes used here include: maximum likelihood detection (MLD) receivers, zero-forcing (ZF) receivers, minimum mean square error (MMSE) receivers, Diagonal-Bell Laboratories Layered Space-Time (D-BLAST) receivers, and V-BLAST ( Vertical-Bell Laboratories Layered Space-Time (SV), etc.
  • MLD maximum likelihood detection
  • ZF zero-forcing
  • MMSE minimum mean square error
  • D-BLAST Diagonal-Bell Laboratories Layered Space-Time
  • V-BLAST Vertical-Bell Laboratories Layered Space-Time (SV), etc.
  • SVD singular value decomposition
  • N_T transmit antennas and N_R receive antennas as shown in FIG. 5.
  • N_T the maximum transmittable information
  • the transmission power can be different for each transmission information s ⁇ 1, s ⁇ 2, s_N_T, and if the transmission power of each product is P ⁇ 1, ⁇ _2, ..., P_N_T, the transmission power is adjusted.
  • the transmission information may be represented by the following vector.
  • the transmission information in which the transmission power of Equation 3 is adjusted may be represented as a diagonal matrix P of the transmission power as follows.
  • X—N_ ⁇ can be expressed using the vector X as
  • w_ij represents a weight between the i th transmit antenna and the j th transmission information
  • W represents this in a matrix.
  • W is called a weight matrix or a precoding matrix.
  • the above-described transmission signal (X) can be considered divided into the case of using the spatial diversity and the case of using the spatial multiplexing.
  • the elements of the information vector s all have different values, while using spatial diversity causes the same signal to be sent through multiple channel paths.
  • the elements of the information vector s therefore all have the same value.
  • the reception signal is represented by the vector y of the reception signals y_l, y_2, and y_N_R of each antenna as follows.
  • each channel may be classified according to a transmit / receive antenna index, and a channel passing from the transmit antenna j to the receive antenna i will be represented by h—ij.
  • the index of h_ij is that of the receiving antenna index first and that of the transmitting antenna later.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a channel from a plurality of transmit antennas to one receive antenna.
  • a channel arriving from a total of N_T transmit antennas to a reception antenna i may be expressed as follows.
  • N_T transmit antennas through a matrix representation as shown in Equation (7)
  • N R receiving antennas When all channels passing through N R receiving antennas are represented, they may be represented as follows.
  • each of the multiple input / output antenna communication systems may be represented through the following relationship.
  • the number of rows and columns of the channel matrix ⁇ representing the state of the channel is determined by the number of transmit and receive antennas.
  • the number of rows is equal to the number of receiving antennas N—R
  • the number of columns is equal to the number of transmitting antennas ⁇ _ ⁇ . That is, the channel matrix ⁇ becomes an N_RXNJT matrix.
  • the rank of a matrix is defined as the minimum number of rows or columns that are independent of each other.
  • the tank of the matrix cannot be larger than the number of rows or columns.
  • the channel ⁇ 31 (11) of the channel matrix H is limited as follows.
  • the tank may be defined as the number of nonzero eigenvalues among eigen values.
  • a tank is singular value decomposition (SVD), it can be defined as the number of non-zero singular values. Therefore , The physical meaning of rank in the channel matrix is the maximum number of different information that can be sent on a given channel.
  • 'tank' for MIMO transmission refers to the number of paths that can independently transmit signals at the time of talk and specific frequency resources, and 'number of layers' is transmitted through each path.
  • the transmitting end since the transmitting end transmits the number of layers corresponding to the number of tanks used for signal transmission, the rank has the same meaning as the number of layers unless otherwise specified.
  • FIG. 7 illustrates a basic concept of codebook based precoding in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • the transmitter and the receiver share codebook information including a predetermined number of precoding matrices predetermined according to a transmission rank, the number of antennas, and the like.
  • the precoding-based codebook method may be used.
  • the receiving end may measure the channel state through the received signal, and may feed back a finite number of preferred precoding matrix information (that is, an index of the corresponding precoding matrix) to the transmitting end based on the above-described codebook information. For example, the receiver may select an optimal precoding matrix by measuring the received signal in a maximum likelihood (ML) or minimum mean square error (MMSE) method.
  • ML maximum likelihood
  • MMSE minimum mean square error
  • the receiving end transmits the precoding matrix information for each codeword to the transmitting end, but it is not limited thereto.
  • the transmitting end receiving the feedback information from the receiving end may select a specific precoding matrix from the codebook based on the received information.
  • the transmitter that selects the precoding matrix performs precoding by multiplying the number of layer signals corresponding to the transmission rank by the selected precoding matrix, and transmits the precoded transmission signal through a plurality of antennas.
  • the number of rows in the precoding matrix is equal to the number of antennas, and the number of columns is equal to the tank value.
  • the tank value is equal to the number of layers, so the number of columns is equal to the number of layers.
  • the precoding matrix may be configured as a 4 X 2 matrix. Equation 12 below represents an operation of mapping information mapped to each layer to each antenna through a precoding matrix in this case.
  • information mapped to a layer is x_l, x_2, and each element P_ij of the 4 X 2 matrix is a weight used for precoding.
  • y_l, y_ 2 , y_3, and y ⁇ 4 are information mapped to antennas and may be transmitted through each antenna using each OFDM transmission scheme.
  • the receiving end receiving the signal precoded and transmitted by the transmitting end may restore the received signal by performing reverse processing of the precoding performed by the transmitting end.
  • a codebook for 4 transmit antennas is designed because up to 4 transmit antennas are supported in downlink.
  • the 3GPP LTE-A system which is the evolution of the existing 3GPP LTE, can support up to 8 transmit antennas in downlink. Therefore, there is a need to design a precoding codebook that provides good performance for downlink transmission through up to eight transmit antennas.
  • the constant coefficient characteristic means a characteristic in which amplitude of each channel component of the precoding matrix constituting the codebook is constant. According to these characteristics, regardless of which precoding matrix is used, The power level transmitted from each antenna can remain the same. Accordingly, the power amplifier (p ower Amplif ier) can increase efficiency of use.
  • F inite alphabet e.g., quadrature phase shift keying (QPSK) alphabet, ie ⁇ 1,
  • QPSK quadrature phase shift keying
  • the codebook size may be limited to a predetermined size or less. As the size of the codebook is larger, it is possible to include the precoding matrices for various cases, so that the channel state can be more accurately reflected, but accordingly, the number of bits of the precoding matrix indicator (PMI) is increased. This may cause signaling overhead.
  • PMI precoding matrix indicator
  • Nested property means that a portion of the high rank precoding matrix consists of a low tank precoding matrix.
  • the precoding matrix is configured in this way, even when the base station determines to perform downlink transmission in a transmission rank lower than the channel rank indicated by the rank rank indicator (RL) reported from the UE, proper performance can be guaranteed.
  • the complexity of the CQI iChannel Quality Information can be reduced according to this characteristic. This is because, in the operation of selecting a precoding matrix among precoding matrices designed for different channels, the calculation for the precoding matrix selection may be partially shared.
  • RS Reference Signal
  • the signal Since data is transmitted over a wireless channel in a wireless communication system, the signal may be distorted during transmission. In order to correctly receive the distorted signal at the receiving end, the distortion of the received signal must be corrected using the channel information.
  • a signal transmission method known to both a transmitting side and a receiving side and a method of detecting channel information using a distorted degree when a signal is transmitted through a channel are mainly used.
  • the above-mentioned signal is called a pilot signal or a reference signal (RS).
  • RS can be classified into two types according to its purpose. There is an RS for obtaining channel state information and an RS used for data demodulation.
  • the former is intended for the UE to obtain channel state information to the downlink, so the UE should be transmitted over a wideband and downlink in a specific subframe. Even a UE that does not receive data should be able to receive and measure its RS.
  • this radio resource radio resource management such as handover: is also used for such measurements (RRM Radio Resource Management.).
  • the latter is an RS that is sent together with the corresponding resource when the base station sends downlink 3 ⁇ 4, and the UE can estimate the channel by receiving the corresponding RS, and thus can demodulate the data. This RS should be transmitted in the area where data is transmitted.
  • the downlink reference signal is one common reference signal (CRS: common RS) for acquiring information on channel state shared by all terminals in a cell and measuring such as handover and a dedicated reference used for data demodulation only for a specific terminal.
  • CRS common reference signal
  • RS dedicated reference used for data demodulation only for a specific terminal.
  • DRS is used only for data demodulation
  • CRS is used both for channel information acquisition and data demodulation.
  • the receiving side measures the channel state from the CRS and transmits an indicator related to the channel quality such as the channel quality indicator (CQI), precoding matrix index (PMI) and / or rank indicator (RI). Feedback to the base station).
  • CRS is also known as cell-specific reference signal.
  • the reference signal associated with the channel state information (CSI: ⁇ 1 feedback) may be defined as CSI-RS.
  • the DRS may be transmitted through resource elements when data demodulation on the PDSCH is needed.
  • the UE may receive the presence or absence of a DRS through a higher layer, and is valid only when the PDSCH is mapped.
  • UE-specific reference signal DRS UE-specific RS
  • DMRS demodulation RS
  • FIG. 8 illustrates a reference signal pattern mapped to a downlink resource block pair in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • a downlink resource block pair may be represented by 12 subcarriers in one subframe X frequency domain in a time domain in a unit in which a reference signal is mapped. That is, one resource block pair on the time axis (X axis) has a length of 14 OFDM symbols in case of normal cyclic prefix (normal CP) (in case of FIG. 8 (a)), and an extended cyclic prefix ( extended CP: extended Cyclic Prefix) has a length of 12 OFDM symbols (in case of FIG. 8 (b)).
  • normal CP normal cyclic prefix
  • extended CP extended Cyclic Prefix
  • the resource elements (REs) described as' 0 ',' 1 ',' 2 'and' 3 'in the resource block grid are derived from the CRS of the antenna port indexes' 0', '1', '2 ⁇ and' 3 ', respectively.
  • the location of the resource element described as 'D' means the location of the DRS.
  • the CRS is used to estimate a channel of a physical antenna, and is distributed in the entire frequency band as a reference signal that can be commonly received to all terminals located in a cell. That is, this CRS is a cell-specified signal and is transmitted every subframe for the wideband.
  • CRS may be used for channel quality information (CSI) and data demodulation.
  • CSI channel quality information
  • CRS is defined in various formats depending on the antenna arrangement at the transmitting side (base station).
  • RSs for up to four antenna ports are transmitted according to the number of transmit antennas of a base station.
  • the downlink signal transmitter has a single transmit antenna, two transmit antennas, and four transmit antennas. Like an antenna, it has three types of antenna arrays. For example, if the number of transmitting antennas of the base station is two, CRSs for antenna ports 0 and 1 are transmitted, and if four, CRSs for antenna ports 0 3 are transmitted. When there are four transmitting antennas of the base station, the CRS pattern in one RB is shown in FIG. 8.
  • the reference signal for the single antenna port is arranged.
  • reference signals for two transmit antenna ports are arranged using time division multiplexing (TDM) and / or FDM frequency division multiplexing (FDM) scheme. That is, the reference signals for the two antenna ports are assigned different time resources and / or different frequency resources so that each is distinguished.
  • TDM time division multiplexing
  • FDM frequency division multiplexing
  • the base station uses four transmit antennas, reference signals for the four transmit antenna ports are arranged using the TDM and / or FDM scheme.
  • Channel information measured by the receiving side (terminal) of the downlink signal is transmitted by a single transmit antenna, transmit diversity, closed-loop spatial multiplexing, and open-loop spatial multiplexing. Alternatively, it may be used to demodulate data transmitted using a transmission scheme such as a multi-user MIMO.
  • a reference signal when a multiple input / output antenna is supported, when a reference signal is transmitted from a specific antenna port, the reference signal is transmitted to a location of resource elements specified according to a pattern of the reference signal, and the location of resource elements specified for another antenna port. Is not sent to. That is, reference signals between different antennas do not overlap each other. Do not.
  • DRS is used to demodulate data. Precoding weights used for a specific terminal in multiple I / O antenna transmission are used without change to estimate a channel combined with the transmission channel transmitted from each transmission antenna when the terminal receives the reference signal.
  • the 3GPP LTE system (eg, Release-8) supports up to four transmit antennas, and a DRS for rank 1 beamforming is defined.
  • the DRS for Tank 1 beamforming also represents the reference signal for antenna port index 5.
  • LTE system evolution In the advanced LTE-A system, it should be designed to support up to eight transmit antennas in the downlink of the base station. Therefore, RS for up to eight transmit antennas must also be supported.
  • downlink RS since downlink RS defines only RSs for up to four antenna ports, in the LTE—A system, if a base station has four or more up to eight downlink transmit antennas, RSs for these antenna ports are additionally defined.
  • RS for up to eight transmit antenna ports must be designed for both the RS for channel measurement and the RS for data demodulation described above.
  • the LTE terminal must work well in the LTE-A system, and the system must support it.
  • RS for the antenna port should be additionally defined.
  • the RS overhead becomes excessively large.
  • RS for channel measurement purpose
  • CSI-RS Channel State Infation-RS, Channel State Indication-RS, etc.
  • PMI PMI
  • DM-RS demodulating data transmitted to the eight transmitting antennas.
  • CSI-RS for channel measurement purpose has a feature that is designed for channel measurement-oriented purpose, unlike the conventional CRS is used for data demodulation at the same time as the channel measurement, handover, and the like. Of course, this may also be used for the purpose of measuring handover and the like. Since the CSI-RS is transmitted only for obtaining channel state information, unlike the CRS, the CSI-RS does not need to be transmitted every subframe. In order to reduce the overhead of the CSI-RS, the CSI-RS is transmitted intermittently on the time axis.
  • the DM-RS is transmitted to the UE scheduled in the corresponding time-frequency domain for data demodulation. That is, the DM—RS of a specific UE is transmitted only in a region where the UE is scheduled, that is, a time-frequency region in which data is received.
  • LTE-A system up to eight transmit antennas are supported on the downlink of a base station.
  • RS for up to 8 transmit antennas is transmitted to a band every subframe in the same manner as the CRS of the existing LTE.
  • the overhead becomes too large. Therefore, in the LTE-A system, two RSs have been added, separated into CSI-RS for CSI measurement for selecting MCS and PMI, and DM—RS for data demodulation.
  • CSI RS can be used for purposes such as RRM measurement, but is designed for the main purpose of CSI acquisition. Since the CSI-RS is not used for data demodulation, it does not need to be transmitted every subframe. Therefore, to reduce the overhead of CSKO RS, it transmits intermittently on the time axis.
  • CSI—RS can be transmitted periodically with an integer multiple of one subframe or in a specific transmission pattern. At this time, the period or pattern in which the CSI-RS is transmitted may be set by the eNB.
  • dedicated or 1 DM-RS is transmitted to the UE scheduled in the corresponding time-frequency domain. That is, the DM-RS of a specific UE is transmitted only in a region where the UE is scheduled, that is, a time when a data is received—a frequency region.
  • the UE In order to measure RS, the UE MUST transmit the CSI-RS transmit subframe index for each CSI-RS antenna port of the cell to which it belongs, the CSI-RS resource element (RE) time—frequency position within the transmit subframe. And information about the CSI-RS sequence.
  • RE resource element
  • the eNB should transmit CSI-RS for up to eight antenna ports, respectively.
  • the resources used for CSI—RS transmission on different antenna ports must be orthogonal to each other.
  • the CSI-RSs for each antenna port may be mapped to different REs so that these resources may be orthogonally allocated in the FDM / TDM manner.
  • CSI-RSs for different antenna ports It can be transmitted by the CDM method of mapping.
  • CSI When eNB informs its cell UE about information about RS, it should first inform information about time-frequency to which CSI RS for each antenna port is mapped. Specifically, the subframe numbers through which the CSI-RS is transmitted, or the period during which the CSI-RS is transmitted, the subframe offset through which the CSI-RS is transmitted, and the OFDM symbol number where the CSI-RS RE of a specific antenna is transmitted, and the frequency interval (spacing), the RE offset or shift value on the frequency axis.
  • the CSI-RS is transmitted through one, two, four or eight antenna ports.
  • a CSI-RS sequence is a complex-valued modulation symbol a used as a reference symbol on each antenna port p as shown in Equation 13 below. — Maps to k, 1 (p).
  • Equation 13 (k ', 1'), where k 'is a subcarrier index in a resource block, 1' represents an OFDM symbol index in a slot.
  • Table 3 illustrates the mapping with (k ', 1') from the CSI-RS configuration in a generic CP.
  • Table 4 illustrates the mapping of (k ', 1') from the CSI-RS configuration in the extended CP.
  • ICI inter-cell interference
  • HetNet heterogeneous network
  • the CSI-RS configuration is different depending on the number of antenna ports and the CP in the cell, and adjacent cells may have different configurations as much as possible.
  • the CSI—RS configuration may be divided into a case of applying to both an FDD frame and a TDD frame and a case of applying only to a TDD frame according to a frame structure.
  • (k ', 1') and n_s are determined according to the CSI-RS configuration, and time-frequency resources used for CSI-RS transmission are determined according to each CSI-RS antenna port.
  • 9 is a diagram illustrating a resource to which a reference signal is mapped in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • Figure 9 (a) shows the 20 CSI-RS configurations available for CSI-RS transmission by one or two CSI-RS antenna ports
  • Figure 9 (b) shows four CSI-RS antenna ports 10
  • CSI-RS configurations usable by FIG. 9 (c) are available for CSI-RS transmission by eight CSI-RS antenna ports. Five CSI-RS configurations are shown.
  • the radio resource (that is, RE pair) to which the CSI-RS is transmitted is determined according to each CSI-RS configuration.
  • CSI-RS is performed on a radio resource according to the configured CSI-RS configuration among the 10 CSI-RS configurations shown in FIG. Is sent.
  • CSI-RS is performed on a radio resource according to the configured CSI-RS configuration among the five CSI-RS configurations shown in FIG. Is sent.
  • CSI-RS for each antenna port is transmitted by CDM to the same radio resource per two antenna ports (i.e. ⁇ 15,16 ⁇ , ⁇ 17,18 ⁇ , ⁇ 19, 20 ⁇ , ⁇ 21, 22 ⁇ ) do.
  • the respective CSI-RS complex symbols for antenna ports 15 and 16 are the same, but are multiplied by different orthogonal codes (e.g., Walsh code 7) to equal radio resources.
  • the complex symbol of CSI-RS for antenna port 15 is multiplied by [1, 1], and the complex symbol of CSI-RS for antenna port 16 is multiplied by [1 -1] to map to the same radio resource.
  • the UE can detect the CSI-RS for a particular antenna port by multiplying the transmitted multiplied code. That is, multiply the multiplied code [1 1] to detect the CSI-RS for antenna port 15, and detect the CSI— RS for antenna port 16. Multiply the code multiplied by [1 ⁇ 1].
  • the CSI-RS configuration when the same CSI-RS configuration index corresponds to a radio resource that is not included in the CSI-RS configuration having a large number of antenna ports, the CSI-RS configuration has a small number of RS antenna ports. It includes radio resources. For example, in the case of CSI-RS configuration 0, the radio resource for the number of eight antenna ports includes both the radio resource for the number of four antenna ports and the radio resource for the number of one or two antenna ports.
  • Non-zero power (NZP) CSI-RS is used with only zero or one CSI-RS configuration, and zero power (ZP) CSI-RS is zero or multiple CSI-RS. Configurations can be used,
  • ZP CSI- RS ZeroPowerCSI-RS
  • UE corresponds to the above table 3 and 4 four CSI- RS columns (column) Assume zero transmit power in the REs (except in the case of overlapping with the RE assuming NZP CSI-RS set by the upper layer).
  • Most Significant Bit (MSB) corresponds to the lowest CSI-RS configuration index, and the next bits in the bitmap correspond to the next CSI-RS configuration index.
  • the CSI-RS is transmitted only in a downlink slot that satisfies the condition of (n_s mod 2) in Tables 3 and 4 and a subframe that satisfies the CSI-RS subframe configuration.
  • the CSI-RS is not transmitted in a subframe collided with PBCH or SIB 1 (SystemlnformationBlockTypel) transmission or a subframe configured for paging message transmission.
  • the CSI-RS Since the time-frequency resources used for CSI-RS transmission cannot be used for data transmission, the CSI—RS overhead increases and the data throughput decreases.
  • the CSI-RS is not configured to be transmitted every subframe, but is configured to be transmitted at a predetermined transmission period corresponding to a plurality of subframes. In this case, the CSI-RS transmission overhead may be much lower than when the CSI-RS is transmitted every subframe.
  • T—CSI-RS CSI transmission period'
  • A_CSI-RS subframe offset
  • CSI-RS according to CSI-RS subframe configuration (I CSI-RS)
  • T— CSI-RS transmission period
  • ⁇ ⁇ CSI-RS subframe offset
  • the CSI-RS subframe configuration of Table 5 may be set to any one of a 'SubframeConfig' field and a 1 zeroTxPoserSubfratneConfig 'field.
  • the CSI-RS subframe configuration may be set separately for the NZP CSI-RS and the ZP CSI-RS.
  • the subframe including the CSI-RS satisfies Equation 14 below.
  • T_CSI-RS denotes a CSI—RS transmission period
  • A_CSI-RS denotes a subframe offset value
  • n_f denotes a system frame number
  • n_s denotes a slot number
  • one UE may configure one CSI-RS resource configuration.
  • the UE may be configured with one or more CSI-RS resource configuration (s).
  • the CSI-RS configuration consists of the number of antenna ports (antennaPortsCount), subframe configuration (subframeConf ig), and resource configuration (resourceConfig), so that how many antenna ports the CSI-RS is transmitted on, CSI-RS Indicates the period and offset of the subframe to be transmitted and at which RE location (i.e., frequency and OFDM symbol index) in that subframe.
  • parameters for each CSI—RS (resource) configuration are set through higher layer signaling as follows.
  • ⁇ CSI-RS port count (antennaP rtsCount): A parameter indicating the number of antenna ports used for CSI-RS transmission (for example, 1 CSI-RS port, 2 CSI-RS ports, 4 CSI—RS ports, 8 CSI-RS port)
  • CSI-RS configuration (resourceConf ig) (see Tables 3 and 4): Parameters relating to CSI-RS allocation resource location
  • CSI-RS subframe configuration (subframeConig, ie I—CSI-RS) (see Table 5): CSI—parameters related to the subframe period and / or offset to which the RS is to be transmitted.
  • transmit power for CSI feedback (P_C): With respect to the UE's assumption of reference PDSCH transmit power for feedback, the UE derives CSI feedback and scales it in 1 dB steps [-8, 15]. When taking values within the dB range, P—C is assumed to be the ratio of Energy Per Resource Element (EPRE) and CSI-RS EPRE per PDSCH RE.
  • EPRE Energy Per Resource Element
  • transmit power (P C C) for CSI feedback for each CSI process. If the CSI subframe sets C_CSI, 0 and C_CSI, 1 are set by the higher layer for the CSI process, P_C is set for each CSI subframe set of the CSI process.
  • QCL scrambling identifier (qcl-Scramblingldentity— rll), CRS port ⁇ l ”count (crs— PortsCount-rll), MBSFN subframe configuration list for QCL (QuasiCo-Located) Type B UE assumption, if transmission mode 10 is set upper layer parameter ('qcl-) containing (mbsfn-SubframeConf igList-rll) parameter CRS-Info-rll ')
  • P_C is assumed as the ratio of PDSCH EPRE to CSI-RS EPRE.
  • the PDSCH EPRE corresponds to a symbol in which the ratio of PDSCH EPRE to CRS EPRE is p—A.
  • the CSI-RS and the PMCH are not configured together. If four CRS antenna ports are configured in frame structure type 2, the UE is [20—31] for the normal CP. In the case of a set (see Table 3) or extended CP, the CSI-RS configuration index belonging to the [16-27] set (see Table 4) is not set.
  • the CSI-RS antenna port of the CSI-RS resource configuration includes delay spread, Doppler spread, Doppler shift, average gain, and average delay. Can be assumed to have a QCL relationship.
  • a UE configured with transmission mode 10 and QCL type B has antenna ports 0-3 corresponding to CSI-RS resource configuration and antenna ports 15-227 ⁇ corresponding to CSI-RS resource configuration, Doppler spread and Doppler shift. can be assumed to be a QCL relationship.
  • the UE has one ZP for a serving cell.
  • CSI-RS resource configuration may be set.
  • one or more ZP CSI-RS resource configurations may be configured for a serving cell.
  • the following parameters for ZP CSI-RS resource configuration may be configured through higher layer signaling.
  • ZP CSI-RS subframe configuration (eroTxPowerSubframeConf ig, ie I ⁇ CSI-RS) (see Table 5): parameters related to the subframe period and / or offset in which zero-power CSI-RS is transmitted
  • ZP CSI-RS and PMCH are not set at the same time.
  • one or more CSI-IM (Channel-State Information-Interference Measurement) resource configuration may be set for a serving cell.
  • the following parameters for configuring each CSI-IM resource may be configured through higher layer signaling.
  • the CSI-IM resource configuration is the same as any one of the configured ZP CSI-RS resource configurations.
  • the CSI-IM resource and the PMCH in the same subframe of the serving cell are not configured at the same time.
  • a MIMO system with multiple antennas may be referred to as a Massive MIMO system, and has a spectral efficiency, energy efficiency, and processing complexity. It is drawing attention as a means to improve complexity.
  • Massive MIMO is also referred to as full-dimension MIMO (FD-MIMO).
  • AAS active antenna system
  • AAS refers to a system in which each antenna includes an active element such as an amplifier.
  • AAS does not require separate cables, connectors, or other hardware to connect the amplifier to the antenna depending on the use of the active antenna, and thus has high efficiency in terms of energy and operating costs.
  • AAS supports the electronic beam control 3 ⁇ 4 " for each antenna, so it has advanced MIMO technology such as forming a precise beam pattern or forming a three-dimensional wide pattern considering the beam 3 ⁇ 4 " direction and beam width. Make it possible.
  • a three-dimensional wide pattern may be formed by an active antenna of the AAS.
  • FIG. 10 illustrates a two-dimensional active antenna system having 64 antenna elements in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • N_h represents the number of antenna columns in the horizontal direction
  • N—V represents the number of antenna rows in the vertical direction.
  • the radio wave can be controlled in both the vertical direction (elevation) and the horizontal direction (azimuth) so as to control the transmission beam in three-dimensional space.
  • This type of wavelength zea mechanism can be referred to as three-dimensional bump forming.
  • FIG. 11 illustrates a system in which a base station or a terminal has a plurality of transmit / receive antennas capable of forming a 3D dimension based on AAS in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 11 illustrates the example described above and illustrates a 3D MIMO system using a 2D antenna array (ie, 2D-AAS).
  • the base station when the reception beam is formed using a large reception antenna, a signal power increase effect according to the antenna array gain can be expected. Therefore, in the uplink, the base station can receive a signal transmitted from the terminal through a plurality of antennas, the terminal can set its transmission power very low in consideration of the gain of the large receiving antenna to reduce the interference effect.
  • the base station can receive a signal transmitted from the terminal through a plurality of antennas, the terminal can set its transmission power very low in consideration of the gain of the large receiving antenna to reduce the interference effect.
  • 12 illustrates a two-dimensional antenna system having cross polarization # in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • systems based on active antennas are characterized by weighting the active elements (e.g., amplifiers) attached (or included) to each antenna element. You can adjust the gain dynamically. Since the radiation pattern depends on the antenna arrangement, such as the number of antenna elements, antenna spacing, etc., the antenna system can be modeled at the antenna element level.
  • active elements e.g., amplifiers
  • An antenna array model such as the example of FIG. 12 may be represented by (M, N, P), which corresponds to a parameter characterizing the antenna array structure.
  • M is the number of antenna elements with the same polarization in each column (ie in the vertical direction) (ie, the number or angle of antenna elements with + 45 ° slant in each column). Number of antenna elements with a 45 ° slant in the column).
  • N represents the number of columns in the horizontal direction (ie, the number of antenna elements in the horizontal direction).
  • An antenna port may be defined by a reference signal associated with the corresponding antenna port.
  • antenna port ⁇ may be associated with a cell-specific reference signal (CRS) and antenna port 6 may be associated with a positioning reference signal (PRS).
  • CRS cell-specific reference signal
  • PRS positioning reference signal
  • antenna port 0 may be mapped to one physical antenna element, while antenna port 1 may be mapped to another physical antenna element.
  • two downlink transmissions exist from the terminal point of view. One is associated with a reference signal for antenna port 0 and the other is associated with a reference signal for antenna port 1.
  • a single antenna port can be mapped to multiple physical antenna elements. This may be the case when used for beamforming. Bumping can direct downlink transmissions to a specific terminal by using multiple physical antenna elements. In general, this can be achieved by using an antenna array consisting of multiple columns of multiple cross polarization antenna elements.
  • the terminal there is a single downlink transmission generated from a single antenna port.
  • One relates to the CRS for antenna port 0, and the other relates to the CRS for antenna port 1. That is, the antenna port represents downlink transmission at the terminal's point of view, not actual downlink transmission transmitted from the physical antenna element at the base station.
  • multiple antenna ports are used for downlink transmission, but each antenna port may be mapped to multiple physical antenna elements.
  • the antenna array may be used for downlink MIMO or downlink diversity.
  • antenna ports 0 and 1 may each map to multiple physical antenna elements.
  • two downlink transmissions exist from the terminal point of view. One is associated with a reference signal for antenna port 0 and the other is associated with a reference signal for antenna port 1.
  • MIMO precoding of a data stream may go through antenna port virtualization, transceiver unit (or transceiver unit) (TXRU) virtualization, antenna element pattern.
  • TXRU transceiver unit
  • Antenna port virtualization allows the stream on the antenna port to be precoded on the TXRU.
  • TXRU virtualization allows the TXRU signal to be precoded on the antenna element.
  • the antenna element pattern may have a directional gain pattern of the signal radiated from the antenna element.
  • TXRU static antenna pattern
  • Antenna port virtualization can be performed in a frequency-selective manner.
  • an antenna port is defined with a reference signal (or pile).
  • the DMRS is identical to the data signal.
  • both DMRS and data are precoded with the same precoder (or the same TXRU virtualized precoding).
  • CSI measured CSI-RS is a di-i transmitted over the multiple antennas included E.
  • the precoder characterizing the mapping between the CSI-RS port and TXRU can be designed with a unique matrix so that the UE can estimate the TXRU virtualization precoding matrix for the data precoding vector.
  • TXRU virtualization method is discussed with ID TXRU virtualization and 2D TXRU virtualization ° 1, which will be described with reference to the drawings below.
  • FIG. 13 illustrates a transceiver unit model in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • M_TXRU TXRUs are associated with M antenna elements consisting of a single column antenna array with the same polarization.
  • the TXRU model configuration which refers to the antenna array model configuration (M, N, P) of FIG. 12, may be represented by (M_TXRU, N, P).
  • M_TXRU means the number of TXRUs present in the same column and the same polarization in 2D, and always satisfies MJTXRU ⁇ M. That is, the total number of TXRUs is equal to M_TXRUXNXP.
  • the TXRU virtualization model is based on the correlation between the antenna element and the TXRU.
  • TXRU virtualization model as shown in FIG. 13 (a).
  • Action 1 Sub-array partition model and TXRU as shown in FIG. 13 (b).
  • antenna elements are divided into multiple antenna element groups, and each TXRU is connected to one of the groups.
  • signals of multiple TXRUs are combined and delivered to a single antenna element (or an array of antenna elements).
  • q is a transmission signal vector of antenna elements having M equal polarizations (c polarized) in one column.
  • w is the wideband TXRU virtualization weight vector and W is the wideband TXRU virtualization weight matrix.
  • x is the signal vector of M— TXRU TXRUs.
  • mapping between the antenna port and the TXRUs may be one-to-one or one-to-many.
  • TXRU and antenna elements in FIG. 13 is merely an example, and the present invention is not limited thereto, and TXRU and antenna elements may be implemented in various forms from a hardware point of view. The present invention can be equally applied to the mapping between them.
  • precoding feedback is used for channel dependent codebook based precoding and depends on the UE (s) reporting the PMI.
  • the UE reports PMWork.
  • PMI / RI for transmission modes 9 and 10 If reporting is set and the CSI-RS port is greater than 1, the UE reports the PMI.
  • the UE reports the PM ⁇ based on the feedback mode. For other transmission modes, PMI reporting is not supported.
  • each PMI value corresponds to Table 6 below and the codebook index.
  • Table 6 illustrates a codebook for transmission on antenna port ⁇ 0, 1 ⁇ and for antenna port ⁇ 0, 1 ⁇ or ⁇ 15, 16 ⁇ based CSI reporting.
  • each PMI value corresponds to the codebook index given in Table 7 below, or Corresponds to the pair of codebook indices given in 11.
  • the PMI value may correspond to the codebook index ⁇ given in Table 7 below for the same ⁇ as the associated RI value (" ⁇ 0 , 1 , ..., 15 )).
  • each ⁇ value may correspond to a pair of codebook indices given in Tables 8-11.
  • Tables 8 and 11 are as shown in Equation 15 below.
  • the first PMI value ⁇ is Corresponds to the codebook index and ' 2 given in Table j for each equal RI value.
  • ⁇ is ": 7 - 2" represents a """/""” matrix defined by columns given by the set W from the ".”
  • / is a 4x4 unit matrix
  • the vector "" is defined in Table 7.
  • “ / 2 .
  • codebook subsampling is supported.
  • Table 7 shows codebooks for transmission on antenna ports ⁇ 0, 1,2,3 ⁇ and for reporting CSI based antenna ports ⁇ 0,1,2,3 ⁇ or ⁇ 1 5 , 1 6 , 1 7 , 1S ⁇ . To illustrate.
  • Table 8 illustrates a codebook for 1 layer CSI reporting using antenna ports 0-3 or 15-18.
  • Table 9 illustrates a codebook for two layer CSI reporting using antenna ports 0-3 or 15-18.
  • Table 10 illustrates a codebook for 3-layer CSI reporting using antenna ports 15-18.
  • Table 11 illustrates a codebook for 4-layer CSI reporting using antenna ports 15-18.
  • each PMI value corresponds to a pair of indices given in Tables 12-19 below.
  • ⁇ and V w are [Equation 16]
  • the ⁇ value (/ ⁇ ⁇ ⁇ 0,1, ⁇ , / ( ⁇ ) - ⁇ ⁇ ) and the crab 2 ⁇ values ( 2 e ⁇ 0, l r ", g (")-l ⁇ ) correspond to the codebook indices given in Table j and ⁇ for the same RI value as the associated RI value, respectively.
  • codebook subsampling is supported.
  • Table 12 illustrates a codebook for 1 layer CSI reporting using antenna ports 15 through 22.
  • Table 13 illustrates a codebook for 2-layer CSI reporting using antenna ports 15-22.
  • Table 14 illustrates a codebook for 3-layer CSI reporting using antenna ports 15-22.
  • Table 15 illustrates a codebook for 4-layer CSI reporting using antenna ports 15-22.
  • Table 16 illustrates a codebook for 5-layer CSCO reporting using antenna ports 15-22.
  • Table 17 illustrates a codebook for 6-layer CSI reporting using antenna ports 15-22.
  • Table 18 illustrates a book for 7 layer CSI reporting using antenna ports 15 through 22.
  • Table 19 illustrates a codebook for 8 layer CSI reporting using antenna ports 15-22.
  • the throughput of the system can be increased by performing D-bumping and the like using the term " port "
  • the CSI-RS behavior (or CSI reporting behavior) of the non-precoded scheme defined as Class A (each CSI process has one CSI-RS resource and one CSI-RS operations (or CSI reporting operations) in a beamformed scheme defined as Class B (which may be associated with CSI-IM resources), and each CSI process may be associated with one or more CSI-RS resources. Or more CSI-IM resources).
  • the UE measures N antenna ports, selects an N-port precoder using the N-port precoder, and reports CSIs (PMI, CQI, RI, etc.) related thereto to the base station.
  • CSIs PMI, CQI, RI, etc.
  • the CSI-RS for channel measurement of the UE should also increase, and the codebook size related thereto also increases, and as a result, the feedback overhead also increases.
  • the number of CSI-RS ports is related to the maximum rank of the terminal rather than the number of antenna ports of the base station, so that the number of antenna ports of the base station can be used without a large increase in CSI-RS. There is this. but, Since the selection must be performed in the base station, the robustness of the bump forming may be weakened in an environment in which the mobility of the terminal is high and in a narrow environment of the base station.
  • a hybrid CSI-RS based scheme (or CSI reporting scheme) using a combination of Class A and B may be considered.
  • hybrid CSI may refer to a CSI report type including two (or more) CSI-RS configurations in a single CSI process.
  • the type of each CSI-RS configuration may be set to any one of Class A and Class B described above. For example, if the RRC parameter 'eMIMO-Type' is set to non-precoded ' ⁇ -for the corresponding CSI-RS configuration, it corresponds to the CSI-RS configuration of Class A, and the' eMIMO-Type 'is' beamf ormed' ⁇ . When set, it may correspond to the CSI-RS configuration of Class B.
  • two CSI-RS configurations in a single CSI process may include one CSI-RS configuration and a second CSI-RS configuration!
  • 14 is a diagram illustrating a hybrid CSI-RS based scheme in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 14 illustrates a hybrid CSI-RS technique.
  • the solid line represents a CSI-RS transmission of the base station and a feedback operation of the UE with a long-term period
  • the solid line is relatively short-term (ie, long-term CSI—RS). It shows a CSI-RS transmission of the base station and a feedback operation of the terminal with a short) period.
  • Long-term CSI—RS is Class A based CSI-RS (ie, first CSI-RS configuration) is set to Class A, and is used for measuring long-term channel direction information (CDI). Used.
  • the UE may report a preferred CDI to the base station using the long-term CSI-RS in consideration of its location and mobility.
  • the CD industry may include the information of the horizontal domain (horizontal domain) and the vertical domain (vertical domain) integrally or may include black independently.
  • the base station configures beamforming specific to the terminal by using the CI) I acquired by the long-term.
  • the UE is informed of this by using a short term CSI RS, and the terminal may feed back a beam selection, co-phasing, RI information, and the like to sh: t-term.
  • the present invention proposes a CDI codebook construction method for such a hybrid scheme.
  • a codebook configuration method for CSI reporting on a first CSI-RS configuration included in a single CSI process set to hybrid CSI is proposed.
  • Whether to use such hybrid CS ⁇ ⁇ RS is higher-layer signaling (for example, RRC signaling> can inform the terminal.
  • the single shot recognizes that this is a hybrid based scheme , CSI reporting, and the like.
  • the purpose of the CD codebook is to know the channel direction of the terminal. Therefore, the CDI codebook uses a full-port scheme using all antenna ports of the base station and only a part of the base station antennas to estimate the channel direction. We can consider the partial-port method of estimating.
  • CDI Code Division Multiple Access
  • BI Beam Index
  • CRI CSI-RS Resource Indicator
  • ⁇ ⁇
  • the base station transmits the CSI-RS to the terminal using a plurality of antenna ports on one CSI-RS resource, and the terminal receives the received CSI PMI that selects a preferred precoding matrix from a predefined codebook based on the CSI-RS transmitted from the -RS resource, and the PMI that corresponds to the selected precoding matrix, wherein the PMI is the first PMI (W1 or i_l) and the second PMI (which may be configured as W2 or i_2)) (or also report the RI) may be reported to the base station.
  • the first CSI-RS configuration includes K (> 1) CSI—RS resources (that is, CSI- to which the beamformed CSI-RS is mapped).
  • Class B CSI-RS with RS resources configuration may correspond. That is, the base station maps and transmits the CSI-RSs that are each broadly formed to the K CSI-RS resources to the UE, and the UE prefers the received K CSI-RS resources (ie, K beamformed CSI-RSs). Any CSI-RS resource (ie, beam) can be selected and the CRI (or CDI, BI) can be reported to the base station.
  • Figure 15 illustrates a 32-port antenna port layout in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • N1 represents a horizontal domain and N2 represents a vertical domain.
  • N1 represents a vertical domain and N2 represents a horizontal domain. (horizontal domain).
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • a codebook according to an embodiment of the present invention can be made as shown in Equation 17 below.
  • the port layout information and the oversampling factor (0 versampling factor), 0 ⁇ , o 2 may inform the UE by higher layer signaling (eg, RRC signaling).
  • higher layer signaling eg, RRC signaling
  • only the information of ⁇ the base station is higher-layer signaling (for example
  • the base station may calculate the bump forming coefficient of the beam group by using the BI (or CDI) reported from the terminal, and transmit the formed bump CSI-RS to the terminal using the calculated beamforming coefficient.
  • the precoding matrix set (group) is determined by the PMI reported by the UE, and the base station applies the precoding matrix included in the precoding matrix set (group) to each CSI-RS, thereby forming the beamformed CSI-RS. May be transmitted to the terminal.
  • the terminal I May also be present if the terminal I is changed mainly in the environment by (Indoor (Indoor), outside (outdoor), terminal mobility (UE mobility) (that is, of the mobile), etc.), CE of the horizontal domain), or vertical the domain CI) may also be present if the ⁇ mainly changing.
  • the terminal reports the C for any one domain rather than the case where the terminal joins and reports the channels of the two domains in terms of feedback overhead. More preferred.
  • a codebook according to an embodiment of the present invention may be configured as in Equation 18 or Equation 19 below.
  • the UE corresponds to a channel in which a specific channel has changed relatively much compared to the previous channel among codebooks composed of Equation 18 or 19.
  • the CDI index ie, the PMI that the terminal searches for the precoding matrix selected in the codebook
  • the base station may be fed back to the base station according to a long-term report period.
  • the UE is a legacy codebook (ie, 3GPP Rel-12 4TX codebook (for example, see Table 6 to Table 11), Rel_10 8Tx codebook (for example, see Table 12 to Table 19 above) for each domain ), I.e., the first ⁇ value i ⁇ 1.
  • 3GPP Rel-12 4TX codebook for example, see Table 6 to Table 11
  • Rel_10 8Tx codebook for example, see Table 12 to Table 19 above
  • the terminal may report a codebook suitable for each domain by using Equation 18 or Equation 19.
  • information about each domain may be distinguished using a 1-bit indicator.
  • the terminal may report the joint by combining the two domains. That is, the CDI index for each domain may be reported.
  • the base station calculates the panforming coefficients of the beam group using the BI (or CDI) reported from the terminal, and transmits the beamforming CSI-RS to the terminal using the calculated panforming coefficients.
  • the precoding matrix by the PMI reported by the terminal A set (group) is determined, and the base station can transmit the preformed CSI-RS to the UE by applying a precoding matrix included in the precoding matrix set (group) to each CSI-RS.
  • CDI codebook configuration for class B CSI reporting using only W2 (i.e., second PMI value i_2) feedback defined in Rel-13 (i.e. hierarchical parameters).
  • 'PMI-Config' is set to 1 or
  • '2alternativeCodebookEnabledCLASSB_Kl' is set to 'TRUE' can be used.
  • W2 consists of beam selection and co-phasing
  • co-phasing does not need to be considered in the CDI codebook when using this method.
  • Equation 20 the scheme-based CDI codebook of A-1 described above is expressed by Equation 20 below.
  • Equation 20 the above-described A-2 based CDI codebook is shown in Equations 21 and 22 below.
  • FIG. 16 illustrates a 2D beam group according to an embodiment of the present invention.
  • the group of groups formed by bump forming using the codebook configured by Equation 21 or 22 may be grouped into localized or distributed categories as illustrated in FIG. 16. That is, when the base station transmits the beamformed CSI-RS to the UE, a localized beam group or a distributed group group illustrated in FIG. 16 may be used.
  • the terminal may report the codebook configuration information together with the CI I or the CI to the base station so that the terminal can measure the channel and receive an advantageous pan-group for the terminal.
  • the terminal agrees in advance with the base station and the localized and distributed codebook, Information indicating either localized or distributed codebooks can be reported independently or integrally with CD.
  • beam spacing (pi, p2) of the beam group where beam spacing information is (1st domain beam spacing, 2nd domain beam spacing)
  • indexing may be expressed after indexing to 1st domain beam spacing and 2nd domain beam spacing, respectively, to the base station either integrally or independently of CDI. You can report it.
  • the above-described scheme may be applied to the case of using the Rel-13 codebook (that is, a codebook for W2 only feedback) of only W2 (ie, second PMI value i_2).
  • the terminal is selected from four Prai-Conf igs. You can report your preferred Pmi—Config to your base station.
  • the base station calculates the beamforming coefficients using the CDI reported from the terminal (that is, the PMI corresponding to the precoding matrix selected by the terminal in the codebook), and uses the calculated panforming coefficients to calculate the CSI-RS. Can be sent to.
  • the configuration of the codebook is determined by the codebook configuration information reported by the terminal, and the precoding matrix set (group) that corresponds to the codebook configuration is determined by the PMI reported by the terminal. Belong to group)
  • FIG 17 illustrates a 2D beam group according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 illustrates a case in which only one polarization (ie, slant, “/” in FIG. 17) is used in a 32-port antenna port layout.
  • the base station may transmit the CSI-RS using only antenna ports having the same polarization for CDI measurement in the terminal.
  • the proposed method can be applied to an antenna port environment having the same co-polarization.
  • the base station transmits the CSI-RS using only some antenna ports for CDI measurement in all antenna ports, and the terminal selects CDI (ie, selected by the terminal from the codebook) PMI), which corresponds to the precoding matrix, can be reported to the base station.
  • CDI ie, selected by the terminal from the codebook
  • FIG. 18 illustrates a 2D pan group according to an embodiment of the present invention.
  • N1 'and N2' represent the number of columns and rows of antenna ports that are actually used for CDI measurement. This may be configured to additionally (or separate) higher layer signaling (eg, RRC signaling) to the terminal.
  • RRC signaling eg, RRC signaling
  • the advantage of using a partial port is that the CDI feedback overhead can be greatly reduced, and the correlation between antenna ports is weakened due to the increase in spacing between antenna ports, thereby improving channel measurement performance.
  • the beam may be uniformly distributed in all antenna ports so as to reduce antenna correlation as much as possible.
  • the example ( ⁇ ', ⁇ 2') may be limited to the antenna port lay it used in the legacy codebook.
  • N1 'and N2' may be set to correspond to 4, 8, 12, and 16 ports.
  • the terminal may also report the RI information to the base station.
  • N1 is replaced with N1 'and N2 is replaced with N2'. It can apply by substitution.
  • the base station may calculate the beamforming coefficients of the beam group using the BI (or CDI) reported from the terminal, and transmit the beamformed CSI-RS to the terminal using the calculated panforming coefficients.
  • the precoding matrix set (group) is determined by the PMI reported by the UE, and the base station applies the preformed CSI-RS by applying the precoding belonging to the precoding matrix set (group) to each CSI-RS. It can transmit to the terminal.
  • the present invention proposes a method for selecting a c preferred by the terminal.
  • the terminal is most based on the received signal strength between the base station and the terminal (for example, Reference Signal Received Power (RSRP) or Reference Signal Received Quality (RSRQ)). You can choose a good CDI index.
  • RSRP Reference Signal Received Power
  • RSRQ Reference Signal Received Quality
  • the UE may select the best CDI index based on SINR between the base station and the UE.
  • the SINR for the n-th layer may be expressed by Equation 23 below.
  • ⁇ is an interference, noise variance matrix
  • w _ n represents a linear reception filter of the n-th layer
  • h_m represents a channel between the base station and the terminal.
  • Equation 24 H be defined as the channel between the base station and the terminal.
  • EMD Eigen Value Decomposition
  • ⁇ is a diagonal matrix of eigen values
  • U is a unitary matrix of eigen vectors that correspond to each eigen value.
  • the terminal has the largest eigen value, or K (K> 1) eigen values in descending order, or a unique vector that ranks in the rank of the terminal. vector) (s), or the corresponding CDI index can be selected and reported to the base station. Since the number of eigen values corresponds to the rank of the terminal, the base station may interpret the eigen vectors reported by the terminal as the rank of the terminal.
  • the base station determines whether to select a preferred C to the UE in higher layer signaling (eg, RRC signaling) or semi-static. To the terminal I can tell you. Since the terminals may be uniformly distributed within the cell radius and black is distributed with a characteristic of a certain probability, a preferred tank may be different for each terminal.
  • higher layer signaling eg, RRC signaling
  • the base station may configure the bumping in a distributed pan group in the above-described method. That is, when the base station transmits the beamformed CSI-RS to the terminal, the distributed beam group illustrated in FIG. 16 is used, and a precoding matrix set (group) corresponding to the distributed beam group is determined by the PMI reported by the terminal. Can be done.
  • the base station transmits a CSI-RS in a short term with a beamformed scheme (that is, Class B) to ensure the rank of the UE, so that a beam group (or free) must include an orthogonal beam as many as the rank number. Coding matrix set) may be limited.
  • the terminal may report K CDIs to the base station, and the base station may recognize the K beams reported by the terminal as a rank. That is, the base station can recognize the number of CDI reported by the terminal as the number of ranks. And, when the base station transmits the beamformed CSI-RS to the terminal, all or part of the K C reported by the terminal Can be used in addition to bump forming. That is, when the base station transmits a beamformed CSI-RS to the terminal, all or part of the precoding matrices according to the K PMIs reported by the terminal are applied to the beamformed CSI-RS (or group). ) May be included.
  • the base station may inform the terminal of the number K of Cs to be reported by the terminal.
  • the terminal may report the best K CD works using one of the three 'methods for selecting a preferred CDI by the terminal'.
  • a description will be given of the case of reporting the CDI and RI of the UE together with Class A operation in Hybrid CSI-RS operation of Class A + Class B.
  • Dual-codebook i.e., long-term / wideband
  • W1 i.e. first PMI value i-1
  • short-term currently supported in LTE-A In the case of W2 (i.e., crab 2 PMI value i_2), typically Rel-13 Class A codebook), W1 is configured according to rank.
  • the CDI codebook is a Rel-13 Class A codebook or an extension of this codebook (where extension of the codebook means that antenna port layout Nl, N2 and / or oversampling factor 01, 02 of codebook (RRC) parameters have been extended). This Note the use case.
  • the rank 3 codebook is configured by selecting at least two orthogonal categories from among the codewords existing in the 2D (eg, horizontal and vertical) domains.
  • rank 5-6 requires three orthogonal beams and rank 7-8 requires four orthogonal criminals.
  • a pan group of W1 may be configured with four orthogonal beams.
  • FIG. 19 illustrates an orthogonal 2D beam set (group) according to one embodiment of the present invention.
  • a given specific (0 , 0) (that is, a specific beam is represented by (first domain beam index, second domain beam index)) and It illustrates an orthogonal 2D beam set.
  • a codebook may be configured with a beam set (group) of (4,0), (8,0), (12,0) based on (0,0). have.
  • the codebook may be configured as Equation 26 or Equation 27 below.
  • Equation 25 illustrates a codebook for a cross polarized antenna
  • Equation 26 illustrates a codebook for a single polarized antenna.
  • Equation 25 has a feature of including co-phasing information in Wl.
  • Equation 26 since there is no CO—phasing information, the same beam may be applied to each polarization or a specific co-phasing factor may be used.
  • Equation 25 illustrates a codebook composed of a beam set (group) having a spacing between ranges on a first domain of 0_1 (black is an integer multiple of 0_1).
  • the codebook may be composed of a set of groups (groups) in which spacing between beams on the second domain is 0-2 (or an integer multiple of 0-2).
  • the base station selects an orthogonal beam that matches the RI by using the reported C and RI, and calculates a Class B operation ⁇ 1 beamforming coefficient as follows.
  • Beamforming may be configured during Class B operation by sequentially selecting beams from the CDI codebook according to RI reported from the UE and using the corresponding beams as beamforming coefficients.
  • the base station may configure panforming by using pan coefficients corresponding to 1-3 columns reported in the CDI codebook for each of three antenna ports configured with X pol (cross polarization). That is, when the base station transmits the frame-formed CSI-RS to the terminal, by applying a precoding matrix corresponding to 1-3 columns reported in the CDI codebook to each CSI-RS, it is possible to transmit the frame-formed CSI-RS to the terminal have.
  • the base station may calculate the beam coefficient in the form of a linear combination of the beam corresponding to the first column and the second column of the CDI codebook. That is, the precoding matrix may be calculated in the form of a linear combination of the precoding matrix corresponding to the first column of the CDI codebook and the precoding matrix corresponding to the second column.
  • Equation 25 or 26 a beam consisting of (Y ⁇ + b 2 ) / may be used.
  • the coefficient of the linear combination may be promised between the base station and the terminal 1 "before or may be signaled to the terminal through higher layer signaling (eg, RRC signaling) at the base station.
  • higher layer signaling eg, RRC signaling
  • the base station calculates the beamforming coefficients by selecting the number corresponding to RI among four beams of the CDI codebook corresponding to ml and m2 reported during Class A operation. That is, the number of RI precoding matrices may be selected from four precoding matrices of the CDI codebook.
  • the linear combination of beams on the selected CDI codebook is used. Can be mapped. That is, the precoding matrix may be calculated with the linear combination of the precoding matrices previously selected for the remaining antenna ports for which the precoding matrix is not determined.
  • the beamforming coefficients may be determined in the same manner.
  • the base station may calculate the panforming coefficients by selecting the number corresponding to R in the four beams of the CDI codebook reciprocating in report 3 ⁇ 4 ml, tn2 during Class A operation.
  • the ports may be mapped to specific beams existing between beams on the selected CDI codebook.
  • RI 3 above Ho This may be used instead of (b, + b 2 ) / V 2 .
  • the antenna ports other than the antenna port to which the bump forming is mapped in N1 may be mapped in the form of a linear combination of beams on the CDI codebook. That is, the precoding matrix may be calculated with the linear combination of the precoding matrices previously selected for the remaining antenna ports for which the precoding matrix is not determined.
  • the base station may calculate the bump forming coefficient by selecting the number corresponding to R ⁇ among four categories of CDI codebooks that are reported in ml and m 2 reported during Class A operation. And, except for the port to which the beamforming is mapped in N1, the ports may be mapped to specific beams existing between the selected CDI codebooks.
  • the codebook may be configured as a set (group) of (0,0), (4,0), (0,4), (4, 4) in FIG. 19. Even in this case, the above-described 'method of calculating beamforming coefficients in Class B operation' according to words 1) and 2) 1 may be equally applied.
  • the codebook may be composed of a combination of three beams selected from (12, 4). Even in this case, the method of calculating the beamforming coefficients in Class B operation according to 1) and 2) described above may be equally applied.
  • the base station may signal codebook configuration information to the terminal through higher layer signaling (eg, RRC signaling), or the terminal may feed back codebook configuration information to the base station.
  • the base station is responsible for higher layer signaling (e.g., which codebook config is used). , RRC signaling) may be signaled to the terminal, or the terminal may feed back to the base station.
  • one codebook is used for every rank, compared to the existing legacy codebook for each RI, and thus, the overhead and complexity are reduced.
  • the terminal may report the PMI (ie il) and RI of the legacy codebook to the base station.
  • the present invention proposes a method for reinterpreting the role of RI.
  • RI may be used to identify codebooks.
  • the terminal may agree in advance with the base station and the localized and distributed codebook, and may report using the RI to distinguish it. For example, when the RI of Class A consists of 1 bit, it may be used to distinguish between localized and distributed codebooks.
  • the terminal may report distributed information (eg, information on a beam spacing (pi, p2) of a pan group) of beams in a given beam group using the RI.
  • distributed information eg, information on a beam spacing (pi, p2) of a pan group
  • RI 2
  • RI 2
  • ill is N1.
  • il2 is the codebook of the N2 domain (ie, the second domain)
  • Rank 1-2 is the same
  • Rank 3-4 is the same
  • Rank 5-8 is the same.
  • the value of RI may be determined only by a value belonging to a predetermined limited set.
  • the maximum number of ranks that the terminal can support becomes 2.
  • the maximum number of ranks that the terminal can support is 4.
  • the maximum number of ranks that the terminal can support is 3 ⁇ 4 " is eight.
  • the role of RI may be reinterpreted (or subsampled) and RI may be reinterpreted during Class A operation. That is, the payload size of the reported RI may be set as follows by limiting the set of RIs reported by the UE according to a specific number UE capability as follows.
  • RI is 0 bits
  • whether to report the first RI may be determined according to the maximum number of layers supported by the UE. For example, when the maximum number of layers supported by the terminal is two layers, the first RI may not be reported to the base station (ie, the number of RI bits is 0).
  • the CSI reported by the UE for Class A is il (ie, W1) and RI, and il and R ⁇ may be transmitted in the same subframe.
  • PUCCH format 2 when periodic CSI reporting is used, PUCCH format 2 may be used.
  • the payload size of il + RI has a limit of 11 bits. In this case, therefore, the interpretation R ⁇ may, be more effectively applied to such payload size limited by using (black has sub-sample (su sa mple b)).
  • a subset of the codewords (precoding matrices) from the codebook are set of activated precoding matrices of i2 values. Can be selected as. For example, in the case of Codebook Config 1, a precoding matrix in which a pair of indices of a first domain and an index of a second domain of a precoding matrix belonging to a set of precoding matrices is (x, y) may be selected.
  • the pair of indices of the first domain and the index of the second domain of the precoding matrix belonging to the set of precoding matrices is ( X , y), ( ⁇ + 1 / ⁇ ), (x, y + l), (x + l, y + l) may be selected.
  • the pair of indices of the first domain and the index of the second domain are (x, y), (x + l, y + l), (x + 2, y), (x + 3, y
  • a precoding matrix of + l) may be selected.
  • the pair of indexes of the first domain and the index of the second domain are (x, y), (x + l, y), (x + 2, y), (x + 3, y)
  • Precoding matrix can be selected
  • codebook subsampling may be used.
  • il ill + il2 (where ill is the N1 domain (ie il of crab domain 1 and il2 is the ii of N2 domain (ie second domain)).
  • the total size is ⁇ 0 ⁇ 0! ⁇ for ill, and is determined to be "1 0 ( ⁇ /) for il2 , where, and 32 are the values of the manufacturing domain and the second domain in the wi codebook, respectively.
  • the (01,02) set available for Rel-13 or Rel-14 is defined as (4,4), (8,4), (8, 8).
  • it may be limited to always set to (4,4) (or (4,-) in the case of 1D).
  • a lower specific value eg, (2, 2)
  • the oversampling factor for constructing the codebook may be limited to a smaller value of the oversampling factors for the antenna ports of each dimension of the two-dimensional antenna port of the base station.
  • it may be signaled by the base station to change only the value of a specific domain.
  • the oversampling factor may be set to a low value (ie, 4) of only the 01 value of the N1 domain (ie, the first domain).
  • the present invention proposes to set an integer multiple of the existing si, S2 values.
  • the integer value may be limited to an exponential power of 2 (eg, 2, 4, 8 ..) or the like.
  • the spacing between sets of precoding matrices in the codebook may be limited to the power of two.
  • the codebook granularity in the N1 direction is large, so subsampling it may be more effective in terms of performance.
  • the orthogonal beam set of the pan group corresponding to a specific il may not be found in two domains (Nl and N2), and it may be limited to one specific domain to reduce one bit.
  • 20 is a diagram illustrating a method of transmitting channel state information according to an embodiment of the present invention.
  • a UE receives configuration information for a single CSI process including a first CSI-RS configuration and a second CSI-RS configuration from a base station eNB (S2001).
  • the UE may report CSI using the first CSI-RS from the base station (ie, the first CSI-RS configuration, for example, the non-precoded CSI-RS based CSI report) and the second CSI.
  • CSI reporting using -RS i.e., a single CSI report (i.e., combined) with a second CSI-RS configuration, e.g., beamf ormed CSI-RS based CSI reporting (included) Process, for example, hybrid CSI reporting).
  • the first CSI-RS configuration is a non-precoded (non-precoded ') CSI—RS type (ie Class A), with one CSI-RS resource and one CSI-IM resource. May be associated.
  • the first CSI-RS configuration may be associated with K CSI-RS resources larger than 1 of a beamformed CSI-RS type (ie, Class B).
  • a nearly 12 CSI-RS configuration may be associated with one CSI—RS resource of a beamformed CSI-RS type (ie Class B).
  • the UE reports the CDI (or BI or CRI or PMI) derived based on the first CSI—RS configuration (eg, non-precoded CSI—RS) to the base station (S2002). ).
  • the terminal may configure the CDI codebook in the manner described above.
  • the terminal may select a CDI (or BI or CRI or PMD) that corresponds to a category (or precoding matrix) preferred by the terminal in the configured codebook, and the terminal may select the selected CDI (or BI or CRI or PMI) from the base station. You can report it to
  • the first CSI-RS configuration in the hybrid CSI is set to Class B
  • the first CSI-RS configuration includes K (> 1) CSI-RS resources (that is, the CSI-RS to which the beamformed CSI-RS is mapped). Resources) may correspond to a Class B CSI-RS configuration. That is, the base station maps and transmits the CSI-RSs that are each broadly formed to the K CSI-RS resources to the UE, and the UE prefers the received K CSI-RS resources (ie, K beamformed CSI-RSs). Any CSI-RS resource (ie, beam) can be selected, and CRI (or CDI, BI) can be reported to the base station.
  • the base station transmits the CSC RS to the terminal using a plurality of antenna ports on one CSI-RS resource, and the terminal receives the received CSI -Select a preferred precoding matrix from a predefined codebook based on the CSI-RS transmitted from the RS resources, and PMI corresponding to the selected precoding matrix (wherein PM is the first PMI (W1 or i_l) and the first) 2 PMI (which may be composed of W2 or i-2) may be reported to the base station.
  • PM is the first PMI (W1 or i_l) and the first) 2 PMI (which may be composed of W2 or i-2)
  • the terminal may report the first RI to the base station together with the PMI (ie, the first PMI).
  • the value of the first RI may be determined only by a value belonging to a predetermined set (eg, ⁇ 1, 3 ⁇ ).
  • whether to report the first RI may be determined according to the maximum number of layers supported by the terminal. For example, when the maximum number of layers supported by the terminal is two layers, the first RI may not be reported to the base station (ie, the number of RI bits is 0). As another example, when the maximum number of layers supported by the terminal exceeds two layers, the first RI may be reported to the base station in one bit. In this case, when the maximum number of layers supported by the terminal exceeds two layers, the first RI may be determined to be a value within a ⁇ 1, 3 ⁇ set.
  • the UE reports the CQI, the second PMI, and the second RI derived based on the second CSI-RS configuration (eg, beamformed CSI-RS) to the base station (S2003).
  • the second CSI-RS configuration eg, beamformed CSI-RS
  • the UE may select and report the first PMI from a predetermined codebook.
  • a set of precoding matrices in the codebook is determined by the reported first PMI, and a precoding matrix belonging to the set of precoding matrices may be applied to the beamformed CSI-RS.
  • the first PMI may be selected in the codebook for any one or some of the antenna ports in the two-dimensional antenna port array of the base station.
  • the first PM may be selected within the codebook without phase co-phasing.
  • the first PMI may be selected within a codebook consisting only of precoding matrices for forming an orthogonal beam. In this case, the number of precoding matrices corresponding to the RI reported by the terminal in the codebook is selected. A set of precoding matrices may be constructed.
  • the precoding matrix for the antenna port to which the set of precoding matrices are not mapped in the antenna port array of the base station may be derived by linear combination of the precoding matrices belonging to the set of precoding matrices.
  • the precoding matrix for the antenna port to which the set of precoding matrices are not mapped in the antenna port array of the base station may be determined by any one of the precoding matrices belonging to the set of precoding matrices.
  • 21 is a block diagram of a wireless communication device according to an embodiment of the present invention.
  • a wireless communication system includes a base station 2110 and a plurality of terminals 2120 located in an area of a base station 2110.
  • the base station 2110 includes a processor 2111, a memory 2112, and a radio frequency unit 2113 (RF-T-).
  • the processor 2111 implements the functions, processes, and / or methods proposed in FIGS. 1 to 20. Layers of the air interface protocol may be implemented by the processor 2111.
  • the memory 2112 is connected to the processor 2111 to store various information for driving the processor 2111.
  • the RF unit 2113 is connected to the processor 2111 to transmit and / or receive a radio signal. .
  • the terminal 2120 includes a processor 2121, a memory 2122, and an RF unit 2123.
  • the processor 2121 may perform the functions and processes previously proposed in FIGS. 1 to 20. And / or implement the method. Layers of the air interface protocol may be implemented by the processor 2121.
  • the memory 2122 is connected to the processor 2121 to exchange various information for driving the processor 2121.
  • the RF unit 2123 is connected to the processor 2121 to transmit and / or receive a radio signal.
  • the memories 2112 and 2122 may be inside or outside the processors 2111 and 2121, and may be connected to the processors 2111 and 2121 by various well-known means.
  • the base station 2110 and / or the terminal 2120 may be connected. May have a single antenna or multiple antennas.
  • each component or feature is to be considered optional unless stated otherwise.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features. It is also possible to combine some of the components and / or features to form an embodiment of the invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment. It is obvious that the claims may be combined to form an embodiment by combining claims that do not have an explicit citation relationship in the claims or as new claims by post-application correction.
  • Embodiments according to the present invention may be implemented by various means, for example, hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • ASICs application specif ic integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs programmable programmable gate arrays
  • processors controllers, microcontrollers, microprocessors It may be implemented by such.
  • an embodiment of the present invention may be implemented in the form of a module, procedure, function, etc. that performs the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in memory and driven by the processor.
  • the memory may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

다중 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 이를 위한 장치가 개시된다. 구체적으로, 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 단말이 채널 상태 정보 (CSI: Channel State Information) 를 보고하는 방법에 있어서, 기지국으로부터 프리코딩 되지 않은 (non-precoded) CSI-RS 기반 CSI 보고와 빔포밍된 (beamformed) CSI-RS 기반 CSI 보고가 조합된 단일의 CSI 보고에 대한 설정 정보를 수신하는 단계, 프리코딩 되지 않은 (non- precoded) CSI-RS 기반으로 도출된 제 1 프리코딩 행렬 지시자 (PMI: Precoding Matrix Indicator) 및 /또는 제 1 랭크 지시자 (RI: Rank Indicator)를 상기 기지국에게 보고하는 단계, 범포밍된 (beamformed) CSI- RS 기반으로 채널 품질 지시자 (CQI: Channel Quality Indicator), 제 2 PMI 및 제 2 RI를 상기 기지국에게 보고하는 단계를 포함하고, 상기 제 1 RI의 값은 미리 정해진 세트 내 속한 값으로만 정해질 수 있다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
다증 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 이 * 위한 장치
【기술분야】
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서 , 보다 상세하게 다중 안테나 시스템 (특히 , 2차원 능동 안테나 시스템 ( 2D AAS : 2 dimensional active antenna system)을 지원하는 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 송수신하는 방법 및 이를 지원하는 장치에 관한 것이다.
【배경기술]
이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 음성뿐 아니라 데이터 서비스까지 영역을 확장하였으며, 현재에는 폭발적인 트래픽의 증가로 인하여 자원의 부족 현상이 야기되고 사용자들이 보다 고속의 서비스에 대한 요구하므로 , 보다 발전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다.
차세대 이동 통신 시스템의 요구 조건은 크게 폭발적인 데이터 트래픽의 수용, 사용자 당 전송률의 획기적인 증가, 대폭 증가된 연결 디바이스 개수의 수용, 매우 낮은 단대단 지연 ( End_ to- End Latency) , 고에너지 효율을 지원할 수 있어야 한다. 이를 위하여 이중 연결성 (Dual Connectivity) , 대규모 다중 입줄력 (Massive MIMO： Massive Multiple Input Multiple Output ) , 전이중 ( In-band Full Duplex) , 비직교 다중접속 (NOMA : Non-Orthogonal Multiple Access ) , 초광대역 ( Super wideband) 지원, 단말 네트워킹 (Device Networking) 등 다양한 기술들이 연구되고 있다. 【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
본 발명의 목적은 다중 안테나 시스템 (특히 , 2D AAS )을 지원하는 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 송수신하는 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 목적은 프리코딩되지 않은 (non-precoded) CSI -RS와 범포밍된 (Beamformed) CSI -RS가 흔재 (즉, 조합)해서 사용되는 하이브리드 (Hybrid) CSI 보고 방법을 제안한다 .
또한 , 본 발명의 목적은 하이브리드 (Hybrid) CSI 보고를 위한 코드북 디자인 방법을 제안한다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【기술적 해결방법】
본 발명의 일 양상은, 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 단말이 채널 상태 정보 ( CSI : Channel State Information)를 보고하는 방법에 있어서, 기지국으로부터 프리코딩 되지 않은 (non-precoded) CSI -RS 기반 CSI 보고와 빔포밍된 (beamformed) CSI— RS 기반 CSI 보고가 조합된 단일의 CSI 보고에 대한 설정 정보를 수신하는 단계 , 프리코딩 되지 않은 (non-precoded) CSI -RS 기반으로 도출된 제 1 프리코딩 행렬 지시자 ( PMI : Precoding Matrix Indicator) 및 /또는 제 1 랭크 지시자 (RI : Rank 工 ndicator)를 상기 기지국에게 보고하는 단계, 빔포밍된 (beamformed) CSI-RS 기반으로 채널 품질 지入 1자 (CQI: Channel Quality Indicator) , 제 2 ΡΜΙ 및 거 12 RI를 상기 기지국에게 보고하는 단계를 포함하고, 상기 제 1 RI의 값은 미리 청해진 세트 내 속한 값으로만 정해질 수 있다.
본 발명의 다른 일 양상은, 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 (CSI: Channel State Information)를 보고하는 단말에 있어서 , 무선 신호를 송수신하기 위한 RF (Radio Frequency) 유닛 및 상기 RF 유닛을 제어하는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는 기지국으로부터 프리코딩 되지 않은 (non— precoded) CSI-RS 기반 CSI 보고와 범 ί밍된— (beamf ormed) CSI- RS 기반 CSI 보고가 조합된 단일의 CSI 보고에 대한 설정 정보를 수신하고, 프리코딩 되지 않은 (non-precoded) CSI-RS 기반으로 도출된 제 1 프리코딩 행렬 지시자 (PMI: Precoding Matrix Indicator) 및 /또는 제 1 탱크 지시^ "(RI: Rank Indicator) ¾■ 상기 기지국에게 보고하고, 빔포밍된 (beamformed) CSI-RS 기반으로 채널 품질 지入 1자 (CQI: Channel Quality Indicator) , 제 2 PMI 및 제 2 R工를 상기 기지국에게 보고하도록 구성되고, 상기 제 1 RI의 값은 미리 정해진 세트 내 속한 값으로만 정해질 수 있다.
바람직하게 , 상기 단말이 지원하는 최대 .레이어 (layer)의 수에 따라 상기 제 1 RI의 보고 여부가 정해질 수 있다.
바람직하게 , 상기 단말이 지원하는 최대 레이어 (layer)의 수가 2 레이어인 경우, 상기 제 1 RI는 상기 기지국에게 보고되지 않을 수 있다.
바람직하게, 상기 단말이 지원하는 최대 레이어 (layer)의 수가 2 레이어를 초과하는 경우, 상기 제 1 RI는 1 비트로 상기 기지국에게 보고될 수 있다.
바람직하게 ; 상기 단말이 지원하는 최대 레이어 ( layer)의 수가 2 레이어를 초과하는 경우, 상기 제 1 RI는 { 1 , 3 } 세트 내 속한 값으로 정해질 수 있다.
바람직하게, 미리 정해진 코드북 내에서 선택된 상기 제 1 PMI에 의해 프리코딩 행렬의 세트가 정해지고, 상기 범포밍된 CSI -RS는 상기 프리코딩 행렬의 세트 내 속한프리코딩 행렬이 적용될 수 있다.
바람직하게, 상기 기지국의 2 차원 ( 2 -dimension) 안테나 포트 어레이 내 어느 하나의 차원의 안테나 포트 또는 일부의 안테나 포트에 대한 코드북 내에서 상기 제 1 PM工가 선택될 수 있다.
바람직하게 , 위상 일치 ( co-phasing)가 없는 코드북 내에서 상기 제 1 PM工가 선택될 수 있다ᅳ
바람직하게 , 직교한 ( orthogonal )한 빔 (beam)을 형성하기 위한 프리코딩 행렬들로만 구성된 코드북 내에서 상기 제 1 PMI가 선택될 수 있다.
바람직하게, 상기 코드북에서 상기 보고된 RI에 상웅하는 개수의 프리코딩 행렬이 선택되어 상기 프리코딩 행렬의 세트가 구성될 수 있다.
바람직하게, 상기 기지국의 안테나 포트 어레이 내에서 상기 프리코딩 행렬의 세트가 매핑되지 않은 안테나 포트에 대한 프리코딩 행렬은 상기 프리코딩 행렬의 세트 내 속한 프리코딩 행렬의 선형 결합 ( linear combination)하여 도출될 수 있다.
바람직하게, 상기 기지국의 안테나 포트 어레이 내에서 상기 프리코딩 행렬의 세트가 매핑되지 않은 안테나 포트에 대한 프리코딩 행렬은 상기 프리코딩 행렬의 세트 내 속한 프리코딩 행렬 중 어느 하나로 정해질 수 있다.
I
바람직하게 , 상기 코드북을 꾸성하기 위한 오버샘플링 인자 (oversampling factor)는 상기 기지국의 2 차원 ( 2—dimension) 안테나 포트의 각 차원의 안테나 포트에 대한 오버샘플링 인자들 중 더 작은 값으로 제한될 수 있다.
바람직하게, 상기 코드북 내 상기 프리코딩 행렬의 세트 간의 간격은 2의 지수승으로 제한될 수 있다.
【유리한 효과】
본 발명의 실시예에 따르면, 다중 안테나 시스템 (특히 , 2D-AAS )을 지원하는 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 보고를 위한 피드백 오버헤드를 현저하게 감소시킬 수 있다.
본 발명의 실시예에 따르면 , 다중 안테나 시스템 (특히 , 2D-AAS )을 지원하는 무선 통신 시스템에서 단말의 위치, 이동 상태 등의 단말의 환경을 고려하여 보다 정확한 채널 상태 정보를 기지국에게 보고할 수 있다.
. 본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과로 제한되지 않으며 , 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 특징을 설명한다. 도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 ( resource grid)를 예시한 도면이다.
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 5는 일반적인 다중 입출력 안테나 (MIM이 통신 시스템의 구성도이다. 도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다.
도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다 .
도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 참조 신호가 매핑되는 자원을 예시하는 도면이다.
도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서, 64개의 안테나 요소 (antenna elements )를 가지는 2차원 능동 안테나 시스템을 예시한다. 도 11은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 기지국 또는 단말이 AAS 기반의 3D ( 3 -Dimension) 빔 형성이 가능한 다수의 송 /수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 예시한다 . 도 12는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 교차 편파 ( cross polarization) ¾■ (·지는 2차원 안테나 시스템을 예시한다 .
도 13은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 트랜스시버 유닛 모델을 예시한다 .
도 14는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하이브리드 CSI - RS 기반 기법을 예시하는 도면이다.
도 15는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 32 -포트의 안테나 포트 레이아웃 ( layout )을 예시한다.
도 16 내지 도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 2D 빔 그룹을 예시한다. 도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 직교한 2D 빔 세트 (그룹)을 예시한다. 도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 상태 정보 전송 방법을 예시하는 도면이다.
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 상태 정보 보고 방법을 예시하는 도면이다.
도 22는 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다. ᅳ 【발명의 실시를 위한 형태】
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 증심으로 한 블톡도 형식으로 도시될 수 있다.
본 명세서에서 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다. 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS: Base Station) '은 고정국 (fixed station) , Node B, eNB (evolved-NodeB) , BTS (base transceiver system) , 액세스 포인트 (AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말 (Terminal) '은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며 , UE (User Equipment) , MS (Mobile Station) , UT (user terminal) , MSS (Mobile Subscriber Station) , SS (Subscriber Station) , AMS (Advanced Mobile Station) , WT (Wireless terminal) , MTC (Machine -Type Communication) 장치, M2M (Machine- to-Machine) 장치, D2D(Device-to— Device) 장치 등의 용어로 대체될 수 있다.
이하에서, 하향링크 (DL: downlink)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미하며, 상향링크 (UL: uplink)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서 송신기는 기지국의 일부이고, 수신기는 단말의 일부일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말의 일부이고, 수신기는 기지국의 일부일 수 있다. 이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
이하의 기술은 CDMA (code division multiple access) , FDMA (frequency division multiple access) , TDMA ( time division multiple access) , OFDMA (orthogonal frequency division multiple access) , SC- FDMA (single carrier frequency division multiple access) , NOMA (non- orthogonal multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 이용될 수 있다. CDMA는 UTRA (universal terrestrial radio access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM (global system for mobile communications) /GPRS (general packet radio service) /EDGE (enhanced data rates for GSM evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi) , IEEE 802.16 (WiMAX) , IEEE 802-20, E- UTRA (evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS (universal mobile telecommunications system)의 일부이다. 3GPP (3rd generation partnership project) LTE ( long term evolution)은 E— UTRA를 사용하는 E— UMTS (evolved UMTS)의 일부로써 , 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC— FDMA를 채용한다. LTE-A (advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.
본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802, 3GPP 및 3GPP2 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
설명을 명확하게 하기 위해 , 3GPP LTE/LTE-A* 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다. 본발명이 적용될 수 있는무선 통신 시스템 일반
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
3GPP LTE/LTE— A에서는 FDD ( Frequency Division Duplex)어】 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 ( radio frame ) 구조와 TDD (Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다 .
도 1에서 무선 프레임의 시간 영역에서의 크기는 T_s = l/ ( 15000 *2048 )의 시간 단위의 배수로 표현된다. 하향링크 및 상향링크 전송은 Tᅳ f = 307200 *T_s = 10ms의 구간을 가지는 무선 프레임으로 구성된다.
도 1의 (a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 예시한다. 타입 1 무선 프레임은 전이중 ( full duplex) 및 반이중 (half duplex) FDD에 모두 적용될 수 있다.
무선 프레임 ( radio frame )은 10개의 서브프레임 ( subf rame )으로 구성된다. 하나의 무선 프레임은 T_slot = 15360 *Tᅳ s = 0 . 5ms 길이의 20개의 슬롯으로 구성되고, 각 슬롯은 0부터 19까지의 인덱스가 부여된다. 하나의 서브프레임은 시간 영역 (time domain)에서 연속적인 2개의 슬롯 (slot)으로 구성되고, 서브프레임 i는 슬롯 2i 및 슬롯 2i+l로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는데 걸리는 시간을 ΪΤΙ (transmission time interval)이라 한다. 예를 들어 , 하나의 서브 프레임은 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms일 수 있다.
FDD에서 상향링크 전송 및 하향링크 전송은 주파수 도메인에서 구분된다. 전이중 FDD에 제한이 없는 반면, 반이중 FDD 동작에서 단말은 동시에 전송 및 수신을 할 수 없다.
하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (RB: Resource Block)을 포함한다. 3GPP LTE는 하향링크에서 OFDMA#
Figure imgf000013_0001
( symbol period) 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록 (resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파 (subcarrier)를 포함한다.
도 1의 (b)는 타입 2 프레임 구조 (frame structure type 2)를 나타낸다.
타입 2 무선 프레임은 각 153600*T_s = 5ms의 길이의 2개의 하프 프레임 (half frame)으로 구성된다. 각 하프 프레임은 30720*T_s = lms 길이의 5개의 서브프레임으로 구성된다.
TDD 시스템의 타입 2 프레임 구조에서 상향링크―하향링크 구성 (uplink- downlink configuration)은 모든 서브프레임에 대하여 상향링크와 하향링크가 할당 (또는 예약)되는지 나타내는 규칙이다.
표 1은 상향링크-하향링크 구성을 나타낸다.
【표 1]
Figure imgf000014_0001
참조하면, 무선 프레임의 각 서브프레임 별로, 'D'는 하향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내고, 'U'는 상향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내며, ' S '는 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot) , 보호구간 (GP: Guard Period) , UpPTS (Uplink Pilot Time Slot) 3가지의 필드로 구성되는 스페셜 서브프레임 (special subframe)을 나타낸다.
DwPTS는 단말에서의 초기 샐 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향링크 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. GP는 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.
각 서브프레임 i는 각 T_slot=15360*T_s = 0.5ms 길이의 슬롯 2i 및 슬롯 2i + l로 구성된다.
상향링크―하향링크 구성은 7가지로 구분될 수 있으며, 각 구성 별로 하향링크 서브프레임, 스페셜 서브프레임, 상향링크 서브프레임의 위치 및 /또는 개수가 다르다.
하향링크에서 상향링크로 변경되는 시점 또는 상향링크에서 하향링크로 전환되는 시점을 전환 시점 ( switching point )이라 한다. 전환 시점의 주기성 ( Switch— point periodicity)은 상향링크 서브프레임과 하향링크 서브프레임이 전환되는 양상이 동일하게 반복되는 주기를 의미하며, 5ms 또는 10ms가 모두 지원된다. 5ms 하향링크-상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 스페셜 서브프레임 ( S )은 하프-프레임 마다 존재하고, 5ms 하향링크- 상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 첫번째 하프—프레임에만 존재한다. 모든 구성에 있어서, 0번, 5번 서브프레임 및 DwPTS는 하향링크 전송만을 위한 구간이다. UpPTS 및 서브프레임 서브프레임에 바로 이어지는 서브프레임은 항상 상향링크 전송을 위한 구간이다.
이러한, 상향링크-하향링크 구성은 시스템 정보로써 기지국과 단말이 모두 알고 있을 수 있다. 기지국은 상향링크-하향링크 구성 정보가 바뀔 때마다 구성 정보의 인덱스만을 전송함으로써 무선 프레임의 상향링크-하향링크 할당상태의 변경을 단말에 알려줄 수 있다. 또한, 구성 정보는 일종의 하향링크 제어정보로서 다른 스케줄링 정보와 마찬가지로 PDCCH ( Physical Downlink Control Channel )를 통해 전송될 수 있으며 , 방송 정보로서 브로드캐스트 채널 (broadcast channel )올 통해 셀 내의 모든 단말에 공통으로 전송될 수도 있다.
표 2는 스페셜 서브프레임의 구성 (DwPTS/GP/UpPTS의 길이 )을 나타낸다.
【표 2 ]
Special Normal cyclic pref ix in Extended cyclic pref ix sub f rame downlink in downlink configuration DwPTS UpPTS DwPTS UpPTS
Normal Extended Normal Extended cyclic cyclic cyclic cyclic prefix prefix prefix prefix in in in in uplink uplink uplink u link
0 6592-7； 7680-7；
1 19760-7; 20480-7；
2192-7； 2560-7；
2 21952-7； 2192-7； 2560-7； 23040-7;
3 24144-7 25600-7;
4 26336-7； 7680-7；
5 6592-7; 20480-7； 4384 -rs 5120-7
6 19760-7； 23040-7；
4384-7； 5120-7;
7 21952.7; - - -
8 24144-7； - - - 도 1의 예시에 따른 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 부 반송파의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다. 도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)를 예시한 도면이다. 도 2를 참조하면 , 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다. 자원 그리드 상에서 각 요소 (element)를 자원 요소 (resource element)하고, 하나의 자원 블록 (RB: resource block)은 12 X 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 NADL은 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 종속한다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다. 도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 3을 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 앞의 최대 3개의 OFDM 심블들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역 (control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH( Physical Downlink Shared Channel)이 할당되는 데이터 영역 (data region)이다. 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH (Physical Control Format Indicator Channel) , PDCCH (Physical Downlink Control Channel) , PHICH (Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 등이 있다.
PCFICH는 서브 프레임의 첫번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수 (즉, 제어 영역의 크기 )에 관한 정보를 나른다. PHICH는 상향 링크에 대한 웅답 채널이고, HARQ (Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한
ACK (Acknowledgement) /NACK (Not -Acknowledgement ) 신호를 나른다. PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보 (DCI: downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 (Tx) 파워. 제어 명령을 포함한다.
PDCCH는 DL-SCH (Downlink Shared Channel)의 자원 할당 및 전송 포맷 (이를 하향링크 그랜트라고도 한다. ) , UL-SCH (Uplink Shared Channel)의 자원 할당 정보 (이를 상향링크 그랜트라고도 한다. ) , PCH( Paging Channel)에서의 페이징 (paging) 정보, DL-SCH에서의 入 1스템 정보, PDSCH에서 전송되는 랜덤 액세스 응답 (random access response) 같은 상위 레이어 (upper- layer) 제어 메시지에 대한 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내 개별 단말들에 대한 전송 파워 제어 명령들의 집합, VoIP (Voice over IP)의 활성화 등을 나를 수 있다. 복수의 PDCCH들은 제어 영역 내에서 전송될 수 있으며, 단말은 복수의 PDCCH들을 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 또는 복수의 연속적인 CCE (control channel elements)의 집합으로 구성된다. CCE는 무선 채널의 상태에 따른 부호화율 (coding rate)을 PDCCH에 제공하기 위하여 사용되는 논리적 할당 단위이다. CCE는 복수의 자원 요소 그룹 (resource element group)들에 대응된다 . PDCCH의 포맷 및 1"용 가능한 PDCCH의 비트 수는 CCE들의 수와 CCE들에 의해 제공되는 부호화율 간의 연관 관계에 따라 결정된다.
기지국은 단말에게 전송하려는 DCI에 따라 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 CRC (Cyclic Redundancy Check)를 붙인다. CRC에는 PDCCH의 소유자 (owner)나 용도에 따라 고유한 식별자 (이를 RNTI (Radio Network Temporary Identifier)라고 한다. )가 마스킹된다. 특정의 단말을 위한 PDCCH라면 단말의 고유한 식별자, 예를 들어 C-R TI (Cell-RNTI) 7} CRC에 마스킹될 수 있다 . 또는 페이징 메시지를 위한 PDCCH라면 페이징 지시 식별자, 예를 들어 P-RNTI (Paging -RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 시스템 정보, 더욱 구체적으로 시스템 정보 블록 (SIB: system information block)를 위한 PDCCH라면 入 1스템 정보 식별자, SI-RNTI (system information RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 랜덤 액세스 프리앰블의 전송에 대한 웅답인 랜덤 액세스 응답을 지시하기 위하여 , RA-R TI (random access- RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다 . 도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4를 참조하면 , 상향링크 서브 프테임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH ( Physical Uplink Control Channel )이 할당된다. 더 H터 영역은 人 1"용只 1" 데이터를 나르는 PUSCH ( Physical Uplink Shared Channel )이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH을 동시에 전송하지 않는다.
하나의 단말에 대한 PUCCH에는 서브 프레임 내에 자원 블록 (RB : Resource Block) 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB들은 2개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다 . 이를 PUCCH에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계 ( slot boundary)에서 주파수 도약 ( frequency hopping)된다고 한다.
MIMO (Multi - Input Multi -Output)
MIMO 기술은 지금까지 일반적으로 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 '것에서 탈피하여 , 다중 송신 (Tx) 안테나와 다중 수신 (Rx) 안테나를 사용한다. 다시 말해서 , MIMO 기술은 무선 통신 시스템의 송신단 또는 수신단에서 다중 입출력 안테나를 사용하여 용량 증대 또는 성능 개성을 꾀하기 위한 기술이다. 이하에서는 ' MIMO '를 '다중 입출력 안테나 '라 칭하기로 한다 .
더 구체적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 하나의 완전한 메시지 ( total message )를 수신하기 위하여 한 개의 안테나 경로에 의존하지 않으며 , 여러 개의 안테나를 통해 수신한 복수의 데이터 조각을 수집하여 완전한 데이터를 완성시킨다. 결과적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 특정 시스템 범위 내에서 데이터 전송율을 증가시킬 수 있으며, 또한 특정 데이터 전송율을 통해 시스템 범위를 증가시킬 수 있다.
차세대 이동통신은 기존 이동통신에 비해 훨씬 높은 데이터 전송률을 요구하므로 효율적인 다중 입출력 안테나 기술이 반드시 필요할 것으로 예상된다. 이와 같은 상황에서 MIMO 통신 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대 이동통신 기술이며, 데이터 통신 확대 둥으로 인해 한계 상황에 따라 다른 이동통신의 전송량 한계를 극복할 수 있는 기술로서 관심을 모으고 있다.
한편, 현재 연구되고 있는 다양한 전송효율 향상 기술 중 다중 입출력 안테나 ( MIM이 기술은 추가적인 주파수 할당이나 전력증가 없이도 통신 용량 및 송수신 성능을 획기적으로 향상시킬 수 있는 방법으로서 현재 가장 큰 주목을 받고 있다.
도 5는 일반적인 다중 입출력 안테나 (MIMO ) 통신 시스템의 구성도이다. 도 5를 참조하면, 송신 안테나의 수를 N_T개로, 수신 안테나의 수를 N_R개로 동시에 늘리게 되면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가하므로 , 전송 레이트 ( trans fer rate )를 향상시키고, 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 이 경우, 채널 전송 용량의 증가에 따른 전송 레이트는 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트 (Rᅳ o )에 다음과 같은 레이트 증가율 ( R i )이 곱해진 만큼으로 이론적으로 증가할 수 있다. 【수학식 1】
R,. = ιηΐη (^ , ^ )
즉, 예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 ΜΙΜΟ 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다.
이와 같은 다중 입출력 안테나의 기술은 다양한 채널 경로를 통과한 심볼들을 이용하여 전송 신뢰도를 높이는 공간 다이버시티 ( spatial diversity) 방식과, 다수의 송신 안테나를 이용하여 다수의 데이터 심볼을 동시에 송신하여 전송률을 향상시키는 공간 멀티플렉싱 ( spatial multiplexing) 방식으로 나눌 수 있다. 또한 이러한 두 가지 방식을 적절히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻고자 하는 방식에 대한 연구도 최근 많이 연구되고 있는 분야이다.
각각의 방식에 대해 좀더 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.
첫째로, 공간 다이버시티 방식의 경우에는 시공간 블록 부호 계열과, 다이버시티 이득과 부호화 이득을 동시에 이용하는 시공간 트텔리스 (Trelis ) 부호 계열 방식이 있다. 일반적으로 비트 오류율 개선 성능과 부호 생성 자유도는 트렐리스 부호 방식이 우수하지만, 연산 복잡도는 시공간 블록 부호가 간단하다 . 이와 같은 공간 다이버서티 이득은 송신 안테나 수 (N_T)와 수신 안테나 수 (N_R)의 곱 (N— T X Nᅳ R)에 해당되는 양을 얻을 수 있다.
둘째로, 공간 멀티플렉싱 기법은 각 송신 안테나에서 서로 다른 데이터 열을 송신하는 방법인데, 이때 수신기에서는 송신기로부터 동시에 전송된 데이터 사이에 상호 간섭이 발생하게 된다. 수신기에서는 이 간섭을 적절한 신호처리 기법을 이용하여 제거한 후 수신한다. 여기에 사용되는 잡음 제거 방식은 MLD (maximum likelihood detection) 수신기 , ZF ( zero- forcing) 수신기 MMSE (minimum mean square error) 수신기 , D- BLAST (Diagonal -Bell Laboratories Layered Space -Time ) , V-BLAST (Vertical -Bell Laboratories Layered Space -Time ) 등이 있으며, 특히 송신단에서 채널 정보를 알 수 있는 경우에는 SVD ( singular value decomposition) 방식 등을 사용할 수 있다.
셋째로, 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 결합된 기법을 들 수 있다. 공간 다이버시티 이득만을 얻을 경우 다이버시티 차수의 증가에 따른 성능개선 이득이 점차 포화되며, 공간 멀티플렉싱 이득만을 취하면 무선 채널에서 전송 신뢰도가 떨어진다. 이를 해결하면서 두 가지 이득을 모두 얻는 방식들이 연구되어 왔으며 , 이 중 시공간 불록 부호 (Double - STTD) , 시공간 BICM ( STBICM) 등의 방식이 있다.
상술한 바와 같은 다중 입출락 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.
먼저, 도 5에 도시된 바와 같이 N_T개의 송신 안테나와 N_R개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다.
먼저, 송신 신호에 대해 살펴보면, 이와 같이 N_T개의 송신 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 N_T개 이므로, 이를 다음과 같은 백터로 나타낼 수 있다.
【수학식 2】 한편, 각각의 전송 정보 sᅳ 1, sᅳ 2, s_N_T에 있어 전송 전력을 달리 할 수 있으며, 이때 각작의 전송 전력을 Pᅳ 1, Ρ_2, ... , P_N_T라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같은 백터로 나타낼 수 있다.
【수학식 3】
녜 ,… , sNr ] = [P^ , ,·.·, ΡΝτ SNT
또한, 수학식 3의 전송 전력이 조정된 전송 정보를 전송 전력의 대각 행렬 P로 다음과 같이 나타낼 수 있다. I I
【수학식 4】
Figure imgf000023_0001
한편, 수학식 4의 전송 전력이 조정된 정보 백터는 그 후 가중치 행렬 W가 곱해져 실제 전송되는 N_T개의 전송 신호 x_l, x_2, ... , χ_Ν_Τ를 구성한다 여기서, 가중치 행렬은 전송 채널 상황 등에 따라 전송 정보를 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송 신호 Xᅳ 1, X— 2
X— Ν_Τ를 백터 X를 이용하여 다음과 같이 나타낼 수 있다 .
【수학식 5】
X, W,2 .
Figure imgf000023_0002
여기서 , w_ij는 i번째 송신 안테나와 j번째 전송 정보간의 가중치를 나타내며, W는 이를 행렬로 나타낸 것이다. 이와 같은 행렬 W를 가중치 행렬 (Weight Matrix) 또는 프리코딩 ( Precoding Matrix)라 부른다. 한편, 상술한 바와 같은 전송 신호 ( X )는 공간 다이버시티를 사용하는 경우와 공간 멀티플랙싱을 사용하는 경우로 나누어 생각해 볼 수 있다.
공간 멀티플랙싱을 사용하는 경우는 서로 다른 신호를 다중화하여 보내게 되므로, 정보 백터 s의 원소들이 모두 다른 값을 가지게 되는 반면, 공간 다이버시티를 사용하게 되면 같은 신호를 여러 채널 경로를 통하여 보내게 되므로 정보 백터 s의 원소들이 모두 같은 값을 갖게 된다.
물론, 공간 멀티플택싱과 공간 다이버시티를 흔합하는 방법도 고려 가능하다ᅳ 즉, 예를 들어 3 개의 송신 안테나를 통하여 같은 신호를 공간 다이버시티를 이용하여 전송하고, 나머지는 각각 다른 신호를 공간 멀티플택싱하여 보내는 경우도 고려할 수 있다.
다음으로, 수신신호는 Nᅳ R개의 수신 안테나가 있는 경우, 각 안테나의 수신신호 y_l , y_2 , y_N_R을 백터 y로 다음과 같이 나타내기로 한다.
【수학식 6】
한편, 다중 입출력 안테나 통신 시스템에 있어서의 채널을 모델링하는 경우, 각각의 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분할 수 있으며, 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널을 h— ij로 표시하기로 한다. 여기서, h_ij의 인텍스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저, 송신안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다. 이러한 채널은 여러 개를 한데 묶어서 백터 및 행렬 형태로도 표시 가능하다. 백터 표시의 예를 들어 설명하면 다음과 같다.
도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다.
도 6에 도시된 바와 같이 총 N_T개의 송신 안테나로부터 수신안테나 i로 도착하는 채널은 다음과 같이 표현 가능하다.
【수학식 7】
^[hn,hi2,'-;hiNr
또한, 상기 수학식 7과 같은 행렬 표현을 통해 N_T개의 송신 안테나로부터
N R개의 수신 안테나를 거치는 채널을 모두 나타내는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다
【수학식 8】
H =
Figure imgf000025_0001
한편 , 실제 채널은 위와 같은 채널 행렬 H를 거친 후에 백색 잡음 (AWGN: Additive White Gaussian Noise) A 더해지게 되므로, N— R개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색 잡음 n_i, n_2, n_N_R^r 백터로 표현하면 다음과 같다.
【수학식 9】
n = ，"2，.니 상술한 바와 같은 전송 신호, 수신 신호, 채널, 및 백색 잡음의 모델링을 통해 다중 입출력 안테나 통신 시스템에서의 각각은 다음과 같은 관계를 통해 나타낼 수 있다..
【수학식 10】
Figure imgf000026_0002
Figure imgf000026_0001
한편, 채널의 상태를 나타내는 채널 행렬 Η의 행과 열의 수는 송수신 안테나 수에 의해서 결정된다. 채널 행렬 Η는 앞서 살펴본 바와 같이 행의 수는 수신 안테나의 수 N— R과 같아지고, 열의 수는 송신 안테나의 수 Ν_Τ와 같아 지게 된다. 즉, 채널 행렬 Η는 N_RXNJT 행렬이 된다.
일반적으로, 행렬의 랭크 (rank)는 서로 독립인 (independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 탱크는 행 또는 열의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면, 채널 행렬 H의 ¾크 ^31 (11) )는 다음과 같이 제한된다.
【수학식 11]
rank{jA)< min(NT,NR)
또한, 행렬올 고유치 분해 (Eigen value decomposition)를 하였을 때 , 탱크는 고유치 (eigen value)들 중에서 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다 . 비슷한 방법으로 , 탱크를 SVD (singular value decomposition) 했을 때 0이 아닌 특이값 (singular value)들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서 , 채널 행렬에서 랭크의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.
본 명세서에 있어 , MIMO 전송에 대한 '탱크 (Rank) '는 톡정 시점 및 특정 주파수 자원에서 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며, '레이어 ( layer)의 개수 '는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 탱크 수에 대응하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 랭크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다.
이하, 앞서 설명한 MIMO 전송 기법들과 관련하여 , 코드북 기반 프리코딩 기법에 대하여 보다 구체적으로 살펴본다.
도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우, 송신단과 수신단은 전송 랭크, 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다.
즉, 피드백 정보가 유한한 ( f inite ) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다.
수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여, 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보 (즉 , 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어 , 수신단에서는 ML (Maximum Likelihood) 또는 MMSE (Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 7에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드별로 전송하는 것을 도시하고 있으나, 이에 한정될 필요는 없다.
수신단요로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 랭크에 대응하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며, 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행 ( row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며 , 열 ( column)의 개수는 탱크 값과 동일하다. 탱크 값은 레이어의 개수와 동일하므로, 열 ( column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들어, 전송 안테나의 개수가 4이고 레이어의 개수가 2인 경우에는 프리코딩 행렬이 4 X 2 행렬로 구성될 수 있다. 아래의 수학식 12는 이러한 경우의 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어에 매핑된 정보를 각각의 안테나에 매핑시키는 동작을 나타내는 것이다.
【수학식 12】
Figure imgf000028_0001
Figure imgf000028_0002
수학식 12를 참조하면 , 레이어에게 매핑된 정보는 x_l , x_2이고, 4 X 2 행렬의 각 요소 P_ij는 프리코딩에 사용되는 가중치이다. y_l , y_2 , y_3 , yᅳ 4는 안테나에 매핑되는 정보로서 각 OFDM 전송방식을 사용하여 각각의 안테나를 통하여 전송될 수 있다.
송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 u · I H = I (여기서 , ΙΓΗ는 행렬 υ의 에르미트 (Hermit) 행렬을 의미함)와 같은 유니터리 행렬 (U) 조건을 만족하는바 상술한 프리코딩의 역처리는 송선단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행¾ ( 의 에르미트 (Hermit) 행렬 (PAH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.
또한, 프리코딩은 다양한 방식의 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 가질 것이 요구되므로, 코드북 설계에 있어서 다양한 안테나 구성에 대한 성능을 고려할 필요가 있다. 이하에서는 다중 안테나의 예시적인 구성에 대하여 설명한다.
기존의 3GPP LTE 시스템 (예를 들어 , 3GPP LTE 릴리즈 -8 또는 9 표준에 따른 시스템)에서는 하향링크에서 최대 4개의 전송 안테나를 지원하므로 4 전송 안테나에 대한 코드북이 설계되어 있다. 기존의 3GPP LTE의 진화인 3GPP LTE-A 시스템에서는 하향링크에서 최대 8 전송 안테나를 지원할 수 있다. 따라서, 최대 8 전송 안테나를 통한 하향링크 전송에 대하여 양호한 성능을 제공하는 프리코딩 코드북을 설계하는 것이 요구된다.
또한, 코드북 설계에 있어서는, 일정 계수 특성 (constant modulus property) , 유한 알파^ I (infinite alphabet) , 코드북 크기에 대한 게한, 네스티드 특성 (nested property) , 다양한 안테나 구성 (antenna configuration)에 대한 양호한 성능을 제공할 것 등이 일반적으로 요구된다. 일정 계수 특성이란, 코드북을 구성하는 프리코딩 행렬의 각각의 채널 요소 (channel component)의 크기 (amplitude)가 일정한 특성을 의미한다. 이러한 특성에 따르면, 어떤 프리코딩 행렬이 사용되는지에 무관하게, 모든 안테나 각각으로부터 전송되는 전력 레벨이 동일하게 유지될 수 있다. 이에 따라 전력 증폭기 ( power Amplif ier) 사용의 효율성을 높일 수 있다.
유한 알파벳 ( f inite alphabet )이탄, 예를 들어 , 2 개의 전송 안테나의 경우에 프리코딩 행렬들을 스케일링 인자 ( scaling factor)를 제외하고 QPSK (Quadrature Phase Shif t Keying) 알파벳 (즉, ± 1 , 士 j ) 만을 사용하여 구성하는 것을 의미한다. 이에 따라, 프리코더에서 프리코딩 행렬을 승산 (multiplication)함에 있어서 계산의 복잡성을 완화할 수 있다.
코드북 크기는 소정의 크기 이하로 제한될 수 있다. 코드북의 크기가 클수록 다양한 경우에 대한 프리코딩 행렬들을 포함할 수 있으므로 채널 상태를 보다 정밀하게 반영할 수 있지만, 그에 따라 프리코딩 행렬 지시자 ( PMI : Precoding Matrix Indicator)의 비트수 7]· 증 ^하게 되고 이는 시그널링 오버헤드를 야기할 수 있기 때문이다.
네스티드 특성 (nested property)이란, 높은 랭크 프리코딩 행렬의 일부분이 낮은 탱크 프리코딩 행렬로 구성되는 것을 의미한다. 이와 같이 프리코딩 행렬이 구성되면, 단말로부터 보고된 Rl ( Rank 工 ndicator)에서 나타내는 채널 랭크보다 낮은 전송 랭크로 하향링크 전송을 하도록 기지국이 결정하는 경우에도, 적절한 성능을 보장할 수 있다. 또한, 이 특성에 따라 CQI iChannel Quality Information) 겨 )산의 복잡성도 감소할 수 있다. 왜냐하면, 상이한 ¾크에 대해 설계된 프리코딩 행렬들 중에서 프리코딩 행렬을 선택하는 동작을 할 때에, 프리코딩 행렬 선택을 위한 계산이 일부분 공유될 수 있기 때문이다.
다양한 안테나 구성 (antenna conf igurati이 i)에 대한 양호한 성능을 제공한다는 것은, 낮은 상관을 가친 안테나 구성, 높은 상관을 가진 안테나 구성 또는 크로스 -편극 안테나 구성 등의 다양한 경우에 대해서 일정 기준 이상의 성능을 제공할 것이 요구된다는 의미이다. 참조 신호 (RS : Reference Signal )
무선 통신 시스템에서 데이터는 무선 채널을 통해 전송되기 때문에, 신호는 전송 중에 왜곡될 수 있다. 수신단에서 왜곡된 신호를 정확하게 수신하기 위하여, 수신된 신호의 왜곡은 채널 정보를 이용하여 보정되어야 한다. 채널 정보를 검출하기 위하여 송신측과 수신측 모두 알고 있는 신호 전송 방법과 신호가 채널을 통해 전송될 때 왜곡된 정도를 이용하여 채널 정보를 검출하는 방법을 주로 이용한다. 상술한 신호를 파일럿 신호 또는 참조 신호 (RS : reference signal )라고 한다.
또한 최근 대부분의 이동통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 지금까지 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피, 다중송신안테나와 다중수신안테나를 채택해 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 사용한다. 다중 입출력 안테나를 이용하여 데이터를 송수신할 때, 신호를 정확하게 수신하기 위하여 송신 안테나와 수신 안테나 간의 채널 상태가 검출되어야 한다. 따라서 각 송신 안테나는 개별적인 참조 신호를 가져야 한다. 이동 통신 시스템에서 RS는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 채널 상태 정보 획득을 위한 목적의 RS와 데이터 복조를 위해 사용되는 RS가 있다. 전자는 UE가 하향 링크로의 채널 상태 정보를 획득하는데 그 목적이 있으므로, 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브 프레임에서 하향 링크 데이터를 수신하지 않는 UE라도 그 RS를 수신하고 측정할 수 있어야 한다. 또한 이는 핸드 오버 등의 무선 자원 무선 자원 관리 (RRM :. Radio Resource Management ) 측정 등을 위해서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크 ¾ 보낼 때 해당 리소스에 함께 보내는 RS로서, UE는 해당 RS를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이 RS는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.
하향 참조 신호는 셀 내 모든 단말이 공유하는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등의 측정 등을 위한 하나의 공통 참조 신호 ( CRS : common RS )와 특정 단말만을 위하여 데이터 복조를 위해 사용되는 전용 참조 신호 (dedicated RS )가 있다. 이와 같은 참조 신호들을 이용하여 복조 (demodulation)와 채널 측정 ( channel measurement ) 위한 정보를 제공할 수 있다. 즉, DRS는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS는 채널 정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다사용된다.
수신 측 (즉, 단말)은 CRS로부터 채널 상태를 측정하고, CQI ( Channel Quality Indicator) , PMI ( Precoding Matrix Index) 및 /또는 RI (Rank Indicator)와 같은 채널 품질과 관련된 지시자를 송신 측 (즉, 기지국)으로 피드백한다. CRS는 샐 특정 기준신호 ( cell— specif ic RS )라고도 한다. 반면, 채널 상태 정보 ( CSI : Channel State Information)≤1 피드백과 관련된 참조 신호를 CSI -RS라고 정의할 수 있다.
DRS는 PDSCH 상의 데이터 복조가 필요한 경우 자원 요소들올 통해 전송될 수 있다. 단말은 상위 계층을 통하여 DRS의 존재 여부를 수신할 수 있으며, 상웅하는 PDSCH가 매핑되었을 때만 유효하다 . DRS를 단말 특정 참조 신호 (UE- specific RS) 또는 복조 참조 신호 (DMRS: Demodulation RS)라고 할 수 있다.
도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다.
도 8을 참조하면, 참조 신호가 매핑되는 단위로 하향링크 자원 블록 쌍은 시간 영역에서 하나의 서브 프레임 X 주파수 영역에서 12개의 부 반송파로 나타낼 수 있다. 즉, 시간 축 (X축) 상에서 하나의 자원 블록 쌍은 일반 순환 전치 (normal CP: normal Cyclic Prefix) 인 경우 14개의 OFDM 심볼의 길이를 가지고 (도 8 (a)의 경우) , 확장 순환 전치 (extended CP: extended Cyclic Prefix)인 경우 12개의 OFDM 심볼의 길이를 가진다 (도 8 (b)의 경우) . 자원 블록 격자에서 ' 0 ' , '1' , '2' 및 '3 '으로 기재된 자원 요소들 (REs)은 각각 안테나 포트 인덱스 ' 0 ' , '1' , '2< 및 '3 '의 CRS의 위치를 의미하며, 'D'로 기재된 자원 요소들은 DRS의 위치를 의미한다.
이하 CRS에 대하여 좀 더 상세하게 기술하면, CRS는 물리적 안테나의 채널을 추정하기 위해 사용되고, 샐 내에 위치한 모든 단말에 공통적으로 수신될 수 있는 참조 신호로써 전체 주파수 대역에 분포된다. 즉, 이 CRS는 cell- specified 시그널로, 광대역에 대해서 매 서브 프레임마다 전송된다. 또한, CRS는 채널 품질 정보 (CSI) 및 데이터 복조를 위해 이용될 수 있다.
CRS는 전송 측 (기지국)에서의 안테나 배열에 따라 다양한 포맷으로 정의된다. 3GPP LTE 시스템 (예를 들어 , 릴리즈 -8)에서는 기지국의 전송 안테나 개수에 따라서 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS가 전송된다. 하향링크 신호 송신 측은 단일의 송신 안테나, 2개의 송신 안테나 및 4개의 송신 안테나와 같이 3 종류의 안테나 배열을 가진다. 예를 들어 기지국의 송신 안테나의 개수가 두 개일 경우, 0번과 1번 안테나 포트에 대한 CRS가 전송되고 네 개인 경우 0 3 번 안테나 포트에 대한 CRS가 각각 전송된다. 기지국의 송신 안테나가 4개일 경우 한 RB 에서의 CRS 패턴은 도 8과 같다.
기지국이 단일의 송신 안테나를 사용하는 경우, 단일 안테나 포트를 위한 참조 신호가 배열된다.
기지국이 2개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 2개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 시분할 다중화 (TDM : Time Division Multiplexing) 및 /또는 주파수 분할 다중화 ( FDM Frequency Division Multiplexing) 방식을 이용하여 배열된다. 즉, 2개의 안테나 포트를 위한 참조 신호는 각각이 구별되기 위해 서로 다른 시간 자원 및 /또는 서로 다른 주파수 자원이 할당된다. 게다가, 기지국이 4개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 4개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 TDM 및 /또는 FDM 방식을 이용하여 배열된다. 하향링크 신호의 수신 측 (단말)에 의하여 측정된 채널 정보는 단일의 송신 안테나 전송, 송신 다이버시티 , 폐쇄 루프 공간 다증화 ( closed- loop spatial multiplexing) , 개방 루프 공간 다중화 (open- loop spatial multiplexing) 또는 다중 사용자—다중 입출력 안테나 (Multi -User MIMO)와 같은 전송 방식을 이용하여 전송된 데이터를 복조하기 위하여 사용될 수 있다. 다중 입출력 안테나가 지원되는 경우 참조 신호가 특정의 안테나 포트로부터 전송될 때, 상기 참조 신호는 참조 신호의 패턴에 따라 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되며, 다른 안테나 포트를 위해 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되지 않는다. 즉, 서로 다른 안테나 사이의 참조 신호는 서로 겹치지 않는다.
이하 DRS에 대하여 좀 더 상세하게 기술하면, DRS는 데이터를 복조하기 위하여 사용된디- . 다중 입출력 안테나 전송에서 특정의 단말을 위해 사용되는 선행 부호화 (precoding) 가중치는 단말이 참조 신호를 수신하였을 때 각 송신 안테나에서 전송된 전송 채널과 결합되어 상웅하는 채널을 추정하기 위하여 변경 없이 사용된다.
3GPP LTE 시스템 (예를 들어 , 릴리즈 - 8 )은 최대로 4개의 전송 안테나를 지원하고, 랭크 1 빔포밍 (beamforming)을 위한 DRS가 정의된다. 탱크 1 빔포밍을 위한 DRS는 또한 안테나 포트 인텍스 5 를 위한 참조 신호를 나타낸다.
LTE 시스템의 진화 발전된 형태의 LTE-A 시스템에서 기지국의 하향 링크로 최대 8개의 송신 안테나를 지원할 수 있도록 디자인되어야 한다. 따라서 최대 8개 송신 안테나에 대한 RS 역시 지원되어야 한다. LTE 시스템에서 하향 링크 RS는 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS만 정의되어 있으므로, LTE— A 시스템에서 기지국이 4개 이상 최대 8개의 하향 링크 송신 안테나를 가질 경우 이들 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되고 디자인되어야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS는 위에서 설명한 채널 측정을 위한 RS와 데이터 복조를 위한 RS 두 가지가 모두 디자인되어야 한다.
LTE-A 시스템을 디자인 함에 있어서 중요한 고려 사항 중 하나는 하위 호환성 (backward compatibility) , 즉 LTE 단말이 LTE-A 시스템에서도 아무 무리 없이 잘 동작해야 하고, 시스템 또한 이를 지원해야 한다는 것이다. RS 전송 관점에서 보았을 때 , LTE에서 정의되어 있는 CRS가 전 대역으로 매 서브 프레임마다 전송되는 시간—주파수 영역에서 추가적으로 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되어야 한다. LTE-A 시스템에서 기존 LTE의 CRS와 같은 방식으로 최대 8개의 송신 안테나에 대한 RS 패턴을 매 서브 프레임마다 전 대역에 추가하게 되면 RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다.
따라서 LTE-A 시스템에서 새로이 디자인되는 RS는 크게 두 가지 분류로 나누게 되는데, MCS , PMI 등의 선택을 위한 채널 측정 목적의 RS ( CSI -RS : Channel State Inf ormation-RS , Channel State Indication-RS 등)와 8개의 전송 안테나로 전송되는 데이터 복조를 위한 RS (DM-RS : Data Demodulation-RS )이다 .
채널 측정 목적의 CSI -RS는 기존의 CRS가 채널 측정, 핸드 오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리 채널 측정 위주의 목적을 위해서 디자인되는 특징이 있다. 물론 이 또한 핸드 오버 등의 측정 등의 목적으로도 사용될 수도 있다. CSI -RS가 채널 상태에 대한 정보를 얻는 목적으로만 전송되므로 CRS와 달리 매 서브 프레임마다 전송되지 않아도 된다 . CSI -RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 CSI -RS는 시간 축 상에서 간헐적으로 전송된다.
데이터 복조를 위해서 해당 시간-주파수 영역에서 스케줄링 된 UE에게 전용적 (dedicated)으로 DM-RS가 전송된다. 즉, 특정 UE의 DM— RS는 해당 UE가 스케줄링 된 영역, 즉 데이터를 수신 받는 시간-주파수 영역에만 전송되는 것이다.
LTE-A 시스템에서 기지국의 하향 링크로 최대 8개의 송신 안테나를 지원한다. LTE-A 시스템에서 기존 LTE의 CRS와 같은 방식으로 최대 8개의 송신 안테나에 대한 RS를 매 서브 프레임마다 대역에 전송하게 되면 RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다. 따라서 LTE-A 시스템에서는 MCS , PMI 등의 선택을 위한 CSI 측정 목적의 CSI -RS와 데이터 복조를 위한 DM— RS로 분리되어 두 개의 RS가 추가되었디 · . CSI = RS는 RRM 측정 등의 목적으로도 사용될 수는 있지만 CSI 획득의 주목적을 위해서 디자인되었다. CSI -RS는 데이터 복조에 사용되지 않으므로 매 서브 프레임마다 전송될 필요는 없다 . 그러므로 CS工 RS의 오버해드를 줄이기 위하여 시간 축 상에서 간헐적으로 전송하도록 한다ᅳ 즉,
CSI— RS는 한 서브 프레임의 정수 배의 주기를 가지고 주기적으로 전송되거나 특정 전송 패턴으로 전송될 수 있다. 이 때 CSI-RS가 전송되는 주기나 패턴은 eNB가 설정할 수 있다.
데이터 복조를 위해서는 해당 시간-주파수 영역에서 스케줄링 된 UE에게 dedicated하거 1 DM-RS가 전송된다. 즉, 특정 UE의 DM-RS는 해당 UE가 스케줄링 된 영역, 즉 데이터를 수신 받는 시간—주파수 영역에만 전송된다.
CSI— RS를 측정하기 위해서 UE는 반드시 자신이 속한 샐의 각각의 CSI -RS 안테나 포트에 대한 CSI -RS의 전송 서브 프레임 인덱스, 전송 서브 프레임 내에서 CSI -RS 자원 요소 (RE) 시간—주파수 위치 , 그리고 CSI -RS 시퀀스 등에 대한 정보를 알고 있어야 한다.
LTE-A 시스템에 eNB는 CSI -RS를 최대 8개의 안테나 포트에 대해서 각각 전송해야 한다. 서로 다른 안테나 포트의 CSI— RS 전송을 위해 사용되는 자원은 서로 직교 (orthogonal )해야 한다. 한 eNB가 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI -RS를 전송할 때 각각의 안테나 포트에 대한 CSI -RS를 서로 다른 RE에 맵핑함으로써 FDM/TDM방식으로 이들 자원을 orthogonal하게 할당할 수 있다. 또는 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI -RS를 서로 orthogonal한 코드에 맵핑시키는 CDM방식으로 전송할 수 있다.
CSI— RS에 관한 정보를 eNB가 자기 셀 UE에게 알려줄 때, 먼저 각 안테나 포트에 대한 CSI RS가 매핑되는 시간-주파수에 대한 정보를 알려줘야 한다. 구체적으로, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 번호들, 또는 CSI-RS가 전송되는 주기, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 오프셋이며, 특정 안테나의 CSI-RS RE가 전송되는 OFDM 심볼 번호, 주파수 간격 (spacing) , 주파수 축에서의 RE의 오프셋 또는 쉬프트 값 등이 있다.
CSI-RS는 1개, 2개, 4개 또는 8개의 안테나 포트를 통해 전송된다. 이때 사용되는 안테나 포트는 각각 p=15, p=15,16, p=15, ... ,18, p=15 ,22이다. CSI RS는 서브캐리어 간격 Δ f = 15kHz에 대해서만 정의될 수 있다.
CSI-RS 전송을 위해 설정된 서브프레임 내에서, CSI-RS 시퀀스는 아래 수학식 13과 같이 각 안테나 포트 (p) 상의 참조 심볼 (reference symbol)로서 이용되는 복소 변조 심볼 (complex- valued modulation symbol) a— k, 1 (p)에 매핑된다 .
【수학식 13】
akPl = wl" -rl,ns (m')
ᅳ 0 for p {l 5,16}, normal cyclic prefix
-6 for p G {l 7,18}， normal cyclic prefix
ᅳ 1 for p G {l 9，20}， normal cyclic prefix
ᅳ 7 for p e {21,22}, normal cyclic prefix
k = k'+l2m +
ᅳ0 for p≡ {l 5,16}, extended cyclic prefix
-3 for p e {l 7,18}, extended cyclic prefix
-6 for p e {l 9，20}， extended cyclic prefix
-9 for p G {21,22}, extended cyclic prefix
B L一 al configurations 0-19， normal cyclic prefix
ᅡ」
o al configurations 20 - 31 , normal cyclic prefix
al configurations 0 - 27， extended cyclic prefix
Figure imgf000039_0001
m :0,1,.., B L -1
max,DL
N RB -N
m m +
2 상기 수학식 13에서, (k' , 1' ) (여기서, k'는 자원 블록 내 부반송파 인텍스이고, 1'는 슬롯 내 OFDM 심볼 인덱스를 나타낸다. ) 및 n_s의 조건은
H
아래 표 3 또는 표 4와 같은 CSI— RS 설정 (configuration)에 따라 t결정된다. 표 3는 일반 CP에서 CSI-RS 구성으로부터 (k' , 1' )와매핑을 예시한다. 【표 3】
CSI reference Number of CSI reference signals
signal configured
configuration 1 or 2 4 8
(k',r) ns mod 2 (k',r) ns mod 2 ns mod 2 ω 0 (9, 5) 0 (9,5) 0 (9, 5) 0
1 (11,2) 1 (11,2) 1 1 -)
2 (9,2) 1 (9,2) 1 (9,2) 1
3 (7,2) 1 (7,2) 1 (7, 2) 1
^ C
4-> ¾ 4 (9,5) 1 (9,5) 1 (9, 5) 1
¾ a 5 (8,5) 0 (8,5) 0
^
• , 6 1 (10,2) 1
m M 7 (8,2) 1 (8,2) 1
a) 8 (6,2) 1 (6,2) 1
i-l 9 (8,5) 1 (8,5) 1
10 (3,5) 0 Ftt 2 trame suceeruryp 11 (2, 5) 0
ttl srcuu ony 12 (5,2) 1
t reype 13 (4,2) 1
14 (3,2) 1
15 (2,2) 1
16 (1,2) 1
17 (0,2) 1
18 (3,5) 1
19 (2,5) 1
20 (11, 1) 1 (11, 1) 1 (11, 1) 1
21 (9, 1) 1 (9, 1) 1 (9, 1) 1
22 (7,1) 1 (7, 1) 1 (7, 1) 1
O
23 1 (10, 1) 1
24 (8,1) 1 (8,1) 1
25 (6, 1) 1 (6, 1) 1
26 (5, 1) 1
27 (4, 1) 1
28 (3,1) 1
29 (2, 1) 1
30 (1, 1) 1
31 (0, 1) 1
표 4는 확장 CP에서 CSI-RS 구성으로부터 (k' , 1' )의 매핑을 예시한다.
【표 4】
CSI reference Number of CSI reference signals
signal configured
configuration 1 or 2 4 8
(k' ') ns mod 2 (k',r) ns mod 2 ns mod 2
0 (11,4) 0 (11,4) 0 (11,4) 0
CN
1 (9,4) 0 (9,4) 0 (9,4) 0
Ό
α 2 (10,4) 1 (10,4) 1 (10,4) 1
3 (9,4) 1 (9,4) 1 (9,4) 1
H
4 (5,4) 0 (5,4) 0
ω
5 (3,4) 0 (3,4) 0
6 (4,4) 1 (4,4) 1
7 (3,4) 1 (3,4) 1
！니 8 (8,4) 0
u 9 (6,4) 0
10 (2,4) 0
ω 11 (0,4) 0
12 (7,4) 1
ε 13 (6,4) 1
14 (1,4) 1
(¾
15 (0,4) 1
16 (11,1) 1 (11, 1) 1 (11, 1) 1
17 (10, 1) 1 (10,1) 1 (10, 1) 1
18 (9, 1) 1 (9, 1) 1 (9, 1) 1
19 (5, 1) 1 (5,1) 1 20 (4,1) 1 (4,1) 1
21 (3,1) 1 (3,1) 1
22 (8,1) 1
23 (7,1) 1
24 (6,1) 1
25 (2,1) 1
26 (1,1) 1
27 (0,1) 1
표 3 및 표 4를 참조하면, CSI-RS의 전송에 있어서, 이종 네트워크 (HetNet: heterogeneous network) 환경을 포함하여 멀티 셀 환경에서 셀간 간섭 (ICI: inter-cell interference)을 줄이기 위하여 최대 32개 (일반 CP 경우) 또는 최대 28개 (확장 CP 경우)의 서로 다른 구성 (configuration)이 정의된다.
CSI-RS 구성은 셀 내의 안테나 포트의 개수 및 CP에 따라 서로 다르며, 인접한 셀은 최대한 서로 다른 구성을 가질 수 있다. 또한, CSI— RS 구성은 프레임 구조에 따라 FDD 프레임과 TDD 프레임에 모두 적용하는 경우와 TDD 프레임에만 적용하는 경우로 나눠질 수 있다. 표 3 및 표 4를 기반으로 CSI-RS 구성에 따라 (k' ,1' ) 및 n_s가 정해지고, 각 CSI-RS 안테나 포트에 따라 CSI-RS 전송에 이용하는 시간- 주파수 자원이 결정된다. 도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 참조 신호가 매핑되는 자원을 예시하는 도면이다. 도 9 (a)는 1개 또는 2개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의한 CSI-RS 전송에 사용 가능한 20가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이고, 도 9(b)는 4개의 CSI- RS 안테나 포트들에 의해 사용 가능한 10가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이며 , 도 9(c)는 8개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의해 CSI-RS 전송에 사용 가능한 5가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이다.
이와 같이 , 각 CSI-RS 구성에 따라 CSI-RS가 전송되는 무선 자원 (즉, RE 쌍〉이 결정된다 .
특정 셀에 대하여 CSI— RS 전송을 위해 1개 혹은 2개의 안테나 포트가 설정되면, 도 9 (a)에 도시된 20가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다.
마찬가지로, 특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 4개의 안테나 포트가 설정되면, 도 9(b)에 도시된 10가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다. 또한, 특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 8개의 안테나 포트가 설정되면, 도 9(c)에 도시된 5가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다.
2개의 안테나 포트 별 (즉, {15,16}, {17,18}, {19, 20} , {21, 22})로 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS는 동일한 무선 자원에 CDM되어 전송된다. 안테나 포트 15 및 16를 예를 들면, 안테나 포트 15 및 16에 대한 각각의 CSI-RS 복소 심볼은 동일하나, 서로 다른 직교 코드 (예를 들어 , 왈시 코드 (walsh code) 7} 곱해져서 동일한 무선 자원에 매핑된다 . 안테나 포트 15에 대한 CSI-RS의 복소 심볼에는 [1, 1]이 곱해지고, 안테나 포트 16에 대한 CSI-RS의 복소 심볼에는 [1 -1]이 곱해져서 동일한 무선 자원에 매핑된다. 이는 안테나포트 {17,18}, {19,20}, {21, 22}도 마찬가지이다.
UE는 전송된 심볼에 곱해진 코드를 곱하여 특정 안테나 포트에 대한 CSI- RS를 검출할 수 있다 . 즉, 안테나 포트 15에 대한 CSI-RS를 검출하기 위해서 곱해진 코드 [1 1]을 곱하고, 안테나 포트 16에 대한 CSI— RS를 검출하기 위해서 곱해진 코드 [1 ᅳ 1]을 곱한다.
도 9(a) 내지 (c)를 참조하면 , 동일한 CSI-RS 구성 인덱스에 해당하게 되면, 안테나 포트 수가 많은 CSI-RS 구성에 파른 무선 자원은 CSI— RS 안테나 포트 수가 적은 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원을 포함한다. 예를 들어, CSI- RS 구성 0의 경우, 8개 안테나 포트 수에 대한 무선 자원은 4개 안테나 포트 수에 대한 무선 자원과 1 또는 2개의 안테나 포트 수에 대한 무선 자원을 모두 포함한다.
하나의 셀에서 복수의 CSI-RS 구성이 사용될 수 있다. 넌—제로 전력 (NZP: non-zero power) CSI-RS는 0개 또는 1개 CSI-RS 구성만이 이용되고, 제로 전력 (ZP: zero power) CSI-RS는 0개 또는 여러 개의 CSI-RS 구성이 이용될 수 있다,
상위 계층에 의해 설정되는 16 비트의 비트맵인 ZP CSI- RS(ZeroPowerCSI-RS)에서 1로 설정된 각 비트 별로, UE는 위의 표 3 및 표 4의 4개의 CSI— RS 열 (column)에 해당하는 RE들에서 (상위 계층에 의해 설정된 NZP CSI-RS를 가정하는 RE와 중복되는 경우를 제외) 제로 전송 전력을 가정한다. 최상위 비트 (MSB: Most Significant Bit)는 가장 낮은 CSI-RS 구성 인덱스에 해당하고, 비트맵 내에서 그 다음의 비트는 순서대로 다음의 CSI-RS 구성 인덱스에 해당한다.
CSI-RS는 위의 표 3 및 표 4에서 (n_s mod 2)의 조건을 만족하는 하향링크 슬롯 및 CSI-RS 서브프레임 구성을 만족하는 서브프레임에서만 전송된다.
프레임 구조 타입 2(TDD)의 경우, 스페셜 서브프레임, 동기 신호 (SS) , PBCH 또는 SIB 1 (SystemlnformationBlockTypel) 머 1入 1지 전송과 충돌되는 서브프레임 또는 페이징 메시지 전송을 위해 설정된 서브프레임에서 CSI-RS는 전송되지 않는다.
또한, 안테나 포트 세트 S(S={15}, S={15,16}, S={17,18}, S={19,20} 또는 S={21,22}) 내 속하는 어떠한 안테나 포트에 대한 CSI-RS가 전송되는 RE는 PDSCH 또는 다른 안테나 포트의 CSI-RS 전송에 사용되지 않는다.
CSI-RS 전송에 사용되는 시간-주파수 자원들은 데이터 전송에 사용될 수 없으므로, CSI— RS 오버헤드가 증가할수톡 데이터 처리량 (throughput)이 감소하게 된다 . 이를 고려하여 CSI-RS는 매 서브프레임마다 전송되도록 구성되지 않고, 다수의 서브프레임에 해당하는 소정의 전송 주기마다 전송되도록 구성된다. 이 경우, 매 서브프레임마다 CSI-RS가 전송되는 경우에 비하여 CSI- RS 전송 오버헤드가 많이 낮아질 수 있다 .
CSI-RS 전송을 위한 서브프레임 주기 (이하, 'CSI 전송 주기'로 지칭함) (T— CSI-RS) 및 서브프레임 오프셋 (A_CSI-RS)은 아래 표 5과 같다. 표 5은 CSI— RS 서브프레임 구성을 예시한다 .
【표 5】
Figure imgf000044_0001
표 5을 참조하면, CSI-RS 서브프레임 구성 (I CSI-RS)에 따라 CSI-RS 전송 주기 (T— CSI-RS) 및 서브프레임 오프셋 (Δᅳ CSI-RS)이 결정된다.
표 5의 CSI-RS 서브프레임 구성은 앞서 'SubframeConfig' 필드 및 1 zeroTxPo erSubfratneConf ig' 필드 종 어느 하나로 설정될 수 있다. CSI- RS 서브프레임 구성은 NZP CSI-RS 및 ZP CSI-RS에 대하여 개별적으로 (separately) 설정될 수 있다.
CSI-RS를 포함하는 서브프레임은 아래 수학식 14를 만족한다,
【수학식 14】
(l0nf +
Figure imgf000045_0001
ACSI_RS )mod rCSI_RS = 0
수학식 14에서 T_CSI-RS는 CSI— RS 전송 주기, A_CSI-RS는 서브프레임 오프셋 값, n_f는 시스템 프레임 넘버, n_s는 슬롯 넘버를 의미한다.
서빙 셀에 대해 전송 모드 9 (transmission mode 9)7} 설정된 UE의 경우, UE는 하나의 CSI-RS 자원 구성이 설정될 수 있다. 서빙 셀에 대해 전송 모드 10 (transmission mode 10)이 설정된 UE의 경우, UE는 하나 또는 그 이상의 CSI-RS 자원 구성 (들)이 설정될 수 있다.
현재 LTE 표준에서 CSI-RS 구성은 안테나 포트 개수 (antennaPortsCount) , 서브프레임 구성 (subframeConf ig) , 자원 구성 (resourceConfig) 등으로 구성되어 있어 , CSI-RS가 몇 개의 안테나 포트에서 전송되는지 , CSI-RS가,전송될 서브프레임의 주기 및 오프셋이 어떻게 되는지 , 그리고 해당 서브프레임에서 어떤 RE 위치 (즉, 주파수와 OFDM 심볼 인덱스)에서 전송되는지 알려준다
구체적으로 각 CSI— RS (자원) 구성을 위한 아래와 같이 파라미터가 상위 계층 시그널링을 통해 설정된다. - 전송 모드 10이 설정된 경우, CSI-RS 자원 구성 식별자
― CSI-RS 포트 개수 (antennaP rtsCount)： CSI-RS 전송을 위해 사용되는 안테나 포트의 개수를 나타내는 파라미터 (예를 들어 , 1 CSI-RS 포트, 2 CSI-RS포트, 4 CSI— RS 포트, 8 CSI-RS 포트)
- CSI-RS 구성 (resourceConf ig) (표 3 및 표 4 참조)： CSI-RS 할당 자원 위치에 관한 파라미터
- CSI-RS 서브프레임 구성 (subframeConf ig, 즉 I— CSI-RS) (표 5 참조)： CSI— RS가 전송될 서브프레임 주기 및 /또는오프셋에 관한 파라미터
- 전송 모드 9가 설정된 경우, CSI 피드백을 위한 전송 파워 (P_C) : 피드백을 위한 참조 PDSCH 전송 파워에 대한 UE의 가정과 관련하여 , UE가 CSI 피드백을 도출하고 1 dB 단계 크기로 [-8, 15] dB 범위 내에서 값을 취할 때, P— C는 PDSCH RE 당 에너지 (EPRE: Energy Per Resource Element)와 CSI-RS EPRE의 비율로 가정된다.
- 전송 모드 10이 설정된 경우, 각 CSI 프로세스에 대하여 CSI 피드백을 위한 전송 파워 (Pᅳ C) . CSI 프로세스에 대하여 CSI 서브프레임 세트들 C_CSI,0 및 C_CSI,1가 상위 계층에 의해 설정되면, P_C는 CSI 프로세스의 각 CSI 서브프레임 세트 별로 설정된다.
- 임의 랜덤 (pseudo-rnadom) 시퀀스 발생기 파라미터 (n_ID)
- 전송 모드 10이 설정된 경우, QCL (QuasiCo-Located) 타입 B UE 가정을 위한 QCL 스크램블링 식별자 (qcl-Scramblingldentity— rll) , CRS 포트 ^l"운트 (crs— PortsCount-rll) , MBSFN 서브프레임 설정 리스트 (mbsfn- SubframeConf igList-rll) 파라미터를 포함하는 상위 계층 파라미터 ('qcl- CRS-Info-rll ' )
UE가 도출한 CSI 피드백 값이 [ 8, 15] dB 범위 내의 값을 가질 때, P_C는 CSI-RS EPRE에 대한 PDSCH EPRE의 비율로 가정된다. 여기서 , PDSCH EPRE는 CRS EPRE에 대한 PDSCH EPRE의 비율이 p— A인 심볼에 해당한다.
서빙 셀의 동일한 서브프레임에서 CSI-RS와 PMCH이 함께 설정되지 않는다 . 프레임 구조 타입 2에서 4개의 CRS 안테나 포트가 설정된 경우, UE는 일반 CP의 경우 [20— 31] . 세트 (표 3 참조) 또는 확장 CP의 경우 [16-27] 세트 (표 4 참조)에 속하는 CSI-RS 구성 인덱스가 설정되지 않는다.
UE는 CSI-RS 자원 구성의 CSI-RS 안테나 포트가 지연 확산 (delay spread) , 도플러 확산 (Doppler spread) , 도플러 쉬프트 (Doppler shift) , 평균 이득 (average gain) 및 평균 지연 (average delay)어 1 대하여 QCL 관계를 가진다고 가정할 수 있다.
전송 모드 10 그리고 QCL 타입 B가 설정된 UE는 CSI-RS 자원 구성에 해당하는 안테나 포트 0-3과 CSI-RS 자원 구성에 해당하는 안테나 포트 15- 227} 도플러 확산 (Doppler spread) , 도플러 쉬프트 (Doppler shift)에 대하여 QCL 관계라고 가정할 수 있다.
전송 모드 1-9가 설정된 UE의 경우, 서빙 셀에 대하여 UE는 하나의 ZP
CSI-RS 자원 구성이 설정될 수 있다. 전송 모드 10이 설정된 UE의 경우, 서빙 샐에 대하여 UE는 하나 또는 그 이상의 ZP CSI-RS 자원 구성이 설정될 수 있다. 상위 계층 시그널링을 통해 ZP CSI-RS 자원 구성을 위한 아래와 같은 파라미터가 설정될 수 있다.
- ZP CSI-RS 구성 리스트 (zeroTxPᄋ werResourceConf igList) (표 3 및 표 4 참조)： 제로 -파워 CSI RS 구성에 관한 파라미터
- ZP CSI-RS 서브프레임 구성 (eroTxPowerSubframeConf ig, 즉 Iᅳ CSI-RS) (표 5 참조) : 제로 -파워 CSI-RS가 전송되는 서브프레임 주기 및 /또는 오프셋에 관한 파라미터
서빙 셀의 동일한 서브프레임에서 ZP CSI-RS와 PMCH가 동시에 설정되지 않는다.
전송 모드 10이 설정된 UE의 경우, 서빙 셀에 대하여 하나 또는 그 이상의 CSI- IM (Channel -State Information - Interference Measurement ) 자원 구성이 설정될 수 있다.
상위 계층 시그널링을 통해 각 CSI-IM 자원 구성을 위한 아래와 같은 파라미터가 설정될 수 있다.
- ZP CSI-RS 구성 (표 3 및 표 4 참조)
- ZP CSI RS 서브프레임 구성 (工ᅳ CSI-RS) (표 5 참조)
CSI-IM 자원 구성은 설정된 ZP CSI-RS 자원 구성 중 어느 하나와 동일하다.
서빙 샐의 동일한 서브프레임 내 CSI-IM 자원과 PMCH가 동시에 설정되지 않는다. 매시브 MIMO (Massive MIMO)
다수의 안테나를 가지는 MIMO 시스템을 매시브 MIMO (Massive MIMO) 시스템으로 지칭할 수 있으며, 스펙트럼 효율 (spectral efficiency) , 에너지 효율 (energy efficiency) , 프로세싱 복잡도 (processing complexity)를 향상 시키기 위한 수단으로써 주목 받고 있다.
최근 3GPP에서는 미래의 이동 통신 시스템의 스펙트럼 효율성에 대한 요구사항을 만족시키기 위하여 매시브 MIMO 시스템에 대한 논의가 시작되었다. 매시브 MIMO는 전—차원 MIMO ( FD-MIMO : Full -Dimension MIMO)로도 지칭된다.
LTE 릴리즈 (Rel : release ) - 12 이후의 무선 통신 시스템에서는 능동 안테나 시스템 (AAS : Active Antenna System)의 도입이 고려되고 있다.
신호의 위상 및 크기를 조정할 수 있는 증폭기와 안테나가 분리되어 있는 기존의 수동 안테나 시스템과 달리, AAS는 각각의 안테나가 증폭기와 같은 능동 소자를 포함하도록 구성된 시스템을 의미한다 .
AAS는 능동 안테나 사용에 따라 증폭기와 안테나를 연결하기 위한 별도의 케이블, 커넥터 , 기타 하드웨어 등이 필요하지 않고, 따라서 에너지 및 운용 비용 측면에서 효율성이 높은 특징을 갖는다. 특히, AAS는 각 안테나 별 전자식 범 제어 ( electronic beam control ) ¾ "식을 지원하기 때문에 빔 ¾ "향 및 빔 폭을 고려한 정교한 빔 패턴 형성 또는 3차원 범 패턴을 형성하는 등의 진보된 MIMO 기술을 가능하게 한다.
AAS 등의 진보된 안테나 시스템의 도입으로 다수의 입출력 안테나와 다차원 안테나 구조를 갖는 대규모 MIMO 구조 또한 고려되고 있다 . 일례로 , 기존의 일자 형 안테나 배열과 달리 2차원 ( 2D : 2 -Dimension) 안테나 배열을 형성할 경우, AAS의 능동 안테나에 의해 3차원 범 패턴을 형성할 수 있다.
도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서, 64개의 안테나 요소 ( antenna elements )를 가지는 2차원 능동 안테나 시스템을 예시한다. 도 10에서는 일반적인 2차원 ( 2D : 2 Dimension) 안테나 배열을 예시하고 있으며 , 도 10과 같이 N_t=N_v · N_h개의 안테나가 정방형의 모양을 갖는 경우를 고려할 수 있디ᅳ . 여기서, N_h는 수평 방향으로 안테나 열의 개수를 N— V는 수직 방향으로 안테나 행의 개수를 나타낸다.
이러한 2D 구조의 안테나 배열을 이용하면, 3차원 공간에서 전송 빔을 제어할 수 있도록 무선 파장 ( radio wave)이 수직 방향 (고도 (elevation) ) 및 수평 방향 (방위각 ( azimuth) )으로 모두 제어될 수 있다. 이러한 타입의 파장 제아메커니즘을 3차원 범포밍으로 지칭할 수 있다.
도 11은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 기지국 또는 단말이 AAS 기반의 3D ( 3 -Dimension) 범 형성이 가능한 다수의 송 /수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 예시한다 .
도 11은 앞서 설명한 예를 도식화한 것으로서 , 2차원 안테나 배열 (즉, 2D-AAS )를 이용한 3D MIMO시스템을 예시한다 .
송신 안테나 관점에서 상기 3차원 범 패턴을 활용할 경우, 범의 수평 방향뿐만 아니라 수직 방향으로의 준 -정적 또는 동적인 범 형성을 수행할 수 있으며 일례로 수직 방향의 섹터 형성 등의 응용을 고려할 수 있다.
또한, 수신 안테나 관점에서는 대규모 수신 안테나를 활용하여 수신 빔을 형성할 때 , 안테나 배열 이득 (antenna array gain)에 따른 신호 전력 상승 효과를 기대할 수 있다. 따라서, 상향링크의 경우, 기지국이 다수의 안테나를 통해 단말로부터 전송되는 신호를 수신할 수 있으며, 이때 단말은 간섭 영향을 줄이기 위해 대규모 수신 안테나의 이득을 고려하여 자신의 송신 전력을 매우 낮게 설정할 수 있는 장점이 있다. 도 12는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 교차 편파 ( cross polarization) # 가지는 2차원 안테나 시스템을 예시한다.
편파 ( P이 arization)를 고려한 2D 평면 배열 안테나 (planar antenna array) 모델의 경우, 도 12와 같이 도식화할 수 있다.
수동적 안테나 (passive antenna)어 1 따른 기존의 MIMO 시스템과 달리 , 능동 안테나에 기반한 시스템은 각 안테나 요소에 부착된 (또는 포함된) 능동 소자 (예를 들어 , 증폭기 )에 가중치를 적용함으로써 안테나 요소의 이득 (gain)을 동적으로 조절할 수 있다. 방사 패턴 ( radiation pattern)은 안테나 요소의 개수, 안테나 간격 ( spacing) 등과 같은 안테나 배치 ( arrangement )에 의존하므로 , 안테나 시스템은 안테나 요소 레벨에서 모델링될 수 있다.
도 12의 예시와 같은 안테나 배열 모델을 (M, N, P)로 나타낼 수 있으며 , 이는 안테나 배열 구조를 특징 짓는 파라미터에 해당된다.
M은 각 열 (즉, 수직 방향에서 )에서 같은 편파 (polarization)를 가지고 있는 안테나 요소 ( antenna element )의 개수 (즉, 각 열에서 +45° 경사 ( slant )를 가지고 있는 안테나 요소의 개수 또는 각 열에서 - 45° 경사 ( slant )를 가지고 있는 안테나 요소의 개수)를 나타낸다.
N은 수평 방향의 열의 개수 (즉, 수평 방향에서 안테나 요소의 개수)를 나타낸다.
P는 편파 (polarization)의 차원 (dimension)의 개수를 나타낸다 . 도 12의 경우와 같이 교차 편파 ( cross polarization)의 경우 P=2이나, 동일 편파 ( Co— polarization)의 경우 P=l이다 . 테 ( antenna port ) ¾리적 ¾：테ᅪ ϋ (physical antenna element )로 매핑될 수 있다. 안테나 포트 ( antenna port )는 해당 안테나 포트와 관련된 참조 신호에 의해 정의될 수 있다. 예를 들어, LTE 시스템에서 안테나 포트 ᄋ는 CRS ( Cell - specif ic Reference Signal )와 관련되고, 안테나 포트 6는 PRS ( Positioning Reference Signal )와 관련될 수 있다. 일례로, 안테나 포트와 물리적 안테나 요소 간은 일대일 매핑될 수 있다. 단일의 교차 편파 ( cross polarization) 안테나 요소가 하향링크 MIMO 또는 하향링크 전송 다이버시티를 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 예를 들어, 안테나 포트 0는 하나의 물리적 안테나 요소에 매핑되는 반면, 안테나 포트 1은 다른 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 2개의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 참조 신호와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 참조 신호와 관련된다.
다른 일례로, 단일의 안테나 포트는 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 범포밍 (beamforming)을 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 범포밍은 다중의 물리적 안테나 요소를 이용함으로써, 하향링크 전송이 특정 단말에게 향하도록 할 수 있다 . 일반적으로 다중의 교차 편파 ( cross polarization) 안테나 요소의 다중의 열 ( column)로 구성되는 안테나 배열 (antenna array)를 사용하여 이를 달성할 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 단일의 안테나 포트로부터 발생된 단일의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 CRS와 관련되고, 또 다휸 하나는 안테나 포트 1을 위한 CRS와 관련된다. 즉, 안테나 포트는 기지국에서 물리적 안테나 요소로부터 전송된 실제 하향링크 전송이 아닌 단말 입장에서의 하향링크 전송을 나타낸다.
다론 일례로, 다수의 안테나 포트가 하향링크 전송喜 위해 사용되나, 각 안테나 포트는 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우는 안테나 배열이 하향링크 MIMO 또는 하향링크 다이버시티를 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 예를 들어, 안테나 포트 0 및 1은 각각 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 2개의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 참조 신호와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나포트 1을 위한 참조 신호와 관련된다.
FD-MIMO 에서는, 데이터 스트림의 MIMO 프리코딩은 안테나 포트 가상화, 트랜스시버 유닛 (또는 송수신 유닛) ( TXRU : transceiver unit ) 가상화, 안테나요소 패턴을 거칠 수 있다.
안테나 포트 가상화는 안테나 포트 상의 스트림이 TXRU 상에서 프리코딩된다 . TXRU 가상화는 TXRU 신호가 안테나 요소 상에서 프리코딩된다 . 안테나 요소 패턴은 안테나 요소로부터 방사되는 신호는 방향성의 이득 패턴 (directional gain pattern)을 가질 수 있다.
기존의 송수신기 ( transceiver) 모델링에서는, 안테나 포트와 TXRU 간의 정적인 일대일 매핑이 가정되고, TXRU 가상화 효과는 TXRU 가상화 및 안테나 요소 패턴의 효과모두를 포함하는 정적인 ( TXRU) 안테나 패턴으로 합쳐진다. 안테나 포트 가상화는 주파수-선택적인 방법으로 수행될 수 있다. LTE에서 안테나 포트는 참조 신호 (또는 파일렷)와 함께 정의된다. 예를 들어, 안테나 포트 상에서 프리코딩된 데이터 전송을 위해, DMRS가 데이터 신호와 동일한 대역폭에서 전송되고, DMRS와 데이터 모두 동일한 프리코더 (또는 동일한 TXRU 가상화 프리코딩 )로 프리코딩된다. CSI 측정을 위해 CSI-RS는 다중의 안테나 포 E를 통해 전송된디ᅵ. CSI-RS 전송에 있어서, 단말에서 데이터 프리코딩 백터를 위한 TXRU 가상화 프리코딩 행렬을 추정할 수 있도록 CSI-RS 포트와 TXRU 간의 매핑을 특징짓는 프리코더는 고유한 행렬로 설계될 수 있다.
TXRU 가상화 방법은 1차원 TXRU 가상화 (ID TXRU virtualization)와 2차원 TXRU 가상화 (2D TXRU virtualization) °1 논의되며 , 이에 대하여 아래 도면을 참조하여 설명한다.
도 13은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 트랜스시버 유닛 모델을 예시한다 .
ID TXRU 가상화에 있어서, M_TXRU 개의 TXRU은 동일한 편파 (polarization)을 가지는 단일의 열 (column) 안테나 배열로 구성되는 M개의 안테나 요소와 관련된다.
2D TXRU 가상화에 있어서, 앞서 도 12의 안테나 배열 모델 구성 (M, N, P)에 상웅하는 TXRU 모델 구성은 (M_TXRU, N, P)로 나타낼 수 았다 . 여기서 , M_TXRU는 2D 같은 열 , 같은 편파 (polarization)에 존재하는 TXRU의 개수를 의미하며 , MJTXRU < M을 항상 만족한다 . 즉 , TXRU의 총 개수는 M_TXRUXNXP와 같다.
TXRU 가상화 모델은 안테나 요소와 TXRU와의 상관 관계에 따라 도 13 (a)와 같이 TXRU 가상화 (virtualization) 모델 읍션 1: 서브—배열 분할 모델 (sub-array partition model)과 도 13 (b)와 같이 TXRU '가상화 모델 옵션— 2: 전역 연결 (full_connection) 모델로 구분될 수 있다. 도 13 (a)를 참조하면 , 서브 -배열 분할 모델 (sub-array partition model)의 경우, 안테나 요소는 다중의 안테나 요소 그룹으로 분할되고, 각 TXRU는 그룹 중 하나와 연결된다.
도 13 (b)를 참조하면, 전역 연결 (full-connection) 모델의 경우, 다중의 TXRU의 신호가 결합되어 단일의 안테나 요소 (또는 안테나 요소의 배열)에 전달된다.
도 13에서 q는 하나의 열 (column) 내 M개의 같은 편파 (c으 polarized)를 가지는 안테나 요소들의 송신 신호 백터이다. w는 광대역 TXRU 가상화 가중치 백터 (wideband TXRU virtualization weight vector)이며 W는 광대역 TXRU 가상화 가중치 행렬 (wideband TXRU virtualization weight matrix)이다. x는 M— TXRU 개의 TXRU들의 신호 백터이다 .
여기서 , 안테나 포트와 TXRU들과의 매핑은 일대일 (1-to-l) 또는 일대다 (1— to-many)일 수 있다.
도 13에서 TXRU와 안테나 요소 간의 매핑 (TXRU -to -element mapping)은 하나의 예시를 보여주는 것일 뿐이고, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며 하드웨어 관점에서 이 밖에 다양한 형태로 구현될 수 있는 TXRU와 안테나 요소 간의 매핑에도 본 발명이 동일하게 적용될 수 있다.
Figure imgf000055_0001
전송 모드 4, 5 및 6의 경우, 프리코딩 피드백은 채널 종속적인 코드북 기반 프리코딩을 위해 사용되고, PMI를 보고하는 UE (들)에 의존한다. 전송 모드 8의 경우, UE는 PM工를 보고한다. 전송 모드 9 및 10의 경우, PMI/RI 보고가 설정되고 CSI-RS 포트가 1 보다 크면 UE는 PMI를 보고한다. UE는 피드백 모드에 기반하여 PM工를 보고한다. 다른 전송 모드의 경우, PMI 보고는 지원되지 않는다.
2개의 안테나 포트의 경우, 각 PMI 값은 아래 표 6과 코드북 인덱스에 해당한다.
- 2개의 안테나 포트가 {0, 1} 또는 {15, 16}이고, 관련된 RI 값이 1인 경우, PMI 값은 아래 표 6에서 ϋ =1일 때의 코드북 인덱스 η에 해당한다 (" 0'1,2^) .
- 2개의 안테나 포트가 {0, 1} 또는 {15, 16}이고, 관련된 RI 값이 2인 경우, ΡΜΙ 값은 아래 표 6에서 υ =2일 때의 코드북 인덱스 η+1에 해당한다 ("^0， ) .
표 6은 안테나 포트 {0, 1} 상에서 전송을 위한 그리고 안테나 포트 {0, 1} 또는 {15, 16} 기반 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다.
【표 6】
Figure imgf000056_0001
4개의 안테나 포트가 {0, 1, 2, 3} 또는 {15, 16, 17, 18}인 경우, 각 PMI 값은 다음과 같이 아래 표 7에서 주어진 코드북 인덱스에 해당하거나, 아래 표 8 내지 표 11에서 주어진 코드북 인덱스들의 쌍에 해당한다. - PMI 값은 연관된 RI 값과 동일한 υ에 대하여 아래 표 7에서 주어진 코드북 인덱스 η에 해당할 수 있다 ("^0，1，…，15)) .
- 또는, 각 ΡΜΙ 값은 표 8 내지 표 11에서 주어진 코드북 인덱스들의 쌍에 해당할 수 있다. 여기서 , 표 8 및 표 11에서 , 및 는 아래 수학식 15와 같다.
【수학식 15] φη = ejml1
φ = ejZm/32
ν = [l e^1'1] 제 1 PMI 값 { )은
Figure imgf000057_0001
각각 연관된 RI 값과 동일한 에 대하여 표 j에서 주어진 코드북 인덱스 및 '2에 해당한다. 여기서 , 에^,4), = {16,16,1,1} 및 g( ) = {16,16,16,16}일 때 각각 j는 8, 9, 10, 11에 해당한다. 표 10 및 표 11에서 ^ 는 ":7-2""""/"""""으로부터 세트 W에 의해 주어진 열들에 의해 정의되는 행렬을 나타낸다. 여기서, / 는 4x4 단위 행렬이고, 백터 ""는 표 7에서 정해진다. 그리고, " = /2이다.
경우에 따라, 코드북 서브샘플링 (subsampling)이 지원된다.
표 7은 안테나 포트 {0, 1,2,3} 상에서 전송을 위한 그리고 안테나 포트 {0,1,2,3} 또는 {15,16, 17, 1S} 기반 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다.
Figure imgf000057_0002
Figure imgf000058_0001
표 8은 안테나 포트 0 내지 3 또는 15 내지 18을 이용한 1 레이어 CSI 보고를 위한코드북을 예시한다
Figure imgf000058_0002
표 9는 안테나 포트 0 내지 3 또는 15 내지 18을 이용한 2 레이어 CSI 보고를 위한코드북을 예시한다 . 【표 9】
'Ί 2
0 1 2 3
0 - 15 8,1
'ι >2
Figure imgf000059_0001
표 10은 안테나 포트 15 내지 18을 이용한 3 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다 .
Figure imgf000059_0002
표 11은 안테나 포트 15 내지 18을 이용한 4 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다 .
Figure imgf000059_0003
안테나 포트의 경우, 각 PMI 값은 아래 표 12 내지 표 19에서 주어진 인덱스들의 쌍에 해당한다 . 여기서 , φη 및 Vw 는 아래 수학식 16과 【수학식 16】
Ψη = 3/2
v„, = 1 eJ2mn^2 ej4m,/32 e j6m"ln Γ
8 안테나 포트 {15,16'17,18,19，20,2^ } 의 경우, 제工 皿 값 ( /ι ε{0,1,···,/(υ)-ΐ} ) 및 게2 ρΜΙ 값 ( 2 e{0,lr",g(")-l} )은 각각 연관된 RI 값과 동일한 "에 대하여 표 j에서 주어진 코드북 인덱스 및 ^에 해당한다 . 여기서 , j = U이고, /(") = {16,16，4,4，4,4,4,1}이며, g(u) = {l6,l6,l6,8,l,l,U}이다. 경우에 따라, 코드북 서브샘플링 (subsampling)이 지원된다.
표 12는 안테나 포트 15 내지 22를 이용한 1 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다 .
【표 12】
Figure imgf000060_0002
표 13은 안테나 포트 15 내지 22를 이용한 2 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다 .
【표 13
Figure imgf000060_0001
Ί
8 9 10 11
0 - 15 ^2(,,2,+l,0 ^2^2 , +1,1 "2|+l,2/,+2,0 " 2/, +1,2/, +2,1
12 13 14 15
0 - 15 ^2 ,, 2/, +3,0 "2/, ,2/, +3,1 2 +1,2^+3,0 w "2i2,+)l,2;1+3,l
W(2) _ 1「 V ", V-' 1
"세 „ — V J
표 14는 안테나 포트 15 내지 22를 이용한 3 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다 . 【표 14】
Figure imgf000061_0001
표 15는 안테나 포트 15 내지 22를 이용한 4 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다 . 【표 15】
'2
Ί
0 1 2 3
0 - 3 "8/, ,8/, +8,0 "8, ,8/, +8,1 "8| +2,8/, +10,0 " 8,^+2,8,, +10,1
'\ h
4 5 6 7
0 - 3 "8, +4,8/, +12,0 "8, +4,8/, +12,1 r Si, +6,8/, +14,0 "8, +6,8/, +14,1
Figure imgf000062_0001
표 16은 안테나 포트 15 내지 22를 이용한 5 레이어 CS工 보고를 위한 코드북을 예시한다. 、
【표 16】
Figure imgf000062_0003
표 17은 안테나 포트 15 내지 22를 이용한 6 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다 .
【표 17]
Figure imgf000062_0004
표 18은 안테나 포트 15 내지 22를 이용한 7 레이어 CSI 보고를 위한 북을 예시한다.
【표 18]
Figure imgf000062_0005
표 19는 안테나 포트 15 내지 22를 이용한 8 레이어 CSI 보고를 위한 코드북을 예시한다 .
【표 19】
Figure imgf000062_0002
하이브리드 (hybrid) CSI 보고 방법 및 이를 위한 코드북 구성 방법
FD(Full Dimension) -MIMO (또는, 매시브 (Massive) -MIMO , 진보된 (enhanced) =MIMO, 대규모 안테나 시스템 (Large-Scale Antenna System) , 매우 큰 (Very Large) MIMO, 하이퍼 (Hyper) -MIMO 등으로 지칭될 수 있음)가 도입 되면서 , 기지국은 N(N>>1) 안테나 포트 (또는 특정 포트-대ᅳ 요소 (port— to— element) 가상화 (virtualization)어 1 따라서 "element"가 해당될 수도 있으며 , 이하에서는 설명의 편의상 "port"로 통칭함)를 이용하여 D-범포밍 등을 수행함으로써 시스템의 수율 (throughput)을 높일 수가 있다. 현재 3GPP Rel-13에서는 클래스 (Class) A로 정의되는 프리코딩되지 않은 방식 (non— precoded scheme)의 CSI-RS 동작 (또는 CSI 보고 동작) (각 CSI 프로세스가 하나의 CSI-RS 자원과 하나의 CSI-IM 자원과 연관될 수 있음)과 Class B로 정의되는 빔포밍된 방식 (beamformed scheme)의 CSI-RS 동작 (또는 CSI 보고 동작) (각 CSI 프로세스는 하나 또는 그 이상의 CSI-RS 자원과 하나또는 그 이상의 CSI-IM 자원과 연관될 수 있음)을 정의한다.
Class A의 경우, 단말이 N개의 안테나 포트를 측정하고, 이를 이용하여 N-port 프리코더 (precoder)를 선택하여 이와 관련된 CSI (PMI, CQI, RI 등)을 기지국에 보고하게 된다. 하지만, N이 증가할수록, 단말의 채널 측정을 위한 CSI— RS 또한 증가하여야 하며, 이와 관련된 코드북 크기도 증가하여, 결과적으로 피드백 오버헤드 (feedback overhead) 또한 증가하게 된다.
반면에, Class B의 경우, CSI-RS 포트 수는 기지국의 안테나 포트 수보다는 단말의 최대 랭크 (rank)와 관련되어 있어 , 기지국의 안테나포트 수가 증가해도 CSI-RS의 큰 증가 없이 사용할 수 있는 장점이 있다. 다만, 기지국에서 범 선택 (selection)을 실시해야 하므로, 단말의 이동성 (mobility)가 높은 환경과 기지국의 범이 좁은 (narrow) 환경에서는 범포밍의 강인성이 약화될 수 있는 단점이 있다.
이러한 두 개의 기법의 단점을 보완하기 위하여, Class A와 B를 조합해서 사용하는 하이브리드 (hybrid) CSI-RS 기반 기법 ( scheme) (또는 CSI 보고 기법 )을 고려할 수 있다.
이처럼, 단일의 CSI 프로세스 구성 (CSI process configuration) 내 2개 (혹은 그 이상)의 CSI 보고를 위한 프로세스가 결합되는 것을 'hybrid CSI'라고 지칭할 수 있다. 즉, hybrid CSI는 단일의 CSI process 내 2개 (혹은 그 이상)의 CSI-RS configuration을 포함하는 CSI 보고 타입을 의미할 수 있다. 이때 각각의 CSI-RS configuration의 타입은 앞서 설명한 Class A 및 Class B 중 어느 하나로 설정될 수 있다. 예를 들어, 해당 CSI-RS configuration에 대하여 RRC 파라미터 ' eMIMO-Type '이 · non-precoded '≤ - 셋팅되면 Class A의 CSI-RS configuration에 해당하고, ' eMIMO-Type '이 ' beamf ormed '≤. 셋팅되면 Class B의 CSI-RS configuration에 해당할 수 있다.
즉, 단일의 CSI process 내 2개의 CSI-RS configuration을 게 1 CSI-RS configuration 및 제 2 CSI-RS configuration!- 포함할 수 있다. 도 14는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하이브리드 CSI- RS 기반 기법을 예시하는 도면이다. 도 14에서는 하이브리드 CSI-RS 기법을 예시한다. 도 14에서 실선은 장기 (long-term)의 주기를 가지고 기지국의 CSI-RS 전송과 단말의 feedback 동작을 나타내며 , 실선은 단기 (short-term) (즉, long-term CSI— RS에 비하여 상대적으로 짧은)의 주기를 가지고 기지국의 CSI-RS 전송과 단말의 feedback 동작을 나타낸다.
Long-term CSI— RS는 Class A에 기반한 CSI-RS (즉, 제 1 CSI-RS configuration)은 Class A로 설정되고, long-term 채널 방향 정보 (CDI: channel direction information)를 측정하기 위한 용도로 사용된다. 단말은 Long-term CSI-RS를 이용하여, 자신의 위치 및 이동성을 고려하여 선호하는 (preferred) CDI를 기지국에 보고할 수 있다. 여기서, CD工는 수평 도메인 (horizontal domain)과 수직 도데인 (vertical domain)의 정보를 통합적으로 포함하거나 흑은 독립적으로 포함할 수 있다.
Short-term CSI-RS (즉, 제 2 CSI-RS configuration)의 경우, 기지국은 Long-term으로 획득한 CI)I를 활용하여, 단말에게 특정된 beamforming을 구성한다 . 그리고 , 이를 단말에게 short— term CSI— RS를 이용하여 알려주고, 단말은 범 선택 (beam selection) , 위상 일치 (co- phasing) , RI 정보 등을 sh :t-term으로 피드백 할 수 있다. 본 발명에서는 이러한 hybrid scheme을 위하여 CDI 코드북 구성 방법을 제안한다. hybrid CSI로 설정된 단일의 CSI process 내 포함된 제 1 CSI-RS configuration에 대한 CSI 보고를 위한 코드북 구성 방법을 제안한다.
이러한 hybrid CS工ᅳ RS를 사용 여부는 상위 계층 시그널링 (예를 들어, RRC 시그널링〉를 통하여 단말에 알려 줄 수 있다 .
하나의 실시예로서 , 단말에게 Ciass c (예를 들어 , 상위 계충 파라미터인 eMIMO-Type이 ' hybrid ' or 'Class C S. 셋팅됨)가 설정되면, 단발은 이를 hybrid based scheme임을 인지하여, CSI 보고 등의 동작을 수행할 수 있다.
Hybrid scheme에서 CD工 코드북의 용도는, 단말의 채널 방향성을 알기 위함이므로, 이를 추정하기 위하여 기지국의 모든 안테나 포트를 사용하는 전체ᅳ 포트 (full— port) 방식과, 기지국 안테나 중 일부만을 사용하여 CDI를 추정하는 부분 -포트 (partial-port) 방식을고려할 수 있다.
이하, 본 발명의 설명에 있어서, 별도의 설명이 없는 한, CDI, 빔 인덱스 (BI: Beam Index) 또는 CSI-RS 자원 지시자 (CRI: CSI-RS Resource Indicator) , ΡΜΙ 등의 용어는 다른 용어를 통칭하는 의미로 해석될 수 있다.
만약, hybrid CSI 내 제 1 CSI-RS conf iguration°l Class A로 설정된 경우, 기지국은 하나의 CSI-RS 자원 상에서 다수의 안테나 포트를 이용하여 CSI-RS를 단말에게 전송하고, 단말은 수신한 CSI-RS 자원에서 전송된 CSI-RS에 기반하여 미리 정의된 코드북에서 선호하는 프리코딩 행렬을 선택하고, 선택된 프리코딩 행렬에 상웅하는 PMI (이때, PMI는 제 1 PMI (W1 또는 i_l)와 제 2 PMI (W2 또는 i_2)로 구성될 수 있음) (또는 RI도 함께 보고)를 기지국에게 보고할 수 있다 .
만약, hybrid CSI 내 거 ll CSI-RS configuration0] Class B로 설정된 경우, 제 1 CSI-RS configuration은 K (> 1) 개의 CSI— RS 자원 (즉, 빔포밍된 CSI-RS가 매핑되는 CSI-RS 자원)을 가지는 Class B CSI-RS configuration 어] 해당할 수 있다. 즉, 기지국은 단말에게 K개의 CSI-RS 자원에 각각 범포밍된 CSI-RS를 매핑하여 전송하고, 단말은 수신한 K개의 CSI- RS 자원 (즉, K개의 빔포밍된 CSI-RS) 중 선호하는 어느 하나의 CSI— RS 자원 (즉, 빔)을 선택하고, CRI (또는 CDI, BI)를 기지국에 보고할 수 있다. 도 15는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 32-포트의 안테나 포트 레이아웃 (layout)을 예시한다.
예를 들어, FD-MIMO에서 고려하고 있는 N개의 포트로 이루어진 1D(1- dimension) 혹은 2D (2 -dimension) 안테나 '레이0]"웃 (antenna layout)을 고려한다. 도 15에서는 N=32(N1=4, N2=4, Nl , Ν2는 각각 안테나 포트의 (동일한 편파 (polarization)를 가지는) 열과 행의 개수를 나타낸다. )의 예시를 나타낸다.
이하, 본 발명의 설명에 있어서, 설명의 편의 상 N1은 수평 도메인 (horizontal domain)을 N2는 수직 도메인 (vertical domain)을 나타내며 , 경우에 따라서 , N1이 수직 도메인 (vertical domain) , Ν2가 수평 도메인 (horizontal domain)에 해당될 수도 있다. 또한, ID layout은 N2 = l 혹은 Nl = l인 경우를 나타냄은 자명하다.
A. 교차 편파 (cross polarization)을 가지는 2D antenna layout에 상응하는 이산 푸리에 변환 (DFT: Discrete Fourier Transform) 기반 코드북이 이용될 수 있다.
1. 레가시 이중 (dual) 코드북 구조의 재사용 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북은 아래 수학식 17과 같이 만들 수 있다 【수학식 17】
1 e 'ᅳ ᅳ m, = 0,1,···, o.N, - 1
(17-b)
Figure imgf000068_0002
(17-c) 예 -A (17-d) 앞서 수학식 17에서 예시한 수식을 이용하여 CDI 코드북을 구성하는 경우, 전체 코드북의 사이즈는 (¥ 로 결정될 수 있다ᅳ 여기서, L은 (17- d)에서 예시된 위상 일치 (co-phasing)의 크기를 나타낸다.
여기서 , port layout 정보 및 오버샘플링 인자 (ᄋ versampling factor)인 ,0\,o2 는 기지국이 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 시그널링 )으로 단말에게 알려 줄 수 있다. 또 다른 실시 예로, ，^의 정보만 기지국이 상위 계층 시그널링 (예를
RRC 시그널링)으로 단말에게 알려주고 , 고정된 (예를 들어,
0|=4,o2=4 혹은 0|=8,ο2=8 ) 혹은 oversampling이 없는 0^1,^=1 가 사용될 수도 있다 . 또한, CDI 피드백 오버해드를 즐이기 위하여 , co- phasing에 상응하는 (17-d)를 {1, j} 등과 같이 축소되어 사용될 수도 있다. 단말은 상기 코드북을 이용하여 , 가장 선호하는 (prefer) 인덱스 (ΒΙ) (즉, 단말이 코드북 내에서 선택한 프리코딩 행렬에 상응하는 PMI)를 기지국에 보고하고, 기지국은 보고된 BI (또는 CDI)를 이용하여 , 빔포밍 기법 (beamformed scheme)에 적합한 범포밍을 수행할 수 있다.
죽, 기지국은 단말로부터 보 -고된 BI (또는 CDI)를 이용하여 빔 그룹의 범포밍 계수를 계산하고, 계산된 빔포밍 계수를 이용하여 범포밍된 CSI-RS를 단말에게 전송할 수 있다. 다시 말해, 단말이 보고한 PMI에 의해 프리코딩 행렬 세트 (그룹)가 정해지고, 기지국은 프리코딩 행렬 세트 (그룹) 내 속한 프리코딩 행렬을 각 CSI-RS에 적용함으로써, 빔포밍된 CSI-RS를 단말에게 전송할 수 있다.
2. Horizontal domain과 vertical domain 별 CDI 코드북
단말이 위치한 환경 (실내 (Indoor) , 실외 (outdoor) , 단말 이동성 (UE mobility) (즉, 이동 중) 등)에 의하여 , horizontal domain의 CE)I가 주로 변화하는 경우도 존재할 수 있으며, 혹은 vertical domain의 CI)工가 주로 변화하는 경우도 존재할 수 있다.
이 경우, 앞서 설명한 방식 1과 같이 단말이 두 도메인의 채널 (channel)을 결합 (joint)하여 측 하고 보고 (report)하는 경우보다는 어느 하나의 도메인에 대한 C이를 report하는 경우가 피드백 오버헤드 측면에서 더 바람직할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 코드북은 아래 수학식 18 또는 수학식 19와 같이 구성될 수 있다.
【수학식 18】
Figure imgf000070_0001
【수학식 19】
Figure imgf000070_0002
단말은 자신의 주위 환경 (예를 들어 , 자신의 위치 , 이동성 여부 등)을 고려하여, 수학식 18 또는 수학식 19으로 구성된 코드북 중에서 특정 채널이 이전 채널에 비하여 상대적으로 많이 변화한 채널에 상응하는 코드북을 이용하여 CDI 인덱스 (즉, 단말이 코드북 내에서 선택한 프리코딩 행렬에 상웅하는 PMI)를 long-term report 주기에 맞춰 기지국에 feedback할 수 있다.
이 경우, 단말은 각 domain에 대하여 레가시 코드북 (즉, 3GPP Rel-12 4TX 코드북 (예를 들어 , 앞서 표 6 내지 표 11 참조) , Rel_10 8Tx 코드북 (예를 들어 , 앞서 표 12 내지 표 19 참조) )의 W1 (즉, 제 1 ΡΜΙ 값 iᅳ 1)을 사용할 수도 있다 .
또한, 단말은 수학식 18 또는 수학식 19를 이용하여, 각 도메인에 적합한 코드북을 보고할 수 있다. 이때 , 각 도메인 (즉, 단말이 선택 (보고)하는 도메인)에 대한 정보는 1-비트 지시자를 이용하여 구분될 수 있다.
또는, 단말은 두 도메인을 통합하여 조인트 (joint)하게 보고할 수 있다. 즉, 각각의 도메인에 대한 CDI 인덱스를 보고할 수도 있다.
기지국은 단말로부터 보고된 BI (또는 CDI)를 이용하여 빔 그룹의 범포밍 계수를 계산하고, 계산된 범포밍 계수를 이용하여 _빔포밍된 CSI-RS를 단말에게 전송할 수 있다. 다시 말해, 단말이 보고한 PMI에 의해 프리코딩 행렬 세트 (그룹)가 정해지고, 기지국은 프리코딩 행렬 세트 (그룹) 내 속한 프리코딩 행렬을 각 CSI-RS에 적용함으로써 , 범포밍된 CSI-RS를 단말에게 전송할 수 있다.
3. co-phasing이 없는 CDI 코드북
Co-phasing 없는 CDI 코드북을 이용하는 하나의 일례로 Rel-13에서 정의되는 W2 (즉, 제 2 PMI 값 i_2)만의 피드백 (W2 only feedback)을 이용하는 Class B CSI reporting에 대한 코드북 구성 (즉, 계층 파라미터 'PMI-Config'가 1로 셋팅되거나 또는
' 2alternativeCodebookEnabledCLASSB_Kl '이 ' TRUE '로 셋팅된 경우)이 이용될 수 있다.
W2는 빔 선택 (beam selection)과 co— phasing으로 이루어져 있기 때문에, 이 방식을 이용하는 경우, co-phasing을 CDI 코드북에서 고려하지 않아도 된다.
이 경우, 앞서 설명한 A-1의 방식 기반 CDI 코드북은 아래 수학식 20과 같다.
【수학식 20】
Figure imgf000071_0001
이와 유사하게, 앞서 설명한 A-2 방식 기반의 CDI 코드북은 아래 수학식 21 및 수학식 22와 같다.
【수학식 21】
Figure imgf000072_0001
【수학식 22】
Wmi,n =-^umi, m2 =0,\,-,o2N2 -\ 상기 코드북을 이용하여 기지국이 범포밍을 구성할 때, 빔포밍으로 구성되는 빔 그룹에 대하여 아래 도면을 참조하여 설명한다 .
도 16는 본 발명의 일 실시예에 따른 2D 빔 그룹을 예시한다.
도 16에서는
Figure imgf000072_0002
인 경우, 2D 범 그룹의 지역형 (localized case)과 분산형 (distributed case)을 예시한다.
앞서 수학식 21 또는 수학식 22에 의해 구성된 코드북을 이용하여 범포밍으로 구성되는 범 그룹들은 도 16에서 예시된 바와 같이 localized 범 혹은 distributed 범으로 그룹핑될 수 있다. 즉, 기지국은 빔포밍된 CSI- RS를 단말에게 전송할 때, 도 16에서 예시된 localized 빔 그룹 혹은 distributed 범 그룹이 이용될 수 있다.
여기서 , localized 빔그룹의 경우, 각도 확산 (angular spread)이 작은 경우에 유리하며, distributed 범 그룹의 경우, angular spread가 큰 경우에 유리하다.
따라서, 단말은 채널을 측정하여, 단말에게 대한 유리한 범그룹을 설정 받을 수 있도록, 기지국에게 CI I와 함께 코드북 구성 정보를 통합적 혹은 독립적으로 보고할 수 있다. 보다 구체적으로 설명하면, 단말은 기지국과 localized와 distributed된 코드북을 사전에 합의하고, 사전에 합의된 localized와 distributed 코드북 중에서 어느 하나를 지시하는 정보를 CD工와 통합적으로 흑은 독립적으로 보고할 수 있다.
또는 , 주어진 범 그룹내의 범들의 분포된 정보 (예를 돌어 , 빔 그룹의 빔 스페이싱 (beam spacing) (pi, p2)에 관한 정보, 여기서 , beam spacing 정보는 (1st domain beam spacing, 2nd domain beam spacing)로 표현될 수도 있으며, 또는 미리 (1st domain beam spacing, 2nd domain beam spacing)들에 각각 인덱성이 부여된 후 beam spacing 정보는 인덱스로 표현될 수도 있음)를 기지국에게 CDI와 통합적으로 혹은 독립적으로 보고할 수 있다.
또한, Rel-13 코드북을 사용하는 경우 (즉, W2 (즉, 제 2 PMI 값 i_2)만의 피드백 (W2 only feedback)을 위한 코드북)에도 상기 방식이 적용될 수 있다.
혹은, Rel— 13에서 정의된 W2(즉, 제 2 PMI 값 i_2 )만의 피드백 (W2 only feedback)을 위한 코드북이 shor-term reporting에 人 ]·용되는 경우, 단말은 4개의 Prai-Conf ig 중에서 자신에 preferred한 Pmi— Config를 기지국에 report할 수 있다.
기지국은 단말로부터 보고된 CDI (즉, 단말이 코드북 내에서 선택한 프리코딩 행렬에 상응하는 PMI)를 이용하여 빔포밍 계수를 계산하고, 계산된 범포밍 계수를 이용하여 범포밍된 CSI-RS를 단말에게 전송할 수 있다. 다시 말해, 단말이 보고한 코드북 구성 정보에 의해 코드북의 구성이 정해지고, 단말이 보고한 PMI에 의해 해당 코드북 구성에 상웅하는 프리코딩 행렬 세트 (그룹)가 정해지고, 기지국은 프리코딩 행렬 세트 (그룹) 내 속한 프리코딩을 각 CSI-RS에 적용함으로써, 범포밍된 CSI-RS를 단말에게 전송할 수 있다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 2D 빔 그룹을 예시한다.
도 17에서는 32 -port의 antenna port layout에서 어느 하나의 편파 (polarization) (즉, 슬랜트 (slant) , 도 17에서 "/")만을 이용하는 경우를 예시한다.
상기 A-3의 방식의 경우, 도 17에서 예시된 바와 같이, cross polarization 안테나에서 하나의 슬랜트 (slant)를 사용하는 경우와 실질적으로 (effective) 동일하게ᅳ가정할 수 있다. 따라서 , 기지국은 단말에서 CDI 측정을 위하여, 동일한 polarization을 가지는 안테나 포트 만을 이용하여 CSI-RS를 전송할 수 있다.
또한, 제안하는 방법은 동일한 편파 (co-polarization)을 가지는 안테나 포트 환경에도 적용될 수 있다.
4. 부분 포트 (partial port) CDI 피드백
기지국은 전체 antenna port에서 CDI 측정을 위한 일부의 antenna port만을 이용하여 CSI-RS를 전송하고, 단말은 CSI-RS가 전송되는 일부 antenna port에 상웅하는 코드북으로부터 CDI (즉, 단말이 코드북 내에서 선택한 프리코딩 행렬에 상웅하는 PMI)를 기지국에게 보고할 수.있다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 2D 범 그룹을 예시한다 .
도 18에서는 CDI 측정을 위하여 partial port를 사용하는 경우를 예시한다 . 도 18에서 N1'와 N2'는 CDI 측정을 위하여 , 실제적으로 사용되는 안테나 포트의 열과 행의 수를 각각 나타낸다 . 이는 단말에게 추가적으로 (또는 별도의 ) 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 시그널링 )로 설정될 수 있다.
또한, 앞서 도 17과 같이 하나의 polarization을 사용하는 경우도 존재하므로, polarization에 관한 정보 P=l 혹은 2의 값이 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 시그널링 )으로 단말에게 설정 될 수 있다.
Partial port를 사용하는 것의 장점은, CDI feedback overhead!- 크게 줄일 수 있으며, 또한, antenna port 간 spacing이 증가로 인하여 antenna port 간의 상관 (correlation) 특성이 약해지므로 채널 측정 성능이 향상될 수 있다.
따라서, Partial port를 설정하는 하나의 예로서, antenna correlation을 최대한 감소시킬 있도록, 전체 antenna port에서 균둥 (uniform)하게 빔이 분포되도록 설정될 수 있다.
또 다른 실시 예로서 , 상기 예제 (ΝΙ' , Ν2' )를 레가시 코드북 (legacy codebo이 )에서 人]"용되는 antenna port lay it으로 한정될 수도 있다. 즉, legacy codebook에서 1"용하는 2, 4, 8, 12, 16 port에 상응하도록, N1'와 N2'가 설정될 수 있다. 이 경우, 단말은 N1'와 N2'에 상웅하는 (예를 들어, N1' =4, N2'=l인 경우, 레가시 8Tx(8 antenna port) codebook) legacy codebook을 사용하여, CDI 정보를 기지국에게 보고할 수 있다. 이때, 단말은 RI의 정보도 함께 기지국에게 보고할 수도 있다.
Partial port를 이용하여 CI I를 구성하는 경우는 앞서 제안한 방법, A- 1, A-2, A-3에 나타난 방법에서, N1를 N1'로 치환하고, N2를 N2 '로 치환함으로써 적용할 수 있다.
기지국은 단말로부터 보고된 BI (또는 CDI)를 이용하여 빔 그룹의 빔포밍 계수를 계산하고, 계산된 범포밍 계수를 이용하여 빔포밍된 CSI-RS를 단말에게 전송할 수 있다. 다시 말해, 단말이 보고한 PMI에 의해 프리코딩 행렬 세트 (그룹)가 정해지고, 기지국은 프리코딩 행렬 세트 (그룹) 내 속한 프리코딩을 각 CSI-RS에 적용함으로써 , 범포밍된 CSI-RS를 단말에게 전송할 수 있다. 앞서 제안한 A— 1 내지 A-4의 방식을 이용하는 경우, 본 발명에서는 단말이 preferred한 c이를 선택하는 방법을 제안한다.
1) 신호 세기 (Signal power) 기반 방법
단말은 기지국과 단말 간의 수신된 신호 세기 (received signal power) (예를 들어, 참조 신호 수신 세기 (RSRP: Reference Signal Received Power) 또는 참조 신호 수신 품질 (RSRQ: Reference Signal Received Quality) )를 기반으로 가장 좋은 CDI 인덱스를 선택할 수 있다.
2) 신호 대 간섭 잡음 비 (SINR: signal- to- interference-plus - noise ratio) 기반 방법
단말은 기지국과 단말 간에 SINR 기반으로 가장 좋은 CDI 인텍스를 선택할 수 있다. n번째 레이어 (n-th layer)에 대한 SINR은 아래 수학식 23과 같이 표시할 수 있다.
【수학식 23】
Figure imgf000077_0001
여기서 , ^ 는 간섭 , 노이즈 분산 행렬이며, w_n은 n-th layer의 선형 수신 필터를 나타낸다. h_m은 기지국과 단말 간의 채널을 나타낸다.
3) 우세한 고유 백터 (Dominant eigen vector) 기반 방법
기지국과 단말 사이의 채널을 H 로 정의하자. 이 채널의 공분산 (covariance) 정보를 고유값 분해 (EVD: Eigen Value Decomposition)를 이용하여 분해하면 아래 수학식 24와 같다.
【수학식 24】
ΉΗΗ = υ∑υ"
여기서 , ∑는 고유값 (eigen value)들로 구성된 대각행렬이며, U는 각 eigen value에 상웅하는 고유 백터 (eigen vector)들로 구성된 단위 행렬 (unitary matrix)이다.
eigen value들이 크기가 큰 순으로 내림차순 정렬이 되었다고 가정하면 , 단말은 가장 큰 eigen value, 혹은 내림차순으로 큰 K (K>1)개의 eigen value, 혹은 단말의 랭크 (rank)에 상웅하는 고유 백터 (eigen vector) (들) , 혹은 이에 상응하는 CDI 인덱스를 선택하고, 기지국에게 보고할 수 있다. 기지국은 eigen value들의 개수가 단말의 rank에 상응하기 때문에, 단말이 보고하는 eigen vector들은 단말의 rank로 해석할 수도 있다.
4) 앞서 설명한 1) 내지 3)의 방법 중, 기지국은 단말에게 어떠한 방식 (metric)으로 선호하는 C이를 선택할 지에 대하여 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 시그널링 ) 혹은 반정적 (semi-static)으로 단말에게 알려 줄 수 있다. 단말들은 셀 반경 내에서 균등 (uniform)하게 분포될 수 있으며 흑은 특정 확률의 특징을 가지고 분포되어 있기 때문에, 단말마다 선호하는 탱크가 상이할 수 있다.
따라서 , 이러한 rank에 대한 정보 (즉, RI )를 CDI 코드북에 포함하여 보고하거나, 혹은 C이와 RI를 별도로 보고하는 경우도 고려할 수 있다.
1 ) 단말이 최적인 (best ) CI I와 Rank를 보고하는 경우
기지국은 다양한 rank의 빔들을 설정하기 위하여, 상기 설명한 방법 중, distributed한 범 그룹으로 범포밍을 구성할 수 있다. 즉, 기지국은 빔포밍된 CSI -RS를 단말에게 전송할 때, 도 16에서 예시된 distributed 빔 그룹이 이용되고, 단말이 보고한 PMI에 의해 distributed 빔 그룹에 상응하는 프리코딩 행렬 세트 (그룹)가 정해질 수 있다.
혹은, 기지국은 단말의 rank를 보장하기 위하여, beamformed scheme (즉, Class B)으로 short term으로 CSI -RS를 전송할 때 , rank 수만큼 직교한 빔 (orthogonal beam)을 반드시 포함하도록 빔 그룹 (또는 프리코딩 행렬 세트)이 제한될 수도 있다.
2 ) 단말이 최적인 (best ) K ( K>1 ) C이를 report하는 경우
단말은 K 개의 CDI를 기지국에게 보고할 수 있으며, 기지국은 단말이 보고한 K 개의 빔을 rank로 인지할 수 있다. 즉, 기지국은 단말이 보고한 CDI의 수를 rank의 수로 인지할 수 있다. 그리고, 기지국은 빔포밍된 CSI - RS를 단말에게 전송할 때, 단말이 보고한 K 개의 C이의 전체 또는 일부를 범포밍에 포함하여 사용할 수 있다. 즉, 기지국이 빔포밍된 CSI-RS를 단말에게 전송할 때 , 단말이 보고한 K 개의 PMI에 따른 프리코딩 행렬들의 전체 혹은 일부가 해당 빔포밍된 CSI-RS에 적용되는 프리코딩 행렬 세트 (혹은 그룹)에 포함될 수 있다.
3) 기지국이 단말에 보고할 CD工의 수를 알려주는 경우
기지국이 단말이 보고할 C이의 수 K를 단말에게 알려줄 수 있다. 이 경우, 단말은 앞서 설명한 3가지의 '단말이 preferred한 CDI를 선택하는 방법' 중 하나를 사용하여 최적인 (best) K개의 CD工를 보고할 수 있다. 이하, Class A + Class B의 Hybrid CSI-RS 동작에서 Class A 동작 시 , 단말의 CDI 및 RI를 함께 보고하는 경우에 대하여 살펴본다.
현재 LTE-A에서 지원되고 있는 이증-코드북 (dual-codebook) (즉, 장기 (long— term) /광대역 (wideband) 성격의 W1 (즉, 제 1 PMI 값 i— 1)과 단기 (short— term) /서브밴드 (subband) 성격의 W2 (즉, 게 2 PMI 값 i_2)로 구성 , 대표적으로 Rel-13 Class A 코드북)의 경우, rank에 따라서 구성되는 W1이 상이하다.
즉, rank 1-2와 rank 3— 4를 구성할 때, W1의 범 그룹이 상하게 구성된다. 따라서, Class A + B Hybrid CSI-RS의 경우, RI가 CE)I와 연계하여 보고될 때의 CDI 코드북 구성을 제안한다.
CDI 코드북이 Rel-13의 Class A 코드북 혹은 이 코드북의 확장 (여기서 , 코드북의 확장이란, 코드북 (RRC) 파라미터 중 antenna port layout Nl, N2 및 /또는 oversampling factor 01, 02이 확장 적용된 것을 의미함)이 사용되는 경우를 살펴본다 .
Rank 2의 경우, 왈시 코드 (Walsh code) ( [1 1] 및 [1 -1] )를 이용하여 두 개의 직교 (orthogonal) 범이 생성되므로, W1의 범그룹 내에 존채하는 1개 혹은 4개의 빔이 서로 orthogonal할 필요가 없다.
하지만, Rank 3과 4의 경우, 2D (예를 들어, horizontal 및 vertical) 도메인 상에 존재하는 코드워드 중에서 최소 orthogonal한 범 두 개를 선택하여 Rank 3 코드북을 구성하게 된다. 또한, 이와 비슷하게 Rank 5 -6의 경우, orthogonal한 빔 3개가 필요하며, Rank 7-8의 경우 4개의 orthogonal 범이 필요하게 된다.
따라서, 본 발명에서 제안하는 CDI 코드북의 경우, W1의 범 그룹이 4개의 orthogonal한 빔으로 구성될 수 있다.
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 직교한 2D 빔 세트 (그룹)을 예시한다. 도 19에서는 ( ， ，^ 2)^^^2,4^)인 경우, 주어진 특정 (0, 0) (즉, 특정 빔을 (제 1 도메인 빔 인덱스, 제 2 도메인 빔 인덱스)로 표현)과 orthogonal한 2D 빔 세트를 예시한다 .
본 발명에서 제안하는 방법의 하나의 실시예로서 , (0,0)을 기준으로 (4,0) , (8,0) , (12,0)의 빔 세트 (그룹)으로 코드북이 구성될 수 있다.
이 방법에 따르면, 코드북은 아래 수학식 26 또는 수학식 27와 같이 구성될 수 있다. 수학식 25에서는 교차 편파 안테나에 대한 코드북을 예시하고, 수학식 26에서는 단일 편파 안테나에 대한 코드북을 예시한다 .
【수학식 25】
Figure imgf000081_0001
where mi =°^-^N> = 0,1,· · -,o2N2 -1 , φη ={\,],-\ -]}
【수학식 26】 [b0 b, b2 b3]
Figure imgf000081_0002
w ,here m 1, =0,,1,,···,, o.ιN,ι -1 m2 -0,l,---,o,N7 -1
여기서, 수학식 25는 co-phasing 정보를 Wl에 포함하는 특징을 가지고 있다. 수학식 26의 경우, CO— phasing 정보가 없기 때문에, 각 polarization 별로 동일한 빔을 적용하거나 특정 co-phasing 인자를 사용할 수 있다.
수학식 25에서는 제 1 도메인 상에서의 범 간의 간격 (spacing)이 0_1 (흑은 0_1의 정수 배)인 빔 세트 (그룹)로 구성되는 코드북을 예시한다. 이와 마찬가지로, 제 2 도메인 상에서의 빔 간의 간격 (spacing)이 0— 2 (혹은 0—2의 정수 배)인 범 세트 (그룹)로 코드북이 구성될 수도 있다.
이러한 코드북을 이용하는 경우, 기지국은 보고받은 C이와 RI를 이용하여, RI에 맞는 orthogonal 빔을 선택하여, Class B 동작 入 1 범포밍 계수 (beamforming coefficient)를 다음과 같이 계산할 수 있다.
1) 단말로부터 보고된 RI에 맞게 CDI 코드북에서 순차적으로 빔을 선택하여 해당 빔을 beamforming coefficient로 사용함으로써, Class B 동작 시 빔포밍을 구성할 수 있다.
예를 들어, Class B Κ=1, Ν1 = 8으로 동작하는 경우에, Class A 동작에서 RI = 3인 경우, 기지국은 X pol (cross polarization)로 구성된 안테나 포트 3개에 각각 CDI 코드북에서 보고된 1-3 열에 해당하는 범 coefficient를 이용하여 범포밍을 구성할 수 있다. 즉, 기지국이 범포밍된 CSI-RS를 단말에게 전송할 때, CDI 코드북에서 보고된 1-3 열에 해당하는 프리코딩 행렬을 각 CSI-RS에 적용함으로써, 범포밍된 CSI-RS를 단말에게 전송할 수 있다.
그리고, 나머지 1개의 X pol 안테나의 경우, 기지국은 CDI 코드북의 첫 번째 열에 해당하는 범과 두 번째 열에 해당하는 빔과의 선형 결합 (linear combination) 형태로 빔 계수를 계산할 수 있다. 즉, CDI 코드북의 첫 번째 열에 해당하는 프리코딩 행렬과 두 번째 열에 해당하는 프리코딩 행렬의 선형 결합 (linear combination) 형태로 프리코딩 행렬이 계산될 수 있다.
예를 들어, 수학식 25 또는 수학식 26에서, (Y^ +b2)/ 로 구성되는 빔이 사용될 수 있다.
이때, linear combination의 계수는 1"전에 기지국과 단말 간에 약속하거나 기지국에서 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 시그널링 )으로 단말에게 시그널링할 수 있다.
이를 일반화하여, 기지국은 Class A 동작 시 보고된 ml, m2에 상응하는 CDI 코드북의 4개의 빔 중, RI에 부합하는 수만큼을 선택하여 빔포밍 계수를 계산한다. 즉, CDI 코드북의 4개의 프리코딩 행렬 중에서 RI 수만큼의 프리코딩 행렬이 선택될 수 있다.
그리고, N1 (또는 N2 또는 N1+N2)에서 범포밍을 매핑한 포트를 제외한 포트에 대해서는, 선택된 CDI 코드북상의 빔들의 linear combination으로 매핑될 수 있다. 즉, 프리코딩 행렬이 정해지지 않은 나머지 안테나 포트에 대해서는 앞서 선택된 프리코딩 행렬들의 linear combination으로 프리코딩 행렬이 계산될 수 있다.
이와 같은 범포밍 매핑 방식은 RI=4, 5, 6, 7, 8인 경우에도 마찬가지로 동일한 방식으로 beamforming coefficient가 정해질 수 있다. 이를 통하여, 빔포밍 시 특정 빔 방향의 빔 분해능 /입상도 (beam granularity)를 증가시키는 효과가 있다.
a) 또는, 기지국은 Class A 동작 시 report ¾ ml, tn2에 상웅하는 CDI 코드북의 4개의 빔 중, R工에 부합하는 수만큼을 선택하여 범포밍 coefficient을 계산할 수 있다. 그리고, N1에서 빔포밍을 매핑한 포트를 제외한 포트에 대해서는, 선택된 CDI 코드북상의 빔들의 사이에 존재하는 특정 빔들로 매핑하여 사용될 수 있다. 상기 RI=3의 예제에서
Figure imgf000083_0001
호으
Figure imgf000083_0002
이 (b,+b2)/V2 대신에 사용될 수 있다.
2) 또 다른 실시 예로, Class B K=l, Nl = 8으로 동작하는 경우에, 기지국은 Rank 1-2인 경우 CDI 코드북에서 1개의 범 (예를 들어 , bl)을 선택하고, Rank 3-4인 경우 2개의 빔 (예를 들어 , bl, b2)을 선택하며 , Rank 5-6인 경우에 3개의 빔 (예를 들어 , bl, b2, b3)을 선택하며 , Rank 7— 8인 경우 4개의 범을 선택하여 Class B K=l의 빔포밍 coefficient를 구성할 수 있다. 즉, CDI 코드북의 4개의 프리코딩 행렬 중에서 RI 수에 대웅되어 미리 정해진 수만큼의 프리코딩 행렬이 선택될 수 있다.
그리고, N1 (또는 N2 또는 N1+N2)에서 범포밍을 매핑한 안테나 포트를 제외한 나머지 안테나 포트에 대해서는, CDI 코드북 상의—빔의 linear combination 형태로 매핑될 수 있다. 즉, 프리코딩 행렬이 정해지지 않은 나머지 안테나 포트에 대해서는 앞서 선택된 프리코딩 행렬들의 linear combination으로 프리코딩 행렬이 계산될 수 있다.
이를 통하여 , 범포밍 시 특정 범 방향의 beam granularity를 증가시키는 효과가 있다.
a) 또는, 기지국은 Class A 동작 시 보고된 ml, m2에 상옹하는 CDI 코드북의 4개의 범 중, R工에 부합하는 수만큼을 선택하여 범포밍 coefficient을 계산할 수 있다. 그리고, N1에서 빔포밍을 매핑한 포트를 제외한 포트에 대해서는, 선택된 CDI 코드북상의 범들의 사이에 존재하는 특정 빔들로 매핑하여 사용될 수 있다.
3) 또 다른 예제로, 도 19에서 (0,0) , (4,0) , (0,4) , (4, 4)의 범 세트 (그룹)으로 코드북이 구성될 수 있다. 이 경우에도, 앞서 설명한 1) 및 2)어 1 따른 'Class B 동작 시 빔포밍 계수 (beamforming coefficient)의 계산 방법 '이 동일하게 적용될 수 있다.
또한, (0,0)과 7개의 표시된 범 (즉, (4,0) , (8,0) , (12, 0) , (0,4) , (4,4) , (8,4) , (12, 4) ) 중 선택된 3개의 빔의 조합으로 코드북이 구성될 수도 있다. 이 경우에도, 앞서 설명한 1) 및 2)에 따른 'Class B 동작 시 범포밍 계수 (beamforming coefficient)의 계산 방법 '이 동일하게 적용될 수 있다. 이 경우, 기지국이 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 시그널링 )으로 단말에게 코드북 구성 정보를 시그널링 줄 수 있으며, 또는 단말이 기지국에게 코드북 구성 정보롤 피드백 할 수 있다. 예를 들어, { (0,0) , (4,0) , (8,0) , (12,0) }의 범 세트 (그룹)으로 구성되는 코드북과 { (0,0) , (4,0) , (0,4) , (4,4) }의 빔 세트 (그룹)으로 구성되는 코드북이 이용되는 경우, 어떠한 코드북 구성 (codebook config)이 사용되는지 기지국은 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 시그널링 )으로 단말에게 시그널링할 수 있으며 , 혹은 단말이 기지국에게 피드백 할 수도 있다.
위와 같이 제안한 코드북을 이용하는 경우, 기존의 레가시 코드북이 각 RI마다 별도의 코드북이 이용되는 것에 비하여, 모든 Rank에 대하여 하나의 코드북이 사용되므로, 그 overhead 및 복잡도를 줄이는 장점이 있다.
또한, 이러한 코드북은 Class B 동작시 단말이 Rel-13에서 정의된 W2 only feedback (κ=1)으로 동작하는 경우에도 잘 부합할 수 있다.
또한, 제안하는 코드북의 경우, 상기 설명한 방식에서 R工를 report하는 경우, 기지국이 Ciass B의 빔포밍 coefficient를 R工에 적웅적으로 계산하여 스케줄링 혹은 beam granularity를 증가시키는 목적으로 활용될 수 있다. 또한, 제안하는 코드북에서 RI를 report하지 않는 경우에도 용이하게 적용될 수 있다. 즉, Class B K=l, Nl=8인 경우, CDI 코드북상의 네 개의 빔이 빔포밍 계수로 이용되고, Nl=4인 경우 임의의 두 개의 빔이 범포밍 계수로 이용되며, Nl = 2인 경우는 임의의 한 개의 빔이 범포밍 계수로 이용될 수 있다. 이 경우, Class A에서 RI를 보고하지 않음으로써, 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 효과가 있다. 이하, Class A + Class B (K=l)의 Hybrid CSI-RS 동작 시 , Class A에서 레가시 코드북을 이용하논 경우에 대하여 살펴본다.
이 경우, Class A 동작 시 , 단말은 legacy codebook의 PMI (즉, il)과 RI를 기지국에 보고할 수 있다. 이 경우, 본 발명에서는 RI의 역할을 재해석하는 방법을 제안한다.
1) RI가 코드북을 구분하는 용도로 사용될 수 있다.
앞서 제안한 '3. co-phasing이 없는 CDI 코드북'에서와 같이 localized 범그룹의 경우, angular spread가 작은 경우에 유리하며, distributed 빔 그룹의 경우, angular spread가 큰 경우에 유리하다. 따라서, 단말은 기지국과 localized와 distributed된 코드북을 사전에 합의하고, 이를 구분하기 위하여 RI를 이용하여 보고할 수 있다. 예를 들어, Class A의 RI가 1 비트로 구성되는 경우, localized와 distributed 코드북을 구분하는 용도로 사용될 수 있다.
또는, 단말은 주어진 빔 그룹내의 빔들의 distributed된 정보 (예를 들어 , 범 그룹의 범 간격 (beam spacing) (pi, p2)에 관한 정보)를 RI를 이용하여 보고할 수 있다. 예를 들어 RI=2인 경우, RI는 (pi, p2)={ (1,1) , (ol/2,l) , (1,ο2/2) , (ol,o2) }의 지시자로 사용될 수도 있다.
또한, Legacy codebook 중에서 Rel— 13에서 정의된 Class A 코드북 혹은 Class A 코드북의 extension이 사용되는 경우, Wl(il) (여기서, il=(ill,il2)로 구성될 수 있음, 여기서, ill은 N1 도메인 (즉, 제 1 도메인)의 코드북 인덱스이고, il2는 N2 도메인 (즉, 제 2 도메인)의 코드북 인덱스에 해당함)에 의해 구성되는 빔들의 세트가 Rank 1-2가 동일하며 , Rank 3-4가 동일하며 , Rank 5-8이 동일하게 된다.
따라서, 단말로부터 보고되는 RI의 세트를 특정 개수 (예를 들어, 3: {rank 1,2}, {rank 3,4} , {rank 5-8})으로 한정함으로써, 신뢰성 (reliability)을 증가시킬 수도 있다. 즉, RI의 값은 미리 정해진 한정된 세트 내 속한 값으로만 정해질 수 있다.
혹은, Class A + Class B (K=l) hybrid 동작 시 Legacy codebook 중에서 Rel— 13에서 정의된 Class A 코드북 혹은 Class A 코드북의 extension이 사용되는 경우, UE 능력 (capcability)에 의해서 , 서브샘플링 (subsampling)된 RI의 값이 적용될 수도 있다.
즉, 단말이 2개의 Rx (수신) antenna port를 가진 경우, 단말이 최대로 지원 (support)할 수 있는 rank의 수는 2가 된다. 또한, 단말이 4개의 Rx antenna port를 가진 경우, 단말이 최대로 support할 수 있는 rank의 수는 4가 된다. 또한, 단말이 8개의 Rx antenna port를 가진 경우 단말이 최대로 support ¾" 수 있는 rank의 수는 8이 된다.
이 경우, 앞서 설명한 예제와 유사하게, RI의 역할을 재해석 (혹은 RI를 서브샘플 (subsample)하여) , Class A 동작 시 RI가 재해석 될 수 있다. 즉, 단말에 의해 보고되는 RI의 세트를 특정 개수 UE 능력 (capability)에 맞추어 다음과 같이 한정함으로써 , 보고되는 RI의 페이로드 크기 (payload size)가 다음과 설정될 수 있다.
- UE가 2 레이어 (layer)까지 지원하면, RI는 0 비트
- UE가 4 레이어 (layer)까지 지원하면 , RI는 1 비트, 여기서 , RI={l, 3} 또는 RI={2, 4}
- UE가 8 레이어 (layer)까지 지원하면, RI는 2 비트, 여기서 , RI={l, 3, 5, 7} 또는 RI={2, 4, 6, 8}
위와 같이 , 단말이 지원하는 최대 레이어 (layer)의 수에 따라 상기 제 1 RI의 보고 여부가 정해질 수 있다. 예를 들어, 상기 단말이 지원하는 최대 레이어 (layer)의 수가 2 레이어인 경우, 상기 제 1 RI는 상기 기지국에게 보고되지 않을 수 있다 (즉, RI 비트 수가 0) .
단말이 지원하는 최대 레이어 (layer)의 수가 2 레이어를 초과하는 경우, RI는 1 비트로 상기 기지국에게 보고될 수 있다 (8 레이어 (layer)까지 지원하면 RI는 2 비트로 전송될 수도 있음) . 이때, 상기 단말이 지원하는 최대 레이어 (layer)의 수가 2 레이어를 초과하는 경우, 상기 RI는 RI={l, 3} 또는 RI={2, 4} 세트 내 속한 값으로 정해질 수 있다 (8 레이어까지 지원하면 , RI={1, 3, 5, 7} 또는 RI={2, 4, 6, 8} 내에 속한 값으로 RI가 정해질 수도 있음) . 또한, Class A + Class B (K=l) hybrid 동작에서 Class A에 대하여 단말이 보고하는 CSI는 il (즉, W1) 및 RI 이며 , il 및 R工가 동일 서브프레임에서 전송될 수 있다 .
이때, 주기적인 CSI 보고가 이용될 때, PUCCH 포맷 2가 사용될 수 있다. 이 경우 il + RI의 페이로드 크기 (pay.load size)는 11비트의 한계를 가지게 된다. 따라서 이 경우, R工를 재해석 (흑은 서브샘플 (subsample) )하여 사용함으로써, 이러한 payload size 제한에 보다 효과적으로 적용될 수 있다. 하지만, il (즉, Wl)의 경우, Class A 코드북 혹은 Class A 코드북의 extension이 사용될 때, 전체 il의 비트의 크기는 antenna port size와 oversampling factor에 영향을 받으므로, il의 코드북 (Codebook Config) 1을 사용하는 경우, 최대 크기는 rank 3 -4에서 log2 (2*32*8*8) =12 비트에 해당될 수 있다.
코드북 구성 (Codebook Config)에 대하여 보다 구체적으로 살펴보면, 기지국에 의해 코드북 구성 (Codeboo Config)의 값이 주어지면, 코드북으로부터 코드워드 (프리코딩 행렬)의 서브셋이 i2 값의 활성화된 프리코딩 행렬의 세트로서 선택될 수 있다. 예를 들어, Codebook Config 1의 경우, 프리코딩 행렬의 세트에 속한 프리코딩 행렬의 제 1 도메인의 인덱스 및 제 2 도메인의 인덱스의 쌍은 (x,y)인 프리코딩 행렬이 선택될 수 있다. Codebook Config 2의 경우, 프리코딩 행렬의 세트에 속한 프리코딩 행렬의 제 1 도메인의 인덱스 및 제 2 도메인의 인덱스의 쌍은 (X,y) , (χ+1/Υ) , (x,y+l) , (x+l,y+l)인 프리코딩 행렬이 선택될 수 있다. Codebook Config 3의 경우, 제 1 도메인의 인텍스 및 제 2 도메인의 인덱스의 쌍은 (x,y) , (x+l,y+l) , (x+2,y) , (x+3,y+l)인 프리코딩 행렬이 선택될 수 있다. Codebook Config 4의 경우, 제 1 도메인의 인덱스 및 제 2 도메인의 인덱스의 쌍은 (x,y) , (x+l,y) , (x+2,y) , (x+3,y)인 프리코딩 행렬이 선택될 수 있다ᅳ
상술한 바와 같이 payload size가 제한됨에 따른 문제를 해결 하기 위하여 , 코드북 서브샘플링 (codebook subsampling)이 이용될 수 있다,
이하, Class A + Class B hybrid 동작을 위한 codebook subsampling 방법에 대하여 살펴본다.
1) Rank 1— 2의 경우, il = ill+il2(여기서 , ill은 N1 도메인 (즉, 게 1 도메인 의 il이고 il2는 N2 도메인 (즉, 제 2 도메인)의 ii)으로 구성될 수 있다. 이때, 전체 크기는 ill의 경우 Π0^^0!^^ 이며, il2의 경우 「10 (^ / ) 로 결정 된다. 여기서 , 과 32는 각각 wi 코드북 내에서 제工 도메인과 제 2 도메인의 빔 그룹 스키핑 인자 (skipping factor) (즉, 범 그룹 간의 간격)이다. 따라서 , il subsampling은 다음과 같이 수행될 수 있다. a) 01 및 02 중에서 더 낮은 값 설정
Rel-13 혹은 Rel-14에서 사용 가능한 (01,02) 세트는 (4,4) , (8,4) , (8, 8)로 정해져 있다. 이때 , Class A + Class B hybrid에서 Class A인 경우, 항상 (4,4) (또는, 1D의 경우 (4,-) )로 설정하도록 제한될 수 있다. 혹은, 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 시그널링 )으로 더 낮은 특정 값 (예를 들어, (2, 2) )이 기지국에 의해 설정될 수도 있다. 즉, 코드북을 구성하기 위한 오버샘플링 인자 (oversampling factor)는 기지국의 2 차원 (2 -dimension) 안테나 포트의 각 차원의 안테나 포트에 대한 오버샘플링 인자들 중 더 작은 값으로 제한될 수 있다. b) 상기 a)의 예시에서 , 특정 도메인의 값만을 변경하도록 기지국에 의해 시그널링될 수도 있다. 예를 들어 , N1 도메인 (즉, 제 1 도메인)의 01 값만 낮은 값 (즉, 4)으로 oversampling factor가 설정될 수 있다. c) si, s2 설정
01, 02를 줄이게 됨에 따라 전체 코드북 성능이 낮아질 수 있다. 따라서 , 01, 02는 그대로 유지하되, si, S2의 값을 조정할 수도 있다.
본 발명에서는 기존에 설정된 si, S2 값의 정수 배로 설정하는 것을 제안한디-. 예를- 들어, Codebook Config 1의 경우, codebook subsampling의 목적으로 (si, s2) = (1, 1)이지만, 본 발명에서는 이를 (2,2) 혹은 (4, 4)로 설정하는 것을 제안한다. 이때 , 정수 값은 2의 지수승 (예를 들어, 2, 4, 8..) 등으로 제한될 수도 있다. 즉, 코드북 내 프리코딩 행렬의 세트 간의 간격은 2의 지수승으로 제한될 수 있다.
d) 위의 c)의 예제의 변형으로서 , 특정 도메인의 범 skipping factor 값 (즉, si 혹은 S2 증 하나의 값)만이 변경될 수도 있다. 이는 N1>N2의 경우,
N1 방향으로 codebook granularity가 커서, 이를 subsampling하는 것이 성능 측면에서 더 효과적일 수 있다.
2) Rank 3-4의 경우, 특정 il에 상응하는 범 그룹의 직교한 빔 세트를 2개의 도메인 (Nl, N2)에서 모두 찾지 않고, 이를 특정한 도메인 1개로 제한하여 1 비트를 줄일 수도 있다.
또한, 2)의 방법에 덧붙여 앞서 제안한 1)에서 사용한 방법을 그대로 재사용한다면, 보다 더 il의 크기를 줄일 수 있다.
3) 앞서 1) 및 2)에서 제안한 방법은 rank 1-4에 대하여 기술 했지만, 이는 rank 5— 8에도 동일하게 적용될 수 있다.
앞서 제안한 codebook subsampling 방식은 Rel-13의 확장으로 새롭게 정의되는 다수의 Q-port를 (Q> = 20)인 상황의 Class A 코드북에 적용될 수도 있으며, 기존의 Rel-13 코드북도 상기 방법이 Hybrid Class A + Class B 동작 시 적용될 수도 있다. 도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 상태 정보 전송 방법을 예시하는 도면이다.
도 20을 참조하면 , 단말 (UE)은 기지국 (eNB)으로부터 제 1 CSI-RS 구성 (configuration) 및 제 2 CSI-RS 구성을 포함하는 단일의 CSI 프로세스에 대한 설정 정보를 수신한다 (S2001) .
다시 말해 , 단말은 기지국으로부터 제 1 CSI-RS를 이용한 CSI 보고 (즉, 제 1 CSI-RS configuration, 예를 들어, 프리코딩 되지 않은 (non-precoded) CSI-RS 기반 CSI 보고)과 제 2 CSI-RS를 이용한 CSI 보고 (즉, 제 2 CSI-RS configuration, 예를 들어 , 범포밍된 (beamf ormed) CSI-RS 기반 CSI 보고가 조합된 (포함된) 단일의 CSI 보고 (즉, 단일의 CSI 프로세스, 예를 들어 , hybrid CSI 보고)에 대한 설정 정보를 수신할 수 있다.
여】를 들어, 제 1 CSI-RS configuration은 넌 -프리코딩된 ( · non- precoded' ) CSI— RS 타입 (즉, Class A)이며 , 1개의 CSI-RS 자원과 1개의 CSI-IM 자원과 연관될 수 있다. 또는, 제 1 CSI-RS configuration^ 빔포밍된 (beamformed) CSI-RS 타입 (즉, Class B)의 1보다 큰 K개의 CSI- RS 자원과 연관될 수 있다.
또한, 거 12 CSI-RS configuration은 빔포밍된 (beamformed) CSI-RS 타입 (즉, Class B)의 1개의 CSI— RS 자원과 연관될 수 있다.
단말은 제 1 CSI— RS configuration (예를 들어 , 넌 -프리코딩된 ( ' non- precoded' ) CSI— RS)에 기반하여 도출된 CDI (또는 BI 또는 CRI 또는 PMI)를 기지국에게 보고한다 (S2002) . 단말은 앞서 설명한 방식으로 CDI 코드북을 구성할 수 있다. 그리고, 단말은 구성된 코드북에서 단말이 선호하는 범 (또는 프리코딩 행렬)에 상웅하는 CDI (또는 BI 또는 CRI 또는 PMD를 선택할 수 있다. 그리고, 단말은 선택된 CDI (또는 BI 또는 CRI 또는 PMI)를 기지국에게 보고할 수 있다.
만약, hybrid CSI 내 제 1 CSI-RS configuration이 Class B로 설정된 경우, 제 1 CSI-RS configuration은 K (> 1) 개의 CSI-RS 자원 (즉, 빔포밍된 CSI-RS가 매핑되는 CSI-RS 자원)을 가지는 Class B CSI-RS configuration 에 해당할 수 있다. 즉, 기지국은 단말에게 K개의 CSI-RS 자원에 각각 범포밍된 CSI-RS를 매핑하여 전송하고, 단말은 수신한 K개의 CSI- RS 자원 (즉, K개의 빔포밍된 CSI-RS) 중 선호하는 어느 하나의 CSI-RS 자원 (즉, 빔)을 선택하고, CRI (또는 CDI, BI)를 기지국에 보고할 수 있다. 만약, hybrid CSI 내 게 1 CSI-RS configuration0] Class A로 설정된 경우, 기지국은 하나의 CSI-RS 자원 상에서 다수의 안테나 포트를 이용하여 CS工ᅳ RS를 단말에게 전송하고 , 단말은 수신한 CSI-RS 자원에서 전송된 CSI-RS에 기반하여 미리 정의된 코드북에서 선호하는 프리코딩 행렬을 선택하고, 선택된 프리코딩 행렬에 상응하는 PMI(이때, PM工는 제 1 PMI(W1 또는 i_l)와 제 2 PMI (W2 또는 i— 2)로 구성될 수 있음)를 기지국에게 보고할 수 있다.
또한, 단말은 상기 PMI (즉, 제 1 PMI)와 함께 제 1 RI도 기지국에게 보고할 수 있다.
이때, 제 1 RI의 값은 미리 정해진 세트 (예를 들어 , {1, 3}) 내 속한 값으로만 정해질 수 있다. 또한, 단말이 지원하는 최대 레이어 (layer)의 수에 따라 상기 제 1 RI의 보고 여부가 정해질 수 있다. 예를 들어, 상기 단말이 지원하는 최대 레이어 (layer)의 수가 2 레이어인 경우, 상기 제 1 RI는 상기 기지국에게 보고되지 않을 수 있다 (즉, RI 비트 수가 0) . 또 다른 예로, 상기 단말이 지원하는 최대 레이어 (layer)의 수가 2 레이어를 초과하는 경우, 상기 제 1 RI는 1 비트로 상기 기지국에게 보고될 수 있다. 이때, 상기 단말이 지원하는 최대 레이어 (layer)의 수가 2 레이어를 초과하는 경우, 상기 제 1 RI는 {1, 3} 세트 내 속한 값으로 정해질 수 있다.
단말은 제 2 CSI-RS configuration (예를 들어, 빔포밍된 (： beamf ormed) CSI— RS)에 기반하여 도출된 CQI, 제 2 PMI, 제 2 RI를 기지국에게 보고한다 (S2003) .
S2002 단계에서 단말은 미리 정해진 코드북에서 제 1 PMI를 선택하고, 보고할 수 있다. 이처럼 보고된 제 1 PMI에 의해 상기 코드북 내에서 프리코딩 행렬의 세트가 정해지고, 빔포밍된 CSI-RS는 프리코딩 행렬의 세트 내 속한 프리코딩 행렬이 적용될 수 있다.
예를 들어 , 기지국의 2 차원 (2 -dimension) 안테나 포트 어레이 내 어느 하나의 차원의 안테나 포트 또는 일부의 안테나 포트에 대한 코드북 내에서 제 1 PMI가 선택될 수 있다. 또한, 위상 일치 (co-phasing)가 없는 코드북 내에서 제 1 PM工가 선택될 수도 있다.
또한, 직교한 (orthogonal)한 빔 (beam)을 형성하기 위한 프리코딩 행렬들로만 구성된 코드북 내에서 제 1 PMI가 선택될 수도 있다. 이 경우, 상기 코드북에서 단말에 의해 보고된 RI에 상응하는 개수의 프리코딩 행렬이 선택되어 프리코딩 행렬의 세트가 구성될 수도 있다.
이때, 기지국의 안테나 포트 어레이 내에서 프리코딩 행렬의 세트가 매핑되지 않은 안테나 포트에 대한 프리코딩 행렬은 프리코딩 행렬의 세트 내 속한 프리코딩 행렬의 선형 결합 (linear combination)하여 도출될 수 있다. 또는, 기지국의 안테나 포트 어레이 내에서 프리코딩 행렬의 세트가 매핑되지 않은 안테나 포트에 대한 프리코딩 행렬은 프리코딩 행렬의 세트 내 속한 프리코딩 행렬 중 어느 하나로 정해질 수도 있다. 본 발명이 적용될 수 있는 장치 일반
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블톡 구성도를 예시한다 .
도 21을 참조하면 , 무선 통신 시스템은 기지국 (2110)과 기지국 (2110) 영역 내에 위치한 다수의 단말 (2120)을 포함한다.
기지국 (2110)은 프로세서 (processor, 2111) , 메모리 (memory, 2112) 및 RF-T- (radio frequency unit, 2113)을 포함한다. 프로세서 (2111)는 앞서 도 1 내지 도 20에서 제안된 기능, 과정 및 /또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 (2111)에 의해 구현될 수 있다. 메모리 (2112〉는 프로세서 (2111〉와 연결되어 , 프로세서 (2111)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부 (2113)는 프로세서 (2111)와 연결되어 , 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다.
단말 (2120)은 프로세서 (2121) , 메모리 (2122) 및 RF부 (2123)을 포함한다. 프로세서 (2121)는 앞서 도 1 내지 도 20에서 제안된 기능, 과정 및 /또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 (2121)에 의해 구현될 수 있다. 메모리 (2122)는 프로세서 (2121)와 연결되어, 프로세서 (2121)를 구동하기 위한 다먕한 정보를 쩌장한다. RF부 (2123)는 프로세서 (2121)와 연결되어 , 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다.
메모리 (2112, 2122〉는 프로세서 (2111, 2121) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서 (2111, 2121)와 연결될 수 있다. 또한, 기지국 (2110) 및 /또는 단말 (2120)은 한 개의 안테나 (single antenna) 또는 다중 안테나 (multiple antenna)를 가질 수 있다 .
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어 (firmware) , 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs ( application specif ic integrated circuits ) , DSPs (digital s ignal processors ) , DSPDs (digital signal processing devices ) , PLDs (programmable logic devices ) , FPGAs ( f ield programmable gate arrays ) , 프로세서 , 콘트롤러 , 마이크로 콘트롤러 , 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리는 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상술한 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
【산업상 이용가능성】
본 발명은 3GPP LTE/LTE-A 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 3GPP LTE/LTE-A 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
다중 안테나 무선 통신 시스템에서 단말이 채널 상태 정보 (CSI: Channel State Information) # 보고하는 방법에 있어서 ,
기지국으로부터 프리코딩 되지 않은 (non— precoded) CSI-RS 기반 CSI 보고와 범포밍된 (beamformed) CSI-RS 기반 CSI 보고가 조합된 단일의 CSI 보고에 대한 설정 정보를 수신하는 단계 ;
프리코딩 되지 않은 (non-precoded) CSI-RS 기반으로 도출된 제 1 프리코딩 행렬 지시기 (PMI: Precoding Matrix Indicator) 및 /또는 제 1 랭크 지시자 (R:r: Rank Indicator)를 상기 기지국에게 보고하는 단계 ;
범포밍된 (beamformed) CSI-RS 기반으로 채널 품질 지시자 (CQI: Channel Quality Indicator) , 제 2 ΡΜΙ 및 제 2 RI를 상기 기지국에게 보고하는 단계를 포함하고,
상기 제 1 R: [의 값은 미리 정해진 세트 내 속한 값으로만 정해지는 채널 상태 정보 보고 방법 .
【청구항 2】
제 1항에 있어서,
상기 단말이 지원하는 최대 레이어 (layer)의 수에 따라 상기 제 1 RI의 보고 여부가 정해지는 채널 상태 정보 보고 방법.
[청구항 3】
계 2항에 있어서,
상기 단말이 지원하는 최대 레이어 (layer)의 수가 2 레이어인 경우, 상기 제 1 RI는 상기 기지국에게 보고되지 않는 채널 상태 정보 보고 방법.
【청구항 4】
제 1항에 있어서,
상기 단말이 지원하는 최대 레이어 ( layer)의 수가 2 레이어를 초과하는 경우, 상기 제 1 RI는 1 비트로 상기 기지국에게 보고되는 채널 상태 정보 보고 방법.
【청구항 5】
제 4항에 있어서,
상기 단말이 지원하는 최대 레이어 ( layer)의 수가 2 레이어를 초과하는 경우, 상기 제 1 RI는 { 1 , 3 } 세트 내 속한 값으로 정해지는 채널 상태 정보 보고 방법 .
【청구항 6】
제 1항에 있어서,
미리 정해진 코드북 내에서 선택된 상기 제 1 PMI에 의해 프리코딩 행렬의 세트가 정해지고, 상기 범포밍된 CSI— RS는 상기 프리코딩 행렬의 세트 내 속한 프리코딩 행렬이 적용되는 채널 상태 정보 보고 방법.
【청구항 7】
제 6항에 있어서,
상기 기지국의 2 차원 ( 2 -dimension) 안테나 포트 어레이 내 어느 하나의 차원의 안테나 포트 또는 일부의 안테나 포트에 대한 코드북 내에서 상기 거 l l PMI가 선택되는 채널 상태 정보 보고 방법 .
【청구항 8】 제 6항에 있어서,
위상 일치 ( co-phasing)가 없는 코드북 내에서 상기 제 1 PMI가 선택되는 채널 상태 정보 보고 방법 .
【청구항 9】
제 6항에 있어서,
직교한 ( orthogonal )한 범 (beam)을 형성하기 위한 프리코딩 행렬들로만 구성된 코드북 내에서 상기 제 1 PM工가 선택되는 채널 상태 정보 보고 방법 .
【청구항 10】
계 9항에 있어서,
상기 코드북에서 상기 보고된 RI에 상응하는 개수의 프리코딩 행렬이 선택되어 상기 프리코딩 행렬의 세트가 구성되는 채널 상태 정보 보고 방법 .
【청구항 11】
제 10항에 있어서,
상기 기지국의 안테나 포트 어레이 내에서 상기 프리코딩 행렬의 세트가 매핑되지 않은 안테나 포트에 대한 프리코딩 행렬은 상기 프리코딩 행렬의 세트 내 속한 프리코딩 행렬의 선형 결합 ( linear combination)하여 도출되는 채널 상태 정보 보고 방법 .
【청구항 12 ]
제 10항에 있어서,
상기 기지국의 안테나 포트 어레이 내에서 상기 프리코딩 행렬의 세트가 매핑되지 않은 안테나 포트에 대한 프리코딩 행렬은 상기 프리코딩 행렬의 세트 내 속한 프리코딩 행렬 중 어느 하나로 정해지는 채널 상태 정보 보고 방법 .
【청구항 13]
제 6항에 있어서,
상기 코드북을 구성하기 위한 오버샘플링 인자 (over sampling factor)는 상기 기지국의 2 차원 (2 -dimension) 안테나 포트의 각 차원의 안테나 포트에 대한 오버샘플링 인자들 중 더 작은 값으로 제한되는 채널 상태 정보 보고 방법.
【청구항 14】
겨 16항에 있어서,
상기 코드북 내 상기 프리코딩 행렬의 세트 간의 간격은 2의 지수승으로 제한되는 채널 상태 정보 보고 방법.
【청구항 15】
다중 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 (CSI: Channel State Information)를 보고하는 단말에 있어서 ,
무선 신호를 송수신하기 위한 RF(Radio Frequency) 유닛; 및
상기 RF 유닛을 제어하는 프로세서를 포함하고,
상기 프로세서는 기지국으로부터 프리코딩 되지 않은 (non-precoded) CSI-RS 기반 CSI 보고와 빔포밍된 (beamformed) CSI-RS 기반 CSI 보고가 조합된 단일의 CSI 보고에 대한 설정 정보를 수신하고,
프리코딩 되지 않은 (non-precoded) CSI-RS 기반으로 도출된 제 1 프리코딩 행렬 지시^ "(PMI: Precoding Matrix Indicator) 및 /또는 제 1 탱크 지시자 (Ri: Rank Indicator)를 상기 기지국에게 보고하고,
범포밍된 (beamformed) CSI-RS 기반으로 채널 품질 지시자 (CQI: Channel Quality Indicator) , 제 2 ΡΜΙ 및 제 2 RI를 상기 기지국에게 보고하도록 구성되고, 상기 제 1 RI의 값은 미리 정해진 세트 내 속한 값으로만 정해지는 단말.
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