WO2016133061A1 - 位相制御信号生成装置、位相制御信号生成方法及び位相制御信号生成プログラム - Google Patents

位相制御信号生成装置、位相制御信号生成方法及び位相制御信号生成プログラム Download PDF

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frequency band
control signal
signal generation
delay time
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橋本　武志
哲生 渡邉
英之 森田
隆富 熊谷
藤田　康弘
一智 福江
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クラリオン株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a phase control signal generation device, a phase control signal generation method, and a phase control signal generation program for generating a phase control signal for performing time alignment processing for adjusting propagation delay times in a plurality of frequency bands.
  • speakers are installed at multiple locations in the passenger compartment.
  • the left front speaker and the right front speaker are installed at positions that are symmetrical with respect to the center line of the passenger compartment space.
  • these speakers are not in symmetrical positions when the listener's listening position (driver's seat, front passenger seat, rear seat, etc.) is considered as a reference. Therefore, the deviation of the sound image localization due to the Haas effect occurs due to the difference in distance between the listening position of the listener and each of the plurality of speakers (difference in the time at which the reproduced sound emitted from each speaker arrives).
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 7-162985
  • the apparatus described in Japanese Patent Laid-Open No. 2004-228561 suppresses the bias of sound image localization by adjusting the time (that is, time alignment processing) so that reproduced sounds emitted from the respective speakers simultaneously reach the listener's listening position. More specifically, the device described in Patent Document 1 divides an audio signal into a high frequency band and a low frequency band by a band dividing circuit, and then reproduces the reproduced sound emitted from the low frequency and high frequency speakers. By adjusting the time of each, the deviation of the frequency characteristics due to the deviation of the sound image localization and the phase interference is corrected over the entire band.
  • the apparatus described in Patent Document 1 has a problem that the linearity of the transfer characteristic at the listening position of the listener deteriorates due to signal loss and double addition in the band dividing circuit.
  • the apparatus described in Patent Document 1 has a problem that a dip occurs in the frequency characteristics near the crossover frequency when mixing the signal divided by the band dividing circuit.
  • Patent Document 2 in the apparatus for performing the time alignment process, the linearity of the transmission characteristic at the listening position of the listener is improved and at the time of mixing.
  • a digital filter is used to improve the linearity of the transfer characteristic at the listening position of the listener. More specifically, the apparatus described in Patent Document 2 uses an FIR (Finite Impulse Response) filter.
  • the FIR filter described in Patent Document 2 is a high-order filter having a steep cutoff frequency in order to suppress the occurrence of dip, and has a configuration that requires a large number of delay circuits and multipliers.
  • a configuration having an FIR filter having a linear phase characteristic in which the phase is constant in all frequency bands there is a problem that a large number of delay devices and multipliers are required, and the processing load increases.
  • Patent Document 3 Japanese Patent Laid-Open No. 2015-12366
  • Patent Document 3 is configured to reduce the occurrence of dip in an apparatus that performs time alignment processing for adjusting propagation delay times of a plurality of frequency bands. What is suitable for suppressing the processing load is described.
  • the apparatus described in Patent Document 3 generates a phase control signal related to phase control (phase rotation and phase offset) for each frequency band for an audio signal, and performs smoothing processing on the generated phase control signal.
  • a configuration in which a large number of FIR filters are unnecessary that is, a configuration in which the processing load is reduced
  • the occurrence of dip is reduced.
  • an object of the present invention is to provide a phase control suitable for further suppressing the generation processing load of a phase control signal for performing time alignment processing while having a configuration suitable for reducing the occurrence of dip.
  • a phase control signal generation device is a device that generates a phase control signal for each frequency band for an audio signal converted into a frequency domain, and changes a propagation delay time for each predetermined frequency band.
  • Setting change means capable of performing, difference value acquisition means for acquiring a difference value before and after setting change of the propagation delay time whose setting has been changed, and frequency at which the propagation delay time has been changed based on the acquired difference value Updating means for updating the phase control amount of the band; and phase control signal generating means for generating a phase control signal for each frequency band by performing a smoothing process of the phase control amount in the frequency domain using the updated phase control amount.
  • the phase control signal generation device includes a weighting factor holding unit that holds a weighting factor for each frequency band, and a weight corresponding to the frequency band whose propagation delay time is changed by the setting changing unit. It is good also as a structure provided with the weight coefficient acquisition means which acquires a coefficient from a weight coefficient holding means.
  • the updating unit is configured to control the phase of the frequency band in which the propagation delay time is changed by the setting changing unit based on the weighting factor acquired by the weighting factor acquiring unit and the difference value acquired by the difference value acquiring unit. The amount may be updated.
  • the weighting factor acquired by the weighting factor acquisition unit has, for example, a first value near the center frequency of the frequency band in which the propagation delay time has been changed by the setting changer, A coefficient having a second value smaller than the first value in a frequency band adjacent to the frequency band.
  • the weighting factor acquired by the weighting factor acquisition unit is changed in the propagation delay time by the setting changing unit so that the phase control amount does not change in the adjacent frequency band, for example.
  • the first value is attenuated to a second value using a rectangular attenuation curve.
  • the frequency band to be phase-controlled becomes, for example, a logarithmically wide bandwidth from low to high.
  • the phase control signal generation device may include a filter coefficient holding unit that holds a plurality of filter coefficients having different filter orders and cutoff frequencies for each frequency band.
  • the phase control signal generating means may smooth the phase control amount using different filter coefficients for each frequency band.
  • the filter coefficient may be set to a value that increases the smoothing amount by the phase control signal generating means as the frequency band is higher.
  • a phase control signal generation method is a method of generating a phase control signal for each frequency band for an audio signal converted into the frequency domain, and a propagation delay time is set for each predetermined frequency band.
  • a setting change step capable of changing the setting, a difference value acquiring step for acquiring a difference value before and after the setting change of the propagation delay time after the setting change, and the propagation delay time setting being changed based on the acquired difference value
  • An update step for updating the phase control amount in the frequency band and a phase control signal generation for generating a phase control signal for each frequency band by performing a smoothing process of the phase control amount in the frequency domain using the updated phase control amount
  • a step capable of changing the setting
  • a difference value acquiring step for acquiring a difference value before and after the setting change of the propagation delay time after the setting change
  • the propagation delay time setting being changed based on the acquired difference value
  • An update step for updating the phase control amount in the frequency band and a phase control signal generation for generating a phase control signal for each
  • phase control signal generation program for causing a computer to execute the above phase control signal generation method.
  • a phase control signal suitable for further suppressing the generation processing load of a phase control signal for performing time alignment processing while having a configuration suitable for reducing the occurrence of dip.
  • a generation device, a phase control signal generation method, and a phase control signal generation program are provided.
  • FIG. 8A is a diagram showing a phase control signal before and after phase smoothing processing in the prior art (Patent Document 3) (FIG. 8A) and FIG. 8B is a diagram showing a phase control signal before and after phase smoothing processing in this embodiment (FIG. 8B). .
  • FIG. 8A is a diagram showing a phase control signal before and after phase smoothing processing in the prior art (Patent Document 3) (FIG. 8A)
  • FIG. 8B is a diagram showing a phase control signal before and after phase smoothing processing in this embodiment (FIG. 8B). .
  • FIG. 9 is a diagram illustrating the frequency characteristics of an output audio signal when a frequency flat impulse signal is input in the embodiment of the present invention, and showing the frequency characteristics of the output audio signal when the phase smoothing process is not performed (FIG. 9 ( It is a figure (FIG.9 (b)) which shows the frequency characteristic of the output audio signal at the time of performing a)) and a phase smoothing process.
  • FIG. 10A is a diagram showing an output audio signal in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2003-228688 and white audio in which an input audio signal is limited to a low frequency in one embodiment of the present invention and an output audio signal in this embodiment. It is a figure (FIG.10 (b)).
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an acoustic system 1 according to an embodiment of the present invention.
  • the acoustic system 1 according to the present embodiment includes an audio device 10 and an information processing terminal 20.
  • the audio device 10 is, for example, an in-vehicle audio device mounted on a vehicle. As shown in FIG. 1, a short-time Fourier transform (STFT) unit 11, a phase control unit 12, and a short-time inverse are provided. A Fourier transform (ISTFT: Inverse Short-Term Fourier Transform) section 13 is provided.
  • STFT short-time Fourier transform
  • ISTFT Inverse Short-Term Fourier Transform
  • the audio apparatus 10 cooperates with the information processing terminal 20 to adjust the propagation delay time of the audio signal output to each speaker (not shown) disposed in the vehicle interior (that is, to perform time alignment processing). . Thereby, an audio signal whose propagation delay time is adjusted (corrected) is output from each speaker via the power amplifier. Therefore, the user can listen to music or the like in an environment where the bias of sound image localization due to the Haas effect is suppressed.
  • the STFT unit 11 includes an audio signal (for example, an audio signal such as a CD (Compact Disc) or a DVD (Digital Versatile Disc)) obtained by decoding an encoded signal in a lossless compression format or a lossy compression format from a sound source unit (not shown). Is entered.
  • the STFT unit 11 performs overlap processing and weighting by the window function on the input audio signal, and then performs conversion from the time domain to the frequency domain by the STFT, and converts the real and imaginary frequency spectrum signals into a phase control unit. 12 is output.
  • an audio signal having a sampling frequency of 96 kHz is input to the STFT unit 11.
  • the STFT section 11 has a Fourier transform length of 16,384 samples, an overlap length of 12,288 samples, and a window function is Hanning.
  • the STFT unit 11 obtains a frequency spectrum signal of 16,384 points by performing STFT while shifting time by 4,096 samples.
  • the frequency spectrum signal of 8,193 points up to the Nyquist frequency of 0 Hz to 48 kHz out of 16,384 points is output to the phase control unit 12.
  • the phase control unit 12 controls the phase of the frequency spectrum signal input from the STFT unit 11 for each frequency band (phase rotation) based on a phase control signal for each frequency band (details will be described later) input from the information processing terminal 20. And phase offset).
  • the phase control unit 12 outputs a frequency spectrum signal whose phase is controlled for each frequency band to the ISTFT unit 13.
  • the ISTFT unit 13 converts the frequency spectrum signal input from the phase control unit 12 from a frequency domain signal to a time domain signal by the ISTFT, and performs weighting and overlap addition by a window function on the converted signal.
  • the audio signal obtained after the overlap addition is a signal whose propagation delay has been corrected in accordance with a setting change (details will be described later) performed using the information processing terminal 20, and is a subsequent circuit (power amplifier, speaker, etc.) from the ISTFT unit 13. ) Is output.
  • the information processing terminal 20 can be brought into a vehicle interior such as a smartphone, a feature phone, a PHS (Personal Handy phone system), a tablet terminal, a notebook PC, a PDA (Personal Digital Assistant), a PND (Portable Navigation Device), or a portable game machine. It is a portable terminal. As shown in FIG. 2, the information processing terminal 20 includes a setting change accepting unit 21, a weighting factor selecting unit 22, a normalized delay time generating unit 23, a phase control calculating unit 24, and a phase smoothing unit 25.
  • FIG. 2 is a diagram showing a flowchart of the phase control signal generation process executed in the information processing terminal 20 according to the embodiment of the present invention.
  • the information processing terminal 20 displays a delay time adjustment screen for adjusting the propagation delay time on the display screen.
  • FIG. 3 shows an example of a delay time adjustment screen displayed on the display screen of the information processing terminal 20.
  • the delay time adjustment screen is an operation screen in which the vertical axis is the delay time (Time (unit: msec)) and the horizontal axis is the frequency (Frequency (unit: Hz)). It is a bar graph screen that graphically shows the propagation delay times for each frequency band along the horizontal axis. Note that human auditory characteristics are logarithmic with respect to frequency. Therefore, the frequency on the horizontal axis is logarithmically displayed in accordance with human auditory characteristics. Further, the frequency on the horizontal axis is obtained by dividing the range of 30 Hz to 40 kHz into 32 for every 1/3 octave.
  • the frequency band to be phase-controlled has a logarithmically wide bandwidth from a low range to a high range.
  • the user can specify the frequency band in which the propagation delay time is to be changed and input the amount of delay by performing, for example, a touch operation on the delay time adjustment screen displayed on the display screen of the information processing terminal 20. .
  • the propagation delay time whose setting can be changed is, for example, in a range of ⁇ 5 msec.
  • the delay time adjustment screen may display predetermined user assistance information for assisting the setting change operation of the propagation delay time. Examples of user assistance information displayed on the delay time adjustment screen include information on the name of the speaker whose setting is currently being changed, its reproducible frequency, frequency of musical instruments, vocals, etc. And the like, or the icon of a musical instrument that plays a high tone is superimposed on the high frequency portion of the bar graph.
  • the setting change accepting unit 21 When the setting change accepting unit 21 accepts the setting change operation, the setting change accepting unit 21 outputs the information of the frequency band designated by the operation to the weighting coefficient selecting unit 22 and the information on the propagation delay time designated by the operation is normalized delay. It outputs to the time generation part 23.
  • the setting change of the propagation delay time is not limited to manual operation on the delay time adjustment screen, and may be automatically performed.
  • a microphone is installed at a listener's listening position (driver's seat, front passenger seat, rear seat, etc.).
  • the acoustic characteristic of the vehicle interior space is measured using a microphone installed at the listening position of the listener, and the setting change value of the propagation delay time for each frequency band is automatically calculated based on the measured result.
  • the setting change receiving unit 21 outputs the calculated frequency band information to the weighting coefficient selecting unit 22 and outputs the calculated propagation delay time information to the normalized delay time generating unit 23.
  • the weighting factor selection unit 22 holds a weighting factor for each frequency band calculated in advance in a predetermined memory area.
  • the weight coefficient selection unit 22 sets the frequency band indicated by the information.
  • the corresponding weighting factor is read from a predetermined memory area and output to the normalized delay time generation unit 23 together with the frequency band information.
  • 4 (a) and 4 (b) exemplify weighting factors held in a predetermined memory area.
  • the vertical axis indicates the weighting factor
  • the horizontal axis indicates the number of phase control signals for each band updated by the phase control unit 12 of the audio device 10. Show.
  • the number of phase control signals is “31” in FIG. 4A and “2560” in FIG. 4B.
  • the weighting factor has a value of 1 near the center frequency of the frequency band so that it does not affect the adjacent frequency band (adjacent In order to prevent the phase control amount from changing substantially in the frequency band to be used, the attenuation is made to be zero using a rectangular attenuation curve.
  • the center frequency band is the 400 Hz band, and the adjacent frequency bands are the 315 Hz band and the 500 Hz band.
  • the center frequency band is the 31.5 kHz band, and the adjacent frequency bands are the 25 kHz band and the 40 kHz band.
  • the normalized delay time generation unit 23 for the frequency band specified by the setting change operation in processing step S11 (propagation delay time setting change), the difference between the propagation delay time specified by the operation and the current delay time The value is calculated as the differential delay time.
  • the normalized delay time generation unit 23 multiplies the calculated differential delay time by the weighting factor input from the weighting factor selection unit 22, adds the multiplication value to the current delay time, and further adds the frequency band.
  • conversion is performed so that the resolution of the propagation delay time is the reciprocal of the sampling frequency.
  • the normalized delay time for each frequency band is updated (more precisely, only the normalized delay time of the frequency band designated by the setting change operation in the processing step S11 (propagation delay time setting change) is the current one. Changed).
  • the phase control calculation unit 24 calculates the updated normalized delay time and the corresponding frequency (frequency included in the frequency band specified by the setting change operation in the processing step S11 (propagation delay time setting change)). By multiplying, the phase control amount for each frequency band is updated (more precisely, only the phase control amount of the frequency band specified by the setting change operation is changed from the current value), and the updated phase It outputs to the phase smoothing part 25 as a control signal.
  • the phase control is to control the amount of phase rotation of the frequency spectrum signal. Controlling the amount of phase rotation is equivalent to controlling the propagation delay time in the time domain. Further, a phase offset corresponding to the frequency is given to the phase rotation for each frequency band.
  • Patent Document 3 when the propagation delay time of a part of the frequency band is changed, the phase control signal is generated again over the entire frequency band.
  • the frequency band of the changed frequency band is used. Only the phase control signal is generated (updated) again. Therefore, in this embodiment, the processing load at the time of phase control signal generation is further suppressed.
  • the phase smoothing unit 25 uses the FIR low-pass filter for the phase control signal input from the phase control calculation unit 24 for the frequency band specified by the setting change operation in processing step S11 (propagation delay time setting change). Smoothing is performed by the integration processing. Thereby, the phase change between the frequency bands having different propagation delay times becomes smooth, and the disturbance of the frequency characteristic (generation of dip) due to the phase interference between the frequency bands is suppressed.
  • the phase smoothing unit 25 outputs a phase control signal in which the disturbance of the frequency characteristics is suppressed to the phase control unit 12.
  • Patent Document 3 when the propagation delay time of a part of the frequency band is changed, the phase smoothing process is performed over the entire frequency band. In this embodiment, the phase is changed only in the changed frequency band. Smoothing processing is performed. Also in this point, in this embodiment, the processing load at the time of phase control signal generation is further suppressed.
  • the smoothing amount by the integration processing is relatively larger than that of the high region in a low region where the number of frequency spectrum signals per frequency band (the number of points) is relatively small, such as several hundred Hz or less. Therefore, in the low frequency range, the difference between the phase control signal before the phase smoothing process and the phase control signal after the phase smoothing process becomes large.
  • the filter coefficient of the FIR low-pass filter is calculated in advance for each frequency band and held in a predetermined memory area.
  • the filter coefficient has different values for the filter order and the cut-off frequency for each frequency band.
  • the phase smoothing unit 25 reads the filter coefficient from a predetermined memory area and performs a smoothing process on the phase control signal by an integration process.
  • the smoothing process is not performed in the frequency band where the number of points P is less than 20, and in the frequency band where the number of points P is 20 or more, the smoothing amount increases in the frequency band where the number of points P is larger.
  • the order is long and the normalized cutoff frequency is small.
  • the filter order and the cut-off frequency are fixed values so that the smoothing amount is maintained.
  • a frequency band with a point number P of less than 20 corresponds to a frequency band of less than 250 Hz
  • a frequency band with a point number P of 160 or more corresponds to a frequency band of 2.5 kHz or more.
  • FIG. 5A shows filter coefficients corresponding to a frequency band where the number of points P is 40 or more and less than 80
  • FIG. 5B shows filter coefficients corresponding to a frequency band where the number of points P is 160 or more.
  • the vertical axis represents amplitude
  • the horizontal axis represents the number of samples (filter order).
  • the optimum filter coefficient is given for each frequency band, so that the phase control signal is smoothed by the optimum amount corresponding to the number of frequency spectrum signals in the frequency band.
  • FIG. 6B illustrates the phase control signal after the phase smoothing process when the propagation delay time in the 4 kHz band is set to 1 msec.
  • the vertical axis represents the phase (Phase (unit: degree))
  • the horizontal axis represents the frequency (Frequency (unit: Hz)).
  • FIGS. 7A and 7B show the output audio signals when the propagation delay time is set to 0 msec and 1 msec for white noise in which the input audio signal is band-limited in the 4 kHz band, respectively. Illustrate.
  • the vertical axis represents amplitude (Amplitude), and the horizontal axis represents time (Time (unit: msec)).
  • the phase control signal has a phase angle limited to ⁇ 180 degrees.
  • FIG. 8A illustrates a phase control signal before and after the phase smoothing process in Patent Document 3
  • FIG. 8B illustrates a phase control signal before and after the phase smoothing process in the present embodiment.
  • the vertical axis represents the phase (Phase (unit: degree))
  • the horizontal axis represents the frequency (Frequency (unit: Hz)).
  • the thin solid line indicates the phase control signal before the phase smoothing process
  • the thick solid line indicates the phase control signal after the phase smoothing process.
  • FIG. 9 exemplifies the frequency characteristics of the output audio signal when a frequency flat impulse signal is input.
  • FIG. 9A shows the frequency characteristics of the output audio signal when the phase smoothing process of the present embodiment is not performed
  • FIG. 9B shows the output audio when the phase smoothing process of the present embodiment is performed.
  • the frequency characteristics of the signal are shown. 9A and 9B, the vertical axis represents the signal level (Level (unit: dB)), and the horizontal axis represents the frequency (Frequency (unit: Hz)).
  • the phase smoothing process significantly improves the dip in the entire frequency band, and maintains the setting accuracy of the propagation delay time while maintaining the setting accuracy between the frequency bands. It can be seen that the interference is reduced.
  • the output audio signal in Patent Document 3 is illustrated in FIG. 10A
  • the output audio signal in the present embodiment is illustrated in FIG. It is illustrated in
  • the thin solid line indicates an output audio signal when the propagation delay time is set to 0 msec
  • the thick solid line is set to 5 msec. Shows the output audio signal.
  • the vertical axis represents amplitude (Amplitude)
  • the horizontal axis represents time (Time (unit: msec)).
  • the output audio signal is delayed according to the propagation delay time whose setting is changed while maintaining the amplitude (see FIG. 10B), and in Patent Document 3 (see FIG. 10A). On the other hand, it can be seen that it has been improved.
  • various elements constituting the acoustic system 1 are provided separately for the audio device 10 and the information processing terminal 20, but the present invention is not limited to this. In another embodiment, all of the various elements constituting the acoustic system 1 may be provided in the audio device 10, or may be provided in the information processing terminal 20.
  • the phase smoothing process using the corresponding filter order and normalized cutoff frequency is performed only for the frequency band designated by the setting change operation in the processing step S11 (propagation delay time setting change).
  • the present invention is not limited to this.
  • the phase smoothing process using the corresponding filter order and the normalized cutoff frequency may be performed not only on the frequency band specified by the operation but always on all frequency bands.

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Abstract

　周波数領域に変換されたオーディオ信号について周波数帯域毎の位相制御信号を生成する位相制御信号生成装置を、所定の周波数帯域毎に伝搬遅延時間を設定変更することが可能な設定変更手段と、設定変更された伝搬遅延時間の設定変更前後の差分値を取得する差分値取得手段と、取得された差分値に基づいて伝搬遅延時間が設定変更された周波数帯域の位相制御量を更新する更新手段と、更新後の位相制御量を用いて周波数領域における位相制御量のスムージング処理を行うことにより周波数帯域毎の位相制御信号を生成する位相制御信号生成手段とを備える構成とする。

Description

位相制御信号生成装置、位相制御信号生成方法及び位相制御信号生成プログラム
　本発明は、複数の周波数帯域の伝搬遅延時間を調節するタイムアライメント処理を行うための位相制御信号を生成する位相制御信号生成装置、位相制御信号生成方法及び位相制御信号生成プログラムに関する。
　一般に、車室内には複数の位置にスピーカが設置されている。例えば、左フロントスピーカと右フロントスピーカは、車室空間の中心線を挟んで対称となる位置に設置されている。しかし、これらのスピーカは、リスナの聴取位置（運転席や助手席、後部座席など）を基準に考えると、対称となる位置にはない。そのため、リスナの聴取位置と複数のスピーカのそれぞれとの間の距離の差（各スピーカから放出された再生音が到達する時間の差）により、ハース効果による音像定位の偏りが発生する。
　例えば特開平７－１６２９８５号公報（以下、「特許文献１」と記す。）に、音像定位の偏りを改善することが可能な装置が記載されている。特許文献１に記載の装置は、各スピーカから放出される再生音をリスナの聴取位置に同時に到達させるように時間調節（すなわちタイムアライメント処理）することにより、音像定位の偏りを抑える。より詳細には、特許文献１に記載の装置は、オーディオ信号を帯域分割回路によって高域と低域とに分割したうえで、低域用、高域用の各スピーカから放出される再生音のそれぞれを時間調節することにより、音像定位の偏りや位相干渉による周波数特性の乱れを全帯域に亘って補正する。
　しかし、特許文献１に記載の装置では、帯域分割回路において信号のロスや二重加算が生じることにより、リスナの聴取位置での伝達特性のリニアリティが劣化するという問題がある。また、特許文献１に記載の装置では、帯域分割回路により分割された信号をミキシングする際にクロスオーバ周波数付近の周波数特性にディップが生じるという問題点もある。
　そこで、国際公開第２００９／０９５９６５号パンフレット（以下、「特許文献２」と記す。）に、タイムアライメント処理を行う装置において、リスナの聴取位置での伝達特性のリニアリティを改善すると共にミキシング時点でのディップの発生を抑えることが可能なものが提案されている。
　特許文献２に記載の装置では、リスナの聴取位置での伝達特性のリニアリティを改善するため、デジタルフィルタが用いられている。より具体的には、特許文献２に記載の装置では、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタが用いられている。特許文献２に記載のＦＩＲフィルタは、ディップの発生を抑えるため、急峻なカットオフ周波数を持つ高次のフィルタとなっており、多数の遅延回路及び乗算器が必要な構成となっている。特に、全ての周波数帯域で位相が一定の直線位相特性を持つＦＩＲフィルタを持つ構成とする場合は、多数の遅延器及び乗算器が必要であり、処理負荷が増大するという問題がある。また、特許文献２に記載の構成では、分割される周波数帯域の数を増やすほど（時間調節される周波数帯域を細かく分けるほど）必要な遅延回路及び乗算器が更に増えて、処理負荷がより一層増大するという問題もある。
　そこで、特開２０１５－１２３６６号公報（以下、「特許文献３」と記す。）に、複数の周波数帯域の伝搬遅延時間を調節するタイムアライメント処理を行う装置において、ディップの発生を低減する構成でありつつも処理負荷を抑えるのに好適なものが記載されている。具体的には、特許文献３に記載の装置は、オーディオ信号について周波数帯域毎の位相制御（位相回転及び位相オフセット）に関する位相制御信号を生成し、生成された位相制御信号に対してスムージング処理を行って周波数帯域間の位相変化を滑らかに接続することにより、多数のＦＩＲフィルタが不要な構成（すなわち処理負荷が低減される構成）でありつつもディップの発生が低減される構成となっている。
　しかし、この種の装置に対しては、処理負荷を軽減させるという要請が恒常的に存在する。そこで、本発明の目的とするところは、ディップの発生を低減するのに好適な構成でありつつもタイムアライメント処理を行うための位相制御信号の生成処理負荷をより一層抑えるのに好適な位相制御信号生成装置、位相制御信号生成方法及び位相制御信号生成プログラムを提供することである。
　本発明の一実施形態に係る位相制御信号生成装置は、周波数領域に変換されたオーディオ信号について周波数帯域毎の位相制御信号を生成する装置であり、所定の周波数帯域毎に伝搬遅延時間を設定変更することが可能な設定変更手段と、設定変更された伝搬遅延時間の設定変更前後の差分値を取得する差分値取得手段と、取得された差分値に基づいて伝搬遅延時間が設定変更された周波数帯域の位相制御量を更新する更新手段と、更新後の位相制御量を用いて周波数領域における位相制御量のスムージング処理を行うことにより周波数帯域毎の位相制御信号を生成する位相制御信号生成手段とを備える。
　また、本発明の一実施形態に係る位相制御信号生成装置は、周波数帯域毎の重み係数を保持する重み係数保持手段と、設定変更手段により伝搬遅延時間が設定変更された周波数帯域に対応する重み係数を重み係数保持手段より取得する重み係数取得手段とを備えた構成としてもよい。この構成において、更新手段は、重み係数取得手段により取得された重み係数及び差分値取得手段により取得された差分値に基づいて、設定変更手段により伝搬遅延時間が設定変更された周波数帯域の位相制御量を更新してもよい。
　また、本発明の一実施形態において、重み係数取得手段により取得される重み係数は、例えば、設定変更手段により伝搬遅延時間が設定変更された周波数帯域の中心周波数付近で第一の値を持ち、該周波数帯域に隣接する周波数帯域で該第一の値よりも小さい第二の値を持つ係数である。
　また、本発明の一実施形態において、重み係数取得手段により取得される重み係数は、例えば、隣接する周波数帯域において位相制御量が変化しないように、設定変更手段により伝搬遅延時間が設定変更された周波数帯域から該隣接する周波数帯域にかけて、第一の値から矩形状の減衰カーブを用いて第二の値となるように減衰された値となっている。
　また、本発明の一実施形態において、位相制御される対象の周波数帯域は、例えば、低域から高域にかけて帯域幅が対数的に広くなる。
　また、本発明の一実施形態に係る位相制御信号生成装置は、周波数帯域毎にフィルタ次数及びカットオフ周波数の異なる複数のフィルタ係数を保持するフィルタ係数保持手段を備えた構成としてもよい。この構成において、位相制御信号生成手段は、周波数帯域毎に異なるフィルタ係数を用いて位相制御量をスムージング処理してもよい。
　また、本発明の一実施形態において、フィルタ次数及びカットオフ周波数は、周波数帯域内の周波数スペクトル信号数に基づいて設定されたものであってもよい。
　また、本発明の一実施形態において、フィルタ係数は、周波数帯域が高いものほど位相制御信号生成手段によるスムージング量が多くなる値に設定されたものであってもよい。
　また、本発明の一実施形態に係る位相制御信号生成方法は、周波数領域に変換されたオーディオ信号について周波数帯域毎の位相制御信号を生成する方法であり、所定の周波数帯域毎に伝搬遅延時間を設定変更することが可能な設定変更ステップと、設定変更された伝搬遅延時間の設定変更前後の差分値を取得する差分値取得ステップと、取得された差分値に基づいて伝搬遅延時間が設定変更された周波数帯域の位相制御量を更新する更新ステップと、更新後の位相制御量を用いて周波数領域における位相制御量のスムージング処理を行うことにより周波数帯域毎の位相制御信号を生成する位相制御信号生成ステップとを含む方法である。
　また、本発明の一実施形態に係る位相制御信号生成プログラムは、上記の位相制御信号生成方法をコンピュータに実行させるためのものである。
　本発明の一実施形態によれば、ディップの発生を低減するのに好適な構成でありつつもタイムアライメント処理を行うための位相制御信号の生成処理負荷をより一層抑えるのに好適な位相制御信号生成装置、位相制御信号生成方法及び位相制御信号生成プログラムが提供される。
本発明の一実施形態に係る音響システムの構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係る音響システムに備えられる情報処理端末において実行される位相制御信号生成処理のフローチャートを示す図である。 本発明の一実施形態において情報処理端末の表示画面に表示される遅延時間調節画面を示す図である。 本発明の一実施形態に係る位相制御信号生成処理の実行時に参照される重み係数を示す図である。 本発明の一実施形態に係る位相制御信号生成処理の実行時に参照されるフィルタ係数を示す図である。 本発明の一実施形態において所定の伝搬遅延時間が設定されている場合の位相スムージング処理後の位相制御信号を示す図である。 本発明の一実施形態において入力オーディオ信号が帯域制限されたホワイトノイズについて、所定の伝搬遅延時間が設定されている場合の出力オーディオ信号を示す図である。 従来（特許文献３）における位相スムージング処理前後の位相制御信号を示す図（図８（ａ））及び本実施形態における位相スムージング処理前後の位相制御信号を示す図（図８（ｂ））である。 本発明の一実施形態において周波数フラットなインパルス信号が入力されたときの出力オーディオ信号の周波数特性であって、位相スムージング処理を行わなかった場合の出力オーディオ信号の周波数特性を示す図（図９（ａ））及び位相スムージング処理を行った場合の出力オーディオ信号の周波数特性を示す図（図９（ｂ））である。 本発明の一実施形態において入力オーディオ信号が低域に制限されたホワイトノイズについて、特許文献３での出力オーディオ信号を示す図（図１０（ａ））及び本実施形態での出力オーディオ信号を示す図（図１０（ｂ））である。
　以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下においては、本発明の一実施形態として音響システムを例に取り説明する。
［音響システム１の構成］
　図１は、本発明の一実施形態に係る音響システム１の構成を示すブロック図である。本実施形態に係る音響システム１は、オーディオ装置１０及び情報処理端末２０を備えている。
　オーディオ装置１０は、例えば車両に搭載される車載型オーディオ装置であり、図１に示されるように、短時間フーリエ変換（ＳＴＦＴ：Short-Term Fourier Transform）部１１、位相制御部１２及び短時間逆フーリエ変換（ＩＳＴＦＴ：Inverse Short-Term Fourier Transform）部１３を備えている。オーディオ装置１０は、情報処理端末２０と協働することにより、車室内に配置された各スピーカ（不図示）に出力されるオーディオ信号の伝搬遅延時間を調節する（すなわち、タイムアライメント処理を行う）。これにより、伝搬遅延時間が調節（補正）されたオーディオ信号がパワーアンプを介して各スピーカから出力される。そのため、ユーザは、ハース効果による音像定位の偏りが抑えられた環境で楽曲等を聴取することができる。
　ＳＴＦＴ部１１には、音源部（不図示）より可逆圧縮フォーマットや非可逆圧縮フォーマットの符号化信号を復号化したオーディオ信号（例えばＣＤ（Compact Disc）やＤＶＤ（Digital Versatile Disc）等のオーディオ信号）が入力される。ＳＴＦＴ部１１は、入力されたオーディオ信号に対してオーバラップ処理及び窓関数による重み付けを行った後、ＳＴＦＴにより時間領域から周波数領域への変換を行い、実数及び虚数の周波数スペクトル信号を位相制御部１２に出力する。
　本実施形態では、ＳＴＦＴ部１１には、サンプリング周波数が９６ｋＨｚのオーディオ信号が入力される。また、ＳＴＦＴ部１１は、フーリエ変換長が１６，３８４サンプルであり、オーバラップ長が１２，２８８サンプルであり、窓関数がハニングである。ＳＴＦＴ部１１は、４，０９６サンプルずつ時間シフトしながらＳＴＦＴを行うことにより、１６，３８４ポイントの周波数スペクトル信号を取得する。ここでは、１６，３８４ポイントのうち０Ｈｚ～４８ｋＨｚのナイキスト周波数までの８，１９３ポイントの周波数スペクトル信号が位相制御部１２に出力される。
　位相制御部１２は、情報処理端末２０より入力される周波数帯域毎の位相制御信号（詳しくは後述）に基づいてＳＴＦＴ部１１より入力される周波数スペクトル信号の位相を周波数帯域毎に制御（位相回転及び位相オフセット）する。位相制御部１２は、位相が周波数帯域毎に制御された周波数スペクトル信号をＩＳＴＦＴ部１３に出力する。
　ＩＳＴＦＴ部１３は、位相制御部１２より入力される周波数スペクトル信号をＩＳＴＦＴにより周波数領域から時間領域の信号に変換し、変換された信号について窓関数による重み付け及びオーバラップ加算を行う。オーバラップ加算後に得られるオーディオ信号は、情報処理端末２０を用いて行われた設定変更（詳しくは後述）に従って伝搬遅延補正された信号であり、ＩＳＴＦＴ部１３から後段の回路（パワーアンプ、スピーカ等）に出力される。
　情報処理端末２０は、例えば、スマートフォン、フィーチャフォン、ＰＨＳ（Personal Handy phone System）、タブレット端末、ノートＰＣ、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant）、ＰＮＤ（Portable Navigation Device）、携帯ゲーム機など、車室内に持ち込める携帯型端末である。図２に示されるように、情報処理端末２０は、設定変更受付部２１、重み係数選択部２２、正規化遅延時間生成部２３、位相制御計算部２４及び位相スムージング部２５を備えている。
［位相制御信号生成処理］
　図２は、本発明の一実施形態に係る情報処理端末２０において実行される位相制御信号生成処理のフローチャートを示す図である。情報処理端末２０は、ユーザによる所定の操作を受け付けると、その表示画面に、伝搬遅延時間を調節するための遅延時間調節画面を表示する。
　図３に、情報処理端末２０の表示画面に表示される遅延時間調節画面の一例を示す。図３に示されるように、遅延時間調節画面は、縦軸を遅延時間（Time（単位：ｍｓｅｃ））とし、横軸を周波数（Frequency（単位：Ｈｚ））とする操作画面であり、オーディオ信号の周波数帯域毎の伝搬遅延時間を横軸に並べてグラフィカルに示す棒グラフ画面となっている。なお、人間の聴覚特性は、周波数に対して対数的である。そのため、横軸の周波数は、人間の聴覚特性に合わせて対数表示となっている。また、横軸の周波数は、３０Ｈｚ～４０ｋＨｚの範囲を１／３オクターブ毎に３２分割したものとなっている。従って、本実施形態において、位相制御される対象の周波数帯域は、低域から高域にかけて帯域幅が対数的に広くなっている。図３に例示される遅延時間調節画面が表示されることにより、図２に示される位相制御信号生成処理が開始される。
［図２のＳ１１（伝搬遅延時間の設定変更）］
　ユーザは、情報処理端末２０の表示画面に表示される遅延時間調節画面に対し、例えばタッチ操作を行うことにより、伝搬遅延時間を設定変更したい周波数帯域を指定しその遅延量を入力することができる。なお、設定変更可能な伝搬遅延時間は、例えば±５ｍｓｅｃの範囲である。また、遅延時間調節画面には、伝搬遅延時間の設定変更操作を補助する所定のユーザ補助情報が表示されてもよい。遅延時間調節画面に表示されるユーザ補助情報の例として、現在設定変更中のスピーカ名やその再生可能周波数、楽器、ボーカル等の周波数の情報（例えば、低音を奏でる楽器のアイコンが棒グラフの低域部分に重畳表示されたり、高音を奏でる楽器のアイコンが棒グラフの高域部分に重畳表示されたりする等）等が挙げられる。
　設定変更受付部２１は、設定変更操作を受け付けると、該操作により指定された周波数帯域の情報を重み係数選択部２２に出力すると共に、該操作により指定された伝搬遅延時間の情報を正規化遅延時間生成部２３に出力する。
　なお、伝搬遅延時間の設定変更は、遅延時間調節画面に対するマニュアル操作によるものに限らず、自動的に行われてもよい。例示的には、リスナの聴取位置（運転席や助手席、後部座席など）にマイクが設置される。この場合、リスナの聴取位置に設置されたマイクを用いて車内空間の音響特性が測定され、測定された結果に基づいて周波数帯域毎の伝搬遅延時間の設定変更値が自動的に算出される。設定変更受付部２１は、算出された周波数帯域の情報を重み係数選択部２２に出力すると共に、該算出された伝搬遅延時間の情報を正規化遅延時間生成部２３に出力する。
［図２のＳ１２（重み係数の選択）］
　重み係数選択部２２は、予め計算された周波数帯域毎の重み係数を所定のメモリ領域に保持している。重み係数選択部２２は、処理ステップＳ１１（伝搬遅延時間の設定変更）にて設定変更操作により指定された周波数帯域の情報が設定変更受付部２１より入力されると、該情報が示す周波数帯域に対応する重み係数を所定のメモリ領域から読み出して、周波数帯域の情報と共に正規化遅延時間生成部２３に出力する。
　図４（ａ）、図４（ｂ）に、所定のメモリ領域に保持されている重み係数を例示する。図４（ａ）、図４（ｂ）の各図中、縦軸は、重み係数を示し、横軸は、オーディオ装置１０の位相制御部１２で更新される帯域毎の位相制御信号の数量を示す。位相制御信号の数量は、図４（ａ）では「３１」であり、図４（ｂ）では「２５６０」である。図４（ａ）、図４（ｂ）の各図に示されるように、重み係数は、周波数帯域の中心周波数付近の値が１であり、隣接する周波数帯域において影響を及ぼさないように（隣接する周波数帯域において位相制御量が実質的に変化しないように）矩形状の減衰カーブを用いてゼロとなるように減衰されたものとなっている。図４（ａ）に例示される重み係数は、中心周波数帯域が４００Ｈｚ帯であり、隣接する周波数帯域が３１５Ｈｚ帯と５００Ｈｚ帯である。図４（ｂ）に例示される重み係数は、中心周波数帯域が３１．５ｋＨｚ帯であり、隣接する周波数帯域が２５ｋＨｚ帯と４０ｋＨｚ帯である。
［図２のＳ１３（正規化遅延時間の更新）］
　正規化遅延時間生成部２３は、処理ステップＳ１１（伝搬遅延時間の設定変更）にて設定変更操作により指定された周波数帯域について、該操作により指定された伝搬遅延時間と現行の遅延時間との差分値を差分遅延時間として算出する。正規化遅延時間生成部２３は、算出された差分遅延時間と、重み係数選択部２２より入力される重み係数とを乗算し、その乗算値を現行の遅延時間に加算して、更に、周波数帯域内の位相を保持したまま伝搬遅延時間だけを制御するため、伝搬遅延時間の分解能がサンプリング周波数の逆数となるように変換する。これにより、周波数帯域毎の正規化遅延時間が更新（より正確には、処理ステップＳ１１（伝搬遅延時間の設定変更）にて設定変更操作により指定された周波数帯域の正規化遅延時間のみが現行の値に対して変更）される。
［図２のＳ１４（位相制御信号の更新）］
　位相制御計算部２４は、更新された正規化遅延時間とこれに対応する周波数（処理ステップＳ１１（伝搬遅延時間の設定変更）にて設定変更操作により指定された周波数帯域に含まれる周波数）とを乗算することにより、周波数帯域毎の位相制御量を更新（より正確には、該設定変更操作により指定された周波数帯域の位相制御量のみを現行の値に対して変更）し、更新された位相制御信号として位相スムージング部２５に出力する。ここで、位相制御とは、周波数スペクトル信号の位相の回転量を制御することである。位相の回転量を制御することは、時間領域において伝搬遅延時間を制御することと等価である。また、周波数帯域毎の位相回転に対して周波数に応じた位相オフセットが与えられる。
　特許文献３においては、一部の周波数帯域の伝搬遅延時間が設定変更されると、全周波数帯域に亘って位相制御信号が再度生成されるが、本実施形態では、設定変更された周波数帯域の位相制御信号のみが再度生成（更新）される。そのため、本実施形態では、位相制御信号生成時の処理負荷がより一層抑えられる。
［図２のＳ１５（位相スムージング）］
　位相スムージング部２５は、処理ステップＳ１１（伝搬遅延時間の設定変更）にて設定変更操作により指定された周波数帯域について、位相制御計算部２４より入力される位相制御信号に対してＦＩＲローパスフィルタを用いた積分処理によりスムージングを掛ける。これにより、伝搬遅延時間の異なる周波数帯域間における位相の変化が滑らかとなり、周波数帯域間の位相干渉による周波数特性の乱れ（ディップの発生）が抑えられる。位相スムージング部２５は、周波数特性の乱れが抑えられた位相制御信号を位相制御部１２に出力する。
　特許文献３においては、一部の周波数帯域の伝搬遅延時間が設定変更されると、全周波数帯域に亘って位相スムージング処理が行われるが、本実施形態では、設定変更された周波数帯域においてのみ位相スムージング処理が行われる。この点においても、本実施形態では、位相制御信号生成時の処理負荷がより一層抑えられる。
　例えば、低域から高域に亘る全周波数帯域が１／３オクターブ毎に分割された場合を考える。この場合、周波数帯域あたりの周波数スペクトル信号の数（ポイント数）が比較的少ない数百Ｈｚ以下の低域においては、積分処理によるスムージング量が高域と比べて相対的に大きくなる。そのため、低域においては、位相スムージング処理前の位相制御信号と位相スムージング処理後の位相制御信号との差が大きくなる。
　そこで、本実施形態では、ＦＩＲローパスフィルタのフィルタ係数が周波数帯域毎に予め計算されて、所定のメモリ領域に保持されている。フィルタ係数は、フィルタ次数及びカットオフ周波数が周波数帯域毎にそれぞれ異なる値となっている。位相スムージング部２５は、所定のメモリ領域からフィルタ係数を読み出して、積分処理による位相制御信号のスムージング処理を行う。
　下記は、ポイント数Ｐ（周波数帯域内の周波数スペクトル信号の数）に対するフィルタ次数及び正規化カットオフ周波数を示す。
・ポイント数Ｐ＜２０
　フィルタ次数　　　　　：設定なし
　正規化カットオフ周波数：設定なし
・２０≦ポイント数Ｐ＜４０
　フィルタ次数　　　　　：４
　正規化カットオフ周波数：１／４
・４０≦ポイント数Ｐ＜８０
　フィルタ次数　　　　　：８
　正規化カットオフ周波数：１／８
・８０≦ポイント数Ｐ＜１６０
　フィルタ次数　　　　　：１６
　正規化カットオフ周波数：１／１６
・１６０≦ポイント数Ｐ
　フィルタ次数　　　　　：３２
　正規化カットオフ周波数：１／３２
　上記の例では、ポイント数Ｐが２０未満の周波数帯域では、スムージング処理が行われず、ポイント数Ｐが２０以上の周波数帯域では、ポイント数Ｐが大きい周波数帯域ほどスムージング量が大きくなるように、フィルタ次数が長く且つ正規化カットオフ周波数が小さく設定されている。また、ポイント数Ｐが１６０以上の周波数帯域では、スムージング量が維持されるように、フィルタ次数及びカットオフ周波数が固定された値となっている。例示的には、ポイント数Ｐが２０未満の周波数帯域は、２５０Ｈｚ未満の周波数帯域が該当し、ポイント数Ｐが１６０以上の周波数帯域は、２．５ｋＨｚ以上の周波数帯域が該当する。
　一例として、図５（ａ）に、ポイント数Ｐが４０以上８０未満の周波数帯域に対応するフィルタ係数を示し、図５（ｂ）に、ポイント数Ｐが１６０以上の周波数帯域に対応するフィルタ係数を示す。図５（ａ）、図５（ｂ）の各図中、縦軸は、振幅であり、横軸は、サンプル数（フィルタ次数）である。
　このように、本実施形態では、周波数帯域毎に最適なフィルタ係数が与えられることにより、位相制御信号は、周波数帯域内の周波数スペクトル信号の数に応じた最適な量でスムージングされる。これにより、低域においては、遅延時間の設定精度が向上すると共に、中高域においては、遅延時間の設定精度が維持されつつも帯域間の干渉によるディップが低減される。
［より詳細な例示］
　図３に示される遅延時間調節画面において、４ｋＨｚ帯の伝搬遅延時間が０ｍｓｅｃに設定されている場合（すなわち、伝搬遅延時間が一切設定変更されていない場合）の位相スムージング処理後の位相制御信号を図６（ａ）に例示し、同じく４ｋＨｚ帯の伝搬遅延時間が１ｍｓｅｃに設定されている場合の位相スムージング処理後の位相制御信号を図６（ｂ）に例示する。図６（ａ）、図６（ｂ）の各図中、縦軸は、位相（Phase（単位：ｄｅｇｒｅｅ））であり、横軸は、周波数（Frequency（単位：Ｈｚ））である。また、入力オーディオ信号が４ｋＨｚ帯で帯域制限されたホワイトノイズについて、伝搬遅延時間が０ｍｓｅｃ、１ｍｓｅｃに設定されている場合の出力オーディオ信号を、それぞれ、図７（ａ）、図７（ｂ）に例示する。図７（ａ）、図７（ｂ）の各図中、縦軸は、振幅（Amplitude）であり、横軸は、時間（Time（単位：ｍｓｅｃ））である。なお、位相制御信号は、位相角を±１８０度に制限したものとなっている。
　図６及び図７を参照すると、出力オーディオ信号が遅延時間調節画面にて設定された伝搬遅延時間通りに遅延していることが判る。
　図８（ａ）に、特許文献３における位相スムージング処理前後の位相制御信号を例示し、図８（ｂ）に、本実施形態における位相スムージング処理前後の位相制御信号を例示する。図８（ａ）、図８（ｂ）の各図中、縦軸は、位相（Phase（単位：ｄｅｇｒｅｅ））であり、横軸は、周波数（Frequency（単位：Ｈｚ））である。また、図８（ａ）、図８（ｂ）の各図中、細実線は、位相スムージング処理前の位相制御信号を示し、太実線は、位相スムージング処理後の位相制御信号を示す。
　特許文献３では、全周波数帯域に亘り同じフィルタ係数を用いて位相スムージング処理が行われているため、積分処理によるスムージング量がポイント数Ｐの少ない低域ほど相対的に大きくなる。その結果として、図８（ａ）に示されるように、位相スムージング処理前後の位相制御信号（特に、数百Ｈｚ以下の低域）で差異が生じる。これに対し、本実施形態では、周波数帯域毎に最適なフィルタ係数が与えられることにより、位相制御信号が周波数帯域内の周波数スペクトル信号の数に応じた最適な量でスムージングされる。その結果として、図８（ｂ）に示されるように、ポイント数Ｐの少ない数百Ｈｚ以下の低域においても、位相制御信号の差異が位相スムージング処理前後で殆ど生じておらず、特許文献３に対して改善されていることが判る。
　図９に、周波数フラットなインパルス信号が入力されたときの出力オーディオ信号の周波数特性を例示する。図９（ａ）は、本実施形態の位相スムージング処理を行わなかった場合の出力オーディオ信号の周波数特性を示し、図９（ｂ）は、本実施形態の位相スムージング処理を行った場合の出力オーディオ信号の周波数特性を示す。図９（ａ）、図９（ｂ）の各図中、縦軸は、信号レベル（Level（単位：ｄＢ））であり、横軸は、周波数（Frequency（単位：Ｈｚ））である。
　図９（ａ）と図９（ｂ）と比較すると、位相スムージング処理を行うことにより、全周波数帯域においてディップが大幅に改善されており、伝搬遅延時間の設定精度を維持しつつ周波数帯域間の干渉が低減されていることが判る。
　入力オーディオ信号が０Ｈｚ～６３Ｈｚ帯まで帯域制限された低域のホワイトノイズについて、特許文献３における出力オーディオ信号を図１０（ａ）に例示し、本実施形態における出力オーディオ信号を図１０（ｂ）に例示する。図１０（ａ）、図１０（ｂ）の各図中、細実線は、伝搬遅延時間が０ｍｓｅｃに設定されている場合の出力オーディオ信号を示し、太実線は、伝搬遅延時間が５ｍｓｅｃに設定されている場合の出力オーディオ信号を示す。図１０（ａ）、図１０（ｂ）の各図中、縦軸は、振幅（Amplitude）であり、横軸は、時間（Time（単位：ｍｓｅｃ））である。
　本実施形態によれば、出力オーディオ信号が振幅を維持しつつ設定変更された伝搬遅延時間通りに遅延しており（図１０（ｂ）参照）、特許文献３（図１０（ａ）参照）に対して改善されていることが判る。
　以上が本発明の例示的な実施形態の説明である。本発明の実施形態は、上記に説明したものに限定されず、本発明の技術的思想の範囲において様々な変形が可能である。例えば明細書中に例示的に明示される実施例等又は自明な実施例等を適宜組み合わせた内容も本願の実施形態に含まれる。
　例として、上記の実施形態では、音響システム１を構成する各種要素がオーディオ装置１０と情報処理端末２０に分けて備えられているが、本発明はこれに限らない。別の実施形態では、音響システム１を構成する各種要素が全てオーディオ装置１０に備えられていてもよく、また、全て情報処理端末２０に備えられていてもよい。
　また、上記の実施形態では、処理ステップＳ１１（伝搬遅延時間の設定変更）にて設定変更操作により指定された周波数帯域についてのみ、対応するフィルタ次数及び正規化カットオフ周波数を用いた位相スムージング処理が行われているが、本発明はこれに限らない。別の実施形態では、該操作により指定された周波数帯域だけでなく、常に、全ての周波数帯域について、対応するフィルタ次数及び正規化カットオフ周波数を用いた位相スムージング処理が行われてもよい。

Claims (17)

  1. 　周波数領域に変換されたオーディオ信号について周波数帯域毎の位相制御信号を生成する位相制御信号生成装置であって、
    　所定の周波数帯域毎に伝搬遅延時間を設定変更することが可能な設定変更手段と、
    　設定変更された伝搬遅延時間の設定変更前後の差分値を取得する差分値取得手段と、
    　取得された差分値に基づいて前記伝搬遅延時間が設定変更された周波数帯域の位相制御量を更新する更新手段と、
    　更新後の位相制御量を用いて周波数領域における位相制御量のスムージング処理を行うことにより周波数帯域毎の位相制御信号を生成する位相制御信号生成手段と、
    を備える、
    位相制御信号生成装置。
  2. 　周波数帯域毎の重み係数を保持する重み係数保持手段と、
    　前記設定変更手段により伝搬遅延時間が設定変更された周波数帯域に対応する重み係数を前記重み係数保持手段より取得する重み係数取得手段と、
    を備え、
    　前記更新手段は、
    　　前記重み係数取得手段により取得された重み係数及び前記差分値取得手段により取得された差分値に基づいて、前記設定変更手段により伝搬遅延時間が設定変更された周波数帯域の位相制御量を更新する、
    請求項１に記載の位相制御信号生成装置。
  3. 　前記重み係数取得手段により取得される重み係数は、
    　　前記設定変更手段により伝搬遅延時間が設定変更された周波数帯域の中心周波数付近で第一の値を持ち、該周波数帯域に隣接する周波数帯域で該第一の値よりも小さい第二の値を持つ係数である、
    請求項２に記載の位相制御信号生成装置。
  4. 　前記重み係数取得手段により取得される重み係数は、
    　　前記隣接する周波数帯域において前記位相制御量が変化しないように、前記設定変更手段により伝搬遅延時間が設定変更された周波数帯域から該隣接する周波数帯域にかけて、前記第一の値から矩形状の減衰カーブを用いて前記第二の値となるように減衰された値となっている、
    請求項３に記載の位相制御信号生成装置。
  5. 　位相制御される対象の周波数帯域は、
    　　低域から高域にかけて帯域幅が対数的に広くなる、
    請求項１から請求項４の何れか一項に記載の位相制御信号生成装置。
  6. 　周波数帯域毎にフィルタ次数及びカットオフ周波数の異なる複数のフィルタ係数を保持するフィルタ係数保持手段
    を備え、
    　前記位相制御信号生成手段は、
    　　前記周波数帯域毎に異なるフィルタ係数を用いて位相制御量をスムージング処理する、
    請求項１から請求項５の何れか一項に記載の位相制御信号生成装置。
  7. 　前記フィルタ次数及びカットオフ周波数は、
    　　周波数帯域内の周波数スペクトル信号数に基づいて設定されている、
    請求項６に記載の位相制御信号生成装置。
  8. 　前記フィルタ係数は、
    　　周波数帯域が高いものほど前記位相制御信号生成手段によるスムージング量が多くなる値に設定されている、
    請求項６又は請求項７に記載の位相制御信号生成装置。
  9. 　周波数領域に変換されたオーディオ信号について周波数帯域毎の位相制御信号を生成する位相制御信号生成方法であって、
    　所定の周波数帯域毎に伝搬遅延時間を設定変更することが可能な設定変更ステップと、
    　設定変更された伝搬遅延時間の設定変更前後の差分値を取得する差分値取得ステップと、
    　取得された差分値に基づいて前記伝搬遅延時間が設定変更された周波数帯域の位相制御量を更新する更新ステップと、
    　更新後の位相制御量を用いて周波数領域における位相制御量のスムージング処理を行うことにより周波数帯域毎の位相制御信号を生成する位相制御信号生成ステップと、
    を含む、
    位相制御信号生成方法。
  10. 　所定のメモリに保持された周波数帯域毎の重み係数の中から、前記設定変更ステップにて前記伝搬遅延時間が設定変更された周波数帯域に対応する重み係数を取得する重み係数取得ステップ
    を含み、
    　前記更新ステップにて、
    　　前記重み係数取得ステップにて取得された重み係数及び前記差分値取得ステップにて取得された差分値に基づいて、前記設定変更ステップにて前記伝搬遅延時間が設定変更された周波数帯域の位相制御量を更新する、
    請求項９に記載の位相制御信号生成方法。
  11. 　前記重み係数取得ステップにて取得される重み係数は、
    　　前記設定変更ステップにて前記伝搬遅延時間が設定変更された周波数帯域の中心周波数付近で第一の値を持ち、該周波数帯域に隣接する周波数帯域で該第一の値よりも小さい第二の値を持つ係数である、
    請求項１０に記載の位相制御信号生成方法。
  12. 　前記重み係数取得ステップにて取得される重み係数は、
    　　前記隣接する周波数帯域において前記位相制御量が変化しないように、前記設定変更ステップにて前記伝搬遅延時間が設定変更された周波数帯域から該隣接する周波数帯域にかけて、前記第一の値から矩形状の減衰カーブを用いて前記第二の値となるように減衰された値となっている、
    請求項１１に記載の位相制御信号生成方法。
  13. 　位相制御される対象の周波数帯域は、
    　　低域から高域にかけて帯域幅が対数的に広くなる、
    請求項９から請求項１２の何れか一項に記載の位相制御信号生成方法。
  14. 　周波数帯域毎にフィルタ次数及びカットオフ周波数の異なる複数のフィルタ係数の中から、前記設定変更ステップにて前記伝搬遅延時間が設定変更された周波数帯域に対応するフィルタ係数を取得するフィルタ係数取得ステップ
    を含み、
    　前記位相制御信号生成ステップにて、
    　　前記フィルタ係数取得ステップにて取得されたフィルタ係数を用いて位相制御量をスムージング処理することにより、周波数帯域毎の位相制御信号を生成する
    請求項９から請求項１３の何れか一項に記載の位相制御信号生成方法。
  15. 　前記フィルタ次数及びカットオフ周波数は、
    　　周波数帯域内の周波数スペクトル信号数に基づいて設定されている、
    請求項１４に記載の位相制御信号生成方法。
  16. 　前記フィルタ係数は、
    　　周波数帯域が高いものほど前記位相制御信号生成ステップにおけるスムージング量が多くなる値に設定されている、
    請求項１４又は請求項１５に記載の位相制御信号生成方法。
  17. 　請求項９から請求項１６の何れか一項に記載の位相制御信号生成方法をコンピュータに実行させるための位相制御信号生成プログラム。
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