WO2017014612A1 - 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 코드북 기반 신호 송수신 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

다중 안테나 무선 통신 시스템에서 코드북 기반 신호 송수신 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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WO2017014612A1
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김기준
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Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, in the present invention, a three-dimensional multi-input (3D MIMO) in which a two-dimensional active antenna system (2D AAS) is installed.
  • Multi-Output relates to a method for transmitting and receiving a signal based on a codebook in a system and a device supporting the same.
  • Mobile communication systems have been developed to provide voice services while ensuring user activity.
  • the mobile communication system has expanded not only voice but also data service.As a result of the explosive increase in traffic, a shortage of resources and users are demanding higher speed services, a more advanced mobile communication system is required. have.
  • An object of the present invention is to propose a method of constructing a codebook in a wireless communication system supporting 2D-AAS based 3D MIMO.
  • an object of the present invention is to propose a method for constructing a codebook using a discrete Fourier transform (D FT) matrix in a wireless communication system supporting 2D-AAS based 3D MIMO.
  • D FT discrete Fourier transform
  • An aspect of the present invention is a method for a terminal to transmit and receive a signal based on a codebook in a two-dimensional multi-antenna wireless communication system, and includes a channel state information reference signal (CSI ⁇ ) from a base station through a multi-antenna port.
  • CSI ⁇ channel state information reference signal
  • the channel state information includes a precoding matrix indicator (PMI: precoding) for indicating a precoding matrix; Matrix indicator, wherein the PMI includes a first PMI for selecting a set of precoding matrices from a codebook and a second PMI for selecting one precoding matrix from the set of precoding matrices;
  • PMI precoding matrix indicator
  • Matrix indicator wherein the PMI includes a first PMI for selecting a set of precoding matrices from a codebook and a second PMI for selecting one precoding matrix from the set of precoding matrices;
  • the pairs of indices of the first dimension and indices of the second dimension of the precoding matrix belonging to the set of coding matrices are (x, y), (x + 2, y), (x, y + l), (x + l , y + l), and x and y may be non-negative integers.
  • Another aspect of the present invention provides a method for transmitting and receiving a signal based on a codebook by a base station in a two-dimensional multi-antenna wireless communication system, comprising: channel state information reference signal (CSI—RS) through a multi-antenna port : channel state information Reference Signal) to a step of: receiving channel state information from the phase, and the terminal transmits to the subscriber station and the channel state information is program 'precoding matrix indicator for indicating the recording matrix (PMI: precoding matrix Indicator; wherein the PM ⁇ comprises a first PMI for selecting a set of precoding matrices from a codebook and a second PM ⁇ for selecting the precoding matrix from the set of precoding matrices;
  • the pairs of indices of the first dimension and indices of the second dimension of the precoding matrix belonging to the set of matrices are (x, y), (x + 2, y), (x, y + l), (x + l, y + l), and
  • the spacing between the set of precoding matrices that are continuous in the direction of the third dimension may be two.
  • the code book is first the Kronecker product of two matrices for the first matrix to the second dimension for the antenna port dimensional antenna port (Kronecker product) the The first matrix is specified by the index of the first dimension of the precoding matrix, and the second matrix is specified by the index of the second dimension of the precoding matrix. Can be.
  • the first dimension index and the second dimension index value of the precoding matrix belonging to the set of precoding matrices may be determined.
  • the factor for controlling the phase between the l l polarization antenna port and the second polarization antenna port in the cross-plarization is 12 ⁇ , (. ⁇ (.2 ⁇ (
  • the total number of precoding matrices constituting the codebook is the number of antenna ports having the same polarization in the first dimension, the number of antenna ports having the same polarization in the second dimension, and the first number.
  • the oversampling factor used in the dimension and the inner oversampling factor used in the above two dimensions can be determined.
  • the first matrix is composed of one or more columns selected from a Discrete Fourier Transform (DFT) matrix generated by the following equation,
  • N_h may be the number of antenna ports having the same polarization in the first dimension
  • Q_h may be an oversampling factor used in the first dimension
  • the second matrix is composed of one or more columns selected from a Discrete Fourier Transform (DFT) matrix generated by the following equation,
  • N ⁇ v may be the number of antenna ports having the same polarization in the second dimension
  • Q ⁇ V may be an oversampling factor used in the second dimension
  • FIG. 1 illustrates a structure of a radio frame in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a resource grid for one downlink slot in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 3 shows a structure of a downlink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 4 shows a structure of an uplink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 5 is a configuration diagram of a general multiple input / output antenna (MIMO) communication system.
  • 6 illustrates a channel from a plurality of transmit antennas to a single receive antenna.
  • MIMO multiple input / output antenna
  • FIG. 7 illustrates a basic concept of codebook based precoding in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 8 illustrates a reference ' signal pattern mapped to a downlink resource block pair in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a resource to which a reference signal is mapped in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 10 illustrates a two-dimensional active antenna system having 64 antenna elements in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 11 is a base station or in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 12 illustrates a two-dimensional antenna system having cross polarization in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 13 illustrates a transceiver unit model in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 14 illustrates a two-dimensional AAS in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 15 to 44 are diagrams for describing a method of constructing a codebook according to an embodiment of the present invention.
  • 45 is a diagram illustrating a method for transmitting and receiving a codebook based signal according to an embodiment of the present invention.
  • 46 is a block diagram of a wireless communication device according to one embodiment of the present invention.
  • a base station has a meaning as a terminal node of a network that directly communicates with a terminal. Certain operations described as being performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases. That is, it is apparent that various operations performed for communication with a terminal in a network including a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or other network nodes other than the base station.
  • a base station (BS) may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an evolved-NodeB (eNB), a base transceiver system (BTS), and an access point (AP). .
  • a 'terminal' may be fixed or mobile, and may include a user equipment (UE), a mobile station (MS), a user terminal (UT), a mobile subscriber station (MSS), a subscriber station (SS), and an AS ( Advanced Mobile Station), Wireless Terminal (T), Machine-Type Communication (MTC) device, It may be replaced with terms such as machine-to-machine (M2M) devices, device-to-device (D2D) devices, and the like.
  • M2M machine-to-machine
  • D2D device-to-device
  • downlink means communication from a base station to a terminal
  • uplink means communication from a terminal to a base station.
  • DL downlink
  • UL uplink
  • a transmitter may be part of a base station
  • a receiver may be part of a terminal
  • uplink a transmitter may be part of a terminal and a receiver may be part of a base station.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • GSM global system for mobile communications
  • GPRS general packet radio service
  • EDGE enhanced data rates for GSM evolution
  • ⁇ FDMA can be implemented as a wireless ⁇ technology, such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E- UTRA (evolved UTRA).
  • UTRA is part of a universal mobile telecommunications system (UMTS).
  • 3GPP 3rd Generation Partnership Project
  • LTE long term evolution
  • E-UMTS evolved UMTS
  • OFDMA is employed in downlink
  • SC-FDMA is used in uplink.
  • LTE-A evolution of 3GPP LTE.
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of the wireless access systems IEEE 802, 3GPP and 3GPP2. That is, the embodiments of the present invention have not been described in order to clearly reveal the technical spirit of the present invention. Steps or portions may be supported by the documents. In addition, all terms disclosed in the present document can be described by the above standard document.
  • FIG. 1 illustrates a structure of a radio frame in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 3GPP LTE / LTE-A supports a type 1 radio frame structure applicable to FDD (frequency division duplex) and a type 2 radio frame structure applicable to time division duplex (TDD).
  • FDD frequency division duplex
  • TDD time division duplex
  • Type 1A illustrates a structure of a type 1 radio frame.
  • Type 1 radio frames can be applied to both full duplex and half duplex FDD.
  • a radio frame consists of 10 subframes.
  • One subframe consists of two consecutive slots in the time domain, and subframe i consists of slot 2i and slot 2i + l.
  • TTI transmission time interval
  • one subframe is 1ms long and one slot is 0. It may be 5 ms.
  • uplink transmission and downlink transmission are distinguished in the frequency domain. While there is no restriction on full-duplex FDD, the terminal cannot simultaneously transmit and receive in half-duplex FDD operation.
  • One slot includes a plurality of orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) symbols in the time domain and includes a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain. Since 3GPP LTE uses OFDMA in downlink, the OFDM symbol is for representing one symbol period. The OFDM symbol may be referred to as one SC- FDMA symbol or symbol period.
  • a resource block is a resource allocation unit and includes a plurality of consecutive subcarriers in one slot.
  • FIG. 1B illustrates a frame structure type 2.
  • uplink-downlink configuration is a rule indicating whether uplink and downlink are allocated (or reserved) for all subframes.
  • Table 1 shows an uplink-downlink configuration.
  • 'D' represents a subframe for downlink transmission
  • 'U' represents a subframe for uplink transmission
  • 'S' represents a downlink pilot time slot (DwPTS). It represents a special subframe consisting of three fields: Guard Period (GP) and Uplink Pilot Time Slot (UpPTS).
  • GP Guard Period
  • UpPTS Uplink Pilot Time Slot
  • the DwPTS is used for initial cell discovery, synchronization, or channel estimation at the terminal.
  • UpPTS is used for channel estimation at the base station and synchronization of uplink transmission of the terminal.
  • GP is a section for removing interference caused in the uplink due to the multipath delay of the downlink signal between the uplink and the downlink.
  • the uplink-downlink configuration can be classified into seven types, and the location and / or number of downlink subframes, special subframes, and uplink subframes are different for each configuration.
  • Switch-point periodicity refers to a period in which an uplink subframe j and a downlink subframe are switched in the same manner, and both 5ms or 10ms are supported.
  • the special subframe S exists in every half-frame, and in case of having a period of 5ms downlink-uplink switching time, it exists only in the first half-frame.
  • subframes 0 and 5 and DwPTS are sections for downlink transmission only. The subframe immediately following the UpPTS and the subframe subframe is always an interval for uplink transmission.
  • the uplink-downlink configuration may be known to both the base station and the terminal as system information.
  • the base station may notify the terminal of the change of the uplink-downlink assignment state of the radio frame by transmitting only an index of the configuration information.
  • the configuration information may be transmitted through PDCCH (Physical Downlink Control Channel) as other scheduling information as a total of downlink gear information, and all terminals in the sal through broadcast channel as broadcast information. May be transmitted in common.
  • PDCCH Physical Downlink Control Channel
  • Table 2 shows the configuration of the special subframe (length of DwPTS / GP / UpPTS).
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a resource grid for one downlink slot in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • one downlink slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain.
  • one downlink slot includes seven OFDM symbols, and one resource block includes 12 subcarriers in a frequency domain, but is not limited thereto.
  • Each element on the resource grid is a resource element, and one resource block (RB) includes 12 ⁇ 7 resource elements.
  • the number N A DL of resource blocks included in the downlink slot depends on the downlink transmission bandwidth.
  • the structure of the uplink slot may be the same as the structure of the downlink slot.
  • 3 shows a structure of a downlink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied. Referring to FIG. 3, up to three OFDM symbols in the first slot in a subframe are control regions to which control channels are allocated, and the remaining OFDM symbols are data regions to which a Physical Downlink Shared Channel (PDSCH) is allocated. data region).
  • Examples of the downlink control channel used in 3GPP LTE include a PCFICH (Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH (Physical Downlink Control Channel), PHICH (Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel).
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and carries information about the number of OFDM symbols (ie, the size of the control region) used for transmission of control channels within the subframe.
  • PHICH is a response channel for the uplink
  • PHICH is for a hybrid automatic repeat request (HARQ).
  • the downlink control information includes uplink resource allocation information, downlink resource allocation information or an uplink transmission (Tx) power control command for a certain terminal group.
  • the PDCCH is a resource allocation and transmission format of DL-SCH (Downlink Shared Channel) (also called a downlink grant), resource allocation information of UL-SCH (Uplink Shared Channel) (also called an uplink grant), and a PCH ( Paging information in paging channel, system information in DL-SCH, resource allocation for upper-layer control message such as random access response transmitted in PDSCH, arbitrary UE It may carry a set of transmission power control commands for individual terminals in the group, activation of Voice over IP (VoIP), and the like.
  • the plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region, and the terminal may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH consists of a set of one or a plurality of consecutive CCEs.
  • CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH with a coding rate according to the state of a radio channel.
  • the CCE is referred to a plurality of resource element groups.
  • the port 1 3/4 of the PDCCH and the number of bits of the available PDCCH are determined according to the correlation between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs.
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI to be transmitted to the terminal, and attaches a CRC (Cyclic Redundancy Check) to the control information.
  • the CRC is masked with a unique identifier (referred to as RNTI (Radio Network Temporary Identifier)) according to the owner or purpose of the PDCCH.
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • a unique identifier of the terminal for example, C-RNTI (Cell-RNTI) may be masked to the CRC.
  • a paging indication identifier for example, P-RNTI (Paging—RNTI) may be masked to the CRC.
  • a system information block SIB
  • SI-RNTI system information RNTI
  • RA-RNTI random access-RNTI
  • FIG. 4 illustrates an uplink sub in a wireless communication system to which an embodiment of the present invention may be applied. Represents the structure of a frame.
  • an uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • a physical uplink control channel (PUCCH) 0 carrying UL control information is allocated to the control region.
  • the data region is allocated a Physical Uplink Shared Channel (PUSCH) that carries user data.
  • PUSCH Physical Uplink Shared Channel
  • a PUCCH for one UE is allocated a resource block (RB) pair in a subframe.
  • RBs belonging to the RB pair occupy different subcarriers in each of the two slots.
  • This RB pair allocated to the PUCCH is said to be f requency hopping at the slot boundary.
  • MIMO Multi-Input Multi -Output
  • MIMO technology generally uses multiple transmit (Tx) antennas and multiple receive (Rx) antennas away from the ones that typically use one transmit antenna and one receive antenna.
  • the MIMO technology is a technique for increasing capacity or individualizing performance by using multiple input / output antennas at a transmitting end or a receiving end of a wireless communication system.
  • 'MIMO' will be referred to as 'multi-input / output antenna'.
  • the multi-input / output antenna technology does not rely on one antenna path to receive one total message, and collects a plurality of pieces of data received through multiple antennas to collect complete data. Complete
  • multiple input / output antenna technology can increase the data rate within a specific system range, and can also increase the system range through a specific data rate.
  • MIMO communication technology is the next generation mobile communication technology that can be widely used in mobile communication terminals and repeaters, and attracts attention as a technology that can overcome the transmission limit of other mobile communication depending on the limit situation due to the expansion of data communication. have.
  • MIMO multiple input / output antenna
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a general multiple input / output antenna (MIMO) communication system.
  • MIMO multiple input / output antenna
  • a transmission rate four times higher than a single antenna system may be theoretically obtained.
  • the technique of the multiple input / output antennas improves transmission by simultaneously transmitting a plurality of data symbols by using a spatial diversity scheme that improves transmission reliability by using symbols passing through various channel paths and by using a plurality of transmit antennas. It can be divided into spatial multiplexing method. In addition, researches on how to appropriately combine these two methods to obtain the advantages of each are being studied in recent years.
  • the spatial diversity scheme there is a space-time block code sequence and a space-time Trelis code sequence system that simultaneously uses diversity gain and coding gain.
  • the bit error rate improvement performance and the code generation freedom are excellent in the Tetris coding method, but the operation complexity is simple in space-time block code.
  • This spatial diversity gain can be obtained by the amount corresponding to the product (N_T X N_R) of the number of transmit antennas (N-T) and the number of receive antennas (N_R).
  • the spatial multiplexing technique is a method of transmitting different data streams at each transmitting antenna, and at the receiver, mutual interference occurs between data transmitted simultaneously from the transmitter.
  • the receiver removes this interference using an appropriate signal processing technique and receives it.
  • the noise reduction scheme used here MLD (maximum likelihood detection) receiver, ZF (zero-forcing) receiver MMSE (minimum mean square error) receiver, D-BLAST (Diagonal -Bell Laboratories Layered Space -Time), V-BLAST (Vertical -Bell Laboratories Layered Space -Time Singular value decomposition (SVD) can be used, especially when the transmitter can know the channel information.
  • N_T transmit antennas and N_R receive antennas as shown in FIG. 5.
  • the maximum transmittable information is N_T, so this may be represented by the following vector.
  • the transmission power can be different in each of the transmission information sl, s 2, s NT, and at this time, the transmission information whose transmission power is adjusted as ⁇ _1, ⁇ _2, ⁇ _ ⁇ _ ⁇ can be represented by the following vector. have.
  • Equation 3 the transmission information in which the transmission power of Equation 3 is adjusted is diagonally transmitted.
  • the information vector whose transmission power is adjusted in Equation 4 is then multiplied by the weight matrix W to form N_T transmission signals X— 1, x_2, and x_N_T that are actually transmitted.
  • the weight matrix plays a role of appropriately distributing transmission information to each antenna according to a transmission channel situation. Transmission signal x_l, x_2 like this
  • X_N_T can be expressed as follows using vector X.
  • w_ij is the weight between the i th transmit antenna and the j th transmission information W is the matrix.
  • W is called a weight matrix or a precoding matrix.
  • the above-described transmission signal (X) can be considered divided into the case of using the spatial diversity and the case of using the spatial multiplexing.
  • the elements of the information vector s all have different values, while using spatial diversity causes the same signal to be sent through multiple channel paths.
  • the elements of the information vector S all have the same value.
  • the other three transmitting signals such as transmission via the antenna using the spatial diversity, and "may also be considered when sent to each caching the another signal space multiplexing.
  • the reception signals are represented by the y y received signals y_l and y_2 y—N—R as vector y.
  • each channel can be classified according to the transmit / receive antenna index, and a channel passing through the receive antenna i from the transmit antenna j is designated as h_ij. do. Note that the order of the index of h_ij is that of the receiving antenna index first and that of the transmitting antenna is later.
  • These channels can also be grouped together and displayed in vector and matrix form. It is possible. An example of the vector display is described below.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a channel from a plurality of transmit antennas to one receive antenna.
  • a channel arriving from a total of N—T transmit antennas to a reception antenna i may be expressed as follows.
  • Equation 7 when all the channels passing through the N R T antennas from the N_T Tx antennas are represented by the matrix expression as shown in Equation 7, it may be expressed as follows.
  • Equation 9 is used to model the transmission signal, the reception signal, the channel, and the white noise as described above.
  • Each of the multiple input / output antenna communication systems can be represented through the following relationship.
  • the number of rows and columns of the channel matrix H indicating the state of the channel is determined by the number of transmit and receive antennas.
  • the number of rows is equal to the number of receiving antennas N—R
  • the number of columns is equal to the number of transmitting antennas N—T.
  • the channel matrix H becomes an N_RXN_T matrix.
  • the rank of a matrix is defined as the minimum number of rows or columns that are independent of each other.
  • the tank of the matrix cannot be larger than the number of rows or columns.
  • the rank (H) of the channel matrix H is limited as follows.
  • the tank when the matrix is subjected to eigen value decomposition, the tank may be defined as the number of eigenvalues that are not zero among eigen values. Similarly, when a tank is singular value decomposition (SVD), it can be defined as the number of non-zero singular values.
  • SVD singular value decomposition
  • the physical meaning of the tank in the channel matrix is to send different information in a given channel It can be said to be the maximum number.
  • the rank for MIMO transmission represents a number of paths that can independently transmit a signal at a specific time point and a specific frequency resource, and the number of layers transmits through each path.
  • the transmitting end since the transmitting end transmits the number of layers corresponding to the number of tanks used for signal transmission, the rank has the same meaning as the number of layers unless otherwise specified.
  • FIG. 7 illustrates a basic concept of codebook based precoding in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • the transmitting end and the receiving end share codebook information including a predetermined number of precoding matrices according to a transmission tank, the number of antennas, and the like.
  • the precoding-based codebook method may be used.
  • the receiving end may measure the channel state through the received signal, and feed back a finite number of preferred precoding matrix information (that is, an index of the corresponding precoding matrix) to the transmitting end based on the above-described codebook information.
  • the receiver may select an optimal precoding matrix by measuring the received signal in a maximum likelihood (ML) or minimum mean square error (MMSE) method.
  • ML maximum likelihood
  • MMSE minimum mean square error
  • the receiving end transmits precoding matrix information for each codeword to the transmitting end. Although transmitting is illustrated, the present invention is not limited thereto.
  • the transmitter receiving feedback information from the receiver may select a specific precoding matrix from the codebook based on the received information.
  • the transmitter that selects the precoding matrix performs precoding by multiplying the number of layer signals of the transmission tank by the selected precoding matrix, and transmits the precoded transmission signal through a plurality of antennas.
  • the number of rows in the precoding matrix is equal to the number of antennas, and the number of columns is equal to the tank value.
  • the tank value is equal to the number of layers, so the number of columns is equal to the number of layers.
  • the precoding matrix may be configured as a 4 X 2 matrix. Equation 12 below represents an operation of mapping information mapped to each layer to each antenna through a precoding matrix in this case.
  • information mapped to a layer is x_l, x_2, and each element p_ij of the 4 X 2 matrix is a weight used for precoding.
  • y_l, y_2, y_3, and y — 4 are information mapped to antennas and may be transmitted through each antenna using each OFDM transmission scheme.
  • the receiving end receiving the signal precoded and transmitted by the transmitting end may restore the received signal by performing reverse processing of the precoding performed by the transmitting end.
  • the unitary matrix (U) condition, such as the Hermit matrix, is satisfied, and the above-described inverse processing of the precoding is performed by the Hermit of the precoding matrix P used for the precoding of the transmitting end.
  • has a matrix (a H P) can be made in a way that multiplies the received signal.
  • a codebook for 4 transmit antennas is designed because up to 4 transmit antennas are supported in downlink.
  • the 3GPP LTE-A system which is the evolution of the existing 3GPP LTE, can support up to 8 transmit antennas in downlink. Therefore, there is a need to design a precoding codebook that provides good performance for downlink transmission through up to eight transmit antennas.
  • the constant coefficient characteristic means a characteristic in which an amplitude of each channel component of the precoding matrix constituting the codebook is constant. According to this characteristic, the power level transmitted from each of all antennas can remain the same regardless of which precoding matrix is used. Accordingly, The efficiency of using a power amplifier (p 0wer Amplif ier) can be increased.
  • the finite alphabet is, for example, in the case of two transmit antennas, the precoding matrices except for the scaling factor, QPSK (Quadrature Phase Shif t Keying) alpha (ie ⁇ 1, ⁇ j ) Means to configure using only. Accordingly, the complexity of the calculation in multiplication of the precoding matrix in the precoder can be alleviated.
  • QPSK Quadrature Phase Shif t Keying
  • the codebook size may be limited to a predetermined size or less. As the size of the codebook is larger, it is possible to include the precoding matrices for various cases, so that the channel state can be more accurately reflected, but the number of bits of the precoding matrix indicator (PMI) increases accordingly. This can cause a head.
  • PMI precoding matrix indicator
  • Nested property means that a portion of the high tank precoding matrix consists of a low rank precoding matrix.
  • the precoding matrix is configured in this way, even when the base station determines to transmit downlink to a transmission tank lower than the channel tank indicated by the RI (Rank Indicator) reported from the terminal, proper performance can be guaranteed.
  • the complexity of channel quality information (CQI) can be reduced according to this characteristic. This is because, in the operation of selecting a precoding matrix among precoding matrices designed for different tanks, the calculations for the precoding matrix selection can be shared in part.
  • RS Reference Signal
  • the signal Since data is transmitted over a wireless channel in a wireless communication system, the signal may be distorted during transmission. In order to correctly receive the distorted signal at the receiving end, the distortion of the received signal must be corrected using the channel information.
  • a signal transmission method known to both a transmitting side and a receiving side and a method of detecting channel information using a distorted degree when a signal is transmitted through a channel are mainly used.
  • the above-mentioned signal is called a pilot signal or a reference signal (RS).
  • RS can be classified into two types according to its purpose. There is an RS for obtaining channel state information and an RS used for data demodulation.
  • the former Since the former has a purpose for the UE to acquire channel state information on the downlink, it should be transmitted over a wide band, and a UE that does not receive downlink data in a specific subframe should be able to receive and measure its RS. Also This is also used for radio resource management (RRM) measurement such as handover.
  • RRM radio resource management
  • the latter is an RS that the base station sends along with the corresponding resource when the base station transmits the downlink, and the UE can estimate the channel by receiving the RS, and thus can demodulate the data.
  • This RS should be transmitted in the area where data is transmitted.
  • the downlink reference signal is one common reference signal (CRS: common RS) for acquiring information on channel states shared by all terminals in a cell, measurement of handover, etc. and a dedicated reference used for data demodulation only for a specific terminal.
  • CRS common reference signal
  • a dedicated reference used for data demodulation only for a specific terminal.
  • a signal dedicated RS.
  • Such reference signals may be used to provide information for demodulation and channel measurement. That is, DRS is used only for data demodulation and CRS is used for both purposes of channel information acquisition and data demodulation.
  • the receiving side measures the channel state from the CRS and transmits an indicator related to the channel quality such as the channel quality indicator (CQI), the precoding matrix index ( ⁇ ) and / or the rank indicator (RI). Feedback to the base station).
  • CRS is also referred to as cell-specific RS.
  • CSI channel state information
  • the DRS may be transmitted through resource elements when data demodulation on the PDSCH is needed.
  • the UE may receive the presence or absence of a DRS through a higher layer and is valid only when a floating PDSCH is mapped.
  • the DRS may be referred to as a UE-specific reference signal (UE- specific RS) or a demodulation reference signal (DMRS). have.
  • UE-specific RS UE-specific reference signal
  • DMRS demodulation reference signal
  • FIG. 8 illustrates a reference signal pattern mapped to a downlink resource block pair in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • a downlink resource block pair may be represented by 12 subcarriers in one subframe X frequency domain in a time domain in a unit in which a reference signal is mapped. That is, one resource block pair on the time axis (X axis) has a length of 14 OFDM symbols in case of normal cyclic prefix (normal CP) (in case of FIG. 8 (a)), and an extended cyclic prefix ( extended CP: extended Cyclic Prefix) has a length of 12 OFDM symbols (in case of FIG. 8 (b)).
  • normal CP normal cyclic prefix
  • extended CP extended Cyclic Prefix
  • the resource elements (REs) described as' ⁇ ',' ⁇ ', ⁇ 2' and '3' in the resource block grid are the CRSs of the antenna port indexes' 0 ',' 1 ', -2' and ⁇ 3 ', respectively.
  • the location of the resource element described as 'D' means the location of the DRS.
  • the CRS is used to estimate a channel of a physical antenna and is distributed in the entire frequency band as a reference signal that can be commonly received to all terminals located in a cell. That is, this CRS is a cell-specific signal and is transmitted every subframe for the wideband.
  • CRS may be used for channel quality information (CSI) and data demodulation.
  • CSI channel quality information
  • CRS is defined in various formats depending on the antenna arrangement at the transmitting side (base station).
  • base station In 3GPP LTE systems (e.g., release-8), RSs for up to four antenna ports are transmitted depending on the number of transmit antennas in the base station. .
  • the downlink signal transmitting side has three types of antenna arrangements such as a single transmit antenna, two transmit antennas, and four transmit antennas. For example, base station transmission If the number of antennas is two, CRSs for antenna ports 0 and 1 are transmitted, and for four antennas, CRSs for antenna ports 0 to 3 are transmitted. If the base station has four transmit antennas, the CRS pattern of one RB is shown in FIG. 8.
  • the reference signal for the single antenna port is arranged.
  • reference signals for two transmit antenna ports are arranged using time division multiplexing (TDM) and / or FDM frequency division multiplexing (FDM) scheme. That is, the reference signals for the two antenna ports are assigned different time resources and / or different frequency resources so that each is distinguished.
  • TDM time division multiplexing
  • FDM frequency division multiplexing
  • the base station uses four transmit antennas, reference signals for the four transmit antenna ports are arranged using the TDM and / or FDM scheme.
  • Channel information measured by the receiving side (terminal) of the downlink signal is transmitted by a single transmit antenna, transmit diversity, closed-loop spatial multiplexing, and open-loop spatial multiplexing. Alternatively, it may be used to demodulate data transmitted using a transmission scheme such as a multi-user MIMO.
  • DRS is used to demodulate data. Preceding weights used for a specific terminal in multiple I / O antenna transmission are used without change to estimate the corresponding channel by combining with the transmission channel transmitted from each transmission antenna when the terminal receives the reference signal.
  • the 3GPP LTE system (eg, Release-8) supports up to four transmit antennas, and a DRS for tank 1 beamforming is defined.
  • the DRS for tank 1 bump forming also indicates the reference signal for antenna port index 5.
  • LTE system evolution In the advanced LTE-A system, it should be designed to support up to eight transmit antennas in the downlink of the base station. Therefore, RS for up to eight transmit antennas must also be supported. Since the downlink RS in the LTE system defines only RSs for up to four antenna ports, when the base station has four or more up to eight downlink transmit antennas in the LTE-A system, RSs for these antenna ports are additionally defined. Must be designed. RS for up to eight transmit antenna ports must be designed for both RS for channel measurement and RS for data demodulation described above.
  • an RS for an additional up to eight transmit antenna ports should be additionally defined in the time-frequency domain in which CRS defined in LTE is transmitted in every subframe over the entire band.
  • RS for channel measurement purpose
  • CSI-RS Channel State Infation-RS, Channel State Indication-RS, etc.
  • RS Data Demodulation-RS
  • CSI-RS for channel measurement purpose has a feature that is designed for channel measurement-oriented purpose, unlike the conventional CRS is used for data demodulation at the same time as the channel measurement, handover, and the like. Of course, this may also be used for the purpose of measuring handover and the like. Since the CSI-RS is transmitted only for the purpose of obtaining channel state information, unlike the CRS, the CSI-RS does not need to be transmitted every subframe. In order to reduce the overhead of the CSI-RS, the CSI-RS is transmitted intermittently on the time axis.
  • DM-RS is transmitted to the UE scheduled in the corresponding time-frequency domain for data demodulation. That is, the DM-RS of a specific UE is transmitted only in a region where the UE is scheduled, that is, a time-frequency region in which data is received.
  • LTE-A system In LTE-A system, up to eight transmit antennas are supported on the downlink of a base station.
  • the RS for up to 8 transmit antennas are transmitted in every subframe in the same manner as the CRS of the existing LTE, the RS overhead becomes excessively large. Therefore, in LTE-A system, MCS, PMI, etc.
  • Two RSs were added, separated into CSI-RS for CSI measurement for selection and DM-RS for data demodulation.
  • CSI-RS can be used for purposes such as RRM measurement, but is designed for the purpose of obtaining CSI. Since the CSI-RS is not used for data demodulation, it does not need to be transmitted every subframe.
  • the CSI-RS may be periodically transmitted with an integer multiple of one subframe or may be transmitted in a specific transmission pattern. At this time, the period or pattern in which the CSI-RS is transmitted may be set by the eNB.
  • the DM-RS is transmitted to the UE scheduled in the corresponding time-frequency domain. That is, the DM-RS of a specific UE is transmitted only in a region where the UE is scheduled, that is, a time-frequency region in which data is received.
  • the UE In order to measure the CSI-RS, the UE must transmit the CSI-RS transmission subframe index of each CSI-RS antenna port of the cell to which it belongs, and the CSI-RS resource element (RE) time-frequency position within the transmission subframe. And information about the CSI-RS sequence.
  • RE resource element
  • the eNB should transmit CSI-RS for up to eight antenna ports, respectively.
  • Resources used for CSI-RS transmission of different antenna ports should be orthogonal to each other.
  • the CSI-RSs for each antenna port may be mapped to different REs so that these resources may be orthogonally allocated in the FDM / TDM manner.
  • the CSI-RSs for different antenna ports may be transmitted in a CDM scheme that maps to orthogonal codes.
  • the eNB informs its own UE about the CSI-RS, it should first inform the information about the time-frequency to which the CSI-RS for each antenna port is mapped.
  • the CSI-RS is transmitted through one, two, four or eight antenna ports.
  • the CSI-RS sequence is a complex—valued modulation symbol used as a reference symbol on each antenna port (p) as shown in the following equation: L3. a_k, 1 mapped to A (p)
  • Equation 13 (k ', 1') (where k 'is a subcarrier index in a resource block and 1' represents an OFDM symbol index in a slot) and the conditions of n—s are shown in Table 3 or Table below. It is determined according to the CSI-RS configuration such as 4. Table 3 illustrates the mapping of (k ', 1') from the CSI-RS configuration in a generic CP. Table 3
  • Table 4 illustrates the mapping of (k ', 1') from the CSI-RS configuration in the extended CP.
  • ICI inter-cell interference
  • HetNet heterogeneous network
  • the CSI-RS configuration is different depending on the number of antenna ports and the CP in the cell, and adjacent cells may have different configurations as much as possible.
  • the CSI—RS configuration may be divided into a case of applying to both an FDD frame and a TDD frame and a case of applying only to a TDD frame according to a frame structure. Based on Table 3 and Table 4, (k ', 1') and n—s are determined according to CSI—RS configuration, and the time-frequency resources used for CSI-RS transmission are determined by each CSI-RS antenna port.
  • . 9 is a diagram illustrating a resource to which a reference signal is mapped in a wireless communication system to which the present invention can be applied. FIG.
  • FIG. 9 (a) shows 20 CSI-RS configurations available for CSI-RS transmission by one or two CSI-RS antenna ports, and FIG. 9 (b) shows four CSI-RS antenna ports. 10 shows the CSI-RS configurations available for use, and FIG. 9 (c) shows the available CSI-S transmissions by eight CSI-RS antenna ports. Five CSI-RS configurations are shown.
  • the radio resource (ie, RE pair) to which the CSI-RS is transmitted is determined according to each CSI-RS configuration.
  • CSI-RS is performed on a radio resource according to the configured CSI-RS configuration among the 10 CSI-RS configurations shown in FIG. Is sent.
  • CSI-RS is performed on a radio resource according to the configured CSI—RS configuration among the five CSI-RS configurations shown in FIG. 9 (c). Is sent.
  • CSI-RS for each antenna port is transmitted by CDM on the same radio resource per two antenna ports (i.e. ⁇ 15,16 ⁇ , ⁇ 17,18 ⁇ , ⁇ 19, 20 ⁇ , ⁇ 21, 22 ⁇ ). do.
  • the respective CSI-RS complex symbols for antenna ports 15 and 16 are the same, but different orthogonal codes (e.g., Walsh codes) are multiplied to the same radio resource.
  • the complex symbol of CSI-RS for antenna port 15 is multiplied by [1, 1]
  • the complex symbol of CSI-RS for antenna port 16 is multiplied by [1 -1] and mapped to the same radio resource.
  • the UE can detect the CSI-RS for a specific antenna port by multiplying the transmitted symbol by the multiplied code. That is, multiply the multiplied code [1 1] to detect the CSI-RS for antenna port 15, and detect the CSI-RS for antenna port 16. Multiply the code multiplied by [1 -1].
  • the radio resources according to the CSI-RS configuration having a small number of CSI-RS antenna ports It includes radio resources.
  • the radio resource for the number of eight antenna ports includes both the radio resource for the number of four antenna ports and the radio resource for the number of one or two antenna ports.
  • a plurality of CSI-RS configurations may be used in one cell. Only non-zero power (NZP) CSI-RS is used with zero or one CSI-RS configuration, and zero power (ZP) CSI-RS is zero or multiple CSI-RS. Configuration can be used.
  • NZP non-zero power
  • ZP zero power
  • the UE For each bit set to 1 in ZP CSI-RS, a 16-bit bitmap set by the upper layer, the UE corresponds to the four CSI-RS columns of Tables 3 and 4 above. Assume zero transmit power in the REs (except in the case of overlapping with the RE assuming NZP CSI-RS set by the upper layer). Most Significant Bit (MSB) corresponds to the lowest CSI-RS configuration index, and the next bits in the bitmap correspond to the next CSI-RS configuration index.
  • MSB Most Significant Bit
  • CSI— RS is transmitted only in a downlink slot that satisfies the condition of (n_s mod 2) in Table 3 and Table 4 and a subframe that satisfies the CSI-RS subframe configuration.
  • the CSI-RS is not transmitted in the subframe configured for the transmission of the subframe or the paging message that collides with the transmission of the PBCH or SIB 1 (SystemlnformationBlockTypel) message.
  • the CSI-RS is not configured to be transmitted every subframe, but is configured to be transmitted every predetermined transmission period corresponding to a plurality of subframes. In this case, the CSI-RS transmission overhead may be much lower than in the case where the CSI-RS is transmitted 5 every subframe.
  • T—CSI-RS CSI transmission period'
  • A_CSI—RS subframe offset
  • CSI-RS according to CSI-RS subframe configuration (I_CSI-RS)
  • T— CSI-RS transmission period
  • ⁇ CSI-RS subframe offset
  • the CSI-RS subframe configuration of Table 5 may be set to any one of a 'SubframeConfig' field and a 'zeroTxPowerSubframeConfig' field.
  • the CSI-RS subframe configuration can be set separately for NZP CSI—RS and ZP CSI-RS.
  • the subframe including the CSI-RS satisfies Equation 14 below.
  • T—CSi-RS is a CSI-RS transmission period
  • ⁇ —CSI—RS is a subframe offset value
  • n—f is a system frame number
  • n_s is a slot number.
  • the UE may be configured with one CSI-RS ruler configuration.
  • transmission mode 10 transmission mode 10
  • the UE may be configured with one or more CSI-RS resource configuration (s).
  • CSI-RS is composed of such as an antenna port number (antennaPortsCount), the sub-frame configuration (subframeConfig), Resource Configuration (resourceConf ig), CSI-RS is transmitted in a number of antenna ports, csi eu RS Indicates how the period and offset of the subframe to be transmitted is returned and at which RE location (ie, frequency and OFDM symbol index) in that subframe.
  • antenna port number an antenna port number
  • subframeConfig sub-frameConfig
  • ResourceConf ig Resource Configuration
  • CSI-RS is transmitted in a number of antenna ports
  • csi eu RS Indicates how the period and offset of the subframe to be transmitted is returned and at which RE location (ie, frequency and OFDM symbol index) in that subframe.
  • -Number of CSI-RS ports (antennaPortsCunt): a parameter indicating the number of antenna ports used for CSI-RS transmission (for example, 1 CSI-RS port, 2 CSI-RS ports, 4 CSI-RS ports, 8 CSI-RS port)
  • CSI-RS configuration (resourceConf ig) (see Tables 3 and 4): Parameters relating to CSI-RS allocation resource location
  • CSI-RS subframe configuration (subframeConfig, i— CSI-RS) (see Table 5): parameters relating to the subframe period and / or offset at which csi-s will be transmitted
  • CSI feedback ⁇ for the transmission power ( ⁇ eu C): 3] in relation to the UE's home for a "reference PDSCH transmit power receive a feedback, UE is 1 dB steps to derive the CSI feedback P_C is assumed to be a ratio of energy per PDSCH RE (EPRE: ' Energy Per Resource Element) to CSI-RS EPRE ' when taken as a value in the [-8, 15] dB range.
  • EPRE Energy Per Resource Element
  • each CSI subframe set of the P_C ⁇ CSI process is set.
  • P_C is assumed as the ratio of PDSCH EPRE to CSI-RS EPRE.
  • the PDSCH EPRE corresponds to a symbol in which the ratio of PDSCH EPRE to CRS EPRE is p_A.
  • CSI-RS and PMCH are not configured together in the same subframe of the serving cell. If the frame structure type 2 four CRS antenna port set, the UE in the case of a normal CP [2 0- 3 1] Set (see Table 3) or in the case of extended CP [16-27] Set (see Table 4) The belonging CSI-RS configuration index is not set.
  • Delay the UE is a CSI-RS resource configuration CSI-RS antenna port spread (delay spread), "also" plug “diffusion (Doppler, spread), the Doppler shift (Doppler shift), the average gain (average gain) and the mean delay ( We can assume that we have a QCL relationship for the average delay. :
  • Doppler shift For UEs with transmission mode 10 and ' QCL type B ', antenna ports 0— 3 corresponding to CSI-RS resource configuration and antenna ports 15-227 ⁇ Doppler spread and Doppler shift corresponding to CSI-RS resource configuration (Doppler shift) can be assumed to be a QCL relationship.
  • one UE may configure one ZP CSI-RS resource configuration for a serving cell.
  • one or more ZP CSI-RS resource configurations may be configured for the serving cell.
  • the following parameters for ZP ' CSI-RS resource configuration may be set through higher layer signaling.
  • ZP CSI-RS subframe configuration (eroTxPowerSubf RameConfig, ie I_CSI-RS) (see Table 5): zero-power CSI-RS subparameters and / or offsets on which subframes are transmitted
  • ZP CSI-RS and PMCH are not set at the same time.
  • one or more channel-state information-interference measurement (CSI-IM) resource configurations may be configured for a serving cell.
  • CSI-IM channel-state information-interference measurement
  • the following parameters for configuring each CSI-IM resource may be set through higher layer signaling.
  • the CSI-IM resource configuration is the same as any one of the configured ZP CSI-RS resource configurations.
  • the CSI-IM resource and the PMCH in the same subframe of the serving cell are not set at the same time.
  • a MIMO system with multiple antennas can be referred to as a Massive MIMO system, and has spectral efficiency, energy efficiency, and processing complexity. It is drawing attention as a means to improve complexity.
  • Massive MIMO is also referred to as full-dimension MIMO (FD-MIMO).
  • AAS active antenna system
  • the AAS does not require separate cables / connectors or other hardware for connecting the amplifier and the antenna according to the use of the active antenna, and thus has high efficiency in terms of energy and operation cost.
  • AAS supports electronic beam control schemes for each antenna, enabling advanced MIMO technologies, such as the formation of sophisticated pan patterns or three-dimensional beam patterns considering beam direction and width:
  • AAS Advanced antenna Systems
  • a three-dimensional beam pattern may be formed by an active antenna of the AAS.
  • FIG. 10 illustrates a two-dimensional active antenna system having 64 antenna elements in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • N_h antennas have a square shape.
  • N_h represents the number of antenna columns in the horizontal direction
  • N ⁇ V represents the number of antenna rows in the vertical direction.
  • This type of wavelength control mechanism may be referred to as three-dimensional ' beamforming.
  • FIG. 11 illustrates a system having a plurality of transmit / receive antennas capable of forming a 3D (3D) beam based on AAS in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 11 illustrates an example described above, and illustrates a 3D MIMO system using a 2D antenna array (ie, 2D—AAS).
  • 2D—AAS 2D antenna array
  • quasi-static or dynamic morph formation in the vertical direction as well as the horizontal direction of the bum can be performed.
  • applications such as vertical sector formation can be considered.
  • a base station when forming a reception beam using a large scale : receiving antenna, a signal power increase effect according to the antenna array gain can be expected. Therefore, in the uplink, a base station can receive a signal transmitted from a message through a plurality of antennas, and the terminal can reduce its transmission power very low in consideration of the history of a large receiving antenna in order to reduce interference effects. There are advantages that can be set. 12 illustrates a two-dimensional antenna system having cross polarization in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • an active antenna-based system weights the active elements (eg, amplifiers) attached (or included) to each antenna element.
  • the gain of the antenna element can be adjusted dynamically. Since the radiation pattern depends on the antenna arrangement, such as the number of antenna elements, antenna pacing, etc., the antenna system can be modeled at the antenna element level:
  • An antenna array model such as the example of FIG. 12 may be represented by (M, N, P), which is a characteristic of the antenna array structure 3 ⁇ 4 is a parameter.
  • M is the number of antenna elements with the same polarization in each column (ie in the vertical direction) (ie, the number or angle of antenna elements with + 45 ° slant in each column). Number of antenna elements with a 45 ° slant in the column).
  • N represents the number of columns in the horizontal direction (ie, the number of antenna elements in the horizontal direction).
  • Antenna ports (antenna port) may be defined by a reference signal related to the antenna ports, for example, in an LTE system, antenna port 0 may be associated with a cell-specific reference signal (CRS) and antenna port 6 may be associated with a positioning reference signal (PRS), for example, between the antenna port and the physical antenna element. This may be the case where a single cross polarization antenna element is used for downlink MIMO or full downlink diversity, etc.
  • CRS cell-specific reference signal
  • PRS positioning reference signal
  • antenna port 0 is one physical antenna. While antenna map 1 is mapped to another physical antenna element, in this case, there are two downlink transmissions from the terminal's point of view, one above antenna port 0. It is associated with a reference signal, and the other is the antenna port 1 bwihyeon: is associated with a reference signal.
  • a single antenna port can be mapped to multiple physical antenna elements. This may be the case when used for beamforming. Bumping can be used to direct the downlink transmission to a specific terminal by using multiple physical antenna elements ⁇ . In general, this can be achieved using an antenna array consisting of multiple columns of multiple cross polarization antenna elements. In this case, in the terminal °, there is a single downlink transmission generated from a single antenna port.
  • One relates to the CRS for antenna port 0 and the other to the CRS for antenna port 1. That is, the antenna port represents downlink transmission at the terminal's point of view, not actual downlink transmission transmitted from the physical antenna element at the base station.
  • multiple antenna ports are used for downlink transmission, but each antenna port may be mapped to multiple physical antenna elements.
  • the antenna array may be used for downlink MIMO or downlink diversity.
  • antenna ports 0 and 1 may each map to multiple physical antenna elements.
  • two downlink transmissions exist from the terminal point of view. One is associated with the reference signal for antenna port 0 and the other is associated with the reference signal for antenna port 1.
  • MIMO pre-coding of the data stream comprises an antenna port virtualization, transceiver unit (or a total receiving unit) may be subjected to (TXRU transceiver unit) virtualization, the antenna element patterns.
  • Antenna port virtualization allows the stream on the antenna port to be precoded on the TXRU.
  • TXRU virtualization allows the TXRU signal to be precoded on the antenna element.
  • the antenna element pattern may have a directional gain pattern i: radiated from the antenna element.
  • TXRU virtualization effect is integrated with 'TXRU virtual and static (TXRU) antenna pattern including both antenna elements L 3 ⁇ 4 effect of .
  • an antenna port is defined with a reference signal (or pilot).
  • the DMRS is identical to the data signal.
  • both DMRS and data are precoded with the same precoder (or same TXRU virtualized precoding).
  • the CSI-RS is transmitted through multiple antenna ports.
  • the precoder characterizing the mapping between the CSI-RS port and TXRU can be designed with a unique matrix so that the UE can estimate the TXRU virtualization precoding matrix for the data precoding vector.
  • the TXRU virtualization method includes ID TXRU virtualization and 2D TXRU virtualization, which will be described with reference to the following drawings.
  • FIG. 13 illustrates a transceiver unit model in a wireless communication system in which the present invention may be ' applied ' .
  • M- TXRU of TXRU 3 ⁇ 4 ⁇ are the same: is associated with M antenna elements is composed of "a single column (column) array antenna having the polarized wave (polarization).
  • the TXRU model configuration which refers to the antenna array model configuration (M, N, P) of FIG. 12, may be represented by (M_TXRU, N, P).
  • M—TXRU means the number of TXRUs present in the same heat and polarization in 2D and always satisfies M_TXRU ⁇ M. That is, the total number of TXRUs is equal to M—TXRUXNXP.
  • TXRU virtualization model is based on the correlation between the antennas ' and the TXRU, and the TXRU virtualization model option -1: sub-array partition model and FIG. 13 (b) as shown in FIG. 13 (a).
  • TXRU virtualization model Option -2 Can be divided into ' full-connection' model. Referring to FIG. 13A, in the case of a sub-array partition model, antenna elements are divided into multiple antenna element groups, and each TXRU is connected to one of the groups.
  • signals of multiple TXRUs are combined and delivered to a single antenna element (or an array of antenna elements).
  • q is an antenna element of times, the transmission signal vector having one column (column) within the M number of polarization (polarized co-) of.
  • w is the bandwidth virtualization TXRU weighting vectors (wideband TXRU virtualization weight vector), and W is a broadband TXRU 'Virtualization weight matrix (wideband TXRU virtualization weight matrix).
  • x is the signal vector of M— TXRU TXRUs.
  • mapping between the antenna port and the TXRUs may be one-to-one or one-to-many.
  • TXRU-to-element mapping in FIG. 13 shows only one example, and the present invention is not limited thereto, and TXRU and antennas may be implemented in various forms from a hardware point of view. The present invention can be equally applied to mapping between elements.
  • Codebook design method for 3D MIMO system operating based on 2D AAS a method of constructing (designing) a codebook based on discrete Fourier transform (DFT) for 2D AAS as illustrated in FIGS. 10 and 12. Suggest.
  • the precoding matrix indicator (PMI) of the 8 Tx (transmitter) codebook is used for long term and / or wideband precoder W— 1 and short term to improve the accuracy of the feedback channel.
  • the design is divided into two (short term) and / or _2 sub-bands. Equation constituting one final PMI from the two channel information is represented by the product of W-1 and W-2, as shown in Equation 15 below. [Equation 15]
  • W «orm (W T W 2 )
  • W is a precoder generated from W_l and W_2, and the UE feeds back this information to the base station.
  • oi n) means the jeonggyuha (normalization) matrix in each row (column) by him (norm) of the matrix A 1.
  • Equation 16 The specific structure of W_l and W_2 in the 8TX codebook defined in LTE is shown in Equation 16 below.
  • the codeword structure above uses a cross polarized antenna and has a tight spacing between antennas (e.g., If the distance between adjacent antennas is less than half the signal wavelength), it is designed to reflect the correlation characteristics of the generated channel.
  • the cross-polarization antennas can be classified into four horizontal antenna groups and vertical antenna groups. Each antenna group is characterized by a uniform linear array (ULA) antenna. The two antenna groups may be co-located.
  • ULA uniform linear array
  • the correlation between antennas of each group has the same linear phase increment (LPI), and the correlation between antenna groups has the position S] 3 ⁇ 4 (phase rotation) 3 ⁇ 4.
  • LPI linear phase increment
  • the codebook is a quantized value of the channel, it is necessary to design the codebook to reflect the characteristics of the channel corresponding to the source. For convenience of explanation, for example, a rank 1 codeword having the above structure may be confirmed that the channel characteristic is reflected in a codeword that satisfies Equation 16.
  • Equation 17 the codeword is N_t (Tx antenna
  • subvector' 2 ' ⁇ are structured in two, and the correlation characteristics between the group of antenna and the vertical antenna group It is advantageous to express it as a vector having a linear phase increase (LPI) in reflection, and a representative example may be a DFT matrix.
  • LPI linear phase increase
  • This codebook structure can be applied to a system using 2D AAS, which is expressed by Equation 18 below.
  • WiW 2 (W 1H ® W 1V ) (W 2H ® W 2V )
  • W-1 represents the long-term nature of the channel, fed back in wideband
  • w_2 represents the short-term nature of the channel, fed back in subbands, and is primarily selected ( selection and co-phasing (for cross-polarized antennas) / subscripts H and V refer to the horizontal and vertical directions, respectively
  • ® is the Kronecker product. product).
  • W_1V is selected as a subset of the D matrix consisting of columns in the DFT codebook D matrix as shown in Equation 19 below.
  • the DFT codebook can be made as shown in Equation 19 below.
  • Equation 19 is an oversampling factor and Nv is the number of vertical antenna ports.
  • the antenna port may correspond to an antenna element according to antenna virtualization. For convenience, it is referred to herein as an antenna port.
  • W_1H is selected as a subset of the D matrix consisting of columns in the D matrix as shown in Equation 20 below.
  • the DFT codebook can be made as shown in Equation 20 below.
  • Equation 20 is an oversampling factor and Nh is the number of horizontal antenna ports.
  • N_l represents the number of antenna ports per same polarization in the first dimension (e.g., horizontal domain)
  • N-2 represents the number of antenna ports per polarization uniform in the two-dimensional (e.g., vertical domain). Indicates the number.
  • FIG. 14 illustrates a 2D AAS in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. : L4 is an 8 transceiver unit (or transceiver unit) (TXRU: transceiver unit) illustrates a 2D AAS, FIG. 14B illustrates 12 TXRU 2D AAS, and FIG. 14C illustrates 16 TXRU 2D AAS.
  • TXRU transceiver unit
  • M is the number of antenna columns of a single column (i.e., first dimension) having the same polarization
  • N is a single row (i.e., having the same polarization).
  • P represents the number of dimensions of polarization.
  • Q represents the total number of TXRUs (antenna ports).
  • the codebook proposed in the present invention can be applied to the 2D AAS illustrated in FIG. 14.
  • the present invention is not limited to the 2D AAS illustrated in FIG. 14 , and the present invention may be extended to an antenna configuration other than the example of FIG. 14 .
  • (M, N, P, Q) (2, 2, 2, 8).
  • the types of codebooks vary according to the over sampling factor and the number of bits of the PMI fed back to the base station by the receiving terminal. Can be configured.
  • the number of feedback bits corresponding to W-1 and L-1 and the number of feedback bits corresponding to W-2 are defined as L_2.
  • N hH Q v may be different according to the number of antenna ports as shown in FIG. 14, and the base station may inform the terminal through RRC signaling or the like and may use a predefined value with the terminal. .
  • the present invention proposes a method of configuring / setting W_l and W_2 scatter in a codebook design for a 2D AAS having at least a W_l matrix having a dual structure.
  • the first dimension (domain) / domain (domain) refers to the horizontal dimension / domain, and refers to the second dimension / domain ⁇ vertical dimension / domain It will be described, but the present invention is not limited thereto.
  • a beam may be interpreted as a precoding matrix for generating a corresponding beam, and the group of groups is a set of precoding matrices (or a set of precoding vectors). It can be interpreted in the same sense as. Also, selecting a beam (or beam pair) may be interpreted to mean selecting a precoding matrix (or vector) capable of generating the beam.
  • Each column consists of 4 Tx DFT vectors.
  • the receiving terminal uses a reference signal (for example, CSI-RS, etc.) transmitted by the base station to select a W— 1 suitable for the receiving terminal from a long-term / wide band point of view.
  • the index may be reported (ie feedback) to the base station.
  • the method of configuring W # 1 corresponding to each index may be correlated with L_2, which is the number of feedback bits of the W_2 matrix that is responsible for selection and co-phasing.
  • L_2S the number of bits used for selection
  • the method of configuring W # 1 and W_2 is as follows. First, the inner precoder W , can be selected from the first codebook C '.
  • W 1 may be configured as in Equation 21 below.
  • i_l represents the index of W_l (i.e., the set of precoding matrices) (i.e., the first PMI to specify W_l)
  • i ⁇ 2 is the index corresponding to the selection of W ⁇ 2 (ie the precoding matrix A second PMI) for specifying the selected precoding within the set of P.
  • the number of columns constituting the entire codebook C1 is ⁇ (32 for Equation 21), respectively.
  • the column of may correspond to the precoding matrix (or precoding vector) W_m, and may be identified by the index of m.
  • the precoding matrix constituting the entire codebook C1 may be represented in a two-dimensional form. (See FIG.
  • each precoding matrix W_m is to be specified by 3 ⁇ 4 tex h in the first dimension (i.e. the specular dimension) and the index V in the second dimension (i.e. the vertical dimension). It can be, that is, the index m is (h, v) and 3 ⁇ 4 are dwalsu mapped one-to-one to the index pair. ''''
  • the index h of the first dimension the first matrix (or first vector) (eg, the matrix of horizontal components (or vector)) v_h for the first dimension antenna port is specified, and the second dimension is specified.
  • the index V of may specify a second matrix (or second vector) (eg, a matrix of horizontal components (or vector)) v_v for the second dimensional antenna port.
  • w ⁇ m has a DFT matrix form and may be generated as a KoneOne product of V— h and v_v.
  • i_l defines a set of precoding matrices (e.g., four precoding matrices) consisting of one or more precoding matrices in the entire codebook, and one preamble by i ⁇ 2 within the set of predetermined precoding matrices.
  • the coding matrix can be determined.
  • i-1 may determine the value of the precoding matrix index m or the precoding index pair (h, v) of one or more precoding matrices belonging to the set of precoding matrices.
  • one precoding matrix index m value or a precoding index pair (h, v) value may be determined by i_2 within a predetermined set of precoding matrices.
  • Figure 15 is a top 3 ⁇ 4 diagram illustrating a method of configuring a codebook according to the 'embodiment of the present invention.
  • the numbers 0-31 in FIG. 15 represent indices of columns (ie, precoding matrix w_m) constituting the entire codebook C # 1. That is, the index m of the entire precoding matrix is shown. m can have a value of 0 to N_h * Q— h * N_v * Q_v.
  • a column (that is, a precoding matrix w_m) constituting the entire codebook C_l is illustrated in a two-dimensional form.
  • V are the indices for the horizontal components of each column (i.e., the precoding matrix w_m) that make up the entire codebook C_l (i.e., the indices for the horizontal components among the DFT vectors constituting w_m), and the indices for the vertical components (i.e., , index for the vertical component of the DFT vectors constituting w_m). That is, h may have a value of 0 to N_h * Q_h (0 to 7 in FIG. 15), and V may have a value of 0 to N__v * Q_v (0 to 3 in FIG. 15).
  • each box shown in FIG. 15 is represented by W l (i 1) (ie, W 1 (0), ' W 1 (1) W_l (2), W— 1 (3)). That is, the box of W_l (i # 1) may be determined by i ⁇ 1.
  • W_l consists of a subset of four horizontal components each for a fixed (same) vertical component, and can overlap two horizontal components between successive (adjacent) W_l's. That is, two precoding matrices overlap between successive (adjacent) W_l in the horizontal dimension direction.
  • the spacing between sets of consecutive (adjacent) precoding matrices in the horizontal dimension direction may correspond to two.
  • the precoding matrix w_m constituting W 1s having indices 0 to 3 of W ⁇ 1 are all the same vertical.
  • the pair of indices in the first dimension and the index in the second dimension of the precoding matrix constituting W_l is (x, y). It may correspond to (x + l, y), (x + 2, y), (x + 3, y). Where x and y correspond to non-negative integers.
  • the values that x values can have may be determined differently. For example, when spacing is 2 in the first dimension (eg, the horizontal dimension) direction as illustrated in FIG. 15, x may have a value of a multiple of 2. On the other hand, when spacing is 1 in the first order (eg, horizontal dimension) direction, x may have a value of a multiple of one. Similarly, depending on the spacing between consecutive sets of (adjacent) precoding matrices in the vertical dimension direction, the values that y may have may be determined differently.
  • the same parts as those described with respect to the equations (21) and FIG. 15 will be omitted, and the description will be mainly focused on parts having a difference.
  • W_l may be configured as shown in Equation 22 below. [Equation 22] W, 0
  • 16 is a diagram for describing a method of constructing a codebook according to an embodiment of the present invention.
  • each W_l has two vertical and horizontal components, and one horizontal component is overlapped between consecutive w ⁇ 1 's. That is, two precoding matrices overlap between successive (adjacent) W_l in the horizontal dimension direction. Multiplicatively speaking, the long spacing between sets of consecutive (adjacent) precoding matrices in the horizontal dimension direction may correspond to one.
  • w_m contained in W ⁇ 1 is the vertical component row 1 It can be configured as.
  • FIG Typically represented by a structure of W_l methods such as 16, pairs of the indexes in the index and a second dimension in a first dimension of the pre-nose "coding matrixes constituting W_l is (x, y) (x + l, y), (x, y + l) and (x + l, y + l). Where x and y are negative It is not an integer.
  • the values that x values can have may be determined differently. For example, when spacing is 2 in the direction of the first dimension (eg, horizontal dimension), may have a value of multiple of two. On the other hand, as shown in FIG. 16, when spacing is 1 in the horizontal dimension direction, x may have a value of a multiple of 1. Similarly, depending on spacing between successive sets of (adjacent) precoding matrices in the vertical dimension direction, the values that y may have may be determined differently.
  • W_l may be configured as shown in Equation 23 below. [Equation 23]
  • 17 is a diagram illustrating a method of configuring a codebook according to an embodiment of the present invention.
  • the configuration method of W 1 as shown in FIG. 17 constitutes W 1.
  • the pair of indices in the first dimension and indices in the second dimension of the precoding matrix is (x, y)
  • i_l represents the index of W_l and i-2 represents the index corresponding to the choice of W_2.
  • FIG. 18 is a diagram for describing a method of constructing a codebook according to an embodiment of the present invention.
  • each of W 1 has two vertical and horizontal components, One vertical component overlaps between successive W 1s. That is, two precoding matrices o overlap between consecutive (adjacent) Ws in the vertical dimension direction. In other words, the spacing between sets of consecutive (adjacent) precoding matrices in the vertical dimension direction may correspond to one.
  • Horizontal component row i It can be composed of
  • w ⁇ m included in W ⁇ 1 is a horizontal component row ;
  • a pair of indices in a first 'dimension and an indices in a second dimension of the precoding matrix constituting W 1 may be represented by (x, y), (x + l, y), (x + l, y), (x + l, y + l) Where x and y correspond to non-negative integers.
  • W_l may be configured as shown in Equation 25 below.
  • 19 is a diagram for describing a method of constructing a codebook according to an embodiment of the present invention.
  • W ⁇ 1 may be configured as a zig-zag pattern (or check pattern). That is, in the case of W_1 (0), it may be composed of ⁇ w_0, w_2, w_9, w_ll ⁇ .
  • the pair of indices in the first dimension of the precoding matrix constituting W 1 and the indices in the second order 3 ⁇ 4 is (x, y) (x + 2). , y), (x + l, y + l), (x + 3, y + 1). Where x and y are negative integers.
  • two precoding matrices are overlapped between consecutive (adjacent) Ws in the horizontal dimension direction.
  • the spacing between sets of consecutive (adjacent) precoding matrices in the horizontal dimension direction may correspond to two.
  • the pattern of W_l is a result of considering a case where beam group 1 of W_l is ⁇ w_0, w_2, w_9, w # 11 ⁇ .
  • zigzag (Zig-zag pattern) (or check pattern) W-1 can be configured.
  • 20 is a diagram for describing a method of constructing a codebook according to an embodiment of the present invention.
  • a zigzag (Zig-zag pattern) (or check pattern) as shown in the example of FIG. 19 may be 2 ⁇ 4 including ⁇ w_0, w_l, w_2, w_3, w_8, w_9, w_10, w— 11 ⁇ .
  • the rectangular pan group the case of considering the set of ⁇ w_l, w— 3, w_8, w— 10 ⁇ is illustrated.
  • a method of constructing W ⁇ 1 as shown in FIG . 20 the pair of indices in the first dimension and the index in the second dimension of the precoding matrix constituting W_l is (x + l, y), ( x, y + l), (x + 2, y + l) and (x + 3, y).
  • x and y correspond to non-negative integers.
  • the spacing between the W— 1 beam groups (that is, the set of precoding matrices) is considered to be 2, and also for the zigzag (or check patterns) described below. It is apparent that an embodiment of a zigzag (or a check pattern) that may appear in FIG. 20 described above is easily applied.
  • 21 is a diagram for describing a method of configuring a codebook according to an embodiment of the present invention.
  • w_m constituting W_l may consider that indexes of columns are horizontally dropped by a and b values and columns are vertically dropped by c values.
  • a pair of the index at the "index and the second dimension in a first dimension of the precoding matrix constituting W_l is (x, y) (x + a (x + b, y + c), (x + a + b, y + c), where x and y correspond to nonnegative integers.
  • Equation (11) represents a generalized equation of zigzag (Zig-zag pattern) (or check pattern).
  • 22 is a diagram for describing a method of configuring a codebook according to an embodiment of the present invention.
  • the beam group spacing when the beam group spacing is set to 2, there is an advantage that all regions of the grid lead beam (GoB) can be covered without overlapping between groups.
  • the construction method of W-1 as shown in FIG. 22 (a) is expressed as (x, y) x + l, y), (x + 2, y + l) and (x + 3, y + l).
  • x and y correspond to non-negative integers.
  • Fig. 22 (b) shows the filter set in Fig. 22 (a) in the 2 ⁇ 4 beam group.
  • Degree The pairs of indices in the first dimension and indices in the second dimension of the precoding matrix constituting W-1, such as 22 (b), are (x, y + l), (x + l, y + l), Corresponds to (x + 2, y) and (x + 3, y). Where X and y correspond to non-negative integers.
  • a “V” pattern as shown in FIG. 23 may also be considered.
  • FIG. 23 is a diagram for describing a method of constructing a codebook according to an embodiment of the present invention.
  • Equation 26 when three parameters a, b and / or ' c are adjusted in Equation 26, a “V” pattern may be derived.
  • a method of constructing W_l as shown in FIG . 23 (a), a pair of indices in a first dimension and an index in a second dimension of the precoding matrix constituting W_l is (x, y), (x + l, y + l), (x + 2, y + l) and (x + 3, y).
  • x and y correspond to nonnegative integers /
  • FIG. 23B shows the filter set of FIG. 23A in the 2 ⁇ 4 beam group.
  • a pair of indices in the first dimension and indices in the second dimension of the precoding matrix constituting W_l is (x, y + l), ( x + l, y), (x + 2, y), (x + 3, y + 1). 'Where, x and y corresponds to a non-negative integer.
  • Figure 23 (c) shows one embodiment of the V pattern. At this time, it was considered the "situation with eight pan horizontally, a beam group, illustrates the situation in which spacing (spacing) by 2 horizontally.
  • the outer precoder W s may be selected from the second codebook 0 .
  • W_l is configured as described above, and one precoding matrix may be selected from among precoding matrices (or vectors) included in W ⁇ 1.
  • W_2 may be configured as in Equation 28 below.
  • Equation 28 e is a selection vector with only the kth element having a value of 1 and the remainder having a value of 0.
  • the value of k (ie, selection index) (ie, one of 1 to 4) is determined by i_2.
  • the k th precoding matrix is selected from the precoding matrices belonging to the set W_l of the precoding matrix, and k denotes the precoding matrix belonging to the precoding matrix. It can also mean an index to identify.
  • k may be indexed in order from left to right of w—m belonging to W ⁇ 1 in the equation for configuring W_l, such as Equation 21 above.
  • the precoding matrix w_m belonging to the set W_l of the precoding matrix is followed by the two-dimensional index (i.e. y or V) in the order that the index of the first dimension (i.e., X or h) is increased.
  • the k values can be indexed in order.
  • k 3 ⁇ 4 may be indexed in the order in which the index of the second dimension (ie, y or V) is increased followed by the increase of the index of the first dimension (ie, X or h).
  • the k values may be indexed in the order in which the index (ie, X or h) of the first dimension is increased in the precoding matrix w_m in the set W_l of the precoding matrix.
  • the co-phasing function of the polarization antenna port (3 ⁇ 4B) group is performed.
  • N hQ h N v Q v Black can correspond to any rotation factor that matches system performance
  • Equation 28 may be expressed by Equation 29 below. [Equation 29]
  • i is the index of the selection vector e '.
  • the outer precoder W2 may be selected from the second codebook C ⁇ .
  • one precoding matrix may be selected from among the precoding matrices included in the set of precoding matrices as in the case of tank 1.
  • the precoding matrix may be composed of precoding vectors applied to each layer.
  • a precoding vector configured for each layer may be selected from the precoding vectors configured in W_lo and included in W ⁇ 1. That is, in the case of tank 2 or more, the set of precoding vectors may correspond to the set of precoding matrices in the case of tank 1.
  • a precoder matrix composed of precoding vectors selected for each layer may be derived. Accordingly, in the case of rank 2 or more, the set of precoding matrices may mean a set of precoding matrices generated according to various combinations of precoding vectors for each layer.
  • W_2 may be configured as in Equation 30 below.
  • Equation 31 Equation 31
  • W_2 may be configured by a combination of equations 28 and 30, a combination of equations 29 and 31, a combination of equations 29 and 30, or a combination of equations 29 and 31.
  • Table 6 shows L 2 in the (2,2,2,8) AAS.
  • Equation 32 is shown below. That is, when the number of L-1 bits as shown in Table 6 is determined / set, according to the form of Equation 32, the W-1 configuration scheme proposed by the present invention may be generalized.
  • Equation 32 may be expressed as Equation 33 below.
  • Equation 22 , Equation 23 , Equation 24 , Equation 2 6 and Equation 27 may be generalized by changing a function in generalized Equation 32.
  • ⁇ ⁇ Equation 34 below In Equation 32, it is possible to generalize the equation 22.
  • Equation 23 may be generalized.
  • Equation 26 may be generalized.
  • Equation 38 a function in Equation 32 can be generalized to equation (27), and.
  • Equation 32 a method of tying a set of indices of columns constituting W_l vertically rather than horizontally is possible, and this is represented by Equation 39 below.
  • the W- 1 then may be configured, as shown in Equation 40. -
  • 24 is a diagram for describing a method of constructing a codebook according to an embodiment of the present invention.
  • W_l may be configured with a back slash pattern.
  • a beam interval constituting W_l may be set to nine.
  • the construction method of W_l as shown in FIG. 24 indicates that the pair of indices in the first dimension and the index in the second dimension of the precoding matrix constituting W ⁇ 1 is (x, y), ( ⁇ + ⁇ ) , ⁇ + ⁇ ), (x + 2, y + 2) and (x + 3, y + 3).
  • x and y correspond to non-negative integers.
  • W— 1 may be configured by indexes of the constituent categories being continuously or horizontally or a gap is set. have.
  • Equation 32 33 there is an equation 32 33 composed of only horizontal beams in a given vertical domain. Equation 32 consists of horizontally continuous beams, and Equation 33 consists of beams having an interval of 8 horizontally.
  • This codebook construction method can be adaptively applied according to the base station antenna layout. That is, when the antenna port layout is horizontally wide (e.g., TXRU subarray model, etc.), Equation 33 having a wide interval between the bands in W_l may be used, or as shown in FIG. 21 (or FIGS. 22 and 23). Variables that determine the horizontal spacing can be set relatively wide.
  • the antenna port layout is horizontally wide (e.g., TXRU subarray model, etc.)
  • Equation 33 having a wide interval between the bands in W_l may be used, or as shown in FIG. 21 (or FIGS. 22 and 23).
  • Variables that determine the horizontal spacing can be set relatively wide.
  • Equation 32 may be used, or the parameters defining the horizontal spacing of FIG. 21 (or FIGS. 22 and 23) may be relatively narrow.
  • Vertical can also be extended in the same way.
  • it may be adaptively set by using variables that determine the range of the intervals of FIGS. 17 and 21 (or 22 and 23). So far, we have seen the case of increasing the number of feedback bits of W-1 in the long-term view in 2D AAS. This is in terms of system overhead, It is more advantageous when increasing the number of feedback bits of short-term W_2. However, in 2D AAS using a large antenna port, increasing the number of bits of W_2 may be considered.
  • Each column consists of 4 Tx DFT vectors.
  • W 1 may be configured as in Equation 42 below.
  • 25 is a diagram for describing a method of configuring a codebook according to an embodiment of the present invention.
  • numbers 0-255 represent indexes of columns constituting the entire codebook C ⁇ 1, and h and indicate horizontal and vertical components among the DFT vectors constituting w_m in W_l, which are elements of C_l, respectively.
  • W ⁇ 1 is composed of eight columns, and four categories may overlap between W_l having adjacent i_l.
  • the pair of indices in the first dimension and the indices in the second dimension of the precoding matrix constituting W_l is (x, y), (x + l, y ), (x + 2, y), (x + 3, y), (x +, y), (x + 5, y), (x + 6, y), (x + 7, where x And y correspond to non-negative integers.
  • Equation 42 is as follows.
  • W_l may be configured as shown in Equation 44 below.
  • FIG. 26 is a diagram for describing a method for constructing a blue codebook according to an embodiment of the present invention.
  • W_l includes four horizontal components and two vertical components, and two horizontal components may overlap between W_l having adjacent i-1.
  • the construction method of W_l as shown in FIG. 26, the pair of indices in the first dimension and indices in the second dimension of the precoding matrix constituting W ⁇ 1 is (x, y) (x + l, y), (x + 2, y), (x + 3, y), (x, y + l), (x + l, y + l), (x + 2, y + l), (x + 3, y + l).
  • X and y correspond to non-negative integers.
  • W_l may be configured as shown in Equation 45 below. [Equation 45]
  • i_l represents the index of W_l
  • i_2 is the index that corresponds to the choice of W-2.
  • B_h represents the product of the number of horizontal antenna ports and the oversampling factor
  • B_v represents the product of the number of vertical antenna ports and the oversampling factor.
  • FIG. 27 is a diagram for describing a method of constructing a codebook according to an embodiment of the present invention.
  • W ⁇ 1 includes four horizontal components and two vertical components, and one vertical component may overlap between W ⁇ 1 having adjacent i ⁇ 1.
  • W- pair of the index in the first dimension of the precoding matrix index constituting a one-time and the second dimension (X, y) (x + l, y), (x + 2, y), (x + 3, y), (, y + 1), (x + l, y + l), (x + 2, y + 1), (x + 3, y + l).
  • X and y correspond to non-negative integers.
  • W_l may be configured as shown in Equation 46 below. [ 46 ]
  • Equation 46 is as shown in Figure 28 .
  • FIG. 28 is a diagram for describing a method of configuring a codebook according to an embodiment of the present invention.
  • W_l includes two horizontal components and four vertical components, and two vertical components may overlap between W-1 having adjacent i-1.
  • the construction method of W ⁇ 1 as shown in FIG. 28 is a pair of indexes in the first dimension of the precoding matrix constituting W_l and indexes in the second order 3 ⁇ 4 (x, y) (x + l). , y), (x, y + l), (x + l, y + l), (x, y + 2), (x + l, y + 2), (x, y + 3),
  • W-1 may be configured as in Equation 47 below. Equation 47 .
  • Equation 47 Schematic of Equation 47 is as shown in FIG.
  • 29 is a diagram for describing a method of constructing a codebook according to an embodiment of the present invention.
  • a pair of indices in the first dimension and indices in the second dimension of the precoding matrix constituting W ⁇ 1 is represented by (x, y) and (x + l).
  • y + l indices in the first dimension and indices in the second dimension of the precoding matrix constituting W ⁇ 1
  • y + l indices in the first dimension and indices in the second dimension of the precoding matrix constituting W ⁇ 1
  • y + l a pair of indices in the first dimension and indices in the second dimension of the precoding matrix constituting W ⁇ 1
  • the outer precoder W 2 may be selected from the second codebook C ⁇ .
  • W_2 may be configured as in Equation 49 below. [Equation 49]
  • L _2S 3
  • the outer precoder ⁇ may be selected from the second codebook C
  • W ⁇ 2 may be configured as in Equation 50 below.
  • the combination of the selection vectors is obtained by the following method. 1) How to make 8 pairs with the same vector combination and the remaining 8 pairs to fill the combination of contiguous vectors first As an example of this method, it can be configured as Equation 51 below. 51]
  • chordal distances of the matrices A and B are defined as in Equation 52 below.
  • Equation 52
  • F stands for Frobenius norm operation.
  • An example of this method may be configured as shown in Equation 50 above.
  • Equation 53 a combination of 8 pairs of the same vectors, 2 bits of co-phasing, and 5 bits in total may be used.
  • W_2 may be configured as in Equation 54 below.
  • the outer precoder 2 can be selected from the second codebook.
  • W 2 ce 3 ⁇ 4 ⁇ day 1
  • W 2 may be configured as in Equation 55 below.
  • W 2 may be configured as shown in Equation 56 below.
  • Equation 55 The method of determining the (Y 1, ⁇ 2) pair described in Equation 50 above is Equation 55 Equally applicable to Equation 56.
  • FIG. 14 (b) A method of configuring a codebook for 12 TXRU 2D AAS as shown in FIG. 14 (b) will be described.
  • two (3, 2, 2, 12) and (2, 3, 2, 12) may be divided according to the shape of the 2D antenna panel.
  • the column constituting the final W-1 consists of 6 Tx DFT vectors, and the structure is shown in Equation 57 below.
  • m is given as a function of i_l, i_2, as in the case of 8 TXRU.
  • w 1 may be configured as in Equation 58 below.
  • Schematic 58 is shown in Figure 30.
  • FIG. 30 is a diagram for describing a method of constructing a codebook according to an embodiment of the present invention.
  • W_l the construction method of W_l as shown in FIG. 30 is represented, where the pair of indices in the first dimension and the index in the second dimension of the precoding matrix constituting W_l is (x, y), (x + l, y ), (x + 2, y), (x + 3, y)
  • x and y corresponds to a non-negative integer.
  • 1 1 4-there are 16 total W_l that can be constructed. In this case, the case of using only 12 W_l and the case of using 16 W_l may be considered.
  • W 1 may be configured using Equation 32 above.
  • the base station transmits an aperiodic CSI request signal / message to the terminal, thereby receiving CSI information including W ⁇ 1 again through aperiodic feedback.
  • the base station may have other CSI received (e.g., W ⁇ 1 and the feedback level is low or low) until the faulty W_l is reported in the next period.
  • CSIs with short periods, such as W_2 and / or CQI, may be ignored.
  • DCI can be overridden to report (e.g., W_l) reporting error (e.g., W_l).
  • a specific period that first appears after #n SF of the corresponding CSI process reporting point (periodic reporting instance (s)) in the "(an error has occurred) report type e.g., W_l
  • a specific period that first appears after #n SF of the corresponding CSI process reporting point (periodic reporting instance (s)) in the "(an error has occurred) report type e.g., W_l
  • a specific period that first appears after #n SF of the corresponding CSI process reporting point (periodic reporting instance (s)) in the "(an error has occurred) report type e.g., W_l
  • Equation 59 is as shown in FIG. 31 is a diagram for describing a method of constructing a codebook according to an embodiment of the present invention.
  • the pattern of FIGS. 18 to 21 may be applied.
  • W_l may be configured as in Equation 60 below.
  • Figure 32 is' a view for explaining a method of configuring a codebook, according to one embodiment of the present invention.
  • the indexes of the columns constituting W_l are horizontally continuous with respect to a given vertical component index.
  • a pair of indices in the first dimension and indices in the second dimension of the precoding matrix constituting W_l is (x, y), Corresponds to (x + l, y), (x + 2, y), (x + 3, y), (x + 4, y), (x + 5, y).
  • x and y correspond to non-negative integers.
  • W_l may be configured by changing the function ⁇ "and 2 ) in equation (60) as shown in equation (61) below.
  • Equation 33 is a schematic diagram of Equation 60 to which a function w (/ 2 ) such as Equation 61 is applied.
  • 33 is a diagram for describing a method of constructing a codebook according to an embodiment of the present invention.
  • W_l may be configured as a rectangular pattern consisting of a DFT vector having three horizontal components and two vertical components. In this case, three bums of vertically connected W— 1 overlap.
  • a pair of indices in the first dimension and indices in the second dimension of the precoding matrix constituting W_l is represented by (x, y), (x + l, y). ), (x + 2, y), (x, y + l), (x + l, y + l), and (x + 2, y + l).
  • X and y correspond to non-negative integers.
  • the case where two bums overlap between W_l may be considered.
  • the index of W1 cannot be expressed as a power of 2
  • the above-described W 1 is composed of 4 categories. As in the case, you may not be able to use all the indexes.
  • W_l may be configured by changing ' 2 ) of m in Equation 59 to Equation 6 2 below.
  • 34 is a diagram for describing a method of constructing a codebook according to an embodiment of the present invention.
  • the pair of indexes in the first dimension and the index in the second dimension of the precoding matrix constituting W_l is represented by (x, y) (x + l, y), (x + 2, y), (x, y + l), (x + l, y + l), (x + 2, y + l).
  • X and y correspond to non-negative integers.
  • W ⁇ 1 may be configured by changing the function m , as shown in Equation 63 below in Equation 59.
  • i_l represents the index of W_l
  • _2 is the index that corresponds to the selection of W_2.
  • B_h represents the product of the number of horizontal antenna ports and the oversampling factor
  • B_v represents the product of the number of vertical antenna ports and the oversampling factor.
  • 35 is shown in Equation 63 above. 35 is a diagram for describing a method of constructing a codebook according to an embodiment of the present invention.
  • a pair of indices in the first dimension and indices in the second dimension of the precoding matrix constituting W ⁇ 1 is (x, y) (x + l, y), (x, y + l), (x + l, y + l), (x, y + 2), and (x + l, y + 2).
  • X and y correspond to non-negative integers.
  • Equation 60 to ; Using Equation 63 , W # 1 is composed of six columns, where W_2 is constructed as follows.
  • the outer precoder W s may be selected from the second codebook ' ) .
  • W_2 may be configured as in Equation 64 below.
  • the outer precoder W can be selected from the second codebook 2) .
  • W_2 may be configured as in Equation 65 below. [Equation 65]
  • Equation 66 3 bits and 2 bits of co-phasing can be considered when a pair of pairs is configured as its own.
  • outer precoder 2 may be selected from the second codebook ⁇ .
  • W_2 may be configured as in Equation 68 below.
  • W_2 can be configured as shown in Equation 69 below.
  • Equations 67 and 69 since L 2S is composed of 3 bits and 5 bits, respectively, 8 and 32 pairs of (Y-1, Y_2) can be represented, respectively. However, as shown in Equation 67 and Equation 69, ( ⁇ - 1, ⁇ _ 2 ) and six pairs
  • the base station When fed back from the terminal, the base station is recognized as a transmission error, in this case, the base station may operate as follows.
  • Aperiodic CSI request signal / message is transmitted to a receiving terminal, and information of W_2 can be received again through aperiodic feedback.
  • the base station may ignore other specific CS processes received until the error W_2 is reported in the next period.
  • DCI DCI
  • B l
  • W_2 an error has occurred
  • Equation 55 since L_2S is 4, the pairs ( ⁇ , ⁇ 2) may be selected using the methods described in Equations 51 and 52. So far we have described the codebook design for (2, 3, 2, 12). Similarly, the case of (3, 2, 2, 12) can be extended. The difference is that a 6 Tx DFT vector constituting the final W_l is configured as shown in Equation 57 below.
  • w (clax 2 ) is a function of how W-1 is constructed as a function of i ) i, i_2, which are the feedback indices of w) i and w) 2 .
  • the codebook W may be configured by applying the codebook design scheme for 12 TXRU described above. So far, we have proposed a method of constructing a DFT vector with the size of base station antenna port panel. That is, for example, described as a horizontal component
  • the present invention proposes a method of constructing a codebook using a DFT vector composed of powers of 2 in a 2D AAS antenna system using an antenna port that is horizontal power is vertical, horizontal, or vertical.
  • the following equation represents a 4Tx DFT codebook C_4Tx with an oversampling factor Q ⁇ h.
  • Oversampling is used to increase the beam granularity of the codebook, which can be implemented by constructing a matrix consisting of 1, 2, 3, and 4 rows of a 4 x 4 DFT matrix.
  • a method of constructing a P Tx codebook having an antenna port P rather than a power of 2 is as follows.
  • FIG. 14C A method of configuring a codebook for 16 TXRU 2D AAS as shown in FIG. 14 (C) will be described.
  • 16 TXRUs in the case of 16 TXRUs, it may be configured with (2, 4, 2, 16) and (4, 2, 2, 16) according to the antenna configuration.
  • the 8 Tx DFT vector constituting the codebook C_l constituting W_l is configured as in Equation 72 below.
  • the 8 Tx DFT vector constituting the codebook C_l constituting W # 1 is configured as in Equation 73 below.
  • W - is a function of the manner of constructing the above-described W_l as a function of i and W _ a second feedback index of the i- 1, i- 2.
  • m (i ⁇ ) can be used to reuse the pattern used in the case of 8 TXRU.
  • W— 1 is composed of four columns
  • the method of configuring W1 is expressed in Equation 32 above. To 39 and Equations 72 and 73.
  • Equation 74 is used.
  • B_h represents the product of the number of horizontal antenna ports and the oversampling factor
  • B—V represents the product of the number of vertical antenna ports and the oversampling factor
  • W_2 may be configured by Equations 28 and 30, respectively.
  • W-1 when W-1 consists of eight columns, it can be comprised by combining Formula (43), Formula (44), Formula (45), and Formula (72).
  • i_l represents an index of W ⁇ 1
  • i_2 is an index that corresponds to the selection of W_2.
  • B h represents the product of the number of horizontal antenna ports and the oversampling factor
  • B—V is the product of the number of vertical antenna ports and the oversampling factor.
  • W_2 may be configured as in Equation 49 or 54 above.
  • W— 2 is represented by Equation 50 or 55 or 56 respectively. It can be configured together.
  • Equations 76 and 77 the equations considering the offset in Equations 19 and 20 are represented by Equations 76 and 77, respectively.
  • the codebook may be configured by setting an offset when an antenna tilting angle corresponding to a specific codebook phase is not used.
  • FIG. 15 may be represented as shown in FIG. 36.
  • 36 illustrates a method of constructing a codebook according to an embodiment of the present invention. It is for the drawing.
  • Equation 21 may be represented by Equation 78 below.
  • i_l represents the index of W_l, and is an index corresponding to the selection of W2.
  • the configuration method of W_l described in the present invention may occur in a case where W_l contiguous with each other in the horizontal or vertical domain overlap by half the number of constituent W_l.
  • the beams of the 8th and 12th indexes are simultaneously included.
  • the configuration of W-1 without redundancy can also be used.
  • the even index ⁇ 0, 2 , 4 , 6 ⁇ black is selected by using only the even index ⁇ I, 3 , 5 ⁇ in the existing W_l configuration.
  • W_l can be reconfigured. Or, it may consist of a certain number of multiples, for example 4 (0, 4, 8, ).
  • W— 1 By reconstructing W_l using the index of 2N_wl ⁇ , W— 1 can be composed of unlayered categories. Or, if it is shifted by a certain number of multiples, for example 4 vertically, W— 1 is constructed using indexes such as ⁇ 0, 1, ..., (N_wl) -1, 4N_wl, ... ⁇ . It can be fun.
  • the base station determines the number of antenna ports such as 8, 12, and 16 through RRC signaling. It can inform the terminal.
  • the base station may inform the user equipment of a 1-bit indicator through RRC signaling for a codebook suitable for each antenna port layout. For example, if 0, the terminal may be recognized as a horizontally long rectangular antenna layout, and if 1, the terminal may be recognized, the terminal may generate a codebook suitable for each antenna layout through a 1-bit indicator.
  • the base station may inform the terminal of the 2-bit indicator or bitmap through the RRC signaling.
  • the terminal may configure a codebook using this.
  • the above-described codebook configuration methods may be informed to the terminal in the form of a bitmap.
  • the base station explicitly informs the terminal or transmits bits L_l and L-2, which are the number of bits corresponding to W—1 and W ⁇ 2, through RRC signaling. You can tell the terminal in the form ⁇ . Then, the terminal can be used to configure a pre-determined codebook sangung each corresponding bit number.
  • the above-described codebooks registered on L_l and L_2 may be notified to the terminal in the form of bit-blindness, so that the terminal may configure the codebook.
  • the base station can explicitly inform the terminal of a configuration method of layouts that correspond to the number of antenna ports of 8, 12, and 16 rounds, that is, the number of horizontal and vertical zero tena ports. That is, information corresponding to (M, N) or (M, N, P) may be informed to the terminal through RRC signaling, and the terminal may inform the codebook of the codebook by one of the methods described above. Can be configured.
  • the above-described methods of codebook configuration may be informed to the terminal in the form of bit blindness.
  • the base station may explicitly inform the UE through RRC signaling or L_l and L_2, which are bits corresponding to W_l and W— 2, or inform the UE in the form of a bitmap. have. Then, the terminal may configure and use a predetermined codebook corresponding to each corresponding number of bits.
  • the above-described codebooks written in L_l and L-2 are notified to the terminal in the form of a bitmap, so that the terminal can configure the codebook.
  • the base station may inform the terminal of the 1-bit indicator through RRC: ⁇ nulling. Through this, the terminal may generate a legacy codebook or a codebook for (2, 2, 2).
  • the terminal when the terminal uses some or all of the above-described codebook, the above-described codebook configuration methods may be informed to the terminal in the form of a bitmap.
  • the base station explicitly informs the terminal through RRC signaling, or L_l, L— 2, which are the number of bits corresponding to W_l and W_l, or informs the terminal in a bitmap form. have.
  • the terminal may configure and use a predetermined codebook commensurate with the corresponding number of bits:
  • the terminal may configure the codebook by notifying the terminal of the above-described codebooks corresponding to L_l and L_2 in the form of a bitmap. .
  • spacing between antenna ports in the antenna port layout illustrated in FIG. 14 greatly affects a codebook design.
  • the performance varies depending on how large the spacing between antenna ports (for example, the antenna port virtualization or the physical distance of the antenna elements is large) and how to configure the codebook according to the small case.
  • the present invention proposes the following method to apply the H-book design to various environments.
  • Equation 32 may be used in which a range of horizontal components constituting W_l are continuously bound to a range of vertical components.
  • Equations 79 and 80 If W_l is composed of four beams at (2, 4, 2, 16), the equations for constructing the codebook are rewritten as Equations 79 and 80 below.
  • 1_1 represents an index of W_l
  • i-2 represents an index corresponding to the selection of W_2.
  • the base station can have blown through a one-bit signaling, know the codebook suitable for the interval (spacing) of the antenna port to the terminal. That is, information about the equation 79 or the equation 80 may be informed to the terminal using 1 bit. The terminal uses this You can restructure your codebook.
  • Equation 81 W_l including Equation 79 and Equation 80 is configured, and this is expressed as Equation 81.
  • i_l represents an index of W # 1
  • i_2 is an index that corresponds to the selection of W # 2.
  • the payload size corresponding to W_l can be increased by one bit, but there is an effect that can widen the codebook selection of the wideband / longterm component of the terminal.
  • Equation 79 and 80 As a method of not increasing the payload size in the method of 2., a method of subsampling (half-sampling) by 1/2 in Equation 79 and Equation 80 may be used. That is, in Equations 79 and 80, the indices of i 1 may be taken in an odd or even number and combined. 4.
  • the proposed method for merging the two codebooks described in the above 2. can be extended to various codebook designs described above in addition to the combination of Equations 79 and 80 .
  • an embodiment according to the present invention proposes a codebook design method for 16 TXRUs.
  • the proposed codebook has a dual codebook structure as shown in Equation 82 below.
  • W-1 corresponds to long term and / or wideband channel characteristics
  • W_2 corresponds to short-term and / or subband channel characteristics
  • W_l includes two identical sub matrices representing beam directionality within two polarization groups
  • W_2 corresponds to the pan-selected and quantized polarization phase of W_l. Due to the dual codebook structure, the overhead of feedback (i.e., long term feedback for w_l and short term feedback for W # 2) can be reduced by setting different feedback periods.
  • Equation 83 The Kronecker product of the vertical DFT matrix is introduced in W_l. Equation 83
  • ⁇ (' ') is the Kronecker product of the selected column of horizontal and vertical beam-of-beam vectors according to.
  • X w and X are fat matrices for the horizontal and vertical domains, respectively.
  • u indicates an oversampling factor in the horizontal domain.
  • M-Tx DFT vector Acquires an oversampling factor in the vertical domain.
  • the feedback overhead for W_l, L_l is closely related to the oversampling factor and the beam group for W_l.
  • FIG. 37 is a diagram for describing a method of constructing a codebook according to an embodiment of the present invention.
  • Equation 84 Equation 84
  • Equation 85 0,1,2,3.
  • Option 2 Check pattern Referring to FIG. 37 (c), in eight beams consisting of four consecutive horizontal and two consecutive vertical ones, four pans one by one one) is selected. That is, it is selected as a check pattern. In this option, two beams overlap between adjacent X (/ ' ⁇ In this case, ⁇ 0 can be defined as Equation 86 below.
  • Option 0.2 and 3 may have an additional degree of freedom in the vertical domain than in option 1.
  • 38 is a diagram for describing a method of constructing a codebook according to an embodiment of the present invention.
  • option 2 described above (ie, option 4: rectangular pattern for FIG. 38 (a)) and option 3 (ie, FIG. For 38 (b), option 5: Check pattern) can be applied, ie, among 8 beams between adjacent X ( > ) , as shown in Figs. 38 (a) and 38 (b).
  • the four categories are overlapped, corresponding to option 4 and option 5 (/ ⁇ ) can be determined by Equations 87 and 88, respectively.
  • the W_l matrix may be constructed using Equation 83 or any one of Equations 84, 85, 86, 87, and 88.
  • Equation 83 the W_l matrix
  • X consists of 4 pans, so you can reuse W_2 in the 3GPP Release 12 4TX codebook.
  • W_2 may be determined as in Equation 89 below.
  • Ye ⁇ e i ' e 2, e3 ' e4 ⁇ , and e (, 2 + 1 ) is a selection vector having four elements of which only the (/ 2 + i) th element is present and all the others are 0. vector).
  • Equation 90 is a rotation term for increasing co-phasing ⁇ 1 quantization resolution 'between two polarization groups.
  • W_2 may be determined as in Equation 90 below. [Equation 90]
  • W_2 may be defined as shown in Equation 91 below [Equation 91]
  • W_2 may be determined as in Equation 92 below.
  • the selection pair in ( 92 ) can be obtained by comparing the Chodal distances of all possible codebook pairs.
  • CSI-RS de-boosting factor CSI-RS de-boosting factor Is half that of the CSI-RS transmit power at the Cat-2 threshold, and the method based on the increase in the CSI-RS feedback period is improved compared to the method based on the increase in the CSI-RS overhead.
  • a 10ms feed cycle is assumed because it can be provided in Table 8.
  • Table 8 illustrates the performance of the (4, 2, 2, 16) antenna layout of codebook option 1 in a 3D-UMi (3D—Urban Micro) scenario.
  • Throug put hrough put
  • e UEs / s
  • Table 8 shows the comparison of Codebook Option 1 in the 3D UMi scenario with (4, 2, 2, 16) with various oversampling factors in the horizontal and vertical domains, and the simulation results in 3D UMa (3D -Urban Macro). Is illustrated in Table 15 below.
  • the CSI—RS port is mapped one-to-one to the TXRU.
  • the cell association is based on a reference signal received power (RSRP) from CRS port 0 mapped to the first TXRU, the vertical beam selection gain (margin) is assumed to be 3dB.
  • RSRP reference signal received power
  • margin the vertical beam selection gain
  • Table 9 illustrates the performance of the (2, 4, 2, 16) antenna layout of codebook operation 1 in the 3D-UMi scenario.
  • Table 9 shows a comparison result of (2, 4, 2, 16) to which various oversampling factors are applied in the codebook option 1 and the vertical domain in the 3D UMi scenario.
  • Simulation results in 3D UMa (3D-Urban Macro) are illustrated in Table 15 below.
  • the results for ( 4 , 4, 2, 16) and (S, 4, 2, 16) with a tilting angle of 100 degrees are shown in Table 13 and Table 14, respectively.
  • the simulation results for the 3D—UMa 500m scenario are shown in Table 16.
  • option 1 and otherwise, optional ⁇ o illustration ° 2, 3, 4, 5 are short vertical selection (short-term vertical for a given oversampling factor
  • the codebook design for the 2D antenna array is preferably selected from one of five options according to the present invention. Table 11 illustrates the simulation parameters and assumptions. Table 11
  • Antenna element configuration 4 x 2 x 2 (+/- 45), 0.5 ⁇ horizontal / base station antenna configuration
  • Isotropic antenna gain pattern ⁇ '( ⁇ ', ⁇ ') 1 FTP model 1 with 0.5 Mbytes packet size (low traffic model
  • CRS port 0 is associated with the first TXRU
  • Hybrid ARQ Hybrid ARQ
  • CQI, PMI, and RI reporting is triggered every 10ms .
  • Table 12 illustrates the performance for the (8, 2, 2, 16) antenna layout of codebook option 1 in the 3D-UMi scenario. Table 12
  • Table 13 illustrates the performance of the (4, 4, 2, 16) antenna layout of codebook operation 1 in the 3D-UMi scenario.
  • Throug put hrough put
  • e UEs / s
  • Table 15 illustrates the performance of the (4, 2, 2, 16) antenna layout of codebook option 1 in the 3D-UMa 500m scenario.
  • Throug put hrough put
  • e UEs / s
  • Table 16 illustrates the performance of the (2, 4, 2, 16) antenna layout of Codebook Action 1 in the 3D-UMa 500m scenario.
  • Using the applied check pattern i.e., configured by two horizontally and one vertically spaced intervals between W1 beam groups
  • a new check pattern (or a zigzag pattern) as shown in FIG. 39 may be used.
  • 39 illustrates a method of constructing a codebook according to an embodiment of the present invention; It is for the drawing.
  • a horizontal stripe ie, two bums are horizontally overlapped in a given vertical beam
  • W_l the payload size of W_l
  • 40 ⁇ illustrates a method of constructing a codebook according to an embodiment of the present disclosure.
  • 41 is a diagram for describing a method of constructing a codebook according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 an example of increasing the vertical index by 1 for an odd index of w ⁇ 1 is illustrated. This configuration is expected to improve performance because more ' can be considered in the range of vertical components than in the 4 ⁇ pattern.

Landscapes

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Abstract

다중 안테나 무선 통신 시스템에서 코드북 기반 신호 송수신 방법 및 이를 위한 장치가 개시된다. 구체적으로, 2차원 (2-dimensional)의 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 단말이 코드북 기반으로 신호를 송수신하기 위한 방법에 있어서, 기지국으로부터 다중 안테나 포트를 통해 채널 상태 정보 참조 신호 (CSI-RS: Channel State Information Reference Signal)을 수신하는 단계 및 채널 상태 정보를 상기 기지국에게 보고하는 단계를 포함하고, 상기 채널 상태 정보는 프리코딩 행렬을 지시하기 위한 프리코딩 행렬 지시자 (PMI: Precoding Matrix Indicator)를 포함하고, 상기 PMI는 코드북으로부터 프리코딩 행렬의 세트를 선택하기 위한 제1 PMI 및 상기 프리코딩 행렬의 세트로부터 하나의 프리코딩 행렬을 선택하기 위한 제2 PMI를 포함하고, 상기 프리코딩 행렬의 세트에 속한 프리코딩 행렬의 제1 차원의 인덱스 및 제2 차원의 인덱스의 쌍은 (x, y), (x+2, y), (x, y+1), (x+1, y+1)이고, 상기 x 및 상기 y는 음수가 아닌 정수일 수 있다.

Description

【명세세
【발명의 명칭】
다중 안테나 무선 통신 시스템에서 코드북 기반 신호 송수신 방법 및 이를 위한 장치
【기술분야】
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서 , 보다 상세하게 본 발명에서는 2치"원 능동 안테나 시스템 ( 2D AAS : 2 -dimensional active antenna system)가 설치된 3차원 다중 입출력 ( 3D MIMO : 3 -dimensional Multi - Input Multi -Output ) 시스템에서 코드북을 기반하여 신호를 송수신하는 방법 및 이를 지원하는 장치에 관한 것이다.
【배경기술】
이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 음성뿐 아니라 데이터 서비스까지 영역을 확장하였으며, 현재에는 폭발적인 트래픽의 증가로 인하여 자원의 부족 현상이 야기되고 사용자들이 보다 고속의 서비스에 대한 요구하므로, 보다 발전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다.
차세대 이동 통신 시스템의 요구 조건은 크게 폭발적인 데이터 트래픽의 수용, 사용자 당 전송률의 획기적인 증가, 대폭 증가된 연결 디바이스 개수의 수용, 매우 낮은 단대단 지연 ( End- to- End Latency) , 고에너지 효율을 지원할 수 있어야 한다. 이를 위하여 이중 연결성 (Dual Connectivity) , 대규모 다중 입줄력 (Massive MIMO： Massive Multiple Input Multiple Output ) , 이중 ( In-band Full Duplex) , 비직교 다중접속 (NOMA : Non-Orthogonal Multiple Access ) , 초광대역 ( Super wideband) 지원, 단말 네트워킹 (Device Networking) 등 다양한 기술들이 연구되고 있다.
【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
본 발명의 목적은 2D-AAS 기반 3D MIMO를 지원하는 무선 통신 시스템에서 코드북을 구성하는 방법을 제안한다.
또한 , 본 발명의 목적은 2D-AAS 기반 3D MIMO를 지원하는 무선 통신 시스템에서 D FT (discrete Fourier transform) 행렬을 이용한 코드북을 구성하는 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 목적은 2D—AAS 기반 3D MIMO를 지원하는 무선 통신 시스템에서 코드북을 기반으로 신호를 송수신하는 방법을 제안한다 .
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 안급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가잔자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【기술적 해결방법】
본 발명의 일 양상은, 2차원 ( 2 -dimensional )의 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 단말이 코드북 기반으로 신호를 송수신하기 위한 방법에 있어서, 기지국으로부터 다중 안테나 포트를 통해 채널 상태 정보 참조 신호 ( CSI -RS : Channel State Information Reference Signal )을 수신하는 단계 및 채널 상태 정보를 상기 기지국에게 보고하는 단계를 포함하고, 상기 채널 상태 정보는 프리코딩 행렬을 지시하기 위한 프리코딩 행렬 지시자 ( PMI : Precoding Matrix Indicator)를 포함하고, 상기 PMI는 코드북으로부터 프리코딩 행렬의 세트를 선택하기 위한 제 1 PMI 및 상기 프리코딩 행렬의 세트로부터 하나의 프리코딩 행렬을 선택하기 위한 제 2 PMI를 포함하고, 상기 프리코딩 행렬의 세트에 속한 프리코딩 행렬의 제 1 차원의 인덱스 및 제 2 차원의 인덱스의 쌍은 (x,y) , (x+2,y) , (x,y+l) , (x+l,y+l)이고, 상기 x 및 상기 y는 음수가 아닌 정수일 수 있다.
본 발명의 다른 일 양상은, 2차원 (2 -dimensional)의 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 기지국이 코드북 기반으로 신호를 송수신하기 위한 방법에 있어서 , 다중 안테나 포트를 통해 채널 상태 정보 참조 신호 (CSI— RS: Channel State Information Reference Signal)을 단말에게 전송하는 단계 및 상기 단말로부터 채널 상태 정보를 수신하는 단계를 포함하고, 상기 채널 상태 정보는 프'리코딩 행렬을 지시하기 위한 프리코딩 행렬 지시자 (PMI: Precoding Matrix Indicator)를 포함하고, 상기 PM工는 코드북으로부터 프리코딩 행렬의 세트 선택하기 위한 제 1 PMI 및 상기 프리코딩 행렬의 세트로부터 상기 프리코딩 행렬을 선택하기 위한 제 2 PM工를 포함하고, 상기 프리코딩 행렬의 세트에 속한 프리코딩 행렬의 제 1 차원의 인덱스 및 제 2 차원의 인덱스의 쌍은 (x,y) , (x+2,y) , (x,y+l) , (x+l,y+l)이고, 상기 x 및 상기 y는 음수가 아닌 정수일 수 있다.
바람직하게, 상기 제 차원의 방향으로 연속되는 상기 프리코딩 행렬의 세트 간의 간격 (spacing)은 2일 수 있다.
바람직하게, 상기 코드북은 제 1 차원 안테나 포트를 위한 게 1 행렬과 제 2 차원 안테나 포트를 위한 제 2 행렬의 크로네커 곱 (Kronecker product)을 기반으로 생성된 프리코딩 행렬로 구성되고, 상기 프리코딩 행렬의 제 1 차원의 인덱스에 의해 상기 제 1 행렬이 특정되고, 상기 프리코딩 행렬의 제 2 차원의 인텍스에 의해 상기 제 2 행렬이 특정될 수 있다.
바람직하게 , 상기 제丄 PM工를 기반으로 상기 프리코딩 행렬의 세트에 속한 프리코딩 행렬의 제 1 차원의 인덱스 및 제 2 차원의 인덱스의 값이 정해질 수 있다.
바람직하게 , 크로스 -편파 안테나 ( cross -plarization)에서 거 l l 편파 안테나 포트와 제 2 편파 안테나 포트 간 위상을 조절하기 위한 인자가 상기 거 12 ί, ( . π ( .2π ( .3에
PMI를 기반으로 【 ^ ^ 중 하나로 결정될 수 있다. 바람직하게, 상기 코드북을 구성하는 프리코딩 행렬의 전체 개수는 게 1 차원에서 동일 편파 (polarization)를 가지는 안테나 포트의 개수, 제 2 차원에서 동일 편파 (polarization)를 가지는 안테나 포트의 개수, 상기 제 1 차원에서 이용되는 오버샘플링 인자 ( oversampling factor) 및 상기 거 ] 2 차원에서 이용되는 내 오버샘플링 인자 ( oversampling factor)꾀 곱으로 정해질 수 있다.
바람직하게, 상기 제 1 행렬은 아래 수학식에 의해 생성되는 DFT (Discrete Fourier Transform) 행렬에서 선택된 하나 이상의 열 ( column)로 구성되고,
[수학식] - ; NhQh
Figure imgf000006_0001
여기서 , N_h는 제 1 차원에서 동일 편파 (polarization)를 가지는 안테나 포트의 개수이며, Q_h는 상기 제 1 차원에서 이용되는 오버샘플링 인자 ( oversampling factor)일 수 있다.
바람직하게, 상기 제 2 행렬은 아래 수학식으로 생성되는 DFT (Discrete Fourier Transform) 행렬에서 선택된 하나 이상의 열 ( column)로 구성되고,
[수학식]
1,2,· - -, NV n = 1,2,· - -,NVQV
Figure imgf000007_0001
여기서 , Ν— v는 제 2 차원에서 동일 편파 (polarization)를 가지는 안테나 포트의 개수이며, Q— V는 상기 제 2 차원에서 이용되는 오버샘플링 인자 ( oversampling factor)일 수 있다.
【유리한 효과】
본 발명의 실시예에 따르면 , 특히 2D-AAS 기반 3D MIMO를 지원하는 무선 통신 시스템에서 코드북을 구성하는 방법을 정의함으로써, 송신단과 수신단 간에 원활하게 신호 (또는 채널) 송수신을 수행할 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예에 따르면 , 2D-AAS 기반 3D MIMO를 지원하는 무선 통신 시스템에서 범포밍 이득 (beamforming gain)을 최대화할 수 있다 . 본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과로 제한되지 않으며ᅳ 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 특징을 설명한다.
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 틍신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 ( resource grid)를 예시한 도면이다.
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 5는 일반적인 다중 입출력 안테나 (MIMO) 통신 시스템의 구성도이다. 도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나꾀 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다.
도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조'신호 패턴을 예시한다.
도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 참조 신호가 매핑되는 자원을 예시하는 도면이다.
도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서, 64개의 안테나 요소 (antenna elements )를 가지는 2차원 능동 안테나 시스템을 예시한다. 도 11은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 기지국 또는 단말이 AAS 기반의 3D ( 3 -Dimension) 빔 형성이 가능한 다수의 송 /수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 예시한다.
도 12는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 교차 편파 ( cross polarization)를 가지는 2차원 안테나 시스템을 예시한다.
도 13은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 트랜스시버 유닛 모델을 예시한다 .
도 14는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 2차원 AAS를 예시한다 .
도 15 내지 도 44는 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을설명하기 위한 도면이다.
도 45는 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북 기반 신호를 송수신하기 위한 방법을 예시하는 도면이다.
도 46은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다 .
【발명의 실시를 위한 형태】
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블톡도 형식으로 도시될 수 있다.
본 명세서에서 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다. 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신올 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS: Base Station) '은 고정국 (fixed station) , Node B, eNB (evolved-NodeB) , BTS (base transceiver system) , 액세스 포인트 (AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말 (Terminal) '은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며 , UE (User Equipment) , MS (Mobile Station) , UT (user terminal) , MSS (Mobile Subscriber Station) , SS (Subscriber Station) , A S (Advanced Mobile Station) , T (Wireless terminal) , MTC (Machine -Type Communication) 장치,. M2M (Machine- to-Machine) 장치, D2D(Device-to-Device) 장치 등의 용어로 대체될 수 있다.
이하에서, 하향링크 (DL: downlink)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미하며 , 상향링크 (UL: uplink)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서 송신기는 기지국의 일부이고, 수신기는 단말의 일부일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말의 일부이고, 수신기는 기지국의 일부일 수 있다. 이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상올 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
이하의 기술은 CDMA (code division multiple access) , FDMA ( frequency division multiple access) , TDMA (time division multiple access) , OFDMA ( orthogonal frequency division multiple access) , SC- FDMA (single carrier frequency division multiple access) , NOMA (non- orthogonal multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 이용될 수 있다. CDMA는 UTRA (universal terrestrial radio access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM (global system for mobile communications) /GPRS (general packet radio service) /EDGE (enhanced data rates for GSM evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. ᄋ FDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi) , IEEE 802.16 (WiMAX) , IEEE 802-20, E- UTRA (evolved UTRA) 등과 같은 무선■ 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS (universal mobile telecommunications system)의 일부이다. 3GPP (3rd generation partnership project) LTE ( long term evolution) ^ E— UTRA를 사용하는 E-UMTS (evolved UMTS)의 일부로써 , 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE- A (advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.
본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802, 3GPP 및 3GPP2 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
설명을 명확하게 하기 위해, 3GPP LTE/LTE-A를 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다. 본발명이 적용될 수 있는무선 통신 시스템 일반
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
3GPP LTE/LTE-A에서는 FDD ( Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 (radio frame) 구조와 TDD (Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다 .
도 1에서 무선 프레임의 시간 영역에서의 크기는 T—S = l/ (15000*2048)의 시간 단위의 배수로 표현된다. 하향링크 및 상향링크 전송은 T_f = 307200*T_s = 10tns의 구간을 가지는 무선 프레임으로 구성된다.
도 1의 (a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 예시한다 . 타입 1 무선 프레임은 전이중 (full duplex) 및 반이중 (half duplex) FDD에 모두 적용될 수 있다.
무선 프레임 (radio frame)은 10개의 서브프레임 (subf rame)으로 구성된다. 하나의 무선 프레임은 T_slot=15360*T_s = 0.5tns 길이의 20개의 슬롯으로 구성되고, 각 슬롯은 0부터 19까지의 인덱스가 부여된다. 하나의 서브프레임은 시간 영역 (time domain)에서 연속적인 2개의 슬롯 (slot)으로 구성되고, 서브프레임 i는 슬롯 2i 및 슬롯 2i+l로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는데 걸리는 시간을 TTI ( transmission time interval )이라 한다. 예를 들어 , 하나의 서브 프레임은 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0 . 5ms일 수 있다.
FDD에서 상향링크 전송 및 하향링크 전송은 주파수 도메인에서 구분된다. 전이중 FDD에 제한이 없는 반면, 반이중 FDD 동작에서 단말은 동시에 전송 및 수신을 할 수 없다.
하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM ( orthogonal f requency division multiplexing) 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (RB : Resource Block)을 포함한다. 3GPP LTE는 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 OFDM 심볼은 하나의 심볼 구간 ( symbol period)을 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC- FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블톡 ( resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파 ( subcarrier)를 포함한다.
도 1의 (b)는 타입 2 프레임 구조 ( frame structure type 2 )를 나타낸다.
타입 2 무선 프레임은 각 153600 *T_s = 5ms의 길이의 2개의 하프 프레임 (half frame )으로 구성된다. 각 하프 프레임은 30720*T— s = lms 길이의 5개의 서브프레임으로 구성된다.
TDD 시스템의 타입 2 프레임 구조에서 상향링크-하향링크 구성 (uplink - downlink conf iguration)은 모든 서브프레임에 대하여 상향링크와 하향링크가 할당 (또는 예약)되는지 나타내는 규칙이다.
' 표 1은 상향링크-하향링크 구성을 나타낸다. 【표 1】
Figure imgf000014_0001
참조하면, 무선 프레임의 각 서브프레임 별로, 'D'는 하향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내고, 'U'는 상향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내며, 'S'는 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot) , 보호구간 (GP: Guard Period) , UpPTS (Uplink Pilot Time Slot) 3가지의 필드로 구성되는 스페셜 서브프레임 (special subframe)을 나타낸다.
DwPTS는 단말에서의 초기 샐 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향링크 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. GP는 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.
각 서브프레임 i는 각 T— slot = 15360*T_s = 0.5ms 길이의 슬롯 2i 및 슬롯 2i+l로 구성된다 .
상향링크-하향링크 구성은 7가지로 구분될 수 있으며, 각 구성 별로 하향링크 서브프레임, 스페셜 서브프레임, 상향링크 서브프레임의 위치 및 /또는 개수가 다르다.
하향링크에서 상향링크로 변경되는 시점 또는 상향링크에서 하향링크로 전환되는 시점을 전환 시점 ( switching point )이라 한다. 전환 시점의 주기성 ( Switch— point periodicity)은 상향링크 서브프러 j임과 하향링크 서브프레임이 전환되는 양상이 동일하게 반복되는 주기를 의미하며 , 5ms 또는 10ms가 모두 지원된다. 5ms 하향링크-상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 스페셜 서브프레임 ( S )은 하프-프레임 마다 존재하고, 5ms 하향링크- 상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 첫번째 하프 -프레임에만 존재한다. 모든 구성에 있어서, 0번 , 5번 서브프레임 및 DwPTS는 하향링크 전송만을 위한 구간이다. UpPTS 및 서브프레임 서브프레임에 바로 이어지는 서브프레임은 항상 상향링크 전송을 위한 구간이다.
이러한, 상향링크-하향링크 구성은 시스템 정보로써 기지국과 단말이 모두 알고 있을 수 있다. 기지국은 상향링크-하향링크 구성 정보가 바뀔 때마다 구성 정보의 인덱스만을 전송함으로써 무선 프레임의 상향굉크-하향링크 할당상태의 변경을 단말에 알려줄 수 있다. 또한, 구성 정보는 일총의 하향링크 게어정보로서 다른 스케줄링 정보와 "찬 7지로 PDCCH ( Physical Downlink Control Channel )를 통해 전송될 수 있으며 , 방송 정보로서 브로드캐스트 채널 (broadcast channel )을 통해 샐 내의 모든 단말에 공통으로 전송될 수도 있다.
표 2는 스페셜 서브프레임의 구성 (DwPTS/GP/UpPTS의 길이 )을 나타낸다.
【표 2 ]
Special Normal cyclic pref ix in Extended cyclic pref ix sub frame downlink in downlink conf iguration DwPTS UpPTS DwPTS UpPTS
Normal Extended Normal Extended cyclic cyclic cyclic cyclic pref ix pref ix pref ix pref ix in in in in
uplink uplink uplink uplink
0 6592-7； 7680-7;
1 19760-7； 20480-7；
2192-7； 2560-7
2 21952-7； 2192-7； 2560-7； 23040-7；
3 24144-7； 25600-7；
4 26336-7； 7680 · 7；
5 6592-7； 20480-7； 4384.7; 5120-7；
6 19760-7； 23040-7；
4384-7； 5120-7；
7 21952-7； - - -
8 24144-7； - - - 도 1의 예시에 따른 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 부 반송파의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다. 도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)를 예시한 도면이다. 도 2를 참조하면 , 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다. 자원 그리드 상에서 각 요소 (element)를 자원 요소 (resource element)하고, 하나의 자원 블록 (RB: resource block)은 12 X 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 NADL은 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 종속한다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다. 도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다. 도 3을 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 앞의 최대 3개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역 ( control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH ( Physical Downlink Shared Channel )이 할당되는 데이터 영역 ( data region)이다. 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH ( Physical Control Format Indicator Channel ) , PDCCH ( Physical Downlink Control Channel ) , PHICH ( Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel ) 등이 있다.
PCFICH는 서브 프레임의 첫번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수 (즉, 제어 영역의 크기 )에 관한 정보를 나른다 . PHICH는 상향 링크에 대한 응답 채널이고, HARQ (Hybrid Automatic Repeat Request )에 대한
ACK ( Ac knowl e dgemen t ) / NACK ( No t - Ac knowl e dgemen t ) 신호를 나른다. PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보 (DCI : downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 ( Tx) 파워 제어 명령을 포함한다.
PDCCH는 DL- SCH (Downlink Shared Channel )의 자원 할당 및 전송 포맷 (이를 하향링크 그랜트라고도 한다. ) , UL- SCH (Uplink Shared Channel )의 자원 할당 정보 (이를 상향링크 그랜트라고도 한다. ) , PCH ( Paging Channel )에서의 페이징 (paging) 정보, DL-SCH에서의 시스템 정보, PDSCH에서 전송되는 랜덤 액세스 웅답 ( random access response )과 같은 상위 레이어 (upper- layer) 제어 메시지에 대한 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내 개별 단말들에 대한 전송 파워 제어 명령들의 집합, VoIP (Voice over IP)의 활성화 등을 나를 수 있다. 복수의 PDCCH들은 제어 영역 내에서 전송될 수 있으며 , 단말은 복수의 PDCCH들을 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 또는 복수의 연속적인 CCE (control channel elements)의 집합으로 구성된다 . CCE는 무선 채널의 상태에 따른 부호화율 (coding rate)을 PDCCH에 제공하기 위하여 사용되는 논리적 할당 단위이다. CCE는 복수의 자원 요소 그룹 (resource element group)들에 대웅된다 . PDCCH의 포1 ¾ 및 사용 가능한 PDCCH의 비트 수는 CCE들의 수와 CCE들에 의해 제공되는 부호화율 간의 연관 관계에 따라 결정된다.
기지국은 단말에게 전송하려는 DCI에 따라 PDCCH 포맷을 결정하고 , 제어 정보에 CRC (Cyclic Redundancy Check)를 붙인다. CRC에는 PDCCH의 소유자 (owner )나 용도에 따라 고유한 식별자 (이를 RNTI (Radio Network Temporary Identifier)라고 한다.)가 스킹된다. 특정의 단말을 위한 PDCCH라면 단말의 고유한 식별자, 예를 들어 C-RNTI (Cell-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는 페이징 메시지를 위한 PDCCH라면 페이징 지시 식별자, 예를 들어 P-RNTI ( Paging— RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 시스템 정보, 더욱 구체적으로 시스템 정보 블록 (SIB: system information block)를 위한 PDCCH라면 入 1스템 정보 식별자, SI-RNTI (system information RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 랜덤 액세스 프리앰블의 전송에 대한 웅답인 랜덤 액세스 응답을 지시하기 위하여 , RA- RNTI (random access- RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다 .
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4를 참조하면, 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH ( Physical Uplink Control Channel ) 0] 할당된다. 데이터 영역은 사용자 데이터를 나르는 PUSCH ( Physical Uplink Shared Channel )이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH을 동시에 전송하지 않는다.
하나의 단말에 대한 PUCCH에는 서브 프레임 내에 자원 블록 (RB : Resource Block) 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB들은 2개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다 . 이를 PUCCH에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계 ( slot boundary)에서 주파수 도약 ( f requency hopping)된다고 한다.
MIMO (Multi - Input Multi -Output)
MIMO 기술은 지금까지 일반적으로 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여 , 다증 송신 ( Tx) 안테나와 다중 수신 (Rx) 안테나를 사용한다. 다시 말해서 , MIMO 기술은 무선 통신 시스템의 송신단 또는 수신단에서 다중 입출력 안테나를 사용하여 용량 증대 또는 성능 개성을 꾀하기 위한 기술이다. 이하에서는 ' MIMO '를 '다중 입출력 안테나 '라 칭하기로 한다 .
더 구체적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 하나의 완전한 메시지 ( total message )를 수신하기 위하여 한 개의 안테나 경로에 의존하지 않으며 , 여러 개의 안테나를 통해 수신한 복수의 데이터 조각을 수집하여 완전한 데이터를 완성시킨다. 결과적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 특정 시스템 범위 내에서 데이터 전송율을 증가시킬 수 있으며, 또한 특정 데이터 전송율을 통해 시스템 범위를 증가시킬 수 있다.
차세대 이동통신은 기존 이동통신에 비해 훨씬 높은 데이터 전송률을 요구하므로 효율적인 다중 입출력 안테나 기술이 반드시 필요할 것으로 예상된다. 이와 같은 상황에서 MIMO 통신 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대 이동통신 기술이며, 데이터 통신 확대 등으로 인해 한계 상황에 따라 다른 이동통신의 전송량 한계를 극복할 수 있는 기술로서 관심을 모으고 있다.
한편, 현재 연구되고 있는 다양한 전송효율 향상 기술 중 다중 입출력 안테나 (MIMO) 기술은 추가적인 주파수 할당이나 전력증가 없이도 통신 용량 및 송수신 성능을 획기적으로 향상시킬 수 있는 방법으로서 현재 가장 큰 주목을 받고 있다.
도 5는 일반적인 다중 입출력 안테나 (MIMO) 통신 시스템의 구성도이다. 도 5를 참조하면, 송신 안테나의 수를 N— T개로, 수신 안테나의 수를 N_R개로 동시에 늘리게 되면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가하므로, 전송 레이트 ( transfer rate )를 향상시키고, 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 이 경우, 채널 전송 용량의 증가에 따른 전송 레이트는 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트 (R_o)에 다음과 같은 레이트 증가율 (R_i )이 곱해진 만큼으로 이론적으로 증가할 수 있다.
【수학식 1】 R, =min(Nr,N/?)
즉, 예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다.
이와 같은 다중 입출력 안테나의 기술은 다양한 채널 경로를 통과한 심볼들을 이용하여 전송 신뢰도를 높이는 공간 다이버시티 (spatial diversity) 방식과, 다수의 송신 안테나를 이용하여 다수의 데이터 심볼을 동시에 송신하여 전송를을 향상시키는 공간 멀티플렉싱 (spatial multiplexing) 방식으로 나눌 수 있다. 또한 이러한 두 가지 방식을 적절히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻고자 하는 방식에 대한 연구도 최근 많이 연구되고 있는 분야이다.
각하의 방식에 대해 좀더 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.
첫째로, 공간 다이버시티 방식의 경우에는 시공간 블록 부호 계열과, 다이버시티 이득과 부호화 이득을 동시에 이용하는 시공간 트텔리스 (Trelis) 부호 계열 방식이 있다. 일반적으로 비트 오류율 개선 성능과 부호 생성 자유도는 트텔리스 부호 방식이 우수하지만, 연산 복잡도는 시공간 블록 부호가 간단하다. 이와 같은 공간 다이버서티 이득은 송신 안테나 수 (N— T)와 수신 안테나수 (N_R)의 곱 (N_T X N_R)에 해당되는 양을 얻을 수 있다.
둘째로, 공간 멀티플렉성 기법은 각 송신 안테나에서 서로 다른 데이터 열을 송신하는 방법인데, 이때 수신기에서는 송신기로부터 동시에 전송된 데이터 사이에 상호 간섭이 발생하게 된다. 수신기에서는 이 간섭을 적절한 신호처리 기법을 이용하여 제거한 후 수신한다. 여기에 사용되는 잡음 제거 방식은 MLD (maximum likelihood detection) 수신기, ZF ( zero- forcing) 수신기 MMSE (minimum mean square error) 수신기 , D- BLAST (Diagonal -Bell Laboratories Layered Space -Time ) , V-BLAST (Vertical -Bell Laboratories Layered Space -Time ) 둥이 있으며, 특히 송신단에서 채널 정보를 알 수 있는 경우에는 SVD ( singular value decomposition) 방식 등을 사용할 수 있다.
셋째로, 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 결합된 기법을 들 수 있다. 공간 다이버시티 이득만을 얻을 경우 다이버시티 차수의 증가에 따른 성능개선 이득이 점차 포화되며, 공간 멀티플렉싱 이득만을 취하면 무선 채널에서 전송 신뢰도가 떨어진다. 이를 해결하면서 두 가지 이득을 모두 얻는 방식들이 연구되어 왔으며 , 이 중 시공간 블록 부호 (Double - STTD) , 시공간 BICM ( STBICM) 등의 방식이 있다.
상술한 바와 같은 다중 입출력 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.
먼저 , 도 5에 도시된 바와 같이 N_T개의 송신 안테나와 N_R개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다.
먼저 , 송신 신호에 대해 살펴보면 , 이와 같이 N_T개의 송신 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 N_T개 이므로, 이를 다음과 같은 백터로 나타낼 수 있다.
【수학식 2】 한편, 각각의 전송 정보 s l , s 2 , s N T에 있어 전송 전력을 달리 할 수 있으며 , 이때 각각의 전송 전력을 Ρ_1 , Ρ_2 , Ρ_Ν_Τ라 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같은 백터로 나타낼 수 있다.
【수학식 3】 또한, 수학식 3의 전송 전력이 조정된 전송 정보를 전송 전력의 대각
P로 다음과 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 4】
Figure imgf000023_0001
한편, 수학식 4의 전송 전력이 조정된 정보 백터는 그 후 가중치 행렬 W가 곱해져 실제 전송되는 N_T개의 전송 신호 X— 1 , x_2 , x_N_T를 구성한다 . 여기서, 가중치 행렬은 전송 채널 상황 등에 따라 전송 정보를 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송 신호 x_l , x_2
X_N_T를 백터 X를 이용하여 다음과 같이 나타낼 수 있다 .
【수학식 5】
Figure imgf000023_0002
Figure imgf000023_0003
여기서 , w_ij는 i번째 송신 안테나와 j번째 전송 정보간의 가중치를 나타내며, W는 이를 행렬로 나타낸 것이다. 이와 같은 행렬 W를 가중치 행렬 (Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬 ( Precoding Matrix)라 부른다. 한편 , 상술한 바와 같은 전송 신호 ( X )는 공간 다이버시티를 사용하는 경우와 공간 멀티플랙싱을 사용하는 경우로 나누어 생각해 볼 수 있다.
공간 멀티플랙싱을 사용하는 경우는 서로 다른 신호를 다중화하여 보내게 되므로, 정보 백터 s의 원소들이 모두 다른 값을 가지게 되는 반면, 공간 다이버시티를 사용하게 되면 같은 신호를 여러 채널 경로를 통하여 보내게 되므로 정보 백터 S의 원소들이 모두 같은 값을 갖게 된다.
물론, 공간 멀티플랙싱과 공간 다이버시티를 흔합하는 방법도 고려 가능하다. 즉, 예를 들어 3 개의 송신 안테나를 통하여 같은 신호를 공간 다이버시티를 이용하여 전송하고, '나머지는 각각 다른 신호를 공간 멀티플랙싱하여 보내는 경우도 고려할 수 있다.
다음으로, 수신신호는 N— R개의 수신 안테나가 있는 경우, 각 안테나의 수신신호 y_l , y_2 y— N— R을 백터 y로 다음과 같이 나타내기로 한다.
【수학식 6】 한편, 다중 입출력 안테나 통신 시스템에 있어서의 채널을 모델링하는 경우, 각각의 채널은 송수신 안테나 인텍스에 따라 구분할 수 있으며, 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널을 h_ij로 표시하기로 한다. 여기서, h_ij의 인덱스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저, 송신안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.
이러한 채널은 여러 개를 한데 묶어서 백터 및 행렬 형태로도 표시 가능하다. 백터 표시의 예를 들어 설명하면 다음과 같다.
도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다 .
도 6에 도시된 바와 같이 총 N— T개의 송신 안테나로부터 수신안테나 i로 도착하는 채널은 다음과 같이 표현 가능하다.
【수 7】
Figure imgf000025_0001
또한, 상기 수학식 7과 같은 행렬 표현을 통해 N_T개의 송신 안테나로부터 N R개의 수신 안테나를 거치는 채널을 모두 나타내는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.
L i i 8 ]
Figure imgf000025_0002
한편 , 실제 채널은 위와 같은 채널 행렬 H를 거친 후에 백색 잡음 (AWGN : Additive White Gaussian Noise )가 더해지게 되므로, N— R개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색 잡음 n_i , n_2 , n_N_R을 백터로 표현하면 다음과 같다.
【수학식 9】 상술한 바와 같은 전송 신호, 수신 신호, 채널, 및 백색 잡음의 모델링을 통해 다중 입출력 안테나 통신 시스템에서의 각각은 다음과 같은 관계를 통해 나타낼 수 있다.
【수학식 10]
Figure imgf000026_0002
한편, 채널의 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 송수신 안테나 수에 의해서 결정된다. 채널 행렬 H는 앞서 살펴본 바와 같이 행의 수는 수신 안테나의 수 N— R과 같아지고, 열의 수는 송신 안테나의 수 N— T와 같아 지게 된다. 즉, 채널 행렬 H는 N_RXN_T 행렬이 된다.
일반적으로, 행렬의 탱크 (rank)는 서로 독립인 (independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 탱크는 행 또는 열의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면, 채널 행렬 H의 랭크 (rank (H) )는 다음과 같이 제한된다.
【수학식 11】
Figure imgf000026_0001
또한, 행렬을 고유치 분해 (Eigen value decomposition)를 하였을 때 , 탱크는 고유치 (eigen value)들 중에서 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다 . 비슷한 방법으로, 탱크를 SVD (singular value decomposition) 했을 때 0이 아닌 특이값 (singular value)들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서 , 채널 행렬에서 탱크의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.
본 명세서에 있어, MIMO 전송에 대한 ，랭크 (Rank)，는 특정 시점 및 특정 주파수 자원에서 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며, '레이어 ( layer)의 개수 '는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 탱크 수에 대응하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 랭크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다.
이하, 앞서 설명한 MIMO 전송 기법들과 관련하여, 코드북 기반 프리코딩 기법에 대하여 보다 구체적으로 살펴본다.
도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우, 송신단과 수신단은 전송 탱크, 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다.
즉, 피드백 정보가 유한한 ( f inite ) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다.
수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여, 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보 (즉, 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어 , 수신단에서는 ML (Maximum Likelihood) 또는 MMSE (Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다.
도 7에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드별로 전송하는 것을 도시하고 있으나, 이에 한정될 필요는 없다.
수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 탱크에 대웅하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며, 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행 ( row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며 , 열 ( column)의 개수는 탱크 값과 동일하다. 탱크 값은 레이어의 개수와 동일하므로, 열 ( column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들어, 전송 안테나의 개수가 4이고 레이어의 개수가 2인 경우에는 프리코딩 행렬이 4 X 2 행렬로 구성될 수 있다. 아래의 수학식 12는 이러한 경우의 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어에 매핑된 정보를 각각의 안테나에 매핑시키는 동작을 나타내는 것이다.
【수학식 12】
Figure imgf000028_0001
수학식 12를 참조하면, 레이어에게 매핑된 정보는 x_l , x_2이고, 4 X 2 행렬의 각 요소 p_ij는 프리코딩에 사용되는 가중치이다. y_l , y_2 , y_3 , y— 4는 안테나에 매핑되는 정보로서 각 OFDM 전송방식을 사용하여 각각의 안테나를 통하여 전송될 수 있다.
송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U ' UAH = I (여기서, UAH는 행렬 U의 에르미트 (Hermit ) 행렬을 의미함)와 같은 유니터리 행렬 (U) 조건을 만족하는바, 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬 ( P )의 에르미트 (Hermit ) 행렬 ( PAH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.
또한, 프리코딩은 다양한 방식의 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 가질 것이 요구되므로, 코드북 설계에 있어서 다양한 안테나 구성에 대한 성능을 고려할 필요가 있다. 이하에서는 다중 안테나의 예시적인 구성에 대하여 설명한다 .
기존의 3GPP LTE 시스템 (예를 들어 , 3GPP LTE 릴리즈 - 8 또는 9 표준에 따른 시스템 )에서는 하향링크에서 최대 4개의 전송 안테나를 지원하므로 4 전송 안테나에 대한 코드북이 설계되어 있다. 기존의 3GPP LTE의 진화인 3GPP LTE-A 시스템에서는 하향링크에서 최대 8 전송 안테나를 지원할 수 있다. 따라서, 최대 8 전송 안테나를 통한 하향링크 전송에 대하여 양호한 성능을 제공하는 프리코딩 코드북을 설계하는 것이 요구된다.
또한, 코드북 설계에 있어서는, 일정 계수 특성 ( constant modulus property) , 유한 알파 ( inf inite alphabet ) , 코드북 크기에 대한 게한, 네스티드 특성 ( nested property) , 다양한 안테나 구성 (antenna conf iguration)에 대한 양호한 성능을 제공할 것 등이 일반적으로 요구된다. 일정 계수 특성이란, 코드북을 구성하는 프리코딩 행렬의 각각의 채널 요소 ( channel component )의 크기 (amplitude )가 일정한 특성을 의미한다. 이러한 특성에 따르면, 어떤 프리코딩 행렬이 사용되는지에 무관하게, 모든 안테나 각각으로부터 전송되는 전력 레벨이 동일하게 유지될 수 있다. 이에 따라, 전력 증폭기 ( p0wer Amplif ier) 사용의 효율성을 높일 수 있다. 유한 알파벳 ( f inite alphabet )이란, 예를 들어 , 2 개의 전송 안테나의 경우에 프리코딩 행렬들을 스케일링 인자 ( scaling factor)를 제외하고 QPSK (Quadrature Phase Shif t Keying) 알파 (즉, ± 1 , 士 j ) 만을 사용하여 구성하는 것을 의미한다. 이에 따라, 프리코더에서 프리코딩 행렬을 승산 (multiplication)함에 있어서 계산의 복잡성을 완화할 수 있다 .
코드북 크기는 소정의 크기 이하로 제한될 수 있다. 코드북의 크기가 클수록 다양한 경우에 대한 프리코딩 행렬들을 포함할 수 있으므로 채널 상태를 보다 정밀하게 반영할 수 있지만, 그에 따라 프리코딩 행렬 지시자 ( PMI : Precoding Matrix Indicator)의 비트수가 증가하게 되고 이는 시그널링 오버헤드를 야기할 수 있기 때문이다.
네스티드 특성 (nested property)이란, 높은 탱크 프리코딩 행렬의 일부분이 낮은 랭크 프리코딩 행렬로 구성되는 것을 의미한다. 이와 같이 프리코딩 행렬이 구성되면 , 단말로부터 보고된 RI (Rank Indicator)에서 나타내는 채널 탱크보다 낮은 전송 탱크로 하향링크 전송올 하도록 기지국이 결정하는 경우에도, 적절한 성능을 보장할 수 있다. 또한, 이 특성에 따라 CQI ( Channel Quality Information) 겨 ]r의 복잡성도 감소할 수 있다. 왜냐하면, 상이한 탱크에 대해 설계된 프리코딩 행렬들 중에서 프리코딩 행렬을 선택하는 동작을 할 때에, 프리코딩 행렬 선택을 위한 계산이 일부분 공유될 수 있기 때문이다.
다양한 안테나 구성 ( antenna conf iguration)에 대한 양호한 성능을 제공한다는 것은, 낮은 상관을 가진 안테나 구성 , 높은 상관을 가진 안테나 구성 또는 크로스 -편극 안테나 구성 등의 다양한 경우에 대해서 일정 기준 이상의 성능을 제공할 것이 요구된다는 의미이다. 참조신호 (RS : Reference Signal )
무선 통신 시스템에서 데이터는 무선 채널을 통해 전송되기 때문에, 신호는 전송 중에 왜곡될 수 있다. 수신단에서 왜곡된 신호를 정확하게 수신하기 위하여, 수신된 신호의 왜곡은 채널 정보를 이용하여 보정되어야 한다. 채널 정보를 검출하기 위하여 송신측과 수신측 모두 알고 있는 신호 전송 방법과 신호가 채널을 통해 전송될 때 왜곡된 정도를 이용하여 채널 정보를 검출하는 방법을 주로 이용한다. 상술한 신호를 파일럿 신호 또는 참조 신호 (RS : reference signal )라고 한다.
또한 최근 대부분의 이동통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 지금까지 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피, 다중송신안테나와 다중수신안테나를 채택해 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 사용한다. 다중 입출력 안테나를 이용하여 데이터를 송수신할 때, 신호를 정확하게 수신하기 위하여 송신 안테나와 수신 안테나 간의 채널 상태가 검 되어야 한다. 따라서 각 송신 안테나는 개별적인 참조 신호를 가져야 한다. 이동 통신 시스템에서 RS는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 채널 상태 정보 획득을 위한 목적의 RS와 데이터 복조를 위해 사용되는 RS가 있다. 전자는 UE가 하향 링크로의 채널 상태 정보를 획득하는데 그 목적이 있으므로, 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브 프레임에서 하향 링크 데이터를 수신하지 않는 UE라도 그 RS를 수신하고 측정할 수 있어야 한다 . 또한 이는 핸드 오버 등의 무선 자원 무선 자원 관리 (RRM: Radio Resource Management) 측정 등을 위해서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크를 보낼 때 해당 리소스에 함께 보내는 RS로서, UE는 해당 RS를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이 RS는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.
하향 참조 신호는 셀 내 모든 단말이 공유하는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등의 측정 등을 위한 하나의 공통 참조 신호 (CRS: common RS)와 특정 단말만을 위하여 데이터 복조를 위해 사용되는 전용 참조 신호 (dedicated RS)가 있다 . 이와 같은 참조 신호들을 이용하여 복조 (demodulation)와 채널 측정 (channel measurement)^: 위한 정보를 제공할 수 있다. 즉, DRS는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS는 채널 정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다 사용된다.
수신 측 (즉, 단말)은 CRS로부터 채널 상태를 측정하고, CQI(Channel Quality Indicator) , ΡΜΙ (Precoding Matrix Index) 및 /또는 RI (Rank Indicator)와 같은 채널 품질과 관련된 지시자를 송신 측 (즉, 기지국)으로 피드백한다. CRS는 셀 특정 기준신호 (cell-specific RS)라고도 한다. 반면, 채널 상태 정보 (CSI: Channel State Information)≤1피드백과 관련된 참조 신호를 CSI-RS라고 정의할 수 있다.
DRS는 PDSCH 상의 데이터 복조가 필요한 경우 자원 요소들을 통해 전송될 수 있다. 단말은 상위 계층을 통하여 DRS의 존재 여부를 수신할 수 있으며, 상웅하는 PDSCH가 매핑되었올 때만 유효하다. DRS를 단말 특정 참조 신호 (UE- specif ic RS) 또는 복조 참조 신호 (DMRS: Demodulation RS)라고 할 수 있다.
도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다.
도 8을 참조하면, 참조 신호가 매핑되는 단위로 하향링크 자원 블록 쌍은 시간 영역에서 하나의 서브 프레임 X 주파수 영역에서 12개의 부 반송파로 나타낼 수 있다. 즉, 시간 축 (X축) 상에서 하나의 자원 블록 쌍은 일반 순환 전치 (normal CP: normal Cyclic Prefix) 인 경우 14개의 OFDM 심볼의 길이를 가지고 (도 8 (a)의 경우) , 확장 순환 전치 (extended CP: extended Cyclic Prefix)인 경우 12개의 OFDM 심볼의 길이를 가진다 (도 8 (b)의 경우) . 자원 블록 격자에서 'Ο' , 'Ι' , ·2' 및 '3'으로 기재된 자원 요소들 (REs)은 각각 안테나 포트 인덱스 '0' , '1' , -2' 및 ᅳ 3'의 CRS의 위치를 의미하며, 'D'로 기재된 자원 요소들은 DRS의 위치를 의미한다.
이하 CRS에 대하여 -좀 더 상세하게 기술하면, CRS는 물리적 안테나의 채널을 추정하기 위해 사용되고, 셀 내에 위치한 모든 단말에 공통적으로 수신될 수 있는 참조 신호로써 전체 주파수 대역에 분포된다. 즉, 이 CRS는 cell- specific한 시그널로, 광대역에 대해서 매 서브 프레임마다 전송된다. 또한, CRS는 채널 품질 정보 (CSI) 및 데이터 복조를 위해 이용될 수 있다.
CRS는 전송 측 (기지국)에서의 안테나 배열에 따라 다양한 포맷으로 정의된다 · 3GPP LTE 시스템 (예를 들어, 릴리즈 -8)에서는 기지국의 전송 안테나 개수에 따라서 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS가 전송된다. 하향링크 신호 송신 측은 단일의 송신 안테나, 2개의 송신 안테나 및 4개의 송신 안테나와 같이 3 종류의 안테나 배열을 가진다. 예를 들어 기지국의 송신 안테나의 개수가 두 개일 경우, 0번과 1번 안테나 포트에 대한 CRS가 전송되고 네 개인 경우 0 ~3 번 안테나 포트에 대한 CRS가 각각 전송된다. 기지국의 송신 안테나가 4개일 경우 한 RB 에서의 CRS 패턴은도 8과 같다.
기지국이 단일의 송신 안테나를 사용하는 경우, 단일 안테나 포트를 위한 참조 신호가 배열된다.
기지국이 2개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 2개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 시분할 다중화 (TDM : Time Division Multiplexing) 및 /또는 주파수 분할 다중화 ( FDM Frequency Division Multiplexing) 방식을 이용하여 배열된다. 즉, 2개의 안테나 포트를 위한 참조 신호는 각각이 구별되기 위해 서로 다른 시간 자원 및 /또는 서로 다른 주파수 자원이 할당된다. 게다가, 기지국이 4개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 4개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 TDM 및 /또는 FDM 방식을 이용하여 배열된다. 하향링크 신호의 수신 측 (단말)에 의하여 측정된 채널 정보는 단일의 송신 안테나 전송, 송신 다이버시티 , 폐쇄 루프 공간 다중화 ( closed- loop spatial multiplexing) , 개방 루프 공간 다증화 (open- loop spatial multiplexing) 또는 다중 사용자 -다중 입출력 안테나 (Multi— User MIMO)와 같은 전송 방식을 이용하여 전송된 데이터를 복조하기 위하여 사용될 수 있다. 다중 입출력 안테나가 지원되는 경우 참조 신호가 특정의 안테나 포트로부터 전송될 때, 상기 참조 신호는 참조 신호의 패턴에 따라 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되며, 다른 안테나 포트를 위해 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되지 않는다. 즉, 서로 다른 안테나 사이의 참조 신호는서로 겹치지 않는다. 이하 DRS에 대하여 좀 더 상세하게 기술하면 , DRS는 데이터를 복조하기 위하여 사용된다. 다중 입출력 안테나 전송에서 특정의 단말을 위해 사용되는 선행 부호화 (preceding) 가중치는 단말이 참조 신호를 수신하였을 때 각 송신 안테나에서 전송된 전송 채널과 결합되어 상응하는 채널을 추정하기 위하여 변경 없이 사용된다.
3GPP LTE 시스템 (예를 들어 , 릴리즈 - 8 )은 최대로 4개의 전송 안테나를 지원하고, 탱크 1 범포밍 (beamforming)을 위한 DRS가 정의된다. 탱크 1 범포밍을 위한 DRS는 또한 안테나 포트 인덱스 5 를 위한 참조 신호를 나타낸다.
LTE 시스템의 진화 발전된 형태의 LTE-A 시스템에서 기지국의 하향 링크로 최대 8개의 송신 안테나를 지원할 수 있도록 디자인되어야 한다. 따라서 최대 8개 송신 안테나에 대한 RS 역시 지원되어야 한다. LTE 시스템에서 하향 링크 RS는 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS만 정의되어 있으므로, LTE-A 시스템에서 기지국이 4개 이상 최대 8개의 하향 링크 송신 안테나를 가질 경우 이들 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되고 디자인되어야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS는 위에서 설명한 채널 측정올 위한 RS와 데이터 복조를 위한 RS 두 가지가 모두 디자인되어야 한다.
LTE-A 시스템을 디자인 함에 있어서 중요한 고려 사항 중 하나는 하위 호환성 (backward compatibility) , 즉 LTE 단말이 LTE— A 시스템에서도 아무 무리 없이 잘 동작해야 하고, 시스템 또한 이를 지원해야 한다는 것이다. RS 전송 관점에서 보았을 때 , LTE에서 정의되어 있는 CRS가 전 대역으로 매 서브 프레임마다 전송되는 시간-주파수 영역에서 추가적으로 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되어야 한다. LTE-A 시스템에서 기존 LTE의 CRS와 같은 방식으로 최대 8개의 송신 안테나에 대한 RS 패턴을 매 서브 프레임마다 전 대역에 추가하게 되면 RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다.
따라서 LTE-A 시스템에서 새로이 디자인되는 RS는 크게 두 가지 분류로 나누게 되는데, MCS , PMI 등의 선택을 위한 채널 측정 목적의 RS ( CSI -RS : Channel State Inf ormation-RS , Channel State Indication-RS 등)와 8개의 전송 안테나로 전송되는 데이터 복조를 위한 RS (DM— RS : Data Demodulation-RS )이다.
채널 측정 목적의 CSI -RS는 기존의 CRS가 채널 측정, 핸드 오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리 채널 측정 위주의 목적을 위해서 디자인되는 특징이 있다. 물론 이 또한 핸드 오버 등의 측정 등의 목적으로도 사용될 수도 있다. CSI -RS가 채널 상태에 대한 정보를 얻는 목적으로만 전송되므로 CRS와 달리 매 서브 프레임마다 전송되지 않아도 된다. CSI -RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 CSI -RS는 시간 축 상에서 간헐적으로 전송된다.
데이터 복조를 위해서 해당 시간—주파수 영역에서 스케줄링 된 UE에게 전용적 (dedicated)으로 DM-RS가 전송된다. 즉, 특정 UE의 DM-RS는 해당 UE가 스케줄링 된 영역, 즉 데이터를 수신 받는 시간-주파수 영역에만 전송되는 것이다.
LTE-A 시스템에서 기지국의 하향 링크로 최대 8개의 송신 안테나를 지원한다. LTE-A 시스템에서 기존 LTE의 CRS와 같은 방식으로 최대 8개의 송신 안테나에 대한 RS를 매 서브 프레임마다 전 대역에 전송하게 되면 RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다. 따라서 LTE-A 시스템에서는 MCS , PMI 등의 선택을 위한 CSI 측정 목적의 CSI -RS와 데이터 복조를 위한 DM-RS로 분리되어 두 개의 RS가 추가되었다 . CSI -RS는 RRM 측정 등의 목적으로도 사용될 수는 있지만 CSI 획득의 주목적을 위해서 디자인되었다. CSI -RS는 데이터 복조에 사용되지 않으므로 매 서브 프레임마다 전송될 필요는 없다 . 그러므로 CSI -RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 시간 축 상에서 간헐적으로 전송하도록 한다. 즉, CSI -RS는 한 서브 프레임의 정수 배의 주기를 가지고 주기적으로 전송되거나 특정 전송 패턴으로 전송될 수 있다. 이 때 CSI -RS가 전송되는 주기나 패턴은 eNB가 설정할 수 있다.
데이터 복조를 위해서는 해당 시간-주파수 영역에서 스케줄링 된 UE에게 dedicated하게 DM-RS가 전송된다. 즉, 특정 UE의 DM-RS는 해당 UE가 스케줄링 된 영역, 즉 데이터를 수신 받는 시간-주파수 영역에만 전송된다.
CSI -RS를 측정하기 위해서 UE는 반드시 자신이 속한 셀의 각각의 CSI— RS 안테나 포트에 대한 CSI -RS의 전송 서브 프레임 인덱스, 전송 서브 프레임 내에서 CSI— RS 자원 요소 (RE ) 시간-주파수 위치 , 그리고 CSI -RS 시퀀스 등에 대한 정보를 알고 있어야 한다.
LTE-A 시스템에 eNB는 CSI -RS를 최대 8개의 안테나 포트에 대해서 각각 전송해야 한다. 서로 다른 안테나 포트의 CSI -RS 전송을 위해 사용되는 자원은 서로 직교 ( orthogonal )해야 한다. 한 eNB가 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI -RS를 전송할 때 각각의 안테나 포트에 대한 CSI -RS를 서로 다른 RE에 맵핑함으로써 FDM/TDM방식으로 이들 자원을 orthogonal하게 할당할 수 있다. 또는 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI -RS를 서로 orthogonal한 코드에 맵핑시키는 CDM방식으로 전송할 수 있다. CSI-RS에 관한 정보를 eNB가 자기 샐 UE에게 알려줄 때, 먼저 각 안테나 포트에 대한 CSI-RS가 매핑되는 시간-주파수에 대한 정보를 알려줘야 한다 . 구체적으로, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 번호들, 또는 CSI— RS가 전송되는 주기, CSI— RS가 전송되는 서브 프레임 오프셋이며, 특정 안테나의 CSI-RS RE가 전송되는 OFDM 심볼 번호, 주파수 간격 (spacing) , 주파수 축에서의 RE의 오프셋 또는 쉬프트 값 등이 있다.
CSI-RS는 1개, 2개, 4개 또는 8개의 안테나 포트를 통해 전송된다. 이때 사용되는 안테나 포트는 각각 p=15, p=15,16, p=15, ... ,18, p=15, ... ,22이다. CSI— RS는 서브캐리어 간격 ᅀ f = 15kHz에 대해서만 정의될 수 있다.
CSI-RS 전송을 위해 설정된 서브프레임 내에서 , CSI-RS 시퀀스는 아래 수학식 ： L3과 같이 각 안테나 포트 (p) 상의 참조 심볼 (reference symbol)로서 이용되는 복소 변조 심불 (complex— valued modulation symbol) a_k, 1A (p)에 매핑된다 .
【수학식 13】
tt srcreuu -0 for p e {l 5,16}， normal cyclic prefix
d 21 an — 6 for p e {l 7,18}， normal cyclic prefix
-1 for p G {l 9，20}， normal cyclic prefix
ᅳ 7 for p e {21,22}, normal cyclic prefix
k = k'+\2m +
— 0 for p e {l 5,16}, extended cyclic prefix
-3 for p e {l 7,18}, extended cyclic prefix
-6 for p {l 9,20], extended cyclic prefix
-9 for p e {21,22}, extended cyclic prefix
CSI reference signal configurations 0-19, normal cyclic prefix
I = /'+- CSI reference signal configurations 20-31, normal cyclic prefix
CSI reference signal configurations 0 - 27, extended cyclic prefix
Figure imgf000039_0001
/"= 0,1
m = 0,1,ᅳ， Λ - 1
Figure imgf000039_0002
상기 수학식 13에서, (k' ,1') (여기서, k'는 자원 블록 내 부반송파 인덱스이고, 1'는 슬롯 내 OFDM 심볼 인덱스를 나타낸다.) 및 n— s의 조건은 아래 표 3 또는 표 4와 같은 CSI-RS 설정 (configuration)에 따라 결정된다. 표 3는 일반 CP에서 CSI-RS 구성으로부터 (k' ,1' )의 매핑올 예시한다. 【표 3】
CSI reference Number of CSI reference signals
signal configured
configuration 1 or 2 4 8
ns mod 2 «s mod 2 {k r) ns mod 2
0 (9,5) 0 (9,5) 0 (9,5) 0
Ά 1 (11,2) 1 (11,2) 1 (11,2) 1
4-)
2 (9,2) 1 (9,2) 1 (9,2) 1
3 (7,2) 1 (7,2) 1 (7,2) 1
4 (9,5) 1 (9,5) 1 (9,5) 1
5 (8,5) 0 (8,5) 0
6 (10,2) 1 (10,2) 1
7 (8,2) 1 (8,2) 1
8 (6,2) 1 (6,2) 1
(ύ 9 (8,5) 1 (8,5) 1
¾ 10 (3,5) 0 11 (2,5) 0
t t 2 Ft t Frceperame suuryperamey
12 (5,2) 1
ltt ony srcuu
13 (4,2) 1
14 (3,2) 1
15 (2,2) 1
16 (1,2) 1
17 (0,2) 1
18 (3,5) 1
19 (2,5) 1
20 (11,1) 1 (11,1) 1 (11,1) 1
21 (9,1) 1 (9, 1) 1 (9, 1) 1
22 (7,1) 1 (7,1) 1 (7, 1) 1
23 (10,1) 1 (10,1) 1
24 (8, 1) 1 (8,1) 1
25 (6, 1) 1 (6,1) 1
26 (5, 1) 1
27 (4, 1) 1
28 (3, 1) 1
29 (2, 1) 1
30 (1, 1) 1
31 (0, 1) 1
표 4는 확장 CP에서 CSI-RS 구성으로부터 (k' ,1' )의 매핑을 예시한다.
【표 4】
CSI reference Number of CSI reference signals
signal configured
configuration 1 or 2 4 8
ns mod 2 ns mod 2 ns mod 2
0 (11,4) 0 (11,4) 0 (11,4) 0
1 (9,4) 0 (9,4) 0 (9,4) 0
2 (10,4) 1 (10,4) 1 (10,4) 1
3 (9,4) 1 (9,4) 1 (9,4) 1
Η
4 (5,4) 0 (5,4) 0
5 (3,4) 0 (3,4) 0
6 (4,4) 1 (4,4) 1
ω 7 (3,4) 1 (3,4) 1
8 (8,4) 0
■1」
υ 9 (6,4) 0
10 (2,4) 0
Ui 11 (0,4) 0
ω 12 (7,4) 1
13 (6,4) 1
14 (1,4) 1
15 (0,4) 1
ω 16 (11,1) 1 (11,1) 1 (11,1) 1
17 (10,1) 1 (10, 1) 1 (10, 1) 1
18 (9,1) 1 (9, 1) 1 (9, 1) 1
Φ
19 (5,1) 1 (5, 1) 1 20 (4,1) 1 (4,1) 1
21 (3,1) 1 (3,1) 1
22 (8,1) 1
23 (7,1) 1
24 (6,1) 1
25 (2,1) 1
26 (1,1) 1
27 (0,1) 1
표 3 및 표 4를 참조하면, CSI-RS의 전송에 있어서, 이종 네트워크 (HetNet: heterogeneous network) 환경을 포함하여 멀티 셀 환경에서 셀간 간섭 (ICI: inter-cell interference)을 줄이기 위하여 최대 32개 (일반 CP 경우) 또는 최대 28개 (확장 CP 경우)의 서로 다른 구성 (configuration)이 정의된다.
CSI-RS 구성은 셀 내의 안테나 포트의 개수 및 CP에 따라 서로 다르며, 인접한 셀은 최대한 서로 다른 구성을 가질 수 있다. 또한, CSI— RS 구성은 프레임 구조에 따라 FDD 프레임과 TDD 프레임에 모두 적용하는 경우와 TDD 프레임에만 적용하는 경우로 나눠질 수 있다. 표 3 및 표 4를 기반으로 CSI— RS 구성에 따라 (k' ,1' ) 및 n— s가 정해지고, 각 CSI-RS 안테나 포트에 따라 CSI-RS 전송에 이용하는 시간- 주파수 자원이 결정된다. 도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 참조 신호가 매핑되는 자원올 예시하는 도면이다. 도 9 (a)는 1개 또는 2개의 CSI— RS 안테나 포트들에 의한 CSI-RS 전송에 사용 가능한 20가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이고, 도 9(b)는 4개의 CSI- RS 안테나 포트들에 의해 사용 가능한 10가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이며 , 도 9(c)는 8개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의해 CSI— S 전송에 사용 가능한 5가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이다.
이와 같이 , 각 CSI-RS 구성에 따라 CSI-RS가 전송되는 무선 자원 (즉, RE 쌍)이 결정된다.
특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 1개 혹은 2개의 안테나 포트가 설정되면, 도 9 (a)에 도시된 20가지 CSI— RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다.
마찬가지로, 특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 4개의 안테나 포트가 설정되면, 도 9(b)에 도시된 10가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다. 또한, 특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 8개의 안테나 포트가 설정되면, 도 9(c)에 도시된 5가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI— RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다.
2개의 안테나 포트 별 (즉, {15,16}, {17,18}, {19, 20}, {21, 22})로 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS는 동일한 무선 자원에 CDM되어 전송된다. 안테나 포트 15 및 16를 예를 들면, 안테나 포트 15 및 16에 대한 각각의 CSI-RS 복소 심볼은 동일하나, 서로 다른 직교 코드 (예를 들어 , 왈시 코드 (walsh code)가 곱해져서 동일한 무선 자원에 매핑된다 . 안테나 포트 15에 대한 CSI-RS의 복소 심볼에는 [1, 1]이 곱해지고, 안테나 포트 16에 대한 CSI-RS의 복소 심볼에는 [1 -1]이 곱해져서 동일한 무선 자원에 매핑된다. 이는 안테나 포트 {17, 18} , {19,20} , {21, 22}도 마찬가지이다.
UE는 전송된 심볼에 곱해진 코드를 곱하여 특정 안테나 포트에 대한 CSI- RS를 검출할 수 았다. 즉, 안테나 포트 15에 대한 CSI-RS를 검출하기 위해서 곱해진 코드 [1 1]을 곱하고, 안테나 포트 16에 대한 CSI-RS를 검출하기 위해서 곱해진 코드 [1 -1]을 곱한다.
도 9(a) 내지 (c)를 참조하면, 동일한 CSI-RS 구성 인덱스에 해당하게 되면, 안테나 포트 수가 많은 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원은 CSI-RS 안테나 포트 수가 적은 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원을 포함한다. 예를 들어, CSI- RS 구성 0의 경우, 8개 안테나 포트 수에 대한 무선 자원은 4개 안테나 포트 수에 대한 무선 자원과 1 또는 2개의 안테나 포트 수에 대한 무선 자원을 모두 포함한다.
하나의 셀에서 복수의 CSI-RS 구성이 사용될 수 있다. 넌 -제로 전력 (NZP: non-zero power) CSI-RS는 0개 또는 1개 CSI-RS 구성만이 이용되고, 제로 전력 (ZP: zero power) CSI-RS는 0개 또는 여러 개의 CSI-RS 구성이 이용될 수 있다.
상위 계층에 의해 설정되는 16 비트의 비트맵인 ZP CSI- RS(ZeroPowerCSI-RS)에서 1로 설정된 각 비트 별로, UE는 위의 표 3 및 표 4의 4개의 CSI-RS 열 (column)에 해당하는 RE들에서 (상위 계층에 의해 설정된 NZP CSI-RS를 가정하는 RE와 중복되는 경우를 제외) 제로 전송 전력을 가정한다. 최상위 비트 (MSB: Most Significant Bit)는 가장 낮은 CSI-RS 구성 인덱스에 해당하고, 비트맵 내에서 그 다음의 비트는 순서대로 다음의 CSI-RS 구성 인덱스에 해당한다.
CSI— RS는 위의 표 3 및 표 4에서 (n_s mod 2)의 조건을 만족하는 하향링크 슬롯 및 CSI-RS 서브프레임 구성을 만족하는 서브프레임에서만 전송된다.
프레임 구조 타입 2(TDD)의 경우, 스페셜 서브프레임, 동기 신호 (SS) , PBCH 또는 SIB 1 (SystemlnformationBlockTypel) 메시지 전송과 충돌되는 서브프레임 또는 페이징 메시지 전송을 위해 설정된 서브프레밈에서 CSI-RS는 전송되지 않는다.
또한, 안테나 포트 세트 S(S={15}, S={15,16}, S={17,18} , S={19,20} 또는 S={21,22}) 내 속하는 어떠한 안테나 포트에 대한 CSI-RS가 전송되는 RE는 PDSCH 또는 다른 안테나 포트의 CSI-RS 전송에 사용되지 않는다.
CSI-RS 전송에 사용되는 시간-주파수 자원들은 데이터 전송에 사용될 수 없으므로, CSI-RS 오버헤드가 증가할주흑 데이터 처리량 (throughput)이 감소하게 된다' :. 이를 고려하여 CSI-RS는 매 서브프레임마다 전송되도록 구성되자 않고, 다수의 서브프레임에 해당하는 소정의 전송 주기마다 전송되도록 구성된다. 이 경우, 매 서브프레임마다 CSI-RS가 전송 5]는 경우에 비하여 CSI- RS 전송 오버헤드가 많이 낮아질 수 있다.
• CSI-RS 전송을 위한 서브프레임 주기 (이하, 'CSI 전송 주기'로 지칭함) (T— CSI-RS) 및 서브프레임 오프셋 (A_CSI— RS)은 아래 표 5과 같다. 표 5은 CSI-RS 서브프레임 구성을 예시한다 .
Figure imgf000044_0001
표 5을 참조하면 , CSI-RS 서브프레임 구성 (I_CSI-RS)에 따라 CSI-RS 전송 주기 (T— CSI-RS) 및 서브프레임 오프셋 ( Δᅳ CSI-RS)이 결정된다.
표 5의 CSI-RS 서브프레임 구성은 앞서 'SubframeConfig' 필드 및 ' zeroTxPowerSubframeConf ig' 필드 중 어느 하나로 설정될 수 있다. CSI- RS 서브프레임 구성은 NZP CSI— RS 및 ZP CSI-RS에 대하여 개별적으로 (separately) 설정될 수 있다.
CSI-RS를 포함하는 서브프레임은 아래 수학식 14를 만족한다.
【수학식 14】 .
(10"f +
Figure imgf000045_0001
ACSI_RS )mod rCSI_RS = 0
수학식 14에서 T— CSi-RS는 CSI-RS 전송 주기, ᅀ— CSI— RS는 서브프레임 오프셋 값, n— f는 시스템 프레임 넘버, n_s는 슬롯 넘버를 의미한다.
서빙 셀에 대해 전송 모드 9 (transmission mode 9)가 설정된 UE의 경우, UE는 하나의 CSI-RS 자¾ 구성이 설정될 수 있다. 서빙 셀에 대해 전송 S.≡- 10 (transmission mode 10)이 설정된 UE의 경우, UE는 하나 또는 그 이상의 CSI-RS 자원 구성 (들)이 설정될 수 있다.
현재 LTE 표준에서 CSI-RS 구성은 안테나 포트 개수 (antennaPortsCount) , 서브프레임 구성 (subframeConfig) , 자원 구성 (resourceConf ig) 등으로 구성되어 있어 , CSI-RS가 몇 개의 안테나 포트에서 전송되는지, csiᅳ RS가 전송될 서브프레임의 주기 및 오프셋이 어떻게 되^지 , 그리고 해당 서브프레임에서 어떤 RE 위치 (즉, 주파수와 OFDM 심볼 인덱스)에서 전송되는지 알려준다. ·
누체적으로 각 CSI-RS (자원) 구성을 위한 아래와 같이 파라미터가 상위 계충 시그널링을 통해 설정된다. - 전송 모드 10이 설정된 경우, . CSI-RS 자원 구성 식별자
- CSI-RS 포트 개수 (antennaPortsCᄋ unt) ： CSI-RS 전송을 위해 사용되는 안테나 포트의 개수를 나타내는 파라미터 (예를 들어 , 1 CSI-RS 포트, 2 CSI-RS 포트, 4 CSI-RS 포트, 8 CSI-RS 포트)
- CSI-RS 구성 (resourceConf ig) (표 3 및 표 4 참조)： CSI-RS 할당 자원 위치에 관한 파라미터
- CSI-RS 서브프레임 구성 (subframeConfig, 즉 I— CSI-RS) (표 5 참조)： csi- s가 전송될 서브프레임 주기 및 /또는 오프셋에 관한 파라미터
- 전송 모드 9가 설정된 경우, CSI 피드백 ί: 위한 전송 파워 (Ρᅳ C) : 3]드백을 ^한 '참조 PDSCH 전송 파워에 대한 UE의 가정과 관련하여, UE가 CSI 피드백을 도출하고 1 dB 단계 크기로 [-8, 15] dB 범위 내에서 값올 취할 때, P_C는 PDSCH RE 당 에너지 (EPRE: ' Energy Per Resource Element)와 CSI-RS EPRE의 비율 '로 가정된다.
- 전송 모드 10이 설정된 경우, 각 CSI 프로세스에 대하여 CSI 피드백을 위한 전송 파워 (pᅳ C) CSI 프 a세스에 대하여 csi 서브프레임 세트들
C_CSI,O:및 C_CSI, 1가 상위 계층에 의해 설정≤ί면, P_C^ CSI 프 S세스의 각 CSI 서브 ^레임 세트 별로 설정된다 .
'- '임의 랜덤 (pseudo-rnadom) 시¾스 발생기 파라미터 (n_ID)
- 전 'Φ 모드 10이 설정된 경우, QCL (QuasiCo-Located) 타입 B UE 가정을 위한 QCL 스크램블링 식별자 (qcl— Scramblingldentity-rll) , CRS 포트 ^！"운트 (crs-PortsCount-rll) , MBS FN 서브프레임 설정 리스트 (robsfn- SubframeConfigList-rll) 파라미터를 포함하는 상위 계층 파라미터 ( 'qcl- CRS-Info-rll ' )
UE가 도출한 CSI 피드백 값이 [-8, 15] dB 범위 내의 값을 가질 때, P_C는 CSI-RS EPRE에 대한 PDSCH EPRE의 비율로 가정된다. 여기서 , PDSCH EPRE는 CRS EPRE에 대한 PDSCH EPRE의 비율이 p _A인 심볼에 해당한다 .
' 서빙 샐의 동일한 서브프레임에서 CSI-RS와 PMCH이 함께 설정되지 않는다. 프레임 구조 타입 2에서 4개의 CRS 안테나 포트가 설정된 경우, UE는 일반 CP의 경우 [20-31] 세트 (표 3 참조) 또는 확장 CP의 경우 [16-27] 세트 (표 4 참조)에 속하는 CSI-RS 구성 인덱스가 설정되지 않는다.
UE는 CSI-RS 자원 구성의 CSI-RS 안테나 포트가 지연 확산 (delay spread) ,' 도'플러 '확산 (Doppler ' spread) , 도플러 쉬프트 (Doppler shift) , 평균 이득 (average gain) 및 평균 지연 (average delay)에 대하여 QCL 관계를 가진다고 가정 ¾ 수 있다 .:
전송 모드 10 그리고 ' QCL 타¾ B가 설정된 UE는 CSI-RS 자원 구성에 해당하는 안테나 포트 0— 3과 CSI-RS 자원 구성에 해당하는 안테나 포트 15- 227} 도플러 확산 (Doppler spread) , 도플러 쉬프트 (Doppler shift)에 대하여 QCL 관계라고 가정할 수 있다.
전송 모드 1-9가 설정된 UE의 경우, 서빙 셀에 대하여 UE는 하나의 ZP CSI-RS 자원 구성이 설정될 수 있다. 전송 모드 10이 설정된 UE의 경우, 서빙 셀에 대하여 UE는 하나 또는 그 이상의 ZP CSI-RS 자원 구성이 설정될 수 있다. 상위 계층 시그널링을 통해 ZP' CSI-RS 자원 구성을 위한 아래와 같은 파라미터가 설정될 수 있다.
- ZP CSI-RS 구성 리스트 (zeroTxPowerResourceConf igList ) (표 3 및 표 4 참조) : 제로 -파워 CSI-RS 구성에 관한 파라미터
- ZP CSI-RS 서브프레임 구성 (eroTxPowerSubf rameConf ig, 즉 I_CSI-RS) (표 5 참조)： 제로 -파워 CSI-RS가 전송되는 서브프레임 주기 및 /또는 오프셋에 관한 파라미터
서빙 셀의 동일한 서브프레임에서 ZP CSI-RS와 PMCH가 동시에 설정되지 않는다.
전송 모드 10이 설정된 UE의 경우, 서빙 셀에 대하여 하나 또는 그 이상의 CSI-IM (Channel -State Information - Interference Measurement) 자원 구성이 설정될 수 있다.
상위 계층 시그널링을 통해 각 CSI-IM 자원 구성을 위한 아래와 같은 파라미터가 설정될 ；수 있다.
- ZP CS -RS 구성 (표 3 및 표 4 참쵸)
- ZP CSI RS 서브프레임 구성 (I— CSI-RS) (표 5 참조)
CSI-IM 자원 구성은 설정된 ZP CSI-RS 자원 구성 중 어느 하나와 동일하다.
서빙 셀의 동밀한 서브프레임 내 CSI-IM 자원과 PMCH가 동시에 설정되지 않는다. 매시브 MIMO (Massive MIMO)
다수의 안테나를 가지는 MIMO 시스템을 매시브 MIMO(Massive MIMO) 시스템으로 지칭할 수 있으며, 스펙트럼 효율 (spectral efficiency) , 에너지 효율 (energy efficiency) , 프로세싱 복잡도 (processing complexity)를 향상 시키기 위한 수단으로써 주목 받고 있다.
최근 3GPP에서는 미래의 이동 통신 시스템의 스펙트럼 효율성에 대한 요구사항을 만족시키기 위하여 매시브 MIMO 시스템에 대한 논의가 시작되었다. 매시브 MIMO는 전—차원 MIMO ( FD-MIMO : Full -Dimension MIMO)로도 지칭된다.
LTE 릴리즈 (Rel : release ) - 12 이후의 무선 통신 시스템에서는 능동 안테나 시스템 (AAS : Active Antenna System)의 도입이 고려되고 있다. 신호의 위상 및 크기를 조정할 수 있는 증폭기와 안테나가 분리되어 있는 기존의 수동 안테나 시스템과 달리, AAS는 각각의 안테나가 증폭기와 ^은 능동 소자 » 포함하도록 구성된 시스템을 의미한다. '
AAS는 능동 안테나 사용에 따라 증폭기와 안테나를 연결하기 위한 별도의 케이블 / 커넥터, 기타 하드웨어 등이 필요하지 않고, 따라서 에너지 및 운용 비용 측면에서 효율성이 높은 특징을 갖는다. 특히, AAS는 각 안테나 별 전자식 빔 제어 ( electronic beam control ) 방식을 지원하기 때문에 빔 방향 및 범 폭을 고려한 정교한 범 패턴 형성 또는 3차원 빔 패턴을 형성하는 등의 진보된 MIMO 기술을 가능하게 한다:
AAS 등의 진보된 안테나 시스템의 도입으로 다수의 입출력 안테나와 다차원 안테나 구조를 갖는 대규모 MIMO 구조 또한' 고려되고' 있다. 일례로, 기존^ 일^ 형 안테나 배열과 달리 2차원 ( 2D : 2 -Dimension) 안테나 배 ¾을 형성할 경우, AAS의 능동 안테나에 의해 3차원 빔 패턴을 형성할 수 있다.
도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서, 64개의 안테나 요소 (antenna elements )를 가지는 2차원 능동 안테나 시스템흘 예시한다. 도 10에서는 일반적인 2차원 ( 2D : 2 Dimension) 안테나 배열을 예시하고 있으며 , 도 10과 같이 N— t=N_v . N_h개의 안테나가 정방형의 모양을 갖는 경우를 고려할 수 있다. 여기서, N_h는 수평 방향으로 안테나 열의 개수를 Nᅳ V는 수직 방향으로 안테나 행의 개수를 나타낸다.
이러한 2D 구조의 안테나 배열을 이용하면, 3차원 공간에서 전송 빔을 제어할 수 있도록 무선 파장 ( radio wave )이 수직 방향 (고도 ( elevation) ) 및 수평 방향 (방위각 (azimuth) )으로 모두 제어될 '수 있다. 이러한 타입의 파장 제어 메커니즘을 3차원' 빔포밍으로 지칭할 수 있다.
도 11은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 기지국 또는 단말이 AAS 기반의 3D ( 3 -Dimension) 빔 형성이 가능한 다수의 송 /수신 안테나를 갖고 있는 시스템^ 예시한다.
도 11은 앞서 설명한 예를 도식화한 것으로서 , 2차원 안테나 배열 (즉, 2D— AAS )를 이용한 3D MIMO 시스템을 예시한다 .
송신 안테나 관점에서 상기 3차원 범 패턴을 활용할 경우, 범의 수평 방향뿐만 아니라 수직 방향으로의 준 -정적 또는 동적인 범 형성을 수행할 수 있으며 일례로 수직 방향의 섹터 형성 등의 응용을 고려할 수 았다.
또한 V수신 안테나 관점에서는 대규모 :수신 안테나를 활용하여 수신 빔을 형성할 때 , 안테나 배열 이득 ( antenna array gain)에 따른 신호 전력 상승 효과를 기대할 수 있다. 따라서, 상향링크의 경우, 기지국이 다수의 안테나를 통해 ^말로부터 전송되는 신호를 수신할 수 ¾으며, 이때 단말은 간섭 영향을 줄이기 위해 대규모 수신 안테나의 이록을 고려하여 자신의 송신 전력을 매우 낮게 설정할 수 있는장점이 있다. 도 12는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 교차 편파 ( cross polarization)를 가지는 2차원 안테나 시스템을 예시한다.
편파 ( Polarization)를 고려한 2D 평면 배열 안테나 (planar antenna array) 모델의 경우, 도 12와 같이 도식화할 수 있다.
수동적 안테나 (passive antenna)에 따른 기존의 MIMO 시스템과 달리 , 능동 안테나에 기반한 시스템은 각 안테나 요소에 부착된 (또는 포함된) 능동 소자 (예를 들어 , 증폭기 )에 가중치를 적용함으로써 . 안테나 요소의 이득 (gain)을 동적으로 조절할 수 있다. 방사 패턴 ( radiation pattern)은 안테나 요소의 개수, 안테나 간격 ( pacing) 등과 같은 안테나 배치 ( arrangement )에 의존하므로 , 안테나 시스템은 안테나 요소 레벨에서 모델링될 수 있다:
도 12의 예시와 같은 안테나 배열 모델을 (M , N, P)로 나타낼 수 있으며 , 이는 안테나 배열 구조를 특징 ¾는 파라미터에 해당된다.
M은 각 열 (즉, 수직 방향에서 )에서 같은 편파 (polarization)를 가지고 있는 안테나 요소 (anterina element )의 개수 (즉, 각 열에서 +45° 경사 ( slant )를 가지고 있는 안테나 요소의 개수 또는 각 열에서 - 45° 경사 ( slant )를 가지고 있는 안테나 요소의 개수)를 나타낸다.
N은 수평 방향의 열의 개수 (즉, 수평 방향에서 안테나 요소의 개수)를 나타낸다. '
P는 편피 (" (polarization)의 차원 (dimension)의 개수를 나타낸다. 도 12의 경우와 같이 교차 편파 ( cross polarization)의 경우 P=2이나, 동일 편파 ( co-polarization)의 경우 P=l이다. 테 M" S. (antenna port) ^ "리적 테 M" ϋ (physical antenna element )로 매핑될 수 있다. 안테나 포트 ( antenna port )는 해당 안테나 포트와 관련된 참조 신호에 의해 정의될 수 있다. 예를 들어, LTE 시스템에서 안테나 포트 0는 CRS ( Cell - specif ic Reference Signal )와 관련되고, 안테나 포트 6는 PRS ( Positioning Reference Signal )와 관련될 수 있다. 일례로, 안테나 포트와 물리적 안테나 요소 간은 일대일 매핑될 수 있다. 단일의 교차 편파 ( cross polarization) 안테나 요소가 하향링크 MIMO 또는 하향링크 전 다이버시티를 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 예를 들어 , 안테나 포트 0는 하나의 물리적 안테나 요 i에 매끰되는 반면, 안테나 i트 1은 다른 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 2개의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 참조 신호와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 뷔현: 참조 신호와 관련된다.
다른 일례로, 단일의 안테나 포트는 다중의 물리적 안테니- 요소에 매핑될 수 있다. 빔포밍 (beamforming)을 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 범포밍은 다중의 물리적 안테나 요소 ί 이용함으로써, 하향링크 전송이 특정 단말에게 향하도록 할 수 있다. 일반적으로 다증의 교차 편파 ( cross polarization) 안테나 요소의 다중의 열 ( column)로 구성되는 안테나 배열 ( antenna array)를 사용하여 이를 달성할 수 있다. 이 경우, 단말 °장에서는, 단일의 안테나 포트로부터 발생된 단일의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0올 위한 CRS와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 휘한 CRS와 관련된다. 즉, 안테나 포트는 기지국에서 물리적 안테나 요소로부터 전송된 실제 하향링크 전송이 아닌 단말 입장에서의 하향링크 전송을 나타낸다.
다른 일례로, 다수의 안테나 포트가 하향링크 전송을 위해 사용되나, 각 안테나 포트는 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우는 안테나 배열이 하향링크 MIMO 또는 하향링크 다이버시티를 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 예를 들어, 안테나 포트 0 및 1은 각각 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 2개의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 참조 신호와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 뷔한 참조 신호와 관련된다.
FD -MIMO 에서는', 데이터 스트림의 MIMO 프리코딩은 안테나 포트 가상화, 트랜스시버 유닛 (또는 총수신 유닛) ( TXRU : transceiver unit ) 가상화, 안테나 요소 패턴을 거칠 수 있다.
안테나 포트 가상화는 안테나 포트 상의 스트림이 TXRU 상에서 프리코딩된다. TXRU 가상화는 TXRU 신호가 안테나 요소 상에서 프리코딩된다. 안테나 요소 패턴은 안테나 요소로부터 방사되는 신 i:는 방향성의 이득 패턴 ( directional gain pattern)을 가질 수 있다.
기존의 송수신기 ( transceiver) 모델링에서는, 안테나 포트와 TXRU 간의 정적인 일대일 매핑이 가정되고, TXRU 가상화 효과는' TXRU 가상화 및 안테나 요소 패¾의 효과 모두를 포함하는 정적인 ( TXRU) 안테나 패턴으로 합쳐진다. 안테나 포트 가상화는 주파수-선택적인 방법으로 수행될 : 수 있다. LTE에서 안테나 포트는 참조 신호 (또는 파일럿 )와 함께 정의된다. 예를 들어 , 안테나 포트 상에서 프리코딩된 데이터 전송을 위해, DMRS가 데이터 신호와 동일한 대역폭에서 전송되고, DMRS와 데이터 모두 동일한 프리코더 (또는 동일한 TXRU 가상화 프리코딩 )로 프리코딩된다 . CSI 측정을 위해 CSI-RS는 다중의 안테나 포트를 통해 전송된다. CSI-RS 전송에 있어서, 단말에서 데이터 프리코딩 백터를 위한 TXRU 가상화 프리코딩 행렬을 추정할 수 있도록 CSI-RS 포트와 TXRU 간의 매핑을 특징짓는 프리코더는 고유한 행렬로 설계될 수 있다.
TXRU 가상화 방법은 1차원 TXRU 가상화 (ID TXRU virtualization)와 2차원 TXRU 가상화 (2D TXRU virtualization)이 논의되며 , 이에 대하여 아래 도면을 참조하여 설명한다 .
도 13은 본 발명이 '적용될 '수 있는 무선 통신 시스템에서 트랜스시버 유닛 모델을 예시한다 . ᅳ
ID TXRU 가상화에 있어서, M— TXRU 개의 TXRU은 동일 ¾ί: 편파 (polarization)을 가지는' 단일의 열 (column) 안테나 배열로 구성되는 M개의 안테나 요소와 관련된다.
2D TXRU 가상화에 있어서, 앞서 도 12의 안테나 배열 모델 구성 (M, N, P)에 상웅하는 TXRU 모델 구성은 (M_TXRU, N, P)로 나타낼 수 있다. 여기서 , M— TXRU는 2D 같은 열 , 같은 편파 (polarization)에 존재하는 TXRU의 개수를 의미하며 , M_TXRU < M을 항상 만족한다 . 즉 , TXRU의 총 개수는 M—TXRUXNXP와 같다.
TXRU 가상화 모델은 안테나 '쇼소와 TXRU와의 상관 관계에 따라 도 13 (a)와 같이 TXRU 가상화 (virtualization) 모델 옵션 -1: 서브—배열 분할 모델 (sub-array partition model)과 도 13 (b)와 같 0) TXRU 가상화 모델 옵션 -2: 전역 연결 (full-connection) 모델로 구분될 수 있다'. 도 13 (a)를 , 참조하면 , 서브 -배열 분할 모델 (sub-array partition model)의 경우, 안테나 요소는 다중의 안테나 요소 그룹으로 분할되고, .각 TXRU는 그룹 중 하나와 연결된다.
도 13(b)를 참조하면 , 전역 연결 (full-connection) 모델의 경우, 다중의 TXRU의 신호가 결합되어 단일의 안테나 요소 (또는 안테나 요소의 배열)에 전달된다.
도 13에서 q는 하나의 열 (column) 내 M개의 같은 편파 (co- polarized)를 가지는 안테나 요소들회 '송신 신호 백터이다. w는 광대역 TXRU 가상화 가중치 백터 (wideband TXRU virtualization weight vector)이며 W는 광대역 TXRU '가상화 가중치 행렬 (wideband TXRU virtualization weight matrix)이다. x는 M— TXRU 개의 TXRU들의 신호 백터이다.
여기서 , 안테나 포트와 TXRU들과의 매핑은 일대일 (1-to-l) 또는 일대다 (1-to-many)일 수 있다.
도 13에서 TXRU와 안테나 요소 간의 매핑 (TXRU- to -element mapping)은 하나의 예시를 보여주는 것일 뿐이고, 본 발명이 이 1 한정되는 것은 아니며 하드웨어 관점에서 이 밖에 다양한 형태로 구현될 수 있는 TXRU와 안테나요소 간의 매핑에도 본 발명이 동일하게 적용될 수 있다.
2D AAS를 기반으로 동작하는 3D MIMO 시스템을 위한 코드북 설계 방법 본 발명에서는 앞서 도 10 및 도 12에서 예시한 것과 같이, 2D AAS를 위하여 DFT (discrete Fourier transform) 기반으로 코드북을 구성 (설계)하는 방법을 제안한다. LTE-A에서는 피드백 채널의 정확도를 높이기 위하여 8 Tx (transmitter) 코드북의 프리코딩 행렬 지시자 (PMI: Precoding Matrix Indicator)를 장기 (long term) 및 /또는 광대역 (wideband) 프리코더인 W— 1과 단기 (short term) 및 /또는 서브 -밴드 (sub-band)인 _2 둘로 나누어 설계한다. 두 채널 정보로부터 하나의 최종 PMI를 구성하는 수학식은 아래 수학식 15과 같이 , W— 1과 W— 2의 곱으로 표현된다. 【수학식 15】
W = «orm(WT W2 ) 수학식 15에서 W은 W_l과 W_2로부터 생성된 프리코더이며, UE는 이 정보를 기지국으로 피드백 한다 . no i )은 행렬 A의 각 열 (column) 별 놈 (norm)이 1로 정규하 (normalization)된 행렬을 의미한다.
LTE에 정의된 8TX 코드북에서 W_l과 W_2의 구체적인 구조는 아래 수학식 16과 같다.
【수학식 16】
X, 0
W,(,) where X(. is Nt/2 by M matrix.
0 X
r columns
W2(2) = (if rank = r) , where 1≤k,l,m < M and k, I, m are integer.
M 여기서 i_l, iᅳ 2는 각각 W_l과 W— 2의 인덱스를 나타내며 , e^은 k번째 원소의 값이 1이고, 나머지 값들은 0인 길이가 M인 선택 백터 (selection vector)를 나타낸다. 위와 같은 코드워드 (codeword) 구조는 교차 편파 안테나 (cross polarized antenna)를 사용하고 안테나 간 간격이 조밀한 경우 (예를 들어 , 인접 안테나 간 거리가 신호 파장의 반 이하인 경우) , 발생하는 채널의 상관 (correlation) 특성을 반영하여 설계한 구조이다. 교차 편파 안테나의 효 테 4 ^¾ 테 nf- (horizontal antenna group) ^]- 수직 (vertical antenna group)으로 구분 할 수 있는데 , 각 안테나 그룹은 균등 선형 배열 (ULA: uniform linear array) 안테나의 특성을 가지며 , 두 안테나 그룹은 동일한 위치 (co-located)에 위치될 수 있다. 따라서 각 그룹의 안테나 간 상관 (correlation)은 동일한 선형 위상 증가 (LPI: linear phase increment) 특성을 가지며 , 안테나 그룹 간 상관 (correlation)은 위치 S] ¾ (phase rotation) ¾ 특성을갖는다 . 코드북은 채널을 ¾자화 (quantization)한 값이기 때문에 소스 (source)에 해당하는 채널의 특성을 그대로 반영하여 코드북을 설계하는 것이 필요하다. 설명의 편의를 위해 상기 구조로 만든 랭크 (rank) 1 코드워드를 예로 들면 이러한 채널 특성이 수학식 16을 만족하는 코드워드에 반영되었음을 확인할 수 있다.
【수학식 17】 :
Figure imgf000057_0001
수학식 17에서 코드워드 (codeword)는 N_t (Tx 안테나
Χ,. (k) - - - a X. "s
'Λ^와 하위 백터 '2 '· 둘로 구조화 되어있고, 룹과 수직 안테나 그룹의 상관 (correlation) 특성을 안테나 그룹의 안테나 간 상관 (correlation) 특성을 반영하여 선형 위상 증가 (LPI)를 가지는 백터로 표현하는 것이 유리하며 , 대표적인 예로 DFT 행렬이 이용될 수 있다.
이러한 코드북 구조는 2D AAS를 사용하는 시스템에도 적용이 가능하며, 수식으로 표현하면 아래 수학식 18과 같다.
【수학식 18】
W = WiW2 = (W1H ® W1V) (W2H ® W2V)
여기서 W— 1은 채널의 장기 (long-term) 성격을 나타내며 광대역 (wideband) 단위로 피드백되며 , w_2는 채널의 단기 (short-term) 성격을 나타내며 서브밴드 (subband) 단위로 피드백 되며 주로 선택 (selection)과 위상 일치 (co-phasing) (교차 편파 안테나의 경우)의 역할을 수행하게 된다/또한 아래 첨자 (subscript) H와 V는 각각 수평과 수직 방향을 의머하며 , ®는 크로네커 곱 (Kronecker product)을 의미한다 .
W_1V는 아래 수학식 19와 같은 DFT 코드북 D 행렬내의 열들로 이루어진 D행렬의 부분집합 (subset)으로 선택된다. DFT 코드북은 아래 수학식 19와 같이 만들 수 있다.
【수학식' 19】
Figure imgf000058_0001
수학식 19에서 는 오버샘플링 인자 (oversampling factor)이고, Nv 는수직 안테나포트 (vertical antenna port)의 개수다.
여기서 안테나 포트는 안테나 가상화 (antenna virtualization)에 따라서 안테나 요소 (antenna element)가 해당될 수 있으며 , 이하 설명의 편의를 위해 본 명세서에서는 안테나 포트라고 지칭한다.
또한, 이와 유사하게 W_1H는 아래 수학식 20과 같은 D행렬 내의 열들로 이루어진 D 행렬의 부분집합 (subset)으로 선택된다. DFT 코드북은 아래 수학식 20과 같이 만들 수 있다.
【수학식 20]
Figure imgf000059_0001
수학식 20에서 는 오버샘플링 인자 (oversampling factor)이고, Nh 는 수평 안테나 포트 (horizontal antenna port)의 개수다.
또한, 상술한 바와 같이, 코드북 내 프리코딩' 행렬 W는 ^ = Μ^^2와 같이 나타낼 수 다. 이때, W1은 Μ^ = (Χι<^2 Χι(^2)와 같이 도출할 수 있다. 여기서 , 는 N_lxL_l 행렬이고, L_l개의 열 백터로 구성될 수 있다. 이때, 열 백타는 길이가 N_l이며,, 0_1 배로 오버샘플링된 DFT 백터, 즉 =
[1 & ...
Figure imgf000059_0002
에 해당될 수 있다. 또한, 는 N_2XL_2 행렬이고,
L_2개의 열 백터로 구성될 수 있다. 이때, 열 백터는 길이가 N_2이며, 0—2 배로 오버샘플링된 DFT 백터, 즉 e ...
Figure imgf000059_0003
에 해당될 수 있다. 여기서 , N_l은 제 1 차원 (예를 ¾어 , 수평 도메인)에서 동일한 편파 당 안테나 포트의 개수를 나타내고, N― 2는 게 2 차원 (예를 들어 , 수직 도메인)에서 통일한 편파 당 안테나 포트의 개수를 나타낸다.
도 14는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 2D AAS를 예시한다 .
도 ： L4 (a)는 8 트랜스시버 유닛 (또는 송수신 유닛) (TXRU: transceiver unit) 2D AAS를 예시하고, 도 14 (b)는 12 TXRU 2D AAS를 예시하고, 도 14(c)는 16 TXRU 2D AAS를 예시한다 .
도 14에서 M은 동일한 편파 (polarization)을 가지는 단일의 열 (column) (즉, 제 1 차원)의 안테나 포트의 개수이고, N은 동일한 편파 (polarization)을 가지는 단일의 행 (row) (즉, 제 2 차원)의 안테나 포트의 개수이다. P는 편파 (polarization)의 차원 (dimension)의 개수를 나타낸다. Q는 전체 TXRU (안테나 포트)의 개수를 나타낸다.
이하 본 발명에서 제안하는 코드북은 도 14에서 예시하는 2D AAS에 적용이 가능하다. 또한, 도 14에서 예시한 2D AAS로 한정되는 것은 아니며, 도 14의 예시 이외의 안테나 구성에서도 본 발명이 확장 적용될 수 있다. 먼저, (M, N, P, Q) = (2, 2, 2, 8)인 경우를 샬펴본다. 이 경우, +45° 경사 (slant) 안테나 (도 14에서 "/" 안테나)가 수평 방향으로 2개 , 수직 방향으로 2개씩 위치하게 되며, ^ = K=2가 된다.
수평 방향의 오버샘플링 인자 (over sampling factor) 값 β,, 및 수직 방향의 오바샘플링 인자 (oversampling factor) 값 βν에 따라 각각 W—1H와 W_1V를 구성하는 코드북을 이루는 열의 개수 (즉, 프리코딩 행렬의 개수)는 각각
/가 된다. 을 구성하는 전체 코드북 cᅳ 1은 수평, 수직 안테나 포트와 상응되는 코드북들의 크로네커 곱 (Kroenecker product)로 구성되기 때문에 , 전체 코드북 C_l을 구성하는 열의 수는 가 되며 , 8 TXRU인 경우이므로, 4^ 가 된다.
이처럼 오버샘플링 인자 (over sampling factor)와 수신 단말이 기지국으로 피드백하는 PMI의 비트 수 등에 따라서 코드북의 종류가 다양하게 구성될 수 있다.
이하, W— 1에 상응하는 피드백 비트 수를 L— 1 , W— 2에 상응하는 피드백 비트 수를 L_2라고 정의한다 .
또한, 상기 설명한 NhH Qv 의 파라미터들은 도 14에 나타난 것과 같이 안테나 포트 수에 따라 상이할 수 있으며, 기지국이 단말에게 RRC 시그널링 등을 통하여 알려 주거나 단말과 사전에 정의된 값을 사용 할 수도 있다.
본 발명에서는 적어도 W_l 행렬이 이중 (dual ) 구조를 갖는 2D AAS를 위한 코드북 디자인에서 W_l과 W_2흩 구성 /설정하는 방법을 제안한다.
이하, 본 발명의 설명에 있어서, 설명의 편의를 위해 2D 안테나 어레이에서 제 1 차원 (dimension) /도메인 (domain)은 수평 차원 /도메인으로 지칭하고, 제 2 차원 /도메인^ 수직 차원 /도메인을 지칭하는 것으로 설명하나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
또한, 이하, 본 발명의 설명에 있어서, 특별한 설명이 없는 한 각 수학식에서 사용되는 동일한 변수들은 동일한 기호로 표시될 수 있으며, 동일하게 ^석될 수 있다.
또^ , 이하 본 발명의 설명에 있어서 , 범 (beam)은 해당 범 (beam)을 생성하기 위한 프리코딩 행렬로 해석될 수 있으며, 범 그룹은 프리코딩 행렬의 세트 (또는 프리코딩 백터의 세트)와 동일한 의미로 해석될 수 있다. 또한, 범 (beam) (또는 범 쌍 (beam pair) )를 선택한다는 것은 해당 빔 (beam)을 생성할 수 있는 프리코딩 행렬 (또는 백터 )를 선택한다는 의미로 해석될 수 있다. 1. 8 TXRU
도 14 (a)와 같은 8 TXRU 2D AAS를 위한 코드북을 구성하는 방법을 살펴본다. 이하,
Figure imgf000062_0001
=4인 경우를 가정한다.
이 경우, 전체 코드북 C1을 구성하는 열 (column)의 수는 32 ( = ^ =2*4*2*2)이다. 그리고, 각 열 (column)은 4 Tx DFT 백터로 구성된다.
이 열 (column)중에서, 수신 단말은 기지국이 전송한 참조 신호 (예를 들어 CSI-RS 등)을 이용하여 장기 (long-term) / 광대역 (wide band) 관점에서 수신 단말에 적합한 W— 1의 인덱스를 기지국에 보고 (즉, 피드백)할 수 있다. 이 때, 각 인덱스에 상응하는 Wᅳ 1을 구성하는 방법은 선택 (selection)과 위상 일치 (co-phasing)을 담당하는 W_2 행렬의 피드백 비트 수인 L_2와 상관관계에 있을 수 있다. 편의상 선택 (selection)에 상웅하는 비트 수를 L_2S, 위상 일치 (co -phasing)에 상웅하는 비트 수를 L_2'C라 정의하며 , 이때 L_2=L_2S+L_2C의 관계가 성립한다.
예를 들어, L_2S=2 인 경우, 각 인덱스에 상웅하는 W_l은 22 = 4개의 열로 이루어 질 수 있다. 이 경우, Wᅳ 1과 W_2를 구성하는 방법은 다음과 같다. 먼저 , 내부 프리코더 (inner precoder) W, 은 첫 번째 코드북 C' 으로부터 선택될 수 있다.
본 발명에 따른 일 실시예로써, Wᅳ 1을 다음 수학식 21과 같이 구성할 수 있다.
【수학식 21】
Figure imgf000063_0001
여기서 , i_l은 W_l(즉, 프리코딩 행렬의 세트〉의 인덱스 (즉, W_l을 특정하기 위한 제 1 PMI)를 나타내며, iᅳ 2는 Wᅳ 2의 선택에 상응하는 인덱스 (즉, 프리코딩 행렬의 세트 내에서 선택된 프리코딩을 특정하기 위한 제 2 PMI)이다. 상술한 바와 같이 전체 코드북 C1을 구성하는 열 (column)의 수는 ^ 스^ 개 (수학식 21의 경우, 32)이며 , 각각의 열 (column)은 프리코딩 행렬 (또는 프리코딩 백터 ) (W_m)에 해당하며 , m의 인덱스로 식별될 수 있다. 또한, 전체 코드북 C1을 구성하는 프리코딩 행렬을 2차원 형태로 나타낼 수 있으며 (아래 도 15 참조) , 이 경우 각각의 프리코딩 행렬 (W_m)은, 제 1 차원 (즉, 추평 차원)에서의 ¾텍스 h와 제 2 차원 (즉, 수직 차원)에서의 인덱스 V로 특정될 수 있다. 즉, 인덱스 m은 (h,v)와 ¾은 인텍스 쌍에 일대일로 매핑돨수 있다. ' ' '
' ^한, 제 1 차원의 인덱스 h에 의해 제 1 차원 안테나 포트를 위한 제 1 행렬 (또는 제 1 백터 ) (예를 들어 , 수평 성분의 행렬 (또는 백터) ) v_h가 특정되고, 제 2 차원의 인덱스 V에 의해 제 2 차원 안테나 포트를 위한 제 2 행렬 (또는 제 2 백터) (예를 들어, 수평 성분의 행렬 (또는 백터)) v_v가 특정될 수 있다. 그리고, wᅳ m는 DFT 행렬 형태를 가지며, V— h와 v_v의 크로네커 곱 (KiOnecker product) 곱으로 생성될 수 있다. i_l에 의해 전체 코드북에서 하나 이상의 프리코딩 행렬로 구성되는 프리코딩 행렬의 세트 (예를 들어 , 4개의 프리코딩 행렬)가 정해지고, 정해진 프리코딩 행렬의 세트 내에서 iᅳ 2에 의해 하나의 프리코딩 행렬이 정해질 수 있다. 다시 말해, i— 1에 의해 프리코딩 행렬의 세트에 속하는 하나 이상의 프리코딩 행렬의 프리코딩 행렬 인덱스 m 값 또는 프리코딩 인덱스 쌍 (h,v)의 값이 정해질 수 있다. 그리고, 정해진 프리코딩 행렬의 세트 내에서 i_2에 의해 하나의 프리코딩 행렬 인텍스 m 값 또는 프리코딩 인덱스 쌍 (h,v) 값이 정해질 수 있다.
위 수학식 21을 도식화하면 도 15와 같다 .
도 15는 본 발명의 '일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위¾ 도면이다.
도 15에서 0-31의 숫자들은 전체 코드북 Cᅳ 1을 구성하는 열 (즉, 프리코딩 행렬 w_m)의 인덱스를 나타낸다. 즉, 전체 프리코딩 행렬의 인덱스 m을 나타낸다. m은 0 내자 N_h*Q— h*N_v*Q_v 값을 가질 수 있다.
또한, 도 15에서는 전체 코드북 C_l을 구성하는 열 (즉, 프리코딩 행렬 w_m)을 2차원의 형태로 나타낸 것이다. h, V는 전체 코드북 C_l올 구성하는 각 열 (즉, 프리코딩 행렬 w_m)의 수평 성분에 대한 인덱스 (즉, w_m을 구성하는 DFT 백터 중 수평 성분에 대한 인덱스) , 수직 성분에 대한 인덱스 (즉, w_m을 구성하는 DFT 백터 중 수직 성분에 대한 인텍스)를 나타낸다. 즉, h는 0 내지 N_h*Q_h 값 (도 15의 경우 0 내지 7)을 가질 수 있으며 , V는 0 내지 N__v*Q_v 값 (도 15의 경우, 0 내지 3)의 가질 수 있다.
또한, 도 15에서 도시된 각 박스는 W l(i 1) (즉, W 1(0〉 ,' W 1(1) , W_l(2) , W— 1(3) )을 나타낸다. 즉, iᅳ 1에 의해 W_l(iᅳ 1)의 박스가 정해질 수 있다. 도 15를 참조하면, W_1(0)은 m=0, 1, 2, 3인 프리코딩 행렬로 구성될 수 있다. 이를 수평 차원에서의 인덱스와 수직 차원에서의 인덱스의 쌍으로 표기하면, (h,v) = (0,0) , (1,0) , (2,0) , (3,0)인 프리코딩 행렬로 구성될 수 있다. W_l (l)은 m=2, 3, 4, 5인 프리코딩 행렬 (즉,
(h,v) = (2,0) , (3,0) , (4,0) , (5, 0)인 프리코딩 행렬)로 구성될 수 있다. W— 1(2)은 m=4, 5, 6, 7인 프리코딩 행렬 (즉, (h,v) = (4,0) , (5,0) ,
(6,0) , (7,0)인 프리코딩 행렬)로 구성될 수 있다. W_l(3)은 m=6, 7, 0, 1인 프리코딩 행렬로 구성 (즉, (h,v) = (6,7) , (7, 0) , (0, 0〉 , (1,0)인 프리코딩 행렬)될 수 있다. W_l(4) 내지 Wᅳ 1(15)에 대해서도 동일한 방식으로 구성될 수 있다.
이처럼, W_l은 고정된 (동일한) 수직성분에 대해서 각각 네 개의 수평성분의 부분 집합으로 구성되며 , 연속되는 (인접한) W_l들간에 수평 성분 2개씩 중복 (overlap)될 수 있다. 즉, 수평 차원 방향으로 연속되는 (인접한) W_l들 간에 2개의 프리코딩 행렬이 중복 (overlap)된다. 이를 다시 표현하면, 수평 차원 방향에서 연속되는 (인접한) 프리코딩 행렬의 세트 간의 간격 (spacing)은 2에 해당할 수 ¾다. 예를 들어 , 도 15와 같이 Wᅳ 1의 인덱스가 0— 3인 W 1들을 구성하는 프리코딩 행렬 (w_m)은 모두 동일한 수직
1
vv = .2£으
J- e 4~
성분 행렬 」로 구성될 수 있다.
도 15외 ^ 같은 W_l의 구성 방법을 일반적으로 표현하면, W_l을 구성하는 프리코딩 행렬의 제 1 차원에서의 인텍스와 제 2 차원에서의 인덱스의 쌍은 (x,y) (x+l,y) , (x+2,y) , (x+3,y)에 해당할 수 있다. 여기서 , x 및 y는 음수가 아닌 정수에 해당한다.
이를 앞서 위의 예와 같이 수평 차원과 수직 차원에서의 인덱스 쌍으로 표현하면, (h,v) , (h+l,v) , (h+2,v) , (h+3,v)와 같다. 이하 본 명세서에서 설명한 다른 코드북 구성 방식에서도 마찬가지로 x,y의 인덱스는 수평 차원과 수직 차원으로 고려한 경우에 h,v로 대체될 수 있다.
수평 차원 방향에서 연속되는 (인접한) 프리코딩 행렬의 세트 간의 간격 (spacing)에 따라, x 값이 가질 수 있는 값이 상이하게 정해질 수 있다. 예를 들어 , 도 15의 예시와 같이 제 1 차원 (예를 들어 , 수평 차원) 방향에서 간격 (spacing)이 2인 경우, x는 2의 배수의 값을 가질 수 있다. 반면, 제 1 차¾ (예를 들어 , 수평 차원) 방향에서 간격 (spacing)이 1인 경우, x는 1의 배수의 값을 가질 수 있다. 마찬가지로, 수직 차원 방향에서 연속되는 (인접한) 프리코딩 행렬와 세트 간의 간격 (spacing)에 따라 y 값이 가질 수 있는 값이 상이하게 정해질 수 있다. 이하, 본 발명의 설명에 있어서, 앞서 수학식 21 및 도 15에 대한 설명과 동일한 부분에 대해서는 별도의 설명을 생략하고, 차이가 있는 부분 위주로 설명한다 .
다른 실시의 예로써, W_l을 다음 수학삭 22와 같이 구성할 수도 있다. 【수학식 22】 W, 0
C = w, = w I n w ' w I . , ,
0 w, (i +16 - +16 - ((, i where wm
Figure imgf000067_0001
me< (j +/2 mod2)mod8 + 16 =0,l,...,15,/2 =0,1,2,3.
Figure imgf000067_0003
위 수학식 22를 도식화하면 도 16과 같다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
JE 16을 참조하면, W_l들이 각각 수직, 수평 성분 2개씩 가지고 있으며, 연속되는 wᅳ 1들 간에 하나의 수평성분이 중복 (overlap)된다. 즉, 수평 차원 방향으로 연속되는 (인접한) W_l들 간에 2개의 프리코딩 행렬이 중복 (overlap)된다. 이를 다사표현하면, 수평 차원 방향에서 연속되는 (인접한) 프리코딩 행렬의 세트 간의 긴:격 (spacing)은 1에 해당할 수 있다.
예를 들어, W 1의 인텍스가 0— 7인 경우, W 1에 포함되는 w m은 수직
V,,
성분 행렬
Figure imgf000067_0004
로 구성될 수 있다. 또한, W 1의 인덱스가
8 -15인 경우, Wᅳ 1에 포함되는 w_m은 수직 성분 행 1
Figure imgf000067_0002
로 구성될 수 있다.
도 16과 같은 W_l의 구성 방법을 일반적으로 표현하면, W_l을 구성하는 프리코 '딩 행렬의 제 1 차원에서의 인덱스와 제 2 차원에서의 인덱스의 쌍은 (x,y) (x+l,y) , (x,y+l) , (x+l,y+l)에 해당할 수 있다. 여기서 , x 및 y는 음수가 아닌 정수에 해당한다.
수평 차원 방향에서 연속되는 (인접한) 프리코딩 행렬의 세트 간의 간격 ( spacing)에 따라, x 값이 가질 수 있는 값이 상이하게 정해질 수 있다. 예를 들어 , 제 1 차원 (예를 들어 , 수평 차원) 방향에서 간격 ( spacing)이 2인 경우, 는 2의 배수의 값을 가질 수 있다. 반면, 도 16의 예시와 같이 수평 차원 방향에서 간격 ( spacing)이 1인 경우, x는 1의 배수의 값을 가질 수 있다. 마찬가지로, 수직 차원 방향에서 연속되는 (인접한) 프리코딩 행렬의 세트 간의 간격 ( spacing)에 따라 y 값이 가질 수 있는 값이 상이하게 정해질 수 있다.
또 다른 실시의 예로써 , W_l을 다음 수학식 23과 같이 구성할 수도 있다. 【수학식 23】
Figure imgf000068_0002
Figure imgf000068_0001
위 수학식 23을 도식화하면 도 17과 같다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 17을 참조하면, 범 그룹핑 시 수직 도메인의 길이가 ^만큼 설정될 수 있다. 도 17에서는 ^ = 2인 경우를 예시한다.
도 17과 같은 W 1의 구성 방법을 일반적으로 표현하면, W 1을 구성하는 프리코딩 행렬의 제 1 차원에서의 인덱스와 제 2 차원에서의 인덱스의 쌍은 (x,y)
(x+l,y) , (x,y+ ^ ) , (x+l,y+ ^ )에 해당할 수 있다. 여기서 , x 및 y는 음수가 아닌 정수에 해당한다.
그리고, 수평 차원 방향으로 연속되는 (인접한) wᅳ 1들 간에 2개의 프리코딩 행렬이 중복 (overlap)된다. 이를 다시 표현하면, 수평 차원 방향에서 연속되는 (인접한) 프리코딩 행렬의 세트 간의 간격 (spacing)은 1에 해당할 수 있다. 또 다른 실시의 예로써, W_l을 다음 수학식 24와 같이 구성할 수도 있다 【수학식 24] (2, +9)mod32
Figure imgf000069_0001
Figure imgf000069_0002
me< (2z, + L mod 2 + 8 )mod32L z'j =0,l,...,15,i2 =0,1,2,3.
2 여기서 , i_l은 W_l의 인덱스를 나타내며, i— 2는 W_2의 선택에 상응하는 인덱스이다.
위 수학식 24를 도식화하면 도 18과 같다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 18을 참조하면, W 1들이 각각 수직, 수평 성분 2개씩 가지고 있으며, 연속되는 W 1들 간에 하나의 수직 성분이 중복 (overlap)된다. 즉, 수직 차원 방향으로 연속되는 (인접한) W 간에 2개의 프리코딩 행렬 o 중복 (overlap)된다 . 이를 다시 표현하면 , 수직 차원 방향에서 연속되는 (인접한) 프리코딩 행렬의 세트 간의 간격 (spacing)은 1에 해당할 수 있다.
예를 들어, W_l의 인덱스가 {0,4, 8, 12}인 경우, W— 1에 포함되는 w_m은
수평 성분 행 i
Figure imgf000070_0001
」로 구성될 수 있으며 , W 1의 인덱스가
1
V .2π2
9, 13}인 경우, Wᅳ 1에 포함되는 wᅳ m은 수평 성분 행;
.2π3
로 구성될 수 있다.
도 18과 같은 W 1의 구성 방법을 일반적으로 표현하면, W 1을 구성하 프리코딩 행렬의 제 1'차원에서의 인덱스와 제 2 차원에서의 인덱스의 쌍은 (x,y) , (x+l,y) , (x+l,y) , (x+l,y+l)에 해당한다. 여기서 , x 및 y는 음수가 아닌 정수에 해당한다.
그리고, 수직 차원 방향으로 연속되는 (인접한) W_l들 간에 2개의 프리코딩 행렬이 중복 (overlap)된다. 이를 다시 표현하면 , 수직 차원 방향에서 연속되는 (인접한) 프리코딩 행렬의 세트 간의 간격 (spacing)은 1에 해당할 수 있다. 또 다른 실시의 예로써, W_l을 다음 수학식 25와 같이 구성할 수도 있다.
【수학식 25】 w
Figure imgf000071_0001
위 수학식 25를 도식화하면 도 19 및 도 20과 같다 .
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 19를 참조하면 , W— 1은 지그재그 (zig-zag) 패턴 (또는 체크 패턴)으로 구성될 수 있다. 즉, W_1(0)의 경우, {w_0, w_2, w_9, w_ll}으로 구성될 수 있다.
도 19와 같은 W 1의 구성 방법을 일반적으로 표현하면, W 1을 구성하 프리코딩 행렬의 제 1 차원에서의 인덱스와 제 2 차¾에서의 인덱스의 쌍은 (x,y) (x+2,y) , (x+l,y+l) , (x+3 , y+1 )에 해당한다. 여기서 , x 및 y는 음수가 아년 정수에 히]당한다.
그리고, 수평 차원 방향으로 연속되는 (인접한) W 간에 2개의 프리코딩 행렬이 중복 (overlap)된다. 이를 다시 표현하면 , 수평 차원 방향에서 연속되는 (인접한) 프리코딩 행렬의 세트 간의 간격 (spacing)은 2에 해당할 수 있다.
앞서 도 19의 예시에서는 W_l의 패턴은 W_l의 빔 그룹 1:이 {w_0, w_2, w_9, wᅳ 11}인 경우를 고려한 결과이다.
또한, 상기 지그재그 (Zig-zag 패턴) (또는 체크 패턴)의 여집합으로 W— 1이 구성될 수 있다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 20을 참조하면 , 앞서 도 19의 예시와 같은 지그재그 (Zig-zag 패턴) (또는 체크 패턴)을 {w_0, w_l, w_2 , w_3, w_8, w_9, w_10, w— 11}으로 이루어진 2 X 4 직사각형 범 그룹에서, 여집합 {w_l, w— 3, w_8, w— 10}을 고려한 경우를 예시한다 .
도' 20과 같은 Wᅳ 1의 구성 방법을 일반적으로 표현하면, W_l을 구성하는 프리코딩 행렬의 제 1 차원에서의 인덱스와 제 2 차원에서의 인덱스의 쌍은 (x+l,y) , (x,y+l) , (x+2,y+l) , (x+3,y)에 해당한다. 여기서 , x 및 y는 음수가 아닌 정수에 해당한다.
도 20의 경우, W— 1 빔 그룹 (즉, 프리코딩 행렬의 세트) 간 간격 (spacing)이 2인 경우를 고려한 것이며 , 하기 기술될 지그재그 (Zig-zag 패턴) (또는 체크 패턴)들에 대해서도, 상기 설명한 도 20에서 나타날 수 있는 지그재그 (Zig-zag 패턴) (또는 체크 패턴)의 실시예가 용이하게 적용됨은 자명하다.
상술한 지그재그 (zig-zag) 패턴 (또는 체크 패턴)의 경우, 수평으로 인 한 프리코딩 행렬의 세트 간 열의 인덱스가 1 또는 2 떨어진 경우만을 설명했지만, 이를 일 화할 수 있다. 이를 수식으로 표현하여 다음 수학식 26과 같다.
【수학식 26】 '
Figure imgf000073_0001
h = «mod8,v =
Figure imgf000073_0002
(. + a - (i2 mod 2) + /? )mod8 + 16 + 8c mod 32 L i, =0,1,ᅳ，15，/2 =0,1,2,3.
위 수학식 26을 도식화하면 도 21과 같다 .
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 21을 참조하면, W_l을 구성하는 w_m은 수평으로 열의 인텍스가 a, b 값만큼, 수직으로 열의 인덱스가 c 값만큼 떨어진 것을 고려할 수 있다.
도 21과 같은 W— 1의 구성 방법을 일반적으로 표현하면, W_l을 구성하는 프리코딩 행렬의 제 1 차원에서의' 인덱스와 제 2 차원에서의 인덱스의 쌍은 (x,y) (x+a (x+b,y+c) , (x+a+b,y+c)에 해당한다. 여기서 , x 및 y는 음수가 아닌 정수에 해당한다.
위 지그재그 패턴의 구성 방식의 경우, 수평으로 각각 개의 w_;L이 존재하고, 이러한 Wᅳ 1 그룹들이 수직으로는 총 개가 존재한다. 이와 유사하게 수평으로 각각 /2 개의 W— 1을 만들고, 이러한 W_l 그룹들이 수직으로 ^ 4개가 존재하도록 만들 수가 있는데 이를 수식화 하면 아래 수학식 27과 같다.
【수학식 27】
Figure imgf000074_0002
Figure imgf000074_0001
위 수학식 26은 수식 (11)은 지그재그 (Zig-zag 패턴) (또는 체크 패턴)의 일반화한 수식을 나타낸다. 수학식 26에서 3개 파라미터 a, b 및 /또는 c를 조정하면, 앞서 설명한 정방형 패턴 (square pattern) (도 18 참조)을 도출할 수 있다. 즉, 앞서 수학식 26에서 " = -l,b = 0,C = 0으로 설정을 하면, 정방형 패턴 (square pattern) (도 18 참조)을 도출할 수 있다. 또는, 도 22와 같은 블록 모양의 패턴이 도출될 수 있다.
도 22는 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 22를 참조하면, 앞서 수학식 26에서 « = 0，0 = 2，£； = 0으로 설정하면 , 도 22 (a)와 같은 패턴이 구성될 수 있다. 도 22의 패턴의 경우, 빔 그룹 간격 (spacing)을 2로 설정하면, 범 그룹 간 중복 없이 , 빔 리드 (GoB: grid of beam)의 모든 영역을 커버할 수 있는 장점이 있다.
도 22 (a)와 같은 W— 1의 구성 방법을 일반적으로 표현하면, W_l을 구성하는 프리코딩 행훨의 제 1 차원에서의 인덱스와 제 2 차원에서의 인덱스의 쌍은 (x,y) , (x+l,y) , (x+2,y+l) , (x+3,y+l)에 해당한다. 여기서, x 및 y는 음수가 아닌 정수에 해당한다.
또 ：, 도 22 (b)는 2 X 4 빔 그룹에서 도 22 (a)의 여집합을 나타낸다. 도 22(b)와 같은 W— 1을 구성하는 프리코딩 행렬의 제 1 차원에서의 인덱스와 제 2 차원에서의 인덱스의 쌍은 (x,y+l) , (x+l,y+l) , (x+2,y) , (x+3,y)에 해당한다. 여기서 , X 및 y는 음수가 아닌 정수에 해당한다.
또한, 이러한 특징을 가지는 패턴으로는 도 23과 같은 "V" 패턴 또한 고려할 수 있다.
도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 23 (a)과 같이 수학식 26에서 3개 파라미터 a, b 및 /또는' c를 조정하면, "V" 패턴이 도출될 수 있다.
도' 23 (a)와 같은 W_l의 구성 방법을 일반적으로 표현하면, W_l을 구성하는 프리코딩 행렬의 제 1 차원에서의 인덱스와 제 2 차원에서의 인덱스의 쌍은 (x,y) , (x+l,y+l) , (x+2,y+l) , (x+3,y)에 해당한다. 여기서, x 및 y는음수가 아닌 정수에 해당한다/
도 23 (b)는 2 X 4 빔 그룹에서 도 23(a)의 여집합을 나타낸다.
도 23 (b)와 같욘 W_l의 구성 방법을 일반적으로 표현하면, W_l을 구성하는 프리코딩 행렬의 제 1 차원에서의 인덱스와 제 2 차원에서의 인덱스의 쌍은 (x,y+l) , (x+l,y) , (x+2,y) , (x+3 , y+1)에 해당한다. '여기서, x 및 y는 음수가 아닌 정수에 해당한다.
도 23 (c)는 V 패턴의 하나의 실시 예를 나타낸다. 이때 , 수평으로 8개의 범이 있는' 상황을 고려하였고, 빔 그룹은 가로로 2씩 이격 (spacing) 되는 상황을 예시한다 .
앞서 설명한 도 22 및 도 23의 패턴들의 경우, 모든 GOB를 커버할 수 있는 장점이 있지만, W_l이 짝수 또는 홀수만을 선택하는 것으로 표현 될 수 있는 코드북 서브샘플링 (codebook subsamping)을 고려하는 경우, 중복을 허용하는 도 20에서 예시된 도 19에서 예시된 지그재그 ( Zig- zag 패턴) (또는 체크 패턴)에 비하여 , 서브샘플링 ( subsampling) 허용시 GoB를 덜 균등하게 커버하게 되어, 그 성능 열화가 발생될 수도 있다.
지금까지, W— 1가 4개의 열로 구성되는 실시예를 기술하였다. 이를 이용했을 때, W_2를 구성하는 방법은 아래와 같다.
전송 랭크 ( transmission rank)가 1인 경우, 외부 프리코더 (outer precoder) Ws는 두 번째 코드북 0으로부터 선택될 수 있다.
탱크 1의 경우, 앞서 설명한 바와 같이 W_l이 구성되고, W— 1에 포함되는 프리코딩 행렬 (또는 백터 ) 중에서 하나의 프리코딩 행렬이 선택될 수 있다. 본 발명에 따른 일 실시예로써 , W_2를 다음 수학식 28과 같이 구성할 수 있다.
【수학식 28】
Figure imgf000076_0001
여기서, e 는 k번째 원소만 1의 값을 가지고, 나머지는 0의 값을 갖는 선택 ( selection) 백터이다. k (즉, 선택 인텍스)의 값 (즉, 1 내지 4 중에 하나의 값)은 i_2에 의해 정해진다.
즉, 프리코딩 행렬의 세트 W_l에 속한 프리코딩 행렬 중에서 k 번째 프리코딩 행렬이 선택되며, k는 프리코딩 행렬 내 속한 프리코딩 행렬을 구분하기 위한 인덱스를 의미할 수도 있다.
이때, k는 앞서 수학식 21 등과 같은 W_l을 구성하기 위한 수식에서 W— 1에 속한 w— m의 좌측부터 우측으로의 순서대로 인덱싱될 수 있다.
또는, 프리코딩 행렬의 세트 W_l 내 속한 프리코딩 행렬 w_m은 제 1 차원의 인덱스 (즉, X 또는 h)가 증가되는 순서대로 그 다음에 게 2 차원의 인덱스 (즉, y 또는 V)가 증가되는 순서대로 k 값이 인덱싱될 수 있다. 예를 들어, 앞서 도 19의 예시에서, {w_0, w— 2, w_9, w— 11}은 순서대로 각각 k={l, 2, 3, 4}로 인덱싱될 수 있다. 또는 반대로, 제 2 차원의 인덱스 (즉, y 또는 V)가 증가되는 순서대로 그 다음에 제 1 차원의 인덱스 (즉, X 또는 h)가 증가회는 순서대로 k ¾이 인덱싱될 수 있다. 예를 들어, 앞서 도 19의 예시에서, {w— 0, w_9, w_2, w_ll}은 순서대로 각각 k={l, 2, 3 , 4}로 인덱싱될 수 있다. '
또는, 프리코딩 행렬의 세트 W_l 내 속한 프리코딩 행렬 w_m은 제 1 차원의 인덱스 (즉, X 또는 h)가 증가되는 순서대로 k 값이 인덱싱될 수도 있다. 예를 들어, 앞서 도 19의 예시에서, {w_0, w_9, w_2, w_ll}은 순서대로 각각 k={l, 2, 3, 4}로 인덱싱될 수 있다.
는 편파 안테나 ¾B (polarization antenna port) 그룹 간의 위상 치 (co-phasing) 역할을 수행한다. 다시 말해, 는 크로스 -편파 안테나 (cross-plarization)에서 제 1 편파 안테나 포트와 제 2 편파 안테나
<l,exd /— Lexo j—~ Lexd j— \> 포트 간 위상을 조절하기 위한 인자를 나타내며 , I ^ 2) 2 ^ " 2 중 하나로 정해잘수 ¾다. 수학식 28에서 나타나 있듯이, L_2S=2, L_2C=2 로 전체 L_2는 4비트가 된다. 앞서 예시한 도 15 내지 도 20에서 볼 수 있듯이, 서로 연접한 W1끼리는 두 개의 빔들이 서로 중복 (overlap)이 된다. 즉, 도 15의 예시와 같이 , W_1(0)는 {0,1,2,3}의 범 그룹으로 이루어져 있고, W_l(l)은 {2,3,4,S}의 범 그룹으로 구성되며 , {2, 3}이 중복 (overlap)된다. 이 경우, 전체 코드북들의 범 레졸루션 (resolution)을 높일 수 있는 방법 중의 하나는 선택 백터 (selection vector) C '에 회전 계수 (rotation coefficient) (예를 α,. = exp (-ᅳᅳ -—— -) = exp(y ) 들어, ) '를 곱할 수 있다. 여기서, NVQV 혹은
( . 2π2{ΐ-\) 、
NhQh N vQv 흑은 시스템 성능에 맞춘 임의의 회전 계수에 해당할 수
보다 구체적으로 회전 겨)수 (rotation ' coefficient)는
«,=eXp (구 ) 혹은 «,.=eXp ( ᅳ 혹은 «, =exP ᅳ^^ ) 혹은
, .2 2(/— 1)、
a, = exp( / )
혹은 임의의 값이 설정될 수 있다. 이 경우, 수학식 28은 아래 수학식 29로 표현될 수 있다. 【수학식 29]
c
Figure imgf000078_0001
여기서 i는 선택 백터 e'의 인덱스이다.
전송 램크 ( transmission rank)가 2인 경우, 외부 프리코더 (outer precoder) W2는 두 번째 코드북 C ^으로부터 선택될 수 있다.
랭크 2 이상의 경우, 탱크 1의 경우와 마찬가지로 프리코딩 행렬의 세트에 포함된 프리코딩 행렬 중에서 하나의 프리코딩 행렬이 선택될 수 있다. 이때, 프리코딩 행렬은 각 레이어 별로 적용되는 프리코딩 백터로 구성될 수 있다. 그리고, 상술한 바와 같이 W_lo) 구성되고, W— 1에 포함되는 프리코딩 백터 중에서 각 레이어 별로 적용되는 프리코딩 백터가 선택될 수 있다. 즉, 탱크 2 이상의 경우에서 프리코딩 백터의 세트는 탱크 1의 경우에서 프리코딩 행렬의 세트에 해당할 수 있다. 그리고, 각 레이어 별로 선택된 프리코딩 백터로 구성되는 프리코당 행렬이 도출될 수 있다. 따라서, 랭크 2 이상의 경우 프리코딩 행렬의 세트는 각 레이어에 대한 프리코딩 백터의 다양한 조합에 따라 생성된 프리코딩 행렬들의 집합을 의미할 수 있다.
본 발명에 따른 일 실시예로써, W_2를 다음 수학식 30과 같이 구성할 수 있다.
【수학식 30】 ᅳ
(Y„Y2) e
Figure imgf000079_0001
e {l, j] 수학식 30에 나타나있듯이, L— 2S = 3 , L_2C=1 로 전체 L— 2는 4 비트가 된다.
탱크가 2인 경우에도, 수학식 29와 마찬가지로 α '를 도입할 수 있으며, 이를 수식으로 나타내면, 아래 수학식 31과 같다. 【수학식 31]
Figure imgf000080_0001
(Y,,Y2)e ε,,ε, , e2,eJ, e3,e3 , e4,ej, e,,eJ, e2,e3 , e,,ej, e2,e4 ,^e{l,y 랭크 1에 상웅하는 수학식 28 및 29, 탱크 2에 상웅하는 수학식 30 및 31은 서로 조합되어 사용될 수 있다. 보다 구체적인 실시 예로, 수학식 28과 30의 조합, 혹은 수학식 29과 31의 조합, 혹은 수학식 29와 30의 조합, 혹은 수학식 29와 31의 조합에 의해 W_2가 구성될 수 있다.
수학식 29와 수학식 31의 경우처럼, 후술하는 코드북 W_2를 구성할 때, 특정 회전 계수 (rotation coefficient) α'를 고려한 코드북도 이용될 수 있다.
지금까지, L_l=4, L— 2 = 4인 경우를 고려하였다. 그러나, 고정된 L_2 = 4에 대히 "여, L_l을: 5," 6, 7, 8, 9 ϋᅵ트 등으로 확장할 때, 앞서 설명한 w— 1을 구성하는 패턴들 (도 15 내지 도 23)을 쉽게 확장 적용하여 사용할 수 있다. 도 15 내지 도 23에서 나타난 32개의 범들은 오버샘플링 인자 (oversampling factor)와 안테나 포트 (antenna port)의 차원수 (dimensionality)에 의해 결정된다. 즉, 전체 범의 수는 BT = N hQhN vQv 이며, 열의 개수는 수평 DFT 행렬인 W_1H의 열의 개수 Bh = NhQh , 행의 개수는 수직 DFT 행렬의 W_1V의 열의 수인 = 가 된다. 오버샘플링 (oversampling)에 따른 L— 1 비트 수는 아래 표 6과 같이 정리될 수 있다.
표 6은 (2,2,2,8) AAS에서 L 2가
Figure imgf000080_0002
오버샘플링 (oversampling)에 따른 L_l 비트 수를 예시한다 . 【표 6】
Figure imgf000081_0002
이를 이용하여 앞서 수학식 21을 일반화하여 표현하면, 아래 수학식 32와 같다. 즉, 표 6과 같은 L— 1 비트 수가 결정 /설정되면 이에 따라 수학식 32와 같은 형태로 본 발명에서 제안하는 W— 1 구성 방식이 일반화될 수 있다.
【수학식 32】
m(z,, 2)
Figure imgf000081_0003
-l, 2 =0,1,2,
Figure imgf000081_0001
또한, 수평부분은 기존에 존재하는 3GPP 릴리즈 (realease) -12의 4 Tx 코드북을 사용할 수도 있다. 이 경우 수학식 32는 아래 수학식 33과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 33]
Figure imgf000082_0001
m(,,i2) R
Figure imgf000082_0004
m{ix , i2 ) = (, + μΐ2 ) mod Bh + Bl for , =0,1,...,2 l,/2 =0,1,2,3:
B 2 여기서 , ^는 같은 w_i 그룹내의 빔끼리의 간격을 의미하며 , = 8인 경우 수평 방향은 기존 릴리즈 -12 4 Tx 코드북과 동일하다. 앞서 수학식 22, 수학식 23, 수학식 24, 수학식 26 및 수학식 27은 일반화된 수학식 32에서 함수 를 변경하면 , 일반화가 가능하다 . 수학식 32에서 함수 ^(^ 를 아래 수학식 34와 같이 변경하면, 수학식 22를 일반화할 수 있다. 【수학식 34】
m{i ,i2)- (, + i2 mod 2) mod Bh + 2Bt -l,,2 =0,1,2,3.
Figure imgf000082_0002
또한, 수학식 32에서 함수 를 아래 수학식 35와 같이 변경하면 수학식 23을 일반화할 수 있다. ·
【수학식 35] m(/, ,i2) = (, + 2 mod 2) mod Bh + Bt -l„/2 =0,1,2,3.
Figure imgf000082_0003
또한, 수학식 32에서 함수 w(/ /2)를 아래 수학식 36과 같이 변경하면 수학식 24를 일반화할 수 있다. 【수학식 36】 m(z, , 2 ) = (2 j + i2 mod 2 + Bl )modfir, for i = 0,1,...,2L| - l,z2 -0,1,2,3.
2 또한, 수학식 32에서 함수 를 아래 수학식 37과 같이 변경하면 수학식 26을 일반화할 수 있다.
【수학식 37]
( , + a . (;2 mod 2) + b ) mod Bh +2-Bh ■Bh -c\ mod r, for , = 0，1,...，2' -l,, 2 =0,1,2,3. 또한, 수학식 32에서 함수 를 아래 수학식 38과 같이 변경하면 수학식 27을 일반화할 수 있,다.
【수학식 38]
(2 , + a . (2 mod 2) + b )m0dBh +B„ 3dBT, for ,·, =0,1,...,2'' -l„/2 =0,1,2,3.
B 2
또한, 수학식 32에서 W_l을 구성하는 열의 인덱스들의 집합을 수평이 아닌 수직으로 묶는 방법도 가능하며, 이를 수식으로 나타내면 아래 수학식 39와 같다.
【수학식 39】 m{ix,i2) = {i +Bhi2 + )mod5r, for /t = 0,l ..,2ᅳ1 ᅳ 1，，/2 = 0,1，2,3.
Figure imgf000083_0001
W_l을 구성하는 백터가 4개인 또 다른 실시예로서, W— 1을 다음 수학식 40과 같이 구'성할 수 있다. -
【수학식 40] +27)mod32
Figure imgf000084_0001
Figure imgf000084_0002
me{(z, +92)}, tt =0,1,..., 15,2 =0,1,2,3.
위 수학식 40을 도식화하면 도 24와 같다.
도 24는 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 24를 참조하면, 백슬래시 (back slash) 패턴으로 W_l이 구성될 수 있다. 도 24에서와 같은 백슬래스 패턴의 경우, W_l을 구성하는 빔의 간격이 9로 설정될 수 있다.
도 24와 같은 W_l의 구성 방법을 일반적으로 표현하면, W— 1을 구성하는 프리코딩 행렬의 제 1 차원에서의 인텍스와 제 2 차원에서의 인덱스의 쌍은 (x,y) , (χ+Ι, γ+Ι) , (x+2,y+2) , (x+3,y+3)에 해당한다. 여기서 , x 및 y는 음수가 아닌 정수에 히ᅵ당한다.
또한 , W— 1을 구성하는 범의 간격을 8로 설정하게 되면, 수직 스트라이프 (vertical stripe) 패턴을 구성 할 수 있다.
수학식 40에서 "^ z)를 아래 수학식 41로 변경하면 이를 일반화할 수 있다.
【수학식 41】
m{i i2) = {ίγ + μί2)τΆθάΒτ, for ix =0,1,...,2Ζι—l"i2 =0,1,2,3.
여기서, ^"는 w 1을 구성하는 빔 백터 사이의 일정한 간격을 나타낸다. i_l은 W_l의 인덱스를 나타내며 i_2는 W 2의 선택에 상웅하는 인덱스이다. 도 17 및 도 21(또는 도 22, 도 23)과 같이 W— 1을 구성할 때 , 구성되는 범의 인덱스가 수평 혹은 수직으로 연속하거나 혹은 갭 (gap)이 설정됨으로써 , W— 1이 구성될 수 있다.
또한, 주어진 수직도메인 하나에 수평성분의 빔들로만 구성되는 수학식 32 33가 있다. 수학식 32는 수평으로 연속되는 빔들로 이루어졌고, 수학식 33은 수평으로 8의 간격을 가지는 빔들로 구성된다.
이러한 코드북 구성방법은 기지국 안테나 레이아웃 (layout)에 따라서 적응적으로 적용될 수 있다. 즉, 안테나 포트 레이아웃 (layout)이 수평으로 넓은 경우 (예를 들어 , TXRU 서브어레이 모델 등) , W_l내에 범들이 간격이 넓은 수학식 33을 이용하거나, 도 21(또는 도 22, 도 23)의 수평 간격을 정하는 변수들을 상대적으로 넓게 설정 할 수 있다.
반대로 수평 안테나 포 H 레이아웃 (layout)이 좁은 경우는 수학식 32를 이용하거나, 도 21 (또는 도 22, 도 23)의 수평 간격을 정하는 변수들올 상대적으로 좁게 ^정 할 수 있다. 수직은 경우도 찬가지 방식으로 확장 적용할 수 있다. 또한 수직 혹은 수평 범의 세분화 (granularity)에 따라서 도 17, 도 21(또는 도 22, 도 23)의 범 간격을 결정하는 변수들을 이용하여 적응적으로 설정할 수 있다. 지금까지는 2D AAS에서 장기 (long-term) 관점의 W— 1의 피드백 비트 수를 증가시키는 경우를 살펴 보았다 . 이는 시스템 오버헤드 관점에서 , 단기 (short-term) W_2의 피드백 비트 수를 증가시키는 경우 보다 유리하다. 하지만, 대규모 안테나 포트를 사용하는 2D AAS에서는 W_2의 비트 수를 증가시키는 경우도 고려할 수 있다. 본 발명에 따른 다른 실시예로서 , 도 14 (a)와 같은 8 TXRU 2D AAS를 위한 코드북을 구성하는 방법을 살펴본다. 이하, 2/^16 ' =4 ' =6인 경우를 가정한다 .
이 경우, 전체 코드북^ C— 1을 구성하는 열 (column)의 수는 256개 ( = NhQhNvQr =2*16*2*4)이다. 그리고, 각 열 (column)은 4 Tx DFT 백터로 구성된다.
이 C— 1의 열 (column) 중에서 , W_l은 i_l에 따라서 8개의 DFT 백터 (즉, 8개의 열)로 이루어 지는 것을 고려할 수 있다. 이 경우에도, L_2=4인 경우와 유사하게 W1을 구성하는 여러 개의 패턴을 고려할 수 있다.
본 발명에 따른 일 실시예로써, W 1을 다음 수학식 42과 같이 구성할 수
【수학식 42】
Figure imgf000086_0001
me< (4/, + 2 ) mod 32 + 32 >, i{ =0,l,...,63,2 =0,1,2,...,7 위 수학식 42을 도식화하면 도 25와 같다 .
도 25는 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 25에서 0-255의 숫자들은 전체 코드북 C— 1을 구성하는 열의 인덱스를 나타내며, h, 는 각각 C_l의 원소인 W_l 내의 w_m을 구성하는 DFT 백터 중 수평, 수직 성분을 나타낸다.
도 25를 참조하면, W— 1은 8개의 열로 구성되고, 인접한 i_l을 갖는 W_l 간에는 4개의 범이 중복 (overlap)될 수 있다.
도 25와 같은 W_l의 구성 방법을 일반적으로 표현하면, W_l을 구성하는 프리코딩 행렬의 제 1 차원에서의 인덱스와 제 2 차원에서의 인덱스의 쌍은 (x,y) , (x+l,y) , (x+2,y) , (x+3 ,y) , (x+ , y) , (x+5 , y) , (x+6,y) , (x+7 해당한다 . 여기서 , x 및 y는 음수가 아닌 정수에 해당한다 .
수학식 42를 일반화하면 아래 수학식 43와 같다.
【수학식 43】
Figure imgf000087_0001
Figure imgf000087_0003
1,2,..,7
Figure imgf000087_0002
다른 실시의 예로써, W_l을 다음 수학식 44와 같이 구성할 수도 있다 【수학식 44] W, 0
c, = w, = w w w
0 w, (2/,)modfl(,+2.¾ (2/l+l)modSft+2¾ (2/|+3)modflA+2-fl¾
2 ¾/2 ¾/2
Figure imgf000088_0002
me< (2/, + i2 mod 4) mod 5 Λ +2 - Bf , =0,1，...,2 -l„/2 =0,1,2:
Figure imgf000088_0003
위 수학식 44를 도식화하면 도 26과 같다 .
도 26은 본 발명의 일 실시예에 파른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 26을 참조하면 , W_l은 수평 성분이 4개 , 수직 성분이 2개로 구성되고, 인접한 i— 1을 갖는 W_l 간에는 2개의 수평 성분이 중복 (overlap)될 수 있다. 도 26과 같은 W_l의 구성 방법을 일반적으로 표현하면, W— 1을 구성하는 프리코딩 행렬의 제 1 차원에서의 인덱스와 제 2 차원에서의 인덱스의 쌍은 (x,y) (x+l,y) , (x+2,y) , (x+3,y) , (x,y+l) , (x+l,y+l) , (x+2 ,y+l) , (x+3,y+l)에 해당한다. 여기서, X 및 y는 음수가 아닌 정수에 해당한다.
다른 실시의 예로써, W_l을 다음 수학식 45와 같이 구성할 수도 있다. 【수학식 45】
Figure imgf000088_0004
,...,7
Figure imgf000088_0001
여기서 , i_l은 W_l의 인덱스를 나타내며, i_2는 W— 2의 선택에 상웅하는 인덱스이다. B_h는 수평 안테나 포트의 수와 오버샘플링 인자의 곱을 나타내고, B_v는 수직 안테나 포트의 수와 오버샘플링 인자의 곱을 나타낸다.
위 수학식 45를 도식화하면 도 27과 같다.
도 27은 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 27을 참조하면 , W— 1은 수평 성분이 4개 , 수직 성분이 2개로 구성되고, 인접한 iᅳ 1을 갖는 W— 1 간에는 1개의 수직 성분이 중복 (overlap)될 수 있다.
■ 도 27과 같은 W_l의 구성 방밥홀 일반적 ^로 표현하면, W— 1을 구성하는 프리코딩 행렬의 제 1 차원에서회 인덱스와 제 2 차원에서의 인덱스의 쌍은 (X,y) (x+l,y) , (x+2,y) , (x+3 ,y) , ( , y+1) , (x+l,y+l) , (x+2 , y+1) , (x+3,y+l)에 해당한다. 여기서 , X 및 y는 음수가 아닌 정수에 해당한다.
다른 실시의 예로써, W_l을 다음 수학식 46과 같이 구성할 수도 있다. 【수학식 46】
Figure imgf000089_0002
1,2,ᅳ，7
Figure imgf000089_0001
여기서, i_l은 W_l의 인덱스를 나타내며, i_2는 W_2의 선택에 상웅하는 인덱스이다. B h는 수평 안테나 포트의 수와 오버샘플링 인자의 곱을 나타내고 , B— v는 수직 안테나 포트의 수와 오버샘플링 인자의 곱을 나타낸다 . 위 수학식 46을 도식화하면 도 28과 같다 .
도 28은 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 28을 참조하면, W_l은 수평 성분이 2개, 수직 성분이 4개로 구성되고, 인접한 i— 1을 갖는 W— 1 간에는 2개의 수직 성분이 중복 (overlap)될 수 있다.
. 도 28과 같은 Wᅳ 1의 구성 방법을 일반적으로 표현하면, W_l을 구성하는 프리코딩 행렬의 계 1 차원에서의 인덱스와 제 2 차¾에서의 인덱스의 쌍은 (x,y) (x+l,y) , (x,y+l) , (x+l,y+l) , (x,y+2) , (x+l,y+2) , (x,y+3) ,
(x+l,y+3)에 해당한다. 여기서 , X 및 y는 음수가 아닌 정수에 해당한다.
다른 실시의 예로써, W— 1을 다음 수학식 47과 같이 구성할 수도 있다. 【수학식 47】 .
Figure imgf000090_0002
,…,7
Figure imgf000090_0001
위 구성 방식의 경우, 수평으로 각각 Bh 개의 W— 1이 존재하고, 이러한 W_l 그룹들이 수직으로는 총 Bᅴ 개가 존재한다. 이와 유사하게 수평으로 각각 */2 개의 w_l을 만들고, 이러한 W— 1 그룹들이 수직으로 ^ 4개가 존재하도록 만들 수가 있는데 이를 수식화 하면 아래 수학식 48과 같다.
【수학식 48】 W, 0
w, =
0 w, I)
L¾ J L¾ J
where wm = vfc ® v„,vfc = h = mmodBh,v =
Figure imgf000091_0002
-l„i2 =0,1,2,...,'
Figure imgf000091_0001
위 수학식 47을 도식화하면 도 29와 같다 .
도 29는 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 29를 참조하면, 4 X 4 정사각형에 속한 열 인덱스 중에서 W_l을 구성하는 빔 백터를 체크 패턴으로 8개 선택될 수 있다. 수학식 47은 이를 일반화한 수식이다.
도 29와 같은 W_l의 구성 방법을 일반적으로 표현하면, W— 1을 구성하는 프리코딩 행렬의 제 1 차원에서의 인덱스와 제 2 차원에서의 인덱스의 쌍은 (x,y) , (x+l,y+l) , (x+2,y) , (x+3,y+l) , (x,y+2) , (x+l,y+3) , (x+2 ,y+2) ,
(x+3,y+3)에 해당한다. 여기서, X 및 y는 음수가 아닌 정수에 해당한다.
¾서 수학식 42 내지 수학식 48을 이용하여 W_l을 구성했을 때 , Wᅳ 2를 구성하는 방법은 다음과 같다.
전송 ¾ 3. (transmission rank)가 1인 경우, 외부 프리코더 (outer precoder) W 2는 두 번째 코드북 C^으로부터 선택될 수 있다.
본 발명에 따른 일 실시예로써, W_2를 다음 수학식 49와 같이 구성할 수 있다. 【수학식 49]
{l-l,J
Figure imgf000092_0003
수학식 49에 나타나있듯이, L_2S = 3, L_2C=2 로 전체 L_2는 5 비트가 된다. 전송 랭크 (transmission rank)가 2인 경우, 외부 프리코더 (outer precoder) ^는 두 번째 코드북 Cᅵ 2)으로부터 선택될 수 있다. 본 발명에 따른 일 실시예로써 , Wᅳ 2를 다음 수학식 50과 같이 구성할 수 있다.
【수학식 50]
Figure imgf000092_0002
( Υ, , Υ2 ) G {(e, , e, ) (e2 , e2 ), (e3 , e3 ) (e4 , e4 (e5 , e5 ) (e6 , e6 (e7 , e7 (e8 , e8 )
(e4,e5),(e3,e6),(e3,e5),(e1,e2),(e2,e5)(e4,e8),(e5,ej(e3,e7)},^( 수학식 50에 나타나있듯이, L 2S=4, L 2C=1 로 전체 L 2는 비트가 된다. 여기서, 선택 백터들의 조합은 다음과 같은 방법으로 구할수 있다. 1) 동일한 백터들의 조합으로 8 쌍 (pair)를 만들고 나머지 8 쌍은 연접한 백터들의 조합을 우선으로 채우는 방법 이 방법의 일례로 아래 수학식 51과 같이 구성할 수 있다. 【수학식 51】
(Y1,Y2)e{(e1,e,),(e2,eJ(e3,e3)>(e4,e4)(e5,e5))(e6,e6 (e7,e7)(e8,e8)
(e,,ej(e2,e3),(e3,e4),(e4,e5)(e5,e6)(e6,e7)(e7,ej(el,e4)},^e{l, } 2) 최종 코드북 W를 계산했을 때, 가능한 모든 쌍에 대해서 코달 거리 (chordal distance)가 최대화되도록 백터의 조합을 구성하는 방법
여기서 행렬 A와 B의 코달 거리 (chordal distance)는 아래 수학식 52와 같이 정의된다 .
【수학식 52】
D(A,B) =^||AAH -BBH||F
수학식 52에서 |ᅵ. ||F 는 프로베니우스 놈 (Frobenius norm) 연산을 의미한다. 이 방법의 일례로 앞서 수학식 50과 같이 구성될 수 있다.
3) 아래 수학식 53과 같이 동일한 백터들의 조합으로 8 쌍을 만들고, 위상 일치 (co-phasing)를 2 비트 만들어 , 총 5 비트를 만드는 조합이 이용될 수도 있다.
【수학식 53]
(Y1,Y e{(e1,e1),(e2,e2),(e3,e3),(e4,e4),(e5,e5),(e6,e6),(e7,e7),(e8,e8)}^e{l, ,-l,-^^^ 또한, L_2 = 6 비트를 고려하면 다음과 같은 W_2 구성을 고려할 수 있다. 전송 랭크 (transmission rank)가 1인 경우, 외부 프리코더 (outer precoder) W 2 두 번째 코드북 C 으로부터 선택될 수 있다.
본 발명에 따른 일 실시예로써 , W_2를 다음 수학식 54와 같이 구성할 수 있다.
【수학식 54]
Figure imgf000093_0001
수학식 54에 나타나있듯이, L 2S=3, Lᅳ 2C=3 로 전체 L_2는 6 비트가 된다
탱크 (transmission rank)가 2인 경우, 외부 프리코더 (outer precoder) 2는 두 번째 코드북 으로부터 선택될 수 있다.
본 발명에 따른 :. c e ¾一 Y일1 실시예로써, W 2를 다음 수학식 55와 같이 구성할 수
Y ¾一2
【수학식 55】
Figure imgf000094_0001
(Υ,,Υ2) e {(e1,e1)(e2,e2)(e3,e3}(e4,e4)(e5,e5)l(e6,e6)(e7,e7),(e8,e8)
(e4,e5)(e3,e (e3,e5)(e1,e (e2,e5}(e4,e8)(e5,eJ(e3,e7)},^e{l-l,7-7 수학식 55에 나타나있듯이, L 2S=4, L 2C=2 S. 전체 L 2는 6 비트가 된다
본 발명에 따른 다른 일 실시예로써 , W 2를 다음 수학식 56과 같이 구성할 수 있다.
【수학식 56】
(Y',
Figure imgf000094_0002
Y2) e {(e e, (e e' (e e3 (e e4 (e (e e6
e e (e e (e e (e. e e (e6,e (e e (e e e e, (e (e, e (e, e8;t(e2,e, (e e (e: e e e (e e (e e (e: e7 (e3,e: e (e. e ',φ
Figure imgf000094_0003
수학식 56에 나타나있듯이, L 2S=5, L 201 로 전체 L 2는 6 비트가 된다.
앞서 수학식 50에서 설명한 (Y 1, γ 2) 쌍을 정하는 방식은 수학식 55 및 수학식 56에도 동일하게 적용될 수 있다.
2. 12 TXRU
도 14(b)와 같은 12 TXRU 2D AAS를 위한 코드북을 구성하는 방법을 살펴본다. 도 14(b)와 같이 , 12 TXRU 같은 경우, 2D 안테나 패널의 모양에 따라서 , (3, 2, 2, 12)와 (2,3,2,12) 두 가지 경우로 나눌 수 있다.
이하, 설명의 편의를 위해 (2,3,2,12) 경우에 대하여 설명을 하나 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며 , (3, 2, 2, 12)의 경우도 후술될 (2,3,2,12) 코드북 설계 방식과 유사하게 코드북을 확장 적용할 수 있다 .
먼저, ρ^^ ^ ^4인 경우를 가정한다ᅳ
이 경우, 수평으로 3 Τχ 안테나 포트, 수직으로 2 Τχ 안테나 포트를 가지고 있으므로, 최종 W— 1을 구성하는 열은 6 Tx DFT 백터로 구성되며, 구조는 다음 수학식 57과 같다.
【수학식 57】
Figure imgf000095_0001
여기서 , m은 8 TXRU의 경우와 마찬가지로, i_l, i_2의 함수로 주어진다. 먼저 , 8 TXRU의 경우와 마찬가지로, W_l을 구성하는 열의 개수 (즉, 범의 수)가 전체 코드북 Cᅳ 1에서 4개인 것을 선택한 경우를 먼저 고려할 수 있다. 본 발명에 따른 일 실시예로써 , w 1을 다음 수학식 58과 같이 구성할 수 있다.
Figure imgf000096_0001
m{ix ,i2) = (2/, + i2 ) mod Bh + Bh for , =0,1,...,2 -l,z2 =0,1,2,：
2
위 수학식 58을 도식화하면 도 30과 같다 .
도 30은 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 30을 참조하면, 열의 수가 2의 멱수가 아니므로, 고정된 수직 인덱스에 대하여, W_l이 3개씩 구성할 수 있으며, 총 12개의 W_l을 구성할 수 있다.
도 30과 같은 W_l의 구성 방법을 일반적으로 표현하면, W_l올 구성하는 프리코딩 행렬의 제 1 차원에서의 인덱스와 제 2 차원에서의 인덱스의 쌍은 (x,y) , (x+l,y) , (x+2,y) , (x+3,y)에 해당한다. 여기서 , x 및 y는 음수가 아닌 정수에 '해당한다. 주어진 1 1=4을- 이용하여 구성할 수 있는 W_l은 총 16개이다. 이때, 12개의 W_l만 사용하는 경우와, 16개의 W_l을 사용하는 경우를 고려할 수 있다,
1) 12개의 W_l만 사용하는 경우
앞서 수학식 32를 이용하여 W 1이 구성될 수 있다.
만약, W 1에 대한 (단말의) 피드백 정보를 (기지국이) 디코딩하여 얻은 결과가 12, 13, 14, 15 값을 얻게 되면, (기지국은) W_l에 대하여 에러가 발생했다고 판단할 수 있다.
본 발명에서는 이와 같이 W— 1 피드백과 같은 특정 보고 타입 (reporting type) 내에 예약된 상태 (reserved states) (예를 들어 , 위의 예에서는 12, 13, 14, 15)가 존재할 때, 이를 활용하여 수신단에서 에러 체크를 할 수 있도록 할 수 있다. 이에 따라, 그 다음 이어지는 피드백 시점 (feedback instances)가 해당 에러에 의해 무의미한 보고가 되는 것을 방지할 수 있는 일련의 기술을 제안한다. 예를 들어 다음과 같은 방법들 중에 적어도 하나의 방법이 적용 ¾ 수 있다.
1-A) 기지국은 비주기적인 CSI 요청 (Aperiodic CSI request) 신호 /메시지를 단말에 전송함으로써, Wᅳ 1을 포함한 CSI 정보를 비주기적인 피드백을 통해 다시 수신할 수 있다.
1-B) 추기적인 피드백 체인 (Periodic feedback chain)을 이용하는 경우, 기지국은 오류 발생한 W_l이 다음 주기에 보고될 때까지, 수신되는 그 밖의 CSI (예를 들어 , Wᅳ 1과 피드백 계위가 낮거나 주기가 짧은 CSI, 일례로 W_2 및 /또는 CQI 등)를 모두 무시할 수 있다.
1-C) 주기적인 피드백 체인 (Periodic feedback chain)을 이용하는 경우, 기지국은 특정 B—비트 지시자 (예를 들어 , B=l)를 # 1번째 서브프레임 (SF: subframe)에' 시그널링 (예를 들어 , DCI)하여 , (오류가 발생한) 보고 타입 (예를 들어 , W_l)을 오버라이딩 (overriding)하여 예외적보로 재전송을 하도톡 할 수 있다. '
여기서 , B-비트 지시자에 의해, #(n-k) SF 이전에 (예를 들어, k는 사전에 정의되거나 단말에 설정될 수 있음) 가장 최근 보고된 상기 특정 보고 타입 (예를 들어 , W_l)을 피드백한 CSI 프로세스 (CSI process)에 대하여 (오류가 발생한) 보고 타입 (예를 들어 , W_l)을 오버라이딩 (overriding)하여 예외적으로 재전송을 하도록 할 수 있다. 그리고 /또는, 해당 CSI 프로세스가 상기 예약된 상태 (reserved states) 등이 포함된 특정 X 포트 (예를 들어 , X=12) CSI 보고가 설정된 경우, 해당 CSI 프로세스의 #n SF 이후 최초로 나타나는 특정 주기적인 보고 시점 (periodic reporting instance (s) )에 상기 ' (오류가 발생한) 보고 타입 (예를 들어 , W_l)을 오버라이딩 (overriding)하여 예외적으로 재전송을 하도록 할 수 있다 .
또한, 불필요한 상향링크 오버헤드 (uplink overhead)를 방지하기 위해 , 다음의 유효한 상기 (오류가 발생한) 보고 타입 (예를 들어 , w_i)의 보고 시점 (CSI reporting instance)가 나타나기 이전까지의 그 밖의 CSI (예를 들어, W_l과 피드백 계위가 낮거나 주기가 짧은 CSI, 일례로 Wᅳ 2 및 /또는 CQI 등)를 모두 드랍 (drop)하도록 (즉, 단말이 전송하지 않도록) 정의되거나 단말에 설정될 수 있다.
이러한 동작의 지원을 통해, 에러가 발견된 특정 주기적인 CSI 보고 入 1점 (periodic CSI reporting instance)' 이후의 연속된 주기적인 CSI 보고 시 ¾에 대하여 불필요한 상향링크 오버헤드를 방지하거나 곧바로 CSI 보고의 재전송을 지사함으로써 효과적인 주기적 보고가 수행되도록 하는 장점이 있다.
2) 16개의 W— 1만 사용하는 경우
추가적으로 4개의 W_l 구성 패턴을 추가하는 방법으로써, 이를 일반화된 수식으로 나타내면 아래 수학식 59와 같다 【수학식 59】
Figure imgf000099_0002
Figure imgf000099_0001
m i ,/' 2) = (2/, + i2 ) mod Bh + Bh for i =0,l,...,^ 2 =0,1,2,3,
2 1 2 m(], 2) = l -^^ + i2Bh for ix =^^,...,2L' - 1, 2 = 0,1,2,3,
2 2
여기서, i_l은 W_l의 인덱스를 나타내며, i_2는 W_2의 선택에 상응하는 인덱스이다. B_h는 수평 안테나 포트의 수와 오버샘플링 인자의 곱을 나타내고, Β_ν는 수직 안테나 포트의 수와 오버샘플링 인자의 곱을 나타낸다. 위 수학식 59를 도식화하면 도 31과 같다 . 도 31은 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다. 도 31에서는 앞서 수학식 59에서 i_l=12, 13, 14, 15인 경우, 수직 패턴을 고려한 경우를 예시한다. 다른 실시의 예로는 앞서 도 18 내지 도 21(또는 도 22, 도 23)의 패턴이 적용될 수 있다.
W— 1을 구성하는 열의 개수가 4이므로, L_2=4인 경우 W_2는 구성하는 방법은 앞서 기술한수학식 28 또는 수학식 30을 이용하여 구성될 수 있다. 앞서 설명한 예에서는 L 1=4이고, 앞서 수학식 28을 이용하는 경우를 예시하고 있으나, 본 발명에 이에 한정되는 것은 아니며, 앞서 표 6에서 예시된 모든 경우에 대하여 앞서 수학식 32 내지 수학식 39를 이용하여 위의 방식을 쉽게 확장하여 적용할 수 있다.
다음으로, W_l을 구성하는 열의 개수 (즉, 빔의 수)가 6인 경우를 고려할 수 있다.
본 발명에 따른 일 실시예로써, W_l을 다음 수학식 60과 같이 구성할 수 있다.
[수학식 60】
,；
Figure imgf000100_0001
위 수학식 60을 도식화하면 도 32와 같다 . 도 32는 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 '도면이다.
도 32를 참조하면, W_l을 이루는 열들의 인덱스가 주어진 수직 성분 인덱스에 대해서 수평으로 연속적인 경우이다.
도 32와 같은 W_l의 구성 방법을 일반적으로 표현하면, W_l을 구성하는 프리코딩 행렬의 제 1 차원에서의 인덱스와 제 2 차원에서의 인덱스의 쌍은 (x , y) , (x+l,y) , (x+2,y) , (x+3,y) , (x+4,y) , (x+5,y)에 해당한다. 여기서, x 및 y는 음수가 아닌 정수에 해당한다.
다른 실시예로서 , 수학식 60에서 함수 ^ "외 2)를 아래 수학식 61와 같 o 변경함으로써 W_l을 구성할 수 있다.
【수학식 61】
， /2 ) = (3j + (/2 mod 3)) mod Bh + Bf f이 -0, 2 -\,L =0,1,2,3,4
Figure imgf000101_0001
수학식 61와 같은 함수 w( /2)가 적용된 수학식 60을 도식화하면 도 33과 같다.
도 33은 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 33을 참조하면, 수평성분 3개와 수직성분 2개를 가진 DFT 백터로 이루어진 직사각형 모양의 패턴으로 W_l이 구성될 수 있다. 이 경우, 수직으로 연접한 W— 1끼리는 3개의 범이 중복 (overlap)된다.
도 33과 같은 W_l의 구성 방법을 일반적으로 표현하면, W_l을 구성하는 프리코딩 행렬의 제 1 차원에서의 인덱스와 제 2 차원에서의 인덱스의 쌍은 (x,y) , (x+l,y) , (x+2,y) , (x,y+l) , (x+l,y+l) , (x+2,y+l)에 해당한다. 여기서 , X 및 y는 음수가 아닌 정수에 해당한다.
도 32 및 도 33의 예시 외에도, W_l 간에 두 개의 범이 overlap 되는 경우를 고려할 수 있다. 하지만, 12 TXRU의 경우에는 W1의 인덱스가 2의 ^수로 표현이 되지 못하므로 앞서 설명한 W 1을 4개의 범으로 구성하는 경우처럼, 인덱스를 모두 사용하지 못하는 경우가 생긴다.
이를 수식으로 나타내면 아래 수학식 62와 같다. 앞서 수학식 59에서 m의' 2)를 아래 수학식 62와 같이 변경함으로써 W_l을 구성할 수 있다 .
【수학식 62】 m(i， /·2 ) = (2/， + (2 mod 3)) mod Bh + 2Bf for /', = 0,1,...,2^ᅳ 2 =0,1,2,3,4:
Figure imgf000102_0002
위 수학식 62을 도식화하면 도 34와 같다 .
도 34는 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 34와 같은 W— 1의 구성 방법을 일반적으로 표현하면, W_l을 구성하는 프리코딩 행렬의 제 1 차원에서의 인덱스와 제 2 차원에서의 인덱스의 쌍은 (x,y) (x+l,y) , (x+2,y) , (x,y+l) , (x+l,y+l) , (x+2,y+l)에 해당한다 . 여기서, X 및 y는 음수가 아닌 정수에 해당한다.
또한, 앞서 수학식 59에서 함수 m ， 를 아래 수학식 63과 같이 변경함으로써 W— 1을 구성할 수 있다.
[수학식 63】 m(i ,i2)~ (3'Ί + ( mod 3)) mod Bh + B, -l, 2 =0,1,2,3,4,
Figure imgf000102_0001
여기서, i_l은 W_l의 인덱스를 나타내며, _2는 W_2의 선택에 상웅하는 인덱스이다. B_h는 수평 안테나 포트의 수와 오버샘플링 인자의 곱을 나타내고, B_v는 수직 안테나 포트의 수와 오버샘플링 인자의 곱을 나타낸다.
위 수 «]·식 63을 도식화하면 도 35와 같다 . 도 35는 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 35와 같은 W_l의 구성 방법을 일반적으로 표현하면, W— 1을 구성하는 프리코딩 행렬의 제 1 차원에서의 인덱스와 제 2 차원에서의 인덱스의 쌍은 (x,y) (x+l,y) , (x,y+l) , (x+l,y+l) , (x,y+2) , (x+l,y+2)에 해당한다. 여기서, X 및 y는 음수가 아닌 정수에 해당한다. 앞서 수학식 60 내지 ;수학식 63을 이용하여 Wᅳ 1은 6개의 열로 구성되고, 이 때 , W_2를 구성하는 방법은 다음과 같다.
전송 랭크 (transmission rank)가 1인 경우, 외부 프리코더 (outer precoder) Ws는 두 번째 코드북 ')으로부터 선택될 수 있다.
본 발명에 따른 일 실시예로써 , W_2를 다음 수학식 64와 같이 구성할 수 있다.
【수학식 64] e {l,-l,y,-y}.
Figure imgf000103_0001
수학식 52에서 나타나 있듯이, L 2S=3, L 2C=2 로 ¾체 L 2는 5비트가 된다.
전송 탱크 (transmission rank)가 2인 경우, 외부 프리코더 (outer precoder) W:는 두 번째 코드북 2)으로부터 선택될 수 있다.
본 발명에 따른 일 실시예로써, W_2를 다음 수학식 65와 같이 구성할 수 있다. 【수학식 65]
Figure imgf000104_0001
(Y1,Y2)e{(e1,e1),(e2,e2),(e3,e3),(e4,e4),(e5,e5),(e6,e6),(e1,e2),(e2,e3)
(e3,e4),(e4,e5),(e5,e6),(e1,e3),(e1,e4),(e1,e5),(e1,e7),(e2,e4)}^e{l,y} 수학식 65에 나타나있듯이 , L 2S=4, L 2C=1 로 전체 L 2는 5 비트가 된다. 또한, 아래 수학식 66과 같이, 탱크 2를 구성할 때, 범 쌍을 자기 자신의 범으로 구성된 경우 3 비트와 위상 일치 (co-phasing) 2 비트를 고려할 수
【수학식 66]
(Υ Υ^£{(ει,ει),(62,62),(63,β3),(64,64),(ε5,ε5),(66,66)},^Ε{ΐ,7,-1,-7·)
앞서 수학식 64 내지 수학식 66은 L_2 = 5 비트인 경우를 예시하고 있으나, L_2 = 6 비트인 경우 다음과 같다. 전송 ¾크 ( transmission rank)가 1인 경우, 외부 프리코더 (outer precoder) W 2는 두 번째 코드북 1)으로부터 선택될 수 있다. w_2를 다음 수학식 67과 같이 구성할 수 있다.
【수학식 67】 Ye e,,e2,e3,e4,e5,e6 - 1!/ 1- -1 + -1-
Figure imgf000104_0002
수학식 54에 나타나있듯이, L 2S = 3, L 2C=3 로 전체 L— 2는 6 비트가 된다.
전송 탱크 (transmission rank)가 2인 경우, 외부 프리코더 (outer precoder) 2는 두 번째 코드북 ^으로부터 선택될 수 있다. W_2를 다음 수학식 68과 같이 구성할 수 있다.
【수학식 68】
Figure imgf000105_0001
(Y1,Y2)e{(e1,e1),(e2,e2),(e3,e3),(e4,e4),(e5,e5),(e6,e6),(e1,e2),(e2,e3)
(e3,e4),(e4,e5),(e5,e6),(e1,e3),(e1,e4),(e1,e5),(e1,e7),(e2,e4)}^e {1,-1,7, 수학식 68에 나타나있듯이 , L 2S=4 , L 2C=2 로 전체 L 2는 6 비트가 된다. 또는, W_2를 다음 수학식 69와 같이 구성할 수 있다 【수학식 69】
Figure imgf000105_0002
(Y1,Y2)e{(e1,e1),(e2,e2),(e3,e3),(e4,e4),(e5,e5),(e6,e6),(e1,e2),(e1,e3 (e1,e4),(e1,e5),(e1,e6),(e2,e3),(e2,e4),(e2,e5),(e2,e6),(e3,e4) (e3,e5),(e3,e6),(e4,e5),(e4,e6),(e5,e6)},^G{l, } 수학식 68에 나타나있듯이, L 2S=5, L 2C=1 로 전체 L_2는 6 비트가 된다
수학식 67 및 수학식 69의 경우, 각각 L 2S 가 3 비트와 5 비트로 구성되어 있으므로, 각각 (Y— 1,Y_2) 쌍을 8개와 32개를 표현할 수 있다. 하지만, 수학식 67 및 수학식 69에서 볼 수 있듯이, (Υ— 1,γ_2) 쌍이 6개와
21개의 경우 밖에 없기 때문에, 이 경우를 제외한 쌍을 지시하는 인덱스가 단말로부터 피드백 되면, 기지국은 전송 오류로 인식하며, 이 경우 기지국은 다음과 같이 동작 할 수 있다.
2-A) 비주기적인 CSI 요청 (Aperiodic CSI request) 신호 /메시지를 수신 단말에 송신하여, W_2의 정보를 비주기적인 피드백을 통하여 다시 수신 할 수 있다.
2-B) 주기적인 피드백 체인 (Periodic feedback chain)을 이용하는 경우, 기지국은 오류가 발생한 W_2이 다음 주기에 보고될 때까지, 수신되는 그 밖의 특정 CS工들을 무시할 수 있다.
2-C) 또는, 앞서 1— C)에서 설명한 제안 동작 방식을 오류가 발생한 W_2에 대해 유사하게 적용할 수 있다.
주기적인 피드백 체인 (Periodic feedback chain)을 이용하는 경우, 기지국은 특정 B-비트 지시자 (예를 들어 , B=l)를 #n번째 서브프레임 (SF: subframe)에 시그널링 (예를 들어 , DCI)하여 , (오류가 발생한) W_2을 오버라이딩 (overriding)하여 예외적으로 재 송을 하도록 할 수 있다.
여기서 , B—비트 지시자에 의해, #(n-k) SF 이전에 (예를 들어, k는 사전에 정의되거나 단말에 설정될 수 있음) 가장 최근 보고된 W_2을 피드백한 CSI 프로세스 (CSI process)에 대하여 (오류가 발생한) Wᅳ 2을 오버라이딩 (overriding)하여 예외적으로 재전송을 하도록 할 수 있다. 그리고 /또는, 해당 CSI 프로세스의 #n SF 이후 최초로 나타나는 특정 주기적인 보고 시점 (periodic reporting instance (s) )에 상기 (오류가 발생한) W_2을 오버라이딩 (overriding)하여 예외적으로 재전송을 하도록 할 수 있다 . 또한, 불필요한 상향링크 오버헤드 (uplink overhead)를 방지하기 위해 , 다음의 유효한 상기 (오류가 발생한) W_2의 CSI 보고 시점 (CSI reporting instance)가 나타나기 이전까지의 그 밖의 CS工를 모두 드랍 (drop)하도록 (즉, 단말이 전송하지 않도록) 정의되거나 단말에 설정될 수 있다.
또한, 앞서 수학식 55의 경우는 L_2S가 4이므로, 수학식 51과 수학식 52에서 설명한 방법을 이용하여 (Υ Ι,Υ 2) 쌍이 선택될 수 있다. 지금까지는 (2, 3, 2, 12)를 위한 코드북 설계를 설명했다. (3,2,2,12)의 경우도 이와 유사하게 확장 적용될 수 있다. 차이점은 최종 W_l을 구성하는 열을 이루는 6 Tx DFT 백터가 아래 수학식 57과 같이 구성된다.
【수학식 70]
Figure imgf000107_0001
여기서 w (쇠 2)은 w)i과 w) 2의 피드백 인덱스인 iᅳ i, i_2의 함수로써 상기 기술한 W— 1을 구성하는 방식에 관한 함수이다. 이를 이용하여 상기 기술한 12 TXRU를 위한 코드북 설계 방식을 확장 적용하여 코드북 W를 구성할 수 있다. 지금까지는 기지국 안테나 포트 패널 크기에 부합하는 DFT 백터로 을 구성하는 방법을 제안하였다. 즉, 수평성분으로 예를 들어 설명하면,
(2,2,2,8)인 경우, 2 Tx DFT 백터 , (3,2,2,12) Tx DFT 백터로 구성된다. 하지만, 기존 LTE 기반의 시스템에서 적용되는 코드북은 2의 멱수인
2,4,8 등의 형태이며, 2의 멱수가 아닌 3, 6 Tx 코드북을 이용하게 되면, 수신 단말 구현 등의 복잡도가 높아질 것으로 예상된다.
이를 위하여, 본 발명에서는 수평 흑은 수직 혹은 수평, 수직 성분으로 2의 멱수가 아닌 안테나 포트를 사용하는 2D AAS 안테나 시스템에서 2의 멱수로 구성되는 DFT 백터를 이용하여 코드북을 구성하는 방법을 제안한다 . 아래 수학식 기은 오버샘플링 인자 (oversampling factor)가 Q— h인 4Tx DFT 코드북 C_4Tx를 나타낸다.
【수학식 71】
Figure imgf000108_0001
오버샘플링은 코드북의 빔 세분화 (beam granularity)를 높이기 위하여 사용되며, 이는 4 x4 DFT 행렬의 1,2, 3, 4번째 행들로 이루어진 행렬을 구성함으로써 구현될 수 있다. 이러한 오버샘플링 DFT 행렬을 구성하는 원리를 적용하여, 2의 멱수가 아닌 안테나 포트 P를 가진 P Tx 코드북을 구성하는 방법은 다음과 같다.
3-A) P보다 크고 가장 가까운 2의 멱수를 구한다. 즉, 2^ <P<2"을 만족하는 N을 구할 수 있다.
3-B) 시스템에서 주어진 오버샘플링 인자 Q를 이용하여 , NQXNQ OFT 행렬을 구성할수 있다.
3-C) 이 행렬에서 1 , P번째 행과 1, ... , PQ열로 이루어진 부분 행렬 C PTx을 계산할 수 있다. 수평, 수직 성분 모두 2의 멱수가 아닌 안테나 포트로 구성된 경우는 위의 프로세스를 반복하여 또 다른 코드북 C 'ᅳ PTx를 구성한 후 C— ΡΤχ 와 C'_PTx의 코드북의 크로네커 곱 (kronecker product)으로 전체 코드북을 구성할 수 있다.
3. 16 TXRU
도 14 (C)와 같은 16 TXRU 2D AAS를 위한 코드북을 구성하는 방법을 살펴본다. 도 14 (C)와 같이 , 16 TXRU의 경우, 안테나 구성에 따라서 , (2,4,2,16)과 (4, 2, 2, 16)으로 구성될 수 있다.
(2, 4, 2, 16)의 경우, W_l을 구성하는 코드북 C_l을 구성하는 8 Tx DFT 백터는 다음 수학식 72와 같이 구성된다.
【수학식 72]
V, ―—
Figure imgf000109_0001
(4, 2, 2, 16)의 경우, Wᅳ 1을 구성하는 코드북 C_l을 구성하는 8 Tx DFT 백터는 다음 수학식 73과 같이 구성된다.
【수학식 73】 n =
Figure imgf000110_0001
여기서 "^ 2)은 W— i과 W_2의 피드백 인덱스인 i— 1, i— 2의 함수로써 상기 기술한 W_l을 구성하는 방식에 관한 함수이다.
16 TXRU의 경우 m(i、， 을 구성하는 방법은 8 TXRU의 경우에 사용된 패턴을 재사용 할 수 있다. 즉, W— 1이 4개의 열로 구성되는 경우 W1을 구성하는 방법은 앞서 수학식 32 내지 39와 수학식 72, 73을 조합함으로써 구성될 수 있다.
예를 들어 , (2, 4, 2, 16)를 사용하는 시스템에서 도 15의 패턴을 이용하여 코드북을 구성하면 아래 수학식 74와 같다. .
【수학식 74】
Figure imgf000110_0002
m{ix ,/' 2) = (2/, + i2 ) mod Bh + Bh for , =0,1,...,2L| -l,/2 =0,1,2,3，
2 여기서, i 1은 W 1의 인덱스를 나타내며, i 2는 W 2의 선택에 상웅하 인덱스이다. B_h는 수평 안테나 포트의 수와 오버샘폴링 인자의 곱을 나타내고, B— V는 수직 안테나 포트의 수와 오버샘플링 인자의 곱을 나타낸다.
이때, 탱크 1과 2인 경우에 W_2는 각각 수학식 28 및 30으로 구성될 수 있다.
또한, W— 1이 8개의 열로 구성되는 경우, 수학식 43, 44, 45, 46과 수학식 72, 73을 조합함으로써 구성될 수 있다.
「어 (2, 4, 2, 16)를 사용하는 시스템에서 도 25의 패턴을 이용하여 코드북을 구성하면 아래 수학식 75와 같다.
【수학식 75】
Figure imgf000111_0001
여기서 , i_l은 W— 1의 인덱스를 나타내며, i_2는 W_2의 선택에 상웅하는 인덱스이다. B h는 수평 안테나 포트의 수와 오버샘플링 인자의 곱올 나타내고,
B— V는 수직 안테나 포트의 수와 오버샘플링 인자의 곱을 나타낸다.
이때, 랭크 1인 경우 W_2는 앞서 수학식 49 또는 54와 같이 구성될 수 있다. 또한, 탱크 2인 경우 W— 2는 각각 앞서 수학식 50 또는 55 또는 56과 같이 구성될 수 있다.
앞서 설명한 본 발명의 실시예에서는, 설명의 편의를 위하여, 수직과 수평 성분의 DFT 백터를 구성할 때 , 위상 오프셋이 없는 경우를 가정하여 , DFT 백터를 구하고, 이 DFT 백터들을 크로네커 곱 ( kronecker product ) 연산을 이용하여, 전체 코드북 백터를 구성하는 방법을 설명하였다.
즉, 앞서 수학식 19 및 20에서 오프셋을 고려한 것을 수식으로 나타내면 각각 수학식 76 및 77과 같다.
【수학식 76
1,2,- - -,NVQV
Figure imgf000112_0001
【수학식 77 ]
Figure imgf000112_0002
여기서, 와 는 각각 수직, 수평 DFT 백터의 위상 오프셋을 나타낸다. 위와 같은 오프셋을 고려한 코드북을 구성하는 실시예에서는 특정 코드북 위상에 상응하는 안테나 틸팅 ( tiliting) 각도를 이용하지 않는 경우, 오프셋을 설정함으로써 코드북을 구성할 수 있다.
또한, 설명의 편의를 위하여, 전체 열의 개수가 행의 개수보다 많은 행렬 ( fat matrix)의 빔 인덱스를 수평 방향을 우선으로 기술을 하였다. 빔 인덱스를 수직으로 하는 경우, 앞서 도 15는 도 36과 같이 나타낼 수 있다. 도 36은 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
이 경우, 전체 코드북 및 W_l, _2 구성 방식은 상기 설명한 방식과 동일하지만, 수식으로 표현할 때, 범 인덱싱 방식의 차이에 따라서 달라질 수 있다. 예를 들어 , 수학식 21은 아래 수학식 78로 나타낼 수 있다.
【수학식 78】
Figure imgf000113_0001
Figure imgf000113_0002
m e {(8；! + 4i2 ) mod 32 + , =0,l,...,15, 2 =0,1,2,3:
4 여기서, i_l은 W_l의 인덱스를 나타내며, ： W 2의 선택에 상웅하는 인덱스이다ᅳ 위의 실시예와 같이 , 앞서 설명한 W_l 구성 덱싱이 수직으로 바뀌더라도 용이하게 확장 적용될 수 있다.
본 발명에서 설명된 W_l의 구성방식은 구성방식에 따라서, 서로 수평 혹은 수직 도메인에서 연접한 W_l끼리 W_l을 구성하는 범의 개수의 반만큼 중복되는 경우가 발생될 수 있다.
즉, 앞서 도 36에서 W— 1(0)과 W— 1(1)의 경우, 8번, 12번 인덱스의 빔을 동시에 포함하고 있다. 하지만, 중복을 고려하지 않은 W— 1의 구성 방식도 이용될 수 있다. ： 이러한, 수평 도메인으로 중복이 존재하는 경우, 기존의 W_l 구성방식에서, 짝수 인덱스 {0,2,4, 6 } 흑은 홀수 인덱스 {I,3,5 }만을 선택하여
W_l을 재구성할 수 있다. 또는, 특정 수의 배수, 예를 들어 4이면 (0, 4, 8, ...)등으로 구성될 수 있다.
앞서 도 18의 예시와 같이 수직 도메인으로 증복 (overlap)이 발생하는 디자인의 경우, 동일한 수직 도메인으로 이루어진 W_l의 개수를 N— wl이라 정의하면, 기존의 W_l의 구성방식에서 {0, 1 , (N_wl) -1,
2N_wl }의 인덱스를 이용하여 W_l을 재구성함으로써, W— 1끼리 층복이 없는 범들로 구성될 수 있다. 혹은, 특정 수의 배수, 예를 들어 수직으로 4만큼 이동된 경우, {0, 1, ... , (N_wl) -1, 4N_wl, ... } 등의 인덱스를 이용하여 W— 1이 구성될 수 밌다.
수직 혹은 수평 도메인으로 중복이 있는 W— 1 구성방법들의 경우, 위 두 가지 원리 (principle)를 이용하여 범의 중복을 없앨 수 있다.
' 이와 같이, W_l을 구성함으로써, W— 1의 피드백 비트수인 L_l을 줄일 수 있는 효과가 있다. 앞서 본 발명의 실시예에서는 3D-MIMO를 위해서 도 14에 나타난 안테나 레이아웃 (layout)에 적용 가능한 다양한 코드북 디자인 방법들을 제안하였다. 이러한 코드북 디자인 방법들에 대하여, 기지국은 다음과 같은 방법들의 시그1 έ링을 이용하여 단말아 어떤 코드북을 사용해야 하는지 단말에게 알려 줄 수 있다.
Α. 기지국은 8, 12, 16 등의 안테나 포트 수를 RRC 시그널링을 통해 단말에게 알려 줄 수 있다.
만약, 12, 16 안테나 포트 레이아웃은 각각 가로로 긴 사각형 모양과 세로로 긴 사각형 모양이 있으며, 기지국은 각 안테나 포트 레이아웃에 적합한 코드북을 1 비트 지시자를 RRC 시그널링을 통해 단말에게 알려줄 수 있다. 예를 들어, 0이면 가로로 긴 사각형 안테나 레이아웃, 1이면 세로로 긴 사각형 안테나 레이아웃으로 단말은 인식할 수 있으며, 1 비트 지시자를 통해 단말은 단말은 각 안테나 레이아웃에 적합한 코드북을 생성할 수 있다 .
i. 추가적으로, 안테나 레이아웃에 1차원 형상도 고려하는 경우 (즉, 12 안테나 ί트의 경우 (1,6,2) , (6,1,2) , 16 안테나 포트의 경우 (1,8,2) , (8,1,2) ) , 기지국은 2 비트 지시자 혹은 비트맵을 RRC 시그널링을 통해 단말에게 알려줄 수 있다. 단말은 이를 이용하여 코드북을 구성할 수 있다.
ii. 추가적으로, 단말이 상기 설명한 코드북을 일부 또는 모두 사용하는 경우, 상기 설명한 코드북 구성 방법들을 비트맵 형태로 단말에 알려 줄수 있다. iii. 비주기적인 CSI 보고 (aperiodic CSI reporting)의 경우, 기지국은 W— 1과 Wᅳ 2에 상응하는 비트 수인, L_l, L— 2를 RRC 시그널링을 통해 명시적 (explicit)으로 단말에 알려주거나 또는 비트^ 형태로 단말에 알려 줄 수 있다. 그러면, 단말은 각 해당 비트 수에 상웅하는 미리 정해진 코드북을 구성하여 사용할 수 있다'. 또한, L_l, L_2 에 상웅하는 상기 설명한 코드북들을 비트맹을 비트맹 형태로 단말에 알려주어, 단말이 코드북을 구성할 수도 있다.
B. 기지국은 8, 12, 16 둥의 안테나 포트 수에 상웅하는 레이아웃들의 구성 방법 즉 수평, 수직 0 테나 포트 수를 단말에 명시적으로 알려 줄 수 있다. 즉, (M, N) 혹은 (M , N , P)에 해당하는 정보를 단말에 RRC 시그널링을 통하여 알려 줄 수 있으며, 단말은 이에 상웅하는 코드북을 미리 정해진 위에 설명한 방법들 중의 하나의 방법으로 코드북을 구성할 수 있다.
i . 추가적으로, 단말이 상기 설명한 코드북을 일부 또는 모두 사용하는 경우, 상기 설명한 코드북 구성 방법들을 비트맹 형태로 단말에 알려 줄 수 있다. ii . 비주기적 CSI 보고 (aperiodic CSI reporting)의 경우, 기지국은 W_l과 W— 2에 상응하는 비트 수인, L_l , L_2 를 RRC 시그널링을 통해 단말에게 명시적으로 알려주거나, 비트맵 형태로 단말에 알려 줄 수 있다. 그러면, 단말은 각 해당 비트 수에 상응하는 미리 정해진 코드북을 구성하여 사용할 수 있다 . 또한, L_l , L— 2 에 상웅하는 상기 설명한 코드북들을 비트맵 형태로 단말에 알려주어, 단말이 코드북을 구성할 수 있다.
C . 기지국은 레가시 코드북을 포함하는 안테나 포트수가 8인 경우, 1 비트 지시자를 RRC 시: ±널링을 통해서 단말에 알려 줄 수 있다. 단말은 이를 통하여 , 레가시 코드북 또는 ( 2 , 2 , 2 )를 위한 코드북을 생성 할 수 있다.
i . 추가적으로, 단말이 상기 설명한 코드북을 일부 또는 모두 사용하는 경우, 상기 설명한 코드북 구성 방법들을 비트맵 형태로 단말에 알려 줄 수 있다. ii . 비추기작 CSI 보고 ( aperiodic CSI reporting)의 경우, 기지국은 W_l과 에 상웅하는 비트 수인, L_l , L— 2 를 RRC 시그널링을 통해 명시적으로 단말에게 알려주거나, 비트맵 형태로 단말에 알려' 즐 수 있다. 그러면, 단말은 각 해당 비트 수에 상웅하는 미리 정해진 코드북을 구성하여 사용할 수 있다： 또한, L_l , L_2 에 상응하는 상기 설명한 코드북들을 비트맵 형태로 단말에 알려주어 , 단말이 코드북올 구성할 수 있다. 3D MIMO 시스템의 일례로 도 14에서 예시하는 안테나 포트 레이아웃에서 안테나 포트 간의 간격 ( spacing)은 코드북 디자인에 많은 영향을 준다. 즉, 안테나 포트 간의 간격 ( spacing)아 큰 경우 (예를 들어 , 안테나 포트 가상화 혹은 안테나 요소들의 물리적 거리가 큰 경우)와 작은 경우에 따라서 코드북을 어떻게 구성하느냐에 따라서 성능이 차이가 나기 때문이다.
통상적으로, 안테나 포트 간의 간격 ( spacing)이 큰 경우는, W_l의 빔 그룹을 구성할 때 , 빔 간의 간격 ( spacing)이 크도록 구성하는 것이 바람직하며 안테나 포트 간의 간격 ( spacing)이 작은 경우, W_l의 범 그룹을 구성할 때 , 범 간의 간격 ( spacing)이 작도록 구성하는 이 바람직하다. 이처럼 다양한 환경에 맞 * 코 H북 디자인 적용을 위하여 본 발명에서는 다음과 같은 방법을 제안한다.
본 발명에 따른 일 실시예로서, 주어진 수직 성분의 범에 대해서 W_l을 구성하는 수평 성분의 범들이 연속적으로 묶이게 되는 수학식 32가 이용될 수 있다. : 또는, 수평 성분의 범들이 '특정 인덱스 그룹 ^ = 8 (혹은 임의의 는 사전에 정의되거나, 기지국이 RRC 시그널링을 통하여 단말에 알려줄 수 있다. ) * 유지한 채 구성이 되는 수학식 33이 이용될 수 있다.
( 2 , 4 , 2 , 16 )에서 W_l이 네 개의 빔으로 구성되는 경우에 코드북 구성을 위한 수식을 다시 쓰게 되면 아래 수학식 79 및 80과 같다.
【수학식 7 9】
Figure imgf000118_0001
,i2)- (2ζ·ι + h ) mod Bh + B) for , =0,1^,2 -l, 2 =0,1,2, 3:
hl
【수학식 80】
C,
where
Figure imgf000118_0002
m{ix ,i2)- ( + ) mod Bh + Bh for z =0,1,...,2 —l,/2 =0,1,2,3,
2 여기서, 1_1은 W_l의 인텍스를 나타내며, i— 2는 W_2의 선택에 상웅하는 인덱스이다.
1. 기지국은 1 비트 시그널링을 통하여 , 안테나 포트의 간격 (spacing)에 적합한 코드북을 단말에 알 '려 줄 수 있다. 즉, 1 비트를 이용하여 수학식 79 또는 수학식 80에 대한 정보를 단말에 알려줄 수 있다 . 단말은 이를 이용하여 코드북을 재구성 할 수 있다.
2. 코드북을 구성 시, 수학식 79 및 수학식 80가 포함되는 W_l을 구성하며, 이를 수식으로 나타내면 수학식 81과 같다.
【수학식 81】
Figure imgf000119_0001
m{ix , 2) = 2ix + i2 ) mod Bh + Bh for , =0，1，… - 2 = 0，1,2，3,
2
， ½ ) = (z, + μϊ2) mod Bh + B, for /, =2 l,...,2il+1—1，/2 =0,1,2,3
2
여기서, i_l은 Wᅳ 1의 인텍스를 나타내며, i_2는 Wᅳ 2의 선택에 상웅하는 인덱스이다.
이 경우, W_l에 상웅하는 페이로드 크기가 1 비트 증가할 수 있지만, 단말의 광대역 (wideband)/장기 (longterm) 성분의 코드북 선택의 폭을 넓혀줄 수 있는 효과가 있다.
3. 앞서 2.의 방식에서 페이로드 크기를 증가 시키지 않는 방법으로, 수학식 79 및 수학식 80에서 각각 1/2로 서브샘플링 (subsampling)하는 방법이 이용될 수도 있다. 즉, 수학식 79 및 수학식 80에서 i 1의 인덱스를 홀수 혹은 짝수만올 취하여 , 조합할 수 있다 . 4. 앞서 2.에서 설명한 두 개의 코드 북의 병합에 관한 제안방법은 수학식 79 및 수학식 80의 조합 외 앞서 설명한 다양한 코드북 디자인들에 확장 적용 될 수 있다.
16 포트 CSI-RS를 위한 2D 코드북 설계
앞서 도 14 (c)와 같이 , 본 발명에 따른 일 실시예에서는 16 TXRU를 위한 코드북 설계 방법을 제안한다.
제안하는 코드북은 아래 수학식 82와 같이 이중 코드북 (dual codebook) 구조를 가진다.
【수학식 82]
W = \ w2
여기서 , W—1은 장기 (long term) 및 /또는 광대역 (wideband) 채널 특성에 해당하고, W_2는 단기 (short-term) 및 /또는 서브밴드 (subband) 채널 특성에 해당한다. 또한, W_l는 2개의 편파 그룹 내에서 빔 방향성을 나타내는 2개의 동일한 서브 행렬 (sub matrices)을 포함하고, W_2는 W_l의 범 선택 및 양자화된 편파 위상에 해당한다. 이중 코드북 구조로 인하여, 서로 다른 피드백 주기를 설정함으로써 피드백 (즉, w_l을 위한 장기 피드백 및 Wᅳ 2를 위한 단기 피드백) 오버헤드를 절감할 수 있다.
레가시 시스템의 코드북과 비교하여 , 2D 안테나 어레이를 위한 코드북 설계 내 주요 차이점은 수직 도메인 내 추가적인 자유도 (degrees of freedom)를 이용한다는 점이다. 이 1:위하여 , 아래 수학식 83과 같이 블록 대각 구조 (block diag이 ial structure)를 유지한 채 , 수평의 DFT 행렬과 수직의 DFT 행렬의 크로네커 곱 (Kronecker product)이 W_l 내 도입된다. [수학식 83】
Figure imgf000121_0001
여기서, =0， ，2 '—1)은 W 을 위한 인텍스이고, ^ 은 을 위한 피드백 비트 수이다. Χ( '') 는 에 따라 수평 및 수직 빔 -그리드 (grid— ofᅳ beam) 백터의 선택된 열의 크로네커 곱 (Kronecker product)이다.
1. W_l을 위한 코드북 설계
먼저 , 전체 열의 개수가 행의 개수보다 많은 행렬 (fat matrix)인 W— 1를 Χ = χ« ®χ 와 같이 정의한다 .
여기서 , XwandX 는 각각 수평 도메인 및 수직 도메인을 위한 fat matrix이다.
Figure imgf000121_0002
' -'」 같은 N-Tx DFT 백터로부터 구성될
Figure imgf000121_0003
이다. u"는 수평 도메인에서 오버샘플링 인자 (oversampling factor)를 지시한다. 유사하게 ,
Figure imgf000121_0004
와 같은 M-Tx DFT 백터로
Figure imgf000121_0005
는 수직 도메인에서 오버샘플링 인자 (oversampling factor)를 지入 1한다. 크로네커 곱 (Kronecker product) 연산 후에 , fat matrix X 개수는 ΒΤ = BHBv = M'OV N'OH 와 같다. 그리고, 나타낼 수 있다. 여기
H
이다. 예를 들어 , Wl = V 0 일 수 있다.
W_l을 위한 피드백 오버헤드 , L_l은 오버샘플링 인자와 W_l을 위한 빔 그룹과 밀접하게 관련된다.
이하, 각 안테나 구성에 대하여 다음과 같은 오버샘플링 인자를 고려한다. (4,2,2,16)： 0_V=2, 4, 8 및 0_H=8, 16
(2,4,2,16)： 0_V= , 8, 16 및 0_H=8
X의 번째 서브셋으로 정의되고 W_l의 빔 그룹핑과 관련되는 Χ(/')를 결정하는 방법을 제안한다.
이하, X i)는 4개의 범을 포함한다고 가정하고, Χ(ι)를 구성하기 위한 3가지 옵션을 다음과 같이 제안한다.
도 37은 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
옵션 1： 수평적 스트라이프 (Horizontal stripe)
도 37(a)를 참조하면, 주어진 수직 범에 대하여, 수평 도메인에서 연속적인 4쟤의 빔이 선택된다. 이 옵션에서 , 인접한 (adjacent) Χ(/') 간에 2개의 범이 중복 (overlap)된다. 이 경우, X이는 아래 수학식 84과 같이 정해질 수 있다: 【수학식 84]
(5r(21+3))modfi7.H
Figure imgf000123_0001
_ /2」 where w j = v | . ( ® v mod^ , j e {Bv (2/, + i2 )) mod BT + =0,1，...,2 -l,/2 =0,1,2,3.
Βμ 12 옵션 2： 직사각형 (Rectangle) 도 37(b)를 참조하면 , 수평 도메인 및 수직 도메인 모두에서 연속적인
2개의 범이 선택된다. 이 옵션에서, 인접한 (adjacent) X('} 간에 2개의 빔의 증복 (overlap)된다. 이 경우, Χ(/')는 아래 수학식 85과 같이 정해질 수 있다. 【수학식 85】 — 1, =0,1，2，3.
Figure imgf000123_0002
옵션 2: 체크 패턴 (Check pattern) 도 37(c)를 참조하면, 4개의 연속적인 수평 범과 2개의 연속적인 수직 범으로 구성되는 8개의 빔에서 , 4개의 범이 하나 건너 하나 씩 (one across the one) 선택된다. 즉, 체크 패턴으로 선택된다. 이 옵션에서, 인접한 (adjacent) X(/'} 간에 2개의 빔의 중복 (overlap)된다. 이 경우, Χ0)는 아래 수학식 86과 같이 정해질 수 있다.
【수학식 86】
U2 =0,1,2,3.
Figure imgf000123_0003
• 옵션 .2 및 3은 옵션 1에 비하여 수직 도메인에서 추가적인 자유도를 가질 수 있다.
도 38은 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
X( 를 위한 8개의 빔이 L' 비트 장기 (long term) 피드백된다면, 상술한 옵션 2 (즉, 도 38 (a)의 경우, 옵션 4: 직사각형 (rectangle) 패턴) 및 옵션 3 (즉, 도 38 (b)의 경우, 옵션 5: 체크 패턴 (Check pattern) )이 적용될 수 있다. 즉, 도 38(a) 및 도 38(b)와 같이 , 인접한 (adjacent) X(>) 간에 8 빔 중에서 4개의 범이 중복된다. 옵션 4 및 옵션 5에 해당하는 Χ(/ι)는 각각 아래 수학식 87 및 88과 같이 정해질 수 있다.
【수학식 87】
Figure imgf000124_0001
where y =v mod57
Figure imgf000124_0003
=0,1,…， 「1, =0,1,2,... ,7. 【수학식 88】
w w w
ᅵ ( 十^卜^ ^|(^-2)¾2_ :」
Figure imgf000124_0002
Figure imgf000124_0004
i^0,\,...,^-\,i2=0,\^...,7. 결과적은, W_l 행렬은 수학식 83과, 수학식 84, 85, 86, 87, 88 중 어느 하나를 이용하여 구성될 수 있다. 2. W— 2를 위한 코드북 설계 옵션 1, 2, 및 3의 경우에 있어서 , X( 는 4개의 범으로 구성되므로, 3GPP 릴리즈 12 4TX 코드북에서 W_2를 재사용할 수도 있다. 따라서, 랭크 1의 경우, W_2는 아래 수학식 89와 같이 정해질 수 있다. 【수학식 89】
Figure imgf000125_0002
여기서, Ye{ei'e2,e3'e4 } 이고, e(,2+1) 는 (/2 + i) 번째 원소만이 이고, 나머지는 모두 0인 4개의 원소를 가지는 선택 백터 (selection vector)이다. a(L ) = exp( / ^π^2 ), = 0,1,2,3,
그리고, '32: 는 2개의 편파 그룹 간에 위상 일치 (co- phasing)≤1 양자화 레졸루션 (quantization resolution)을 ' 증가시키기 위한 회전 (rotation) 항 (term)이다. 랭크 2의 경우, W_2는 아래 수학식 90과 같이 정해질 수 있다. 【수학식 90】
Figure imgf000125_0001
(Y,,Y2)e ei,e, , e2,e2 ,(e3,e3 , e4,e4 ,(e,,e2 , e2,e3 , e,,e4 , e2,e 여기서, 이다. 따라서, w 2 피드백을 위해 =4
비트가 요구된다 옵션 4 및 5에서, X( 는 8개 범으로 구성되므로, 이는 W 2를 위한 추가적인 피드백 비트가 증가된다. 유사하게, 탱크 1의 경우, W_2는 아래 수학식 91과 같이 정해질 수 있다 【수학식 91】
Figure imgf000126_0001
Figure imgf000126_0003
여기서, Υ £ίβΐ'β2'ε3'ε4'65,€6'67'6^ 이고, ('2+1) 는 (,2 +1) 번째 원소만이
1이고, 나머지는 모두 0인 8개의 원소를 가지는 선택 백터 (selection (/' 2) = exp(y 2-), i2 =0,1,2,3,4,5,6,7.
vector)이다. 그리고, 32 이다. 탱크 2의 경우, W_2는 아래 수학식 92와 같이 정해질 수 있다.
【수학식 92】
여기서
Figure imgf000126_0002
,
이다. 수학식 92에서 선택 쌍 (selection pair)은 모든 가능한 코드북 쌍의 코달 거리 (Chordal distance)를 비교함으로쩌 획득될 수 있다. 옵션 4 및
5에서, 단기 피드백을 위해 5비트가 요구된다 (즉, 2 =5) 3. 성능 평가
Cat -2 기준치 (baseline)와 16-TXRU를 위한 다양한 코드북 설계 간의 성능을 평가한다. 공정한 비교를 위해, 아래 표 7에서 표기된 CSI— RS 오버헤드를 고려한다 . 표 7은 2D 코드북 설계를 위한 파라미터를 예시한다.
【표 7]
Cat -2
기준치 (base 제안된 코드북 설계
line)
NZP 및 ZP CSI-RS (들)을 위한
16*3 16*3
RE의 개수
CSI-RS 주기 [ms] 10 10 평균 CSI-RS 오버헤드
4.8 4.8
(RE (들) /RB/서브프레임 )
CSI-RS 디 -부스팅 인자 (de- 1 2
boosting factor)
논―프리코딩 기반 방식 (non-precoded based scheme 서 RS 파워 제한으로 인하여 , CSI-RS 디 -부스팅 인자 (de-boosting factor)가 시뮬레이션이 도입된다. CSI-RS 디 -부스팅 인자 (de-boosting factor)가 2인 것은 Cat-2 기준치에서의 CSI-RS 전송 파워에 비하여 절반임을 나타낸다. 또한, CSI-RS 피드백 주기의 증가에 기반한 방식이 CSI-RS 오버헤드의 증가에 기반한 방식에 비하여 향상된 성능을 제공할 수 있기 때문에 10ms 피드빡 주기가 가정된다. 표 8은 3D-UMi (3D— Urban Micro) 시나리오에서 코드북 옵션 1의 (4, 2, 2, 16) 안테나 레이아웃에 대한 성능을 예시한다.
【표 8】
평균 평균 UE
UE a 5% UE 5% UE 50% UE 자원
丁 " - p
-Γ¾Γ (Μ 수율 (T 수율 (T 활용 FTP
(R
이득 (M
ean UE hrough 이득 (T hrough esourc 로드, λ ean UE
Throug put) hrough put) e (UEs/s
Throug
hput) (bps/H put (bps/H Utiliz /섹터) hput
(bps/H z) Gain) z) atio) n
Gain)
z)
Cat-2 3.083 0.797 2.817 0.28 2 기준치 (basel 2.006 0.260 1.487 0.59 3 ine) 1.344 0.077 0.687 0.84 4 3.147 2.1% 0.885 11.1% 2.963 0.27 2
0_H=16,
2.199 9.6% 0.352 35.1% 1.747 0.53 3 0_V=2
1.535 14.3% 0.115 49.4% 0.930 0.79 4
3.165 2.7% 0.897 12.6% 2.963 0
0_H=16, ᅳ 27 2
2.223 10.8% 0.357 37.1% 1.794 0.52 3 0_V=4
1.569 16.8% 0.122 59.0% 0.990 0.78 4
3.175 3.0% 0.909 14.1% 3.008 0.26 2
0_H=16,
2.234 11.3% 0.372 43.2% 1.794 0.52 3 0_V=8
1.571 0.124 0.983 0.78 4
3.165 2.7% 0.887 11.3% 2.985 0.27 2 ᄋ— H=8,
2.195 93 <、.4% 0.348 33.6% 1.739 0.53 3 0_V=2
1.540 14.6% 0.113 47.1% 0.928 0.79 4
3.174 3.0% 0.903 13.3% 2.985 0.27 2
0_H=8,
2.234 11.4% 0.363 39.7% 1.810 0.52 3 0_V=4
1.563 0.120 55.8% 0.966 0.78 4
3.189 3.4% 0.907 13.8% 3.008 0.26 2
0_H=8,
2.234 11.3% 0.364 39.8% 1.794 0.52 3 0_V=8
1.573 17.0% 0.122 58.1% 0.978 0.78 4 o
표 8은 3D UMi 시나리오에서 코드북 옵션 1과 수평 및 수직 도메인에서 다양한 오버샘플링 인자를 적용한 (4 , 2, 2, 16)에 대한 비교 결과를 나타내고, 3D UMa ( 3D -Urban Macro)에서의 시뮬레이션 결과는 아래 표 15에서 예시된다. 시뮬레이션에서, CSI— RS 포트는 TXRU에 일대일로 매핑된다. 또한, 셀 연관 (cell association)은 첫 번째 TXRU에 매핑되는 CRS 포트 0로부터 참조 신호 수신 파워 (RSRP: reference signal received power)에 기반하고, 수직 빔 선택 이득 (margin)은 3dB를 가정한다. 상세한 평가 가정은 표 11에서 예시된다. 표 8에서 볼 수 있듯이, 보다 큰 오버샘플링 인자는 보다 큰 성능 이득을 제공한다. 그러나, 0— H=16 및 0— H=8 케이스에 대한 성능을 비교하면, 2가지의 인자가 유사한 성능을 보여준다. 특히, 으 H=16 및 0_H=8 케이스는 평균 및 5% UE 수율 측면에서 각각 Cat-2 baseline 대비 16.9% 및 60.4% 이득까지 제공한다. 반면, 0— H=8, 0_V=8 케이스는 17% 및 58.1% 이득만을 게공한다. 표 12에서, 편파 (polarization) 별 행 (column) 별 4 TXRU를 가지고 단일의 TXRU가 100 도의 틸팅 (tilting)을 가지는 동일한 행과 편파 내 2개의 인접한 안테나 요소로 가상화되는 (8, 2, 2, 16)에서 유사한 경향이 발견된디-. 따라서 , W_l을 위한 피드백 비트를 고려하여 0_H=8 and 0_V=8를 선택하는 것이 바람직할 수 있다.
표 9는 3D-UMi 시나리오에서 코드북 읍션 1의 (2, 4, 2, 16) 안테나 레이아웃에 대한 성능을 예시한다 .
【표 9】
Figure imgf000129_0001
표 9는 3D UMi 시나리오에서 코드북 옵션 1과 수직 도메인에서, 다양한 오버샘플링 인자를 적용한 (2, 4, 2, 16)에 대한 비교 결과를 나타낸다. 3D UMa( 3D -Urban Macro)에서의 시뮬레이션 결과는 아래 표 15에서 예시된다. 100도의 틸팅 (tilting) 각도를 가지는 (4, 4, 2, 16) 및 (S, 4, 2, 16)에 대한 결과는 각각 표 13 및 표 14에서 보여준다. 또한, 3D— UMa 500m 시나리오에 대한 시뮬레이션 결과는 표 16에서 보여준다.
높은 (tall) 안테나 포트 레이아웃 케이스와 유사하게 , fat 안테나 포트 레이아옷 케이스에서 더 큰 오버샘플링 인자는 보다 큰 수율 성능을 제공한다. W_l를 위한 피드백 비트의 관점에서, 0— H=8, 0_V=8는 W_l = 8 비트를 요구하는 반면, 0_H=9, 0_V=8^ W_l = 9 비트를 요구한다. 두 케이스 간에 한계 성능 (marginal performance) 향상으로 인하여 , 0_H=8, 0_V=8가 ' tall 및 fat 안테나 포트 레이아웃 모두에서 더 좋은 해결책을 제시할 수 있다. 따라서, W— 1을 위한 피드백 비트를 고려하여, 16-TXRU를 위한 오버샘플링 인자는 0— H=8, 0—V=8가 결정되는 것이 바람직하다. 또한, 2D 안테나 어레이를 위한 코드북 설계는 본 발명에 따른 5가지 옵션 중에서 하나가 선택되는 ¾아 바람직하다 . 표 10에서 제안된 코드북 설계 옵션의 성능을 비교한다. 옵션 1, 2 '및 3에서 Wᅳ 1은 4개의 범으로 구성되므로, W— 2를 위한 피드백 비트는 4이다. 반면 옵션 4 및 5의 경우, W— 2를 위해 5 비트가 요구된다. 단기 수직 빔 선택을 이용함^로써, 옵션 2 및 3은 옵션 1에 비하여 약간의 성능 이득을 제공한다. 읍션 1, 4 및 5를 비교하면, W_2의 추가적인 피드백 비트를 소비할 때, 평균 및 5¾ UE 수율에서 각각 2.6¾ 및 4.6%까지의 성능 이득을 얻을 수 있다. 코드북 옵션 간에, 체크 패턴에 기반한 코드북 설계는 우수한 성능으로 인하여 16-TXRU를 위한 좋은 후보가 될 수 있다. 표 10은 3D-UMi 시나리오에서 0_H=8, 0_V=8가 적용될 때 (4, 2, 2, 16) 안테나 레이아웃에 대^ 성능을 예시한다.
【표 10]
평균 평균 UE 5% UE 5% UE 50% UE 자원 FTP
ᄋ
UE ^-. ᄋ
丁 ： 수율 (τ 수율 (T 활용 (R 로드, λ 수율 (M 이득 (M hrough 이득 (τ hrough esourc (UEs/s ean UE ean UE put) hrough put) e /섹터) Throug Throug (bps/H put Utiliz hput ) hput z) Gain) atio) n
(bps/H Gain)
z)
3.174 0.903 2.985 0.27 2 읍션 1 2.234 0.363 1.810 0.52 3
1.563 0.120 0.966 0.78 4
3.182 0.3% 0.899 -0.4% 3.008 0.26 2 읍션 2 2.233 0.0% 0.367 0.9% 1.810 0.52 3
1.577 0.9% 0.124 3.0% 0.985 0.78 4
3.189 0.5% 0.893 -1.1% 2.985 0.26 2 옵션 3 2 .243 0 .4% 0 .365
Figure imgf000131_0001
1. 810 0 . 52 3
1.583 1.3% 0.119 0.978 0.78 4
3.211 1.2% 0.920 1.8% 3.053 0.26 2 옵션 4 2.265 1.4% 0.371 2.2% 1.827 0.52 3
1.596 2.1% 0.124 3.7% 1.000 0.78 4
3.235 1.9% 0.922 2.1% 3.077 0.26 2 옵션 5 2.285 2.3% 0.380 4 O .6% 1.861 0ᅳ 51 3
1.603 2.6% 0.123 2.8% 1.008 0.78 4 t
표 10을 참조하면, 옵션 1과 다르게, 옵\° o션 2, 3, 4, 5는 주어진 오버샘플링 인자에 대해서 단기 수직 선택 (short-term vertical
CO —- selection)이 가능하며 , 조금 더 최적화할 수 있는 여지가 있으므로, 더 더 좋은 성능을 보일 것이 예상된다. 결국 , W— 1을 위한 피드백 비트를 고려하여 , 16-TXRU를 위한 오버샘플링 인자는 0_H=8, 0_V=8가 결정되는 것이 바람직하다 . 또한, 2D 안테나 어레이를 위한 코드북 설계는 본 발명에 따른 5가지 옵션 중에서 하나가 선택되는 것이 바람직하다. 표 11은 시뮬레이션 파라미터와 가정을 예시한다. 【표 11】
2GHz 내 ISD (Inter-site distance) = 200m인 3D— 시나리오
UM
안테나 요소 구성 : 4 x 2 x 2 (+/-45) , 0.5λ 수평 / 기지국 안테나 구성
0.8 λ 수직 안테나 간격 (spacing)
단말 안테나 구성 2 Rx X-pol (0/+90) 시스템 대역폭 10MHz (5 ORBs )
UE CRS 포트 0으로부터 RSRP (공식 ) 기반
접속 ( attachment )
듀플렉스 FDD
(Duplex)
네트워크 동기화 동기화됨
UE 분포 TR36.873을 따름
UE 속도 3km/h 편파된 안테나 모델링 TR36.873의모델 -2
UE 어레이 OUT, [0, 360] 각도 상에서 균일하게 분포된 a, GUT, β 방향 (array = 90 도, ΩυΤ,γ = 0 도
orientation)
UE 안테나 패턴 등방성 (Isotropic) 안테나 이득 패턴 Ά' (θ' ,φ' ) = 1 패킷 크기 0.5 Mbytes를 가지는 FTP모델 1 (low 트래픽 모델
-20% RU, medium -50% RU, high ~70%RU) [1] 스케줄러 , 주파수 선택 스케줄링 (허용된 TTI 별 다수의 UE(들) ) 비-이상적인 (Non- ideal) 채널 추정 및 간섭 모델링 , 상세한 가이드라인은 Rel-12 [71-12] 가정을 따름 수신기
LMMSE-IRC 수신기, 상세한 가이드라인은 Rel-12 [71- 12] 가정을 따름
TXRU에 CSI-RS 일대일 매핑, CRS 포트 0만이 UE
CSI-RS, CRS 접속 (attachment)을 위해 모델링되고, CRS 포트 0는 첫 번째 TXRU와 연관됨 ―
HARQ (Hybrid ARQ) 최대 4 전송
CQI, PMI 및 RI 보고는 10ms 별로 트리거됨 .
피드백
피드백 지연은 5 ms
DL CCH (들)을 위한 3 심볼 (들) , PRB 별 12 RE (들)에 오버헤드
2 CRS 포트 (들) 및 DM-RS
전송방식 TM10, 단일 CSI 프로세스, 탱크 적웅 (rank
adaptation)을 수반한 SU -MIMO (논 CoMP) 래핑 (Wrapping) 방법 지리적 거리 기반
핸드오버 3 dB
이득 (marging)
매트릭스 (Metrics) 평균. UE 수율, 5% UE 수율 표 12는 3D-UMi 시나리오에서 코드북 옵션 1의 (8, 2, 2, 16) 안테나 레이아웃에 대한 성능을 예시한다 . 【표 12]
Figure imgf000133_0001
표 13은 3D-UMi 시나리오에서 코드북 읍션 1의 (4, 4, 2, 16) 안테나 레이아웃에 대한 성능을 예시한다 .
【표 13】
평균 평균 UE
UE 수 5% UE 5% UE 50% UE 자원
수율 (M 수율 (T 수율 (T 활용 FTP
(R
이득 (M
ean UE hrough 이득 (T hrough esourc 로드, λ ean UE
Throug put) hrough put) e (UEs/s
Throug
hput) (bps/H put (bps/H Utiliz /섹터) hput
(bps/H z) Gain) z) atio) n
Gain)
z)
Cat -2 3.557 1.112 3.670 0.22 2 기준치 (basel 2.730 0.5.91 2.454 0.42 3 ine) 2.075 0.251 1.587 0.66 4
3.578 0.6% 1.177 5.8% 3.670 0.22 2
0_H=8,
2.772 1.5% 0.634 7.3% 2.516 0.41 3 0_V=
2.139 3.1% 0.272 8.6% 1.692 0.64 4
3.579 0.6% 1.173 5.5% 3.636 0.22 2
0_H=8,
2.776 1.7% 0.638 8.1% 2.516 0.41 3 0_V=8
2.145 3.3% 0.278 10.9% 1.702 0.63 4
0 H=8, 3.579 0.6% 1.163 4.5% 3.670 0.22 2
0 V=16 2.781 1.9% 0.641 8.5% 2.516 0.41 3 2.150 3.6% 0.279 11.1% 1.717 0.63 4 표 14는 3D-UMi 시나리오에서 코드북 옵션 1의 (8, 4, 2, 16) 안테나 레이아웃에 대한 성능을 예시한다 .
【표 14】
Figure imgf000134_0002
표 15는 3D-UMa 500m 시나리오에서 코드북 옵션 1의 (4, 2, 2, 16) 안테나 레이아웃에 대한 성능을 예시한다 .
【표 15]
평균 평균 ϋΕ
UE 5% UE 5% UE 50% UE 자원
수율 -†- g
수율 (M 수율 (T 수율 (T 활용 FTP
(R
이득 (M
ean UE hrough 이득 (T hrough esourc 로드, λ ean UE
Throug put) hrough put) e (UEs/s
Throug
hput) (bps/H put (bps/H Utiliz /섹터) hput
(bps/H z) Gain) z) atio) n
Gain)
z)
Cat -2 2.479 0.493 2.000 0.36 2 기준치 (basel 1.490 0.125 0.881 0.73 3 ine) 0.961 0.043 0.320 0.89 4
2.583 4.2% 0.576 16.9% 2.174 0.34 2
1.659 11.3% 0.175 39.4% 1.084 0.68 3
Figure imgf000134_0001
1.071 11.4% 0.055 27.3% 0.408 0.88 4 2.600 4.9% 0.573 16.2% 2.186 0.34 2
0_H=8,
1.667 11.9% 0.175
(5 39.9% 1.090 0.68 3 V=4
1.075 11.9% 0.056 29.3% 0.418 0.87 4
2.593 4.6% 0.582 18.0% 2.174 0.34 2
0_H=8,
1.663 11.6% 0.176 40.3% 1.089 0.68 3 0^_V=8
4 표 16은 3D-UMa 500m 시나리오에서 코드북 읍션 1의 (2, 4, 2, 16) 안테나 레이아웃에 대한 성능을 예시한다.
【표 16]
Figure imgf000135_0001
상기 적용된 체크 패턴 (즉, W1 빔 그룹간에 수평으로 2 범 , 수직으로 1 범씩 간격을 두고 구성 )을 이용하게 되면, 도 37의 옵션 3에서 예시된 바와 같이 주어진 전체 빔 N^N 을포함하지 못하는 경우가 발생하게 된다. 이를 방지 하기 위하여 도 39와 같은 새로운 체크 패턴 (혹은 지그재그 (zigzag) 패턴)이 이용될 수 있다. , 도 39는 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 39를 참조하면, 앞서 도 37의 옵션 3에서 나타난 것과 같이, W_l의 홀수 인덱스에 해당하는 패턴에 대해서만 반전시켜 도 39와 같이 만들 수 있다. 상기 방식은 W_l의 짝수 인덱스를 반전시켜 구성될 수도 있다.
또한, 앞서 읍션 1에서는 수평 스트라이프 ( horizontal stripe ) (즉, 범이 주어진 동일한 수직 빔에서 수평으로 2개의 범이 중복) 패턴을 나타낸다. 만약 상기 패턴에서 W_l의 페이로드 사이즈를 줄이기 위하여, 수직 인덱스 중 휸수 (짝수) 혹은 특정 수의 배수로 선택을 하게 된다면, 특정 수직 범에 대한 빔을 고려할 수 없게 된다.
도 40^ 본 빌:명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 40에서는 수직 인덱스 기준으로 짝수만 선택한 경우에 대한 예시이다. 이 경우, 홀수 수직 인덱스에 해당하는 범들은 선택 될 수가 없다. 이를 해결하기 위하여 도 41과 같이 변형된 수평 스트라이프 (horizontal stripe ) 피！턴이 고려될 수 있다.
도 41은 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 41을 참조하면, w— 1의 홀수 인덱스에 대해서 수직 인텍스를 1 증가 시킨 경우를 예시한다. 이와 같이 구성하면, 도 4 θ 패턴에 비하여 좀더 많은 수직 성분의 '범을 고려할 수 있기 때문에 성능이 향상될 것으로 기대된다.
앞서 도 39에서 설명한 방식은 체크 패턴을 이루는 2 X 4 직사각형 대신 4 X 2 를 이용한 직사각형을 이용하여 구성된 체크 패턴에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다.
도 42은 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 42를 참조하면, 체크 패턴 (혹은 지그재그 패턴)을 일반화할 수 있다. 이를 수식으로 나타내면 아래 수학식 93과 같다.
【수학식 93 ]
Figure imgf000137_0002
Figure imgf000137_0001
앞서 도 40 '및 41에서 설명한 방식은 수평 스트라이트를 수직 도메인으로 반전시킨 수직 스트라이프 (vertical stripe )에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다.
도 43은 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 43을 참조하면, 수평 인덱스 기준으로 짝수만 선택한 경우, 수직 스트라이프 (Vertical stripe ) 패턴을 예시한다.
도 44는 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북을 구성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 44를 참조하면 , W 1의 홀수 인덱스에 대해서 수평 인덱스를 1 증가 시킨 경우, 수직 스트라'이프 (Vertical stripe ) 패턴을 예시한다 도 45는 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북 기반으로 신호를 송수신하기 위한 방법을 예시한다.
도 45를 참조하면, 기지국 (eNB)은 단말 (UE)에게 다중 안테나 포트를 통해 참조 신호 (예를 들 , CSI-RS 등)를 전송한다 (S4501) .
단말은 채널 상태 정보를 기지국에게 보고한다 (S4502) .
여기서 , 채널 상태 정보는 CQI, RI, PMI, PTI 등을 포함할 수 있으며 , 단말은 기지국으로부터 수신한 참조 신호를 이용하여 CQI, RI, PMI, PTI 등을 도출할 수 있다.
특히, 본 발명에 따르면, PMI는 코드북으로부터 프리코딩 행렬의 세트를 선택하기 위한 제 1 PMI 및 프리코딩 행렬의 세트로부터 하나의 프리코딩 행렬을 선택하가위한 제 2 PMI를 포함할 수 았다.
여기서 , 코드북은 앞서 수학식 19 내지 93 및 /또는 도 15 내지 도 44의 예시에서 설명한 방식으로 구성될 수 있다.
여기서 , 다중 레이어 (layer)에 적용되는 프리코딩 행렬은 각 레이어 별로 적용되는 프리코딩 백터들로 구성될 수 있다. 이때, 각 레이어 별로 적용되는 각각의 프리코딩 백터는 제 1 PMI에 의해 정해지는 프리코딩 백터의 세트 내에서 정해지고, 각각의 프리코딩 백터들에 대한 조합은 제 2 PM工에 의해 정해질 수 있다. 여기서, 제 1 pMi [에 의해 정해지는 프리코딩 백터의 세트는 1 레이어에 대한 프리코딩 행렬의 세트에 해당할 수 있다. 따라서, 다중 레이어의 경우 프리코딩 행렬의 세트는 각 레이어에 대한 프리코딩 백터의 다양한 조합에 따라 생성된 프리코딩 행렬들의 집합을 의미할 수 있다. 일례로, 코드북은 계 1 차원 (예를 들어 , 수평 차원) 안테나 포트를 위한 제 1 행렬과 제 2 차원 (예를 들어 , 수직 차원) 안테나 포트를 위한 제 2 행렬의 크로네커 곱 (Kronecker product )을 기반으로 생성된 프리코딩 행렬로 구성될 수 있다.
전체 코드북을 구성하는 프리코딩 행렬을 2차원 형태로 나타낼 수 있으며, 이 경우 각각의 프리코딩 행렬은, 제 1 차원 (즉, 수평 차원)에서의 인덱스와 제 2 차원 (즉, 수직 차원)에서의 인덱스로 특정될 수 있다. 또한, 프리코딩 행렬의 제 1 차원의 인덱스에 의해 제 1 행렬이 특정되고, 프리코딩 행렬의 제 2 차원의 인덱스에 의해 상기 제 2 행렬이 특정될 수 있다.
또한, 제 1 PMI를 기반으로 프리코딩 행렬의 세트에 속한 프리코딩 행렬의 제 1 차원의 인덱스 및 제 2 차원의 인덱스의 값이 정해질 수 있다.
앞서 설명한 바와 같이, 다양한 방삭으로 프리코딩 행렬의 세트가 구성될 수 있다. 이 경우, 기지국은 프리코딩 행렬의 세트를 구성하는 방식, 거] 1 차원에서 동일 편파 (polarization)를 가지는 안테나 포트의 개수, 제 2 차원에서 동일 편파 (polarization)를 가지는 안테나 포트의 개수, 제 1 차원에서 이흥"되는 오버샘플링 인자 (oversampling factor) , 제 2 차원에서 이용되는' 오버샘플링 인자 ( oversampling factor)를 RRC (Radio Resource Control ) 메시지 등을 통해 앞서 S4501 단계 이전에 단말에게 전송할 수 있다. 본 발명이 적용될 수 있는 장치 일반
도 46은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시 ¾다. ; 도 46올 참조하면 , 무선 통신 시스템은 기지국 (4610)과 기지국 (4610) 영역 내에 위치한 다수의 단말 (4620)을 포함한다.
기지국 (4610)은 프로세서 (processor, 4611) , 메모리 (memory, 4612) 및 RF부 (radio frequency unit, 4613)을 포함한다. 프로세서 (4611)는 앞서 도 1 내지 도 45에서 제안된 기능, 과정 및 /또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 (4611)에 의해 구현될 수 있다. 메모리 (4612)는 프로세서 (4611)와 연결되어 , 프로세서 (4611)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부 (4613)는 프로세서 (4611)와 연결되어 , 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다.
단말 (4620)은 프로세서 (4621) , 메모리 (4622) 및 RF부 (4623)을 포함한다. 프로세서 (4621)는 앞서 도 1 내지 도 45에서 제안된 기능, 과정 및 /또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 (4621)에 의해 구현될 수 있다. 메모리 (4622)는 프로세서 (4621)와 연결되어, 프로세서 (4621)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부 (4623)는 프로세서 (4621)와 연결되어 , 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다.
메모리 (4612, 4622)는 프로세서 (4611, 4621) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서 (4611, 4621)와 연결될 수 있다. 또한, 기지국 (4610) 및 /또는 단말 (4620)은 한 개의 안테나 (single antenna) 또는 다중 안테나 (multiple antenna)를 가질 수 있다 .
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다 .
본 발명에 따른 실시예는 ' 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어 (fir丽 are) , 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs (application specific integrated circuits) , DSPs (digital signal processors) , DSPDs (digital signal processing devices) , PLDs (programmable logic devices) , FPGAs (field programmable gate arrays) , 프로세서, 콘트를러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
' 펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 '실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리는 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 ^명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상술한 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
【산업상 이용가능성】
본 발명의 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 코드북 기반 신호 송수신 방안은 3 GPP LTE/ LTE -A 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 3GPP LTE/LTE-A 시스템 이외에도 다양한 무선 ^신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
2차원 (2 -dimensional)의 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 단말이 코드북 기반으로 신호를 송수신하기 위한 방법에 있어서,
기지국으로부터 다중 안테나 포트를 통해 채널 상태 정보 참조 신호 (CSI- RS： Channel State Information Reference Signal)을 수신하는 단계 ; 채널 상태 정보를 상기 기지국에게 보고하는 단계를 포함하고,
상기 채널 상태 정보는 프리코딩 행렬을 지시하기 위한 프리코딩 행렬 지시자 (PMI: Precoding Matrix Indicator)를 포함하고,
상기 PMI는 코드북으로부터 프라코딩 행렬의 세트를 선택하기 위한 제 1 PMI 및 상기 프리코명 행렬의 세트로부터 하나의 프리코딩 행렬을 선택하기 위한 제 2 PMI를 포함하고,
상기 프리코딩 행렬의 세트에 속한 프리코딩 행렬의 제 1 차원의 인덱스 및 제 2 차원의 인덱스의 쌍은 (x,y) , (x+2,y) , (x,y+l) , (x+l,y+l)이고, 상기 x 및 상기 y는 음수가 아닌 정수안코드북 기반 신호송수신 방법 .
【청구항 2】
제 1항에 있어서,
상기 제 1 차원의' 방향으로 연속되는 상기 프리코딩 행렬희 세트 간의 간격 (spacing)은 2인 코드북 기반 신호 송수신 방법 .
[청구항 3】
제 1항에 있어서, 상기 코드북은 제 1 차원 안테나 포트를 위한 게 1 행렬과 제 2 차원 안테나 포트를 위한 게 2 행렬의 크로네커 곱 ( Kronecker product )을 기반으로 생성된 프리코딩 행렬로 구성되고,
상기 프리코딩 행렬의 제 1 차원의 인덱스에 의해 상기 제 1 행렬이 특정되고 상기 프리코딩 행렬의 제 2 차원의 인덱스에 의해 상기 제 2 행렬이 특정되는 코드북 기반 신호 송수신 방법 .
【청구항 4】
제 1항에 있어서,
상기 제 1 PMI를 기반으로 상기 프리코딩 행렬의 세트에 속한 프리코딩 행렬의 제 1 차원의 인덱스 및 제 2 차원의 인덱스의 값이 정해지는 코드북 기반 신호 송수신 방법 .
【청구항 5】
게 1항에 있어서,
크로스 -편파 안테나 ( cross -plarization)에서 제 1 편파 안테나 포트와 제 2 편파 안테나 포트 간 위상을 조절하기 위한 인자가 상기 제 2 PMI를
[, J . π J , 2π _/ .베
l,exd j— |,expj j— |,exp) j— \ >
기반으로 I ^ 2 J 2 ^ 2刀 중 하나로 결정되는 코드북 기반 신호 송수신 방법ᅳ
【청구항 6】
제 1항에 있어서,
상기 코드북을 구성하는 프리코딩 행렬의 전체 개수는 제 1 차원에서 동일 편파 (polarization)를 가지는 안테나 포트의 개수, 게 2 차원에서 동일 편파 (polarization)를 가지는 안테나 포트의 개수, 상기 제 1 차원에서 이용되는 오버샘플링 인자 (oversampling factor) 및 상기 제 2 차원에서 이용되는 내 오버샘플링 인자 ( oversampling factor)의 곱으로 정해지는 코드북 기반 신호 송수신 방법 .
【청구항 7】
제 3항에 있어서,
상기 제 1 행렬은 아래 수학식에 의해 생성되는 DFT (Discrete Fourier Transform) 행렬에서 선택된 하나 이상의 열 ( column)로 구성되고,
[수학식]
Figure imgf000145_0001
여기서 , N— h는 제 1 차원에서 동일 편파 (polarization)를 가지는 안테나 포트의 개수이며, Q_h는 상기 제 1 차원에서 이용되는 오버샘플링 인자 (ᄋ versampling factor)인 코드북 기반 신호 송수신 방법 .
【청구항 8】
계 3항에 있어서,
상기 제 2 행렬은 아래 수학식으로 생성되는 DFT (Discrete Fourier Transform) 행렬에서 선택된 하나 이상의 열 ( column)로 구성되고,
[수학식]
1,2,· · ·, NVQV
Figure imgf000145_0002
여기서 , N_v는 제 2 차원에서 동일 편파 (polarization)를 가지는 안테나 포트의 개수이며, Q_v는 상기 제 2 차원에서 이용되는 오버샘플링 인자 (oversampling factor)인 코드북 기반 신호 송수신 방법 .
【청구항 9]
2차원 (2 -dimensional)의 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 기지국이 코드북 기반으로 신호를 송수신하기 위한 방법에 있어서,
다중 안테나 포트를 통해 채널 상태 정보 참조 신호 (CSI-RS: Channel State Information Reference Signal)을 단말에게 전송하는 단계 ; 및
상기 단말로부터 채널 상태 정보를 수신하는 단계를 포함하고,
상기 채널 상태 정보는 프리코딩' 행렬을 지시하기 위한 프리코딩 행렬 지入 1자 (PMI: Precoding Matrix Indicator)를 포함하고,
상기— PMI는 코드북으로부터 프리코딩 행렬의 세트를 선택하기 위한 거 ll PMI 및 상기 프라코딩 행렬와 세트로부터 상기 프리코딩 행렬을 선택하기 위한 제 2 PMI를 포함하고,
상기 프리코딩 행렬의 세트에 속한 프리코딩 행렬의 제 1 차원의 인덱스 및 제 2 차원의 인텍스의 쌍은 (x,y) , (x+2,y) , (x,y+l) , (x+l,y+l)이고, 상기 x 및 상기 y는 음수가 아닌 정수인 코드북 기반 신 송수신 방법 .
【청구항 10】
제 9항에 있어서,
상기 제 1 차원의 방향으로 연속되는 상기 프리코딩 행렬의 세트 간의 간격 (spacing)은 2인 코드북 기반 신호 송수신 방법 .
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