WO2015167099A1 - 무선 전력 송신 장치, 무선 전력 수신 장치 및 코일 구조물 - Google Patents

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WO2015167099A1
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coil
unit
coil unit
wireless power
spiral
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PCT/KR2014/011398
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박영진
김진욱
김관호
김도현
양종렬
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한국전기연구원
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    • H02J50/90—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power involving detection or optimisation of position, e.g. alignment

Definitions

  • the present invention relates to a wireless power transmitter, a wireless power receiver and a coil structure, and more particularly, to efficiently transfer power from a wireless power transmitter to at least one wireless power receiver based on non-radiative near magnetic coupling. It relates to a wireless charging technology that can transmit.
  • short-range magnetic coupling wireless power transmission technology is a technology for wirelessly transferring power between a power source having a certain frequency and an electronic device.
  • a transmitting coil from a source When power is applied to a transmitting coil from a source, a non-radiating time-varying magnetic field is constant in the transmitting coil.
  • the receiving coil When the receiving coil is formed in the space, and the receiving coil is positioned in the formed magnetic field, power is wirelessly transferred while a voltage or a current is induced by the time-varying magnetic field.
  • a battery of a wireless terminal may be charged by simply placing a wireless terminal such as a smartphone or a tablet on a wireless charging pad that generates a high frequency time varying AC magnetic field. Therefore, the wireless power transmission technology can provide more mobility, convenience and safety than a wired charging environment using a conventional wired charging connector.
  • wireless power transmission technology can be used in various fields such as electric vehicles, Bluetooth earphones, 3D glasses, wearable devices, home appliances, underground facilities, buildings, portable medical devices, robots, and leisure. Is expected to replace the existing wired power transmission environment.
  • a wireless power transmission / reception system using a non-radiating time-varying magnetic field includes a wireless power transmission device including a transmission coil to supply power in a wireless power transmission method, and a power supply wirelessly from the wireless power transmission device including a reception coil.
  • Wireless power receiver for charging a cell or powering various electric appliances in real time.
  • the strength of the magnetic field coupling between the transmission and reception coils in such a wireless power transmission and reception system may vary depending on various environmental variables such as the transmission and reception coil structure for the transmission coil, the geometric arrangement and position between the transmission and reception coils, Accordingly, when the magnetic field coupling strength between the transmission and reception coils is changed, an optimal power transmission condition of the wireless power transmission and reception system may be changed. For example, a dead zone may occur where the mutual inductance between the two coils becomes zero depending on the position and arrangement of the receiving coil relative to the transmitting coil. In a region where the mutual inductance between the transmitting and receiving coils becomes zero, Since no inductive current is generated by the receiving coil, no wireless power transfer is made. Therefore, minimizing dead zones is very important for wireless power transfer.
  • 3D wireless power transmission technology wireless power transmission is performed even when a receiver in a three-dimensional space having x, y, and z axes is located in an arbitrary direction, thereby reducing the dead zone and reducing the location and arrangement of the receiving coil. It is a technology that enables the power delivery to be performed stably regardless.
  • 3D wireless power transmission technology is mainly researched as a technology for power transmission to human implantable devices such as capsule endoscope, artificial heart, smart phones, wireless headsets and wearable information communication devices or wearable medical terminal devices using secondary batteries. It is becoming.
  • FIG. 1 is a view showing an example of a receiving coil of a three-axis wound in accordance with the prior art.
  • the example shown in FIG. 1 is described by R. Carta, G. Tortora, J. Thone, B. Lenaerts, P. Valdastri, A. Menciassi, P. Dario, and R. Puers, "Wireless powering for a self-propelled and steerable endoscopic capsule for stomach inspection (Biosensors and Bioelectronics, vol. 25, pp. 845-851, 2009).
  • the receiving circuit Since the three-axis receiving coil 101 shown in FIG. 1 includes a rectifier circuit for each of the three receiving coils in the implementation of the wireless power transmission system, the receiving circuit is complicated.
  • FIG. 2 is a view showing an example of the structure of the transmission coil of the arrangement according to the prior art. Examples shown in FIG. 2 include Q. Xu, H. Wang, Z. Gao, Z.-H. Mao, J. He, and M. Sun's "A novel mat-based system for position-varying wireless power transfer to biomedical implants (IEEE Transactions on Magnetics, vol. 49, no. 8, pp. 4774-4779, August 2013 ) ".
  • High-efficiency systems using high-frequency AC signals use resonant coils with high quality factor (Q-factor) by using a frequency higher than a few MHz and reducing the coil's resistance loss, thereby enabling power transmission up to several meters with high efficiency.
  • Q-factor quality factor
  • An object of the present invention is to solve the above problems, a wireless power transmitter capable of performing efficient wireless power transmission or reception by minimizing the dead zone based on the improved structure of the first coil unit and the second coil unit. Or to provide a receiving device.
  • another object of the present invention is to provide a wireless power transmission and reception system capable of wireless charging, even if the position of the transmission and reception coils do not match each other, and can perform wireless power transmission to a plurality of receiving devices at the same time.
  • another object of the present invention is to provide a wire winding method for increasing the magnetic field strength and lowering the loss resistance of the coil in order to increase the transmission efficiency in wireless power transmission and a coil structure using the same.
  • the wireless power transmitter includes a bowl-shaped transmitter body; And a transmission coil unit for wirelessly transmitting power to the receiving device based on the power supplied from the power source.
  • the transmitting coil unit may include a spiral coil unit wound on a bottom surface of the transmitting device body; And a helical coil part wound around a side surface of the transmitting device body, and wound so as to have a larger radius of a coil loop toward an upper portion thereof.
  • the helical coil part may be wound to extend from an end of the spiral coil part.
  • the inclination of the helical coil may be between 5 degrees and 90 degrees from the bottom surface.
  • At least one of the spiral coil unit and the helical coil unit may have a plurality of conductive wires having the same radius in a predetermined section and be wound at equal intervals within a predetermined error range.
  • the transmitting coil part is based on the magnetic field strength when the arrangement of the receiving coil part is parallel or perpendicular to the transmitting coil part according to an environmental condition in which the magnetic flux density that is connected to the receiving coil part of the receiving device becomes maximum or minimum. Can be adjusted.
  • the wireless power transmission apparatus may further include a source coil unit receiving power from the power source and transferring the power to the transmission coil unit.
  • the wireless power transmission apparatus may further include one or more matching units for adjusting impedance matching in the transmission coil unit according to the load of the reception apparatus.
  • the matching unit may further include a transmission coil that receives power from the power source and transfers the power to the transmission coil unit, and a source coil unit independent of the transmission coil.
  • the frequency of the transmitting coil unit may be adjusted to be equal to a resonance frequency of a wireless power system including the wireless power transmitter and the receiver.
  • One or more capacitors may be connected in series or in parallel to an end of at least one of the spiral coil unit and the helical coil unit. At least one of the spiral coil unit and the helical coil unit may be wound with any one of a circular coil, a polygonal coil, and an elliptical coil.
  • the spacing between the conductive wires may be determined based on the radius of the conductive wire, the total width of the coil part, and the number of coil turns for the plurality of conductive wires constituting the spiral coil part and the helical coil part. At least one of the spiral coil part and the helical coil part may be wound such that the spacing between the loops is equal.
  • the spiral coil part is disposed below the bottom surface of the first case, the helical coil part is wound along the side surface of the first case, and the second case houses the spiral coil part and at least a portion of the helical coil part. can do.
  • the spiral coil unit may receive power from a first AC source, and the helical coil unit may receive power from a second AC source.
  • the sensing data of power received by the receiving device may be acquired.
  • the apparatus for transmitting power wirelessly may further include a control unit that controls output power of the first AC source and the second AC source based on the sensing data.
  • the control unit controls to supply more power to the coil unit that transmits more power to the receiving device among the spiral coil unit and the helical coil unit, or less power to the coil unit transmitting less power to the receiving device. It can be controlled to supply.
  • the control unit may control the first AC source and the second AC source to supply preset power, and receive the sensing data from the receiving device based on the control.
  • the wireless power transmission apparatus may include a bowl body; a spiral coil unit forming a magnetic field for supplying wireless power from a bottom surface of the bowl body; And a helical coil unit for supplying wireless power from the side of the bowl body.
  • the spiral coil part and the helical coil part may form a magnetic field for supplying wireless power to a wider spatial area than when the spiral coil part and the helical coil part are provided alone.
  • the spiral coil part may be disposed on the bottom surface of the bowl body, and the helical coil part may be wound along the side surface of the bowl body, and may be wound so that the radius of the coil loop increases as the upper part goes upward.
  • the present invention provides a wireless power receiver in another aspect.
  • the wireless power receiver includes a bowl-shaped receiver body; And a receiving coil unit for receiving power supplied from the wireless power transmitter.
  • the helical coil part may be wound to extend from an end of the spiral coil part.
  • the receiving coil unit may further include one or more matching units for adjusting impedance matching in the receiving coil unit according to the load of the receiving device.
  • the matching unit may further include an impedance matching circuit configured with a receiving coil for receiving power from the transmitting coil unit and a load in parallel with the load of the receiving device.
  • the present invention provides a coil structure in another aspect.
  • the coil structure may include a coil structure provided in a transmitting device or a receiving device for wireless power transmission, the spiral coil part being wound in a plane on a two-dimensional plane; And a helical coil part wound from the spiral coil part in a vertical direction and winding so that a radius of the coil loop becomes larger toward the top.
  • the helical coil part may be wound to extend from an end of the spiral coil part.
  • the present invention provides a coil structure in another aspect.
  • the coil unit includes a plurality of conductors having the same radius in a predetermined section at equal intervals within a predetermined error range, and a distance between the centers of adjacent conductors is multiple.
  • the resistance may be determined based on the skin resistance generated in the conductive wire and the loss resistance due to the proximity effect generated between the adjacent conductive wires.
  • the coil unit may include at least one of a spiral coil and a helical coil, and a single conductive wire may be wound as many times as the number of turns of the plurality of conductive wires in the predetermined section according to the equal intervals.
  • the distance P between the centers of the adjacent conductors is (W-2r 0 ) / (N-1).
  • r 0 is the radius of the conductive wire
  • W is the full width of the coil portion
  • N is the number of the conductive wires.
  • W may be the width corresponding to the radius of the coil portion on the plane in the case of the spiral coil, and may be a height in which the conductor is wound in the case of the helical coil.
  • the ratio of the radius of the wire and the full width of the coil part may be 0.0018 to 0.25.
  • the distance between the centers of adjacent conductors may be determined based on the minimum resistance per unit length according to the number N of the conductors.
  • the present invention can provide a wireless power transmission and reception system that is capable of wireless charging even if the positions of the transmission and reception coils do not coincide with each other, and can simultaneously perform wireless power transmission to a plurality of receiving devices.
  • FIG. 1 is a view showing an example of a receiving coil of a three-axis wound in accordance with the prior art.
  • FIG. 2 is a view showing an example of the structure of the transmission coil of the arrangement according to the prior art.
  • FIG. 3 is a view showing an example of a circuit configuration for explaining the concept of a wireless power transmission and reception system according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a perspective view showing an example of a coil structure according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is an exemplary diagram for exemplarily describing the coil structure illustrated in FIG. 4.
  • FIGS. 4 to 5 is a diagram illustrating an example of a mechanical shape of the bowl-type transmitter to which the structure of the wireless transmission coil illustrated in FIGS. 4 to 5 is applied.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a cross section of the circular bowl-type transmitter illustrated in FIG. 6.
  • FIGS. 8 and 9 are diagrams illustrating various embodiments of a coil unit shape according to an exemplary embodiment of the present invention, and show various embodiments in which the inclination of the helical coil unit is variously adjusted in the 3D wireless transmitting coil.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a simulation result comparing magnetic field strengths of a 3D wireless transmitting coil and a general transmitting coil according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a view showing another example of a simulation result comparing the magnetic field strength in the three-dimensional wireless transmission coil and the general transmission coil according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 shows an example of a form in which a three-dimensional wireless transmission coil is manufactured according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 and 14 show another example of the mechanical shape of the bowl-type transmitter to which the structure of the wireless transmission coil according to the embodiment of the present invention is applied.
  • 15 is a perspective view illustrating an example of implementing a plurality of receivers and a transmitter capable of accommodating and storing the plurality of receivers as another embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is a cross section of the transmitter shown in FIG. 15 and shows a cross section of a position corresponding to the left storage space.
  • 17 is a diagram illustrating an example of each configuration of a receiving coil according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 20 illustrates an example of a mutual inductance measurement result between a transmitting coil and a receiving coil according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 21 shows another example of a circuit configuration of a wireless power transmission / reception system according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating an example of a shape of a small hearing aid wireless charging system based on a circuit configuration of a wireless power transmission / reception system according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 23 shows another example of a circuit configuration of a wireless power transmission / reception system according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 24 is a perspective view illustrating an example of a three-dimensional wireless transmission coil structure according to another embodiment of the present invention.
  • 25 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless power transmission system according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 26 is a cross-sectional view for describing a skin effect generated when a current is applied to a conductive wire.
  • FIG. 27 is a cross-sectional view for describing a proximity effect when two or more conductive lines are adjacent to each other.
  • FIG. 28 is a cross-sectional view of a coil unit structure in which a plurality of conductive wires having a circular cross section are arranged side by side at uniform intervals according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • 29 to 32 exemplarily show coil portions or wire structures that can form the cross-sectional structure shown in FIG. 28.
  • FIG. 33 is an exemplary diagram for describing a magnetic field formation in a circular wire structure and an infinite straight wire.
  • Fig. 34 is a graph showing curves of
  • FIG. 36 is a graph for comparing loss resistances generated when the distances between the centers of the coil portions of the coil parts are equal and unequal.
  • FIG. 37 shows the ratio of the radius of the conducting wire to which the loss resistance is minimized according to the number of turns N of the coil part and the overall width of the coil part.
  • FIG. 38 is a graph illustrating a curve of a loss resistance value of a unit length for each turn number N of a coil unit according to a change in a ratio P / 2r 0 between a gap P between conductor centers and a conductor diameter 2r 0 .
  • FIG. 39 shows the value of P / 2r 0 to have a minimum loss resistance according to the turn number N.
  • FIG. 40 is a graph showing the optimum (minimum) loss resistance per unit length according to the number of turns N.
  • FIG. 41 is a graph showing the value of P / 2r 0 for the minimum loss resistance per unit length according to the number of turns N.
  • FIG. 3 is a view showing an example of a circuit configuration for explaining the concept of a wireless power transmission and reception system according to an embodiment of the present invention.
  • the equivalent circuit 300 of the wireless power transmission and reception system is a transmission side resonant coil stage (hereinafter, referred to as a "transmission stage") that receives the AC source signal V S 314; 310) and a receiving side resonant coil end (hereinafter, referred to as a "receiving end” 320), and the wireless power is induced by magnetic induction or magnetic field coupling according to the mutual inductance M 12 between the transmitting end 310 and the receiving end 320.
  • a transmission side resonant coil stage (hereinafter, referred to as a "transmission stage") that receives the AC source signal V S 314; 310) and a receiving side resonant coil end (hereinafter, referred to as a "receiving end” 320)
  • the wireless power is induced by magnetic induction or magnetic field coupling according to the mutual inductance M 12 between the transmitting end 310 and the receiving end 320.
  • the AC source signal Vs 314 is output from a power source, and the power source receives a square wave signal and transmits only a driving amplifier, a switching power amplifier, and a signal of a system frequency to the transmitting coil part. It may include.
  • the transmit end 310 includes a magnetic inductance L 1 311, a resistor R 1 312 and a capacitor C 1 313 for resonance.
  • the receiver 320 includes a magnetic inductance L 2 321, a resistor R 2 322 and a capacitor C 2 323 for resonance.
  • the circuit diagram of FIG. 3 illustrates a series circuit in which the capacitance C 1 313 of the transmitter 310 is connected in series to the inductance L 1 311 and the resistor R 1 312, but is not necessarily limited thereto.
  • the capacitance C 1 313 of the transmitting end 310 may be connected in parallel to the inductance L 1 311 and the resistor R 1 312.
  • capacitor C 2 323 of receiver 320 illustrates a series circuit connected in parallel to inductance L 2 321 and resistor R 2 322, but is not necessarily limited thereto.
  • Capacitor C 2 323 may be connected in series to inductance L 2 321 and resistor R 2 322.
  • the equivalent circuit 300 of the wireless power transmission and reception system according to an embodiment of the present invention, the transmitting end 310 and the receiving end (so that the transmitting coil can transmit the maximum power to the receiving coil through an electromagnetic induction or magnetic field coupling scheme)
  • 320 further includes an impedance matching unit for impedance matching, for example, a transmit end impedance matching unit (Tx matching unit) 315 and a receive end impedance matching unit (Rx matching unit) 324.
  • Tx matching unit transmit end impedance matching unit
  • Rx matching unit receive end impedance matching unit
  • the transmitter impedance matching unit 315 conjugates the impedance seen by the transmitter coil (Tx coil) with the input impedance Zin, and transmits through the transmitter impedance matching. Minimize or eliminate reflections from the source signal.
  • the receiver impedance matching unit 324 may perform a conjugate matching condition with the impedance Zrx viewed from the receiving coil Rx coil toward the transmitting side in order to obtain an impedance matching effect on the impedance Z L 325. do.
  • the impedance Z L 325 means a load such as a rectifier circuit, a DC-DC converter, a battery, a resistor or an electric device.
  • the receiving end 320 and the transmitting end 310 for receiving and transmitting the wireless power illustrated in FIG. 3 correspond to a mounting means device for delivering maximum power to the small device and the small devices, respectively.
  • the receiver 320 may be a small medical device such as a hearing aid, a portable information communication device such as a smartphone, a wearable terminal device including a rechargeable battery, and various types of peripheral devices related thereto.
  • the transmitting end 310 may be referred to as a mounting means or a receiving means capable of supplying wireless power to the receiving end 320 at the maximum power transfer efficiency.
  • At least one of the transmitting coil (Tx Coil) of the transmitting end 310 and the receiving coil (Rx coil) of the receiving end 320 may be applied to the new coil structure proposed in the present invention.
  • the coil structure of the transmitter or the receiver according to an embodiment of the present invention is spiral coils wound in a plane on a two-dimensional plane, and spiral coils are wound three-dimensionally (or three-dimensionally) from a wound plane.
  • Helical coils (helical loops) are included, and based on this, it is possible to minimize dead zones in which induced current is not generated from a transmitting coil to a receiving coil in three-dimensional wireless power transmission.
  • the spiral coil unit may be a coil unit in which a coil is wound in a spiral shape on a x, y axis plane in a two-dimensional plane, for example, in a space of x, y, and z axes.
  • the spiral coil part may be implemented in various forms such as a circular spiral coil having a planar shape of each loop coil, a polygon spiral coil having a polygonal planar shape of each loop coil, and an elliptical spiral coil having a planar shape of each loop coil having an oval shape. Can be.
  • the helical coil part may be in the form of a helix coil in which a coil is wound in a vertical direction, for example, a z axis direction in a space of an x, y, z axis from a plane in which the spiral coil part is implemented.
  • the helical coil unit may be implemented in various forms such as a circular helical coil having a circular planar shape of each loop coil, a polygonal helical coil having a polygonal planar shape of each loop coil, and an elliptical helical coil having a planar shape of each loop coil. Can be.
  • FIG. 4 is a perspective view illustrating an example of a coil structure according to an exemplary embodiment of the present invention
  • FIG. 5 is an exemplary view for explaining the coil structure illustrated in FIG. 4, specifically, to minimize dead zones in wireless power transmission.
  • 3 is a diagram illustrating an example of a three-dimensional wireless transmission coil structure.
  • the transmission coil 400 according to the embodiment of the present invention shown in FIGS. 4 to 5 is a spiral coil portion 401 and a spiral coil portion 401 formed in the form of a circular spiral coil on a two-dimensional plane, for example, a bottom surface.
  • the spiral coil unit 401 and the helical coil unit 402 constituting the transmission coil 400 may use a single conductor for use in a few MHz band.
  • the helical coil part 402 may be formed extending from the end of the outermost loop of the spiral coil part 401.
  • the wire radii of the spiral coil part 401 and the helical coil part 402 are the same, but may be implemented in a structure having several turns.
  • the intervals between the turns may be equally implemented in order to have the lowest resistance when the current is transmitted.
  • a technique of determining the interval between each turn to have the minimum resistance will be described in detail later with reference to FIGS. 24 to 41.
  • the coil inner region A is generated in the magnetic field H by the structural shapes of the spiral coil portion 401 and the helical coil portion 402.
  • the generated magnetic field H is generated as an elliptical region as magnetic fields H z and H ⁇ are generated in the z direction and the ⁇ direction.
  • FIGS. 4 to 5 is a diagram illustrating an example of a mechanical shape of the bowl-type transmitter to which the structure of the wireless transmission coil illustrated in FIGS. 4 to 5 is applied.
  • the transmitter 500 has a circular bowl shape in which a transmission coil shown in FIGS. 4 to 5 is wound around the bottom and side surfaces thereof, respectively. Represents a transmitter.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a cross section of the circular bowl-type transmitter illustrated in FIG. 6.
  • the transmitter main body 600 is coupled to the first case 601 and the first case 601 to form the inside of the bowl shape, and forms the outside of the bowl shape.
  • a second case 602 is included.
  • a protrusion is formed at a lower end of the first case 601
  • a groove is formed at the lower end of the second case 602 so that the protrusion is seated, and thus the protrusion is fitted into the groove and is seated in the first case. 601 and the second case 602 may be fixed.
  • a first groove 603 is formed between the first case 601 and the second case 602 that are coupled to each other, in which a transmission coil is wound.
  • the spiral coil portion 604 is wound in a plane on the bottom surface of the first case 601 in the region of the first groove 603.
  • the helical coil part 605 may extend from the spiral coil part 604 and be wound in a helical shape along the outer circumferential surface of the side surface of the first case 601. For example, an end of the outermost coil of the spiral coil unit 604 and an end of the lowest coil of the helical coil 605 may be connected.
  • a second groove 606 through which a coil may be wound may be formed at a lower end of the second case 602, which may be used as a space for winding a source coil to be described later.
  • a portion of the second case 602 and the first case 601 are spaced apart to form the first groove 603, and a transmission coil is attached to the first case 601 and the inner surface of the second case is shielded. It can be used to attach materials.
  • the receiver may be implemented as a hearing aid and the bowl-type transmitter may be implemented as a hearing aid storage device.
  • the hearing aid can be charged together with the storage of the hearing aid.
  • the design of the transmission coil according to the embodiment of the present invention calculates the magnetic field strength when the arrangement of the receiving coil is parallel or perpendicular to the transmitting coil, assuming an environment in which the magnetic flux density that is chained to the receiving coil is the maximum and minimum, Accordingly, a transmission coil structure capable of controlling a magnetic field is proposed.
  • the magnetic field pattern desired by the designer can be realized by adjusting the number of turns of the transmission coil, the lead spacing, and the inclination angle of the pseudo-conical helical coil.
  • Equations 1 and 2 show magnetic field strengths of the transmitting coil according to the embodiment of the present invention described above with reference to FIG. 5.
  • Equations 1 and 2 represent magnetic field strengths H Z , i occurring in the z direction and magnetic field strengths H ⁇ , i occurring in the ⁇ direction when current I flows through the i-th circular loop of the transmitting coil.
  • D i represents the height in the z direction of the ith loop
  • ⁇ represents the spacing in the ⁇ direction at any point
  • D represents the space in the z direction at any point
  • D i represents the height in the z direction of the ith loop.
  • R i represents the radius of the helical coil constituting the i-th loop.
  • K i and E i are first-order complete elliptic functions and second-order full elliptic functions, respectively, and are calculated through Equations 3 and 4 below.
  • Equation 5 M i in Equations 3 and 4 is derived through Equation 5 below.
  • Equation 6 Equation 7
  • FIGS. 8 and 9 are diagrams illustrating various embodiments of a coil unit shape according to an embodiment of the present invention, and show various embodiments in which the inclination of the helical coil unit is variously adjusted in the 3D wireless transmitting coil.
  • the three-dimensional wireless transmitting coil 700 includes a spiral coil part 701 and a helical coil part 702, and defines an outer radius of the spiral coil part 701.
  • the length D of the helical coil part 702 may be kept the same, and the inclination ⁇ may be adjusted between 5 ° and 90 ° based on the bottom surface.
  • the height of the helical coil part 702 is also H 1 , H 2 ,. , H n, and so on.
  • the radius r max of the spiral coil unit 801 may be adjusted according to the inclination of the helical coil unit 802.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a simulation result comparing magnetic field strengths of a 3D wireless transmitting coil and a general transmitting coil according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 (a) is a magnetic field strength of the three-dimensional wireless transmission coil according to an embodiment of the present invention
  • Figure 10 (b) is a magnetic field strength in a general helical coil
  • Figure 10 (c) Denotes a magnetic field strength of a typical spiral coil.
  • the left side represents the magnetic field strength in the H z direction with respect to the coil structure
  • the right side represents the magnetic field strength in the H ⁇ direction with respect to the coil structure.
  • the white area 901 in FIGS. 10A to 10C is a cross-section of a circular bowl-type transmitter that serves as a holder for the coil and serves as a receiver of the receiver as shown in FIGS. 6 to 7. It is shown.
  • the left figure is a simulation result of magnetic field strength when the Rx coil is horizontally placed at a point 5 mm away from the bottom surface
  • the right figure is a Rx coil. This is a simulation result of the magnetic field strength when placed vertically at a point 8 mm away from the bottom surface.
  • the results of the magnetic field simulation in the transmission coil illustrated in FIGS. 10A to 10C show the magnetic field strength when 1 A is applied to the cross-sectional diameter of the conducting wire constituting the transmission coil at 0.64 mm.
  • the height of the coil according to the embodiment of the present invention used in Figure 10 (a) is 9.1 mm
  • the spiral loop of the bottom surface is 1.5 mm between the conductors
  • the pseudo-conical helical loop of the side surface is 2.14 mm between the conductors It is implemented.
  • the helical coil of FIG. 10 (b) and the spiral coil of FIG. 10 (c) are coils having 7 turns at intervals of 1.5 mm, respectively, and the maximum diameters of the coils are 29 mm and 17 mm, respectively.
  • the regions shown in red in the magnetic field regions generated by the wireless transmitting coil, the general helical coil, and the spiral coil according to the embodiment of the present invention are strong in the positive (+) direction.
  • Part, and the part marked in blue represents a part where the magnetic field is strong in the minus (-) direction.
  • the spiral coil and the helical coil as shown in the left side (Hz) of FIG. 10 may be wider than the sum of the magnetic field formed when the helical coil unit is provided alone, as shown in FIG. 10 (b), and the magnetic field formed when provided alone with the spiral coil unit, as shown in FIG. It will form a magnetic field in the area. That is, when only the spiral coil is used, it has a very low Hz near the outermost part of the spiral coil. In this case, it can be seen that a constant or uniform magnetic field Hz can be obtained in the plane in which the receiver is placed through Hz made in the helix coil as shown in the left figure of FIG. 10 (b).
  • the magnetic field formed by the coil structure in which the spiral coil and the helical coil are coupled as shown in the right side H ⁇ of FIG. 10 (a) has a helical coil unit alone as shown in FIG. 10 (b). If the magnetic field is formed and the spiral coil unit alone as shown in Figure 10 (c) is to form a magnetic field in a wider area than the combined magnetic field formed. Therefore, the mixed structure of the spiral coil and the helical coil may generate synergistic effects due to the combination of the two coils.
  • the center axis of the receiving coil is formed in the z direction, as shown in the left figure of FIG. 10A, when the receiving coil is placed horizontally, the spiral coil and the helix coil wound on the bottom are generated.
  • the magnetic coupling by the Hz component is large and the receiving coil is placed vertically as shown in the figure on the right, it can be seen that the magnetic coupling by the H ⁇ component generated by the spiral coil and the helical coil is large.
  • FIG. 11 is a view showing another example of a simulation result comparing the magnetic field strength in the three-dimensional wireless transmission coil and the general transmission coil according to an embodiment of the present invention.
  • the graph of the three-dimensional wireless transmission coil shown in FIG. 11 is a first transmission coil 1001 composed of a helical coil, a second transmission coil 1002 composed of a spiral coil, a cylindrical transmission helical coil portion, and a third transmission coil composed of a spiral coil portion.
  • a result of comparing the z-direction magnetic field strength and the ⁇ -direction magnetic field strength in the fourth transmission coil 1004 composed of a conical helical coil portion and a spiral coil portion according to an embodiment of the present invention Indicates.
  • the solid line is a simulation result (sim), and a plurality of points included in the solid line represent a calculation result (cal) for each coil structure.
  • FIG. 11 shows a comparison result of the magnetic field strength (H z ) in the z direction at the height (H 1 ) 5 mm away from the bottom of the support for each coil, and (b) of FIG. ⁇ direction magnetic field strength (H ⁇ ) at the height (H 2 ) 8 mm away from the bottom surface of the support is shown.
  • the height (H 1 , H 2 ) is set in consideration of the size of a small device, for example, an ear hearing aid that can be implemented as a receiver proposed in the present invention.
  • the first transmitting coil 1001 exhibits a low magnetic field strength H z , H ⁇ at the center, and a higher magnetic field strength H z , H ⁇ as it is away from the center. ). This is due to the magnetic field characteristics of the helical coil constituting the first transmitting coil 1001.
  • the second transmission coil (1002) is the magnetic field (H z) is included having a large value in the center of the distance from the center decreases sharply, and the magnetic field (H ⁇ ) of ⁇ direction of the z-direction is a low magnetic field at the center point and the outer shell It has a maximum value near 10 mm which is the middle point. This is due to the magnetic field characteristics of the spiral coil constituting the second transmitting coil 1002.
  • the third transmission coil 1003 and the fourth transmission coil 1004 have characteristics similar to those of the second transmission coil 1002 composed of spiral coils in the z direction, and the helical coil composed in the ⁇ direction. Similar characteristics to the first transmitting coil 1001 are shown.
  • the fourth transmitting coil 1004 has the same coil configuration as that of the third transmitting coil 1003 and has a similar pattern or size of magnetic field strength. However, in the case of the fourth transmitting coil 1004, the coil is turned to adjust the magnetic field strength. As the number, the lead spacing, and the inclination of the helical coil are adjusted, it can be seen that the magnetic field is increased more than the third transmitting coil 1003.
  • the dead zone can be minimized, regardless of the position and arrangement of the receiving coil, It will be appreciated that efficient charging of one or multiple receivers is possible. That is, free positioning between the transceiver and charging of the multiple receivers are possible.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an example of a form in which a 3D wireless transmitting coil according to an exemplary embodiment of the present invention is manufactured, and manufactured according to the configuration conditions of the transmitting coil mentioned in the description with reference to FIG. 10.
  • the transmitting coil 1101 shown in FIG. 12 uses a copper conductor, and has a cross-sectional diameter of 0.64 mm, a total height of 9.1 mm, and a lead spacing of a spiral coil loop at the bottom. It consists of 1.5 mm, the lead spacing of the side helical coil loop of 2.14 mm, and 7 turns, respectively.
  • the transmitting coil 1101 connected a lumped constant capacitor to resonate at 6.78 MHz, the inductance of the coil was 6.40 ⁇ H, and the resistance was 1.039 ⁇ . Therefore, at 6.78 MHz, the quality factor (Q-factor) of the transmitting coil is 262.4.
  • the transmission coil and the transmitter according to the present invention described with reference to FIGS. 4 to 11 described above are examples mentioned for convenience of description, and are limited to a corresponding specification (eg, the number of turns, the coil size, the bowl size, etc.).
  • the present invention may be implemented in various forms and specifications according to the implementation environment and use.
  • the hearing aid and the hearing aid storage structure may be described as an embodiment of the receiver and the transmitter, but this is not a limited part, and the receiver and the transmitter may include a small medical device, a smartphone, an iPad, and a storage structure thereof. Of course, it can be implemented for various purposes.
  • the above-described transmission coils illustrated in FIGS. 4 to 7 and 12 have the spiral coil portion and the helical coil portion implemented in a circular shape, and the transmitter has been described in the circular bowl shape.
  • the spiral coil part and the helical coil part may be implemented in various shapes, for example, a polygonal shape or an elliptical shape, as well as the loops thereof.
  • FIG. 13 and 14 illustrate another example of a mechanical shape of the bowl-type transmitter to which the structure of the wireless transmission coil according to the embodiment of the present invention is applied.
  • the horizontal cross section 1201 of the transmitter 1200 may be formed in a quadrangular shape, and as shown in FIG. 14, the horizontal cross section of the transmitter 1300 ( 1301 may be formed in a hexagon.
  • Both the transmitters 1201 and 1301 shown in FIGS. 13 and 14 are spiral coil parts 1203 and 1303 and helical coil parts 1202 and 1302 over the lower end (the upper part in the drawing because the drawing is shown from the bottom) and the outer peripheral surface. Can be implemented to be wound.
  • the horizontal cross section of the transmitter may be implemented in various forms such as polygons and ellipses.
  • 15 is a perspective view illustrating an example of implementing a plurality of receivers and a transmitter capable of accommodating and storing the plurality of receivers as another embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 another embodiment of the present invention illustrates an embodiment in which the transmitter 1220 may be implemented in the form of a hearing aid case and the hearing aid, which is a receiver, may be stored and charged.
  • the interior of the transmitter 1220 includes storage spaces 1221 and 1222 for storing left and right hearing aids, and a cover 1223 is provided to cover and securely store the storage spaces 1221 and 1222.
  • the coil structure described above may be installed in the interior corresponding to each of the storage spaces 1221 and 1222 of the transmitter 1220.
  • FIG. 16 is a cross-sectional view of the transmitter 1220 shown in FIG. 15 and illustrates a cross section of a position corresponding to the left storage space 1221.
  • a spiral coil part 1227 is installed on an inner bottom surface of the left accommodating space 1221, and a helical coil part 1225 is installed on an inner side surface thereof.
  • the spiral coil part 1227 and the helical coil part 1225 may have a rectangular planar shape to correspond to the rectangular storage space 1221. That is, the spiral coil unit 1227 and the helical coil unit 1225 may be a rectangular spiral coil and a rectangular helical coil.
  • the receiving coil mounted on the receiver according to the embodiment of the present invention may be wound on a plate-shaped support.
  • various embodiments of the reception coil will be described with reference to FIGS. 17 to 19.
  • 17 is a diagram illustrating an example of each configuration of a receiving coil according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • a receiving coil 1400 illustrated in FIG. 17A is a coil mounted in a receiver, and when one wide surface constituting a support is defined as a first plane and an opposite surface of the first plane as a second plane
  • the receiving coil 1400 may include a first horizontal coil portion 1401 wound horizontally on a first plane of a support, a vertically wound vertical coil portion 1402 wound on a side of a support, and a horizontal plane on a second plane. It may be configured as a second horizontal coil portion 1403 wound.
  • the first horizontal coil unit 1401 and the second horizontal coil unit 1403 use spiral coils
  • the vertical coil unit 1402 uses helical coils.
  • the spiral coil part and the helical coil part may be implemented in a structure having a single turn and using several turns to use a frequency of MHz or more.
  • the overall size of the receiving coil 1400 is designed in a rectangular structure having a width of 10.5 mm, a length of 6.5 mm, and a height of 2.46 mm, while forming a spiral coil constituting the first horizontal coil part 1401 and the second horizontal coil part 1403.
  • Is composed of 8 turns and the helical coil constituting the vertical coil unit 1402 is composed of 7 turns, and each coil may be implemented to be connected in series with each other.
  • it may be implemented so that the interval between each turn of the coil is the same in order to obtain the lowest resistance.
  • a structure having magnetic properties may be used in the receiving coil to match the shape of the receiving coil for focusing the magnetic flux.
  • the support 1404 of the ferrite cuboid may be implemented in a rectangular plate-like structure in which several layers of ferrite sheets having a permeability of 100 are stacked.
  • FIG. 17C illustrates an example of a receiving coil manufactured in the configuration illustrated in FIGS. 17A and 17B.
  • the manufactured receiving coil 1405 is manufactured in the same manner as the coil standard mentioned in (a) of FIG. 17.
  • the spiral coil has a rectangular structure of 10.5 mm in width, 6.5 mm in height, and 2.46 mm in height, and each spiral coil has 8 turns, and a helical coil. With seven turns of silver, each coil was connected in series with each other, using copper wires with a diameter of 0.25 mm.
  • the receiving coil 1405 connected a lumped constant capacitor in order to be resonant at 6.78MHz.
  • the inductance of the manufactured reception resonant coil 1405 is 3.09 ⁇ H, and the resistance is 3.400 ⁇ .
  • the quality factor of the receiving coil is 38.7.
  • the receiving coil according to an embodiment of the present invention can be implemented in various forms as well as the rectangular shape shown in FIG.
  • the first spiral coil unit 1501 and 1601, the helical coil unit 1502 and 1602, and the second spiral nose are circular or hexagonal, depending on the shape of the receiving coils 1500 and 1600. Some of the portions 1503 and 1603 may be stacked.
  • a plate-shaped support for example, a ferrite sheet portion, of circular and hexagonal shapes may be further included to support the receiving coil.
  • the proposed receiving coil structure can be applied to the proposed transmitting coil structure, but can be applied to other types of transmitting structures, for example, a flat spiral structure and a box coil structure.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating an example of a mutual inductance measurement result between a transmitting coil and a receiving coil according to an exemplary embodiment of the present invention. Specifically, FIG. 20 illustrates a result of measuring mutual inductance between a transmitting coil and a receiving coil varying according to an arrangement of the receiving coil. Indicates.
  • FIG. 20A is a result of measuring mutual inductance when the receiving coils are arranged parallel to the transmitting coil
  • FIG. 20B is a result of measuring mutual inductance when the receiving coils are arranged perpendicular to the transmitting coil.
  • the used transmitting coil and the receiving coil use the transmitting coil and the receiving coil according to the embodiments described above with reference to FIGS. 12 and 17, and the positions of each coil are an interval between the receiving coils used in the simulation shown in FIG. 10. It was set same as. That is, in the parallel arrangement, the receiving coil is located at a point 5 mm away from the bottom of the support, and in the vertical arrangement, the receiving coil is located at a point 8 mm away from the bottom of the support.
  • the mutual inductance between the transmitting coil and the receiving coil has a shape of about 350 nH at the center and decreases toward the outside.
  • the mutual inductance between the transmitting coil and the receiving coil is about 2.25 nH at the center, and increases to the outside to have a maximum of 178.5 nH.
  • the mutual inductance increases when moving in the x-axis in the vertical arrangement, but may be almost zero when moving in the y-axis because not only the z-direction but also the ⁇ -direction magnetic field cannot be bridged.
  • the maximum efficiency ⁇ max that the wireless power transmission and reception system may have through the resistance and mutual inductance of the transmitting coil and the receiving coil may be derived through Equation 8 below.
  • the coil structure illustrated in FIGS. 4 to 5 is implemented as a transmitting coil and the coil structure illustrated in FIG. 17 is implemented as a receiving coil
  • the coil structure illustrated in FIGS. 4 to 5 may be implemented as a receiving coil
  • the coil structure illustrated in FIG. 17 may be implemented as a transmitting coil.
  • another embodiment of the present invention is to implement at least a portion of the receiver in the form of a bowl and the receiving coil to have a spiral coil portion and a helical coil portion. That is, the proposed improved coil structure according to the present invention, for example a coil structure having a spiral coil part and a helical coil part, can be applied to at least one of a transmitting coil and a receiving coil.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating another example of a circuit configuration of a wireless power transmission / reception system according to an embodiment of the present invention. Specifically, FIG. 21 is a circuit configuration diagram for performing impedance matching to maximize the efficiency of the wireless power transmission / reception system. .
  • a wireless power transmission / reception system includes a transmitter 1800a and a receiver 1800b.
  • the transmitter 1800a includes a source coil 1801 and a transmission resonant coil 1802 for Tx impedance matching.
  • the source coil 1801 is connected to a source having an inductance L S of the source coil, a distributed capacitor C S connected to the source coil, a loss resistor R S , and a characteristic impedance Z 0 .
  • the capacitor C S may not be used depending on a circuit situation.
  • the transmission resonant coil 1802 is configured such that an inductance L 1 of a transmission resonant coil for input impedance matching, a capacitor C 1 connected to a transmission resonant coil, and a resistor R 1 are connected in series.
  • the circuit of the transmission resonant coil 1802 is distinguished in that it performs impedance matching with the source coil 1801 in comparison with the equivalent circuit of the transmitter 310 described above with reference to FIG. 3.
  • the source coil 1801 and the transmission resonant coil 1802 may perform transmitter input impedance matching by adjusting mutual impedance M S.
  • the present invention is not limited to the illustrated matching circuit, and various matching circuits may be used.
  • a structure in which a capacitor is directly connected to the transmission resonant coil unit without using a source coil may be used.
  • the capacitor may be configured in series, parallel, series-parallel, and parallel-serial.
  • the source coil When manufactured according to the source coil shown in FIG. 21, the source coil may be a spiral coil composed of a radius of 11 mm, a lead spacing of 2 mm, and two turns.
  • the source coil may be located on the bottom surface of the transmitting coil.
  • the source coil may be provided at the bottom of the transmitting coil by winding using the second groove H 2 provided inside one side of the bottom surface of the transmitter as shown in FIG. 6.
  • the receiving end of the receiver 1800b includes a receiving resonance coil 1803 and a receiving impedance matching circuit 1804.
  • the receiving resonant coil 1803 includes a circuit configuration including a transmitting resonant coil 1802 and an inductance L 2 of the receiving resonant coil for output impedance matching and a loss resistor R 2 of the coil, and includes a transmitting resonant coil ( 1802 and output impedance matching (Rx impedance matching).
  • Receiving an impedance matching circuit 1804 is a capacitor (C 2, C P) of the to use a capacitor of C 2 and C P for impedance matching implementation
  • the receiving resonance coil 1803 and the receiver impedance matching circuit 1804 is a view with It can be implemented in parallel and in series. In parallel and serial implementations, more power is supplied to low-impedance loads viewed from the receiving coil toward the load when charging multiple devices.
  • the capacitors C 2 and C P of the receiving end of the receiver 1800b are provided with a rectifier circuit 1805, a charging circuit (LTC4070; 1806), and a Li-ion battery. 1807, a received signal processing circuit including a DC-DC conversion circuit 1808 and a load 1809 are connected in parallel.
  • the DC-DC conversion circuit 1808 may use LD6806, which is an LDO circuit, and the load 1809 may use a hearing aid.
  • the reception resonance coil 1803, the capacitors C 2 and C P of the reception impedance matching circuit 1804 and the reception signal processing circuit implement a parallel resonance circuit, which charges the Li-ion battery 1807 of the load.
  • the current to be transmitted is limited to 20mA to prevent battery overcurrent, so the load impedance has an impedance of several hundred ⁇ , and this impedance value is higher than that of a battery that is charged with a high current such as a conventional smartphone. It is to prevent the efficiency of the wireless charging system is reduced when using the resonant circuit.
  • the receiver impedance matching circuit 1804 preferably applies a parallel resonance circuit in which the reception resonance coil, the capacitor, and the load are connected in parallel with each other.
  • the present invention is not necessarily limited to the parallel resonant circuit as shown in FIG. 21, and may be configured as any one of a matching circuit using series-parallel, parallel, and series capacitors according to an implementation scheme.
  • a matching resonant coil and a load coil connected to the rectifier circuit may be provided.
  • the reception signal processing circuit of the receiver 1800b includes a half-wave rectification circuit 1805 for converting a voltage induced in the reception resonance coil 1803 into a direct current, a red LED 1805c for recognition, and a battery charging for a Li-ion battery. It may include a receiving circuit composed of an IC 1806 and a Li-ion battery 1807.
  • Li-ion battery 1807 has a voltage of 4.2V at steady state, but since the hearing aid corresponding to load 1809 operates at a voltage of 1.4V, voltage using linear drop out to use battery voltage in hearing aids Can be lowered.
  • the LDO 1808 used in the receiving circuit is NXP's LD6806, and the measured hearing aid applied voltage may be 1.417V.
  • the rectifier circuit 1805 is configured as a half-wave rectifier circuit using only one diode 1805a, not a full-wave rectifier circuit, in order to reduce the size of the received signal processing circuit.
  • the diode 1805a is, for example, DB27316 of Panasonic Corporation, the threshold voltage is 0.55V maximum, it can be implemented as a low current rectifying diode.
  • the smoothing capacitor 1805b connected in parallel to the diode 1805a may have a value of 116 kHz by connecting a general RF capacitor in parallel to minimize the ripple voltage.
  • the charge recognition red LED (1805c) is connected to inform the state of charge.
  • the voltage difference between the output voltage of the rectifier circuit 1805 and the input voltage to the charger IC 1806 may be fixed to the threshold voltage of the LED 1805c.
  • the charger IC 1806 may use the LTC4070 of Linear Technology. At this time, the IC 1806 can be charged from a minimum of 450 mA to a maximum of 50 mA.
  • the wireless power transmission / reception system including the circuit diagram shown in FIG. 21 may be implemented as a wireless charging system for a small hearing aid.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating an example of a shape of a small hearing aid wireless charging system based on a circuit configuration of a wireless power transmission / reception system according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 22A illustrates the shape of a small hearing aid wireless charging system manufactured by reflecting the transmitter circuit diagram mentioned in the description of FIG. 21A
  • FIG. 22B illustrates the FIG. 21B of FIG.
  • the shape of the receiver coil and the receiver circuit manufactured by reflecting the receiver circuit diagram manufactured to be coupled with the receiver resonance coil mentioned in the description is shown.
  • the hearing aid corresponding to the receiver is Maxo-K, which is a model of the hearing aid of the Korean hearing aid, and has an outer size of 18 mm in length and 15 mm in width.
  • the Li-ion battery is in the form of a pouch and has a cell size of 10 mm wide, 10 mm long and 4.09 mm high.
  • FIG. 22B is a shape in which a receiving coil and a receiving circuit are manufactured. The receiving coil and the receiving circuit have a height of 4 mm.
  • the receiver circuit is built on a 0.4mm FR4 substrate and is sized to be embedded in a hearing aid with the receiver coil.
  • the wireless power transmission / reception system including the circuit configuration shown in FIGS. 21 and 22 has been applied to charging a small Li-ion battery developed for driving a small hearing aid, but various wearable medical terminals, wearable information communication terminals, and smart devices It can be applied to various portable information communication terminals such as phones.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating another example of a circuit configuration of a wireless power transmission / reception system according to an embodiment of the present invention. Specifically, FIG. 23 illustrates an example of transmitting power from a transmitter to a plurality of receivers, for example, a first receiver and a second receiver. A circuit diagram showing a corresponding equivalent circuit.
  • the transmitter 2301 is configured to generate wireless power based on magnetic induction or magnetic field coupling according to mutual inductances M12 and M13 with the first receiver 2302 and the second receiver 2303, respectively.
  • Can transmit The transmitting coil of the transmitter 2301 shown in FIG. 23 may be the proposed coil structure of the present invention shown in FIGS. 4 to 5 described above.
  • the example shown in FIG. 23 may be in a state where a plurality of receivers are mechanically placed in the bowl-type transmitter 2301.
  • the related parameters of the transmitter 2301 illustrated in FIG. 23 may apply the parameters of the transmitter described in the description of FIG. 21 described above, and the related parameters of the first receiver 2302 or the second receiver 2303 may be applied to the related parameters of the transmitter 2301.
  • Each of the parameters of the receiver described in the description of 21 can be applied.
  • the AC source signal Vs of the transmitter 2301 is output from a power source, and the power source receives a square wave signal and transmits only a driving amplifier, a switching power amplifier, and a signal of a system frequency to the transmitting coil part.
  • LC filter and the like The transmitter 2301 includes a magnetic inductance L 1 , a resistor R 1 and a capacitor C 1 for resonance.
  • the first receiver 2302 may include a magnetic inductance L 2 , a resistor R 2 and a capacitor C 2 for resonance, and the second receiver 2303 may include a magnetic inductance L 3 , a resistor R 3 and a capacitor C 3 for resonance. .
  • FIG. 23 shows a series circuit in which capacitor C 1 of transmitter 2301 is connected in series with inductance L 1 and resistor R 1 , but is not necessarily limited thereto. According to another embodiment, the capacitor C 1 of the transmitter 2301 may be connected in parallel to the inductance L 1 and the resistor R 1 . Also, FIG. 21 illustrates a series circuit in which capacitor C 2 of first receiver 2302 is connected in parallel to inductance L 2 and resistor R 2 , but is not necessarily limited thereto. According to another embodiment, capacitor C 2 may be It can be connected in series to inductance L 2 and resistor R 2 . Similarly, FIG.
  • capacitor C3 of second receiver 2303 is connected in parallel to inductance L3 and resistor R3, but is not necessarily limited thereto.
  • capacitor C3 may include inductance L3 and resistor. It can be connected in series to R3.
  • the transmitter 2301 has an impedance matching for impedance matching with the first receiver 2302 so that the transmitting coil can transmit maximum power to the first receiving coil and the second receiving coil through electromagnetic induction or magnetic field coupling.
  • a unit for example, a Tx impedance matching unit
  • the second receiver 2302 may include a reception impedance matching unit Rx impedance unit of the first receiver 2301 for impedance matching with the transmitter 2301.
  • the second receiver 2303 may include a receive impedance matching unit Rx impedance unit of the second receiver 2303 for impedance matching with the transmitter 2301.
  • the transmission impedance matching unit conjugately matches the impedance seen by the transmission coil (Tx coil) with the input impedance Zin, and minimizes the reflection of the source signal transmitted through transmission impedance matching.
  • the impedance matching unit of the first receiver 2032 and the impedance matching unit of the second receiver 2303 are conjugated with the impedance viewed from the receiving coil to the transmission in order to obtain impedance matching effects for the impedances Z L2 and Z L3. Matching conditions are established.
  • impedance Z L2 or impedance Z L3 may refer to a load such as a rectifier circuit, a DC-DC converter, a battery, a resistor, or an electric device, respectively.
  • the coil structure according to the embodiment of the present invention described above for example, the coil structure illustrated in FIGS. 4 to 5 has described an example in which a spiral coil part and a helical coil part are configured by a single conductor.
  • the transmitting coil unit described above is implemented as a single conductor.
  • the coil structure according to another embodiment of the present invention may be composed of a spiral coil unit and a helical coil unit as separate conductors.
  • a transmission coil part is comprised from a some lead wire.
  • a coil structure according to this embodiment will be described.
  • FIG. 24 is a perspective view illustrating an example of a three-dimensional wireless transmission coil structure according to another embodiment of the present invention.
  • a spiral coil portion 401 'and a spiral coil portion 401' formed as a coil of a circular spiral shape on a two-dimensional plane, for example, a bottom surface, may be formed. It may include a helical coil portion 402 ′ which is wound around a vertical coil portion in a vertical direction from a plane formed, for example, a bottom surface, and wound in a conical-like shape in which the radius of the coil loop is gradually increased.
  • the spiral coil portion 401 'and the helical coil portion 402' constituting the transmission coil 400 are implemented as separate conductors physically separated. That is, unlike the transmission coil unit using the single conductor shown in FIG. 4, the transmission coil unit illustrated in FIG. 24 has a structure in which the spiral coil unit 401 ′ and the helical coil unit 402 ′ are physically separated.
  • spiral coil unit 401 'and the helical coil unit 402', as well as the circular as shown in Figure 22, as described above, can be modified in various forms, such as polygons, ellipses.
  • this wireless transmission coil structure it is possible to implement an efficient transmitter based on active control according to the situation by connecting the AC source to the spiral coil unit 401 'and the helical coil unit 402', respectively.
  • 25 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless power transmission system according to another embodiment of the present invention.
  • the transmitter 2500 may include a first transmitter 2510, a second transmitter 2520, a control unit 2530, and a transmitter communication unit 2540.
  • the first transmitter 2510 may include a first transmitter coil 2513, a first impedance matching unit 2512, and a first AC source 2511.
  • the first transmitting coil 2513 may be, for example, a spiral coil unit 401 ′ illustrated in FIG. 24.
  • the second transmitter 2520 may include a second transmitter coil 2523, a second impedance matching unit 2522, and a second AC source 2521.
  • the second transmission coil 2523 may be, for example, the helical coil unit 402 ′ illustrated in FIG. 24.
  • the spiral coil portion 401 ' which is the first transmitting coil 2513
  • the helical coil portion 402' which is the second transmitting coil 2523
  • Power is supplied from the source 2521.
  • the transmitter communication unit 2540 communicates with at least one receiver 2550, 2560, thereby allowing the transmitter 2500 to exchange data with at least one receiver 2550, 2560.
  • Communication between the transmitter 2500 and the receiver 2550 or 2560 may use in-band communication, which may transmit and receive data using a wireless power transmission signal, and may use a different frequency from the wireless power transmission frequency. Other communication methods may be used.
  • the control unit 2530 may acquire sensing data of wireless power transmitted from the receiver 2550 or 2560 to the transmitter 2540 through the transmitter communication unit 2540.
  • the control unit 2530 controls the output size and operation of the first AC source 2511 and the second AC source 2521 based on the acquired sensing data, and controls the first impedance matching unit 2512 and the second.
  • the impedance matching unit 2522 can be adjusted. That is, the signal of the first alternating current source 2511 and the signal of the second alternating current source 2521 have the same phase, but the output power may vary according to the control of the control unit 2530, and thus, the first transmission coil 2513 ) And the magnitude of the magnetic field generated by the second transmitting coil 2523 may vary.
  • the control unit 2530 initially controls the first alternating current source 2511 and the second alternating current source 2521, respectively, to supply a predetermined constant power to the first transmission coil 2513 and the second transmission coil ( 2523). Accordingly, the receiver 2500 receives power wirelessly.
  • the receiver 2550 or 2560 may sense the strength of the received power and transmit sensing data to the transmitter.
  • the control unit 2530 may control the power of the first AC source 2511 and the second AC source 2521 based on the sensing data received from the receiver 2550 or 2560.
  • the control unit 2530 can detect a transmitter that can transmit more power to the receiver 2550 or 2560 and control the corresponding AC source to transmit more power to the detected transmitter.
  • the control unit 2530 has a spiral nose.
  • the first alternating current source 2511 and the second alternating current source 2521 may be controlled so that the portion 401 ′ may supply more power than the helical coil unit 402 ′.
  • the control unit 2530 may control the first AC source 2511 and the second AC source 2521 to supply power only to the helical coil part 402 ′ and hardly supply power to the spiral coil part 401 ′. It may be.
  • control unit 2530 controls such that more power is supplied to the transmitter where the receiver 2550 or 2560 receives more power, depending on the position or state of the receiver 2550 or 2560 in the wireless power transfer area.
  • the power supply may be reduced to a transmitter that hardly transmits power to the receiver 2550 or 2560. Therefore, according to the present embodiment, the efficiency of wireless power transmission is greatly increased, and efficient wireless power transmission is possible.
  • the control unit 2530 initially controls the first AC source 2511 and the second AC source 2521, respectively. After applying the set constant power to the first transmission coil 2513 and the second transmission coil 2523, the first AC source 2511 based on the sensing data for the power received from each receiver 2550, 2560 And the intensity of the magnetic field generated by the first transmitting coil 2513 and the second transmitting coil 2523 by adjusting the output of the second alternating current source 2521.
  • the control unit 2530 may adjust the first impedance matching unit 2512 and the second impedance matching unit 2522 provided in the first transmitter 2510 and the second transmitter 2520, respectively.
  • the receiver 2550 or 2560 senses and transmits at least one of the voltage and current measured at the front or the rear of the rectifying circuit of the receiver 2550 or 2560 to the transmitter 2500, and the control unit 2530 Based on the sensed data received, the first impedance matching unit 2512 and the second impedance matching unit 2522 are adjusted to achieve optimal transmitter impedance matching.
  • a single metal conductor or multiple metal conductors may be used.
  • the skin effect of the lead increases as the frequency increases, and as the number of turns of the lead constituting the coil increases. Proximity effect between adjacent conductors may increase rapidly, increasing resistance.
  • the present invention proposes a coil structure that can maximize the strength of the magnetic field by minimizing the loss resistance in consideration of the effect of the proximity effect and the skin effect between the conductors according to the increase in the number of turns of the conductive wires.
  • FIG. 26 is a cross-sectional view for describing a skin effect generated when a current is applied to a conductive wire.
  • FIG. 26 shows a simulation result indicating this phenomenon. As the density increased, the epidermal region 2001 was indicated. Referring to FIG. 26, it can be seen that the current flow is concentrated almost at the edge portion. This simulation example was performed using ANSYS's MAXWELL 2D program.
  • Equation 9 represents the resistance (R skin ) in the unit length lead by the skin effect.
  • R DC 1 / ( ⁇ (r 0 ) 2 ⁇ )
  • ⁇ 1 / ( ⁇ f ⁇ 0 ⁇ ) 1/2 (r 0 / ⁇ > 1)
  • r 0 Radius
  • ⁇ the electrical conductivity of the wire
  • f the operating frequency (operating frequency)
  • ⁇ 0 means the permeability of the lead (permeability).
  • ⁇ represents the skin depth.
  • FIG. 27 is a cross-sectional view for describing a proximity effect when two or more conductive lines are adjacent to each other.
  • the same current I 0 flows in the same direction through the first conductor 2110 and the second conductor 2120 having the same size, the radius of the conductor is r 0 , and is indicated on each of the conductors 2110 and 2120.
  • H is created from adjacent conductors and represents the magnetic field applied to another conductor.
  • the adjacent regions 2111 and 2121 with the relative conductive lines have little current compared to other regions in the same conductive line, and thus the current density fluctuates to almost zero. This phenomenon is called proximity effect.
  • increasing the number of turns of the coil to increase the strength of the magnetic field increases the strength of the magnetic field to some extent but increases the number of turns excessively.
  • the resistance may increase rapidly due to the spacing between the conductors constituting the coil and the conductor radius.
  • Loss resistance per unit length of the wire in consideration of the skin effect and the proximity effect (R ohmic ) can be expressed by Equation 10 below.
  • the loss resistance per unit length (Rohmic) of the wire is the sum of the resistance per unit length (Rskin) by the skin effect and the resistance per unit length (Rprox) by the proximity effect.
  • the resistance per unit length (Rprox) due to the proximity effect is the product of Rskin and the proximity factor Gp. Therefore, the loss resistance Rohmic per unit length of the lead can be expressed as the product of Rskin and (1 + Gp), and the unit is ⁇ / m.
  • the proximity factor G P may be calculated by Equation 11 below.
  • the proximity factor Gp may be determined by x, ⁇ , and H.
  • ⁇ represents the skin depth
  • x represents 2r 0 / ⁇ (ie, d / ⁇ )
  • ⁇ and x are the values to be determined.
  • H is a magnetic field generated by the current flowing in adjacent conductors, and may vary according to the number of turns of the coil or the lead spacing. For example, H may be a H shown in Fig.
  • the proximity factor can be obtained, and based on this, the loss resistance Rohmic per unit length can be calculated. That is, the close-up factor can be determined according to the mutual influence of the magnetic field generated in accordance with the distance between the coils of the number of turns or conductors, by using this, the total resistance of the spiral coil structure and the helical coil structure is obtained for the entire length of the R ohmic and coil Because of the effects of skin and proximity effects, in the design of the conductors in the high frequency band of MHz, the conductors with a thickness larger than the skin depth (skin depth at 6.78 MHz) can be obtained.
  • the present invention discloses a structure in which a coil part for wireless power transmission has a plurality of conductive wires having the same radius in a predetermined section and is arranged at equal intervals within a predetermined error range.
  • the spacing between the conductors is determined as an optimized spacing that minimizes the loss resistance and maximizes the strength of the magnetic field in consideration of the skin effect of the conductors and the proximity effect between the conductors.
  • the minimum loss depends on the number of turns of the coil, the radius of the conductors, and the gaps between the conductors. It is necessary to derive a relation to obtain the resistance.
  • FIG. 28 is a cross-sectional view of a coil unit structure in which a plurality of conductive wires having a circular cross section are arranged side by side at uniform intervals according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • N conductors having the same radius r 0 are evenly disposed along the distance P between the centers of the conductors.
  • Such a structure may be formed in a spiral coil wound in a plurality of turns, a helical coil wound in a plurality of turns, a structure in which parallel multiple straight conductors are arranged, and the like.
  • FIG. 29 to 32 exemplarily illustrate coil portions or conductive structures that can form the cross-sectional structure illustrated in FIG. 28.
  • the cross-sectional structure shown in FIG. 28 is a cross section A1 to B1 of the spiral coil shown in FIG. 29, A2 to B2 cross section of the helical coil shown in FIG. 30, and A3 in the straight conductor arrangement structure shown in FIG. 31. In the cross section from B3 to each other.
  • a single conductor is wound several turns in a plane, but in a region AR1 including a predetermined area, for example, A1 to B1, a plurality of conductors as shown in FIG. It can be considered as arranged at even intervals.
  • the number of turns of the spiral coil may correspond to the number of conductive wires in the predetermined region, and the interval between the centers of the conductive wires of the loop of the spiral coil may correspond to the interval between the centers of the conductive wires in the predetermined region AR1.
  • the helical coil shown in FIG. 30 is a single conductor wound in several turns in the vertical direction, but in a region AR2 including a predetermined region, for example, A2 to B2, a plurality of conductors are arranged at uniform intervals. May be considered identical.
  • the number of turns of the helical coil may correspond to the number of leads in the predetermined region, and the distance between the centers of the conductors of each loop of the helical coil may correspond to the distance between the centers of the conductors in the predetermined region AR2.
  • any windings or arrangement methods mentioned in the present invention apply if the cross-section of any structure forms a structure similar or similar to that shown in Fig. 28.
  • FIG. 32 is a plan view showing an example in which the rectangular spiral coil part also applies the structure shown in FIG. 28.
  • a rectangular spiral coil is a single conductor wound around a horizontal plane with several rectangular loops, but in a region AR4 including a predetermined region, for example, A4 to B4, a plurality of conductors are uniformly spaced. Can be considered identical to the arrangement.
  • the number of turns of the rectangular spiral coil may correspond to the number of conductive wires in the predetermined area AR4, and the interval between the centers of the respective rectangular loops of the rectangular spiral coil may correspond to the distance between the centers of the conductive wires in the predetermined area AR4. have.
  • the illustrated cross-sectional structure is a cross-sectional structure of a coil portion in which a conductive wire is wound in several turns, such as a spiral coil or a helical coil.
  • P may mean a pitch between the centers of the conductive lines.
  • P may be a distance from the center of the first conductive line to the center of the second conductive line adjacent to the first conductive line.
  • the spacing between the conductors in the coil unit shown in FIG. 28 is equal within a predetermined error range. That is, P values between neighboring conductive lines included in the coil part may be constant.
  • r 0 represents the radius of the conductor.
  • the radius of the conductors included in the coil unit is the same.
  • N represents the number of conductors arranged in the region.
  • N may mean the number of turns of the conductive wire.
  • W represents the overall width of the coil portion.
  • W may be the length from the end of the first lead to the opposite end of the nth lead when the coil section has a total of N conductors from the first lead to the nth lead.
  • W may be a spiral coil. Is the width corresponding to the radius of the coil portion on the plane, in the case of the helical coil may be the height wound the conductor.
  • Equation 12 r 0 is the radius of the conductor, W is the full width of the coil portion, and N is the number of turns of the conductor (the number of conductors in the straight conductor arrangement).
  • the coil unit may be variously implemented to reduce the loss resistance of the wire and maximize the strength of the magnetic field in wireless power transmission.
  • the coil may be implemented to have an optimal radius r 0 having a minimum resistance based on Equations 12 and 13.
  • the distance p between the centers of the conductive lines may also be determined.
  • the turn number N may be determined to have a minimum resistance.
  • the distance P between the centers of the conductors is also determined.
  • Equation 12 and 13 The relational formula for obtaining the minimum resistance in the conductive lines illustrated in Equations 12 and 13 is applicable to all cases in which multiple parallel wires are arranged or wound at equal intervals in a predetermined region.
  • a magnetic field H generated by adjacent conductors and affecting the target conductor must be obtained.
  • a magnetic field generated in a coil structure in which the conductor is wound in several turns in a horizontal or vertical direction such as a spiral coil or helical coil structure, and a magnetic field generated in a structure in which a plurality of parallel straight conductors are arranged.
  • FIG. 33 is an exemplary diagram for explaining magnetic field formation in a circular wire structure and an infinite straight wire
  • FIG. 33 (a) shows a magnetic field in a circular loop included in a spiral coil or a helical coil.
  • 33 (b) shows the generation of the magnetic field in the infinite straight lead.
  • D shown in FIG. 33 is the distance from the center of the lead and is generated in the Hz and H ⁇ D positions.
  • r1 means the distance from the center of the circular loop to the center of the conductor.
  • Equation 12 and Equation 13 were applicable to a spiral coil structure in which a plurality of loops are wound in the horizontal direction.
  • at the D position of the infinite straight line shown in FIG. 33 (b) were compared.
  • r1 is 2cm and 20cm was examined separately.
  • Fig. 34 is a graph showing curves of
  • Equation 12 and Equation 13 are applicable to the helical coil structure in which a plurality of conductive wires are wound in the vertical direction
  • of the H ⁇ in the circular loop shown in FIG. The comparison was made to compare the
  • FIG. 35 shows the
  • Equations 12 and 13 are not applicable to the general application of the spiral coils, the helical coils, and the plurality of infinite straight conductors shown in FIGS. It is possible.
  • the present invention in the structure of the coil portion in which the conductor is wound in a number of turns, such as spiral coil or helical coil, or in the structure in which a plurality of conductors are arranged side by side, the structure for equally spaced between the center of the conductors Presented.
  • the basis for supporting that the loss resistance generated in the conducting wire has the smallest value when the distance between the conducting wire centers is equal will be described.
  • FIG. 36 is a graph for comparing loss resistances generated when the distances between the centers of the coil portions of the coil parts are equal and unequal, and the cases where the number of turns N of the wires is 3 and 4, respectively.
  • the radius r0 of the conductive wire is 0.5 mm
  • the coil width W is fixed
  • the length of each conductive wire is 1 meter.
  • ⁇ p 0, it means an equally spaced distance between the centers of the conductors in the coil part.
  • the loss resistance increases as ⁇ p increases. That is, the loss resistance is smallest when the conductors of the coil part are arranged at equal intervals, and the loss resistance increases as the distance between the conductors approaches one of the conductors. Therefore, when the distance between the centers of the conductors of the conductors of the coil unit is equally spaced, the magnetic field may be most efficiently generated during the wireless power transmission.
  • the embodiment of the present invention proposes a structure in which a plurality of conductors having the same radius are arranged at equal intervals, and furthermore, in the coil part including such a structure, the skin effect and the proximity effect between the conductors in the coil portion.
  • the relationship between the variables for minimizing the loss resistance due to the above is shown in FIGS. 12 and 13.
  • FIG. 37 shows the ratio of the radius of the conducting wire to which the loss resistance is minimized according to the number of turns N of the coil part and the overall width of the coil part.
  • the ratio r 0 / W of the radius r 0 of the conductor and the full width W of the coil is determined by the following equation (14). All.
  • the ratio of the radius of the wire and the total width of the coil is 0.249923 or less at 0.001857 or more.
  • r 0 / W may be set to 0.0018 to 0.25.
  • FIG. 38 is a graph illustrating a curve of a loss resistance value of a unit length for each turn number N of a coil unit according to a change in a ratio P / 2r 0 between a gap P between the centers of a conductor and a conductor diameter of 2r 0 .
  • r 0 were set to simulate the conditions to be greater than 0.2mm smaller than 1mm. That is, P / 2r 0 has a value greater than 1 and less than 5.
  • the loss resistance drops sharply from P / 2r 0 to 1, and the loss resistance is minimized in the P / 2r 0 range of 1.3 to 1.9. Since then, the trend has increased.
  • FIG. 39 shows the value of P / 2r 0 to have a minimum loss resistance according to the turn number N.
  • P / 2r 0 having the minimum resistance has a value close to 1 only when N is 2 and N is 3, and after N is 4, it is in a range from 1.2987 to 1.8182. .
  • FIG. 40 is a graph showing the optimum (minimum) loss resistance per unit length according to the turn number N
  • FIG. 41 is a graph showing the value of P / 2r 0 for the minimum loss resistance per unit length according to the turn number N.
  • 39 to 40 when N is 2, the optimum loss resistance per unit length is 0.1743 ⁇ / m, and then gradually increases to 0.4152 ⁇ / m when N is 20.
  • 39 and 41 when the turn number N is 2, P / 2r 0 which has a minimum loss resistance is almost 1, but when N is 4, the value of P / 2r 0 increases rapidly and N is approximately 1.8 from 15. It has a constant value in the vicinity.

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Abstract

본 발명은, 무선 전력 전송을 위한 송신 장치에 관한 것으로, 보울 형상의 송신 장치 바디; 및 전력 소스로부터 공급되는 전력을 기반으로 수신 장치로 전력을 무선 전송하기 위한 송신 코일부를 포함하되, 상기 송신 코일부는, 상기 송신 장치 바디의 바닥면에 권선되는 스파이럴 코일부; 및 상기 송신 장치 바디의 옆면에 권선되되, 상부로 갈수록 코일 루프의 반경이 커지도록 권선되며 상기 스파이럴 코일부의 끝단으로부터 연장되어 권선되는 헬리컬 코일부를 포함할 수 있다.

Description

무선 전력 송신 장치, 무선 전력 수신 장치 및 코일 구조물
본 발명은 무선 전력 송신 장치, 무선 전력 수신 장치 및 코일 구조물에 관한 것으로, 구체적으로는, 비방사형 근거리 자기 결합을 기반으로 하여 무선 전력 송신 장치로부터 적어도 하나의 무선 전력 수신 장치로 전력을 효율적으로 무선전송할 수 있는 무선 충전 기술에 관한 것이다.
일반적으로, 근거리 자기 결합 무선전력전송 기술은 일정 주파수를 갖는 전원 소스와 전자 기기 사이에 무선으로 전력을 전달하는 기술로서, 소스에서 송신 코일에 전력이 인가되면, 송신코일에서는 비방사형 시변 자기장이 일정 공간에 형성되고, 형성된 자기장 속에 수신 코일을 위치시키는 경우 시변 자기장에 의해 수신 코일로 전압 또는 전류가 유도되면서 전력이 무선으로 전달된다.
무선전력전송 기술의 일 예로, 스마트폰이나 태블릿 등의 무선 단말기를 고주파 시변 교류 자기장을 발생하는 무선 충전 패드 상에 올려놓는 것만으로 무선단말기의 배터리를 충전할 수 있다. 따라서, 무선전력전송 기술은 기존의 유선 충전 커넥터를 이용하는 유선 충전 환경에 비하여 보다 뛰어난 이동성과 편의성 및 안전성을 제공할 수 있다. 이와 같은 무선전력전송 기술은 무선 단말기의 무선 충전 이외에도, 전기 자동차, 블루투스 이어폰이나 3D 안경 등 각종 웨어러블 디바이스(wearable device), 가전기기, 지중시설물, 건물, 휴대용의료기기, 로봇, 레저 등의 다양한 분야에서 기존의 유선 전력 전송 환경을 대체할 것으로 전망된다.
일반적으로, 비방사 시변 자기장을 이용한 무선 전력 송수신 시스템은 송신 코일을 구비하여 무선 전력 전송방식으로 전력을 공급하는 무선 전력 전송 장치 및 수신 코일을 구비하여 무선 전력 전송 장치로부터 무선으로 공급되는 전력으로 배터리 셀을 충전하는 무선 전력 수신장치 또는 실시간으로 다양한 전기기에 전력을 공급하는 것을 포함한다.
그런데, 이와 같은 무선 전력 송수신 시스템에서 송수신 코일들 사이의 자기장 결합의 세기는 송신 코일에 대한 송수신 코일 구조, 송수신 코일 사이의 기하학적 배치 및 위치등과 같은 다양한 환경 변수에 따라 변동될 수 있고, 환경 변수에 따라 송수신코일 사이의 자기장 결합 세기가 변경되는 경우 무선 전력 송수신 시스템의 최적전력 전달 조건이 변경될 수 있다. 예를 들어, 송신 코일에 대한 수신 코일의 위치 및 배열에 따라서 두 코일 사이의 상호 인덕턴스가 영이 되는 데드 존(dead zone)이 발생할 수 있는데, 송수신 코일 사이의 상호 인덕턴스가 영이 되는 영역에서는 송신 코일에서 수신 코일로 유도전류가 생성되지 못하기 때문에 무선 전력 전송이 이루어지지 않는다.따라서, 무선 전력전송에 있어 데드 존을 최소화하는 것이 매우 중요하다.
한편, 3차원 무선전력전송 기술은 x, y, z축을 갖는 3차원적인 공간 내 수신기가 임의의 방향으로 위치하더라도 무선 전력 전송이 이루어지도록 함으로써, 데드 존이 되는 영역을 줄여 수신 코일의 위치 및 배열에 상관없이 안정적으로 전력 전달이 수행되도록 하는 기술이다. 3차원 무선전력전송 기술은 주로 캡슐형 내시경, 인공 심장 등과 같은 인체 이식형 기기, 이차전지를 사용하는 스마트폰, 무선 헤드셋 및 웨어러블 정보 통신기기 또는 웨어러블 의료단말 기기에 대한 전력 전송을 위한 기술로 연구되고 있다.
도 1은 종래기술에 따라 3축으로 감은 형태의 수신 코일의 일 예를 나타내는 도면이다. 도 1에 도시된 예는, R. Carta, G. Tortora, J. Thone, B. Lenaerts, P. Valdastri, A. Menciassi, P. Dario, and R. Puers의 "Wireless powering for a self-propelled and steerable endoscopic capsule for stomach inspection(Biosensors and Bioelectronics, vol. 25, pp. 845-851, 2009)"에서 개시된 바 있다.
이러한 도 1에 도시된 3축 수신 코일(101)은 무선 전력 전송 시스템의 구현시 세 개의 수신 코일에 대해서 각각 정류 회로가 포함되기 때문에 수신 회로가 복잡해지는 단점이 있다.
도 2는 종래기술에 따른 배열 형태의 송신 코일 구조의 일 예를 나타내는 도면이다. 도 2에 도시된 예는, Q. Xu, H. Wang, Z. Gao, Z.-H. Mao, J. He, and M. Sun의 "A novel mat-based system for position-varying wireless power transfer to biomedical implants(IEEE Transactions on Magnetics, vol. 49, no. 8, pp. 4774-4779, August 2013)"에 개시된 바 있다.
도 2에 도시된 배열형 송신 코일(201)의 경우, 송신 평면 위에서 전력전송이 가능하지만 수신기가 송신부와 경사진 경우에서는 사용하기 어렵다는 문제점이 있다.
최근에는, 이러한 문제점을 해결하기 위하여 근거리 자기 결합 무선전력전송 기술과 관련하여 수㎒ 이상의 주파수를 갖는 고주파 교류 신호를 사용한 고효율 시스템이 제안되고 있다. 고주파 교류 신호를 사용한 고효율 시스템은 수 ㎒ 이상의 주파수를 사용하고, 코일의 저항 손실을 작게 하여 높은 품질 계수(Q-factor)를 갖는 공진 코일을 활용함으로써, 고효율로 수 미터까지의 전력전송을 가능케 한다.
한편, 수 ㎒ 주파수 대역을 사용하는 고효율 무선전력전송 시스템을 구현하기 위해서는 전송 효율 측면에서 저손실 코일 설계가 중요하다. 그런데, 실제 수 ㎒ 이상의 주파수 대역에서 무선전력 전송시 와류 전류(eddy current)로 인한 도선의 표피로 전류가 몰리는 표피 효과가 문제된다. 또한, 코일의 자기장 세기를 크게 하기 위해 도선 사이의 간격을 작게 하고 도선의 턴 수를 증가시킬 경우, 인접 도선에 흐르는 자기장에 의한 근접효과(Proximity effect)에 의해 도선의 단면의 전류 분포가 한 곳으로 몰리는 현상이 급격하게 증가할 수 있는 문제가 있다.
본 발명의 목적은 상술한 문제점들을 해결하기 위한 것으로서, 제 1 코일부 및 제 2 코일부의 개선된 구조를 기반으로 데드 존을 최소화함으로써 효율적인 무선 전력 전송 또는 수신을 수행할 수 있는 무선 전력 송신장치 또는 수신 장치를 제공하는 것이다. 또한, 본 발명의 다른 목적은 송수신 코일의 위치가 서로 일치하지 않더라도 무선 충전이 가능하며, 복수의 수신 장치로 동시에 무선 전력 전송을 수행할 수 있는 무선 전력 송수신 시스템을 제공하는 것이다.
또한, 본 발명의 또 다른 목적은 무선 전력 전송에서의 전송 효율을 높이기 위하여 자기장 세기는 증가시키고, 코일의 손실 저항을 낮추는 도선 권선 방법 및 이를 적용하는 코일 구조를 제시하는 것이다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상술한 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명은 일 측면(Aspect)에서 무선 전력 송신 장치를 제공한다. 상기 무선 전력 송신 장치는 보울 형상의 송신 장치 바디; 및 전력 소스로부터 공급되는 전력을 기반으로 수신 장치로 전력을 무선 전송하기 위한 송신 코일부를 포함할 수 있다. 상기 송신 코일부는, 상기 송신 장치 바디의 바닥면에 권선되는 스파이럴 코일부; 및 상기 송신 장치 바디의 옆면에 권선되되, 상부로 갈수록 코일 루프의 반경이 커지도록 권선되는 헬리컬 코일부를 포함한다.
상기 헬리컬 코일부는 상기 스파이럴 코일부의 끝단으로부터 연장되어 권선될 수 있다. 상기 헬리컬 코일의 경사도는 상기 바닥면으로부터 5도 내지 90도 사이일 수 있다. 상기 스파이럴 코일부 및 상기 헬리컬 코일부 중 적어도 어느 하나는 소정 구간에서 반지름이 동일한 다수 개의 도선이 소정의 오차 범위 내에서 균등 간격으로 권선될 수 있다. 상기 송신 코일부는, 상기 수신 장치의 수신 코일부에 쇄교하는 자속 밀도가 최대 또는 최소가 되는 환경조건에 따라 상기 수신 코일부의 배열이 상기 송신 코일부에 평행 또는 수직일 때의 자기장 세기에 기초하여 조정할 수 있다.
상기 무선 전력 송신 장치는 상기 전력 소스로부터 전력을 공급받아 상기 송신 코일부로 전달하는 소스 코일부를 더 포함할 수 있다. 상기무선 전력 송신 장치는 수신 장치의 부하에 따라 상기 송신 코일부 내 임피던스 매칭을 조절하기 위한 하나 이상의 매칭 유닛을 더 포함할 수 있다. 상기 매칭 유닛은, 상기 전력 소스로부터 전력을 공급받아 상기 송신 코일부로 전달하는 송신 코일 및 상기 송신 코일과 독립된 소스 코일부를 더 포함할 수도 있다. 상기 송신 코일부의 주파수는, 상기 무선 전력 송신 장치 및 상기 수신 장치를 포함하는 무선 전력 시스템의 공진 주파수와 동일하도록 조정할 수 있다.
상기 스파이럴 코일부 및 상기 헬리컬 코일부 중 적어도 하나의 끝단에 하나 이상의 커패시터가 직렬 또는 병렬 연결될 수 있다. 상기 스파이럴 코일부 및 상기 헬리컬 코일부 중 적어도 하나는 원형 코일, 다각형 코일 및 타원형 코일 중 어느 하나로 권선할 수 있다.
상기 스파이럴 코일부 및 상기 헬리컬 코일부를 구성하는 다수의 도선에 대하여 도선의 반지름, 코일부의 전체폭 및 코일 턴수에 기초하여 도선간의 간격이 결정될 수 있다. 상기 스파이럴 코일부 및 상기 헬리컬 코일부 중 적어도 하나는 루프 간에 간격이 균등하도록 권선될 수 있다.
상기 송신 장치 바디는, 제1 케이스; 및 상기 제1 케이스와 결합하는 제2 케이스를 포함하고, 상기 제1 케이스 및 상기 제2 케이스 사이에는 상기 스파이럴 코일부 및 상기 헬리컬 코일부가 배치되기 위한 홈이 형성될 수 있다. 상기 스파이럴 코일부는 상기 제1 케이스의 바닥면 하부에 배치되고, 상기헬리컬 코일부는 상기 제1 케이스의 옆면을 따라 권선되고,상기 제2 케이스는 상기 스파이럴 코일부 및 상기 헬리컬 코일부의 적어도 일부를 하우징할 수 있다.
상기 스파이럴 코일부는 제 1 교류 소스로부터 전력을 공급받고, 상기 헬러컬 코일부는 제 2 교류 소스로부터 전력을 공급받을 수 있다. 상기 수신 장치가 수신하는 전력의 센싱 데이터를 취득할 수 있다. 상기 무선 전력 송신 장치는 상기 센싱 데이터를 기반으로 하여 상기 제 1 교류 소스 및 상기 제 2 교류 소스의 출력 전력을 제어하는 제어 유닛을 더 포함할 수 있다.
상기 제어 유닛은 상기 스파이럴 코일부 및 상기 헬리컬 코일부 중 상기 수신 장치로 전력을 더 많이 전송하는 코일부로 더 많은 전력이 공급되도록 제어하거나, 상기 수신 장치로 전력을 더 적게 전송하는 코일부로더 적은 전력을 공급하도록 제어할 수 있다. 상기 제어 유닛은 상기 제 1 교류 소스 및 상기 제 2 교류 소스가 기 설정된 전력을 공급하도록 제어하고, 상기 제어를 기반으로 하여 상기 수신 장치로부터 상기 센싱 데이터를 수신할 수 있다.
한편, 상술한 본 발명의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명은 다른 측면에서 무선 전력 송신 장치를 제공한다. 상기 무선 전력 송신 장치는, 보울 바디;상기 보울 바디의 바닥면으로부터 무선 전력을 공급하기 위한 자기장을 형성하는 스파이럴 코일부; 및 상기 보울 바디의 옆면으로부터 무선 전력을 공급하기 위한 헬리컬 코일부를 포함할 수 있다. 상기 스파이럴 코일부 및 헬리컬 코일부가 각기 단독으로 구비될 때보다 더 넓은 공간적인 영역에 무선 전력을 공급하기 위한 자기장을 형성할 수 있다.
상기 스파이럴 코일부는 상기 보울 바디의 바닥면에 배치되고, 상기 헬리컬 코일부는 상기 보울 바디의 옆면을 따라 권선되되 상부로 갈수록 코일 루프의 반경이 커지도록 권선될 수 있다.
한편, 상술한 본 발명의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명은 또 다른 측면에서 무선 전력 수신 장치를 제공한다. 상기 무선 전력 수신 장치는, 보울 형상의 수신 장치 바디; 및 무선 전력 송신 장치로부터 공급되는 전력을 수신하기 위한 수신 코일부를 포함할 수 있다. 상기 수신 코일부는, 상기 수신 장치 바디의 바닥면에 권선되는 스파이럴 코일부; 및 상기 수신 장치 바디의 옆면에 권선되되, 상부로 갈수록 코일 루프의 반경이 커지도록 권선되는 헬리컬 코일부를 포함할 수 있다.
상기 헬리컬 코일부는 상기 스파이럴 코일부의 끝단으로부터 연장되어 권선될 수 있다. 상기 수신 코일부는, 상기 수신 장치의 부하에 따라 상기 수신 코일부 내 임피던스 매칭을 조절하기 위한 하나 이상의 매칭 유닛을 더 포함할 수 있다. 상기 매칭 유닛은, 상기 송신 코일부로부터 전력을 수신하기 위한 수신 코일 및 상기 수신 장치의 부하와 병렬-직렬 커패시터를 구성된 임피던스 매칭 회로를 더 포함할 수도 있다.
한편, 상술한 본 발명의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명은 또 다른 측면에서 코일 구조물을 제공한다. 상기 코일 구조물은, 무선 전력 전송을 위한 송신 장치 또는 수신 장치에 구비되는 코일 구조물에 있어서, 2차원적인 평면에 평면적으로 권선되는 스파이럴 코일부; 및 상기 스파이럴 코일부로부터 수직 방향으로 권선되되, 상부로 갈수록 코일 루프의 반경이 커지도록 권선되는 헬리컬 코일부를 포함할 수 있다. 상기 헬리컬 코일부는 상기 스파이럴 코일부의 끝단으로부터 연장되어 권선될 수 있다.
한편, 상술한 본 발명의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명은 또 다른 측면에서 코일 구조물을 제공한다. 무선 전력 전송 또는 수신을 위한 코일부를 포함하는 코일 구조물에 있어서, 상기 코일부는 소정 구간에서 반지름이 동일한 다수 개의 도선이 소정의 오차 범위 내에서 균등 간격으로 배치되고,인접한 상기 도선의 중심 간의 거리는 다수 개의 상기 도선에 동일한 전류가 흐를 때 상기 도선에서 발생하는 표피 효과 및 인접한 상기 도선 간에 발생하는 근접 효과에 의한 손실 저항을 기반으로 하여 결정될 수 있다.
상기 코일부는 스파이럴 코일 및 헬리컬 코일 중 적어도 하나하고, 단일 도선이 상기 균등 간격에 따라 상기 소정 구간에서의 다수 개의 상기 도선의 개수만큼의 턴 횟수로 권선될 수 있다.
상기 인접한 도선의 중심 간의 거리 P는 (W - 2r0)/ (N-1)이다. 여기서, r0는 상기 도선의 반지름, W는 상기 코일부의 전체폭 및 N은 상기 도선의 개수를 나타낸다. 예를 들어, W는 스파이럴 코일의 경우는 평면상의 코일부의 반지름에 해당하는 폭이며, 헬리컬 코일의 경우는 도선이 감겨진 높이 일수 있다.
상기 도선의 반지름과 상기 코일부의 전체폭의 비율은 0.0018 내지 0.25일 수 있다. 상기 인접한 도선 중심 간의 거리는 상기 도선의 개수 N에 따른 단위 길이당 최소 저항을 기반으로 결정될 수 있다.
상기 도선의 반지름 r0, 상기 코일부의 전체폭 W 및 상기 도선의 개수 N는 "r0/w=αNβ+γ"를 만족할 수 있다. 여기서,α=0.6534, β=-1.397, γ=0.001815를 나타낼 수 있다.
상기 실시형태들은 본 발명의 바람직한 실시예들 중 일부에 불과하며, 본원 발명의 기술적 특징들이 반영된 다양한 실시예들이 당해 기술분야의 통상적인 지식을 가진 자에 의해 이하 상술할 본 발명의 상세한 설명을 기반으로 도출되고 이해될 수 있다.
본 발명의 실시예에 따르면, 본 발명은 송수신 코일의 위치가 서로 일치하지 않더라도 무선 충전이 가능하며, 복수의 수신 장치로 동시에 무선전력 전송을 수행할 수 있는 무선전력 송수신 시스템을 제공할 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예에 따르면, 수평 코일부 및 수직 코일부의 개선된 구조를 기반으로 데드 존을 최소화한 무선 전력 송신 장치 및 이와 효율적으로 연동할 수 있는 구조의 무선 전력 수신 장치를 제공할 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예에 따르면, 전송 효율을 높이기 위해 자기장 세기는 증가시키고, 코일의 손실 저항을 낮추는 권선 방법을 제시할 수 있다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1은 종래기술에 따라 3축으로 감은 형태의 수신 코일의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 2는 종래기술에 따른 배열 형태의 송신 코일 구조의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 무선 전력 송수신 시스템의 개념을 설명하기 위한 회로 구성의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 4 는 본 발명의 실시예에 따른 코일 구조의 일 예를 나타내는 사시도이다.
도 5는 도 4에 도시되어 있는 코일 구조를 예시적으로 설명하기 위한 예시도이다.
도 6은 상기 도 4 내지 도 5에서 도시한 무선 송신 코일의 구조를 적용한 보울형 송신기의 기구적 형상의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 7은 상기 도 6에 도시된 원형 보울형 송신기의 단면의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 8 및 도 9는 본 발명의 실시예에 따른 코일부 형상의 다양한 실시예를 나타내는 도면으로, 3차원 무선 송신 코일에서 헬리컬 코일부의 경사도를 다양하게 조정하는 실시예들을 나타낸다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 3차원 무선 송신 코일과 일반 송신 코일에서의 자기장 세기를 비교한 시뮬레이션 결과의 예시적으로 나타내는 도면이다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 3차원 무선 송신 코일과 일반 송신 코일에서의 자기장 세기를 비교한 시뮬레이션 결과의 다른 예를 나타내는 도면이다.
도 12는 본 발명의 실시예에 따른 3차원 무선 송신 코일이 제작된 형태의 일 예를 나타낸다.
도 13 및 도 14는 본 발명의 실시예에 따른 무선 송신 코일의 구조를 적용한 보울형 송신기의 기구적 형상의 다른 예를 나타낸다.
도 15는 본 발명의 다른 실시예로서 다수의 수신기와 그 다수의 수신기를 수용 및 보관할 수 있는 송신기를 구현한 예를 나타내는 사시도이다.
도 16은 도 15에 도시된 송신기의 단면으로서 좌측 수납 공간에 대응하는 위치의 단면을 도시하고 있다.
도 17은 본 발명의 실시예에 따른 수신 코일을 구성하는 각 구성의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 18 및 도 19는 본 발명의 실시예에 따른 수신 코일의 다양한 다른 실시예를 나타내는 도면이다.
도 20은 본 발명의 실시예에 따른 송신 코일 및 수신 코일간의 상호 인덕턴스 측정 결과의 일 예를 나타낸다.
도 21는 본 발명의 실시예에 따른 무선 전력 송수신 시스템의 회로적 구성의 다른 예를 나타낸다.
도 22는 본 발명의 실시예에 따른 무선 전력 송수신 시스템의 회로적 구성에 기초한 소형 보청기 무선 충전 시스템 형상의 일 예를 도시하는 도면이다.
도 23은 본 발명의 실시예에 따른 무선 전력 송수신 시스템의 회로적 구성의 다른 예를 나타낸다.
도 24는 본 발명의 다른 실시예에 따른 3차원 무선 송신 코일 구조의 일예를 나타내는 사시도이다.
도 25은 본 발명의 다른 실시예에 따른 무선 전력 전송 시스템의 구성을 도시하는 블록도이다.
도 26은 도선에 전류를 인가할 때 발생하는 표피 효과를 설명하기 위한 단면도이다.
도 27은 두 개 이상의 도선들이 인접하는 경우 근접효과를 설명하기 위한 단면도이다.
도 28는 본 발명의 실시예에 따라 단면이 원형인 다수의 도선이 균일 간격으로 나란히 배열된 코일부 구조의 단면도이다.
도 29 내지 도 32는 도 28에 도시된 단면 구조를 형성할 수 있는 코일부 또는 도선 구조를 각각 예시적으로 나타내고 있다
도 33은 원형 도선(circular wire) 구조와 무한 직선 도선(Infinite straight wire)에서 자기장 형성을 설명하기 위한 예시도이다.
도 34은 원형 루프의 인사이드 및 아웃 사이드, 무한 직선 도선에서 D의 변화에 따라 발생하는 |Hz|의 커브를 각각 나타내는 그래프이다.
도 35는 원형 루프 및 무한 직선 도선에서 D의 변화에 따라 발생하는 |H |의 커브를 각각 나타내는 그래프이다.
도 36는 코일부의 도선 중심 간의 거리가 균등한 경우와 비균등할 경우 각각 발생하는 손실 저항을 비교하기 위한 그래프이다.
도 37는 코일부의 턴수 N에 따라 손실 저항이 최소화되는 도선의 반지름과 코일부의 전체폭의 비율을 나타내고 있다.
도 38은 도선 중심 간의 간격 P와 도선 지름 2r0의 비율 P/2r0의 변화에 따른 코일부의 턴수 N별 단위 길이 별 손실 저항 값의 커브를 나타내는 그래프이다.
도 39은 턴수 N에 따른 최소 손실 저항을 갖도록 하는 P/2r0의 값을 나타낸다.
도 40은 턴수 N에 따른 단위 길이당 최적(최소) 손실 저항을 나타내는 그래프이다.
도 41은 턴수 N에 따른 단위 길이당 최소 손실 저항을 위한 P/2r0의 값을 나타내는 그래프이다.
본 발명은 다양한 변환을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세한 설명에 상세하게 설명하고자 한다. 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 무선 전력 송수신 시스템의 개념을 설명하기 위한 회로 구성의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 3을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 전력 송수신 시스템의 등가회로(300)는 교류 소스 신호 VS(314)를 공급받는 송신측 공진 코일단(이하, '송신단'이라 칭함; 310) 및 수신측 공진 코일단(이하, '수신단'이라 칭함; 320)으로 구성되며, 송신단(310)과 수신단(320)간의 상호인덕턴스(M12)에 따른 자기 유도 또는 자기장 결합으로 무선 전력을 전송할 수 있다.
교류 소스 신호 Vs(314)는 도 3에 도시되지는 않았으나 전력소스로부터 출력되며, 전력소스는 구형파 신호를 입력받으며 드라이빙 증폭기, 스위칭 전력증폭기 및 시스템 주파수의 신호만을 송신 코일부에 전달하기 위한 LC필터를 포함할 수 있다. 송신단(310)은 자기 인덕턴스 L1(311), 저항 R1(312) 및 공진을 위한 커패시터 C1(313)을 포함한다. 수신단(320)은 자기 인덕턴스 L2(321), 저항 R2(322) 및 공진을 위한 커패시터 C2(323)를 포함한다.
도 3의 회로도는, 송신단(310)의 정전용량 C1(313)은 인덕턴스 L1(311) 및 저항 R1(312)에 직렬 연결된 직렬 회로를 도시하고 있으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니다. 다른 실시예에 따르면 송신단(310)의 정전용량 C1(313)은 인덕턴스 L1(311) 및 저항 R1(312)에 병렬로 연결될 수도 있다. 마찬가지로, 수신단(320)의 커패시터 C2(323)는 인덕턴스 L2(321) 및 저항 R2(322)에 병렬 연결된 직렬 회로를 도시하고 있으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 다른 일 실시 예에 따르면 커패시터 C2(323)는 인덕턴스 L2(321) 및 저항 R2(322)에 직렬 연결될 수 있다.
바람직하게는, 본 발명의 실시예에 따른 무선 전력 송수신 시스템의 등가회로(300)는 송신 코일이 수신 코일로 전자기 유도 또는 자기장 결합 방식을 통해 최대 전력을 전송할 수 있도록, 송신단(310) 및 수신단(320)에 임피던스 매칭을 위한 임피던스 매칭 유닛, 예컨대 송신단 임피던스 매칭 유닛(Tx matching unit; 315) 및 수신단 임피던스 매칭 유닛(Rx matching unit; 324)을 더 포함한다.
최대 전력 전달을 위하여, 송신단 임피던스 매칭 유닛(315)은 송신 코일(Tx coil)로 바라보는 임피던스를 입력 임피던스(Zin)와 공액 정합(conjugate matching)시켜 주는 역할을 하며, 송신부 임피던스 매칭을 통하여 송신되는 소스 신호의 반사를 최소화 또는 제거한다. 또한, 수신단 임피던스 매칭 유닛(324)은 임피던스 ZL(325)에 대한 임피던스 매칭 효과를 얻기 위하여 수신 코일(Rx coil)로부터 송신 쪽으로 바라보는 임피던스(Zrx)와 공액 정합(conjugate matching) 조건이 성립되도록 한다. 이때, 임피던스 ZL(325)은 정류회로, DC-DC변환기, 배터리, 저항 또는 전기기기 등과 같은 부하를 의미한다.
본 발명의 바람직한 실시예에서, 도 3에 예시된 무선 전력을 수신 및 송신하기 위한 수신단(320) 및 송신단(310)은 각각 소형 기기 및 소형 기기들로 최대 전력을 전달하기 위한 거치 수단 장치에 대응될 수 있다. 예컨대, 수신단(320)은 보청기 등의 소형 의료기기를 비롯하여 스마트폰 등과 같은 휴대용 정보 통신 기기, 충전용 전지를 포함한 모든 웨어러블 단말 장치 및 이와 관련된 다양한 형태의 주변기기일 수 있다. 송신단(310)은 이러한 수신단(320)으로 최대 전력 전달 효율로 무선 전력을 공급할 수 있는 거치 수단 또는 수납 수단이라 할 수 있다. 상기 송신단(310)의 송신 코일(Tx Coil)과 상기 수신단(320)의 수신 코일(Rx coil) 중 적어도 하나는 본 발명에서 제안된 새로운 코일 구조물이 적용될 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 송신부 또는 수신부의 코일 구조는 2차원적인 평면상에 평면적으로 권선되는 스파이럴 코일부(Spiral Loops) 및 상기 스파이럴 코일부가 권선된 평면으로부터 입체적(또는 3차원적)으로 권선되는 헬리컬 코일부(Helical loops)를 포함하며, 이를 기반으로 3차원 상의 무선 전력 송신에 있어서 송신 코일로부터 수신 코일로 유도 전류가 생성되지 않는 데드 존을 최소화할 수 있다.
상기 스파이럴 코일부는 2차원적인 평명, 예를 들어, x, y, z 축의 공간에서 x, y 축 평면상에 스파이럴 형상으로 코일이 감겨진 코일부일 수 있다. 상기 스파이럴 코일부는 각 루프 코일의 평면 형상이 원형 형태인 원형 스파이럴 코일, 각 루프 코일의 평면 형상이 다각형 형태인 다각형 스파이럴 코일 및 각 루프 코일의 평면 형상이 타원형 형태인 타원형 스파이럴 코일 등 다양한 형태로 구현될 수 있다.
상기 헬리컬 코일부는 스파이럴 코일부가 구현된 평면으로부터 수직 방향, 예컨대 x, y, z 축의 공간에서 z 축 방향으로 코일이 감겨진 헬릭스 코일 형태일 수 있다. 상기 헬리컬 코일부는 각 루프 코일의 평면 형상이 원형 형태인 원형 헬리컬 코일, 각 루프 코일의 평면 형상이 다각형 형태인 다각형 헬리컬 코일 및 각 루프 코일의 평면 형상이 타원형 형태인 타원형 헬리컬 코일 등 다양한 형태로 구현될 수 있다.
이하에서는, 본 발명의 실시예에 따른 코일 구조에 대한 다양한 실시예에 대하여 상세히 살펴보기로 한다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 코일 구조의 일 예를 나타내는 사시도이고, 도 5는 도 4에 도시된 코일 구조를 설명하기 위한 예시도로서, 구체적으로는 무선 전력 전송에서 데드 존을 최소화하기 위한 3차원 무선 송신 코일 구조의 일 예를 나타내는 도면들이다.
도 4 내지 도 5에 도시된 본 발명의 실시예에 따른 송신 코일(400)은 2차원적인 평면, 예컨대 바닥면에 원형 스파이럴 코일 형태로서 형성되는 스파이럴 코일부(401) 및 상기 스파이럴 코일부(401)이 형성된 평면, 예컨대 바닥면으로부터 수직 방향으로 권선되되, 코일 루프의 반지름이 서서히 증가하는 형태의 유사 원뿔형(Conical-like)으로 권선되는 헬리컬 코일부(402)를 포함할 수 있다.
이때, 송신 코일(400)을 구성하는 스파이럴 코일부(401)과 헬리컬 코일부(402)는 수 ㎒ 대역에서 사용하기 위해 단일 도선을 사용할 수 있다. 예를 들어, 헬리컬 코일부(402)는 스파이럴 코일부(401)의 최 외곽 루프의 끝단으로부터 연장되어 형성될 수 있다. 상기 스파이럴 코일부(401) 및 헬리컬 코일부(402)의 도선 반지름은 동일하되, 여러 턴(turn)을 갖는 구조로 구현할 수 있다.
이와 같이 여러 턴을 갖는 구조로 구현할 경우, 바람직하기로는, 전류 전송 시 가장 낮은 저항을 갖도록 하기 위하여 각 턴 사이의 간격을 동일하게 구현할 수도 있다. 이때, 각 턴 사이의 간격을 최소 저항을 갖도록 정하는 기술에 대해서는 추후 도 24 내지 도 41 등을 참조한 설명에서 상세하게 설명될 것이다.
도 5에 도시된 바와 같이, 스파이럴 코일부(401) 및 헬리컬 코일부(402)의 구조적 형상에 의해 코일 안 쪽 영역(A)은 자기장(H)에 생성된다. 생성된 자기장(H)은 z 방향 및 ρ방향으로 자기장(Hz, Hρ)이 발생함에 따라 타원형의 영역으로 생성된다.
도 6은 상기 도 4 내지 도 5에서 도시한 무선 송신 코일의 구조를 적용한 보울형 송신기의 기구적 형상의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 6을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 송신기(500)는 원형의 보울 형태로 바닥면 및 옆면에 각각 상기 도 4 내지 도 5에 도시된 송신 코일이 권선되어 실장된 형태의 원형 보울형 송신기를 나타낸다.
도 7은 상기 도 6에 도시된 원형 보울형 송신기의 단면의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 7을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 송신기 본체(600)는 보울 형태의 내부를 형성하는 제 1 케이스(601) 및 상기 제 1 케이스(601)와 결합하며 보울 형태의 외부를 형성하는 제 2 케이스(602)를 포함한다. 이때, 일 실시예로 제 1 케이스(601) 하단부에 돌기가 형성되고 제 2 케이스(602) 하단부에 상기 돌기가 끼워져 안착되기 위한 홈이 형성되어, 돌기가 홈에 끼워져 안착되는 방식으로 제 1 케이스(601) 및 제 2 케이스(602)가 고정될 수 있다.
결합된 제 1 케이스(601)와 제 2 케이스(602) 사이에는 송신 코일이 권선되기 위한 영역인 제1 홈(603)이 형성된다. 스파이럴 코일부(604)는 제1 홈(603) 영역 내에서 제 1 케이스(601)의 바닥면에 평면적으로 권선된다. 헬리컬 코일부(605)는 스파이럴 코일부(604)로부터 연장되어 제 1 케이스(601) 옆면의 외주면을 따라 헬리컬 형태로 권선될 수 있다. 예를 들어, 상기 스파이럴 코일부(604)의 최외각 코일의 끝단과 헬리컬 코일(605)의 최하부 코일의 끝단이 연결될 수 있다.
한편, 제 2 케이스(602)의 하단부에는 코일이 권선될 수 있는 제2 홈(606)이 형성될 수도 있는데 이는 송신기의 차후 설명할 소스 코일을 권선하기 위한 공간으로 활용될 수 있다.
예컨대, 제 2 케이스(602)와제 1케이스(601)는 제 1 홈(603)을 이루기 위하여 일부분이 이격되어 있고, 제 1케이스(601)에는 송신 코일이 부착되고 제 2 케이스의 안쪽 표면은 차폐 물질의부착에 활용할 수 있다.
도 6 및 도 7에 도시된 원형 보울형 송신기를 사용하게 되면 수신기를 보울형 송신기 내부에 놓아둘 수 있어 수신기의 보관 및 충전을 동시에 수행할 수 있다. 예를 들어, 수신기를 보청기로 구현하고, 보울형 송신기를 보청기 보관함으로 구현하여 사용할 수 있다. 이 경우 보청기 보관함에 하나 또는 두개의 보청기를 보관함으로써 보청기의 보관과 함께 보청기의 충전을 수행할 수 있다.
송신 코일 내부에 수신기가 들어가게 되면, 수신기의 내부의 수신 코일로 자기장이 쇄교(interlinkage)되어 유도 전류가 생성될 수 있다. 따라서, 본 발명의 실시예에 따른 송신 코일의 설계는 수신 코일에 쇄교되는 자속 밀도가 최대, 최소가 되는 환경을 가정하여 수신 코일의 배열이 송신 코일에 평행 또는 수직일때의 자기장 세기를 산출하고, 이에 따라 자기장을 제어할 수 있는 송신 코일 구조를 제안한다. 예컨대, 송신 코일의 턴 수나 도선 간격, 유사 원뿔형 헬리컬 코일의 기울어진 각도 등을 조절함으로써 설계자가 원하는 자기장 패턴을 구현할 수 있다.
하기 수학식 1 및 수학식 2는 상기 도 5에서 상술한 본 발명의 실시예에 따른 송신 코일에서의 자기장 세기를 나타낸 것이다.
[수학식 1]
Figure PCTKR2014011398-appb-I000001
[수학식 2]
Figure PCTKR2014011398-appb-I000002
상기 수학식 1 및 수학식 2는 송신 코일의 i 번째 원형 루프에 전류 I가 흐를 경우 z 방향으로 발생하는 자기장 세기(HZ ,i) 및 ρ방향으로 발생하는 자기장 세기(Hρ,i)를 나타낸다. Di는 i번째 루프의 z방향 높이를 나타내고, ρ는 임의의 지점에서의 ρ방향 간격을 나타내고, D는 임의의 지점에서의 z 방향 간격을 나타내고, Di는 i번째 루프의 z 방향 높이를 나타내고, ri는 i번째 루프를 구성하는 헬리컬 코일의 반지름을 나타낸다. 여기서, Ki 및 Ei는 각각 1차 완전 타원 함수(complete elliptical integral) 및 2차 완전 타원 함수로서, 하기 수학식 3 및 수학식 4를 통해 산출된다.
[수학식 3]
Figure PCTKR2014011398-appb-I000003
[수학식 4]
Figure PCTKR2014011398-appb-I000004
상기 수학식 3 및 수학식 4에서 mi는 하기 수학식 5를 통해 도출된다.
[수학식 5]
Figure PCTKR2014011398-appb-I000005
따라서, N 턴의 송신 코일에서 발생하는 z 방향으로의 전체 자기장 세기(Hz) 및 ρ방향으로의 전체 자기장 세기(Hρ)는 각각 하기 수학식 6 및 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 6]
Figure PCTKR2014011398-appb-I000006
[수학식 7]
Figure PCTKR2014011398-appb-I000007
다음으로, 도 8 및 도 9는 본 발명의 실시예에 따른 코일부 형상의 다양한 실시예를 나타내는 도면으로, 3차원 무선 송신 코일에서 헬리컬 코일부의 경사도를 다양하게 조정하는 실시예들을 나타낸다.
도 8을 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 3차원 무선 송신 코일(700)은 스파이럴 코일부(701) 및 헬리컬 코일부(702)로 구성되며, 스파이럴 코일부(701)의 외곽 반지름을 고정시킨 상태에서 헬리컬 코일부(702)의 길이(D)는 동일하게 유지하며 바닥면을 기준으로 경사도(θ)를 5°~ 90°사이로 조정할 수 있다. 헬리컬 코일부(702)의 길이가 유지된 상태에서 경사도가 달라짐에 따라 헬리컬 코일부(702)의 높이도 H1, H2,…, Hn 등과 같이 변동하게 된다.
반면, 도 9에 도시된 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 3차원 무선 송신 코일(800)에서 헬리컬 코일부(802)의 높이(H)를 고정시킨 상태로 경사도(θ)를 5°~ 90°사이로 다양하게 조정하는 것이다. 이에 따라, 스파이럴 코일부(801)의 반지름(rmax)이 헬리컬 코일부(802)의 경사도에 따라 조정될 수 있다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 3차원 무선 송신 코일과 일반 송신 코일에서의 자기장 세기를 비교한 시뮬레이션 결과의 예시적으로 나타내는 도면이다.
도 10을 참조하면, 도 10의 (a)는 본 발명의 실시예에 따른 3차원 무선 송신 코일의 자기장 세기, 도 10의 (b)는 일반적인 헬리컬 코일에서의 자기장 세기, 도 10의 (c)는 일반적인 스파이럴 코일의 자기장 세기를 나타내는 것으로, 각각의 도면에서 좌측은 코일 구조에 대한 Hz 방향의 자기장 세기를 나타내고 우측은 코일 구조에 대한 Hρ 방향의 자기장 세기를 나타낸다.
그리고, 도 10의 (a) 내지 (c)에서 하얀색 영역(901)은 코일을 지지하기 위한 지지대이면서 상기 도 6 내지 도 7에 도시된 것과 같이 수신기의 보관함 역할을 수행하는 원형 보울형 송신기의 단면을 나타낸 것이다.
구체적으로, 도 10의 (a)에서 좌측 도면은 수신 코일(Rx coil)이 바닥면으로부터 5㎜ 떨어진 지점에 수평으로 놓인 경우의 자기장 세기에 관한 시뮬레이션 결과이고, 우측 도면은 수신 코일(Rx coil)이 바닥면으로부터 8㎜ 떨어진 지점에 수직으로 놓인 경우의 자기장 세기에 관한 시뮬레이션 결과이다.
도 10의 (a) 내지 (c)를 통해 예시된 송신 코일에서의 자기장 시뮬레이션 결과는 송신 코일을 구성하는 도선의 단면 지름은 0.64 ㎜로 1 A를 인가했을 때의 자기장 세기를 나타내는 것이다. 도 10의 (a)에 사용된 본 발명의 실시예에 따른 코일의 높이는 9.1 ㎜이고, 바닥면의 스파이럴 루프는 도선 사이 간격이 1.5 ㎜, 옆면의 유사 원뿔형 헬리컬 루프는 도선 사이 간격이 2.14 ㎜로 구현된 것이다. 도 10의 (b)에서의 헬리컬 코일 및 도 10의 (c)의 스파이럴 코일은 각각 1.5 ㎜ 간격으로 7턴을 가진 코일로서, 코일의 최대 지름은 각각 29 ㎜와 17 ㎜ 으로 구현하였다.
도 10에 도시된 자기장 세기 결과를 보면, 본 발명의 실시예에 따른 무선 송신 코일, 일반적인 헬리컬 코일 및 스파이럴 코일에 의해 발생하는 자기장 영역에서 붉은색으로 표시된 영역은 플러스(+) 방향으로 자기장이 강한 부분이고, 파란색으로 표시된 부분은 마이너스(-) 방향으로 자기장이 강한 부분을 나타낸다.
도 10의 (a)와 도 10의 (b) 및(c)를 비교해보면, 도 10의 (a)의 좌측(Hz)에 도시된 바와 같은 스파이럴 코일 및 헬리컬 코일이 결합된 코일 구조에 의하여 형성되는 자기장은, 도 10의 (b)와 같이 헬리컬 코일부가 단독으로 구비되는 경우 형성되는 자기장 및 도 10의 (c)와 같이 스파이럴 코일부와 단독으로 구비되는 경우 형성되는 자기장을 합친 것보다 더 넓은 영역에 자기장을 형성하게 된다. 즉, 스파이럴 코일만을 사용할 경우 스파이럴 코일의 최외각 근처에서는 매우 낮은 Hz를 갖는다. 이 때 도 10(b)의 좌측 그림에서 처럼 헬릭스 코일에서 만들어지는 Hz를 통하여 수신기가 놓여진 면에서 일정한 또는 균일한 자기장 Hz를 얻을 수 있음을 알 수 있다.
또한, 도 10의 (a)의 우측(Hρ)에 도시된 바와 같은 스파이럴 코일 및 헬리컬 코일이 결합된 코일 구조에 의하여 형성되는 자기장은, 도 10의 (b)와 같이 헬리컬 코일부가 단독으로 구비되는 경우 형성되는 자기장 및 도 10의 (c)와 같이 스파이럴 코일부가 단독으로 구비되는 경우 형성되는 자기장을 합친 것보다 더 넓은 영역에 자기장을 형성하게 된다. 따라서, 스파이럴 코일 및 헬리컬 코일의 혼용 구조는 두 코일의 결합으로 인한 시너지 효과를 발생시킬 수 있다.
또한, 수신 코일의 중심축이 z방향으로 형성된 경우를 가정할 때, 도 10의 (a)의 좌측 도면과 같이 수신 코일이 수평으로 놓여진 경우는 바닥에 감겨진 스파이럴 코일과 헬릭스 코일에 의해 생성되는 Hz성분에 의한 자기 결합이 크고, 우측 도면과 같이 수신 코일이 수직으로 놓여진 경우는 스파이럴 코일과 헬리컬 코일에 의해 생성되는 Hρ 성분에 의한 자기 결합이 크게 발생한다는 것을 알 수 있다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 3차원 무선 송신 코일과 일반 송신 코일에서의 자기장 세기를 비교한 시뮬레이션 결과의 다른 예를 나타내는 도면이다.
도 11에 도시된 3차원 무선 송신 코일의 그래프는 헬리컬 코일로 구성된 제1 송신 코일(1001), 스파이럴 코일로 구성된 제2 송신 코일(1002), 원통형 헬리컬 코일부 및 스파이럴 코일부로 구성된 제3 송신 코일(1003) 및 본 발명의 실시예에 따라 원뿔형 헬리콜 코일부 및 스파이럴 코일부로 구성되며 자기장 세기를 제어한 제4 송신 코일(1004)에서의 z 방향 자기장 세기 및 ρ 방향 자기장 세기를 비교한 결과를 나타낸다. 여기서, 실선은 시뮬레이션 결과(sim)이고, 실선에 포함된 다수의 점들은 각 코일 구조에 대한 계산 결과(cal)를 나타낸다.
도 11의 (a)는 각각의 코일에 대해 지지대 바닥면에서 5 ㎜ 떨어진 높이(H1)에서의 z 방향 자기장 세기(Hz) 비교 결과를 나타낸 것이고, 도 11의 (b)는 각각의 코일에 대해 지지대 바닥면에서 8 ㎜ 떨어진 높이(H2)에서의 ρ방향 자기장 세기(Hρ) 비교 결과를 나타낸 것이다. 이때, 높이(H1, H2)는 본 발명에서 제안하는 수신기로서 구현 가능한 소형 기기, 예컨대, 귀속형 보청기의 크기를 고려하여 설정한 것이다.
구체적으로, 각 코일에서의 자기장 세기 결과를 살펴보도록 한다.
도 11의 (a) 및 (b)를 참조하면, 제1 송신 코일(1001)은 중심에서 낮은 자기장 세기(Hz, Hρ)를 나타내고 중심에서 멀어질수록 높은 자기장 세기(Hz, Hρ)를 나타낸다. 이는, 제1 송신 코일(1001)을 구성하는 헬리컬 코일의 자기장 특성에 의한 것이다.
반면, 제2 송신 코일(1002)은 z 방향의 자기장(Hz)은 중심에서 큰 값을 갖고 중심에서 멀어질수록 급격히 감소하고, ρ방향의 자기장(Hρ)은 중심점과 외각에서 낮은 자기장을 나타내고 중간 지점인 10 ㎜ 근처에서 최대값을 갖는다. 이는, 제2 송신 코일(1002)을 구성하는 스파이럴 코일의 자기장 특성에 의한 것이다.
이에 비해, 제3 송신 코일(1003) 및 제4 송신 코일(1004)은 z방향에서의 자기장 세기는 스파이럴 코일로 구성된 제2 송신 코일(1002)과 유사한 특성을 보이고, ρ방향에서는 헬리컬 코일로 구성된 제1 송신 코일(1001)과 유사한 특성을 보인다.
뿐만 아니라, 제4 송신 코일(1004)은 제3 송신 코일(1003)과 동일한 코일 구성으로 자기장 세기의 패턴이나 크기도 유사하나, 제4 송신 코일(1004)의 경우 자기장 세기 조정을 위해 코일의 턴 수, 도선 간격, 헬리컬 코일의 경사도 등을 조정함에 따라 제3 송신 코일(1003)에 비교하여 자기장이 보다 증가되는 것을 확인할 수 있다.
따라서, 본 발명의 실시예에 따른 3차원 무선 송신 코일을 사용하면, 자기장 형성 영역 내에서 비교적 균일한 자기장이 형성되며, 데드존이 최소화될 수 있어, 수신 코일의 위치 및 배열에 구애받지 않고, 하나 또는 다수의 수신기의 효율적인 충전이 가능함을 알 수 있다. 즉, 송수신기 간의 자유 위치(free positioning) 및 멀티 수신기의 충전이 가능해진다.
도 12는 본 발명의 실시예에 따른 3차원 무선 송신 코일이 제작된 형태의 일 예를 나타내는 도면으로, 상기 도 10을 참조한 설명에서 언급한 송신 코일의 구성조건에 따라 제작된 것이다.
앞서 도 10을 참조한 설명에서 언급한 바와 같이, 도 12에 도시된 송신 코일(1101)은 구리 도선을 사용하며, 도선의 단면 지름 0.64 ㎜, 전체 높이 9.1 ㎜, 바닥면의 스파이럴 코일 루프의 도선 간격 1.5 ㎜, 옆면의 헬리컬 코일 루프의 도선 간격 2.14 ㎜, 각각 7턴으로 구성된다. 송신 코일(1101)은 6.78 ㎒에서 공진시키기 위해 집중정수 커패시터를 연결하였는데, 코일의 인덕턴스는 6.40 μH이고, 저항은 1.039Ω이다. 따라서 6.78 ㎒에서 송신 코일의 품질 계수(Q-factor)는 262.4이다.
한편, 상술한 도 4 내지 도 11을 참조하여 설명한 본 발명에 따른 송신 코일 및 송신기는 설명의 편의를 위하여 언급된 실시예들로서, 해당 사양(예컨대, 턴수, 코일사이즈, 보울 사이즈 등)에 한정되는 것은 아니며, 실시 환경 및 용도에 따라 다양한 형태 및 사양으로 구현될 수 있다. 또한, 본 발명의 실시예에서 수신기 및 송신기의 실시예로서 보청기 및 보청기 보관 구조물을 설명하는 경우가 있으나, 이는 한정된 부분은 아니며 수신기 및 송신기는 소형 의료기기, 스마트폰, 아이패드 및 그 보관 구조물과 같이 다양한 용도로 구현될 수 있음은 물론이다.
한편, 상술한 도 4 내지 도 7 및 도 12에 도시된 송신 코일은 스파이럴 코일부 및 헬리컬 코일부가 원형으로 구현되고 송신기도 원형 보울 형상으로 구성된 예를 상술하였다. 그러나, 본 발명의 다른 실시예들에 따르면 스파이럴 코일부 및 헬리컬 코일부는 그 루프들이 원형 형상뿐만 아니라 다양한 형상, 예컨대 다각형 형상 또는 타원형 형상 등으로 구현될 수 있다.
이와 관련하여, 도 13 및 도 14는 본 발명의 실시예에 따른 무선 송신 코일의 구조를 적용한 보울형 송신기의 기구적 형상의 다른 예를 나타내는 도면이다.
본 발명의 다른 실시예들에 따르면, 도 13에 도시된 바와 같이 송신기(1200)의 수평 단면(1201)을 사각형으로 형성할 수 있고, 도 14에 도시된 바와 같이 송신기(1300)의 수평 단면(1301)을 육각형으로 형성할 수 있다. 도 13 및 도 14에 도시된 송신기(1201, 1301) 모두 하단부(도면은 하부로부터 도시하고 있으므로 도면상에서는 상부) 및 옆 외주면에 걸쳐 스파이럴 코일부(1203, 1303)및 헬리컬 코일부(1202, 1302)가 권선되도록 구현할 수 있다. 송신기의 수평 단면은 다각형, 타원형 등 다양한 형태로 구현될 수 있다.
도 15는 본 발명의 다른 실시예로서 다수의 수신기와 그 다수의 수신기를 수용 및 보관할 수 있는 송신기를 구현한 예를 나타내는 사시도이다.
도 15에 도시된 바와 같이, 본 발명의 다른 실시예는 송신기(1220)를 보청기 케이스 형태로 구현하고, 수신기인 보청기를 보관 및 충전할 수 있는 실시예를 나타내고 있다. 송신기(1220)의 내부에는 좌우 보청기를 각각 수납할 수 있는 수납 공간(1221, 1222)를 구비하고, 수납 공간(1221, 1222)을 덮어 안전하게 보관할 수 있도록 덮개(1223)가 마련된다. 송신기(1220)의 각각의 수납 공간(1221, 1222)에 대응하는 내부에는 앞서 언급한 코일 구조물이 설치되어 있을 수 있다.
도 16은 도 15에 도시된 송신기(1220)의 단면으로서 좌측 수납 공간(1221)에 대응하는 위치의 단면을 도시하고 있다.
도 16에 도시된 바와 같이, 좌측 수납 공간(1221)의 내부 바닥면에는 스파이럴 코일부(1227)이 설치되고 내부의 옆면에는 헬리컬 코일부(1225)가 설치된다. 상기 스파이럴 코일부(1227) 및 헬리컬 코일부(1225)는 사각형의 수납 공간(1221)에 대응되도록 사각의 평면 형상일 수 있다. 즉, 스파이럴 코일부(1227) 및 헬리컬 코일부(1225)는 사각형 스파이럴 코일 및 사각형 헬리컬 코일일 수 있다.
도 15 내지 도 16에 도시된 보청기 케이스를 구현하면, 보청기를 케이스에 넣어두고 보관하면서 자동 충전하는 것이 가능하다. 이때, 고속 충전 기능을 구비하여 가능한 빠르게 충전할 수 있도록 하고, 케이스에 보청기 전지 용량보다 큰 배터리를 내장함으로써 보청기를 여러 번 충전할 수 있도록 구현할 수 있다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 수신기에 탑재되는 수신 코일은 판상형의 지지대에 권선될 수 있다. 이하, 도 17 내지 도 19을 참조하여 수신코일의 다양한 실시예를 살펴보기로 한다.
도 17은 본 발명의 실시예에 따른 수신 코일을 구성하는 각 구성의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 17의 (a)에 도시된 수신 코일(1400)은 수신기에 탑재되는 코일로서, 지지대를 구성하는 어느 하나의 넓은 면을 제1 평면, 제1 평면의 반대면을 제2 평면으로 정의할 때, 수신 코일(1400)은 지지대의 제 1 평면에 수평적으로 권선된 제1 수평 코일부(1401), 지지대의 옆면에 권선된 수직적으로 권선된 수직 코일부(1402), 제 2 평면에 수평적으로 권선된 제2 수평 코일부(1403)로 구성할 수 있다. 이때, 제 1 수평 코일부(1401) 및 제2 수평 코일부(1403)는 스파이럴 코일을 사용하고, 수직 코일부(1402)는 헬리컬 코일을 사용한다.
스파이럴 코일부와 헬리컬 코일부는 ㎒ 이상의 주파수를 사용하기 위해 단일 도선을 사용하고 여러 턴을 갖는 구조로 구현할 수 있다. 예컨대, 수신 코일(1400)의 전체 규격은 가로 10.5 ㎜, 세로 6.5 ㎜, 높이 2.46 ㎜의 직사각형 구조로 설계하면서 제1 수평 코일부(1401) 및 제2 수평 코일부(1403)를 구성하는 스파이럴 코일은 8턴으로 구성하고 수직 코일부(1402)를 구성하는 헬리컬 코일은 7턴으로 구성하며, 각 코일은 서로 직렬 연결되도록 구현할 수 있다. 그리고, 바람직하게는 각 코일부에서 여러 턴을 사용하여 코일 구조를 구현하는 경우 가장 낮은 저항을 얻기 위해 코일의 각 턴 사이의 간격이 동일하도록 구현할 수 있다.
또한, 수신 코일의 내부에는 자속의 집속을 위해 수신 코일의 모양에 맞게 자성 특성을 갖는 구조를 사용할 수 있다. 예컨대, 도 17의 (b)에 도시된 것처럼, 투자율이 100인 페라이트 시트를 여러 겹 적층한 사각형의 판상형 구조로 페라이트 직육면체의 지지대(1404)를 구현할 수 있다.
도 17의 (c)는 도 17의 (a) 및 (b)에 도시된 구성으로 제작된 수신 코일의 일 예를 나타낸다. 제작된 수신 코일(1405)은 도 17의 (a)에서 언급한 코일 규격에 동일하게 제작한 것으로, 가로 10.5㎜, 세로 6.5㎜, 높이 2.46㎜의 직사각형 구조에 스파이럴 코일은 8턴씩이고, 헬리컬 코일은 7턴으로 각 코일은 서로 직렬 연결되었으며, 지름 0.25㎜의 구리 도선을 사용한 것이다. 또한, 수신 코일(1405)이 6.78㎒에서 공진이 되기 위해 집중정수 커패시터를 연결하였다. 제작한 수신 공진 코일(1405)의 인덕턴스는 3.09μH이고, 저항은 3.400Ω이다. 따라서 6.78㎒에서 수신 코일의 품질 계수는 38.7이다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 수신 코일은 도 15에 도시된 사각형 형태뿐만 아니라 다양한 형태로 구현될 수 있다.
도 18및 도 19는 본 발명의 실시예에 따른 수신 코일의 다양한 다른 실시예를 나타내는 도면이다.
도 18및 도 19를 참조하면, 각각 원형 형태의 수신 코일(1500) 및 육각 형태의 수신 코일(1600)의 일 예를 도시한다.
도 18및 도 19에 도시된 바와 같이, 수신 코일(1500, 1600)의 형태에 따라 원형 또는 육각형의 제1 스파이럴 코일부(1501, 1601), 헬리컬 코일부(1502, 1602) 및 제2 스파이럴 코일부(1503, 1603)가 적층된 형태로 구성할 수 있다.
나아가, 도 18및 도 19에 도시되지는 않았지만 수신코일을 지지하기 위해 각각 원형 및 육각 형태의 판상형 지지대, 예컨대 페라이트 시트부가 더 포함될 수 있다.
제안된 수신 코일 구조는 제안된 송신 코일 구조에도 적용이 가능하지만, 다른 형태의 송신 구조에서도 활용이 가능하다, 예를 들어 평판형 스파이럴 구조, 박스형 코일 구조 등에도 적용이 가능하다.
도 20은 본 발명의 실시예에 따른 송신 코일 및 수신 코일간의 상호 인덕턴스 측정 결과의 일 예를 나타내는 도면으로, 구체적으로는, 수신 코일 배열에 따라 변동하는 송신 코일 및 수신 코일간의 상호 인덕턴스 측정 결과를 나타낸다.
도 20의 (a)는 수신 코일이 송신 코일에 평행하게 배열된 경우의 상호 인덕턴스 측정 결과이고, 도 20의 (b)는 수신 코일이 송신 코일에 수직 배열된 경우의 상호 인덕턴스 측정 결과이다. 이때, 사용된 송신 코일 및 수신 코일은 상기 도 12및 도 17에서 상술한 실시예에 따른 송신 코일 및 수신 코일을 이용하고, 각 코일의 위치는 상기 도 10에 도시된 시뮬레이션에서 사용한 수신 코일의 간격과 동일하게 설정하였다. 즉, 평행 배열에서는 수신 코일이 지지대 바닥면으로부터 5 ㎜ 떨어진 지점에 위치하고, 수직 배열에서는 수신 코일이 지지대 바닥면으로부터 8 ㎜ 떨어진 지점에 위치하는 것으로 구현하였다.
도 20의 (a)에 도시된 바와 같이, 평행 배열인 경우 송신 코일과 수신 코일간의 상호 인덕턴스는 중심에서 약 350 nH를 갖고 외각으로 갈수록 감소하는 형태를 나타낸다. 도 20의 (b)에 도시된 바와 같이, 수직 배열인 경우에는 송신 코일과 수신 코일간의 상호 인덕턴스는 중심에서 약 2.25 nH이고, 외각으로 갈수록 증가하여 최대 178.5 nH를 갖는 형태를 나타낸다. 또한, 수직 배열에서 x축으로 움직일 때는 상호 인덕턴스가 커지지만, y 축으로 움직일 때는 수신 코일에 z 방향뿐만 아니라 ρ방향 자기장도 쇄교할 수 없기 때문에 거의 0이 될 수도 있다.
한편, 송신 코일 및 수신 코일의 저항 및 상호 인덕턴스를 통해 무선 전력 송수신 시스템이 가질 수 있는 최대 효율(ηmax)은 하기 수학식 8을 통해 도출할 수 있다.
[수학식 8]
Figure PCTKR2014011398-appb-I000008
상기 수학식 8을 참조하면, 무선 전력 송수신 시스템의 최대 효율(ηmax)은 송신 코일과 수신 코일이 평행 배열인 경우 송신 코일의 중심에서 최대 80.11%의 효율을 나타내고, 송신 코일과 수신 코일이 수직 배열인 경우 ρ=3 cm인 지점에서 최대 61.3%의 효율을 얻을 수 있음을 알 수 있다. 이는, 송수신 공진 코일에서 가질 수 있는 이론적인 최대 효율로서, 이러한 최대 효율을 얻기 위해서는 적절한 임피던스 매칭이 요구될 수 있다.
한편, 앞서 설명한 실시예들에서는 도 4내지 도 5에 도시된 코일 구조를 송신 코일로서 구현하고, 도 17에 도시된 코일 구조를 수신 코일로서 구현한 예를 설명하였으나, 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 도 4 내지 도 5에 도시된 코일 구조를 수신 코일로서 구현하고, 도 17에 도시된 코일 구조를 송신 코일로서 구현할 수도 있다. 예를 들어, 상기 다른 실시예는 수신기의 적어도 일부를 보울 형태로 구성하고 수신 코일을 스파이럴 코일부와 헬리컬 코일부를 구비하도록 구현하는 것이다. 즉, 본 발명에 따른 제안된 개선된 코일 구조, 예컨대 스파이럴 코일부와 헬리컬 코일부를 구비하는 코일 구조는 송신 코일이나 수신 코일 중 적어도 하나에 적용될 수 있다.
도 21는 본 발명의 실시예에 따른 무선 전력 송수신 시스템의 회로적 구성의 다른 예를 나타내는 도면으로, 구체적으로는 무선 전력 송수신 시스템의 효율성을 최대화하기 위하여 임피던스 매칭을 수행하기 위한 회로 구성도를 나타낸다.
도 21을 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 무선 전력 송수신 시스템은 송신기(1800a) 및 수신기(1800b)를 포함한다.
송신기(1800a)는 입력 임피던스 매칭(Tx impedance matching)을 위한 소스 코일(1801)과 송신 공진 코일(1802)로 구성된다. 소스 코일(1801)은 소스 코일의 인덕턴스(LS), 소스 코일에 연결되는 집중분포 커패시터(CS), 손실 저항(RS) 및 특성 임피던스 Z0를 갖는 소스와 연결된다. 이때, 커패시터(CS)는 회로 상황에 따라 사용하지 않을 수 있다.
송신 공진 코일(1802)은 소스 코일(1801)과 입력 임피던스 매칭을 위한 송신 공진 코일의 인덕턴스(L1), 송신 공진 코일에 연결되는 커패시터(C1) 및 저항(R1)이 직렬 연결되는 구성을 갖는다. 송신 공진 코일(1802)의 회로는 상기 도 3에서 상술한 송신부(310)의 등가회로와 비교하여, 소스 코일(1801)과 임피던스 매칭을 수행한다는 점에서 구별된다.
소스 코일(1801)과 송신 공진 코일(1802)은 상호 임피던스(MS) 조정을 통하여 송신부 입력 임피던스 매칭을 수행할 수 있다. 다만, 도시된 매칭회로에 한정되는 것은 아니며 다양한 매칭 회로가 사용될 수 있다. 예를 들어, 소스 코일을 사용하지 않고 송신 공진 코일부와 직접 커패시터를 연결한 구조를 사용할 수 있다. 이 경우 커패시터는 직렬, 병렬, 직렬-병렬, 병렬-직렬로 구성될 수 있다.
도 21에 도시된 소스 코일에 따라 제작하게 되면, 해당 소스 코일은 반지름 11㎜, 도선 간격은 2㎜, 2턴으로 구성된 스파이럴 코일일 수 있다. 또한, 소스 코일은 송신 코일의 바닥면에 위치할 수 있다. 예를 들어, 소스 코일은 도 6에 도시된 것과 같은 송신기의 바닥면 일측 내부에 마련된 제2 홈(H2)을 활용하여 권선됨으로써 송신 코일의 하단에 구비될 수 있다. 상기 소스 코일의 예시적인 인덕턴스는 150 nH, MS=364 nH이다.
한편, 수신기(1800b)의 수신단은 수신 공진 코일(1803)과 수신 임피던스 매칭 회로(1804)을 포함한다. 수신 공진 코일(1803)은 송신 공진 코일(1802)과 출력 임피던스 매칭을 위한 수신 공진 코일의 인덕턴스(L2) 및 코일의 손실 저항(R2)을 포함하는 회로 구성을 포함하며, 송신 공진 코일(1802)과 출력 임피던스 매칭(Rx impedance matching)을 수행한다.
수신부 임피던스 매칭 회로(1804)는 임피던스 매칭 구현을 위해 커패시터인 C2와 CP를 사용하는데, 수신 공진 코일(1803)과 수신부 임피던스 매칭 회로(1804)의 커패시터(C2, CP)는 도면과 같이 병렬, 직렬로 구현할 수 있다. 이렇게 병렬, 직렬로 구현할 경우 다중 기기의 충전시 수신코일로부터 부하쪽으로 바라보는 임피던스가 낮은 부하에 더 많은 전력이 공급된다.
이때, 도 21에 도시되지는 않았으나, 소스 코일(1801)과 수신 공진 코일(1803) 간에도 상호 임피던스가 존재할 수 있으며, 시스템의 성능에 큰 영향을 주지 않는 정도의 크기인 경우 무시할 수 있다. 다만, 소스 코일(1801)과 수신 공진 코일(1803)이 매우 근접할 경우 또는 여러 수신부가 동시에 충전될 경우는 정확한 임피던스 매칭을 고려해야 할 필요가 있다.
수신기(1800b)의 수신단, 즉 수신 공진 코일(1803) 및 수신부 임피던스 매칭 회로(1804)의 커패시터(C2, CP)에는 정류회로(1805), 충전회로(LTC4070; 1806), Li-ion 배터리(1807), DC-DC 변환 회로(1808) 및 부하(1809)를 포함하는 수신 신호 처리 회로가 병렬로 연결된다. 여기서, DC-DC 변환 회로(1808)는 LDO 회로인 LD6806을 사용하고, 부하(1809)는 보청기를 이용할 수 있다.
이때, 수신 공진 코일(1803), 수신부 임피던스 매칭 회로(1804)의 커패시터(C2, CP) 및 수신 신호 처리 회로가 병렬 공진 회로를 구현하는 것은, 부하의 Li-ion 배터리(1807)를 충전하도록 전송되는 전류는 배터리 과전류 방지를 위해 20mA로 제한됨에 따라 부하 임피던스가 수백Ω의 임피던스를 갖게 되고, 이러한 임피던스 값은 기존의 스마트폰 등과 같은 높은 전류로 충전되는 배터리와 비교하여 높은 값으로, 직렬 공진 회로 사용시 무선충전 시스템의 효율이 감소되는 것을 방지하기 위한 것이다.
따라서, 수신부 임피던스 매칭 회로(1804)는 수신 공진 코일, 커패시터 및 부하가 서로 병렬로 연결된 병렬 공진 회로를 적용하는 것이 바람직하다. 예컨대, 수신 코일(1803)과 병렬로 연결된 커패시터 C2≠0이며, 직렬로 연결된 커패시터 CP=0으로 구성할 수 있다.
그러나, 반드시 도 21에 도시된 것과 같이 병렬 공진 회로에 한정되는 것은 아니며, 구현 방식에 따라 직렬-병렬, 병렬 및 직렬 커패시터를 사용한 매칭 회로 중 어느 하나로 구성할 수 있다. 또한, 송신부(1800a)와 마찬가지로수신 공진 코일과 정류회로와 연결되는 부하 코일을 두어 매칭을 수행할 수도 있다.
수신기(1800b)의 수신 신호 처리 회로는 수신 공진 코일(1803)에 유도된 전압을 직류로 변환하기 위한 반파 정류 회로(1805), 인지용 적색 LED(1805c), Li-ion 배터리 충전을 위한 배터리 충전 IC(1806) 및 Li-ion 배터리(1807)로 이루어진 수신 회로를 포함할 수 있다.
Li-ion 배터리(1807)는 정상상태에서 4.2V의 전압을 갖지만, 부하(1809)에 해당하는 보청기는 1.4V의 전압에서 동작하기 때문에 배터리 전압을 보청기에서 사용할 수 있도록 Linear Drop Out를 사용하여 전압을 강하시킬 수 있다. 예컨대, 수신 회로에 사용되는 LDO(1808)는 NXP사의 LD6806이고, 측정된 보청기 인가 전압은 1.417V일 수 있다.
정류회로(1805)는 수신 신호 처리 회로의 크기를 줄이기 위해 전파 정류회로가 아닌 1개의 다이오드(1805a)만을 사용하는 반파 정류회로로 구성한다. 이때, 다이오드(1805a)는, 예컨대, 파나소닉사의 DB27316으로 문턱전압이 최대 0.55V이고, 저전류 정류용 다이오드로 구현할 수 있다. 정류 전압을 평활하기 위해 다이오드(1805a)에 병렬 연결하는 평활 커패시터(1805b)는, 예컨대 일반 RF 커패시터를 병렬 연결하여 116㎌의 값을 갖도록 하여 리플 전압을 최소화할 수 있다.
그리고, 충전 인지용 적색 LED(1805c)는 충전상태를 알려주기 위해 연결한 것이다. 충전상태에서는 정류회로(1805)의 출력 전압과 충전 IC(1806)로의 입력 전압의 전압차가 LED(1805c)의 문턱 전압으로 고정될 수 있다. 예컨대, Li-ion 배터리(1807)의 저전류 충전을 위해 충전 IC(1806)는 Linear Technology사의 LTC4070을 사용할 수 있다. 이때, IC(1806)는 최소 450㎁에서 최대 50mA까지 충전이 가능하다.
이와 같이, 도 21에 도시된 회로 구성도를 포함하는 무선 전력 송수신 시스템은 소형 보청기를 위한 무선 충전 시스템으로 구현할 수 있다.
도 22는 본 발명의 실시예에 따른 무선 전력 송수신 시스템의 회로적 구성에 기초한 소형 보청기 무선 충전 시스템 형상의 일 예를 도시하는 도면이다.
도 22의 (a)는 상기 도 21의 (a)의 설명에서 언급한 송신기 회로도를 반영하여 제작한 소형 보청기 무선 충전 시스템 형상을 나타내고, 도 22의(b)는 상기 도 21의 (b)의 설명에서 언급한 수신 공진 코일과 결합되도록 제작된 수신기 회로도를 반영하여 제작한 수신 코일 및 수신 회로의 형상을 나타낸다.
도 22의 (a)를 참조하면, 수신기에 해당하는 보청기는 대한 보청기의 귀속형 모델인 Maxo-K이고, 외각 크기는 길이 18㎜, 너비15 ㎜이다. Li-ion 배터리는 파우치 형태이고, 셀 크기는 가로 10㎜, 세로 10㎜, 높이 4.09㎜이다. 도 22의 (b)는 수신 코일과 수신 회로를 제작한 형상으로, 수신 코일과 수신 회로를 합쳐서 4㎜의 높이를 갖는다. 수신 회로는 0.4㎜ FR4 기판에 제작되었고, 수신 코일과 함께 보청기에 내장될 수 있는 크기이다.
이와 같이, 도 21 및 도 22에 도시된 회로 구성도를 포함하는 무선 전력 송수신 시스템은 소형 보청기 구동을 위하여 개발된 소형 Li-ion 배터리 충전에 응용되었으나, 다양한 웨어러블 의료단말, 웨어러블 정보통신 단말, 스마트폰 등 다양한 휴대용 정보통신 단말에 적용될 수 있다.
도 23은 본 발명의 실시예에 따른 무선 전력 송수신 시스템의 회로적 구성의 다른 예를 나타내는 도면으로, 구체적으로는 송신기로부터 다수 개의 수신기, 예컨대 제 1 수신기 및 제 2 수신기로 전력을 전송하는 예에 대응하는 등가 회로를 나타내는 회로도이다.
도 23에 도시된 바와 같이, 송신기(2301)는 제 1 수신기(2302) 및 제 2 수신기(2303)와 각각 상호 인덕턴스(M12) 및 (M13)에 따른 자기 유도 또는 자기장결합을 기반으로 무선 전력을 전송할 수 있다. 도 23에 도시된 송신기(2301)의 송신 코일은 앞서 설명한 도 4 내지 도 5에 도시된 본 발명의 제안된 코일 구조일 수 있다. 예를 들어, 도 23에 도시된 예는, 기구적으로는, 보울 형태의 송신기(2301) 내에 복수개의 수신기가 놓여진 것 상태일 수 있다. 예컨대, 도 23에 도시된 송신기(2301)의 관련 파라미터는 앞서 설명한 도 21의 설명에 기재된 송신기의 파라미터를 적용할 수 있으며, 제 1 수신기(2302) 또는 제 2 수신기(2303)의 관련 파라미터는 도 21의 설명에 기재된 수신기의 파라미터를 각각 적용할 수 있다.
송신기(2301)의 교류 소스 신호 Vs는 도23에 도시되지는 않았으나 전력소스로부터 출력되며, 전력소스는 구형파 신호를 입력받으며 드라이빙 증폭기, 스위칭 전력증폭기 및 시스템 주파수의 신호만을 송신 코일부에 전달하기 위한 LC필터등을 포함할 수 있다. 송신기(2301)는 자기 인덕턴스 L1, 저항 R1 및 공진을 위한 커패시터 C1를 포함한다. 제 1 수신기(2302)는 자기 인덕턴스 L2, 저항 R2 및 공진을 위한 커패시터 C2를 포함하고, 제 2 수신기(2303)는 자기 인덕턴스 L3, 저항 R3 및 공진을 위한 커패시터 C3를 포함할 수 있다.
도 23에 도시된 회로도는, 송신기(2301)의 커패시터 C1은 인덕턴스 L1 및 저항 R1에 직렬 연결된 직렬 회로를 도시하고 있으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니다. 다른 실시예에 따르면 송신기(2301)의 커패시터C1은 인덕턴스 L1 및 저항 R1에 병렬로 연결될 수도 있다. 또한, 도 21은 제 1 수신기(2302)의 커패시터 C2는 인덕턴스 L2 및 저항 R2에 병렬 연결된 직렬 회로를 도시하고 있으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 다른 일 실시 예에 따르면 커패시터 C2는 인덕턴스 L2 및 저항 R2에 직렬 연결될 수 있다. 마찬가지로, 도 23은 제 2 수신기(2303)의 커패시터 C3는 인덕턴스 L3 및 저항 R3에 병렬 연결된 직렬 회로를 도시하고 있으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 다른 일 실시 예에 따르면 커패시터 C3는 인덕턴스 L3 및 저항 R3에 직렬 연결될 수 있다.
바람직하게는, 송신 코일이 제 1 수신 코일 및 제 2 수신 코일로 전자기 유도 또는 자기장 결합 방식을 통해 최대 전력을 전송할 수 있도록, 송신기(2301)에는 제 1 수신기(2302)와의 임피던스 매칭을 위한 임피던스 매칭 유닛, 예컨대 Tx impedance matching unit을 구비하고, 제 2 수신기(2302)에는 송신기(2301)과의 임피던스 매칭을 위한 제 1 수신기(2301)의수신 임피던스 매칭 유닛 Rx impedance unit을 구비할 수 있다. 마찬가지로, 제 2 수신기(2303)는 송신기(2301)와의 임피던스 매칭을 위하여 제 2 수신기(2303)의수신 임피던스 매칭 유닛 Rx impedance unit을 포함할 수 있다.
최대 전력 전달을 위하여, 송신 임피던스 매칭 유닛은 송신 코일(Tx coil)로 바라보는 임피던스를 입력 임피던스(Zin)와 공액 매칭시켜 주는 역할을 하며, 송신부 임피던스 매칭을 통하여 송신되는 소스 신호의 반사를 최소화 또는 제거한다. 제 1 수신기(2032)의 임피던스 매칭 유닛 및 제 2 수신기(2303)의 임피던스 매칭 유닛은 임피던스 ZL2 및 임피던스 ZL3대한 임피던스 매칭 효과를 얻기 위하여 수신 코일(Rx coil)로부터 송신 쪽으로 바라보는 임피던스와 공액 매칭 조건이 성립되도록 한다. 이때, 임피던스 ZL2 또는 임피던스 ZL3는 각각 정류회로, DC-DC변환기, 배터리, 저항 또는 전기기기 등과 같은 부하를 의미할 수 있다.
한편, 앞서 설명한 본 발명의 일 실시예에 따른 코일 구조, 예컨대 도 4 내지 도 5에 도시된 코일 구조는 스파이럴 코일부와 헬리컬 코일부가 단일 도선으로 구성되는 예를 설명한 바 있다. 예를 들어, 앞서 설명한 송신 코일부는 단일 도선으로 구현된다. 그런데, 다른 한편으로, 본 발명의 다른 실시예에 따른 코일 구조는 스파이럴 코일부와 헬리컬 코일부를 별도의 도선으로 구성할 수도 있다. 예컨대 송신 코일부를 복수의 도선으로 구성하는 것이다. 이하에서는 이러한 실시예에 따른 코일 구조를 살펴보기로 한다.
도 24는 본 발명의 다른 실시예에 따른 3차원 무선 송신 코일 구조의 일예를 나타내는 사시도이다.
도24에 도시된 본 발명의 다른 실시예에 따른 송신 코일은 2차원적인 평면, 예컨대 바닥면에 원형 스파이럴 형태의 코일로서 형성되는 스파이럴 코일부(401') 및 상기 스파이럴 코일부(401')이 형성된 평면, 예컨대 바닥면으로부터 수직 방향으로 수직 코일부를 권선되되, 코일 루프의 반지름이 서서히 증가하는 형태의 유사 원뿔형(Conical-like)으로 권선되는 헬리컬 코일부(402')를 포함할 수 있다.
이때, 송신 코일(400)을 구성하는 스파이럴 코일부(401')와 헬리컬 코일부(402')는 물리적으로 분리된 별도의 도선으로서 구현된다. 즉 도 4에 도시된 단일 도선을 이용한 송신 코일부와는 달리, 도 24에 도시된 송신 코일부는 스파이럴 코일부(401')와 헬리컬 코일부(402')가 물리적으로 분리되는 구조인 것이다.
상기 스파이럴 코일부(401') 및 헬리컬 코일부(402')는 도 22에 도시된 바와 같은 원형뿐만 아니라, 앞서도 언급한 바와 같이, 다각형, 타원형 등 다양한 형태로의 변형 실시가 가능하다.
이러한 무선 송신 코일 구조를 사용하면, 스파이럴 코일부(401')와 헬리컬 코일부(402')에 각각 교류 소스를 연결하여 상황에 따른 능동적인 제어를 기반으로 하는 효율적인 송신기의 구현이 가능하다.
도 25은 본 발명의 다른 실시예에 따른 무선 전력 전송 시스템의 구성을 도시하는 블록도이다.
도 25에 도시된 바와 같이, 송신기(2500)는 제 1 송신부(2510), 제 2 송신부(2520), 제어 유닛(2530) 및 송신기 통신 유닛(2540)을 포함할 수 있다. 상기 제 1 송신부(2510)는 제 1 송신 코일(2513), 제 1 임피던스 매칭 유닛(2512), 제 1 교류 소스(2511)를 포함할 수 있다. 여기서 상기 제 1 송신 코일(2513)은, 예컨대 도 24에 도시된 스파이럴 코일부(401')일 수 있다. 상기 제 2 송신부(2520)는 제 2 송신 코일(2523), 제 2 임피던스 매칭 유닛(2522), 제 2 교류 소스(2521)를 포함할 수 있다. 여기서 상기 제 2 송신 코일(2523)은, 예컨대 도 24에 도시된 헬리컬 코일부(402')일 수 있다. 즉, 제 1 송신 코일(2513)인 스파이럴 코일부(401') 및 제 2 송신 코일(2523)인 헬리컬 코일부(402')는 물리적으로 분리되며 각각 제 1 교류 소스(2511) 및 제 2 교류 소스(2521)로부터 전원을 공급받는다.
송신기 통신 유닛(2540)은 적어도 하나의 수신기(2550, 2560)와 통신함으로써, 송신기(2500)가 적어도 하나의 수신기(2550, 2560)와 데이터를 주고 받을 수 있도록 한다. 송신기(2500)와 수신기(2550 또는 2560) 간의 통신은 무선 전력 전송 신호를 사용하여 데이터를 송수신할 수 있는 인-밴드(In-Band) 통신을 사용할 수도 있고, 무선 전력 전송 주파수와는 다른 주파수를 이용한 다른 통신 방식을 사용할 수도 있다.
제어 유닛(2530)은 송신기 통신 유닛(2540)을 통하여 수신기(2550 또는 2560)로부터 송신기(2540)로 전달되는 무선 전력의 센싱 데이터를 취득할 수 있다. 제어 유닛(2530)은 취득된 센싱 데이터를 기반으로 하여, 제 1 교류 소스(2511)와 제 2 교류 소스(2521)의 출력 크기 및 동작을 제어하고, 제 1 임피던스 매칭 유닛(2512) 및 제 2 임피던스 매칭 유닛(2522)을 조정할 수 있다. 즉 제 1 교류 소스(2511)의 신호 및 제 2 교류 소스(2521)의 신호는 동일한 위상을 가지나, 제어 유닛(2530)의 제어에 따라 출력 전력이 달라질 수 있으며, 이로 인하여 제 1 송신 코일(2513) 및 제 2 송신 코일(2523)에서 생성되는 자기장의 크기가 달라질 수 있다.
좀더 구체적으로, 제어 유닛(2530)은 초기에 제 1 교류 소스(2511) 및 제 2 교류 소스(2521)를 각각 제어하여, 기 설정된 일정한 전력을 제 1 송신 코일(2513) 및 제 2 송신 코일(2523)로 인가한다. 이에 따라, 수신기(2500)에는 무선으로 전력이 수신된다. 수신기(2550 또는 2560)는 수신되는 전력의 세기를 센싱하여 센싱 데이터를 송신기로 전송할 수 있다. 제어 유닛(2530)은 수신기(2550 또는 2560)로부터 수신되는 센싱 데이터를 기반으로 하여 제 1 교류 소스(2511) 및 제 2 교류 소스(2521)의 전력을 제어할 수 있다. 예를 들어, 제어 유닛(2530)은 수신기(2550 또는 2560)로 더 많은 전력을 송신할 수 있는 송신부를 검출하여, 검출된 송신부에 더 많은 전력을 더 송신하도록 해당 교류 소스를 제어할 수 있다.
일례로, 수신기(2550 또는 2560)가 스파이럴 코일부(401', 즉 2510)로부터 헬리컬 코일부(402', 즉 2520)에 비하여 더 많은 전력을 수신한다고 가정하면, 제어 유닛(2530)은 스파이럴 코일부(401')가 헬리컬 코일부(402')보다 더 많은 전력을 공급할 수 있도록 제 1 교류 소스(2511) 및 제 2 교류 소스(2521)를 제어할 수 있다. 다른 일례로, 만약 수신기(2550 또는 2560)가 대부분의 전력을 헬리컬 코일부(402', 즉 2520)로부터 수신하고 스파이럴 코일부(401', 즉 2510)로부터는 전력을 거의 수신하지 못한다고 가정하면, 제어 유닛(2530)은 헬리컬 코일부(402')로만 전력을 공급하고 스파이럴 코일부(401')로는 전력이 거의 공급되지 않도록 제 1 교류 소스(2511) 및 제 2 교류 소스(2521)를 제어할 수도 있다.
이와 같이, 제어 유닛(2530)은, 무선 전력 전송 영역에서 수신기(2550 또는 2560)의 위치나 상태에 따라, 수신기(2550 또는 2560)가 전력을 더 많이 수신하는 송신부로 더 많은 전력이 공급되도록 제어하거나, 수신기(2550 또는 2560)로 전력을 거의 전송하지 못하는 송신부로는 전력의 공급을 줄일 수 있다. 따라서, 본 실시예에 따르면, 무선 전력 전송의 효율을 대폭 증가되며, 효율적인 무선 전력 전송이 가능하다.
한편, 수신기가 다수 개인 경우(예를 들어, 2550과 2560이 모두 존재하는 경우), 제어 유닛(2530)은 초기에 제 1 교류 소스(2511) 및 제 2 교류 소스(2521)를 각각 제어하여 기 설정된 일정한 전력을 제 1 송신 코일(2513) 및 제 2 송신 코일(2523)로 인가한 후, 각각의 수신기(2550, 2560)로부터 수신되는 전력에 대한 센싱 데이터를 기반으로 제 1 교류 소스(2511) 및 제 2 교류 소스(2521)의 출력을 조절함으로써, 제 1 송신 코일(2513)과 제 2 송신 코일(2523)에서 발생되는 자기장의 세기를 조정할 수 있다.
한편, 제어 유닛(2530)은, 제 1 송신부(2510) 및 제 2 송신부(2520)에 각각 구비된 제 1 임피던스 매칭부(2512) 및 제 2 임피던스 매칭부(2522)를 조정할 수 있다. 이러한 조정을 위하여, 수신기(2550 또는 2560)는 수신기(2550 또는 2560)의 정류 회로 전단 또는 후단에서 측정되는 전압 및 전류 중 적어도 하나를 센싱하여 송신기(2500)로 전송하고, 제어 유닛(2530)은 수신된 센싱 데이터를 기반으로 하여, 최적의 송신부 임피던스 매칭이 되도록 제 1 임피던스 매칭부(2512) 및 제 2 임피던스 매칭부(2522)를 조정한다.한편, 본 발명의 실시예들에 대하여 상술한 것처럼, 수㎒ 이상의 주파수 대역에서의 코일 설계를 위해서 단일 금속 도선 또는 다수 개의 금속 도선을 사용할 수 있다. 다만, 무선 전력 전송시 자기장 세기를 증가시키기 위하여 코일부의 도선의 턴 수를 증가시키는 경우, 주파수가 높을수록 도선의 표피 효과(Skin Effect)가 증가하고, 코일을 구성하는 도선의 턴 수가 증가할수록 인접 도선간의 근접 효과(Proximity Effect)가 급증하여 저항이 커질 수 있다.
본 발명은 코일부를 구성하는 도선의 턴 수증가에 따른 도선 간의 근접 효과 및 표피 효과의 영향을 고려하여 손실 저항을 최소화함으로써 자기장의 세기를 극대화할 수 있는 코일 구조를 제시한다.
이하, 도 26 및 도 27 참조하여 도선에 전류가 흐를 때 발생할 수 있는 표피 효과 및 근접 효과에 대하여 설명하도록 한다.
도 26은 도선에 전류를 인가할 때 발생하는 표피 효과를 설명하기 위한 단면도이다.
도 26에 도시된 바와 같이, 도선 반경이 r0인 단일 금속 도선(2000)에 전류 I0가 인가되면, 와류 전류에 의하여 도선 최외각인 표피로 전류가 몰리게 되는 표피 효과(skin effect)가 발생한다. 도 26에 도시된 도선 단면(2000)에서 표시되는 전류 밀도를 살펴보면, 도선 중심부의 전류 밀도는 0에 가까우며 도선 외각으로 갈수록 전류 밀도가 높아진다.도 26 은 이러한 현상을 나타내는 시뮬레이션 결과를 나타내고 있는데, 전류 밀도가 높아질수록 표피 영역(2001)으로 표시되도록 하였다. 도 26을 참조하면, 전류 흐름이 거의 가장자리 부분으로 몰려있는 것을 확인할 수 있다.이러한 시뮬레이션 실시예는 ANSYS사의 MAXWELL 2D 프로그램을 사용하여 수행하였다.
수학식 9는 표피효과에 의한 단위 길이 도선에서의 저항(Rskin)을 나타내는 것이다.
[수학식 9]
Figure PCTKR2014011398-appb-I000009
상기 수학식 9에서, RDC=1/(π(r0)2σ)이고, δ=1/(πfμ 0σ)1/2(r0/δ>1)이고, r0 는 도선의 반지름이며, σ는 도선의 전기 전도도(conductivity of the wire)를 나타낸다. 또한, f는 사용 주파수(operating frequency)이며, μ 0는 도선의 투자율 (permeability)를 의미한다. δ는 스킨 뎁스(skin depth)를 나타낸다.
도 27은 두 개 이상의 도선들이 인접하는 경우 근접효과를 설명하기 위한 단면도이다.
도 27을 참조하면, 사이즈가 동일한 제1 도선(2110) 및 제2 도선(2120)에 동일 방향으로 동일 전류 I0가 흐르고, 도선의 반경은 r0이며, 각 도선(2110, 2120)에 표시된 H는 인접한 도선에서 만들어져 다른 도선에 가해지는 자기장을 표시한다.
각 도선(2110, 2120)에서 생성된 자기장 H에 의하여 상대 도선과의 인접 영역(2111, 2121)은 동일 도선 내 다른 영역에 비하여 전류가 거의 흐르지 못하여 전류 밀도가 거의 0에 가깝게 변동하는 것을 확인할 수 있는데, 이러한 현상을 근접효과(proximity effect)라 한다. 특히, 무선전력전송에 사용되는 코일과 자기장 세기의 증가가 요구되는 코일부 구조에서, 자기장의 세기를 증가시키기 위해 코일의 턴 수를 증가시키면 어느 정도까지는 자기장의 세기가 증가하나 턴 수가 과다하게 증가시키는 경우, 코일을 구성하는 도선 사이의 간격 및 도선 반지름에 의해 급격하게 저항이 증가할 수 있다.
표피효과 및 근접효과를 고려한 도선의 단위 길이당 손실 저항(Rohmic)은 아래의 수학식 10과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 10]
Figure PCTKR2014011398-appb-I000010
위의 수학식 10에 나타낸 바와 같이, 도선의 단위 길이당 손실 저항(Rohmic)은 표피 효과에 의한 단위 길이당 저항(Rskin)과 근접 효과에 의한 단위 길이당 저항(Rprox)의 합이다. 여기서 근접 효과에 의한 단위 길이당 저항(Rprox)는 Rskin과 근접 인자(Proximity factor) Gp의 곱이다. 따라서, 도선의 단위 길이당 손실 저항 Rohmic은 Rskin과 (1+Gp)의 곱으로 표현될 수 있으며, 단위는 Ω/m이다.
상기 근접 인자 GP는 아래의 수학식 11로 산출될 수 있다.
[수학식 11]
Figure PCTKR2014011398-appb-I000011
위의 수학식 11에서 나타난 바와 같이, 근접 인자Gp는 x, δ, H에 의하여 결정될 수 있다. 여기서 δ 는 스킨 뎁스(skin depth)를 나타내고, x는 2r0/δ(즉, d/δ) 나타내는 것으로서, δ과 x는 결정되는 값이다. H는 인접 도선들에 흐르는 전류에 의하여 생성되는 자기장으로서 코일의 턴수 또는 도선 간격에 의하여 달라질 수 있다. 예컨대 H는 도 27에 도시된 H일 수 있다.
따라서, 코일의 턴수 또는 도선 사이의 간격에 따라 발생되는 자기장 H를 구하면 근접 인자를 구할 수 있고, 이를 기반으로 하여 단위 길이당 손실 저항 Rohmic을 산출할 수 있다. 즉, 근접 인자는 코일의 턴수 또는 도선 사이의 간격에 따라 발생되는 자기장의 상호 영향에 따라 결정될 수 있으며, 이를 이용하여 스파이럴 코일 구조나 헬리컬 코일 구조의 전체 저항은 Rohmic 과 코일의 전체 길이를 구하여 곱하면 얻을 수 있게 된다.이와 같은 표피 효과 및 근접효과에 의한 영향으로 인하여, ㎒ 의 고주파수 대역에서의 도선 설계에서 단일 도선의 두께가 스킨 뎁스(Skin depth)보다 큰 도선(6.78MHz에서 스킨 뎁스는 25um)을 이용한 다발 모양의 리츠 코일이나, 단일 금속 도선을 다발로 형태로 감는 형태의 코일 구조는 근접 인자가 매우 커져 손실 저항이 급속히 증가하여 효율이 현저히 떨어진다. 즉, 동일 전류가 흐르는 금속 도선을 여러 턴 겹쳐서 감을 경우 자기장의 세기는 증가할 수 있으나, 저항이 급속하게 증가하여 실제로는 전송 효율이 상당히 떨어진다.
따라서, 본 발명은 무선 전력 전송을 위한 코일부의 구조에 있어서, 소정 구간에서 반지름이 동일한 다수 개의 도선이 소정의 오차 범위 내에서 균등 간격으로 배치되는 구조를 개시한다. 여기서 도선과 도선 사이의 간격은 도선의 표피 효과 및 도선 간의 근접 효과를 고려하여, 손실 저항을 최소하고 자기장의 세기를 극대화할 수 있는 최적화된 간격으로 결정된다.
이하, 이러한 코일부 구조에 대하여 설명하기로 한다.일정한 간격을 갖는 다양한 형태의 코일, 예컨대 스파이럴 코일,헬리컬 코일 등을 설계할 경우, 코일의 턴 수, 도선의 반지름 및 도선 간의 간격 등에 따라 최소 손실 저항을 구할 수 있는 관계식의 유도가 요구된다.
도 28는 본 발명의 실시예에 따라 단면이 원형인 다수의 도선이 균일 간격으로 나란히 배열된 코일부 구조의 단면도이다.
도 28를 참조하면, 반지름 r0가 동일한 N개의 도선이 도선 중심 간 간격 P에 따라 균등하게 배치된다. 이러한 구조는 다수의 턴으로 권선되는 스파이럴 코일, 다수의 턴으로 권선되는 헬리컬 코일, 평행한 다중 스트레이트 도선이 배치된 구조 등에서 형성될 수 있다.
도 29 내지 도 32는 도 28에 도시된 단면 구조를 형성할 수 있는 코일부 또는 도선 구조를 각각 예시적으로 나타내고 있다. 도 28에 도시된 단면 구조는 도 29에 도시된 스파이럴 코일의 A1에서 B1까지의 단면, 도 30에 도시된 헬리컬 코일의 A2에서 B2까지의 단면, 도 31에 도시된 스트레이트 도선 배치 구조에서의 A3에서 B3까지의 단면 등에서 각각 형성될 수 있다.
도 29에 도시된 원형 스파이럴 코일은 단일 도선이 평면 상에서 수회의 턴으로 권선된 것이지만, 소정의 영역, 예컨대 A1에서 B1까지를 포함하는 영역(AR1)에서는 도 28에 도시된 바와 같은 다수 개의 도선이 균일 간격으로 배치된 것과 같이 간주될 수 있다. 여기서 스파이럴 코일의 턴수는 상기 소정 영역에서의 도선의 수에 대응되며, 스파이럴 코일의 루프의 도선 중심 간의 간격은 상기 소정 영역(AR1)에서의 도선 중심 간의 간격에 대응될 수 있다.
마찬가지로, 도 30에 도시된 헬리컬 코일은 단일 도선이 수직 방향으로 수회의 턴으로 권선된 것이지만 소정의 영역, 예컨대 A2에서 B2까지를 포함하는 영역(AR2)에서는 다수 개의 도선이 균일 간격으로 배치된 것과 동일하게 간주될 수 있다. 여기서 헬리컬 코일의 턴수는 상기 소정 영역에서의 도선의 수에 대응되며, 헬리컬 코일의 각 루프의 도선 중심 간의 간격은 상기 소정 영역(AR2)에서의 도선 중심 간의 간격에 대응될 수 있다.
도 29 내지 도 31에 도시된 구조 이외에도, 어떠한 구조든 단면이 도 28에 도시된 바와 같거나 유사한 구조를 형성한다면 본 발명에서 언급하는 권선 또는 배치 방법이 적용된다.
예를 들어, 도 32는 사각형 스파이럴 코일부도 도 28에 의한 구조가 적용됨을 나타내는예를 도시하는 평면도이다.
도 32에 도시된 바와 같이, 사각형 스파이럴 코일은 단일 도선이 수평면에서 수 개의 사각형 루프를 이루도록 권선된 것이지만 소정의 영역, 예컨대 A4에서 B4까지를 포함하는 영역(AR4)에서는 다수 개의 도선이 균일 간격으로 배치된 것과 동일하게 간주될 수 있다. 여기서 사각형 스파이럴 코일의 턴수는 상기 소정 영역(AR4)에서의 도선의 수에 대응되며, 사각형 스파이럴 코일의 각 사각 루프의 중심 간의 간격은 상기 소정 영역(AR4)에서의 도선 중심 간의 간격에 대응될 수 있다.
도 28을 참조한 설명에서는, 도시된 단면 구조가 스파이럴 코일이나 헬리컬 코일과 같이 수회의 턴으로 도선이 감겨진 코일부의 단면 구조인 것으로 주로 가정하고 설명하기로 한다.
도 28을 다시 참조하면, 도면에서, P는 도선 중심간의 간격(pitch)을 의미할 수 있다. 예를 들어, P는 제 1 도선의 중심으로부터 제 1 도선과 인접한 제 2 도선의 중심까지의 거리라 할 수 있다. 본 발명의 실시예에서, 도 28에 도시된 코일부에서 도선들 간의 간격은 소정 오차 범위 내에서 균등하다. 즉, 코일부에 포함된 서로 이웃한 도선들 간의 P 값은 일정하다고 할 수 있다.
r0는 도선의 반지름을 나타낸다. 코일부에 포함된 도선들의 반지름은 동일하다. N은 해당 영역에 배치된 도선의 개수를 나타낸다. 예를 들어, 스파이럴 코일이나 헬리컬 코일과 같은 코일부에서 N은 감겨지는 도선의 턴수를 의미할 수 있다. W는 코일부의 전체 폭을 나타낸다. 예를 들어 W는 코일부가 첫 번째 도선부터 n번째 도선까지 총 N개의 도선이 배치된 경우, 첫 번째 도선의 끝단으로부터 n번째 도선의 반대편 끝단까지의 길이일 수 있다.예컨대 W는 스파이럴 코일의 경우는 평면상의 코일부의 반지름에 해당하는 폭이며, 헬리컬 코일의 경우는 도선이 감겨진 높이 일수 있다.
각도선에는 동일한 전류가 흐른다. 이때, 도선에서 최소 저항을 얻을 수 있는 관계식은 다음과 같다.
[수학식 12]
Figure PCTKR2014011398-appb-I000012
상기 수학식 12에서 r0는 도선의 반지름, W는 코일부의 전체폭, N은 도선의 턴수(스트레이트 도선 배치 구조에서는 도선의 개수)이다. r0, W 및 N에 대한 관계식인 수학식 12에 의하여 r0, W 및 N이 결정되면, 도선 중심 간의 거리 P는 다음의 수학식 13에 의하여 결정될 수 있다.
[수학식 13]
P = (W - 2r0)/ (N-1)
상기 수학식 12 및 수학식 13을 이용하면, 무선 전력 전송에서 도선의 손실 저항을 줄이고 자기장의 세기를 극대화하는 코일부를 다양하게 구현할 수 있다. 예를 들어, 변수 W와 N이 미리 결정되는 경우, 상기 수학식 12 및 수학식 13을 기반으로 최소의 저항을 갖는 최적의 반지름(r0)을 갖도록 코일을 구현할 수 있다. 이때, 도선 중심 간의 간격(p)도 함께 결정될 수 있다. 또한, W와 r0가 미리 결정되는 경우, 최소 저항을 갖도록 턴수 N을 결정할 수 있다. 이때도 역시 도선 중심 간의 간격 P도 함께 결정되게 된다.
상기 수학식 12 및 수학식 13에 예시된 도선에서의 최소 저항을 얻기 위한 관계식은 소정 영역에서 평행한 다중 도선이 균등한 간격으로 배치 또는 권선되어 있는 모든 경우에 적용이 가능하다.
앞서도 언급한 바 있듯이, 동일 전류가 흐르는 다수 개의 도선을 포함하는 구조에서, 손실 저항을 구하기 위해서는 인접 도선에 의하여 생성되어 목표 도선에 영향을 주는 자기장 H를 구해야 한다. 따라서, 본 발명에서는 스파이럴 코일 또는 헬리컬 코일 구조와 같이 수평 방향 또는 수직 방향으로 수회의 턴으로 도선이 감겨진 코일 구조에서 발생되는 자기장과, 평행한 다수개의 직선 도선이 배치되어 있는 구조에서 발생되는 자기장이 동일한지를 살펴봄으로써 수학식 12 및 수학식 13의 범용적인 적용이 가능한지를 증명한다.
도 33은 원형 도선(circular wire) 구조와 무한 직선 도선(Infinite straight wire)에서 자기장 형성을 설명하기 위한 예시도로서,도 33의 (a)는 스파이럴 코일 또는 헬리컬 코일에 포함되는 원형 루프에서의 자기장 발생을 도시하고 있으며, 도 33의 (b)는 무한 직선 도선에서의 자기장 발생을 도시하고 있다.도 33에 도시된 D는 도선 중심으로부터의 거리이고, Hz 및 H奏 D 위치에서 발생하는 z방향 및 ρ방향 자기장을 각각 나타낸다. r1은 원형 루프의 중심으로부터 도선의 중심까지의 거리를 의미한다.
먼저, 수평 방향으로 다수의 루프가 권선되는 스파이럴 코일 구조에 수학식 12 및 수학식 13이 적용 가능한지를 판단하기 위하여, 도 33의 (a)에 표시된 인사이드 루프의 D 위치에서의 Hz 절대값 |Hz|와, 아웃사이드 루프의 D 위치에서의 |Hz|와, 도 33의 (b)에 표시된 무한 직선 도선의 D위치에서의 |Hz|를 비교하여 유사한지를 살펴보았다. 더불어, r1의 변화에 따른 자기장의 차이가 있는지를 확인하기 위하여 r1가 2cm, 20cm인 경우를 구분하여 살펴보았다.
도 34은 원형 루프의 인사이드 및 아웃 사이드, 무한 직선 도선에서 D의 변화에 따라 발생하는 |Hz|의 커브를 각각 나타내는 그래프이다.
도 34에 도시된 바와 같이, 원형 루프의 인사이드, 아웃 사이드, 무한 직선 도선에서 각각 발생하는 D위치에서의 |Hz|는 거의 동일한 것을 확인할 수 있다. 또한, r1이 2cm인 경우나 20cm인 경우에도 D 위치에서 발생되는 |Hz|거의 동일하다. 따라서, 스파이럴 코일 구조는 무한 직선 도선 구조와 동일하게 앞서 설명한 관계식, 즉 수학식 12 및 수학식 13의 적용이 가능하다.
한편, 수직 방향으로 다수의 도선이 권선되는 헬리컬 코일 구조에 수학식 12 및 수학식 13이 적용 가능한지를 판단하기 위하여, 도 30의 (a)에 표시된 원형 루프에서 Hρ의 절대값 |Hρ|와, 도 33의 (b)에 표시된 무한 직선 도선의 D위치에서의 |Hρ|를 비교하여 유사한지를 살펴보았다. 더불어, r1의 변화에 따른 자기장의 차이가 있는지를 확인하기 위하여 r1가 5cm, 50cm인 경우를 구분하여 살펴보았다.도 35는 원형 루프 및 무한 직선 도선에서 D의 변화에 따라 발생하는 |H |의 커브를 각각 나타내는 그래프이다.
도 35에 도시된 바와 같이, 원형 루프, 무한 직선 도선에서 각각 발생하는 D위치에서의 |Hρ|는 거의 동일한 것을 확인할 수 있다. 또한, r1이 5cm인 경우나 50cm인 경우에도 D 위치에서 발생되는 |Hρ|가 거의 동일하다. 따라서, 헬리컬 코일 구조는 무한 직선 도선 구조와 동일하게 앞서 설명한 관계식, 즉 수학식 12 및 수학식 13의 적용이 가능함을 알 수 있다.
이와 같이, 수학식 12 및 수학식 13은 도 29 내지 도 31에 도시된 스파이럴 코일, 헬리컬 코일, 다수 개의 무한 직선 도선에서, 소정 영역의 단면이 도 28에 도시된 구조와 동일하다면 범용적인 적용이 가능하다.
한편, 앞서 언급했듯이, 본 발명은 스파이럴 코일이나 헬리컬 코일과 같이 도선이 수회의 턴으로 권선되는 코일부의 구조 또는 다수 개의 도선이 나란히 배치되는 구조에서, 도선 중심 간의 간격을 균등하게 배치하는 구조를 제시하였다. 이하에서는 도선 중심 사이의 거리가 균등할 때 도선에서 발생하는 손실 저항이 가장 작은 값을 갖는 다는 것을 지지하는 근거를 설명한다.
도 36는 코일부의 도선 중심 간의 거리가 균등한 경우와 비균등할 경우 각각 발생하는 손실 저항을 비교하기 위한 그래프로서, 도선의 턴수 N이 3인 경우와 4인 경우를 각각 예시적으로 표시하였다.
도 36에 도시된 시뮬레이션 예는, 도선의 반지름 r0는 0.5mm이며, 코일부 전체폭 W는 고정이며, 각 도선의 길이는 1미터인 경우로 가정하고, 주파수 변화에 따른 손실 저항 값의 변화를 나타낸다. 코일부의 양 끝단에 위치하는 도선은 고정하고, 다른 도선들은 도선 중심 간의 거리 P=2mm를 기준으로 하여 Δp만큼 움직인다. Δp가 0인 경우는 코일부의 도선 중심 간의 거리가 동일한 등간격 배치를 의미한다.
도 36에 도시된 바와 같이, 주파수가 증가할수록, Δp가 증가할수록 손실 저항이 증가한다. 즉, 코일부의 도선들이 등 간격으로 배치되는 경우에 손실 저항이 가장 작으며, 도선 사이의 거리가 어느 한쪽 도선으로 가까워질수록 손실 저항이 증가하게 되는 것이다. 따라서, 코일부의 도선들의 도선 중심 간의 거리는 균등 간격인 경우가 무선 전력 전송 시 가장 효율적으로 자기장을 발생시킬 수 있다.
한편, 앞서도 언급한 바와 같이, 본 발명의 실시예는 반지름이 동일한 다수 개의 도선이 균등한 간격으로 배치되는 구조를 제시하고, 더 나아가 이러한 구조를 포함하는 코일부에서 도선 간의 표피 효과와 근접 효과에 의한 손실 저항이 최소화되도록 하는 변수 간의 관계식을 도 12 및 도 13을 통하여 제시한 바 있다.
도 37는 코일부의 턴수 N에 따라 손실 저항이 최소화되는 도선의 반지름과 코일부의 전체폭의 비율을 나타내고 있다.
도 37에 도시된 바와 같이, 코일부의 턴수 N이 2 이상이고 1000보다 이하인 범위에서, 도선의 반지름 r0와 코일의 전체폭 W의 비율 r0/W는 다음의 수학식 14의 범위로 정해진다.
[수학식 14]
0.001857 ≤ r0/W ≤ 0.249923
상기 수학식 14에 나타난 바와 같이, 도선의 반지름과 코일 전체폭의 비는 0.001857 이상에서 0.249923이하이다. 실제 구현 상의 마진을 고려할 때 코일부의 턴수 N이 2 이상이고 1000보다 이하인 범위에서, r0/W는 0.0018 내지 0.25로 정해질 수 있다.
도 38는 도선 중심 간의 간격 P와 도선 지름 2r0의 비율 P/2r0의 변화에 따른 코일부의 턴수 N별 단위 길이 별 손실 저항 값의 커브를 나타내는 그래프이다. 도 38에 도시된 측정에 있어서, 도선 중신 간의 간격 P는 2mm이고, r0는 0.2mm보다 크고 1mm 보다 작은 것으로 시뮬레이션 조건을 세팅했다. 즉, P/2r0개는 1보다 크고 5보다 작은 값을 갖는다.
도 38에 도시된 바와 같이, 턴수 N이 2내지 3인 경우를 제외하고는 P/2r0가 1로부터 손실 저항이 급격히 떨어지다가 P/2r0가 1.3 내지 1. 9 범위에서 손실 저항이 최소화되고 이후 증가하는 추세를 보인다.
도 39은 턴수 N에 따른 최소 손실 저항을 갖도록 하는 P/2r0의 값을 나타낸다. 도 39에 도시된 바와 같이, 최소 저항을 갖도록 하는 P/2r0는 N이 2인 경우와 N이 3인 경우에만 1에 가까운 값을 가지며, N이 4 이후부터는 1.2987에서 1.8182까지의 범위 내에 있다.
도 40은 턴수 N에 따른 단위 길이당 최적(최소) 손실 저항을 나타내는 그래프이며, 도 41은 턴수 N에 따른 단위 길이당 최소 손실 저항을 위한 P/2r0의 값을 나타내는 그래프이다. 도 39 내지 도 40을 참조하면, N이 2일 때 단위 길이당 최적 손실 저항은 0.1743Ω/m이며, 이후 서서히 증가하여 N이 20인 경우 0.4152Ω/m이 된다. 도 39 및 도 41을 참조하면, 턴수 N이 2일때는 최소 손실 저항을 갖도록 하는 P/2r0가 거의 1이지만, N이 4일때부터는 P/2r0값이 급격히 증가하고 N이 15부터는 거의 1.8 부근으로 일정한 값을 갖는다.
이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서 본 발명에 기재된 실시예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 발명의 기술 사상이 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의해서 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims (29)

  1. 무선 전력 전송을 위한 송신 장치에 있어서,
    보울 형상의 송신 장치 바디; 및
    전력 소스로부터 공급되는 전력을 기반으로 수신 장치로 전력을 무선 전송하기 위한 송신 코일부를 포함하되,
    상기 송신 코일부는,
    상기 송신 장치 바디의 바닥면에 권선되는 스파이럴 코일부; 및
    상기 송신 장치 바디의 옆면에 권선되되, 상부로 갈수록 코일 루프의 반경이 커지도록 권선되는 헬리컬 코일부를 포함하는 무선 전력 송신 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    제 1 항에 있어서, 상기 헬리컬 코일부는 상기 스파이럴 코일부의 끝단으로부터 연장되어 권선되는 무선 전력 송신 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 헬리컬 코일의 경사도는 상기 바닥면으로부터 5도 내지 90도 사이인 무선 전력 송신 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 스파이럴 코일부 및 상기 헬리컬 코일부 중 적어도 어느 하나는 소정 구간에서 반지름이 동일한 다수 개의 도선이 소정의 오차 범위 내에서 균등 간격으로 권선되는 무선 전력 송신 장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 송신 코일부는,
    상기 수신 장치의 수신 코일부에 쇄교하는 자속 밀도가 최대 또는 최소가 되는 환경조건에 따라 상기 수신 코일부의 배열이 상기 송신 코일부에 평행 또는 수직일 때의 자기장 세기에 기초하여 조정하는 무선 전력 송신 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 전력 소스로부터 전력을 공급받아 상기 송신 코일부로 전달하는 소스 코일부를 더 포함하는 무선 전력 송신 장치.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 수신 장치의 부하에 따라 상기 송신 코일부 내 임피던스 매칭을 조절하기 위한 하나 이상의 매칭 유닛을 더 포함하며,
    상기 매칭 유닛은,
    상기 전력 소스로부터 전력을 공급받아 상기 송신 코일부로 전달하는 송신 코일 및 상기 송신 코일과 독립된 소스 코일부를 더 포함하는 무선 전력 송신 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 송신 코일부의 주파수는,
    상기 무선 전력 송신 장치 및 상기 수신 장치를 포함하는 무선 전력 시스템의 공진 주파수와 동일하도록 조정하는 무선 전력 송신 장치.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 스파이럴 코일부 및 상기 헬리컬 코일부 중 적어도 하나의 끝단에 하나 이상의 커패시터가 직렬 또는 병렬 연결되는 무선 전력 송신 장치.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 스파이럴 코일부 및 상기 헬리컬 코일부 중 적어도 하나는 원형 코일, 다각형 코일 및 타원형 코일 중 어느 하나로 권선하는 무선 전력 송신 장치
  11. 제1항에 있어서,
    상기 스파이럴 코일부 및 상기 헬리컬 코일부를 구성하는 다수의 도선에 대하여 도선의 반지름, 코일부의 전체폭 및 코일 턴수에 기초하여 도선간의 간격이 결정되는 무선 전력 전송 장치.
  12. 제1항 또는 제11항에 있어서,
    상기 스파이럴 코일부 및 상기 헬리컬 코일부는 루프 간의 간격이 등간격이되도록 권선되는 무선 전력 송신 장치.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 송신 장치 바디는,
    제1 케이스; 및
    상기 제1 케이스와 결합하는 제2 케이스를 포함하고,
    상기 제1 케이스 및 상기 제2 케이스 사이에는 상기 스파이럴 코일부 및 상기 헬리컬 코일부가 배치되기 위한 홈이 형성되되,
    상기 스파이럴 코일부는 상기 제1 케이스의 바닥면 하부에 배치되고,
    상기 헬리컬 코일부는 상기 제1 케이스의 옆면을 따라 권선되고,
    상기 제2 케이스는 상기 스파이럴 코일부 및 상기 헬리컬 코일부의 적어도 일부를 하우징하는 무선 전력 송신 장치.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 스파이럴 코일부는 제 1 교류 소스로부터 전력을 공급받고, 상기 헬러컬 코일부는 제 2 교류 소스로부터 전력을 공급받고,
    상기 수신 장치가 수신하는 전력의 센싱 데이터를 취득하고, 상기 센싱 데이터를 기반으로 하여 상기 제 1 교류 소스 및 상기 제 2 교류 소스의 출력 전력을 제어하는 제어 유닛을 더 포함하는 무선 전력 송신 장치.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 제어 유닛은 상기 스파이럴 코일부 및 상기 헬리컬 코일부 중 상기 수신 장치로 전력을 더 많이 전송하는 코일부로 더 많은 전력이 공급되도록 제어하거나, 상기 수신 장치로 전력을 더 적게 전송하는 코일부로더 적은 전력을 공급하도록 제어 하는 무선 전력 송신 장치.
  16. 제 14 항에 있어서,
    상기 제어 유닛은 상기 제 1 교류 소스 및 상기 제 2 교류 소스가 기 설정된 전력을 공급하도록 제어하고, 상기 제어를 기반으로 하여 상기 수신 장치로부터 상기 센싱 데이터를 수신하는 무선 전력 송신 장치.
  17. 보울 바디;
    상기 보울 바디의 바닥면으로부터 무선 전력을 공급하기 위한 자기장을 형성하는 스파이럴 코일부; 및
    상기 보울 바디의 옆면으로부터 무선 전력을 공급하기 위한 헬리컬 코일부를 포함하고,
    상기 스파이럴 코일부 및 헬리컬 코일부가 각기 단독으로 구비될 때보다 더 넓은 공간적인 영역에 무선 전력을 공급하기 위한 자기장을 형성하는 무선 전력 송신 장치.
  18. 제17 항에 있어서,
    상기 스파이럴 코일부는 상기 보울 바디의 바닥면에 배치되고, 상기 헬리컬 코일부는 상기 보울 바디의 옆면을 따라 권선되되 상부로 갈수록 코일 루프의 반경이 커지도록 권선되는 무선 전력 송신 장치.
  19. 무선 전력 수신을 위한 수신 장치에 있어서,
    보울 형상의 수신 장치 바디; 및
    무선 전력 송신 장치로부터 공급되는 전력을 수신하기 위한 수신 코일부를 포함하되,
    상기 수신 코일부는,
    상기 수신 장치 바디의 바닥면에 권선되는 스파이럴 코일부; 및
    상기 수신 장치 바디의 옆면에 권선되되, 상부로 갈수록 코일 루프의 반경이 커지도록 권선되는 헬리컬 코일부를 포함하는 무선 전력 수신 장치.
  20. 제19 항에 있어서,
    상기 헬리컬 코일부는 상기 스파이럴 코일부의 끝단으로부터 연장되어 권선되는 무선 전력 수신 장치.
  21. 제 19 항에 있어서,
    상기 수신 코일부는,
    상기 수신 장치의 부하에 따라 상기 수신 코일부 내 임피던스 매칭을 조절하기 위한 하나 이상의 매칭 유닛을 더 포함하며,
    상기 매칭 유닛은,
    상기 송신 코일부로부터 전력을 수신하기 위한 수신 코일 및 상기 수신 장치의 부하의 병렬 공진 회로를 구성하는 임피던스 매칭 회로를 더 포함하는 무선 전력 수신 장치.
  22. 무선 전력 전송을 위한 송신 장치 또는 수신 장치에 구비되는 코일 구조물에 있어서,
    2차원적인 평면에 평면적으로 권선되는 스파이럴 코일부; 및
    상기 스파이럴 코일부로부터 수직 방향으로 권선되되, 상부로 갈수록 코일 루프의 반경이 커지도록 권선되는 헬리컬 코일부를 포함하는 코일 구조물.
  23. 제22 항에 있어서,
    상기 헬리컬 코일부는 상기 스파이럴 코일부의 끝단으로부터 연장되어 권선되는 코일 구조물.
  24. 무선 전력 전송 또는 수신을 위한 코일부를 포함하는 코일 구조물에 있어서,
    상기 코일부는 소정 구간에서 반지름이 동일한 다수 개의 도선이 소정의 오차 범위 내에서 균등 간격으로 배치되고,
    인접한 상기 도선의 중심 간의 거리는 다수 개의 상기도선에 동일한 전류가 흐를 때 상기 도선에서 발생하는 표피 효과 및 인접한 상기 도선 간에 발생하는 근접 효과에 의한 손실저항을 기반으로 하여 결정되는 코일구조물.
  25. 제 24항에 있어서,
    상기 코일부는 스파이럴 코일 및 헬리컬 코일 중 적어도 하나이고,
    단일 도선이 상기 균등 간격에 따라 상기 소정 구간에서의 다수 개의 상기 도선의 개수만큼의 턴 횟수로 권선되는 코일 구조물.
  26. 제 24항에 있어서, 상기 인접한 도선의 중심 간의 거리는 하기 수학식에 따라 결정되는 코일 구조물.
    <수학식>
    P = (W - 2r0)/ (N-1)
    상기 수학식에서 P는 상기 도선의 중심 간의 거리, r0는 상기 도선의 반지름, W는 상기 코일부의 전체폭 및 N은 상기 도선의 개수를 나타냄.
  27. 제 24 항에 있어서,
    상기 도선의 반지름과 상기 코일부의 전체폭의 비율은 0.0018 내지 0.25인 코일 구조물.
  28. 제 24 항에 있어서,
    상기 인접한 도선 중심 간의 거리는 상기 도선의 개수 N에 따른 단위 길이당 최소 저항을 기반으로 결정되는 코일 구조물.
  29. 제 24항에 있어서,
    상기 도선의 반지름, 상기 코일부의 전체폭 및 상기 도선의 개수는 하기 수학식에 따른 조건을 만족하며,
    <수학식>
    r0/W=αNβ+γ
    상기 수학식에서, r0는 상기 도선의 반지름, W는 상기 코일부의 전체폭, N은 상기 도선 개수, α=0.6534, β=-1.397, γ=0.001815를 나타내는 코일 구조물.
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