WO2017043731A1 - Fdr 방식을 사용하는 장치가 자기간섭 제거를 수행하기 위한 방법 - Google Patents

Fdr 방식을 사용하는 장치가 자기간섭 제거를 수행하기 위한 방법 Download PDF

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WO2017043731A1
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고현수
노광석
이상림
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    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Definitions

  • the present invention relates to wireless communications, and more particularly, to a method for performing self-interference cancellation by an apparatus using the FDR scheme.
  • Full-duplex communication has the capacity of a system compared to the existing half-duplex communication, which divides time resources or frequency resources orthogonally by performing simultaneous transmission and reception at one node. It is a technique that can theoretically improve twice.
  • FIG. 1 is a conceptual diagram of a terminal and a base station supporting FDR.
  • Intra- device self-interference Because the device transmits / receives at the same time and frequency resources, not only a desired signal but also a signal transmitted by itself is simultaneously received. At this time, since the signal transmitted by the self is received by its reception antenna with little attenuation, it means that the signal is received with a much larger power than the desired signal to act as interference.
  • UE to UE inter-link interference means that an uplink signal transmitted by a UE is received by an adjacent UE and acts as an interference.
  • BS to BS inter-link interference means that signals transmitted between heterogeneous base stations (Picocell, femtocell, relay node) between base stations or HetNet are received by receiving antennas of other base stations and act as interference.
  • heterogeneous base stations Picocell, femtocell, relay node
  • Intra-device self-interference is an interference that occurs only in the FDR system, which greatly degrades the performance of the FDR system and is the first problem to be solved in order to operate the FDR system. to be.
  • An object of the present invention is to provide a method for performing self-interference cancellation by a base station using a full duplex radio (FDR) scheme.
  • FDR full duplex radio
  • Another object of the present invention is to provide a method for a terminal using a full duplex radio (FDR) scheme to perform self-interference cancellation.
  • FDR full duplex radio
  • Another technical problem to be achieved in the present invention is to provide a terminal for performing self-interference cancellation in an environment using a full duplex radio (FDR) method.
  • FDR full duplex radio
  • Another technical problem to be achieved in the present invention is to provide a base station for performing self-interference cancellation in an environment using a full duplex radio (FDR) method.
  • FDR full duplex radio
  • a method for performing self-interference cancellation by a base station using a full duplex radio (FDR) scheme includes a modified reference signal (RS) power boosting for estimation of the self-interference channel. Transmitting information associated with the terminal; Transmitting an RS based on the modified RS power boosting; Estimating a self-interference channel according to the RS; And performing self-interference cancellation based on the estimation of the self-interference channel.
  • the information related to the RS power boosting may include an indicator indicating to turn off boosting of the RS.
  • the information related to the RS power boosting is a ratio value of the EPRE (Energy per Resource Element) of the RS and the Physical Downlink Shared CHannel (PDSCH) EPRE of the symbol without RS, or the EPRE of the RS and the PDSCH EPRE of the symbol with RS. It may include a ratio value.
  • the information related to the RS power boosting may include a ratio value of PDSCH EPRE (Energy per Resource Element) of the symbol with RS and PDSCH EPRE of the symbol without RS.
  • the ratio value of the PDSCH EPRE of the symbol with the RS and the PDSCH EPRE of the symbol without the RS may be 1.
  • a method for performing self-interference cancellation by a terminal using a full duplex radio (FDR) scheme includes a changed reference signal (SRS) power for estimation of the self-interference channel. Transmitting information related to the boosting to the base station; Transmitting an RS based on the modified RS power boosting; Estimating a self-interference channel according to the RS; And performing self-interference cancellation based on the estimation of the self-interference channel.
  • SRS changed reference signal
  • a base station for performing self-interference cancellation in an environment using a full duplex radio (FDR) method the transmitter; And a processor, wherein the transmitter transmits information related to a modified reference signal (RS) power boosting for the estimation of the self-interfering channel to a terminal and transmits an RS based on the changed RS power boosting. And to control the transmission, the processor to estimate the self-interference channel according to the RS, and to perform self-interference cancellation based on the estimation of the self-interference channel.
  • the information related to the RS power boosting may include an indicator indicating to turn off boosting of the RS.
  • the information related to the RS power boosting is a ratio value of the EPRE (Energy per Resource Element) of the RS and the Physical Downlink Shared CHannel (PDSCH) EPRE of the symbol without RS, or the EPRE of the RS and the PDSCH EPRE of the symbol with RS. It may include a ratio value.
  • the information related to the RS power boosting may include a ratio value of PDSCH EPRE (Energy per Resource Element) of the symbol with RS and PDSCH EPRE of the symbol without RS. It may be a ratio value of the PDSCH EPRE of the symbol with the RS and the PDSCH EPRE of the symbol without the RS.
  • a terminal for performing self-interference cancellation in an environment using a full duplex radio (FDR) method the transmitter; And a processor, wherein the transmitter transmits information related to a modified reference signal (SRS) power boosting to the base station by the transmitter for estimation of the self-interfering channel, and based on the changed RS power boosting It is configured to control the transmission and to estimate the self-interference channel according to the RS, it may be configured to perform the self-interference cancellation based on the estimation of the self-interference channel.
  • SRS modified reference signal
  • a stable digital self-interference cancellation may be performed at a base station based on a high channel estimation performance by eliminating or reducing the difference between the non-linearity generated when the magnetic interference channel is estimated and the non-linearity generated when the self-interference cancellation is performed. Can be.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a network supporting a full-duplex / half-duplex communication operation scheme of a terminal to be proposed in the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the base station 105 and the terminal 110 in the wireless communication system 100.
  • FIG. 3 illustrates a conceptual diagram of a transmit / receive link and self-interference (SI) in an FDR communication situation.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a position at which three interference techniques are applied at an RF transceiver (or RF front end) of a device.
  • FIG. 5 is a block diagram of a device for self-interference cancellation (Self-IC) in the communication device proposed in the communication system environment using OFDM based on FIG.
  • Self-IC self-interference cancellation
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a difference in power of respective interference components (SI components) in an FDR system according to a change in transmission power.
  • SI components respective interference components
  • 7A to 7E are exemplary diagrams for describing contents described for RS EPRE / PDSCH EPRE described in 3GPP TS 36.213.
  • a terminal collectively refers to a mobile or fixed user terminal device such as a user equipment (UE), a mobile station (MS), an advanced mobile station (AMS), and the like.
  • the base station collectively refers to any node of the network side that communicates with the terminal such as a Node B, an eNode B, a Base Station, and an Access Point (AP).
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • AMS advanced mobile station
  • AP Access Point
  • a terminal or a user equipment may receive information from a base station through downlink, and the terminal may also transmit information through uplink.
  • the information transmitted or received by the terminal includes data and various control information, and various physical channels exist according to the type and purpose of the information transmitted or received by the terminal.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • CDMA may be implemented with a radio technology such as Universal Terrestrial Radio Access (UTRA) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented with wireless technologies such as Global System for Mobile communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • OFDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, Evolved UTRA (E-UTRA).
  • UTRA is part of the Universal Mobile Telecommunications System (UMTS).
  • 3rd Generation Partnership Project (3GPP) long term evolution (LTE) employs OFDMA in downlink and SC-FDMA in uplink as part of Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA.
  • LTE-A Advanced is an evolution of 3GPP LTE.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the base station 105 and the terminal 110 in the wireless communication system 100.
  • the wireless communication system 100 may include one or more base stations and / or one or more base stations. It may include a terminal.
  • the base station 105 includes a transmit (Tx) data processor 115, a symbol modulator 120, a transmitter 125, a transmit / receive antenna 130, a processor 180, a memory 185, and a receiver ( 190, a symbol demodulator 195, and a receive data processor 197.
  • the terminal 110 transmits (Tx) the data processor 165, the symbol modulator 170, the transmitter 175, the transmit / receive antenna 135, the processor 155, the memory 160, the receiver 140, and the symbol. It may include a demodulator 155 and a receive data processor 150.
  • the base station 105 and the terminal 110 are provided with a plurality of transmit and receive antennas. Accordingly, the base station 105 and the terminal 110 according to the present invention support a multiple input multiple output (MIMO) system. In addition, the base station 105 according to the present invention may support both a single user-MIMO (SU-MIMO) and a multi-user-MIMO (MU-MIMO) scheme.
  • MIMO multiple input multiple output
  • SU-MIMO single user-MIMO
  • MU-MIMO multi-user-MIMO
  • the transmit data processor 115 receives the traffic data, formats the received traffic data, codes it, interleaves and modulates (or symbol maps) the coded traffic data, and modulates the symbols ("data"). Symbols ").
  • the symbol modulator 120 receives and processes these data symbols and pilot symbols to provide a stream of symbols.
  • the symbol modulator 120 multiplexes the data and pilot symbols and sends it to the transmitter 125.
  • each transmission symbol may be a data symbol, a pilot symbol, or a signal value of zero.
  • pilot symbols may be sent continuously.
  • the pilot symbols may be frequency division multiplexed (FDM), orthogonal frequency division multiplexed (OFDM), time division multiplexed (TDM), or code division multiplexed (CDM) symbols.
  • Transmitter 125 receives the stream of symbols and converts it into one or more analog signals, and further adjusts (eg, amplifies, filters, and frequency upconverts) the analog signals to provide a wireless channel. Generates a downlink signal suitable for transmission via the transmission antenna 130, the transmission antenna 130 transmits the generated downlink signal to the terminal.
  • the receiving antenna 135 receives the downlink signal from the base station and provides the received signal to the receiver 140.
  • Receiver 140 adjusts the received signal (eg, filtering, amplifying, and frequency downconverting), and digitizes the adjusted signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator 145 demodulates the received pilot symbols and provides them to the processor 155 for channel estimation.
  • the symbol demodulator 145 also receives a frequency response estimate for the downlink from the processor 155 and performs data demodulation on the received data symbols to obtain a data symbol estimate (which is an estimate of the transmitted data symbols). Obtain and provide data symbol estimates to a receive (Rx) data processor 150. Receive data processor 150 demodulates (ie, symbol de-maps), deinterleaves, and decodes the data symbol estimates to recover the transmitted traffic data.
  • the processing by symbol demodulator 145 and receiving data processor 150 is complementary to the processing by symbol modulator 120 and transmitting data processor 115 at base station 105, respectively.
  • the terminal 110 is on the uplink, and the transmit data processor 165 processes the traffic data to provide data symbols.
  • the symbol modulator 170 may receive and multiplex data symbols, perform modulation, and provide a stream of symbols to the transmitter 175.
  • the transmitter 175 receives and processes a stream of symbols to generate an uplink signal.
  • the transmit antenna 135 transmits the generated uplink signal to the base station 105.
  • an uplink signal is received from the terminal 110 through the reception antenna 130, and the receiver 190 processes the received uplink signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator 195 then processes these samples to provide received pilot symbols and data symbol estimates for the uplink.
  • the received data processor 197 processes the data symbol estimates to recover the traffic data transmitted from the terminal 110.
  • Processors 155 and 180 of the terminal 110 and the base station 105 respectively instruct (eg, control, coordinate, manage, etc.) operations at the terminal 110 and the base station 105, respectively.
  • Respective processors 155 and 180 may be connected to memory units 160 and 185 that store program codes and data.
  • the memory 160, 185 is coupled to the processor 180 to store the operating system, applications, and general files.
  • the processors 155 and 180 may also be referred to as controllers, microcontrollers, microprocessors, microcomputers, or the like.
  • the processors 155 and 180 may be implemented by hardware or firmware, software, or a combination thereof.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs Field programmable gate arrays
  • the firmware or software may be configured to include a module, a procedure, or a function for performing the functions or operations of the present invention, and to perform the present invention.
  • the firmware or software configured to be may be provided in the processors 155 and 180 or stored in the memory 160 and 185 to be driven by the processors 155 and 180.
  • the layers of the air interface protocol between the terminal and the base station between the wireless communication system (network) are based on the lower three layers of the open system interconnection (OSI) model, which is well known in the communication system. ), And the third layer L3.
  • the physical layer belongs to the first layer and provides an information transmission service through a physical channel.
  • a Radio Resource Control (RRC) layer belongs to the third layer and provides control radio resources between the UE and the network.
  • the terminal and the base station may exchange RRC messages through the wireless communication network and the RRC layer.
  • the processor 155 of the terminal and the processor 180 of the base station process the signals and data, except for the function of receiving or transmitting the signal and the storage function of the terminal 110 and the base station 105, respectively.
  • the following description does not specifically refer to the processors 155 and 180.
  • the processors 155 and 180 it may be said that a series of operations such as a function of receiving or transmitting a signal and a data processing other than a storage function are performed.
  • FIG. 3 illustrates a conceptual diagram of a transmit / receive link and self-interference (SI) in an FDR communication situation.
  • SI self-interference
  • the size may be extremely larger than the desired signal due to the physical distance difference. This extremely high level of interference requires effective cancellation of self-interference to drive the FDR system.
  • the UE needs 119 dBm of self-interference (Self-IC) performance in order to effectively drive the FDR system in a bandwidth (BW) of 20MHz.
  • the thermal noise value depends on the bandwidth of the mobile communication system. It can be changed as shown in the equation. Table 1 assumes a bandwidth of 20MHz.
  • the Receiver Noise Figure (NF) considered the worst case with reference to the 3GPP specification requirements.
  • the receiver thermal noise level is determined by the sum of the thermal noise at the specific BW and the receiver NF.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a position at which three interference techniques are applied at an RF transceiver (or RF front end) of a device.
  • Figure 4 shows the application location of the three Self-IC technique. The following three self-IC techniques are briefly described.
  • the self-interference cancellation scheme that should be executed first is the antenna self-interference cancellation scheme.
  • SI cancellation is performed at the antenna stage.
  • the simplest is to physically block the transmission of the SI signal by installing an object that can block the signal between the transmitting and receiving antennas, artificially adjusting the distance between the antennas using multiple antennas, or reversing the phase for a particular transmitting signal. Can be used to remove some of the SI signal.
  • a part of the SI signal may be removed using a multi-polarized antenna or a directional antenna.
  • Analog Self-IC A method of removing interference from the analog stage before the received signal passes through the ADC (Analog-to-Digital Convertor). This may be performed in the RF domain or the IF domain.
  • a method of removing the SI signal is described in detail as follows. First, the delayed analog signal is time-delayed, and then the magnitude and phase are adjusted to make a duplicate signal of the SI signal actually received and subtracted from the signal received by the receiving antenna. However, since the analog signal is processed, additional distortion may occur due to implementation complexity and circuit characteristics, and thus, interference cancellation performance may be greatly changed.
  • Digital Self-IC Removes interference after the received signal passes through the ADC. It includes all interference cancellation techniques in the baseband region. In the simplest case, it can be realized by making a copy signal of SI and subtracting it from the received digital signal by using the transmitted digital signal. Alternatively, techniques for preventing a transmission signal to a terminal or a base station from being received by a reception antenna by performing precoding / postcoding on a baseband using multiple antennas may also be classified as digital self-ICs. However, since digital self-IC can be quantized to recover information about a desired signal, a digitally modulated signal can be interfered using one or more of the above techniques to perform digital self-IC. After elimination, we need a precondition that the difference in signal power between the remaining interfering signal and the desired signal must fall within the ADC range.
  • FIG. 5 is a block diagram of a device for self-interference cancellation (Self-IC) in the communication device proposed in the communication system environment using OFDM based on FIG.
  • Self-IC self-interference cancellation
  • FIG. 5 is a conceptual diagram of removing a magnetic interference signal by separating a transmitting antenna and a receiving antenna, a method of configuring an antenna different from FIG. 5 may be used when an antenna interference cancellation technique using one antenna is used.
  • a function block suitable for the purpose may be added or deleted.
  • the non-linear components in the RF are greatly affected.
  • nonlinear characteristics of active devices such as power amplifier (PA) and low noise amplifier (LNA) distort the transmission signal, and the distortion causes the transmission signal to generate high-order components.
  • PA power amplifier
  • LNA low noise amplifier
  • even-order components affect around the DC, which can be effectively removed by existing AC coupling or filtering techniques.
  • odd-order components occur adjacent to existing frequencies, they cannot be easily removed unlike even-orders, and have a great effect on reception.
  • the received signal after the ADC in the FDR system is expressed using the Parallel Hammerstain (PH) Model as shown in Equation 1 below.
  • x SI [n] is data transmitted by the RF transmitter of the device
  • h SI [n] is a self-interference channel (Self) experienced by data transmitted by the RF transmitter.
  • x D [n] is the data to be received at the RF receiver of the device
  • h D [n] is the desired channel of the desired channel experienced by the data to be received at the RF receiver.
  • the power of magnetic interference increases as the transmission power increases. Therefore, if the performance of antenna self-interference cancellation and analog self-interference cancellation is fixed, the burden of removing more magnetic interference cancellation components from digital interference is needed to achieve the desired target self-interference cancellation performance when the transmission power is increased. ) Increases.
  • the linear self-interference component not only the linear self-interference component but also the non-linear self-interference components generated according to the characteristics of the FDR device have a higher increase rate than the linear self-interference component.
  • the correlation between the change in the transmission power and the power of the linear self-interference component and the nonlinear self-interference component may be represented as shown in FIG. 6.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a difference in power of respective interference components (SI components) in an FDR system according to a change in transmission power.
  • SI components respective interference components
  • the power of the 2nd order nonlinear self-interference component (square marker) and the 3rd order nonlinear self-interference component (thermal marker) is thermal noise. Since it is less than (dotted line), the desired magnetic interference cancellation performance can be achieved by only digital magnetic interference cancellation considering only linear magnetic interference components.
  • the power of the 2nd order nonlinear self-interference component (SI component) and the 3rd order nonlinear nonlinear self-interference component increases, resulting in greater than thermal noise, as well as the desired Since the power of the nonlinear self-interference component is larger than the power of the desired signal, the digital self-interference cancellation alone considering the linear self-interference component alone does not achieve the desired magnetic interference cancellation performance.
  • the LTE system transmits power boost (for example, 3 dB boost) in comparison with data transmission power when transmitting a pilot signal (or reference signal) to improve channel estimation performance.
  • power boost for example, 3 dB boost
  • the receiver is incorrectly informed of the pilot power set during transmission, channel estimation and data decoding are performed based on the boosted pilot power that is incorrectly known, which is caused by the channel estimation error reflecting an error equal to the error of the power difference. Performance degradation will occur. Therefore, the transmitting side and the receiving side need to know the boosting power when transmitting the pilot signal accurately to prevent such performance degradation.
  • the existing 3GPP LTE is designed to inform the terminal of the boosting information of the pilot through RS EPRE (Energy per Resource Element) through downlink signaling. This will be described in more detail below. Table 2 below describes the RS EPRE / PDSCH EPRE described in 3GPP TS 36.213.
  • the eNodeB determines the downlink transmit energy per resource element.
  • a UE may assume downlink cell-specific RS EPRE is constant across the downlink system bandwidth and constant across all subframes until different cell-specific RS power information is received.
  • the downlink reference-signal EPRE can be derived from the downlink reference-signal transmit power given by the parameter Reference-signal-power provided by higher layers.
  • the downlink reference-signal transmit power is defined as the linear average over the power contributions (in [W]) of all resource elements that carry cell-specific reference signals within the operating system bandwidth.
  • the ratio of PDSCH EPRE to cell-specific RS EPRE among PDSCH REs (not applicable to PDSCH REs with zero EPRE) for each OFDM symbol is denoted by either ⁇ A or ⁇ B according to the OFDM symbol index as given by Table 5.2.- 2.
  • ⁇ A or ⁇ B are UE specific. The UE may assume that for 16QAM, 64QAM, TRI> 1 spatial multiplexing or for PDSCH transmission associated with the multi-user MIMO transmission mode.
  • ⁇ A is equal to when the UE receives a PDSCH data transmission using precoding for transmit diversity with 4 cell-specific antenna ports according to Section 6.3.4.3 of [3] ⁇ A is equal to + P A Where is 0dB for all transmission modes except multi-user MIMO and where P A is a UE specific parameter provided by higher layers. If UE-specific RSs are present in a PRB, the ratio of PDSCH EPRE to UE-specific RS EPRE for each OFDM symbol is equal.
  • the UE may assume that for 16QAM or 64QAM, this ratio is 0dB.
  • the cell-specific ratio ⁇ B / ⁇ A is given by following Table 3 according to cell-specific parameter P B signaled by higher layers and the number of configured eNodeB cell specific antenna ports.
  • Table 3 The cell-specific ratio ⁇ B / ⁇ A for 1,2, or 4 cell specific antenna ports
  • Table 4 shows OFDM symbol indices within a slot when the ratio of OFDM symbol indices within a slot where the ratio of the corresponding PDSCH EPRE and cell-specific RS EPRE is expressed as ⁇ A or ⁇ B.
  • Table 5 below shows CQI-ReportConfig information elements including a normal PUSCH-RS-EPRE offset value in a 3GPP LTE system.
  • the CQI-ReportConfig information elements signal the UE to the UE through higher layer signaling (eg, RRC signal).
  • -ASN1STARTCQI-ReportConfig :: SEQUENCE ⁇ cqi-ReportModeAperiodic ENUMERATED ⁇ rm12, rm20, rm22, rm30, rm31, spare3, spare2, spare1 ⁇ OPTIONAL,-Need OR nomPDSCH-RS-EPRE-Offset INTEGER (-1. 6), cqi-ReportPeriodic CQI-ReportPeriodic OPTIONAL-Need ON ⁇
  • Table 6 The following Table 6 shows a PDSCH-Config information element, and the base station signals the PDSCH-Config information element to the UE by higher layer signaling (for example, an RRC signal).
  • the PDSCH-Config information element includes P ⁇ sub> A ⁇ / sub> and P ⁇ sub> B ⁇ / sub> values mentioned in Table 2.
  • P B is a cell-specific value
  • P A is a user-specific value
  • the power of the cell specific reference signal is a cell specific value (ie, constant across the downlink bandwidth) and the data power has a UE specific value.
  • RS power is given as an integer value
  • data power is expressed as a ratio of RS power.
  • There are two types of data power one of which is the power of a PDSCH of a symbol without an RS, and the other of which is the power of a PDSCH of a symbol having an RS.
  • RS power is expressed as an integer value between -60 and 50.
  • ⁇ A is expressed as the ratio of cell specific RS EPRE (P CRS ) to PDSCH EPRE (P Data_NRS ) of symbols without RS (P CRS / P Data_NRS )
  • ⁇ B is Cell specific RS EPRE It is expressed as the ratio of (P CRS ) and PDSCH EPRE (P Data_RS ) of a symbol with RS (P CRS / P Data_RS ).
  • the ratio of RS and EPRE of data is an important value.
  • the RS / Data ratio ⁇ A of a symbol without RS transmits the UE to a UE through an upper layer signal in a UE-specific manner.
  • the RS / Data ratio ⁇ B of the symbol with RS can be calculated through ⁇ A given UE specific and P B given cell specific. That is, the environment RS EPRE in which Cell Specific RS is used is a cell specific value, and the data EPRE is a UE specific value.
  • the RB in the case of one antenna port, when the RE configuration of the OFDM symbol including the RS is included, the RB includes two REs for the RS and ten REs for the data.
  • the ratio of the data EPRE for the missing OFDM symbol (EPRE for data in OFDM symbol with RS to EPRE for data in OFDM symbol without RS ratio) can be expressed as 4/5.
  • the RE configuration of the OFDM symbol including the RS consists of four REs for the RS and eight REs for the data.
  • the four REs for the RS can be divided into two REs for one antenna / two REs for another antenna.
  • an RE corresponding to an RS (RS1) for estimating a channel of the antenna is transmitted in one antenna, and a '0' energy is transmitted in the RE of the RS (RS2) for another antenna. This unused energy can be used for data or RE transmissions for RS1.
  • 7A to 7E are exemplary diagrams for describing contents described for RS EPRE / PDSCH EPRE described in 3GPP TS 36.213.
  • the ratio of the CRS (for example, CRS1) EPRE of symbol 1 (symbol # 1) to the data EPRE of symbol 2 (symbol # 2) is represented by ⁇ A and the EPRE of symbol 1 (symbol # 1).
  • the non-linear characteristics of the self-interfering channel and the non-linear characteristics of the data transmission may be different due to the different transmission power between the RS and the data during power boosted RS (or pilot) transmission. Therefore, the non-linearity of the self-interfering channel estimated through the power boosted RS (or pilot) is estimated by considering the high order component because more high-order components are generated due to the boosted transmission power.
  • power boost is not performed, resulting in a nonlinear component different from RS, and deterioration of performance when performing self-interference cancellation in consideration of the estimated nonlinearity based on the boosted RS power. May occur.
  • the transmission power in the self-interference channel and the transmission power in the PUCCH, PUSCH, and SRS may also be different from those estimated through the uplink DMRS (DeModualtion RS) or the RS for nonlinear self-interference channel estimation. Since the nonlinear components generated due to the difference in power are different, performance degradation may occur when the self-interference cancellation is performed in consideration of the nonlinearity estimated based on different RS powers.
  • the self-interference channel estimation should be performed based on the same power or the power of the same nonlinearity in consideration of the transmission power in PUCCH, PUSCH, and SRS. It is necessary to inform the base station through signaling. This signaling method is described below.
  • the boosting information that is instantaneously or periodically changed for the self-interference channel estimation may be replaced by a physical layer signal (for example, PDCCH, PDSCH, EPDCCH, etc.) or higher layer.
  • Signaling eg, RRC
  • RRC Radio Resource Control
  • the base station needs to change the boosting setting of the RS power to estimate the self-interference channel periodically or periodically, the non-linearity generated when the self-interference channel estimation occurs in the base station by signaling the changed information aperiodically or periodically.
  • Stable digital self-interference cancellation can be performed at the base station based on high channel estimation performance by eliminating or reducing the difference between nonlinearities occurring when performing self-interference cancellation.
  • the terminal may also perform channel estimation and data decoding based on the correct RS power based on the change information about the boosting setting of the RS power received from the base station.
  • the modified boosting information for aperiodic or periodic self-interference channel estimation may include an indicator indicating boosting on / off based on a relative boosting power ratio ⁇ A or ⁇ B , or a predetermined setting value ( For example, the 1-bit indicator) may be signaled to the terminal.
  • the changed boosting information for aperiodic or periodic self-interfering channel estimation is transmitted in the values of pb (corresponding to P B in Table 2) and pa (corresponding to P A in Table 2) specified in the PDSCH-Config information element. Can be.
  • the base station when the base station needs to change the boosting setting of RS power for self-interference channel estimation, the base station signals an indicator indicating boosting off to the terminal.
  • the base station may signal the terminal to information including the start time and period of the self-interference channel estimation in the periodic self-interference channel estimation instead of the changed boosting information.
  • the non-linearity and the self-linearity generated during the self-interference channel estimation by the terminal by signaling the changed information to the base station aperiodically or periodically Stable digital self-interference cancellation can be performed at the terminal based on high channel estimation performance by eliminating or reducing the difference between the nonlinearities generated when the interference is cancelled, and the base station can also perform accurate SRS power based on the changed RS boosting information received from the terminal.
  • Channel estimation and data decoding can be performed based on.
  • the changed power control information may be power control information of the SRS or an indicator (for example, 1 bit indicator) indicating power setting on / off for FDR self-interference cancellation based on a predetermined setting value. Can be transmitted as a type.
  • the base station may inform the terminal of information including the start time and period of the self-interference channel estimation in the periodic self-interference channel estimation instead of the changed power control information.
  • Equation 2 is a power control equation at the terminal before operating in the FDR method
  • Equation 3 shows a power control equation after the terminal operates in the FDR method and changes the RS power boosting information.
  • P CMAX which is a maximum power value in physical random access channel (PRACH), SRS, PUCCH, and PUSCH, may be changed to P PUSCH value during power control.
  • the above-described scheme may predefine boosting options for self-interference channel estimation to transmit the index of the table or the difference between the indexes, or other information (e.g., the average performance of analog self-interference cancellation). Based on the estimation can be applied.
  • the above scheme may selectively operate only in an option in which there is a power difference between a symbol in which only data is transmitted and a symbol including RS.
  • the above-described scheme may selectively operate only when the base station or the terminal operates in the FDR scheme.
  • the base station operates in the FDR scheme when a terminal operating in the FDR scheme is connected or when a terminal that wants to receive downlink and a terminal that wants to transmit uplink simultaneously communicate with each other.
  • the base station may predict the duration of the FDR operation of the terminal through a buffer status report (BSR) of the terminal, and may receive signaling information necessary from the terminal through a physical layer signal or an upper layer signal at a necessary time. Control signal transmission of the terminal can be triggered.
  • BSR buffer status report
  • examples of the proposed scheme described above may also be regarded as a kind of proposed schemes as they may be included as one of the implementation methods of the present invention.
  • the above-described proposed schemes may be independently implemented, some proposed schemes may be implemented in a combination (or merge) form.
  • Information on whether the proposed methods are applied is defined by a rule so that the base station informs the terminal through a predefined signal (for example, a physical layer signal or a higher layer signal). Can be.
  • each component or feature is to be considered optional unless stated otherwise.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features. It is also possible to combine some of the components and / or features to form an embodiment of the invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment. It is obvious that the claims may be combined to form an embodiment by combining claims that do not have an explicit citation relationship in the claims or as new claims by post-application correction.
  • a method for performing self-interference cancellation by a base station using an FDR scheme can be industrially used in various wireless communication systems such as a 5G communication system.

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Abstract

FDR (Full Duplex Radio) 방식을 사용하는 기지국이 자기간섭 제거를 수행하기 위한 방법은, 상기 자기간섭 채널의 추정을 위해 변경된 참조신호(Reference Signal, RS) 파워 부스팅과 관련된 정보를 단말에게 전송하는 단계; 상기 변경된 RS 파워 부스팅에 기초하여 RS를 전송하는 단계; 상기 RS에 따른 자기간섭 채널을 추정하는 단계; 및 상기 자기간섭 채널의 추정에 기초하여 자기간섭 제거를 수행하는 단계를 포함할 수 있다.

Description

FDR 방식을 사용하는 장치가 자기간섭 제거를 수행하기 위한 방법
본 발명은 무선통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는 FDR 방식을 사용하는 장치가 자기간섭 제거를 수행하기 위한 방법에 관한 것이다.
전이중 통신 기술 (Full-duplex communication) 은 한 노드에서 송신과 수신을 동시에 수행함으로써 시간 자원 또는 주파수 자원을 직교하도록 분할하여 사용하는 기존의 반이중 통신 (Half-duplex communication) 에 비해서 시스템의 용량(capacity)를 이론적으로 2배 향상시킬 수 있는 기술이다.
도 1은 FDR 을 지원하는 단말과 기지국의 개념도를 나타낸다.
도 1과 같은 FDR 상황에서는 다음과 같은 총 3종류의 간섭이 존재하게 된다.
Intra -device self-interference: 동일한 시간 및 주파수 자원으로 송/수신을 수행하기 때문에, desired signal 뿐만 아니라 자신이 송신한 신호가 동시에 수신된다. 이때, 자신이 송신한 신호는 감쇄가 거의 없이 자신의 수신 안테나로 수신 되므로 desired signal 보다 매우 큰 파워로 수신되어 간섭으로 작용하는 것을 의미한다.
UE to UE inter-link interference: 단말이 송신한 상향링크 신호가 인접하게 위치한 단말에게 수신되어 간섭으로 작용하는 것을 의미한다.
BS to BS inter-link interference: 기지국간 혹은 HetNet 상황에서의 이종 기지국간(Picocell, femtocell, relay node) 송신하는 신호가 다른 기지국의 수신 안테나로 수신되어 간섭으로 작용하는 것을 의미한다.
이와 같은 3가지 간섭 중 Intra-device self-interference (이하 Self-interference (SI))는 FDR 시스템에서만 발생 하는 간섭으로 FDR 시스템의 성능을 크게 열화 시키며, FDR 시스템을 운용하기 위해서 가장 먼저 해결해야 할 문제이다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제는 FDR (Full Duplex Radio) 방식을 사용하는 기지국이 자기간섭 제거를 수행하기 위한 방법을 제공하는 데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 FDR (Full Duplex Radio) 방식을 사용하는 단말이 자기간섭 제거를 수행하기 위한 방법을 제공하는 데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 또 다른 기술적 과제는 FDR (Full Duplex Radio) 방식을 사용하는 환경에서 자기간섭 제거를 수행하기 위한 단말을 제공하는 데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 또 다른 기술적 과제는 FDR (Full Duplex Radio) 방식을 사용하는 환경에서 자기간섭 제거를 수행하기 위한 기지국을 제공하는 데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상기의 기술적 과제를 달성하기 위한, FDR (Full Duplex Radio) 방식을 사용하는 기지국이 자기간섭 제거를 수행하기 위한 방법은, 상기 자기간섭 채널의 추정을 위해 변경된 참조신호(Reference Signal, RS) 파워 부스팅과 관련된 정보를 단말에게 전송하는 단계; 상기 변경된 RS 파워 부스팅에 기초하여 RS를 전송하는 단계; 상기 RS에 따른 자기간섭 채널을 추정하는 단계; 및 상기 자기간섭 채널의 추정에 기초하여 자기간섭 제거를 수행하는 단계를 포함할 수 있다. 상기 RS 파워 부스팅에 관련된 정보는 상기 RS의 부스팅을 오프(off)하는 것을 지시하는 지시자를 포함할 수 있다. 상기 RS 파워 부스팅에 관련된 정보는 RS의 EPRE(Energy per Resource Element)와 상기 RS가 없는 심볼의 PDSCH(Physical Downlink Shared CHannel) EPRE의 비율 값 또는 상기 RS의 EPRE와 상기 RS가 있는 심볼의 PDSCH EPRE의 비율값을 포함할 수 있다. 상기 RS 파워 부스팅에 관련된 정보는 상기 RS가 있는 심볼의 PDSCH EPRE(Energy per Resource Element)와 상기 RS가 없는 심볼의 PDSCH EPRE의 비율 값을 포함할 수 있다. 상기 RS가 있는 심볼의 PDSCH EPRE와 상기 RS가 없는 심볼의 PDSCH EPRE의 비율 값은 1일 수 있다.
상기의 다른 기술적 과제를 달성하기 위한, FDR (Full Duplex Radio) 방식을 사용하는 단말이 자기간섭 제거를 수행하기 위한 방법은, 상기 자기간섭 채널의 추정을 위해 변경된 참조신호(Reference Signal, SRS) 파워 부스팅과 관련된 정보를 기지국에게 전송하는 단계; 상기 변경된 RS 파워 부스팅에 기초하여 RS를 전송하는 단계; 상기 RS에 따른 자기간섭 채널을 추정하는 단계; 및 상기 자기간섭 채널의 추정에 기초하여 자기간섭 제거를 수행하는 단계를 포함할 수 있다.
상기의 또 다른 기술적 과제를 달성하기 위한, FDR (Full Duplex Radio) 방식을 사용하는 환경에서 자기간섭 제거를 수행하기 위한 기지국은, 송신기; 및 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는, 상기 송신기가 상기 자기간섭 채널의 추정을 위해 변경된 참조신호(Reference Signal, RS) 파워 부스팅과 관련된 정보를 단말에게 전송하고 상기 변경된 RS 파워 부스팅에 기초하여 RS를 전송하도록 제어하며, 상기 프로세서는 상기 RS에 따른 자기간섭 채널을 추정하고, 상기 자기간섭 채널의 추정에 기초하여 자기간섭 제거를 수행하도록 구성될 수 있다. 상기 RS 파워 부스팅에 관련된 정보는 상기 RS의 부스팅을 오프(off)하는 것을 지시하는 지시자를 포함할 수 있다. 상기 RS 파워 부스팅에 관련된 정보는 RS의 EPRE(Energy per Resource Element)와 상기 RS가 없는 심볼의 PDSCH(Physical Downlink Shared CHannel) EPRE의 비율 값 또는 상기 RS의 EPRE와 상기 RS가 있는 심볼의 PDSCH EPRE의 비율값을 포함할 수 있다. 상기 RS 파워 부스팅에 관련된 정보는 상기 RS가 있는 심볼의 PDSCH EPRE(Energy per Resource Element)와 상기 RS가 없는 심볼의 PDSCH EPRE의 비율 값을 포함할 수 있다. 상기 RS가 있는 심볼의 PDSCH EPRE와 상기 RS가 없는 심볼의 PDSCH EPRE의 비율 값일 수 있다.
상기의 또 다른 기술적 과제를 달성하기 위한, FDR (Full Duplex Radio) 방식을 사용하는 환경에서 자기간섭 제거를 수행하기 위한 단말은, 송신기; 및 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는, 상기 송신기가 상기 자기간섭 채널의 추정을 위해 변경된 참조신호(Reference Signal, SRS) 파워 부스팅과 관련된 정보를 기지국에게 전송하고, 상기 변경된 RS 파워 부스팅에 기초하여 RS를 전송하도록 제어하며, 상기 RS에 따른 자기간섭 채널을 추정하도록 구성되며, 상기 자기간섭 채널의 추정에 기초하여 자기간섭 제거를 수행하도록 구성될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따라, 자기 간섭 채널 추정 시 발생하는 비선형성과 자기간섭 제거 수행 시 발생하는 비선형성 간의 차이를 없애거나 줄여 높은 채널 추정 성능을 기반으로 기지국에서 안정적인 디지털 자기간섭 제거를 수행할 수 있다.
본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1은 본 발명에서 제안하고자 하는 단말의 전이중/반이중 통신 동작 방식을 지원하는 네트워크를 예시적인 도면이다.
도 2는 무선통신 시스템(100)에서의 기지국(105) 및 단말(110)의 구성을 도시한 블록도이다.
도 3은 FDR 통신 상황에서 송신/수신 링크와 자기간섭 (SI)의 개념도를 예시하고 있다.
도 4는 장치의 RF 송수신단(혹은 RF front end)에서의 세 가지 간섭 기법을 적용하는 위치를 도시한 도면이다.
도 5는 도 4를 바탕으로 하여 OFDM을 이용한 통신 시스템 환경에서 제안하는 통신 장치에서 자기간섭 제거(Self-IC)를 위한 장치의 블럭도를 도식화 한 도면이다.
도 6은 송신 전력의 변화에 따른 FDR 시스템에서의 각 자기간섭 요소들(SI components)의 전력의 차이를 도시한 도면이다.
도 7a 내지 도 7e는 3GPP TS 36.213에 기술된 RS EPRE/PDSCH EPRE에 대해 기술된 내용을 설명하기 위한 예시적 도면이다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 예를 들어, 이하의 상세한 설명은 이동통신 시스템이 3GPP LTE, LTE-A 시스템인 경우를 가정하여 구체적으로 설명하나, 3GPP LTE, LTE-A의 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동통신 시스템에도 적용 가능하다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
아울러, 이하의 설명에 있어서 단말은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), AMS(Advanced Mobile Station) 등 이동 또는 고정형의 사용자단 기기를 통칭하는 것을 가정한다. 또한, 기지국은 Node B, eNode B, Base Station, AP(Access Point) 등 단말과 통신하는 네트워크 단의 임의의 노드를 통칭하는 것을 가정한다. 본 명세서에서는 IEEE 802.16 시스템에 근거하여 설명하지만, 본 발명의 내용들은 각종 다른 통신 시스템에도 적용가능하다.
이동 통신 시스템에서 단말 혹은 사용자 기기(User Equipment)은 기지국으로부터 하향링크(Downlink)를 통해 정보를 수신할 수 있으며, 단말은 또한 상향링크(Uplink)를 통해 정보를 전송할 수 있다. 단말이 전송 또는 수신하는 정보로는 데이터 및 다양한 제어 정보가 있으며, 단말이 전송 또는 수신하는 정보의 종류 용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced 데이터 Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로서 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화된 버전이다.
또한, 이하의 설명에서 사용되는 특정(特定) 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
도 2는 무선통신 시스템(100)에서의 기지국(105) 및 단말(110)의 구성을 도시한 블록도이다.
무선 통신 시스템(100)을 간략화하여 나타내기 위해 하나의 기지국(105)과 하나의 단말(110)(D2D 단말을 포함)을 도시하였지만, 무선 통신 시스템(100)은 하나 이상의 기지국 및/또는 하나 이상의 단말을 포함할 수 있다.
도 2를 참조하면, 기지국(105)은 송신(Tx) 데이터 프로세서(115), 심볼 변조기(120), 송신기(125), 송수신 안테나(130), 프로세서(180), 메모리(185), 수신기(190), 심볼 복조기(195), 수신 데이터 프로세서(197)를 포함할 수 있다. 그리고, 단말(110)은 송신(Tx) 데이터 프로세서(165), 심볼 변조기(170), 송신기(175), 송수신 안테나(135), 프로세서(155), 메모리(160), 수신기(140), 심볼 복조기(155), 수신 데이터 프로세서(150)를 포함할 수 있다. 송수신 안테나(130, 135)가 각각 기지국(105) 및 단말(110)에서 하나로 도시되어 있지만, 기지국(105) 및 단말(110)은 복수 개의 송수신 안테나를 구비하고 있다. 따라서, 본 발명에 따른 기지국(105) 및 단말(110)은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템을 지원한다. 또한, 본 발명에 따른 기지국(105)은 SU-MIMO(Single User-MIMO) MU-MIMO(Multi User-MIMO) 방식 모두를 지원할 수 있다.
하향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서(115)는 트래픽 데이터를 수신하고, 수신한 트래픽 데이터를 포맷하여, 코딩하고, 코딩된 트래픽 데이터를 인터리빙하고 변조하여(또는 심볼 매핑하여), 변조 심볼들("데이터 심볼들")을 제공한다. 심볼 변조기(120)는 이 데이터 심볼들과 파일럿 심볼들을 수신 및 처리하여, 심볼들의 스트림을 제공한다.
심볼 변조기(120)는, 데이터 및 파일럿 심볼들을 다중화하여 이를 송신기 (125)로 전송한다. 이때, 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼, 파일럿 심볼, 또는 제로의 신호 값일 수도 있다. 각각의 심볼 주기에서, 파일럿 심볼들이 연속적으로 송신될 수도 있다. 파일럿 심볼들은 주파수 분할 다중화(FDM), 직교 주파수 분할 다중화(OFDM), 시분할 다중화(TDM), 또는 코드 분할 다중화(CDM) 심볼일 수 있다.
송신기(125)는 심볼들의 스트림을 수신하여 이를 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하고, 또한, 이 아날로그 신호들을 추가적으로 조절하여(예를 들어, 증폭, 필터링, 및 주파수 업 컨버팅(upconverting) 하여, 무선 채널을 통한 송신에 적합한 하향링크 신호를 발생시킨다. 그러면, 송신 안테나(130)는 발생된 하향링크 신호를 단말로 전송한다.
단말(110)의 구성에서, 수신 안테나(135)는 기지국으로부터의 하향링크 신호를 수신하여 수신된 신호를 수신기(140)로 제공한다. 수신기(140)는 수신된 신호를 조정하고(예를 들어, 필터링, 증폭, 및 주파수 다운컨버팅(downconverting)), 조정된 신호를 디지털화하여 샘플들을 획득한다. 심볼 복조기(145)는 수신된 파일럿 심볼들을 복조하여 채널 추정을 위해 이를 프로세서(155)로 제공한다.
또한, 심볼 복조기(145)는 프로세서(155)로부터 하향링크에 대한 주파수 응답 추정치를 수신하고, 수신된 데이터 심볼들에 대해 데이터 복조를 수행하여, (송신된 데이터 심볼들의 추정치들인) 데이터 심볼 추정치를 획득하고, 데이터 심볼 추정치들을 수신(Rx) 데이터 프로세서(150)로 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (150)는 데이터 심볼 추정치들을 복조(즉, 심볼 디-매핑(demapping))하고, 디인터리빙(deinterleaving)하고, 디코딩하여, 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
심볼 복조기(145) 및 수신 데이터 프로세서(150)에 의한 처리는 각각 기지국(105)에서의 심볼 변조기(120) 및 송신 데이터 프로세서(115)에 의한 처리에 대해 상보적이다.
단말(110)은 상향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서(165)는 트래픽 데이터를 처리하여, 데이터 심볼들을 제공한다. 심볼 변조기(170)는 데이터 심볼들을 수신하여 다중화하고, 변조를 수행하여, 심볼들의 스트림을 송신기(175)로 제공할 수 있다. 송신기(175)는 심볼들의 스트림을 수신 및 처리하여, 상향링크 신호를 발생시킨다. 그리고 송신 안테나(135)는 발생된 상향링크 신호를 기지국(105)으로 전송한다.
기지국(105)에서, 단말(110)로부터 상향링크 신호가 수신 안테나(130)를 통해 수신되고, 수신기(190)는 수신한 상향링크 신호를 처리되어 샘플들을 획득한다. 이어서, 심볼 복조기(195)는 이 샘플들을 처리하여, 상향링크에 대해 수신된 파일럿 심볼들 및 데이터 심볼 추정치를 제공한다. 수신 데이터 프로세서(197)는 데이터 심볼 추정치를 처리하여, 단말(110)로부터 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
단말(110) 및 기지국(105) 각각의 프로세서(155, 180)는 각각 단말(110) 및 기지국(105)에서의 동작을 지시(예를 들어, 제어, 조정, 관리 등)한다. 각각의 프로세서들(155, 180)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리 유닛(160, 185)들과 연결될 수 있다. 메모리(160, 185)는 프로세서(180)에 연결되어 오퍼레이팅 시스템, 어플리케이션, 및 일반 파일(general files)들을 저장한다.
프로세서(155, 180)는 컨트롤러(controller), 마이크로 컨트롤러(microcontroller), 마이크로 프로세서(microprocessor), 마이크로 컴퓨터(microcomputer) 등으로도 호칭될 수 있다. 한편, 프로세서(155, 180)는 하드웨어(hardware) 또는 펌웨어(firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시예를 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서(155, 180)에 구비될 수 있다.
한편, 펌웨어나 소프트웨어를 이용하여 본 발명의 실시예들을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등을 포함하도록 펌웨어나 소프트웨어가 구성될 수 있으며, 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트웨어는 프로세서(155, 180) 내에 구비되거나 메모리(160, 185)에 저장되어 프로세서(155, 180)에 의해 구동될 수 있다.
단말과 기지국이 무선 통신 시스템(네트워크) 사이의 무선 인터페이스 프로토콜의 레이어들은 통신 시스템에서 잘 알려진 OSI(open system interconnection) 모델의 하위 3개 레이어를 기초로 제 1 레이어(L1), 제 2 레이어(L2), 및 제 3 레이어(L3)로 분류될 수 있다. 물리 레이어는 상기 제 1 레이어에 속하며, 물리 채널을 통해 정보 전송 서비스를 제공한다. RRC(Radio Resource Control) 레이어는 상기 제 3 레이어에 속하며 UE와 네트워크 사이의 제어 무선 자원들을 제공한다. 단말, 기지국은 무선 통신 네트워크와 RRC 레이어를 통해 RRC 메시지들을 교환할 수 있다.
본 명세서에서 단말의 프로세서(155)와 기지국의 프로세서(180)는 각각 단말(110) 및 기지국(105)이 신호를 수신하거나 송신하는 기능 및 저장 기능 등을 제외하고, 신호 및 데이터를 처리하는 동작을 수행하지만, 설명의 편의를 위하여 이하에서 특별히 프로세서(155, 180)를 언급하지 않는다. 특별히 프로세서(155, 180)의 언급이 없더라도 신호를 수신하거나 송신하는 기능 및 저장 기능이 아닌 데이터 처리 등의 일련의 동작들을 수행한다고 할 수 있다.
도 3은 FDR 통신 상황에서 송신/수신 링크와 자기간섭 (SI)의 개념도를 예시하고 있다.
도 3에서처럼 자기간섭(SI)는 송신 안테나로부터 송신된 신호가 경로 감쇄 없이 자신의 수신 안테나로 바로 들어오는 다이렉트 간섭(direct interference)과 주변의 지형에 의해 반사된 반사된 간섭(reflected interference)로 구분될 수 있으며, 그 크기는 물리적인 거리 차이에 의해 원하는 신호(desired signal) 보다 극단적으로 클 수 밖에 없다. 이렇게 극단적으로 큰 간섭의 세기 때문에 FDR 시스템의 구동을 위해서는 자기간섭의 효과적인 제거가 필요하다.
효과적으로 FDR 시스템이 구동되기 위해서는 장치의 최대 송신 파워에 따른 자기간섭 제거(Self-IC)의 요구 사항을 다음 표 1(이동통신 시스템에서의 FDR 적용 시 Self-IC 요구사항 (BW=20MHz))과 같이 결정할 수 있다
표 1
Node Type Max. Tx Power (P A ) Thermal Noise. (BW=20MHz) Receiver NF Receiver Thermal Noise Level Self-IC Target (PA- TN-NF)
Macro eNB 46dBm -101dBm 5dB (for eNB) -96dBm 142 dB
Pico eNB 30dBm 126 dB
Femto eNB,WLAN AP 23dBm 119 dB
UE 23dBm 9dB(for UE) -92dBm 115 dB
상기 표 1을 참조하면, 단말(UE)이 20MHz 의 대역폭(BW)에서 효과적으로 FDR 시스템을 구동시키기 위해서는 119dBm 의 자기간섭 제거(Self-IC) 성능이 필요함을 알 수 있다. 이동통신 시스템의 대역폭에 따라서 Thermal noise 값이
Figure PCTKR2016005472-appb-I000001
식과 같이 바뀔 수 있으며, 표 1은 20MHz 의 대역폭을 가정하고 구하였다. 표 1과 관련하여 Receiver Noise Figure (NF) 는 3GPP 표준 요구사항(specification requirement)를 참조하여 worst case를 고려하였다. Receiver thermal noise level 은 특정 BW 에서의 thermal noise 와 receiver NF의 합으로 결정된다.
자기간섭 제거(Self-IC) 기법의 종류 및 적용 방법
도 4는 장치의 RF 송수신단(혹은 RF front end)에서의 세 가지 간섭 기법을 적용하는 위치를 도시한 도면이다. 도 4에서는 3가지 Self-IC 기법의 적용 위치를 도시하고 있다. 이하 3가지 Self-IC 기법에 대해 간략히 설명한다.
Antenna Self-IC: 모든 Self-IC 기법 중 가장 우선적으로 실행되어야 할 자기간섭 제거 기법이 안테나 자기간섭 제거 기법이다. 안테나 단에서 SI 제거가 수행된다. 가장 간단하게는 송신 안테나 및 수신 안테나 사이에 신호를 차단할 수 있는 물체를 설치하여 SI 신호의 전달을 물리적으로 차단하거나, 다중 안테나를 활용하여 안테나 간의 거리를 인위적으로 조절하거나, 특정 송신 신호에 위상 반전을 주어 SI 신호를 일부 제거할 수 있다. 또한, 다중 편파 안테나 또는 지향성 안테나를 활용하여 SI 신호의 일부를 제거할 수 있다.
Analog Self-IC: 수신 신호가 ADC (Analog-to-Digital Convertor) 를 통과하기 이전에 Analog 단에서 간섭을 제거하는 기법으로 복제된 Analog 신호를 이용하여 SI 신호를 제거하는 기법이다. 이는 RF영역 혹은 IF 영역에서 수행될 수 있다. SI 신호를 제거하는 방법은 구체적으로 기술하면 다음과 같다. 우선 송신되는 Analog 신호를 시간지연 시킨 후 크기와 위상을 조절하여 실제로 수신되는 SI 신호의 복제 신호를 만들어 수신 안테나로 수신되는 신호에서 차감하는 방식으로 이루어진다. 그러나, Analog 신호를 이용하여 처리하기 때문에 구현 복잡도와 회로특성으로 인하여 추가적인 왜곡이 발생할 수도 있으며 이로 인하여 간섭제거 성능이 크게 달라질 수 있다는 단점이 있다.
Digital Self-IC: 수신 신호가 ADC를 통과한 이후에 간섭을 제거하는 기법으로 Baseband 영역에서 이루어지는 모든 간섭제거 기법들을 포함한다. 가장 간단하게는 송신되는 Digital 신호를 활용하여 SI 의 복제 신호를 만들어 수신된 Digital 신호에서 차감하는 방법으로 구현 가능하다. 혹은 다중 안테나를 이용하여 Baseband에서의 Precoding/Postcoding을 수행 함으로써 단말 혹은 기지국에의 송신 신호가 수신안테나로 수신되지 않게끔 하기 위한 기법들 또한 Digital Self-IC로 분류 할 수 있다. 그러나 Digital Self-IC는 Digital로 변조된 신호가 원하는 신호에 대한 정보를 복원 할 수 있을 정도로 양자화가 이루어져가 가능하기 때문에 Digital Self-IC를 수행하기 위해서는 상기의 기법들 중 하나 이상의 기법을 활용하여 간섭을 제거하고 난 이후의 남아있는 간섭 신호와 원하는 신호간의 신호 파워의 크기 차가 ADC range안에 들어와야 하는 전제조건이 필요하다.
도 5는 도 4를 바탕으로 하여 OFDM을 이용한 통신 시스템 환경에서 제안하는 통신 장치에서 자기간섭 제거(Self-IC)를 위한 장치의 블럭도를 도식화 한 도면이다.
디지털 자기간섭 블록(Digital Self-IC block)의 위치는 도 5에서는 DAC 전과 ADC 통과후의 디지털 자기간섭 신호(digital SI) 정보를 바로 이용하여 수행하는 것으로 도시하고 있으나, IFFT 통과 후 및 FFT 통과 전의 디지털 자기간섭 신호를 이용하여 수행될 수도 있다. 또한 도 5는 송신 안테나와 수신 안테나를 분리하여 자기 간섭 신호를 제거하는 개념도이지만, 하나의 안테나를 이용한 안테나 간섭 제거 기법 사용시에는 도 5와는 다른 안테나의 구성법이 될 수 있다. 도 5에 도시된 RF 송신단 및 수신단에서 목적에 맞는 기능 block이 추가되거나 삭제될 수도 있다.
FDR 시스템의 신호 모델링
FDR 시스템은 송신 신호와 수신 신호 간 동일 주파수를 사용하고 있기 때문에 RF 에서의 비선형(non-linear) 성분들이 크게 영향을 끼치게 된다. 특히 Power Amplifier (PA) 와 Low noise Amplifier (LNA)와 같은 능동 소자의 비선형 특성에 의해 송신 신호가 왜곡되며, 이러한 왜곡으로 인한 송신 신호는 고차(high-order)에 해당하는 성분이 발생되는 것으로 모델링할 수 있다. 그 중에서 짝수 차수(even-order) 의 성분은 DC 주변에 영향을 끼치기 때문에 기존의 AC coupling 또는 Filtering 기법으로 인해 효과적으로 제거가 가능하다. 하지만 홀수 차수(odd-order) 의 성분은 기존 주파수 주변에 인접하여 발생하기 때문에 짝수 차수(even-order) 와는 다르게 쉽게 제거가 불가능 하며, 수신 시 큰 영향을 끼치게 된다. 이러한 odd-order의 비선형 특성을 고려하여 FDR 시스템에서의 ADC 이후의 수신 신호를 Parallel Hammerstain (PH) Model 을 이용하여 표현하면 다음 수학식 1과 같다.
수학식 1
Figure PCTKR2016005472-appb-M000001
여기서, k값은 홀수 값(odd number), xSI[n]는 장치의 RF 송신단에서 자신이 송신한 데이터이고, hSI[n]는 RF 송신단 자신이 송신한 데이터가 겪는 자기간섭 채널(Self-channel)의 이득(gain) 이며, xD[n]는 상기 장치의 RF 수신단에서 수신하고자 하는 데이터이고, hD[n]는 RF 수신단에서 수신하고자 하는 데이터가 겪는 원하는 채널(Desired channel) 의 이득이며, z[n]는 Additive White Gaussian Noise (AWGN) 이다. k=1이면 선형 성분이고 k가 3 이상인 홀수 값은 비선형 성분이다.
FDR 시스템에서는 송신 전력의 증가에 따라 자기 간섭의 전력이 증가한다. 그래서, 안테나 자기간섭 제거와 아날로그 자기간섭 제거의 성능이 고정되어 있다면 송신 전력이 증가할 때 원하는 타겟 자기간섭 제거 성능을 얻기 위해서는 디지털 자기간섭 제거에서 더 많은 자기 간섭 제거 성분을 제거해야 하는 부담(burden)이 증가한다.
FDR 방식으로 구동하는 장치의 송신 전력의 증가한다면 선형 자기간섭 성분뿐만 아니라 FDR 소자의 특성에 따라 발생하는 비선형 자기간섭 성분들 또한 선형 자기간섭 성분보다 더 높은 증가율을 가지고 전력이 증가하게 된다. 송신 전력의 변화와 선형 자기간섭 성분, 비선형 자기간섭 성분의 전력과의 상관관계는 다음 도 6과 같이 나타낼 수 있다.
도 6은 송신 전력의 변화에 따른 FDR 시스템에서의 각 자기간섭 요소들(SI components)의 전력의 차이를 도시한 도면이다.
도 6 에 도시한 바와 같이, 송신 전력이 낮을 때에는 (10dBm 이하) 2nd order 비선형 자기간섭 성분(SI component) (square marker) 와 3rd order 비선형 자기간섭 성분(circle marker)의 전력이 열잡음(thermal noise) (dotted line) 이하 이기 때문에 선형 자기간섭 성분만 고려한 디지털 자기간섭 제거만으로도 원하는 자기 간섭 제거 성능을 얻을 수 있다.
그러나, 송신 전력이 증가함에 따라 (10dBm 이상) 2nd order 비선형 자기간섭 성분(SI component) 와 3rd order 비선형 비선형 자기간섭 성분 전력이 증가하여 열잡음(thermal noise) 보다 크게 증가하게 될 뿐만 아니라 수신하고자 하는 원하는 신호(desired signal)의 전력 보다 비선형 자기간섭 성분의 전력이 더 커지기 때문에 선형 자기간섭 성분만 고려한 디지털 자기간섭 제거만으로는 원하는 자기 간섭 제거 성능을 얻을 수 없다.
더욱이, 제거가 안된 고차 성분의 자기간섭 때문에 수신시의 SINR 의 크게 저하될 것은 자명하다. 그러므로 송신 전력이 증가하면 이에 따른 선형 및 비선형 자기간섭 성분의 전력이 증가함에 따라 기존에 고려하지 않았던 비선형 자기간섭 성분까지 고려한 비선형 디지털 자기간섭 제거를 디자인해야 안정적인 FDR 시스템의 구동이 가능하다.
통상적으로 LTE 시스템은 채널 추정 성능의 향상을 위해 파일럿 신호(혹은 참조신호) 전송 시 데이터 전송 전력과 대비하여 파워 부스팅(power boost) 시켜(예를 들어, 3dB 부스팅) 전송하게 된다. 만약 전송 시 설정된 파일럿 파워를 수신측에서 잘못 알게 된다면, 잘못 알고 있는 부스팅된 파일럿 파워를 기반으로 하여 채널 추정 및 데이터 복호화를 수행하게 되며, 이는 잘못된 파워 차이만큼의 오류가 반영된 채널 추정 오차로 인해 송신 성능의 열화가 발생하게 된다. 그러므로 송신 측과 수신 측에서는 파일럿 신호 전송 시의 부스팅 파워를 정확하게 알아야 이러한 성능 열화를 예방할 수 있다. 이를 위해 기존 3GPP LTE 에서는 하향링크 시그널링을 통해 단말에게 파일럿의 부스팅 정보를 RS EPRE (Energy per Resource Element) 통해 알려주도록 디자인 되어 있다. 이에 대해 이하에서 더 구체적으로 설명한다. 다음 표 2는 3GPP TS 36.213에 기술된 RS EPRE/PDSCH EPRE에 대해 기술된 내용이다.
표 2
The eNodeB determines the downlink transmit energy per resource element. A UE may assume downlink cell-specific RS EPRE is constant across the downlink system bandwidth and constant across all subframes until different cell-specific RS power information is received. The downlink reference-signal EPRE can be derived from the downlink reference-signal transmit power given by the parameter Reference-signal-power provided by higher layers. The downlink reference-signal transmit power is defined as the linear average over the power contributions (in [W]) of all resource elements that carry cell-specific reference signals within the operating system bandwidth. The ratio of PDSCH EPRE to cell-specific RS EPRE among PDSCH REs (not applicable to PDSCH REs with zero EPRE) for each OFDM symbol is denoted by either ρA or ρB according to the OFDM symbol index as given by Table 5.2.-2. In addition, ρA or ρB are UE specific. The UE may assume that for 16QAM, 64QAM, TRI>1 spatial multiplexing or for PDSCH transmission associated with the multi-user MIMO transmission mode. ρA is equal to
Figure PCTKR2016005472-appb-I000002
when the UE receives a PDSCH data transmission using precoding for transmit diversity with 4 cell-specific antenna ports according to Section 6.3.4.3 of [3] ρA is equal to
Figure PCTKR2016005472-appb-I000003
+ PAWhere
Figure PCTKR2016005472-appb-I000004
is 0dB for all transmission modes except multi-user MIMO and where PA is a UE specific parameter provided by higher layers.If UE-specific RSs are present in a PRB, the ratio of PDSCH EPRE to UE-specific RS EPRE for each OFDM symbol is equal. In addition, the UE may assume that for 16QAM or 64QAM, this ratio is 0dB.The cell-specific ratio ρB/ρA is given by following Table 3 according to cell-specific parameter PB signaled by higher layers and the number of configured eNodeB cell specific antenna ports.
표 3
Figure PCTKR2016005472-appb-T000001
표 3: The cell-specific ratio ρB/ρA for 1,2, or 4 cell specific antenna ports
다음 표 4는 OFDM symbol indices within a slot where the ratio of the corresponding PDSCH EPRE와 cell-specific RS EPRE의 비율이 ρA 또는 ρB 로 표시 될 때 슬롯 내에서의 OFDM 심볼 인덱스들을 나타낸 표이다.
표 4
Figure PCTKR2016005472-appb-T000002
표 5 다음 표 5는 3GPP LTE 시스템에서의 normal PUSCH-RS-EPRE offset 값을 포함하는 CQI-ReportConfig information elements를 나타내고 있다. CQI-ReportConfig information elements는 기지국이 상위 계층 시그널링(예를 들어, RRC 시그널)으로 단말에게 시그널링 해 준다.
-- ASN1STARTCQI-ReportConfig ::= SEQUENCE { cqi-ReportModeAperiodic ENUMERATED { rm12, rm20, rm22, rm30, rm31, spare3, spare2, spare1} OPTIONAL, -- Need OR nomPDSCH-RS-EPRE-Offset INTEGER (-1..6), cqi-ReportPeriodic CQI-ReportPeriodic OPTIONAL -- Need ON}
표 6 다음 표 6은 PDSCH-Config information element 를 나타낸 것으로, 기지국이 상위 계층 시그널링(예를 들어, RRC 시그널)으로 단말에게 PDSCH-Config information element를 시그널링 해 준다. PDSCH-Config information element 에는 표 2에서 언급한 PA, PB 값이 포함되어 있다.
-- ASN1STARTPDSCH-ConfigCommon::= SEQUENCE { referenceSignalPower INTEGER (-60..50), p-b INTEGER (0..3)}PDSCH-ConfigDedicated::= SEQUENCE { p-a ENUMERATED { dB-6,dB-4dot77, dB-3, dB-1dot77, dB0, dB1, dB2, dB3 }}
표 7
-- Cell Specific --referenceSignalPower INTEGER (-60..50)p-b INTEGER (0..3)-- UE Specific --p-a ENUMERATED {dB-6, dB-4dot77, dB-3, dB-1dot77, dB0, dB1, dB2, dB3 }
상기 표 7에서와 같이 PB는 cell-specific 한 값이고, PA는 user-specific 값임을 알 수 있다.
Cell specific RS(Reference Signal)의 파워는 Cell Specific 값(즉, constant across the downlink bandwidth)이고 데이터 파워는 UE specific 값을 갖는다. RS 파워는 정수(Integer) 값으로 주어지며, 데이터 파워는 RS 파워의 비율로 표현된다. 데이터 파워는 2가지 종류가 있는데, 하나는 RS가 없는 심볼의 PDSCH의 파워이며, 다른 하나는 RS가 있는 심볼의 PDSCH의 파워이다.
RS 파워는 -60~50 사이의 정수 값으로 표현된다. 데이터 파워의 경우, ρA 는 Cell specific RS EPRE(PCRS)와 RS가 없는 심볼의 PDSCH EPRE(PData_NRS)의 비(ratio0로 표현되며 (PCRS/ PData_NRS), ρB는 Cell specific RS EPRE(PCRS)와 RS가 있는 심볼의 PDSCH EPRE(PData_RS)의 비로 표현된다(PCRS/PData_RS).
데이터 복조(Data demodulation)를 위해서는 RS와 데이터의 EPRE의 비율이 중요한 값인데, RS가 없는 심볼의 RS/Data 비 ρA 는 UE specific하게 상위 계층 시그널을 통해 기지국이 단말에게 전송해 준다. RS가 있는 심볼의 RS/Data 비 ρB는 UE specific하게 주어지는 ρA 와 Cell Specific하게 주어지는 PB 을 통해 계산될 수 있다. 즉, Cell Specific RS가 사용되는 환경 RS EPRE는 Cell specific 값이고, 데이터 EPRE는 UE specific 값이다.
상기 표 3에서, 하나의 안테나 포트(One antenna port)인 경우 RS가 포함된 OFDM 심볼의 RE구성을 보면 RB는 RS를 위한 2개의 RE와 데이터를 위한 10개의 RE로 구성되어 있다. RS의 파워를 부스팅하기 위하여 데이터의 5개 RE에서 균일한 파워를 가져와서 RS의 파워를 높여주는 것을 고려할 수 있다. 예를 들어, 각 RE에서 전송되는 Energy가 1이라고 할 때, 5개의 데이터 RE들에서 1/5의 Energy를 줄이고 RS RE의 Energy를 1을 높여주면 RS의 파워를 3dB 높여주는 효과를 낼 수 있다. 이 때 RS가 포함된 OFDM 심볼의 데이터 RE들의 Energy는 4/5가 되는데, RS를 포함하지 않는 OFDM 심볼의 데이터의 RE들의 Energy는 여전히 1이기 때문에, RS가 있는 OFDM 심볼에서의 데이터 EPRE와 RS가 없는 OFDM 심볼에서 데이터 EPRE의 비(EPRE for data in OFDM symbol with RS to EPRE for data in OFDM symbol without RS ratio)는 4/5라고 표현할 수 있다.
2개/4개의 안테나 포트(Two / Four antenna port)인 경우, RS가 포함된 OFDM 심볼의 RE구성을 보면 RB는 RS를 위한 4개의 RE와 데이터를 위한 8개의 RE로 구성되어 있다. RS를 위한 4개의 RE는 어떤 안테나를 위한 2개의 RE /다른 안테나를 위한 2개의 RE로 구분되어 사용될 수 있다. 전송 안테나를 기준으로 볼 때, 어떤 안테나에서는 그 안테나의 채널을 추정하기 위한 RS(RS1)에 해당하는 RE가 전송되며 다른 안테나를 위한 RS(RS2)의 RE는 ‘0’ energy가 전송된다. 이와 같이 사용되지 않은 Energy는 데이터 또는 RS1을 위한 RE 전송에 사용될 수 있다. RS2를 위한 ‘1’ Energy는 4개의 데이터 RE들의 Energy를 1/4씩 높여 줄 수 있으며 데이터 RE들은 5/4의 Energy가 전송되어 RS가 포함되지 않은 OFDM 심볼의 데이터 RE의 EPRE와의 비율은 5/4라고 표현할 수 있다. RS2를 위한 Energy가 RS1 전송을 위해 사용되는 경우 RS1의 EPRE는 RS가 포함되지 않은 OFDM 심볼에서의 데이터 EPRE 대비 2배 높은 값을 갖게 되며(= 3dB), RS를 포함하는 OFDM 심볼에서의 데이터 EPRE와 RS를 포함하지 않는 OFDM 심볼에서의 데이터를 위한 EPRE의 비율은‘1’이 된다(PB=1).
도 7a 내지 도 7e는 3GPP TS 36.213에 기술된 RS EPRE/PDSCH EPRE에 대해 기술된 내용을 설명하기 위한 예시적 도면이다.
도 7a를 참조하면, 심볼 1(symbol #1)의 CRS (예를 들어, CRS1) EPRE과 심볼 2(symbol #2)의 데이터 EPRE의 비를 ρA, 심볼 1(symbol #1)의 EPRE와 심볼 2(symbol #2)의 데이터 EPRE의 비를 ρB라고 정의할 수 있다. 도 7b 내지 도 7e를 참조하면, 심볼들 안에 표시된 수는 파워 레벨일 수 있다. 도 7b를 참조하면, ρA =1이고, ρB = 5/4 이다. 이때, 표 3을 참조하면 PB 는 0이다. 도 7c를 참조하면, ρA =1/2이고, ρB = 5/8 이므로, 표 3을 참조하면 PB 는 0이다. 도 7d를 참조하면, ρA =1/2이고, ρB = 1/2 이므로, 표 3을 참조하면 PB 는 1이다. 도 7e를 참조하면, ρA =1/4이고, ρB = 1/4 이므로, 표 3을 참조하면 PB 는 1이다.
FDR 시스템에서는 파워가 부스팅된 RS(혹은 Pilot) 전송 시 RS와 데이터 간의 상이한 전송 전력으로 인해 자기간섭 채널의 비선형 특성과 데이터 전송시의 비선형 특성과 다를 수 있다. 그러므로, 파워 부스팅된 RS(혹은 pilot)을 통해 추정된 자기간섭 채널의 비선형성이 부스팅된 송신전력으로 인하여 high-order 성분이 더 많이 발생되어 있기 때문에 높은 order 성분까지 고려되어 추정되었지만, RS가 포함되어 있지 않은 데이터만 포함되어 있는 심볼의 전송 시에는 파워 부스팅 되어 있지 않기 때문에 RS와는 다른 비선형 성분이 발생하게 되고, 부스팅된 RS 파워 기반으로 추정된 비선형을 고려하여 자기간섭 제거를 수행할 때 성능 열화가 발생할 수 있다. 그러므로, 비 주기적 또는 주기적으로 기지국의 자기간섭 채널 추정 시에는 파워 부스팅에 대한 옵션을 끄거나 변경하여 데이터와 동일한 전력 또는 동일한 비선형성이 발생하는 전력을 기반으로 자기 간섭 채널 추정을 수행해야 하며, 이를 시그널링을 통해 해당되는 수신 측에 알려줄 필요가 있다.
또한, 3GPP LTE/LTE-A 시스템에서는 상향링크 파워 제어 시에는 PUCCH, PUSCH, SRS를 각각 파워 제어를 수행한다. 이때에도 역시 상향링크 DMRS(DeModualtion RS) 또는 비선형 자기간섭 채널 추정을 위한 RS를 통해 추정된 자기간섭 채널에서의 송신 전력과 PUCCH, PUSCH, SRS에서의 송신 전력이 다를 수 있으며, 상술한 바와 같이 송신 전력의 상이함으로 인해 발생되는 비선형 성분이 달라 상이한 RS 파워 기반으로 추정된 비선형성을 고려하여 자기간섭 제거를 수행할 때 성능 열화가 발생할 수 있다. 그러므로 비 주기적 또는 주기적으로 단말에서의 자기간섭 채널 추정 시에는 PUCCH, PUSCH, SRS 에서의 송신 전력을 고려하여 동일한 전력 또는 동일한 비선형성이 발생하는 파워를 기반으로 자기 간섭 채널 추정을 수행해야 하며, 이를 시그널링을 통해 기지국에 알려줄 필요가 있다. 이러한 상기 시그널링 방법에 대해 이하에서 기술한다.
실시예 1
기지국에서 하향링크 채널 추정을 위해 사용된 RS 파워 부스팅 정보와는 다르게 자기 간섭 채널 추정을 위해 순시적 또는 주기적으로 변경된 부스팅 정보를 물리계층 신호(예를 들어, PDCCH, PDSCH, EPDCCH 등) 혹은 상위계층 신호(예를 들어, RRC)로 단말에게 시그널링 할 수 있다.
기지국에서 비 주기적 또는 주기적으로 자기 간섭 채널 추정을 위해 RS 파워의 부스팅 설정에 대한 변경이 필요한 경우, 변경된 정보를 단말에게 비 주기적으로 또는 주기적으로 시그널링 함으로써 기지국에서의 자기 간섭 채널 추정 시 발생하는 비선형성과 자기간섭 제거 수행 시 발생하는 비선형성 간의 차이를 없애거나 줄여 높은 채널 추정 성능을 기반으로 기지국에서 안정적인 디지털 자기간섭 제거를 수행할 수 있다. 단말 또한 상기 기지국으로부터 수신한 RS 파워의 부스팅 설정에 대한 변경 정보에 기초하여 정확한 RS 파워를 기반으로 채널 추정 및 데이터 복호를 수행할 수 있다.
일 예로서, 비 주기적인 혹은 주기적인 자기 간섭 채널 추정을 위해 변경된 부스팅 정보는 상대적인 부스팅 전력비 (ρA 또는 ρB ), 또는 미리 정해놓은 설정값을 기반으로 한 부스팅 온/오프를 지시하는 지시자(예를 들어, 1 비트 지시자)를 단말에게 시그널링해 줄 수 있다. 또는, 비 주기적인 혹은 주기적인 자기 간섭 채널 추정을 위해 변경된 부스팅 정보는 PDSCH-Config information element 에서 특정된 p-b (표 2의 PB에 해당) 과 p-a (표 2의 PA에 해당) 값으로 전송될 수 있다. 바람직하게는, p-b =1, p-a = 0 dB로 특정될 수 있다. p-b =1, p-a = 0 dB일 때, 자기 간섭 채널 추정 시 발생하는 비선형성과 자기간섭 제거 수행 시 발생하는 비선형성 간의 차이를 없앨 수 있다.
일반적으로, 기지국은 자기 간섭 채널 추정을 위해 RS 파워의 부스팅 설정에 대한 변경이 필요한 경우 부스팅 오프를 지시하는 지시자를 단말에게 시그널링한다.
다른 일 예로서, 시그널링 오버헤드를 줄이기 위해 변경된 부스팅 정보 대신 주기적인 자기 간섭 채널 추정 시 자기 간섭 채널 추정의 시작 시점과 주기를 포함한 정보를 기지국이 단말에게 시그널링해 줄 수 있다.
실시예 2
단말에서 비 주기적 또는 주기적으로 자기 간섭 채널 추정을 위해 전력 제어의 설정에 대한 변경이 필요한 경우, 변경된 정보를 기지국에게 비 주기적으로 또는 주기적으로 시그널링 함으로써 단말에서의 자기 간섭 채널 추정 시 발생하는 비선형성과 자기간섭 제거 수행 시 발생하는 비선형성 간의 차이를 없애거나 줄여 높은 채널 추정 성능을 기반으로 단말에서 안정적인 디지털 자기간섭 제거를 수행할 수 있으며, 기지국 또한 단말로부터 수신한 변경된 RS 부스팅 정보에 기초하여 정확한 SRS 파워를 기반으로 채널 추정 및 데이터 복호를 수행할 수 있다.
일 예로서, 변경된 전력 제어 정보는 SRS의 전력 제어 정보이거나 또는 미리 정해놓은 설정값을 기반으로 한 FDR 자기간섭 제거를 위한 파워 설정 온/오프를 지시하는 지시자(예를 들어, 1 비트 지시자)의 타입으로 전송될 수 있다.
일 예로서, 시그널링 오버헤드를 줄이기 위해 변경된 전력 제어 정보 대신 주기적인 자기 간섭 채널 추정 시 자기 간섭 채널 추정의 시작 시점과 주기를 포함한 정보를 기지국이 단말에게 시그널링을 통해 알려줄 수 있다.
다음 수학식 2는 FDR 방식으로 동작하기 이전의 단말에서의 파워 제어 수식이고, 수학식 3은 단말이 FDR 방식으로 동작하여 RS 파워 부스팅 정보를 변경한 후의 파워 제어 수식을 나타내고 있다.
수학식 2
Figure PCTKR2016005472-appb-M000002
수학식 3
Figure PCTKR2016005472-appb-M000003
수학식 3에서와 같이 파워 제어 시 PRACH(Physical Random Access CHannel), SRS, PUCCH, PUSCH 에서의 최대(maximum) 전력 값인 PCMAX 을 PPUSCH 값으로 변경할 수 있다.
상술한 방식은 시그널링 오버헤드를 줄이기 위해 자기 간섭 채널 추정을 위한 부스팅 옵션을 미리 정의하여 테이블의 인덱스 또는 인덱스의 차이 값을 전송하거나 다른 정보 (예를 들어, 아날로그 자기간섭 제거의 평균적인 성능)를 바탕으로 추정하여 적용할 수 있다.
또한, 상술한 방식은 데이터만 전송된 심볼과 RS가 포함된 심볼 사이의 전력 차이가 존재하는 옵션에서만 선택적으로 동작할 수도 있다. 일 예로서, 3GPP LTE 에서 EPRE 의 옵션 중에 데이터만 전송된 심볼과 RS가 포함된 심볼 사이의 전력 차이가 존재하는 경우 (일 예로, PB = 1 (ρA /ρB = 1), ρA = 1/4 (-6dB) 또는 PB = 0 ( ρA /ρB =5/4), ρA = 1/2 (-3dB) 등)에만 선택적으로 동작할 수도 있다.
또한, 상술한 방식은 기지국 또는 단말이 FDR 방식으로 동작할 때에만 선택적으로 동작할 수도 있다. 기지국이 FDR 방식으로 동작하기 위해서는 FDR 방식로 동작하는 단말이 접속해 있거나 하향링크 수신을 원하는 단말과 상향링크 송신을 원하는 단말이 동시에 통신을 원할 때이며, 이때 상기 방식은 선택적으로 동작이 가능하다.
일반적으로, 하향링크 데이터 트래픽이 상향링크 데이터 트래픽 보다는 상대적으로 많기 때문에 단말이 FDR 방식으로 동작하기 위해서는 상향링크 송신을 원하는 단말 중 일부가 FDR 방식으로 동작 가능하며, 이때 상기 방식은 선택적으로 동작이 가능하다. 일 예로서, 기지국은 단말의 BSR(buffer status report)를 통해 단말의 FDR 동작에 대한 지속 시간을 예측하여, 필요한 시점에 물리계층 신호 혹은 상위계층 신호를 통해 단말로부터 필요한 정보를 시그널링을 수신할 수 있도록 단말의 제어 신호 전송을 트리거할 수 있다.
상기 설명한 제안 방식에 대한 일례들 또한 본 발명의 구현 방법들 중 하나로 포함될 수 있으므로, 일종의 제안 방식들로 간주될 수 있음은 명백한 사실이다. 또한, 상기 설명한 제안 방식들은 독립적으로 구현될 수 도 있지만, 일부 제안 방식들의 조합 (또는 병합) 형태로 구현될 수 도 있다. 상기 제안 방법들의 적용 여부 정보 (혹은 상기 제안 방법들의 규칙들에 대한 정보)는 기지국이 단말에게 사전에 정의된 시그널 (예를 들어, 물리계층 신호 또는 상위계층 신호 등)을 통해서 알려주도록 규칙이 정의될 수가 있다.
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
FDR 방식을 사용하는 기지국이 자기간섭 제거를 수행하기 위한 방법은 5G 통신 시스템 등과 같은 다양한 무선통신 시스템에서 산업상으로 이용이 가능하다.

Claims (12)

  1. FDR (Full Duplex Radio) 방식을 사용하는 기지국이 자기간섭 제거를 수행하기 위한 방법에 있어서,
    상기 자기간섭 채널의 추정을 위해 변경된 참조신호(Reference Signal, RS) 파워 부스팅과 관련된 정보를 단말에게 전송하는 단계;
    상기 변경된 RS 파워 부스팅에 기초하여 RS를 전송하는 단계;
    상기 RS에 따른 자기간섭 채널을 추정하는 단계; 및
    상기 자기간섭 채널의 추정에 기초하여 자기간섭 제거를 수행하는 단계를 포함하는, 자기간섭 제거 수행 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 RS 파워 부스팅에 관련된 정보는 상기 RS의 부스팅을 오프(off)하는 것을 지시하는 지시자를 포함하는, 자기간섭 제거 수행 방법.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 RS 파워 부스팅에 관련된 정보는 RS의 EPRE(Energy per Resource Element)와 상기 RS가 없는 심볼의 PDSCH(Physical Downlink Shared CHannel) EPRE의 비율 값 또는 상기 RS의 EPRE와 상기 RS가 있는 심볼의 PDSCH EPRE의 비율값을 포함하는, 자기간섭 제거 수행 방법.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 RS 파워 부스팅에 관련된 정보는 상기 RS가 있는 심볼의 PDSCH EPRE(Energy per Resource Element)와 상기 RS가 없는 심볼의 PDSCH EPRE의 비율 값을 포함하는, 자기간섭 제거 수행 방법.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 RS가 있는 심볼의 PDSCH EPRE와 상기 RS가 없는 심볼의 PDSCH EPRE의 비율 값은 1인, 자기간섭 제거 수행 방법.
  6. FDR (Full Duplex Radio) 방식을 사용하는 단말이 자기간섭 제거를 수행하기 위한 방법에 있어서,
    상기 자기간섭 채널의 추정을 위해 변경된 참조신호(Reference Signal, SRS) 파워 부스팅과 관련된 정보를 기지국에게 전송하는 단계;
    상기 변경된 RS 파워 부스팅에 기초하여 RS를 전송하는 단계;
    상기 RS에 따른 자기간섭 채널을 추정하는 단계; 및
    상기 자기간섭 채널의 추정에 기초하여 자기간섭 제거를 수행하는 단계를 포함하는, 자기간섭 제거 수행 방법.
  7. FDR (Full Duplex Radio) 방식을 사용하는 환경에서 자기간섭 제거를 수행하기 위한 기지국에 있어서,
    송신기; 및
    프로세서를 포함하되,
    상기 프로세서는, 상기 송신기가 상기 자기간섭 채널의 추정을 위해 변경된 참조신호(Reference Signal, RS) 파워 부스팅과 관련된 정보를 단말에게 전송하고 상기 변경된 RS 파워 부스팅에 기초하여 RS를 전송하도록 제어하며,
    상기 프로세서는 상기 RS에 따른 자기간섭 채널을 추정하고, 상기 자기간섭 채널의 추정에 기초하여 자기간섭 제거를 수행하도록 구성된, 기지국.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 RS 파워 부스팅에 관련된 정보는 상기 RS의 부스팅을 오프(off)하는 것을 지시하는 지시자를 포함하는, 기지국.
  9. 제 7항에 있어서,
    상기 RS 파워 부스팅에 관련된 정보는 RS의 EPRE(Energy per Resource Element)와 상기 RS가 없는 심볼의 PDSCH(Physical Downlink Shared CHannel) EPRE의 비율 값 또는 상기 RS의 EPRE와 상기 RS가 있는 심볼의 PDSCH EPRE의 비율값을 포함하는, 기지국.
  10. 제 6항에 있어서,
    상기 RS 파워 부스팅에 관련된 정보는 상기 RS가 있는 심볼의 PDSCH EPRE(Energy per Resource Element)와 상기 RS가 없는 심볼의 PDSCH EPRE의 비율 값을 포함하는, 기지국.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 RS가 있는 심볼의 PDSCH EPRE와 상기 RS가 없는 심볼의 PDSCH EPRE의 비율 값은 1인, 기지국.
  12. FDR (Full Duplx Radio) 방식을 사용하는 환경에서 자기간섭 제거를 수행하기 위한 단말에 있어서,
    송신기; 및
    프로세서를 포함하되,
    상기 프로세서는, 상기 송신기가 상기 자기간섭 채널의 추정을 위해 변경된 참조신호(Reference Signal, SRS) 파워 부스팅과 관련된 정보를 기지국에게 전송하고, 상기 변경된 RS 파워 부스팅에 기초하여 RS를 전송하도록 제어하며,
    상기 RS에 따른 자기간섭 채널을 추정하도록 구성되며, 상기 자기간섭 채널의 추정에 기초하여 자기간섭 제거를 수행하도록 구성되는, 단말.
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