WO2017082581A1 - 무선 통신 시스템에서 기준 신호를 이용한 동기화 파라미터 측정 방법 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 기준 신호를 이용한 동기화 파라미터 측정 방법 Download PDF

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WO2017082581A1
WO2017082581A1 PCT/KR2016/012554 KR2016012554W WO2017082581A1 WO 2017082581 A1 WO2017082581 A1 WO 2017082581A1 KR 2016012554 W KR2016012554 W KR 2016012554W WO 2017082581 A1 WO2017082581 A1 WO 2017082581A1
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WO
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ofdm symbol
channel value
channel
frequency axis
ofdm
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Application number
PCT/KR2016/012554
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English (en)
French (fr)
Inventor
이길봄
강지원
김기태
김희진
Original Assignee
엘지전자 주식회사
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes

Definitions

  • the following description relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method and apparatus for measuring synchronization parameters using a reference signal (RS) in a wireless communication system.
  • RS reference signal
  • Ultra-high frequency wireless communication systems using millimeter wave are configured such that the center frequency operates at a few GHz to several tens of GHz. Due to the characteristics of the center frequency, path loss may be prominent in the shadow area in the mmWave communication system. Considering that the synchronization signal should be stably transmitted to all terminals located within the coverage of the base station, the mmWave communication system designs and transmits the synchronization signal in consideration of the potential deep-null phenomenon that may occur due to the characteristics of the ultra-high frequency band described above. Should be.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to improve the efficiency of the synchronization parameter measurement method in a wireless communication system.
  • Still another object of the present invention is to reduce the computational process required by the synchronization parameter measurement method, thereby increasing the burden on the terminal.
  • Another object of the present invention is to minimize the increase in computational complexity of the terminal while improving the efficiency of the synchronization parameter measurement process.
  • a method of measuring synchronization parameters may include estimating channel values from RSs received on a plurality of OFDM symbols included in first and second orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) symbol groups, and a plurality of OFDM Changing a frequency axis phase of a channel value estimated from an RS received on an OFDM symbol included in the second OFDM symbol group among symbols, a channel estimated from an RS received on an OFDM symbol included in the first OFDM symbol group Converting an entire frequency axis channel value including a channel value whose frequency axis phase of a channel value estimated from an RS received on an OFDM symbol included in the second OFDM symbol group into a time axis channel value, and a time axis channel value Calculating a synchronization parameter from a value, wherein the first and second OFDM symbol groups are each one or more; Contains an OFDM symbol.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • the RS received on a specific OFDM symbol may be disposed on a subcarrier different from the RS received on another OFDM symbol among a plurality of OFDM symbols.
  • the phase value changed in the frequency axis corresponds to a value shifted on the time axis, and the channel value in which the frequency axis phase is changed may be distinguished from the channel value in which the frequency axis phase is not changed and on the time axis.
  • the synchronization parameter may include at least one of a timing offset, a reference signal received power (RSRP), and a delay spread.
  • RSRP reference signal received power
  • an inverse fast fourier transform may be applied to the entire frequency axis channel value.
  • the RSs are arranged at the same subcarrier interval on one OFDM symbol and may be Cell-specific RS (CRS) or Channel State Information RS (CSI-RS).
  • CRS Cell-specific RS
  • CSI-RS Channel State Information RS
  • the base station for solving the technical problem includes a transmitter, a receiver, and a processor operating in connection with the transmitter and the receiver, the processor, the plurality of processors included in the first and second Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) symbol group Estimating a channel value from RSs received on an OFDM symbol, changing a frequency axis phase of a channel value estimated from an RS received on an OFDM symbol included in the second OFDM symbol group among a plurality of OFDM symbols, and A channel value including a channel value of a channel value estimated from an RS received on an OFDM symbol included in an OFDM symbol group and a channel value of which a frequency axis phase of the channel value estimated from an RS received on an OFDM symbol included in the second OFDM symbol group is changed Converting a frequency axis channel value into a time axis channel value and calculating a synchronization parameter from the time axis channel value, wherein the first and The second OFDM symbol group each includes one or more OFDM symbols.
  • the process of measuring the synchronization parameter of the terminal in the wireless communication system can be improved to perform efficient and accurate synchronization.
  • the operation process is reduced due to the synchronization process according to the improved scheme, and the burden of the terminal can be reduced by minimizing the increase in computational complexity.
  • 1 is a diagram illustrating a Doppler spectrum.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating narrow beamforming according to the invention.
  • 3 is a diagram illustrating Doppler spectra when narrow beamforming is performed.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a synchronization signal service zone of a base station.
  • 5 is an example of a frame structure proposed in a communication environment using mmWave.
  • OVSF Orthogonal Variable Spreading Factor
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of an arrangement of terminals.
  • CRS cell-specific reference signal
  • FIG. 10 illustrates a structure of a channel vector according to timing offset generation.
  • FIG. 11 shows a CRS arrangement structure related to a proposed embodiment.
  • FIG. 12 is a channel vector structure for explaining a synchronization parameter measuring method, according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 13 is a flowchart illustrating a method of measuring synchronization parameters according to an embodiment.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration of a terminal and a base station according to the proposed embodiment.
  • each component or feature may be considered to be optional unless otherwise stated.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features.
  • some of the components and / or features may be combined to form an embodiment of the present invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment, or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment.
  • the base station is meant as a terminal node of a network that directly communicates with a mobile station.
  • the specific operation described as performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases.
  • various operations performed for communication with a mobile station in a network consisting of a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or network nodes other than the base station.
  • the 'base station' may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNode B (eNB), an advanced base station (ABS), or an access point.
  • a 'mobile station (MS)' may be a user equipment (UE), a subscriber station (SS), a mobile subscriber station (MSS), a mobile terminal, an advanced mobile station (AMS), a terminal. (Terminal) or a station (STAtion, STA) and the like can be replaced.
  • UE user equipment
  • SS subscriber station
  • MSS mobile subscriber station
  • AMS advanced mobile station
  • Terminal or a station (STAtion, STA) and the like can be replaced.
  • the transmitting end refers to a fixed and / or mobile node that provides a data service or a voice service
  • the receiving end refers to a fixed and / or mobile node that receives a data service or a voice service. Therefore, in uplink, a mobile station may be a transmitting end and a base station may be a receiving end. Similarly, in downlink, a mobile station may be a receiving end and a base station may be a transmitting end.
  • the description that the device communicates with the 'cell' may mean that the device transmits and receives a signal with the base station of the cell. That is, a substantial target for the device to transmit and receive a signal may be a specific base station, but for convenience of description, it may be described as transmitting and receiving a signal with a cell formed by a specific base station.
  • the description of 'macro cell' and / or 'small cell' may not only mean specific coverage, but also 'macro base station supporting macro cell' and / or 'small cell supporting small cell', respectively. It may mean 'base station'.
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of the wireless access systems IEEE 802.xx system, 3GPP system, 3GPP LTE system and 3GPP2 system. That is, obvious steps or parts which are not described among the embodiments of the present invention may be described with reference to the above documents.
  • the error value of the oscillator of the terminal and the base station is defined as a requirement, and is described as follows.
  • the UE modulated carrier frequency shall be accurate to within ⁇ 0.1 PPM observed over a period of one time slot (0.5 ms) compared to the carrier frequency received from the E-UTRA Node B
  • Frequency error is the measure of the difference between the actual BS transmit frequency and the assigned frequency.
  • Table 1 BS class Accuracy Wide Area BS ⁇ 0.05 ppm Local Area BS ⁇ 0.1 ppm Home BS ⁇ 0.05 ppm
  • the maximum difference of the oscillator between the base station and the terminal is ⁇ 0.1ppm, and when an error occurs in one direction, a maximum offset value of 0.2 ppm may occur.
  • This offset value is multiplied by the center frequency and converted into Hz units for each center frequency.
  • the CFO value is differently represented by subcarrier spacing, and in general, even when a large CFO value is large, the effect of the OFDM system with a sufficiently large subcarrier spacing is relatively small. Therefore, the actual CFO value (absolute value) needs to be expressed as a relative value affecting the OFDM system, which is called a normalized CFO.
  • the normalized CFO is expressed by dividing the CFO value by the subcarrier spacing. Table 2 below shows the CFO and normalized CFO for each center frequency and oscillator error value.
  • a subcarrier spacing (15 kHz) is assumed for a center frequency of 2 GHz (for example, LTE Rel-8 / 9/10), and a subcarrier spacing of 104.25 kHz for a center frequency of 30 GHz or 60 GHz. This prevents performance degradation considering the Doppler effect for each center frequency.
  • Table 2 above is a simple example and it is apparent that other subcarrier spacings may be used for the center frequency.
  • Doppler dispersion causes dispersion in the frequency domain, resulting in distortion of the received signal at the receiver's point of view.
  • Doppler dispersion It can be expressed as.
  • v is the moving speed of the terminal
  • ⁇ means the wavelength of the center frequency of the transmitted radio waves.
  • ⁇ means the angle between the received radio wave and the moving direction of the terminal. In the following description, it is assumed that 0 is 0.
  • the coherence time is in inverse proportion to the Doppler variance. If the coherence time is defined as a time interval in which the correlation value of the channel response in the time domain is 50% or more, It is expressed as In a wireless communication system, Equation 1 below is mainly used which represents a geometric mean between the equation for Doppler variance and the equation for coherence time.
  • 1 is a diagram illustrating a Doppler spectrum.
  • the Doppler spectrum or Doppler power spectrum density, which represents a change in Doppler value according to the frequency change, may have various shapes according to a communication environment.
  • a communication environment such as downtown
  • the Doppler spectrum appears in the U-shape as shown in FIG. 1 shows the center frequency
  • the maximum Doppler variance U-shaped Doppler spectra are shown.
  • FIG. 2 is a diagram showing narrow beamforming according to the present invention
  • FIG. 3 is a diagram showing Doppler spectrum when narrow beamforming is performed.
  • an antenna array including a plurality of antennas may be installed in a small space with a small antenna. This feature enables pin-point beamforming, pencil beamforming, narrow beamforming, or thin beamforming using tens to hundreds of antennas. This narrow beamforming means that the received signal is received only at a certain angle, not in the same direction.
  • FIG. 2A illustrates a case where the Doppler spectrum is U-shaped according to a signal received in an equal direction
  • FIG. 2B illustrates a case where narrow beamforming using a plurality of antennas is performed.
  • the Doppler spectrum also appears narrower than the U-shape due to the reduced angular spread.
  • FIG. 3 it can be seen that Doppler variance appears only in a certain band when the narrow beamforming is performed.
  • the center frequency operates in the band of several GHz to several tens of GHz. This characteristic of the center frequency makes the influence of the CFO due to the Doppler effect or the oscillator difference between the transmitter / receiver caused by the movement of the terminal more serious.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a synchronization signal service zone of a base station.
  • the terminal performs synchronization with the base station by using a downlink (DL) synchronization signal transmitted by the base station.
  • DL downlink
  • timing and frequency are synchronized between the base station and the terminal.
  • the base station transmits the synchronization signal by configuring the beam width as wide as possible so that terminals in a specific cell can receive and use the synchronization signal.
  • path loss is greater than that of a low frequency band in synchronizing signal transmission. That is, in the case of a system using a high frequency band, a cell radius that can be supported compared to a conventional cellular system (for example, LTE / LTE-A) using a relatively low frequency band (for example, 6 GHz or less). This is greatly toned.
  • a conventional cellular system for example, LTE / LTE-A
  • a relatively low frequency band for example, 6 GHz or less
  • a synchronization signal transmission method using beamforming may be used.
  • the cell radius is increased, but the beam width is reduced.
  • Equation 2 below shows the change in the received signal SINR according to the beam width.
  • Equation 2 is the beam width according to the beamforming If received decreases, the received SINR is Fold improvement.
  • Another method for solving the reduction of the cell radius may be considered to repeatedly transmit the same sync signal. This method requires additional resource allocation on the time axis, but has the advantage of increasing the cell radius without reducing the beam width.
  • the base station allocates resources to each terminal by scheduling frequency resources and time resources located in a specific area.
  • this specific zone is defined as a sector.
  • A1, A2, A3, and A4 represent sectors having a radius of 0 to 200 m and widths of 0 to 15 ', 15 to 30', 30 to 45 ', and 45 to 60', respectively.
  • B1, B2, B3, and B4 represent sectors having a radius of 200 to 500 m and widths of 0 to 15 ', 15 to 30', 30 to 45 ', and 45 to 60', respectively.
  • sector 1 is defined as ⁇ A1, A2, A3, A4 ⁇
  • sector 2 is defined as ⁇ A1, A2, A3, A4, B1, B2, B3, B4 ⁇ .
  • the synchronization signal service area of the current base station is sector 1, it is assumed that an additional power of 6 dB or more is required for transmission of the synchronization signal in order for the base station to service the synchronization signal in sector 2.
  • the base station can obtain an additional gain of 6 dB using the beamforming technique to serve sector 2.
  • the service radius can be increased from A1 to B1.
  • A2, A3, and A4 cannot be serviced at the same time. Therefore, when beamforming is performed, a synchronization signal should be separately transmitted to the A2 to B2, A3 to B3, and A4 to B4 sectors. In other words, the base station must transmit a synchronization signal four times beamforming to serve sector 2.
  • the base station can transmit the synchronization signal to all sectors 2, but must transmit the synchronization signal four times on the time axis.
  • the resources required to service sector 2 are the same for both beamforming and iterative transmission.
  • the beam width is narrow, it is difficult for a terminal moving at a high speed or a terminal at the boundary of a sector to stably receive a synchronization signal. Instead, if the ID of the beam in which the terminal is located can be distinguished, there is an advantage that the terminal can determine its own position through a synchronization signal.
  • the repetitive transmission scheme since the beam width is wide, it is very unlikely that the terminal misses the synchronization signal. Instead, the terminal cannot determine its location.
  • 5 is an example of a frame structure proposed in a communication environment using mmWave.
  • one frame consists of Q subframes and one subframe consists of P slots.
  • One slot consists of T OFDM symbols.
  • the first subframe in the frame uses the 0 th slot (slot indicated by 'S') for synchronization purposes.
  • the 0 th slot is composed of A OFDM symbols for timing and frequency synchronization, B OFDM symbols for beam scanning, and C OFDM symbols for informing the UE of system information. The remaining D OFDM symbols are used for data transmission to each terminal.
  • Q, P, T, S, A, B, C, and D may each be arbitrary values and may be values set by a user or automatically set on a system.
  • Equation (3) Denotes the length of an OFDM symbol, the length of a cyclic prefix (CP), and the index of an OFDM symbol, respectively. Denotes a vector of the received signal at the receiver. At this time, Cold signal vector of From the first Vector defined by the first element.
  • the algorithm of Equation 3 operates under the condition that two adjacent OFDM received signals in time are the same.
  • Such an algorithm can use a sliding window method, which can be implemented with low complexity, and has a strong characteristic of frequency offset.
  • Equation 4 represents an algorithm for performing timing synchronization by using a correlation between a received signal and a signal transmitted by a base station.
  • Equation 4 denotes a signal transmitted by the base station and is a signal vector previously promised between the terminal and the base station. Equation 4 may produce better performance than Equation 3, but may not be implemented as a sliding window method, and thus requires high complexity. It also has a feature that is vulnerable to frequency offset.
  • Beam scanning refers to the operation of the transmitter and / or receiver to find the direction of the beam that maximizes the receiver's received SINR.
  • the base station determines the direction of the beam through beam scanning before transmitting data to the terminal.
  • FIG. 4 illustrates a sector served by one base station divided into eight regions.
  • the base station transmits beams in the areas (A1 + B1), (A2 + B2), (A3 + B3), and (A4 + B4), respectively, and the terminal can distinguish beams transmitted by the base station.
  • the beam scanning process can be embodied in four processes. First, i) the base station transmits a beam in four areas in sequence. ii) The terminal determines the beam that is determined to be the most suitable among the beams in view of the received SINR. iii) The terminal feeds back information on the selected beam to the base station. iv) The base station transmits data using the beam having the feedback direction. Through the above beam scanning process, the UE can receive downlink data through the beam with optimized reception SINR.
  • the Zadoff-Chu sequence is called a chu sequence or ZC sequence and is defined by Equation 5 below.
  • N is the length of the sequence
  • r is the root value
  • a characteristic of the ZC sequence is that all elements have the same size (constant amplitude).
  • the DFT results of the ZC sequence also appear the same for all elements.
  • Equation 6 the ZC sequence and the cyclic shifted version of the ZC sequence have a correlation as shown in Equation 6.
  • the ZC sequence also has a zero auto-correlation property, it is also expressed as having a constant Amplitude Zero Auto Correlation (CAZAC).
  • Hadamard matrix is defined as Equation 8 below.
  • Equation (8) Denotes the size of the matrix.
  • Equation 9 It can be seen from Equation 9 that the columns are orthogonal to each other.
  • the OVSF code is generated based on the Hadamard matrix and has a specific rule.
  • the first code when branching to the right side of the OVSF code (lower branch), the first code repeats the upper code on the left side twice (mother code), and the second code repeats the high code code once and inverts it once. Is generated. 6 shows a tree structure of the OVSF code.
  • All of these OVSF codes are orthogonal except for the relationship between adjacent higher and lower codes on the code tree.
  • the code [1 -1 1 -1] is orthogonal to [1 1], [1 1 1 1], and [1 1 -1 -1].
  • the OVSF code has the same length as the code length. That is, in FIG. 6, it can be seen that the length of a specific code is equal to the total number of branches to which the corresponding code belongs.
  • RACH random access channel
  • the base station defines a parameter called 'preambleInitialReceivedTargetPower', and broadcasts the parameter to all terminals in the cell through SIB (System Information Block) 2.
  • SIB System Information Block
  • the UE calculates a path loss using a reference signal, and determines the transmission power of the RACH signal by using the calculated path loss and the 'preambleInitialReceivedTargetPower' parameter as shown in Equation 10 below.
  • P_PRACH_Initial, P_CMAX, and PL represent the transmission power of the RACH signal, the maximum transmission power of the terminal, and the path loss, respectively.
  • Equation 10 it is assumed that the maximum transmit power of the terminal is 23 dBm and the RACH reception power of the base station is -104 dBm. In addition, it is assumed that the terminal is arranged as shown in FIG.
  • the terminal calculates a path loss using the received synchronization signal and the beam scanning signal, and determines the transmission power based on this.
  • Table 3 shows the path loss of the terminal and its transmission power.
  • the RACH signal must be transmitted with a very small power (-44 dBm) to match the RACH reception power.
  • the path loss is large, but the required transmission power is 6 dBm.
  • FIG. 8 illustrates a cell-specific reference signal (CRS) arrangement structure of antenna port 0 reference.
  • the timing synchronization based on the PSS is performed from the received signal decimated at 1/16. As a result, a timing offset is generated between signals [-16 and 16] that are actually detected.
  • CRS may be utilized to correct this timing offset, and FIG. 8 shows a CRS arrangement structure based on antenna port 0.
  • FIG. 8 shows a CRS arrangement structure based on antenna port 0.
  • FIG. 9 illustrates a process of measuring parameters used for synchronization using the CRS described with reference to FIG. 8.
  • the time at which parameter estimation is started from the received signal down-sampled to 1/16 When defined as, the start timing of the received signal that is not downsampled is Is defined as At this time, Represents the timing offset, Has a range of.
  • the extracted symbol is Have the size of It is defined as.
  • an OFDM symbol for example, a first OFDM symbol
  • CRS in the arrangement of antenna port 0.
  • FFT FFT to Signal Is calculated (S920)
  • S930 The frequency axis channel is estimated using Equation 11 below (S930).
  • Silver vector of Element Denotes an index set indicating a position on a frequency axis of a CRS disposed in a first OFDM symbol.
  • subcarrier indexes of two CRSs disposed on the first OFDM symbol may be represented.
  • Is Indicates the CRS value in the first subcarrier Denotes a frequency axis channel estimated using the CRS value.
  • Estimated Frequency Channel Using the size, as shown in Equation 12 below Frequency channel vector with Can be defined.
  • 10 illustrates a structure of a channel vector according to timing offset generation. 10 shows six repeated Channel Impulse Responses (CIRs).
  • the receiver eg, the terminal
  • the largest value (first tap in the figure) of the first CIR is determined as a reference signal received power (RSRP) value ⁇ .
  • RSRP reference signal received power
  • delay spread the distance between the first tap and the last tap (third tap in the drawing) of the first CIR Determine (S950).
  • frequency axis channel values are estimated from RSs defined in a plurality of OFDM symbols, but the phases of the estimated channel values are changed in consideration of the position on the time axis of the OFDM symbol and the position on the frequency axis of the RS.
  • One timebase channel is configured using the phase shifted channel value.
  • the synchronization parameter ie, timing offset, RSRP, delay variance
  • the synchronization parameter is estimated using only the first OFDM symbol of the 14 OFDM symbols in one subframe.
  • the synchronization parameters are additionally estimated using the CRS defined in the fifth OFDM symbol, the estimation performance of the synchronization parameter may be improved.
  • the proposed embodiment starts from utilizing the RS of the additional OFDM symbol in this way.
  • the horizontal axis and the vertical axis of FIG. 11 represent the time axis and the frequency axis, respectively, the horizontal axis represents each OFDM symbol, and the vertical axis represents each subcarrier. That is, in FIG. 11, one rectangle corresponds to one RE (Resource Element). 11 (a) and 11 (b), only the first and fifth OFDM symbols are shown for convenience of description, and RS (for example, CRS) is arranged in each OFDM symbol at a constant subcarrier interval.
  • RS for example, CRS
  • FIGS. 12A and 12B illustrate a channel vector structure on a time axis in accordance with an embodiment. Since six RSs are arranged for each OFDM symbol in FIGS. 11 (a) and 11 (b), six repeated CIRs are obtained in FIGS. 12 (a) and 12 (b), respectively. As described above, the receiver estimates the synchronization parameters using the first CIR.
  • Equation 13 a synchronization parameter measurement process using RSs of two OFDM symbols may be expressed by Equation 13 below.
  • one synchronization parameter value may be calculated by calculating an average value of values measured separately by the receiver for two OFDM symbols.
  • the IFFT process described above with reference to FIG. 9 should be performed separately for the first OFDM symbol and the fifth OFDM symbol. That is, the receiver has the advantage of accurately measuring synchronization parameters using two OFDM symbols, but there is a burden of performing two IFFT processes at the same time. If the RS present in the 8th and 12th OFDM symbols is additionally used, a total of 4 independent IFFT operations are required, thereby increasing the burden on the receiver.
  • the receiver estimates a frequency axis channel by using both RSs defined in the 1st OFDM symbol and the 5th OFDM symbol, respectively.
  • the IFFT is applied separately for the RS defined in the above.
  • only one IFFT is applied to the two kinds of channel estimation values.
  • FIG. 12 (c) two kinds of repeated CIRs may be overlapped, which means that the CIR of FIG. 12 (c) is defined as the sum of the CIRs of FIGS. 12 (a) and 12 (b). .
  • the timing offset, RSRP, and delay variance values of the two types of CIRs may appear very similar, while the phase between the two types of CIRs may be completely different. This means that simply considering multiple RSs for one OFDM symbol cannot always guarantee the performance gain.
  • the proposed embodiment estimates a frequency axis channel value using RSs defined in a plurality of OFDM symbols, but measures a frequency axis channel value by changing a phase of an RS located in a specific OFDM symbol.
  • 13 is a flowchart illustrating a method of measuring synchronization parameters according to this embodiment.
  • Equation 14 the frequency axis channel estimation values S1330 of the RSs arranged in a specific OFDM symbol may be expressed by Equation 14 below.
  • Equation 14 a process of changing the phase of the channel value estimated in the RS arranged in the fifth OFDM symbol will be described as an example.
  • Frequency channel vector of Element means Denotes a frequency axis channel value estimated from RS. Equation 14 differs from Equation 12 with respect to the channel value estimated from the RS defined in the fifth OFDM symbol. As much as the phase change is applied (S1340). Meanwhile, in Equation 14, only the phase of the fifth OFDM symbol is changed. However, the phase difference between the channel value of the first OFDM symbol and the channel value of the fifth OFDM symbol is not limited thereto. That is, the proposed embodiment may be implemented to change the phase of the channel value of the first OFDM symbol instead of the fifth and may be implemented to change the phase of the channel value of the two OFDM symbols differently.
  • the CIR of FIG. 12 (d) may be obtained.
  • 12 (d) shows the result of FIG. 12 (b). Shifted by and summed with the result of FIG. That is, unlike the result of FIG. 12 (c), the result of FIG. 12 (d) is separated from the CIR of FIG. 12 (a) and the CIR of FIG. Will appear. Accordingly, the receiver can obtain two types of CIRs by using only one IFFT process, and finally measure synchronization parameters through the process of Equation 15 for the synchronization parameter values measured for each CIR. There is (S1360).
  • An advantage of the proposed embodiment is that a synchronization parameter can be measured without interference with only one IFFT when estimating a channel from RSs defined in a plurality of OFDM symbols.
  • the burden on the terminal is extremely small, and therefore, the increase in the computational complexity required may be minimized even if the IFFT computation process is reduced.
  • this embodiment can be applied if the arrangement structure of the RS is equally spaced on the frequency axis on one OFDM symbol, the above has been described using the CRS as an example, but can be similarly applied to the Channel State Information RS (CSI-RS) have.
  • CSI-RS Channel State Information RS
  • the spacing of the RS on a particular OFDM symbol may not always be the same.
  • the intervals of the RSs are not completely the same, but the intervals of the RSs at other positions except for the overwritten positions are the same. Can be configured.
  • the terminal 100 and the base station 200 may include radio frequency (RF) units 110 and 210, processors 120 and 220, and memories 130 and 230, respectively.
  • RF radio frequency
  • FIG. 14 only a 1: 1 communication environment between the terminal 100 and the base station 200 is illustrated, but a communication environment may be established between a plurality of terminals and a plurality of base stations.
  • the base station 200 illustrated in FIG. 14 may be applied to both the macro cell base station and the small cell base station.
  • Each RF unit 110, 210 may include a transmitter 112, 212 and a receiver 114, 214, respectively.
  • the transmitting unit 112 and the receiving unit 114 of the terminal 100 are configured to transmit and receive signals with the base station 200 and other terminals, and the processor 120 is functionally connected with the transmitting unit 112 and the receiving unit 114.
  • the transmitter 112 and the receiver 114 may be configured to control a process of transmitting and receiving signals with other devices.
  • the processor 120 performs various processes on the signal to be transmitted and transmits the signal to the transmitter 112, and performs the process on the signal received by the receiver 114.
  • the processor 120 may store information included in the exchanged message in the memory 130.
  • the terminal 100 can perform the method of various embodiments of the present invention described above.
  • the transmitter 212 and the receiver 214 of the base station 200 are configured to transmit and receive signals with other base stations and terminals, and the processor 220 is functionally connected to the transmitter 212 and the receiver 214 to transmit the signal. 212 and the receiver 214 may be configured to control the process of transmitting and receiving signals with other devices.
  • the processor 220 may perform various processing on the signal to be transmitted, transmit the signal to the transmitter 212, and may perform processing on the signal received by the receiver 214. If necessary, the processor 220 may store information included in the exchanged message in the memory 230. With such a structure, the base station 200 may perform the method of the various embodiments described above.
  • Processors 120 and 220 of the terminal 100 and the base station 200 respectively instruct (eg, control, coordinate, manage, etc.) the operation in the terminal 100 and the base station 200.
  • Respective processors 120 and 220 may be connected to memories 130 and 230 that store program codes and data.
  • the memories 130 and 230 are coupled to the processors 120 and 220 to store operating systems, applications, and general files.
  • the processor 120 or 220 of the present invention may also be referred to as a controller, a microcontroller, a microprocessor, a microcomputer, or the like.
  • the processors 120 and 220 may be implemented by hardware or firmware, software, or a combination thereof.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs Field programmable gate arrays
  • the above-described method may be written as a program executable on a computer, and may be implemented in a general-purpose digital computer which operates the program using a computer readable medium.
  • the structure of the data used in the above-described method can be recorded on the computer-readable medium through various means.
  • Program storage devices that may be used to describe storage devices that include executable computer code for performing the various methods of the present invention should not be understood to include transient objects, such as carrier waves or signals. do.
  • the computer readable medium includes a storage medium such as a magnetic storage medium (eg, a ROM, a floppy disk, a hard disk, etc.), an optical reading medium (eg, a CD-ROM, a DVD, etc.).
  • the method of measuring synchronization parameters as described above may be applied to various wireless communication systems including not only 3GPP LTE and LTE-A systems, but also IEEE 802.16x and 802.11x systems. Furthermore, the proposed method can be applied to mmWave communication system using ultra high frequency band.

Landscapes

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Abstract

제1 및 제2 OFDM 심볼 그룹에 포함되는 복수의 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS들로부터 채널 값을 추정하고, 복수의 OFDM 심볼 중 상기 제2 OFDM 심볼 그룹에 포함된 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS로부터 추정된 채널 값의 주파수축 위상을 변경하고, 상기 제1 OFDM 심볼 그룹에 포함된 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS로부터 추정된 채널 값 및 상기 제2 OFDM 심볼 그룹에 포함된 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS로부터 추정된 채널 값의 주파수축 위상이 변경된 채널 값을 포함하는 전체 주파수축 채널 값을 시간축 채널 값으로 전환하여, 시간축 채널 값으로부터 동기화 파라미터를 계산하되, 상기 제1 및 제2 OFDM 심볼 그룹은 각각 하나 이상의 OFDM 심볼을 포함하는 동기화 파라미터 측정 방법 및 단말이 개시된다.

Description

무선 통신 시스템에서 기준 신호를 이용한 동기화 파라미터 측정 방법
이하의 설명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 구체적으로는 무선 통신 시스템에서 기준 신호(Reference Signal, RS)를 이용하여 동기화 파라미터를 측정하는 방법 및 그 장치에 대한 것이다.
밀리미터 웨이브(mmWave)를 이용한 초고주파 무선 통신 시스템은 중심 주파수가 수 GHz 내지 수십 GHz에서 동작하도록 구성된다. 이러한 중심 주파수의 특성으로 인하여 mmWave 통신 시스템에서는 음영 지역에서 경로 감쇄(path loss)가 두드러지게 나타날 수 있다. 동기 신호는 기지국의 커버리지 내에 위치하는 모든 단말에 안정적으로 전송되어야 한다는 점을 고려할 때, mmWave 통신 시스템에서는 상술한 초고주파 대역의 특성상 발생할 수 있는 잠재적인 deep-null 현상을 고려하여 동기 신호를 설계 및 송신해야 한다.
본 발명은 상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로서, 본 발명의 목적은 무선 통신 시스템에서 동기화 파라미터 측정 방법의 효율을 개선하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은, 동기화 파라미터 측정 방법에서 요구되는 연산 과정을 줄여서 단말의 부담을 더는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 동기화 파라미터 측정 과정의 효율을 개선하면서도 단말의 계산복잡도 상승을 최소화하는 것이다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 목적들은 이상에서 언급한 사항들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 이하 설명할 본 발명의 실시 예들로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 고려될 수 있다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위한 동기화 파라미터 측정 방법은, 제1 및 제2 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 그룹에 포함되는 복수의 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS들로부터 채널 값을 추정하는 단계, 복수의 OFDM 심볼 중 상기 제2 OFDM 심볼 그룹에 포함된 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS로부터 추정된 채널 값의 주파수축 위상을 변경하는 단계, 상기 제1 OFDM 심볼 그룹에 포함된 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS로부터 추정된 채널 값 및 상기 제2 OFDM 심볼 그룹에 포함된 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS로부터 추정된 채널 값의 주파수축 위상이 변경된 채널 값을 포함하는 전체 주파수축 채널 값을 시간축 채널 값으로 전환하는 단계, 및 시간축 채널 값으로부터 동기화 파라미터를 계산하는 단계를 포함하되, 상기 제1 및 제2 OFDM 심볼 그룹은 각각 하나 이상의 OFDM 심볼을 포함한다.
특정 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS는 복수의 OFDM 심볼 중 다른 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS와 다른 서브캐리어에 배치될 수 있다.
주파수축 에서 변경된 위상 값은 시간축 상에서 이동(shift)하는 값에 대응되며, 주파수축 위상이 변경된 채널 값은 주파수축 위상이 변경되지 않은 채널 값과 시간축 상에서 구별되어 나타날 수 있다.
동기화 파라미터는 타이밍 오프셋(timing offset), RSRP(Reference Signal Received Power) 및 지연 분산(delay spread) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
전환하는 단계는 전체 주파수축 채널 값에 대해 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 적용할 수 있다.
RS는 하나의 OFDM 심볼 상에서 동일한 서브캐리어 간격으로 배치되며, CRS(Cell-specific RS) 또는 CSI-RS(Channel State Information RS)일 수 있다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위한 기지국은, 송신부, 수신부, 및 송신부 및 수신부와 연결되어 동작하는 프로세서를 포함하되, 프로세서는, 제1 및 제2 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 그룹에 포함되는 복수의 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS들로부터 채널 값을 추정하고, 복수의 OFDM 심볼 중 상기 제2 OFDM 심볼 그룹에 포함된 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS로부터 추정된 채널 값의 주파수축 위상을 변경하고, 상기 제1 OFDM 심볼 그룹에 포함된 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS로부터 추정된 채널 값 및 상기 제2 OFDM 심볼 그룹에 포함된 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS로부터 추정된 채널 값의 주파수축 위상이 변경된 채널 값을 포함하는 전체 주파수축 채널 값을 시간축 채널 값으로 전환하고, 시간축 채널 값으로부터 동기화 파라미터를 계산하되, 상기 제1 및 제2 OFDM 심볼 그룹은 각각 하나 이상의 OFDM 심볼을 포함한다.
본 발명의 실시 예들에 따르면 다음과 같은 효과를 기대할 수 있다.
첫째로, 무선 통신 시스템에서 단말의 동기화 파라미터 측정 과정이 개선되어 효율적이고 정확한 동기화가 수행될 수 있다.
둘째로, 개선된 방식에 따른 동기화 과정으로 인해 연산 과정이 줄어들면서도, 계산 복잡도의 상승을 최소화하여 단말의 부담을 덜 수 있다.
본 발명의 실시 예들에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 이하의 본 발명의 실시 예들에 대한 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 도출되고 이해될 수 있다. 즉, 본 발명을 실시함에 따른 의도하지 않은 효과들 역시 본 발명의 실시 예들로부터 당해 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 도출될 수 있다.
이하에 첨부되는 도면들은 본 발명에 관한 이해를 돕기 위한 것으로, 상세한 설명과 함께 본 발명에 대한 실시 예들을 제공한다. 다만, 본 발명의 기술적 특징이 특정 도면에 한정되는 것은 아니며, 각 도면에서 개시하는 특징들은 서로 조합되어 새로운 실시 예로 구성될 수 있다. 각 도면에서의 참조 번호(reference numerals)들은 구조적 구성요소(structural elements)를 의미한다.
도 1은 도플러 스펙트럼을 도시하는 도면이다.
도 2는 발명과 관련된 좁은 빔포밍(narrow beamforming)을 도시하는 도면이다.
도 3은 좁은 빔포밍이 수행될 경우의 도플러 스펙트럼을 도시하는 도면이다.
도 4는 기지국의 동기 신호 서비스 구역의 예시를 도시하는 도면이다.
도 5는 mmWave를 사용하는 통신 환경에서 제안하는 프레임 구조의 예이다.
도 6은 OVSF(Orthogonal Variable Spreading Factor) 코드의 구조를 도시한다.
도 7은 단말의 배치 상황을 예로 들어 설명하는 도면이다.
도 8은 안테나 포트 0 기준의 CRS(Cell-specific Reference signal) 배치 구조를 도시한다.
도 9는 CRS 기반의 동기화 파라미터 측정 과정을 도시한다.
도 10은 타이밍 오프셋 발생에 따른 채널 벡터의 구조를 도시한다.
도 11은 제안하는 실시 예와 관련된 CRS 배치 구조를 도시한다.
도 12는 일 실시 예에 의한 동기화 파라미터 측정 방법을 설명하기 위한 채널 벡터 구조이다.
도 13은 일 실시 예에 의한 동기화 파라미터 측정 방법을 설명하는 흐름도이다.
도 14는 제안하는 실시 예와 관련된 단말 및 기지국의 구성을 도시하는 도면이다.
본 발명에서 사용되는 용어는 본 발명에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어들을 선택하였으나, 이는 당 분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 판례, 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다. 또한, 특정한 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당되는 발명의 설명 부분에서 상세히 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 발명에서 사용되는 용어는 단순한 용어의 명칭이 아닌, 그 용어가 가지는 의미와 본 발명의 전반에 걸친 내용을 토대로 정의되어야 한다.
이하의 실시 예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시 예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시 예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시 예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시 예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시 예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
도면에 대한 설명에서, 본 발명의 요지를 흐릴 수 있는 절차 또는 단계 등은 기술하지 않았으며, 당업자의 수준에서 이해할 수 있을 정도의 절차 또는 단계는 또한 기술하지 아니하였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함(comprising 또는 including)"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "...부", "...기", "모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다. 또한, "일(a 또는 an)", "하나(one)", "그(the)" 및 유사 관련어는 본 발명을 기술하는 문맥에 있어서(특히, 이하의 청구항의 문맥에서) 본 명세서에 달리 지시되거나 문맥에 의해 분명하게 반박되지 않는 한, 단수 및 복수 모두를 포함하는 의미로 사용될 수 있다.
본 명세서에서 본 발명의 실시 예들은 기지국과 이동국 간의 데이터 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 여기서, 기지국은 이동국과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미가 있다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다.
즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 이동국과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있다. 이때, '기지국'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 발전된 기지국(Advanced Base Station, ABS) 또는 액세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.
또한, '이동국(Mobile Station, MS)'은 UE(User Equipment), SS(Subscriber Station), MSS(Mobile Subscriber Station), 이동 단말(Mobile Terminal), 발전된 이동단말(Advanced Mobile Station, AMS), 단말(Terminal) 또는 스테이션(STAtion, STA) 등의 용어로 대체될 수 있다.
또한, 송신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 제공하는 고정 및/또는 이동 노드를 말하고, 수신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 수신하는 고정 및/또는 이동 노드를 의미한다. 따라서, 상향링크에서는 이동국이 송신단이 되고, 기지국이 수신단이 될 수 있다. 마찬가지로, 하향링크에서는 이동국이 수신단이 되고, 기지국이 송신단이 될 수 있다.
또한, 디바이스가 '셀'과 통신을 수행한다는 기재는 디바이스가 해당 셀의 기지국과 신호를 송수신하는 것을 의미할 수 있다. 즉, 디바이스가 신호를 송신하고 수신하는 실질적인 대상은 특정 기지국이 될 수 있으나, 기재의 편의상 특정 기지국에 의해 형성되는 셀과 신호를 송수신하는 것으로 기재될 수 있다. 마찬가지로, '매크로 셀' 및/또는 '스몰 셀' 이라는 기재는 각각 특정한 커버리지(coverage)를 의미할 수 있을 뿐 아니라, '매크로 셀을 지원하는 매크로 기지국' 및/또는 '스몰 셀을 지원하는 스몰 셀 기지국'을 의미할 수도 있다.
본 발명의 실시 예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802.xx 시스템, 3GPP 시스템, 3GPP LTE 시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시 예들 중 설명하지 않은 자명한 단계들 또는 부분들은 상기 문서들을 참조하여 설명될 수 있다.
또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다. 특히, 본 발명의 실시 예들은 IEEE 802.16 시스템의 표준 문서인 P802.16e-2004, P802.16e-2005, P802.16.1, P802.16p 및 P802.16.1b 표준 문서들 중 하나 이상에 의해 뒷받침될 수 있다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다.
또한, 본 발명의 실시 예들에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
1. 초고주파 대역을 이용한 통신 시스템
LTE(Long Term Evolution)/LTE-A(LTE Advanced) 시스템에서는 단말과 기지국의 오실레이터의 오차값을 요구사항(requirement)로 규정하며, 아래와 같이 기술한다.
- UE side frequency error (in TS 36.101)
The UE modulated carrier frequency shall be accurate to within ±0.1 PPM observed over a period of one time slot (0.5 ms) compared to the carrier frequency received from the E-UTRA Node B
- eNB side frequency error (in TS 36.104)
Frequency error is the measure of the difference between the actual BS transmit frequency and the assigned frequency.
한편, 기지국의 종류에 따른 오실레이터 정확도는 아래의 표 1과 같다.
표 1
BS class Accuracy
Wide Area BS ±0.05 ppm
Local Area BS ±0.1 ppm
Home BS ±0.05 ppm
따라서, 기지국과 단말 간의 오실레이터의 최대 차이는 ±0.1ppm 으로, 한쪽 한쪽 방향으로 오차가 발생하였을 경우 최대 0.2ppm의 오프셋 값이 발생할 수 있다. 이러한 오프셋 값은 중심 주파수와 곱해짐으로써 각 중심 주파수에 맞는 Hz 단위로 변환된다.
한편, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템에서는 CFO 값이 서브캐리어 간격(subcarrier spacing)에 의해 다르게 나타나며, 일반적으로 큰 CFO 값이라 하더라도 서브캐리어 간격이 충분히 큰 OFDM 시스템에서 미치는 영향은 상대적으로 작다. 따라서, 실제 CFO 값(절대값)은 OFDM 시스템에 영향을 주는 상대적인 값으로 표현될 필요가 있으며, 이를 정규화된 CFO(normalized CFO)라 한다. 정규화된 CFO는 CFO 값을 서브캐리어 간격으로 나눈 값으로 표현되며, 아래의 표 2는 각 중심 주파수와 오실레이터의 오차 값에 대한 CFO와 정규화된 CFO를 나타낸다.
표 2
Center frequency(subcarrier spacing) Oscillator Offset
±0.05 ppm ±0.1 ppm ±10 ppm ±20 ppm
2GHz (15kHz) ±100Hz(±0.0067) ±200Hz(±0.0133) ±20kHz(±1.3) ±40kHz(±2.7)
30GHz (104.25kHz) ±1.5kHz(±0.014) ±3kHz(±0.029) ±300kHz(±2.9) ±600kHz(±5.8)
60GHz (104.25kHz) ±3kHz(±0.029) ±6kHz(±0.058) ±600kHz(±5.8) ±1.2MHz(±11.5)
표 2에서 중심 주파수가 2GHz인 경우(예를 들어, LTE Rel-8/9/10)에는 서브캐리어 간격(15kHz)를 가정하였으며, 중심 주파수가 30GHz, 60GHz인 경우에는 서브캐리어 간격을 104.25kHz를 사용함으로써 각 중심 주파수에 대해 도플러 영향을 고려한 성능 열화를 방지하였다. 위의 표 2는 단순한 예시이며, 중심 주파수에 대해 다른 서브캐리어 간격이 사용될 수 있음은 자명하다.
한편, 단말이 고속으로 이동하는 상황이나 고주파수 대역에서 이동하는 상황에서는 도플러 분산(Doppler spread) 현상이 크게 발생한다. 도플러 분산은 주파수 영역에서의 분산을 유발하며, 결과적으로 수신기 입장에서 수신 신호의 왜곡을 발생시킨다. 도플러 분산은
Figure PCTKR2016012554-appb-I000001
로 표현될 수 있다. 이때, v는 단말의 이동 속도이며, λ는 전송되는 전파의 중심 주파수의 파장을 의미한다. θ는 수신되는 전파와 단말의 이동 방향 사이의 각도를 의미한다. 이하에서는 θ가 0인 경우를 전제로 설명한다.
이때, 코히어런스 타임(coherence time)은 도플러 분산과 반비례하는 관계에 있다. 만약, 코히어런스 타임을 시간 영역에서 채널 응답의 상관관계(correlation) 값이 50% 이상인 시간 간격으로 정의하는 경우,
Figure PCTKR2016012554-appb-I000002
로 표현된다. 무선 통신 시스템에서는 도플러 분산에 대한 수식과 코히어런스 타임에 대한 수식 간의 기하 평균(geometric mean)을 나타내는 아래의 수학식 1이 주로 이용된다.
수학식 1
Figure PCTKR2016012554-appb-M000001
도 1은 도플러 스펙트럼을 도시하는 도면이다.
주파수 변화에 따른 도플러 값의 변화를 나타내는 도플러 스펙트럼(Doppler spectrum, 또는 도플러 파워 스펙트럼 밀도(Doppler power spectrum density))는 통신 환경에 따라 다양한 모양을 가질 수 있다. 일반적으로, 도심지와 같이 산란(scattering)이 많이 발생하는 환경에서, 수신 신호가 모든 방향으로 동일한 파워로 수신된다면 도플러 스펙트럼은 도 1과 같은 U-형태로 나타난다. 도 1은 중심 주파수를
Figure PCTKR2016012554-appb-I000003
라 하고 최대 도플러 분산 값을
Figure PCTKR2016012554-appb-I000004
라 할 때의 U-형태 도플러 스펙트럼을 도시한다.
도 2는 발명과 관련된 좁은 빔포밍을 도시하는 도면이며, 도 3은 좁은 빔포밍이 수행될 경우의 도플러 스펙트럼을 도시하는 도면이다.
초고주파 무선 통신 시스템은 중심 주파수가 매우 높은 대역에 위치하기 때문에, 안테나의 크기가 작고 작은 공간 내에 복수의 안테나로 구성되는 안테나 어레이를 설치할 수 있는 특징이 있다. 이러한 특징으로 인해 수십 내지 수백 개의 안테나를 이용한 핀포인트 빔포밍(pin-point beamforming), 펜슬 빔포밍(pencil beamforming), 좁은 빔포밍(narrow beamforming), 또는 얇은 빔포밍(sharp beamforming)이 가능해진다. 이러한 좁은 빔포밍은 수신되는 신호가 등방향이 아닌 일정한 각도로만 수신된다는 것을 의미한다.
도 2(a)는 등방향으로 수신되는 신호에 따라 도플러 스펙트럼이 U-형태로 나타나는 경우를 도시하며, 도 2(b)는 복수의 안테나를 이용한 좁은 빔포밍이 수행되는 경우를 도시한다.
이와 같이, 좁은 빔포밍을 수행하면 줄어든 angular spread로 인하여 도플러 스펙트럼도 U-형태 보다 좁게 나타난다. 도 3에 도시된 바와 같이, 좁은 빔포밍이 수행되는 경우의 도플러 스펙트럼은 일정 대역에서만 도플러 분산이 나타남을 알 수 있다.
앞서 설명한 초고주파 대역을 이용하는 무선 통신 시스템은 중심 주파수가 수 GHz 내지 수십 GHz 대역에서 동작한다. 이러한 중심주파수의 특성은 단말의 이동에 따라 발생하는 도플러 효과나 송신기/수신기 간의 오실레이터 차이로 인한 CFO의 영향을 더욱 심각하게 한다.
도 4는 기지국의 동기 신호 서비스 구역의 예시를 도시하는 도면이다.
단말은 기지국이 전송하는 하향링크(Downlink, DL) 동기 신호(synchronization signal)를 이용하여 기지국과 동기화를 수행한다. 이러한 동기화 과정에서는 기지국과 단말 간에 타이밍(timing) 과 주파수가 동기화된다. 동기화 과정에서 특정 셀 내의 단말들이 동기 신호를 수신하고 이용할 수 있도록, 기지국은 빔폭을 최대한 넓게 구성하여 동기 신호를 전송한다.
한편, 고주파 대역을 이용하는 mmWave 통신 시스템의 경우, 동기 신호 전송에 있어서 저주파 대역을 이용하는 경우에 비해 경로 감쇄(path loss)가 더 크게 나타난다. 즉, 고주파 대역을 이용하는 시스템의 경우, 상대적으로 낮은 주파수 대역(예를 들어, 6GHz 이하)을 이용하는 종래의 셀룰러 시스템(예를 들어, LTE/LTE-A)에 비해 지원할 수 있는 셀 반경(radius)이 큰 폭으로 축호된다.
이러한 셀 반경의 축소를 해결하기 위한 하나의 방법으로서, 빔포밍(beam forming)을 이용한 동기 신호 전송 방법이 이용될 수 있다. 빔포밍이 이용되는 경우 셀 반경은 증가하지만, 빔 폭이 줄어드는 단점이 있다. 아래의 수학식 2는 빔 폭에 따른 수신 신호 SINR 의 변화를 나타낸다.
수학식 2
Figure PCTKR2016012554-appb-M000002
수학식 2은 빔포밍에 따라 빔 폭이
Figure PCTKR2016012554-appb-I000005
배 감소하는 경우, 수신 SINR이
Figure PCTKR2016012554-appb-I000006
배 향상됨을 나타낸다.
이러한 빔포밍 방식 이외에, 셀 반경의 축소를 해결하기 위한 또다른 방법으로서 동일한 동기 신호를 반복하여 전송하는 방식 또한 고려해볼 수 있다. 이러한 방식의 경우, 시간축으로 추가적인 자원할당이 필요하지만, 빔 폭의 감소 없이도 셀 반경을 증가시킬 수 있다는 장점이 있다.
한편, 기지국은 특정 구역 내에 위치하는 주파수 자원 및 시간 자원을 스케쥴링함으로써 각 단말들에 자원을 할당한다. 이하에서는 이러한 특정 구역을 섹터(sector)라 정의한다. 도 4에 도시된 섹터에서 A1, A2, A3, A4는 반경 0~200m 이고 각각 폭이 0~15', 15~30', 30~45', 45~60'인 섹터들을 나타낸다. B1, B2, B3, B4는 반경 200~500m이고 각각 폭이 0~15', 15~30', 30~45', 45~60'인 섹터들을 나타낸다. 도 4에 도시된 내용들을 바탕으로, 섹터 1을 {A1, A2, A3, A4} 로 정의하고, 섹터 2를 {A1, A2, A3, A4, B1, B2, B3, B4}라 정의한다. 또한, 현재 기지국의 동기 신호 서비스 구역이 섹터 1인 경우, 기지국이 섹터 2에 동기 신호를 서비스하기 위해서는 동기 신호의 전송에 6dB 이상의 추가 파워가 요구된다고 가정한다.
먼저, 기지국은 섹터 2를 서비스하기 위하여 빔포밍 기법을 이용하여 6dB의 추가 이득을 얻을 수 있다. 이러한 빔포밍 과정을 통해 서비스 반경을 A1에서 B1까지 늘릴 수 있다. 그러나, 빔포밍을 통해 빔 폭이 줄어들기 때문에, A2, A3, A4는 동시에 서비스할 수 없게 된다. 따라서, 빔포밍이 수행되는 경우 A2~B2, A3~B3, A4~B4 섹터에 동기 신호가 각각 별도로 전송되어야 한다. 다시 말해서, 기지국은 섹터 2를 서비스하기 위해 동기 신호를 4번에 걸쳐 빔포밍을 수행해가며 전송해야만 한다.
반면, 앞서 설명한 동기 신호의 반복 전송을 생각해보면, 기지국이 동기 신호를 섹터 2 전부에 전송할 수 있지만, 시간축 상에서 동기 신호를 4번 반복하여 전송해야 한다. 결과적으로, 섹터 2를 서비스하기 위해 필요한 자원은 빔포밍 방식과 반복 전송 방식 모두에 있어서 동일하다.
그러나, 빔포밍 방식의 경우 빔폭이 좁기 때문에 빠른 속도로 이동하는 단말이나 섹터의 경계에 있는 단말이 안정적으로 동기 신호를 수신하기 어렵다. 그 대신에, 단말이 위치하는 빔의 ID를 구분할 수 있다면, 동기 신호를 통해 단말이 자신의 위치를 파악할 수 있다는 장점이 있다. 반면, 반복 전송 방식의 경우 빔 폭이 넓어서 단말이 동기 신호를 놓칠 가능성은 매우 낮다. 그 대신, 단말이 자신의 위치를 파악할 수는 없게 된다.
도 5는 mmWave를 사용하는 통신 환경에서 제안하는 프레임 구조의 예이다.
먼저, 하나의 프레임은 Q 개의 서브프레임으로 구성되며, 하나의 서브프레임은 P 개의 슬롯으로 구성된다. 하나의 슬롯은 T 개의 OFDM 심볼들로 구성된다. 이때, 다른 서브프레임들과는 달리, 프레임 내에서 첫 번째 서브프레임은 0 번째 슬롯('S'로 표시된 슬롯)을 동기화 용도로 사용한다. 이러한 0번째 슬롯은 타이밍과 주파수 동기를 위한 A개의 OFDM 심볼들, 빔 스캐닝을 위한 B 개의 OFDM 심볼들, 시스템 정보를 단말에 알리기 위한 C 개의 OFDM 심볼들로 구성된다. 나머지 D 개의 OFDM 심볼들은 각 단말에 데이터 전송을 위해 사용된다.
한편, 이러한 프레임 구조는 단순한 예시에 불과하며, Q, P, T, S, A, B, C, D는 각각 임의의 값으로서, 사용자에 의해 설정되거나 시스템 상에서 자동적으로 설정되는 값일 수 있다.
이하에서는 기지국과 단말 간의 타이밍 동기화 알고리즘에 대해 설명한다. 도 5에서 기지국이 동일한 동기 신호를 A 번 반복 전송하는 경우를 생각해본다. 단말은 기지국이 전송한 동기 신호를 바탕으로, 수학식 3의 알고리즘을 이용하여 타이밍 동기화를 수행한다.
수학식 3
Figure PCTKR2016012554-appb-M000003
수학식 3에서
Figure PCTKR2016012554-appb-I000007
,
Figure PCTKR2016012554-appb-I000008
는 각각 OFDM 심볼의 길이, CP(Cyclic Prefix)의 길이, OFDM 심볼의 인덱스를 나타낸다.
Figure PCTKR2016012554-appb-I000009
은 수신기에서 수신 신호의 벡터를 의미한다. 이때,
Figure PCTKR2016012554-appb-I000010
식은 수신 신호 벡터
Figure PCTKR2016012554-appb-I000011
의
Figure PCTKR2016012554-appb-I000012
번째부터
Figure PCTKR2016012554-appb-I000013
번째까지의 요소들로 정의되는 벡터이다.
수학식 3의 알고리즘은 시간적으로 인접한 2개의 OFDM 수신 신호가 동일하다는 조건에서 동작한다. 이러한 알고리즘은 슬라이딩 윈도우(sliding window) 방식을 이용할 수 있어 낮은 복잡도로 구현이 가능하며, 주파수 오프셋에 강한 특징을 갖는다.
한편, 아래의 수학식 4는 수신 신호와 기지국이 전송한 신호 간의 상관관계를 이용함으로써 타이밍 동기화를 수행하는 알고리즘을 나타낸다.
수학식 4
Figure PCTKR2016012554-appb-M000004
수학식 4에서 s는 기지국이 전송한 신호를 의미하며, 단말과 기지국 사이에 미리 약속된 신호 벡터이다. 수학식 4의 방식은 수학식 3에 비해 더 좋은 성능을 낳을 수 있으나, 슬라이딩 윈도우 방식으로 구현될 수 없어 복잡도가 높게 요구된다. 또한, 주파수 오프셋에 취약한 특징을 갖는다.
타이밍 동기화 방식의 설명에 이어서, 빔 스캐닝 과정을 설명한다. 빔 스캐닝(beam scanning)이란 수신기의 수신 SINR을 최대화하는 빔의 방향을 찾는 송신기 및/또는 수신기의 동작을 의미한다. 예를 들어, 기지국은 단말에 데이터를 전송하기 전에 빔 스캐닝을 통해 빔의 방향을 결정한다.
도 4를 예로 들어 더 설명하면, 도 4에서는 하나의 기지국이 서비스하는 섹터를 8 개의 영역으로 나누어 도시한다. 이때, 기지국은 (A1+B1), (A2+B2), (A3+B3), (A4+B4) 영역에 각각 빔을 전송하며, 단말은 기지국이 전송하는 빔들을 구분이 가능하다. 이러한 조건에서, 빔 스캐닝 과정은 4가지 과정으로 구체화될 수 있다. 먼저, i) 기지국은 4개의 영역에 차례로 빔을 전송한다. ii) 단말은 수신 SINR 관점에서 빔들 중 가장 적합하다고 판단되는 빔을 결정한다. iii) 단말은 선택된 빔에 대한 정보를 기지국으로 피드백한다. iv) 기지국은 피드백된 방향을 갖는 빔을 이용하여 데이터를 전송한다. 위의 빔 스캐닝 과정을 통해 단말은 수신 SINR이 최적화된 빔을 통해 하향링크 데이터를 수신할 수 있게 된다.
이하에서는 Zadoff-Chu 시퀀스에 대해 설명한다. Zadoff-Chu 시퀀스는 추(chu) 시퀀스 또는 ZC 시퀀스라 불리며, 아래의 수학식 5로 정의된다.
수학식 5
Figure PCTKR2016012554-appb-M000005
수학식 5에서 N은 시퀀스의 길이, r은 루트 값,
Figure PCTKR2016012554-appb-I000014
은 ZC 시퀀스의 n 번째 요소를 나타낸다. ZC 시퀀스가 갖는 특징으로는, 먼저 모든 요소의 크기가 동일하다는 점을 들 수 있다(constant amplitude). 또한, ZC 시퀀스의 DFT 결과 또한 모든 요소에 대해 동일하게 나타난다.
다음으로, ZC 시퀀스와 ZC 시퀀스의 순환 시프팅(cyclic shifting)된 버전 은 수학식 6과 같은 상관관계를 갖는다.
수학식 6
Figure PCTKR2016012554-appb-M000006
수학식 6에서
Figure PCTKR2016012554-appb-I000015
는
Figure PCTKR2016012554-appb-I000016
를 i 만큼 순환 시프팅한 시퀀스이며, ZC 시퀀스의 자기 상관관계가 i=j인 경우를 제외하고는 0임을 나타낸다. 또한, ZC 시퀀스는 zero auto-correlation 특성 또한 가져, CAZAC (Constant Amplitude Zero Auto Correlation)특성을 갖는다고 표현하기도 한다.
ZC 시퀀스의 마지막 특징으로, 시퀀스의 길이 N과 서로소인 루트 값을 갖는 ZC 시퀀스들 간에는 아래의 수학식 7과 같은 상관관계를 갖는다.
수학식 7
Figure PCTKR2016012554-appb-M000007
수학식 7에서
Figure PCTKR2016012554-appb-I000017
는 N과 서로소이다. 예를 들어, N=111인 경우,
Figure PCTKR2016012554-appb-I000018
은 수학식 7을 항상 만족한다. 수학식 6의 자기 상관관계와는 달리, ZC 시퀀스의 상호 상관관계는 완전히 0이 되지는 않는다.
ZC 시퀀스에 이어 하다마드(Hadamard) 행렬을 설명한다. 하다마드 행렬은 아래의 수학식 8과 같이 정의된다.
수학식 8
Figure PCTKR2016012554-appb-M000008
수학식 8에서
Figure PCTKR2016012554-appb-I000019
는 행렬의 크기를 나타낸다. 하다마드 행렬은 사이즈 n과 무관하게 항상
Figure PCTKR2016012554-appb-I000020
을 만족하는 단위 행렬(unitary matrix)이다. 또한, 하다마드 행렬에서 모든 열(column)과 모든 행(row)끼리는 서로 직교한다. 일 예로, n=4인 경우 하다마드 행렬은 수학식 9와 같이 정의된다.
수학식 9
Figure PCTKR2016012554-appb-M000009
수학식 9로부터 각 열들끼리, 각 행들끼리 서로 직교함을 알 수 있다.
도 6은 OVSF(Orthogonal Variable Spreading Factor) 코드의 구조를 도시한다. OVSF 코드는 하다마드 행렬을 기반으로 생성되는 코드이며, 특정한 규칙을 갖는다.
먼저, OVSF 코드에서 오른쪽으로 분기할 때(lower branch), 첫 번째 코드는 좌측의 상위 코드(mother code)를 그대로 2번 반복하며, 두 번째 코드는 상위 코드를 1번 반복하고 반전하여 1번 반복함으로써 생성된다. 도 6은 OVSF 코드의 트리 구조(tree structure)를 나타낸다.
이러한 OVSF 코드는 코드 트리 상의 인접한 상위 코드와 하위 코드(child code) 간의 관계를 제외하고는 모두 직교성이 보장된다. 예를 들어, 도 6에서 [1 -1 1 -1] 코드는 [1 1], [1 1 1 1], [1 1 -1 -1]과 모두 직교한다. 또한, OVSF 코드는 코드의 길이와 사용 가능한 코드의 개수가 동일하다. 즉, 도 6에서 특정 코드의 길이와 해당 코드가 속한 분기(branch)에서의 총 개수가 동일함을 확인할 수 있다.
도 7은 단말의 배치 상황을 예로 들어 설명하는 도면이다. 도 7에서는 RACH(Random Access CHannel)에 대해 설명한다.
LTE 시스템의 경우, 단말들이 전송한 RACH 신호가 기지국으로 도착할 때, 기지국이 수신한 단말들의 RACH 신호 파워는 동일해야 한다. 이를 위해, 기지국은 'preambleInitialReceivedTargetPower'라는 파라미터를 정의함으로써, SIB(System Information Block)2를 통해 해당 셀 내의 모든 단말에 파라미터를 방송한다. 단말은 기준 신호(reference signal)을 이용하여 경로 손실을 계산하며, 계산된 경로 손실과 'preambleInitialReceivedTargetPower' 파라미터를 아래의 수학식 10과 같이 이용함으로써 RACH 신호의 송신 파워를 결정한다.
수학식 10
Figure PCTKR2016012554-appb-M000010
수학식 10에서 P_PRACH_Initial, P_CMAX, PL은 각각 RACH 신호의 송신 파워, 단말의 최대 송신 파워, 경로 손실을 나타낸다.
수학식 10을 예로 들어 설명하면, 단말의 최대 전송 가능한 파워는 23dBm 이고 기지국의 RACH 수신 파워는 -104dBm 이라고 가정한다. 또한, 도 7에 도시된 바와 같이 단말이 배치된 상황을 가정한다.
먼저, 단말은 수신 동기 신호와 빔 스캐닝 신호를 이용하여 경로 손실을 계산하며, 이를 바탕으로 송신 파워를 결정한다. 아래의 표 3은 단말의 경로 손실과 그에 따른 송신 파워를 나타낸다.
표 3
단말 preambleInitialReceived TargetPower 경로 손실 필요한 송신파워 송신 파워 추가 필요 파워
K1 -104dBm 60dB -44dBm -44dBm 0dBm
K2 -104dBm 110dB 6dBm 6dBm 0dBm
K3 -104dBm 130dB 26dBm 23dMb 3dBm
표 3에서 K1 단말의 경우 경로 손실이 매우 작지만, RACH 수신 파워를 맞추기 위해 매우 작은 파워(-44dBm)로 RACH 신호를 전송해야 한다. 한편, K2 단말의 경우 경로 손실이 크지만, 필요 송신 파워는 6dBm이다. 그러나, K3단말의 경우 경로 손실이 매우 커, 필요한 송신 파워가 단말의 P_CMAX=23dBm을 초과하게 된다. 이러한 경우, 단말은 최대 송신 파워인 23dBm으로 전송해야만 하며, 단말의 RACH 액세스 성공률은 3dB 열화된다.
도 8은 안테나 포트 0 기준의 CRS(Cell-specific Reference signal) 배치 구조를 도시한다. PSS(Primary Synchronization Signal) 기반의 타이밍 동기화는 1/16 로 데시메이션(decimation) 된 수신 신호로부터 이루어진다. 이에 따라, 실제로 검출되는 신호는 [-16, 16] 사이에서 타이밍 오프셋(timing offset)이 발생하게 된다. 이러한 타이밍 오프셋을 보정하기 위해 CRS 가 활용될 수 있으며, 도 8은 안테나 포트 0 기준의 CRS 배치 구조를 도시한다.
도 9는 앞서 도 8에서 설명한 CRS 를 이용하여 동기화에 이용되는 파라미터들을 측정하는 과정을 도시한다. 먼저, 1/16로 다운 샘플링(down-sampling)된 수신 신호로부터 파라미터의 추정을 시작한 시점을
Figure PCTKR2016012554-appb-I000021
로 정의하는 경우, 다운 샘플링되지 않은 수신 신호에서의 시작 타이밍은
Figure PCTKR2016012554-appb-I000022
로 정의된다. 이때,
Figure PCTKR2016012554-appb-I000023
은 타이밍 오프셋을 나타내며,
Figure PCTKR2016012554-appb-I000024
의 범위를 갖는다.
파라미터의 추정을 시작한 시점
Figure PCTKR2016012554-appb-I000025
로부터 수신 신호에서 특정 OFDM 심볼을 추출하며(S910), 추출된 심볼은
Figure PCTKR2016012554-appb-I000026
의 크기를 갖고
Figure PCTKR2016012554-appb-I000027
라고 정의한다. 이하에서
Figure PCTKR2016012554-appb-I000028
는 안테나 포트 0번의 배치구조에서 CRS가 포함된 OFDM 심볼(예를 들어, 1번째 OFDM 심볼)을 의미한다. 이어서,
Figure PCTKR2016012554-appb-I000029
에 FFT를 적용하여 신호
Figure PCTKR2016012554-appb-I000030
가 산출되면(S920),
Figure PCTKR2016012554-appb-I000031
를 이용하여 아래의 수학식 11에 따라 주파수축 채널이 추정된다(S930).
수학식 11
Figure PCTKR2016012554-appb-M000011
수학식 11에서
Figure PCTKR2016012554-appb-I000032
은 벡터
Figure PCTKR2016012554-appb-I000033
의
Figure PCTKR2016012554-appb-I000034
번째 요소이며,
Figure PCTKR2016012554-appb-I000035
는 1번째 OFDM 심볼에 배치된 CRS의 주파수축 상 위치를 나타내는 인덱스 셋을 의미한다. 예를 들어,
Figure PCTKR2016012554-appb-I000036
는 도 8에서 1번째 OFDM 심볼 상에 배치되는 2개의 CRS의 서브캐리어 인덱스를 나타낼 수 있다. 또한,
Figure PCTKR2016012554-appb-I000037
는
Figure PCTKR2016012554-appb-I000038
번째 서브캐리어에서의 CRS 값을 나타내고,
Figure PCTKR2016012554-appb-I000039
는 CRS 값을 이용하여 추정된 주파수축 채널을 나타낸다. 추정된 주파수축 채널
Figure PCTKR2016012554-appb-I000040
을 이용하여, 아래의 수학식 12와 같이 크기
Figure PCTKR2016012554-appb-I000041
를 갖는 주파수축 채널 벡터 가 정의될 수 있다.
수학식 12
Figure PCTKR2016012554-appb-M000012
수학식 12에서
Figure PCTKR2016012554-appb-I000043
는 벡터
Figure PCTKR2016012554-appb-I000044
의
Figure PCTKR2016012554-appb-I000045
번째 요소를 의미한다. 주파수축 채널 벡터
Figure PCTKR2016012554-appb-I000046
에 IFFT를 적용한 뒤(S940) 산출한 신호를 시간축 채널 벡터
Figure PCTKR2016012554-appb-I000047
로 정의한다. 만약
Figure PCTKR2016012554-appb-I000048
만큼의 타이밍 오프셋이 발생한 경우, 시간축 채널 벡터
Figure PCTKR2016012554-appb-I000049
는 도 10과 같은 형태를 가질 수 있다.
도 10은 타이밍 오프셋 발생에 따른 채널 벡터의 구조를 도시한다. 도 10은 6개의 반복된 CIR(Channel Impulse Response)을 도시한다. 수신기(예를 들어, 단말)는 시간축 상에서 반복하여 나타나는 CIR 중에서 첫번째 CIR을 기준으로 동기화 파라미터들을 측정한다. 즉, 수신기는 첫번째 탭(tab)과 기준점(0)과의 거리를 측정하여 타이밍 오프셋
Figure PCTKR2016012554-appb-I000050
을 추정하며, 첫번째 CIR 중 크기가 가장 큰 값(도면에서 첫번째 탭)을 RSRP(Reference Signal Received Power) 값 α로 결정한다. 마지막으로, 첫번째 CIR의 첫번째 탭과 마지막 탭(도면에서 세번째 탭) 간의 거리를 지연 분산(delay spread)
Figure PCTKR2016012554-appb-I000051
로 결정한다(S950).
2. 제안하는 동기화 파라미터 측정 방법
이하에서는 도 11 내지 도 13을 통해 상술한 동기화 파라미터 측정 과정에 대해 제안하는 실시 예를 설명한다.
제안하는 실시 예에 의하면, 복수의 OFDM 심볼들에 정의된 RS들로부터 주파수축 채널 값들을 추정하되, 추정된 채널 값들의 위상은 OFDM 심볼의 시간축 상 위치와 RS의 주파수축 상 위치를 고려하여 변경될 수 있다. 위상이 변경된 주파수축 채널 값을 이용하여 하나의 시간축 채널이 구성된다. 이하에서는 도 11 내지 도 13을 통해 실시 예를 구체적으로 설명한다.
도 11은 제안하는 실시 예와 관련된 CRS 배치 구조를 도시한다. 앞서 도 8 내지 도 10에서 설명한 바에 따르면, 하나의 서브프레임 내의 14개의 OFDM 심볼 중 1번째 OFDM 심볼만 사용하여 동기화 파라미터(즉, 타이밍 오프셋, RSRP, 지연 분산)를 추정하였다. 이때, 5번째 OFDM 심볼에 정의된 CRS를 추가적으로 이용하여 동기화 파라미터들을 추정한다면, 동기화 파라미터의 추정 성능은 향상될 수 있다. 제안하는 실시 예는 이와 같이 추가적인 OFDM 심볼의 RS를 활용하는 것으로부터 출발한다.
먼저, 도 11의 가로축과 세로축은 각각 시간축과 주파수축을 나타내며, 가로축은 각각의 OFDM 심볼을 나타내고 세로축은 각각의 서브캐리어를 나타낸다. 즉, 도 11에서 하나의 사각형은 하나의 RE(Resource Element)에 대응된다. 도 11(a) 및 도 11(b)에서 설명의 편의상 1번째, 5번째 OFDM 심볼만을 도시하였으며, 각 OFDM 심볼에는 일정한 서브캐리어 간격으로 RS(예를 들어, CRS)가 배치된다.
한편, 도 11(a) 및 도 11(b)에 도시된 OFDM 심볼 각각에 대해서 RS들의 주파수축 채널 값에 대해 IFFT를 적용하면, 도 12(a) 및 도 12(b)의 결과를 얻을 수 있다. 도 12는 일 실시 예와 관련된 시간축 상의 채널 벡터 구조를 도시한다. 도 11(a) 및 도 11(b)에서 각각의 OFDM 심볼에 대해 6 개의 RS가 배치되기 때문에, 도 12(a) 및 도 12(b) 에서 각각 6 개의 반복된 CIR들이 얻어진다. 앞서 설명했듯이, 수신기는 첫번째 CIR을 이용하여 동기화 파라미터들을 추정한다.
한편, 도 12(a) 및 도 12(b)를 이용하여 수신기가 추정한 타이밍 오프셋, RSRP, 지연 분산의 결과 값들은 서로 큰 차이가 없이 유사한 경향을 가진다. 이에 따라, 두 개의 OFDM 심볼의 RS를 활용한 동기화 파라미터 측정 과정은 아래의 수학식 13과 같이 표현될 수 있다.
수학식 13
Figure PCTKR2016012554-appb-M000013
즉, 수신기가 두 OFDM 심볼에 대해 각각 별도로 측정한 값의 평균 값을 계산함으로써 하나의 동기화 파라미터 값이 계산될 수 있다. 그러나, 이러한 과정은 앞서 도 9에서 설명한 IFFT 과정이 1번째 OFDM 심볼과 5번째 OFDM 심볼에 대해 각각 별도로 수행되어야 한다. 즉, 수신기는 2개의 OFDM 심볼을 이용하여 동기화 파라미터를 정확하게 측정할 수 있다는 이득이 있지만, 동시에 2번의 IFFT 과정을 수행해야 하는 부담이 있다. 만약 8번째와 12번째 OFDM 심볼에 존재하는 RS를 추가적으로 활용한다면, 총 4번의 독립적인 IFFT 연산 과정이 필요하게 되어 수신기의 부담이 더 증가한다.
이에 따라, 제안하는 실시 예에 의하면, 수신기는 도 11(c)에 도시된 바와 같이 1번째 OFDM 심볼과 5번째 OFDM 심볼에 정의된 RS들을 모두 활용하여 주파수축 채널을 추정하되, 각각의 OFDM 심볼에 정의된 RS에 대해 별도로 IFFT를 적용하는 대신 두 종류의 채널 추정 값에 대해 한번의 IFFT만을 적용한다. 이와 같이 두 OFDM 심볼의 RS들에 대해 추정된 채널 값에 한번의 IFFT를 적용하는 경우, 도 12(c)와 같은 결과가 얻어진다. 도 12(c)에서는 두 종류의 반복되는 CIR들이 겹쳐져서 나타남을 확인할 수 있으며, 이는 도 12(c)의 CIR은 도 12(a) 및 도 12(b)의 CIR들의 합으로 정의됨을 의미한다. 그러나, 두 종류의 CIR들의 타이밍 오프셋, RSRP, 지연분산 값은 매우 유사하게 나타날 수 있는 반면에, 두 종류의 CIR들 간의 위상은 완전히 다를 수 있다. 이는, 단순히 하나의 OFDM 심볼에 대해 복수의 RS를 고려하는 것만으로는 성능 이득을 항상 보장할 수 없음을 의미한다.
이에 따라, 제안하는 실시 예에서는 복수의 OFDM 심볼에 정의되는 RS들을 이용하여 주파수축 채널 값을 추정하되, 특정 OFDM 심볼에 위치하는 RS에 대해서는 위상을 변경하여 주파수축 채널 값을 측정한다. 도 13은 이러한 실시 예에 의한 동기화 파라미터 측정 방법을 설명하는 흐름도이다.
즉, 도 11(c)와 같이 RS들이 배치되는 경우에 있어서, 특정 OFDM 심볼에 배치되는 RS들의 주파수축 채널 추정 값(S1330)은 아래의 수학식 14와 같이 표현될 수 있다. 수학식 14에서는 5번째 OFDM 심볼에 배치되는 RS에서 추정된 채널 값의 위상을 변경하는 과정을 예로 들어 설명한다.
수학식 14
Figure PCTKR2016012554-appb-M000014
수학식 14에서
Figure PCTKR2016012554-appb-I000052
는 주파수축 채널 벡터
Figure PCTKR2016012554-appb-I000053
의
Figure PCTKR2016012554-appb-I000054
번째 요소를 의미하며,
Figure PCTKR2016012554-appb-I000055
는 RS로부터 추정된 주파수축 채널 값을 의미한다. 수학식 14가 수학식 12와 다른 점은, 5번째 OFDM 심볼에 정의되는 RS로부터 추정된 채널 값에 대해
Figure PCTKR2016012554-appb-I000056
만큼의 위상 변화가 적용된다는 점이다(S1340). 한편, 수학식 14에서는 5번째 OFDM 심볼의 위상만이 변경되었으나, 이에 제한되는 것은 아니고 1번째 OFDM 심볼의 채널 값과 5번째 OFDM 심볼의 채널 값의 위상 차이가 나는 것으로 충분하다. 즉, 제안하는 실시 예는 5번째 대신 1번째 OFDM 심볼의 채널 값의 위상을 변경하도록 구현될 수도 있으며, 두 OFDM 심볼의 채널 값의 위상을 서로 다르게 변경하도록 구현될 수도 있다.
주파수 도메인 상에서 위상이 선형으로 변경되는 것인 시간축 상에서 결과 값이 이동하는 것에 대응된다. 이에 따라, 도 11(c)에 따라 얻어진 주파수축 채널 값에 IFFT를 적용하는 경우(S1350), 도 12(d)의 CIR이 얻어질 수 있다. 도 12(d)는 도 12(b)의 결과가
Figure PCTKR2016012554-appb-I000057
만큼 이동하여(shifted) 도 12(a)의 결과와 합해진 형태이다. 즉, 도 12(d)의 결과는 도 12(c)의 결과와는 달리, 도 12(a)의 CIR과 주파수축에서 채널 값의 위상이 변경된 도 12(b)의 CIR이 시간축 상에서 분리되어 나타나게 된다. 이에 따라, 수신기는 한번의 IFFT 과정만으로도 두 종류의 CIR을 분리하여 얻어낼 수 있으며, 각각의 CIR에 대해 측정한 동기화 파라미터 값들에 대해 아래 수학식 15의 과정을 거쳐 최종적으로 동기화 파라미터를 측정할 수 있다(S1360).
수학식 15
Figure PCTKR2016012554-appb-M000015
제안하는 실시 예의 장점은, 다수의 OFDM 심볼에 정의되는 RS들로부터 채널을 추정할 때 한번의 IFFT만으로도 간섭 없이 동기화 파라미터를 측정할 수 있다는 점이다. 이때, 상술한 주파수축 상 위상 변경 과정은 증가되는 계산 복잡도가 미미하여 단말에 요구되는 부담이 극히 적기 때문에, IFFT 연산 과정을 줄이더라도 요구되는 계산 복잡도의 상승은 최소화될 수 있다.
한편, 이러한 실시 예는 RS의 배치 구조가 하나의 OFDM 심볼 상에서 주파수축 상으로 등간격이면 적용될 수 있기 때문에, 이상에서는 CRS를 예로 들어 설명했지만 CSI-RS(Channel State Information RS)에도 유사하게 적용될 수 있다.
추가적인 실시예에서, 특정 OFDM 심볼 상에서 상기 RS의 간격은 항상 동일하지는 않을 수 있다. 일 예로, 우선 신호가 높은 다른 신호가 상기 RS의 위치에 오버라이트(overwrite)되는 경우 상기 RS의 간격은 완전히 동일하지는 않으나, 상기 오버라이트된 위치를 제외하고 다른 위치에서의 상기 RS의 간격은 동일하게 구성될 수 있다.
3. 장치 구성
도 14는 본 발명의 일 실시 예와 관련된 단말 및 기지국의 구성을 도시하는 도면이다. 도 14에서 단말(100) 및 기지국(200)은 각각 무선 주파수(RF) 유닛(110, 210), 프로세서(120, 220) 및 메모리(130, 230)를 포함할 수 있다. 도 14에서는 단말(100)와 기지국(200) 간의 1:1 통신 환경만을 도시하였으나, 다수의 단말과 다수의 기지국 간에도 통신 환경이 구축될 수 있다. 또한, 도 14에 도시된 기지국(200)은 매크로 셀 기지국과 스몰 셀 기지국에 모두 적용될 수 있다.
각 RF 유닛(110, 210)은 각각 송신부(112, 212) 및 수신부(114, 214)를 포함할 수 있다. 단말(100)의 송신부(112) 및 수신부(114)는 기지국(200) 및 다른 단말들과 신호를 송신 및 수신하도록 구성되며, 프로세서(120)는 송신부(112) 및 수신부(114)와 기능적으로 연결되어 송신부(112) 및 수신부(114)가 다른 기기들과 신호를 송수신하는 과정을 제어하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서(120)는 전송할 신호에 대한 각종 처리를 수행한 후 송신부(112)로 전송하며, 수신부(114)가 수신한 신호에 대한 처리를 수행한다.
필요한 경우 프로세서(120)는 교환된 메시지에 포함된 정보를 메모리(130)에 저장할 수 있다. 이와 같은 구조를 가지고 단말(100)은 이상에서 설명한 본 발명의 다양한 실시 형태의 방법을 수행할 수 있다.
기지국(200)의 송신부(212) 및 수신부(214)는 다른 기지국 및 단말들과 신호를 송신 및 수신하도록 구성되며, 프로세서(220)는 송신부(212) 및 수신부(214)와 기능적으로 연결되어 송신부(212) 및 수신부(214)가 다른 기기들과 신호를 송수신하는 과정을 제어하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서(220)는 전송할 신호에 대한 각종 처리를 수행한 후 송신부(212)로 전송하며 수신부(214)가 수신한 신호에 대한 처리를 수행할 수 있다. 필요한 경우 프로세서(220)는 교환된 메시지에 포함된 정보를 메모리(230)에 저장할 수 있다. 이와 같은 구조를 가지고 기지국(200)은 앞서 설명한 다양한 실시 형태의 방법을 수행할 수 있다.
단말(100) 및 기지국(200) 각각의 프로세서(120, 220)는 각각 단말(100) 및 기지국(200)에서의 동작을 지시(예를 들어, 제어, 조정, 관리 등)한다. 각각의 프로세서들(120, 220)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리(130, 230)들과 연결될 수 있다. 메모리(130, 230)는 프로세서(120, 220)에 연결되어 오퍼레이팅 시스템, 어플리케이션, 및 일반 파일(general files)들을 저장한다.
본 발명의 프로세서(120, 220)는 컨트롤러(controller), 마이크로 컨트롤러(microcontroller), 마이크로 프로세서(microprocessor), 마이크로 컴퓨터(microcomputer) 등으로도 호칭될 수 있다. 한편, 프로세서(120, 220)는 하드웨어(hardware) 또는 펌웨어(firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다.
하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시 예를 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서(120, 220)에 구비될 수 있다.
한편, 상술한 방법은, 컴퓨터에서 실행될 수 있는 프로그램으로 작성 가능하고, 컴퓨터 판독 가능 매체를 이용하여 상기 프로그램을 동작시키는 범용 디지털 컴퓨터에서 구현될 수 있다. 또한, 상술한 방법에서 사용된 데이터의 구조는 컴퓨터 판독 가능 매체에 여러 수단을 통하여 기록될 수 있다. 본 발명의 다양한 방법들을 수행하기 위한 실행 가능한 컴퓨터 코드를 포함하는 저장 디바이스를 설명하기 위해 사용될 수 있는 프로그램 저장 디바이스들은, 반송파(carrier waves)나 신호들과 같이 일시적인 대상들은 포함하는 것으로 이해되지는 않아야 한다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 마그네틱 저장매체(예를 들면, 롬, 플로피 디스크, 하드 디스크 등), 광학적 판독 매체(예를 들면, 시디롬, DVD 등)와 같은 저장 매체를 포함한다.
본원 발명의 실시 예 들과 관련된 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 상기 기재의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로, 개시된 방법들은 한정적인 관점이 아닌 설명적 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 발명의 상세한 설명이 아닌 특허청구 범위에 나타나며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
상술한 바와 같은 동기화 파라미터 측정 방법은 3GPP LTE, LTE-A 시스템뿐 아니라, 그 외에도 IEEE 802.16x, 802.11x 시스템을 포함하는 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다. 나아가, 제안한 방법은 초고주파 대역을 이용하는 mmWave 통신 시스템에도 적용될 수 있다.

Claims (12)

  1. 무선 통신 시스템에서 단말이 RS(Reference signal)를 이용하여 동기화 파라미터를 측정하는 방법에 있어서,
    제1 및 제2 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 그룹에 포함되는 복수의 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS들로부터 채널 값을 추정하는 단계;
    상기 복수의 OFDM 심볼 중 상기 제2 OFDM 심볼 그룹에 포함된 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS로부터 추정된 채널 값의 주파수축 위상을 변경하는 단계;
    상기 제1 OFDM 심볼 그룹에 포함된 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS로부터 추정된 채널 값 및 상기 제2 OFDM 심볼 그룹에 포함된 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS로부터 추정된 채널 값의 주파수축 위상이 변경된 채널 값을 포함하는 전체 주파수축 채널 값을 시간축 채널 값으로 전환하는 단계; 및
    상기 시간축 채널 값으로부터 동기화 파라미터를 계산하는 단계를 포함하고,
    상기 제1 및 제2 OFDM 심볼 그룹은 각각 하나 이상의 OFDM 심볼을 포함하는, 동기화 파라미터 측정 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 특정 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS는 상기 복수의 OFDM 심볼 중 다른 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS와 다른 서브캐리어에 배치되는 것인, 동기화 파라미터 측정 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 주파수축 에서 변경된 위상 값은 시간축 상에서 이동(shift)하는 값에 대응되며,
    상기 주파수축 위상이 변경된 채널 값은 주파수축 위상이 변경되지 않은 채널 값과 시간축 상에서 구별되어 나타나는 것인, 동기화 파라미터 측정 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 동기화 파라미터는 타이밍 오프셋(timing offset), RSRP(Reference Signal Received Power) 및 지연 분산(delay spread) 중 적어도 하나를 포함하는 것인, 동기화 파라미터 측정 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 전환하는 단계는 상기 전체 주파수축 채널 값에 대해 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 적용하는 것인, 동기화 파라미터 측정 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 RS는 하나의 OFDM 심볼 상에서 동일한 서브캐리어 간격으로 배치되며, CRS(Cell-specific RS) 또는 CSI-RS(Channel State Information RS) 인 것인, 동기화 파라미터 측정 방법.
  7. 무선 통신 시스템에서 RS를 이용하여 동기화 파라미터를 측정하는 단말에 있어서,
    송신부;
    수신부; 및
    상기 송신부 및 상기 수신부와 연결되어 동작하는 프로세서를 포함하되,
    상기 프로세서는,
    제1 및 제2 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 그룹에 포함되는 복수의 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS들로부터 채널 값을 추정하고,
    상기 복수의 OFDM 심볼 중 상기 제2 OFDM 심볼 그룹에 포함된 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS로부터 추정된 채널 값의 주파수축 위상을 변경하고,
    상기 제1 OFDM 심볼 그룹에 포함된 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS로부터 추정된 채널 값 및 상기 제2 OFDM 심볼 그룹에 포함된 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS로부터 추정된 채널 값의 주파수축 위상이 변경된 채널 값을 포함하는 전체 주파수축 채널 값을 시간축 채널 값으로 전환하고,
    상기 시간축 채널 값으로부터 동기화 파라미터를 계산하고,
    상기 제1 및 제2 OFDM 심볼 그룹은 각각 하나 이상의 OFDM 심볼을 포함하는, 단말.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 특정 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS는 상기 복수의 OFDM 심볼 중 다른 OFDM 심볼 상에서 수신되는 RS와 다른 서브캐리어에 배치되는 것인, 단말.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 주파수축 에서 변경된 위상 값은 시간축 상에서 이동(shift)하는 값에 대응되며,
    상기 주파수축 위상이 변경된 채널 값은 주파수축 위상이 변경되지 않은 채널 값과 시간축 상에서 구별되어 나타나는 것인, 단말.
  10. 제7항에 있어서,
    상기 동기화 파라미터는 타이밍 오프셋(timing offset), RSRP(Reference Signal Received Power) 및 지연 분산(delay spread) 중 적어도 하나를 포함하는 것인, 단말.
  11. 제7항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 전체 주파수축 채널 값에 대해 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 적용하여 상기 전체 주파수축 채널 값을 시간축 채널 값으로 전환하는 것인, 단말.
  12. 제7항에 있어서,
    상기 RS는 하나의 OFDM 심볼 상에서 동일한 서브캐리어 간격으로 배치되며, CRS(Cell-specific RS) 또는 CSI-RS(Channel State Information RS) 인 것인, 단말.
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