WO2015133404A1 - ユーザ端末、無線基地局、無線通信方法及び無線通信システム - Google Patents

ユーザ端末、無線基地局、無線通信方法及び無線通信システム Download PDF

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佐和橋　衛
輝雄 川村
祥久 岸山
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Definitions

  • LTE Long Term Evolution
  • OFDMA Orthogonal Frequency Division Multiple Access
  • SC-FDMA Single Carrier Frequency Division Multiple Access
  • E-UTRA Evolved Universal Terrestrial Radio Access
  • E-UTRAN Evolved Universal Terrestrial Radio Access Network
  • SDM Spatial Division Multiplexing
  • MIMO Multiple Input Multiplex Output
  • FDM Frequency Division Multiplexing
  • Carrier Aggregation Carrier Aggregation
  • the present invention has been made in view of the above points, and an object thereof is to provide a user terminal, a radio base station, a radio communication method, and a radio communication system that can improve uplink throughput.
  • the user terminal blocks symbols arranged at a symbol rate equal to or lower than the Nyquist rate in a predetermined time domain, and allows high-density multiplexing by allowing overlapping of symbols in the block in the time domain.
  • a transmission processing unit that generates an SC-FDMA (Single Carrier Frequency Division Multiple Access) signal and a transmission unit that transmits the SC-FDMA signal to a radio base station.
  • SC-FDMA Single Carrier Frequency Division Multiple Access
  • uplink throughput can be improved.
  • SC-FDMA is adopted in the uplink of the LTE system.
  • SC-FDMA can lower the peak-to-average power ratio (PAPR) as compared to a multi-carrier scheme such as OFDMA.
  • PAPR peak-to-average power ratio
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • DFT-Precoded OFDM is also called DFT-Spread OFDM.
  • channel allocation subcarrier mapping
  • processing commonality communicateality with downlink OFDMA is high, and for example, the same subcarrier interval as OFDMA can be realized.
  • the DFT unit 706 performs serial / parallel conversion on a plurality of samples of the modulated symbol, performs DFT processing to convert a time domain signal into a frequency domain signal, and outputs the signal to the subcarrier mapping unit 707.
  • the size (for example, Q) of the DFT corresponds to the bandwidth of the signal transmitted by each user terminal.
  • the subcarrier mapping unit 707 maps the information symbol after the DFT processing output from the DFT unit 706 to the frequency band assigned to the terminal, and maps a sequence in which no signal (0 signal) is mapped to other frequency bands. It is generated and output to the IFFT unit 708. Note that when no signal is continuously inserted in the frequency domain, a localized FDMA signal is obtained when the no signal is inserted discretely.
  • the FFT unit 802 applies multi-carrier demodulation / separation by FFT to convert a time domain signal into a frequency domain, extract a signal of each user terminal, and obtain a symbol at each subcarrier position of SC-FDMA. It outputs to the frequency domain equalization filter 805 and the channel response estimation part 831.
  • the FDE equalization weight generation method uses, but is not limited to, the linear mean square error (LMMSE) algorithm of the received signal.
  • LMMSE linear mean square error
  • the channel response estimation result input from the channel response estimation unit 831 is used for FDE processing.
  • the IDFT unit 806 converts the frequency domain signal output from the frequency domain equalization filter 805 into a time domain signal by inverse discrete Fourier transform (IDFT).
  • IDFT inverse discrete Fourier transform
  • the maximum throughput per user terminal mainly depends on the scheduling method (range) for each user terminal by the radio base station.
  • various techniques for improving throughput are being studied.
  • CoMP Coordinated Multi-Point
  • a plurality of transmission / reception points cooperate with each other to transmit / receive signals. That is, by using radio resources (time, frequency, power resource, etc.) of a plurality of nodes (cell sites), it is possible to increase the throughput of cell edge user terminals.
  • radio resources of a plurality of cells are used for one user terminal, a trade-off with cell throughput should be considered, and high-speed scheduling between cells is important.
  • the antenna space or signal space may be increased.
  • Increasing the antenna space is possible by increasing the number of MIMO multiplexed antennas.
  • LTE-A employs MIMO SDM with a maximum of 8 antennas, it is conceivable to further increase the number of antennas (for example, 24 to 36). It is also conceivable to introduce a polarization antenna into the antenna and apply vertical polarization and horizontal polarization to signals to be transmitted and received.
  • a symbol block obtained by blocking the above single carrier FDMA symbol as a symbol in OFDMA corresponds to multiplexing OFDMA symbols at a higher rate than Nyquist rate, allowing intersymbol interference. That is, a symbol block in SC-FDMA (also referred to as an SC-FDMA symbol) is allowed to have inter-block interference (inter-symbol interference when viewed from an information symbol in the block), and this symbol block at a higher rate than Nyquist rate. (SC-FDMA symbol) is multiplexed.
  • ISI time domain interference
  • ICI frequency domain Interference
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the characteristics of the FTN signal generation method.
  • a transmission bit sequence (decoded bit) is reproduced by making a hard decision on the a posteriori LLR of the Max-Log-MAP decoder output.
  • the FTN reception processing unit 400 may determine that the loop is the final repetition loop and output the decoded bit when the predetermined reception signal is repeated a predetermined number of times (for example, Nitr times).
  • the radio base station 11 is composed of, for example, a macro base station having a relatively wide coverage, and forms a macro cell C1.
  • the radio base station 12 is configured by a small base station having local coverage, and forms a small cell C2.
  • the number of radio base stations 11 and 12 is not limited to the number shown in FIG. Moreover, it is good also as a structure by which either the wireless base station 11 or 12 is not arrange
  • the channel state estimation unit 603 of the radio base station 10 interpolates (for example, weighted in-phase addition) the channel response at each subcarrier position in the frequency domain, for example, and performs the channel response at each subcarrier position. Can be estimated. Then, the channel response at each subcarrier position of the orthogonal multiplexing unit of the predetermined subframe and the orthogonal multiplexing unit of the next subframe of the predetermined subframe is interpolated and related to each symbol position in the time domain. Channel conditions can be estimated.

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Abstract

　上りリンクのスループットを向上すること。本発明の一態様に係るユーザ端末（２０）は、所定の時間領域においてナイキストレート以下のシンボルレートで配置されるシンボルをブロック化し、時間領域においてブロック単位でブロック内のシンボルの重なりを許容して高密度多重するシンボルに変換して、ＳＣ－ＦＤＭＡ（Single　Carrier　Frequency　Division　Multiple　Access）信号を生成する送信処理部（５０３）と、前記ＳＣ－ＦＤＭＡ信号を無線基地局に送信する送信部（２０３）と、を有することを特徴とする。

Description

ユーザ端末、無線基地局、無線通信方法及び無線通信システム
　本発明は、次世代の通信システムに適用可能なユーザ端末、無線基地局、無線通信方法及び無線通信システムに関する。
　ＵＭＴＳ（Universal　Mobile　Telecommunications　System）ネットワークにおいて、さらなる高速データレート、低遅延などを目的としてロングタームエボリューション（ＬＴＥ：Long　Term　Evolution）が仕様化された（非特許文献１）。ＬＴＥではマルチアクセス方式として、下り回線（下りリンク）にＯＦＤＭＡ（Orthogonal　Frequency　Division　Multiple　Access）をベースとした方式を用い、上り回線（上りリンク）にＳＣ－ＦＤＭＡ（Single　Carrier　Frequency　Division　Multiple　Access）をベースとした方式を用いている。
　ＬＴＥシステムにおいては、セルスループット向上のための技術が検討されている。例えば、ＭＩＭＯ（Multiple　Input　Multiple　Output）による空間多重（ＳＤＭ：Spatial　Division　Multiplexing）や、キャリアアグリゲーション（Carrier　Aggregation）による周波数多重（ＦＤＭ：Frequency　Division　Multiplexing）などが検討されている。
　しかしながら、上りリンクについてはさらなるスループット向上が求められている。
　本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、上りリンクのスループットを向上することができるユーザ端末、無線基地局、無線通信方法及び無線通信システムを提供することを目的とする。
　本発明の一態様に係るユーザ端末は、所定の時間領域においてナイキストレート以下のシンボルレートで配置されるシンボルをブロック化し、時間領域においてブロック単位でブロック内のシンボルの重なりを許容して高密度多重するシンボルに変換して、ＳＣ－ＦＤＭＡ（Single　Carrier　Frequency　Division　Multiple　Access）信号を生成する送信処理部と、前記ＳＣ－ＦＤＭＡ信号を無線基地局に送信する送信部と、を有することを特徴とする。
　本発明によれば、上りリンクのスループットを向上することができる。
ユーザ端末における従来のＳＣ－ＦＤＭＡ信号送信に係る主な機能構成の一例を示す図である。 無線基地局における従来のＳＣ－ＦＤＭＡ信号受信に係る主な機能構成の一例を示す図である。 ナイキストレート以下の信号伝送及びＦＴＮの信号伝送の説明図である。 ＯＦＤＭシンボル及びＦＴＮシンボルの概念図である。 ＦＴＮ信号の生成法の特徴を説明する図である。 ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭの信号点の配置の一例を示す説明図である。 本実施の形態に係る、ブロック処理のＦＴＮを用いるＤＦＴ－Ｐｒｅｃｏｄｅｄ　ＯＦＤＭの送信処理部の一例を示す図である。 ＩＯＴＡフィルタの時間応答の一例を示す図である。 本実施の形態に係る、ブロック処理のＦＴＮを用いるＤＦＴ－Ｐｒｅｃｏｄｅｄ　ＯＦＤＭの受信処理部の一例を示す図である。 本発明の一実施の形態に係る無線通信システムの一例を示す概略図である。 本発明の一実施の形態に係る無線基地局の全体構成の説明図である。 本発明の一実施の形態に係る無線基地局の機能構成の説明図である。 本発明の一実施の形態に係るユーザ端末の全体構成の説明図である。 本発明の一実施の形態に係るユーザ端末の機能構成の説明図である。 シングルキャリアＦＤＭＡにおけるブロック化したシンボルをＦＴＮする方法の概念図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
　ＬＴＥシステムの上りリンクでは、ＳＣ－ＦＤＭＡが採用されている。ＳＣ－ＦＤＭＡは、ＯＦＤＭＡのようなマルチキャリア方式に比較して、ピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ：Peak-to-Average　Power　Ratio）を低くすることができる。
　ＳＣ－ＦＤＭＡ信号の周波数領域での生成法として、ＤＦＴ（Discrete　Fourier　Transform）－Ｐｒｅｃｏｄｅｄ　ＯＦＤＭが用いられている。ＤＦＴ－Ｐｒｅｃｏｄｅｄ　ＯＦＤＭは、ＤＦＴ－Ｓｐｒｅａｄ　ＯＦＤＭとも呼ばれる。ＤＦＴ－Ｐｒｅｃｏｄｅｄ　ＯＦＤＭは、周波数領域処理におけるチャネル割り当て（サブキャリアマッピング）が容易である。また、下りリンクのＯＦＤＭＡとの処理の共通性（コモナリティ）が高く、例えばＯＦＤＭＡと同一のサブキャリア間隔を実現することができる。
　図１に、ユーザ端末における従来のＳＣ－ＦＤＭＡ信号送信に係る主な機能構成の一例を示す。ＳＣ－ＦＤＭＡ送信処理部７００は、少なくともＤＦＴ部７０６、サブキャリアマッピング部７０７、マルチキャリア変調（ＩＦＦＴ）部７０８及びＣＰ付加部７０９を有する。
　ＤＦＴ部７０６は、変調されたシンボルの複数のサンプルを直列／並列変換し、ＤＦＴ処理することで時間領域の信号を周波数領域の信号に変換し、サブキャリアマッピング部７０７に出力する。当該ＤＦＴのサイズ（例えば、Ｑ）は、各ユーザ端末が送信する信号の帯域幅に相当する。
　サブキャリアマッピング部７０７は、ＤＦＴ部７０６が出力したＤＦＴ処理後の情報シンボルを自端末に割り当てられている周波数帯域にマッピングし、それ以外の周波数帯域に無信号（０信号）をマッピングした系列を生成して、ＩＦＦＴ部７０８に出力する。なお、周波数領域で連続的に無信号を挿入するとＬｏｃａｌｉｚｅｄ　ＦＤＭＡに、離散的に無信号を挿入するとＤｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ　ＦＤＭＡ信号になる。
　ＩＦＦＴ部７０８は、サブキャリアマッピング部７０７が出力した系列に対して、ＩＦＦＴ処理を用いて時間領域の信号を生成して、ＣＰ付加部７０９に出力する。当該ＩＦＦＴのサイズ（例えば、ＮＦＦＴ）は、無線基地局の全受信信号帯域幅に相当する。
　ＣＰ付加部７０９は、ＩＦＦＴ部７０８が出力した信号に対して、各シンボルにＣＰを付与し、送信信号として出力する。なお、送信信号はさらにフィルタ処理を適用されてもよい。
　図２に、無線基地局における従来のＳＣ－ＦＤＭＡ信号受信に係る主な機能構成の一例を示す。ＳＣ－ＦＤＭＡ受信処理部８００は、少なくともＣＰ除去部８０１、マルチキャリア復調／分離（ＦＦＴ）部８０２、周波数領域等化フィルタ８０５、ＩＤＦＴ部８０６及びチャネル応答推定部８３１を有する。なお、各部は複数具備されて並列処理を実施できる構成としてもよい。例えば、図２では、ＣＰ除去部８０１などが並列処理可能となっている。
　ＣＰ除去部８０１は、入力された受信信号に対して、ＣＰを除去してＦＦＴ部８０２に出力する。なお、受信信号は逆フィルタ処理を適用されてもよい。
　ＦＦＴ部８０２は、ＦＦＴによるマルチキャリア復調／分離を適用して、時間領域の信号を周波数領域に変換し、各ユーザ端末の信号を抽出して、ＳＣ－ＦＤＭＡの各サブキャリア位置のシンボルを、周波数領域等化フィルタ８０５及びチャネル応答推定部８３１に出力する。
　チャネル応答推定部８３１は、ＦＦＴ部８０２が出力した参照信号の周波数領域信号に、受信機で既知である参照信号の変調成分（変調位相及び振幅）の複素共役をサブキャリア毎に乗算することにより、各サブキャリアのチャネル応答を求め、各サブキャリアのチャネル応答の推定値を周波数領域等化フィルタ８０５に出力する。
　周波数領域等化フィルタ８０５は、ＦＦＴ部８０２が出力した各ユーザ端末の信号について、マルチパス干渉の影響を受けた波形の歪みを補償するために、周波数領域等化（ＦＤＥ：Frequency　Domain　Equalizer）処理を行ってＩＤＦＴ部８０６に出力する。ＦＤＥ処理としては、信号ごとに他の信号からの干渉の抑圧を行う。
　ＦＤＥの等化ウェイトの生成法には、受信信号の線形平均２乗誤差最小（ＬＭＭＳＥ：Linear　Minimum　Mean-Square　Error）アルゴリズムが用いられるが、これに限られない。また、チャネル応答推定部８３１から入力されたチャネル応答推定結果は、ＦＤＥ処理に用いられる。
　ＩＤＦＴ部８０６は、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Inverse　Discrete　Fourier　Transform）により、周波数領域等化フィルタ８０５が出力した周波数領域の信号を時間領域の信号に変換して出力する。
　ところで、無線通信システムにおいては、セルスループット（セル内全ユーザ端末の総スループット）の一層の増大が求められている。ユーザ端末当たりの最大スループットは、主に無線基地局による各ユーザ端末へのスケジューリングの方法（範囲）に依存する。ＬＴＥシステムでは、様々なスループット向上技術が検討されている。
　ＬＴＥシステムにおいてスループット及び周波数利用効率の増大に最も有効な技術の１つとして、ＭＩＭＯ（Multiple　Input　Multiple　Output）による空間多重（ＳＤＭ：Spatial　Division　Multiplexing）がある。ＭＩＭＯ　ＳＤＭは、複数の送受信アンテナを用いて空間的に信号(ストリーム)を多重化して伝送する方式である。例えば、ＬＴＥ（Ｒｅｌ．　８　ＬＴＥ）では、最大４アンテナのＭＩＭＯ　ＳＤＭにより、３００Ｍｂｐｓ以上のピークデータレートを実現することができる。また、ＬＴＥ－Ａ（Ｒｅｌ．　１０　ＬＴＥ）では、最大８アンテナのシングルユーザ／マルチユーザＭＩＭＯ　ＳＤＭにより、１Ｇｂｐｓ以上のピークデータレートを実現することができる。
　また、ＬＴＥシステムでは、基地局間協調（ＣｏＭＰ：Coordinated　Multi-Point）送受信も検討されている。ＣｏＭＰ送受信では、ユーザ端末に対して複数の送受信ポイントが協調して信号の送受信を行う。つまり、複数ノード（セルサイト）の無線リソース（時間、周波数、電力リソースなど）を利用することで、特にセル端ユーザ端末のスループットを増大することが可能である。ただし、１つのユーザ端末に対して複数のセルの無線リソースを用いるため、セルスループットとのトレードオフを考慮すべきであるとともに、セル間の高速スケジューリングが重要となる。
　ピークデータレートを増大するには、物理チャネルの高密度多重も効果的である。物理チャネルの高密度化の方針としては、空間方向、周波数方向、時間方向などが考えられる。
　空間方向の無線リソースを高密度化する場合は、アンテナ空間又は信号空間を増やせばよい。アンテナ空間の増大は、上述のＭＩＭＯ多重のアンテナ数を増大させれば可能である。例えば、ＬＴＥ－Ａでは、最大８アンテナのＭＩＭＯ　ＳＤＭが採用されているが、さらにアンテナ数を増大させる（例えば、２４個－３６個）ことが考えられる。また、アンテナに偏波アンテナを導入し、送受信する信号に垂直偏波及び水平偏波を適用することも考えられる。
　一方、信号空間の増大は、変調多値数を増やすことで可能である。例えば、ＬＴＥ－Ａでは最大で６４ＱＡＭであるが、さらに変調多値数を増大する（例えば、２５６ＱＡＭ、５１２ＱＡＭ）ことで、信号空間を増大することができる。
　周波数方向の無線リソースを高密度化する場合は、非直交マルチアクセス（ＮＯＭＡ：Non-Orthogonal　Multiple　Access）方式を用いることが考えられる。ＮＯＭＡでは、例えばチャネルゲイン（例えば、ＲＳＲＰ（Reference　Signal　Received　Power））やパスロスなどに応じて送信電力を異ならせることで、同一の無線リソースに対して複数のユーザ端末への信号が非直交多重される。そのため、ＯＦＤＭＡのような直交多重方式と異なり、サブキャリア（搬送波）間の干渉（キャリア間干渉（ＩＣＩ：Inter　Carrier　Interference）ともいう）が発生し得る。
　なお、周波数方向については、無線リソースを増大させることでデータレートを向上することも可能である。例えば、キャリアアグリゲーション（Carrier　Aggregation）、デュアルコネクティビティ（Dual　Connectivity）などのスペクトルアグリゲーション（Spectrum　Aggregation）技術により、複数の周波数帯を統合して用いることができる。
　しかしながら、上りリンクについてはさらなるスループット向上が求められている。
　この課題を解決するため、本発明者らは、ＳＣ－ＦＤＭＡ信号に、所定の時間領域においてナイキストレート（Nyquist　rate）より高速なシンボルレートでシンボルを多重することを着想した。具体的には、本発明者らは、シングルキャリアＦＤＭＡのシンボルをブロック化し、当該シンボルブロックをシンボル間干渉（ＩＳＩ）を許容して時間軸方向に圧縮して多重し、時間軸方向に圧縮した情報シンボルブロックを、圧縮する前のブロック長で再ブロック化し、再ブロックの単位でＤＦＴにより周波数領域信号に変換し、周波数領域で割り当てられた周波数帯域にマッピングすることにより、ＳＣ－ＦＤＭＡ信号を生成することを着想した。
　上述のシングルキャリアＦＤＭＡシンボルをブロック化したシンボルブロックをＯＦＤＭＡにおけるシンボルと考えると、ＯＦＤＭＡシンボルをシンボル間干渉を許容してナイキストレートより高速レートで多重することに相当する。すなわち、ＳＣ－ＦＤＭＡにおけるシンボルブロック（ＳＣ－ＦＤＭＡシンボルとも呼ばれる）をブロック間干渉（ブロック内の情報シンボルから見ればシンボル間干渉になる）を許与して、ナイキストレートより高速レートでこのシンボルブロック（ＳＣ－ＦＤＭＡシンボル）を多重することになる。
　ナイキストレートとは、有限の帯域（例えば、ＬＴＥのシステム帯域）において伝送したシンボルが一義的に復号できるシンボルレートの上限である。ナイキストレートより早いシンボルレートでシンボルを多重することを、ＦＴＮ（Faster　Than　Nyquist）という。ＦＴＮによれば、時間及び／又は周波数方向の無線リソースを高密度化することができる。
　既存の移動通信方式（直交マルチアクセス）では、ナイキストレート以下の速度で、時間及び周波数領域で直交するリソースに情報シンボルを多重することにより、情報シンボル間の干渉（シンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter　Symbol　Interference）ともいう）やＩＣＩを発生させない構成としていた。一方、ＦＴＮを適用した通信方式は非直交マルチアクセス方式となるため、直交マルチアクセスに比べて時間当たりの情報シンボル数を増大させることができるが、ＩＳＩ（時間領域の干渉）やＩＣＩ（周波数領域の干渉）の影響を受けてしまう。なお、情報シンボルは、所定のビット列に対して変調を行ったシンボルのことであり、データシンボル、制御情報シンボルなどを含む。
　上述のように、シングルキャリアＦＤＭＡのシンボルをブロック化したシンボルブロックは、ＯＦＤＭＡにおけるＯＦＤＭＡシンボルに相当する。したがって、以下では説明の簡略化のため、ＯＦＤＭＡでＦＴＮを説明する。図３は、ナイキストレート以下の信号伝送及びＦＴＮの信号伝送の説明図である。シングルキャリアＦＤＭＡの場合は、シンボルをブロック化したシンボルブロック波形を示す。
　図３Ａの波形Ｗ１及びＷ２は、ナイキストレート以下の速度で多重される（例えば、ナイキスト間隔をあけて多重される）シンボルを表している。各波形の強度が最大となる時間でサンプリングすれば、他方の信号の強度はほぼ無視できるため、干渉しない。一方、図３Ｂの波形Ｗ１－Ｗ４は、ＦＴＮで多重される（例えば、ナイキスト間隔の１／２の間隔をあけて多重される）シンボルを表している。この場合、Ｗ１のサンプリング時刻（例えば、信号強度が最大となる時刻）において、Ｗ３及びＷ４のシンボルによってＩＳＩ及び／又はＩＣＩが発生する。
　ＯＦＤＭの例を用いて、ＦＴＮの原理を説明する。図４は、ＯＦＤＭシンボル及びＦＴＮシンボルの概念図である。ここで、ＦＴＮシンボルは、ナイキストレートより高速なシンボルレートで多重されるシンボルである。なお、図４においては、サイクリックプレフィックス（ＣＰ：Cyclic　Prefix）を各シンボルに付与しない場合を示している。
　ＯＦＤＭの場合は、ＯＦＤＭシンボル長はＦＦＴブロック長と等しく、ＯＦＤＭシンボル間隔とも等しい。したがって、伝送路のマルチパスを考慮しなければ、ＩＳＩは発生しない。また、基本的にＩＣＩも発生しない。
　ＦＴＮの場合は、ＦＴＮシンボル長はＦＦＴブロック長と等しいが、ＦＴＮシンボル間隔はＯＦＤＭシンボル間隔より短い。そのため、ＩＳＩが発生する。また、前後のＩＳＩの発生により、所定のシンボル区間でキャリア周波数の不連続性に起因してＩＣＩが生じる。
　以上を鑑みると、ＦＴＮ信号を受信処理するＦＴＮ受信機には、ＩＳＩ及びＩＣＩを除去する干渉キャンセラが必須である。例えば干渉キャンセラとして、線形平均２乗誤差最小（ＬＭＭＳＥ：Linear　Minimum　Mean-Square　Error）干渉抑圧フィルタと、復号器出力の各ビットの対数尤度比（ＬＬＲ：Log-Likelihood　Ratio）と、から干渉を与えるシンボルの軟判定推定値を生成して受信信号から差し引く繰り返し処理を行うターボソフト干渉キャンセラ（ＳＩＣ：Soft　Interference　Canceller）が性能及び演算量の観点から適している。
　一方、ＦＴＮ信号の生成法としては、例えば図５に示すような手法が検討されている。図５は、ＦＴＮ信号の生成法の特徴を説明する図である。
　図５の逆高速非整数次フーリエ変換（ＩＦＦｒＦＴ：Inverse　Fast　Fractional　Fourier　Transform）を用いる方法は、シンボル間干渉を受けたＦＴＮシンボルを直接生成する方法である。当該生成法は１つのＩＦＦｒＦＴ部で実現できるが、ＩＦＦｒＦＴの計算はカーネル関数を利用するため、演算量は若干複雑（中程度）である。ＦＴＮ多重効率（各ＦＴＮシンボルを時間的にどの程度重畳して多重するか）の変更は、カーネル関数を変更する必要がある。また、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse　Fast　Fourier　Transform）でなくＩＦＦｒＦＴを用いるため、通常のＯＦＤＭ信号とＦＴＮ信号との切り替えを柔軟に行うことができない。なお、通常のＯＦＤＭ信号（通常のＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ信号）とは、ナイキストレート以下のシンボルレートでシンボルが多重された信号を表す。
　図５の複数のＩＦＦＴを用いる方法は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（又はＯＦＤＭ）シンボルに、ＩＦＦＴを行った時間領域信号を加算して生成する方法である。当該生成法は、ＦＴＮ多重効率の増大に従いＩＦＦＴ数が増大することと、シンボル（サブキャリア）シフトの前処理（pre-processing）が必要なため、演算量は比較的大きい。ＦＴＮ多重効率の変更は、ＩＦＦＴ数を変更する必要がある。また、複数のＩＦＦＴを用いるため、通常のＯＦＤＭ信号とＦＴＮ信号との切り替えを柔軟に行うことができない。
　ここで、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（Offset　Quadrature　Amplitude　Modulation）は、シンボル周期（シンボル間隔）ＴのＯＦＤＭシンボルの同相（In-phase）成分及び直交（Quadrature）成分を、ＯＦＤＭのシンボル周期の半分の間隔（＝Ｔ／２）で同相成分のみに多重（マッピング）する方法である。このため、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭは、ＯＦＤＭの２倍のシンボルレートを達成するが、２つのＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルを用いて１つのＯＦＤＭシンボル分の情報を伝送することから、情報ビットレートはＯＦＤＭと同じとなる。
　図６は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭの信号点の配置の一例を示す説明図である。図６には周波数及び時間リソースが示されており、ＯＦＤＭのシンボル周期Ｔ（ＯＦＤＭシンボル間隔）の半分の間隔（＝Ｔ／２）で配置される同相成分が示されている。図６は、元々のＯＦＤＭシンボルの同相成分（黒円）及び直交成分（白円）を交互に、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルの同相成分にマッピングする方法を示している。
　また、図５のＦＴＮシンボルをＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルにマッピング変換する方法は、ＦＴＮシンボルをＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボルに射影してＩＦＦＴを施す方法である。当該生成法は、ＦＴＮ多重効率の増大に従い、ＦＴＮマッピング／デマッピング処理が増大するため、演算量は若干複雑（中程度）である。ＦＴＮ多重効率の変更は、射影係数テーブルを変更する必要がある。一方、ＦＴＮマッピングを適用しないことで通常のＯＦＤＭを実現できるため、通常のＯＦＤＭ信号とＦＴＮ信号との切り替えを柔軟に行うことができる。
　以下、本発明の実施の形態として、ブロック処理のＦＴＮを用いるＤＦＴ－Ｐｒｅｃｏｄｅｄ　ＯＦＤＭの送受信処理を説明する。具体的には、シングルキャリアＦＤＭＡシンボルを所定のブロック長（所定のシンボル数）でブロック化し、当該シンボルブロックにＦＴＮを適用し、ＦＴＮ適用後のシンボルブロックを元のブロック長で再ブロック化し、ＤＦＴ－Ｐｒｅｃｏｄｅｄ　ＯＦＤＭを用いる送受信処理を説明する。
　以下では、説明の簡単のため、ＦＴＮ送信処理部３００を有する送信側（ＦＴＮ送信機）が、ＦＴＮ受信処理部４００を有する受信側（ＦＴＮ受信機）にＦＴＮを適用したＳＣ－ＦＤＭＡ信号を送信する場合について説明する。例えば、ＦＴＮ送信機としてユーザ端末を、ＦＴＮ受信機として無線基地局を用いる構成としてもよい。ただし、上記構成に限られず、無線通信方法として、ＦＴＮ送信処理部３００及びＦＴＮ受信処理部４００が実現する処理の工程を有していればよい。例えば、無線基地局がＳＣ－ＦＤＭＡ信号を送信できる場合には、無線基地局がＦＴＮ送信処理部３００を、ユーザ端末がＦＴＮ受信処理部４００を具備する構成としてもよい。
　図１５に、シングルキャリアＦＤＭＡにおけるブロック化したシンボルをＦＴＮする方法の概念図を示す。元々のＳＣ－ＦＤＭＡのフレーム構成では、１フレームにＮFrのシンボルを多重すると仮定する。ＮFrのシンボルをＮblkブロックに分割する。１ブロック当たりのシンボル数は、Ｍ＝ＮFr/Ｎblkとなる。ブロックｎ（１≦ｎ≦Ｎｂｌｋ）におけるシンボルｍ（１≦ｍ≦Ｍ）をSn,mで表す。
　このフレーム構成のシングルキャリアＦＤＭＡシンボルにブロック化ＦＴＮを行う。サブフレームに（Ｎblk＋z）（ｚ＞０）ブロックの信号を多重する。ブロック当たりのシンボル数は、Ｍｘ｛Ｎblk/（Ｎblk＋z）｝になる。この場合、ＦＴＮ多重効率は、（Ｎblk+z）/Ｎblkとなり、周波数利用効率の改善効果に相当する。ＦＴＮ後のブロックl(１≦ｌ≦Ｎblk＋ｚ）における、シンボルk（１≦ｋ≦｛（Ｍ×Ｎblk）／（Ｎblk＋z）｝）をSl,kで表す。ＦＴＮを行うことにより、図１５に示すように、ブロック間干渉（ＩＢＩ）又はシンボル間干渉（ＩＳＩ）が生じる。ＦＴＮシンボルSl,kをＦＴＮ処理前のシンボルSn,m位置にマッピングする処理をＦＴＮマッピングと称する。
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　図１５に示すように、シンボルブロックを時間領域で重畳する場合、シンボルを同期する（シンボルのタイミングを同期する）ようにブロックを重畳させる。
（ＦＴＮ送信処理部）
　図７に、本実施の形態に係る、ブロック処理のＦＴＮを用いるＤＦＴ－Ｐｒｅｃｏｄｅｄ　ＯＦＤＭの送信処理部の一例を示す。ＦＴＮ送信処理部３００は、チャネル符号化部３０１と、インタリーバ３０２と、変調マッピング部３０３と、ブロック処理／ＯＱＡＭマッピング部３０４と、ＦＴＮマッピング部３０５と、ＤＦＴ部３０６と、サブキャリアマッピング部３０７と、マルチキャリア変調（ＩＦＦＴ）部３０８と、送信フィルタ（ＩＯＴＡフィルタ）３０９と、を少なくとも有する。なお、各部は複数具備されて並列処理を実施できる構成としてもよい。また、複数の送信信号を並列に送信できる構成としてもよい。
　チャネル符号化部３０１は、入力された送信ビットを誤り訂正符号化（チャネル符号化）して、インタリーバ３０２に出力する。チャネル符号化には、例えばターボ符号や、ＲＣ／ＱＣ－ＬＤＰＣ（Rate-Compatible/Quasi-Cyclic-Low　Density　Parity-Check）符号を用いることができる。
　インタリーバ３０２は、チャネル符号化部３０１により符号化されたビットを、バーストロスの発生を抑制するために、ビットインタリーブして変調マッピング部３０３に出力する。
　変調マッピング部３０３は、インタリーバ３０２によりインタリーブされたビットを変調マッピング（データ変調）する。変調方式としては、例えばＱＰＳＫ（Quadrature　Phase　Shift　Keying）、１６ＱＡＭ（Quadrature　Amplitude　Modulation）、６４ＱＡＭなどのデジタル変調を用いることができる。本実施の形態では、ＱＰＳＫを用いるものとするが、これに限られない。
　なお、チャネル符号化部３０１及び変調マッピング部３０３は、ＦＴＮ受信機からフィードバックされたチャネル状態情報（ＣＳＩ）などに基づいて、チャネル符号化率及び変調方式を決定し、当該チャネル符号化率及び変調方式に従ってチャネル符号化処理、変調処理を行うことができる。
　ブロック処理／ＯＱＡＭマッピング部３０４は、変調マッピング部３０３からの入力シンボルをブロック化する。ブロック化されたシンボルをＯＱＡＭマッピング（ＯＱＡＭ変換）する。上述のように、１ブロック当たりのシンボル数をＭとする。シンボルのビット数をＪと仮定すると、２J個の信号点数を有する。ＯＱＡＭマッピングでは、シンボルの信号点数が２2Jになるように変調多値数を増大する。シンボル当たりのビット数を２倍にしたため、１ブロック当たり同じビット数を送信するためには、１ブロック当たりのシンボル数をＭ/２にできる。次に、１ブロック当たりＭ/２個のシンボルの同相及び直交成分を分割して、１ブロック当たりＭ個のシンボルの同相成分のみにマッピングすることにより、ＯＱＡＭマッピングを実現する。ＯＱＡＭマッピングを行った後の１ブロック当たりＭ個のシンボルをＦＴＮマッピング部３０５に出力する。本実施の形態において、ＯＱＡＭ変換されたシンボルは、ブロック間干渉（ＩＢＩ）を許容して、ＦＴＮにより高密度多重されるため、ＦＴＮシンボルブロックと呼ぶ。
　ＦＴＮマッピング部３０５は、ブロック処理／ＯＱＡＭマッピング部３０４から入力されたＦＴＮシンボルブロックを、ＦＴＮマッピング前のＮblkブロックと同じ時間区間に重畳して（（Ｎblk＋z）/Ｎblk倍に重畳して）多重する。重畳されたシンボルをＮblk個のブロックに再ブロック化する。このプロセスをシングルキャリアＦＤＭＡのＦＴＮマッピングと呼ぶ。
　ＦＴＮマッピング後の信号は、ＦＴＮを適用しない場合と同様に、１ブロック当たりＭシンボルを含む、Ｎblk個のブロックになる。つまり、ＦＴＮマッピング後の信号のブロック長は、周波数領域でシングルキャリアＦＤＭＡ信号を生成する場合のＤＦＴサイズに等しい。ＦＴＮマッピング部３０５は、ＦＴＮマッピング後の信号をＤＦＴ部３０６に出力する。
　ＤＦＴ部３０６では、Ｎblk個のブロックをブロック毎に、ＭサンプルのＤＦＴによりＭサブキャリアの周波数領域信号に変換する。ＤＦＴ部３０６、サブキャリアマッピング部３０７及びＩＦＦＴ部３０８は、それぞれ図１のＤＦＴ部７０６、サブキャリアマッピング部７０７及びＩＦＦＴ部７０８と同様の構成としてもよいため、説明を省略する。
　送信フィルタ３０９は、ＩＦＦＴ部３０８で変換された信号に対して、送信フィルタによる帯域制限を適用し、送信信号として出力する。本実施の形態では当該送信フィルタとしては、ＩＯＴＡ（Isotropic　Orthogonal　Transform　Algorithm）フィルタを用いるが、これに限られない。
　本実施の形態においては、上述の直交基底関数φm,n(t)として、通常のＯＦＤＭで用いられる矩形窓ではなく、ＦＴＮシンボルブロックの基底関数への射影の局在化のために、ＩＯＴＡパルス（ＩＯＴＡ窓関数）を用いる。この場合、ＩＦＦＴ波形にＩＯＴＡフィルタを適用することで実現が可能である。
　ＩＯＴＡフィルタは基本的にはガウス関数であり、同一の形状の時間応答及び周波数応答を実現できる。図８は、ＩＯＴＡフィルタの時間応答の一例を示す図である。図８において、τ０はＤＦＴブロック長を表す。図８に示すように、ＩＯＴＡフィルタは時間領域で良好な収束特性を有する。
（ＦＴＮ受信処理部）
　図９に、本実施の形態に係る、ブロック処理のＦＴＮを用いるＤＦＴ－Ｐｒｅｃｏｄｅｄ　ＯＦＤＭの受信処理部の一例を示す。ＦＴＮ受信処理部４００は、受信フィルタ（ＩＯＴＡフィルタ）４０１と、マルチキャリア復調（ＦＦＴ）部４０２と、サブキャリアデマッピング部４０３と、周波数領域等化フィルタ４０４と、ＩＤＦＴ部４０５と、ＬＬＲ計算部４０６と、デインタリーバ４０７と、チャネル復号部４０８と、インタリーバ４０９と、軟判定シンボル推定値生成部４１０と、干渉シンボルの軟判定シンボル推定値生成部４１１と、干渉シンボルの軟判定シンボル推定値除去部４１２と、を少なくとも有する。なお、各部は複数具備されて並列処理を実施できる構成としてもよい。例えば、図９では、ＦＦＴ部４０２などが並列処理可能となっている。
　なお、ＦＦＴ部４０２、周波数領域等化フィルタ４０４及びＩＤＦＴ部４０５は、それぞれＦＦＴ部８０２、周波数領域等化フィルタ８０５及びＩＤＦＴ部８０６と同様の構成としてもよいため、説明を省略する。また、ＦＴＮ受信処理部４００は、図２のチャネル応答推定部８３１のように、チャネル応答を推定する機能を有してもよい。
　受信フィルタ４０１は、入力された受信信号にＩＯＴＡフィルタ処理を行い、ＦＦＴ部４０２に出力する。
　ＦＦＴ４０２の出力信号は、サブキャリアデマッピング部４０３により、割り当てられた周波数帯域の希望波信号を抽出する。
　サブキャリアデマッピング部４０３の出力信号は、周波数領域等化フィルタ４０４によりマルチパス干渉に起因する波形歪みを補償する。等化重みを生成するアルゴリズムとして一般には、雑音強調を低く抑えられるＬＭＭＳＥアルゴリズムが用いられる。
　周波数領域等化フィルタ４０４で等化された周波数領域のサブキャリア成分は、ＩＤＦＴ部４０５で、時間領域信号に変換される。
　ＬＬＲ計算部４０６は、ＩＤＦＴ部４０５から出力された時間領域シンボルに基づいて、各ビットの事後ＬＬＲを計算する。ＯＱＡＭマッピングをデマッピングして同相成分及び直交成分を有するシンボルに変換した後の信号に対して、事後ＬＬＲを計算することも可能であるが、ＯＱＡＭマッピングされたシンボルから直接、各ビットの事後ＬＬＲを容易に求めることができる。初回の繰り返しループでは、ＩＤＦＴ部４０５から出力された各シンボルには、シンボル間干渉（ＩＳＩ）が含まれている。
　ＬＬＲ計算部４０６から出力された各ビットのＬＬＲは、デインタリーバ４０７でデインタリーブされる。
　デインタリーバ４０７から出力された各ビットのＬＬＲは、チャネル復号部４０８に入力され、ＬＬＲの精度が向上される。ターボ符号の場合には、ＭＡＰ復号に対して演算量を低く抑えることができるＭａｘ－Ｌｏｇ－ＭＡＰ復号がよく用いられる。
　チャネル復号部４０８は、情報ビット及びパリティビットの事後ＬＬＲを出力する。チャネル復号部４０８の出力の事後ＬＬＲは、インタリーバ４０９によりインタリーブされる。
　軟判定シンボル推定値生成部４１０は、インタリーバ４０９から出力された各ビットの事後ＬＬＲを用いて、変調方式に応じて各シンボルの軟判定シンボル推定値を生成する。この場合、直接、ＯＱＡＭマッピング後の軟判定シンボル推定値を生成することができる。ただし、これに限られない。例えば、軟判定シンボル推定値生成部４１０は、シンボル内の各ビットが独立であると仮定して、各シンボルレプリカに対して各ビットの生起確率を乗算することにより、変調マッピングに応じた軟判定シンボル推定値を生成してもよい。
　干渉シンボルの軟判定シンボル推定値生成部４１１では、各ＯＱＡＭシンボルに対して、当該シンボルに干渉を与えるシンボル（すなわち、ＩＳＩであり、干渉シンボルともいう）の軟判定シンボル推定値を生成する。各ブロックの各シンボルに対してシンボルの重なりを考慮した干渉シンボルの軟判定シンボル推定値を生成する。
　干渉シンボルの軟判定シンボル推定値除去部４１２では、ＩＤＦＴ部４０５の出力のシンボル間干渉を含んだ各シンボルに対して、干渉シンボルの軟判定シンボル推定値生成部４１１で生成した各シンボルに対する干渉シンボルの推定値を差し引く処理を行う。干渉シンボルが理想的に推定できた場合には、ＩＤＦＴ部４０５の出力の各シンボルから、ＦＴＮを行ったことに起因するシンボル間干渉が完全に除去される。しかしながら、チャネル推定誤差や、雑音に起因するＬＬＲの誤差などの要因により、干渉シンボルの推定誤差が生じる。したがって、チャネル復号、干渉シンボル推定値の生成及び除去のプロセスを複数回繰り返す処理を行う。
　参照信号（ＲＳ）のみを用いるチャネル応答の推定を行う場合には、チャネル応答の推定値は更新されないため、周波数領域等化フィルタ４０４の等化重みは更新する必要はない。したがって、ＩＤＦＴ４０５までの処理は、１回行えばよく、ＩＤＦＴ部４０５より後の処理の繰り返し処理を行う。一方、参照信号に加えて、復号ビット（ＬＬＲ）から生成した軟判定シンボル推定値で受信信号を逆変調してチャネル応答を推定する判定帰還チャネル推定を用いることにより、特に受信ＳＮＲが低い環境では、チャネル応答の推定精度を向上することができる。判定帰還チャネル推定を用いた場合には、周波数領域等化フィルタ４０４の等化重みも更新する必要があり、周波数領域等化フィルタ４０４以降の繰り返し処理を行う。
　全ての情報シンボルに対して干渉シンボルの軟判定シンボル推定値を除去する処理を行って、繰り返し工程の１周が完了する。次周の繰り返し工程では、前の繰り返し工程から出力された信号に対して、再びＩＤＦＴ部４０５（又は周波数領域等化フィルタ４０４）より後の処理を実行していく。
　ターボＳＩＣの最終繰り返しループでは、Ｍａｘ－Ｌｏｇ－ＭＡＰ復号器出力の事後ＬＬＲを硬判定することにより、送信ビット系列（復号ビット）を再生する。ＦＴＮ受信処理部４００は、所定の受信信号に対して繰り返しが所定の回数（例えば、Nitr回）行われたときに、最終繰り返しループであると判断して復号ビットを出力してもよい。
　以上、本実施の形態によれば、ブロック処理のＦＴＮを用いるＤＦＴ－Ｐｒｅｃｏｄｅｄ　ＯＦＤＭにより、通常のＤＦＴ－Ｐｒｅｃｏｄｅｄ　ＯＦＤＭを用いた場合と比べて、ＳＣ－ＦＤＭＡのスループットを向上することができる。
（無線通信システムの構成）
　以下、本発明の一実施の形態に係る無線通信システムの構成について説明する。この無線通信システムでは、上記実施の形態に係る無線通信方法が用いられる。
　図１０は、本発明の一実施の形態に係る無線通信システムの一例を示す概略構成図である。図１０に示すように、無線通信システム１は、複数の無線基地局１０（１１及び１２）と、各無線基地局１０によって形成されるセル内にあり、各無線基地局１０と通信可能に構成された複数のユーザ端末２０と、を備えている。無線基地局１０は、それぞれ上位局装置３０に接続され、上位局装置３０を介してコアネットワーク４０に接続される。
　図１０において、無線基地局１１は、例えば相対的に広いカバレッジを有するマクロ基地局で構成され、マクロセルＣ１を形成する。無線基地局１２は、局所的なカバレッジを有するスモール基地局で構成され、スモールセルＣ２を形成する。なお、無線基地局１１及び１２の数は、図１０に示す数に限られない。また、無線基地局１１又は１２のいずれかが配置されていない構成としてもよい。
　マクロセルＣ１及びスモールセルＣ２では、同一の周波数帯が用いられてもよいし、異なる周波数帯が用いられてもよい。また、無線基地局１１及び１２は、基地局間インターフェース（例えば、光ファイバ、Ｘ２インターフェース）を介して互いに接続される。
　なお、マクロ基地局１１は、ｅＮｏｄｅＢ（ｅＮＢ）、無線基地局、送信ポイント（transmission　point）などと呼ばれてもよい。スモール基地局１２は、ＲＲＨ（Remote　Radio　Head）、ピコ基地局、フェムト基地局、Ｈｏｍｅ　ｅＮｏｄｅＢ、送信ポイント、ｅＮｏｄｅＢ（ｅＮＢ）などと呼ばれてもよい。
　ユーザ端末２０は、ＬＴＥ、ＬＴＥ－Ａなどの各種通信方式に対応した端末であり、移動通信端末だけでなく固定通信端末を含んでいてもよい。ユーザ端末２０は、無線基地局１０を経由して他のユーザ端末２０と通信を実行できる。また、ユーザ端末２０は、無線基地局１０を経由せずに、他のユーザ端末２０と直接通信（Ｄ２Ｄ：Device　to　Device）を実行してもよい。すなわち、ユーザ端末２０はＤ２Ｄ発見、Ｄ２Ｄ同期、Ｄ２Ｄ通信などのための端末間信号（Ｄ２Ｄ信号）を直接送受信する機能を有してもよい。なお、Ｄ２Ｄ信号はＳＣ－ＦＤＭＡ（Single　Carrier－Frequency　Division　Multiple　Access）を基本の信号フォーマットとするが、これに限られない。
　上位局装置３０には、例えば、アクセスゲートウェイ装置、無線ネットワークコントローラ（ＲＮＣ）、モビリティマネジメントエンティティ（ＭＭＥ）などが含まれるが、これに限定されるものではない。
　無線通信システム１では、下りリンクのチャネルとして、各ユーザ端末２０で共有される下り共有チャネル（ＰＤＳＣＨ：Physical　Downlink　Shared　Channel）、下り制御チャネル（ＰＤＣＣＨ：Physical　Downlink　Control　Channel、ＥＰＤＣＣＨ：Enhanced　Physical　Downlink　Control　Channel）、報知チャネル（ＰＢＣＨ：Physical　Broadcast　Channel）などが用いられる。ＰＤＳＣＨにより、ユーザデータ、上位レイヤ制御情報、報知信号としてのＳＩＢ（System　Information　Block）などが伝送される。ＰＤＣＣＨ、ＥＰＤＣＣＨにより、ＰＤＳＣＨおよびＰＵＳＣＨのスケジューリング情報などの下りリンク制御情報（ＤＣＩ）が伝送される。また、ＰＢＣＨにより、同期信号や、ＭＩＢ（Master　Information　Block）などが伝送される。
　無線通信システム１では、上りリンクのチャネルとして、各ユーザ端末２０で共有される上り共有チャネル（ＰＵＳＣＨ：Physical　Uplink　Shared　Channel）、上り制御チャネル（ＰＵＣＣＨ：Physical　Uplink　Control　Channel）などが用いられる。ＰＵＳＣＨにより、ユーザデータや上位レイヤ制御情報が伝送される。また、ＰＵＣＣＨにより、下りリンクの無線品質情報（ＣＱＩ：Channel　Quality　Indicator）、ＡＣＫ／ＮＡＣＫなどの上りリンク制御情報（ＵＣＩ：Uplink　Control　Information）が伝送される。また、無線通信システム１では、上りリンクリソースを用いて、ユーザ端末２０間で互いを検出するためのＤ２Ｄ発見用信号が送信されてもよい。
　図１１は、本発明の一実施の形態に係る無線基地局１０の全体構成図である。無線基地局１０は、ＭＩＭＯ伝送のための複数の送受信アンテナ１０１と、アンプ部１０２と、送受信部（受信部）１０３と、ベースバンド信号処理部１０４と、呼処理部１０５と、伝送路インターフェース１０６とを備えている。
　下りリンクにより無線基地局１０からユーザ端末２０に送信されるユーザデータは、上位局装置３０から伝送路インターフェース１０６を介してベースバンド信号処理部１０４に入力される。
　ベースバンド信号処理部１０４では、ＰＤＣＰレイヤの処理、ユーザデータの分割・結合、ＲＬＣ（Radio　Link　Control）再送制御などのＲＬＣレイヤの送信処理、ＭＡＣ（Medium　Access　Control）再送制御（例えば、ＨＡＲＱ（Ｈｙｂｒｉｄ　ＡＲＱ）の送信処理）、スケジューリング、伝送フォーマット選択、チャネル符号化、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse　Fast　Fourier　Transform）処理、プリコーディング処理が行われて各送受信部１０３に転送される。また、下り制御信号に関しても、チャネル符号化や逆高速フーリエ変換などの送信処理が行われて、各送受信部１０３に転送される。
　各送受信部１０３は、ベースバンド信号処理部１０４からアンテナごとにプリコーディングして出力された下り信号を無線周波数帯に変換する。また、送受信部１０３は、本実施の形態に係る送信部を構成する。アンプ部１０２は、周波数変換された無線周波数信号を増幅して送受信アンテナ１０１により送信する。
　一方、上り信号については、各送受信アンテナ１０１で受信された無線周波数信号がそれぞれアンプ部１０２で増幅され、各送受信部１０３で周波数変換されてベースバンド信号に変換され、ベースバンド信号処理部１０４に入力される。
　ベースバンド信号処理部１０４では、入力された上り信号に含まれるユーザデータに対して、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast　Fourier　Transform）処理、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Inverse　Discrete　Fourier　Transform）処理、誤り訂正復号、ＭＡＣ再送制御の受信処理、ＲＬＣレイヤ、ＰＤＣＰレイヤの受信処理がなされ、伝送路インターフェース１０６を介して上位局装置３０に転送される。呼処理部１０５は、通信チャネルの設定や解放などの呼処理や、無線基地局１０の状態管理や、無線リソースの管理を行う。
　伝送路インターフェース１０６は、基地局間インターフェース（例えば、光ファイバ、Ｘ２インターフェース）を介して隣接無線基地局と信号を送受信（バックホールシグナリング）する。また、伝送路インターフェース１０６は、所定のインターフェースを介して、上位局装置３０と信号を送受信する。
　図１２は、本発明の一実施の形態に係る無線基地局１０が有するベースバンド信号処理部１０４の主な機能構成図である。図１２に示すように、無線基地局１０が有するベースバンド信号処理部１０４は、制御部６０１と、ＦＴＮ受信処理部（受信処理部）６０２と、チャネル状態推定部（チャネル応答推定部）６０３と、を少なくとも含んで構成されている。
　制御部６０１は、ＰＤＳＣＨで送信される下りユーザデータ、ＰＤＣＣＨと拡張ＰＤＣＣＨ（ＥＰＤＣＣＨ）の両方、又はいずれか一方で伝送される下り制御情報、下り参照信号などのスケジューリングを制御する。また、制御部６０１は、ユーザ端末２０からＰＲＡＣＨで伝送されるＲＡプリアンブル、ＰＵＳＣＨで伝送される上りデータ、ＰＵＣＣＨ又はＰＵＳＣＨで伝送される上り制御情報、上り参照信号のスケジューリングの制御も行う。下り信号、上り信号などのスケジューリング（割り当て制御）に関する情報は、下り制御信号（ＤＣＩ）を用いてユーザ端末２０に通知される。
　制御部６０１は、伝送路インターフェース１０６を介して取得した上位局装置３０からの指示情報や、送受信部１０３を介して取得した各ユーザ端末２０から送信されたフィードバック情報（例えば、ＣＳＩ）に基づいて、下りリンク信号及び上りリンク信号に対する無線リソースの割り当てを制御する。つまり、制御部６０１は、スケジューラとしての機能を有している。なお、別の無線基地局１０又は上位局装置３０が、複数の無線基地局１０に対して統括的なスケジューラとして機能する場合、制御部６０１は、スケジューラとしての機能を省略してもよい。
　ＦＴＮ受信処理部６０２は、制御部６０１の制御に従って、送受信部１０３から入力されたＳＣ－ＦＤＭＡ信号を、ブロック処理のＦＴＮを用いるＤＦＴ－Ｐｒｅｃｏｄｅｄ　ＯＦＤＭ信号（ＦＴＮを適用したＳＣ－ＦＤＭＡ信号）に変換して受信処理（デマッピング、干渉除去など）を行う。
　なお、ＦＴＮ受信処理部６０２は、ブロック処理のＦＴＮを用いたＳＣ－ＦＤＭＡ信号に受信処理を適用して情報シンボルを取得できる構成であればよく、上記実施の形態で述べたＦＴＮ受信処理部４００を用いてもよい。また、ＦＴＮ受信処理部６０２は、ＦＴＮを適用しないことで、通常のＳＣ－ＦＤＭＡ信号を復号できる構成としてもよい。
　また、ＦＴＮ受信処理部６０２は、参照信号について、マルチキャリア復調（ＦＦＴ）後の信号をチャネル状態推定部６０３に出力する。
　チャネル状態推定部６０３は、ＦＴＮ受信処理部６０２から入力された参照信号に基づいて、チャネル状態（チャネル応答）を推定する。なお、制御部６０１から、複数の送信アンテナに係る送信アンテナごとの参照信号多重位置に関する情報を取得した場合には、当該情報に基づいて各アンテナのチャネル状態を推定することができる。チャネル状態推定部６０３は、チャネル推定結果をＦＴＮ受信処理部６０２に出力する。
　図１３は、本発明の一実施の形態に係るユーザ端末２０の全体構成図である。図１３に示すように、ユーザ端末２０は、ＭＩＭＯ伝送のための複数の送受信アンテナ２０１と、アンプ部２０２と、送受信部（送信部）２０３と、ベースバンド信号処理部２０４と、アプリケーション部２０５と、を備えている。
　下りリンクのデータについては、複数の送受信アンテナ２０１で受信された無線周波数信号がそれぞれアンプ部２０２で増幅され、送受信部２０３で周波数変換されてベースバンド信号に変換される。このベースバンド信号は、ベースバンド信号処理部２０４でＦＦＴ処理や、誤り訂正復号、再送制御の受信処理などがなされる。この下りリンクのデータのうち、下りリンクのユーザデータは、アプリケーション部２０５に転送される。アプリケーション部２０５は、物理レイヤやＭＡＣレイヤより上位のレイヤに関する処理などを行う。また、下りリンクのデータのうち、報知情報もアプリケーション部２０５に転送される。
　一方、上りリンクのユーザデータについては、アプリケーション部２０５からベースバンド信号処理部２０４に入力される。ベースバンド信号処理部２０４では、再送制御の送信処理（例えば、ＨＡＲＱの送信処理）や、チャネル符号化、プリコーディング、離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete　Fourier　Transform）処理、ＩＦＦＴ処理などが行われて各送受信部２０３に転送される。送受信部２０３は、ベースバンド信号処理部２０４から出力されたベースバンド信号を無線周波数帯に変換する。その後、アンプ部２０２は、周波数変換された無線周波数信号を増幅して送受信アンテナ２０１により送信する。
　図１４は、本発明の一実施の形態に係るユーザ端末２０が有するベースバンド信号処理部２０４の主な機能構成図である。図１４に示すように、ユーザ端末２０が有するベースバンド信号処理部２０４は、制御部５０１と、送信信号生成部５０２と、ＦＴＮ送信処理部（送信処理部）５０３と、を少なくとも含んで構成されている。
　制御部５０１は、無線基地局１０から送信された下り制御信号（ＤＣＩ）又は上位レイヤシグナリング（例えば、ＲＲＣシグナリング、報知信号）に基づいて、上り信号を送信するために送信信号生成部５０２及びＦＴＮ送信処理部５０３を制御する。
　送信信号生成部５０２は、制御部５０１の指示に従って上り制御信号や上りデータ信号、上り参照信号などを生成して、ＦＴＮ送信処理部５０３に適宜出力する。
　ＦＴＮ送信処理部５０３は、送信信号生成部５０２から出力された信号にブロック処理のＦＴＮを用いて生成したＳＣ－ＦＤＭＡ信号をマッピングして出力する。
　なお、ＦＴＮ送信処理部５０３は、ブロック処理のＦＴＮを用いたＳＣ－ＦＤＭＡ信号を生成して出力できる構成であればよく、上記実施の形態で述べたＦＴＮ送信処理部３００を用いてもよい。また、ＦＴＮ送信処理部５０３は、ＦＴＮを適用しないことで、通常のＳＣ－ＦＤＭＡ信号（ＤＦＴ－Ｐｒｅｃｏｄｅｄ　ＯＦＤＭに通常のＯＦＤＭシンボル（ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボル）を用いた信号）を出力できる構成としてもよい。
　ＦＴＮ送信処理部５０３から出力されたＳＣ－ＦＤＭＡ信号は、送受信部２０３によって無線基地局１０に送信される。
　なお、無線基地局１０の制御部６０１は、ユーザ端末２０が送信信号（ＳＣ－ＦＤＭＡ信号）を、所定の時間領域及び／又は周波数領域においてナイキストレート以下のシンボルレートでＤＦＴ－Ｐｒｅｃｏｄｅｄ　ＯＦＤＭのシンボルを多重する第１の無線リソース領域（直交多重部）と、上記所定の時間領域及び／又は周波数領域においてブロック処理のＦＴＮを用いてＤＦＴ－Ｐｒｅｃｏｄｅｄ　ＯＦＤＭのシンボルを配置する第２の無線リソース領域（非直交多重部）と、に時間分割多重（ＴＤＭ）するように制御する構成としてもよい。
　具体的には、無線基地局１０の制御部６０１は、時間分割多重で割り当てるリソースに関する情報を生成し、下り制御チャネル（ＰＤＣＣＨ、ＥＰＤＣＣＨ）又は上位レイヤシグナリング（例えば、ＲＲＣシグナリング、報知信号）で通知するように制御する構成としてもよい。時間分割多重で割り当てるリソースに関する情報としては、例えば、直交多重部のシンボル位置、直交多重部内で参照信号を多重するサブキャリア位置、複数のアンテナ（又はアンテナポート）それぞれに対する直交多重部のサブキャリア位置などを、生成してもよい。
　この場合、ユーザ端末の制御部５０１は、時間分割多重で割り当てるリソースに関する情報に基づいて、送信信号を、直交多重部と、非直交多重部と、に時間分割多重（ＴＤＭ）するように、送信信号生成部５０２及びＦＴＮ送信処理部５０３を制御してもよい。制御部５０１は、直交多重部に、高品質に伝送すべき信号をマッピングするように制御することが好ましい。例えば、制御部５０１は、直交多重部に、参照信号シンボルをマッピングするように制御することが好ましい。なお、制御部５０１は、送信信号生成部５０２から出力されたデータ信号や制御信号などを、情報シンボル（データシンボル、制御情報シンボルなど）として直交多重部にマッピングするように制御してもよい。
　また、無線基地局１０の制御部６０１は、直交多重部及び非直交多重部のシンボル位置、サブキャリア位置などを判断して、ＦＴＮ受信処理部６０２に対して、受信信号をブロック処理のＦＴＮを用いたＤＦＴ－Ｐｒｅｃｏｄｅｄ　ＯＦＤＭ信号として受信処理（デマッピング、干渉除去など）を実施するか否かを制御してもよい。例えば、直交多重部に該当する信号は、ブロック処理のＦＴＮを用いたＳＣ－ＦＤＭＡ信号ではなく、ＤＦＴ－Ｐｒｅｃｏｄｅｄ　ＯＦＤＭに通常のＯＦＤＭシンボル（ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシンボル）を用いて生成したＳＣ－ＦＤＭＡ信号と判断して受信処理を行う構成としてもよい。
　また、無線基地局１０のチャネル状態推定部６０３は、参照信号によるチャネル推定結果に基づいて、参照信号が割り当てられた無線リソース以外のチャネル推定を実施してもよい。例えば、直交多重部について周波数方向に各サブキャリア位置のチャネル推定を行った後、非直交多重部について時間方向に各サブキャリア及び各シンボル位置のチャネル推定を行う。
　具体的には、無線基地局１０のチャネル状態推定部６０３は、例えば、周波数領域の各サブキャリア位置のチャネル応答を内挿補間（例えば、重み付き同相加算）して各サブキャリア位置のチャネル応答を推定することができる。そして、所定のサブフレームの直交多重部と、当該所定のサブフレームの次サブフレームの直交多重部と、の各サブキャリア位置のチャネル応答を内挿補間して、時間領域の各シンボル位置に係るチャネル状態を推定することができる。
　以上、上述の実施形態を用いて本発明について詳細に説明したが、当業者にとっては、本発明が本明細書中に説明した実施形態に限定されるものではないということは明らかである。本発明は、特許請求の範囲の記載により定まる本発明の趣旨及び範囲を逸脱することなく修正及び変更態様として実施することができる。したがって、本明細書の記載は、例示説明を目的とするものであり、本発明に対して何ら制限的な意味を有するものではない。
　本出願は、２０１４年３月４日出願の特願２０１４－０４１７５３に基づく。この内容は、全てここに含めておく。

Claims (10)

  1. 　所定の時間領域においてナイキストレート以下のシンボルレートで配置されるシンボルをブロック化し、時間領域においてブロック単位でブロック内のシンボルの重なりを許容して高密度多重するシンボルに変換して、ＳＣ－ＦＤＭＡ（Single　Carrier　Frequency　Division　Multiple　Access）信号を生成する送信処理部と、
    　前記ＳＣ－ＦＤＭＡ信号を無線基地局に送信する送信部と、を有することを特徴とするユーザ端末。
  2. 　前記送信処理部は、高密度多重する前のナイキストレート以下のシンボルレートで配置されるブロック単位で周波数領域信号に変換し、周波数領域で割り当てられた周波数帯域にマッピングし、マッピング後の信号を時間領域信号に変換することを特徴とする請求項１に記載のユーザ端末。
  3. 　前記送信処理部は、高密度多重する前のナイキストレート以下のシンボルレートで配置されるブロックをシンボルの重なりを許容して高密度多重する場合、異なるブロックのシンボルのタイミングを同期するように高密度多重することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のユーザ端末。
  4. 　ＳＣ－ＦＤＭＡ（Single　Carrier　Frequency　Division　Multiple　Access）信号を受信する受信部と、
    　前記ＳＣ－ＦＤＭＡ信号の各シンボルに干渉を与える干渉シンボルを推定し、各シンボルに対する干渉シンボルを前記ＳＣ－ＦＤＭＡ信号から差し引く処理を繰り返し行う受信処理部と、を有し、
    　前記ＳＣ－ＦＤＭＡ信号は、所定の時間領域においてナイキストレート以下のシンボルレートで配置されるシンボルをブロック化し、時間領域においてブロック単位でブロック内のシンボルの重なりを許容して高密度多重するシンボルに変換して生成されたことを特徴とする無線基地局。
  5. 　前記受信処理部は、前記ＳＣ－ＦＤＭＡ信号を周波数領域信号に変換し、周波数領域で希望波信号を抽出し、周波数領域における等化処理を行い、高密度多重する前のナイキストレート以下のシンボルレートで配置されるブロック単位で時間領域信号に変換することを特徴とする請求項４に記載の無線基地局。
  6. 　前記受信処理部は、前記時間領域信号に基づいて各ビットの対数尤度比（ＬＬＲ）を算出し、当該各ビットのＬＬＲから各シンボルの軟判定シンボル推定値を生成し、各シンボルに対して干渉を与える干渉シンボルの軟判定シンボル推定値を前記ＳＣ－ＦＤＭＡ信号から差し引くことを特徴とする請求項５に記載の無線基地局。
  7. 　前記ＳＣ－ＦＤＭＡ信号に含まれる参照信号シンボルに基づいてチャネル応答を推定するチャネル応答推定部を有し、
    　前記受信処理部は、前記チャネル応答に基づいて、前記周波数領域における等化処理及び前記各ビットのＬＬＲの算出を行うことを特徴とする請求項６に記載の無線基地局。
  8. 　前記ＳＣ－ＦＤＭＡ信号に含まれる参照信号シンボル及び前記各ビットのＬＬＲから生成した軟判定シンボル推定値に基づいてチャネル応答を推定するチャネル応答推定部を有し、
    　前記受信処理部は、前記チャネル応答に基づいて、前記周波数領域における等化処理及び前記各ビットのＬＬＲの算出を行うことを特徴とする請求項６に記載の無線基地局。
  9. 　無線基地局と通信するユーザ端末における無線通信方法であって、
    　所定の時間領域においてナイキストレート以下のシンボルレートで配置されるシンボルをブロック化し、時間領域においてブロック単位でブロック内のシンボルの重なりを許容して高密度多重するシンボルに変換して、ＳＣ－ＦＤＭＡ（Single　Carrier　Frequency　Division　Multiple　Access）信号を生成する工程と、
    　前記ＳＣ－ＦＤＭＡ信号を前記無線基地局に送信する工程と、を有することを特徴とする無線通信方法。
  10. 　無線基地局とユーザ端末が通信する無線通信システムであって、
    　前記ユーザ端末は、所定の時間領域においてナイキストレート以下のシンボルレートで配置されるシンボルをブロック化し、時間領域においてブロック単位でブロック内のシンボルの重なりを許容して高密度多重するシンボルに変換して、ＳＣ－ＦＤＭＡ（Single　Carrier　Frequency　Division　Multiple　Access）信号を生成する送信処理部と、
    　前記ＳＣ－ＦＤＭＡ信号を前記無線基地局に送信する送信部と、を有することを特徴とする無線通信システム。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109314527A (zh) * 2017-05-05 2019-02-05 联发科技股份有限公司 改进的qc-ldpc码
TWI669915B (zh) * 2016-10-05 2019-08-21 聯發科技股份有限公司 編碼方法

Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102435821B1 (ko) 2015-10-29 2022-08-25 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 데이터를 송수신하는 장치 및 방법
WO2017085971A1 (ja) * 2015-11-19 2017-05-26 ソニー株式会社 装置、方法及びプログラム
JP2019091964A (ja) * 2016-03-31 2019-06-13 シャープ株式会社 基地局装置、端末装置及びその通信方法
US10135540B2 (en) * 2016-04-13 2018-11-20 Huawei Technologies Canada Co., Ltd. System and method for Faster-than-Nyquist (FTN) transmission
US10164659B2 (en) * 2016-05-12 2018-12-25 Mediatek Inc. QC-LDPC coding methods and apparatus
US10536239B2 (en) * 2016-12-14 2020-01-14 Samsung Electronics Co., Ltd Soft channel tracking using detection output
US10581457B2 (en) 2017-01-09 2020-03-03 Mediatek Inc. Shift coefficient and lifting factor design for NR LDPC code
US10432227B2 (en) 2017-01-24 2019-10-01 Mediatek Inc. Location of interleaver with LDPC code
US10630319B2 (en) 2017-01-24 2020-04-21 Mediatek Inc. Structure of interleaver with LDPC code
CN108632188B (zh) 2017-03-17 2021-04-20 华为技术有限公司 一种用于无线通信的方法、装置和系统
US10484013B2 (en) 2017-05-12 2019-11-19 Mediatek Inc. Shift-coefficient table design of QC-LDPC code for smaller code block sizes in mobile communications
US10567116B2 (en) 2017-05-12 2020-02-18 Mediatek Inc. Wireless communication using codebooks from a QC-LDPC code for shorter processing latency and improved decoder throughput efficiency
US10484011B2 (en) 2017-05-12 2019-11-19 Mediatek Inc. Shift-coefficient table design of QC-LDPC code for larger code block sizes in mobile communications
CN113853772A (zh) * 2019-05-10 2021-12-28 株式会社Ntt都科摩 终端以及发送方法
US11177995B2 (en) * 2020-02-05 2021-11-16 Huawei Technologies Co., Ltd. Methods and apparatus for communicating a single carrier waveform
US10972316B1 (en) * 2020-02-06 2021-04-06 The Aerospace Corporation Channel estimation using a chirp signal and the Fractional Fourier Transform
CN113810069B (zh) * 2020-06-16 2023-10-20 华为技术有限公司 用于传输信号的通信装置及信号传输方法
CN113949426A (zh) * 2020-07-16 2022-01-18 维沃移动通信有限公司 信息发送方法、接收方法和通信设备
US11240071B1 (en) * 2020-09-18 2022-02-01 Qualcomm Incorporated Channel equalization for wireless communication devices
CN116114348A (zh) * 2020-10-14 2023-05-12 株式会社Ntt都科摩 非正交波形的频谱整形方法及电子设备
US11463288B2 (en) * 2021-06-14 2022-10-04 Ultralogic 6G, Llc Amplitude-variation encoding for high-density 5G/6G modulation
US11882558B2 (en) * 2021-06-14 2024-01-23 Qualcomm Incorporated Soft methods for resource selection based on sidelink control information
WO2024082107A1 (en) * 2022-10-17 2024-04-25 Nokia Shanghai Bell Co., Ltd. User activity detection

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012060407A (ja) * 2010-09-08 2012-03-22 Sharp Corp 受信装置、通信システム、受信装置の制御プログラムおよび集積回路

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012060407A (ja) * 2010-09-08 2012-03-22 Sharp Corp 受信装置、通信システム、受信装置の制御プログラムおよび集積回路

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3116151A4 *
SHUHEI HOSHIBA ET AL.: "Basic BIER Study of Faster-than-Nyquist for OFDM/OQAM in Multipath Fading Channel", IEICE TECHNICAL REPORT, vol. 113, no. 386, 16 January 2014 (2014-01-16), pages 187 - 192, XP055358030 *
WENJIN WANG ET AL.: "Offset Modulated Single- Carrier FDMA with Flexible User Bandwidth", GLOBAL COMMUNICATIONS CONFERENCE (GLOBECOM), 2012 IEEE, pages 5004 - 5009, XP032375470 *

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI669915B (zh) * 2016-10-05 2019-08-21 聯發科技股份有限公司 編碼方法
CN109314527A (zh) * 2017-05-05 2019-02-05 联发科技股份有限公司 改进的qc-ldpc码
CN109314527B (zh) * 2017-05-05 2021-10-26 联发科技股份有限公司 Qc-ldpc编码方法、装置及非暂时性计算机可读介质

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