WO2017022162A1 - 小型アンテナ及び計算装置 - Google Patents

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WO2017022162A1
WO2017022162A1 PCT/JP2016/002906 JP2016002906W WO2017022162A1 WO 2017022162 A1 WO2017022162 A1 WO 2017022162A1 JP 2016002906 W JP2016002906 W JP 2016002906W WO 2017022162 A1 WO2017022162 A1 WO 2017022162A1
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WO
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resonance
frequency
resonance mode
δfm
resonance frequency
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PCT/JP2016/002906
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English (en)
French (fr)
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三上　成信
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Denso Corp
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Denso Corp
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/30—Arrangements for providing operation on different wavebands
    • H01Q5/307—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way
    • H01Q5/342—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way for different propagation modes
    • H01Q5/35—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way for different propagation modes using two or more simultaneously fed points
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q7/00—Loop antennas with a substantially uniform current distribution around the loop and having a directional radiation pattern in a plane perpendicular to the plane of the loop

Definitions

  • the present disclosure relates to a small antenna and a calculation apparatus that can reduce the size of a modified folded dipole antenna.
  • Patent Document 1 a first element that constitutes a dipole antenna with a conductor made of a line, and a second element that is arranged to face the first element with an insulator interposed therebetween and is a conductor made of a line
  • a modified folded dipole antenna provided is described.
  • the tip of the first element and the tip of the second element are connected, and the first element and the second element are further bent.
  • a small antenna described in Patent Document 2 is known as a small antenna obtained by further downsizing the folded folded dipole antenna.
  • a part of the linear portion of the element of the folded folded dipole antenna is configured to have an inductance shape (a crank shape or a shape whose width decreases toward the tip, for example, a triangle or a semi-elliptical shape). did.
  • Patent Document 3 the configuration described in Patent Document 3 is known as an antenna with improved return loss of a modified folded dipole antenna.
  • the return loss is improved by adjusting the impedance by adjusting the line width of the element of the modified folded dipole antenna.
  • Patent Document 3 The deformed folded dipole antenna with improved return loss (see Patent Document 3) has a problem that it is difficult to reduce the size. On the other hand, even if the configuration of Patent Document 3 is applied to a miniaturized dipole antenna (see Patent Document 2) in which a part of the straight line portion has an inductance shape, it is difficult to improve the return loss satisfactorily. There's a problem.
  • JP-A-2005-260567 Japanese Patent Laying-Open No. 2015-76678 JP 2011-130411 A
  • This disclosure is intended to provide a small antenna and a calculation device that can be miniaturized and can improve return loss.
  • the small antenna includes a pair of conductors formed of lines, and the first element whose one end of each of the pair of conductors is a feeding point, and the dielectric sandwiched therebetween.
  • a second element that is disposed opposite to the first element and that is a conductor made of a line.
  • a part of the line of the first element and the second element has an inductance shape of a bending structure of three or more places, or an inductance shape of a spiral structure.
  • the first resonance mode in which the direction of the current flowing in the first element and the direction of the current flowing in the second element are the same has a first resonance frequency.
  • the second resonance mode in which the direction of the current flowing through the first element and the direction of the current flowing through the second element are opposite has a second resonance frequency.
  • the first resonance frequency of the first resonance mode is in a range from slightly above the second resonance frequency of the second resonance mode to a high anti-resonance frequency of the second resonance mode, or a little of the second resonance frequency of the second resonance mode.
  • the length from the feed point to the inductance shape is set so as to fall within the range from the bottom to the antiresonance frequency having a low resonance mode.
  • the small antenna includes a first element including a line and a wide conductor, and a conductor including the line that is disposed to face the line portion of the first element with a dielectric interposed therebetween.
  • a second element There is a feeding point at the line of the first element, the connecting portion of the wide conductor, and the end of the second element.
  • a part of the line of the first element and the second element has an inductance shape of a bending structure of three or more places, or an inductance shape of a spiral structure.
  • the first resonance mode in which the direction of the current flowing in the first element and the direction of the current flowing in the second element are the same has a first resonance frequency.
  • the second resonance mode in which the direction of the current flowing through the first element and the direction of the current flowing through the second element are opposite has a second resonance frequency.
  • the first resonance frequency of the first resonance mode is in a range from slightly above the second resonance frequency of the second resonance mode to a high anti-resonance frequency of the second resonance mode, or a little of the second resonance frequency of the second resonance mode. Further, the length from the feeding point to the inductance shape is set so as to fall within the range from the bottom to the low anti-resonance frequency of the second resonance mode.
  • the calculation device for antenna design includes a first element having a pair of conductors made of lines, and one end of each of the pair of conductors being a feeding point, and a dielectric.
  • a small antenna including a second element that is a conductor made of a line and is disposed opposite to the first element, with one of the lines of the first element and the second element.
  • the first resonance frequency and the second resonance frequency are input, and the admittance and impedance of the small antenna are input. Calculate the reflection coefficient or return loss.
  • the first resonance mode in which the direction of the current flowing in the first element and the direction of the current flowing in the second element are the same has a first resonance frequency.
  • the second resonance mode in which the direction of the current flowing through the first element and the direction of the current flowing through the second element are opposite has a second resonance frequency.
  • a calculation device for antenna design is arranged to face a first element composed of a line and a wide conductor and a line portion of the first element across a dielectric, A small antenna having a feeding point at the end of the first element line, a wide conductor connecting portion, and the second element.
  • the first resonance frequency and the second resonance frequency are obtained for a small antenna in which part of the line of the element and the second element has an inductance shape of a bending structure at three or more locations or an inductance shape of a spiral structure.
  • the first resonance mode in which the direction of the current flowing in the first element and the direction of the current flowing in the second element are the same has a first resonance frequency.
  • the second resonance mode in which the direction of the current flowing through the first element and the direction of the current flowing through the second element are opposite has a second resonance frequency.
  • the calculation device for antenna design includes a first element having a pair of conductors made of lines, and one end of each of the pair of conductors being a feeding point, and a dielectric.
  • a small antenna including a second element that is a conductor made of a line and is disposed opposite to the first element, with one of the lines of the first element and the second element.
  • a calculation device for antenna design is arranged to face a line portion of the first element with a first element composed of a line and a wide conductor and a dielectric interposed therebetween, A small antenna having a feeding point at the end of the first element line, a wide conductor connecting portion, and the second element.
  • the small antenna in which part of the line of the element and the second element has an inductance shape of three or more bent structures or an inductance shape of a spiral structure, the first element and the second element The other resonance frequency of the first element and the second element or the antenna shape is calculated.
  • the small antenna includes a pair of conductors formed of a line, and the first element having one end of the pair of conductors serving as a feeding point and the dielectric sandwiched between the first element and the first element. And a second element that is a conductor made of a line. Part of the lines of the first element and the second element has an inductance shape having a bending structure at three or more locations, or an inductance shape having a helical structure.
  • the length from the center of the first element and the second element to the inductance shape is set so that the second resonance frequency of the second resonance mode in which the direction of the flowing current is opposite is separated.
  • the line width of at least a part of the line other than the inductance shape is configured to be wider than the line width of the inductance-shaped line.
  • downsizing can be achieved and return loss can be improved.
  • FIG. 1A to FIG. 1D show a first embodiment of the present disclosure
  • FIG. 1A shows a configuration of a modified folded dipole antenna on the first element side
  • FIG. b) is a longitudinal side view of the modified folded dipole antenna
  • FIG. 1C is a diagram showing a configuration of the modified folded dipole antenna on the second element side
  • FIG. 1D is an enlarged view of the inductance shape.
  • FIG. 2 is a characteristic diagram showing the relationship between frequency and length (Lm + S).
  • 3 (a) to 3 (c) show a conventional configuration (part 1)
  • FIG. 3 (a) shows a configuration on the first element side of the modified folded dipole antenna.
  • FIG. ) Is a longitudinal side view of the modified folded dipole antenna
  • FIG. 3C is a diagram showing the configuration of the second element side of the modified folded dipole antenna.
  • 4 (a) to 4 (c) show a conventional configuration (No. 2).
  • FIG. 4 (a) is a diagram showing a configuration of the modified folded dipole antenna on the first element side
  • FIG. ) Is a vertical side view of the modified folded dipole antenna
  • FIG. 4C is a diagram showing the configuration of the modified folded dipole antenna on the second element side
  • FIG. 5 is a characteristic diagram showing the relationship between the resonance frequency and the element length.
  • FIG. 6 is a characteristic diagram showing the relationship between return loss and frequency.
  • FIG. 7 is a characteristic diagram showing the relationship between the resonance wavelength and the length (Lm + S).
  • FIG. 8 is a characteristic diagram showing the relationship between return loss and frequency.
  • FIG. 9 is a diagram showing an impedance chart, 10 (a) to 10 (c) show a configuration (part 1) for explaining the present disclosure, and FIG. 10 (a) shows a configuration on the first element side of the modified folded dipole antenna, FIG. 10B is a longitudinal side view of the modified folded dipole antenna, and FIG. 10C is a diagram illustrating the configuration of the modified folded dipole antenna on the second element side.
  • FIG. 11 is a characteristic diagram showing the relationship between return loss and frequency.
  • FIG. 12 is a characteristic diagram showing the relationship between the normalized frequency and Fa0 / Fb0.
  • FIG. 13 is a Smith chart of impedance Za
  • FIG. 14 is a Smith chart of impedance Zb.
  • FIG. 15 is a Smith chart showing the simulation result of impedance
  • FIG. 16 is a diagram showing each frequency and each constant as a table.
  • FIG. 17 is a Smith chart that compares the simulation results with the calculation results.
  • FIG. 18 compares the simulation result with the calculation result, and is a characteristic diagram showing the relationship between the return loss and the frequency.
  • FIG. 19 is a Smith chart for comparing the simulation results with the calculation results.
  • FIG. 20 compares the simulation result with the calculation result, and is a characteristic diagram showing the relationship between the return loss and the frequency.
  • FIG. 20 compares the simulation result with the calculation result, and is a characteristic diagram showing the relationship between the return loss and the frequency.
  • FIG. 21 shows a second embodiment of the present disclosure, and is a characteristic diagram showing a relationship between a frequency and a length (Lm + S).
  • 22 (a) to 22 (c) show a third embodiment of the present disclosure
  • FIG. 22 (a) is a diagram showing a configuration of the modified folded monopole antenna on the first element side
  • FIG. (B) is a vertical side view of the modified folded monopole antenna
  • FIG. 22 (c) is a diagram showing the configuration of the modified folded monopole antenna on the second element side
  • FIG. 23 is a characteristic diagram showing the relationship between frequency and length (Lm + S)
  • FIG. 24 is a characteristic diagram showing the relationship between return loss and frequency
  • FIG. 25 is a characteristic diagram showing the relationship between the resonance wavelength and the length (Lm + S)
  • FIG. 26 is a characteristic diagram illustrating a relationship between a frequency and a length (Lm + S) according to a fourth embodiment of the present disclosure.
  • 27 (a) to 27 (d) show a fifth embodiment of the present disclosure
  • FIG. 27 (a) is a diagram showing a configuration of the modified folded dipole antenna on the first element side
  • FIG. b) is a longitudinal side view of the modified folded dipole antenna
  • FIG. 27C is a diagram showing a configuration of the modified folded dipole antenna on the second element side
  • FIG. 27D is an enlarged view of the inductance shape.
  • FIG. 28 is a characteristic diagram showing the relationship between return loss and frequency
  • FIG. 29 is a diagram showing an impedance chart
  • FIG. 30 is a characteristic diagram showing the relationship between return loss and frequency
  • 31 (a) to 31 (d) illustrate a sixth embodiment of the present disclosure
  • FIG. 31 (a) is a diagram illustrating a configuration of the modified folded dipole antenna on the first element side
  • FIG. b) is a longitudinal side view of the modified folded dipole antenna
  • FIG. 31 (c) is a diagram showing a configuration of the modified folded dipole antenna on the second element side
  • FIG. 31 (d) is an enlarged view of the inductance shape.
  • FIG. 32 is a characteristic diagram showing the relationship between return loss and frequency.
  • 33 (a) to 33 (d) illustrate a seventh embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 33 (a) is a diagram illustrating the configuration of the modified folded dipole antenna on the first element side
  • FIG. b) is a longitudinal side view of the modified folded dipole antenna
  • FIG. 33 (c) is a diagram showing the configuration of the modified folded dipole antenna on the second element side
  • FIG. 33 (d) is an enlarged view of the inductance shape.
  • FIG. 34 is a characteristic diagram showing the relationship between return loss and frequency.
  • 35 (a) to 35 (b) illustrate an eighth embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 35 (a) is a diagram illustrating the configuration of the modified folded dipole antenna on the first element side
  • FIG. b) is a diagram showing a configuration on the second element side of the modified folded dipole antenna;
  • FIG. 35 (a) is a diagram illustrating the configuration of the modified folded dipole antenna on the first element side
  • FIG. b) is a diagram showing a configuration on the second element side of the modified folded dipole antenna;
  • FIG. 35 (a) is
  • FIG. 36 is an enlarged view of the inductance shape showing the ninth embodiment of the present disclosure
  • FIG. 37 is an enlarged view of the inductance shape showing the tenth embodiment of the present disclosure
  • FIG. 38 is an enlarged view of the inductance shape showing the eleventh embodiment of the present disclosure
  • FIG. 39 is an enlarged view of the inductance shape showing the twelfth embodiment of the present disclosure
  • FIG. 40 is an enlarged view of the inductance shape showing the thirteenth embodiment of the present disclosure
  • FIG. 41 is an enlarged view of the inductance shape showing the fourteenth embodiment of the present disclosure
  • FIG. 42 is an enlarged view of the inductance shape showing the fifteenth embodiment of the present disclosure
  • FIG. 43 is an enlarged view of an inductance shape showing the sixteenth embodiment of the present disclosure
  • FIG. 44 illustrates a seventeenth embodiment of the present disclosure, and is a diagram illustrating a configuration of the modified folded dipole antenna on the first element side
  • FIG. 45 illustrates an eighteenth embodiment of the present disclosure, and is a diagram illustrating a configuration of a modified folded dipole antenna on the first element side
  • FIG. 46 is a block diagram of a computing device showing a nineteenth embodiment of the present disclosure
  • FIG. 47 is a flowchart of calculation control
  • FIG. 48 is a characteristic diagram showing the relationship between return loss and frequency.
  • FIG. 49 is a Smith chart.
  • FIG. 50 is a block diagram of a computing device showing a twentieth embodiment of the present disclosure
  • FIG. 51 is a flowchart of calculation control
  • FIG. 52 is a characteristic diagram showing the relationship between the resonance frequency and the number of semi-elliptical shapes
  • FIG. 53 is a characteristic diagram showing the relationship between the length (Lm + S) and the number of semi-elliptical shapes.
  • FIG. 4 (a) to 4 (c) show a modified folded dipole antenna 1 of Patent Document 2.
  • FIG. The modified folded dipole antenna 1 includes a first element 3 formed of a conductor pattern (a conductor made of a line) on one surface of a dielectric substrate 2 (see FIG. 4B), and a dielectric substrate 2.
  • the second element 4 formed with a conductor pattern on the other surface of the first element 3 and the short-circuit element 5 that short-circuits the first element 3 and the second element 4 are provided.
  • the first element 3 has a first L-shaped portion 6 and a second L-shaped portion 7 that are symmetric with respect to the center plane C in the antenna width direction, and these L-shaped portions.
  • Inductance shapes 8 and 9 are provided at the distal ends of the long side portions 6 and 7.
  • a feeding point 10 is provided at a portion of the short side portion of each of the L-shaped portions 6 and 7 that is opposed to the tip.
  • the second element 4 is formed in substantially the same shape as the first element 3, and includes a pair of opposing side portions 11 and 12, and the opposing side portions 11 and 12.
  • Inductive shapes 14 and 15 are provided at the other end portions of the opposing side portions 11 and 12, each having a connecting side portion 13 that connects one end.
  • the short-circuit element 5 is a through-hole 16 (which connects the tip ends of the L-shaped portions 6 and 7 of the first element 3 and the tips of the other end portions of the opposing side portions 11 and 12 of the second element 4. 4 (b)).
  • the inductance shapes 8 and 9 are formed in the L-shaped portions 6 and 7 of the first element 3 and the opposing side portions 11 and 12 of the second element 4, respectively.
  • 14, and 15 show a modified folded dipole antenna 17 configured so as not to be provided.
  • a resonance mode (referred to as resonance mode A) in which the directions of currents flowing in the first element 3 and the second element 4 are the same direction
  • a resonance mode (referred to as resonance mode B) in which the direction of current flowing through the element 3 and the second element 4 is opposite.
  • the lengths of the long sides of the first element 3 and the second element 4 (that is, the long sides of the L-shaped portions 6 and 7 and the long sides of the opposing sides 11 and 12) are L
  • FIG. 5 shows the result of simulating changes in the resonance frequencies Fa0 and Fb0 in the resonance modes A and B when L is changed.
  • the horizontal axis is L (element length)
  • the vertical axis is the resonance frequency.
  • a curve P ⁇ b> 1 shows a change in the resonance frequency Fa ⁇ b> 0 in the resonance mode A of the modified folded dipole antenna 17 (see FIGS. 3A to 3C), and a curve P ⁇ b> 2 represents the modified folded dipole antenna 12.
  • a change in the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B is shown.
  • a curve P3 shows a change in the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A of the modified folded dipole antenna 1 (see FIGS. 4A to 4C)
  • a curve P4 shows the resonance mode of the modified folded dipole antenna 1. The change of the resonance frequency Fb0 of B is shown.
  • the first change is that the resonance frequencies Fa0 and Fb0 of the two resonance modes A and B are lowered.
  • the second change is that the resonance frequencies Fa0 and Fb0 of the two resonance modes A and B come close and coincide with each other.
  • the modified folded dipole antenna 1 described in Patent Document 2 is made by paying attention to the effect of the first change.
  • the two resonance frequencies Fa0 and Fb0 substantially coincide with each other, the two resonance modes influence each other, and the return loss increases. Therefore, the present inventor separates the two resonance frequencies Fa0 and Fb0 while changing the part of the lines of the first element 3 and the second element 4 to the inductance shapes 8, 9, 14, and 15. We tried to improve return loss by disclosing the configuration.
  • the length of the short side portion of the L-shaped portion 6 of the first element 3 (and the second element 4) is S, and the L-shaped portion 6
  • the length of the portion of the long side portion excluding the inductance 8 is changed, thereby separating the two wavelengths ⁇ a and ⁇ b of the two resonance modes A and B.
  • the configuration in which the two resonance frequencies Fa0 and Fb0 of the two resonance modes A and B are separated from each other has been disclosed. Hereinafter, this disclosure will be specifically described.
  • FIG. 6 shows a simulation of changes in return loss when the length Lm of the long side portions of the L-shaped portions 6, 7, 11, 12 is changed to, for example, 5 mm, 10 mm, 15 mm, 20 mm, 24 mm, and 29 mm. It is a figure which shows the calculated
  • the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents return loss.
  • a curve B1 shows a change in return loss when the length Lm is 5 mm.
  • a curve B2 shows a change in return loss when the length Lm is 10 mm.
  • a curve B3 shows a change in return loss when the length Lm is 15 mm.
  • a curve B4 shows a change in return loss when the length Lm is 20 mm.
  • a curve B5 shows a change in return loss when the length Lm is 24 mm.
  • Curve B6 shows the change in return loss when the length Lm is 29 mm.
  • FIG. 6 shows that as the first phenomenon, the length Lm is increased and the resonance frequency (that is, the frequency at which the return loss falls) is lowered. Further, as a second phenomenon, it can be seen that when the length Lm is increased, the return loss may be improved or worsened.
  • the resonance frequencies Fa0 and Fb0 of the two resonance modes A and B can be calculated from the length Lm of the long sides of the L-shaped parts 6, 7, 11, and 12. And that the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B changes depending on the presence or absence of the short-circuit element 5 connecting the first element 3 and the second element 4. This will be specifically described below.
  • FIG. 7 is a diagram showing a result obtained by simulating changes in the wavelengths ⁇ a and ⁇ b of the resonance modes A and B when the lengths (Lm + S) of the first element 3 and the second element 4 are changed. is there.
  • the horizontal axis is the length (Lm + S)
  • the vertical axis is the wavelength at resonance.
  • a straight line Q1 indicates a change in the wavelength ⁇ a of the resonance mode A
  • a straight line Q2 indicates a change in the wavelength ⁇ b of the resonance mode B.
  • the following relational expression is established between the two resonance frequencies Fa0 and Fb0 and the two wavelengths ⁇ a and ⁇ b at the time of resonance.
  • Ca1 is the slope of the straight line Q1 (proportional constant of ⁇ a)
  • Ca0 is the intercept of the straight line Q1 (constant of ⁇ a)
  • Cb1 is the slope of the straight line Q2 (proportional constant of ⁇ b)
  • Cb0 is the intercept of the straight line Q2 (constant of ⁇ b) ).
  • the resonance frequencies Fa0 of the two resonance modes A and B are calculated from the lengths (Lm + S) of the first element 3 and the second element 4. It can be seen that Fb0 can be obtained by a calculation formula.
  • the inventor is configured not to provide the short-circuit element 5 that connects the first element 3 and the second element 4 (configuration without the short-circuit element) or provides the short-circuit element 5,
  • the configuration in which the resonance frequency Fb0 is changed by adjusting the position of the short-circuit element 5 and thereby the resonance frequency Fa0 and the resonance frequency Fb0 are separated (Fa0 ⁇ Fb0) is disclosed.
  • FIG. 8 shows that the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B changes depending on the presence or absence of the short-circuit element 5 in the configuration in which the length Lm of the long sides of the L-shaped portions 6, 7, 11, 12 is 15 mm, for example. This is shown in the loss graph and the impedance chart of FIG.
  • FIG. 8 is a graph showing the relationship between frequency and return loss, where the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents return loss.
  • a curve R1 shows a change in return loss of the configuration with the short-circuit element 5, that is, the modified folded dipole antenna 1 shown in FIGS. 4 (a) to 4 (c).
  • a curve R2 shows a change in return loss of the configuration without the short-circuit element 5, that is, the configuration in which the short-circuit element 5 is eliminated from the modified folded dipole antenna 1 shown in FIGS. 4 (a) to 4 (c). Indicates. From FIG.
  • FIG. 9 is an impedance chart.
  • the curve T1 indicates the configuration with the short-circuit element 5, that is, the impedance chart of the modified folded dipole antenna 1 shown in FIGS. 4 (a) to 4 (c). Indicates.
  • two curves T21 and T22 have a configuration without the short-circuit element 5, that is, a configuration in which the short-circuit element 5 is eliminated from the modified folded dipole antenna 1 shown in FIGS. 4 (a) to 4 (c).
  • An impedance chart is shown. From FIG. 9, it can be seen that the resonance frequency Fa0 and the resonance frequency Fb0 substantially coincide with each other in the configuration including the short-circuit element 5. On the other hand, in the configuration without the short-circuit element 5, it can be seen that the resonance frequency Fa0 and the resonance frequency Fb0 are separated (that is, Fa0 ⁇ Fb0).
  • the resonance frequency of the resonance mode B is changed by changing the position of the short-circuit element 5.
  • the change of Fb0 will be described.
  • the position of the short-circuit element 5 is arranged near the end of the inductance portion 8, that is, the tip of the long side portion of the L-shaped portion 6. ing.
  • the position P2 of the short-circuit element 5 is set at the center (for example, eight semi-elliptical portions 16 of the inductance portion 8).
  • the fourth one is arranged.
  • the graph of FIG. 11 was obtained from the result of having simulated about the structure whose length Lm of the L-shaped part 6, 7, 11, 12 is 15 mm, for example.
  • FIG. 11 is a graph showing the relationship between frequency and return loss, where the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents return loss.
  • a curved line U1 shows a change in the return loss of the modified folded dipole antenna 1 shown in FIGS. 4 (a) to 4 (c) where the position of the short-circuit element 5 is the end.
  • a curve U ⁇ b> 2 shows a change in the return loss of the configuration in which the position of the short-circuit element 5 is the central portion, that is, the modified folded dipole antenna 1 shown in FIGS. From FIG.
  • the resonance frequency Fb0 changes, the two resonance frequencies Fa0 and Fb0 are separated (Fa0 ⁇ Fb0), and the resonance frequencies Fa0, It can be seen that the return loss of Fb0 is sufficiently small.
  • the reason why the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B changes as described above by changing the position of the short-circuit element 5 is that Cb1 (proportional constant of ⁇ b) and Cb0 ( This is because the constant of ⁇ b changes.
  • the second phenomenon that is, when the length Lm is increased, the return loss may be improved or worsened, the ratio (Fa0 / Fb0) of the two resonance frequencies Fa0 and Fb0, We confirmed by paying attention to the standardized frequency at which the return loss is -6 dB or less.
  • FIG. 12 is a graph showing the relationship between the ratio (Fa0 / Fb0) of the two resonance frequencies Fa0 and Fb0 and the normalized frequency at which the return loss is -6 dB or less.
  • the horizontal axis represents the ratio (Fa0 / Fb0) of the two resonance frequencies Fa0 and Fb0
  • the vertical axis represents the normalized frequency at which the return loss is -6 dB or less.
  • the two resonance frequencies Fa0 and Fb0 the values obtained from the equations (1), (2), (3), and (4) are used, and the normalized frequency at which the return loss is ⁇ 6 dB or less.
  • the value obtained from the return loss graph of FIG. 6 was used.
  • the standardized frequency is Fm / Fs obtained by normalizing the frequency Fm at which the return loss is ⁇ 6 dB and the frequency Fs at which the return loss is a minimum value in the interval of ⁇ 6 dB or less. Note that when there are two frequencies Fs at which the return loss is a minimum value in a section where the return loss is ⁇ 6 dB or less as shown by the curve B5 in FIG. 6, the average value (Fs1 + Fs2) / 2 of the frequencies Fs1 and Fs2 at which the two minimum values are obtained. Is a frequency Fs at which the minimum value is obtained.
  • the normalized frequency changes according to the ratio (Fa0 / Fb0) of the two resonance frequencies Fa0 and Fb0, the return loss is degraded (referred to as a degraded region), and the return loss is improved.
  • It is called an improvement area).
  • the ratio (Fa0 / Fb0) is 1.
  • the ratio (Fa0 / Fb0) is in the range of 0.90 to 0.96 or 1.04 to 1.10. Since the return loss is degraded within the range of the degradation region, it is necessary to set the ratio (Fa0 / Fb0) of the two resonance frequencies Fa0 and Fb0 so as not to fall within this degradation region.
  • FIG. 13 is an image diagram in which the impedance Za of the resonance mode A is plotted on the Smith chart.
  • Fa0 is the resonance frequency of the resonance mode A
  • the reactance value is 0, and the resistance value is Ra.
  • Fard is a low antiresonance frequency of the resonance mode A, and the reactance value is ⁇ .
  • the frequency value of Fard is an infinitely small frequency value.
  • a value sufficiently smaller than Fa0, for example, 1 MHz is used in this embodiment in order to calculate 1 / Fard.
  • Fard 1 (MHz) (7a) Faru is a high anti-resonance frequency of the resonance mode A, and the reactance value is ⁇ . The frequency value of Faru is almost twice the frequency value of Fa0.
  • Ra is the resonance resistance value ( ⁇ ) of resonance mode A
  • Xa is the reactance value of resonance mode A ( ⁇ ) j is an imaginary number Fard ⁇ F ⁇ Fa0, and the following three expressions hold.
  • Xa Kad (1- (F / Fa0) 2 ) / (1- (F / Fard) 2 ) (11)
  • Kad ((Fa0 (1 ⁇ ad) / Fard) 2 ⁇ 1) / (1 ⁇ ad) 2 )
  • ⁇ ad (Fa0 ⁇ Fad) / Fa0 (13)
  • F is the frequency to find the impedance Fard is the low anti-resonance frequency of resonance mode A
  • reactance - ⁇ Fa0 is the resonance frequency (MHz) of resonance mode A
  • the reactance is 0 Fad is the frequency at which the reactance of the resonance mode A becomes ⁇ 1.
  • Kad is the proportional constant below the resonance mode A.
  • ⁇ ad is the frequency ratio at which the reactance of the resonance mode A changes from ⁇ 1 to 0.
  • Fa0 ⁇ F ⁇ Faru The following three expressions hold.
  • Fb0 is the resonance frequency of the resonance mode B
  • the reactance value is 0, and the resistance value is Rb.
  • Fbrd is a low antiresonance frequency of the resonance mode B, and the reactance value is ⁇ .
  • the frequency value of Fbrd is substantially Fb0 / 2 in the case of the configuration with the short-circuit element 5 shown in FIGS. 4A to 4C, and is an infinitesimal frequency value in the case of the configuration without the short-circuit element 5.
  • a value sufficiently smaller than Fb0 for example, 1 MHz is used in this embodiment.
  • Fbrd Fb0 / 2
  • Fbrd 1 (MHz)
  • Fbrd 2Fb03 / 3
  • Fbru is a high antiresonance frequency of the resonance mode B, and the reactance value is ⁇ .
  • the frequency value of Fbru is approximately 3Fb0 / 2 in the case of the configuration with the short-circuit element 5 shown in FIGS. 4A to 4C, and is approximately 2Fb0 in the case of the configuration without the short-circuit element 5. Value.
  • FIG. 14 shows that the impedance Zb of the resonance mode B can be calculated by the following equation.
  • Xb Kbu (1- (F / Fb0) 2 ) / (1- (F / Fbru) 2 ) (21)
  • Kbu (1- (Fb0 (1 + ⁇ bu) / Fbru) 2 ) / (1- (1 + ⁇ bu) 2 )
  • ⁇ bu (Fbu ⁇ Fb0) / Fb0 (23)
  • F is the frequency to find the impedance
  • Fbru is the high anti-resonance frequency of resonance mode B
  • reactance ⁇ Fbu is the frequency at which the reactance of the resonance mode B becomes 1.
  • Kbu is the proportional constant above the resonance mode B.
  • ⁇ bu is the frequency ratio at which the reactance of the resonance mode B changes from 0 to 1.
  • the admittances Ya and Yb of the resonance modes A and B Can be calculated by the following equation.
  • Kau (1 ⁇ (Fa0 / Faru) 2 ) / 2 / ( ⁇ ⁇ a) (33)
  • ⁇ bd and ⁇ bu have substantially the same value in principle, the average value ⁇ b is calculated and used as in the following equation.
  • Kbd ((Fb0 (1- ⁇ b) / Fbrd) 2 ⁇ 1) / (1- (1- ⁇ b) 2 ) (35)
  • Kbu (1 ⁇ (Fa0 (1 + ⁇ b) / Fbru) 2 ) / (1 ⁇ (1 + ⁇ b) 2 ) (36)
  • Kbu (1 ⁇ (Fb0 / Fbru) 2 ) / 2 / ( ⁇ ⁇ b) (38)
  • FIG. 15 shows the impedance simulation results together with the points of each frequency in the antenna shown in FIGS.
  • FIG. 16 is a table showing the values obtained from the simulation results and the resonance resistance values, and the calculation results of the constants ⁇ a and ⁇ b calculated by the above formula.
  • FIGS. 17 and 18 show the simulation results of impedance and return loss in the antenna shown in FIGS. 4A to 4C in which the parameter S is set to 6.2 mm and the parameter Lm is set to 29 mm. It is the figure which compared with the calculation result which computed the impedance and the return loss by Formula (27), (28).
  • the resonance frequency (Fa 0, Fb 0) and the anti-resonance frequency (Fard, Faru, Fbrd, Fbru) are calculated.
  • Each value of the resonance frequency (Fa0, Fb0) is obtained using equations (5) and (6).
  • the respective values of the anti-resonance frequencies (Fard F, Faru, Fbrd, Fbru) are obtained using equations (7a), (7b), (8a), and (8b).
  • FIG. 18 is a characteristic diagram showing the relationship between frequency and return loss.
  • the solid line C3 shows the calculation result
  • the broken line C4 shows the simulation result.
  • FIGS. 19 and 20 show simulation results of impedance and return loss, and calculation results of calculating impedance and return loss according to equations (27) and (28) in a configuration in which the parameter Lm is changed from 29 mm to 5 mm.
  • FIG. 20 is a characteristic diagram showing the relationship between the frequency and the return loss.
  • a solid line C7 indicates a calculation result
  • a broken line C8 indicates a simulation result.
  • RaRb RaRb (Ra 2 + Xa 2) / (Rb 2 + Xb 2)> Xa 2 (46)
  • RaRb RaRb (Ra 2 + Xa 2) / Xa 2> (Rb 2 + Xb 2)
  • RaRb RaRb (Rb 2 + Xb 2) / Xb 2> (Ra 2 + Xa 2) (48) It becomes.
  • Equation (53) (Fb0 ⁇ Fa0) / (Fa0 + Fb0) (54) Substituting Equation (53) into Equation (52) and ⁇ f ⁇ 1 in the range of the degradation region, RaRb>
  • ⁇ fm is the frequency ratio of the degradation range boundary, and the following equation is established.
  • the relationship between the two resonance frequencies Fa0 and Fb0 is such that the expressions (65), (66), (67), and (68) are satisfied, so that the expressions (3), (4), The length (Lm + S) to the inductance shape of the first element 3 or the second element 4 is adjusted using the expressions (5) and (6). Thereby, a return loss can be improved.
  • the modified folded dipole antenna 21 of the present embodiment has a structure shown in FIGS. 1 (a) to 1 (d).
  • the modified folded dipole antenna 21 includes a first element 23 formed of a conductor pattern (that is, a conductor made of a line) on one surface of a flat substrate 22 made of a dielectric (see FIG. 1B).
  • the second element 24 formed of a conductor pattern (that is, a conductor made of a line) and the first element 23 and the short-circuit element 70 for short-circuiting the second element 24 are provided on the other surface of the substrate 2.
  • the substrate 22 is a substrate made of a dielectric material, for example, glass epoxy. Note that the thickness of the substrate 22 (dielectric) is t, the relative dielectric constant of the substrate 22 (dielectric) is ⁇ , and the dielectric loss of the substrate 22 (dielectric) is tan ⁇ .
  • the first element 23 includes a power feeding side parallel portion 25 formed of a conductor pattern (for example, a copper foil pattern).
  • the feeding-side parallel portion 25 includes two L-shaped portions that are symmetrical with respect to the antenna width direction center plane (hereinafter referred to as the width direction center plane) C, that is, the first L-shaped portion 26 and the second L-shaped portion 27.
  • the first L-shaped portion 26 includes a long side portion 28 and a short side portion 29.
  • the long side portion 28 is parallel to the center plane C in the width direction.
  • the short side portion 29 is shorter than the long side portion 28, and is connected to one end portion (the left end portion in FIG. 1A to FIG. 1D) of the long side portion 28, and is perpendicular to the long side portion 28 in the width direction. Projects in the direction of the center plane C.
  • the second L-shaped portion 27 has the same configuration as the first L-shaped portion 26 and includes a long side portion 30 and a short side portion 31.
  • the long side portion 30 has the same length and width as the long side portion 28 of the first L-shaped portion 26, and faces the long side portion 28 across the width direction center plane C.
  • the short side portion 31 is shorter than the long side portion 30 and is connected to one end portion of the long side portion 30 (the left end portion in FIG. 1A to FIG. 1D). Further, the short side portion 31 protrudes perpendicularly from the long side portion 30 in the width direction central plane C direction.
  • the width and length of the short side portion 31 are the same as the short side portion 29 of the first L-shaped portion 26.
  • first L-shaped portion 26 and the second L-shaped portion 27 have the same shape, and are arranged so that the short side portions 29 and 31 face each other. And the front-end
  • the above-mentioned center plane C in the width direction is a plane perpendicular to the surface of the substrate 22 and parallel to the long side portion 28 of the first L-shaped portion 26 and the long side portion 30 of the second L-shaped portion 27.
  • first L-shaped portion 26 and the second L-shaped portion 27 are formed with inwardly protruding portions 33 and 33 at a part thereof.
  • the inner projecting portion 33 extends in the inner direction surrounded by the first L-shaped portion 26 and the second L-shaped portion 27 in the plane of the substrate 22, and the long side portions 28 and 30 of the first L-shaped portion 26 and the second L-shaped portion 27. It protrudes from the straight part.
  • the inner protrusion 33 forms an inductance shape 34.
  • the term “continuous” means that the end of one inner protrusion 33 and the end of another inner protrusion 33 adjacent to the inner protrusion 33 are common. It means that Moreover, in this embodiment, the position of the both ends of the inner side protrusion part 33 exists in the same position as the lower end part (or upper end part) of the long side parts 28 and 30.
  • FIG. The inner projecting portion 33 is bent from the straight portion (conductor pattern) of the long side portions 28 and 30 at one of the one (left) ends, protrudes inward, is folded back at the tip portion, and the other (right) end.
  • the long side portions 28 and 30 are connected to the straight portions (conductor patterns) again.
  • the width of the base portion of the inner protrusion 33 is Wi
  • the height is Hi
  • the line width is ⁇ i.
  • the number of formed inner protrusions 33 for one inductance shape 34 is Ni.
  • the first element 23 having such a configuration has a length in the longitudinal direction (element length) of the long side portions 28 and 30 as L and a length in the longitudinal direction of the long side portions 28 and 30.
  • the length of the portion excluding the inductance shape 34 is Lm.
  • H be the distance (element height) at which the long side portions 28 and 30 face each other.
  • the line widths of the long side portions 28 and 30 are the same as the line width of the inward protruding portion 33, and are assumed to be ⁇ i.
  • the length of the short sides 29 and 31 is S.
  • the line widths of the short side portions 29 and 31 are the same as the line widths of the long side portions 28 and 30 (that is, the line width of the inner protruding portion 33), and are assumed to be ⁇ i.
  • the second element 24 includes a non-feeding side parallel portion 35 formed of a conductor pattern (for example, a copper foil pattern).
  • the non-feeding side parallel portion 35 includes a pair of opposed side portions 36 and 37 arranged to face each other, and a connecting side portion 38 that connects one ends of the pair of opposed side portions 36 and 37 to each other.
  • the opposing side portions 36 and 37 are parallel to each other, and have the same length and width.
  • the opposing side portion 36 has the length L (element length) described above, and faces the long side portion 28 of the first L-shaped portion 26 of the first element 23 via the substrate 22.
  • the length of the other opposing side portion 37 is L.
  • the facing side portion 37 faces the long side portion 30 of the second L-shaped portion 27 of the first element 23 through the substrate 22.
  • the line widths of the opposing side portions 36 and 37 are the same as the line widths of the long side portions 28 and 30 of the first element 23 and are ⁇ i.
  • the connecting side portion 38 is perpendicular to the two opposing side portions 36 and 37, the length (element height) is H, the line width is the same as the line width of the opposing side portions 36 and 37, and ⁇ i It is.
  • the connecting side portion 38 faces the short side portion 29 of the first L-shaped portion 26 of the first element 23 and the short side portion 31 of the second L-shaped portion 26 with the substrate 22 interposed therebetween.
  • inner protruding portions 39 and 39 protruding in the inner direction surrounded by the opposite side portions 36 and 37 and the connecting side portion 38 are formed.
  • This inner protrusion 39 constitutes an inductance shape 40.
  • the inner protruding portion 39 has the same shape as the inner protruding portion 33 formed in the first element 23, and the inner protruding portion 39 is also semi-elliptical. Further, the inner protruding portion 39 has the same size as the inner protruding portion 33. Furthermore, the number of the inner protrusions 39 is the same as that of the inner protrusions 33. In the present embodiment, 8 * 2 pieces are formed, and are formed at positions facing the inner protrusions 33, respectively.
  • the short-circuit element 70 is a through-hole that connects the tip ends of the L-shaped portions 26 and 27 of the first element 23 and the tips of the other end portions of the opposing side portions 36 and 37 of the second element 24. 71 (see FIG. 1B).
  • the length S of the short side portions 29 and 31 is set to, for example, 6.2 mm, and the inductance shapes 34 and 40 are excluded from the longitudinal lengths of the long side portions 28, 30, 36, and 37.
  • the length Lm of the part was set to 5, 10, 15, 20, 24, or 29 mm, for example.
  • the length (Lm + S) was set to 11.2, 16.2, 21.2, 26.2, 30.2, or 35.2 mm.
  • Lm is 5 mm
  • the short side portions 29 and 31 are longer than the long side portions 28 and 30.
  • All the line widths ⁇ i are, for example, 0.2 mm
  • the height Hi of the inner protrusions 33, 39 is, for example, 6 mm
  • the width Wi of the base is, for example, 0.6 mm
  • the thickness t of the dielectric substrate 22 is 0.8 mm. It was.
  • the relative dielectric constant ⁇ of the substrate 22 was 4.9
  • the dielectric loss tan ⁇ of the dielectric was 0.025.
  • the antenna having improved return loss has a length (Lm + S) of 11.2, 16.2, 26.2, 30. 2, 35.2 mm.
  • the antenna having a deteriorated return loss has a length (Lm + S) of 21.1 mm as shown in FIG. 6 or FIG.
  • FIG. 2 is a graph showing the relationship between the length (Lm + S) and the frequency, and the improvement area and the deterioration area of the return loss will be described based on FIG.
  • the horizontal axis in FIG. 2 is the length (Lm + S), and the vertical axis is the frequency.
  • the curve D1 indicates the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A
  • the curve D2 indicates the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B.
  • the resonance mode A is the resonance mode in which the direction of the current flowing in the first element 23 and the second element 24 is the same direction
  • the resonance mode B is the resonance mode in which the current direction is opposite.
  • a curve D3 indicates a low antiresonance frequency Fbrd of the resonance mode B
  • a curve D4 indicates a high antiresonance frequency Fbru of the resonance mode B.
  • a curve D5 represents Fb0 ((1- ⁇ fm) / (1 + ⁇ fm)
  • a curve D6 represents Fb0 ((1 + ⁇ fm) / (1- ⁇ fm)).
  • These Fb0 ((1 ⁇ fm) / (1 + ⁇ fm)) and Fb0 ((1 + ⁇ fm) / (1 ⁇ fm)) are obtained from the equations (65) and (66). It is a dividing boundary.
  • the curves D5 and D6 are located slightly below and above the curve D2 of Fb0. ⁇ fm was obtained by the equation (59) using the constant obtained in FIG.
  • the return loss improvement area is an area that satisfies the expressions (65) and (66).
  • the improvement region When the improvement region is viewed on the vertical axis (that is, the frequency axis) in FIG. 2, it is a region indicated by double arrows E1 and E2, and when viewed on the horizontal axis (that is, the length (Lm + S) axis) in FIG. This is the area where improvement is indicated.
  • the region indicated by the double-pointed arrows E1 and E2 on the vertical axis is slightly above the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B, that is, from ((1 + ⁇ fm) / (1- ⁇ fm)) Fb0 to the high antiresonance frequency Fbru of the resonance mode B.
  • a range slightly below the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B that is, a range from ((1 ⁇ fm) / (1 + ⁇ fm)) Fb0 to the low antiresonance frequency Fbrd of the resonance mode B.
  • the improvement region on the horizontal axis indicates that the resonance frequency Fa0 (that is, the curve D1) of the resonance mode A is slightly above the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B, that is, ((1 + ⁇ fm) / (1 ⁇ fm)) Fb0 (that is, , The area below the intersection with the curve D6), and the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A (that is, the curve D1) is slightly below the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B, that is, ((1- ⁇ fm) / ( 1 + ⁇ fm)) The region above the intersection with Fb0 (ie, curve D5).
  • the length (Lm + S) is determined using the equations (3), (4), (5), and (6) so that the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A is within the improvement region.
  • the return loss can be improved.
  • the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A is slightly above the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B, that is, from ((1 + ⁇ fm) / (1 ⁇ fm)) Fb0 to the high antiresonance frequency Fbru of the resonance mode B. (3) so that it falls within the range or slightly below the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B, that is, within the range from ((1- ⁇ fm) / (1 + ⁇ fm)) Fb0 to the low antiresonance frequency Fbrd of the resonance mode B. ), (4), (5), and (6) are used to determine the length (Lm + S), thereby improving the return loss.
  • the symbol “ ⁇ ” indicates an antenna whose return loss is improved according to the result of the simulation, that is, the length (Lm + S) is 11.2, 16.2, 26.2, 30.2, 35.2 mm.
  • the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A and the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B of each antenna are shown.
  • the symbol x indicates the resonance frequency Fa0 and the resonance mode B of the resonance mode A of the antenna whose return loss is degraded by the simulation result, that is, the antenna having a length (Lm + S) of 21.2 mm.
  • the resonance frequency Fb0 is shown.
  • Fa0 and Fb0 that is, the positions of the circles
  • Fa0 and Fb0 that is, the position of the symbol x
  • the bent portion is provided in the line portion other than the inductance shapes 34 and 40 of the first element 23 and the second element 24, the element of the modified folded dipole antenna 21 is provided.
  • the height H can be lowered.
  • FIG. 21 illustrates a second embodiment of the present disclosure.
  • symbol is attached
  • the specific configuration of the modified folded dipole antenna 21 of the second embodiment is the same as that of the first embodiment.
  • the calculation is made based on the low antiresonance frequency Fbrd and the high antiresonance frequency Fbru of the resonance mode B, but in the second embodiment, The calculation is made based on the low antiresonance frequency Fard and the high antiresonance frequency Faru of the resonance mode A.
  • the second embodiment will be specifically described.
  • FIG. 21 is a graph showing the relationship between the length (Lm + S) and the frequency, and the calculation method for determining the return loss improvement region and the deterioration region will be described with reference to FIG.
  • a curve D1 indicates the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A
  • a curve D2 indicates the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B.
  • Fa0 and Fb0 were calculated
  • the values obtained in FIG. 7 were used as the proportional constant Ca1 of ⁇ a, the constant Ca0 of ⁇ a, the proportional constant Cb1 of ⁇ b, and the constant Cb0 of ⁇ b. Further, when the arrangement position of the short-circuit element 70 connecting the first element 23 and the second element 24 is changed, the values of the proportional constant Cb1 of ⁇ b and the constant Cb0 of ⁇ b change.
  • a curve D41 indicates a high antiresonance frequency Faru of the resonance mode A. Note that the low antiresonance frequency Fard of the resonance mode A is not shown in FIG. 21 and is outside the region shown in FIG. These Fard and Faru were calculated
  • a curve D51 represents Fa0 ((1- ⁇ fm) / (1 + ⁇ fm)
  • a curve D61 represents Fa0 ((1 + ⁇ fm) / (1- ⁇ fm)).
  • the return loss improvement area is an area that satisfies the expressions (67) and (68).
  • the improvement region When the improvement region is viewed on the vertical axis (that is, the frequency axis) in FIG. 21, it is a region indicated by double arrows E11 and E21, and is viewed on the horizontal axis (that is, the length (Lm + S) axis) in FIG. This is the area where improvement is indicated.
  • the region indicated by the double-headed arrows E11 and E21 on the vertical axis is slightly above the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A, that is, from ((1 + ⁇ fm) / (1- ⁇ fm)) Fa0 to the high antiresonance frequency Faru of the resonance mode A.
  • the range from ((1 ⁇ fm) / (1 + ⁇ fm)) Fa0 to the low antiresonance frequency Fard of the resonance mode A slightly below the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A.
  • the improvement region on the horizontal axis shows that the resonance frequency Fb0 (that is, the curve D2) of the resonance mode B is slightly above the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A, that is, ((1 + ⁇ fm) / (1 ⁇ fm)) Fa0 (that is, , , The region below the intersection with the curve D61) and the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B (that is, the curve D2) is slightly below the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A, that is, ((1- ⁇ fm) / ( 1 + ⁇ fm)) The region above the intersection with Fa0 (ie, curve D51).
  • the length (Lm + S) is determined using the equations (3), (4), (5), and (6) so that the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B is within the improvement region.
  • the return loss can be improved.
  • the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B is slightly above the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A, that is, from ((1 + ⁇ fm) / (1- ⁇ fm)) Fa0 to the high antiresonance frequency Faru of the resonance mode A. (3) so that it falls within the range or slightly below the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A, that is, within the range from ((1 ⁇ fm) / (1 + ⁇ fm)) Fa0 to the low antiresonance frequency Fard of the resonance mode A. ), (4), (5), and (6) are used to determine the length (Lm + S), thereby improving the return loss.
  • the symbol “ ⁇ ” indicates an antenna whose return loss has been improved according to the result of the simulation, that is, the length (Lm + S) is 11.2, 16.2, 26.2, 30.2, 35.2 mm.
  • the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A and the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B of each antenna are shown.
  • the symbol x indicates the resonance frequency Fa0 and the resonance mode B of the resonance mode A of the antenna whose return loss is deteriorated by the simulation result, that is, the antenna having a length (Lm + S) of 21.2 mm.
  • the resonance frequency Fb0 is shown.
  • Fa0 and Fb0 that is, the positions of the circles
  • Fa0 and Fb0 that is, the position of the symbol x
  • the configuration of the second embodiment other than that described above is the same as the configuration of the first embodiment. Therefore, in the second embodiment, substantially the same operational effects as in the first embodiment can be obtained.
  • FIGS. 22A to 22C and FIG. 23 illustrate a third embodiment of the present disclosure.
  • symbol is attached
  • the first element 72 includes a first L-shaped portion 26 and a wide conductor 73.
  • the wide conductor 73 is constituted by a ground of a high frequency circuit, for example.
  • a connection point between the distal end portion of the short side portion 29 of the first L-shaped portion 26 and the wide conductor 73 is an input terminal 74.
  • the second element 75 is disposed to face the first L-shaped portion 26 of the first element 72 and includes an L-shaped portion 76 having substantially the same shape as the first L-shaped portion 26.
  • the L-shaped portion 76 includes a long side portion 28 and a short side portion 29, and an inner protruding portion 39, that is, an inductance shape 40 is provided on the long side portion 28.
  • the tip of the short side portion 29 of the L-shaped portion 76 is an input terminal 77. In the case of this configuration, the input terminal 74 and the input terminal 77 are feeding points.
  • the small antenna of this embodiment is configured as a small monopole antenna.
  • the substrate 22 is composed of, for example, a printed wiring board made of a dielectric.
  • a high frequency circuit 78 is provided on the surface of the substrate 22 on which the second element 75 is disposed.
  • the short-circuit element 70 that short-circuits the first element 72 and the second element 75 includes a front end portion of the L-shaped portion 26 of the first element 72 and a long side portion of the L-shaped portion 76 of the second element 75.
  • a through hole 71 (see FIG. 22B) is provided to connect the 28 tip portions.
  • the length S of the short side portion 29 of the first element 72 is set to 6.2 mm, for example, and the length Lm of the portion excluding the inductance shape 34 in the length in the longitudinal direction of the long side portion 28 is set.
  • the length (Lm + S) was set to 11.2, 16.2, 21.2, 26.2, 30.2, or 35.2 mm.
  • all the line widths ⁇ i are set to 0.2 mm
  • the height Hi of the inner protrusion 33 is set to 6 mm
  • the width Wi of the base is set to 0.6 mm, for example
  • the thickness t of the dielectric substrate 22 is set to 0.8 mm. .
  • the relative dielectric constant ⁇ of the substrate 22 was 4.9, and the dielectric loss tan ⁇ of the dielectric was 0.025.
  • the antenna with improved return loss has a length (Lm + S) of 11.2 and 16.2 mm as shown in FIG.
  • the antenna with the return loss deteriorated had lengths (Lm + S) of 21.1, 26.2, 30.2, and 35.2 mm.
  • FIG. 24 is a diagram showing a result obtained by simulating a change in return loss when the length Lm is changed to, for example, 5, 10, 15, 20, 24, 29 mm.
  • the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents return loss.
  • a curve B11 shows a change in return loss when the length Lm is 5 mm.
  • Curve B21 shows the change in return loss when the length Lm is 10 mm.
  • a curve B31 shows a change in return loss when the length Lm is 15 mm.
  • a curve B41 shows a change in return loss when the length Lm is 20 mm.
  • Curve B51 shows the change in return loss when the length Lm is 24 mm.
  • a curve B61 shows a change in return loss when the length Lm is 29 mm.
  • FIG. 25 shows results obtained by simulating changes in the wavelengths ⁇ a and ⁇ b of the resonance modes A and B when the lengths (Lm + S) of the first element 3 and the second element 4 are changed.
  • the horizontal axis is the length (Lm + S)
  • the vertical axis is the wavelength at resonance.
  • a straight line Q11 indicates a change in the wavelength ⁇ a of the resonance mode A
  • a straight line Q21 indicates a change in the wavelength ⁇ b of the resonance mode B.
  • the following relational expression is established between the two resonance frequencies Fa0 and Fb0 and the two wavelengths ⁇ a and ⁇ b at the time of resonance.
  • ⁇ a Ca11 * (Lm + S) + Ca01 (3-1)
  • ⁇ b Cb11 * (Lm + S) + Cb01 (4-1)
  • Fa0 C / ⁇ a (5)
  • Fb0 C / ⁇ b (6)
  • Ca11 is the slope of the straight line Q11 (proportional constant of ⁇ a)
  • Ca0 is the intercept of the straight line Q11 (constant of ⁇ a)
  • Cb11 is the slope of the straight line Q21 (proportional constant of ⁇ b)
  • Cb01 is the intercept of the straight line Q21 (constant of ⁇ b) ).
  • the resonance frequencies of the two resonance modes A and B are calculated from the lengths (Lm + S) of the first element 73 and the second element 75. It can be seen that Fa0 and Fb0 can be obtained by a calculation formula.
  • FIG. 23 is a graph showing the relationship between the length (Lm + S) and the frequency, and the improvement area and the deterioration area of the return loss will be described based on FIG.
  • a curve D12 represents the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A
  • a curve D22 represents the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B.
  • Fa0 and Fb0 were obtained from the equations (3-1), (4-1), (5), (6) and the length (Lm + S).
  • the values obtained in FIG. 25 were used as the proportional constant Ca11 for ⁇ a, the constant Ca01 for ⁇ a, the proportional constant Cb11 for ⁇ b, and the constant Cb01 for ⁇ b.
  • the resonance mode A is the resonance mode in which the directions of the currents flowing in the first element 72 and the second element 75 are the same
  • the resonance mode B is the resonance mode in which the current direction is opposite.
  • a curve D32 indicates a low anti-resonance frequency Fbrd of the resonance mode B
  • a curve D42 indicates a high anti-resonance frequency Fbru of the resonance mode B.
  • the curve D52 represents Fb0 ((1- ⁇ fm) / (1 + ⁇ fm)), and the curve D62 represents Fb0 ((1 + ⁇ fm) / (1- ⁇ fm)).
  • These Fb0 ((1 ⁇ fm) / (1 + ⁇ fm)) and Fb0 ((1 + ⁇ fm) / (1 ⁇ fm)) are obtained from the equations (65) and (66). It is a dividing boundary.
  • the curves D52 and D62 are located slightly below and above the curve D22 of Fb0. ⁇ fm was obtained by the equation (59) using the constant obtained in FIG.
  • the return loss improvement area is an area that satisfies the expressions (65) and (66).
  • the improvement region When the improvement region is viewed on the vertical axis (that is, the frequency axis) in FIG. 23, it is a region indicated by double arrows E12 and E22, and when viewed on the horizontal axis (that is, the length (Lm + S) axis) in FIG. This is the area where improvement is indicated.
  • the region indicated by the double-headed arrows E12 and E22 on the vertical axis is slightly above the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B, that is, from ((1 + ⁇ fm) / (1- ⁇ fm)) Fb0 to the high antiresonance frequency Fbru of the resonance mode B.
  • a range slightly below the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B that is, a range from ((1 ⁇ fm) / (1 + ⁇ fm)) Fb0 to the low antiresonance frequency Fbrd of the resonance mode B.
  • the improvement region on the horizontal axis indicates that the resonance frequency Fa0 (that is, the curve D12) of the resonance mode A is slightly above the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B, that is, ((1 + ⁇ fm) / (1 ⁇ fm)) Fb0 (that is, , The area below the intersection with the curve D62), and the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A (that is, the curve D12) is slightly below the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B, that is, ((1- ⁇ fm) / ( 1 + ⁇ fm)) The region above the intersection with Fb0 (ie, curve D52).
  • the length (Lm + S) is calculated using the equations (3-1), (4-1), (5), and (6) so that the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A is within the improvement region. ) Can be used to improve return loss.
  • the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A is slightly above the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B, that is, from ((1 + ⁇ fm) / (1 ⁇ fm)) Fb0 to the high antiresonance frequency Fbru of the resonance mode B. (3) so that it falls within the range or slightly below the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B, that is, within the range from ((1 ⁇ fm) / (1 + ⁇ fm)) Fb0 to the low antiresonance frequency Fbrd of the resonance mode B.
  • the return loss can be improved by determining the length (Lm + S) using the formulas (-1), (4-1), (5), and (6).
  • the symbol “O” indicates the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A of the antenna whose return loss has been improved according to the result of the simulation, that is, each antenna whose length (Lm + S) is 11.2 and 16.2 mm.
  • the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B is shown.
  • the symbol x indicates an antenna whose return loss has deteriorated according to the result of simulation, that is, an antenna having lengths (Lm + S) of 21.2, 26.2, 30.2, 35.2 mm.
  • the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A and the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B are shown.
  • Fa0 and Fb0 that is, the positions of the circles
  • Fa0 and Fb0 that is, the position of the symbol x
  • the configuration of the third embodiment other than that described above is the same as the configuration of the first embodiment. Therefore, in the third embodiment, substantially the same operational effects as in the first embodiment can be obtained.
  • FIG. 26 illustrates a fourth embodiment of the present disclosure.
  • symbol is attached
  • the specific configuration of the small monopole antenna of the fourth embodiment is the same as that of the third embodiment.
  • the calculation is made based on the low anti-resonance frequency Fbrd and the high anti-resonance frequency Fbru of the resonance mode B.
  • the calculation is made based on the low antiresonance frequency Fard and the high antiresonance frequency Faru of the resonance mode A.
  • the fourth embodiment will be specifically described below.
  • FIG. 26 is a graph showing the relationship between the length (Lm + S) and the frequency, and a calculation method for determining the return loss improvement region and the deterioration region will be described with reference to FIG.
  • a curve D12 shows the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A
  • a curve D22 shows the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B.
  • Fa0 and Fb0 were obtained from the equations (3-1), (4-1), (5), (6) and the length (Lm + S).
  • the values obtained in FIG. 25 were used as the proportional constant Ca11 for ⁇ a, the constant Ca01 for ⁇ a, the proportional constant Cb11 for ⁇ b, and the constant Cb01 for ⁇ b.
  • a curve D43 shows a high anti-resonance frequency Faru of the resonance mode A. Note that the low antiresonance frequency Fard of the resonance mode A is not shown in FIG. 26 and is outside the region shown in FIG. These Fard and Faru were calculated
  • a curve D53 indicates Fa0 ((1- ⁇ fm) / (1 + ⁇ fm)), and a curve D63 indicates Fa0 ((1 + ⁇ fm) / (1- ⁇ fm)).
  • Fa0 ((1 ⁇ fm) / (1 + ⁇ fm))
  • Fa0 ((1 + ⁇ fm) / (1 ⁇ fm)
  • ⁇ fm was obtained by the equation (59) using the constant obtained in FIG.
  • the return loss improvement area is an area that satisfies the expressions (67) and (68).
  • the improvement region When the improvement region is viewed on the vertical axis (that is, the frequency axis) in FIG. 26, it is a region indicated by double arrows E13 and E23, and when viewed on the horizontal axis (that is, the length (Lm + S) axis) in FIG. This is the area where improvement is indicated.
  • the region indicated by the double-headed arrows E13 and E23 on the vertical axis is slightly above the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A, that is, from ((1 + ⁇ fm) / (1- ⁇ fm)) Fa0 to the high antiresonance frequency Faru of the resonance mode A.
  • the range from ((1 ⁇ fm) / (1 + ⁇ fm)) Fa0 to the low antiresonance frequency Fard of the resonance mode A slightly below the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A.
  • the improvement region on the horizontal axis shows that the resonance frequency Fb0 (that is, the curve D22) of the resonance mode B is slightly above the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A, that is, ((1 + ⁇ fm) / (1 ⁇ fm)) Fa0 (that is, , Curve D63), the region below the intersection with the curve D63), and the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B (that is, the curve D22) is slightly below the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A, that is, ((1- ⁇ fm) / ( 1 + ⁇ fm)) The region above the intersection with Fa0 (ie, curve D53).
  • the length (Lm + S) is calculated using the equations (3-1), (4-1), (5), and (6) so that the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B is within the improvement region. ) Can be used to improve return loss.
  • the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B is slightly above the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A, that is, from ((1 + ⁇ fm) / (1- ⁇ fm)) Fa0 to the high antiresonance frequency Faru of the resonance mode A. (3) so that it falls within the range or slightly below the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A, that is, within the range from ((1 ⁇ fm) / (1 + ⁇ fm)) Fa0 to the low antiresonance frequency Fard of the resonance mode A.
  • the return loss can be improved by determining the length (Lm + S) using the formulas (-1), (4-1), (5), and (6).
  • the symbol “O” indicates the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A of the antenna whose return loss is improved by the result of the simulation, that is, each antenna having the length (Lm + S) of 11.2 and 16.2 mm.
  • the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B is shown.
  • the symbol x indicates an antenna whose return loss has deteriorated according to the result of simulation, that is, an antenna having lengths (Lm + S) of 21.2, 26.2, 30.2, 35.2 mm.
  • the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A and the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B are shown.
  • Fa0 and Fb0 that is, the positions of the circles
  • Fa0 and Fb0 that is, the position of the symbol x
  • the configuration of the fourth embodiment other than that described above is the same as the configuration of the third embodiment. Therefore, in the fourth embodiment, substantially the same operational effects as in the third embodiment can be obtained.
  • or 30 shows 5th Embodiment of this indication.
  • symbol is attached
  • the short-circuit element 70 is not provided (that is, the first element 23 and the second element 24 are insulated from each other). Furthermore, a part of the line of the first element 23, for example, the line width W1 of the short sides 29 and 31 of the L-shaped parts 26 and 27 is configured to be wider than the line width of other parts.
  • Cb1 proportional constant of ⁇ b
  • Cb0 constant of ⁇ b
  • the relationship between the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A and the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B satisfies the equations (69) and (72) under the condition that the length (Lm + S) to the inductance shape 34 is 21.2 mm, for example. It is a loss improvement area.
  • the line width W1 of the short side portions 29 and 31 is set to 20 mm, for example. Since the inductance component increases as the line width of the inductance shape 34 is reduced, the line width of the portion where the inductance shapes 34 and 40 are formed is the minimum possible line width (that is, the lower limit of the line width). It is desirable from the viewpoint of miniaturization to set it to, for example, 0.2 mm.
  • the longitudinal length L of the long side portions 28 and 30 is, for example, 20.8 mm, and the inductance shape 34 of the long side portions 28 and 30 is excluded.
  • the length Lm of the part was set to 15.1 mm, for example, and the length (Lm + S) was set to 21.2 mm, for example.
  • the element height H was set to 12.4 mm, for example.
  • the line width ⁇ i of lines other than the short side portions 29 and 31 is, for example, 0.2 mm
  • the height Hi of the inner protrusion 33 is, for example, 6 mm
  • the width Wi of the base portion is, for example, 0.6 mm
  • the thickness of the dielectric substrate 22 The thickness t was set to 0.8 mm.
  • the frequency ratio ⁇ fm at the boundary of the deterioration range does not change by an order of magnitude. Therefore, a margin is provided, and the value obtained by multiplying the value of the expression (73) by 10 times. Is set to ⁇ fm, and whether this value is correct is confirmed below.
  • FIG. 28 shows the antennas having the configurations shown in FIGS. 27A to 27D under the conditions in which the relative dielectric constant ⁇ of the dielectric is 4.9 and the dielectric loss tan ⁇ of the dielectric is 0.025. Shows the return loss as a result of simulation.
  • the horizontal axis indicates the frequency
  • the vertical axis indicates the return loss.
  • line G1 shows the return loss of the line width W1 set to 20 mm.
  • a broken line G2 indicates a return loss when the line width W1 is set to 0.2 mm.
  • Fb03 is a resonance frequency of a harmonic that is three times the resonance mode B.
  • the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A and the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B are separated, and furthermore, these Fa0 and Fb0 are in the relationship of the return loss improvement region satisfying the equations (69) and (72). You can see that Whether the resonance mode is A or B can be determined from the result of analyzing the current distribution by simulation.
  • FIG. 28 shows that the return loss of the resonance frequency Fa0 in the resonance mode A can be improved to ⁇ 15 dB.
  • the reason for this improvement is that the two resonance frequencies Fa0 and Fb03 are separated from each other and the resonance frequencies Fa0 and Fb03 are in the relationship of the improvement region of the return loss satisfying the equations (70) and (71).
  • the line width W1 of a part (for example, the short side portions 29, 31) of the first element 23 is set to be, for example, 20 mm wider than the line width ⁇ i (for example, 0.2 mm) of the shape or the like.
  • Fa0 and Fb03 satisfy the expressions (70) and (71).
  • FIG. 29 and FIG. 30 show impedance charts and changes in return loss as a result of simulation for an antenna having a configuration in which the line width W1 is further increased and set to 29 mm, for example.
  • the horizontal axis indicates the frequency
  • the vertical axis indicates the return loss.
  • a solid line G11 indicates a return loss when the line width W1 is set to 20 mm.
  • a broken line G21 indicates a return loss when the line width W1 is set to 0.2 mm.
  • a solid line G31 indicates a return loss when the line width W1 is set to 29 mm. From FIG. 30, it can be seen that if the line width W1 is increased from 0.2 mm to 20 mm, the return loss can be improved. However, if the line width W1 is excessively widened, for example, the return loss is deteriorated if the line width W1 is set to 29 mm.
  • the line width W1 of at least a part of the line other than the inductance shape 34 of the first element 23 larger than the line width of the inductance shape 34, the return loss of the resonance frequency Fa0 can be improved, but the line width W1. It can also be seen that there is an optimum value (for example, 20 mm) for the width of the spread. If the line width W1 is further increased, for example, if it is larger than 29 mm, the line having the line width W1 (that is, the short side portions 29 and 31) and the semi-elliptical line having the inductance shape 34 are overlapped with each other. Stops functioning. Accordingly, the partial line width W1 of the first element 23 has an optimum value in terms of return loss performance improvement, and also has a physical upper limit value that overlaps with other lines.
  • the configuration of the fifth embodiment other than that described above is the same as the configuration of the first embodiment. Accordingly, in the fifth embodiment, substantially the same operational effects as in the first embodiment can be obtained.
  • FIG. 31A to FIG. 33D show a sixth embodiment of the present disclosure.
  • symbol is attached
  • an inductance shape having a rectangular spiral structure is used for a part of the line.
  • the short circuit element 70 is not provided (that is, the first element 23 and the second element 24 are insulated from each other). The sixth embodiment will be specifically described below.
  • the first element 23 includes a power supply side parallel portion 25 formed of a conductor pattern
  • the power supply side parallel portion 25 includes a first L-shaped portion 26 and a second L-shaped portion 27.
  • the first L-shaped portion 26 includes a long side portion 28 and a short side portion 29.
  • the second L-shaped portion 27 has the same configuration as the first L-shaped portion 26 and includes a long side portion 30 and a short side portion 31.
  • the front ends of the short sides 29 and 31 are feeding points 32.
  • first L-shaped portion 26 and the second L-shaped portion 27 are formed with inductance shapes 41 and 41 at the distal end portions of the long side portions 28 and 30 which are parts thereof.
  • the inductance shape 41 protrudes in the inner direction surrounded by the first L-shaped portion 26 and the second L-shaped portion 27 in the plane of the substrate 22. As shown in FIG. 31 (d), the inductance shape 41 extends the linear conductor pattern of the long side portions 28 and 30 inward, and forms a rectangular spiral structure 42 at the extended portion.
  • the line width ⁇ i of the conductor pattern of the rectangular spiral structure 42 is, for example, 0.2 mm
  • the number of turns Nr of the rectangular spiral structure 42 is, for example, six times
  • the gap Gr is 0.2 mm
  • the width Wr of the rectangular spiral structure 42 is 4.9 mm
  • the height Hr of the rectangular spiral structure 42 is 4.9 mm, for example.
  • the longitudinal lengths (ie, element lengths) of the long side portions 28 and 30 of the first L-shaped portion 26 and the second L-shaped portion 27 are set to L (for example, 20 mm), and the long sides Of the lengths in the longitudinal direction of the portions 28 and 30, the length of the portion excluding the inductance shape 41 is Lm (for example, 15 mm), and the distance (element height) that the long side portions 28 and 30 are opposed to is H (for example, 12.4 mm). ).
  • the line width of the long side portions 28 and 30 is the same as the line width of the inductance shape 41, and is ⁇ i (for example, 0.2 mm).
  • the length of the short side portions 29 and 31 is S, and the line width of the short side portions 29 and 31 is the same as the line width of the inductance shape 41, and is ⁇ i (for example, 0.2 mm).
  • the second element 24 includes a non-feeding side parallel portion 35 formed of a conductor pattern, and the non-feeding side parallel portion 35 includes a pair of opposing side portions 36 and 37.
  • a connecting side 38 is provided.
  • the opposing side portions 36 and 37 are parallel to each other, and have the same length and width.
  • the opposing side portions 36 and 37 have the length L (that is, the element length) described above.
  • the line widths of the opposing side portions 36 and 37 are W4 (for example, 5 mm), which is wider than the line width ⁇ i (for example, 0.2 mm) of the first L-shaped portion 26 and the second L-shaped portion 27.
  • the connecting side portion 38 has a length (that is, an element height) of H, a line width of W2 (for example, 5 mm), and the lines of the first L-shaped portion 26 and the second L-shaped portion 27. It is wider than the width ⁇ i.
  • Inductance shapes 43 and 43 are formed at the front ends of the opposing side portions 36 and 37.
  • the inductance shape 43 protrudes in the inner direction surrounded by the opposing side portions 36 and 37 and the connecting side portion 38 in the plane of the substrate 22.
  • the inductance shape 43 extends the conductor pattern having the line width ⁇ i from the center in the width direction of the opposing sides 36 and 37 in the direction along the opposing sides 36 and 37.
  • a rectangular helical structure 42 is formed by the extended portion.
  • the shape of the rectangular spiral structure 42 of the inductance shape 43 and the size of each part are the same as the shape of the rectangular spiral structure 42 of the inductance shape 41 and the size of each part.
  • the element height H can be lowered by bending the lines of the first element 23 and the second element 24.
  • the line width of the inductance formation 43 may be set to the minimum possible line width (that is, the lower limit value of the line width). Desirable in terms of miniaturization.
  • the inductance shapes 41 and 43 have a rectangular spiral structure 42.
  • the frequency ratio ⁇ fm at the boundary of the degradation range does not change so as to increase by one digit.
  • the value of the equation (74) obtained by multiplying the value of the equation (73) by 10 is used as ⁇ fm.
  • a solid line Y1 indicates that the relative dielectric constant ⁇ of the dielectric is set to 4.9, for example, and the dielectric loss tan ⁇ of the dielectric is set to 0.025, for example, and the conductivity of the conductor pattern (line) is copper (Cu).
  • the return loss obtained is shown.
  • the horizontal axis in FIG. 32 indicates the frequency, and the vertical axis indicates the return loss.
  • the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A and the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B are separated, and furthermore, these Fa0 and Fb0 are in the relationship of the return loss improvement region satisfying the equations (69) and (72). You can see that Whether the resonance mode is A or B can be determined from the result of analyzing the current distribution by simulation.
  • FIG. 32 shows that the return loss of the resonance frequency Fa0 in the resonance mode A can be improved from ⁇ 13 dB to ⁇ 17 dB by increasing the line widths W2 and W4 from 0.2 mm to 5 mm.
  • the reason for this improvement is that the two resonance frequencies Fa0 and Fb0 are separated from each other, and the resonance frequencies Fa0 and Fb0 are in the relationship of the improvement region of the return loss that satisfies the equations (70) and (71).
  • the line widths W2 and W4 of a part of the second element 24 are set to be 5 mm wider than the shape of the line width ⁇ i (for example, 0.2 mm). by.
  • Fa0 and Fb0 satisfy the expressions (70) and (71).
  • Faru 2106>
  • Fb03 > 1368 ((1 + ⁇ fm) / (1 ⁇ fm)) Fa0 (71)
  • the line width W2 of the connecting side portion 38 and the line width W4 of the opposite side portions 36 and 37 are optimal for the line width in terms of performance improvement of return loss.
  • the configuration of the sixth embodiment other than that described above is the same as the configuration of the first embodiment. Therefore, in the sixth embodiment, substantially the same operational effects as in the first embodiment can be obtained.
  • FIG. 33A to FIG. 34 illustrate a seventh embodiment of the present disclosure.
  • symbol is attached
  • a short-circuit element 70 for short-circuiting the first element 23 and the second element 24 is provided, and lines other than the inductance shapes 34 and 40 of the first element 23 and the second element 24 are provided. It was constituted so that there was no bent part in the part.
  • the seventh embodiment will be specifically described below.
  • the first element 23 includes a power supply side linear portion 45 formed by a conductor pattern, and the power supply side linear portions 45 are arranged so as to face each other. And a second linear portion 47.
  • the front end portions of the first linear portion 46 and the second linear portion 47 that face each other serve as a feeding point 32.
  • An inductance shape 34 is formed in the upper half portion in FIG. 33A which is a part of the first linear portion 46, and the lower portion in FIG. 33A which is a part of the second linear portion 47.
  • An inductance shape 34 is formed in the half portion.
  • the inductance shape 34 protrudes rightward in FIG. 33A in the plane of the substrate 22.
  • the inductance shape 34 includes a conductor pattern having a line width ⁇ i from the center in the width direction of the first linear portion 46 and the second linear portion 47, and the first linear portion 46 and the second linear portion 46. It extends in the direction along the linear portion 47, and is formed by continuously forming Ni semi-elliptical inner protruding portions 33 at the extended portion.
  • the width of the base of the inner protrusion 33 is Wi
  • the height is Hi
  • the line width is ⁇ i.
  • the number of formed inner protrusions 33 for one inductance shape 34 is Ni.
  • one semi-elliptical shape that is, the inner protrusion 33
  • the inductance shape 34 since the number Ni of the semi-elliptical shape (that is, the inner protrusion 33) is, for example, 5, the inductance shape 34 has eleven bending structures.
  • the length (element length) of the first linear portion 46 and the second linear portion 47 is set to L, and the length of the first linear portion 46 and the second linear portion 47 is set.
  • the length of the portion excluding the inductance shape 34 is (Lm + S).
  • the line width W1 of the first linear portion 46 and the second linear portion 47 excluding the inductance shape 34 is wider than the line width ⁇ i (for example, 0.2 mm) of the inductance shape 34.
  • the element length L is, for example, 11.2 mm
  • the length (Lm + S) to the inductance shape is, for example, 7.2 mm
  • ⁇ i is, for example, 0.2 mm
  • the line width W1 of the second linear portion 47 is 2 mm, for example, the semi-elliptical height Hi is 6 mm
  • the semi-elliptical width Wi is 0.6 mm
  • the thickness t of the dielectric (substrate 22) is 0.8 mm, for example. It is set to.
  • the second element 24 includes a non-feeding side linear portion 48 formed by a conductor pattern.
  • the line width of the non-feed-side linear portion 48 is the same as the line width ⁇ i (for example, 0.2 mm) of the conductor pattern of the portion where the inductance shape 34 of the first element 23 is formed.
  • Inductance shapes 40 and 40 are formed at both ends of the non-feeding side linear portion 48. The inductance shape 40 protrudes leftward in FIG. 33C in the plane of the substrate 22. As shown in FIG.
  • the inductance shape 40 extends the conductor pattern of the line width ⁇ i of the non-feed-side linear portion 48, and continuously extends the semi-elliptical inner protruding portion 33 to Ni at the extended portion. It is made up of individual pieces. Note that the shape of the inner protrusion 33 of the inductance shape 40 and the size of each part are the same as the shape of the inner protrusion 33 of the inductance shape 34 of the first element 23 and the size of each part.
  • the first element 23 and the second element 24 are connected (short-circuited) by a short-circuit element 70.
  • the short-circuit element 70 includes a through hole 71 that connects the upper end portion of the first linear portion 46 of the first element 23 and the upper end portion of the non-feeding side linear portion 48 of the second element 4,
  • a through hole 71 is provided to connect the lower end portion of the second linear portion 47 of the element 23 and the lower end portion of the non-feeding side linear portion 48 of the second element 4.
  • the short-circuit element 70 is provided, and the relationship between the two resonance frequencies Fa0 and Fb0 is within the return loss improvement region that satisfies the equations (69) and (72).
  • the length (Lm + S) to the inductance shape is determined.
  • the line width of the inductance formations 34 and 40 is set to the minimum possible line width (that is, the lower limit value of the line width). It is desirable from the viewpoint of miniaturization.
  • the seventh embodiment there is no bending of the line portion other than the inductance shape, and the number of half ellipses Ni is 5.
  • the frequency ratio ⁇ fm at the boundary of the deterioration range does not change so as to be an order of magnitude larger. Therefore, the value of the equation (74) obtained by multiplying the value of the equation (73) by 10 is used as ⁇ fm with a margin.
  • a curve Z1 indicates that the relative dielectric constant ⁇ of the dielectric is set to 4.9, for example, and the dielectric loss tan ⁇ of the dielectric is set to 0.025, for example, and the conductivity of the conductor pattern (line) is copper (Cu).
  • the return loss obtained is shown.
  • the horizontal axis in FIG. 34 indicates the frequency, and the vertical axis indicates the return loss.
  • a curve Z2 shown in FIG. 34 shows the return loss obtained as a result of simulating the configuration in which the line width W1 is set to 0.2 mm under the same conditions.
  • the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A and the resonance frequency Fb0 of the resonance mode B are separated, and furthermore, these Fa0 and Fb0 are in the relationship of the improvement region of the return loss satisfying the equations (69) and (72). You can see that Whether the resonance mode is A or B can be determined from the result of analyzing the current distribution by simulation.
  • FIG. 34 shows that the return loss of the resonance frequency Fa0 of the resonance mode A can be improved from ⁇ 8 dB to ⁇ 13 dB by increasing the line width W1 from 0.2 mm to 2 mm.
  • the reason for this improvement is that the two resonance frequencies Fa0 and Fb0 are separated from each other, and the resonance frequency Fa0 and Fb0 is in the relationship of the return loss improvement region satisfying the equations (69) and (72).
  • the line width W1 of a part of the first element 23 (for example, the first linear portion 46 and the second linear portion 47) is set to 2 mm wider than the shape of the line width ⁇ i (for example, 0.2 mm). by.
  • the line width W1 of a part of the first element 23 has an optimum value for the line width from the viewpoint of improving the performance of return loss.
  • Fa0 and Fb0 satisfy the expressions (69) and (72).
  • FIG. 35A to FIG. 35D illustrate the eighth embodiment of the present disclosure.
  • symbol is attached
  • the modified folded dipole antenna 21 of the fifth embodiment is provided on the printed wiring board 50 on which the high-frequency circuit 49 is mounted.
  • the first element 23 of the first embodiment is formed on one surface of the printed wiring board 50, and as shown in FIG.
  • the printed wiring board 50 is configured to have a dielectric function.
  • connection lines 52 and 52 connecting the feeding point 32 and the input / output terminals 51a and 51b of the high-frequency circuit 49 are provided.
  • the connection line 52 is formed of a conductor pattern (for example, a copper foil pattern), and its line width is, for example, ⁇ i.
  • the configuration of the eighth embodiment other than that described above is the same as the configuration of the fifth embodiment. Therefore, in the eighth embodiment, substantially the same operational effects as in the fifth embodiment can be obtained.
  • the modified folded dipole antenna 21 is provided on the printed wiring board 50 on which the high frequency circuit 49 is mounted, the number of parts can be reduced, and the input / output terminals of the high frequency circuit and the modified folded dipole antenna 21 can be reduced. Since the connection cable for connecting the cables can be made unnecessary, the manufacturing cost can be reduced.
  • FIG. 36 shows a ninth embodiment of the present disclosure.
  • symbol is attached
  • the inner protruding portion 33 is formed to have an isosceles triangle shape.
  • the shape of the inner protrusion 33 is different from that of the first embodiment, and the number, position, and size of the inner protrusion 33 are the same as those of the inner protrusion 33 of the first embodiment.
  • the line width ⁇ i is the same as that of the inner protrusion 33 of the first embodiment.
  • the inner protrusion 33 can be continuously formed even if the inner protrusion 33 has an isosceles triangle shape. Therefore, since many inner protrusions 33 can be formed in a narrow range, the antenna can be particularly miniaturized.
  • FIG. 37 shows a tenth embodiment of the present disclosure.
  • symbol is attached
  • both end connection portions 54 that connect both ends of the inner protrusion 33 are further provided.
  • the both ends connecting portion 54 connects one end and the other end of the semi-elliptical inner protruding portion 33.
  • the both-end connecting portion 54 of the tenth embodiment has a semi-elliptical shape, and protrudes outward, unlike the inner protruding portion 33.
  • the height of the both-end connecting portion 54 is L2 as shown in FIG.
  • the inductance shapes 34 and 40 have a shape in which one or more elliptical shapes (inner protruding portions 33 + both end connecting portions 54) are arranged.
  • the configuration of the tenth embodiment other than that described above is the same as the configuration of the first embodiment. Therefore, also in the tenth embodiment, substantially the same operational effects as in the first embodiment can be obtained.
  • both end connection portions 54 that connect both ends of the inner protruding portion 33 are provided, it is possible to obtain an effect of preventing the return loss from fluttering.
  • FIG. 38 shows an eleventh embodiment of the present disclosure.
  • symbol is attached
  • the inner protrusion 33 has a right-angled bent shape having two right-angled bending points.
  • the height Hi and the line width ⁇ i of the inner protrusion 33 are the same as those of the inner protrusion 33 of the first embodiment thus far.
  • the width of the repeating unit is the same as the width Wi of the inner protrusion 33 of the first embodiment.
  • the number and position of the inner protrusions 33 are the same as in the first embodiment.
  • the inductance shape is a shape in which one or more square shapes are arranged.
  • FIG. 39 shows a twelfth embodiment of the present disclosure.
  • symbol is attached
  • the both-end connecting portion 55 connects one end and the other end of the inner protrusion 13 and has a semi-elliptical shape.
  • both end connection portions 55 of the twelfth embodiment protrude inward as in the case of the inner protrusion 33.
  • the protruding direction is different from the both-end connecting portion 54 of the fifth embodiment, but the height of the both-end connecting portion 55 is L2 as shown in FIG. 39, like the both-end connecting portion 54 of the tenth embodiment. .
  • the configuration of the twelfth embodiment other than the above is the same as the configuration of the tenth embodiment. Therefore, in the twelfth embodiment, substantially the same operational effects as in the tenth embodiment can be obtained.
  • FIG. 40 shows a thirteenth embodiment of the present disclosure.
  • symbol is attached
  • the inner protrusion 33 has a right triangle shape. Only the shape of the inner protrusion 33 is different from that of the first embodiment, and the number, position, and size of the inner protrusion 33 are the same as those of the first embodiment. Even when the inner protrusion 33 is a right triangle, since the tip is a point, the width of the tip is shorter than the length Wi of the base, and the width continuously decreases toward the tip. Therefore, even if the inner protrusion 33 is a right triangle, the inner protrusion 33 can be formed continuously. Therefore, since many inner protrusions 33 can be formed in a narrow range, the antenna can be particularly miniaturized.
  • FIG. 41 shows a fourteenth embodiment of the present disclosure.
  • symbol is attached
  • the inner protrusion 33 has a step shape.
  • the height Hi, the line width ⁇ i, and the repeat unit width Wi of the inner protrusion 33 are the same as those of the inner protrusion 3 of the first embodiment.
  • the number and position of the inner protrusions 33 are the same as those in the first embodiment.
  • the shape of one inner projecting portion 33 is the first long perpendicular portion 33a, the tip line portion 33b, the first short perpendicular portion 33c, the intermediate line portion 33d, and the second short perpendicular portion 33e.
  • the first long perpendicular portion 33a extends from the one end point e of the inner protruding portion 33 to the tip of the inner protruding portion 33 toward the center plane C in the antenna width direction.
  • the tip line portion 33b has one end connected to the tip end side end of the first long perpendicular portion 33a and is parallel to the center plane C in the antenna width direction.
  • the first short perpendicular portion 33c is connected at one end to the distal end line portion 33b, and extends from the distal end line portion 33b in a direction perpendicular to the antenna width direction center plane C and away from the antenna width direction center plane C. . Moreover, the 1st short perpendicular part 33c is shorter than the 1st long perpendicular part 33a.
  • the intermediate line portion 33d has one end connected to the first short perpendicular portion 33c, and extends from the first short perpendicular portion 33c in parallel to the center plane C in the antenna width direction and opposite to the first long perpendicular portion 33a. .
  • the second short perpendicular part 33e has one end connected to the intermediate line part 33d and the other end becomes an end point e of the inner projecting part 33 opposite to the side to which the first long perpendicular part 33a is connected. It is perpendicular to the center plane C in the antenna width direction.
  • the second short perpendicular portion 33e is shorter than the first long perpendicular portion 33a.
  • the inner protruding portion 33 having the above-described configuration is connected to the adjacent inner protruding portion 33 through the short connection line 33f. Even when the inner projecting portion 33 has a step shape, the length of the inner projecting portion 33 is longer than the case where there is no inner projecting portion 33, so that the antenna can be downsized.
  • FIG. 42 shows a fifteenth embodiment of the present disclosure.
  • symbol is attached
  • an elliptical helical structure 60 is formed by a conductor pattern having a line width ⁇ i, and an inductance shape 41 is configured by the formed elliptical helical structure 60.
  • the line width of the conductor pattern of the elliptical helical structure 60 is ⁇ i
  • the number of turns of the elliptical helical structure 60 is Nr
  • the gap of the elliptical helical structure 60 is Gr
  • the width of the elliptical helical structure 60 is Is Wr
  • the height of the elliptical helical structure 60 is Hr.
  • the configuration of the fifteenth embodiment other than that described above is the same as the configuration of the sixth embodiment. Therefore, in the fifteenth embodiment, substantially the same operational effects as in the sixth embodiment can be obtained.
  • FIG. 43 shows a sixteenth embodiment of the present disclosure.
  • a circular spiral structure 61 is formed by a conductor pattern having a line width ⁇ i, and an inductance shape 41 is configured by the circular spiral structure 61 thus formed.
  • the line width of the conductor pattern of the circular helical structure 61 is ⁇ i
  • the number of turns of the circular helical structure 61 is Nr
  • the gap of the circular helical structure 61 is Gr
  • the width of the circular helical structure 61 is Wr
  • circular The height of the helical structure 61 is Hr.
  • the configuration of the sixteenth embodiment other than that described above is the same as the configuration of the fifteenth embodiment. Therefore, in the sixteenth embodiment, substantially the same operational effects as in the fifteenth embodiment can be obtained.
  • FIG. 44 shows a seventeenth embodiment of the present disclosure.
  • symbol is attached
  • the long-side portions 28 and 30 of the first L-shaped portion 26 and the second L-shaped portion 27 of the first element 23 are provided with the inductance shapes 34 and 34 having the same shape.
  • a different inductance shape may be provided.
  • an inductance shape 34 including an inward protruding portion 33 is provided on the long side portion 28 of the first L-shaped portion 26 of the first element 23.
  • An inductance shape 41 composed of a rectangular spiral structure 42 is provided on the long side portion 30 of the second L-shaped portion 27.
  • an inductance shape 34 including an inward protruding portion 33 is provided on the opposite side portion 36 corresponding to the first L-shaped portion 26.
  • An inductance shape 41 composed of a rectangular spiral structure 42 is provided on the opposite side portion 37 corresponding to the 2L-shaped portion 27.
  • the configuration of the seventeenth embodiment other than that described above is the same as the configuration of the first embodiment or the sixth embodiment. Accordingly, in the seventeenth embodiment, substantially the same operational effects as those of the first or sixth embodiment can be obtained.
  • an inductance shape 34 composed of the inner protruding portions 33 having different shapes is provided. It may be configured to be combined, may be configured to combine inductance shapes composed of spiral structures 42, 60, 61 of different shapes, or one of a plurality of types of inner protrusions and a plurality of types of spirals You may comprise so that one of the structures may be combined suitably.
  • FIG. 45 shows an eighteenth embodiment of the present disclosure.
  • symbol is attached
  • the first L-shaped portion 26 of the first element 23 and the long side portions 28 and 30 of the second L-shaped portion 27 are provided with inductance shapes 34 and 34 having the same shape and the same number of inward protruding portions 33.
  • the present invention is not limited to this, and an inductance shape in which the number of the inner protrusions 33 is different may be provided.
  • the eighteenth embodiment as shown in FIG.
  • each inner protrusion 33 is formed on the long side portion 28 of the first L-shaped portion 26 of the first element 23, and for example, six inner protrusions 33 are formed on the long side portion 30 of the second L-shaped portion 27.
  • eight inward protruding portions 33 are formed on the opposing side portion 36 corresponding to the first L-shaped portion 26,
  • six inward protruding portions 33 are formed on the opposite side portion 37 corresponding to the 2L-shaped portion 27.
  • the configuration of the eighteenth embodiment other than that described above is the same as the configuration of the first embodiment. Accordingly, in the eighteenth embodiment, substantially the same operational effects as in the first embodiment can be obtained.
  • the number of semi-elliptical inner protrusions 33 formed is different.
  • the present invention is not limited to this, and the number of other inner protrusions 33 formed is different. You may comprise.
  • the modified folded dipole antenna 21 of each embodiment described above can be used as a small antenna for an in-vehicle wireless device or a mobile terminal (smartphone, mobile phone, etc.).
  • wireless communication systems for in-vehicle wireless devices and portable terminals include cellular phones (700 MHz band, 800 MHz band, 900 MHz band, 1.5 GHz band, 1.7 GHz band, 2 GHz band), wireless LAN (2.4 GHz band, 5 GHz band), GPS (1.5 GHz band), inter-vehicle communication (700 MHz band), road-to-vehicle communication (5.8 GHz band), and the like.
  • the return loss can be improved. Also, the return loss is improved both when the lines other than the inductance shape of the first element and the second element are bent (first to sixth embodiments) or when the lines are not bent (seventh embodiment). be able to.
  • (Nineteenth embodiment) 46 to 49 show a nineteenth embodiment of the present disclosure.
  • symbol is attached
  • the calculation device 81 for antenna design includes an input unit 82, an antenna characteristic constant storage unit 83, a calculation unit 84, and an output unit 85.
  • the input unit 82 includes a keyboard, a mouse, and the like, and inputs data such as resonance frequencies Fa0 and Fb0 and calculation conditions (for example, Fk, Fo, and Fs).
  • the antenna characteristic constant storage unit 83 includes a storage unit such as a memory or a hard disk, and various antenna characteristic constants (for example, Kau, Kad, Far, Fard, Ra, Kbu, Kbd, Fbru, Fbrd, Rb) and the like are stored.
  • the calculation unit 84 is preferably configured to transmit the calculation result to the antenna characteristic constant storage unit 83 and store it.
  • the output unit 85 includes a display device, a printer, a communication device that transmits to an external device, and the like.
  • the calculation result received from the calculation unit 84 is displayed on the display device, printed by the printer, or transmitted to the external device. Or send.
  • step S10 of FIG. 47 the calculation unit 84 inputs the resonance frequencies Fa0 and Fb0 input by the input unit 82 and frequency calculation conditions (for example, Fk, Fo, Fs).
  • Fk is a calculation start frequency
  • Fo is a calculation end frequency
  • Fs is a calculation step frequency (that is, an interval between frequencies to be calculated)
  • a frequency range to be calculated is determined by these calculation conditions. .
  • step S20 the calculation unit 84 calculates the antenna characteristic constants stored in the antenna characteristic constant storage unit 83 (for example, Kau, Kad, Far, Fard, Ra, Kbu, Kbd, Fbru, Fbrd, Rb). Read and input.
  • Kau and Kad are proportional constants above and below the resonance mode A (that is, Equation (31) or (33), Equation (30) or (32)).
  • Faru and Fard are a high antiresonance frequency (ie, equation (7b)) and a low antiresonance frequency (ie, equation (7a)) of the resonance mode A.
  • Ra is the resonance resistance of the resonance mode A (see FIG. 13 or FIG. 15).
  • Kbu and Kbd are proportional constants above and below resonance mode B (that is, equation (36) or (38), equation (35) or (37)).
  • Fbru and Fbrd are the high antiresonance frequency (that is, the equation (8b) or (9b)) and the low antiresonance frequency (that is, the equation (8a) or (9a)) of the resonance mode B.
  • Rb is the resonance resistance of resonance mode B (see FIG. 14 or FIG. 15).
  • step S30 the frequency F to be calculated is set as the calculation start frequency Fk. Thereafter, the process proceeds to step S40, and it is determined whether F is Fa0 or less. Here, if F is equal to or less than Fa0, the process proceeds to step S50, and the reactance Xa of the resonance mode A is calculated by the equation (11). In step S40, when F is larger than Fa0, the process proceeds to step S60, and reactance Xa of the resonance mode A is calculated by the equation (14).
  • step S70 it is determined whether F is equal to or less than Fb0.
  • Fb0 the process proceeds to step S80, and the reactance Xb of the resonance mode B is calculated by the equation (18).
  • step S70 when F is larger than Fb0, the process proceeds to step S90, and the reactance Xb of the resonance mode B is calculated by the equation (21).
  • step S100 the impedances Za and Zb of the resonance modes A and B are calculated by the equations (10) and (17).
  • step S110 the admittances Ya and Yb of the resonance modes A and B are calculated by the equations (24) and (25).
  • step S120 the combined admittance Yab, reflection coefficient ⁇ ab, and return loss RLab of resonance modes A and B are calculated using equations (26), (27), and (28).
  • step S130 the calculation unit 84 outputs the calculation results (F, Yab, Zab, ⁇ ab, RLab) to the output unit 85.
  • the calculation unit 84 may be configured to transmit the calculation result to the antenna characteristic constant storage unit 83 and store it.
  • step S140 it is determined whether or not the frequency F is equal to or higher than the end frequency Fo. If the frequency F is less than the end frequency Fo, the process proceeds to step S150, the calculation step frequency Fs is added to the frequency F, the process returns to step S40, and the above-described processing is repeated. In step S140, when the frequency F is equal to or higher than the end frequency Fo, the process proceeds to “YES” to end the calculation control.
  • FIG. 48 An example of the calculation result of the return loss RLab is shown in FIG.
  • the horizontal axis represents frequency
  • the vertical axis represents return loss.
  • Fa0 900 MHz
  • Fb0 1000 MHz
  • Fk 700 MHz
  • Fo 1200 MHz
  • Fs 1 MHz.
  • the antenna characteristic constants for example, Kau, Kad, Faru, Fard, Ra, Kbu, Kbd, Fbru, Fbrd, Rb
  • FIG. 48 and 49 show examples of output by the output unit 85.
  • (20th embodiment) 50 to 53 show a twentieth embodiment of the present disclosure.
  • the same components as those in the nineteenth embodiment are given the same reference numerals.
  • one resonance frequency F1 of the resonance frequencies Fa0 and Fb0 of the resonance modes A and B is input, and another resonance frequency F2a and F2b and the inductance shape when the antenna shape is changed.
  • (Lm + S) a and (Lm + S) b are calculated.
  • the number Ni of the inner protrusions 33 of the inductance shape 34 is changed.
  • the input unit 82 inputs data of one resonance frequency F1 among the resonance frequencies Fa0 and Fb0 of the resonance modes A and B.
  • an antenna shape constant storage unit 86 is provided in place of the antenna characteristic constant storage unit 83.
  • the antenna shape constant storage unit 86 as the antenna shape constant, 2 at the time of resonance when the number Ni of the inner protrusions 33 is changed is provided.
  • Proportional constants Ca1 (Ni) for two wavelengths ⁇ a and ⁇ b see equation (3)
  • Cb1 (Ni) see equation (4)
  • constants Ca0 (Ni) for two wavelengths ⁇ a and ⁇ b (equation (3) Reference) and Cb0 (Ni) (see equation (4)).
  • the calculation unit 84 receives one resonance frequency F1 input from the input unit 82, and receives antenna shape constants (Ca1 (Ni), Cb1 (Ni), Ca0 (Ni), Cb0 (Ni)) from the antenna shape constant storage unit 86. ), The other resonance frequencies F2a and F2b and the lengths (Lm + S) a and (Lm + S) b to the inductance shape are calculated, and the calculation results are transmitted to the output unit 85.
  • the calculation unit 84 is preferably configured to transmit the calculation result to the antenna shape constant storage unit 86 for storage.
  • the output unit 85 displays the calculation result received from the calculation unit 84 on a display device, prints it with a printer, or transmits it to an external device.
  • the flowchart of FIG. 51 shows the control contents of the calculation program of the calculation unit 84.
  • this calculation process while changing the number Ni of the inner protrusions 33 from 1 to the maximum number (Nmax), another resonance frequency F2a, F2b and the length to the inductance shape (Lm + S) a, (Lm + S) b is calculated.
  • step S ⁇ b> 210 of FIG. 51 the calculation unit 84 inputs one resonance frequency F ⁇ b> 1 input by the input unit 82 and reads and inputs the antenna shape constant stored in the antenna shape constant storage unit 86. . Then, it progresses to step S220 and sets 1 to the number Ni.
  • step S230 the resonance frequencies F2a and F2b and the lengths (Lm + S) a and (Lm + S) b are calculated based on the equations (3), (4), (5), and (6). .
  • step S240 the process proceeds to step S240, and the calculation unit 84 transmits Ni, (Lm + S) a, F2a, (Lm + S) b, and F2b to the output unit 85.
  • step S250 it is determined whether Ni is Nmax or more.
  • Ni is smaller than Nmax
  • step S260 the process proceeds to step S260, and Ni is counted up (ie, +1). And it progresses to step S230 and performs the process mentioned above repeatedly.
  • Step S250 when Ni is greater than or equal to Nmax, the process proceeds to “YES” and the calculation process is terminated.
  • the solid line FN1 indicates the resonance frequency F2a
  • the solid line FN2 indicates the resonance frequency F2b
  • the solid line FN3 indicates the resonance frequency F1.
  • a solid line LN1 indicates a length (Lm + S) a
  • a solid line LN2 indicates a length (Lm + S) b.
  • 16 is a through hole
  • 21 is a modified folded dipole antenna
  • 22 is a substrate
  • 23 is a first element
  • 24 is a second element
  • 26 is a first L-shaped part
  • 27 is a second L-shaped part
  • 28 is long.
  • 72 1 element, 73 is a wide conductor, 74 is an input terminal, 75 is a second element, 76 is an L-shaped part, 77 is an input terminal, 78 is a high-frequency circuit, 81 is a computing device, 82 is an input unit, and 83 is an antenna A characteristic constant storage unit, 84 is a calculation unit, 85 is an output unit, and 86 is an antenna shape constant storage unit.
  • each section is expressed as S10, for example.
  • each section can be divided into a plurality of subsections, while a plurality of sections can be combined into one section.
  • each section configured in this manner can be referred to as a device, module, or means.

Landscapes

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Abstract

小型アンテナは、給電点（３２）を有する一対の導体からなる第１素子（２３）と、誘電体を挟んで配置され、導体である第２素子（２４）とを備える。前記第１および第二素子（２３、２４）の一部が、インダクタンス形状（３４、４０、４１）になっている。前記第１および第二素子（２３、２４）が同一電流方向の第一共振モード（Ａ）は、第一共振周波数（Ｆa0）を有する。前記第１および第二素子（２３、２４）が逆電流方向の第二共振モード（Ｂ）は、第二共振周波数（Ｆb0）を有する。第一共振周波数（Ｆa0）が、第二共振周波数（Ｆb0）のわずかに上から第二共振モード（Ｂ）の高い反共振周波数（Ｆbru）までの範囲か、第二共振周波数（Ｆb0）のわずかに下から共振モード（Ｂ）の低い反共振周波数（Ｆbrd）までの範囲に入るように、給電点からインダクタンス形状までの長さ（Ｌｍ＋Ｓ）が設定されている。

Description

小型アンテナ及び計算装置 関連出願の相互参照
　本出願は、２０１５年７月３１日に出願された日本特許出願番号２０１５－１５２０２７号および２０１５年１２月１４日に出願された日本特許出願番号２０１５―２４３１４３号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、変形折り返しダイポールアンテナを小型化することができる小型アンテナ及び計算装置に関するものである。
　特許文献１には、線路からなる導体でダイポールアンテナを構成する第１の素子と、絶縁体を挟んで第１の素子に対向して配置され、線路からなる導体である第２の素子とを備えた変形折り返しダイポールアンテナが記載されている。この変形折り返しダイポールアンテナでは、第１の素子の先端と第２の素子の先端を接続し、更に、第１の素子と第２の素子を折り曲げている。この変形折り返しダイポールアンテナをさらに小型化した小型アンテナとして、特許文献２に記載された小型アンテナが知られている。この小型アンテナでは、変形折り返しダイポールアンテナのエレメントの直線部分の一部を、インダクタンス形状（クランク形状や先端にいくほど形状幅が小さくなる形状、例えば、三角形や半楕円の形状）となるように構成した。
　一方、変形折り返しダイポールアンテナのリターンロスを改善したアンテナとして、特許文献３に記載された構成が知られている。この構成では、変形折り返しダイポールアンテナの素子の線幅を調整することにより、インピーダンスを調整して、リターンロスを改善している。
　リターンロスを改善した変形折り返しダイポールアンテナ（特許文献３参照）は、小型化が困難であるという問題がある。一方、直線部分の一部をインダクタンス形状にして、小型化したダイポールアンテナ（特許文献２参照）は、特許文献３の構成を適用しても、リターンロスを良好に改善することが困難であるという問題がある。
特開２００５－２６０５６７号公報 特開２０１５－７６６７８号公報 特開２０１１－１３０４１１号公報
　本開示は、小型化を図ることができると共に、リターンロスを向上させることができる小型アンテナ及び計算装置を提供することを目的とする。
　本開示の第一の態様において、小型アンテナは、線路からなる一対の導体からなり、当該一対の導体の各々における片方の端部が給電点である第１の素子と、誘電体を挟んで前記第１の素子に対向して配置され、線路からなる導体である第２の素子とを備える。前記第１の素子と前記第２の素子の線路の一部が、三箇所以上の曲げ構造のインダクタンス形状、または、らせん構造のインダクタンス形状になっている。前記第１の素子に流れる電流方向と前記第２の素子に流れる電流方向が同一方向の第一共振モードは、第一共振周波数を有する。前記第１の素子に流れる電流方向と前記第２の素子に流れる電流方向が逆方向の第二共振モードは、第二共振周波数を有する。第一共振モードの第一共振周波数が、第二共振モードの第二共振周波数のわずかに上から第二共振モードの高い反共振周波数までの範囲か、第二共振モードの第二共振周波数のわずかに下から共振モードの低い反共振周波数までの範囲に入るように、給電点からインダクタンス形状までの長さが設定されている。
　本開示の第二の態様において、小型アンテナは、線路と広い導体からなる第１の素子と、誘電体を挟んで前記第１の素子の線路部に対向して配置され、線路からなる導体である第２の素子とを備える。前記第１の素子の線路と広い導体の接続部と第２の素子の端部に、給電点がある。前記第１の素子と前記第２の素子の線路の一部が、三箇所以上の曲げ構造のインダクタンス形状、または、らせん構造のインダクタンス形状になっている。前記第１の素子に流れる電流方向と前記第２の素子に流れる電流方向が同一方向の第一共振モードは、第一共振周波数を有する。前記第１の素子に流れる電流方向と前記第２の素子に流れる電流方向が逆方向の第二共振モードは、第二共振周波数を有する。第一共振モードの第一共振周波数が、第二共振モードの第二共振周波数のわずかに上から第二共振モードの高い反共振周波数までの範囲か、第二共振モードの第二共振周波数のわずかに下から第二共振モードの低い反共振周波数までの範囲に入るように、給電点からインダクタンス形状までの長さが設定されている。
　本開示の第三の態様において、アンテナ設計用の計算装置は、線路からなる一対の導体からなり、当該一対の導体の各々における片方の端部が給電点である第１の素子と、誘電体を挟んで前記第１の素子に対向して配置され、線路からなる導体である第２の素子とを備えた小型アンテナであって、前記第１の素子と前記第２の素子の線路の一部が、三箇所以上の曲げ構造のインダクタンス形状、または、らせん構造のインダクタンス形状になっている小型アンテナについて、第一共振周波数と第二共振周波数とを入力して、前記小型アンテナのアドミッタンス、インピーダンス、反射係数、または、リターンロスを計算する。前記第１の素子に流れる電流方向と前記第２の素子に流れる電流方向が同一方向の第一共振モードは、第一共振周波数を有する。前記第１の素子に流れる電流方向と前記第２の素子に流れる電流方向が逆方向の第二共振モードは、第二共振周波数を有する。
　本開示の第四の態様において、アンテナ設計用の計算装置は、線路と広い導体からなる第１の素子と、誘電体を挟んで前記第１の素子の線路部に対向して配置され、線路からなる導体である第２の素子とを備え、前記第１の素子の線路と広い導体の接続部と第２の素子の端部に、給電点がある小型アンテナであって、前記第１の素子と前記第２の素子の線路の一部が、三箇所以上の曲げ構造のインダクタンス形状、または、らせん構造のインダクタンス形状になっている小型アンテナについて、第一共振周波数と第二共振周波数とを入力して、前記小型アンテナのアドミッタンス、インピーダンス、反射係数、または、リターンロスを計算する。前記第１の素子に流れる電流方向と前記第２の素子に流れる電流方向が同一方向の第一共振モードは、第一共振周波数を有する。前記第１の素子に流れる電流方向と前記第２の素子に流れる電流方向が逆方向の第二共振モードは、第二共振周波数を有する。
　本開示の第五の態様において、アンテナ設計用の計算装置は、線路からなる一対の導体からなり、当該一対の導体の各々における片方の端部が給電点である第１の素子と、誘電体を挟んで前記第１の素子に対向して配置され、線路からなる導体である第２の素子とを備えた小型アンテナであって、前記第１の素子と前記第２の素子の線路の一部が、三箇所以上の曲げ構造のインダクタンス形状、または、らせん構造のインダクタンス形状になっている小型アンテナについて、前記第１の素子と前記第２の素子の一つの共振周波数を入力して、前記第１の素子と前記第２の素子の他の一つの共振周波数、または、アンテナ形状を計算する。
　本開示の第六の態様において、アンテナ設計用の計算装置は、線路と広い導体からなる第１の素子と、誘電体を挟んで前記第１の素子の線路部に対向して配置され、線路からなる導体である第２の素子とを備え、前記第１の素子の線路と広い導体の接続部と第２の素子の端部に、給電点がある小型アンテナであって、前記第１の素子と前記第２の素子の線路の一部が、三箇所以上の曲げ構造のインダクタンス形状、または、らせん構造のインダクタンス形状になっている小型アンテナについて、前記第１の素子と前記第２の素子の一つの共振周波数を入力して、前記第１の素子と前記第２の素子の他の一つの共振周波数、または、アンテナ形状を計算する。
　本開示の第七の態様において、小型アンテナは、線路からなる一対の導体からなり、当該一対の導体の片方の端部が給電点である第１の素子と、誘電体を挟んで前記第１の素子に対向して配置され、線路からなる導体である第２の素子とを備える。前記第１の素子と前記第２の素子の線路の一部が、三箇所以上の曲げ構造を有するインダクタンス形状、または、らせん構造を有するインダクタンス形状になっている。前記第１の素子に流れる電流方向と前記第２の素子に流れる電流方向が同一方向の第一共振モードの第一共振周波数と、前記第１の素子に流れる電流方向と前記第２の素子に流れる電流方向が逆方向の第二共振モードの第二共振周波数が離れるように、前記第１の素子及び前記第２の素子の中心からインダクタンス形状までの長さを設定する。前記第１の素子または前記第２の素子の線路のうちの前記インダクタンス形状以外の線路の少なくとも一部の線路幅が、前記インダクタンス形状の線路の線路幅よりも広くなるように構成されている。
　上記の各態様において、小型化を図ることができると共に、リターンロスを向上させることができる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１（ａ）から図１（ｄ）は、本開示の第１実施形態を示すもので、図１（ａ）は変形折り返しダイポールアンテナの第１の素子側の構成を示す図、図１（ｂ）は変形折り返しダイポールアンテナの縦断側面図、図１（ｃ）は変形折り返しダイポールアンテナの第２の素子側の構成を示す図、図１（ｄ）はインダクタンス形状の拡大図であり、 図２は、周波数と長さ（Ｌｍ＋Ｓ）との関係を示す特性図であり、 図３（ａ）から図３（ｃ）は、従来構成（その１）を示すもので、図３（ａ）は変形折り返しダイポールアンテナの第１の素子側の構成を示す図、図３（ｂ）は変形折り返しダイポールアンテナの縦断側面図、図３（ｃ）は変形折り返しダイポールアンテナの第２の素子側の構成を示す図であり、 図４（ａ）から図４（ｃ）は、従来構成（その２）を示すもので、図４（ａ）は変形折り返しダイポールアンテナの第１の素子側の構成を示す図、図４（ｂ）は変形折り返しダイポールアンテナの縦断側面図、図４（ｃ）は変形折り返しダイポールアンテナの第２の素子側の構成を示す図であり、 図５は、共振周波数とエレメント長との関係を示す特性図であり、 図６は、リターンロスと周波数との関係を示す特性図であり、 図７は、共振波長と長さ（Ｌｍ＋Ｓ）との関係を示す特性図であり、 図８は、リターンロスと周波数との関係を示す特性図であり、 図９は、インピーダンスチャートを示す図であり、 図１０（ａ）から図１０（ｃ）は、本開示を説明する構成（その１）を示すもので、図１０（ａ）は変形折り返しダイポールアンテナの第１の素子側の構成を示す図、図１０（ｂ）は変形折り返しダイポールアンテナの縦断側面図、図１０（ｃ）は変形折り返しダイポールアンテナの第２の素子側の構成を示す図であり、 図１１は、リターンロスと周波数との関係を示す特性図であり、 図１２は、規格化周波数とＦa0／Ｆb0との関係を示す特性図であり、 図１３は、インピーダンスＺａのスミスチャートであり、 図１４は、インピーダンスＺｂのスミスチャートであり、 図１５は、インピーダンスのシミュレーション結果を示すスミスチャートであり、 図１６は、各周波数及び各定数を表にして示す図であり、 図１７は、シミュレーション結果と計算結果を比較するスミスチャートであり、 図１８は、シミュレーション結果と計算結果を比較するものであって、リターンロスと周波数との関係を示す特性図であり、 図１９は、シミュレーション結果と計算結果を比較するスミスチャートであり、 図２０は、シミュレーション結果と計算結果を比較するものであって、リターンロスと周波数との関係を示す特性図であり、 図２１は、本開示の第２実施形態を示すもので、周波数と長さ（Ｌｍ＋Ｓ）との関係を示す特性図であり、 図２２（ａ）から図２２（ｃ）は、本開示の第３実施形態を示すもので、図２２（ａ）は変形折り返しモノポールアンテナの第１の素子側の構成を示す図、図２２（ｂ）は変形折り返しモノポールアンテナの縦断側面図、図２２（ｃ）は変形折り返しモノポールアンテナの第２の素子側の構成を示す図であり、 図２３は、周波数と長さ（Ｌｍ＋Ｓ）との関係を示す特性図であり、 図２４は、リターンロスと周波数との関係を示す特性図であり、 図２５は、共振波長と長さ（Ｌｍ＋Ｓ）との関係を示す特性図であり、 図２６は、本開示の第４実施形態を示すもので、周波数と長さ（Ｌｍ＋Ｓ）との関係を示す特性図であり、 図２７（ａ）から図２７（ｄ）は、本開示の第５実施形態を示すもので、図２７（ａ）は変形折り返しダイポールアンテナの第１の素子側の構成を示す図、図２７（ｂ）は変形折り返しダイポールアンテナの縦断側面図、図２７（ｃ）は変形折り返しダイポールアンテナの第２の素子側の構成を示す図、図２７（ｄ）はインダクタンス形状の拡大図であり、 図２８は、リターンロスと周波数との関係を示す特性図であり、 図２９は、インピーダンスチャートを示す図であり、 図３０は、リターンロスと周波数との関係を示す特性図であり、 図３１（ａ）から図３１（ｄ）は、本開示の第６実施形態を示すもので、図３１（ａ）は変形折り返しダイポールアンテナの第１の素子側の構成を示す図、図３１（ｂ）は変形折り返しダイポールアンテナの縦断側面図、図３１（ｃ）は変形折り返しダイポールアンテナの第２の素子側の構成を示す図、図３１（ｄ）はインダクタンス形状の拡大図であり、 図３２は、リターンロスと周波数との関係を示す特性図であり、 図３３（ａ）から図３３（ｄ）は、本開示の第７実施形態を示すもので、図３３（ａ）は変形折り返しダイポールアンテナの第１の素子側の構成を示す図、図３３（ｂ）は変形折り返しダイポールアンテナの縦断側面図、図３３（ｃ）は変形折り返しダイポールアンテナの第２の素子側の構成を示す図、図３３（ｄ）はインダクタンス形状の拡大図であり、 図３４は、リターンロスと周波数との関係を示す特性図であり、 図３５（ａ）から図３５（ｂ）は、本開示の第８実施形態を示すもので、図３５（ａ）は変形折り返しダイポールアンテナの第１の素子側の構成を示す図、図３５（ｂ）は変形折り返しダイポールアンテナの第２の素子側の構成を示す図であり、 図３６は、本開示の第９実施形態を示すインダクタンス形状の拡大図であり、 図３７は、本開示の第１０実施形態を示すインダクタンス形状の拡大図であり、 図３８は、本開示の第１１実施形態を示すインダクタンス形状の拡大図であり、 図３９は、本開示の第１２実施形態を示すインダクタンス形状の拡大図であり、 図４０は、本開示の第１３実施形態を示すインダクタンス形状の拡大図であり、 図４１は、本開示の第１４実施形態を示すインダクタンス形状の拡大図であり、 図４２は、本開示の第１５実施形態を示すインダクタンス形状の拡大図であり、 図４３は、本開示の第１６実施形態を示すインダクタンス形状の拡大図であり、 図４４は、本開示の第１７実施形態を示すもので、変形折り返しダイポールアンテナの第１の素子側の構成を示す図であり、 図４５は、本開示の第１８実施形態を示すもので、変形折り返しダイポールアンテナの第１の素子側の構成を示す図であり、 図４６は、本開示の第１９実施形態を示す計算装置のブロック図であり、 図４７は、計算制御のフローチャートであり、 図４８は、リターンロスと周波数との関係を示す特性図であり、 図４９は、スミスチャートであり、 図５０は、本開示の第２０実施形態を示す計算装置のブロック図であり、 図５１は、計算制御のフローチャートであり、 図５２は、共振周波数と半楕円形状の個数との関係を示す特性図であり、 図５３は、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）と半楕円形状の個数との関係を示す特性図である。
　以下、本開示の第１実施形態について、図１（ａ）ないし図２０を参照して説明する。本開示は、特許文献２に記載された変形折り返しダイポールアンテナを改良することにより、リターンロスを改善したものである。まず、本発明者による開示の過程について説明する。
　図４（ａ）から図４（ｃ）に、特許文献２の変形折り返しダイポールアンテナ１を示す。この変形折り返しダイポールアンテナ１は、誘電体の基板２（図４（ｂ）参照）の一方の面に導体パターン（線路からなる導体）で形成された第１の素子３と、誘電体の基板２の他方の面に導体パターンで形成された第２の素子４と、第１の素子３と第２の素子４を短絡する短絡素子５とを備える。
　第１の素子３は、図４（ａ）に示すように、アンテナ幅方向中心面Ｃに対して対称となっている第１Ｌ字部６及び第２Ｌ字部７を有し、これらＬ字部６、７の各長辺部の先端部にはインダクタンス形状８、９が設けられている。Ｌ字部６、７の各短辺部の先端部の対向する部位に、給電点１０が設けられている。第２の素子４は、図４（ｃ）に示すように、第１の素子３とほぼ同形状に形成されており、一対の対向辺部１１、１２と、これら対向辺部１１、１２の一端を連結する連結辺部１３とを有している、対向辺部１１、１２の各他端部にはインダクタンス形状１４、１５が設けられている。短絡素子５は、第１の素子３のＬ字部６、７の各先端部と、第２の素子４の対向辺部１１、１２の各他端部の先端とを接続するスルーホール１６（図４（ｂ）参照）を備えている。
　また、図３（ａ）から図３（ｃ）には、第１の素子３のＬ字部６、７と、第２の素子４の対向辺部１１、１２とに、インダクタンス形状８、９、１４、１５を設けないように構成した変形折り返しダイポールアンテナ１７を示す。
　このような構成の変形折り返しダイポールアンテナ１、１７においては、第１の素子３と第２の素子４とに流れる電流の方向が同一方向である共振モード（共振モードＡと称する）と、第１の素子３と第２の素子４とに流れる電流の方向が逆方向である共振モード（共振モードＢと称する）とがある。ここで、第１の素子３及び第２の素子４の長辺部（即ち、Ｌ字部６、７の長辺部、対向辺部１１、１２の長辺部）の長さをＬとし、Ｌを変化させたときの共振モードＡ、Ｂの共振周波数Ｆa0、Ｆb0の変化をシミュレーションした結果を、図５に示す。図５においては、横軸をＬ（エレメント長）とし、縦軸を共振周波数としている。
　図５において、曲線Ｐ１は、変形折り返しダイポールアンテナ１７（図３（ａ）から図３（ｃ）参照）の共振モードＡの共振周波数Ｆa0の変化を示し、曲線Ｐ２は、変形折り返しダイポールアンテナ１２の共振モードＢの共振周波数Ｆb0の変化を示す。そして、曲線Ｐ３は、変形折り返しダイポールアンテナ１（図４（ａ）から図４（ｃ）参照）の共振モードＡの共振周波数Ｆa0の変化を示し、曲線Ｐ４は、変形折り返しダイポールアンテナ１の共振モードＢの共振周波数Ｆb0の変化を示す。
　上記図５のグラフから、第１の素子３及び第２の素子４の線路の一部をインダクタンス形状８、９、１４、１５に変更することにより、次の２つの変化が発生することがわかる。第１の変化は、２つの共振モードＡ、Ｂの共振周波数Ｆa0、Ｆb0が低くなることである。第２の変化は、２つの共振モードＡ、Ｂの共振周波数Ｆa0、Ｆb0が接近し、一致する場合も発生することである。
　特許文献２に記載された変形折り返しダイポールアンテナ１は、第１の変化の作用効果に着目してなされたものである。これに対して、第２の変化が起こると、２つの共振周波数Ｆa0、Ｆb0がほぼ一致してしまい、２つの共振モードが影響し合うようになり、リターンロスが大きくなることがわかった。そこで、本発明者は、第１の素子３及び第２の素子４の線路の一部をインダクタンス形状８、９、１４、１５に変更した構成としながら、２つの共振周波数Ｆa0、Ｆb0を離間させる構成を開示することにより、リターンロスの改善を試みた。
　具体的には、まず、図４（ａ）に示すように、第１の素子３（及び第２の素子４）のＬ字部６の短辺部の長さをＳとし、Ｌ字部６の長辺部のうちのインダクタンス８を除く部分の長さをＬｍとし、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）を変化させることにより、２つの共振モードＡ、Ｂの２つの波長λａ、λｂを離間させ、これにより、２つの共振モードＡ、Ｂの２つの共振周波数Ｆa0、Ｆb0を離間させる構成を開示した。以下、この開示について、具体的に説明する。
　図６は、Ｌ字部６、７、１１、１２の長辺部の長さＬｍを例えば５ｍｍ、１０ｍｍ、１５ｍｍ、２０ｍｍ、２４ｍｍ、２９ｍｍと変化させたときに、リターンロスの変化をシミュレーションして求めた結果を示す図である。この図６においては、横軸を周波数とし、縦軸をリターンロスとしている。そして、図６において、曲線Ｂ１は、長さＬｍが５ｍｍであるときのリターンロスの変化を示す。曲線Ｂ２は、長さＬｍが１０ｍｍであるときのリターンロスの変化を示す。曲線Ｂ３は、長さＬｍが１５ｍｍであるときのリターンロスの変化を示す。曲線Ｂ４は、長さＬｍが２０ｍｍであるときのリターンロスの変化を示す。曲線Ｂ５は、長さＬｍが２４ｍｍであるときのリターンロスの変化を示す。曲線Ｂ６は、長さＬｍが２９ｍｍであるときのリターンロスの変化を示す。
　上記図６から、第１の現象として、長さＬｍを長くすると共に、共振周波数（即ち、リターンロスが落ち込む周波数）は低くなることがわかる。また、第２の現象として、長さＬｍを長くすると、リターンロスが良くなる場合と悪くなる場合があることがわかる。
　まず、第１の現象を掘り下げることにより、Ｌ字部６、７、１１、１２の長辺部の長さＬｍから２つの共振モードＡ、Ｂの共振周波数Ｆa0、Ｆb0を計算式で求められることと、第１の素子３と第２の素子４を接続する短絡素子５の有無で共振モードＢの共振周波数Ｆb0が変化することとを発見した。以下、これについて、具体的に説明する。
　図７は、第１の素子３及び第２の素子４の長さ（Ｌｍ＋Ｓ）を変化させたときの共振モードＡ、Ｂの波長λａ、λｂの変化をシミュレーションして求めた結果を示す図である。図７においては、横軸を長さ（Ｌｍ＋Ｓ）とし、縦軸を共振時の波長としている。図７において、直線Ｑ１は共振モードＡの波長λａの変化を示し、直線Ｑ２は共振モードＢの波長λｂの変化を示す。また、２つの共振周波数Ｆa0、Ｆb0と、共振時の２つの波長λａ、λｂとの間には、次のような関係式が成立する。
　λａ＝Ｃ／Ｆa0　　　　　　　　　　　　　（１）
　λｂ＝Ｃ／Ｆb0　　　　　　　　　　　　　（２）
　但し、Ｃは光速である。
　また、図７に示す２つの直線Ｑ１、Ｑ２を、式で表すと、次の２つの式となる。
　λａ＝Ｃａ１＊（Ｌｍ＋Ｓ）＋Ｃａ０　　　　　　　　　　（３）
　λｂ＝Ｃｂ１＊（Ｌｍ＋Ｓ）＋Ｃｂ０　　　　　　　　　　（４）
　Ｆa0＝Ｃ／λａ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（５）
　Ｆb0＝Ｃ／λｂ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（６）
　但し、Ｃａ１は直線Ｑ１の傾き（λａの比例定数）、Ｃａ０は直線Ｑ１の切片（λａの定数）、Ｃｂ１は直線Ｑ２の傾き（λｂの比例定数）、Ｃｂ０は直線Ｑ２の切片（λｂの定数）である。
　（１）式、（２）式、（３）式、（４）式より、第１の素子３及び第２の素子４の長さ（Ｌｍ＋Ｓ）から２つの共振モードＡ、Ｂの共振周波数Ｆa0、Ｆb0を計算式で求められることがわかる。
　また、本発明者は、第１の素子３と第２の素子４を接続する短絡素子５を設けないように構成（短絡素子無しの構成）することにより、または、短絡素子５を設けるが、その短絡素子５の位置を調整することにより、共振周波数Ｆb0を変化させ、これにより、共振周波数Ｆa0と共振周波数Ｆb0を離間させる（Ｆa0≠Ｆb0）構成を開示した。
　まず、図８及び図９を参照して、短絡素子５の有無により、共振モードＢの共振周波数Ｆb0が変化することを説明する。Ｌ字部６、７、１１、１２の長辺部の長さＬｍが例えば１５ｍｍである構成において、短絡素子５の有無で、共振モードＢの共振周波数Ｆb0が変化することを、図８のリターンロスのグラフと、図９のインピーダンスチャートに示す。
　図８は、周波数とリターンロスとの関係を示すグラフであり、横軸は周波数を示し、縦軸はリターンロスを示す。この図８において、曲線Ｒ１は、短絡素子５有りの構成、即ち、図４（ａ）から図４（ｃ）に示す変形折り返しダイポールアンテナ１のリターンロスの変化を示す。また、図８において、曲線Ｒ２は、短絡素子５無しの構成、即ち、図４（ａ）から図４（ｃ）に示す変形折り返しダイポールアンテナ１から短絡素子５を無くした構成のリターンロスの変化を示す。図８から、短絡素子５が有る構成の場合、共振周波数Ｆa0と、共振周波数Ｆb0がほぼ一致し、更に、リターンロスが大きいことがわかる。これに対して、短絡素子５が無い構成の場合、共振周波数Ｆb0が変化して、共振周波数Ｆa0と共振周波数Ｆb0が離間し（即ち、Ｆa0≠Ｆb0）、更に、共振周波数Ｆa0のリターンロスが小さくなっていることがわかる。
　また、図９は、インピーダンスチャートであり、この図９において、曲線Ｔ１は、短絡素子５有りの構成、即ち、図４（ａ）から図４（ｃ）に示す変形折り返しダイポールアンテナ１のインピーダンスチャートを示す。また、図９において、２つの曲線Ｔ２１、Ｔ２２は、短絡素子５無しの構成、即ち、図４（ａ）から図４（ｃ）に示す変形折り返しダイポールアンテナ１から短絡素子５を無くした構成のインピーダンスチャートを示す。図９から、短絡素子５が有る構成の場合、共振周波数Ｆa0と、共振周波数Ｆb0がほぼ一致することがわかる。これに対して、短絡素子５が無い構成の場合、共振周波数Ｆa0と、共振周波数Ｆb0が離間（即ち、Ｆa0≠Ｆb0）することがわかる。
　尚、短絡素子５の有無により上述したように共振周波数Ｆb0が変化する理由は、短絡素子の有無によって、式（４）中のＣｂ１(λｂの比例定数)とＣｂ０(λｂの定数)が変化するためである。
　更に、図４（ａ）から図４（ｃ）、図１０（ａ）から図１０（ｃ）及び図１１を参照して、短絡素子５の位置を変更することにより、共振モードＢの共振周波数Ｆb0が変化することを説明する。図４（ａ）から図４（ｃ）の変形折り返しダイポールアンテナ１においては、短絡素子５の位置を、インダクタンス部８の端、即ち、Ｌ字部６の長辺部の先端部付近に配置している。これに対して、図１０（ａ）から図１０（ｃ）の変形折り返しダイポールアンテナ１においては、短絡素子５の位置Ｐ２を、インダクタンス部８の例えば８個の半楕円形状部１６の中央部（例えば４個目）に配置している。尚、Ｌ字部６、７、１１、１２の長辺部の長さＬｍが例えば１５ｍｍの構成についてシミュレーションした結果から、図１１のグラフを得た。
　図１１は、周波数とリターンロスとの関係を示すグラフであり、横軸は周波数を示し、縦軸はリターンロスを示す。この図１１において、曲線Ｕ１は、短絡素子５の位置が端である構成、即ち、図４（ａ）から図４（ｃ）に示す変形折り返しダイポールアンテナ１のリターンロスの変化を示す。また、図１１において、曲線Ｕ２は、短絡素子５の位置が中央部である構成、即ち、図１０（ａ）から図１０（ｃ）に示す変形折り返しダイポールアンテナ１のリターンロスの変化を示す。図１１から、短絡素子５の位置を端から中央部に変更することにより、共振周波数Ｆb0が変化して、２つの共振周波数Ｆa0、Ｆb0が離間（Ｆa0≠Ｆb0）し、更に、共振周波数Ｆa0、Ｆb0のリターンロスが十分小さくなっていることがわかる。尚、短絡素子５の位置を変更するにより上述したように共振モードＢの共振周波数Ｆb0が変化する理由は、短絡素子５の位置によって式（４）中のＣｂ１(λｂの比例定数)とＣｂ０(λｂの定数)が変化するためである。
　次に、前記第２の現象、即ち、長さＬｍを長くすると、リターンロスが良くなる場合と悪くなる場合があるという現象について、２つの共振周波数Ｆa0、Ｆb0の比（Ｆa0／Ｆb0）と、リターンロスが－６ｄＢ以下となる規格化周波数とに着目して確認してみた。
　図１２は、２つの共振周波数Ｆa0、Ｆb0の比（Ｆa0／Ｆb0）と、リターンロスが－６ｄＢ以下となる規格化周波数との関係を示すグラフである。図１２においては、横軸を２つの共振周波数Ｆa0、Ｆb0の比（Ｆa0／Ｆb0）とし、縦軸をリターンロスが－６ｄＢ以下となる規格化周波数としている。この場合、２つの共振周波数Ｆa0、Ｆb0としては、式（１）、式（２）、式（３）、式（４）より求めた値を用い、リターンロスが－６ｄＢ以下となる規格化周波数としては、図６のリターンロスのグラフから求めた値を用いた。
　尚、規格化周波数は、リターンロスが－６ｄＢとなる周波数Ｆｍを、リターンロスが－６ｄＢ以下の区間で極小値となる周波数Ｆｓで規格化したＦｍ／Ｆｓである。なお、図６の曲線Ｂ５のようにリターンロスが－６ｄＢ以下の区間で極小値となる周波数Ｆｓが２つある場合は、２つの極小値となる周波数Ｆｓ１，Ｆｓ２の平均値（Ｆｓ１＋Ｆｓ２）／２を極小値となる周波数Ｆｓとする。
　上記図１２のグラフから、２つの共振周波数Ｆa0、Ｆb0の比（Ｆa0／Ｆb0）に応じて規格化周波数が変化し、リターンロスが劣化する領域（劣化領域と称す）とリターンロスが改善する領域（改善領域と称す）とがあることがわかる。劣化領域では、規格化周波数の点（範囲）がなくなり、比（Ｆa0／Ｆb0）は１となる。改善領域では、比（Ｆa0／Ｆb0）は０．９０～０．９６の範囲または１．０４～１．１０の範囲となる。劣化領域の範囲内においては、リターンロスが劣化しているので、この劣化領域の範囲内に入らないように２つの共振周波数Ｆa0、Ｆb0の比（Ｆa0／Ｆb0）を設定する必要がある。
　次に、上記した劣化領域の範囲を設定するために、リターンロスを計算する計算式を導出する処理と、導出した計算式に基づいて劣化領域の範囲を設定する処理とについて説明する。
　まず、リターンロスの計算式を導出する手順を説明する。
　図１３は、共振モードＡのインピーダンスＺａをスミスチャート上にプロットしたイメージ図である。この図１３において、Ｆa0は、共振モードＡの共振周波数であり、リアクタンス値が０、抵抗値がＲａとなっている。Ｆardは、共振モードＡの低い反共振周波数であり、リアクタンス値が－∞となっている。Ｆardの周波数値は、無限小の周波数値であるが、下記計算式においては、１／Ｆardを計算するために、Ｆa0よりも十分小さい値、本実施形態では、例えば１ＭＨｚを用いている。
　Ｆard＝１（ＭＨｚ）　　　　　　　　　　（７ａ）
　Ｆaruは、共振モードＡの高い反共振周波数であり、リアクタンス値が∞となっている。Ｆaruの周波数値は、ほぼＦa0の周波数値の２倍となる。
　Ｆaru＝２Ｆa0　　　　　　　　　　　　　（７ｂ）
　図１３から、共振モードＡのインピーダンスＺａは、下記式で計算できる。
　Ｚａ＝Ｒａ＋ｊＸａ　　　　　　　　　　　（１０）
　Ｒａは、共振モードＡの共振抵抗値（Ω）
　Ｘａは、共振モードＡのリアクタンス値（Ω）
　ｊは虚数
　Ｆard＜Ｆ≦Ｆa0において、次の３式が成り立つ。
　Ｘａ＝Ｋad（１－（Ｆ／Ｆa0）２）／（１－（Ｆ／Ｆard）２）　　　　　（１１）
　Ｋad＝（（Ｆa0（１－Δad）／Ｆard）２－１）／（１－Δad）２）　　　（１２）
　Δad＝（Ｆa0－Ｆad）／Ｆa0　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１３）
　Ｆはインピーダンスを求める周波数
　Ｆardは共振モードＡの低い反共振周波数 、リアクタンスは－∞
　Ｆa0は共振モードＡの共振周波数（ＭＨｚ）、リアクタンスは０
　Ｆadは共振モードＡのリアクタンスが－１となる周波数
　Ｋadは共振モードＡの下の比例定数
　Δadは共振モードＡのリアクタンスが－１から０に変化する周波数比率
　また、Ｆa0≦Ｆ＜Ｆaruにおいて、次の３式が成り立つ。
　Ｘa＝Ｋau（１－（Ｆ／Ｆa0）２）／（１－（Ｆ／Ｆaru）２）　　　　　（１４）
　Ｋau＝（（Ｆa0（１+Δau）／Ｆaru）２－１）／（１+Δau）２）　　　　（１５）
　Δau＝（Ｆau－Ｆa0）／Ｆa0　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１６）
　Ｆはインピーダンスを求める周波数
　Ｆaruは共振モードＡの高い反共振周波数 、リアクタンスは∞
　Ｆauは共振モードＡのリアクタンスが１となる周波数
　Ｋauは共振モードＡの上の比例定数
　Δauは共振モードＡのリアクタンスが０から１に変化する周波数比率
　また、図１４は、共振モードＢのインピーダンスＺｂをスミスチャート上にプロットしたイメージ図である。この図１４において、Ｆb0は、共振モードＢの共振周波数であり、リアクタンス値が０、抵抗値がＲｂとなっている。Ｆbrdは、共振モードＢの低い反共振周波数であり、リアクタンス値が－∞となっている。Ｆbrdの周波数値は、図４（ａ）から図４（ｃ）に示す短絡素子５が有る構成の場合、ほぼＦb0／２となり、短絡素子５が無い構成の場合、無限小の周波数値であるが、下記計算式では、１／Ｆbrdを計算するために、Ｆb0 よりも十分小さい値、本実施形態では、例えば１ＭＨｚを用いている。
　短絡素子５が有る構成の場合
　Ｆbrd ＝Ｆb0／２　　　　　　　　　　　　　　　　　　（８ａ）
　短絡素子５が無い構成の場合
　Ｆbrd ＝１（ＭＨｚ）　　　　　　　　　　　　　　　　（９ａ）
　短絡素子５がなく、Ｆb03が共振モードＢの３倍の高調波の共振周波数である場合、
　Ｆbrd ＝２Ｆb03／３　　　　　　　　　　　　　　　　（９ｃ）
　また、Ｆbruは、共振モードＢの高い反共振周波数であり、リアクタンス値が∞となっている。Ｆbruの周波数値は、図４（ａ）から図４（ｃ）に示す短絡素子５が有る構成の場合、ほぼ３Ｆb0／２の周波数値となり、短絡素子５が無い構成の場合、ほぼ２Ｆb0の周波数値となる。
　短絡素子５が有る構成の場合、
　Ｆbru ＝３Ｆb0／２　　　　　　　　　　　　　　　　　（８ｂ）
　短絡素子５が無い構成の場合、
　Ｆbru ＝２Ｆb0　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（９ｂ）
　短絡素子５がなく、Ｆb03が共振モードＢの３倍の高調波の共振周波数である場合、
　Ｆbru ＝４Ｆb03／３　　　　　　　　　　　　　　　　（９ｄ）
　次に、図１４から、共振モードＢのインピーダンスＺｂは、下記式で計算できることがわかる。
　Ｚｂ＝Ｒｂ＋ｊＸｂ　　　　　　　　　　　　　　　　　（１７）
　Ｒｂは、共振モードＢの共振抵抗値（Ω）
　Ｘｂは、共振モードＢのリアクタンス値（Ω）
　ｊは虚数
　Ｆbrd＜Ｆ≦Ｆb0において、次の３式が成り立つ。
　Ｘｂ＝Ｋbd（１－（Ｆ／Ｆb0）２）／（１－（Ｆ／Ｆbrd）２）　　　　　　（１８）
　Ｋbd＝（（Ｆb0（１－Δbd）／Ｆbrd）２－１）／（１－（１－Δbd）２）　（１９）
　Δbd＝（Ｆb0－Ｆbd）／Ｆb0　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２０）
　Ｆはインピーダンスを求める周波数
　Ｆbrdは共振モードＢの低い反共振周波数 、リアクタンスは－∞
　Ｆb0は共振モードＢの共振周波数（ＭＨｚ）、リアクタンスは０
　Ｆbdは共振モードＢのリアクタンスが－１となる周波数
　Ｋbdは共振モードＢの下の比例定数
　Δbdは共振モードＢのリアクタンスが－１から０に変化する周波数比率
　また、Ｆb0≦Ｆ＜Ｆbruにおいて、次の３式が成り立つ。
　Ｘｂ＝Ｋbu（１－（Ｆ／Ｆb0）２）／（１－（Ｆ／Ｆbru）２）　　　　　　（２１）
　Ｋbu＝（１－（Ｆb0（１+Δbu）／Ｆbru）２）／（１－（１+Δbu）２）　　（２２）
　Δbu＝（Ｆbu－Ｆb0）／Ｆb0　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２３）
　Ｆはインピーダンスを求める周波数
　Ｆbruは共振モードＢの高い反共振周波数 、リアクタンスは∞
　Ｆbuは共振モードＢのリアクタンスが１となる周波数
　Ｋbuは共振モードＢの上の比例定数
　Δbuは共振モードＢのリアクタンスが０から１に変化する周波数比率
　そして、共振モードＡ、ＢのアドミッタンスＹａ、Ｙｂは、下記式で計算できる。
　Ｙａ＝１／Ｚａ＝１／（Ｒａ＋ｊＸａ）　　　　　　　　　　　　　（２４）
　Ｙｂ＝１／Ｚｂ＝１／（Ｒｂ＋ｊＸｂ）　　　　　　　　　　　　　（２５）
　また、共振モードＡ、Ｂの合成されたアドミッタンスＹab、反射係数Γab、リターンロスＲＬabは、下記式で計算できる。
　Ｙab＝Ｙａ＋Ｙｂ＝１／（Ｒａ＋ｊＸａ）＋１／（Ｒｂ＋ｊＸｂ）
　　　＝（Ｒａ－ｊＸａ）／（Ｒａ２＋Ｘａ２）＋（Ｒｂ－ｊＸｂ）
／（Ｒｂ２＋Ｘｂ２）
　　　＝Ｒａ／（Ｒａ２＋Ｘａ２）＋Ｒｂ／（Ｒｂ２＋Ｘｂ２）
－ｊ（Ｘａ／（Ｒａ２＋Ｘａ２）＋Ｘｂ／（Ｒｂ２＋Ｘｂ２））
　　　＝Ｇab＋ｊＢab　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２６）
　Γab＝（Ｙ0－Ｙab）／（Ｙ0＋Ｙab）　　　　　　　　　　　　　　　（２７）
　ＲＬab＝２０Ｌｏｇ（|Γab|）　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２８）
　Ｙ0は、規格化アドッミタンス（1/Ω）、通常は、１／５０
　|Γab|は、Γabの絶対値
　Ｇabは共振モードＡ、Ｂの合成コンダクタンス
　Ｂabは共振モードＡ、Ｂの合成サセプタンス
　次に、上記式（２６）を計算するために必要な各定数の求め方について説明する。
　ΔadとΔauは、原理上ほぼ同じ値になることから、下記式のように平均値Δaを計算して用いる。
　Δa ＝（Δau+Δad）／２　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２９）
　従って、ＫadとＫauは、下記式のようになる。
　Ｋad＝（（Ｆa0（１－Δa）／Ｆard）２－１）／（１-(1-Δa）２）　　（３０）
　Ｋau＝（１－（Ｆa0（１＋Δa）／Ｆaru）２）／（１-(1＋Δa）２）　　（３１）
　ここで、Δa≪１であることから、
　Ｋad＝（（Ｆa0／Ｆard）２－１）／２／Δa　　　　　　　　　　　　　（３２）
　Ｋau＝（１－（Ｆa0／Ｆaru）２）／２／（－Δa）　　　　　　　　　　（３３）
　同様にして、ΔbdとΔbuは、原理上ほぼ同じ値になることから、下記式のように平均値Δbを計算して用いる。
　Δb＝（Δbu+Δbd）／２　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（３４）
　従って、ＫbdとＫbuは、下記式のようになる。
　Ｋbd＝（（Ｆb0（１－Δb）／Ｆbrd）２－１）／（１-(1-Δb）２）　　（３５）
　Ｋbu＝（１－（Ｆa0（１＋Δb）／Ｆbru）２）／（１-(1＋Δb）２）　　（３６）
　ここで、Δb≪１であることから、
　Ｋbd＝（（Ｆb0／Ｆbrd）２－１）／２／Δb　　　　　　　　　　　　　（３７）
　Ｋbu＝（１－（Ｆb0／Ｆbru）２）／２／（－Δb）　　　　　　　　　　（３８）
　図１５は、図４（ａ）から図４（ｃ）に示すアンテナにおいて、パラメータのＳを６．２ｍｍ、Ｌｍを２９ｍｍに設定した構成において、インピーダンスのシミュレーション結果に、各周波数のポイントを併記した図である。尚、図１５において、Ｒabは、２つの共振モードＡ、Ｂの共振抵抗値（Ω）である。また、図１６には、シミュレーション結果より求めたの値及び共振抵抗の値と、上記した計算式により算出した各定数Δa、Δｂの算出結果とを表にして示す。
　次に、上記したようにして求めた各周波数及び各定数を用いて、式（２７）、（２８）によって計算した計算結果と、シミュレーション結果とがほぼ一致していることを確認する。
　図１７及び図１８は、図４（ａ）から図４（ｃ）に示すアンテナにおいて、パラメータのＳを６．２ｍｍ、パラメータのＬｍを２９ｍｍと設定した構成において、インピーダンス及びリターンロスのシミュレーション結果と、式（２７）、（２８）によってインピーダンス及びリターンロスを計算した計算結果との比較を行った図である。
　式（２７）、（２８）によって計算する場合、図１６の表に記載された共振抵抗（Ｒａ、Ｒｂ）及び各定数（Δａ、Δｂ) の各値を使うと共に、２つの共振モードＡ、Ｂの共振周波数（Ｆa0 、Ｆb0 ）、反共振周波数（Ｆard 、Ｆaru、Ｆbrd、Ｆbru）の各値を使って計算する。尚、共振周波数（Ｆa0 、Ｆb0 ）の各値は、式（５）、（６）を用いて求める。反共振周波数（Ｆard 、Ｆaru、Ｆbrd、Ｆbru）の各値は、式（７ａ）、（７ｂ）、（８ａ）、（８ｂ）を用いて求める。
　図１７のスミスチャートにおいて、実線Ｃ１は計算結果を示し、破線Ｃ２はシミュレーション結果を示す。また、図１８は、周波数とリターンロスとの関係を示す特性図であり、この図１８において、実線Ｃ３は計算結果を示し、破線Ｃ４はシミュレーション結果を示す。図１７のスミスチャート及び図１８のリターンロスの特性図から、式（２７）、（２８）による計算結果と、シミュレーション結果とが良く一致していることがわかる。即ち、式（２７）、（２８）等が正しいことが証明された。
　また、図１９及び図２０は、パラメータのＬｍを２９ｍｍから５ｍｍに変更した構成において、インピーダンス及びリターンロスのシミュレーション結果と、式（２７）、（２８）によってインピーダンス及びリターンロスを計算した計算結果との比較を行った図である。この場合も、上記した図１７及び図１８の場合とほぼ同様にして行なう。
　即ち、式（２７）、（２８）によって計算する場合、図１６の表に記載された共振抵抗（Ｒａ、Ｒｂ）及び各定数（Δａ、Δｂ) の各値を使うと共に、２つの共振モードＡ、Ｂの共振周波数（Ｆa0 、Ｆb0 ）、反共振周波数（Ｆard 、Ｆaru、Ｆbrd、Ｆbru）の各値を使って計算する。尚、共振周波数（Ｆa0 、Ｆb0 ）の各値は、式（５）、（６）を用いて求める。反共振周波数（Ｆard 、Ｆaru、Ｆbrd、Ｆbru）の各値は、式（７ａ）、（７ｂ）、（８ａ）、（８ｂ）を用いて求める。
　図１９のスミスチャートにおいて、実線Ｃ５は計算結果を示し、破線Ｃ６はシミュレーション結果を示す。また、図２０は、周波数とリターンロスとの関係を示す特性図であり、この図２０において、実線Ｃ７は計算結果を示し、破線Ｃ８はシミュレーション結果を示す。図１９のスミスチャート及び図２０のリターンロスの特性図から、式（２７）、（２８）による計算結果と、シミュレーション結果とが良く一致していることがわかる。即ち、式（２７）、（２８）による計算が正しいことが証明された。
　次に、前記した劣化領域の範囲を決定する方法について説明する。
　まず、図１５示す共振モードＡの共振抵抗Ｒaと、共振モードＢの共振抵抗Ｒbと、２つの共振モードの共振抵抗Ｒabとの間には、次の２つの関係式が成り立つ。
　Ｒab＜Ｒa　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（３９）
　Ｒab＜Ｒb　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（４０）
　これら式（３９）、（４０）において、抵抗値を逆数にすると、
　１／Ｒab＞１／Ｒa　　　　　　　　　　　　　　　　　（４１）
　１／Ｒab＞１／Ｒb　　　　　　　　　　　　　　　　　（４２）
となる。そして、１／Ｒabは、下記のようにして求められる。
　（２６）式より、
　Ｒａ／（Ｒａ２＋Ｘａ２）＋Ｒｂ／（Ｒｂ２＋Ｘｂ２）＝Ｇab＝１／Ｒab
となることから、
　１／Ｒab＝Ｒa／（Ｒa２＋Ｘa２）＋Ｒb／（Ｒb２＋Ｘb２）　　　（４３）
が得られる。よって、
　Ｒa／（Ｒa２＋Ｘa２）＋Ｒb／（Ｒb２＋Ｘb２）＞１／Ｒa　　　　（４４）
　Ｒa／（Ｒa２＋Ｘa２）＋Ｒb／（Ｒb２＋Ｘb２）＞１／Ｒb　　　　（４５）
となる。（４４）式の両辺にＲa（Ｒa２＋Ｘa２）をかけると、
　ＲaＲb（Ｒa２＋Ｘa２）／（Ｒb２＋Ｘb２）＞Ｘa２　　　　　　　（４６）
　ＲaＲb（Ｒa２＋Ｘa２）／Ｘa２＞（Ｒb２＋Ｘb２）　　　　　　　（４７）
同様にして、（４５）式の両辺にＲa（Ｒa２＋Ｘa２）をかけると、
　ＲaＲb（Ｒb２＋Ｘb２）／Ｘb２＞（Ｒa２＋Ｘa２）　　　　　　　（４８）
となる。（４７）式と（４８）式を掛け合わせると、
　Ｒa２Ｒb２／Ｘa２／Ｘb２＞１　　　　　　　　　　　　　　　　（４９）
　Ｒa２Ｒb２＞Ｘa２Ｘb２　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（５０）
　ＲaＲb＞ＸaＸb　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（５１）
となる。（１４）式、（１８）式を代入すると、
　ＲaＲb＞│Ｋau（１－（Ｆ／Ｆa0）２）／（１－（Ｆ／Ｆaru）２）│・
│Ｋbd（１－（Ｆ／Ｆb0）２）／（１－（Ｆ／Ｆbrd）２）│　　（５２）
となる。
　次に、ＦとＦa0、Ｆb0との関係を下記のように定義する。
　Ｆ＝Ｆa0（１＋Δｆ）＝Ｆb0（１－Δｆ）　　　　　　　　　　　　（５３）
　Δｆ＝（Ｆb0－Ｆa0）／（Ｆa0＋Ｆb0）　　　　　　　　　　　　　（５４）
　（５３）式を（５２）式に代入し、劣化領域の範囲では、Δf≪１となっていることから、
　ＲaＲb＞│Ｋau・２（－Δｆ）／（１－（Ｆ／Ｆaru）２）│・
│Ｋbd・２Δｆ／（１－（Ｆb0／Ｆbrd）２）│　　　　　（５５）
　（５５）式に（３３）式、（３７）式を代入すると、
　ＲaＲb＞Δｆ２／Δa／Δb　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（５６）
　Δｆ２＜ＲaＲbΔaΔb　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（５７）
　－Δｆm＜Δｆ＜Δｆm　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（５８）
　ここで、Δｆmは劣化範囲境界の周波数比であり、次の式が成り立つ。
　Δｆm＝√（ＲaＲbΔaΔb）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（５９）
　（５３）式より
　Ｆa0／Ｆb0＝（１－Δｆ）／（１＋Δｆ）　　　　　　　　　　　　（６０）
　（５８）式、（５９）式、（６０）式より、前記劣化領域の範囲は、
　（１－Δｆm）／（１＋Δｆm）＜Ｆa0／Ｆb0　　　　　　　　　　　　（６１）
あるいは、
　Ｆa0／Ｆb0＜（１＋Δｆm）／（１－Δｆm）　　　　　　　　　　　　（６２）
となる。ここまでで、前記劣化領域の範囲を決定する算出方法を説明した。
　次に、リターンロスを改善する方法について説明する。リターンロスを改善するためには、前記劣化領域の範囲の外、即ち、改善領域に入るように設定する必要がある。このため、（６０）式、（６１）式より求めた下記条件式を満足するリターンロスの改善領域の範囲内に、２つの共振周波数Ｆa0、Ｆb0の比（Ｆa0／Ｆb0）を設定する必要がある。
　（１－Δｆm）／（１＋Δｆm）＞Ｆa0／Ｆb0　　　　　　　　　　　　（６３）
あるいは、
　Ｆa0／Ｆb0＞（１＋Δｆm）／（１－Δｆm）　　　　　　　　　　　　（６４）
となる。ここで、（６３）式、（６４）式中のＦb0を移項すると、
　（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆb0＞Ｆa0　　　　　　　　　　　（６５）
あるいは、
　Ｆa0＞（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆb0　　　　　　　　　　　（６６）
となる。ここで、（６５）式、（６６）式中のΔｆmの項を移項すると、
　（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆa0＜Ｆb0　　　　　　　　　　　（６７）
あるいは、
　Ｆb0＜（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆa0　　　　　　　　　　　（６８）
となる。
　従って、２つの共振周波数Ｆa0、Ｆb0の関係を、（６５）式、（６６）式、または、（６７）式、（６８）式を満足するように、（３）式、（４）式、（５）式、（６）式を用いて、第１の素子３または第２の素子４のインダクタンス形状までの長さ（Ｌm＋Ｓ）を調整する。これにより、リターンロスを改善することができる。
　（第１実施形態）
　次に、図１（ａ）から図１（ｄ）及び図２を参照して、本開示の第１実施形態について説明する。本実施形態の変形折り返しダイポールアンテナ２１は、図１（ａ）から図１（ｄ）に示す構造を有する。この変形折り返しダイポールアンテナ２１は、誘電体からなる平板状の基板２２（図１（ｂ）参照）の一方の面に導体パターン（即ち、線路からなる導体）で形成された第１の素子２３と、基板２の他方の面に導体パターン（即ち、線路からなる導体）で形成された第２の素子２４と、第１の素子２３と第２の素子２４を短絡する短絡素子７０とを備える。基板２２は、誘電体材料、例えばガラスエポキシ製の基板である。尚、基板２２（誘電体）の厚さをｔ、基板２２（誘電体）の比誘電率をε、基板２２（誘電体）の誘電体損をtanδとする。
　図１（ａ）に示すように、第１の素子２３は、導体パターン（例えば銅箔パターン）により形成された給電側平行部２５を備える。給電側平行部２５は、アンテナ幅方向中心面（以下、幅方向中心面）Ｃに対して対称となっている２つのＬ字部、即ち、第１Ｌ字部２６と第２Ｌ字部２７とを備える。第１Ｌ字部２６は、長辺部２８と短辺部２９を備える。長辺部２８は、幅方向中心面Ｃに平行である。短辺部２９は、長辺部２８よりも短く、長辺部２８の一端部（図１（ａ）から図１（ｄ）中左端部）に連結され、長辺部２８から垂直に幅方向中心面Ｃ方向に突き出す。
　第２Ｌ字部２７も第１Ｌ字部２６と同様の構成であり、長辺部３０と短辺部３１を備える。長辺部３０は、第１Ｌ字部２６の長辺部２８と同じ長さおよび幅であり、幅方向中心面Ｃを挟んで長辺部２８と対向する。短辺部３１は、長辺部３０よりも短く、長辺部３０の一端部（図１（ａ）から図１（ｄ）中左端部）に連結されている。また、短辺部３１は、長辺部３０から垂直に幅方向中心面Ｃ方向に突き出す。短辺部３１の幅および長さは、第１Ｌ字部２６の短辺部２９と同じである。
　このように、第１Ｌ字部２６と第２Ｌ字部２７は、同じ形状をしており、互いの短辺部２９、３１が向かい合うように配置されている。そして、短辺部２９、３１の先端部が給電点３２となっている。尚、前述の幅方向中心面Ｃは、基板２２の面に垂直、且つ、第１Ｌ字部２６の長辺部２８および第２Ｌ字部２７の長辺部３０に平行な平面である。
　また、第１Ｌ字部２６、第２Ｌ字部２７には、その一部に内側突き出し部３３、３３が形成されている。内側突き出し部３３は、基板２２の面内において、第１Ｌ字部２６、第２Ｌ字部２７によって囲われる内側方向に、それら第１Ｌ字部２６、第２Ｌ字部２７の長辺部２８、３０の直線部分から突き出している。内側突き出し部３３が、インダクタンス形状３４を構成している。
　本実施形態における内側突き出し部３３は、図１（ｄ）に示すように、１つ１つは半楕円形状である。半楕円形状であることから、先端部の幅は、基部の長さ、すなわち２つの端点間の長さよりも短く、また、先端へ向かうほど連続的に幅が狭くなる。内側突き出し部３３の個数は、第１Ｌ字部２６の長辺部２８、第２Ｌ字部２７の長辺部３０にそれぞれ例えば８個設けられている。この場合、一つのインダクタンス形状３４を構成する内側突き出し部３３の個数をＮｉとすると、本実施形態では、Ｎｉ＝８である。内側突き出し部３３の位置は、第１Ｌ字部２６の長辺部２８の先端部付近から短辺部２９方向に連続して８個が配置されている。第２Ｌ字部２７側も同様であり、第２Ｌ字部２７の長辺部３０の先端部付近から短辺部３１方向に連続して８個が形成されている。
　尚、連続とは、図１（ｄ）に示すように、一つの内側突き出し部３３の端部と、その内側突き出し部３３に隣接している別の内側突き出し部３３の端部とが共通していることをいう。また、本実施形態では、内側突き出し部３３の両端部の位置は、長辺部２８、３０の下端部（または上端部）と同じ位置にある。内側突き出し部３３は、一方（左方）の端の一つにおいて長辺部２８、３０の直線部分（導体パターン）から折れ曲がって内側に突き出し、先端部で折り返して、他方（右方）の端の一つで再び長辺部２８、３０の直線部分（導体パターン）に連結する。尚、図１（ｄ）に示すように、内側突き出し部３３の基部の幅をＷｉ、高さをＨｉ、線路幅をφｉとする。また、インダクタンス形状３４一つ分の内側突き出し部３３の形成個数をＮｉとする。
　このような構成の第１の素子２３は、図１（ａ）に示すように、長辺部２８、３０の長手方向長さ（エレメント長）をＬ、長辺部２８、３０の長手方向長さのうちのインダクタンス形状３４を除く部分の長さをＬｍとする。長辺部２８、３０の対向する距離（エレメント高さ）をＨとする。長辺部２８、３０の線路幅は、内側突き出し部３３の線路幅と同じであり、φｉとする。短辺部２９、３１の長さをＳとする。短辺部２９、３１の線路幅は、長辺部２８、３０の線路幅（即ち、内側突き出し部３３の線路幅）と同じであり、φｉとする。
　また、第２の素子２４は、図１（ｃ）に示すように、導体パターン（例えば銅箔パターン）により形成された非給電側平行部３５を備える。非給電側平行部３５は、互いに対向して配置された一対の対向辺部３６、３７と、その一対の対向辺部３６、３７の一端を互いに連結する連結辺部３８を備える。
　対向辺部３６、３７は、互いに平行であり、長さおよび幅は互いに同一である。対向辺部３６は、その長さが前述したＬ（エレメント長）になっており、基板２２を介して、第１の素子２３の第１Ｌ字部２６の長辺部２８と対向する。もう一方の対向辺部３７も同様に、その長さがＬになっている。この対向辺部３７は、基板２２を介して、第１の素子２３の第２Ｌ字部２７の長辺部３０と対向する。尚、これら対向辺部３６、３７の線路幅は、第１の素子２３の長辺部２８、３０の線路幅と同じであり、φｉである。
　連結辺部３８は、２つの対向辺部３６、３７に対して垂直であり、その長さ（エレメント高さ）はＨ、線路幅は対向辺部３６、３７の線路幅と同じであり、φｉである。この連結辺部３８は、基板２２を介して、第１の素子２３の第１Ｌ字部２６の短辺部２９、第２Ｌ字部２６の短辺部３１と対向する。
　対向辺部３６、３７には、対向辺部３６、３７、連結辺部３８により囲まれる内側方向に突き出す内側突き出し部３９、３９が形成されている。この内側突き出し部３９がインダクタンス形状４０を構成している。内側突き出し部３９は、本実施形態では、第１の素子２３に形成されている内側突き出し部３３と形状が同じであり、この内側突き出し部３９も半楕円形状である。また、内側突き出し部３９は大きさも内側突き出し部３３と同じである。さらに、内側突き出し部３９の個数も内側突き出し部３３と同様であり、本実施形態では、８＊２個が形成されており、それぞれ、内側突き出し部３３と対向する位置に形成されている。
　また、短絡素子７０は、第１の素子２３のＬ字部２６、２７の各先端部と、第２の素子２４の対向辺部３６、３７の各他端部の先端とを接続するスルーホール７１（図１（ｂ）参照）を備えている。
　さて、本実施形態においては、短辺部２９、３１の長さＳを例えば６．２ｍｍとし、長辺部２８、３０、３６、３７の長手方向長さのうちのインダクタンス形状３４、４０を除く部分の長さＬｍを例えば５、１０、１５、２０、２４、または、２９ｍｍとした。これにより、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）は、１１．２、１６．２、２１．２、２６．２、３０．２、または３５．２ｍｍに設定した。このとき、Ｌｍが５ｍｍの場合は、短辺部２９，３１は、長辺部２８，３０よりも長くなっている。そして、全ての線路幅φｉを例えば０．２ｍｍ、内側突き出し部３３、３９の高さＨｉを例えば６ｍｍ、基部の幅Ｗｉを例えば０．６ｍｍ、誘電体の基板２２の厚さｔを０．８ｍｍとした。また、基板２２の比誘電率εを4.9、誘電体の誘電体損tanδを０．０２５とした。このような設定条件でシミュレーションした結果、リターンロスが改善しているアンテナは、図６または図１２に示すように、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）が１１．２、１６．２、２６．２、３０．２、３５．２ｍｍのものであった。反対に、リターンロスが劣化しているアンテナは、図６または図１２に示すように、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）が２１．１ｍｍのものであった。
　図２は、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）と周波数の関係を示すグラフであり、この図２に基づいてリターンロスの改善領域と劣化領域を説明する。図２の横軸は長さ（Ｌｍ＋Ｓ）であり、縦軸は周波数である。図２において、曲線Ｄ１は、共振モードＡの共振周波数Ｆa0を示し、曲線Ｄ２は、共振モードＢの共振周波数Ｆb0を示す。これらＦa0及びＦb0は、（３）式、（４）式、（５）式、（６）式と長さ（Ｌｍ＋Ｓ）とから求めた。尚、λaの比例定数Ｃａ１、λaの定数Ｃａ０、λbの比例定数Ｃｂ１、λbの定数Ｃｂ０としては、図７で求めた値を使用した。また、第１の素子２３と第２の素子２４とに流れる電流方向が同一方向の共振モードが共振モードＡであり、電流方向が逆方向の共振モードが共振モードＢである。
　また、第１の素子２３と第２の素子２４を接続する短絡素子７０の配設位置を変更すると、λbの比例定数Ｃｂ１とλbの定数Ｃｂ０の値が変化する。
　図２において、曲線Ｄ３は、共振モードＢの低い反共振周波数Ｆbrdを示し、曲線Ｄ４は、共振モードＢの高い反共振周波数Ｆbruを示す。これらＦbrd及びＦbruは、（８ａ）式、（８ｂ）式から求めた。
　図２において、曲線Ｄ５は、Ｆb0（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））を示し、曲線Ｄ６は、Ｆb0（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））を示す。これらＦb0（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））、Ｆb0（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））は、（６５）式、（６６）式から求めたものであり、劣化領域と改善領域を分ける境界である。曲線Ｄ５、Ｄ６は、Ｆb0の曲線Ｄ２よりわずかに下と上に位置する。尚、Δｆmは、図１６で求めた定数を用いて、（５９）式で求めた。
　リターンロスの改善領域は、（６５）式、（６６）式を満足する領域であり、
　Ｆbru＞Ｆa0＞（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆb0　　　　　　（６９）
あるいは、
　Ｆbrd＜Ｆa0＜（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆb0　　　　　　（７０）
の領域である。
　上記改善領域を、図２の縦軸（即ち、周波数軸）で見ると、両矢印Ｅ１、Ｅ２で示す領域であり、図２の横軸（即ち、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）軸）で見ると、改善領域と記入している領域である。縦軸の両矢印Ｅ１、Ｅ２で示す領域は、共振モードＢの共振周波数Ｆb0のわずかに上、即ち、（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆb0から共振モードＢの高い反共振周波数Ｆbruまでの範囲と、共振モードＢの共振周波数Ｆb0のわずかに下、即ち、（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆb0から共振モードＢの低い反共振周波数Ｆbrdまでの範囲とである。
　横軸の改善領域は、共振モードＡの共振周波数Ｆa0（即ち、曲線Ｄ１）が、共振モードＢの共振周波数Ｆb0のわずかに上、即ち、（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆb0 （即ち、曲線Ｄ６）との交点から下の領域と、共振モードＡの共振周波数Ｆa0（即ち、曲線Ｄ１）が、共振モードＢの共振周波数Ｆb0のわずかに下、即ち、（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆb0（即ち、曲線Ｄ５）との交点から上の領域とである。
　そして、上記改善領域内に、共振モードＡの共振周波数Ｆa0が入るように、（３）式、（４）式、（５）式、（６）式を用いて長さ（Ｌｍ＋Ｓ）を決定することにより、リターンロスを改善することができる。
　換言すると、共振モードＡの共振周波数Ｆa0が、共振モードＢの共振周波数Ｆb0のわずかに上、即ち、（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆb0から共振モードＢの高い反共振周波数Ｆbruまでの範囲か、共振モードＢの共振周波数Ｆb0のわずかに下、即ち、（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆb0 から共振モードＢの低い反共振周波数Ｆbrdまでの範囲内に入るように、（３）式、（４）式、（５）式、（６）式を用いて長さ（Ｌｍ＋Ｓ）を決定することにより、リターンロスを改善することができる。
　図２において、○の記号は、シミュレーションの結果により、リターンロスが改善しているアンテナ、即ち、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）が１１．２、１６．２、２６．２、３０．２、３５．２ｍｍの各アンテナの共振モードＡの共振周波数Ｆa0と共振モードＢの共振周波数Ｆb0とを示す。
　また、図２において、×の記号は、シミュレーションの結果により、リターンロスが劣化しているアンテナ、即ち、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）が２１．２ｍｍのアンテナの共振モードＡの共振周波数Ｆa0と共振モードＢの共振周波数Ｆb0とを示す。
　図２から、計算式で求めた改善領域と、シミュレーション結果から判断した改善領域のＦa0とＦb0（即ち、○の記号の位置）が良く一致していることがわかる。そして、図２から、計算式で求めた劣化領域と、シミュレーション結果から判断した劣化領域のＦa0とＦb0（即ち、×の記号の位置）が良く一致していることがわかる。即ち、上述した計算式による計算結果が正しいことが証明された。
　また、本実施形態においては、第１の素子２３及び第２の素子２４のうちのインダクタンス形状３４、４０以外の線路部に折れ曲がった部分を設けるように構成したので、変形折り返しダイポールアンテナ２１のエレメント高さＨを低くすることができる。
　（第２実施形態）
　図２１は、本開示の第２実施形態を示すものである。尚、第１実施形態と同一構成には、同一符号を付している。第２実施形態の変形折り返しダイポールアンテナ２１の具体的構成は、第１実施形態と同じである。第１実施形態では、リターンロスの改善領域と劣化領域を決定するに際して、共振モードＢの低い反共振周波数Ｆbrdと高い反共振周波数Ｆbruに基づいて計算するように構成したが、第２実施形態では、共振モードＡの低い反共振周波数Ｆardと高い反共振周波数Ｆaruに基づいて計算するように構成した。以下、第２実施形態について、具体的に説明する。
　図２１は、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）と周波数の関係を示すグラフであり、この図２１によって、リターンロスの改善領域と劣化領域を決定する計算方法について説明する。図２１において、曲線Ｄ１は、共振モードＡの共振周波数Ｆa0を示し、曲線Ｄ２は、共振モードＢの共振周波数Ｆb0を示す。これらＦa0及びＦb0は、（３）式、（４）式、（５）式、（６）式と長さ（Ｌｍ＋Ｓ）とから求めた。尚、λaの比例定数Ｃａ１、λaの定数Ｃａ０、λbの比例定数Ｃｂ１、λbの定数Ｃｂ０としては、図７で求めた値を使用した。また、第１の素子２３と第２の素子２４を接続する短絡素子７０の配設位置を変更すると、λbの比例定数Ｃｂ１とλbの定数Ｃｂ０の値が変化する。
　図２１において、曲線Ｄ４１は、共振モードＡの高い反共振周波数Ｆaruを示す。尚、共振モードＡの低い反共振周波数Ｆardは、図２１には示されておらず、図２１に示す領域の外にある。これらＦard及びＦaruは、（７ａ）式、（７ｂ）式から求めた。
　図２において、曲線Ｄ５１は、Ｆa0（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））を示し、曲線Ｄ６１は、Ｆa0（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））を示す。これらＦa0（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））、Ｆa0（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））は、（６７）式、（６８）式から求めたものであり、劣化領域と改善領域を分ける境界である。曲線Ｄ５１、Ｄ６１、Ｆa0の曲線Ｄ１よりわずかに下と上に位置する。尚、Δｆmは、図１６で求めた定数を用いて、（５９）式で求めた。
　リターンロスの改善領域は、（６７）式、（６８）式を満足する領域であり、
　Ｆaru＞Ｆb0＞（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆa0　　　　　　（７１）
あるいは、
　Ｆard＜Ｆb0＜（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆa0　　　　　　（７２）
の領域である。
　上記改善領域を、図２１の縦軸（即ち、周波数軸）で見ると、両矢印Ｅ１１、Ｅ２１で示す領域であり、図２１の横軸（即ち、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）軸）で見ると、改善領域と記入している領域である。縦軸の両矢印Ｅ１１、Ｅ２１で示す領域は、共振モードＡの共振周波数Ｆa0のわずかに上、即ち、（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆa0から共振モードＡの高い反共振周波数Ｆaruまでの範囲と、共振モードＡの共振周波数Ｆa0のわずかに下、即ち、（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆa0から共振モードＡの低い反共振周波数Ｆardまでの範囲とである。
　横軸の改善領域は、共振モードＢの共振周波数Ｆb0（即ち、曲線Ｄ２）が、共振モードＡの共振周波数Ｆa0のわずかに上、即ち、（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆa0 （即ち、曲線Ｄ６１）との交点から下の領域と、共振モードＢの共振周波数Ｆb0（即ち、曲線Ｄ２）が、共振モードＡの共振周波数Ｆa0のわずかに下、即ち、（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆa0（即ち、曲線Ｄ５１）との交点から上の領域とである。
　そして、上記改善領域内に、共振モードＢの共振周波数Ｆb0が入るように、（３）式、（４）式、（５）式、（６）式を用いて長さ（Ｌｍ＋Ｓ）を決定することにより、リターンロスを改善することができる。
　換言すると、共振モードＢの共振周波数Ｆb0が、共振モードＡの共振周波数Ｆa0のわずかに上、即ち、（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆa0から共振モードＡの高い反共振周波数Ｆaruまでの範囲か、共振モードＡの共振周波数Ｆa0のわずかに下、即ち、（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆa0から共振モードＡの低い反共振周波数Ｆardまでの範囲内に入るように、（３）式、（４）式、（５）式、（６）式を用いて長さ（Ｌｍ＋Ｓ）を決定することにより、リターンロスを改善することができる。
　図２１において、○の記号は、シミュレーションの結果により、リターンロスが改善しているアンテナ、即ち、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）が１１．２、１６．２、２６．２、３０．２、３５．２ｍｍの各アンテナの共振モードＡの共振周波数Ｆa0と共振モードＢの共振周波数Ｆb0とを示す。
　そして、図２１において、×の記号は、シミュレーションの結果により、リターンロスが劣化しているアンテナ、即ち、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）が２１．２ｍｍのアンテナの共振モードＡの共振周波数Ｆa0と共振モードＢの共振周波数Ｆb0とを示す。
　図２１から、計算式で求めた改善領域と、シミュレーション結果から判断した改善領域のＦa0とＦb0（即ち、○の記号の位置）が良く一致していることがわかる。そして、図２１から、計算式で求めた劣化領域と、シミュレーション結果から判断した劣化領域のＦa0とＦb0（即ち、×の記号の位置）が良く一致していることがわかる。即ち、計算式による計算結果が正しいことが証明された。
　尚、上述した以外の第２実施形態の構成は、第１実施形態の構成と同じ構成となっている。従って、第２実施形態においても、第１実施形態とほぼ同じ作用効果を得ることができる。
　（第３実施形態）
　図２２（ａ）から図２２（ｃ）、図２３は、本開示の第３実施形態を示すものである。尚、第１実施形態と同一構成には、同一符号を付している。第３実施形態では、第１の素子７２は、第１Ｌ字部２６と、広い導体７３とを備えている。広い導体７３は、例えば高周波回路のグランドで構成されている。第１Ｌ字部２６の短辺部２９の先端部と、広い導体７３との接続点が入力端子７４となっている。
　第２の素子７５は、第１の素子７２の第１Ｌ字部２６と対向して配置され、且つ、第１Ｌ字部２６とほぼ同じ形状のＬ字部７６を備えている。Ｌ字部７６は、長辺部２８と短辺部２９を備え、長辺部２８に内側突き出し部３９、即ち、インダクタンス形状４０が設けられている。Ｌ字部７６の短辺部２９の先端部が入力端子７７となっている。この構成の場合、入力端子７４と入力端子７７が給電点となっている。本実施形態の小型アンテナは、小型モノポールアンテナとして構成されている。
　基板２２は、誘電体からなる例えばプリント配線基板で構成されている。基板２２の第２の素子７５が配設された面に、高周波回路７８が設けられている。また、第１の素子７２と第２の素子７５を短絡する短絡素子７０は、第１の素子７２のＬ字部２６の先端部と、第２の素子７５のＬ字部７６の長辺部２８の先端部とを接続するスルーホール７１（図２２（ｂ）参照）を備えている。
　本実施形態においては、第１の素子７２の短辺部２９の長さＳを例えば６．２ｍｍとし、長辺部２８の長手方向長さのうちのインダクタンス形状３４を除く部分の長さＬｍを例えば５、１０、１５、２０、２４、または、２９ｍｍとした。これにより、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）は、１１．２、１６．２、２１．２、２６．２、３０．２、または３５．２ｍｍに設定した。そして、全ての線路幅φｉを例えば０．２ｍｍ、内側突き出し部３３の高さＨｉを例えば６ｍｍ、基部の幅Ｗｉを例えば０．６ｍｍ、誘電体の基板２２の厚さｔを０．８ｍｍとした。また、基板２２の比誘電率εを４．９、誘電体の誘電体損tanδを０．０２５とした。このような設定条件でシミュレーションした結果、リターンロスが改善しているアンテナは、図２４に示すように、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）が１１．２、１６．２ｍｍのものであった。反対に、リターンロスが劣化しているアンテナは、図２４に示すように、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）が２１．１、２６．２、３０．２、３５．２ｍｍのものであった。
　尚、図２４は、長さＬｍを例えば５、１０、１５、２０、２４、２９ｍｍと変化させたときに、リターンロスの変化をシミュレーションして求めた結果を示す図である。この図２４においては、横軸を周波数とし、縦軸をリターンロスとしている。そして、図２４において、曲線Ｂ１１は、長さＬｍが５ｍｍであるときのリターンロスの変化を示す。曲線Ｂ２１は、長さＬｍが１０ｍｍであるときのリターンロスの変化を示す。曲線Ｂ３１は、長さＬｍが１５ｍｍであるときのリターンロスの変化を示す。曲線Ｂ４１は、長さＬｍが２０ｍｍであるときのリターンロスの変化を示す。曲線Ｂ５１は、長さＬｍが２４ｍｍであるときのリターンロスの変化を示す。曲線Ｂ６１は、長さＬｍが２９ｍｍであるときのリターンロスの変化を示す。
　また、図２５は、第１の素子３及び第２の素子４の長さ（Ｌｍ＋Ｓ）を変化させたときの共振モードＡ、Ｂの波長λａ、λｂの変化をシミュレーションして求めた結果を示す図である。図２５においては、横軸を長さ（Ｌｍ＋Ｓ）とし、縦軸を共振時の波長としている。図２５において、直線Ｑ１１は共振モードＡの波長λａの変化を示し、直線Ｑ２１は共振モードＢの波長λｂの変化を示す。また、２つの共振周波数Ｆa0、Ｆb0と、共振時の２つの波長λａ、λｂとの間には、次のような関係式が成立する。
　λａ＝Ｃ／Ｆa0　　　　　　　　　　　　　（１）
　λｂ＝Ｃ／Ｆb0　　　　　　　　　　　　　（２）
　但し、Ｃは光速である。
　また、図２５に示す２つの直線Ｑ１１、Ｑ２１を、式で表すと、次の２つの式となる。
　λａ＝Ｃａ１１＊（Ｌｍ＋Ｓ）＋Ｃａ０１　　　　　　　　　　（３－１）
　λｂ＝Ｃｂ１１＊（Ｌｍ＋Ｓ）＋Ｃｂ０１　　　　　　　　　　（４－１）
　Ｆa0＝Ｃ／λａ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（５）
　Ｆb0＝Ｃ／λｂ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（６）
　但し、Ｃａ１１は直線Ｑ１１の傾き（λａの比例定数）、Ｃａ０は直線Ｑ１１の切片（λａの定数）、Ｃｂ１１は直線Ｑ２１の傾き（λｂの比例定数）、Ｃｂ０１は直線Ｑ２１の切片（λｂの定数）である。
　（１）、（２）、（３－１）、（４－１）式より、第１の素子７３及び第２の素子７５の長さ（Ｌｍ＋Ｓ）から２つの共振モードＡ、Ｂの共振周波数Ｆa0、Ｆb0を計算式で求められることがわかる。
　さて、図２３は、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）と周波数の関係を示すグラフであり、この図２３に基づいてリターンロスの改善領域と劣化領域を説明する。図２３において、曲線Ｄ１２は、共振モードＡの共振周波数Ｆa0を示し、曲線Ｄ２２は、共振モードＢの共振周波数Ｆb0を示す。これらＦa0及びＦb0は、（３－１）式、（４－１）式、（５）式、（６）式と長さ（Ｌｍ＋Ｓ）とから求めた。尚、λaの比例定数Ｃａ１１、λaの定数Ｃａ０１、λbの比例定数Ｃｂ１１、λbの定数Ｃｂ０１としては、図２５で求めた値を使用した。また、第１の素子７２と第２の素子７５とに流れる電流方向が同一方向の共振モードが共振モードＡであり、電流方向が逆方向の共振モードが共振モードＢである。
　また、第１の素子７２と第２の素子７５を接続する短絡素子７０の配設位置を変更すると、λbの比例定数Ｃｂ１１とλbの定数Ｃｂ０１の値が変化する。
　図２３において、曲線Ｄ３２は、共振モードＢの低い反共振周波数Ｆbrdを示し、曲線Ｄ４２は、共振モードＢの高い反共振周波数Ｆbruを示す。これらＦbrd及びＦbruは、（８ａ）式、（８ｂ）式から求めた。
　図２３において、曲線Ｄ５２は、Ｆb0（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））を示し、曲線Ｄ６２は、Ｆb0（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））を示す。これらＦb0（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））、Ｆb0（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））は、（６５）式、（６６）式から求めたものであり、劣化領域と改善領域を分ける境界である。曲線Ｄ５２、Ｄ６２は、Ｆb0の曲線Ｄ２２よりわずかに下と上に位置する。尚、Δｆmは、図１６で求めた定数を用いて、（５９）式で求めた。
　リターンロスの改善領域は、（６５）式、（６６）式を満足する領域であり、
　Ｆbru＞Ｆa0＞（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆb0　　　　　　（６９）
あるいは、
　Ｆbrd＜Ｆa0＜（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆb0　　　　　　（７０）
の領域である。
　上記改善領域を、図２３の縦軸（即ち、周波数軸）で見ると、両矢印Ｅ１２、Ｅ２２で示す領域であり、図２３の横軸（即ち、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）軸）で見ると、改善領域と記入している領域である。縦軸の両矢印Ｅ１２、Ｅ２２で示す領域は、共振モードＢの共振周波数Ｆb0のわずかに上、即ち、（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆb0から共振モードＢの高い反共振周波数Ｆbruまでの範囲と、共振モードＢの共振周波数Ｆb0のわずかに下、即ち、（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆb0から共振モードＢの低い反共振周波数Ｆbrdまでの範囲とである。
　横軸の改善領域は、共振モードＡの共振周波数Ｆa0（即ち、曲線Ｄ１２）が、共振モードＢの共振周波数Ｆb0のわずかに上、即ち、（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆb0 （即ち、曲線Ｄ６２）との交点から下の領域と、共振モードＡの共振周波数Ｆa0（即ち、曲線Ｄ１２）が、共振モードＢの共振周波数Ｆb0のわずかに下、即ち、（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆb0（即ち、曲線Ｄ５２）との交点から上の領域とである。
　そして、上記改善領域内に、共振モードＡの共振周波数Ｆa0が入るように、（３－１）式、（４－１）式、（５）式、（６）式を用いて長さ（Ｌｍ＋Ｓ）を決定することにより、リターンロスを改善することができる。
　換言すると、共振モードＡの共振周波数Ｆa0が、共振モードＢの共振周波数Ｆb0のわずかに上、即ち、（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆb0から共振モードＢの高い反共振周波数Ｆbruまでの範囲か、共振モードＢの共振周波数Ｆb0のわずかに下、即ち、（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆb0 から共振モードＢの低い反共振周波数Ｆbrdまでの範囲内に入るように、（３－１）式、（４－１）式、（５）式、（６）式を用いて長さ（Ｌｍ＋Ｓ）を決定することにより、リターンロスを改善することができる。
　図２３において、○の記号は、シミュレーションの結果により、リターンロスが改善しているアンテナ、即ち、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）が１１．２、１６．２ｍｍの各アンテナの共振モードＡの共振周波数Ｆa0と共振モードＢの共振周波数Ｆb0とを示す。
　また、図２３において、×の記号は、シミュレーションの結果により、リターンロスが劣化しているアンテナ、即ち、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）が２１．２、２６．２、３０．２、３５．２ｍｍのアンテナの共振モードＡの共振周波数Ｆa0と共振モードＢの共振周波数Ｆb0とを示す。
　図２３から、計算式で求めた改善領域と、シミュレーション結果から判断した改善領域のＦa0とＦb0（即ち、○の記号の位置）が良く一致していることがわかる。また、図２３から、計算式で求めた劣化領域と、シミュレーション結果から判断した劣化領域のＦa0とＦb0（即ち、×の記号の位置）が良く一致していることがわかる。即ち、計算式による計算結果が正しいことが証明された。
　尚、上述した以外の第３実施形態の構成は、第１実施形態の構成と同じ構成となっている。従って、第３実施形態においても、第１実施形態とほぼ同じ作用効果を得ることができる。
　（第４実施形態）
　図２６は、本開示の第４実施形態を示すものである。尚、第３実施形態と同一構成には、同一符号を付している。第４実施形態の小型モノポールアンテナの具体的構成は、第３実施形態と同じである。第３実施形態では、リターンロスの改善領域と劣化領域を決定するに際して、共振モードＢの低い反共振周波数Ｆbrdと高い反共振周波数Ｆbruに基づいて計算するように構成したが、第４実施形態では、共振モードＡの低い反共振周波数Ｆardと高い反共振周波数Ｆaruに基づいて計算するように構成した。以下、第４実施形態について、具体的に説明する。
　図２６は、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）と周波数の関係を示すグラフであり、この図２６によって、リターンロスの改善領域と劣化領域を決定する計算方法について説明する。図２６において、曲線Ｄ１２は、共振モードＡの共振周波数Ｆa0を示し、曲線Ｄ２２は、共振モードＢの共振周波数Ｆb0を示す。これらＦa0及びＦb0は、（３－１）式、（４－１）式、（５）式、（６）式と長さ（Ｌｍ＋Ｓ）とから求めた。尚、λaの比例定数Ｃａ１１、λaの定数Ｃａ０１、λbの比例定数Ｃｂ１１、λbの定数Ｃｂ０１としては、図２５で求めた値を使用した。また、第１の素子７２と第２の素子７５を接続する短絡素子２５の配設位置を変更すると、λbの比例定数Ｃｂ１１とλbの定数Ｃｂ０１の値が変化する。
　図２６において、曲線Ｄ４３は、共振モードＡの高い反共振周波数Ｆaruを示す。尚、共振モードＡの低い反共振周波数Ｆardは、図２６には示されておらず、図２６に示す領域の外にある。これらＦard及びＦaruは、（８ａ）式、（８ｂ）式から求めた。
　図２６において、曲線Ｄ５３は、Ｆa0（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））を示し、曲線Ｄ６３は、Ｆa0（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））を示す。これらＦa0（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））、Ｆa0（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））は、（６７）式、（６８）式から求めたものであり、劣化領域と改善領域を分ける境界である。曲線Ｄ５３、Ｄ６３、Ｆa0の曲線Ｄ１２よりわずかに下と上に位置する。尚、Δｆmは、図１６で求めた定数を用いて、（５９）式で求めた。
　リターンロスの改善領域は、（６７）式、（６８）式を満足する領域であり、
　Ｆaru＞Ｆb0＞（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆa0　　　　　　（７１）
あるいは、
　Ｆard＜Ｆb0＜（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆa0　　　　　　（７２）
の領域である。
　上記改善領域を、図２６の縦軸（即ち、周波数軸）で見ると、両矢印Ｅ１３、Ｅ２３で示す領域であり、図２６の横軸（即ち、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）軸）で見ると、改善領域と記入している領域である。縦軸の両矢印Ｅ１３、Ｅ２３で示す領域は、共振モードＡの共振周波数Ｆa0のわずかに上、即ち、（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆa0から共振モードＡの高い反共振周波数Ｆaruまでの範囲と、共振モードＡの共振周波数Ｆa0のわずかに下、即ち、（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆa0から共振モードＡの低い反共振周波数Ｆardまでの範囲とである。
　横軸の改善領域は、共振モードＢの共振周波数Ｆb0（即ち、曲線Ｄ２２）が、共振モードＡの共振周波数Ｆa0のわずかに上、即ち、（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆa0 （即ち、曲線Ｄ６３）との交点から下の領域と、共振モードＢの共振周波数Ｆb0（即ち、曲線Ｄ２２）が、共振モードＡの共振周波数Ｆa0のわずかに下、即ち、（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆa0（即ち、曲線Ｄ５３）との交点から上の領域とである。
　そして、上記改善領域内に、共振モードＢの共振周波数Ｆb0が入るように、（３－１）式、（４－１）式、（５）式、（６）式を用いて長さ（Ｌｍ＋Ｓ）を決定することにより、リターンロスを改善することができる。
　換言すると、共振モードＢの共振周波数Ｆb0が、共振モードＡの共振周波数Ｆa0のわずかに上、即ち、（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆa0から共振モードＡの高い反共振周波数Ｆaruまでの範囲か、共振モードＡの共振周波数Ｆa0のわずかに下、即ち、（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆa0から共振モードＡの低い反共振周波数Ｆardまでの範囲内に入るように、（３－１）式、（４－１）式、（５）式、（６）式を用いて長さ（Ｌｍ＋Ｓ）を決定することにより、リターンロスを改善することができる。
　図２６において、○の記号は、シミュレーションの結果により、リターンロスが改善しているアンテナ、即ち、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）が１１．２、１６．２ｍｍの各アンテナの共振モードＡの共振周波数Ｆa0と共振モードＢの共振周波数Ｆb0とを示す。
　また、図２６において、×の記号は、シミュレーションの結果により、リターンロスが劣化しているアンテナ、即ち、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）が２１．２、２６．２、３０．２、３５．２ｍｍのアンテナの共振モードＡの共振周波数Ｆa0と共振モードＢの共振周波数Ｆb0とを示す。
　図２６から、計算式で求めた改善領域と、シミュレーション結果から判断した改善領域のＦa0とＦb0（即ち、○の記号の位置）が良く一致していることがわかる。また、図２６から、計算式で求めた劣化領域と、シミュレーション結果から判断した劣化領域のＦa0とＦb0（即ち、×の記号の位置）が良く一致していることがわかる。即ち、計算式による計算結果が正しいことが証明された。
　尚、上述した以外の第４実施形態の構成は、第３実施形態の構成と同じ構成となっている。従って、第４施形態においても、第３実施形態とほぼ同じ作用効果を得ることができる。
　（第５実施形態）
　図２７（ａ）ないし図３０は、本開示の第５実施形態を示すものである。尚、第１実施形態と同一構成には、同一符号を付している。第５実施形態では、短絡素子７０を設けないように構成した（即ち、第１の素子２３と第２の素子２４の間を絶縁するように構成した）。更に、第１の素子２３の線路の一部、例えばＬ字部２６、２７の短辺部２９、３１の線路幅Ｗ１を他の部分の線路幅より広くするように構成した。
　図２７（ａ）から図２７（ｄ）に示す構成のアンテナにおいては、短絡素子７０を設けないように構成することにより、Ｃｂ１（λbの比例定数）とＣｂ０（λbの定数）が変化し、インダクタンス形状３４までの長さ（Ｌｍ＋Ｓ）が例えば２１．２ｍｍの条件で、共振モードＡの共振周波数Ｆa0と共振モードＢの共振周波数Ｆb0の関係が（６９）式、（７２）式を満足するリターンロスの改善領域になっている。
　また、図２７（ａ）から図２７（ｄ）に示す構成のアンテナでは、短辺部２９、３１の線路幅Ｗ１を例えば２０ｍｍに設定した。尚、インダクタンス形状３４の線路幅を細くすれば細くするほど、インダクタンス成分が増加することから、インダクタンス形状３４、４０の形成部分の線路幅は、最小可能線路幅（即ち、線路幅の下限値である例えば０．２ｍｍ）に設定しておくことが、小型化の面から望ましい。
　また、図２７（ａ）から図２７（ｄ）に示す構成のアンテナでは、長辺部２８、３０の長手方向長さＬを例えば２０．８ｍｍ、長辺部２８、３０のインダクタンス形状３４を除く部分の長さＬｍを例えば１５．１ｍｍ、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）を例えば２１．２ｍｍに設定した。エレメント高さＨを例えば１２．４ｍｍに設定した。そして、短辺部２９、３１以外の線路の線路幅φｉを例えば０．２ｍｍ、内側突き出し部３３の高さＨｉを例えば６ｍｍ、基部の幅Ｗｉを例えば０．６ｍｍ、誘電体の基板２２の厚さｔを０．８ｍｍと設定した。
　また、図１３から、インダクタンス形状３４、４０の半楕円個数Ｎｉが８個で短絡素子が有る場合の定数Ｒａ、Δａ、Ｒｂ、Δｂは、下記のように求められる。
　Ｒａ＝０．３３
　Δａ＝０．０２９
　Ｒｂ＝０．３８
　Δｂ＝０．０４５
　これらのを（５９）式に代入すると、
　Δｆｍ＝０．０１３　　　　　　　　　　　（７３）
が得られる。
　第５実施形態においては、短絡素子は無いが、劣化範囲境界の周波数比Δｆｍは、一桁大きくなるような変化をしないことから、余裕をもたせ、上記（７３）式の値を１０倍した値をΔｆｍと設定して、この値が正しいかどうかを以下確認する。
　Δｆｍ＝０．０１３＊１０＝０．１３　　　　　　（７４）
　図２８は、図２７（ａ）から図２７（ｄ）に示す構成のアンテナについて、誘電体の比誘電率εを４．９、誘電体の誘電体損tanδを０．０２５と設定した条件でシミュレーションした結果のリターンロスを示す。図２８の横軸は周波数を示し、縦軸はリターンロスを示す。図２８において、線Ｇ１は、線路幅Ｗ１を２０ｍｍに設定したもののリターンロスを示す。破線Ｇ２は、線路幅Ｗ１を０．２ｍｍに設定したもののリターンロスを示す。また、Ｆb03は、共振モードＢの３倍の高調波の共振周波数である。
　図２８から、共振モードＡの共振周波数Ｆa0と共振モードＢの共振周波数Ｆb0が離れ、更に、これらＦa0、Ｆb0が（６９）式、（７２）式を満足するリターンロスの改善領域の関係になっていることがわかる。尚、共振モードがＡであるかＢであるかの判断は、シミュレーションによって電流分布を解析した結果で判定することができる。
　図２８から、共振モードＡの共振周波数Ｆa0のリターンロスが－１５ｄＢと改善できていることがわかる。このように改善できる理由は、２つの共振周波数Ｆa0、Ｆb03を離し、これら共振周波数Ｆa0、Ｆb03が（７０）式、（７１）式を満足するリターンロスの改善領域の関係にした上で、インダクタンス形状等の線路幅φi（例えば０．２ｍｍ）よりも、第１の素子２３の一部（例えば短辺部２９，３１）の線路幅Ｗ１を例えば２０ｍｍと広くしていることによる。
　次に、Ｆa0、Ｆb03が（７０）式、（７１）式を満足することを確認する。
　図２８のグラフＧ１（即ち、Ｗ１＝２０ｍｍ）から、共振モードＡの共振周波数Ｆa0、共振モードＢの３倍の高調波の共振周波数Ｆb03の各値を求め、（７ｂ）式、（９ｃ）式に代入すると、
　Ｆa0＝１４７０ＭＨｚ
　Ｆb03＝２１５７ＭＨｚ
　Ｆaru＝２Ｆa0＝２９４０ＭＨｚ
　Ｆbrd＝２Ｆb03／３＝１４３８ＭＨｚ
となる。（７４）式の値を用いて、（７０）式、（７１）式を確認すると、下記のように満足することがわかる。
　Ｆbrd＝１４３８＜１４７０＝Ｆa0
＜１６６１＝（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆb03　　　　（７０）
　Ｆaru＝２９４０＞２１５７＝Ｆb03
＞１９０９＝（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆa0　　　　　（７１）
　次に、線路幅Ｗ１を更に広くして例えば２９ｍｍに設定した構成のアンテナについて、シミュレーションした結果のインピーダンスチャート及びリターンロスの変化を、図２９及び図３０に示す。
　図２９において、実線Ｉ１は、Ｗ１＝２０ｍｍの構成のインピーダンスチャートを示す。破線Ｉ２は、Ｗ１＝０．２ｍｍの構成のインピーダンスチャートを示す。実線Ｉ３は、Ｗ１＝２９ｍｍの構成のインピーダンスチャートを示す。図２９から、Ｗ１を０．２ｍｍから２０ｍｍに広げると、共振周波数Ｆa0のインピーダンスの円は小さくなり、共振周波数Ｆa0のインピーダンスは、基準インピーダンス（例えば５０Ω）の点ＰＢに近づく。しかし、さらにＷ１を広げて２９ｍｍにすると、共振周波数Ｆa0のインピーダンスの円はさらに小さくなり、共振周波数Ｆa0のインピーダンスは、基準インピーダンスの点ＰＢから離れていく。
　また、図３０において、横軸は周波数を示し、縦軸はリターンロスを示す。図３０において、実線Ｇ１１は、線路幅Ｗ１を２０ｍｍに設定したもののリターンロスを示す。破線Ｇ２１は、線路幅Ｗ１を０．２ｍｍに設定したもののリターンロスを示す。実線Ｇ３１は、線路幅Ｗ１を２９ｍｍに設定したもののリターンロスを示す。この図３０から、線路幅Ｗ１を０．２ｍｍから２０ｍｍに広くすると、リターンロスを改善できるが、広げすぎると、例えば線路幅Ｗ１を２９ｍｍに設定すると、リターンロスが悪化することがわかる。
　即ち、第１の素子２３のインダクタンス形状３４以外の線路の少なくとも一部の線路幅Ｗ１をインダクタンス形状３４の線路幅以上に広くすることによって、共振周波数Ｆa0のリターンロスを改善できるが、線路幅Ｗ１の広げる幅に最適値（例えば２０ｍｍ）があることもわかる。尚、線路幅Ｗ１をさらに広くすると、例えば２９ｍｍよりも広くすると、線路幅Ｗ１の線路（即ち、短辺部２９、３１）と、インダクタンス形状３４の半楕円の線路とが重なってしまい、アンテナとして機能しなくなる。従って、第１の素子２３の一部の線路幅Ｗ１としては、リターンロスの性能改善面から最適値があると共に、他の線路と重なってしまうという物理的な上限値もある。
　尚、上述した以外の第５実施形態の構成は、第１実施形態の構成と同じ構成となっている。従って、第５施形態においても、第１実施形態とほぼ同じ作用効果を得ることができる。
　（第６実施形態）
　図３１（ａ）ないし図３３（ｄ）は、本開示の第６実施形態を示すものである。尚、第１実施形態と同一構成には、同一符号を付している。第６実施形態では、インダクタンス形状３４、４０の代わりに、線路の一部を方形のらせん構造からなるインダクタンス形状を用いた。そして、第６実施形態では、短絡素子７０を設けないように構成（即ち、第１の素子２３と第２の素子２４の間を絶縁するように構成）した。以下、第６実施形態について、具体的に説明する。
　図３１（ａ）に示すように、第１の素子２３は、導体パターンにより形成された給電側平行部２５を備え、給電側平行部２５は第１Ｌ字部２６と第２Ｌ字部２７とを備える。第１Ｌ字部２６は、長辺部２８と短辺部２９を備える。第２Ｌ字部２７も第１Ｌ字部２６と同様の構成であり、長辺部３０と短辺部３１を備える。短辺部２９、３１の先端部が給電点３２となっている。
　また、第１Ｌ字部２６、第２Ｌ字部２７には、その一部である長辺部２８、３０の先端部にインダクタンス形状４１、４１が形成されている。インダクタンス形状４１は、基板２２の面内において、第１Ｌ字部２６、第２Ｌ字部２７によって囲われる内側方向に突き出している。インダクタンス形状４１は、図３１（ｄ）に示すように、長辺部２８、３０の直線状の導体パターンを内側方向に延長し、延長した部分で方形らせん構造４２を形成している。
　第６実施形態では、図３１（ｄ）に示すように、方形らせん構造４２の導体パターンの線路幅φｉを例えば０．２ｍｍ、方形らせん構造４２の巻数Ｎｒを例えば６回、方形らせん構造４２のギャップＧｒを例えば０．２ｍｍ、方形らせん構造４２の幅Ｗｒを例えば４．９ｍｍ、方形らせん構造４２の高さＨｒを例えば４．９ｍｍとしている。
　また、図３１（ａ）に示すように、第１Ｌ字部２６及び第２Ｌ字部２７の長辺部２８、３０の長手方向長さ（即ち、エレメント長）をＬ（例えば２０ｍｍ）、長辺部２８、３０の長手方向長さのうちのインダクタンス形状４１を除く部分の長さをＬｍ（例えば１５ｍｍ）、長辺部２８、３０の対向する距離（エレメント高さ）をＨ（例えば１２．４ｍｍ）とする。長辺部２８、３０の線路幅は、インダクタンス形状４１の線路幅と同じであり、φｉ（例えば０．２ｍｍ）とする。短辺部２９、３１の長さをＳ、短辺部２９、３１の線路幅は、インダクタンス形状４１の線路幅と同じであり、φｉ（例えば０．２ｍｍ）とする。
　また、第２の素子２４は、図３１（ｃ）に示すように、導体パターンにより形成された非給電側平行部３５を備え、非給電側平行部３５は一対の対向辺部３６、３７と連結辺部３８を備える。対向辺部３６、３７は、互いに平行であり、長さおよび幅は互いに同一である。対向辺部３６、３７は、その長さが前述したＬ（即ち、エレメント長）になっている。これら対向辺部３６、３７の線路幅は、Ｗ４（例えば５ｍｍ）となっており、第１Ｌ字部２６及び第２Ｌ字部２７の線路幅φｉ（例えば０．２ｍｍ）よりも広くなっている。連結辺部３８は、その長さ（即ち、エレメント高さ）がＨとなっており、線路幅は、Ｗ２（例えば５ｍｍ）となっており、第１Ｌ字部２６及び第２Ｌ字部２７の線路幅φｉよりも広くなっている。
　対向辺部３６、３７の先端部には、インダクタンス形状４３、４３が形成されている。インダクタンス形状４３は、基板２２の面内において、対向辺部３６、３７、連結辺部３８によって囲われる内側方向に突き出している。インダクタンス形状４３は、図３１（ｃ）、（ｄ）に示すように、対向辺部３６、３７の幅方向中心から線路幅φｉの導体パターンを対向辺部３６、３７に沿う方向に延長し、延長した部分で方形らせん構造４２を形成している。尚、インダクタンス形状４３の方形らせん構造４２の形状及び各部の大きさは、インダクタンス形状４１の方形らせん構造４２の形状及び各部の大きさと同じである。
　また、第６実施形態では、２つの共振周波数Ｆa0、Ｆb0の関係が（６９）式、（７２）式を満足するリターンロスの改善領域内になるように、インダクタンス形状までの長さ（Ｌｍ＋Ｓ）が決定されている。また、第１の素子２３と第２の素子２４の線路を折り曲げることにより、エレメント高さＨを低くすることができる。
　尚、インダクタンス形状４３の線路幅を細くすれば細くするほど、インダクタンス成分が増加することから、インダクタンス形成４３の線路幅は、最小可能線路幅（即ち、線路幅の下限値）にしておくことが小型化の面から望ましい。
　第６実施形態では、短絡素子が無く、且つ、インダクタンス形状４１、４３が方形のらせん構造４２になっているが、劣化範囲境界の周波数比Δｆｍは、一桁大きくなるような変化をしないことから、余裕をもたせ、（７３）式の値を１０倍した（７４）式の値をΔｆｍとして用いることにする。
　図３２において、実線Ｙ１は、誘電体の比誘電率εを例えば４．９、誘電体の誘電体損tanδを例えば０．０２５と設定し、導体パターン（線路）の導電率として銅（Ｃｕ）の導電率を使用した条件でシミュレーションした結果、得られたリターンロスを示す。図３２の横軸は周波数を示し、縦軸はリターンロスを示す。尚、図３２に示す破線Ｙ２は、Ｗ２＝Ｗ４＝０．２ｍｍに設定した構成について同じ条件でシミュレーションした結果、得られたリターンロスを示す。
　図３２から、共振モードＡの共振周波数Ｆa0と共振モードＢの共振周波数Ｆb0が離れ、更に、これらＦa0、Ｆb0が（６９）式、（７２）式を満足するリターンロスの改善領域の関係になっていることがわかる。尚、共振モードがＡであるかＢであるかの判断は、シミュレーションによって電流分布を解析した結果で判定することができる。
　そして、図３２から、線路幅Ｗ２及びＷ４を０．２ｍｍから５ｍｍに広げることにより、共振モードＡの共振周波数Ｆa0のリターンロスが、－１３ｄＢから－１７ｄＢへ改善できていることがわかる。
　このように改善できる理由は、２つの共振周波数Ｆa0、Ｆb0を離し、これら共振周波数Ｆa0、Ｆb0 が（７０）式、（７１）式を満足するリターンロスの改善領域の関係にした上で、インダクタンス形状の線路幅φi（例えば０．２ｍｍ）よりも、第２の素子２４の一部(例えば連結辺部３８及び対向辺部３６、３７)の線路幅Ｗ２及びＷ４を５ｍｍと広くしていることによる。
　次に、Ｆa0、Ｆb0 が（７０）式、（７１）式を満足することを確認する。
　図３２の実線Ｙ１（即ち、Ｗ２＝Ｗ４＝５ｍｍ）のグラフから、共振モードＡの共振周波数Ｆa0、共振モードＢの３倍の高調波の共振周波数Ｆb03の各値を求め、（７ｂ）式、（９ｃ）式に代入すると、
　Ｆa0＝１０５３ＭＨｚ
　Ｆb03＝１４７９ＭＨｚ
　Ｆaru＝２Ｆa0＝２１０６ＭＨｚ
　Ｆbrd＝２Ｆb03／３＝９８６ＭＨｚ
となる。（７４）式の値を用いて、（７０）式、（７１）式を確認すると、下記のように満足することがわかる。
　Ｆbrd＝９８６＜１０５３＝Ｆa0
＜１１３９＝（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆb03　　　　（７０）
　Ｆaru＝２１０６＞１４７９＝Ｆb03
＞１３６８＝（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆa0　　　　　（７１）
　尚、第２の素子２４の一部、例えば連結辺部３８の線路幅Ｗ２及び対向辺部３６、３７の線路幅Ｗ４としては、前述したように、リターンロスの性能改善面から線路幅に最適値があると共に、他の線路と重なってしまうという物理的な上限値もある。
　また、上述した以外の第６実施形態の構成は、第１実施形態の構成と同じ構成となっている。従って、第６実施形態においても、第１実施形態とほぼ同じ作用効果を得ることができる。
　（第７実施形態）
　図３３（ａ）から図３４は、本開示の第７実施形態を示すものである。尚、第１実施形態と同一構成には、同一符号を付している。第７実施形態では、第１の素子２３と第２の素子２４とを短絡する短絡素子７０を設けると共に、第１の素子２３及び第２の素子２４のうちのインダクタンス形状３４、４０以外の線路部に折れ曲がった部分がないように構成した。以下、第７実施形態について、具体的に説明する。
　図３３（ａ）に示すように、第１の素子２３は、導体パターンにより形成された給電側直線状部４５を備え、給電側直線状部４５は、互いに向かい合うように配置された第１直線状部４６と第２直線状部４７を備える。第１直線状部４６及び第２直線状部４７の対向する先端部が給電点３２となっている。
　第１直線状部４６の一部である図３３（ａ）中の上半部には、インダクタンス形状３４が形成され、第２直線状部４７の一部である図３３（ａ）中の下半部には、インダクタンス形状３４が形成されている。インダクタンス形状３４は、基板２２の面内において、図３３（ａ）中の右方へ突き出している。インダクタンス形状３４は、図３３（ｄ）に示すように、第１直線状部４６及び第２直線状部４７の幅方向中心から線路幅φｉの導体パターンを、第１直線状部４６及び第２直線状部４７に沿う方向に延長し、延長した部分で半楕円形状の内側突き出し部３３を連続的にＮｉ個形成して構成されている。
　尚、図３３（ｄ）に示すように、内側突き出し部３３の基部の幅をＷｉ、高さをＨｉ、線路幅をφｉとする。また、インダクタンス形状３４一つ分の内側突き出し部３３の形成個数をＮｉとする。第７実施形態のインダクタンス形状３４においては、１個の半楕円形状（即ち、内側突き出し部３３）が三箇所の曲げ構造を有している。そして、第７実施形態では、半楕円形状（即ち、内側突き出し部３３）の個数Ｎｉが例えば５個であるから、１１箇所の曲げ構造を有するインダクタンス形状３４となる。
　また、図３３（ａ）に示すように、第１直線状部４６及び第２直線状部４７の長さ（エレメント長）をＬ、第１直線状部４６及び第２直線状部４７の長さのうちのインダクタンス形状３４を除く部分の長さを（Ｌｍ＋Ｓ）とする。第１直線状部４６及び第２直線状部４７のうちのインダクタンス形状３４を除く部分の線路幅Ｗ１は、インダクタンス形状３４の線路幅φｉ（例えば０．２ｍｍ）よりも広い。本実施形態の場合、エレメント長Ｌを例えば１１．２ｍｍ、インダクタンス形状までの長さ（Ｌｍ＋Ｓ）を例えば７．２ｍｍ、φｉを例えば０．２ｍｍ、第１の素子３の第１直線状部４６及び第２直線状部４７の線路幅Ｗ１を例えば２ｍｍ、半楕円形状の高さＨｉを６ｍｍ、半楕円形状の幅Ｗｉを０．６ｍｍ、誘電体（基板２２）の厚さｔを例えば０．８ｍｍに設定している。
　また、第２の素子２４は、図３３（ｃ）に示すように、導体パターンにより形成された非給電側直線状部４８を備えている。非給電側直線状部４８の線路幅は、第１の素子２３のインダクタンス形状３４形成部分の導体パターンの線路幅φｉ（例えば０．２ｍｍ）と同じになっている。非給電側直線状部４８の両端部には、インダクタンス形状４０、４０が形成されている。インダクタンス形状４０は、基板２２の面内において、図３３（ｃ）中の左方へ突き出している。インダクタンス形状４０は、図３３（ｃ）に示すように、非給電側直線状部４８の線路幅φｉの導体パターンを延長し、延長した部分で半楕円形状の内側突き出し部３３を連続的にＮｉ個形成して構成されている。尚、インダクタンス形状４０の内側突き出し部３３の形状及び各部の大きさは、第１の素子２３のインダクタンス形状３４の内側突き出し部３３の形状及び各部の大きさと同じである。
　また、第７実施形態では、図１８（ｂ）に示すように、第１の素子２３と第２の素子２４は、短絡素子７０によって接続（短絡）されている。短絡素子７０は、第１の素子２３の第１直線状部４６の上端部と、第２の素子４の非給電側直線状部４８の上端部とを接続するスルーホール７１と、第１の素子２３の第２直線状部４７の下端部と、第２の素子４の非給電側直線状部４８の下端部とを接続するスルーホール７１とを備えている。
　第７実施形態においては、短絡素子７０を設けように構成され、更に、２つの共振周波数Ｆa0、Ｆb0の関係が（６９）式、（７２）式を満足するリターンロスの改善領域内になるように、インダクタンス形状までの長さ（Ｌｍ＋Ｓ）が決定されている。
　尚、インダクタンス形状３４、４０の線路幅を細くすれば細くするほど、インダクタンス成分が増加することから、インダクタンス形成３４、４０の線路幅は、最小可能線路幅（即ち、線路幅の下限値）にしておくことが小型化の面から望ましい。
　第７実施形態においては、インダクタンス形状以外の線路部の折れ曲りが無く、半楕円個数Ｎｉが５個になっているが、劣化範囲境界の周波数比Δｆｍは、一桁大きくなるような変化をしないことから、余裕をもたせ、（７３）式の値を１０倍した（７４）式の値をΔｆｍとして用いることにする。
　図３４において、曲線Ｚ１は、誘電体の比誘電率εを例えば４．９、誘電体の誘電体損tanδを例えば０．０２５と設定し、導体パターン（線路）の導電率として銅（Ｃｕ）の導電率を使用した条件でシミュレーションした結果、得られたリターンロスを示す。図３４の横軸は周波数を示し、縦軸はリターンロスを示す。尚、図３４に示す曲線Ｚ２は、線路幅Ｗ１を０．２ｍｍに設定した構成について同じ条件でシミュレーションした結果、得られたリターンロスを示す。
　図３４から、共振モードＡの共振周波数Ｆa0と共振モードＢの共振周波数Ｆb0が離れ、更に、これらＦa0、Ｆb0が（６９）式、（７２）式を満足するリターンロスの改善領域の関係になっていることがわかる。尚、共振モードがＡであるかＢであるかの判断は、シミュレーションによって電流分布を解析した結果で判定することができる。
　そして、図３４から、線路幅Ｗ１を０．２ｍｍから２ｍｍに広げることにより、共振モードＡの共振周波数Ｆa0のリターンロスが、－８ｄＢから－１３ｄＢへ改善できていることがわかる。このように改善できる理由は、２つの共振周波数Ｆa0、Ｆb0を離し、これら共振周波数Ｆa0、Ｆb0 が（６９）式、（７２）式を満足するリターンロスの改善領域の関係にした上で、インダクタンス形状の線路幅φi（例えば０．２ｍｍ）よりも、第１の素子２３の一部(例えば第１直線状部４６及び第２直線状部４７)の線路幅Ｗ１を２ｍｍと広くしていることによる。尚、第１の素子２３の一部の線路幅Ｗ１としては、前述のように、リターンロスの性能改善面から線路幅に最適値がある。
　次に、Ｆa0、Ｆb0 が（６９）式、（７２）式を満足することを確認する。
　図３４の曲線Ｚ１（即ち、Ｗ１＝２ｍｍ）のグラフから、共振モードＡの共振周波数Ｆa0、共振モードＢの共振周波数Ｆb0を求め、（７ａ）式、（８ｂ）式に代入すると、
　Ｆa0＝２９７０ＭＨｚ
　Ｆb0＝２２６６ＭＨｚ
　Ｆard＝１ＭＨｚ
　Ｆbru＝３Ｆb0／２＝３３９９ＭＨｚ
となる。（７４）式の値を用いて、（６９）式、（７２）式を確認すると、下記のように満足することがわかる。
　Ｆbru＝３３９９＞２９７０＝Ｆa0
＞１７４５＝（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆb0　　　　（６９）
　Ｆard＝１＜２２６６＝Ｆb0
＜３８５８＝（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆa0　　　　（７２）
　尚、上述した以外の第７実施形態の構成は、第１実施形態の構成と同じ構成となっている。従って、第７実施形態においても、第１実施形態とほぼ同じ作用効果を得ることができる。
　（第８実施形態）
　図３５（ａ）から図３５（ｄ）は、本開示の第８実施形態を示すものである。尚、第５実施形態と同一構成には、同一符号を付している。第８実施形態では、第５実施形態の変形折り返しダイポールアンテナ２１を、高周波回路４９を実装したプリント配線基板５０に設けた。具体的には、図３５（ａ）に示すように、プリント配線基板５０の一方の面に第１実施形態の第１の素子２３を形成し、図３５（ｂ）に示すように、プリント配線基板５０の他方の面に第１実施形態の第２の素子２４を形成した。そして、プリント配線基板５０が誘電体の機能を有するように構成した。
　更に、図３５（ａ）に示すように、プリント配線基板５０の一方の面において、第１の素子２３の第１Ｌ字部２６及び第２Ｌ字部２７の短辺部２９、３１の先端部（給電点３２）と、高周波回路４９の入出力端子５１ａ、５１ｂとを接続する接続線路５２、５２を設けた。接続線路５２は、導体パターン（例えば銅箔パターン）で形成されており、その線路幅を例えばφｉとしている。
　尚、上述した以外の第８実施形態の構成は、第５実施形態の構成と同じ構成となっている。従って、第８実施形態においても、第５実施形態とほぼ同じ作用効果を得ることができる。特に、第８実施形態によれば、高周波回路４９を実装したプリント配線基板５０に変形折り返しダイポールアンテナ２１を設けたので、部品点数を削減できると共に、高周波回路の入出力端子と変形折り返しダイポールアンテナ２１を接続する接続ケーブルを不要にすることができることから、製造コストを低減できる。
　（第９実施形態）
　図３６は、本開示の第９実施形態を示すものである。尚、第１実施形態と同一構成には、同一符号を付している。第９実施形態では、内側突き出し部３３を、二等辺三角形状となるように形成した。第９実施形態では、内側突き出し部３３の形状が第１実施形態と相違するのみであり、内側突き出し部３３の数、位置、大きさは、第１実施形態の内側突き出し部３３と同じである。また、線路幅φｉも、第１実施形態の内側突き出し部３３と同じである。内側突き出し部３３が二等辺三角形状である場合も、先端が点であることから、先端部の幅は基部の長さＷｉよりも短く、また、先端へ向かうほど連続的に幅が狭くなる。そのため、図３６に示すように、内側突き出し部３３を二等辺三角形状としても、内側突き出し部３３を連続して形成することができる。よって、狭い範囲に多くの内側突き出し部３３を形成することができるので、アンテナを特に小型化することができる。
　（第１０実施形態）
　図３７は、本開示の第１０実施形態を示すものである。尚、第１実施形態と同一構成には、同一符号を付している。第１０実施形態では、図３７に示すように、内側突き出し部３３の両端を接続する両端接続部５４をさらに備えた。両端接続部５４は、半楕円形状の内側突き出し部３３の一方の端と他方の端とを接続している。第１０実施形態の両端接続部５４は、半楕円形状であり、内側突き出し部３３とは異なり、外側に突き出している。両端接続部５４の高さは図３７に示すようにＬ２である。第１０実施形態では、インダクタンス形状３４、４０は、楕円形状（内側突き出し部３３＋両端接続部５４）を１個以上並べた形状となっている。
　尚、上述した以外の第１０実施形態の構成は、第１実施形態の構成と同じ構成となっている。従って、第１０実施形態においても、第１実施形態とほぼ同じ作用効果を得ることができる。特に、第１０実施形態によれば、内側突き出し部３３の両端を接続する両端接続部５４を設けたので、リターンロスのばたつきを防止できるという効果を得ることができる。
　（第１１実施形態）
　図３８は、本開示の第１１実施形態を示すものである。尚、第１実施形態と同一構成には、同一符号を付している。第１１実施形態では、内側突き出し部３３は、２つの直角折れ曲がり点を持つ直角折れ曲がり形状である。内側突き出し部３３の高さＨｉ及び線路幅φｉはこれまでの第１実施形態の内側突き出し部３３と同じである。また、繰り返し単位の幅が第１実施形態の内側突き出し部３３の幅Ｗｉと同じになっている。この内側突き出し部３３の個数、位置も、第１実施形態と同じである。第１１実施形態では、インダクタンス形状は、方形状を１個以上並べた形状となっている。
　（第１２実施形態）
　図３９は、本開示の第１２実施形態を示すものである。尚、第１０実施形態と同一構成には、同一符号を付している。第１２実施形態では、図３９に示すように、両端接続部５５は、内側突き出し部１３の一方の端と他方の端とを接続しており、また、形状は半楕円形状である。第１０実施形態（図３７参照）とは異なり、第１２実施形態の両端接続部５５は、内側突き出し部３３と同様に、内側に突き出している。突き出している方向は第５実施形態の両端接続部５４と相違するが、両端接続部５５の高さは、図３９に示すように、第１０実施形態の両端接続部５４と同様、Ｌ２である。
　尚、上述した以外の第１２実施形態の構成は、第１０実施形態の構成と同じ構成となっている。従って、第１２実施形態においても、第１０実施形態とほぼ同じ作用効果を得ることができる。
　（第１３実施形態）
　図４０は、本開示の第１３実施形態を示すものである。尚、第１実施形態と同一構成には、同一符号を付している。第１３実施形態では、図４０に示すように、内側突き出し部３３は直角三角形状である。内側突き出し部３３の形状が第１実施形態と相違するのみであり、内側突き出し部３３の数、位置、大きさは、第１実施形態と同じである。内側突き出し部３３が直角三角形状である場合も、先端が点であることから、先端部の幅は基部の長さＷｉよりも短く、また、先端へ向かうほど連続的に幅が狭くなる。そのため、内側突き出し部３３を直角三角形状としても、内側突き出し部３３を連続して形成することができる。よって、狭い範囲に多くの内側突き出し部３３を形成することができるので、アンテナを特に小型化することができる。
　（第１４実施形態）
　図４１は、本開示の第１４実施形態を示すものである。尚、第１実施形態と同一構成には、同一符号を付している。第１４実施形態では、図４１に示すように、内側突き出し部３３はステップ形状である。内側突き出し部３３の高さＨｉ、線路幅φｉ、繰り返し単位の幅Ｗｉは、第１実施形態の内側突き出し部３と同じである。この内側突き出し部３３の数、位置は第１実施形態と同じである。
　図４１に示すように、１つの内側突き出し部３３の形状は、詳しくは、第１長垂線部３３ａ、先端線部３３ｂ、第１短垂線部３３ｃ、中間線部３３ｄ、第２短垂線部３３ｅを備える。第１長垂線部３３ａは、アンテナ幅方向中心面Ｃに向かって、内側突き出し部３３の一方の端点ｅから垂直に内側突き出し部３３の先端まで延びる。先端線部３３ｂは、第１長垂線部３３ａの先端側の端部に一端部が連結され、アンテナ幅方向中心面Ｃに平行になっている。
　第１短垂線部３３ｃは、先端線部３３ｂに一端が連結され、先端線部３３ｂから、アンテナ幅方向中心面Ｃに垂直に、かつ、アンテナ幅方向中心面Ｃから離隔する方向に延びている。また、第１短垂線部３３ｃは第１長垂線部３３ａよりも短い。中間線部３３ｄは、第１短垂線部３３ｃに一端部が連結され、第１短垂線部３３ｃから、アンテナ幅方向中心面Ｃに平行、かつ、第１長垂線部３３ａとは反対側に延びる。
　第２短垂線部３３ｅは、中間線部３３ｄに一端部が連結され、他端部が、第１長垂線部３３ａが連結されている側とは反対側の内側突き出し部３３の端点ｅとなっており、アンテナ幅方向中心面Ｃに垂直である。また、第２短垂線部３３ｅは第１長垂線部３３ａよりも短い。上記した構成を備える内側突き出し部３３は、短接続線３３ｆを介して、隣接する内側突き出し部３３と互いに接続する。内側突き出し部３３がステップ形状である場合も、内側突き出し部３３の長さ分だけ、内側突き出し部３３がない場合よりも線路長が長くなることから、アンテナを小型化することができる。
　（第１５実施形態）
　図４２は、本開示の第１５実施形態を示すものである。尚、第６実施形態と同一構成には、同一符号を付している。第１５実施形態では、図４２に示すように、線路幅φｉの導体パターンで楕円形のらせん構造６０を形成し、形成した楕円形のらせん構造６０でインダクタンス形状４１を構成した。この構成の場合、楕円形のらせん構造６０の導体パターンの線路幅をφｉ、楕円形のらせん構造６０の巻数をＮｒ、楕円形のらせん構造６０のギャップをＧｒ、楕円形のらせん構造６０の幅をＷｒ、楕円形のらせん構造６０の高さをＨｒとしている。
　尚、上述した以外の第１５実施形態の構成は、第６実施形態の構成と同じ構成となっている。従って、第１５実施形態においても、第６実施形態とほぼ同じ作用効果を得ることができる。
　（第１６実施形態）
　図４３は、本開示の第１６実施形態を示すものである。尚、第１５実施形態と同一構成には、同一符号を付している。第１６実施形態では、図４３に示すように、線路幅φｉの導体パターンで円形のらせん構造６１を形成し、形成した円形のらせん構造６１でインダクタンス形状４１を構成した。この構成の場合、円形のらせん構造６１の導体パターンの線路幅をφｉ、円形のらせん構造６１の巻数をＮｒ、円形のらせん構造６１のギャップをＧｒ、円形のらせん構造６１の幅をＷｒ、円形のらせん構造６１の高さをＨｒとしている。
　尚、上述した以外の第１６実施形態の構成は、第１５実施形態の構成と同じ構成となっている。従って、第１６実施形態においても、第１５実施形態とほぼ同じ作用効果を得ることができる。
　（第１７実施形態）
　図４４は、本開示の第１７実施形態を示すものである。尚、第１実施形態または第６実施形態と同一構成には、同一符号を付している。第１実施形態においては、第１の素子２３の第１Ｌ字部２６及び第２Ｌ字部２７の長辺部２８、３０に同じ形状のインダクタンス形状３４、３４を設けたが、これに限られるものではなく、異なる形状のインダクタンス形状を設けても良い。例えば、第１７実施形態では、図４４に示すように、第１の素子２３の第１Ｌ字部２６の長辺部２８に内側突き出し部３３からなるインダクタンス形状３４を設け、第１の素子２３の第２Ｌ字部２７の長辺部３０に方形らせん構造４２からなるインダクタンス形状４１を設けた。そして、図示はしないが、第２の素子２４においても、第１の素子２３と同様に、第１Ｌ字部２６に対応する対向辺部３６に内側突き出し部３３からなるインダクタンス形状３４を設け、第２Ｌ字部２７に対応する対向辺部３７に方形らせん構造４２からなるインダクタンス形状４１を設けた。
　尚、上述した以外の第１７実施形態の構成は、第１実施形態または第６実施形態の構成と同じ構成となっている。従って、第１７実施形態においても、第１実施形態または第６実施形態とほぼ同じ作用効果を得ることができる。
　また、第１の素子２３の第１Ｌ字部２６及び第２Ｌ字部２７の長辺部２８、３０に異なる形状のインダクタンス形状を設けるに際しては、異なる形状の内側突き出し部３３からなるインダクタンス形状３４を組み合わせるように構成しても良いし、異なる形状のらせん構造４２、６０、６１からなるインダクタンス形状を組み合わせるように構成しても良いし、複数種類の内側突き出し部の中の１つと複数種類のらせん構造の中の１つとを適宜組み合わせるように構成しても良い。
　（第１８実施形態）
　図４５は、本開示の第１８実施形態を示すものである。尚、第１実施形態と同一構成には、同一符号を付している。第１実施形態においては、第１の素子２３の第１Ｌ字部２６及び第２Ｌ字部２７の長辺部２８、３０に同形状且つ同個数の内側突き出し部３３からなるインダクタンス形状３４、３４を設けたが、これに限られるものではなく、内側突き出し部３３の個数が異なるインダクタンス形状を設けても良い。例えば、第１８実施形態では、図４５に示すように、第１の素子２３の第１Ｌ字部２６の長辺部２８に例えば８個の内側突き出し部３３を形成し、第１の素子２３の第２Ｌ字部２７の長辺部３０に例えば６個の内側突き出し部３３を形成した。そして、図示はしないが、第２の素子２４においても、第１の素子２３と同様に、第１Ｌ字部２６に対応する対向辺部３６に例えば８個の内側突き出し部３３を形成し、第２Ｌ字部２７に対応する対向辺部３７に例えば６個の内側突き出し部３３を形成した。
　尚、上述した以外の第１８実施形態の構成は、第１実施形態の構成と同じ構成となっている。従って、第１８実施形態においても、第１実施形態とほぼ同じ作用効果を得ることができる。
　また、上記第１８実施形態では、半楕円形状の内側突き出し部３３の形成個数が異なるように構成したが、これに限られるものではなく、他の形状の内側突き出し部３３の形成個数が異なるように構成しても良い。
　尚、上記した各実施形態の変形折り返しダイポールアンテナ２１は、車載用無線装置や携帯端末（スマホや携帯電話機等）の小型アンテナとして使用することができる。車載用無線装置や携帯端末の無線通信システムの例としては、携帯電話（７００ＭＨz帯、８００ＭＨｚ帯、９００ＭＨｚ帯、１．５ＧＨｚ帯、１．７ＧＨｚ帯、２ＧＨｚ帯）、無線ＬＡＮ（２．４ＧＨｚ帯、５ＧＨｚ帯）、ＧＰＳ（１．５ＧＨｚ帯）、車車間通信（７００ＭＨｚ帯）、路車間通信（５．８ＧＨｚ帯）等がある。
　また、上記した各実施形態によれば、短絡素子が有る場合（第１実施形態、第２実施形態、第３実施形態、第４実施形態、第７実施形態）でも、短絡素子が無い場合（第５実施形態、第６実施形態）でも、リターンロスを改善することができる。また、第１の素子と第２の素子のインダクタンス形状以外の線路が折れ曲がっている場合（第１～第６実施形態）でも、折れ曲がっていない場合（第７実施形態）でも、リターンロスを改善することができる。
　（第１９実施形態）
　図４６ないし図４９は、本開示の第１９実施形態を示すものである。尚、第１実施形態と同一構成には、同一符号を付している。第１９実施形態においては、共振モードＡ、Ｂの共振周波数Ｆa0、Ｆb0を入力し、各周波数Ｆにおける前記した変形折り返しダイポールアンテナのアドミッタンス値Ｙab（即ち、（２６）式）、反射係数Γab（即ち、（２７）式）、リターンロスＲＬab（即ち、（２８）式）、インピーダンス値Ｚab＝１／Ｙabを計算するアンテナ設計用の計算装置及び計算プログラムの一例を示す。
　アンテナ設計用の計算装置８１は、図４６に示すように、入力部８２と、アンテナ特性定数保存部８３と、計算部８４と、出力部８５とを備えている。入力部８２は、キーボードやマウス等で構成されており、共振周波数Ｆa0、Ｆb0や計算条件（例えばＦk、Ｆo、Ｆs）等のデータを入力する。アンテナ特性定数保存部８３は、メモリやハードディスク等の記憶部で構成されており、計算に必要な種々のアンテナ特性定数（例えばＫau、Ｋad、Ｆaru、Ｆard、Ｒa、Ｋbu、Ｋbd、Ｆbru、Ｆbrd、Ｒb）等のデータを記憶している。
　計算部８４は、ＣＰＵやマイコンで構成されており、入力部８２から共振周波数Ｆa0、Ｆb0や計算条件を入力し、アンテナ特性定数保存部８３からアンテナ特性定数を入力し、アドミッタンス値Ｙab、反射係数Γab、リターンロスＲＬab、インピーダンス値Ｚab＝１／Ｙabを計算し、計算結果を出力部８５へ送信する機能を有する。また、計算部８４は、計算結果をアンテナ特性定数保存部８３へ送信して記憶するように構成することも好ましい。
　出力部８５は、表示装置やプリンタや外部機器へ送信する通信装置等で構成されており、計算部８４から受信した計算結果を、表示装置に表示したり、プリンタにより印刷したり、外部機器へ送信したりする。
　次に、上記した構成の計算装置８１による計算処理について、図４７を参照して説明する。図４７のフローチャートは、計算部８４の計算プログラムの制御内容を示す。まず、図４７のステップＳ１０では、計算部８４は、入力部８２で入力された共振周波数Ｆa0、Ｆb0と周波数の計算条件（例えばＦk、Ｆo、Ｆs）とを入力する。この場合、Ｆkは計算開始周波数であり、Ｆoは計算終了周波数であり、Ｆsは計算ステップ周波数（即ち、計算する周波数の間隔）であり、これらの計算条件によって計算する周波数の範囲が決定される。
　続いて、ステップＳ２０へ進み、計算部８４は、アンテナ特性定数保存部８３に記憶されているアンテナ特性定数（例えばＫau、Ｋad、Ｆaru、Ｆard、Ｒa、Ｋbu、Ｋbd、Ｆbru、Ｆbrd、Ｒb）を読み出して入力する。この場合、Ｋau、Ｋadは共振モードＡの上下の比例定数（即ち、（３１）式または（３３）式、（３０）式または（３２）式) である。Ｆaru、Ｆardは、共振モードＡの高い反共振周波数（即ち、（７ｂ）式）、低い反共振周波数（即ち、（７ａ）式）である。Ｒaは、共振モードＡの共振抵抗（図１３または図１５参照）である。Ｋbu、Ｋbdは、共振モードＢの上下の比例定数（即ち、（３６）式または（３８）式、（３５）式または（３７）式) である。Ｆbru、Ｆbrdは、共振モードＢの高い反共振周波数（即ち、（８ｂ）式または（９ｂ）式）、低い反共振周波数（即ち、（８ａ）式または（９ａ）式）である。Ｒbは、共振モードＢの共振抵抗（図１４または図１５参照）である。
　そして、ステップＳ３０へ進み、計算する周波数Ｆを計算開始周波数Ｆkとする。この後、ステップＳ４０へ進み、ＦがＦa0以下であるか否かを判断する。ここで、ＦがＦa0以下であれば、ステップＳ５０へ進み、共振モードＡのリアクタンスＸａを（１１）式で計算する。また、上記ステップＳ４０において、ＦがＦa0より大きいときには、ステップＳ６０へ進み、共振モードＡのリアクタンスＸａを（１４）式で計算する。
　続いて、ステップＳ７０へ進み、ＦがＦb0以下であるか否かを判断する。ここで、ＦがＦb0以下であれば、ステップＳ８０へ進み、共振モードＢのリアクタンスＸｂを（１８）式で計算する。また、上記ステップＳ７０において、ＦがＦb0より大きいときには、ステップＳ９０へ進み、共振モードＢのリアクタンスＸｂを（２１）式で計算する。
　この後、ステップＳ１００へ進み、共振モードＡ、ＢのインピーダンスＺａ、Ｚｂを（１０）式、（１７）式で計算する。次いで、ステップＳ１１０へ進み、共振モードＡ、ＢのアドミッタンスＹａ、Ｙｂを（２４）式、（２５）式で計算する。そして、ステップＳ１２０へ進み、共振モードＡ、Ｂの合成されたアドミッタンスＹab、反射係数Γab、リターンロスＲＬabを（２６）式、（２７）式、（２８）式で計算する。また、共振モードＡ、Ｂの合成されたインピーダンスＺabは、Ｚab＝１／Ｙabで計算する。
　続いて、ステップＳ１３０へ進み、計算部８４は、計算結果（Ｆ、Ｙab、Ｚab、Γab、ＲＬab）を出力部８５へ出力する。尚、計算部８４は、上記計算結果をアンテナ特性定数保存部８３へ送信して記憶するように構成しても良い。
　そして、ステップＳ１４０へ進み、周波数Ｆが終了周波数Ｆo以上であるか否かを判断する。ここで、周波数Ｆが終了周波数Ｆo未満であれば、ステップＳ１５０へ進み、周波数Ｆに計算ステップ周波数Ｆsを加算した後、ステップＳ４０へ戻り、以下、上述した処理を繰り返し実行する。また、上記ステップＳ１４０において、周波数Ｆが終了周波数Ｆo以上であるときには、「ＹＥＳ」へ進み、計算制御を終了する。
　リターンロスＲＬabの計算結果の一例を図４８に示す。図４８の横軸は周波数、縦軸はリターンロスである。この場合、Ｆa0＝９００ＭＨｚ、Ｆb0＝１０００ＭＨｚ、Ｆk＝７００Ｍｈｚ、Ｆo＝１２００ＭＨｚ、Ｆs＝１ＭＨｚとした。そして、アンテナ特性定数（例えばＫau、Ｋad、Ｆaru、Ｆard、Ｒa、Ｋbu、Ｋbd、Ｆbru、Ｆbrd、Ｒb）としては、図１６で求めた値を用いた。また、この計算結果のスミスチャートを図４９に示す。これら図４８、図４９は、出力部８５による出力の例である。
　（第２０実施形態）
　図５０ないし図５３は、本開示の第２０実施形態を示すものである。尚、第１９実施形態と同一構成には、同一符号を付している。第２０実施形態においては、共振モードＡ、Ｂの共振周波数Ｆa0、Ｆb0のうちの１つの共振周波数Ｆ１を入力し、アンテナ形状を変化させたときのもう１つの共振周波数Ｆ2a、Ｆ2bとインダクタンス形状までの長さ（Ｌｍ＋Ｓ）a、（Ｌｍ＋Ｓ）bを計算する。この第２０実施形態において、アンテナ形状を変化させるに際しては、インダクタンス形状３４の内側突き出し部３３の個数Ｎｉを変化させることにした。
　第２０実施形態においては、入力部８２は、共振モードＡ、Ｂの共振周波数Ｆa0、Ｆb0のうちの１つの共振周波数Ｆ１のデータを入力する。アンテナ特性定数保存部８３の代わりにアンテナ形状定数保存部８６を設け、このアンテナ形状定数保存部８６には、アンテナ形状定数として、内側突き出し部３３の個数Ｎｉを変化させたときの共振時の２つの波長λa、λbの比例定数Ｃa1（Ｎｉ）（（３）式参照）、Ｃb1（Ｎｉ）（（４）式参照）と、２つの波長λa、λbの定数Ｃa0（Ｎｉ）（（３）式参照）、Ｃb0（Ｎｉ）（（４）式参照）を保存している。
　計算部８４は、入力部８２で入力した１つの共振周波数Ｆ１を入力し、アンテナ形状定数保存部８６からアンテナ形状定数（Ｃa1（Ｎｉ）、Ｃb1（Ｎｉ）、Ｃa0（Ｎｉ）、Ｃb0（Ｎｉ））を入力し、もう１つの共振周波数Ｆ2a、Ｆ2bとインダクタンス形状までの長さ（Ｌｍ＋Ｓ）a、（Ｌｍ＋Ｓ）bを計算し、計算結果を出力部８５へ送信する。また、計算部８４は、計算結果をアンテナ形状定数保存部８６へ送信して記憶するように構成することが好ましい。
　出力部８５は、計算部８４から受信した計算結果を、表示装置に表示したり、プリンタにより印刷したり、外部機器へ送信したりする。
　次に、上記した構成のアンテナ設計用の計算装置８１による計算処理について、図５１を参照して説明する。図５１のフローチャートは、計算部８４の計算プログラムの制御内容を示す。この計算処理においては、内側突き出し部３３の個数Ｎｉを１から最大個数（Ｎmax）まで変化させながら、もう１つの共振周波数Ｆ2a、Ｆ2bと、インダクタンス形状までの長さ（Ｌｍ＋Ｓ）a、（Ｌｍ＋Ｓ）bを計算する。
　まず、図５１のステップＳ２１０では、計算部８４は、入力部８２で入力された１つの共振周波数Ｆ１を入力すると共に、アンテナ形状定数保存部８６に記憶されているアンテナ形状定数を読み出して入力する。続いて、ステップＳ２２０へ進み、個数Ｎｉに１をセットする。
　そして、ステップＳ２３０へ進み、（３）式、（４）式、（５）式、（６）式に基づいて、共振周波数Ｆ2a、Ｆ2b、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）a、（Ｌｍ＋Ｓ）bを計算する。この場合、まず、λ１＝Ｃ／Ｆ１でλ１を求める。そして、
　（Ｌｍ＋Ｓ）a＝（λ１－Ｃa0（Ｎｉ））／Ｃａ１（Ｎｉ）
　λ2b＝Ｃb1（Ｎｉ）・（Ｌｍ＋Ｓ）a＋Ｃb0（Ｎｉ）
　Ｆ2b＝Ｃ／λ2b
　（Ｌｍ＋Ｓ）b＝（λ１－Ｃb0（Ｎｉ））／Ｃb１（Ｎｉ）
　λ2a＝Ｃa1（Ｎｉ）・（Ｌｍ＋Ｓ）b＋Ｃa0（Ｎｉ）
　Ｆ2a＝Ｃ／λ2a
によってＦ2a、Ｆ2b、（Ｌｍ＋Ｓ）a、（Ｌｍ＋Ｓ）bを計算する。尚、Ｃは光速である。
　この後、ステップＳ２４０へ進み、計算部８４は、Ｎｉ、（Ｌｍ＋Ｓ）a、Ｆ2a、（Ｌｍ＋Ｓ）b、Ｆ2bを出力部８５へ送信する。次いで、ステップＳ２５０へ進み、ＮｉがＮmax以上であるか否かを判断する。ここで、ＮｉがＮmaxよりも小さいときには、ステップＳ２６０へ進み、Ｎｉをカウントアップ（即ち、＋１）する。そして、ステップＳ２３０へ進み、上述した処理を繰り返し実行する。また、上記ステップＳ２５０において、ＮｉがＮmax以上であるときには、「ＹＥＳ」へ進み、計算処理を終了する。
　図５２は、Ｆ１＝９００ＭＨｚとして、内側突き出し部３３の個数Ｎｉを変化させたときの、もう１つの共振周波数Ｆ2a、Ｆ2bの計算結果の一例を示す。図５２において、実線ＦＮ１は共振周波数Ｆ2aを示し、実線ＦＮ２は共振周波数Ｆ2bを示し、実線ＦＮ３は共振周波数Ｆ1を示す。図５３は、Ｆ１＝９００ＭＨｚとして、内側突き出し部３３の個数Ｎｉを変化させたときの、長さ（Ｌｍ＋Ｓ）a、（Ｌｍ＋Ｓ）bの計算結果の一例を示す。図５３において、実線ＬＮ１は長さ（Ｌｍ＋Ｓ）aを示し、実線ＬＮ２は長さ（Ｌｍ＋Ｓ）bを示す。図５２及び図５３から、内側突き出し部３３の個数Ｎｉ及び長さ（Ｌｍ＋Ｓ）の設計するに際して、Ｆ１とＦ2a（またはＦ2b）が十分離れるように、即ち、リターンロスが十分低減するようにするための設計作業を容易に行なうことができる。
　図面中、１６はスルーホール、２１は変形折り返しダイポールアンテナ、２２は基板、２３は第１の素子、２４は第２の素子、２６は第１Ｌ字部、２７は第２Ｌ字部、２８は長辺部、２９は短辺部、３０は長辺部、３１は短辺部、３２は給電点、３３は内側突き出し部、３４はインダクタンス形状、３６、３７は対向辺部、３８は連結辺部、３９は内側突き出し部、４０はインダクタンス形状、４１はインダクタンス形状、４２は方形らせん構造、４３はインダクタンス形状、４５は給電側直線状部、４６は第１直線状部、４７は第２直線状部、４９は高周波回路、５０はプリント配線基板、５２は接続線路、５４、５５は両端接続部、６０は楕円形のらせん構造、６１は円形のらせん構造、７０は短絡素子、７１はスルーホール、７２は第１の素子、７３は広い導体、７４は入力端子、７５は第２の素子、７６はＬ字部、７７は入力端子、７８は高周波回路、８１は計算装置、８２は入力部、８３はアンテナ特性定数保存部、８４は計算部、８５は出力部、８６はアンテナ形状定数保存部である。
　ここで、この出願に記載されるフローチャート、あるいは、フローチャートの処理は、複数のセクション（あるいはステップと言及される）から構成され、各セクションは、たとえば、Ｓ１０と表現される。さらに、各セクションは、複数のサブセクションに分割されることができる、一方、複数のセクションが合わさって一つのセクションにすることも可能である。さらに、このように構成される各セクションは、デバイス、モジュール、ミーンズとして言及されることができる。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

Claims (33)

  1. 　線路からなる一対の導体からなり、当該一対の導体の各々における片方の端部が給電点（３２）である第１の素子（２３）と、
    　誘電体を挟んで前記第１の素子（２３）に対向して配置され、線路からなる導体である第２の素子（２４）とを備えた小型アンテナであって、
    　前記第１の素子（２３）と前記第２の素子（２４）の線路の一部が、三箇所以上の曲げ構造のインダクタンス形状（３４、４０）、または、らせん構造のインダクタンス形状（４１）になっており、
    　前記第１の素子（２３）に流れる電流方向と前記第２の素子（２４）に流れる電流方向が同一方向の第一共振モード（Ａ）は、第一共振周波数（Ｆa0）を有し、
    　前記第１の素子（２３）に流れる電流方向と前記第２の素子（２４）に流れる電流方向が逆方向の第二共振モード（Ｂ）は、第二共振周波数（Ｆb0）を有し、
    　第一共振モード（Ａ）の第一共振周波数（Ｆa0）が、第二共振モード（Ｂ）の第二共振周波数（Ｆb0）のわずかに上から第二共振モード（Ｂ）の高い反共振周波数（Ｆbru）までの範囲か、第二共振モード（Ｂ）の第二共振周波数（Ｆb0）のわずかに下から共振モード（Ｂ）の低い反共振周波数（Ｆbrd）までの範囲に入るように、給電点からインダクタンス形状までの長さ（Ｌｍ＋Ｓ）が設定されている小型アンテナ。
  2. 　線路（２６）と広い導体（７３）からなる第１の素子（７２）と、
    　誘電体を挟んで前記第１の素子の線路部に対向して配置され、線路からなる導体である第２の素子（７５）とを備え、
    　前記第１の素子（７２）の線路と広い導体の接続部と第２の素子（７５）の端部に、給電点がある小型アンテナであって、
    　前記第１の素子（７２）と前記第２の素子（７５）の線路の一部が、三箇所以上の曲げ構造のインダクタンス形状（３４、４０）、または、らせん構造のインダクタンス形状（４１）になっており、
    　前記第１の素子（７２）に流れる電流方向と前記第２の素子（７５）に流れる電流方向が同一方向の第一共振モード（Ａ）は、第一共振周波数（Ｆa0）を有し、
    　前記第１の素子（７２）に流れる電流方向と前記第２の素子（７５）に流れる電流方向が逆方向の第二共振モード（Ｂ）は、第二共振周波数（Ｆb0）を有し、
    　第一共振モード（Ａ）の第一共振周波数（Ｆa0）が、第二共振モード（Ｂ）の第二共振周波数（Ｆb0）のわずかに上から第二共振モード（Ｂ）の高い反共振周波数（Ｆbru）までの範囲か、第二共振モード（Ｂ）の第二共振周波数（Ｆb0）のわずかに下から第二共振モード（Ｂ）の低い反共振周波数（Ｆbrd）までの範囲に入るように、給電点からインダクタンス形状までの長さ（Ｌｍ＋Ｓ）が設定されている小型アンテナ。
  3. 　第二共振モード（Ｂ）の第二共振周波数（Ｆb0）が、第一共振モード（Ａ）の第一共振周波数（Ｆa0）のわずかに上から第一共振モード（Ａ）の高い反共振周波数（Ｆaru）までの範囲か、第一共振モード（Ａ）の第一共振周波数（Ｆa0）のわずかに下から第一共振モード（Ａ）の低い反共振周波数（Ｆard）までの範囲に入るように、給電点からインダクタンス形状までの長さ（Ｌｍ＋Ｓ）が設定されている請求項１または２に記載の小型アンテナ。
  4. 　前記第二共振モード（Ｂ）の第二共振周波数（Ｆb0）のわずかに上の周波数は、（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆb0で規定され、
    　第二共振周波数（Ｆb0）のわずかに上の周波数は、式：（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆb0＜Ｆa0を満足し、
    　Δｆmは劣化範囲境界の周波数比であり、
    　Δｆmは、式：Δｆm＝√（ＲaＲbΔaΔb）にて得られ、
    　Ｒaは、第一共振モード（Ａ）の共振抵抗値であり、
    　Ｒbは、第二共振モード（Ｂ）の共振抵抗値であり、
    　Δaは、式：Δa＝（Δau+Δad）／２あるいはΔa＝ΔauあるいはΔa＝Δadにて得られ、
    　Δauは、式：Δau＝（Ｆau－Ｆa0）／Ｆa0にて得られ、
    　Δauは、第一共振モード（Ａ）のリアクタンスが０から１に変化する周波数比率であり、
    　Ｆauは、第一共振モード（Ａ）のリアクタンスが１となる周波数であり、
    　Ｆa0は、第一共振モード（Ａ）の第一共振周波数であり、
    　Δadは、式：Δad＝（Ｆa0－Ｆad）／Ｆa0にて得られ、
    　Δadは、第一共振モード（Ａ）のリアクタンスが－１から０に変化する周波数比率であり、
    　Ｆadは、第一共振モード（Ａ）のリアクタンスが－１となる周波数であり、
    　Δbは、式：Δb＝（Δbu+Δbd）／２あるいはΔb＝ΔbuあるいはΔb＝Δbdにて得られ、
    　Δbuは、式：Δbu＝（Ｆbu－Ｆb0）／Ｆb0にて得られ、
    　Δbuは、第二共振モード（Ｂ）のリアクタンスが０から１に変化する周波数比率であり、
    　Ｆbuは、第二共振モード（Ｂ）のリアクタンスが１となる周波数であり、
    　Ｆb0は、第二共振モード（Ｂ）の第二共振周波数であり、
    　Δbdは、式：Δbd＝（Ｆb0－Ｆbd）／Ｆb0にて得られ、
    　Δbdは、第二共振モード（Ｂ）のリアクタンスが－１から０に変化する周波数比率であり、
    　Ｆbdは、第二共振モード（Ｂ）のリアクタンスが－１となる周波数であり、
    　または、
    　前記第二共振モード（Ｂ）の第二共振周波数（Ｆb0）のわずかに下の周波数は、（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆb0にて規定され、
    　第二共振周波数（Ｆb0）のわずかに下の周波数は、式：（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆb0＞Ｆa0を満足する請求項１または２に記載の小型アンテナ。
  5. 　前記第一共振モード（Ａ）の第一共振周波数（Ｆa0）のわずかに上の周波数は、（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆa0にて規定され、
    　第一共振周波数（Ｆa0）のわずかに上の周波数は、式：（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆa0＜Ｆb0を満足し、
    　Δｆmは、劣化範囲境界の周波数比であり、
    　Δｆmは、式：Δｆm＝√（ＲaＲbΔaΔb）にて得られ、
    　Ｒaは、第一共振モード（Ａ）の共振抵抗値であり、
    　Ｒbは、第二共振モード（Ｂ）の共振抵抗値であり、
    　Δaは、式：Δa＝（Δau+Δad）／２あるいはΔa＝ΔauあるいはΔa＝Δadにて得られ、
    　Δauは、式：Δau＝（Ｆau－Ｆa0）／Ｆa0にて得られ、
    　Δauは、第一共振モード（Ａ）のリアクタンスが０から１に変化する周波数比率であり、
    　Ｆauは、第一共振モード（Ａ）のリアクタンスが１となる周波数であり、
    　Ｆa0は、第一共振モード（Ａ）の第一共振周波数であり、
    　Δadは、式：Δad＝（Ｆa0－Ｆad）／Ｆa0にて得られ、
    　Δadは、第一共振モード（Ａ）のリアクタンスが－１から０に変化する周波数比率であり、
    　Ｆadは、第一共振モード（Ａ）のリアクタンスが－１となる周波数であり、
    　Δbは、式：Δb＝（Δbu+Δbd）／２あるいはΔb＝ΔbuあるいはΔb＝Δbdで得られ、
    　Δbuは、式：Δbu＝（Ｆbu－Ｆb0）／Ｆb0で得られ、
    　Δbuは、第二共振モード（Ｂ）のリアクタンスが０から１に変化する周波数比率であり、
    　Ｆbuは、第二共振モード（Ｂ）のリアクタンスが１となる周波数であり、
    　Ｆb0は、第二共振モード（Ｂ）の第二共振周波数であり、
    　Δbdは、式：Δbd＝（Ｆb0－Ｆbd）／Ｆb0で得られ、
    　Δbdは、第二共振モード（Ｂ）のリアクタンスが－１から０に変化する周波数比率であり、
    　Ｆbdは、第二共振モード（Ｂ）のリアクタンスが－１となる周波数であり、
    　または、
    　前記第一共振モード（Ａ）の第一共振周波数（Ｆa0）のわずかに下の周波数は、（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆa0にて規定され、
    　第一共振周波数（Ｆa0）のわずかに下の周波数は、式：（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆa0＞Ｆb0を満足する請求項３記載の小型アンテナ。
  6. 　前記第一共振モード（Ａ）の第一共振周波数（Ｆa0）と前記第二共振モード（Ｂ）の第二共振周波数（Ｆb0）は、式：
    　λａ＝Ｃａ１＊（Ｌｍ＋Ｓ）＋Ｃａ０
    　λｂ＝Ｃｂ１＊（Ｌｍ＋Ｓ）＋Ｃｂ０
    　Ｆa0＝Ｃ／λａ
    　Ｆb0＝Ｃ／λｂ
    　により求められ、
    　Ｃａ１は、λａの比例定数であり、
    　Ｃａ０は、λａの定数であり、
    　Ｃｂ１は、λｂの比例定数であり、
    　Ｃｂ０は、λｂの定数であり、
    　第一共振周波数（Ｆa0）と前記第二共振周波数（Ｆb0）は、式：
    　（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆb0＜Ｆa0＜Ｆbru　あるいは、
    　（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆb0＞Ｆa0＞Ｆbrd　あるいは、
    　（（１＋Δｆm）／（１－Δｆm））Ｆa0＜Ｆb0＜Ｆaru　あるいは、
    　（（１－Δｆm）／（１＋Δｆm））Ｆa0＞Ｆb0＞Ｆard
    　を満足するように、給電点からインダクタンス形状までの長さ（Ｌｍ＋Ｓ）が決定されており、
    　Ｆardは、第一共振モード（Ａ）の低い反共振周波数、かつ、リアクタンスは、-∞であり、
    　Ｆaruは、第一共振モード（Ａ）の高い反共振周波数、かつ、リアクタンスは、∞であり、
    　Ｆbrdは、第二共振モード（Ｂ）の低い反共振周波数、かつ、リアクタンスは、－∞であり、
    　Ｆbruは、第二共振モード（Ｂ）の高い反共振周波数、かつ、リアクタンスは、∞である請求項１から５のいずれか一項記載の小型アンテナ。
  7. 　前記インダクタンス形状（３４、４０）以外の線路の少なくとも一部の線路幅が、インダクタンス形状（３４、４０）の線路幅以上に広くなるように構成されている請求項１から６のいずれか一項記載の小型アンテナ。
  8. 　前記インダクタンス形状（３４、４０）の線路幅以上に広くなる線路の線路幅は、第一共振周波数（Ｆa0）のインピーダンスが基準インピーダンスに近づいた状態となるように、設定されている請求項７記載の小型アンテナ。
  9. 　給電点以外の線路部に、前記第１の素子（２３または７２）と前記第２の素子（２４または７５）を接続させる短絡素子（７０）を有する請求項１から８のいずれか一項記載の小型アンテナ。
  10. 　前記第１の素子（２３または７２）と前記第２の素子（２４または７５）のインダクタンス形状（３４、４０）以外の線路部が折れ曲がっている請求項１から９のいずれか一項記載の小型アンテナ。
  11. 　前記第１の素子（２３）及び前記第２の素子（２４）を、高周波回路（４９）を形成するプリント配線基板（５０）に形成した請求項１から１０のいずれか一項記載の小型アンテナ。
  12. 　前記第１の素子（２３）の給電点（３２）と前記高周波回路（４９）の入出力端子（５１ａ、５１ｂ）を接続する線路（５２）を、前記プリント配線基板（５０）に形成した請求項１１記載の小型アンテナ。
  13. 　前記第１の素子（７２）の広い導体（７３）を、高周波回路のグランドで構成した請求項１から１０のいずれか一項記載の小型アンテナ。
  14. 　前記三箇所以上の曲げ構造のインダクタンス形状（３４、４０）は、半楕円形状（３３）を１個以上並べた形状である請求項１から１３のいずれか一項記載の小型アンテナ。
  15. 　前記三箇所以上の曲げ構造のインダクタンス形状（３４、４０）は、三角形を一つ以上ならべた形状である請求項１から１３のいずれか一項記載の小型アンテナ。
  16. 　前記三箇所以上の曲げ構造を有するインダクタンス形状（３４、４０）は、楕円形状を１個以上並べた形状である請求項１から１３のいずれか一項記載の小型アンテナ。
  17. 　前記三箇所以上の曲げ構造を有するインダクタンス形状（３４、４０）は、方形状を１個以上並べた形状である請求項１から１３のいずれか一項記載の小型アンテナ。
  18. 　前記らせん構造のインダクタンス形状（４１）は、方形のらせん構造（４２）である請求項１から１３のいずれか一項記載の小型アンテナ。
  19. 　前記らせん構造のインダクタンス形状（４１）は、楕円形のらせん構造（６０）である請求項１から１３のいずれか一項記載の小型アンテナ。
  20. 　前記第１の素子（２３）の一対の導体にそれぞれ形成された前記インダクタンス形状（３４、４１）は、異なる形状である請求項１から１９のいずれか一項記載の小型アンテナ。
  21. 　前記第１の素子（２３）の一対の導体にそれぞれ形成され、各種の形状を１個以上並べた形状であるインダクタンス形状（３４）は、前記各種の形状の個数が異なる請求項１から１７のいずれか一項記載の小型アンテナ。
  22. 　線路からなる一対の導体からなり、当該一対の導体の各々における片方の端部が給電点（３２）である第１の素子（２３）と、
    　誘電体を挟んで前記第１の素子（２３）に対向して配置され、線路からなる導体である第２の素子（２４）とを備えた小型アンテナであって、
    　前記第１の素子（２３）と前記第２の素子（２４）の線路の一部が、三箇所以上の曲げ構造のインダクタンス形状（３４，４０）、または、らせん構造のインダクタンス形状（４１）になっている小型アンテナについて、
    　前記第１の素子（２３）に流れる電流方向と前記第２の素子（２４）に流れる電流方向が同一方向の第一共振モード（Ａ）は、第一共振周波数（Ｆa0）を有し、
    　前記第１の素子（２３）に流れる電流方向と前記第２の素子（２４）に流れる電流方向が逆方向の第二共振モード（Ｂ）は、第二共振周波数（Ｆb0）を有し、
    　第一共振周波数（Ｆa0）と第二共振周波数（Ｆb0）とを入力して、前記小型アンテナのアドミッタンス（Ｙab）、インピーダンス（Ｚab）、反射係数（Γab）、または、リターンロス（ＲＬab）を計算するアンテナ設計用の計算装置。
  23. 　線路と広い導体からなる第１の素子（７２）と、
    　誘電体を挟んで前記第１の素子の線路部に対向して配置され、線路からなる導体である第２の素子（７５）とを備え、
    　前記第１の素子（７２）の線路と広い導体の接続部と第２の素子（７５）の端部に、給電点がある小型アンテナであって、
    　前記第１の素子（７２）と前記第２の素子（７５）の線路の一部が、三箇所以上の曲げ構造のインダクタンス形状（３４，４０）、または、らせん構造のインダクタンス形状（４１）になっている小型アンテナについて、
    　前記第１の素子（７２）に流れる電流方向と前記第２の素子（７５）に流れる電流方向が同一方向の第一共振モード（Ａ）は、第一共振周波数（Ｆa0）を有し、
    　前記第１の素子（７２）に流れる電流方向と前記第２の素子（７５）に流れる電流方向が逆方向の第二共振モード（Ｂ）は、第二共振周波数（Ｆb0）を有し、
    　第一共振周波数（Ｆa0）と第二共振周波数（Ｆb0）とを入力して、前記小型アンテナのアドミッタンス（Ｙab）、インピーダンス（Ｚab）、反射係数（Γab）、または、リターンロス（ＲＬab）を計算するアンテナ設計用の計算装置。
  24. 　前記アドミッタンス（Ｙab）は、式：
    　Ｙab＝Ｙa＋Ｙb
    　Ｙa＝１／Ｚa
    　Ｙb＝１／Ｚb
    　Ｚa＝Ｒa＋ｊＸa
    　Ｚb＝Ｒb＋ｊＸb
    　にて得られ、
    　Ｒaは、第一共振モード（Ａ）の共振抵抗値であり、
    　Ｘaは、第一共振モード（Ａ）のリアクタンス値であり、
    　ｊは虚数であり、
    　Ｒbは、第二共振モード（Ｂ）の共振抵抗値であり、
    　Ｘbは、第二共振モード（Ｂ）のリアクタンス値である請求項２２または２３に記載のアンテナ設計用の計算装置。
  25. 　式：　Ｆa0≦Ｆ＜Ｆaruが満足される場合、第一共振モード（Ａ）のリアクタンス値（Ｘa）は、式：Ｘa＝Ｋau（１－（Ｆ／Ｆa0）２）／（１－（Ｆ／Ｆaru）２）にて計算され、
    　Ｆは、インピーダンスを求める周波数であり、
    　Ｆaruは、第一共振モード（Ａ）の高い反共振周波数、かつ、リアクタンスは∞であり、
    　Ｆa0は、第一共振モード（Ａ）の第一共振周波数、かつ、リアクタンスは０であり、
    　Ｋauは、第一共振モード（Ａ）の上の比例定数であり、
    　式：Ｆard＜Ｆ≦Ｆa0が満足される場合、第一共振モード（Ａ）のリアクタンス値（Ｘa）は、式：Ｘa＝Ｋad（１－（Ｆ／Ｆa0）２）／（１－（Ｆ／Ｆard）２）にて計算され、
    　Ｆardは、第一共振モード（Ａ）の低い反共振周波数、かつ、リアクタンスは－∞であり、
    　Ｋadは、第一共振モード（Ａ）の下の比例定数であり、
    　式：Ｆb0≦Ｆ＜Ｆbruが満足される場合、第二共振モード（Ｂ）のリアクタンス値（Ｘb）は、式：Ｘb＝Ｋbu（１－（Ｆ／Ｆb0）２）／（１－（Ｆ／Ｆbru）２）にて計算され、
    　Ｆbruは、第二共振モード（Ｂ）の高い反共振周波数、かつ、リアクタンスは∞であり、
    　Ｆb0は、第二共振モード（Ｂ）の第二共振周波数、かつ、リアクタンスは０であり、
    　Ｋbuは、第二共振モード（Ｂ）の上の比例定数であり、
    　式：Ｆbrd＜Ｆ≦Ｆb0が満足される場合、第二共振モード（Ｂ）のリアクタンス値（Ｘb）は、式：Ｘb＝Ｋbd（１－（Ｆ／Ｆb0）２）／（１－（Ｆ／Ｆbrd）２）にて計算され、
    　Ｆbrdは、第二共振モード（Ｂ）の低い反共振周波数、かつ、リアクタンスは－∞であり、
    　Ｋbdは、第二共振モード（Ｂ）の下の比例定数である請求項２２から２４のいずれか一項記載のアンテナ設計用の計算装置。
  26. 　線路からなる一対の導体からなり、当該一対の導体の各々における片方の端部が給電点（３２）である第１の素子（２３）と、
    　誘電体を挟んで前記第１の素子（２３）に対向して配置され、線路からなる導体である第２の素子（２４）とを備えた小型アンテナであって、
    　前記第１の素子（２３）と前記第２の素子（２４）の線路の一部が、三箇所以上の曲げ構造のインダクタンス形状（３４，４０）、または、らせん構造のインダクタンス形状（４１）になっている小型アンテナについて、
    　前記第１の素子と前記第２の素子の一つの共振周波数（Ｆ2a、Ｆ2b）を入力して、前記第１の素子と前記第２の素子の他の一つの共振周波数（Ｆ2a、Ｆ2b）、または、アンテナ形状を計算するアンテナ設計用の計算装置。
  27. 　線路と広い導体からなる第１の素子（７２）と、
    　誘電体を挟んで前記第１の素子の線路部に対向して配置され、線路からなる導体である第２の素子（７５）とを備え、前記第１の素子（７２）の線路と広い導体の接続部と第２の素子（７５）の端部に、給電点がある小型アンテナであって、
    　前記第１の素子（７２）と前記第２の素子（７５）の線路の一部が、三箇所以上の曲げ構造のインダクタンス形状（３４，４０）、または、らせん構造のインダクタンス形状（４１）になっている小型アンテナについて、
    　前記第１の素子と前記第２の素子の一つの共振周波数（Ｆ2a、Ｆ2b）を入力して、前記第１の素子と前記第２の素子の他の一つの共振周波数（Ｆ2a、Ｆ2b）、または、アンテナ形状を計算するアンテナ設計用の計算装置。
  28. 　前記他の１つの共振周波数（Ｆ2a、Ｆ2b）は、式：λ１＝λaが満足される場合は、
    　（Ｌｍ＋Ｓ）a＝（λ１－Ｃa0）／Ｃａ１
    　λ2b＝Ｃb1（Ｌｍ＋Ｓ）a＋Ｃb0
    　Ｆ2b＝Ｃ／λ2b
    　により計算され、
    　λ１は、前記１つの共振周波数の波長であり、式：λ１＝Ｃ／Ｆ１により計算され、
    　Ｃは、光速であり、
    　Ｆ１は、前記１つの共振周波数であり、
    　λaは、前記第１の素子の第一共振モード（Ａ）の共振時の波長であり、
    　（Ｌｍ＋Ｓ）aは、前記第１の素子のインダクタンス形状までの長さであり、
    　Ｃa1は、λaの比例定数であり、
    　Ｃa0は、λaの定数であり、
    　Ｃb1は、λbの比例定数であり、
    　Ｃb0は、λbの定数であり、
    　λ2bは、他の１つの共振周波数の波長であり、
    　Ｆ2bは、他の１つの共振周波数であり、
    　前記他の１つの共振周波数（Ｆ2a、Ｆ2b）は、式：λ１＝λbが満足される場合は、
    　（Ｌｍ＋Ｓ）b＝（λ１－Ｃb0）／Ｃb１
    　λ2a＝Ｃa1（Ｌｍ＋Ｓ）b＋Ｃa0
    　Ｆ2a＝Ｃ／λ2a
    　により計算され、
    　λ１は、前記１つの共振周波数の波長であり、式：λ１＝Ｃ／Ｆ１により計算され、
    　Ｃは、光速であり、
    　Ｆ１は、前記１つの共振周波数であり、
    　λbは、前記第２の素子の第二共振モード（Ｂ）の共振時の波長であり、
    　（Ｌｍ＋Ｓ）bは、前記第２の素子のインダクタンス形状までの長さであり、
    　Ｃa1は、λaの比例定数であり、
    　Ｃa0は、λaの定数であり、
    　Ｃb1は、λbの比例定数であり、
    　Ｃb0は、λbの定数であり、
    　λ2aは、他の１つの共振周波数の波長であり、
    　Ｆ2aは、他の１つの共振周波数である請求項２６または２７に記載のアンテナ設計用の計算装置。
  29. 　前記インダクタンス形状の個数を、Ｎｉと定義し、Ｎｉを変数とし、
    　他の１つの共振周波数（Ｆ2a、Ｆ2b）、または、アンテナ形状を計算するに際しては、
    　λaの比例定数Ｃa1を、λaの比例定数Ｃa1（Ｎｉ）に置き換え、
    　λaの定数Ｃa0を、λaの定数Ｃa0（Ｎｉ）に置き換え、
    　λbの比例定数Ｃb1を、λbの比例定数Ｃb1（Ｎｉ）に置き換え、
    　λbの定数Ｃb0を、λbの定数Ｃb0（Ｎｉ）に置き換えて計算するように構成された請求項２８記載のアンテナ設計用の計算装置。
  30. 　線路からなる一対の導体からなり、当該一対の導体の片方の端部が給電点（３２）である第１の素子（２３）と、
    　誘電体を挟んで前記第１の素子（２３）に対向して配置され、線路からなる導体である第２の素子（２４）とを備え、
    　前記第１の素子（２３）と前記第２の素子の線路（２４）の一部が、三箇所以上の曲げ構造を有するインダクタンス形状（３４、４０）、または、らせん構造を有するインダクタンス形状（４１）になっており、
    　前記第１の素子（２３）に流れる電流方向と前記第２の素子（２４）に流れる電流方向が同一方向の第一共振モードの第一共振周波数（Ｆa0）と、前記第１の素子（２３）に流れる電流方向と前記第２の素子（２４）に流れる電流方向が逆方向の第二共振モードの第二共振周波数（Ｆb0）が離れるように、前記第１の素子（２３）及び前記第２の素子（２４）の中心からインダクタンス形状（３４、４０）までの長さを設定し、
    　前記第１の素子（２３）または前記第２の素子（２４）の線路のうちの前記インダクタンス形状（３４、４０）以外の線路の少なくとも一部の線路幅が、前記インダクタンス形状（３４、４０）の線路の線路幅よりも広くなるように構成されている小型アンテナ。
  31. 　前記第１の素子（２３）及び前記第２の素子（２４）の中心から前記インダクタンス形状（３４、４０）までの長さを（Ｌｍ＋Ｓ）とし、
    　前記第一共振周波数（Ｆa0）の波長をλａとし、
    　前記第二共振周波数（Ｆb0）の波長をλｂとすると、
    　λａは、式：λａ＝Ｃａ１＊（Ｌｍ＋Ｓ）＋Ｃａ０により得られ、
    　λｂは、式：λｂ＝Ｃｂ１＊（Ｌｍ＋Ｓ）＋Ｃｂ０により得られ、
    　Ｃａ１は、λａの比例定数であり、
    　Ｃａ０は、λａの定数であり、
    　Ｃｂ１は、λｂの比例定数であり、
    　Ｃｂ０は、λｂの定数であり、
    　λａ≠λｂとなるように、前記長さ（Ｌｍ＋Ｓ）が設定されている請求項３０記載の小型アンテナ。
  32. 　前記一対の導体の給電点以外の線路に設けられ、前記第１の素子（２３）と前記第２の素子（２４）を接続する短絡素子（７０）を備え、
    　λａ≠λｂとなるように、前記短絡素子（７０）の位置が設定されている請求項３１記載の小型アンテナ。
  33. 　前記インダクタンス形状（３４，４０）の線路の線路幅よりも広くする線路幅は、第一共振周波数（Ｆa0）のインピーダンスが基準インピーダンスに近づいた状態になるように、設定されている請求項３０から３２のいずれか一項記載の小型アンテナ。
     
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