WO2015139249A1

WO2015139249A1 - 一种用于同步的信号发送方法及装置

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Publication number: WO2015139249A1
Application number: PCT/CN2014/073721
Authority: WO
Inventors: 黎超
Original assignee: 华为技术有限公司
Priority date: 2014-03-19
Filing date: 2014-03-19
Publication date: 2015-09-24
Also published as: CN105122751A; CN105122751B

Abstract

一种用于同步的信号发送方法，包括：利用序列b(n)生成用于同步信号的序列d(n)；将所述序列d(n)映射到相应的资源位置，生成同步的基带信号s；对所述基带信号s进行射频处理后，发送出去；其中，所述用于同步信号的序列d(n) 的长度不小于所述序列b(n)的长度。本发明实施例还公开一种用于同步的信号发送装置。采用本发明实施例，能够有效提高 D2D通信系统的通信性能。

Description

一种用于同步的信号发送方法及装置

技术领域本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种用于同步的信号发送方法及装置。背景技术同步是通信系统，尤其是无线通信系统的关键技术。接收机能否高效地同步到发射机，将极大的影响实际通信系统的性能。

目前， 3GPP (The 3rd Generation Partnership Project, 第三代合作伙伴计划）正在实现一种名为 D2D (Device to Device 设备到设备）的通信系统，即多个 UE (User Equipment, 用户设备）可以直接进行设备间的通信，且通信的数据不必经过基站来做中转。

参照图 1，为典型的 D2D系统的场景示意图。如图 1 所示， LTE (Long Term Evolution, 长期演进）的基站通过 PSS (Primary Synchronization Signal, 主同步信号）向它下面的服务 UE发送主同步信号。

处于蜂窝链路的 UE接收来自 LTE基站的 PSS，通过接收机对接收到的 PSS进行检测和处理，获得与基站的时间同步与频率同步，然后开始接收来自基站的数据，实现后续的各项通信。

处于 D2D 链路的 UE，其发射机发射 PD2DSS (Primary D2D Synchronization Signal, 主 D2D同步信号），以便处于 D2D链路的 UE的接收机能够根据接收到的 PD2DSS同步到 D2D的发射机，从而接收来自 D2D发射机的数据。

图 1中， D2D通信即可以在蜂窝覆盖的范围内（如图 1中 UE1禾口 UE2所示），也可以在蜂窝覆盖的范围之外（如图 1中 UE3和 UE4所示）。另外，同一个 UE既可以进行蜂窝通信，也可以进行 D2D通信（如图 1中 UE5所示）。具体的，进行哪种通信不是按 UE划分的，而是按 UE所处的链路来划分的。即处于蜂窝链路的 UE或处于 D2D链路的 UE，而对同一个 UE而言，在两种链路间的转换，则是按 TDD (Time Division Duplex, 时分双工）的方式来处理的。

现有技术中，一般直接采用 PSS作为 D2D系统中使用的 PD2DSS。但是，由图 1可知，在 TDD模式下， D2D系统既可以使用上行子帧，也可以使用下行子帧。而在使用下行子帧的时候，如果 PD2DSS与 PSS相同，将导致 D2D链路的 UE的接收机把 LTE蜂窝的下行 PSS错误的检测成 PD2DSS。同样的，蜂窝链路的 UE的接收机也可能会把 D2D链路的 UE发射的 PD2DSS错误的检测成 PSS。

由此可见，现有技术中， PD2DSS和 PSS相同，有可能会导致 D2D系统发生信号检测失误，从而降低了通信系统的通信性能。发明内容本发明实施例提供一种用于同步的信号发送方法及装置，能够有效提高 D2D通信系统的通信性能。

第一方面，公开一种用于同步的信号发送装置，所述装置包括：

第一生成单元，用于利用序列 b(n)生成用于同步信号的序列 d(n); 其中，所述用于同步信号的序列 d(n)的长度不小于所述序列 b(n)的长度；

第二生成单元，用于将所述序列 d(n)映射到相应的资源位置，生成同步的基带信号 s;

射频处理单元，用于对所述基带信号 s进行射频处理；

发送单元，用于将所述射频处理单元处理后的信号发送出去。

在第一方面的第一种可能的实现方式中，所述序列 b(n)为：

完美序列的原值；

或者，

所述完美序列经离散傅里叶变换 DFT后生成的序列；

或者，

所述完美序列经离散傅里叶逆变换 IDFT后生成的序列；

其中，所述完美序列为 ZC序列或 GCL序列。

结合第一方面和第一方面的第一种可能的实现方式，在第一方面的第二种可能的实现方式中，所述第一生成单元采用下式生成所述序列 d(n):

Z- 1

b(n), n = 0

d(n) =

LV\_

b(n - l). n = - L 其中， L为奇数。

结合第一方面的第二种可能的实现方式，在第一方面的第三种可能的实现方式中，所述序列 n)为：

b(n) = w;ⁿⁱⁿ^⁾ⁿ 其中： W_N =_e—^J^W_N =e j为虚数单位； u为所述序列 b(n)的根序列号；所述 u与所述 L互为素数。

结合第一方面的第三种可能的实现方式，在第一方面的第四种可能的实现方式中，所述第一生成单元生成的序列 d(n)为：

其中， u为所述序列 d(n)的根序列号。

结合第一方面的第三种可能的实现方式，在第一方面的第五种可能的实现方式所述第一生成单元生成的序列 d(n)为：

其中， u为所述序列 d(n)的根序列号。

结合第一方面和第一方面上述任一种可能的实现方式，在第一方面的第六种可能的实现方式中，所述第二生成单元包括：

第一映射子单元，用于将序列 d(0)到 d((L-l)/2)连续映射到索引为 k的子载波的一侧，将序列 d((L+l)/2) 到 d(L)连续映射到所述索引为 k的子载波另一侧；所述索引为 k的子载波上数据为 0。

结合第一方面的第六种可能的实现方式，在第一方面的第七种可能的实现方式中，所述第二生成单元还包括：

第一基带信号生成子单元，用于采用正交频分复用 OFDM的方法生成所述同歩的基带信号 s。

结合第一方面的第七种可能的实现方式，在第一方面的第八种可能的实现方式中，所述基带信号 s的采样信号 s(n)具有中心对称性和共轭相等性；分别为：

s(n) = s(N -n),n = \,2,...,N -I

其中， N为所述 s(n)的采样点数；

s_u(n) = s_v*(n),n = 0,1,2,...,N-\ 其中， v=L-u， u和 v为所述 sCn)的根序列号，所述^ »和 («)为 sCn)使用了根序列号 u和 V的表达式。

结合第一方面和第一方面上述任一种可能的实现方式，在第一方面的第八种可能的实现方式中，所述第二生成单元包括：

第二映射子单元，用于将序列 d(0)到 d(L)映射到 L+1个连续等间隔的频域子载波上。

结合第一方面的第九种可能的实现方式，在第一方面的第十种可能的实现方式中，所述第二生成单元还包括：

第二基带信号生成子单元，用于采用单载波频分多址 SC-FDMA的方法生成所述同步的基带信号 s。

结合第一方面的第十种可能的实现方式，在第一方面的第十一种可能的实现方式中，所述基带信号 s的采样信号 s(n)具有反中心对称性和反共轭相等性；分别为： s(n) = -s(N-n),n = \,2,...,N-\

其中， N为所述 s(n)的采样点数；

s_u(n) = -s_v'(n),n = 0,\,...,N-\

其中， v=L-u， u和 V为所述 s(n)的跟序列号，所述和 («)为 s(nM吏用了根序列号 u和 V的表达式。

在第一方面的第十二种可能的实现方式中，所述第一生成单元采用下式生成所述序列 d(n)包括：

d(n) = b(n)^n = 0,1,.." 一 1

其中， L为偶数。

结合第一方面的第十二种可能的实现方式，在第一方面的第十三种可能的实现方式中，所述序列 n)为： b{n) = w ¹² 其中， ^ =_e— 或； j为虚数单位； u为所述序列 b(n)的根序列号；所述 u与所述 L互为素数。

结合第一方面的第十三种可能的实现方式，在第一方面的第十四种可能的实现方式中，所述第二生成单元包括：

第三映射子单元，用于将序列 d(0)到 d(L-l)映射到 L个连续等间隔的频域子载波上。结合第一方面的第十四种可能的实现方式，在第一方面的第十五种可能的实现方式中，所述第二生成单元还包括：

第三基带信号生成子单元，用于采用单载波频分多址 SC-FDMA的方法生成所述同步的基带信号 s。

结合第一方面的第十五种可能的实现方式，在第一方面的第十六种可能的实现方式中，所述第二生成单元还包括：

第四基带信号生成子单元，用于将所述序列 d(n)的码片依次排列放置在时域的同步信号中。

结合第一方面的第十六种可能的实现方式，在第一方面的第十七种可能的实现方式中，所述基带信号 s的采样信号 s(n)具有中心对称性和共轭相等性；分别为： s(n) = s(N - n),n = \, 2, ...,N - \

其中， N为所述 s(n)的采样点数；

5„(n) = = 0, 1, ...,N - 1

其中， v=2m*L-u， m为整数； u和 v为所述的跟序列号，所述 (n)和 («)为所述 s(n)使用了根序列号 u和 V的表达式。

第二方面，公开一种用于同步的信号发送方法，所述方法包括：

利用序列 b(n)生成用于同步信号的序列 d(n) ;

将所述序列 d(n)映射到相应的资源位置，生成同步的基带信号 s;

对所述基带信号 s进行射频处理后，发送出去；

其中，所述用于同步信号的序列 d(n)的长度不小于所述序列 b(n)的长度。

在第二方面的第一种可能的实现方式中，所述序列 b(n)为：

完美序列的原值；

或者，

所述完美序列经离散傅里叶变换 DFT后生成的序列；

或者，

所述完美序列经离散傅里叶逆变换 IDFT后生成的序列；

其中，所述完美序列为 ZC序列或 GCL序列。

结合第二方面和第一方面的第一种可能的实现方式，在第二方面的第二种可能的实现方式中，所述利用序列 b(n)生成用于同步信号的序列 d(n)包括：

其中， L为奇数。

结合第二方面的第二种可能的实现方式，在第二方面的第三种可能的实现方式中，所述序列 b(n)为：

其中： W,_T = e ^ ^ W, j为虚数单位； u为所述序列 b(n)的根序列号；所述 u与所述 L互为素数。

结合第二方面的第三种可能的实现方式，在第二方面的第四种可能的实现方式中，所述序列 d(n)为：

其中， u为所述序列 d(n)的根序列号。

结合第二方面的第三种可能的实现方式，在第二方面的第五种可能的实现方式中，所述序列 d(n)为：

其中， u为所述序列 d(n)的根序列号。

结合第二方面和第一方面上述任一种可能的实现方式，在第二方面的第六种可能的实现方式中，所述将所述序列 d(n)映射到相应的资源位置包括：

索引为 k的子载波上数据为 0;

将序列 d(0)到 d((L-l)/2)连续映射到索引为 k的子载波的一侧，将序列 d((L+l)/2) 到 d(L)连续映射到索引为 k的子载波另一侧。

结合第二方面的第六种可能的实现方式，在第二方面的第七种可能的实现方式中，采用正交频分复用 OFDM的方法生成所述同步的基带信号 s。

结合第二方面的第七种可能的实现方式，在第二方面的第八种可能的实现方式中，所述基带信号 s的采样信号 s(n)具有中心对称性和共轭相等性；分别为： s(n) = s(N -n),n = \,2,...,N -\

其中， N为所述 s(n)的采样点数；

= = 0,1, 2,...,N-1

其中， v=L-u， u和 V为所述 sCn)的根序列号，所述 («)和 («)为 sCn)使用了根序列号 u和 V的表达式。

结合第二方面和第一方面上述任一种可能的实现方式，在第二方面的第八种可能的实现方式中，所述将所述序列 d(n)映射到相应的资源位置包括：

将序列 d(0)到 d(L)映射到 L+1个连续等间隔的频域子载波上。

结合第二方面的第九种可能的实现方式，在第二方面的第十种可能的实现方式中，采用单载波频分多址 SC-FDMA的方法生成所述同步的基带信号 s。

结合第二方面的第十种可能的实现方式，在第二方面的第十一种可能的实现方式中，所述基带信号 s的采样信号 s(n)具有反中心对称性和反共轭相等性；分别为： s(n) = -s(N-n),n = \,2,...,N-\

其中， Ν为所述 s(n)的采样点数；

s_u(n) = -s_v*(n),n = 0,1,...,Ν -I

其中， v=L-u， u和 v为所述 s(n)的跟序列号，所述 («)和 («)为 s(nM吏用了根序列号 u和 V的表达式。

在第二方面的第十二种可能的实现方式中，所述利用序列 b(n)生成用于同步信号的序列 d(n)包括：

d(n) = b(n),n = 0,1,...,L-l

其中， L为偶数。

结合第二方面的第十二种可能的实现方式，在第二方面的第十三种可能的实现方式中，所述序列 n)为： b{n) = w 其中，

j为虚数单位； u为所述序列 n)的根序列号；所述 u与所述 L互为素数。

结合第二方面的第十三种可能的实现方式，在第二方面的第十四种可能的实现方式中，所述将所述序列 d(n)映射到相应的资源位置包括：

将序列 d(0)到 d(L-l)映射到 L个连续等间隔的频域子载波上。结合第二方面的第十四种可能的实现方式，在第二方面的第十五种可能的实现方式中，采用单载波频分多址 SC-FDMA的方法生成所述同步的基带信号 s。

结合第二方面的第十五种可能的实现方式，在第二方面的第十六种可能的实现方式中，所述生成同步的基带信号 s包括：

将所述序列 d(n)的码片依次排列放置在时域的同步信号中。

结合第二方面的第十六种可能的实现方式，在第二方面的第十七种可能的实现方式中，所述基带信号 s的采样信号 s(n)具有中心对称性和共轭相等性；分别为： s(n) = s(N - n),n = \, 2, ...,N - \

其中， N为所述 s(n)的采样点数；

s_u (n) = («),« = 0, 1, ...,N - 1

其中， v=2m*L-u， m为整数； u和 v为所述的跟序列号，所述 (n)和 («)为 s(n)使用了根序列号 u和 V的表达式

本发明实施例所述方法及装置中，利用序列 b(n)生成用于同步信号的序列 d(n)，且该用于同步信号的序列 d(n)的长度不小于序列 b(n)的长度。而典型的 PSS是由长为 L的奇数序列生成长为 L- 1的偶数序列。

由此可见，本发明实施例得到的用于 D2D的同步信号不同于 PSS，避免了因 D2D 的同步信号和 PSS相同造成 D2D系统信号检测失误的问题，有效提高 D2D通信系统的同步性能和通信性能。附图说明为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图 1为典型的 D2D系统的场景示意图；

图 2为本发明实施例一的用于同步的信号发送方法流程图；

图 3为本发明实施例二中使用频域映射所述序列 d(n)的示意图；

图 4为本发明实施例三中时域同步信号发射机映射的示意图；

图 5为本发明实施例三中使用频域映射所述序列 d(n)的一示意图；

图 6为本发明实施例三中使用频域映射所述序列 d(n)的另一示意图；

图 7为典型的接收机的结构图；图 8为本发明实施例的用于同步的信号发送装置的结构图。具体实施方式为了使本技术领域的人员更好地理解本发明实施例中的技术方案，并使本发明实施例的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明实施例中技术方案作进一步详细的说明。

本发明实施例提供一种同步信号发送的方法及装置，能够有效提高 D2D通信系统的通信性能。

本发明实施例所述方法及装置的核心思路在于：涉及一种新的序列来生成 D2D 的同步信号，使得该同步信号不同于 PSS，并且使用生成的同步信号具有良好的相关性和对称性。由此在不影响检测性能，不提高检测复杂度的前提下，可以解决因 D2D 的同步信号和 PSS相同而导致 D2D系统发生信号检测失误的问题，有效提高 D2D通信系统的同步性能和通信性能。

参照图 2，为本发明实施例一所述的用于同步的信号发送方法流程图。如图 2所示，所述方法包括以下步骤：

步骤 S101 : 利用序列 b(n)生成用于同步信号的序列 d(n); 其中，所述用于同步信号的序列 d(n)的长度不小于序列 b(n)的长度。

步骤 S102: 将所述序列 d(n)映射到相应的资源位置，生成同步的基带信号 s; 步骤 S103 : 对所述基带信号 s进行射频处理后，发送出去。

本发明实施例所述方法中，利用序列 b(n)生成用于同步信号的序列 d(n)，且该用于同步信号的序列 d(n)的长度不小于序列 b(n)的长度。而典型的 PSS是由长为 L的奇数序列生成长为 L-1的偶数序列。由此使得，采用本发明实施例得到的 D2D的同步信号不同于 PSS，避免了因 D2D的同步信号和 PSS相同造成 D2D系统信号检测失误的问题，有效提高 D2D通信系统的同步性能和通信性能。

下面结合具体的实施例对本发明实施例所述的用于同步的信号发送方法进行详细的介绍。

实施例二：

本发明实施例二所述方法中，生成的用于同步信号的序列的长度为奇数，且该方法可以直接应用于时域场景或使用多载波调制的频域场景。

具体的，实施例二中，所述利用序列 b(n)生成序列 d(n)具体为： Z-l

b(n), « = 0丄

d{ri) = (1)

Z + l

b(n-l). n = - L 其中， b(n),n = 0,1,..,L -I L为奇数。

由此可见， b(n)是一个长为 L的奇数序列，禾 I」用序列 b(n)生成长度为（L+1) 的偶数序列 d(n)。所述序列 d(n)的长度大于序列 b(n)的长度。

而现有技术中， PSS是由长为 L的奇数序列生成长为 L-1的偶数序列，由此可见，本发明实施例最终得到的同步信号不同于 PSS。

进一步的，该序列 b(n)可以为一个完美序列。所述完美序列是指具有理想的周期自相关函数值的序列。具体的，该完美（2):

R_{u u} (τ) =

* b* ((" + r)mod ) = (2)

0， τ≠0 其中， mod为取模函数， |6(«)|²表示为 b(n)绝对值的算术平方。需要说明的是，本发明实施例所述方法中，所述完美序列 b(n)可以具体为： ZC (Zadoff-Chu) 序列或者 GCL序列。

其中，所述 ZC序列和 GCL序列均具有非常好的自相关性和很低的互相关性，这种性能可以被用来产生同步信号，以便接收机根据接收到的同步信号来实现对时间和频率的同步检测。具体的，当采用 ZC序列作为序列 b(n)时，所述序列 b(n)可以表示为：

b(i、 = W (3) 其中： V_N =e-^j V_N= ^_; j为虚数单位； u为所述 ZC序列的根序列号。具体的，当采用 GCL序列作为序列 b(n)时，所述序列 b(n)可以表示为：

6(") = c(")*g((")mod/M)," = 0,U 1 (4)

其中， L = _s*m² ; η)为一个完美序列； g(n;),n=0,l,..,m-l为长为 m的每个元素的幅度均为 1 的复数，即为： |g(«)| = l,« = 0,l,...,/7i-l。序列 gCn)的一种实施例可以是：长为 m的哈达码（Hadamard) 矩阵中的任一行或一列。

进一步需要说明的是，本发明实施例中，所述序列 b(n)可以为一个完美序列（例如 ZC序列或者 GCL序列）的原值（即为上述式 3和式 4所示），也可以是该完美序列进行 DFT (Discrete Fourier Transform, 离散傅立叶变换）或 IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform, 离散傅里叶逆变换）后的值。

具体的，下面以 ZC序列为例进行说明。

当采用 ZC序列进行 DFT后的值作为序列 b(n)时，所述序列 b(n)可以表示为：

当采用 ZC序列进行 IDFT后的值作为序列 b(n)时，所述序列 b(n)可以表示为:

1

∑b_t(m) (6) 其中，式（5) 和式（6) 中的是 ZC序列的原值。

上面对序列 b(n)可以采用的几种情况进行了介绍。这里需要强调的是，在实际应用中，完美序列并不仅限于 ZC序列和 GCL序列，事实上，任何满足式（2) 的完美序列都可以用于本发明实施例中所述的序列 b(n)，来实现本发明的发明目的，在此不再赘述。

下面仍以 ZC序列为例，当采用 ZC序列作为序列 b(n)时，本发明实施例生成的用于同步信号的序列 d(n)具体可以表示为：

或者，

需要说明的是，实施例二中， L为奇数，所述序列 d(n)的长度为 L+l， u为序列 d(n)的根序列号， n表示序列的不同位置的码片。其中，上述式（7) 和（8) 都是可以用于生成本发明实施例所述方法的序列 d(n)。

需要进一步说明的是，本发明实施例中得到的所述序列 d(n) (例如式 7或式 8所示）具有中心对称性，即为所述序列 d(n)满足：

d(n) = d(L-n),n = 0,\,...,L (9)

并且，所述序列 d(n)还满足共轭相等性：

（"）= (")," = 0,1,. (10) 其中， v=L-u时， u和 v为所述序列 dO)的根序列号，所述 (《)和 («)为（101；) 使用了根序列号 u和 V的表达式。

在实际应用中，所述序列 d(n)中 L的取值可以根据实际需要具体设定。在一种较优的实施例中，所述 L可以取值为 61。

具体为：

或者，

需要说明的是，所述同步信号的长度是有一定限制的。在 LTE系统中， PSS是占据一个 OFDM ( Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 正交频分复用）符号的带宽最中心的 6个 PRB的带宽。在 LTE系统中，一个 PRB在频域占用 12个子载波，每个子载波 15kHz。

因此， PSS信号共占用 6* 12* 15= 1.08MHz。即为，在 LTE系统中， PSS信号占用频域将不超过 72个子载波。同时，考虑到 PSS信号频域两侧还需要各空出 5个子载波，因此， PSS信号的长度一般为 62。类似的同步信号的长度将不会超过 72，而考虑到保护子载波数以及接收机的复杂度，较佳的长度将不会超过 64个子载波，此时两侧各空出 4个子载波。

针对本发明实施例二生成的用于同步信号的序列 d(n)，将所述序列 d(n)映射到相应的资源位置具体为：结合图 3，为本发明实施例二中使用频域映射所述序列 d(n)的示意图。需要说明的是，图 3中是以 LTE系统中，在 6个 PRB共计 72个子载波上放置长度为 62的频域序列 d(n)为例进行说明。

如图 3所示，以长度为 62的序列 d(n)为例进行说明。首先需要说明的是，图 3 中，对于未使用的载波，其实现方法是，映射到未使用的载波上的数据为 0。

具体的，所述长度为 L+ 1的序列 d(n)映射到频域的方法为：

在索引为 k的子载波上不映射序列的任何码片，其上数据为 0。

将^(0), ...^(( - 1) / 2)连续映射到位于索引为 k的子载波一侧（一般为左侧）的连续等间隔的子载波上。将 ί/( + 1) / 2), ..., ί/ )连续映射到位于索引为 k的子载波的另一侧（一般为右侧）的连续等间隔的子载波上。子载波 k可以是 DC子载波。需要说明的是， DC子载波是对应接收机而言的，即接收机中心频率对应的位置，在发射机它对应于指发射机在系统带宽上的中心子载波。在本实施例中都简称 DC子载波。

一般情况下，所述索引为 k的子载波可以为 DC子载波。具体的，所述 d(n)与基带信号在载频上映射的各个子载波上的数据间的映射关系为：

a_k =d(n),n = 0,l,...,L (13)

其中， k = n-(L + \)/2 + N/2；

其中参数 N值，对于 LTE的下行 OFDM调制而言 = ^^\^，其中 N 下行带宽中配置的 RB个数， N ³表示资源块在频域的大小， LTE协议中为 12， Ν的最大值为该时域信号占有频域带宽对应的 IDFT的点数，例如 20MHz带宽对应 Ν=2048。

此时，将^(0),...^(( - 1)/2)连续映射到位于 DC 子载波左侧的相对索引为

-(L+l)/2,-,-l 的子载波上。将 i/(CL + l)/2),...,i/ CL)连续映射到位于 DC子载波右侧的相对索引为 ι,···, ι)/2的子载波上。

结合图 3所示，为 L=61为例进行说明，对于长度为 62的序列 d(n)_:将 ^(0),...^(30) 连续映射到位于 DC子载波左侧的相对索引为 -31,···,-1的子载波上。将 ί/(31),...,ί/(61)连续映射到位于 DC子载波右侧的相对索引为 1,···,31的子载波上; DC子载波上数据为

0。具体的，此时所述 d(n)与基带信号在载频上映射的各个子载波上的数据间的映射关系为：

a_k =d(n),n = 0,\,...,6\ (14)

其中， k = n-3l + N/2

本发明实施例二中，按上述的方法完成对所述序列 d(n)的频域映射之后，再对得到的频域信号做 OFDM变换或 IDFT变换，将频域信号变换为时域信号，生成同步的基带信号 s，并对所述基带信号 s进行射频处理后，发送出去即可。

具体的，所述射频处理可以为对基带信号进行上变频、滤波等处理。

由此就实现了本发明实施例二所述的用于同步的信号的发送方法。

本发明实施例二中所述的基带信号 s的生成方法与 LTE系统中的下行基带信号的生成方法完全相同。在此不再赘述。

下面仅就对频域信号进行 OFDM变换后生成的时域信号进行简单的描述。具体的，本发明实施例二中，该时域信号的表达式可以为：

s(t)= ∑ ' ² ₊X i (15)

=- LN/2」 k=\

=k + lN/2],k⁺⁾ =k + lN/2]-l, 其中 t表示时域信号 s(t)的时间自变量；

Δ/为子载波间隔，在 LTE系统中其值可以是 15kHz或 7.5kHz; a_k是指频域数据映射到相应载波后的对应的值，包括同步序列映射后的值；其中，对于 LTE的下行 OFDM调制而言 = ^^\^，其中 N 下行带宽中配置的 RB个数， N ³表示资源块在频域的大小， LTE协议中为 12， Ν的最大值为该时域信号占有频域带宽对应的 IDFT的点数，例如 20MHz带宽对应 Ν=2048. 采用上述式（15) 生成的根序列为 u基带信号 s的采样信号 s(n)，为了方便标记又可以表示为 («),« = 0,1,2,...,N-1，该采样信号 («)可同时包含同步信号和其它载波上的数据信号。

需要特别说明的是：由于本发明实施例生成的序列 d(n)具有中心对称性（式 9所示）以及共轭相等特性（式 10所示），并采用了图 3所示的映射方法，使得只包含本实施例生成的基带信号 s的采样信号 s(n)同样具有中心对称性和共轭相关特性。

具体的，所述基带信号 s的采样信号 s(n)信号具有中心对称性：

s(n) = s(N -n),n = \,2,...,N -\ (16)

当_V=L-_U时，该序列具有共轭相等特性：

s_u(n) = s_v*(n),n = 0,1,2,...,N-l (17)

表示 («)，的复数共轭运算。接收机在接收到上述信号同步信号后，经过采样得到基带采样信号 r(n)，所述 r(n)具有上述的式（14) 和（15) 的对称特性，接收机可以按上述（16) 和上式（17) 的特点来做接收匹配滤波的简化运算。

进一步地，以现有典型的长为 62的 PSS序列为例进行说明， PSS序列是由长为 63的 ZC序列生成的，而本发明实施例中，则可以使用长为 61的 ZC序列来生成序列 d(n)。由于在选择 ZC序列时，它的根序列号 u必须与 ZC序列的长度 L互为素数。则在现有技术中，对于长为 63的 ZC序列，可以选的根序列号的集合为： 2, 4, 5, 8, 10, 11, 13, 16, 17, 19, 20, 21, 22, 23, 25, 26, 29, 31, 32, 34, 37, 38, 40, 41, 43, 44, 46, 47, 49, 50, 53, 55, 58, 59, 61, 62}, 一共 37个序列。

并且，为保证序列之间的互相关性，任意两个序列的根序列号之间的差必须与序列长度 L互素。仍 LTE中的 PSS的 3个序列为例。 PSS的 3个序列的根序列号分别为 25， 29, 34，则 25与 34的根序列号的差为 9， 9与 63不是互素的关系，因此，实际中 25和 34两个序列之间的互相关性较差。

而对于本发明实施例二中所述的长为 61的序列，因为 61本身是素数，如果仍采用根序列号 u为 25， 29, 34的序列，则任意两个序列的根序列号之间的差与序列长度 61都是互素的，因此多个序列之间的相关性就有保证。而且因为 61是素数，总共可以产生 60个具有不同根序列号 u值的序列，不论采用这 60个序列中的哪一个来生成不同的同步信号，序列之间的相关性都能有保证。

由此可见，本实施例的方法，为特定长度的同步信号的生成过程中序列的选择提供了新的选项，并且，在类似用于长为 62的同步信号的设计过程中，有明显的优势。

因此，如果发射机使用本发明实施例二提供的方法来发射同步信号，当需要发射多于 1个的同步信号时，可以尽可能地将序列按_V=L-_U成对的方式来生成。

由上述可见，本发明实施例二所述方法中，利用完美序列 b(n)生成用于同步信号的序列 d(n)，且该用于同步信号的序列 d(n)的长度不小于序列 b(n)的长度。由此可以使得，采用本发明实施例得到的同步信号不同于 PSS，避免了因同步信号和 PSS相同造成 D2D系统信号检测失误的问题，有效提高 D2D通信系统的同步性能和通信性能。

同时，本发明实施例二中，使用长为 L的奇数长度的完美序列（例如 ZC序列或 GCL序列）来生成长为 L+1偶数长度的序列。与现有的由长为 L的奇数序列生成长为 L-1的偶数序列相比，本发明实施例二生成的序列多了一种参数选择的方法。

进一步的，对某些参数下，本发明实施例二的方法具有明显的优势。比如，当要生成长度为 62的序列时，用现有技术的方法是采用长度为 63的 ZC序列来生成。而 63 是一个非素整数，所以对生成的序列而言，其相关性能以及根序号的参数选择都受到了较大的限制。而采用本发明实施例二的方法，则可以用长为 61 的 ZC序列来生成该长度为 62的序列，由于 61是素数，对生成的序列根序号没有限制，且其相关性能更好。实施例三：

本发明实施例三所述方法中，生成的用于同步信号的序列的长度为偶数，且该方法可以直接应用于时域场景或无 DC 载波的频域 SC-FDMA ( Single-carrier Frequency-Division Multiple Access, 单载波频分多址）调制场景。

具体的，实施例三中，所述利用序列 b(n)生成序列 d(n)具体为：

d(n) = b(n),n = 0, \, ...,L - \ ( 18 )

其中， L为偶数。

本发明实施例三中，序列 b(n)和序列 d(n)的长度均为 L。

进一步的，该序列 b(n)可以为一个完美序列。所述完美序列与实施例二中所述相同。具体的，该完美序列 b(n)可以具体为： ZC序列或者 GCL序列。

具体的，当采用 ZC序列作为序列 b(n)时，所述序列 b(n)可以表示为： b(n) = W " ¹² ( 19) 其中：！^ ^- 或^/ ; L为序列的长度； u为序列的根序列号；所述 u与所述 L互为素数。

进一步需要说明的是，本发明实施例三中，所述序列 b(n)可以为一个完美序列（例如 ZC序列或者 GCL序列）的原值，也可以是该完美序列进行 DFT或 IDFT后的值。

具体的，下面以 ZC序列为例进行说明。

当采用表示为：

当采用 ZC序列进行 IDFT后的值作为序列 b(n)时，所述序列 b(n)可以表示为：

其中，式（20) 和式（21 ) 中的是 ZC序列的原值。

本发明实施例三中， L为偶数，生成的序列 d(n)的长度为 L， u为序列 d(n)的根序列号，它必须与序列长度 L互素，更进一步地，当 u为素数时序列的相关性能更有保证， n表示序列的不同位置的码片。

需要进一步说明的是，本发明实施例中得到的所述序列 d(n)具有中心对称性，即为所述序列 d(n)满足：

d(n) = d(L -n),n = \,...,L - \ (22)

并且，所述序列 d(n)还满足共轭相等性：

("） = <(")," = 0,1,. (23 )

其中， _{u + v} = ,_m Z， u和 V为所述序列 d(n)的根序列号，所述和为 d(n)使用了根序列号 u和 V的表达式。如 m=0时，或者 m=l时，有： v = -u , v = 2L - u ₀ 在实际应用中，所述序列 d(n)中 L的取值可以根据实际需要具体设定。在一种较优的实施例中，所述 L可以取值为 64或者为 62。

具体的，当 L=64时，对应的长度为 64的序列 d(n)的具体表达式为： i(") = e— Ί," = 0,1,...,63 (24) 或者， d( ) = e ^, = 0,1,..., 63 (25) 具体的，当 L=62时，对应的长度为 62的序列 d(n)的具体表达式为： i(") = e— Ί," = 0,1,...,61 (26) 或者， i(") = i," = 0,l,...,61 (27) 需要说明的是，本发明实施例三所述的方法，可以用于时域也可以用于无 DC载波的频域场景。

(1) 本发明实施例三所述方法应用于时域调制场景

参照图 4，为本发明实施例三中时域同步信号发射机映射的示意图。当所述方法用于时域场景时，如图 4所示，对于发射机侧，在基带信号的某个帧或子帧中，至少放置了一个同步信号。具体的，该帧或子帧只是放置数据的一个时间长度，该同步信号放置在这个时间长度的某个位置上。且，在该同步信号中，将本发明实施例三生成的序列 d(n)的码片依次排列放置，如图 4所示。

当所述方法用于时域场景时，根序列为 u的 ZC序列生成的同步信号的基带信号 s，为了方便标记又可以表示为 («),« = 0,1,2,...,N-1。在接收侧，接收机中基带信号 s 的等效采样信号 s(n)也具有中心对称性，即：

s(n) = s(N-n),n = \,...,N-\ (28)

其中， Ν为采样点数。

并且，当 v = 2 Z-_M, _e Z时，序列^ )与序列 (《)之间具有共轭相等特性： s_u(n) = s_v'(n),n = 0X...,N-\ (29)

当 m=0时，有 v=-u，当 m=l时有 v=2L-u。

(2) 本发明实施例三所述方法应用于 SC-FDMA调制场景

针对本发明实施例三生成的用于 PD2DSS的序列 d(n)，将所述序列 d(n)映射到相应的资源位置具体为：结合图 5和图 6，分别为本发明实施例三中使用频域映射所述序列 d(n)的一示意图和另一示意图。需要说明的是，图 5和 6中是以 LTE系统中，在 6个 PRB共计 72个子载波上放置长度为 64的频域序列 d(n)为例进行说明

如图 5所示，以长度为 64的序列 d(n)为例进行说明。本发明实施例三中，将序列 d(n)从 d(0)至 d L - 1)映射到 L个连续等间隔的频域子载波上。其中，该 L个连续等间隔的频域子载波可以包括 DC子载波，也可以不包括 DC子载波。

具体的，如果所述 L个连续等间隔的频域子载波中包括 DC子载波，则如图 5 所示，将序列 d(n)的码片 diJ T 映射在所述 DC子载波上。

如果所述 L个连续无间隔的频域子载波中不包括 DC子载波，则如图 6所示。本发明实施例三中，按上述的方法完成对所述序列 d(n)的频域映射之后，再对得到的频域信号做 SC-FDMA变换，将频域信号变换为时域信号，生成同步的基带信号 s n)发送出去即可。

由此就实现了本发明实施例三所述的用于同步的信号的发送方法。

本发明实施例三中所述的 SC-FDMA基带信号 s(n)的生成方法与 LTE系统中的上行 SC-FDMA基带信号的生成方法完全相同。在此不再赘述。

具体的，本发明实施例三中，该 SC-FDMA基带信号的表达式可以为：

「

s (t) = X ―、 t ( 30 ) 其中， Δ/是子载波间隔，在 LTE系统中其值可以是 15kHz或 7.5kHz，其中 t表示时域信号 s(t)的时间自变量；

k" = A + LN/2」；

是频域数据映射到相应载波后的对应的值，包括同步序列映射后的值；于 LTE的上行 SC-FDMA调制而言 N = « ，其中 N^表示上行带宽中配置的 RB个数， N ³表示资源块在频域的大小， LTE协议中为 12， Ν的最大值为该时域信号占有频域带宽对应的 IDFT的点数，例如 20MHz带宽对应 Ν=2048。

本发明实施例三所述的方法，适合于基于 LTE上行 SC-FDMA调制方式的信号发送。而在 D2D的研究中，在 FDD ( Frequency Division Duplexing, 频分双工）和 TDD ( Time Division Duplexing, 时分双工）的上行发送中，都需要使用 SC-FDMA 的调制方式。因此 D2D 系统中的 UE如果按本实施例三的方法来发送同步信号，将会使系统变得更简单，而且还能够获取低峰均比的优点。

这里，对 UE的接收机的基本结构和工作原理进行简单的介绍。参照图 7所示，为典型的接收机的结构图。当然，在实际应用中，接收机的机构并不限于图 7所示，本发明实施例仅是以图 7所示的结构为例对接收机的工作过程进行简单介绍。如图 7所示， UE的接收机在天线 701处接收到来自发射机的包括同步信号的！ <t)，并将该 r(t)发送至接收机的 RF (Radio Frequency, 射频）模块 702进行处理，其中， RF模块 702中包括一系列的滤波降频处理，其目标是将信号限定在一定的带宽范围内，以便 ADC (Analog to Digital Converter, 模拟数字转换器） 703能够实现进行有效的采样。然后对 ADC 703输出的量化后的数据进行下变频（下变频器 704) 处理，下变频的目的是将信号变换成基带信号。再将下变频器 704输出的信号通过低通滤波器 705，即得到需要的基带信号 r(n)。

当需要同步的时候，就是需要滤出至少同步信号所在带宽上的信号，以便接收机进行同步信号的检测。特别地，在使用 SC-FDMA的调制方式时，接收机需要先在基带信号之前去掉 1/2载波的偏移值，然后再对得到的基带信号进行基带处理。其中，去 1/2载波的过程可以在 RF模块 702中实现，也可以在下变频器 704中实现。实现的方法是，在变频的时候，接收机去掉 1/2载波的频偏值。

对于去掉 1/2载波偏移值后的接收信号 r„(«；)，具有中心对称性， g卩：

r_u(n) = r_u(N -n),n = \,...,N -\ (31)

并且，当 v = 2 Z- _M, _eZ时有， r„(«^Pr_v(«)具有共轭相等性：

r_u(n) = r_v(n),n = 0X...,N-\ (32) 实施例四：

本发明实施例四中，生成序列 d(n)的方法与本发明实施例二相同，利用长度为 L 的奇数序列 b(n)生成长度为（L+1) 的偶数序列 d(n)。下面仅给出简要介绍，具体生成过程同实施例二中所述，不再赘述。

具体的，实施例四中，所述利用序列 b(n)生成序列 d(n)具体为：

其中， b(n),n = 0,1,..,L -I L为奇数。

由此可见， b(n)是一个长为 L的序列，利用序列 b(n)生成长度为（L+1) 的 d(n)。所述序列 d(n)的长度大于序列 b(n)的长度。

由此可以使得，本发明实施例最终得到的同步信号不同于 PSS。

本发明实施例四所述方法中，所述完美序列 b(n)可以具体为： ZC序列或者 GCL 序列。当采用 ZC序列作为序列 b(n)时，所述序列 b(n)可以表示为:

b(n) = W"^n<n+1)'²

W_N=e ^Ύ或 W_N=e i； j为虚数单位； u为所述 ZC序列的根序列号, 当采用 ZC序列作为序列 b(n)时，本发明实施例生成的用于同步信号的序列 d(n) 具体可以表示为：

或者，

需要说明的是，实施例四中， L为奇数，所述序列 d(n)的长度为 L+l， u为序列 d(n)的根序列号， n表示序列的不同位置的码片。其中，上述式（7) 和（8) 都是可以用于生成本发明实施例所述方法的序列 d(n)。

需要进一步说明的是，本发明实施例中得到的当使用 ZC序列生成的根序列号为 u的所述序列 d(n) (例如式 7或式 8所示）具有中心对称性，即为所述序列 d(n)满足，为了方便表述，这里 d(n)用 cUn)表示：

d(n) = d(L-n),n = 0,\,...,L (9)

并且，所述序列 d(n)还满足共轭相等性：

d_u(n)=d_v*(n),n = 0,\,...,L (10)

其中， v=L-u时， u和 V为所述序列 dO)的根序列号，所述 (《)和 («)为（101；) 使用了根序列号 u和 V的表达式。

与本发明实施例二不同的是，本发明实施例四种，对生成的序列 d(n)采用实施例三所述的频域映射方法和 SC-FDMA的调制方法。

具体的，本发明实施例四中，将序列 d(n)从 ^(0)至映射到 L+1个连续无间隔的频域子载波上。其中，该 L+1个连续无间隔的频域子载波可以包括 DC子载波，也可以不包括 DC子载波。

具体的，本发明实施例四中，按上述的方法完成对所述序列 d(n)的频域映射之后，再对得到的频域信号做 SC-FDMA变换，将频域信号变换为时域信号，生成同步的基带信号 s(n)发送出去即可。

由此就实现了本发明实施例四所述的用于同步的信号的发送方法。

需要说明的是，本发明实施例四种，其接收机结构与本发明实施例三类似，其不同之处在于，实施例四的接收机在对同步信号的接收过程中，不在基带信号之前滤除 1/2载波的频率偏移。也就是说，同步信号的基带信号中是包括有 SC-FDMA调制过程中引入的 1/2载波的频率偏移的。

该不同之处使得，本发明实施例四中，生成的 SC-FDMA基带信号 s的采样信号 s(n)具有反中心对称性， SP :

s(n) = -s(N - n),n = \, 2, ..., N - \ ( 33 )

其中， N为采样点数。

并且，当^!^!时，序列^ )与序列 (《)之间具有反共轭相等特性：

s_u (n) = -s_v* (n),n = 0, 1, 2, ...,N - l ( 34 ) 接收机在接收到上述信号 s(n)的过采样版本的信号后，可以按上述（33 )和上式 ( 34 ) 的特点做接收匹配滤波的简化运算上述结合三个具体的实施例对本发明实施例中给出的用于同步信号的发送方法进行了详细介绍。由上述各实施例可见，并且本发明给出的方法，由上述可见，本发明实施例二所述方法中，利用完美序列 b(n)生成用于 D2D的同步信号的序列 d(n)，由此使得，采用本发明实施例得到的同步信号不同于 PSS，避免了因 D2D的同步信号和 PSS相同造成 D2D系统信号检测失误的问题，有效提高 D2D通信系统的同步性能和通信性能。

进一步，本发明实施例二和四中，使用长为 L的奇数长度的完美序列（例如 ZC 序列或 GCL序列）来生成长为 L+1偶数长度的序列。与现有的由长为 L的奇数序列生成长为 L-1的偶数序列相比，本发明实施例生成的序列多了一种参数选择的方法。

进一步的，对某些参数下，本发明实施例二的方法具有明显的优势。比如，当要生成长度为 62的序列时，用现有技术的方法是采用长度为 63的 ZC序列来生成。而 63 是一个非素整数，所以对生成的序列而言，其相关性能以及根序号的参数选择都受到了较大的限制。而采用本发明实施例二的方法，则可以用长为 61 的 ZC序列来生成该长度为 62的序列，由于 61是素数，对生成的序列根序号没有限制，且其相关性能更好。

更进一步的，本发明实施例三和四所述的方法，可以应用于频域 SC-FDMA调制场景，解决了现有技术的方法不能直接用于 SC-FDMA调制方式的系统中的缺陷。对应于本发明实施例提供的用于同步的信号发送方法，本发明实施例还提供了一种用于同步的信号发送装置。参照图 8，为本发明实施例提供的用于同步的信号发送装置的结构图。

如图 8所示，所述装置可以包括：第一生成单元 801、第二生成单元 802、射频处理单元 803和发送单元 804。

所述第一生成单元 801，用于利用序列 b(n)生成用于同步信号的序列 d(n);其中，所述用于同步信号的序列 d(n)的长度不小于所述序列 b(n)的长度。

所述第二生成单元 802，用于将所述序列 d(n)映射到相应的资源位置，生成同步的基带信号 s。

所述射频处理单元 803，用于对所述基带信号 s进行射频处理。

所述发送单元 804，用于将所述射频处理单元 803处理后的信号发送出去。本发明实施例所述装置中，利用序列 b(n)生成用于同步信号的序列 d(n)，且该用于同步信号的序列 d(n)的长度不小于序列 b(n)的长度。而典型的 PSS是由长为 L的奇数序列生成长为 L-1的偶数序列。由此使得，采用本发明实施例得到的 D2D的同步信号不同于 PSS，避免了因 D2D的同步信号和 PSS相同造成 D2D系统信号检测失误的问题，有效提高 D2D通信系统的同步性能和通信性能。

优选的，所述序列 b(n)可以为：完美序列的原值；或者，所述完美序列经离散傅里叶变换 DFT后生成的序列；或者，所述完美序列经离散傅里叶逆变换 IDFT后生成的序列。

其中，所述完美序列可以为 ZC序列或 GCL序列。

在第一种情况下，本发明实施例生成的用于同步信号的序列的长度为奇数，且该方法可以直接应用于时域场景或使用多载波调制的频域场景。

此时，所述第一生成单元 801采用下式生成所述序列 d(n):

Z- 1

b(n), n = 0

d(n) = ( 1 )

L + l

b(n - l), n …

2 其中， L为奇数。

具体的，所述序列 b(n)可以为:

b(n) = W ""華 (3) 其中： W_N

j为虚数单位； u为所述序列 b(n)的根序列号；所述 u与所述 L互为素数。

一生成单元 801生成的序列 d(n)为：

其中， u为所述序列 d(n)的根序列号。

或者，所述第一生成单元 801生成的序列 d(n)可以为:

其中， u为所述序列 d(n)的根序列号。

在第一种情况下，所述第二生成单元 802可以包括：

第一映射子单元，用于将序列 d(0)到 d((L-l)/2)连续映射到索引为 k的子载波的一侧，将序列 d((L+l)/2;> 到 d(L)连续映射到所述索引为 k的子载波另一侧；所述索引为 k的子载波上数据为 0。

进一步的，所述第二生成单元 802还可以包括：

第一基带信号生成子单元，用于采用正交频分复用 OFDM的方法生成所述同步的基带信号 s。

优选的，所述基带信号 s的采样信号 s(n)具有中心对称性和共轭相等性；分别为： s(n) = s(N-n),n = \,2,...,N-\ (16)

其中， N为所述 s(n)的采样点数；

s_u(n) = s_v*(n),n = 0,1,2,...,N-l (17)

其中， v=L-u， u和 v为所述 sCn)的根序列号，所述^ »和 («)为 sCn)使用了根序列号 u和 V的表达式。

进一步的，所述第二生成单元 802还可以包括：第二映射子单元，用于将序列 d(0)到 d(L)映射到 L+1个连续等间隔的频域子载波上。

对应的，所述第二生成单元 802还包括：

优选的，所述基带信号 s的采样信号 s(n)具有反中心对称性和反共轭相等性；分别为：

s(n) = -s(N-n),n = \,2,...,N-\ (33)

其中， N为所述 s(n)的采样点数；

第二种情况下，本发明实施例生成的用于同步信号的序列的长度为偶数，且该方法可以直接应用于时域场景或无 DC载波的频域 SC-FDMA调制场景。

此时，所述第一生成单元 801采用下式生成所述序列 d(n)包括：

d(n) = b(n)^n = 0,1,.." 一1 (18)

其中， L为偶数。

具体的，所述序列 b(n)为： b{n) = w ¹² (19) 其中， ^ =_e— 或； j为虚数单位； u为所述序列 b(n)的根序列号；所述 u与所述 L互为素数。

第二种情况下，所述第二生成单元 802可以包括：

第三映射子单元，用于将序列 d(0)到 d(L-l)映射到 L个连续等间隔的频域子载波上。

进一步的，所述第二生成单元 802还可以包括：

优选的，所述第二生成单元 802还包括：

具体的，所述基带信号 s的采样信号 s(n)具有中心对称性和共轭相等性；分别为: s(n) = s(N -n),n = \,2,...,N -\ (28)

其中， N为所述 s(n)的采样点数；

s_u (n) = («),« = 0,1,...,N-1 (29)

其中， v=2m*L-u， m为整数； u和 v为所述的跟序列号，所述 (n)和 («)为 s(n)使用了根序列号 u和 V的表达式。本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。

以上所述的本发明实施方式，并不构成对本发明保护范围的限定。任何在本发明的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

权利要求

1、一种用于同步的信号发送装置，其特征在于，所述装置包括：第一生成单元，用于利用序列 b(n)生成用于同步信号的序列 d(n); 其中，所述用于同步信号的序列 d(n)的长度不小于所述序列 b(n)的长度；

射频处理单元，用于对所述基带信号 s进行射频处理；

2、根据权利要求 1所述的用于同步的信号发送装置，其特征在于，所述序列 b(n)为：

完美序列的原值；

或者，

所述完美序列经离散傅里叶变换 DFT后生成的序列；

或者，

所述完美序列经离散傅里叶逆变换 IDFT后生成的序列；

其中，所述完美序列为 ZC序列或 GCL序列。

3、根据权利要求 1或 2所述的用于同步的信号发送装置，其特征在于，所第一生成单元采用下式生成所述序列 d(n):

其中， L为奇数 _t

4、根据权利要求 3所述的用于同步的信号发送装置，其特征在于，所述序列 b(n)为：

b(n) = W^^(n+l)l2 其中： W_N = e—^j W_N = e^J ； j为虚数单位； u为所述序列 b(n)的根序列号；所述 u与所述 L互为素数。

5、根据权利要求 4所述的用于同步的信号发送装置，其特征在于，所述第 -生成单元生成的序列 d(n)为：

其中， u为所述序列 d(n)的根序列号。

6、根据权利要求 4所述的用于同步的信号发送装置，其特征在于，所述第一生成单元生成的序列 d(n)为：

其中， u为所述序列 d(n)的根序列号 ₍

7、根据权利要求 1至 6任一项所述的用于同步的信号发送装置，其特征在于，所述第二生成单元包括：

8、根据权利要求 7所述的用于同步的信号发送装置，其特征在于，所述第二生成单元还包括：

9、根据权利要求 8所述的用于同步的信号发送装置，其特征在于，所述基带信号 s的采样信号 s(n)具有中心对称性和共轭相等性；分别为：

s(n) = s(N - n),n = \, 2, ..., N - \

其中， N为所述 s(n)的采样点数； s_u(n) = s_v*(n),n = 0,1,2,...,N -I

10、根据权利要求 1至 6任一项所述的用于同步的信号发送装置，其特征在于，所述第二生成单元包括：

11、根据权利要求 10所述的用于同步的信号发送装置，其特征在于，所述第二生成单元还包括：

12、根据权利要求 11所述的用于同步的信号发送装置，其特征在于，所述基带信号 s的采样信号 s(n)具有反中心对称性和反共轭相等性；分别为：

s(n) = -s(N-n),n = \,2,...,N-\

其中， N为所述 s(n)的采样点数；

s_u(n) = -s_v*(n),n = 0,l,...,N-l

其中， v=L-u， u和 V为所述 s(n)的跟序列号，所述^ )和 («)为 s(nM吏用了根序列号 U和 V的表达式。

13、根据权利要求 1或 2所述的用于同步的信号发送装置，其特征在于，所述第一生成单元采用下式生成所述序列 d(n)包括：

d(n) = b(n),n = 0,1,...,L-l

其中， L为偶数。

14、根据权利要求 13所述的用于同步的信号发送装置，其特征在于，所述序列 b(n)为： b{n) = w 其中，

15、根据权利要求 13或 14所述的用于同步的信号发送装置，其特征在于，所述第二生成单元包括：

第三映射子单元，用于将序列 d(0)到 d(L- l)映射到 L个连续等间隔的频域子载波上。

16、根据权利要求 15所述的用于同步的信号发送装置，其特征在于，所述第二生成单元还包括：

17、根据权利要求 13或 14所述的用于同步的信号发送装置，其特征在于，所述第二生成单元还包括：

18、根据权利要求 17所述的用于同步的信号发送装置，其特征在于，所述基带信号 s的采样信号 s(n)具有中心对称性和共轭相等性；分别为：

s(n) = s(N - n),n = \, 2, ...,N - \

其中， N为所述 s(n)的采样点数；

5„(n) = = 0, 1, ...,N - 1

其中， v=2m*L-u， m为整数； u和 v为所述 sO)的跟序列号，所述 (n)和 («) 为所述 s(n)使用了根序列号 u和 V的表达式。

19、一种用于同步的信号发送方法，其特征在于，所述方法包括：利用序列 b(n)生成用于同步信号的序列 d(n);

对所述基带信号 s进行射频处理后，发送出去；

20、根据权利要求 19所述的方法，其特征在于，所述序列 b(n)为：完美序列的原值；

或者，

所述完美序列经离散傅里叶变换 DFT后生成的序列；

或者，

所述完美序列经离散傅里叶逆变换 IDFT后生成的序列；

其中，所述完美序列为 ZC序列或 GCL序列。

21、根据权利要求 19或 20所述的方法，其特征在于，所述利用序列 b(n) 生成用于同步信号的序列 d(n)包括：

Z-1

b(n), " = 0,1,...,」

2

d(n) =

L + l

b(n-\), n = L 其中， L为奇数。

22、根据权利要求 21所述的方法，其特征在于，所述序列 b(n)为：

b(n) = w;^n<n+ 其中： W_N =e-^j2 V_N=/ ； j为虚数单位； u为所述序列 b(n)的根序列号; 所述 u与所述 L互为素数。

23、根据权利要求 22所述的方法，其特征在于，所述序列 d(n)为：

其中， u为所述序列 d(n)的根序列号。

24、根据权利要求 22所述的方法，其特征在于，所述序列 d(n)为:

γ

e ^^' " = 0,1,...,^

2

d(n) =

Z + l _τ

e ^L n = ,...,L 其中， u为所述序列 d(n)的根序列号。

25、根据权利要求 19至 24任一项所述的方法，其特征在于，所述将所述序列 d(n)映射到相应的资源位置包括：

索引为 k的子载波上数据为 0;

将序列 d(0)到 d((L-l)/2)连续映射到索引为 k 的子载波的一侧，将序列 d((L+l)/2) 到 d(L)连续映射到索引为 k的子载波另一侧。

26、根据权利要求 25所述的方法，其特征在于，采用正交频分复用 OFDM 的方法生成所述同步的基带信号 s。

27、根据权利要求 26所述的方法，其特征在于，所述基带信号 s的采样信号 s(n)具有中心对称性和共轭相等性；分别为：

s(n) = s(N -n),n = \,2,...,N -\

其中， N为所述 s(n)的采样点数；

= = 0,1, 2,...,N-1

28、根据权利要求 19至 24任一项所述的方法，其特征在于，所述将所述序列 d(n)映射到相应的资源位置包括：

将序列 d(0)到 d(L)映射到 L+1个连续等间隔的频域子载波上。

29、根据权利要求 28 所述的方法，其特征在于，采用单载波频分多址 SC-FDMA的方法生成所述同步的基带信号 s。

30、根据权利要求 29所述的方法，其特征在于，所述基带信号 s的采样信号 s(n)具有反中心对称性和反共轭相等性；分别为：

s(n) = -s(N-n),n = \,2,...,N-\

其中， Ν为所述 )的采样点数；

s_u(n) = -s_v*(n),n = 0,1,...,Ν -I

其中， v=L-u， u和 v为所述 sCn)的跟序列号，所述^ »和 («)为 sCn)使用了根序列号 U和 V的表达式。

31、根据权利要求 19或 20所述的方法，其特征在于，所述利用序列 b(n) 生成用于同步信号的序列 d(n)包括：

d(n) = b(n),n = 0,1,...,L-l

其中， L为偶数。

32、根据权利要求 31所述的方法，其特征在于，所述序列 b(n)为： b{n) = w ¹² 其中， ^ =_e— 或 ^ =ί Τ; j为虚数单位； u为所述序列 n)的根序列号；所述 u与所述 L互为素数。

33、根据权利要求 31或 32所述的方法，其特征在于，所述将所述序列 d(n) 映射到相应的资源位置包括：

将序列 d(0)到 d(L-l)映射到 L个连续等间隔的频域子载波上。

34、根据权利要求 33 所述的方法，其特征在于，采用单载波频分多址 SC-FDMA的方法生成所述同步的基带信号 s。

35、根据权利要求 31或 32所述的方法，其特征在于，所述生成同步的基带信号 s包括：

将所述序列 d(n)的码片依次排列放置在时域的同步信号中。

36、根据权利要求 35所述的方法，其特征在于，所述基带信号 s的采样信号 s(n)具有中心对称性和共轭相等性；分别为：

s(n) = s(N -n),n = \,2,...,N -\

其中， N为所述 s(n)的采样点数；

5„(n) = = 0,1,...,N-1

其中， v=2m*L-u， m为整数； u和 v为所述 sO)的跟序列号，所述 (n)和 («) 为 s(n)使用了根序列号 u和 V的表达式。