WO2015055952A1 - Procédé de réception et récepteur pour transmission numérique série codée à forme d'onde cyclique à porteuse unique - Google Patents

Procédé de réception et récepteur pour transmission numérique série codée à forme d'onde cyclique à porteuse unique Download PDF

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Benjamin Ros
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Centre National D'Études Spatiales C N E S
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    • H04L5/0007Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • H04L5/001Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT the frequencies being arranged in component carriers

Definitions

  • the invention relates to a reception method and a receiver for coded and modulated serial digital transmission over a non-stationary attenuation attenuated channel having a waveform selected from the group of cyclic waveforms comprising cyclically repeated, and said to single carrier, that is to say having fluctuations corresponding to those of a single carrier.
  • SC-OFDM Single-carrier Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • EW-SC-OFDM Single-carrier Orthogonal Frequency Division Multiplexing, and Expansion and Weighting
  • SC-FDMA Single-carrier Frequency Division Multiple Access
  • WCP-OFDM Single-Carrier Orthogonal Frequency Division Multiplexing with Weighted Cyclic Prefix
  • Cyclic TDM Cyclic Time Division Multiplexing
  • the known waveforms SC-OFDM or EW-SC-OFDM implementing an orthogonal frequency distribution in the form of multiple sub-carriers but having a single carrier transmission scheme can for example be used for the link the amount of wireless high-speed data transmissions from mobile terminals (eg, LTE, fourth-generation standard for high-speed wireless data transmissions between mobile phones and / or data terminals), or for the link descendant of DVD-NGH
  • mobile terminals eg, LTE, fourth-generation standard for high-speed wireless data transmissions between mobile phones and / or data terminals
  • PAPR reduced crest factor
  • the estimation of the performance of the physical layer of such a transmission is important to allow the planning of the network dimensioning, for the optimization of the transmission parameters (interleaving, coding, guard intervals, number of subcarriers. .) on very high spatial correlation channels, requiring the terminal to travel long distances.
  • a coded and modulated serial digital transmission over a non-stationary attenuation channel noise is established between:
  • an emitter comprising:
  • an encoding device adapted to generate, from a bit stream to be transmitted, said transmitted stream of bits, at least one stream of codewords, said flux emitted codeword resulting from coding according to at least one method predetermined coding, of said transmitted bit stream,
  • a modulation device adapted to generate at least one modulated element stream, said flux emitted from modulated elements according to a predetermined modulation scheme, each flux emitted from modulated elements being representative of at least a portion of each stream issued coded words,
  • a transmitting device, on a noisy channel in nonstationary attenuation of a signal, said transmitted signal, incorporating a flow of transmitted symbols representative of each flux emitted from modulated elements,
  • a receiving device adapted to receive a signal, said received signal, is received by a receiving device, said received signal incorporating a received symbol streams corresponding to a flux emitted component modulated on said channel, the received signal having a a waveform selected from the group of cyclic waveforms comprising cyclically repeated and single-carrier guard intervals having fluctuations corresponding to those of a single carrier, each modulated element being represented by a plurality of received symbols,
  • a demodulation device adapted to generate at least one coded word stream, said received stream of coded words, from each received stream of modulated elements,
  • at least one decoding device adapted to generate a bit stream, said received stream of bits, for decoding each received stream of codewords according to a decoding method corresponding to a coding method implemented by the transmitter.
  • the transmission channel used generally of wireless type (radio frequencies and / or microwaves 7) has a non-stationary attenuation, that is to say which varies substantially in time during the transmission. of each code word. This phenomenon is reinforced by the presence of at least one interleaver.
  • a problem that arises is the prediction of the performance of the transmission, that is to say the determination, without performing the decoding, of an error rate ER (error rate BER bit and / or PER word error rate) in the bit stream received as a function of attenuation variations of the channel during the reception of each coded word.
  • ER error rate BER bit and / or PER word error rate
  • Such a performance prediction must make it possible in particular to optimize the design of said constituent elements, and in particular to choose appropriate protocols to ensure good transmission quality: automatic retransmission request (ARQ technique) possibly hybrid (H-ARQ); incremental redundancy (IR); combination of Chase; adaptation of the characteristics of the transmitter and / or the transmission link: choice of the coding method, signal strength, modulation scheme, etc.
  • ARQ technique automatic retransmission request
  • H-ARQ possibly hybrid
  • IR incremental redundancy
  • combination of Chase adaptation of the characteristics of the transmitter and / or the transmission link: choice of the coding method, signal strength, modulation scheme, etc
  • FR 2 952 254 describes a reception method and a receiver in which:
  • Ck represents each attenuation value of the channel over time, where k is a time index, E s represents an average energy per emitted modulated element and No represents a spectral density of a Gaussian white noise on the channel,
  • a mutual information value I k is elaborated for each value of said transmission quality Q k , according to a predetermined function of said transmission quality Q k ,
  • an average ⁇ I n > of mutual information is elaborated for each coded word of the received stream of coded words, by averaging the different mutual information values I k elaborated in the first step for the different values taken by said Q k transmission quality on said coded word,
  • a third step at least one value of the error rate ER of the received stream of bits is produced without performing the decoding for each coded word of the received stream of codewords, from each value of the average of mutual information.
  • This method and this receiver are entirely satisfactory, and make it possible in particular to obtain a performance prediction without performing decoding, both by taking into account the true attenuation variations of the channel, and with a good accuracy of the results.
  • high reliability and light and fast computer processing and therefore an optimization of the quality of the transmission.
  • They are applicable in particular to waveform transmissions of OFDM or FDMA type.
  • this performance prediction is in no way applicable to single-carrier cyclic waveforms for which interference exists between modulated elements by construction, a coded word not necessarily comprising an integer of modulated elements, preventing a priori any evaluation of the quality of transmission Q k .
  • the aim of the invention is to propose a method and a receiver incorporating a prediction of the performance of the transmission without performing the decoding, as a function of attenuation variations of the channel during the reception of each coded word, applicable to the forms.
  • single-carrier cyclic waveforms including SC-OFDM, EW-SC-OFDM, SC-FDMA, cyclic WCP-OFDM TDM, which provides good accuracy of results, high reliability and light computing fast, and therefore an optimization of the quality of the transmission.
  • the invention aims at providing a reception method and a receiver incorporating a performance prediction applicable to these waveforms and which has the same qualities as the performance prediction described in FR 2 952 254.
  • the invention also aims at providing such a method and such a receiver allowing a performance prediction using only the known parameters of the receiver waveform and respecting the structure of the real receiver which performs the equalization in the frequency domain before application of a fast inverse Fourier transform.
  • the invention also aims at providing such a method and such a receiver that allow a fast performance prediction, and in particular without requiring the use of an additional Fourier transform operation dedicated solely to this prediction.
  • the invention relates to a method for receiving digital data transmitted over a coded and modulated serial digital transmission over a non-stationary attenuation attenuated channel, in which:
  • a signal said received signal, is received by a reception device, said received signal incorporating a stream of temporal symbols of information elements corresponding to a stream of temporal symbols of information elements transmitted on said channel and representative of information elements corresponding to the data to be transmitted, each information element being represented by a plurality of said time symbols, the received signal having a waveform chosen from the group of cyclic waveforms comprising cyclically repeated and single-carrier guard intervals with fluctuations corresponding to those of a single carrier,
  • a predetermined equalization method is applied by said reception device to the time symbols of received information elements
  • At least one stream of coded words said received stream of coded words, is generated by demodulation from the stream of temporal symbols of received information elements,
  • bits received stream a stream of bits, called bits received stream, is generated by decoding each received stream of codewords, according to a decoding method corresponding to a coding method implemented on transmission on the channel of the transmitted symbol stream,
  • digital data is stored associating a value of transmission quality with the information elements received
  • a mutual information value Ik is produced for each value of said transmission quality according to a predetermined function of said transmission quality, characterized in that said transmission quality value comprises a signal-to-noise ratio plus equivalent interference calculated as a function of said equalization method from different values of signal-to-noise ratio of the channel measured for the different time symbols of information elements received from the received signal corresponding to the same information element and according to interference due to said waveform.
  • a mean ⁇ I n > of mutual information is elaborated for each coded word of the received stream of code words, by averaging the different mutual information values 1 ⁇ elaborated in the first step for the different values taken by said transmission quality Qk on said code word,
  • a third step at least one value of an error rate ER of the received stream of bits is elaborated without performing the decoding for each coded word of the received stream of code words, from each value of the average of mutual information ⁇ I n > developed in the second step, and using stored data representative of variations of an equivalent error rate according to at least one function, called standard function, of the signal / noise ratio, each standard function being predetermined for coding and decoding devices on an additive Gaussian white noise channel.
  • the calculation of the signal-to-noise ratio plus equivalent interference is chosen according to the invention as a function of the waveform adopted and the equalization method implemented.
  • the equalization method may be the subject of various variants (minimized mean square error equalization (MMSE) or Wiener filter, zero forcing equalization (ZF), .
  • MMSE minimum mean square error equalization
  • ZF Wiener filter, zero forcing equalization
  • the invention applies more particularly (although not exclusively) to single-carrier cyclic waveforms comprising a fast Fourier transform applied to the time symbols of the received signal to produce blocks received at M frequency components. With these waveforms, the information elements are distributed over the different frequency components of the received blocks.
  • the invention applies even more particularly to those waveforms for which the equalization method is applied to the blocks received at M frequency components (in the frequency domain). Indeed, in this case, the equalization process is greatly simplified.
  • said waveform being chosen from the group of frequency-division single-carrier waveforms over a plurality of sub-carrier Ms, the received signal having time symbols of N elements of modulated information, N being an integer greater than M, said time symbols being separated from each other by guard intervals, the receiving device being adapted to:
  • said transmission quality consists of the same value SINReq of a signal-to-noise ratio plus equivalent interference calculated as a function of said equalization method from said values of signal-to-noise ratios SNRi for all the frequency components s of a same block received.
  • the received signal having a SC-OFDM waveform without weighting said value SINReq of the signal / noise ratio plus equivalent interference is calculated according to the following formula (I):
  • H [h] is the gain of the channel calculated by discrete Fourier transform of a discrete impulse response
  • W [k] W [k] H [k]
  • - y is the average signal-to-noise ratio (in time / frequency).
  • said equalization method being minimally squared (MMSE) or Wiener filter
  • the received signal having an EW-SC-OFDM waveform comprising a frequency extension with weighting said SINReq value of the signal / noise ratio plus equivalent interference is calculated according to the formula (III) following:
  • - I 0 is the central band of the unweighted frequencies (non-recombination of the sub-carriers), is formed of the bands; and 7; -2 end of the weighted frequencies (where the subcarriers are recombined), the low band IJ.J being referenced by an index 1, the high band 7; _2 by an index 2,
  • H [k] is the gain of the channel calculated by discrete Fourier transform of a discrete impulse response
  • W [k] W [k] H [k], - W 0 [k]: is the transfer function of the equalization and weighting process in the central frequency band I 0 corresponding to the neutral weighting (no recombination of the subcarriers),
  • Wj [k] and W 2 [k] are the transfer functions of the equalization and weighting method respectively in the two frequency bands IJ.J and Ij_ 2 where the sub-carriers are recombined and weighted,
  • said equalization method being minimally averaged (MMSE) or Wiener filter
  • said value SINReq of the signal / noise ratio plus equivalent interference is calculated according to the following formula (IV) :
  • each mutual information value 1 ⁇ is determined according to the function defined by the following formula (V):
  • M being the cardinal of the alphabet ⁇ - ⁇ ⁇ ' ⁇ ⁇ '''' ⁇ -li modulated symbols.
  • this analytical formula can be discretized for its evaluation by digital processing, for example according to the function defined by the following formula (VI):
  • threshold + Max, ⁇ m ⁇ M _ x (real (SINR eq S m ), imag (SINR eq S m ))
  • each mutual information value 1 ⁇ is determined according to the function I ⁇ b 1 k, yt) of the mutual information computed between the j th bit ( ⁇ ⁇ J ⁇ p _1 ) of the emitted symbol and the received symbol y ⁇ this function being defined by the following formula (VII):
  • this analytical formula can be discretized for its evaluation by digital processing, for example according to
  • the values of SNRi signal-to-noise ratios for each subcarrier are values measured over time, in particular by the receiver, as reception of the symbols received from the signal takes place. received.
  • the mutual information values 1 and / or the mutual information mean ⁇ I N > and / or each error rate ER of the received bit stream is (are ) developed by the receiver.
  • a method according to the invention is also characterized in that a deinterleaving is performed after demodulation of the symbols of the received stream of modulated symbols so as to form each coded word of the received stream of coded words, and in that each mutual information value 1 ⁇ and / or the mutual information mean ⁇ I n > and / or the error rate ER of the received stream of bits is elaborated for each coded word obtained at the end of such a deinterlacing.
  • a control signal of the decoding device is elaborated as a function of each value of the error rate ER of the received stream of bits.
  • a single value of the error rate ER of the received stream of bits is developed from a single standard function, and the control signal is adapted. to activate the decoding device if said value of the error rate ER of the bit stream received is less than a predetermined threshold value.
  • a plurality of series of values of the error rate ER of the received stream of bits are elaborated from a plurality of standard functions, each standard function corresponding to a decoding method chosen from a plurality of predetermined decoding methods, and said control signal is designed to activate the decoding device according to the decoding method for which said value of the ER error rate of the received stream of bits is the closest to a predetermined threshold value while being lower than this threshold value.
  • the decoding methods of the same plurality of decoding methods differ from each other only by a number of decoding iterations.
  • the invention also extends to a receiver for encoded and modulated serial digital transmission over a non-stationary attenuation attenuated channel, comprising: a reception device adapted to receive a signal, said received signal, incorporating a stream of time symbols of information elements corresponding to a stream of temporal symbols of information elements transmitted on said channel and representative of elements of information corresponding to the data to be transmitted, each information element being represented by a plurality of said time symbols, the received signal having a waveform selected from the group of cyclic waveforms comprising repeated guard intervals cyclically, and say single-carrier, with fluctuations corresponding to those of a single carrier,
  • an equalization device applying a predetermined equalization method to the time symbols of received information elements
  • a demodulation device adapted to generate at least one stream of coded words, said received stream of coded words, from the stream of temporal symbols of received information elements,
  • a decoding device adapted to generate a bitstream, said received bit stream, by decoding each received stream of coded words, according to a decoding method corresponding to a coding method implemented at the emission of the transmitted stream; symbols modulated on said channel,
  • a channel performance prediction device adapted to produce at least one representative value of an error rate ER of the received bit stream, without performing the decoding, from stored digital data enabling a quality value to be associated; transmission to the received information elements, said channel performance prediction module being adapted to:
  • said channel performance prediction device is adapted to use as a transmission quality value, a signal-to-noise ratio plus equivalent interference calculated according to said equalization method from different signal / signal ratio values. measured channel noise for different symbols received from the received signal corresponding to the same information symbol and according to interference due to said waveform.
  • a receiver according to the invention is also advantageously characterized in that it is suitable for the implementation of a method according to the invention.
  • said channel performance prediction device is adapted to elaborate each mutual information value 1 ⁇ according to the function defined by the formula (V).
  • said performance prediction device is adapted to discretize this analytical formula for its evaluation by digital processing, that is to say to elaborate each mutual information value 1 ⁇ according to the formula (VI) .
  • said device for predicting the performance of the channel is adapted to elaborate each value of mutual information 1 ⁇ according to the function defined by the formula (VII).
  • said device for predicting the performances of the channel is adapted to discretize this analytical formula for its evaluation by digital processing, that is to say to elaborate each value of mutual information.
  • a receiver according to the invention is also advantageously adapted to measure the SNRi signal-to-noise ratio values for each subcarrier over time as the received symbols of the received signal are received.
  • said module for predicting performance of the channel is also suitable for: - in a second step, developed for each codeword of the received stream of codewords, an average ⁇ I n> mutual information, by averaging different mutual information values 1 ⁇ determined in the first step to the various values taken by said transmission quality on said coded word,
  • a third step for each coded word of the received stream of coded words, elaborating at least one value of the error rate ER of the stream received from bits of each value of the mutual information average ⁇ I n > determined in the second step, and using stored data representative of variations of an equivalent error rate according to at least one function, called standard function, of the signal-to-noise ratio, each standard function being predetermined for the coding and decoding on an additive Gaussian white noise channel.
  • standard function of the signal-to-noise ratio
  • said performance prediction device is adapted to elaborate the mutual information values Tjt and / or the mutual information mean ⁇ I n > and / or each error rate ER of the stream received bits for each coded word from a de-interleaver module of the demodulation device.
  • said performance prediction device is adapted to elaborate, for each coded word of the received stream of coded words, a control signal of the decoding device according to each value. the error rate ER of the received stream of bits.
  • said channel performance prediction device is adapted to elaborate, for each coded word of the received stream of code words:
  • said device for predicting the performance of the channel is adapted to elaborate, for each coded word of the received stream of coded words:
  • each standard function corresponding to a decoding method chosen from among a plurality of predetermined decoding methods
  • the invention extends to a coded and modulated serial digital transmission device on a nonstationary attenuation attenuated channel between:
  • an emitter comprising:
  • an encoding device adapted to generate, from a bit stream to be transmitted, said transmitted stream of bits, at least one stream of codewords, said flux emitted codeword resulting from coding according to at least one method predetermined coding, of said transmitted bit stream,
  • a modulation device adapted to generate at least one modulated information element stream, said flux emitted pieces of information modulated in a predetermined modulation scheme, on at least one carrier signal, each flux emitted d modulated information elements being representative of at least a part of each transmitted stream of codewords,
  • a transmitting device on a noisy channel in nonstationary attenuation, a transmitted signal incorporating a flow of time symbols of data elements corresponding to the data to be transmitted, each data element being represented by a plurality of temporal symbols, the emitted signal having a waveform selected from the group of cyclic waveforms comprising cyclically repeated and single-carrier guarding intervals having fluctuations corresponding to those of a single carrier,
  • a receiving device adapted to receive a signal, said signal received, incorporating a stream of time symbols of information elements corresponding to a stream of time symbols of information elements transmitted on said channel
  • a demodulation device adapted to generate at least one stream of codewords, said received stream of code words, from the stream of time symbols of information received,
  • at least one decoding device adapted to generate a bit stream, said received stream of bits, for decoding each received stream of codewords according to a decoding method corresponding to a coding method implemented by the transmitter, characterized in that the receiver is in accordance with the invention and / or implements a method according to the invention.
  • the inventors have found that the invention makes it possible in practice to obtain a fast and accurate performance prediction, and in particular considerably more accurate than in all the known prior methods, while remaining so fast. This result is surprising, in particular because the signal-to-noise ratio plus equivalent interference does not correspond to the transmission quality per modulated information element received.
  • the invention makes it possible to envisage the production of a receiver for these waveforms whose performances are auto-adaptive and minimized as a function of the quality of transmission.
  • a receiver has the particular advantage of having a minimum energy consumption which is a considerable advantage for receivers embedded on mobile systems, in particular on space systems. Indeed, the reduction of energy consumption makes it possible on the one hand to save money in use, and on the other hand to minimize the performance requirements of the energy sources, and therefore their costs, their weight and their size. , or improve their operating life when it comes to a storage battery.
  • the invention extends to a non-stationary coded serial digital transmission method incorporating a reception method according to the invention, as well as to a non-stationary channel coded serial digital transmission device comprising a receiver according to the invention. .
  • the invention extends to a computer program capable of being loaded into the RAM of a computing device, and comprising program code instructions for the execution of the steps of a method according to the invention by the said computer device.
  • the invention also relates to a reception method, a receiver, a transmission method, a transmission device characterized in combination by all or some of the characteristics mentioned above or below.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a transmission device according to the invention incorporating a receiver according to the invention
  • FIG. 2 is a block diagram showing a transmission device of a transmission device according to the invention
  • FIG. 3 is a block diagram showing a reception device and a device for predicting the performance of a receiver according to the invention
  • FIG. 4 is a schematic flow chart showing an embodiment of a reception method according to the invention.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of the appearance of received time symbols and the duration of the coded words and time symbols received in a single carrier cyclic waveform
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of values of the equivalent signal-to-noise plus interference ratio calculated on the time symbols received from FIG. 5;
  • FIG. 7 is a diagram illustrating the operations carried out in the frequency domain with an EW-SC-OFDM waveform
  • FIG. 8 is a schematic diagram of examples of reference curves that can be used, according to different modulation schemes, for a predetermined function for determining a mutual information value on a Gaussian white noise additive-dependent channel. the signal-to-noise ratio of this channel,
  • FIG. 9 is a schematic diagram showing the use of a reference curve similar to FIG. 8 for executing a step of a method according to the invention.
  • FIG. 10 is a schematic diagram showing the use of a reference curve similar to FIG. 8 for carrying out a first part of a step of a method according to the invention
  • FIG. 11 is a schematic diagram showing the use of a curve representative of a standard function for performing a second part of a step of a method according to the invention.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating the transmission and reception chain of a cyclic waveform with a single carrier in the time domain (TDM type)
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of PER obtainable by a method according to the invention compared to an estimated value in the case of a non-frequency selective channel,
  • FIG. 14 is a diagram illustrating an example of PER obtainable by a method according to the invention compared to an estimated value in the case of a frequency selective channel.
  • FIG. 1 generally represents a coded and modulated serial digital transmission device on a non-stationary attenuation attenuated channel with an EW-SC-OFDM waveform.
  • This device comprises a transmitter 11, a receiver 12 and a physical link 13 wireless forming the transmission channel.
  • the physical link 13 may for example be a radio frequency link, such as for example linking mobile terminals such as cellular telephones, personal digital assistants, laptops, wireless cards, land vehicles, ships, aircraft, satellites, space probes or other space systems ... at a base station, itself fixed (terrestrial) or mobile (vehicle, satellite, ...) accessing a data transmission network such as the Internet network or any other private network.
  • the transmission can be bidirectional, that is to say that each mobile terminal is sometimes issuer, sometimes receiver.
  • the transmitter 11 comprises a first module 14 delivering data in the form of a bit stream (baseband signal) to be transmitted, said transmitted bit stream.
  • This transmitted bit stream is supplied to a coding module which executes a predetermined coding method to form, from the bits, a stream of coded words, the so-called coded word stream.
  • a coding method makes it possible in particular to increase the reliability of the transmitted data by increasing the redundancies while ensuring the correction of errors, that is to say the restitution of the initial data despite the disturbances that can undergo the channel 13 of transmission.
  • the invention applies to any coding method, and regardless of the exact nature of the coding method used.
  • This may be in particular a coding method chosen from the so-called LDPC type hollow parity matrix), turbo-type methods and other iterative decoding coding methods.
  • the coding module comprises a plurality of coders-notably two coders.
  • the coding module 15 delivers coded words, which are then interleaved by an interleaver circuit 17, and then modulated, according to a predetermined modulation scheme, by a modulator circuit 18 which provides a stream of modulated and interleaved information elements. to a transmission device 19 capable of radiofrequency transmission on the physical link 13 of the signals in the form of time symbols of N information elements.
  • the receiver 12 comprises a reception device 20 able to receive the signals transmitted via the physical link 13 by radiofrequency, and to deliver a stream of temporal symbols of received modulated and interleaved information elements, to a device able to apply a demodulation according to the modulation scheme and mapping used on transmission, then a de-interleaver circuit 22 which performs the inverse processing of the interleaver 17 of the transmitter 11, that is to say, allows the progressive reconstitution of a stream temporal symbols deinterleaved demodulated information elements, from the flow of time symbols of information elements from the demodulator circuit 21.
  • the deinterleaver circuit 22 thus provides a stream of coded words, said stream received code words, from the stream of demodulated deinterleaved information elements.
  • a decoding module 25 comprising one or more decoders (in particular two decoders), and making it possible to deliver a stream 27 of received bits included in the decoder. signal conveyed by the physical link 13 and corresponding to the stream of bits emitted by the generator circuit 14.
  • the receiver 12 also comprises a performance prediction module 28 described hereinafter in more detail.
  • FIG. 2 shows in more detail the transmission device 19 in the case of an EW-SC-OFDM waveform with M subcarriers (M being an integer greater than 1, and generally of the order of several hundred, for example equal at 426).
  • M being an integer greater than 1, and generally of the order of several hundred, for example equal at 426.
  • This waveform is known in itself and described for example by the publication "MMSE Frequency-domain Equalization Using Spectrum Combining for Nyquist Filtered Broadband Single-Carrier Transmission” [S. OKUYAMA], 2010.
  • This transmitting device 19 firstly comprises a module 51 putting in parallel the modulated and interleaved information elements and applying a fast Fourier transform to them, to deliver blocks with M frequency components on the different sub-carriers.
  • the transmission device 19 also comprises an expansion module 52 receiving the blocks delivered by the module 51 to apply to them an extension of K subcarriers, namely K / 2 subcarriers in the bands. and, respectively, 7; -2 (FIG. 7) at each end of the central frequency band 10 of the subcarriers, K being a non-zero integer less than M, for example of the order of 10% of M, for example equal to 42.
  • the transmission device 19 also comprises a driver insertion module 53 in a deterministic manner, intermingled or not with the subcarriers carrying information, also adding subcarriers of zero value at both ends of the spectrum, so to deliver blocks with N frequency components, N being a non-zero integer greater than M + K, for example of the order of 512.
  • the transmission device 19 also comprises a module 54 for weighting the subcarrier K by application of a Nyquist half-filter in the frequency domain whose transfer function is for example:
  • a is the drop-off coefficient (roll-off factor) of the Nyquist filter
  • M is the number of subcarriers carrying information.
  • the blocks with N frequency components delivered by the weighting module 54 are subjected to a module 55 applying to them a transform Fast Fourier counter then a parallel / serial transformation to deliver time symbols of N information elements.
  • These time series symbols are processed by a module 56 inserting guard intervals (cyclic prefixes corresponding to a part of the copied symbols) between the symbols, and the signal obtained is transmitted on the transmission line 13 by a transmission circuit 57 comprising a digital-to-analog converter and a radiofrequency transmitter connected to a transmitting antenna.
  • the reception device 20 comprises a reception circuit 61 comprising an analog / digital converter and a radio frequency receiver connected to a reception antenna, making it possible to receive signals transmitted by a transmission device 19 and comprising temporal symbols h (n). N modulated and intertwined information elements.
  • the received temporal symbols are processed by a module 62 removing the guard intervals between the symbols, and supplying temporal symbols at the input of a module 63 placing the modulated and interleaved information elements in parallel and applying them a fast Fourier transform to deliver blocks Y (K) received at N frequency components (step 29 figure 4).
  • These received blocks Y (K) are supplied to the input of an equalization module 64 applying a predetermined equalization method W (K) in the frequency domain, and to the input of a module 65 for the desorption of K subcarriers extension.
  • the equalized and unweighted blocks obtained are then supplied to the input of a module 66 suppressing the extension and thus delivering blocks with M frequency components at the input of a module 67 which removes the pilots from the symbol stream. information.
  • the blocks Ye (K) received at M frequency components thus obtained are delivered to the input of a module 68 applying them an inverse fast Fourier transform then a parallel / series transformation to deliver modulated x (n) information elements. and interlaced at the input of the demodulator 21, which provides demodulated and interleaved information elements at the input of the deinterleaver 22, the latter providing demodulated information elements and interleaved.
  • FIG. 4 illustrates the various steps performed by the receiver 12.
  • the step 31 FIG. 4 represents the set of operations performed by the equalization module 64, the de-weighting module 65, the module 66 suppressing the extension, the module 67 for removing the pilots, and the module 68 applying a fast inverse Fourier transform to deliver information elements x (n) from the blocks Y (K) received at M frequency components.
  • the received stream of code words is demodulated by the demodulator 21. It is then deinterlaced by the deinterleaver 22 in the subsequent step 32, then stored in the buffer 23 in step 41 .
  • FIG. 4 thus represents a flow diagram of an exemplary reception method according to the invention implemented in a receiver 12 according to the invention.
  • the performance prediction module 28 calculates in step 33, for each piece of information, according to the method of equalization, and according to the interference due to the waveform, a ratio SINReq signal / noise plus interference equivalent according to the equalization process.
  • said value SINReq of the signal-to-noise ratio plus equivalent interference is calculated according to the formula (III).
  • the transfer function of the equalization filter is given by: wm
  • H (k) H [k] F [k]
  • H [k] the gain of the global channel which takes into account the gain H [k] of the channel (discrete Fourier Fourier transform of the discrete impulse response) and the window weighting F [k] applied to the transmission.
  • FIG. 5 represents an example of time symbols received of duration Ts corresponding to a coded word of duration Tmc with such a waveform.
  • FIG. 6 represents an example of SINReq values of the signal-to-noise ratio plus equivalent interference that can be obtained with the formula above. As can be seen, these values are established while the duration Tmc of a coded word does not correspond to a multiple of the duration Tei of the information elements received for this coded word.
  • SINReq of the signal-to-noise ratio plus equivalent interference is given by the formula (I).
  • MMSE minimized mean square error
  • Wiener filter equalization method the transfer function of the equalization filter is given by:
  • the transmission and reception chain including the transmission channel, is represented in FIG.
  • - CP corresponds to the addition of the cyclic prefix (cyclic copy of part of the N samples),
  • h T (n) is a temporal Nyquist filter
  • h c (n) is a filter representing the propagation channel
  • the performance prediction module 28 makes it possible to determine an error rate, before the decoding (and therefore without requiring the latter to be performed), for each piece of information received, taking into account the attenuation variations of the channel on the channel. the pieces of information received, that is to say on the different parts of the corresponding received coded words.
  • the method implemented for this purpose may be identical to that described in FR 2 952 254.
  • step 33 the different values SINReq representing the transmission quality are calculated by the performance prediction module 28 from the received stream of codewords, for each piece of information of a corresponding received codeword. stored in the memory 23, the received stream of codewords.
  • a mutual information value 1 ⁇ is developed by the performance prediction module 28, in the subsequent step 34, according to a predetermined function.
  • a first variant embodiment of the invention consists of consider mutual information 7 ((b k 1 , b k 2 ,., b k p ), y ⁇ ) equal to mutual information
  • This variant has the advantage of proposing a unique theoretical formula for calculating a reference curve of the mutual information which depends solely on the nature of the modulation considered. This approach does not take into account the actual implementation ("mapping") of the modulation nor the fact that the constituent p bits of the information element are not all protected in the same way against the noise of the channel.
  • each mutual information value 1 ⁇ is determined according to the function defined by the aforementioned formula (I).
  • the mutual information between the transmitted and received information elements depends only on the value of the SINReq signal / noise plus equivalent interference ratio. .
  • a reference curve for each modulation scheme can therefore be obtained by numerical evaluation of the previous expression.
  • the reference curves shown in FIG. 3 are obtained respectively for the following modulation schemes: QPSK, BPSK, 16QAM, 64QAM.
  • a second variant consists of taking into account the actual implementation ("mapping") of the modulation and considering each bit.
  • the mutual information ⁇ (b k 1 , yk), / ⁇ (b k 2 , yk is calculated ) .... / ⁇ (b k p , yk) between each bit and the received information element y ⁇
  • the reference curve used to obtain the information mutual is then the sum of these p curves.
  • each mutual information value I k is determined according to the function I k i ⁇ b yt) of the mutual information computed between the j th bit - J - P ⁇ ) of the element of transmitted information and the information element received y ⁇ , this function being defined by the aforementioned formula (VII).
  • I k ( ⁇ k , yk) is between 0 and 1.
  • the reference curve to be used on each piece of information is the sum of the curves for each of the p bits. Whatever the variant used, a reference curve is thus obtained representing a predetermined function providing a mutual information value 1 ⁇ as a function of a signal-to-noise ratio SNR.
  • each reference curve referred to throughout the text is in practice materialized by a table of digital values stored in mass memory.
  • the performance prediction module 28 uses such a table to determine the appropriate numerical values allowing the use of such a curve.
  • step 34 of calculating mutual information 1 the performance prediction module 28 considers the reference curve mentioned above, that is to say the recorded digital values, and each value of the equivalent SINReq signal / noise plus interference ratio as a signal-to-noise ratio value to be plotted as abscissa to determine each value of 1 ⁇ .
  • these different values are subjected to the deinterleaving process, and in the subsequent step, for each coded word of the received stream of coded words, a mean ⁇ I n > of mutual information is developed by averaging the different mutual information values determined for the different values taken by the ratio SINReq signal / noise plus equivalent interference on said coded word.
  • the performance prediction module 28 reuses the same reference curve (i.e., the same table of numerical values) to determine an equivalent signal-to-noise ratio SNR eq on the coded word received from said mutual information mean ⁇ I n >.
  • the performance prediction module 28 uses the inverse function
  • the performance prediction module 28 calculates each value of the error rate ER from said value of equivalent signal-to-noise ratio SNR eq and stored data representative of variations of an equivalent error rate according to a predetermined standard function for the coding and decoding modules used on an additive Gaussian white noise channel.
  • FIG. 6 represents an example of curves representative of such standard functions, the different curves being obtained for the same decoding coding modules and varying from one another as a function of the number of iterations used for the decoding.
  • the performance prediction module 28 calculates, from these curves, that is to say tables of corresponding registered digital values, a set of ERi error rates. , i.e., an error rate value for each number of iterations that can be used at decoding. ERi error rate values are decreasing with the number of iterations. This set of values ERi therefore constitutes an error rate vector (ER), determined for each coded word received.
  • ERi error rate vector ER
  • a first curve CS1 corresponding, for example, to a single iteration
  • a second curve CS2 corresponding, for example, to four iterations
  • a third curve CS3 corresponding, for example, to eight iterations
  • a fourth curve CS4 corresponding for example to sixteen iterations.
  • the two steps 36, 37 can be combined in one and the same step 38, if the standard functions are combined with the inverse function I ⁇ 1 into a single function directly providing, for each number of iterations, curves of variation of the error rate ER as a function of the mean of mutual information ⁇ I n >.
  • the received stream of de-interleaved codewords stored in the buffer memory 23 is decoded in step 42 by the decoding module 25 from, in particular, a control signal generated in step 39 from each value of FIG. error rate calculated by the performance prediction module 28.
  • the control module of the performance prediction module 28 In a first variant in which the decoding method has a fixed number of iterations that can not be modified by control, the control module of the performance prediction module 28 generates a control signal chosen from among an authorization signal from the decoding and a signal prohibiting decoding. In this case, the performance prediction module 28 calculates a single error rate value ER (PER or BER).
  • ER error rate value
  • a decoding authorization signal will be developed when the value of the calculated error rate is lower than a predetermined and recorded set error rate
  • a decoding prohibition signal will be developed when the value of the rate calculated error is greater than this setpoint error rate value.
  • This variant is particularly interesting especially when the coded block is received on several disjointed time ranges that can spread over a very long period (several seconds in the case of the time dispersal of DVB-SH). It makes it possible to trigger a single decoding by codeword without attempting decoding upon receipt of each new piece of the coded word.
  • the performance prediction module 28 also advantageously incorporates a control module making it possible, during step 39, to produce a control signal for the decoding module 25 so that the latter implementing, for each coded word received to be decoded, a number of iterations calculated as a function of the error rates ERi.
  • the control module determines in the ER error rate set the ER opt value, of the error rate which is the largest and less than a predetermined and recorded set error rate, and controls the error rate. decoding module 25 as a function of the number of iterations corresponding to this value ER opt .
  • the invention makes it possible to improve by a factor of the order of 500 the average duration necessary for the evaluation with respect to a complete simulator generating the coded packets.
  • An empirical rule indicates that with such a complete simulator, to know the PER (error rate per packet), it is necessary to generate coded packets until 100 packets are false. Thus, for example, for a PER of 0.01, the number of packets to generate to obtain a single value of PER over time, it will generate 10,000 coded words.
  • the tests show that the evaluation according to the invention is on average faster than the real time.
  • the performances in PER on a channel of duration D will be obtained in a calculation time slightly lower than the duration D.
  • the main configuration parameters of the simulator are: the type (row-columns, convolutional %) and the parameters of the de-interleaver to change the parameters as defined in the DVB-NGH standard (interleaving depth, interlace unit (number of symbols) ...); channel settings that allow the user to choose a channel template and modify the parameters associated with this model; the parameters of the physical link that allow the user to modify the parameters of the waveform (guard intervals, band, number of sub-carriers) as well as the coding rate.
  • the invention can be the subject of many alternative embodiments and applications other than those mentioned above.

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Abstract

L'invention concerne un procédé de réception de données numériques transmises sur une transmission numérique série codée et modulée sur un canal bruité à atténuation non stationnaire à égalisation. Des données numériques sont mémorisées (33) associant une valeur de qualité de transmission aux éléments d'information reçus, et une valeur d'information mutuelle Ik est élaborée (34) pour chaque valeur de ladite qualité de transmission. Ladite valeur de qualité de transmission est constituée d'un rapport signal / bruit plus interférences équivalent calculé en fonction dudit procédé d'égalisation à partir de différentes valeurs de rapport signal / bruit du canal mesurées pour les différents symboles temporels d'éléments d'information reçus du signal reçu correspondant à un même élément d'information et selon des interférences dues à ladite forme d'onde.

Description

PROCÉDÉ DE RÉCEPTION ET RÉCEPTEUR POUR TRANSMISSION NUMÉRIQUE SÉRIE CODÉE À FORME D'ONDE CYCLIQUE À PORTEUSE
UNIQUE
L'invention concerne un procédé de réception et un récepteur pour une transmission numérique série codée et modulée sur un canal bruité à atténuation non stationnaire présentant une forme d'onde choisie dans le groupe des formes d'onde, dites cycliques, comprenant des intervalles de garde répétés de façon cyclique, et dites à porteuse unique, c'est-à-dire présentant des fluctuations correspondant à celles d'une porteuse unique. Il peut s'agir en particulier des formes d'onde SC-OFDM (multiplexage à division de fréquences orthogonales à porteuse unique), EW-SC-OFDM (multiplexage à division de fréquences orthogonales à porteuse unique, et à extension et pondération), SC-FDMA (accès multiple par division de fréquences à porteuse unique), WCP-OFDM (multiplexage à division de fréquences orthogonales à porteuse unique à préfixes cycliques pondérés), TDM cyclique (multiplexage par division temporelle cyclique)...
En particulier, les formes d'onde connues SC-OFDM ou EW-SC-OFDM mettant en œuvre une répartition en fréquences orthogonales sous forme de multiples sous porteuses mais ayant un schéma de transmission à porteuse unique, peuvent par exemple être utilisées pour le lien montant des transmissions sans fil de données à haute vitesse à partir de terminaux mobiles (par exemple le LTE, standard de quatrième génération pour les transmissions sans fil à haute vitesse de données entre téléphones mobiles et/ou terminaux de données), ou pour le lien descendant du DVD-NGH
(cf. http://www.dvb.org/resources/public/standards/A160J3VB- pour le lien satellite. De telles formes d'onde présentent notamment les avantages suivants :
- par rapport à une forme d'onde OFDM (multiplexage par division de fréquence orthogonale) :
sensibilité moindre aux erreurs de synchronisation (mais supérieure à celle d'une forme d'onde avec convolution linéaire),
facteur de crête (PAPR) réduit ; - par rapport à une convolution linéaire : égalisation plus simple.
L'estimation de la performance de la couche physique d'une telle transmission est importante pour permettre la planification du réseau le dimensionnement, pour l'optimisation des paramètres de la transmission (entrelacement, codage, intervalles de garde, nombre de sous porteuses...) sur des canaux à très forte corrélation spatiale, nécessitant le parcours de grandes distances par le terminal.
Une transmission numérique série codée et modulée sur un canal bruité à atténuation non stationnaire est établie entre :
- un émetteur comprenant :
un dispositif de codage adapté pour générer, à partir d'un flux de bits à transmettre, dit flux émis de bits, au moins un flux de mots codés, dit flux émis de mots codés, résultant du codage, selon au moins un procédé de codage prédéterminé, dudit flux émis de bits,
un dispositif de modulation adapté pour générer au moins un flux d'éléments modulés, dit flux émis d'éléments modulés, selon un schéma prédéterminé de modulation, chaque flux émis d'éléments modulés étant représentatif d'au moins une partie de chaque flux émis de mots codés,
un dispositif d'émission, sur un canal bruité à atténuation non stationnaire, d'un signal, dit signal émis, incorporant un flux de symboles émis représentatif de chaque flux émis d'éléments modulés,
- et un récepteur comprenant :
un dispositif de réception adapté pour recevoir un signal, dit signal reçu, est reçu par un dispositif de réception, ledit signal reçu incorporant un flux de symboles reçus correspondant à un flux émis d'éléments modulés sur ledit canal, le signal reçu présentant une forme d'onde choisie dans le groupe des formes d'onde, dites cycliques, comprenant des intervalles de garde répétés de façon cyclique, et dites à porteuse unique, présentant des fluctuations correspondant à celles d'une porteuse unique, chaque élément modulé étant représenté par une pluralité de symboles reçus,
un dispositif de démodulation adapté pour générer au moins un flux de mots codés, dit flux reçu de mots codés, à partir de chaque flux reçu d'éléments modulés,
au moins un dispositif de décodage adapté pour générer un flux de bits, dit flux reçu de bits, par décodage de chaque flux reçu de mots codés, selon un procédé de décodage correspondant à un procédé de codage mis en œuvre par l'émetteur.
Le codage d'une telle transmission numérique permet de renforcer sa fiabilité. Dans diverses applications, le canal de transmission utilisé, en général de type sans fil (radiofréquences et/ou hyperfréquences...) présente une atténuation non stationnaire, c'est-à-dire qui varie sensiblement dans le temps au cours de la transmission de chaque mot codé. Ce phénomène est renforcé par la présence d'au moins un entrelaceur.
Tel est le cas par exemple avec des terminaux récepteurs mobiles (par exemple de type GPRS ou UMTS, Satellite DVB-SH) et/ou lorsque le codage est du type "turbocode", LDPC ou itératif. En effet, les conditions de canal et ses performances peuvent être fluctuantes en fonction de la position du récepteur. En outre, lorsqu'un entrelaceur est prévu, la fonction d'un tel entrelaceur a pour effet de réduire les variations de l'atténuation vue par mot codé.
Néanmoins, on dispose en général de données numériques représentatives des variations au cours du temps de l'atténuation et du bruit du canal. Ces données numériques peuvent provenir des caractéristiques connues de l'entrelaceur, ou encore de caractéristiques statistiques connues à partir des propriétés physiques d'un canal. Les données du canal sont estimées à partir du signal reçu soit sur des éléments pilotes soit sur des éléments modulés. Les rapports signal/bruit successifs par mot codé sont reconstitués à partir de l'entrelaceur.
Dans ce contexte général, un problème qui se pose est celui de la prédiction des performances de la transmission, c'est-à-dire de la détermination, sans réalisation du décodage, d'un taux d'erreurs ER (taux d'erreurs de bits BER et/ou taux d'erreurs de mots PER) dans le flux reçu de bits en fonction de variations d'atténuation du canal au cours de la réception de chaque mot codé. Une telle prédiction de performances doit permettre en particulier d'optimiser la conception desdits éléments constitutifs, et notamment de choisir des protocoles appropriés pour assurer une bonne qualité de transmission : requête de retransmission automatique (technique dite ARQ) éventuellement hybride (H-ARQ) ; redondance incrémentale (IR) ; combinaison de Chase ; adaptation des caractéristiques de l'émetteur et/ou de la liaison de transmission : choix du procédé de codage, puissance du signal, schéma de modulation... Une telle prédiction de performances peut aussi permettre d'éviter le surdimensionnement des récepteurs et de leurs antennes.
FR 2 952 254 décrit un procédé de réception et un récepteur dans lequel :
- des données numériques sont mémorisées permettant de déterminer :
au moins une valeur, dite qualité de transmission Q^, de formule
Ck .E No, où Ck représente chaque valeur d'atténuation du canal au cours du temps, k étant un indice temporel, Es représente une énergie moyenne par élément modulé émis et No représente une densité spectrale d'un bruit blanc gaussien sur le canal,
et les variations au cours du temps de ladite qualité de transmission Q^ pom chaque élément reçu du flux reçu d'éléments modulés,
- dans une première étape, une valeur d'information mutuelle Ik est élaborée pour chaque valeur de ladite qualité de transmission Qk, selon une fonction prédéterminée de ladite qualité de transmission Qk,
- dans une deuxième étape, une moyenne <In> d'information mutuelle est élaborée pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, en réalisant une moyenne des différentes valeurs d'information mutuelle Ik élaborées dans la première étape pour les différentes valeurs prises par ladite qualité de transmission Qk sur le dit mot codé,
- dans une troisième étape, au moins une valeur du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits est élaborée sans réalisation du décodage pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, à partir de chaque valeur de la moyenne d'information mutuelle <In> élaborée dans la deuxième étape, et par utilisation de données mémorisées représentatives de variations d'un taux d'erreurs équivalent selon au moins une fonction, dite fonction standard, du rapport signal/bruit, chaque fonction standard étant prédéterminée pour les dispositifs de codage et de décodage sur un canal à bruit blanc gaussien additif.
Ce procédé et ce récepteur donnent entière satisfaction, et permettent en particulier d'obtenir une prédiction de performances sans réalisation du décodage, à la fois en prenant en compte les véritables variations d'atténuation du canal, et avec une bonne précision des résultats, une grande fiabilité et des traitements informatiques légers et rapides, et donc une optimisation de la qualité de la transmission. Ils sont applicables en particulier aux transmissions à formes d'onde de type OFDM ou FDMA. Mais cette prédiction de performances n'est en aucune manière applicable aux formes d'onde cycliques à porteuse unique pour lesquelles il existe par construction une interférence entre éléments modulés, un mot codé ne comprenant pas nécessairement un nombre entier d'éléments modulés, empêchant a priori toute évaluation de la qualité de transmission Qk.
Dans ce contexte, l'invention vise à proposer un procédé et un récepteur incorporant une prédiction des performances de la transmission sans réalisation du décodage, en fonction de variations d'atténuation du canal au cours de la réception de chaque mot codé, applicable aux formes d'onde cycliques à porteuse unique, notamment SC-OFDM, EW-SC-OFDM, SC-FDMA, WCP-OFDM TDM cyclique, et qui permette d'obtenir une bonne précision des résultats, une grande fiabilité et des traitements informatiques légers et rapides, et donc une optimisation de la qualité de la transmission. En particulier, l'invention vise à proposer un procédé de réception et un récepteur incorporant une prédiction des performances applicable à ces formes d'onde et qui présente les mêmes qualités que la prédiction de performances décrite dans FR 2 952 254.
L'invention vise également à proposer un tel procédé et un tel récepteur permettant une prédiction de performances en utilisant uniquement les paramètres connus de la forme d'onde du récepteur et en respectant la structure du récepteur réel qui effectue l'égalisation dans le domaine fréquentiel avant l'application d'une transformée de Fourier rapide inverse. L'invention vise également à proposer un tel procédé et un tel récepteur qui permettent une prédiction de performances rapide, et notamment sans nécessiter l'utilisation d'une opération de transformée de Fourier supplémentaire uniquement dédiée à cette prédiction.
Pour ce faire l'invention concerne un procédé de réception de données numériques transmises sur une transmission numérique série codée et modulée sur un canal bruité à atténuation non stationnaire, dans lequel :
- un signal, dit signal reçu, est reçu par un dispositif de réception, ledit signal reçu incorporant un flux de symboles temporels d'éléments d'information correspondant à un flux de symboles temporels d'éléments d'information émis sur ledit canal et représentatifs d'éléments d'information correspondant aux données à transmettre, chaque élément d'information étant représenté par une pluralité desdits symboles temporels, le signal reçu présentant une forme d'onde choisie dans le groupe des formes d'onde, dites cycliques, comprenant des intervalles de garde répétés de façon cyclique, et dites à porteuse unique, présentant des fluctuations correspondant à celles d'une porteuse unique,
- un procédé d'égalisation prédéterminé est appliqué par ledit dispositif de réception aux symboles temporels d'éléments d'information reçus,
- au moins un flux de mots codés, dit flux reçu de mots codés, est généré par démodulation à partir du flux de symboles temporels d'éléments d'information reçus,
un flux de bits, dit flux reçu de bits, est généré par décodage de chaque flux reçu de mots codés, selon un procédé de décodage correspondant à un procédé de codage mis en œuvre à l'émission sur le canal du flux de symboles émis,
procédé dans lequel :
- des données numériques sont mémorisées associant une valeur de qualité de transmission aux éléments d'information reçus,
- dans une première étape, une valeur d'information mutuelle Ik est élaborée pour chaque valeur de ladite qualité de transmission selon une fonction prédéterminée de ladite qualité de transmission, caractérisé en ce que ladite valeur de qualité de transmission est constituée d'un rapport signal/bruit plus interférences équivalent calculé en fonction dudit procédé d'égalisation à partir de différentes valeurs de rapport signal/bruit du canal mesurées pour les différents symboles temporels d'éléments d'information reçus du signal reçu correspondant à un même élément d'information et selon des interférences dues à ladite forme d'onde.
Avantageusement et selon l'invention :
- dans une deuxième étape, une moyenne <In> d'information mutuelle est élaborée pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, en réalisant une moyenne des différentes valeurs d'information mutuelle 1^ élaborées dans la première étape pour les différentes valeurs prises par ladite qualité de transmission Qk sur le dit mot codé,
- dans une troisième étape, au moins une valeur d'un taux d'erreurs ER du flux reçu de bits est élaborée sans réalisation du décodage pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, à partir de chaque valeur de la moyenne d'information mutuelle <In> élaborée dans la deuxième étape, et par utilisation de données mémorisées représentatives de variations d'un taux d'erreurs équivalent selon au moins une fonction, dite fonction standard, du rapport signal/bruit, chaque fonction standard étant prédéterminée pour les dispositifs de codage et de décodage sur un canal à bruit blanc gaussien additif.
De façon totalement inattendue, les inventeurs ont en effet constaté qu'il est possible d'utiliser une telle valeur de rapport signal/bruit plus interférences équivalent à titre de mesure de la qualité de transmission dans le cadre de la prédiction de performances appliquée aux formes d'onde susmentionnées, et qu'il en résulte que l'ensemble des étapes subséquentes du procédé de prédiction de performances par utilisation de l'information mutuelle peut être strictement inchangé, comme décrit par FR 2 952 254. En effet alors que dans le procédé de FR 2 952 254, la qualité de transmission est calculée pour chaque partie d'un mot codé reçu correspondant aux symboles modulés reçus pour lesquels l'atténuation du canal reste la même, il s'avère qu'il est possible, pour les formes d'onde cycliques à porteuse unique, d'utiliser une valeur de rapport signal/bruit plus interférences équivalent pour chaque élément d'information reçu à partir de différentes valeurs de rapport signal/bruit du canal mesurées pour les différents symboles temporels d'éléments d'information reçus du signal reçu correspondant à cet élément d'information et selon les interférences dues à ladite forme d'onde.
Le calcul du rapport signal/bruit plus interférences équivalent est choisi selon l'invention en fonction de la forme d'onde retenue et du procédé d'égalisation mise en œuvre.
En particulier, le procédé d'égalisation peut faire l'objet de diverses variantes (égalisation à erreur quadratique moyenne minimisée (MMSE) ou à filtre de Wiener, égalisation par forçage à zéro (ZF),...).
L'invention s'applique plus particulièrement (bien que non exclusivement) aux formes d'onde cycliques à porteuse unique comprenant une transformée de Fourier rapide appliquée aux symboles temporels du signal reçu pour produire des blocs reçus à M composantes fréquentielles. Avec ces formes d'onde, les éléments d'information sont répartis sur les différentes composantes fréquentielles des blocs reçus. L'invention s'applique encore plus particulièrement à ces formes d'onde pour lesquelles le procédé d'égalisation est appliqué sur les blocs reçus à M composantes fréquentielles (dans le domaine fréquentiel). En effet, dans ce cas, le procédé d'égalisation est grandement simplifié.
Avantageusement et selon l'invention, ladite forme d'onde étant choisie dans le groupe des formes d'onde à porteuse unique à division de fréquence sur une pluralité de M sous-porteuses, le signal reçu présentant des symboles temporels de N éléments d'information modulés, N étant un nombre entier supérieur à M, lesdits symboles temporels étant séparés les uns des autres par des intervalles de garde, le dispositif de réception étant adapté pour :
- supprimer les intervalles de garde,
- appliquer une transformée de Fourier rapide d'ordre N aux symboles temporels du signal reçu, et produire des blocs, dits blocs reçus, de composantes fréquentielles sur lesdites sous-porteuses, - appliquer ledit procédé d'égalisation auxdits blocs reçus pour produire des blocs égalisés,
- appliquer une transformée de Fourier rapide inverse aux blocs égalisés pour produire un flux de symboles temporels égalisés,
- des données numériques sont mémorisées permettant de déterminer une valeur d'un rapport signal/bruit SNRi pour chaque composante fréquentielle d'un bloc reçu,
- ladite qualité de transmission est constituée d'une même valeur SINReq d'un rapport signal/bruit plus interférences équivalent calculée en fonction dudit procédé d'égalisation à partir desdites valeurs des rapports signal/bruit SNRi pour toutes les composantes fréquentielle s d'un même bloc reçu.
Dans un mode de réalisation avantageux de l'invention, le signal reçu présentant une forme d'onde SC-OFDM sans pondération, ladite valeur SINReq du rapport signal/bruit plus interférences équivalent est calculée selon la formule (I) suivante :
(I) SI 2
Figure imgf000010_0001
et dans lesquelles :
- H [h] est le gain du canal calculé par transformation de Fourier discrète d'une réponse impulsionnelle discrète,
- W[k] est la fonction de transfert du procédé d'égalisation et de pondération, et W[k] = W[k] H[k],
- y est le rapport signal sur bruit moyen (en temps/fréquence).
Plus particulièrement, avantageusement et selon l'invention, ledit procédé d'égalisation étant à erreur quadratique moyenne minimisée (MMSE) ou à filtre de Wiener, ladite valeur SINReq du rapport signal/bruit plus interférences équivalent est calculée selon la formule (II) suivante (II) SINReq = y^T?
M-
yk = Mk] \2 Y
Dans un autre mode de réalisation avantageux de l'invention, le signal reçu présentant une forme d'onde EW-SC-OFDM comprenant une extension de fréquences avec pondération, ladite valeur SINReq du rapport signal/bruit plus interférences équivalent est calculée selon la formule (III) suivante :
SINReq =
Figure imgf000011_0001
W0[k] \2
W^k} ]2 + \W2 [k]
et dans lesquelles :
- I0 est la bande centrale des fréquences non pondérées (non recombinaison des sous-porteuses), est formé des bandes /;.; et 7;-2 d'extrémité des fréquences pondérées (où les sous-porteuses sont recombinées), la bande basse IJ.J étant référencée par un indice 1, la bande haute 7;_2 par un indice 2,
- H[k] est le gain du canal calculé par transformation de Fourier discrète d'une réponse impulsionnelle discrète,
- W[k] est la fonction de transfert du procédé d'égalisation et de pondération, et W[k] = W[k] H[k], - W0[k] : est la fonction de transfert du procédé d'égalisation et de pondération dans la bande fréquentielle centrale I0 correspondant à la pondération neutre (pas de recombinaison des sous-porteuses),
- Wj[k] et W2[k] sont les fonctions de transfert du procédé d'égalisation et de pondération respectivement dans les deux bandes fréquentielles IJ.J et Ij_2 où les sous-porteuses sont recombinées et pondérées,
- γ est le rapport signal sur bruit moyen : y =— | - ΙΕΠ Xïk] \2 } ~ M <?
avec Λ v ·■ J ! - Λ
Plus particulièrement, avantageusement et selon l'invention, ledit procédé d'égalisation étant à erreur quadratique moyenne minimisée (MMSE) ou à filtre de Wiener, ladite valeur SINReq du rapport signal/bruit plus interférences équivalent est calculée selon la formule (IV) suivante :
(IV) SINReq =
1 - a
Par ailleurs, selon une variante possible et avantageuse de l'invention, chaque valeur d'information mutuelle 1^ est déterminée selon la fonction définie par la formule (V) suivante :
(V) Ik {xk , yk ) = -\og2{œSINReq) - J j f(u,v) \og2(f(u, v))dudv u=—∞ v=—∞
Figure imgf000012_0001
1
S* m - I S1 m
M étant le cardinal de l'alphabet ^ {^Ό' ^Ί' ' ' ' ' ^ -l i des symboles modulés.
Avantageusement et selon l'invention, cette formule analytique peut être discrétisée pour son évaluation par traitement numérique, par exemple selon la fonction définie par la formule (VI) suivante :
Ik(xk,yk) = -\og2( SINReq)
seuil seuil
(VI) -AuAv ∑ ∑f(qAu,rAv)\og2(f(qAu,rAv))
q=— seuil r=— seuil
seuil = + Max,≤m≤M_x (real(SINReqSm ), imag(SINReqSm ))
Figure imgf000013_0001
. . . seuil
et Au = Av = 2
β
Selon une autre variante possible et avantageuse de l'invention, chaque valeur d'information mutuelle 1^ est déterminée selon la fonction I^b 1 k,yt) de l'information mutuelle calculée entre le j ème bit ( ^≤ J≤ p _1 ) du symbole émis et le symbole reçu y^ cette fonction étant définie par la formule (VII) suivante :
(H>yk) = - \ \ f( ,v)log2(f(u,v))dudv
=—o γ=—ο
+ { \ gj(u,v)log2(gj(u,v))dudv
H y=—
Figure imgf000013_0002
Figure imgf000013_0003
Figure imgf000014_0001
M étant le cardinal de l'alphabet A {^O ' ^1 '· "' ^ -l i des symboles modulés,
Figure imgf000014_0002
£tant l'ensemble des symboles normalisés Sm de p bits 0≤ j≤ p - 1 ^ont Ye ^ numéroté m vaut 0,
Figure imgf000014_0003
£tant l'ensemble des symboles normalisés de p bits
0≤ j≤ p - 1 ^ont Ye ^ numéroté m vaut 1.
Avantageusement et selon l'invention, cette formule analytique peut être discrétisée our son évaluation par traitement numérique, par exemple selon
Figure imgf000014_0004
la fonction définie par la formule (VIII) suivante :
seuil
(b yk = ∑ / (qAu, rAv) log2 (/ (qAu, rAv))
Figure imgf000014_0005
r=— seuil
seuil seuil
+^i 8j (q^u, rAv) \og2(gj(qAu, rAv))
q—— seuil r—— seuil
seuil = +Max0≤k≤M_1 (real(SINReqSk ), imag(SINReqSk ))
Figure imgf000014_0006
. . . seuil
et Au = Av = 2
β
Par ailleurs, avantageusement et selon l'invention, les valeurs des rapports signal/bruit SNRi pour chaque sous-porteuse sont des valeurs mesurées au cours du temps -notamment par le récepteur- au fur et à mesure de la réception des symboles reçus du signal reçu.
En outre, avantageusement et selon l'invention, les valeurs d'information mutuelle 1^ et/ou de la moyenne d'information mutuelle <IN> et/ou de chaque taux d'erreurs ER du flux reçu de bits est(sont) élaborée(s) par le récepteur. Par ailleurs, avantageusement un procédé selon l'invention est aussi caractérisé en ce qu'un désentrelacement est effectué après démodulation des symboles du flux reçu de symboles modulés de façon à former chaque mot codé du flux reçu de mots codés, et en ce que chaque valeur d'information mutuelle 1^ et/ou de la moyenne d'information mutuelle <In> et/ou du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits est élaborée pour chaque mot codé obtenu à l'issue d'un tel désentrelacement.
En outre, avantageusement et selon l'invention, pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, un signal de commande du dispositif de décodage est élaboré en fonction de chaque valeur du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits.
Avantageusement et selon l'invention, pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, une valeur unique du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits est élaborée à partir d'une fonction standard unique, et le signal de commande est adapté pour activer le dispositif de décodage si ladite valeur du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits est inférieure à une valeur seuil prédéterminée.
En variante, avantageusement et selon l'invention, pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, une pluralité de séries de valeurs du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits sont élaborées à partir d'une pluralité de fonctions standards, chaque fonction standard correspondant à un procédé de décodage choisi parmi une pluralité de procédés de décodage prédéterminés, et ledit signal de commande est élaboré de façon à activer le dispositif de décodage selon le procédé de décodage pour lequel ladite valeur du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits est la plus proche d'une valeur seuil prédéterminée tout en étant inférieure à cette valeur seuil.
Avantageusement et selon l'invention, les procédés de décodage d'une même pluralité de procédés de décodage diffèrent les uns des autres uniquement par un nombre d'itérations de décodage.
L'invention s'étend également à un récepteur pour transmission numérique série codée et modulée sur un canal bruité à atténuation non stationnaire, comprenant : - un dispositif de réception adapté pour recevoir un signal, dit signal reçu, incorporant un flux de symboles temporels d'éléments d'information correspondant à un flux de symboles temporels d'éléments d'information émis sur ledit canal et représentatifs d'éléments d'information correspondant aux données à transmettre, chaque élément d'information étant représenté par une pluralité desdits symboles temporels, le signal reçu présentant une forme d'onde choisie dans le groupe des formes d'onde, dites cycliques, comprenant des intervalles de garde répétés de façon cyclique, et dites à porteuse unique, présentant des fluctuations correspondant à celles d'une porteuse unique,
- un dispositif d'égalisation appliquant un procédé d'égalisation prédéterminé aux symboles temporels d'éléments d'information reçus,
- un dispositif de démodulation adapté pour générer au moins un flux de mots codés, dit flux reçu de mots codés, à partir du flux de symboles temporels d'éléments d'information reçus,
- un dispositif de décodage adapté pour générer un flux de bits, dit flux reçu de bits, par décodage de chaque flux reçu de mots codés, selon un procédé de décodage correspondant à un procédé de codage mis en œuvre à l'émission du flux émis de symboles modulés sur ledit canal,
- un dispositif de prédiction de performances du canal adapté pour élaborer au moins une valeur représentative d'un taux d'erreurs ER du flux reçu de bits, sans réalisation du décodage, à partir de données numériques mémorisées permettant d'associer une valeur de qualité de transmission aux éléments d'information reçus, ledit module de prédiction de performances du canal étant adapté pour :
- dans une première étape, élaborer pour chaque valeur de ladite qualité de transmission, une valeur d'information mutuelle selon une fonction prédéterminée de ladite qualité de transmission,
caractérisé en ce que ledit dispositif de prédiction de performances du canal est adapté pour utiliser à titre de valeur de qualité de transmission, un rapport signal/bruit plus interférences équivalent calculé en fonction dudit procédé d'égalisation à partir de différentes valeurs de rapport signal/bruit du canal mesurées pour les différents symboles reçus du signal reçu correspondant à un même symbole d'information et selon des interférences dues à ladite forme d'onde.
Un récepteur selon l'invention est également avantageusement caractérisé en ce qu'il est adapté pour la mise en œuvre d'un procédé selon l'invention.
Ainsi, dans un premier mode de réalisation possible et avantageux de l'invention, ledit dispositif de prédiction de performances du canal est adapté pour élaborer chaque valeur d'information mutuelle 1^ selon la fonction définie par la formule (V).
Avantageusement et selon l'invention, ledit dispositif de prédiction de performances est adapté pour discrétiser cette formule analytique pour son évaluation par traitement numérique, c'est-à-dire pour élaborer chaque valeur d'information mutuelle 1^ selon la formule (VI).
Dans un deuxième mode de réalisation possible et avantageux et selon l'invention, ledit dispositif de prédiction de performances du canal est adapté pour élaborer chaque valeur d'information mutuelle 1^ selon la fonction définie par la formule (VII).
Avantageusement et selon l'invention, ledit dispositif de prédiction de performances du canal est adapté pour discrétiser cette formule analytique pour son évaluation par traitement numérique, c'est-à-dire pour élaborer chaque valeur d'information mutuelle
Figure imgf000017_0001
de l'information mutuelle calculée entre le j ème bit ( ^≤ J≤ p ~ ) du symbole émis et le symbole
Figure imgf000017_0002
reçu yk, cette fonction étant définie par la formule (VIII).
Un récepteur selon l'invention est aussi avantageusement adapté pour mesurer les valeurs des rapports signal/bruit SNRi pour chaque sous-porteuse au cours du temps au fur et à mesure de la réception des symboles reçus du signal reçu.
Avantageusement et selon l'invention, ledit module de prédiction de performances du canal est aussi adapté pour : - dans une deuxième étape, élaborer pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, une moyenne <In> d'information mutuelle, en réalisant une moyenne des différentes valeurs d'information mutuelle 1^ déterminées dans la première étape pour les différentes valeurs prises par ladite qualité de transmission sur le dit mot codé,
- dans une troisième étape, élaborer pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, au moins une valeur du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits à partir de chaque valeur de la moyenne d'information mutuelle <In> déterminée dans la deuxième étape, et par utilisation de données mémorisées représentatives de variations d'un taux d'erreurs équivalent selon au moins une fonction, dite fonction standard, du rapport signal/bruit, chaque fonction standard étant prédéterminée pour les dispositifs de codage et de décodage sur un canal à bruit blanc gaussien additif.
Avantageusement et selon l'invention, ledit dispositif de prédiction de performances est adapté pour élaborer les valeurs d'information mutuelle Tjt et/ou de la moyenne d'information mutuelle <In> et/ou de chaque taux d'erreurs ER du flux reçu de bits pour chaque mot codé issu d'un module désentrelaceur du dispositif de démodulation.
Dans une première variante de réalisation d'un récepteur selon l'invention, ledit dispositif de prédiction de performances est adapté pour élaborer, pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, un signal de commande du dispositif de décodage en fonction de chaque valeur du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits. Avantageusement et selon l'invention, ledit dispositif de prédiction de performances du canal est adapté pour élaborer, pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés :
- une valeur unique du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits à partir d'une fonction standard unique,
- et ledit signal de commande pour activer le dispositif de décodage si ladite valeur du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits est inférieure à une valeur seuil prédéterminée.
Dans une deuxième variante de réalisation d'un récepteur selon l'invention, ledit dispositif de prédiction de performances du canal est adapté pour élaborer, pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés :
- une pluralité de séries de valeurs du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits à partir d'une pluralité de fonctions standards, chaque fonction standard correspondant à un procédé de décodage choisi parmi une pluralité de procédés de décodage prédéterminés,
- et ledit signal de commande de façon à activer le dispositif de décodage selon le procédé de décodage pour lequel ladite valeur du taux d'erreurs ER du flux reçu de bits est la plus proche d'une valeur seuil prédéterminée tout en étant inférieure à cette valeur seuil.
L'invention s'étend à un dispositif de transmission numérique série codée et modulée sur un canal bruité à atténuation non stationnaire entre :
- un émetteur comprenant :
un dispositif de codage adapté pour générer, à partir d'un flux de bits à transmettre, dit flux émis de bits, au moins un flux de mots codés, dit flux émis de mots codés, résultant du codage, selon au moins un procédé de codage prédéterminé, dudit flux émis de bits,
un dispositif de modulation adapté pour générer au moins un flux d'éléments d'information modulés, dit flux émis d'éléments d'information modulés, selon un schéma prédéterminé de modulation, sur au moins un signal de porteuse, chaque flux émis d'éléments d'information modulés étant représentatif d'au moins une partie de chaque flux émis de mots codés,
un dispositif d'émission, sur un canal bruité à atténuation non stationnaire, d'un signal émis incorporant un flux de symboles temporels d'éléments d'information correspondant aux données à transmettre, chaque élément d'information étant représenté par une pluralité de symboles temporels, le signal émis présentant une forme d'onde choisie dans le groupe des formes d'onde, dites cycliques, comprenant des intervalles de garde répétés de façon cyclique, et dites à porteuse unique, présentant des fluctuations correspondant à celles d'une porteuse unique,
- et un récepteur comprenant :
un dispositif de réception adapté pour recevoir un signal, dit signal reçu, incorporant un flux de symboles temporels d'éléments d'information correspondant à un flux de symboles temporels d'éléments d'information émis sur ledit canal,
un dispositif d'égalisation appliquant un procédé d'égalisation prédéterminé aux symboles temporels d'éléments d'information reçus,
un dispositif de démodulation adapté pour générer au moins un flux de mots codés, dit flux reçu de mots codés, à partir du flux de symboles temporels d'éléments d'information reçus,
au moins un dispositif de décodage adapté pour générer un flux de bits, dit flux reçu de bits, par décodage de chaque flux reçu de mots codés, selon un procédé de décodage correspondant à un procédé de codage mis en œuvre par l'émetteur, caractérisé en ce que le récepteur est conforme à l'invention et/ou met en œuvre un procédé selon l'invention.
Les inventeurs ont constaté que l'invention permet en pratique d'obtenir une prédiction de performances rapide et précise, et en particulier considérablement plus précise que dans toutes les méthodes antérieures connues, tout en restant aussi rapide. Ce résultat est surprenant, notamment car le rapport signal/bruit plus interférences équivalent ne correspond pas à la qualité de transmission par élément d'information modulé reçu.
Par ailleurs, ces avantages procurés par l'invention permettent d'envisager son utilisation en temps réel au niveau d'un récepteur pour les formes d'ondes cycliques à porteuse unique (notamment SC-OFDM, EW-SC-OFDM, SC-FDMA, WCP-OFDM, TDM cyclique) pour optimiser son fonctionnement, et en particulier pour déterminer si un mot codé reçu doit ou non être décodé et, le cas échéant, le nombre minimum d'itérations devant être utilisé par le module de décodage, dans le cas où ce dernier est du type itératif (LDPC, turbocode...).
Ainsi, l'invention permet d'envisager la réalisation d'un récepteur pour ces formes d'onde dont les performances sont auto adaptatives et minimisées en fonction de la qualité de transmission. Un tel récepteur présente en particulier l'avantage de présenter une consommation énergétique minimum ce qui est un avantage considérable pour les récepteurs embarqués sur systèmes mobiles, en particulier sur systèmes spatiaux. En effet, la réduction de la consommation énergétique permet d'une part de réaliser des économies en utilisation, et, d'autre part, de minimiser les exigences de performance des sources d'énergie, et donc leurs coûts, leur poids et leur encombrement, ou d'améliorer leur durée de fonctionnement lorsqu'il s'agit d'une batterie d'accumulateurs.
L'invention s'étend à un procédé de transmission numérique série codée sur canal non stationnaire incorporant un procédé de réception selon l'invention, ainsi qu'à un dispositif de transmission numérique série codée sur canal non stationnaire comprenant un récepteur selon l'invention.
L'invention s'étend à un programme d'ordinateur apte à être chargé en mémoire vive d'un dispositif informatique, et comprenant des instructions de code de programme pour l'exécution des étapes d'un procédé selon l'invention par le dit dispositif informatique.
Elle s'étend également à un produit programme d'ordinateur comprenant des instructions de code de programme enregistré sur un support utilisable dans un système informatique, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de programmation lisibles par un système informatique pour exécuter un procédé selon l'invention.
L'invention concerne également un procédé de réception, un récepteur, un procédé de transmission, un dispositif de transmission caractérisés en combinaison par tout ou partie des caractéristiques mentionnées ci-dessus ou ci-après.
D'autres buts, caractéristiques, et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante qui se réfère aux figures annexées représentant, à titre d'exemples non limitatifs, des modes de réalisation de l'invention et dans lesquelles :
- la figure 1 est un schéma fonctionnel représentant un dispositif de transmission selon l'invention incorporant un récepteur selon l'invention,
- la figure 2 est un schéma fonctionnel représentant un dispositif d'émission d'un dispositif de transmission selon l'invention, - la figure 3 est un schéma fonctionnel représentant un dispositif de réception et un dispositif de prédiction de performances d'un récepteur selon l'invention,
- la figure 4 est un organigramme schématique représentant un mode de réalisation d'un procédé de réception selon l'invention,
- la figure 5 est un schéma illustrant un exemple d'allure de symboles temporels reçus et de la durée des mots codés et des symboles temporels reçus dans une forme d'onde cyclique à porteuse unique,
- la figure 6 est un schéma illustrant un exemple de valeurs du rapport signal/bruit plus interférences équivalent calculé sur les symboles temporels reçus de la figure 5,
- la figure 7 est un schéma illustrant les opérations réalisées dans le domaine fréquentiel avec une forme d'onde EW-SC-OFDM,
- la figure 8 est un diagramme schématique d'exemples de courbes de référence pouvant servir, selon différents schémas de modulation, d'une fonction prédéterminée pour la détermination d'une valeur d'information mutuelle sur un canal à bruit blanc gaussien additif en fonction du rapport signal à bruit de ce canal,
- la figure 9 est un diagramme schématique représentant l'utilisation d'une courbe de référence similaire à la figure 8 pour l'exécution d'une étape d'un procédé selon l'invention,
- la figure 10 est un diagramme schématique représentant l'utilisation d'une courbe de référence similaire à la figure 8 pour l'exécution d'une première partie d'une étape d'un procédé selon l'invention,
- la figure 11 est un diagramme schématique représentant l'utilisation d'une courbe représentative d'une fonction standard pour l'exécution d'une deuxième partie d'une étape d'un procédé selon l'invention,
- la figure 12 est un schéma illustrant la chaîne d'émission et de réception d'une forme d'onde cyclique à porteuse unique dans le domaine temporel (de type TDM), - la figure 13 est un diagramme illustrant un exemple de PER pouvant être obtenue par un procédé selon l'invention comparée à une valeur estimée dans le cas d'un canal non sélectif en fréquence,
- la figure 14 est un diagramme illustrant un exemple de PER pouvant être obtenue par un procédé selon l'invention comparée à une valeur estimée dans le cas d'un canal sélectif en fréquence.
La figure 1 représente de façon générale un dispositif de transmission numérique série codée et modulée sur un canal bruité à atténuation non stationnaire avec une forme d'onde EW-SC-OFDM. Ce dispositif comprend un émetteur 11, un récepteur 12 et une liaison physique 13 sans fil formant le canal de transmission. La liaison physique 13 peut être par exemple une liaison radio fréquence, telles que celles par exemple reliant des terminaux mobiles tels que des téléphones cellulaires, des assistants numériques personnels, des ordinateurs portables, des cartes sans fil, des véhicules terrestres, des navires, des aéronefs, des satellites, des sondes spatiales ou autres systèmes spatiaux... à une station de base, elle-même fixe (terrestre) ou mobile (véhicule, satellite,...) accédant à un réseau de transmission de données tel que le réseau Internet ou tout autre réseau privé. En général, la transmission peut être bidirectionnelle, c'est-à-dire que chaque terminal mobile est tantôt émetteur, tantôt récepteur.
L'émetteur 11 comprend un premier module 14 délivrant des données sous forme d'un flux de bits (signal en bande de base) à transmettre, dit flux émis de bits. Ce flux émis de bits est fourni à un module 15 de codage qui exécute un procédé de codage prédéterminé pour former, à partir des bits, un flux de mots codés, dit flux émis de mots codés. Un tel procédé de codage permet en particulier d'augmenter la fiabilité des données transmises en augmentant les redondances tout en assurant la correction d'erreurs, c'est-à-dire la restitution des données initiales malgré les perturbations que peut subir le canal 13 de transmission.
L'invention s'applique à tout procédé de codage, et indépendamment de la nature exacte du procédé de codage utilisé. Il peut s'agir en particulier d'un procédé de codage choisi parmi les procédés du type dit LDPC (code à matrice de parité creuse), les procédés du type à turbocode et les autres procédés de codage à décodage itératif. Dans la plupart des procédés de codage modernes qui permettent d'obtenir des performances proches de la limite de Shannon, le module 15 de codage comprend une pluralité de codeurs -notamment deux codeurs-.
Ainsi, le module 15 de codage délivre des mots codés, qui sont ensuite entrelacés par un circuit entrelaceur 17, puis modulés, selon un schéma de modulation prédéterminé, par un circuit modulateur 18 qui fournit un flux d'éléments d'information modulés et entrelacés à un dispositif d'émission 19 apte à émettre par radiofréquence sur la liaison physique 13 des signaux sous forme de symboles temporels de N éléments d'information.
Le récepteur 12 comprend un dispositif de réception 20 apte à recevoir les signaux transmis via la liaison physique 13 par radiofréquence, et à délivrer un flux de symboles temporels d'éléments d'information modulés et entrelacés reçus, à un apte à appliquer une démodulation selon le schéma et la cartographie de modulation utilisés à l'émission, puis à un circuit désentrelaceur 22 qui effectue le traitement inverse de l'entrelaceur 17 de l'émetteur 11, c'est-à-dire permet la reconstitution progressive d'un flux de symboles temporels d'éléments d'information démodulés désentrelacés, à partir du flux de symboles temporels d'éléments d'information issu du circuit démodulateur 21. Le circuit désentrelaceur 22 fournit donc un flux de mots codés, dit flux reçu de mots codés, à partir du flux d'éléments d'information démodulés désentrelacés. Ces mots codés reçus sont ensuite fournis à une mémoire tampon 23 puis traités progressivement par un module 25 de décodage, comprenant un ou plusieurs de décodeur(s) -notamment deux décodeurs-, et permettant de délivrer un flux 27 de bits reçus inclus dans le signal véhiculé par la liaison physique 13 et correspondant au flux de bits émis par le circuit générateur 14.
Le récepteur 12 comprend également un module 28 de prédiction de performances décrit ci-après plus en détail.
La figure 2 représente plus en détail le dispositif 19 d'émission dans le cas d'une forme d'onde EW-SC-OFDM à M sous-porteuses (M étant un nombre entier supérieur à 1, et en général de l'ordre de plusieurs centaines, par exemple égal à 426). Cette forme d'onde est connue en elle-même et décrite par exemple par la publication « MMSE Frequency-domain Equalization Using Spectrum Combining for Nyquist Filtered Broadband Single-Carrier Transmission » [S. OKUYAMA], 2010.
Ce dispositif 19 d'émission comprend tout d'abord un module 51 mettant en parallèle les éléments d'information modulés et entrelacés et leur appliquant une transformée de Fourier rapide, pour délivrer des blocs à M composantes fréquentielles sur les différentes sous-porteuses. Le dispositif 19 d'émission comprend aussi un module 52 d'extension recevant les blocs délivrés par le module 51 pour leur appliquer une extension de K sous-porteuses, à savoir K/2 sous-porteuses dans les bandes /;.; et, respectivement, 7;-2 (figure 7) à chaque extrémité de la bande fréquentielle centrale l0 des sous-porteuses, K étant un nombre entier non nul inférieur à M, par exemple de l'ordre de 10 % de M, par exemple égal à 42.
Le dispositif 19 d'émission comprend également un module 53 d'insertion de pilotes de manière déterministe, entremêlés ou non avec les sous porteuses portant de l'information, ajoutant également des sous-porteuses de valeur nulle aux deux extrémités du spectre, de façon à délivrer des blocs à N composantes fréquentielles, N étant un nombre entier non nul supérieur à M+K, par exemple de l'ordre de 512.
Le dispositif 19 d'émission comprend également un module 54 de pondération des K sous-porteuses d'extension par application d'un demi-filtre de Nyquist dans le domaine fréquentiel dont la fonction de transfert est par exemple :
Figure imgf000025_0001
a étant le coefficient de retombée (facteur de « roll off ») du filtre de Nyquist, et M le nombre de sous-porteuses portant de l'information.
Les blocs à N composantes fréquentielles délivrés par le module 54 de pondération sont soumis à un module 55 leur appliquant une transformée de Fourier rapide inverse puis une transformation parallèle/série pour délivrer des symboles temporels de N éléments d'information. Ces symboles séries temporels sont traités par un module 56 insérant des intervalles de garde (préfixes cycliques correspondant à une partie des symboles recopiée) entre les symboles, et le signal obtenu est émis sur la ligne de transmission 13 par un circuit 57 d'émission comprenant un convertisseur numérique/analogique et un émetteur radiofréquence relié à une antenne d'émission.
Le dispositif 20 de réception comprend un circuit 61 de réception comprenant un convertisseur analogique/numérique et un récepteur radiofréquence relié à une antenne de réception, permettant de recevoir des signaux émis par un dispositif 19 d'émission et comprenant des symboles temporels h(n) de N éléments d'information modulés et entrelacés. Les symboles temporels reçus sont traités par un module 62 supprimant les intervalles de garde entre les symboles, et fournissant des symboles temporels en entrée d'un module 63 mettant en parallèle les éléments d'information modulés et entrelacés et leur appliquant une transformée de Fourier rapide, pour délivrer des blocs Y(K) reçus à N composantes fréquentielles (étape 29 figure 4).
Ces blocs Y(K) reçus sont fournis à l'entrée d'un module 64 d'égalisation appliquant un procédé d'égalisation W(K) prédéterminé dans le domaine fréquentiel, et à l'entrée d'un module 65 de dépondération des K sous-porteuses d'extension. Les blocs égalisés et dépondérés obtenus sont ensuite fournis à l'entrée d'un module 66 supprimant l'extension et délivrant donc des blocs à M composantes fréquentielles à l'entrée d'un module 67 qui supprime les pilotes du flux de symboles d'information.
Les blocs Ye(K) reçus à M composantes fréquentielles ainsi obtenus sont délivrés à l'entrée d'un module 68 leur appliquant une transformée de Fourier rapide inverse puis une transformation parallèle/série pour délivrer des éléments d'information x(n) modulés et entrelacés à l'entrée du démodulateur 21, qui fournit des éléments d'information démodulés et entrelacés à l'entrée du désentrelaceur 22, ce dernier fournissant des éléments d'information démodulés et désentrelacés.
La partie gauche de la figure 4 illustre les différentes étapes réalisées par le récepteur 12. L'étape 31 figure 4 représente l'ensemble des opérations réalisées par le module 64 d'égalisation, le module 65 de dépondération, le module 66 supprimant l'extension, le module 67 de suppression des pilotes, et le module 68 appliquant une transformée de Fourier rapide inverse pour délivrer des éléments d'information x(n) à partir des blocs Y(K) reçus à M composantes fréquentielles. Lors de l'étape 40 subséquente, le flux reçu de mots codés est démodulé par le démodulateur 21. Il est ensuite désentrelacé par le désentrelaceur 22 lors de l'étape 32 subséquente, puis mémorisé dans la mémoire tampon 23 lors de l'étape 41.
Le module 28 de prédiction de performances réalise les étapes illustrées en partie droite de la figure 4. La figure 4 représente ainsi un organigramme d'un exemple de procédé de réception selon l'invention mis en œuvre dans un récepteur 12 selon invention.
Le module 28 de prédiction de performances reçoit les blocs Y(K) reçus à N composantes fréquentielles à la sortie du module 63 appliquant une transformée de Fourier rapide en réception. À partir de ces blocs Y(K), ce module détermine lors de l'étape 30, un rapport signal/bruit y=SNRi pour chaque composante fréquentielle d'un bloc reçu, et pour les différents symboles temporels d'éléments d'information reçus du signal reçu correspondant à un même élément d'information. Ce calcul est réalisé sur toutes les sous-porteuses utilisées pour la transformée de Fourier rapide (module 51) à l'émission (EW)-SC-OFDM.
À partir de ces valeurs mémorisées des rapports SNRi signal/bruit de chaque composante fréquentielle utile d'un bloc reçu, le module 28 de prédiction de performances calcule lors de l'étape 33, pour chaque élément d'information, en fonction du procédé d'égalisation, et selon les interférences dues à la forme d'onde, un rapport SINReq signal/bruit plus interférences équivalent en fonction du procédé d'égalisation. Dans l'exemple représenté sur les figures d'une forme d'onde EW-SC-OFDM, ladite valeur SINReq du rapport signal/bruit plus interférences équivalent est calculée selon la formule (III).
Par exemple, dans le cas d'un procédé d'égalisation de type à erreur quadratique moyenne minimisée (MMSE) ou à filtre de Wiener, la fonction de transfert du filtre d'égalisation est donnée par : wm
s γ ! j k j ~ -?- ^ H [ ] s ~ }
Yk€
Figure imgf000028_0001
wjfc] =— - T -— E /X
(]¾MI2 + |¾ [/i] ) + i
Avec H(k) = H[k]F[k], le gain du canal global qui prend en compte le gain H[k] du canal (transformée de Fourier discrète d'ordre N de la réponse impulsionnelle discrète) et la fenêtre de pondération F[k] appliquée à l'émission.
La valeur SINReq du rapport signal/bruit plus interférences équivalent est donc donnée par la formule (IV).
La figure 5 représente un exemple de symboles temporels reçus de durée Ts correspondant à un mot codé de durée Tmc avec une telle forme d'onde. La figure 6 représente un exemple de valeurs SINReq du rapport signal/bruit plus interférences équivalent pouvant être obtenues avec la formule ci-dessus. Comme on le voit, ces valeurs sont établies alors que la durée Tmc d'un mot codé ne correspond pas à un multiple de la durée Tei des éléments d'information reçus pour ce mot codé.
Dans le cas d'une forme d'onde SC-OFDM sans pondération, ladite valeur SINReq du rapport signal/bruit plus interférences équivalent est donnée par la formule (I). Par exemple, dans le cas d'un procédé d'égalisation de type à erreur quadratique moyenne minimisée (MMSE) ou à filtre de Wiener, la fonction de transfert du filtre d'égalisation est donnée par :
La valeur SINReq du rapport signal/bruit plus interférences équivalent est donc donnée par la formule (II).
Dans le cas d'un procédé d'égalisation de type à forçage à zéro (ZF), la fonction de transfert du filtre d'égalisation est donnée par la formule (IX) suivante :
1
(IX) SINReq = -
M-l
1 1
P Yk = \ [k] \ 2 Y
Dans le cas d'une forme d'onde temporelle de type TDM, la chaîne d'émission et de réception, y compris le canal de transmission, est représentée figure 12. Sur cette figure :
- M et N représentent des entiers naturels dans la signification est similaire à ceux mentionnés ci-dessus pour une forme d'onde EW-SC-OFDM (groupement de symboles complexes)
- L correspond au facteur d'interpolation = N/M,
- CP correspond à l'ajout du préfixe cyclique (copie cyclique d'une partie des N échantillons),
- hT(n) est un filtre de Nyquist en temporel,
- hc(n) est un filtre représentant le canal de propagation,
- W(n) est un filtre d'égalisation temporel. On peut démontrer que l'expression du rapport signal/bruit plus interférences équivalent SINReq est la même que pour le domaine fréquentiel (formule (III) ci-dessus) en prenant :
- h(n)= hT(n) (g) hc(n) avec (g) opérateur de convolution circulaire,
- H[k] est la transformée de Fourier discrète de {h(n) },
- W[k] est la transformée de Fourier discrète de {w(n) } .
Le module 28 de prédiction de performances permet de déterminer un taux d'erreurs, avant le décodage (et donc sans nécessiter la réalisation de ce dernier), pour chaque élément d'information reçu, prenant en compte les variations d'atténuation du canal sur les éléments d'information reçus, c'est-à-dire sur les différentes parties des mots codés reçus correspondants. Le procédé mis en œuvre pour ce faire peut être identique à celui décrit par FR 2 952 254.
Lors de l'étape 33, les différentes valeurs SINReq représentant la qualité de transmission sont calculées par le module 28 de prédiction de performances à partir du flux reçu de mots codés, et ce pour chaque élément d'information d'un mot codé reçu correspondant mémorisé dans la mémoire 23, du flux reçu de mots codés.
À partir de ces différentes valeurs SINReq, une valeur d'information mutuelle 1^ est élaborée par le module 28 de prédiction de performances, lors de l'étape subséquente 34, selon une fonction prédéterminée.
Deux variantes de l'invention sont possibles en ce qui concerne le choix de la fonction prédéterminée pour le calcul de ladite valeur d'information mutuelle 1^.
Si l'on considère un élément d'information reçu y^, cet élément d'information correspond à l'élément d'information émis atténué par et bruité par un bruit blanc gaussien additif. En raison de la modulation choisie de cardinal M=2P, bk 2..
Figure imgf000030_0001
Une première variante de réalisation de l'invention consiste à considérer l'information mutuelle 7((bk 1,bk 2,. ,bk p), y^) égale à l'information mutuelle
Ik entre l'élément d'information émis et l'élément d'information reçu y^. Cette variante a l'avantage de proposer une formule théorique unique de calcul d'une courbe de référence de l'information mutuelle qui dépend seulement de la nature de la modulation considérée. Cette approche ne tient pas compte de la mise en œuvre réelle ("mapping") de la modulation ni du fait que les p bits constitutifs de l'élément d'information ne sont pas tous protégés de la même façon contre le bruit du canal.
Dans cette première variante, chaque valeur d'information mutuelle 1^ est déterminée selon la fonction définie par la formule (I) susmentionnée.
L'expression def(u,v) est sous forme analytique et peut donc être évaluée pour toutes les valeurs de u et v. Pour l'intégrale, il suffit de discrétiser cette intégrale par toute méthode numérique. Par exemple en utilisant une méthode des rectangles, on obtient chaque valeur d'information mutuelle 1^ selon la fonction définie par la formule (VI).
Comme on le voit, pour une modulation donnée, une atténuation de canal et une densité spectrale de bruit connue, l'information mutuelle entre les éléments d'information émis et reçus ne dépend que de la valeur du rapport SINReq signal/bruit plus interférences équivalent.
Une courbe de référence pour chaque schéma de modulation peut donc être obtenue par évaluation numérique de l'expression précédente. On obtient par exemple les courbes de référence représentées sur la figure 3, respectivement pour les schémas de modulation suivants : QPSK, BPSK, 16QAM, 64QAM.
Une seconde variante consiste à tenir compte de la mise en œuvre réelle ("mapping") de la modulation et à considérer chaque bit. Pour chacun des p bits b\ bk 2.. bk p constitutifs de l'élément d'information émis Χ^, on calcule l'information mutuelle ^(bk 1,yk), /^(bk 2,yk) .... /^(bk p,yk) entre chaque bit et l'élément d'information reçu y^
La courbe de référence utilisée pour obtenir l'information mutuelle est alors la somme de ces p courbes.
Ainsi, dans cette deuxième variante, chaque valeur d'information mutuelle Ik est déterminée selon la fonction Iki^byt) de l'information mutuelle calculée entre le j ème bit - J - P ^ ) de l'élément d'information émis et l'élément d'information reçu y^, cette fonction étant définie par la formule (VII) susmentionnée.
Cette formule (VII) générale est valable dans le cas où géométriquement ces deux ensembles d'éléments d'information normalisés ont la même distribution géométrique dans le plan complexe, c'est-à-dire lorsque ces deux ensembles sont égaux à une rotation ou translation du plan près. Dans le cas contraire, une formule analytique peut aussi être écrite mais elle est plus complexe. L'hypothèse susmentionnée englobe les modulations PSK en distribution géométrique dite "mapping Gray".
Les expressions d f(u,v) et g(u,v) sont sous forme analytique et peuvent donc être évaluées pour toutes les valeurs de u et v. Pour l'intégrale, il suffit de discrétiser cette intégrale par toute méthode numérique. Par exemple en utilisant une méthode des rectan les, on obtient chaque valeur d'information mutuelle 1^ selon la fonction
Figure imgf000032_0001
- 1 ) 'élément d'information émis et l'élément d'information reçu y^, cette fonction
Figure imgf000032_0002
étant définie par la formule (VIII), avec, si l'on veut évaluer les différentes gaussiennes d f(u,v) et g u,v) jusqu'à au moins leur probabilité a sur un nombre de points β dans le maillage, les valeurs suivantes de seuil et de (Au, Av) : seuil = ), imag(SINReq Sk ))
Figure imgf000032_0003
. seuil
et Au = Av = 2
β
Ik(^k,yk) est comprise entre 0 et 1. La courbe de référence à utiliser sur chaque élément d'information est la somme des courbes pour chacun des p bits. Quelle que soit la variante utilisée, on obtient donc une courbe de référence représentant une fonction prédéterminée fournissant une valeur d'information mutuelle 1^ en fonction d'un rapport signal/bruit SNR.
Il est à noter que chaque courbe de référence à laquelle il est fait référence dans tout le texte est en pratique matérialisée par une table de valeurs numériques enregistrées en mémoire de masse. Le module 28 de prédiction de performances utilise une telle table pour déterminer les valeurs numériques appropriées permettant l'utilisation d'une telle courbe.
Lors de l'étape 34 de calcul de l'information mutuelle 1^ telle que représentée sur la figure 4, le module 28 de prédiction de performances considère la courbe de référence mentionnée ci-dessus, c'est-à-dire la table de valeurs numériques enregistrées, et chaque valeur du rapport SINReq signal/bruit plus interférences équivalent en tant que valeur du rapport signal/bruit à reporter en abscisse pour déterminer chaque valeur de 1^.
Lors de l'étape 43 subséquente ces différentes valeurs 1^ sont soumises au procédé de désentrelacement, puis lors de l'étape 35 subséquente, pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, une moyenne <In> d'information mutuelle est élaborée en réalisant une moyenne des différentes valeurs d'information mutuelle 1^ déterminées pour les différentes valeurs prises par le rapport SINReq signal/bruit plus interférences équivalent sur le dit mot codé.
Lors de l'étape subséquente 36, le module 28 de prédiction de performances réutilise la même courbe de référence (c'est-à-dire la même table de valeurs numériques) pour déterminer une valeur de rapport signal/bruit équivalent SNReq sur le mot codé reçu à partir de la dite moyenne d'information mutuelle <In>. Autrement dit, le module 28 de prédiction de performances utilise la fonction inverse
/* '·
Lors de l'étape subséquente 37, le module 28 de prédiction de performances calcule chaque valeur du taux d'erreurs ER à partir de ladite valeur de rapport signal/bruit équivalent SNReq et de données mémorisées représentatives de variations d'un taux d'erreurs équivalent selon une fonction standard prédéterminée pour les modules de codage et de décodage utilisés sur un canal à bruit blanc gaussien additif.
En effet, pour un module 15 de codage et un module 25 de décodage prédéterminés, il existe une fonction standard, obtenue de façon connue en soi par simulation sur le canal gaussien stationnaire, exprimant le taux d'erreurs par mot codé PER ou le taux d'erreurs par bit BER en fonction du rapport signal/bruit. La figure 6 représente un exemple de courbes représentatives de telles fonctions standard, les différentes courbes étant obtenues pour les mêmes modules de codage de décodage et variant les unes des autres en fonction du nombre d'itérations utilisées pour le décodage.
Pour chaque valeur du rapport signal/bruit équivalent SNReq, le module 28 de prédiction de performances calcule, à partir de ces courbes, c'est-à-dire des tables de valeurs numériques enregistrées correspondantes, un ensemble de taux d'erreurs ERi, c'est-à-dire une valeur de taux d'erreurs pour chaque nombre d'itérations pouvant être utilisé au décodage. Les valeurs de taux d'erreurs ERi sont décroissantes avec le nombre d'itérations. Cet ensemble de valeurs ERi constitue donc un vecteur de taux d'erreurs (ER), déterminé pour chaque mot codé reçu.
Dans l'exemple de la figure 6, on a représenté quatre courbes de fonctions standard : une première courbe CS1 correspondant par exemple à une seule itération, une deuxième courbe CS2 correspondant par exemple à quatre itérations, une troisième courbe CS3 correspondant par exemple à huit itérations, et une quatrième courbe CS4 correspondant par exemple à seize itérations. On obtient ainsi, à partir de la valeur du rapport signal/bruit équivalent SNReq, un vecteur de taux d'erreurs ayant quatre composantes : (ER) = (ER1, ER2, ER3, ER4).
Il est à noter que les deux étapes 36, 37 peuvent être rassemblées en une même et seule étape 38, si les fonctions standard sont combinées avec la fonction inverse I^ 1 en une seule fonction fournissant directement, pour chaque nombre d'itérations, des courbes de variation du taux d'erreur ER en fonction de la moyenne d'information mutuelle <In>.
Le flux reçu de mots codés désentrelacés mémorisé dans la mémoire tampon 23 est décodé lors de l'étape 42 par le module 25 de décodage à partir en particulier d'un signal de commande élaboré lors de l'étape 39 à partir de chaque valeur de taux d'erreur calculée par le module 28 de prédiction de performances.
Dans une première variante dans laquelle le procédé de décodage a un nombre d'itérations fixe non susceptible d'être modifié par commande, le module de commande du module 28 de prédiction de performances élabore un signal de commande choisi parmi un signal d'autorisation du décodage et un signal d'interdiction du décodage. Dans ce cas, le module 28 de prédiction de performances calcule une seule valeur de taux d'erreurs ER (PER ou BER). En pratique, un signal d'autorisation de décodage sera élaboré lorsque la valeur du taux d'erreurs calculée est inférieure à un taux d'erreurs de consigne prédéterminé et enregistré, et un signal d'interdiction de décodage sera élaboré lorsque la valeur du taux d'erreurs calculée est supérieure à cette valeur de taux d'erreurs de consigne. Cette variante est particulièrement intéressante notamment lorsque le bloc codé est reçu sur plusieurs plages temporelles disjointes pouvant s'étaler sur une très longue durée (plusieurs secondes dans le cas du disperseur temporel de DVB-SH). Elle permet de déclencher un unique décodage par mot codé sans tentative de décodage à la réception de chaque nouveau morceau du mot codé.
Selon une deuxième variante, le module 28 de prédiction de performances incorpore par ailleurs avantageusement un module de commande permettant d'élaborer, lors de l'étape 39, un signal de commande pour le module de décodage 25 de façon à ce que ce dernier mette en œuvre, pour chaque mot codé reçu à décoder, un nombre d'itérations calculées en fonction des taux d'erreurs ERi. Par exemple, le module de commande détermine dans l'ensemble de taux d'erreurs ER la valeur ERopt, du taux d'erreurs qui est la plus grande et inférieure à un taux d'erreurs de consigne prédéterminé et enregistré, et commande le module 25 de décodage en fonction du nombre d'itérations correspondant à cette valeur ERopt.
Les figures 13 et 14 sont des exemples mis en œuvre avec une forme d'onde SC-OFDM avec une modulation QPSK, M=512, N=1024, qui montrent que les valeurs de PER pouvant être obtenues en fonction du rapport signal bruit SNRi = Es/No selon l'invention (points sur les figures) correspondent à des valeurs estimées par simulation (courbe sur les figures), et ce aussi bien pour un canal sélectif en fréquence que pour un canal gaussien.
Un tel résultat était considéré jusqu'à maintenant comme impossible à obtenir avec des formes d'onde cycliques à porteuse unique. Il permet en particulier de connaître à l'avance avec une excellente fiabilité les caractéristiques de la transmission, sans nécessiter de simulation complète de la liaison physique elle-même, et peut être utilisé pour optimiser la conception et la fabrication du récepteur en fonction des contraintes de qualité de transmission imposées (probabilité en ordonnées sur la figure), en choisissant le rapport signal/bruit maximum permettant de respecter ces contraintes. L'invention permet ainsi en particulier d'éviter tout surdimensionnement.
L'invention permet d'améliorer d'un facteur de l'ordre de 500 la durée moyenne nécessaire à l'évaluation par rapport à un simulateur complet générant les paquets codés. Une règle empirique indique en effet qu'avec un tel simulateur complet, pour connaître les PER (taux d'erreur par paquet), il est nécessaire de générer des paquets codés jusqu'à que 100 paquets soient faux. Ainsi, pour exemple, pour un PER de 0,01, le nombre de paquets à générer pour obtenir une seule valeur de PER au cours du temps, il faudra générer 10 000 mots codés.
Par ailleurs, les tests montrent que l'évaluation selon l'invention est en moyenne plus rapide que le temps réel. Autrement dit, les performances en PER sur un canal de durée D seront obtenues en un temps de calcul légèrement inférieur à la durée D.
Les paramètres principaux de configuration du simulateur sont : le type (lignes-colonnes ; convolutif...) et les paramètres du désentrelaceur permettant de changer les paramètres tels que définis dans la norme DVB-NGH (profondeur d'entrelacement, unité d'entrelacement (nombre de symboles)...) ; les paramètres du canal qui permettent à l'utilisateur de choisir un modèle de canal et de modifier les paramètres associés à ce modèle ; les paramètres de la liaison physique qui permettent à l'utilisateur de modifier les paramètres de la forme d'onde (intervalles de garde, bande, nombre de sous-porteuses) ainsi que le taux de codage.
L'invention peut faire l'objet de nombreuses variantes de réalisation et applications autres que celles mentionnées ci-dessus.

Claims

REVENDICATIONS
1/ - Procédé de réception de données numériques transmises sur une transmission numérique série codée et modulée sur un canal bruité à atténuation non stationnaire, dans lequel :
- un signal, dit signal reçu, est reçu par un dispositif (12) de réception, ledit signal reçu incorporant un flux de symboles temporels d'éléments d'information correspondant à un flux de symboles temporels d'éléments d'information émis sur ledit canal et représentatifs d'éléments d'information correspondant aux données à transmettre, chaque élément d'information étant représenté par une pluralité desdits symboles temporels, le signal reçu présentant une forme d'onde choisie dans le groupe des formes d'onde, dites cycliques, comprenant des intervalles de garde répétés de façon cyclique, et dites à porteuse unique, présentant des fluctuations correspondant à celles d'une porteuse unique,
- un procédé d'égalisation prédéterminé est appliqué par ledit dispositif de réception aux symboles temporels d'éléments d'information reçus,
- au moins un flux de mots codés, dit flux reçu de mots codés, est généré par démodulation à partir du flux de symboles temporels d'éléments d'information reçus,
- un flux de bits, dit flux reçu de bits, est généré par décodage de chaque flux reçu de mots codés, selon un procédé (42) de décodage correspondant à un procédé de codage mis en œuvre à l'émission sur le canal du flux de symboles émis, procédé dans lequel :
des données numériques sont mémorisées associant une valeur de qualité de transmission aux éléments d'information reçus,
dans une première étape (34), une valeur d'information mutuelle 1^ est élaborée pour chaque valeur de ladite qualité de transmission selon une fonction prédéterminée de ladite qualité de transmission,
caractérisé en ce que ladite valeur de qualité de transmission est constituée d'un rapport signal/bruit plus interférences équivalent calculé en fonction dudit procédé d'égalisation à partir de différentes valeurs de rapport signal/bruit du canal mesurées pour les différents symboles temporels d'éléments d'information reçus du signal reçu correspondant à un même élément d'information et selon des interférences dues à ladite forme d'onde.
21 - Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite forme d'onde étant choisie dans le groupe des formes d'onde à porteuse unique à division de fréquence sur une pluralité de M sous-porteuses, le signal reçu présentant des symboles temporels de N éléments d'information modulés, N étant un nombre entier supérieur à M, lesdits symboles temporels étant séparés les uns des autres par des intervalles de garde, le dispositif (12) de réception étant adapté pour :
- supprimer les intervalles de garde,
- appliquer une transformée de Fourier rapide d'ordre N aux symboles temporels du signal reçu, et produire des blocs, dits blocs reçus, de composantes fréquentielles sur lesdites sous-porteuses,
- appliquer ledit procédé d'égalisation auxdits blocs reçus pour produire des blocs égalisés,
- appliquer une transformée de Fourier rapide inverse aux blocs égalisés pour produire un flux de symboles temporels égalisés,
- des données numériques sont mémorisées permettant de déterminer une valeur d'un rapport signal/bruit SNRi pour chaque composante fréquentielle d'un bloc reçu,
- ladite qualité de transmission est constituée d'une même valeur SINReq d'un rapport signal/bruit plus interférences équivalent calculée en fonction dudit procédé d'égalisation à partir desdites valeurs des rapports signal/bruit SNRi pour toutes les composantes fréquentielles d'un même bloc reçu.
3/ - Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que le signal reçu présentant une forme d'onde SC-OFDM sans pondération, ladite valeur SINReq du rapport signal/bruit plus interférences équivalent est calculée selon la formule (I) suivante : (I)
Figure imgf000040_0001
avec a = ∑k=o W[k]H[k]
M
et dans lesquelles :
- H[k] est le gain du canal calculé par transformation de Fourier discrète d'une réponse impulsionnelle discrète,
- W[k] est la fonction de transfert du procédé d'égalisation et de pondération, et W[k] = W[k] H[k],
- y est le rapport signal sur bruit moyen (en temps/fréquence).
4/ - Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit procédé d'égalisation étant à erreur quadratique moyenne minimisée (MMSE) ou à filtre de Wiener, ladite valeur SINReq du rapport signal/bruit plus interférences équivalent est calculée selon la formule (II) suivante :
β
(II) SINReq =
Figure imgf000040_0002
1 2 ,
Yk = \H[k] \ *Y
5/ - Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que le signal reçu présentant une forme d'onde EW-SC-OFDM comprenant une extension de fréquences avec pondération, ladite valeur SINReq du rapport signal/bruit plus interférences équivalent est calculée selon la formule (III) suivante :
k l 2
(III) SINReq =
Σ^ (\ννΜ\2 + γ→\ννΜή - \α\
Figure imgf000041_0001
Figure imgf000041_0002
et dans lesquelles :
- I0 est la bande centrale des fréquences non pondérées (non recombinaison des sous-porteuses), est formé des bandes /;.; et 7;-2 d'extrémité des fréquences pondérées (où les sous-porteuses sont recombinées), la bande basse /;.; étant référencée par un indice 1, la bande haute I] _2 par un indice 2,
- H[k] est le gain du canal calculé par transformation de Fourier discrète d'une réponse impulsionnelle discrète,
- W[k] est la fonction de transfert du procédé d'égalisation et de pondération, et W[k] = W[k] H[k],
- W0[k] : est la fonction de transfert du procédé d'égalisation et de pondération dans la bande fréquentielle centrale l0 correspondant à la pondération neutre (pas de recombinaison des sous-porteuses),
- Wj[k] et W2[k] sont les fonctions de transfert du procédé d'égalisation et de pondération respectivement dans les deux bandes fréquentielles /;.; et 7;-2 où les sous-porteuses sont recombinées et pondérées,
- γ est le rapport signal sur bruit moyen : y 2 avec Λ s- i -
6/ - Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que ledit procédé d'égalisation étant à erreur quadratique moyenne minimisée (MMSE) ou à filtre de Wiener, ladite valeur SINReq du rapport signal/bruit plus interférences équivalent est calculée selon la formule (IV) suivante :
(IV) SINReq =
1 - a
11 - Procédé selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que chaque valeur d'information mutuelle 1^ est élaborée selon la fonction définie par la formule (V) suivante :
Figure imgf000042_0001
(V) u=—∞ v=—∞
Figure imgf000042_0002
S m - I i S ^ m
M étant le cardinal de l'alphabet
Figure imgf000042_0003
sym oles modulés.
8/ - Procédé selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que chaque valeur d'information mutuelle 1^ est élaborée selon la fonction définie par la formule (VI) suivante :
Ik {^ yk ) = -^g2 {mSINReq )
seuil seuil
W - AuAv ∑ ∑f (qAu, rAv) \og2 (f (qAu, rAv))
q=- seuil r=— seuil
seuil = SINReq
Figure imgf000042_0004
+ MaxQ<_m<_u_x (real(SINReqSm ), imag (SINReqSm )) seuil
et Au = Av = 2-
Procédé selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé ce ue chaque valeur d'information mutuelle 1^ est élaborée selon la fonction
Figure imgf000043_0001
de l'information mutuelle calculée entre le j ème bit ( 0≤ JP l ) de l'élément d'information émis et l'élément d'information reçu cette fonction étant définie par la formule (VII) suivante :
Figure imgf000043_0002
(VII)
+ { gj(u,v)\og2(gj(u,v))dudv
Figure imgf000043_0003
Figure imgf000043_0004
M étant le cardinal de l'alphabet
Figure imgf000043_0005
}des symboles modulés,
Figure imgf000043_0006
m de p bits
0 < j < p 1 ^ont je numéroté m vaut 0, i S
L m io≤m≤2p -1 étant l'ensemble des symboles normalisés m de p bits
0≤ j≤ p 1 ont je ^ jt numéroté m vaut 1.
10/ - Procédé selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que chaque valeur d'information mutuelle
Figure imgf000044_0001
définie par la formule (VIII) suivante :
( seuil seuil
(H , yk ) = AuAv ∑ / {qAu, rAv) log2 (/ (qAu, rAv))
-seuil r=— seuil
seuil seuil
+ ∑ ∑gj (q u, rAv) log2 (gj (qAu, rAv))
q—— seuil r—— seuil
seuil Sk ), imag(SINReqSk ))
Figure imgf000044_0002
seuil
et Au = Av = 2- β
11/ - Procédé selon la revendication 2 et l'une des revendications
1 à 10, caractérisé en ce que les valeurs des rapports signal/bruit SNRi pour chaque sous-porteuse sont des valeurs mesurées au fur et à mesure de la réception des symboles reçus du signal reçu.
12/ - Procédé selon l'une des revendications 1 à 11, caractérisé en ce que :
dans une deuxième étape (35), une moyenne <In> d'information mutuelle est élaborée pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, en réalisant une moyenne des différentes valeurs d'information mutuelle 1^ élaborées dans la première étape pour les différentes valeurs prises par ladite qualité de transmission sur le dit mot codé,
dans une troisième étape (38), au moins une valeur d'un taux d'erreurs ER du flux reçu de bits est élaborée sans réalisation du décodage pour chaque mot codé du flux reçu de mots codés, à partir de chaque valeur de la moyenne d'information mutuelle <In> élaborée dans la deuxième étape, et par utilisation de données mémorisées représentatives de variations d'un taux d'erreurs équivalent selon au moins une fonction, dite fonction standard, du rapport signal/bruit, chaque fonction standard étant prédéterminée pour les dispositifs de codage et de décodage sur un canal à bruit blanc gaussien additif.
13/ - Récepteur pour transmission numérique série codée et modulée sur un canal bruité à atténuation non stationnaire, comprenant :
- un dispositif (12) de réception adapté pour recevoir un signal, dit signal reçu, incorporant un flux de symboles temporels d'éléments d'information correspondant à un flux de symboles temporels d'éléments d'information émis sur ledit canal et représentatifs d'éléments d'information correspondant aux données à transmettre, chaque élément d'information étant représenté par une pluralité desdits symboles temporels, le signal reçu présentant une forme d'onde choisie dans le groupe des formes d'onde, dites cycliques, comprenant des intervalles de garde répétés de façon cyclique, et dites à porteuse unique, présentant des fluctuations correspondant à celles d'une porteuse unique,
- un dispositif (64) d'égalisation appliquant un procédé d'égalisation prédéterminé aux symboles temporels d'éléments d'information reçus,
- un dispositif (21) de démodulation adapté pour générer au moins un flux de mots codés, dit flux reçu de mots codés, à partir du flux de symboles temporels d'éléments d'information reçus,
- un dispositif (25) de décodage adapté pour générer un flux de bits, dit flux reçu de bits, par décodage de chaque flux reçu de mots codés, selon un procédé de décodage correspondant à un procédé de codage mis en œuvre à l'émission du flux émis de symboles modulés sur ledit canal,
- un dispositif (28) de prédiction de performances adapté pour élaborer au moins une valeur représentative d'un taux d'erreurs ER du flux reçu de bits, sans réalisation du décodage, à partir de données numériques mémorisées permettant d'associer une valeur de qualité de transmission aux éléments d'information reçus, ledit module de prédiction de performances du canal étant adapté pour :
- dans une première étape, élaborer pour chaque valeur de ladite qualité de transmission, une valeur d'information mutuelle 1^ selon une fonction prédéterminée de ladite qualité de transmission, caractérisé en ce que ledit dispositif (28) de prédiction de performances du canal est adapté pour utiliser à titre de valeur de qualité de transmission, un rapport signal/bruit plus interférences équivalent calculé en fonction dudit procédé d'égalisation à partir de différentes valeurs de rapport signal/bruit du canal mesurées pour les différents symboles reçus du signal reçu correspondant à un même symbole d'information et selon des interférences dues à ladite forme d'onde.
14/ - Récepteur selon la revendication 13, caractérisé en ce qu'il est adapté pour la mise en œuvre d'un procédé selon l'une des revendications 1 à 12.
15/ - Dispositif de transmission numérique série codée et modulée sur un canal bruité à atténuation non stationnaire entre :
- un émetteur (11) comprenant :
un dispositif (15) de codage adapté pour générer, à partir d'un flux de bits à transmettre, dit flux émis de bits, au moins un flux de mots codés, dit flux émis de mots codés, résultant du codage, selon au moins un procédé de codage prédéterminé, dudit flux émis de bits,
un dispositif (18) de modulation adapté pour générer au moins un flux d'éléments d'information modulés, dit flux émis d'éléments d'information modulés, selon un schéma prédéterminé de modulation, sur au moins un signal de porteuse, chaque flux émis d'éléments d'information modulés étant représentatif d'au moins une partie de chaque flux émis de mots codés,
un dispositif (19) d'émission, sur un canal bruité à atténuation non stationnaire, d'un signal émis incorporant un flux de symboles temporels d'éléments d'information correspondant aux données à transmettre, chaque élément d'information étant représenté par une pluralité de symboles temporels, le signal émis présentant une forme d'onde choisie dans le groupe des formes d'onde, dites cycliques, comprenant des intervalles de garde répétés de façon cyclique, et dites à porteuse unique, présentant des fluctuations correspondant à celles d'une porteuse unique,
- et un récepteur (12) comprenant :
un dispositif (20) de réception adapté pour recevoir un signal, dit signal reçu, incorporant un flux de symboles temporels d'éléments d'information correspondant à un flux de symboles temporels d'éléments d'information émis sur ledit canal,
un dispositif (64) d'égalisation appliquant un procédé d'égalisation prédéterminé aux symboles temporels d'éléments d'information reçus,
un dispositif (21) de démodulation adapté pour générer au moins un flux de mots codés, dit flux reçu de mots codés, à partir du flux de symboles temporels d'éléments d'information reçus,
au moins un dispositif (25) de décodage adapté pour générer un flux de bits, dit flux reçu de bits, par décodage de chaque flux reçu de mots codés, selon un procédé de décodage correspondant à un procédé de codage mis en œuvre par l'émetteur,
caractérisé en ce que le récepteur est conforme à l'une des revendications 13 ou 14.
16/ - Dispositif informatique comprenant des moyens informatiques de traitement numérique de données, caractérisé en ce qu'il est adapté et programmé pour la mise en œuvre d'un procédé selon l'une des revendications 1 à 12.
17/ - Programme d'ordinateur apte à être chargé en mémoire vive d'un dispositif informatique, et comprenant des instructions de code de programme pour l'exécution des étapes d'un procédé selon l'une des revendications 1 à 12 par le dit dispositif informatique.
18/ - Produit programme d'ordinateur comprenant des instructions de code de programme enregistré sur un support utilisable dans un système informatique, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de programmation lisibles par un système informatique pour exécuter un procédé selon l'une des revendications 1 à 12.
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