WO2016127823A1 - 一种射频高q值带通滤波器 - Google Patents

一种射频高q值带通滤波器 Download PDF

Info

Publication number
WO2016127823A1
WO2016127823A1 PCT/CN2016/072558 CN2016072558W WO2016127823A1 WO 2016127823 A1 WO2016127823 A1 WO 2016127823A1 CN 2016072558 W CN2016072558 W CN 2016072558W WO 2016127823 A1 WO2016127823 A1 WO 2016127823A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
stage
branch circuit
resistor
circuit
branch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/CN2016/072558
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
吴建辉
程超
于天骥
姚红燕
程康
陈超
李红
黄成�
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Southeast University
Original Assignee
Southeast University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Southeast University filed Critical Southeast University
Publication of WO2016127823A1 publication Critical patent/WO2016127823A1/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks

Definitions

  • the radio frequency high-Q bandpass filter of the present invention comprises a main branch circuit, a feedforward branch circuit and a subtraction circuit, wherein the main branch circuit is connected to a differential end of the subtraction circuit, the front The feed branch circuit is connected to another differential end of the subtraction circuit.
  • the main branch circuit and the feedforward branch circuit have the same structure, and are connected by a radio frequency amplification stage and a load stage.
  • the main branch circuit and the feedforward branch circuit both pass through the output end of the RF amplification stage and the difference end of the subtraction circuit. connection.
  • the load stages in the main branch circuit and the feedforward branch circuit are connected by a passive switch mixing stage and a transimpedance stage, and the passive switch mixing stage and the RF amplification stage are formed. connection.
  • the input impedance characteristic of the load stage of the main branch circuit has a stop band rejection ratio greater than 20 dB, and the input impedance characteristic curve of the load stage of the feedforward branch circuit has a stop band rejection ratio of less than 1 dB.
  • FIG. 2 is an output gain curve (dashed line) of an RF high-Q bandpass filter of the present invention, and an output gain curve (solid line) of a general RF bandpass filter.
  • the figure includes: a first PMOS transistor PM1, a second PMOS transistor PM2, a third PMOS transistor PM3, a fourth PMOS transistor PM4, a fifth PMOS transistor PM5, a sixth PMOS transistor PM6, a seventh PMOS transistor PM7, and an eighth PMOS transistor.
  • the RF high-Q bandpass filter in the present invention is a feedforward structure including a main branch circuit, a feedforward branch circuit, and a subtraction circuit.
  • the main branch circuit is connected to a differential end of the subtraction circuit, and the feedforward branch circuit is connected to another differential end of the subtraction circuit; the main branch circuit and the feedforward branch circuit have the same structure, both The RF amplification stage and the load stage are connected, and the load stage is formed by connecting a switching mixing stage and a trans-resistance stage.
  • the switch mixing stage is connected to the RF amplification stage; the main branch circuit and the feedforward branch circuit are connected to the differential end of the subtraction circuit through the output end of the RF amplification stage.
  • the upper plate of the fifth capacitor C5 is connected to the drain of the first PMOS transistor PM1, the negative terminal of the first resistor R1 and the drain of the first NMOS transistor NM1; the upper plate of the sixth capacitor C6 is connected to the drain of the second PMOS transistor PM2 a lower end of the second capacitor R2 and a drain of the second NMOS transistor NM2; a lower plate of the fifth capacitor C5 is connected to a source of the third PMOS transistor PM3, the fourth PMOS transistor PM4, and a positive terminal of the first inductor L0, The lower plate of the sixth capacitor C6 is connected to the source of the fourth PMOS transistor PM4 and the fifth PMOS transistor PM5 and the negative terminal of the first inductor L0; the positive signal LO+ of the local oscillator signal is connected to the fourth PMOS transistor PM4 and the sixth PMOS transistor PM6.
  • the first capacitor C1 and the second capacitor C2 respectively couple the input voltage to the third NMOS transistor NM3 and the fourth NMOS transistor NM4, and are coupled to the seventh PMOS transistor PM7 and the eighth PMOS transistor via the seventh capacitor C7 and the eighth capacitor C8, respectively.
  • the output end of the RF amplification stage is taken out from between the seventh PMOS transistor PM7 and the third NMOS transistor NM3, and between the eighth PMOS transistor PM8 and the fourth NMOS transistor NM4.
  • the load stage contains the switching mixer stage and transimpedance stage of the passive mixer.
  • the transimpedance level is composed of a second operational amplifier OTA2 and an eleventh resistor R11 and a twelfth resistor R12 serving as negative feedback.
  • the upper plates of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 are respectively connected to the positive input signal terminal and the negative input signal terminal.
  • the lower plate of the first capacitor C1 is connected to the gate of the third NMOS transistor NM3, and is connected to the lower end of the seventh capacitor C7 and the positive end of the ninth resistor R9; the lower plate of the second capacitor C2 is connected to the fourth NMOS transistor
  • the gate of the NM4 is connected to the lower end of the eighth capacitor C8 and the positive end of the tenth resistor R10;
  • the negative end of the ninth resistor R9 is connected to the negative terminal of the tenth resistor R10 to be biased by the second bias voltage VB2;
  • the upper plate of the seventh capacitor C7 is connected to the positive terminal of the seventh resistor R7 and the gate of the seventh PMOS transistor PM7; the upper plate of the eighth capacitor C8 is connected to the positive terminal of the eighth resistor R8 and the gate of the eighth PMOS transistor PM8.
  • the source of the seventh PMOS transistor PM7 and the eighth PMOS transistor PM8 is connected to the power supply voltage; the drain of the seventh PMOS transistor PM7 is connected to the negative terminal of the seventh resistor R7 and the drain of the third NMOS transistor NM3; the eighth PMOS transistor The drain of PM8 is connected to the negative terminal of the eighth resistor R8 and the drain of the fourth NMOS transistor NM4; the sources of the third NMOS transistor NM3 and the fourth NMOS transistor NM4 are grounded.
  • the subtraction circuit includes a fifth NMOS transistor NM5, a sixth NMOS transistor NM6, a seventh NMOS transistor NM7, an eighth NMOS transistor NM8, and a load resistor thirteenth resistor R13 and a fourteenth resistor R14.
  • the fifth NMOS transistor NM5, the sixth NMOS transistor NM6, the seventh NMOS transistor NM7, and the eighth NMOS transistor NM8 subtract the output voltage components of the main branch and the feedforward branch, and convert them into current, and the current is in the thirteenth load.
  • the resistor R13 and the fourteenth resistor R14 are converted into a voltage.

Landscapes

  • Amplifiers (AREA)

Abstract

一种射频高Q值带通滤波器，是一个前馈结构，包括主支路电路、前馈支路电路和减法运算电路。主支路电路和前馈支路电路结构相同，包含射频放大级和负载级，其中负载级由无源混频器的开关混频级与跨阻级组成。利用无源混频器在频率上对阻抗具有的搬移特性将跨阻放大器的输入阻抗特性搬移到射频本振处，从而使主支路成为一个射频高Q值带阻滤波器。为了保证前馈支路与主支路的输出端相位匹配，前馈支路采用与主支路相同的结构，通过改变前馈支路中跨阻级的反馈电阻值而减小该支路的带阻滤波器的带内抑制比和阻带带宽。然后通过减法运算电路将主支路与前馈支路的输出信号相减实现射频带通效果。

Description

一种射频高Q值带通滤波器 技术领域
本发明属于射频模拟集成电路领域，涉及一种射频高Q值带通滤波器。
背景技术
现如今无线通讯技术被广泛使用，然而由于频谱资源的有限性，导致像2.4G这样的公共频段中存在着无线局域网、蓝牙、Zigbee等大量用户。发射机的强发射信号对于所在频带内附近频道的其他接收机来说是一种阻塞信号。大幅度的阻塞信号会使得接收机内晶体管的工作状态偏移，而造成接收机的增益下降，噪声和线性度等性能恶化，甚至会使接收机无法工作。为了消除阻塞信号对接收机整体电路造成的影响，就需要在射频处实现高Q值的滤波功能。
然而，现今的射频滤波器存在面积过大、难以集成、价格过高和Q值不高等缺点。传统的接收机采用的射频带通滤波器为SAW和以LC谐振网络形成，但是这两种滤波器都有一定的缺陷，具有的面积大、价格昂贵、不利于集成和Q值小等一些列问题。
发明内容
技术问题：本发明的目的在于提供一种Q值高、带外抑制比大的射频高Q值带通滤波器。
技术方案：本发明的射频高Q值带通滤波器，包括主支路电路、前馈支路电路和减法运算电路，所述主支路电路与减法运算电路的一个差分端连接，所述前馈支路电路与减法运算电路的另一个差分端连接。所述主支路电路和前馈支路电路结构相同，均由射频放大级和负载级连接而成，主支路电路和前馈支路电路均通过射频放大级输出端与减法运算电路差分端连接。
本发明的优选方案中，所述主支路电路与前馈支路电路中的负载级由无源开关混频级和跨阻级连接而成，所述无源开关混频级与射频放大级连接。
本发明的优选方案中，主支路电路中负载级的输入阻抗特性曲线阻带抑制比大于20dB，所述前馈支路电路中负载级的输入阻抗特性曲线阻带抑制比小于1dB。
本发明射频高Q值带通滤波器的详细工作原理解释如下。
本发明的射频高Q值带通滤波器电路图如图1所示，该滤波器采用前馈结构，包括主支路电路、前馈支路电路和减法运算电路。其中，主支路和前馈支路包括射频放大级和负载级。射频放大级采用推挽结构以增大射频放大能力，PMOS工作管通过电阻自偏置以避免了共模电路的使用。负载级由无源混频器的开关混频级和跨阻级组成。跨阻级由一个全差分运算放大器和两个负反馈电阻组成，由于负反馈作用，运算放大器的输入电阻呈现低频低、高频高的特性。开关混频级由四个工作在线性区的PMOS管、一个谐振电感和两个耦合电容组成。由于开关混频级的频域搬移特性，运算放大器的输入阻抗特性被搬移到射频本振处，使得射频放大级的输出阻抗呈现带阻型。于是，在射频本振处便形成一个射频带阻滤波器。由于，该射频带阻滤波器是将中频的阻抗特性搬移到射频处形成的，所以该射频带阻滤波器的Q值很高。谐振电感与开关混频级和射频放大级的寄生电容谐振，纠正输出端的相位并提高增益。为了保证主支路和前馈支路的输出信号相位匹配，本发明在前馈支路采用与主支路相同的结构。因为射频带阻滤波器的带宽与跨阻放大器的输入阻抗的带宽有关，所以增大带阻滤波器的负反馈电阻值会使得带阻滤波器的带宽减小。此外，增大负反馈电阻使得跨阻放大器的输入阻抗增加，又因为跨阻放大器的输入阻抗在带阻滤波器的阻带内表现的阻抗相对寄生电容决定的阻抗较小，而跨阻放大器的输入阻抗在其他通带频率处所表现的阻抗相对寄生电容决定的阻抗较大，所以通过增大负反馈电阻会增大阻带内频率处射频放大器的增益，而不改变其他频率处的增益。所以通过增大负反馈电阻减小了前馈支路的带阻滤波器的带内抑制比，使其近似成为一个全通滤波器，通过减法运算电路使得两路的输出信号相减，得到一个Q值高、带外抑制比大的射频带通滤波器。
有益效果：本发明与现有技术相比，具有以下优点：
本发明中的射频高Q值带通滤波器为前馈结构，包括主支路电路、前馈支路电路和减法运算电路。其中，主支路电路和前馈支路电路结构相同，均由射频放大级和负载级连接而成，负载级由无源混频器中的开关混频级和跨阻级组成。开关混频级中的开关管工作在线性区，将跨阻放大器的中频输入阻抗特性搬移到射频本振处，形成的射频带阻滤波器。前馈支路通过增大跨阻放大器中反馈电阻值以减小该支路形成的射频带阻滤波器的阻带抑制比，使其小于1dB,近似成为全通特性。而主支路射频带阻滤波器的阻带抑制比大于20dB，通过两条支路输出相减而得到一个射频带通滤波器。而其他前馈结构射频带通滤波器的前馈支路由I、Q两条支路组成，每条支路由下混频器、中频高通滤波器和上混频器依次连接。前馈支路形成射频带阻滤波器，与主支 路的低噪声放大器相减而得到射频带通效果。因为其他前馈结构射频带通滤波器的两条支路电路相差太多，造成两条支路之间相位和增益不匹配，所以难以实现大带外抑制比。而本发明中两条支路电路结构完全一样，所以不存在不匹配的情况。此外，其他前馈结构射频带通滤波器的前馈支路需要I、Q两条支路以消除镜像噪声，这增加了电路的复杂度和功耗。
附图说明
图1为本发明的射频高Q值带通滤波器电路原理图；
图2为本发明的射频高Q值带通滤波器的输出增益曲线(虚线)、普通的射频带通滤波器的输出增益曲线(实线)。
图中有：第一PMOS管PM1、第二PMOS管PM2、第三PMOS管PM3、第四PMOS管PM4、第五PMOS管PM5、第六PMOS管PM6、第七PMOS管PM7、第八PMOS管PM8、第九PMOS管PM9、第十PMOS管PM10、第十一PMOS管PM11、第十二PMOS管PM12、第一NMOS管NM1、第二NMOS管NM2、第三NMOS管NM3、第四NMOS管NM4、第五NMOS管NM5、第六NMOS管NM6、第七NMOS管NM7、第八NMOS管NM8、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11、第十二电阻R12、第十三电阻R13、第十四电阻R14、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第八电容C8、第九电容C9、第十电容C10、第一电感L0、第二电感L1、第一运算放大器OTA1、第二运算放大器OTA2、信号输入正端IN+、信号输入负端IN-、信号输出正端OUT+、信号输出负端OUT-、本振信号正端LO+、本振信号负端LO-、第一偏置电压VB1、第二偏置电压VB2。
具体实施方式
下面结合实施例和说明书附图对本发明作进一步的说明。
本发明中的射频高Q值带通滤波器为前馈结构，包括主支路电路、前馈支路电路和减法运算电路。所述主支路电路与减法运算电路的一个差分端连接，所述前馈支路电路与减法运算电路的另一个差分端连接；所述主支路电路和前馈支路电路结构相同，均由射频放大级和负载级连接而成，所述负载级由开关混频级和跨阻级连接而成， 所述开关混频级与射频放大级连接；所述主支路电路和前馈支路电路均通过射频放大级输出端与减法运算电路差分端连接。
开关混频级中的开关管工作在线性区，将跨阻放大器的中频输入阻抗特性搬移到射频本振处，形成射频带阻滤波器。前馈支路通过增大跨阻放大器中反馈电阻值以减小该支路形成的射频带阻滤波器的阻带抑制比，使其小于1dB,近似成为全通特性。而主支路射频带阻滤波器的阻带抑制比大于20dB，通过两条支路输出相减而得到一个射频带通滤波器。因为该结构中的射频带阻滤波器是将中频处的阻抗特性搬移至射频处形成的，所以本发明中的射频带通滤波器具有Q值高、带外抑制比大等特点。为方便描述，本发明中，简称P型金属氧化物场效应管为PMOS管，简称N型金属氧化物场效应管为NMOS管。
本发明的射频高Q值带通滤波器主要结构由主支路电路、前馈支路电路和减法运算电路等模块构成，主支路包括射频放大级和负载级。射频放大级为常用的推挽式射频放大器，主要由第一PMOS管PM1、第二PMOS管PM2、第一NMOS管NM1、第二NMOS管NM2四个工作管，第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4四个偏置电阻和第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4四个耦合电容组成。第一PMOS管PM1与第二PMOS管PM2分别通过第一电阻R1和第二电阻R2自偏置。第一NMOS管NM1与第二NMOS管NM2的偏置电压由第一偏置电压VB1通过第三电阻R3、第四电阻R4分别给出。第一电容C1和第二电容C2分别将输入电压耦合到第一NMOS管NM1和第二NMOS管NM2，再经第三电容C3和第四电容C4耦合至第一PMOS管PM1和第二PMOS管PM2。射频放大级的输出端从第一PMOS管PM1与第一NMOS管NM1之间、第二PMOS管PM2与第二NMOS管NM2之间分别引出。负载级含有无源混频器的开关混频级和跨阻级。跨阻级由第一运算放大器OTA1和用作负反馈的第五电阻R5、第六电阻R6组成。因为负反馈作用，在跨阻级的输入端形成中频低阻抗点，经由第三PMOS管PM3、第四PMOS管PM4、第五PMOS管PM5和第六PMOS管PM6组成的混频级，将中频低阻抗点搬移至射频本振处，再经第五电容C5和第六电容C6耦合至射频放大级的输出端。
第一电容C1、第二电容C2的上极板分别接正输入信号端和负输入信号端。第一电容C1的下极板接第一NMOS管NM1的栅极，同时接第三电容C3的下极板与第三电阻R3的正端；第二电容C2的下极板接第二NMOS管NM2的栅极，同时接第四电容C4的下极板与第四电阻R4的正端；第三电阻R3的负端与第四电阻R4的负 端接第一偏置电压VB1进行偏置；第三电容C3的上极板接第一电阻R1的正端和第一PMOS管PM1的栅极；第四电容C4的上极板接第二电阻R2的正端和第二PMOS管PM2的栅极；第一PMOS管PM1和第二PMOS管PM2的源极接电源电压；第一PMOS管PM1的漏极接第一电阻R1的负端与第一NMOS管NM1的漏极；第二PMOS管PM2的漏极接第二电阻R2的负端与第二NMOS管NM2的漏极；第一NMOS管NM1与第二NMOS管NM2的源极接地。第五电容C5的上极板接第一PMOS管PM1的漏极、第一电阻R1的负端和第一NMOS管NM1的漏极；第六电容C6上极板接第二PMOS管PM2的漏极、第二电容R2的负端和第二NMOS管NM2的漏极；第五电容C5的下极板接第三PMOS管PM3、第四PMOS管PM4的源极与第一电感L0正端，第六电容C6的下极板接第四PMOS管PM4、第五PMOS管PM5的源极与第一电感L0负端；本振信号正端LO+接第四PMOS管PM4与第六PMOS管PM6的栅级，本振信号负端LO-接第三PMOS管PM3与第五PMOS管PM5的栅极；第三PMOS管PM3的漏极接第六PMOS管PM6的漏极，同时接第五电阻R5的正端和第一运算放大器OTA1的正输入端；第四PMOS管PM4的漏极接第五PMOS管PM5的漏极，同时接第六电阻R6的正端和第一运算放大器OTA1的负输入端；第五电阻R5的负端接第一运算放大器OTA1的负输出端；第六电阻R6的负端接第一运算放大器OTA1的正输出端。
前馈支路包括射频放大级和负载级。射频放大级主要由第七PMOS管PM7、第八PMOS管PM8、第三NMOS管NM3和第四NMOS管NM4组成。第七PMO管PM7与第八PMOS管PM8分别通过第七电阻R7和第八电阻R8自偏置。第三NMOS管NM3与第四NMOS管NM4的偏置电压由第二偏置电压VB2通过第九电阻R9、第十电阻R10分别给出。第一电容C1和第二电容C2分别将输入电压耦合到第三NMOS管NM3和第四NMOS管NM4，再经第七电容C7和第八电容C8耦合至第七PMOS管PM7和第八PMOS管PM8。射频放大级的输出端从第七PMOS管PM7与第三NMOS管NM3之间、第八PMOS管PM8与第四NMOS管NM4之间分别引出。负载级含有无源混频器的开关混频级和跨阻级。跨阻级由第二运算放大器OTA2和用作负反馈的第十一电阻R11、第十二电阻R12组成。跨阻级的输入端阻抗特性经由第九PMOS管PM9、第十PMOS管PM10、第十一PMOS管PM11和第十二PMOS管PM12组成的混频级被搬移至射频本振处，再经第九电容C9和第十电容C10耦合至射频放大级的输出端。
第一电容C1、第二电容C2的上极板分别接正输入信号端和负输入信号端。第一电容C1的下极板接第三NMOS管NM3的栅极，同时接第七电容C7的下极板与第九电阻R9的正端；第二电容C2的下极板接第四NMOS管NM4的栅极，同时接第八电容C8的下极板与第十电阻R10的正端；第九电阻R9的负端与第十电阻R10的负端接第二偏置电压VB2进行偏置；第七电容C7的上极板接第七电阻R7的正端和第七PMOS管PM7的栅极；第八电容C8的上极板接第八电阻R8的正端和第八PMOS管PM8的栅极；第七PMOS管PM7和第八PMOS管PM8的源极接电源电压；第七PMOS管PM7的漏极接第七电阻R7的负端与第三NMOS管NM3的漏极；第八PMOS管PM8的漏极接第八电阻R8的负端与第四NMOS管NM4的漏极；第三NMOS管NM3与第四NMOS管NM4的源极接地。第九电容C9的上极板接第七PMOS管PM7的漏极、第七电阻R7的负端和第三NMOS管NM3的漏极；第十电容C10上极板接第八PMOS管PM8的漏极、第八电阻R8的负端和第四NMOS管NM4的漏极；第九电容C9的下极板接第九PMOS管PM9、第十PMOS管PM10的源极与第二电感L1正端，第十电容C10的下极板接第十PMOS管PM10、第十一PMOS管PM11的源极与第二电感L1负端；本振信号正端LO+接第十PMOS管PM10与第十二PMOS管PM12的栅极，本振信号负端LO-接第九PMOS管PM9与第十一PMOS管PM11的栅极；第九PMOS管PM9的漏极接第十二PMOS管PM12的漏极，同时接第十一电阻R11的正端和第二运算放大器OTA2的正输入端；第十PMOS管PM10的漏极接第十一PMOS管PM11的漏极，同时接第十二电阻R12的正端和第二运算放大器OTA2的负输入端；第十一电阻R11的负端接第二运算放大器OTA2的负输出端；第十二电阻R12的负端接第二运算放大器OTA2的正输出端。
减法运算电路包括工作管第五NMOS管NM5、第六NMOS管NM6、第七NMOS管NM7、第八NMOS管NM8和负载电阻第十三电阻R13、第十四电阻R14。第五NMOS管NM5、第六NMOS管NM6、第七NMOS管NM7、第八NMOS管NM8将主支路和前馈支路的输出电压成分相减，并转化为电流，电流在负载第十三电阻R13、第十四电阻R14上转化为电压。第五NMOS管NM5的栅极接主支路中第五电容C5的上极板、第一电阻R1的负端和第一PMOS管PM1与第一NMOS管NM1的漏极；第六NMOS管NM6的栅极接前馈支路中第十电容C10的上极板、第八电阻R8的负端和第八PMOS管PM8与第四NMOS管NM4的漏极；第七NMOS管NM7的栅极接主支路中第六电容C6的上极板、第二电阻R2的负端和第二PMOS管PM2与第二 NMOS管NM2的漏极；第八NMOS管NM8的栅极接主支路中第九电容C9的上极板、第七电阻R7的负端和第七PMOS管PM7与第三NMOS管NM3的漏极；第五NMOS管NM5、第六NMOS管NM6、第七NMOS管NM7与第八NMOS管NM8的源极接地；第五NMOS管NM5的漏端接第六NMOS管NM6的漏端与第十三电阻R13的负端，同时接正输出端；第七NMOS管NM7的漏端接第八NMOS管NM8的漏端与第十四电阻R14的负端，同时接负输出端；第十三电阻R13的正端接十四电阻R14的正端，同时接电源电压。
以上所述仅为本发明的较佳实施方式，应当指出：本发明的保护范围并不以上述实施方式为限，但凡本领域普通技术人员根据本发明所揭示内容所作的改进和等同替换后的技术方案，皆应纳入权利要求书中记载的保护范围内。

Claims (3)

  1. 一种射频高Q值带通滤波器，其特征在于：该滤波器包括主支路电路、前馈支路电路和减法运算电路，所述主支路电路与减法运算电路的一个差分端连接，所述前馈支路电路与减法运算电路的另一个差分端连接；
    所述主支路电路和前馈支路电路结构相同，均由射频放大级和负载级连接而成，所述主支路电路和前馈支路电路均通过射频放大级输出端与减法运算电路差分端连接。
  2. 根据权利要求1所述的射频高Q值带通滤波器，其特征在于：所述主支路电路与前馈支路电路中的负载级均由无源开关混频级和跨阻级连接而成，所述无源开关混频级与射频放大级连接。
  3. 根据权利要求1或2所述的射频高Q值带通滤波器，其特征在于：所述主支路电路中负载级的输入阻抗特性曲线阻带抑制比大于20dB，所述前馈支路电路中负载级的输入阻抗特性曲线阻带抑制比小于1dB。
PCT/CN2016/072558 2015-02-10 2016-01-28 一种射频高q值带通滤波器 Ceased WO2016127823A1 (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201510066486.3A CN104617913B (zh) 2015-02-10 2015-02-10 一种射频高q值带通滤波器
CN201510066486.3 2015-02-10

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2016127823A1 true WO2016127823A1 (zh) 2016-08-18

Family

ID=53152233

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/CN2016/072558 Ceased WO2016127823A1 (zh) 2015-02-10 2016-01-28 一种射频高q值带通滤波器

Country Status (2)

Country Link
CN (1) CN104617913B (zh)
WO (1) WO2016127823A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114759902A (zh) * 2022-04-27 2022-07-15 哈尔滨工业大学 一种带外抑制可配置N-path带通滤波器

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104617913B (zh) * 2015-02-10 2017-05-31 东南大学 一种射频高q值带通滤波器
CN106505958B (zh) * 2016-12-13 2023-12-12 上海源斌电子科技有限公司 用于70m中频高线性度复数带通滤波器的运算放大器
CN108540106B (zh) * 2018-03-30 2022-02-01 东南大学 一种电流模射频带通滤波器
CN112511117B (zh) * 2021-02-03 2021-05-14 深圳市中科蓝讯科技股份有限公司 射频放大电路、射频前端接收电路及无线通信设备
CN115021715B (zh) * 2022-07-01 2024-08-23 哈尔滨工业大学 一种可调谐有源电感型带通滤波器

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6492865B1 (en) * 1999-12-17 2002-12-10 Acoustic Technologies, Inc. Band pass filter from two filters
CN101136622A (zh) * 2007-06-25 2008-03-05 中兴通讯股份有限公司 利用级联积分梳状滤波器实现带通滤波的方法和装置
CN102340288A (zh) * 2010-07-21 2012-02-01 中国科学院微电子研究所 一种具有阻抗匹配的射频集成带通滤波器
CN102571134A (zh) * 2012-01-11 2012-07-11 北京大学 一种高频率选择性的射频前端集成电路结构
CN104617913A (zh) * 2015-02-10 2015-05-13 东南大学 一种射频高q值带通滤波器

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7521991B2 (en) * 2005-11-14 2009-04-21 Spg Ltd. Balanced band-pass filter for radio receivers
CN100472946C (zh) * 2005-11-16 2009-03-25 弥亚微电子（上海）有限公司 一种适用于电力线载波通信的数字功率放大器
CN101483420B (zh) * 2008-01-08 2011-06-15 弥亚微电子（上海）有限公司 开关电容带通滤波器和连续时间带通滤波器
CN102307039B (zh) * 2011-04-21 2014-04-16 清华大学 可配置片上有源rc滤波装置
CN104000576A (zh) * 2014-05-04 2014-08-27 山东中医药大学 一种心电信号放大器
CN103956989B (zh) * 2014-05-23 2018-01-26 武汉大学 一种多模多频可重构Gm‑C复数滤波器

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6492865B1 (en) * 1999-12-17 2002-12-10 Acoustic Technologies, Inc. Band pass filter from two filters
CN101136622A (zh) * 2007-06-25 2008-03-05 中兴通讯股份有限公司 利用级联积分梳状滤波器实现带通滤波的方法和装置
CN102340288A (zh) * 2010-07-21 2012-02-01 中国科学院微电子研究所 一种具有阻抗匹配的射频集成带通滤波器
CN102571134A (zh) * 2012-01-11 2012-07-11 北京大学 一种高频率选择性的射频前端集成电路结构
CN104617913A (zh) * 2015-02-10 2015-05-13 东南大学 一种射频高q值带通滤波器

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114759902A (zh) * 2022-04-27 2022-07-15 哈尔滨工业大学 一种带外抑制可配置N-path带通滤波器

Also Published As

Publication number Publication date
CN104617913A (zh) 2015-05-13
CN104617913B (zh) 2017-05-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2016127823A1 (zh) 一种射频高q值带通滤波器
CN103401508B (zh) 一种低噪声放大器和混频器融合系统
JP5591734B2 (ja) バンドパスフィルタ及びバンドパスフィルタのキャリブレーション方法
CN106849876B (zh) 一种低功耗宽带射频混频器
Ghaffari et al. 8-path tunable RF notch filters for blocker suppression
US10965260B1 (en) Systems and methods for split-frequency amplification
CN102201798A (zh) 一种适于纳米尺度工艺的高线性度射频前端
CN104124923B (zh) 一种低噪声混频器电路
CN101938256B (zh) 全集成双频带可配置射频功率放大器
CN105207626B (zh) 一种折叠式线性跨导上变频器
US9124251B2 (en) Two stage source-follower based filter
CN115603767A (zh) 一种宽带可调谐接收机
CN116996081B (zh) 带内干扰抑制唤醒接收机射频电路
CN113381727B (zh) 一种阶数、中心频率和带宽可重构的有源滤波芯片
US20060017526A1 (en) Balanced gyrator and devices including the balanced gyrator
CN116996026B (zh) 滤波自混频器
CN116996080B (zh) 唤醒接收机射频电路
Resta et al. An improved source-follower based Sallen-Key continuous-time biquadratic cell with auxiliary path
CN115021715B (zh) 一种可调谐有源电感型带通滤波器
US12531545B2 (en) Filter circuit
Sarma et al. Design of a High Frequency, Low Power Tunable Active Bandpass Filter
CN110719072A (zh) 一种三次谐波混频器电路
Zulkepli et al. Asymmetric T-coil, resistive feedback cascode low noise amplifier for ultrawideband receiver
WO2025065254A1 (zh) 滤波自混频器
Gao et al. A 1.25 GHz Q-enhanced filter with image rejection

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 16748624

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

32PN Ep: public notification in the ep bulletin as address of the adressee cannot be established

Free format text: NOTING OF LOSS OF RIGHTS PURSUANT TO RULE 112(1) EPC (EPO FORM XXXX DATED DD/MM/YYYY)

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 16748624

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1