WO2016108484A1 - 잡음 전력 측정 방법 및 장치 - Google Patents

잡음 전력 측정 방법 및 장치 Download PDF

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WO2016108484A1
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noise power
masking
reference signal
mask function
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문희찬
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Industry University Cooperation Foundation IUCF HYU
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    • G01R29/00—Arrangements for measuring or indicating electric quantities not covered by groups G01R19/00 - G01R27/00
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/28—Testing of electronic circuits, e.g. by signal tracer
    • G01R31/317—Testing of digital circuits

Definitions

  • the present invention relates to a method and apparatus for measuring noise power of an Orthogoanl Frequency Division Multiplex (OFDM) signal. More particularly, the present invention relates to a method and apparatus for extracting a reference signal from a received OFDM signal and measuring a noise power using the time-base channel response of the reference signal.
  • OFDM Orthogoanl Frequency Division Multiplex
  • the base station performs communication using a plurality of antenna ports, and the number of base stations is also increasing in order to transmit and receive a large amount of data to and from a plurality of terminals.
  • the base station and the terminal may transmit and receive a signal for measuring the quality of a corresponding channel to measure noise and estimate the quality of the channel.
  • the base station selects a modulation method using channel quality, so that the base station can perform communication using radio resources more efficiently.
  • the conventional noise power measurement and channel quality measurement method has a problem that it is difficult to accurately measure the noise power according to the side lobe phenomenon occurring in the time base.
  • a problem occurs in the accurate measurement of the noise power, there may be a problem in measuring the correct channel quality and selecting a communication channel based on the channel quality.
  • the present invention provides a method and apparatus for measuring accurate noise power based on a reference signal of a received signal.
  • the present invention is to provide a noise power measurement method and apparatus that can reduce the side lobe phenomenon by measuring the noise power using a mask function.
  • the present invention is to provide a precise noise power measurement by setting the mask function so that there is no change in the received power of the entire signal when applying the mask function.
  • the present invention provides a mask for masking a mask function on a reference signal extractor and a reference signal for extracting a reference signal for measuring channel conditions from a received signal received from a base station.
  • a terminal device including a masking processor configured to process a masked signal and a noise power measurer configured to measure noise power based on the masked signal.
  • the present invention provides a method for measuring the noise power of the terminal, extracting a reference signal for measuring the channel state from the received signal received from the base station and generating a masking signal by masking a mask function to the reference signal And measuring noise power based on the masking signal.
  • the present invention has the effect of providing a method and apparatus for measuring accurate noise power based on a reference signal of a received signal.
  • the present invention has the effect of reducing the side lobe phenomenon by measuring the noise power using a mask function.
  • the present invention has the effect of providing an accurate noise power measurement by setting the mask function so that there is no change in the received power of the entire signal when applying the mask function.
  • 1 is a diagram exemplarily illustrating a reference signal of a downlink signal in an LTE communication system.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of a terminal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a view for explaining the operation of the terminal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a reference signal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a mask function in the frequency domain according to the present invention.
  • FIG. 6 illustrates another example of a mask function in the frequency domain according to the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating another example of a mask function according to the present invention in the frequency domain.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a masking signal on a time domain axis according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a flowchart illustrating the operation of a terminal according to an embodiment of the present invention.
  • Orthogonal frequency-division multiplexing to which the present invention can be applied is a method of encoding digital data using multiple carrier frequencies.
  • OFDM has evolved into a common methodology for broadband digital communications, both wired and wireless, and has applications in a variety of applications, including digital TV and audio broadcasting, digital subscriber line (DSL) Internet access, wireless networks, and fourth-generation mobile communications. have.
  • OFDM orthogonal coded OFDM
  • DMT discrete multi-tone modulation
  • FDM division multiplexing
  • the word coded comes from using forward error correction (FEC).
  • FEC forward error correction
  • Multiple closely spaced orthogonal sub-carrier signals are used to transmit data over multiple parallel data streams or channels.
  • Each subcarrier is modulated at a low symbol rate using conventional modulation schemes such as quadrature amplitude modulation (QAM) or phase-shift keying (PSK), Maintain a total data rate similar to a single-carrier modulation scheme.
  • QAM quadrature amplitude modulation
  • PSK phase-shift keying
  • OFDM Compared to a single carrier scheme, OFDM has the advantage of coping with harsh channel environments (eg, high frequency attenuation in long copper wires, narrowband interference, and frequency selective fading by multiple paths) without the need for complex equalizer filters.
  • Channel equalization can be as simple as this, because OFDM uses a large number of gently modulated narrowband signals instead of one drastically modulated wideband signal. Low symbol rates make it possible to maintain appropriate guard intervals between symbols.
  • ISI Intersymbol Interference
  • SNR signal-to-noise ratio
  • SNR signal-to-noise ratio
  • the present invention relates to OFDM signal processing technology and can be applied to various communication systems in which OFDM is used.
  • the present invention may be applied to various fields such as a mobile communication system, a wireless LAN system, a broadcasting system, and a next-generation communication system called LTE and LTE-A.
  • the terminal means an apparatus for receiving a signal
  • the base station means an apparatus for transmitting a signal.
  • the terminal may transmit a signal
  • the base station may also receive the signal.
  • the base station or any device capable of receiving a signal can perform the operation of the terminal described below.
  • the present invention relates to a method for measuring the noise power of an OFDM signal.
  • the terminal may receive a reference signal for measuring noise power or measuring channel quality.
  • the reference signal may be a pilot signal or a reference signal transmitted periodically or aperiodically in the form of an OFDM signal.
  • the reference signal may be a signal such as CSI-RS or CRS in the LTE communication system.
  • the reference signal is a signal previously defined between the terminal and the base station for noise power measurement or channel quality measurement, and means a pilot signal or a reference signal or all signals defined for the above-mentioned purposes in each communication system. That is, the reference signal is a signal that transmits a predetermined signal and encompasses all signals used by the receiving device for the purpose of measuring and synchronizing the channel state including channel estimation.
  • the terminal measures the noise power based on the reference signal transmitted in this form.
  • the terminal may extract a reference signal from the received OFDM signal, and measure the noise power using the time-base channel response of the reference signal.
  • the noise power using the time-base channel response according to the conventional method, there is a problem in measuring the accurate noise power according to the side lobe phenomenon. Accordingly, in the present invention, to reduce the side lobe of the time-base channel response, to propose a method and apparatus for calculating the time-base channel response after applying a mask to the reference signals on the frequency axis before calculating the time-base channel response do.
  • the noise power measuring method according to the present invention has an advantage of reducing side lobe and calculating accurate noise power.
  • 1 is a diagram exemplarily illustrating a reference signal of a downlink signal in an LTE communication system.
  • a reference signal is transmitted periodically or aperiodically.
  • a reference signal will be described based on the most commonly used 3GPP LTE communication system.
  • the downlink of the LTE communication system uses an OFDM modulation scheme.
  • One or more antenna ports may be defined in the downlink of the LTE system, and reference signals are transmitted for channel estimation for each port. At this time, the transmission position of the reference signal transmitted from different antenna ports can be shown as shown in FIG.
  • a reference signal transmitted using each resource element in one subframe may be examined.
  • One subframe is 1ms and is composed of two slots.
  • one slot may consist of six or seven OFDM symbols.
  • 16 subcarriers are exemplarily illustrated on the frequency axis. The number of subcarriers may vary depending on the frequency bandwidth of each communication system or channel.
  • reference signals are transmitted from four antenna ports. Looking at the reference signal transmitted from each antenna port, the reference signal is repeatedly arranged every six subcarriers on the frequency axis. In addition, while reference signals 4 and 4 are transmitted on one subcarrier from antenna ports 1 and 2 on the time axis, 2 reference signals are transmitted on one subcarrier from 3 and 4 antenna ports. Can be.
  • each antenna port transmits a reference signal individually, and the reference signal transmitted for each antenna port does not overlap the resource element.
  • the terminal performs channel estimation using the reference signal transmitted to the inter-antenna port. For example, channel estimation reduces the effects of noise by performing low pass filtering on the time and frequency axes, and then interpolates it to the time and frequency axes for all time and frequency resources. The channel estimation result can be calculated.
  • a reference signal is transmitted in an OFDM communication system.
  • the signal Y (k) of the frequency axis received by OFDM may be expressed by Equation 1 below.
  • H (k) is the channel response at that frequency
  • S (k) is the transmitted signal
  • N (k) is noise.
  • This signal can be low-pass filtered to frequency and signal side to measure noise power.
  • the terminal reduces the side lobe of the time base channel response by applying a mask function to the reference signals of the received received signal. Subsequently, the pilot multiplied by the mask function is transformed into the time base using an Inverse Fast Fourier Transform (IFFT) to obtain a time base channel response, and calculate the noise power by measuring the average power of the low power part in the time base channel response.
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of a terminal according to an embodiment of the present invention.
  • the terminal 200 for measuring noise power includes a reference signal extracting unit 210 for extracting a reference signal for measuring a channel state from a received signal received from a base station, and noise for removing the reference signal. And a masking processor 220 for masking a mask function to generate a masking signal, and a noise power measuring unit 230 for measuring noise power based on the masking signal.
  • the reference signal extractor 210 may extract a reference signal from the received received signal.
  • the reference signal refers to a signal predefined between the terminal and the base station for the aforementioned channel quality measurement or noise power measurement.
  • the reference signal extractor 210 may convert the received signal into the frequency domain using a Fourier transform and extract the reference signal based on frequency information of the predetermined reference signal.
  • the reference signal extractor 210 may extract one or more reference signals from the received signal converted into the frequency axis by using information about frequency components of the reference signal.
  • the masking processor 220 may generate a masking signal by masking a mask function for removing noise from the reference signal.
  • the masking processor 220 may generate a masking signal by multiplying a reference signal by a mask function in a frequency domain. That is, the masking processor 220 may perform the masking process by multiplying the reference signal by a mask function preset in the frequency domain. Through this, the side lobe phenomenon can be reduced when checking the time axis channel response of the reference signal.
  • the mask function may be configured as shown in FIG. 5, 6, or 7 to be described below.
  • the mask function may be configured such that the power before and after masking is the same.
  • the mask function may be configured such that the signal power before masking the reference signal and the signal power after masking the reference signal are the same.
  • the noise power may be changed according to the mask function while the reference signal is masked by the mask function.
  • the value may be gradually decreased or increased when a value is changed from 1 to 0 or 0 to 1 at a specific frequency index of the mask function. Therefore, the mask function needs to be set to solve the problem of changing the noise power due to the problem of the actual implementation of such a mask function. Accordingly, the mask function may be set such that a value obtained by dividing the intensity value of each frequency index by the sum divided by the number of frequency indices becomes one. Through this, the power of the reference signal before and after the masking process is the same, thereby preventing the noise power from being changed.
  • the noise power measurement unit 230 may change the masking signal to the time domain using an inverse Fourier transform, and measure the noise signal using a constant window of the time domain channel response of the masking signal.
  • the noise power may be measured by calculating an average power of an intensity value having an intensity equal to or less than a preset value in the time domain channel response of the masking signal as a method of determining the position of the window.
  • the average power is a value obtained by averaging intensity values of n signal indexes among signal indices having an intensity value equal to or less than a preset value, and n may apply a preset value.
  • FIG. 3 is a view for explaining the operation of the terminal according to an embodiment of the present invention.
  • X (k) is a signal transmitted by the base station 300.
  • X (k) means a signal on the frequency axis, and may include a reference signal and a data signal periodically transmitted to the X (k) signal.
  • K reference signals are transmitted in one OFDM symbol (K is a natural number of 1 or more), and the reception noise power is measured using only the OFDM signal to which the reference signal is transmitted.
  • the signal on this frequency axis is converted into a signal on the time axis through an Inverse Fast Fourier Transform (IFFT) block 305 and transmitted through a wireless channel. Assume the response of the channel's time base is h (t).
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform
  • the terminal 200 converts the received signal on the time axis into a signal Y (k) on the frequency axis through the fast fourier transform (FFT) block 310.
  • This signal has a reference signal and a data signal together.
  • the terminal 200 extracts only the reference signal from the signal Y (k) of the frequency axis through the signal select block 320.
  • the signal from which only the reference signal received on the frequency axis is extracted is called Z (k).
  • 4 shows an embodiment of the signal Z (k) in which only the reference signal is collected. 4 exemplarily shows only the received reference signals when the channel is Additive White Gaussian Noise (AWGN) and no noise is present. It can be seen that the transmitted K pilot signals are continuously present with each other.
  • AWGN Additive White Gaussian Noise
  • the time-base response of the received reference signal is calculated, and the noise power is measured using this.
  • the problem is the discontinuity in Z (k). That is, the reference signal does not exist continuously, but there may be a sudden discontinuity in the portion with and without the reference signal. As shown in FIG. 4, a large discontinuity exists near the frequency index 0 and K-1. This discontinuity leads to a large side lobe when the time-base channel response is obtained, and it is difficult to accurately estimate the noise power due to this side lobe.
  • the masking process 330 is multiplied by the mask function M (k) by multiplying the received reference signal Z (k) as in FIG. 3 to solve the problem of discontinuity. If the signal obtained by multiplying the normalized mask function is ZM (k), ZM (k) can be obtained as shown in Equation (3).
  • the mask function proposed in the present invention may be set such that the sum of squared intensity values of each frequency index divided by the number of frequency indices becomes 1 in order to maintain a constant value of noise power before and after masking.
  • a mask function that performs this function may mean a normalized mask function.
  • the mask function M (k) may be set to satisfy the equation (4).
  • the terminal 200 may convert the masked masking signal onto the time axis using the IFFT block 340, and measure the noise power using the signal converted on the time axis.
  • an unnormalized mask function may be used as another method for compensating for the noise power caused by the application of the mask function.
  • the noise power measurement unit may prevent the change of the noise power by multiplying the correction value when calculating the noise power.
  • the same effect as the normalization of the mask function can be obtained.
  • the final multiplication correction value of cnorm is given by Equation 5 below.
  • the mask function may be normalized to solve the problem that the noise power is changed by the masking process, or may be multiplied by a correction value determined in consideration of the mask function used for the masking process.
  • FIGS. 5 to 7 are merely exemplary embodiments of the present invention, and the mask function is not limited thereto.
  • the mask function of the present invention will be described with reference to the shape formed on the frequency axis for better understanding.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a mask function in the frequency domain according to the present invention.
  • the mask function M 1 (k) is a mask function in which all values from 0 to K-1 frequency index are 1. That is, assuming that the frequency index of the reference signal is 0 to 200, M 1 (k) has a value of 1 in the entire frequency index band. This is the same as when no mask function is actually applied, and the power of the reference signal is not changed before or after masking. Therefore, the noise power also does not change.
  • FIG. 6 illustrates another example of a mask function in the frequency domain according to the present invention.
  • M 2 (k) shows a shape of linearly decreasing at both ends while maintaining a constant value for a predetermined period at a midpoint of the reference signal.
  • the value of the predetermined section may be set larger than 1 based on the intermediate frequency index of the reference signal. That is, a value of a predetermined section is set to be greater than 1 based on the intermediate frequency index of the reference signal, thereby compensating for power loss in a section that decreases linearly at both ends.
  • the power before and after the masking process of the reference signal can be made the same. This is an example of the mask function normalization described above. Therefore, the noise power is also the same before and after the masking process.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating another example of a mask function according to the present invention in the frequency domain.
  • M 3 (k) shows a case in which a constant value is maintained for a predetermined period in an intermediate frequency index of a reference signal and is set to decrease in the form of a Q-function at both ends.
  • a constant value maintained for a certain period in the intermediate frequency index of the reference signal may be set to 1 or more.
  • power loss may be compensated for in a section reduced by the Q-function. Through this, the power before and after the masking process of the reference signal can be made the same. Therefore, the noise power is also the same before and after the masking process.
  • Figs. 6 and 7 while maintaining a constant value for a certain period in the frequency index of the intermediate point of the reference signal for both ends, there is an advantage that can be implemented by a simple function.
  • the mask function may be implemented in various forms. However, while the value of the mask function decreases or increases so that the power before and after masking processing of the reference signal is equal, the noise power lost in the portion set to a value less than or equal to and increased in a portion set to a value of 1 or more The noise power can be set to be equal.
  • the mask function may not be normalized.
  • the noise power before and after masking may be equalized by multiplying the correction value which is a constant constant determined in consideration of the mask function after the above-described masking process.
  • the terminal may measure the noise power using the masking signal masked according to the mask function of the above-described method.
  • the terminal converts the masked masking signal Z M (k) into a signal on the time axis using IFFT.
  • the response of the transformed time base is called z p (n), and the noise power is measured using this.
  • the terminal can accurately measure the noise power.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a masking signal on a time domain axis according to an embodiment of the present invention.
  • the captured power measuring unit of the present invention changes the masking signal to the time domain by using an inverse Fourier transform, and calculates an average power of an intensity value having an intensity less than or equal to a preset intensity value in the time domain channel response of the masking signal to obtain noise power. It can be measured.
  • FIG. 8 exemplarily illustrates a channel response in which a masking signal on which a masking process is performed is changed on a time axis.
  • an IFFT of size L is applied and only the magnitude of the time axis channel response is illustrated. It can be seen that a relatively large signal exists at time index 0, and as the time index increases, the magnitude of the channel response decreases to a certain index. In addition, the magnitude of the channel response decreases to a certain index and then increases again.
  • the noise power can be measured by calculating the average power of the couple whose magnitude of the channel response is relatively reduced.
  • the noise power is calculated by calculating the average power of the smaller portion.
  • the terminal may use the average power in the L W windows when calculating the noise power.
  • L W may be a preset value.
  • Equation 6 shows an example in which the UE calculates the noise power using the time-base channel response of the masking signal.
  • K is the number of frequency indexes of the reference signal
  • L means the size of the IFFT.
  • L W denotes a window in the time-base channel response
  • z p (n) denotes a time-base response signal obtained by inverse Fourier transforming the masking signal.
  • P 1 means the transmission power of the reference signal
  • h p (n) means the time axis response value of the channel.
  • w p (n) means time-side noise value.
  • the power calculated by Equation 6 can be linearly scaled and used as the final noise power.
  • FIG. 9 is a flowchart illustrating the operation of a terminal according to an embodiment of the present invention.
  • a method for measuring a noise power by a terminal includes extracting a reference signal for measuring a channel state from a received signal received from a base station and masking a mask function for removing noise from the reference signal Generating a signal and measuring noise power based on the masking signal.
  • the terminal includes the step of extracting a reference signal for measuring the channel state from the received signal received from the base station (S910).
  • the terminal may extract the reference signal included in the received signal.
  • the terminal may extract one or more reference signals using frequency information of the predetermined reference signal.
  • the terminal may convert the received signal into the frequency domain using a Fourier transform and extract the reference signal using the frequency information of the predetermined reference signal.
  • the terminal may include generating a masking signal by masking a mask function for removing noise from the reference signal (S920).
  • the generating of the masking signal may generate the masking signal by multiplying the reference signal by a mask function in the frequency domain. That is, the masking signal may be generated by multiplying the reference signal and the mask function on the frequency axis.
  • the mask function may be set such that a value in a preset section centering on a preset frequency value of the reference signal is 1 or more. That is, in masking the reference signal, the mask function may be set such that a value becomes 1 or more in a predetermined section centered on a preset frequency value (frequency index) among frequency indexes of the reference signal. .
  • the noise power may be changed according to the mask function.
  • the value may be gradually decreased or increased when a value is changed from 1 to 0 or 0 to 1 at a specific frequency index of the mask function. Therefore, the mask function needs to be set to solve the problem of changing the noise power due to the problem of the actual implementation of such a mask function. Accordingly, the mask function may be set such that a value obtained by dividing the intensity value of each frequency index by the sum divided by the number of frequency indices becomes one. Through this, the power of the reference signal before and after the masking process is the same, thereby preventing the noise power from being changed.
  • the correction value determined by Equation 5 may be multiplied. Through this, even before using a mask function that is not normalized, it is possible to prevent the noise power before and after the masking process.
  • the terminal may include the step of measuring the noise power based on the masking signal (S930).
  • the captured power measurement step changes the masking signal to the time domain using an inverse Fourier transform and calculates an average power of intensity values having an intensity less than or equal to a preset intensity value in the time domain channel response of the masking signal. Power can be measured.
  • the average power is a value obtained by averaging intensity values of n signal indexes among signal indexes having intensity values equal to or less than a preset intensity value, and n may be a preset value.
  • the terminal can accurately measure the noise power while reducing the side lobe using the received signal.
  • the terminal may perform all operations performed by the configuration of the terminal described with reference to FIGS. 1 to 8.
  • the present invention described above relates to noise power measurement of a terminal of an OFDM signal.
  • the terminal may reduce the side lobe of the time axis channel response by applying a mask function to the reference signals of the received signal.
  • the masking signal multiplied by the mask function is transformed to the time axis by using the IFFT to obtain the time-base channel response, and the noise power is calculated by measuring the average power of the low power part in the time-base channel response.
  • the method proposed in the present invention can measure noise power with high accuracy with low complexity.
  • the present invention has the effect of providing a method and apparatus for measuring the accurate noise power based on the reference signal of the received signal.
  • the present invention has the effect of reducing the side lobe phenomenon by measuring the noise power using a mask function.
  • the present invention has the effect of providing an accurate noise power measurement by setting the mask function so that there is no change in the received power of the entire signal when applying the mask function.

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Abstract

본 발명은 OFDM (Orthogoanl Frequency Division Multiplex) 신호의 잡음전력을 측정하는 방법 및 장치에 관한 것이다. 보다 상세하게는, 수신된 OFDM 신호에서 기준신호를 추출하고, 이 기준신호의 시간축 채널응답을 사용하여 잡음전력을 측정하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

Description

잡음 전력 측정 방법 및 장치
본 발명은 OFDM (Orthogoanl Frequency Division Multiplex) 신호의 잡음전력을 측정하는 방법 및 장치에 관한 것이다. 보다 상세하게는, 수신된 OFDM 신호에서 기준신호를 추출하고, 이 기준신호의 시간축 채널응답을 사용하여 잡음전력을 측정하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
무선 통신이 활발해지면서, 다양한 무선 통신 시스템이 연구되고 있다. 아울러, 무선자원을 이용한 통신 시스템이 다양화되고, 복잡도가 상승하면서, 무선통신 채널의 잡음 제거의 필요성이 증대되었다.
또한, 기지국이 다수의 안테나 포트를 이용하여 통신을 수행하고 있으며, 다수의 단말기에 고속 대용량의 데이터를 송수신하기 위하여 기지국의 개수도 증가하고 있는 실정이다.
이러한 실정에서 통신 품질을 향상시키기 위해서는 잡음 제거 및 채널의 특성을 추정하는 동작이 필수적이다. 따라서, 기지국과 단말이 통신을 수행하는 채널의 채널 품질을 정확히 측정하고, 해당 채널의 잡음의 세기를 정확히 측정하는 것이 필요하다.
이를 위해서, 기지국과 단말은 해당 채널의 품질을 측정하기 위한 신호를 송수신하여 잡음을 측정하고, 채널의 품질을 추정할 수 있다. 기지국은 채널 품질을 이용하여 변조 방법 등을 선택함으로써, 보다 효율적으로 무선자원을 사용하여 통신을 수행할 수 있다.
그러나, 기존의 잡음 전력 측정 및 채널 품질 측정 방법은 시간축에서 발생하는 사이드 로브 현상에 따라 정확한 잡음 전력의 측정이 어려운 문제점이 있었다. 또한, 잡음 전력의 정확한 측정에 문제가 발생하면, 정확한 채널 품질을 측정하고, 해당 채널 품질에 기초하여 통신 채널을 선택하는 데에 문제가 발생할 수 있다.
전술한 요구에 따라, 본 발명은 수신신호의 기준신호에 기초하여 정확한 잡음 전력을 측정하는 방법 및 장치를 제공하고자 한다.
또한, 본 발명은 마스크 함수를 이용하여 잡음 전력을 측정함으로써, 사이드 로브 현상을 감소시킬 수 있는 잡음 전력 측정 방법 및 장치를 제공하고자 한다.
또한, 본 발명은 마스크 함수를 적용할 때, 전체 신호의 수신 전력의 변화가 없도록 마스크 함수를 설정하여, 정확한 잡음 전력 측정을 제공하고자 한다.
전술한 과제를 해결하기 위해 안출된 본 발명은 잡음 전력을 측정하는 단말에 있어서, 기지국으로부터 수신된 수신신호에서 채널상태 측정을 위한 기준신호를 추출하는 기준신호 추출부와 기준신호에 마스크 함수를 마스킹 처리하여 마스킹 신호를 생성하는 마스킹 처리부 및 마스킹 신호에 기초하여 잡음 전력을 측정하는 잡음 전력 측정부를 포함하는 단말 장치를 제공한다.
또한, 본 발명은 단말이 잡음 전력을 측정하는 방법에 있어서, 기지국으로부터 수신된 수신신호에서 채널상태 측정을 위한 기준신호를 추출하는 단계와 기준신호에 마스크 함수를 마스킹 처리하여 마스킹 신호를 생성하는 단계 및 마스킹 신호에 기초하여 잡음 전력을 측정하는 단계를 포함하는 방법을 제공한다.
이상에서 설명한, 본 발명은 수신신호의 기준신호에 기초하여 정확한 잡음 전력을 측정하는 방법 및 장치를 제공하는 효과가 있다.
또한, 본 발명은 마스크 함수를 이용하여 잡음 전력을 측정함으로써, 사이드 로브 현상을 감소시는 효과가 있다.
또한, 본 발명은 마스크 함수를 적용할 때, 전체 신호의 수신 전력의 변화가 없도록 마스크 함수를 설정하여, 정확한 잡음 전력 측정을 제공하는 효과가 있다.
도 1은 LTE 통신 시스템에서 하향링크 신호의 기준신호를 예시적으로 도시한 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 단말의 구성을 도시한 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 단말의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실싱예에 따른 기준신호를 예시적으로 도시한 도면이다.
도 5는 본 발명에 따른 마스크 함수의 일 예를 주파수 도메인에서 도시한 도면이다.
도 6은 본 발명에 따른 마스크 함수의 다른 예를 주파수 도메인에서 도시한 도면이다.
도 7은 본 발명에 따른 마스크 함수의 또 다른 예를 주파수 도메인에서 도시한 도면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 마스킹 신호를 시간 도메인 축상에서 표현한 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 단말의 동작을 도시한 흐름도이다.
이하, 본 발명의 일부 실시예들을 예시적인 도면을 통해 상세하게 설명한다. 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.
본 발명이 적용될 수 있는 직교 주파수 분할 다중 방식(Orthogonal frequency-division multiplexing, OFDM)은 다중 반송파(multiple carrier frequencies)를 이용하여 디지털 데이터를 인코딩하는 방식이다. OFDM은 유무선을 불문하고 광대역 디지털 통신을 위한 일반적인 방법론으로 발전해 왔으며, 디지털 TV 및 오디오 방송, 디지털 가입자 회선(Digital subscriber line, DSL) 인터넷 접속, 무선 네트워크, 그리고 4세대 이동 통신 등 다양한 분야에서 응용되고 있다.
OFDM은 직교 부호화 주파수 분할 다중 방식(Coded OFDM, COFDM) 및 DMT(discrete multi-tone modulation)와 근본적으로 동일하며, 디지털 다중 반송파 변조 방식(digital multi-carrier modulation method)으로 쓰이는 주파수 분할 다중화(frequency-division multiplexing, FDM) 방법론이다. 부호화(coded)라는 단어는 전방 오류 정정(forward error correction, FEC) 방식을 사용하는 데서 비롯되었다. 여러 개의 병렬 데이터 스트림이나 채널을 통해 데이터를 전송하기 위해 다수의 밀접 간격 직교 부반송파(orthogonal sub-carrier) 신호가 사용된다. 각각의 부반송파는 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation, QAM) 또는 위상 편이 변조(phase-shift keying, PSK)와 같은 전통적인 변조 체계를 사용하여 낮은 심볼율(symbol rate)에서 변조되며, 같은 대역폭의 전통적인 단일 반송파(single-carrier) 변조 체계와 유사한 총 데이터 속도를 유지한다.
단일 반송파 체계와 비교하여 OFDM은 복잡한 이퀄라이저 필터 없이도 혹독한 채널 환경(예를 들어, 긴 구리선 내의 고주파 감쇠, 협대역 간섭 및 다중 경로에 의한 주파수 선택적 페이딩)에 대처할 수 있다는 장점이 있다. 채널 이퀄라이제이션(Channel equalization)이 이처럼 간단해 질 수 있는 이유는 OFDM이 급격하게 변조된 하나의 광대역 신호 대신 완만히 변조된 다수의 협대역 신호를 사용한다고 볼 수 있기 때문이다. 낮은 심볼율은 심볼들 사이의 적절한 보호 구간(guard interval)을 유지할 수 있게 해 준다. 이를 통해 부호간 간섭(Intersymbol Interference, ISI)을 제거할 수 있으며, echo와 time-spreading(아날로그 TV에서 각각 고스팅과 블러링으로 나타남)을 활용하여 다이버시티 이득(diversity gain), 즉 신호 대 잡음비(signal-to-noise ratio, SNR) 또한 향상 시킬 수 있다. 나아가, 이 메커니즘은 기존의 단일 반송파 체계에서 발생하는 간섭은 방지하고 먼 거리의 여러 송신기들로부터 보내진 신호를 건설적으로 결합시키므로써, 여러 인접해 있는 송신기가 동시에 같은 신호를 동일한 주파수로 보낼 수 있도록 하는 단일 주파수 망(single frequency networks, SFNs)의 설계를 더욱 용이하게 한다.
본 발명은 OFDM 신호 처리 기술에 관련된 것으로 OFDM이 사용되는 다양한 통신 시스템에 적용이 가능하다. 예를 들어, LTE 및 LTE-A로 지칭되는 이동통신 시스템과 무선랜 시스템, 방송 시스템 및 차세대 통신 시스템 등 다양한 분야에서 본 발명이 적용될 수 있다.
본 명세서에서의 단말은 신호를 수신하는 장치를 의미하며, 기지국은 신호를 송신하는 장치를 의미한다. 다만, 단말은 신호를 송신할 수도 있으며, 기지국도 신호를 수신할 수 있다. 한편, 본 명세서에서는 설명의 편의를 위하여, 단말이 신호를 수신하는 경우를 중심으로 설명한다. 따라서, 기지국 또는 신호를 수신할 수 있는 모든 장치는 이하에서 설명하는 단말의 동작을 수행할 수 있다.
본 발명은 OFDM 신호의 잡음전력을 측정하는 방법에 관한 것이다. 단말은 잡음전력 측정 또는 채널품질 측정을 위한 기준신호를 수신할 수 있다. 기준신호는 OFDM 신호의 형태로 주기적 또는 비주기적으로 송신되는 파일럿 신호 또는 레퍼런스 신호일 수 있다. 예를 들면, 기준신호는 LTE 통신 시스템에서의 CSI-RS 또는 CRS 등의 신호일 수 있다. 기준신호는 잡음전력 측정 또는 채널품질 측정을 위해서 단말과 기지국 간에 사전에 정의된 신호로 파일럿 신호 또는 레퍼런스 신호 또는 각 통신시스템에서 전술한 용도로 한정된 모든 신호를 의미한다. 즉, 기준신호는 미리 정해진 신호를 전송하여 수신측 장치가 채널추정을 포함한 채널상태의 측정 및 동기(synchronization)의 용도로 사용하는 모든 신호를 포괄하는 의미이다.
단말은 이러한 형태로 전송된 기준신호에 기초하여 잡음전력을 측정한다. 예를 들어, 단말은 수신된 OFDM 신호에서 기준신호를 추출하고, 이 기준신호의 시간축 채널응답을 사용하여 잡음전력을 측정할 수 있다. 그러나, 기존의 방법에 따라서 시간축 채널응답을 사용하여 잡음전력을 측정하는 경우에 사이드 로브 현상에 따라 정확한 잡음전력을 측정하는 데에 문제점이 있다. 따라서, 본 발명에서는 시간축 채널응답의 사이드 로브 (side lobe)를 감소시키기 위해, 시간축 채널응답을 계산하기 전에 주파수축의 기준신호들에 마스크를 적용한 후, 시간축 채널응답을 계산하는 방법 및 장치를 제안하고자 한다.
이를 통해 본 발명에 따른 잡음전력 측정방법은 사이드 로브 현상을 감소시키고, 정확한 잡음전력을 계산할 수 있다는 장점이 있다.
도 1은 LTE 통신 시스템에서 하향링크 신호의 기준신호를 예시적으로 도시한 도면이다.
다양한 OFDM 기반의 통신 시스템에서 주기적 또는 비주기적으로 기준신호를 전송한다. 일 예로, 가장 일반적으로 많이 사용되는 3GPP LTE 통신시스템을 기준으로 기준신호를 설명한다.
LTE 통신시스템의 하향링크는 OFDM 변조방식을 사용한다. LTE 시스템의 하향링크에는 하나 이상의 안테나 포트가 정의될 수 있는데, 각 포트별로 채널추정을 위해 기준신호가 전송된다. 이때, 각기 다른 안테나 포트에서 전송되는 기준신호의 전송위치는 도 1과 같이 도시될 수 있다.
도 1을 참조하면, 하나의 서브프레임에서 각 자원 요소(Resource element)를 사용하여 전송되는 기준신호를 살펴볼 수 있다. 하나의 서브프레임은 1ms이며, 2개의 슬롯(Slot)으로 구성된다. 또한, 하나의 슬롯은 6개 또는 7개의 OFDM 심볼로 구성될 수 있다. 주파수 축으로는 16개의 서브캐리어를 예시적으로 도시하였다. 서브캐리어 수는 각 통신시스템 또는 채널의 주파수 대역폭에 따라 변경될 수 있다.
도 1의 기준신호를 살펴보면 4개의 안테나 포트에서 기준신호가 전송된다. 각 안테나 포트로부터 전송되는 기준신호를 살펴보면, 주파수 축으로 6개의 서브캐리어마다 기준신호가 반복적으로 배치된다. 또한, 시간축으로 1번, 2번 안테나 포트로부터는 하나의 서브캐리어에서 4번 기준신호가 전송되는 반면, 3번, 4번 안테나 포트로부터는 하나의 서브캐리어에서 2번의 기준신호가 전송되는 것을 살펴볼 수 있다. 여기서, 각 안테나 포트는 개별적으로 기준신호를 전송하며, 각 안테나 포트 별로 전송하는 기준신호는 자원요소에 중복되지 않는다.
단말은 간 안테나 포트로 전송된 기준신호를 사용하여 채널추정을 수행한다. 예를 들어, 채널추정은 시간축, 주파수 축으로 로우패스 필터링(low pass filtering)을 수행하여 잡음(noise)의 영향을 감소시킨 후, 이를 시간축, 주파수 축으로 인터폴레이션을 하여 모든 시간, 주파수 자원에 대한 채널추정 결과를 계산할 수 있다.
가장 관련도가 높은 종래기술은 채널 추정값을 사용하여 잡음전력을 측정하는 것이다. 이는 Reddy와 Arslan이 같이 저술한 "Noise power and SIR estimation for OFDM based wireless communication systems" 논문에 제시되어 있다.
상기 논문에 따르면 OFDM 통신시스템에서 기준신호를 전송한다. OFDM으로 수신된 주파수 축의 신호 Y(k)는 수학식 1과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 1]
Y(k) = H(k) S(k) + N(k)
여기서 k는 OFDM 신호의 주파수 축의 인덱스이며, H(k)는 해당 주파수의 채널응답, S(k)는 전송된 신호, N(k)는 잡음이다. 채널추정을 통해
Figure PCTKR2015014001-appb-I000001
을 얻었다면 수학식 2의 방법으로 해당 신호의 잡음전력을 추정할 수 있다.
[수학식 2]
Figure PCTKR2015014001-appb-I000002
이 신호를 주파수, 신호측으로 저역통과필터링 하여 잡음전력을 측정이 가능하다.
본 발명에서 단말은 수신된 수신신호의 기준신호들에 마스크 함수를 적용하여 시간축 채널응답의 사이드 로브를 감소하도록 한다. 그 이후 마스크 함수가 곱해진 파일럿을 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 사용하여 시간축으로 변환하여, 시간축 채널응답을 획득하고, 시간축 채널응답에서 낮은 전력을 갖는 부분의 평균전력을 측정하여 잡음전력을 계산한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 단말의 구성을 도시한 도면이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 잡음전력을 측정하는 단말(200)은 기지국으로부터 수신된 수신신호에서 채널상태 측정을 위한 기준신호를 추출하는 기준신호 추출부(210)와 기준신호에 노이즈 제거를 위한 마스크 함수를 마스킹 처리하여 마스킹 신호를 생성하는 마스킹 처리부(220) 및 마스킹 신호에 기초하여 잡음 전력을 측정하는 잡음 전력 측정부(230)를 포함한다.
도 2를 참조하면, 기준신호 추출부(210)는 수신된 수신신호로부터 기준신호를 추출할 수 있다. 기준신호는 전술한 채널품질 측정 또는 잡음전력 측정을 위해서 단말과 기지국 간에 사전에 정의된 신호를 의미한다. 예를 들어, 기준신호 추출부(210)는 수신신호를 퓨리에 변환을 이용하여 주파수 도메인으로 변환하고, 미리 결정된 기준신호의 주파수 정보에 기초하여 기준신호를 추출할 수 있다. 기준신호는 하나 이상이 될 수 있다. 즉, 수신신호는 시간축 상에서 수신되며, 기준신호 추출부(210)는 시간축 상의 수신신호를 퓨리에 변환을 이용하여 주파수 축으로 변환한다. 기준신호 추출부(210)는 주파수 축으로 변환된 수신신호에서 기준신호의 주파수 성분에 대한 정보를 이용하여 하나 이상의 기준신호를 추출할 수 있다.
마스킹 처리부(220)는 기준신호에 노이즈 제거를 위한 마스크 함수를 마스킹 처리하여 마스킹 신호를 생성할 수 있다. 예를 들어, 마스킹 처리부(220)는 기준신호에 마스크 함수를 주파수 도메인에서 곱하여 마스킹 신호를 생성할 수 있다. 즉, 마스킹 처리부(220)는 기준신호에 주파수 도메인에서 미리 설정된 마스크 함수를 곱하여 마스킹 처리를 수행할 수 있다. 이를 통해서, 기준신호의 시간축 채널응답을 확인할 때 사이드 로브 현상을 경감시킬 수 있다.
일 예로, 마스크 함수는 아래에서 설명할 도 5, 도 6 또는 도 7과 같이 구성될 수 있다.
다른 예로, 마스크 함수는 마스킹 전후의 전력이 동일하게 되도록 구성될 수 있다. 구체적으로, 기준신호를 마스킹 처리하기 전의 신호전력과 기준신호를 마스킹 처리한 후의 신호전력이 동일하게 되도록 마스크 함수를 구성할 수 있다.
다시 설명하면, 마스크 함수에 의해서 기준신호가 마스킹 처리되는 과정에서 마스크 함수에 따라 잡음전력이 변경되는 문제가 발생할 수 있다. 예를 들어, 마스크 함수를 이용하여 마스킹 처리를 수행할 때, 마스크 함수의 특정 주파수 인덱스에서 값이 1에서 0 또는 0에서 1로 변경되는 경우에 점차적으로 값이 감소 또는 증가될 수 있다. 따라서, 마스크 함수는 이러한 마스크 함수의 실제 구현상의 문제로 인한 잡음전력이 변경되는 문제가 해결되도록 설정될 필요가 있다. 따라서, 마스크 함수는 각 주파수 인덱스의 세기 값을 제곱하여 합한 값을 주파수 인덱스의 개수로 나눈 값이 1이 되도록 설정될 수 있다. 이를 통해서, 마스킹 처리 전후의 기준신호의 전력이 동일하도록 함으로써, 잡음전력이 변경되는 것을 방지할 수 있다.
이상에서 설명한 마스크 함수에 대해서는 이하에서 각 도면을 참조하여 보다 상세히 설명한다.
한편, 잡음전력 측정부(230)는 마스킹 신호를 역 퓨리에 변환을 이용하여 시간 도메인으로 변경하고, 마스킹 신호의 시간 도메인 채널응답의 일정 윈도우를 사용하여 잡음신호를 측정할 수 있다. 이때, 윈도우의 위치를 결정하는 방법으로 마스킹 신호의 시간 도메인 채널응답에서 미리 설정된 값 이하의 세기를 갖는 세기 값의 평균전력을 산출하여 잡음 전력을 측정할 수 있다. 평균전력은 미리 설정된 값 이하의 세기 값을 갖는 신호 인덱스 중 n 개의 신호 인덱스의 세기 값을 평균한 값이며, n은 미리 설정된 값을 적용할 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 단말의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 3을 참조하여 설명하면, X(k)는 기지국(300)이 전송하는 신호이다. X(k)는 주파수 축의 신호를 의미하며, X(k) 신호에 주기적으로 전송되는 기준신호와 데이터 신호가 포함될 수 있다. 본 발명에서는 하나의 OFDM 심볼에 K개(K는 1 이상의 자연수)의 기준신호가 전송되며, 기준신호가 전송된 OFDM 신호만을 사용하여 수신 잡음전력을 측정한다고 가정한다. 이러한 주파수 축의 신호는 IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) 블록(305)을 통해 시간축의 신호로 변환되어 무선 채널을 통해 전달된다. 채널의 시간축의 응답을 h(t)라고 가정한다.
단말(200)은 이렇게 수신된 시간축의 신호를 FFT(Fast Fourier Transform)블럭(310)을 통해 주파수 축의 신호 Y(k)로 변환한다. 이 신호에는 기준신호와 데이터 신호가 같이 존재한다. 단말(200)은 이러한 주파수 축의 신호(Y(k))에서 기준신호만을 신호 클렉트 블록(320)을 통해서 추출해 낸다. 이렇게 주파수 축에서 수신된 기준신호만을 추출해 낸 신호를 Z(k)라 한다.
도 4에는 이렇게 기준신호만을 모은 신호 Z(k)의 실시예를 도시하였다. 도 4는 예시적으로, 채널이 AWGN(Additive white Gaussian noise)이고 잡음이 존재하지 않는 경우의 수신된 기준신호들만을 모아놓은 것이다. 전송된 K 개의 파일럿 신호가 서로 연속적으로 존재함을 확인할 수 있다.
본 발명에서는 이렇게 수신한 기준신호의 시간축 응답을 계산하고, 이를 활용하여 잡음전력을 측정한다. 그러나, 문제는 Z(k)에 존재하는 불연속점이다. 즉, 기준신호가 연속적으로 존재하는 것이 아니라, 기준신호가 있는 부분과 없는 부분에서 급격한 불연속적이 존재할 수 있다. 도 4에서와 같이 주파수 인덱스 0과 K-1 부근에 큰 불연속점이 존재한다. 이 불연속적으로 인해 시간축 채널응답을 구하게 되면 큰 사이드 로브 (side lobe)가 존재하며, 이 사이드 로브로 인해 잡음전력을 정확히 추정하기 어렵다는 문제가 있다.
본 발명에서는 도 3에서와 같이 수신한 기준신호 Z(k)에 마스크 함수 M(k)를 곱하여 마스킹 처리(330)로써, 불연속으로 발생하는 문제점을 해소한다. 이렇게 정규화된 마스크 함수를 곱해서 얻은 신호를 ZM(k)라 하면, ZM(k)는 수학식 3과 같이 얻어질 수 있다.
[수학식 3]
ZM(k) = Z(k) M(k)
본 발명에서 제안하는 마스크 함수는 마스킹 처리 전후의 잡음전력의 값이 일정하게 유지되도록 하기 위해서 각 주파수 인덱스의 세기 값을 제곱하여 합한 값을 주파수 인덱스의 개수로 나눈 값이 1이 되도록 설정될 수 있다. 이러한 기능을 수행하는 마스크 함수가 정규화된 마스크 함수를 의미할 수 있다.
예를 들어, 잡음전력의 값을 일정하게 유지하기 위해 마스크 함수 M(k)는 수학식 4를 만족하도록 설정될 수 있다.
[수학식 4]
Figure PCTKR2015014001-appb-I000003
이후, 단말(200)은 마스킹 처리된 마스킹 신호를 IFFT 블록(340)을 이용하여 시간축 상으로 변환하고, 시간축 상으로 변환된 신호를 이용하여 잡음 전력을 측정할 수 있다.
한편, 마스크 함수 적용으로 인해 달라지는 잡음전력을 보상하기 위한 또 다른 방법으로 정규화되지 않은 마스크 함수를 사용할 수도 있다. 예를 들어, 정규화되지 않은 마스크 함수를 사용하는 경우에는 잡음전력 측정부가 최종적으로 잡음전력을 산출할 때 보정 값을 곱함으로써 잡음전력의 변경을 방지할 수 있다. 이와 같은 방법의 경우 마스크 함수의 정규화와 동등한 효과를 얻을 수 있다. 일 예로, 최종적으로 곱해지는 보정 값은 cnorm의 값은 수학식 5와 같이 주어진다.
[수학식 5]
Figure PCTKR2015014001-appb-I000004
이상에서 설명한 바와 같이, 마스킹 처리에 의해서 잡음전력이 변화되는 문제점을 해결하기 위해서 마스크 함수를 정규화할 수도 있고, 마스킹 처리에 사용된 마스크 함수를 고려하여 결정되는 보정 값을 곱할 수도 있다.
이하에서는, 도 5 내지 도 7을 참조하여 본 발명에서 적용될 수 있는 마스크 함수에 대해서 예를 들어 설명한다. 본 발명의 마스크 함수는 이하에서 설명될 도 5 내지 도 7 이외에도 마스킹 전후의 잡음전력 변경을 방지하기 위한 다양한 함수가 사용될 수 있다. 따라서, 도 5 내지 도 7은 본 발명의 일 실시예에 불과하며 마스크 함수가 이에 한정되는 것은 아니다. 한편, 이하에서는 이해를 돕기위하여 본 발명의 마스크 함수에 대해서 주파수 축상에서 형성되는 모양을 중심으로 설명한다.
도 5는 본 발명에 따른 마스크 함수의 일 예를 주파수 도메인에서 도시한 도면이다.
도 5를 참조하면, 마스크 함수 M1(k)는 0부터 K-1 주파수 인덱스까지의 값이 모두 1인 마스크 함수이다. 즉, 기준신호의 주파수 인덱스가 0부터 200이라고 가정할 때, M1(k)는 전 주파수 인덱스 대역에서 1의 값을 갖는다. 이는 실제로 마스크 함수를 적용하지 않는 경우와 동일하며, 기준신호의 전력이 마스킹 전후로 변경되지 않는다. 따라서, 잡음전력도 변경되지 않는다.
도 6은 본 발명에 따른 마스크 함수의 다른 예를 주파수 도메인에서 도시한 도면이다.
도 6을 참조하면, M2(k)는 기준신호의 중간지점에서 일정 구간동안은 일정한 값을 유지하다가 양쪽 끝부분에서 선형적으로 감소하는 모양을 보여준다. 이 경우에 기준신호의 중간 주파수 인덱스를 중심으로 일정 구간의 값은 1 보다 크게 설정될 수 있다. 즉, 기준신호의 중간 주파수 인덱스를 중심으로 일정 구간의 값이 1 보다 크게 설정됨으로써, 양쪽 끝에 선형적으로 감소하는 구간에서의 전력 손실을 보상해 줄 수 있다. 이를 통해서, 기준신호의 마스킹 처리 전후의 전력이 동일하게 되도록 할 수 있다. 이는 전술한 마스크 함수 정규화의 일 예이다. 따라서, 잡음 전력도 마스킹 처리 전후에 동일하다.
도 7은 본 발명에 따른 마스크 함수의 또 다른 예를 주파수 도메인에서 도시한 도면이다.
도 7을 참조하면, M3(k)는 기준신호의 중간 주파수 인덱스에서 일정 구간동안 일정한 값을 유지하다가 양쪽 끝에서 Q-함수의 형태로 감소하는 형태로 설정되는 경우를 보여준다. 이 경우에 기준신호의 중간 주파수 인덱스에서 일정구간 동안 유지되는 일정한 값은 1 이상으로 설정될 수 있다. 도 6을 참조하여 설명한 바와 같이 이를 통해서 Q-함수로 감소하는 구간에서의 전력 손실을 보상해 줄 수 있다. 이를 통해서, 기준신호의 마스킹 처리 전후의 전력이 동일하게 되도록 할 수 있다. 따라서, 잡음전력도 마스킹 처리 전후에 동일하다. 한편, 도 6과 도 7과 같이 기준신호의 중간지점의 주파수 인덱스에서 일정 구간동안 일정한 값을 유지하다가 양쪽 끝에서 0으로 감소하는 함수는 간단한 함수식으로 구현할 수 있다는 장점이 있다.
이 외에도, 마스크 함수는 다양한 형태로 구현될 수 있다. 다만, 기준신호의 마스킹 처리 전후의 전력이 동일해질 수 있도록, 마스크 함수의 값이 감소 또는 증가하면서, 1 이하의 값으로 설정되는 부분에서 손실되는 잡음전력과 1 이상의 값으로 설정되는 부분에서 증가하는 잡음전력이 같아지도록 설정될 수 있다.
또 다른 방법으로, 마스크 함수는 정규화되지 않을 수도 있다. 이 경우, 전술한 마스킹 처리 후에 마스크 함수를 고려하여 결정되는 일정 상수인 보정 값을 곱하여 줌으로써 마스킹 전후의 잡음전력이 동일하게 되도록 할 수 있다.
단말은 전술한 방법의 마스크 함수에 따라서 마스킹 처리된 마스킹 신호를 이용하여 잡음전력을 측정할 수 있다.
구체적으로, 단말은 마스킹 처리된 마스킹 신호 ZM(k)를 IFFT를 사용하여 시간축의 신호로 변환한다. 이렇게 변환된 시간축의 응답을 zp(n)이라 하고, 이를 활용하여 잡음전력을 측정한다. 예를 들어, 마스킹 처리된 마스킹 신호를 이용하여 시간축에서 계산한 채널응답의 사이드 로브가 마스킹 처리에 따라 감소되므로, 단말은 잡음전력을 정확하게 측정할 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 마스킹 신호를 시간 도메인 축상에서 표현한 도면이다.
본 발명의 잡은 전력 측정부는 마스킹 신호를 역 퓨리에 변환을 이용하여 시간 도메인으로 변경하고, 마스킹 신호의 시간 도메인 채널응답에서 미리 설정된 세기 값 이하의 세기를 갖는 세기 값의 평균전력을 산출하여 잡음 전력을 측정할 수 있다.
도 8에서는 마스킹 처리를 수행한 마스킹 신호를 시간축으로 변화한 채널응답을 예시적으로 도시하였다. 도 8에서는 크기 L의 IFFT를 적용하였고, 시간축 채널응답의 크기만을 도시하였다. 시간 인덱스 0에서 상대적으로 큰 크기의 신호가 존재하며, 시간 인덱스가 증가될수록 일정 인덱스까지 채널응답의 크기가 감소함을 알 수 있다. 또한, 채널응답의 크기는 일정 인덱스까지 감소한 후 다시 증가된다. 본 발명에서는 채널응답의 크기가 상대적으로 감소된 부부의 평균전력을 계산하여 잡음전력을 측정할 수 있다. 예를 들어, 마스킹 신호의 시간축 채널응답의 크기가 미리 설정된 값보다 작아지면, 작아진 부분의 평균전력을 계산하여 잡음전력을 계산한다. 또한, 단말은 잡음전력을 계산할 때 LW개의 윈도우에서의 평균전력을 사용할 수 있다. LW는 미리 설정된 값일 수 있다.
단말이 마스킹 신호의 시간축 채널응답을 이용하여 잡음전력을 계산하는 일 예를 수학식 6으로 표현한다.
[수학식 6]
Figure PCTKR2015014001-appb-I000005
수학식 6에서 K는 기준신호의 주파수 인덱스 개수이며, L은 IFFT의 크기를 의미한다. LW는 시간축 채널응답에서의 윈도우를 의미하며, zp(n)은 마스킹 신호를 역 퓨리에 변환한 시간축 응답 신호를 의미한다. 또한, P1은 기준신호의 송신전력을 의미하고, hp(n)은 채널의 시간축 응답값을 의미한다. wp(n)은 시간측 잡음값을 의미한다.
수학식 6을 이용하여 계산된 전력을 선형으로 스케일링하여 최종적인 잡음전력으로 사용할 수 있다.
이하, 도면을 참조하여 전술한 본 발명의 단말 동작을 예를 들어 설명한다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 단말의 동작을 도시한 흐름도이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 단말이 잡음 전력을 측정하는 방법은 기지국으로부터 수신된 수신신호에서 채널상태 측정을 위한 기준신호를 추출하는 단계와 기준신호에 노이즈 제거를 위한 마스크 함수를 마스킹 처리하여 마스킹 신호를 생성하는 단계 및 마스킹 신호에 기초하여 잡음 전력을 측정하는 단계를 포함할 수 있다.
도 9를 참조하면, 단말은 기지국으로부터 수신된 수신신호에서 채널상태 측정을 위한 기준신호를 추출하는 단계를 포함한다(S910). 도 2를 참조하여 설명한 바와 같이, 단말은 수신신호에 포함된 기준신호를 추출할 수 있다. 예를 들어, 단말은 미리 결정된 기준신호의 주파수 정보를 이용하여 하나 이상의 기준신호를 추출할 수 있다. 구체적으로, 단말은 수신된 신호를 퓨리에 변환을 이용하여 주파수 도메인으로 변환하고, 미리 결정된 기준신호에 대한 주파수 정보를 이용하여 기준신호를 추출할 수 있다.
단말은 기준신호에 노이즈 제거를 위한 마스크 함수를 마스킹 처리하여 마스킹 신호를 생성하는 단계를 포함할 수 있다(S920). 예를 들어, 마스킹 신호를 생성하는 단계는 기준신호에 마스크 함수를 주파수 도메인에서 곱하여 마스킹 신호를 생성할 수 있다. 즉, 기준신호와 마스크 함수를 주파수 축에서 곱하여 마스킹 신호를 생성할 수 있다.
일 예로, 마스크 함수는 기준신호의 미리 설정된 주파수 값을 중심으로 미리 설정된 구간에서의 값이 1 이상이 되도록 설정될 수 있다. 즉, 마스크 함수는 기준신호를 마스킹 처리함에 있어서, 기준신호의 주파수 인덱스 중 미리 설정된 주파수 값(주파수 인덱스)을 중심으로 미리 결정된 구간에서는 값이 1 이상이 되어 기준신호를 통과시키도록 설정될 수 있다.
마스크 함수에 의해서 기준신호가 마스킹 처리되는 과정에서 마스크 함수에 따라 잡음전력이 변경되는 문제가 발생할 수 있다. 예를 들어, 마스크 함수를 이용하여 마스킹 처리를 수행할 때, 마스크 함수의 특정 주파수 인덱스에서 값이 1에서 0 또는 0에서 1로 변경되는 경우에 점차적으로 값이 감소 또는 증가될 수 있다. 따라서, 마스크 함수는 이러한 마스크 함수의 실제 구현상의 문제로 인한 잡음전력이 변경되는 문제가 해결되도록 설정될 필요가 있다. 따라서, 마스크 함수는 각 주파수 인덱스의 세기 값을 제곱하여 합한 값을 주파수 인덱스의 개수로 나눈 값이 1이 되도록 설정될 수 있다. 이를 통해서, 마스킹 처리 전후의 기준신호의 전력이 동일하도록 함으로써, 잡음전력이 변경되는 것을 방지할 수 있다.
다른 예로, 마스크 함수를 정규화하지 않는 경우에도 마스킹 전후의 잡음전력을 동일하게 하기 위해서 마스킹 처리된 후 잡음전력을 산출할 때, 전술한 수학식 5에 의해서 결정되는 보정 값을 곱할 수 있다. 이를 통해서, 정규화되지 않은 마스크 함수를 사용하더라도 잡음전력의 마스킹 처리 전후 변경을 방지할 수 있다.
한편, 단말은 마스킹 신호에 기초하여 잡음 전력을 측정하는 단계를 포함할 수 있다(S930). 예를 들어, 잡은 전력 측정 단계는 마스킹 신호를 역 퓨리에 변환을 이용하여 시간 도메인으로 변경하고, 마스킹 신호의 시간 도메인 채널응답에서 미리 설정된 세기 값 이하의 세기를 갖는 세기 값의 평균전력을 산출하여 잡음 전력을 측정할 수 있다. 여기서, 평균전력은 미리 설정된 세기 값 이하의 세기 값을 갖는 신호 인덱스 중 n 개의 신호 인덱스의 세기 값을 평균한 값이며, n은 미리 설정된 값일 수 있다.
이를 통해서, 단말은 수신된 신호를 이용하여 사이드 로브를 감소시키면서 잡음 전력을 정확하게 측정할 수 있다.
이 외에도 단말은 도 1 내지 도 8을 참조하여 설명한 단말의 구성이 수행하는 모든 동작을 수행할 수 있다.
이상에서 설명한, 본 발명은 OFDM 신호의 단말의 잡음전력측정에 관한 것이다. 본 발명에서 단말은 수신된 신호의 기준신호들에 마스크 함수를 적용하여 시간축 채널응답의 사이드 로브를 감소시킬 수 있다. 그 이후 마스크 함수가 곱해진 마스킹 신호를 IFFT를 사용하여 시간축으로 변환하여 시간축 채널응답을 획득하고, 시간축 채널응답에서 낮은 전력을 갖는 부분의 평균전력을 측정하여 잡음전력을 계산한다. 본 발명에서 제안하는 방법을 통해 낮은 복잡도로 높은 정확도의 잡음전력을 측정할 수 있다. 또한, 본 발명은 수신신호의 기준신호에 기초하여 정확한 잡음 전력을 측정하는 방법 및 장치를 제공하는 효과가 있다. 또한, 본 발명은 마스크 함수를 이용하여 잡음 전력을 측정함으로써, 사이드 로브 현상을 감소시는 효과가 있다. 또한, 본 발명은 마스크 함수를 적용할 때, 전체 신호의 수신 전력의 변화가 없도록 마스크 함수를 설정하여, 정확한 잡음 전력 측정을 제공하는 효과가 있다.
이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명에 개시된 실시예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 발명의 기술사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
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Claims (13)

  1. 잡음 전력을 측정하는 단말에 있어서,
    기지국으로부터 수신된 수신신호에서 채널상태 측정을 위한 기준신호를 추출하는 기준신호 추출부;
    상기 기준신호에 마스크 함수를 마스킹 처리하여 마스킹 신호를 생성하는 마스킹 처리부; 및
    상기 마스킹 신호에 기초하여 잡음 전력을 측정하는 잡음 전력 측정부를 포함하는 단말.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 기준신호 추출부는,
    상기 수신신호를 퓨리에 변환을 이용하여 주파수 도메인으로 변환하고, 미리 결정된 기준신호의 주파수 정보에 기초하여 상기 기준신호를 추출하는 단말.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 마스킹 처리부는,
    추출된 상기 기준신호에 상기 마스크 함수를 주파수 도메인에서 곱하여 상기 마스킹 신호를 생성하는 단말.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 마스크 함수는,
    대역 통과 필터 또는 대역 차단 필터인 단말.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 마스크 함수는,
    각 주파수 인덱스의 세기 값을 제곱하여 합한 값을 상기 주파수 인덱스의 개수로 나눈 값이 1이 되도록 구성되는 단말.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 잡음 전력 측정부는,
    상기 마스킹 신호에 기초하여 측정된 초기 잡음 전력에 보정 값을 곱하여 상기 잡음 전력을 산출하되,
    상기 보정 값은 마스킹 처리 전후의 잡음 전력을 동일하게 하기 위한 값으로, 상기 마스크 함수를 일 요소로 결정되는 상수인 것을 특징으로 하는 단말.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 잡은 전력 측정부는,
    상기 마스킹 신호를 역 퓨리에 변환을 이용하여 시간 도메인으로 변경하고, 상기 마스킹 신호의 시간 도메인 채널응답에서 미리 설정된 값 이하의 세기를 갖는 세기 값의 평균전력을 산출하여 잡음 전력을 측정하는 단말.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 평균전력은,
    상기 미리 설정된 값 이하의 세기 값을 갖는 신호 인덱스 중 n 개의 신호 인덱스의 세기 값을 평균한 값이며, 상기 n은 미리 설정된 값인 단말.
  9. 단말이 잡음 전력을 측정하는 방법에 있어서,
    기지국으로부터 수신된 수신신호에서 채널상태 측정을 위한 기준신호를 추출하는 단계;
    상기 기준신호에 마스크 함수를 마스킹 처리하여 마스킹 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 마스킹 신호에 기초하여 잡음 전력을 측정하는 단계를 포함하는 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 마스킹 신호를 생성하는 단계는,
    상기 기준신호에 상기 마스크 함수를 주파수 도메인에서 곱하여 상기 마스킹 신호를 생성하는 방법.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 잡음 전력 단계는,
    상기 마스킹 신호에 기초하여 측정된 초기 잡음 전력에 보정 값을 곱하여 상기 잡음 전력을 산출하되,
    상기 보정 값은 마스킹 처리 전후의 잡음 전력을 동일하게 하기 위한 값으로, 상기 마스크 함수를 일 요소로 결정되는 상수인 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제 9 항에 있어서,
    상기 잡은 전력 측정 단계는,
    상기 마스킹 신호를 역 퓨리에 변환을 이용하여 시간 도메인으로 변경하고, 상기 마스킹 신호의 시간 도메인 채널응답에서 미리 설정된 값 이하의 세기를 갖는 세기 값의 평균전력을 산출하여 잡음 전력을 측정하는 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 평균전력은,
    상기 미리 설정된 값 이하의 세기 값을 갖는 신호 인덱스 중 n 개의 신호 인덱스의 세기 값을 평균한 값이며, 상기 n은 미리 설정된 값인 방법.
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