WO2015034316A1 - 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송수신 방법 및 이를 이용한 장치 - Google Patents

시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송수신 방법 및 이를 이용한 장치 Download PDF

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WO2015034316A1
WO2015034316A1 PCT/KR2014/008397 KR2014008397W WO2015034316A1 WO 2015034316 A1 WO2015034316 A1 WO 2015034316A1 KR 2014008397 W KR2014008397 W KR 2014008397W WO 2015034316 A1 WO2015034316 A1 WO 2015034316A1
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WO
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time
digital
varying
frequency
sound wave
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PCT/KR2014/008397
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English (en)
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Inventor
김태현
이혜원
최성현
Original Assignee
주식회사 사운들리
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Publication date
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    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/018—Audio watermarking, i.e. embedding inaudible data in the audio signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B11/00—Transmission systems employing sonic, ultrasonic or infrasonic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B2001/6912—Spread spectrum techniques using chirp

Definitions

  • the present invention relates to a sound wave transmission and reception method using a time-varying frequency-based symbol, and an apparatus and an application using the same.
  • Korean Laid-Open Patent Publication No. 2013-0064014 (June 17, 2013) ("System, server, method, and recording medium for providing location based service using sound wave communication”) is based on location using sound wave communication.
  • a system for providing a service and the like are disclosed.
  • Korean Patent Laid-Open No. 2012-0045613 (“Data transmission / reception system and method in audio frequency band sound wave communication, and apparatus applied thereto") includes a method for transmitting and receiving data in the audio frequency band and An apparatus is disclosed.
  • a method for transmitting / receiving a sound wave using a time-varying frequency-based symbol which is excellent in auto correlation and cross correlation, and which is easy for transmission distance / synchronization, and an apparatus and an application using the same may be provided.
  • a sound wave transmission / reception method using a time-varying frequency-based symbol and a device and an application using the same may be provided.
  • a speaker and a microphone provide sound wave transmission and reception methods using time-varying frequency-based symbols, which can robustly communicate sound waves even in an environment in which frequency characteristics are poor as the frequency increases, and an apparatus and an application using the same are provided. Can be.
  • a method for transmitting / receiving a sound wave using a time-varying frequency-based symbol that enables sound wave communication even if the frequency response of a speaker, a microphone, and an amplifier is irregular because it does not depend on a specific frequency, and an apparatus and an application using the same are provided. Can be.
  • a sound wave transmission / reception method using a time-varying frequency-based symbol that is easy for distance measurement as well as sound wave communication, and an apparatus and an application using the same may be provided.
  • an application using sound waves capable of controlling a speaker and a microphone independently of an operating system (OS) may be provided.
  • OS operating system
  • a first digital code configured to increase or decrease the frequency linearly or nonlinearly with time in consideration of the frequency response characteristic of the speaker and the amplifier and the frequency response characteristic of a microphone to receive sound waves output from the speaker;
  • a sound wave transmission method using a time-varying frequency-based symbol comprising a second digital code configured in consideration of autocorrelation and cross-correlation with a first digital code within a ⁇ 24 kHz sound wave band.
  • a D / A converter for converting waveform data in a digital form into an analog signal
  • an output unit including an amplifier for amplifying the analog signal and a speaker for outputting the analog signal amplified by the amplifier as sound waves within a 20 Hz to 24 kHz sound wave band.
  • the waveform data in the digital form is configured such that the frequency increases or decreases linearly or nonlinearly with time in consideration of frequency response characteristics of the speaker and the amplifier and frequency response characteristics of a microphone to receive sound waves output from the speaker.
  • a time-varying frequency-based symbol comprising a first digital code, a second digital code configured in consideration of autocorrelation within the 20 Hz to 24 kHz sound wave band and cross correlation with the first digital code
  • the sound wave transmission apparatus used may be provided.
  • a training sequence adding step of adding a training sequence to the data modulated in the modulation step is a training sequence adding step of adding a training sequence to the data modulated in the modulation step.
  • the waveform data in the digital form generated by the modulating step and the training sequence adding step is converted into an analog signal and amplified by an amplifying unit, and then output by the speaker as sound waves in a 20 Hz to 24 kHz sound wave band.
  • a first digital code configured to increase or decrease the frequency linearly or non-linearly with time in consideration of the frequency response characteristic of the speaker and the amplifier and the frequency response characteristic of a microphone to receive sound waves output from the speaker;
  • a digital waveform data generation method for transmitting sound waves characterized in that the second digital code is configured in consideration of autocorrelation and cross-correlation with the first digital code within the ⁇ 24 kHz sound wave band.
  • the waveform data of the digital form includes at least one time-varying up signal in which the frequency increases linearly or nonlinearly with time and at least one time-varying down signal in which the frequency decreases linearly or nonlinearly with time,
  • the time-varying up signal is configured such that the frequency increases linearly or nonlinearly with time in consideration of the frequency response characteristics of the speaker and the amplifier and the frequency response characteristics of the microphone.
  • the time-varying down signal is configured such that the frequency decreases linearly or nonlinearly with time in consideration of autocorrelation within the 20 Hz to 24 kHz sound wave band and cross-correlation with the time varying up signal.
  • a sound wave receiving method may be provided.
  • a microphone which is amplified by the amplifier and receives sound waves output within the 20 Hz to 24 kHz sound wave band by the speaker and converts them into an electrical signal, and A / which converts the converted electrical signal into digital waveform data. Detecting a part of the digital waveform data (hereinafter, referred to as packet data) in a computer having a D converter; And
  • a first digital code configured to increase the frequency linearly or nonlinearly with time in consideration of the frequency response characteristic of the speaker and the amplifier and the input microphone; and within the 20 Hz to 24 kHz sound band
  • a second digital code configured to reduce frequency linearly or nonlinearly with time in consideration of correlation and cross-correlation with the first digital code
  • the application executes the demodulating step, the application uses time-varying based symbols whose frequency changes over time.
  • the time-varying symbol used in the demodulation step is a time-varying up signal whose frequency increases linearly or nonlinearly with time, and a time-varying down signal whose frequency decreases linearly or nonlinearly with time,
  • a computer-readable medium may be provided that uses time-varying based symbols.
  • a microphone which is amplified by an amplifier and receives sound waves output within a 20 Hz to 24 kHz sound wave band by a speaker and converts them into electrical signals;
  • An A / D converter for converting the electrical signal converted by the microphone into a waveform in a digital form
  • a packet detector for detecting a portion (hereinafter, referred to as a data packet) in the digital waveform data converted by the A / D converter;
  • a data demodulator for demodulating the data packet detected by the packet detector into digital bit data.
  • the waveform data of the digital form changes in frequency with time
  • the waveform data in the digital form may include a first digital code configured to linearly or nonlinearly increase in frequency with time in consideration of frequency response characteristics of the speaker and the amplifier and frequency response characteristics of the microphone; Using a time-varying frequency-based symbol, characterized in that the second digital code is configured to reduce the frequency linearly or nonlinearly in consideration of autocorrelation within the 24 kHz sound band and cross-correlation with the first digital code.
  • a sound wave receiving apparatus may be provided.
  • auto correlation and cross correlation are excellent, facilitating transmission distance / synchronization.
  • a transceiver may be simply implemented.
  • PLL phase lock loop
  • PSK phase shift keying
  • robust sound wave communication is possible even if the characteristics of the speaker and the microphone are not good at higher frequencies.
  • a high frequency when a high frequency is used in a frequency shift keying (FSK) scheme, transmission and reception are possible without deterioration of performance due to distortion of a received signal due to characteristics of a speaker and a microphone between frequency bands.
  • FSK frequency shift keying
  • the frequency response of the speaker, microphone, and amplifying unit is irregular because it does not depend on a specific frequency, sound wave communication can be performed well.
  • it may be easy for distance measurement as well as sound wave communication.
  • the speaker or the microphone can be implemented as an application that can be controlled independently of the operating system (OS), it can be applied without the constraints applied by the operating system.
  • OS operating system
  • FIG. 1 is a view for explaining a sound wave transmission method using a time-varying frequency-based symbol according to an embodiment of the present invention
  • 3 is a view for explaining digital waveform data including a training sequence
  • FIG. 4 is a view for explaining a digital waveform data generation method according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a view for explaining a sound wave receiving method according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a view for explaining an application according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a view for explaining a sound wave transmission apparatus using a time-varying frequency-based symbol according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 9 to 11 are views for explaining a sound wave receiving apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • 13 to 16 are diagrams for explaining a symbol according to an embodiment of the present invention.
  • 17 is a diagram for explaining repetitive transmission and repeated reception according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 is a diagram for explaining a case where a sound wave receiving apparatus according to an embodiment of the present invention receives two or more copy sound waves;
  • 19 is a view for explaining reception when the symbols do not overlap or overlap on the time axis according to an embodiment of the present invention.
  • 20 is a view for explaining a time-varying signal normalized to the inverse of the frequency response of analog devices such as a speaker, a microphone, an amplifier, and the like.
  • 21 is a view for explaining a training sequence consisting of two or more time-varying signals according to an embodiment of the present invention.
  • waveform data generator 16 D / A converter
  • a component when mentioned to be on another component, it means that it may be formed directly on the other component or a third component may be interposed therebetween.
  • FIG. 1 is a view for explaining a sound wave transmission method using a time-varying frequency-based symbol according to an embodiment of the present invention.
  • digital waveform data is stored (S101). And converting the waveform data in the digital form into an electrical signal in the analog form (hereinafter referred to as an electrical signal or an analog signal) (S103), and outputting the electrical signal as sound waves through the speaker (S105).
  • the electrical signal (or analog signal) converted in step S103 may have a waveform data form described with reference to FIG. 2.
  • Digital waveform data stored in step S101 is composed of at least one symbol (time-varying frequency-based symbol) consisting of a signal whose frequency changes with time in a sound wave band.
  • step S103 the digital waveform data stored in step S101 is converted into an electrical signal (that is, analog waveform data).
  • step S105 the electrical signal converted in step S103 is output as sound waves.
  • FIGS. 1 (a) and 2 (b) are diagrams for explaining waveform data according to an embodiment of the present invention.
  • the waveform data is configured to have a characteristic in which the frequency changes (eg, increases or decreases) in time as shown in FIG. 2 (a). Means data.
  • the waveform data in digital form means digital data configured to have a characteristic in which frequency changes (eg, increases or decreases) in frequency in a frequency characteristic
  • the form data refers to analog data configured to have a characteristic in which frequency changes (eg, increases or decreases) in frequency characteristics.
  • the waveform data is used as a term that refers to either or both of digital waveform data and analog waveform data.
  • the waveform data in the digital form according to an embodiment of the present invention, the sampling rate of any one of 44.1 kHz, 48 kHz, 88.2 kHz, 96 kHz, and 192 kHz, 8 bits, 16 bits, 20 bits,
  • waveform data in analog form according to an embodiment of the present invention may be obtained.
  • the waveform data in analog form may be waveform data in a digital form according to an embodiment of the present invention.
  • Waveform data according to an embodiment of the present invention includes a time-varying signal-based symbol (hereinafter also referred to as time-varying symbol).
  • a symbol based on a time-varying signal includes data having a characteristic that a frequency increases with time, such as an up time-varying signal, and a frequency decreases with time, such as a down time-varying signal. It may be data having a characteristic of doing.
  • a symbol based on time-varying signals included in digital waveform data may be a digital code having a characteristic that a frequency increases with time, such as an up-time-varying signal (hereinafter, referred to as 'first digital code'). It may be any one of a digital code (hereinafter, 'second digital code') having a characteristic that a frequency may decrease with time such as') and a down time-varying signal.
  • 'first digital code' an up-time-varying signal
  • 'second digital code' having a characteristic that a frequency may decrease with time such as'
  • the time-varying signal-based symbol included in the analog waveform data according to an embodiment of the present invention is an analog signal having a characteristic that a frequency increases with time, such as an up time-varying signal, and a down. It may be any one of analog signals having a characteristic that the frequency may decrease with time, such as a time-varying signal.
  • the up time varying signal has a characteristic in which the frequency increases linearly or nonlinearly with time, and the down time varying signal has a frequency decreasing linearly or nonlinearly with time.
  • the up time varying signal may have a characteristic in which the frequency increases exponentially with time
  • the down time varying signal may have a characteristic in which the frequency decreases exponentially with time
  • the time-varying signal may be normalized to the reciprocal of the frequency response of analog devices that transmit and receive sound waves, such as speakers, microphones, amplifiers, and the like.
  • FIGS. 13 to 16 are diagrams for describing time-varying symbols according to an embodiment of the present invention. Each of these figures shows a time-varying symbol as an example.
  • the waveform data of the digital form includes at least one or more first digital codes meaning '1' (or '0') and second digital codes meaning '0' (or '1'). It may be configured to include at least one.
  • the first digital code and the second digital code do not represent information of '1' or '0', and are '1' or 'depending on the distance interval (corresponding to phase in the frequency response) between adjacent digital codes. It may also indicate information of '0'.
  • the waveform data according to another embodiment of the present invention may further include a training sequence.
  • FIG. 3 is a diagram for describing waveform data including a training sequence.
  • the training sequence included in the waveform data is composed of symbols (hereinafter, referred to as training sequence symbols) whose frequency changes with time.
  • the training sequence included in the waveform data in the digital form according to the embodiment of the present invention is composed of digital data (or 'training sequence digital code') having a characteristic of changing frequency with time.
  • the training sequence included in the waveform data of the analog form according to an embodiment of the present invention is also composed of an analog signal having a characteristic that the frequency changes with time.
  • the training sequence is used to refer to either or both of the training sequence included in the waveform data in the digital form and the training sequence included in the waveform data in the analog form.
  • the length of the training sequence may be longer than the length of a time-varying signal based symbol meaning 1 or 0. This is because the characteristics of auto correlation and cross correlation are improved in proportion to the length of time-varying symbols, so that the starting point of the sound wave can be detected more accurately at the receiving side. Good correlation characteristics will be described later with reference to FIG. 12.
  • the training sequence may be included in the first or last portion of the waveform data in the form of a preamble as shown in FIG. 3, or may be divided into a small training sequence in the form of a pilot.
  • a space may be inserted between the training sequence and the time-varying signal representing the digital information, or may be included by repeating a portion of the training sequence in the form of a cyclic prefix.
  • a training sequence according to an embodiment of the present invention includes two or more time-varying signals.
  • the training sequence consisting of two or more time-varying signals can provide information about the training sequence and the structure of the time-varying signal following the training sequence.
  • the interval between time-varying signals (not shown) following the training sequence is time-varying after the training sequence when the training sequence consists of one time-varying signal. It may be shorter than the spacing between signals (not shown).
  • the spacing time (e.g., t2 in FIG. 21 (b)) may represent the interval between time-varying signals following the training sequence.
  • Each frequency of the time-varying up signal and the time-varying down signal described above is determined in time. Change accordingly. For example, the frequency of the time varying up signal may increase linearly, and the frequency of the time varying down signal may decrease linearly. In another example, the frequency of the time-varying up signal is changed non-linearly, the frequency of the time-varying down signal is changed non-linearly, the auto correlation characteristics and cross correlation characteristics of the two signals may be very good. Good correlation characteristics will be described later with reference to FIG. 12.
  • time-varying up signal and the time-varying down signal may be time-varying within a sound wave band (for example, 20 Hz to 24 kHz).
  • step S103 the waveform data in digital form stored in step S101 is converted into an analog signal.
  • step S103 the digital waveform data is converted into an analog signal at a predetermined sampling rate and a predetermined quantization level.
  • the predetermined sampling rate can be any one of 44.1 kHz, 48 kHz, 88.2 kHz, 96 kHz, and 192 kHz, for example, and the predetermined quantization level is 8 bits, 16 bits, 20 bits, 24 bits, and 32, respectively. It may be any one of bits.
  • the numerical values are exemplary, and it will be readily understood by those skilled in the art that the present invention is not limited to such numerical values.
  • step S105 the analog signal converted in step S103 is output as sound waves.
  • step S105 may include amplifying the analog signal converted in step S103 and outputting the amplified analog signal to the speaker.
  • the sound wave transmission method for example, it is possible to amplify the analog signal converted from the waveform data of the digital form, and to continuously output the signal as sound waves to the speaker.
  • steps S101, S103, and S105 steps S103 and S105 are performed again, steps S103 and S105 are performed again, and so on.
  • the receiving side that wants to receive the sound wave may receive the sound wave at any time without a separate transmission request.
  • the reception performance can be improved by receiving demodulated sound waves and combining and demodulating the sound waves.
  • the sound wave transmission method is, for example, a sound wave system for reproducing and outputting arbitrary data consisting of digital bit data through a speaker. Where applicable.
  • FIG. 4 is a diagram for describing a method of generating waveform data in a digital form according to an embodiment of the present invention.
  • the training sequence adding step of adding a training sequence to the data modulated in the modulation step ( S205) may be included.
  • step S201 digital bit data is stored.
  • a computer readable medium may store digital bit data.
  • the digital bit data may be a digital code such as 10101100.
  • the digital bit data may further include an error detection or correction code for error detection or correction.
  • step S203 the digital bit data is modulated into signal-based symbols whose frequency changes with time.
  • step S203 digital bit data is modulated into a first digital code and a second digital code.
  • the first digital code and the second digital code are digital data having a characteristic that a frequency changes with time.
  • the first digital code is a code having a characteristic of increasing frequency with time
  • the second digital code is a code having a characteristic of decreasing frequency with time
  • the sampling rates of the first digital code and the second digital code may be, for example, any one of 44.1 kHz, 48 kHz, 88.2 kHz, 96 kHz, and 192 kHz, and include the first digital code and the second digital code.
  • the quantization level of the code may be any one of 8 bits, 16 bits, 20 bits, 24 bits, and 32 bits, respectively.
  • the numerical values are exemplary, and it will be understood by those skilled in the art that the present invention is not limited to such numerical values.
  • the digital code 10101100 stored in step S201 may be modulated as follows. (Only the portion modulated with the first digital code is shown in thick for ease of understanding).
  • step S205 the training sequence is added to the performance result of step S203.
  • the training sequence may be longer than the symbol (eg, the first digital code or the second digital code) of the digital bit data to be originally sent.
  • training sequence may also include a digital code (training sequence digital code) having a characteristic that a frequency changes over time.
  • step S203 is the output of step S203.
  • step S205 may be as follows.
  • the digital codes are illustrated as not overlapping each other on the time axis.
  • the sound wave transmission method according to an embodiment of the present invention described with reference to FIG. 5 may be implemented to further include an error correction or detection encoding step (not shown) including an error correction or detection code in the digital bit data to be transmitted. Can also be.
  • the error correction or detection encoding step may be performed before step S201, or may be performed between steps S201 and S203.
  • the waveform data in digital form generated according to the method described above may be used, for example, in the sound wave transmission method or apparatus described in the present specification.
  • the waveform data in digital form stored in step S101 may be a product after step S205 is performed.
  • FIG. 5 is a view for explaining a sound wave receiving method according to an embodiment of the present invention.
  • a microphone receives a sound wave and converts the sound wave into an analog signal (S301).
  • the sound wave received by the microphone is composed of a time-varying up signal whose frequency increases with time and a time-varying down signal whose frequency decreases with time, and the time-varying up signal and a time-varying down signal are respectively present in time within the sound wave band. It may be changed according to.
  • the signal received in step S301 may be a result of performing step S105 of FIG. 1.
  • step S303 the analog signal output by the microphone is converted into a waveform in a digital form at a predetermined sampling rate and quantization level.
  • the predetermined sampling rate may be any one of 44.1 kHz, 48 kHz, 88.2 kHz, 96 kHz, and 192 kHz
  • the predetermined quantization level may be 8 bits, 16 bits, 20 bits, 24 bits, and It may be any one of 32 bits.
  • operation S305 an operation of detecting a portion (called a 'packet' or a 'data packet') including information originally to be received from digital waveform data converted in operation S303 is performed.
  • step S305 in order to convert the waveform data in the digital form converted in step S303 into the frequency domain, first, a fast Fourier transform (FFT) is performed, and then an envelope is detected from the fast Fourier transformed signal and then used. To find the starting position of the training sequence. The packet having the start position of the found training sequence can be detected.
  • FFT fast Fourier transform
  • FIG. 10 the training train separated by the training train trimmer 205 is shown schematically.
  • Step S305 may also be configured to further include a radio channel estimation operation and a channel equalization operation. That is, the channel effects can be estimated using the training sequence separated by the training sequence trimmer, and the channel effects can be removed from the digital waveform data using the estimated channel effects.
  • the fast Fourier transform of the time-inversed training sequence may be stored in advance and used when detecting an envelope.
  • the fast Fourier transformed signal of the time-inversed training sequence After multiplying the fast Fourier transformed signal by the fast Fourier transformed signal with respect to the digital data converted in step S303, the fast Fourier transformed signal of the time-inversed training sequence, an operation called zero-filling and an Invese fast Fourier transform in the technical field to which the present invention belongs. Perform the operation continuously.
  • FIG. 6 is a view for explaining the zero-filling used in an embodiment of the present invention.
  • the zero-filling operation makes the first half of the fast Fourier transformed signal result zero, which is equivalent to zero filling the negative frequency portion.
  • step S307 the packet detected in step S305 is demodulated into digital bit data.
  • the packet detected in step S305 may be, for example, the radio channel effect is removed by passing through the channel measurement and channel equalization operation.
  • step S307 the operation of detecting an envelope twice may be performed on the packet detected in step S305 as follows.
  • the first envelope detecting operation (hereinafter, referred to as a 'first envelope detecting operation') includes a packet detected in step S305 by using a fast Fourier transform signal of a time-inversed up signal, which is inversed on the time axis. It multiplies by and detects an envelope.
  • the operation of detecting the second envelope may include multiplying the FFT signal of the time-inversed down signal by the time-inversed down signal by the packet detected in step S305 and detecting the envelope (hereinafter, 'Second envelope detection operation'.
  • These two envelope detection operations may be performed either first or simultaneously.
  • step S307 the bit detection operation is performed on the result of the first envelope detection operation and the detection of the second envelope detection operation.
  • the bit detection operation refers to each time-varying signal by referring to a distance value between time-varying signal symbols already known by a receiving device, a given envelope, a point where a training sequence starts in a given digital waveform data obtained through packet detection, and a length of the training sequence. It consists of a sampler that estimates the point where the symbol starts and a comparator that determines the digital meaning of the time-varying signal having a higher value by comparing values (correlation values) at the point where each time-varying signal symbol starts.
  • a sound wave including the same information (the sound waves including the same information will be referred to as a copy sound wave for the convenience of understanding) for a predetermined time. At least two or more times may be repeated at intervals (or randomly) and sequentially transmitted. For example, after receiving a first copy sound wave, after a predetermined time has elapsed, a second copy sound wave may be received, and after a predetermined time elapses, a third copy sound wave may be received. In this example, an example of receiving three times the copy sound waves, but it is also possible to receive more than four times as an example.
  • the copy sound waves contain the same information, the noise included in the copy sound waves and the distortion of the channel affecting each of the copy sound waves may be different. Therefore, in order to increase the accuracy of demodulation, all of the copy sound waves are demodulated, and the detection accuracy can be increased by determining the copy sound waves in consideration of all the copy sound waves. For details, refer to the description in FIG. 11.
  • an error correction code may be used.
  • the method may further include an error correction step or an error detection step (not shown) for detecting and correcting an error by using Coding or Error Detection Coding.
  • the error correcting step performs an operation of correcting an error of the digital bit data demodulated in step S307 by using an error correction code included in the digital bit data demodulated in step S307.
  • the error detecting step performs an operation of checking whether there is an error in the digital bit data demodulated in step S307 by using the error detection code included in the digital bit data demodulated in step S307.
  • the sampling rates are any one of 44.1 kHz, 48 kHz, 88.2 kHz, 96 kHz, and 192 kHz, respectively, and the quantization level is 8 bits, 16 bits, 20 bits, and 24 bits, respectively. It may be any of,, and 32 bits, but it should be understood by those skilled in the art that these figures are exemplary only.
  • FIG. 7 is a view for explaining an application according to an embodiment of the present invention.
  • the 'computer' may be, for example, devices such as a smartphone, a tablet PC, a wearable computer, or a desktop PC.
  • a computer includes a microphone 1 capable of receiving sound waves, a memory 2 in which an application 3 is stored and executed, and a computer processor 4 for loading and executing an application in the memory 2. , A / D converter 5, and other hardware and software resources 6 needed to operate the computer.
  • the application 3 may be a program that can be loaded and executed in the memory 2 by the computer processor 4.
  • the program consists of code that can be executed by the computer processor 4.
  • the application 3 When the application 3 is loaded into the memory 2 by the computer processor 4, the application 3 checks whether the microphone 1 is turned on.
  • the application 3 may turn on the microphone 1 if the microphone 1 is not turned on.
  • the microphone 1 converts the received sound wave into an electrical signal in an analog form.
  • the analog signal may have a waveform described with reference to FIG. 2.
  • the A / D converter 5 converts the electrical signal received and output by the microphone 1 into waveform data in digital form.
  • the A / D converter 5 converts the electrical signal output from the microphone 5 into a digital waveform at a predetermined sampling rate and quantization level.
  • the predetermined sampling rate may be any one of 44.1 kHz, 48 kHz, 88.2 kHz, 96 kHz, and 192 kHz
  • the predetermined quantization level may be 8 bits, 16 bits, 20 bits, 24 bits, and It may be any one of 32 bits.
  • the application 3 performs packet detection and demodulation operations on the digital data converted by the A / D converter 5 to convert the digital data into digital bit data.
  • the sound wave that is the object to be converted by the application 3 is composed of a time-varying up signal whose frequency increases with time and a time-varying down signal whose frequency decreases with time.
  • the sound wave that is the object to be converted by the application 3 may be a signal output in step S105 described above.
  • the sound wave that is the object to be converted by the application 3 may be a sound file that is continuously and repeatedly transmitted as described above with reference to FIGS.
  • the packet detection operation is the same as the operation of the packet detection unit 300 in FIG. 9, and the demodulation operation is the same as the operation of the data demodulation unit 400 in FIG. 9.
  • the application 3 uses a training sequence when performing a packet detection operation, and the training sequence used in the present embodiment is composed of a time-varying up signal or a time-varying down signal.
  • the application 3 detects a packet by using an FFT value of a time varying up signal or a time varying down signal. For example, the application 3 performs an operation of FFT converting the digital data converted by the A / D converter 5 and detecting an envelope of the FFT-converted signal, wherein the high speed of the time-inversed training sequence is performed. Use the Fourier transform value.
  • the application 3 also performs channel estimation and channel equalization operations, which also use fast Fourier transform values of the training sequence when performing channel estimation operations.
  • the application 3 performs an operation of demodulating the detected packet into digital bit data.
  • a symbol according to an embodiment of the present invention is used.
  • the application 3 uses the demodulation operation.
  • the symbol may be a time-varying up signal and a time-varying down signal.
  • the application 3 detects a packet by using an FFT value of a time varying up signal or a time varying down signal. For example, when detecting an envelope, the fast Fourier transform value of the time-varying up signal inversed on the time axis and the fast Fourier transform value of the time-varying down signal inversed on the time axis are used.
  • the operation of converting the sound wave into digital bit data by the application 3 may be, for example, an operation performed to include steps S305 and S307 described with reference to FIG. 5.
  • the computer of FIG. 7 it is possible to configure the computer of FIG. 7 to further include a low power voice detection chip.
  • the low power voice detection chip detects a sound wave pattern (a pattern that indicates the presence of a significant sound wave, which may be included in digital waveform data).
  • the microphone 1 is turned on and the standby computer processor is activated to execute at least one predetermined application.
  • at least one or more applications may mean an application 3 described above, or may be an application required to execute the application 3 or to execute the application 3.
  • the A / D converter 5 converts it into digital data and outputs it.
  • the application 3 detects a packet with respect to the digital data output from the A / D converter 5.
  • a demodulation operation is performed to convert the digital bit data.
  • FIG. 8 is a view for explaining a sound wave transmission apparatus using a time-varying frequency-based symbol according to an embodiment of the present invention.
  • FIGS. 1 to 4 exemplarily illustrates a sound wave transmission apparatus using a time-varying frequency-based symbol according to an embodiment of the present invention (hereinafter, referred to as an “sound wave transmission apparatus”) with reference to FIGS. 1 to 4. It is an example of implementing the sound wave transmission method described above as an apparatus.
  • the storage unit 12 the digital waveform data generation unit 14, the D / A converter 16 for converting the digital waveform data into an analog signal, and amplify the analog signal to sound waves It includes an output unit 18 for outputting as.
  • the storage unit 12 stores digital bit data to be transmitted by sound waves.
  • the storage unit 12 may additionally store digital waveform data generated by the waveform data generator 14.
  • the storage unit 12 may temporarily store data such as a RAM, or may be a storage device such as a flash RAM, a CD, a ROM, or an HDD.
  • the storage unit 12 may be, for example, a first storage unit for storing digital bit data and a second waveform unit for storing digital waveform data. Like the storage unit, it may be implemented in plural numbers.
  • the digital waveform data generation unit 14 generates an operation of generating digital bit data into digital waveform data.
  • the digital waveform data generator 14 may perform a digital waveform data generation operation as described with reference to FIG. 4 (see description of FIG. 4).
  • the calculation result of the digital waveform data generation unit 14 may be digital data composed of symbols based on a time-varying up signal and a time-varying down signal whose frequency varies with time.
  • the D / A converter 16 converts data generated by the waveform data generator 14 into an analog signal.
  • the D / A converter 16 may perform step S103 described with reference to FIG. 1.
  • the output unit 18 outputting the sound wave as an amplifying analog signal can amplify and output the analog signal generated by the D / A converter 16.
  • the output unit 18 may include, for example, an amplifier (not shown) for amplifying an analog signal and a speaker (not shown) for outputting the signal amplified by the amplifier in the form of sound waves.
  • the sound wave transmission apparatus may be implemented to further include an error correction or detection encoder (not shown) including an error correction or detection code in the digital bit data to be transmitted. There is also.
  • the error correction or detection encoding unit (not shown) performs an error correction or detection encoding operation on the digital bit data stored in the storage unit 12 to convert the error correction or error detection code into the waveform data generation unit 14. ) Can be added to the digital bit data input.
  • the sound wave transmission apparatus amplifies the analog signal converted from the waveform data of the digital form, and continues to output the signal as sound waves to the speaker You can repeat with
  • the receiving side that wants to receive the sound wave may receive the sound wave at any time without a separate request.
  • the reception performance can be improved by receiving demodulated sound waves and combining and demodulating the sound waves.
  • 9 to 11 are views for explaining a sound wave receiving apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • the sound wave receiving apparatus (hereinafter, referred to as the "sound wave receiving apparatus") according to an embodiment of the present invention, the microphone 100, the A / D converter 200, the packet detector 300, and The data demodulator 400 may be included.
  • the 'sound wave receiving device' may be, for example, a device such as a smartphone, a tablet PC, a wearable computer or a desktop PC, a server, a PDA.
  • the microphone 100 receives sound waves and converts the sound wave into an electrical signal in an analog form.
  • the analog signal may be configured as a waveform having frequency characteristics as shown in FIG. 2.
  • the microphone 100 may perform step S301 of FIG. 5.
  • the electrical signal output by the microphone 100 includes a time-varying up signal and a time-varying down signal whose frequency changes with time.
  • the A / D converter 200 converts the electrical signal output by the microphone 100 into waveform data in a digital form and outputs the waveform.
  • the A / D converter 200 converts the electrical signal output from the microphone 100 into a digital waveform at a predetermined sampling rate and quantization level.
  • the predetermined sampling rate may be any one of 44.1 kHz, 48 kHz, 88.2 kHz, 96 kHz, and 192 kHz
  • the predetermined quantization level may be 8 bits, 16 bits, 20 bits, 24 bits, and It may be any one of 32 bits.
  • the packet detector 300 detects a portion (i.e., a 'packet' or a 'data packet') including information originally intended to be received from the digital data output from the A / D converter 200.
  • the packet detector 300 may perform step S305 of FIG. 5.
  • the data demodulator 400 demodulates the packet detected by the packet detector 300 into digital bit data.
  • the data demodulator 400 may perform step S307 of FIG. 5.
  • the packet detector 300 may include a fast Fourier transform unit 201 and a fast Fourier which perform a fast Fourier transform (FFT) operation to change the digital data output by the A / D converter 200 into a frequency domain.
  • An envelope detection unit 203 for detecting an envelope with respect to the signal converted by the conversion unit 201, a peak finder 207 for finding the position of the training sequence, and a training sequence separated from the signal converted by the fast Fourier transform unit 201.
  • the training sequence trimmer 205, a channel estimator 211, and a channel equalizer 213 may be included.
  • the envelope detector 203 receives a signal transformed by the fast Fourier transform unit 201 and a fast Fourier transform value of a time-inversed training sequence, and multiplies and multiplies (ie, correlates) these two values.
  • the data output from the envelope detector 203 is a value converted into the time domain by the inverse fast Fourier transform unit, and the peak finder 207 determines the position of the training train using this value. Offset in FIG. 10 means a time at which a packet starts in the entire received signal.
  • the peak finder 207 finds a maximum value in a given signal.
  • the peak finder 207 may be implemented by various heuristics that can find an offset of a packet by simply finding a maximum value or using characteristics of a signal. For example, the maximum value resulting from correlation shows symmetrical characteristics in the absence of noise and channel distortion, so the degree of symmetry before and after the maximum value is found, and the offset indicated by the simple maximum value. You can also calculate a more accurate offset.
  • the training sequence trimmer 205 receives a signal transformed into the inverse fast Fourier transform section of the envelope detector in the time domain, and uses the position of the training sequence found by the peak finder 207 and the length value of the training sequence known in advance. To separate the training row. In this case, the separated training sequence is provided to the channel estimator 211.
  • the channel estimator 211 estimates a channel effect from the training sequence provided from the training sequence trimmer 205.
  • the channel estimator 211 may include, for example, a divider.
  • the channel equalizer 213 receives the data converted by the fast Fourier transform unit 201 and removes the channel effect provided from the channel estimator 211 from the corresponding signal (that is, corrects the distortion of the channel). The data is output to the data demodulator 400.
  • the packet detector 300 described with reference to FIG. 10 uses a training sequence.
  • the training sequence used in the present embodiment includes a time-varying up signal or a time-varying down signal.
  • the packet detector 300 detects a packet by using an FFT value of a time-varying up signal or a time-varying down signal. For example, when the envelope is detected, the fast Fourier transform value of the time-inversed training sequence is used, and the fast Fourier transform value of the training sequence is used for channel estimation.
  • the data demodulator 400 may include a first envelope detector 302, a second envelope detector 304, and a bit detector 306.
  • the first envelope detector 302 and the second envelope detector 304 each receive an output of the channel equalizer 213.
  • the first envelope detector 302 zeros the output of the multiplier and multiplier that multiplies the fast Fourier transform value of the time-inversed up signal, which is inversed on the time axis, with the value received from the channel equalizer 213.
  • the second envelope detector 304 zeros the output of the multiplier and the multiplier that multiplies the fast Fourier transform value of the time-inversed up signal, which is inversed on the time axis, and the value received from the channel equalizer 213.
  • the bit detector 306 is provided with the output values of the first envelope detector 302 and the second envelope detector 304 to sample and compare the digital bit data.
  • the bit detector 306 uses, for example, the distance value between the length of the training sequence and the time-varying signal symbol already known at the receiver, the offset given by the peak finder 207, and the envelope given by the detectors 302 and 304, respectively.
  • a sampler (not shown) that estimates the point where the time-varying signal symbol starts and a comparator that determines the digital meaning of the time-varying signal having a higher value by comparing values (correlation values) at the point where each time-varying signal symbol starts. (Not shown).
  • the data demodulator 400 described with reference to FIG. 11 uses a symbol according to an embodiment of the present invention.
  • the symbol used in the data demodulator 400 may be a time-varying up signal and a time-varying down signal.
  • the data demodulator 400 detects a packet by using an FFT value of a time-varying up signal or a time-varying down signal. For example, when detecting an envelope, the fast Fourier transform value of the time-varying up signal inversed on the time axis and the fast Fourier transform value of the time-varying down signal inversed on the time axis are used.
  • the apparatus may further include an error correcting unit (not shown) that corrects an error using an error correction code or an error detection coding, or an error detecting unit (not shown) that detects an error.
  • the error correction unit (not shown) corrects an error in the digital bit data demodulated by the data demodulation unit 400 by using an error correction code included in the digital bit data demodulated by the data demodulation unit 400.
  • the error detector (not shown) may use the error detection code included in the digital bit data demodulated by the data demodulator 400 to determine whether there is an error in the digital bit data demodulated by the data demodulator 400. Check it.
  • the sound wave receiver according to the exemplary embodiment of the present invention described with reference to FIGS. 8 to 11 may further include a low power voice detection chip.
  • the low-power voice detection chip detects a sound wave pattern (a pattern indicating significant sound waves, which may be included in digital waveform data).
  • the microphone 100 is turned on, the A / D converter 200, the packet detector 300, and the data demodulator 400 operate by changing the standby computer processor to an activated state.
  • the sound wave receiving apparatus includes a computer processor for controlling the above-described components to perform their operations.
  • the A / D converter 200, the packet detector 300, and / or the data demodulator 400 may be implemented in software and / or hardware, which may be controlled and operated by a computer processor.
  • the sound wave receiving apparatus may receive at least two or more copy sound waves. Meanwhile, two or more copy sound waves may be received at predetermined time intervals (or random). In this case, as described above with reference to FIG. 5, the sound wave receiving apparatus receives the copy sound wave, so that the microphone 100, the A / D converter 200, and the packet detector 300 have their own copy sound waves. Perform each operation of.
  • FIG. 18 is a diagram for describing a case in which the sound wave receiving apparatus described with reference to FIGS. 9 to 11 receives copy sound waves.
  • the microphone 100 transmits the first copy sound wave C1 to an electrical signal (hereinafter, referred to as a first electrical signal).
  • the A / D converter 200 converts the first electrical signal C1 into the waveform data C1 in the digital form
  • the packet detector 300 converts the packet data (hereinafter, referred to from the digital waveform data C1).
  • the first packet data C1 is detected and provided to the data demodulator 400.
  • the microphone 100 receives the second copy sound wave C2 at the time t2 (where the interval between the time t1 and the time t2 may be appropriately determined by those skilled in the art)
  • the A / D converter 200 And packet data (second packet data) C2 are detected by the packet detector 300 and the data demodulator 400 is provided.
  • the A / D converter 200 And packet data (third packet data) C2 are detected by the packet detector 300 and provided to the data demodulator 400.
  • the data demodulator 400 demodulates the digital bit data by referring to both the first packet data C1, the second packet data C2, and the third packet data C3.
  • the first envelope detector 302 and the second envelope detector 304 of the data demodulator 400 detect an envelope with respect to each packet data and provide it to the bit detector 306.
  • envelopes detected from the first packet data C1 output from the packet detector 100 are indicated by C1 and C1
  • envelopes detected from the second packet data C2 are indicated by C2 and C2.
  • the envelope detected from the third packet data C3 is represented by C3 and C3.
  • the bit detector 306 can determine the digital bit more accurately by considering all of the envelopes for each packet data. This improves the performance of the sound wave receiving apparatus.
  • the bit detector 306 finds the maximum point by referring to C1, C2, and C3 together, and finds the maximum point by referring to C1, C2, and C3 together, and then uses a comparer. The bit can be detected.
  • the sound wave receiving apparatus may be configured to further include an adder (not shown) and a buffer (not shown).
  • an adder (not shown) and a buffer (not shown) are located between the A / D converter 200 and the packet detector 300 in terms of their functions, and the buffer (not shown) is an A / D converter (not shown).
  • the digital waveform is output from the digital waveform 200.
  • the adder (not shown) performs a mutual addition operation between the digital waveform data stored in the buffer (not shown) and outputs the waveform. Subsequent operations are performed by the packet detector 300 and the data demodulator 400.
  • an adder receives digital waveform data and performs an addition operation.
  • the noise included in the copy sound waves may be canceled, and thus the data demodulator 400 may perform more accurate detection.
  • the sound wave receiving apparatus may be applicable to a case where two or more copy sound waves are received at a predetermined time interval (or random), and some are overlapped on the time axis for reception. Do.
  • the sound wave receiving apparatus receives five copy sound waves, receives a first copy sound wave at time t1, a second copy sound wave at time t2, and a second copy sound wave at time t3. And the third copy sound wave are received together, the third copy sound wave and the fourth copy sound wave are received together at time t4, and the fifth copy sound wave is received at time t5.
  • FIG. A diagram for describing correlation characteristics of a time-varying signal according to an embodiment.
  • FIG. 12 (a) It is a graph showing the auto-correlation characteristics (Fig. 12 (a)) of the time-varying up signal and the time-varying down signal used in the present invention
  • Figure 12 (b) is cross-correlation A graph showing the characteristics.
  • auto-correlation means a correlation between a time-varying up signal and a time-varying up signal, or a correlation between a time-varying down signal and a time-varying down signal
  • cross-correlation means a time-varying down signal.
  • the time-varying up signal and the time-varying down signal used in the present invention are very excellent in correlation characteristics and are resistant to external noise and interference. That is, when the two signals are the same time-varying signals, when they are exactly coincident on the time axis, very sharp and high signals are generated, and it is advantageous to find the starting point of the same signal through correlation and determine whether there is a signal. In addition, when the two signals are different time-varying signals, it is advantageous to generate a very low signal at any time difference, so as not to detect a signal that is not found through correlation. In addition, the time-varying up signal and the time-varying down signal are advantageous not only for transmitting and receiving information but also for measuring the distance of the transmitting and receiving end.
  • the time-varying up signal, the time-varying down signal, and the training sequence do not overlap each other on the time axis.
  • this is exemplary and does not necessarily have to overlap each other on the time axis, and the time-varying up signal, the time-varying down signal, and the training sequence overlap the time axis within the range that can be successfully demodulated by the correlation at the receiving end. It is also applicable to the present invention to make and transmit and receive it.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating a waveform in which time-varying symbols do not overlap, a received signal combining a training sequence, a time-varying up signal, and a time-varying down signal, and a resultant signal having a high value.
  • the received waveforms are combined with the resulting waveforms and the resulting signals with high values by correlated with the heat train, time-varying up signal, and time-varying down signal, respectively.
  • the interval between high result values of correlation is reduced.
  • the spacing of time-varying symbols can be reduced so that this spacing does not prevent successful reception. In this case, the number of symbols transmitted per unit time increases.
  • by adjusting the interval between time-varying symbols it is possible to further contain information by utilizing the type of front-and-back time-varying symbols and the interval between the symbols (Phase in terms of frequency response).

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Abstract

디지털 형태의 웨이브폼 데이터를 저장부가 저장하고 있는 단계; 상기 디지털 형태의 웨이브폼 데이터를 아날로그 신호로 변환하는 단계; 및 상기 아날로그 신호를 스피커를 통해서 음파로서 출력하는 단계;를 포함하며, 상기 디지털 형태의 웨이브폼 데이터는, 음파 대역 내에서 시간에 따라 주파수가 변화하는 심볼로 구성된 것을 특징으로 하는 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송신 방법이 제공될 수 있다.

Description

시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송수신 방법 및 이를 이용한 장치
본 발명은, 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송수신 방법 및 이를 이용한 장치와 어플리케이션에 관한 것이다.
최근 음파를 이용하여 정보를 제공하는 기술들이 연구되고 있다.
예를 들면, 한국공개특허공보 2013-0064014호(2013.06.17)("음파 통신을 이용하여 위치 기반 서비스를 제공하기 위한 시스템, 서버, 방법, 및 기록 매체")에는 음파 통신을 이용하여 위치 기반 서비스를 제공하는 시스템 등이 개시되어 있다.
다른 예를 들면, 한국공개특허공보 2012-0045613 (2012.05.09) ("가청주파수 대역 음파 통신에서의 데이터 송수신 시스템 및 방법, 그리고 이에 적용되는 장치")에는 가청주파수 대역에서 데이터를 송수신하는 방법 및 장치가 개시되어 있다.
일 실시예에 따르면, 오토 코릴레이션과 크로스 코릴레이션이 우수하여, 전송거리/동기화에 용이한, 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송수신 방법과, 이를 이용한 장치 및 어플리케이션이 제공될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 송수신장치를 간단하게 구현할 수 있는, 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송수신 방법과, 이를 이용한 장치 및 어플리케이션이 제공될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 스피커와 마이크는 주파수가 높아질수록 주파수 특성이 좋지 않은 환경에서도, 강인하게 음파 통신을 할 수 있는, 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송수신 방법과, 이를 이용한 장치 및 어플리케이션이 제공될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 특정 주파수에 의존하지 않기 때문에 스피커, 마이크, 증폭부의 주파수 응답이 불규칙이어도 음파 통신이 잘 될 수 있는 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송수신 방법과, 이를 이용한 장치 및 어플리케이션이 제공될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 음파 통신 뿐만 아니라 거리 측정에도 용이한 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송수신 방법과, 이를 이용한 장치 및 어플리케이션이 제공될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 스피커와 마이크를 오퍼레이팅 시스템(OS)와는 독립적으로 제어할 수 있는 음파를 이용하는 어플리케이션이 제공될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면,
디지털 형태의 웨이브폼 데이터를 아날로그 신호로 변환하는 단계;
상기 아날로그 신호를 증폭부가 증폭하는 단계: 및
상기 증폭부에 의해 증폭된 아날로그 신호를, 스피커가 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내의 음파로서 출력하는 단계;를 포함하며,
상기 디지털 형태의 웨이브폼 데이터는,
상기 스피커와 상기 증폭부의 주파수 응답 특성 및 상기 스피커로부터 출력된 음파를 입력받을 마이크의 주파수 응답 특성을 고려해 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 증가 혹은 감소하도록 구성된 제1 디지털 코드와, 상기 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내에서 오토코릴레이션과, 제 1 디지털 코드와의 크로스코릴레이션을 고려하여 구성된 제2 디지털 코드로 구성된 것을 특징으로 하는 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송신 방법이 제공된다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면,
디지털 형태의 웨이브폼 데이터를 아날로그 신호로 변환하는 D/A 컨버터; 및
상기 아날로그 신호를 증폭하는 증폭부와 상기 증폭부가 증폭한 아날로그 신호를 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내의 음파로서 출력하는 스피커를 포함하는 출력부;를 포함하며,
상기 디지털 형태의 웨이브폼 데이터는, 상기 스피커와 상기 증폭부의 주파수 응답 특성 및 상기 스피커로부터 출력되는 음파를 입력받을 마이크의 주파수 응답 특성을 고려해 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 증가 혹은 감소하도록 구성된 제1 디지털 코드와, 상기 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내에서 오토코릴레이션과, 제 1 디지털 코드와의 크로스코릴레이션을 고려하여 구성된 제2 디지털 코드로 구성된 것을 특징으로 하는 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송신 장치가 제공될 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면,
'1'과 '0'으로 이루어진 디지털 비트 데이터로부터 디지털 형태의 웨이브폼 데이터 생성 방법에 있어서,
상기 '1'과 '0'으로 이루어진 디지털 비트 데이터를, 음파 대역 내에서 시간에 따라 주파수가 변화하는 특성을 가진 심볼로 변조하는 변조단계; 및
상기 변조단계에서 변조된 데이터에 훈련열을 부가하는 훈련열 부가단계;를 포함하며,
상기 변조단계 및 훈련열 부가단계에 의해 생성된 디지털 형태의 웨이브폼 데이터는, 아날로그 신호로 변환되고 증폭부에 의해 증폭된 후 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내의 음파로서 스피커에 의해 출력될 것으로서,
상기 심볼은,
상기 스피커와 상기 증폭부의 주파수 응답 특성 및 상기 스피커로부터 출력되는 음파를 입력받을 마이크의 주파수 응답 특성을 고려해 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 증가 혹은 감소하도록 구성된 제1 디지털 코드와, 상기 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내에서 오토코릴레이션과, 제 1 디지털 코드와의 크로스코릴레이션을 고려하여 구성된 제2 디지털 코드로 구성된 것을 특징으로 하는 음파로 전송할 디지털 형태의 웨이브폼 데이터 생성 방법이 제공될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면,
증폭부에 의해 증폭되고 스피커에 의해 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내에서 출력된 음파를 마이크가 수신하여 아날로그 신호로서 출력하는 단계; 및
마이크가 출력하는 아날로그 신호를 디지털 형태의 웨이브폼 데이터로 변환하는 단계;를 포함하며,
상기 디지털 형태의 웨이브폼 데이터는, 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 높아지는 적어도 하나 이상의 시변 업 신호와 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 낮아지는 적어도 하나 이상의 시변 다운 신호로 이루어지며,
상기 시변 업 신호는, 상기 스피커와 상기 증폭부의 주파수 응답 특성 및 상기 마이크의 주파수 응답 특성을 고려해 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 증가하도록 구성되어 있고,
상기 시변 다운 신호는, 상기 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내에서 오토코릴레이션과, 상기 시변 업 신호와의 크로스코릴레이션을 고려하여 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 감소하도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 음파 수신 방법이 제공될 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면,
증폭부에 의해 증폭되고 스피커에 의해 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내에서 출력된 음파를 수신하여 전기적 신호로 변환하는 마이크와 상기 마이크가 변환한 전기적 신호를 디지털 형태의 웨이브폼 데이터로 변환하는 A/D 컨버터를 구비한 컴퓨터에 상기 디지털 형태의 웨이브폼 데이터에서 정보가 되는 부분(이하, 패킷 데이터라고 함)을 검출하는 단계; 및
상기 검출하는 단계에서 검출된 패킷을, 디지털 비트 데이터로 복조하는 단계;를 실행시키기 위한 어플리케이션을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 매체로서,
상기 디지털 형태의 웨이브폼 데이터는,
상기 스피커와 상기 증폭부의 주파수 응답 특성 및 입력받는 상기 마이크의 주파수 응답 특성을 고려해 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 증가하도록 구성된 제1 디지털 코드와, 상기 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내에서 오토코릴레이션과, 제 1 디지털 코드와의 크로스코릴레이션을 고려하여 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 감소하도록 구성된 제2 디지털 코드로 구성되며,
상기 어플리케이션은 상기 복조하는 단계를 실행할 때, 시간에 따라 주파수가 변화되는 시변 기반 심볼을 사용하고
상기 복조하는 단계에서 사용되는 시변 기반의 심볼은, 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 증가되는 시변 업 신호와, 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 감소되는 시변 다운 신호이며,
상기 어플리케이션은 상기 패킷 데이터를 검출하는 단계를 실행할 때, 시변 기반의 심볼을 사용하는 것을 특징으로 하는, 컴퓨터로 읽을 수 있는 매체가 제공될 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면,
증폭부에 의해 증폭되고 스피커에 의해 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내에서 출력된 음파를 수신하여 전기적인 신호로 변환하는 마이크;
상기 마이크가 변환한 전기적인 신호를 디지털 형태의 웨이브폼으로 변환하는 A/D 컨버터;
상기 A/D 컨버터에 의해 변환된 디지털 형태의 웨이브폼 데이터에서 정보가 포함된 부분(이하, '데이터 패킷')을 검출하는 패킷 검출부;
상기 패킷 검출부에서 검출된 데이터 패킷을 디지털 비트 데이터로 복조하는 데이터 복조부;를 포함하며,
상기 디지털 형태의 웨이브폼 데이터는 시간에 따라 주파수가 변화하며,
상기 디지털 형태의 웨이브폼 데이터는, 상기 스피커와 상기 증폭부의 주파수 응답 특성 및 상기 마이크의 주파수 응답 특성을 고려해 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 증가하도록 구성된 제1 디지털 코드와, 상기 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내에서 오토코릴레이션과, 제 1 디지털 코드와의 크로스코릴레이션을 고려하여 주파수가 선형 또는 비선형적으로 감소하도록 구성된 제2 디지털 코드로 구성된 것을 특징으로 하는 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 수신 장치가 제공될 수 있다.
본 발명의 하나 이상의 실시예에 따르면, 오토 코릴레이션과 크로스 코릴레이션이 우수하여, 전송거리/동기화에 용이하다.
본 발명의 하나 이상의 실시예에 따르면, 송수신장치를 간단하게 구현할 수 있다. 특히, PSK(Phase Shift Keying)와 대비할 때 정밀하고 지속적인 위상 동기화 과정이 필요하지 않아서 PLL(Phase Lock Loop)이 필요 없다.
본 발명의 하나 이상의 실시예에 따르면, 스피커와 마이크의 특성이 주파수가 높아질수록 좋지 않아도, 강인한 음파 통신이 가능한 방법이다.
본 발명의 하나 이상의 실시예에 따르면, 높은 주파수를 FSK(Frequency Shift Keying) 방식으로 사용할 때, 주파수 대역간의 스피커 및 마이크의 특성에 따른 수신 신호 왜곡 현상으로 인한 성능 열화가 없이 송수신이 가능하다.
본 발명의 하나 이상의 실시예에 따르면, 특정 주파수에 의존하지 않기 때문에 스피커, 마이크, 증폭부의 주파수 응답이 불규칙이어도 음파 통신이 잘 될 수 있다.
본 발명의 하나 이상의 실시예에 따르면, 음파 통신 뿐만 아니라 거리 측정에도 용이할 수 있다.
본 발명의 하나 이상의 실시예에 따르면, 스피커나 마이크를 오퍼레이팅 시스템(OS)과는 독립적으로 제어할 수 있는 어플리케이션으로 구현이 가능하므로, 오퍼레이팅 시스템이 가하는 제약 없이 적용될 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송신 방법을 설명하기 위한 도면이고,
도 2 (a) 및 (b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 디지털 형태의 웨이브폼 데이터를 설명하기 위한 도면이고,
도 3은 훈련열이 포함된 디지털 형태의 웨이브폼 데이터를 설명하기 위한 도면이고,
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 디지털 형태의 웨이브폼 데이터 생성 방법을 설명하기 위한 도면이고,
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 음파 수신 방법을 설명하기 위한 도면이고,
도 6은 본 발명의 일 실시예에 사용되는 Zero-filling을 설명하기 위한 도면이고,
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 어플리케이션을 설명하기 위한 도면이고,
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송신 장치를 설명하기 위한 도면이고,
도 9 내지 도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 음파 수신 장치를 설명하기 위한 도면이고,
도 12는 본원 발명의 일 실시예에 따른 시변 신호의 코릴레이션 특성을 설명하기 위한 도면이고,
도 13 내지 도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 심볼을 설명하기 위한 도면이고,
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 반복적인 송신과 반복되는 수신을 설명하기 위한 도면이고,
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 음파 수신 장치가 2개 이상의 사본 음파를 수신하는 경우를 설명하기 위한 도면이고,
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 심볼을 시간축에서 겹치지 않게 하거나, 겹치게 하였을 때의 수신을 설명하기 위한 도면이고,
도 20은 스피커, 마이크, 증폭부 등과 같은 아날로그 장치들의 주파수 응답의 역수로 정규화(Normalized)된 시변 신호를 설명하기 위한 도면이고, 그리고
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 2개 이상의 시변 신호로 구성된 훈련열을 설명하기 위한 도면이다.
[부호의 설명]
1: 100: 마이크 2: 메모리
3: 어플리케이션 4: 컴퓨터 프로세서
5: 하드웨어 및 소프트웨어 리소스들 12: 저장부
14: 웨이브폼 데이터 생성부 16: D/A 컨버터
18: 출력부 200: A/D 컨버터
300: 패킷 검출부 400: 데이터 복조부
이상의 본 발명의 목적들, 다른 목적들, 특징들 및 이점들은 첨부된 도면과 관련된 이하의 바람직한 실시예들을 통해서 쉽게 이해될 것이다. 그러나 본 발명은 여기서 설명되는 실시예들에 한정되지 않고 다른 형태로 구체화될 수도 있다. 오히려, 여기서 소개되는 실시예들은 개시된 내용이 철저하고 완전해질 수 있도록 그리고 당업자에게 본 발명의 사상이 충분히 전달될 수 있도록 하기 위해 제공되는 것이다.
본 명세서에서, 어떤 구성요소가 다른 구성요소 상에 있다고 언급되는 경우에 그것은 다른 구성요소 상에 직접 형성될 수 있거나 또는 그들 사이에 제 3의 구성요소가 개재될 수도 있다는 것을 의미한다.
본 명세서에서 제1, 제2 등의 용어가 구성요소들을 기술하기 위해서 사용된 경우, 이들 구성요소들이 이 같은 용어들에 의해서 한정되어서는 안 된다. 이들 용어들은 단지 어느 구성요소를 다른 구성요소와 구별시키기 위해서 사용되었을 뿐이다. 여기에 설명되고 예시되는 실시예들은 그것의 상보적인 실시예들도 포함한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송신 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송신 방법(이하, '본 음파 송신 방법')은, 디지털 형태의 웨이브폼 데이터를 저장하고 있는 단계(S101), 디지털 형태의 웨이브폼 데이터를 아날로그 형태의 전기적 신호(이하, 전기적 신호 또는 아날로그 신호라고 함)로 변환하는 단계(S103), 및 전기적 신호를 스피커를 통해서 음파로서 출력하는 단계(S105)를 포함할 수 있다. 여기서, S103 단계에서 변환된 전기적 신호(또는 아날로그 신호)는 도 2를 참조하여 설명하는 웨이브폼 데이터 형태를 가질 수 있다.
S101 단계에서 저장하고 있는 디지털 형태의 웨이브폼 데이터는 음파 대역 내에서 시간에 따라 주파수가 변화하는 신호로 이루어진 적어도 하나 이상의 심볼(시변 주파수 기반의 심볼)로 구성된 것이다.
S103 단계는, S101 단계에서 저장하고 있는 디지털 형태의 웨이브폼 데이터를 전기적 신호(즉, 아날로그 형태의 웨이브폼 데이터)로 변환하는 단계이다.
S105 단계는, S103 단계에서 변환된 전기적 신호를 음파로 출력하는 단계이다.
도 2 (a) 및 (b)는 본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 데이터를 설명하기 위한 도면이다.
본원 명세서에서, 웨이브폼 데이터라고 함은, 주파수 특성에 있어서, 도 2(a)에서 예시적으로 도시한 것처럼, 시간적으로 주파수가 변화(예를 들면, 증가 또는 감소)하는 특성을 가지도록 구성된, 데이터를 의미한다.
한편, 본원 발명의 설명의 목적을 위해서, 도 2(a)에 예시적으로 도시된 바와 같은, 디지털 형태의 웨이브폼 데이터 또는 아날로그 형태의 웨이브폼 데이터를 사용하기로 한다.
또한, 본원 명세서에서 디지털 형태의 웨이브폼 데이터라고 함은, 주파수 특성에 있어서, 시간적으로 주파수가 변화(예를 들면, 증가 또는 감소)하는 특성을 가지도록 구성된 디지털 데이터를 의미하고, 아날로그 형태의 웨이브폼 데이터라고 함은, 주파수 특성에 있어서, 시간적으로 주파수가 변화(예를 들면, 증가 또는 감소)하는 특성을 가지도록 구성된 아날로그 데이터를 의미한다.
또한, 본원 명세서에서는, 웨이브폼 데이터라고 함은 디지털 형태의 웨이브폼 데이터와 아날로그 형태의 웨이브폼 데이터 중 어느 하나 또는 양자 모두를 지칭하는 용어로 사용하기로 한다.
한편, 본원 발명의 일 실시예에 따른 디지털 형태의 웨이브폼 데이터는, 44.1 kHz, 48 kHz, 88.2 kHz, 96 kHz, 및 192 kHz 중 어느 하나의 샘플링율과, 8 bits, 16 bits, 20 bits, 24 bits, 및 32 bits 중 어느 하나의 양자화 레벨로 아날로그 신호로 변환하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 아날로그 형태의 웨이브폼 데이터가 될 수 있다. 반대로, 본원 발명의 일 실시예에 따른 아날로그 형태의 웨이브폼 데이터를, 44.1 kHz, 48 kHz, 88.2 kHz, 96 kHz, 및 192 kHz 중 어느 하나의 샘플링율과, 8 bits, 16 bits, 20 bits, 24 bits, 및 32 bits 중 어느 하나의 양자화 레벨로 디지털 데이터로 변환하면, 본원 발명의 일 실시예에 따른 디지털 형태의 웨이브폼 데이터가 될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 웨이브폼 데이터는 시변 신호 기반의 심볼(이하, 시변 심볼이라고도 함)을 포함한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 시변 신호 기반의 심볼은, 업(Up) 시변 신호와 같이 시간에 따라 주파수가 증가하는 특성을 가진 데이터와, 다운(Down) 시변 신호와 같이 시간에 따라 주파수가 감소하는 특성을 가진 데이터일 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 디지털 웨이브폼 데이터에 포함된 시변 신호 기반의 심볼은, 업(Up) 시변 신호와 같이 시간에 따라 주파수가 증가하는 특성을 가진 디지털 코드(이하, '제1 디지털 코드')와 다운(Down) 시변 신호와 같이 시간에 따라 주파수가 감소할 수 있는 특성을 가진 디지털 코드(이하, '제2 디지털 코드') 중 어느 하나일 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 아날로그 형태의 웨이브폼 데이터에 포함된 시변 신호 기반의 심볼은, 업(Up) 시변 신호와 같이 시간에 따라 주파수가 증가하는 특성을 가진 아날로그 신호와, 다운(Down) 시변 신호와 같이 시간에 따라 주파수가 감소할 수 있는 특성을 가진 아날로그 신호 중 어느 하나일 수 있다.
일 예를 들면, 업(Up) 시변 신호는 시간에 따라 주파수가 선형적 또는 비선형적으로 증가하는 특성을 가지고 있고, 다운(Down) 시변 신호는 시간에 따라 주파수가 선형적 또는 비선형적으로 감소하는 특성을 가질 수 있다.
다른 예를 들면, 업(Up) 시변 신호는 시간에 따라 주파수가 지수적으로 증가하는 특성을 가지고 있고, 다운(Down) 시변 신호는 시간에 따라 주파수가 지수적으로 감소하는 특성을 가질 수 있다.
다른 예를 들면, 시변 신호는, 스피커, 마이크, 증폭부 등과 같이 음파를 송신하고 수신하는 아날로그 장치들의 주파수 응답의 역수로 정규화(Normalized)된 것일 수 있다.
도 13 내지 도 16은 본 발명의 실시예에 따른 시변 심볼들을 설명하기 위한 도면들이다. 이들 도면 각각에는 시변 심볼을 예시적으로 표시하였다.
도 13을 참조하면 오토 코릴레이션과 크로스 코릴레이션의 특성이 좋은 4개의 시변 심볼을 나타내었고, 도 14를 참조하면 오토 코릴레이션과 크로스 코릴레이션의 특성이 좋은 8개의 시변 심볼을 나타내었고, 도 15를 참조하면 증가 혹은 감소하는 시변 심볼의 조합으로 새로운 시변 심볼을 구성하는 것을 나타내었다. 그리고 도 16을 참조하면 시간에 따라 지수적으로 변화되는 심볼을 나타내었다. 그리고 도 20을 참조하면 스피커, 마이크, 증폭부 등과 같이 음파를 송신하고 수신하는 아날로그 장치들의 주파수 응답의 역수로 정규화된 심볼을 나타내었다. 코릴레이션의 특성이 좋다는 것은 도 12를 설명하며 후술하기로 한다. 한편, 디지털 형태의 웨이브폼 데이터는, '1' (또는 '0') 을 의미하는 제1 디지털 코드를 적어도 하나 이상 포함하고, 그리고 '0'(또는 '1')을 의미하는 제2 디지털 코드를 적어도 하나 이상 포함하도록 구성될 수 있다.
다르게는, 제1 디지털 코드와 제2 디지털 코드가 '1' 혹은 '0'의 정보를 나타내지 않고, 서로 인접한 디지털 코드간의 거리 간격(주파수 응답에서는 위상(Phase)에 해당)에 따라 '1' 혹은 '0'의 정보를 나타낼 수도 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 웨이브폼 데이터는, 훈련열(Training Sequence)을 더 포함할 수 있다.
도 3은 훈련열이 포함된 웨이브폼 데이터를 설명하기 위한 도면이다.
도 3을 참조하면, 웨이브폼 데이터에 포함된 훈련열은 시간에 따라 주파수가 변화되는 심볼(이하, 훈련열 심볼)로 구성된다.
본 발명의 일 실시예에 따른 디지털 형태의 웨이브폼 데이터에 포함된 훈련열은, 시간에 따라 주파수가 변화되는 특성을 가진 디지털 데이터(또는 '훈련열 디지털 코드'라고도 함)로 구성된다.
한편, 본 발명의 일 실시예에 따른 아날로그 형태의 웨이브폼 데이터에 포함된 훈련열도, 시간에 따라 주파수가 변화되는 특성을 가진 아날로그 신호로 구성된다.
본원 명세서에서 훈련열이라고 함은, 디지털 형태의 웨이브폼 데이터에 포함된 훈련열과 아날로그 형태의 웨이브폼 데이터에 포함된 훈련열 중 어느 하나 또는 양자 모두를 지칭하는 것으로 사용하기로 한다.
훈련열의 길이는, 1 혹은 0을 의미하는 시변 신호 기반의 심볼의 길이보다 길수 있다. 이는 오토 코릴레이션과 크로스코릴레이션의 특성이 시변 심볼의 길이에 비례해 좋아지기 때문에, 음파의 시작점을 수신측에서 보다 정확하게 검출할 수 있도록 하기 위함이다. 코릴레이션의 특성이 좋다는 것은 도 12를 설명하며 후술하기로 한다.
훈련열은 도 3처럼 프리앰블(Preamble)의 형태로 웨이브폼 데이터의 첫부분 또는 마지막 부분에 포함될 수도 있으며, 파일럿(Pilot)의 형태로 작은 훈련열로 나누어져서 포함될 수도 있다. 또한, 무선 채널의 효과를 고려하여, 훈련열과 디지털 정보를 나타내는 시변 신호 사이에 공백을 삽입하거나, 순환접두부(Cyclic Prefix)의 형태로 훈련열의 일정부분을 반복하게 하여 포함될 수 있다.
도 21을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 훈련열은 2개 이상의 시변 신호로 구성된다. 한편, 이러한 2 개 이상의 시변 신호로 구성된 훈련열은, 훈련열과 훈련열 뒤를 따르는 시변 신호의 구조에 대해 정보를 제공할 수 있다.
예를 들어 도 21과 같이, 훈련열이 2개의 시변 신호로 구성된 경우에 훈련열 뒤를 따르는 시변 신호들(미 도시)간의 간격은, 훈련열이 1개의 시변 신호로 구성된 경우에 훈련열 뒤를 따르는 시변 신호들(미 도시)간의 간격에 비해 더 짧을 수 있다.
또한, 훈련열이 2개의 시변 신호로 구성된 경우 그 2개의 시변 신호들 사이의 소정 시간 이격되어 있을 있다. 여기서, 이격 시간(예를 들면, 도 21의 (b)에서의 t2)은 훈련열 뒤를 따르는 시변 신호간들의 간격을 나타낼 수도 있다.상술한 시변 업 신호와 시변 다운 신호의 각각의 주파수는 시간에 따라 변화된다. 일 예를 들면, 시변 업 신호의 주파수는 선형적으로 증가되고, 시변 다운 신호의 주파수는 선형적으로 감소될 수 있다. 다른 예를 들면, 시변 업 신호의 주파수는 비선형적으로 변화하고, 시변 다운 신호의 주파수는 비선형적으로 변화되되, 두 신호의 오토 코릴레이션 특성 및 크로스 코릴레이션 특성이 매우 좋은 것일 수 있다. 코릴레이션의 특성이 좋다는 것은 도 12를 설명하며 후술하기로 한다.
또한, 상술한 시변 업 신호와 시변 다운 신호는 음파 대역(예를 들면, 20Hz 내지 24 kHz )내에서 시변할 수 있다.
S103 단계는, S101 단계에서 저장하고 있는 디지털 형태의 웨이브폼 데이터를 아날로그 신호로 변환하는 단계이다.
S103 단계에서는, 디지털 형태의 웨이브폼 데이터를 소정의 샘플링율과 소정의 양자화 레벨로 아날로그 신호로 변환한다.
소정의 샘플링율은 예를 들면 44.1 kHz, 48 kHz, 88.2 kHz, 96 kHz, 및 192 kHz 중 어느 하나일 수 있고, 소정의 양자화 레벨은 각각 8 bits, 16 bits, 20 bits, 24 bits, 및 32 bits 중 어느 하나일 수 있다. 여기서, 수치는 예시적인 것이므로 본원 발명이 그러한 수치에만 한정되는 것이 아님을 본 발명이 속하는 기술분야에 종사하는 자(당업자)라면 쉽게 이해할 수 있을 것이다.
S105 단계는, S103 단계에서 변환된 아날로그 신호를 음파로 출력하는 단계이다. S105 단계는, 예를 들면, S103 단계에서 변환된 아날로그 신호를 증폭하는 단계와, 증폭된 아날로그 신호를 스피커로 출력하는 단계를 포함할 수 있다.
한편, 본 발명의 일 실시예에 따른 음파 송신방법은, 예를 들면, 디지털 형태의 웨이브폼 데이터에서 변환된 아날로그 신호를 증폭하여, 그 신호를 스피커로 음파로 출력하는 것을 지속적으로 반복할 수 있다(일 예를 들면, S101, S103, S105 단계 수행후에, 다시 S103과 S105 단계 수행하고, 다시 S103과 S105 단계 수행하고, ... 이러한 방식으로 수행 가능할 것이다). 이러한 경우, 해당 음파의 수신을 원하는 수신측에서는 별도의 송신 요청 없이 임의의 시간에 음파를 수신할 수 있다. 또한, 반복적으로 출력되는 음파를 수신한 후 그 음파를 결합하여 복조함으로써 수신 성능을 높일 수 있다.
이상과 같이 도 1 내지 도 3을 참조하여 설명한, 본 발명의 일 실시예에 따른 음파 송신 방법은, 예를 들면, 디지털 비트 데이터로 이루어진 임의의 데이터를 재생하여 스피커를 통해서 출력하는 음파 시스템과 같은 곳에 적용될 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 디지털 형태의 웨이브폼 데이터 생성 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 4를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 디지털 형태의 웨이브폼 데이터 생성 방법은, 음파로 전송할 '1'과 '0'으로 이루어진 디지털 비트 데이터를 저장하고 있는 단계(S201), S201 단계에서 저장하고 있는 디지털 비트 데이터를 음파 대역 내에서 시간에 따라 주파수가 변화하는 신호 기반의 심볼들로 변조하는 변조단계(S203), 변조단계에서 변조된 데이터에 훈련열을 부가하는 훈련열 부가단계(S205)를 포함할 수 있다.
S201 단계는, 디지털 비트 데이터를 저장하고 있는 단계이다.
S201 단계는, 컴퓨터가 읽을 수 있는 매체(램, 하드, 롬, CD, 자기 테이프)가 디지털 비트 데이터를 저장하고 있는 단계일 수 있다. 예를 들면, 디지털 비트 데이터는 10101100과 같은 디지털 코드일 수 있다.
한편, 디지털 비트 데이터는, 오류 검출 혹은 정정을 위한 오류 검출 혹은 정정 부호를 더 포함하고 있을 수 있다.
S203 단계는, 디지털 비트 데이터를, 시간에 따라 주파수가 변화되는 신호기반의 심볼들로 변조하는 단계이다.
S203 단계는, 예를 들면, 디지털 비트 데이터를 제1 디지털 코드와 제2 디지털 코드로 변조하는 단계이다. 여기서, 제1 디지털 코드와 제2 디지털 코드는 시간에 따라 주파수가 변화되는 특성을 가진 디지털 데이터이다.
예를 들면, 제1 디지털 코드는 시간에 따라 주파수가 증가되는 특성을 가진 코드이고, 제2 디지털 코드는 시간에 따라 주파수가 감소되는 특성을 가진 코드이다.
한편, 제1 디지털 코드와 제2 디지털 코드의 샘플링율은, 예를 들면, 44.1 kHz, 48 kHz, 88.2 kHz, 96 kHz, 및 192 kHz 중 어느 하나일 수 있고, 제1 디지털 코드와 제2 디지털 코드의 양자화 레벨은 각각 8 bits, 16 bits, 20 bits, 24 bits, 및 32 bits 중 어느 하나일 수 있다. 여기서 수치는 예시적인 것이므로 본원 발명이 그러한 수치에만 한정되는 것이 아님을 본 발명이 속하는 기술분야에 종사하는 자(당업자)라면 이해할 수 있을 것이다.
이해의 편의를 위해 일 예를 들면, 제1 디지털 코드가 '01010011'이고, 제2 디지털 코드가 '10001001'라고 임의로 가정한다면, S201 단계에서 저장하고 있던 디지털 코드 10101100은 다음과 같이 변조될 수 있을 것이다(이해의 편의를 위해 제1 디지털 코드로 변조된 부분만 두껍게 표시하였음).
0101001110001001010100111000100101010011010100111000100110001001
여기서, 수치는 예시적인 것으로서, 본원 발명은 그러한 수치에만 한정되지 않는다는 것을 당업자는 쉽게 이해할 수 있을 것이다.
S205 단계에서는, S203 단계의 수행결과에 대하여 훈련열을 부가하는 단계이다. 훈련열은 도 4에 도시하고 있는 바와 같이, 원래 보내고자 하는 디지털 비트 데이터의 심볼(예를 들면, 제1디지털 코드 또는 제2디지털 코드)보다 길 수 있다.
그리고, 훈련열 역시, 시간에 따라 주파수가 변화되는 특성을 가진 디지털 코드(훈련열 디지털 코드)로 구성될 수 있다.
S203 단계의 산출물이 다음
0101001110001001010100111000100101010011010100111000100110001001
과 같다고 하고, 훈련열 디지털 코드가 '1110100100101010' 라고 가정하면, S205 단계의 결과는 다음과 같을 수 있다.
11101001001010100101001110001001010100111000100101010011010100111000100110001001
여기서 디지털 코드는 시간축에서 서로 겹치지 않게 덧붙여지는 것으로 예시하였으나, 설명한 방법에 사용되는 시변 심볼의 오토 코릴레이션 및 크로스 코릴레이션 특성을 이용해서, 수신단에서 충분이 복조 가능한 범위 내에서 서로 겹치게 덧붙이는 것도 가능하다. 이 경우, 전체 디지털 코드의 전체 길이는 줄어든다. 또한, 공백 혹은 시변 심볼의 일부가 반복되는 순환접두부(cyclic prefix)를 사용해서 시변 심볼들의 간격을 더 넓게 할 수 있다. 이 경우, 전체 디지털 코드의 전체 길이는 늘어나나, 다중 경로(multipath)에 의한 간섭효과를 줄일 수 있다. 코릴레이션의 특성이 좋다는 것은 도 12를 설명하며 후술하기로 한다. 한편, 도 5를 참조하여 설명한 본 발명의 일 실시예에 따른 음파 송신 방법은, 전송할 디지털 비트 데이터에 오류 정정 혹은 검출 부호를 포함시키는 오류 정정 혹은 검출 부호화 단계(미도시)를 더 포함하도록 구현될 수 도 있다. 여기서, 오류 정정 혹은 검출 부호화 단계는, S201 단계 이전에 수행거나, S201 단계와 S203 단계 사이에 수행될 수 있다. 이상 설명한 방법에 따라서 생성되는 디지털 형태의 웨이브폼 데이터는 예를 들면, 본원 명세서에서 설명하는 음파 송신 방법이나 장치 등에 사용될 수 있다.
예를 들면, 도 1 내지 도 3을 참조하여 설명한 음파 송신 방법에서, S101 단계에서 저장하고 있는 디지털 형태의 웨이브폼 데이터는 S205 단계가 수행되고 난 후의 산출물일 수 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 음파 수신 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 5를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 음파 수신 방법(이하, '음파 수신 방법')은 음파를 마이크가 수신하여 아날로그 신호로 변환하는 단계(S301), 아날로그 신호를 디지털 형태의 웨이브폼 데이터로 변환하는 A/D 변환 단계(S303), A/D 변환 단계의 수행결과인 디지털 형태의 웨이브폼 데이터로부터 데이터 패킷을 검출하는 단계(S305), 및 상기 데이터 패킷을 디지털 비트 데이터로 복조하는 단계(S305)를 포함할 수 있다.
S301 단계에서, 마이크가 수신한 음파는, 시간에 따라 주파수가 높아지는 시변 업 신호와 시간에 따라 주파수가 낮아지는 시변 다운 신호로 이루어지고, 시변 업 신호와 시변 다운 신호는 각각 음파 대역 내에서 시간에 따라 변화되는 것일 수 있다.
예를 들면, S301 단계에서 수신하는 신호는, 도 1에서의 S105 단계의 수행결과일 수 있다.
S303 단계에서는, 마이크가 출력하는 아날로그 신호를 소정의 샘플링율과 양자화 레벨로 디지털 형태의 웨이브폼으로 변환한다.
예를 들면, 소정의 샘플링율은 44.1 kHz, 48 kHz, 88.2 kHz, 96 kHz, 및 192 kHz 중 어느 하나일 수 있고, 소정의 양자화 레벨은 각각 8 bits, 16 bits, 20 bits, 24 bits, 및 32 bits 중 어느 하나일 수 있다.
S305 단계에서는, S303 단계에서 변환된 디지털 형태의 웨이브폼 데이터로부터 원래 수신하고자 하는 정보가 포함된 부분('패킷' 또는 '데이터 패킷'라고 함)을 검출하는 동작을 수행한다.
예를 들면, S305 단계에서는, S303 단계에서 변환된 디지털 형태의 웨이브폼 데이터를 주파수 영역으로 변환하기 위해서 먼저 고속 퓨리에 변환(FFT)을 하고, 고속 퓨리에 변환된 신호에서 포락선을 검출한 후, 이를 이용하여 훈련열의 시작 위치를 찾아낸다. 찾아낸 훈련열의 위치를 시작 위치로 하는 패킷을 검출할 수 있다.한편, 본원 명세서에서는 S305 단계를 장치로서 구현한 실시 예를, 도 10을 참조하여 후술하고 있으므로 참조하기 바란다. 도 10을 참조하면, 훈련열 트리머(205)가 분리한 훈련열이 도식적으로 나타나 있다.
S305 단계는, 또한, 무선 채널 추정(channel estimation) 동작과, 채널 등화(channel equalization) 동작을 더 포함하도록 구성될 수 있다. 즉, 훈련열 트리머에 의해 분리된 훈련열을 이용하여 채널 효과를 추정하고, 이렇게 추정한 채널 효과를 이용하여, 디지털 형태의 웨이브폼 데이터에 대하여 채널 효과를 제거할 수 있다.
S305 단계에서는, Time-Inversed 훈련열의 고속 퓨리에 변환을 미리 저장하고 있다가, 포락선을 검출할 때 사용할 수 있다.
즉, S303단계에서 변환된 디지털 데이터에 대하여 고속 퓨리에 변환한 신호에, Time-Inversed 훈련열의 고속 퓨리에 변환한 신호를 곱한 후, 본 발명이 속하는 기술분야에서 Zero-filling라고 불리우는 동작과 Invese 고속 퓨리에 변환하는 동작을 연속적으로 수행한다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 사용되는 Zero-filling을 설명하기 위한 도면이다.
도 6을 참조하면, Zero-filling 동작은 고속 퓨리에 변환한 신호 결과 중 처음 절반을 Zero로 만드는 동작으로서, 이것은 Negative 주파수 부분을 Zero로 채우는 것과 같다.
이처럼, Zero-filling 동작을 수행함으로써, 코릴레이션 결과에서 포락선 부분만을 분리할 수 있으며, S307 단계를 수행할 때 최대값이 되는 부분을 보다 정확히 찾을 수 있도록 한다.
S307 단계에서는, S305 단계에서 검출된 패킷을, 디지털 비트 데이터로 복조하는 동작을 수행한다.
S305 단계에서 검출된 패킷은, 예를 들면 채널 측정과 채널 등화 동작을 통과하여 무선 채널 효과가 제거된 것일 수도 있다.
S307 단계에서는, S305 단계에서 검출된 패킷에 대하여, 다음과 같이 포락선을 검출하는 동작을 2번 할 수 있다.
첫번째 포락선 검출하는 동작(이하, '제1 포락선 검출 동작')은, 시간축에서 인버스된(Time-Inversed) 업 신호의 고속 퓨리에 변환(FFT of Time-Inversed Up Signal) 신호를 S305 단계에서 검출된 패킷에 곱함하고, 포락선을 검출하는 동작이다.
두번째 포락선 검출하는 동작은, 시간축에서 인버스된(Time-Inversed) 다운 신호의 고속 퓨리에 변환(FFT of Time-Inversed Down Signal) 신호를 S305 단계에서 검출된 패킷에 곱하고, 포락선을 검출하는 동작(이하, '제2 포락선 검출 동작')이다.
이들 두 가지 포락선 검출하는 동작은, 어느 쪽이 먼저 수행되거나, 또는 동시에 수행되어도 무방하다.
S307 단계에서는, 계속하여, 제1 포락선 검출 동작의 결과물과, 제2 포락선 검출 동작의 검출물에 대하여 비트 디텍션 동작을 수행한다.
비트 디텍션 동작은 수신 장치에서 이미 알고 있는 시변 신호 심볼 간의 거리 값과 주어진 포락선, 그리고 패킷 검출을 통해 알게된 주어진 디지털 웨이브폼 데이터에서 훈련열이 시작되는 지점, 그리고 훈련열의 길이를 참고하여, 각 시변 신호 심볼이 시작되는 지점을 추정하는 샘플러와 각 시변 신호 심볼이 시작되는 지점에서의 값들(코릴레이션 값들)을 비교하여 더 높은 값을 가지는 시변 신호의 디지털 의미를 판단하는 컴패러로 구성되어 진행된다.
제1 포락선과 제2 포락선 검출물을 바탕으로 샘플러와 컴패러의 동작을 통해서 송신단에서 송신한 디지털 비트 데이터를 수신단에서 산출해 낸다. 본원 명세서에서는 S307 단계를 장치로서 구현한 실시 예를, 도 11을 참조하여 후술하고 있으므로 참조하기 바란다.
도 5를 참조하여 설명한 본 발명의 일 실시예에 따른 음파 수신 방법은, 동일한 정보가 포함된 음파(이처럼 동일한 정보가 포함된 음파들을 이해의 편의를 위해서 사본 음파라고 부르기로 한다)를 소정의 시간 간격(또는 랜덤하게)으로 적어도 2회 이상 반복되어 순차적으로 송신할 수 있다. 예를 들면, 제1사본 음파를 수신한 후, 소정의 시간이 경과된 후, 제2사본 음파를 수신하고, 다시 소정의 시간이 경과된 후, 제3사본 음파를 수신할 수 있다. 본 예에서는 사본 음파를 3회 수신하는 예를 들었지만, 이는 예시적인 것으로서 4회 이상 수신하는 것도 가능할 것이다.
이러한 사본 음파들은 비록 동일한 정보를 포함하고는 있지만, 사본 음파들 각각에 포함되는 잡음과 사본 음파들 각각에 영향을 준 채널의 왜곡 현상은 서로 다를 수 있다. 따라서, 복조의 정확도를 높이기 위해서, 사본 음파들 각각에 대하여 모두 복조하되, 디텍션 동작에서 사본 음파들을 모두 고려하여 판단함으로써, 수신 가능성을 높일 수 있다. 이에 대하여는, 도 11의 설명을 참조하기 바란다.
사본 음파가 지속적으로 반복하여 송신되고 있을 때, 동일한 내용이지만 다른 잡음을 포함하는 여러 사본의 패킷을 수신하여 비트 디텍션 단계 전까지를 각 사본에 적용할 수 있다. 이 경우 각 사본에서 얻은 비트 디텍션 이전 단계의 신호와 신호에 관한 정보를 결합하여 비트 디텍션 단계를 수행함으로써, 수신 가능성을 높일 수 있다.
한편, 사본 음파들은 비록 동일한 정보를 포함하고는 있지만, 사본 음파들에 포함되는 잡음과 사본 음파들 각각에 영향을 준 채널의 왜곡 현상은 서로 다를 수 있다. 따라서, 복조의 정확도를 높이기 위해서, 사본 음파들 각각에 대하여 모두 복조하되, 디텍션 동작에서 사본 음파들을 모두 고려하여 판단함으로써, 디텍션의 정확도를 높일 수 있다. 구체적인 설명은, 도 11에서의 설명을 참조하기 바란다.
한편, 도 5를 참조하여 설명한 본 발명의 일 실시예에 따른 음파 수신 방법은, 복조 단계(S307)에서 복조된 디지털 비트 데이터에 오류 정정 혹은 검출 부호가 포함된 경우에는, 오류 정정 부호(Error Correction Coding) 혹은 검출 부호(Error Detection Coding)를 이용하여 오류를 검출하고 정정하는 오류 정정 단계 혹은 오류 검출 단계(미도시)를 더 포함할 수 있다.
여기서, 오류 정정 단계는, S307 단계에서 복조된 디지털 비트 데이터에 포함된 오류 정정 부호를 이용하여 S307 단계에서 복조된 디지털 비트 데이터의 오류를 정정하는 동작을 수행한다.
여기서, 오류 검출 단계는 S307 단계에서 복조된 디지털 비트 데이터에 포함된 오류 검출 부호를 이용하여 S307 단계에서 복조된 디지털 비트 데이터에 오류가 있는지 여부를 검사하는 동작을 수행한다.
이상 도 5를 참조하여 설명한 실시예에서, 샘플링율은 각각 44.1 kHz, 48 kHz, 88.2 kHz, 96 kHz, 및 192 kHz 중 어느 하나이고, 양자화 레벨은 각각 8 bits, 16 bits, 20 bits, 24 bits, 및 32 bits 중 어느 하나일 수 있으나, 이러한 수치들은 어디까지나 예시적인 것임을 당업자는 이해하여야 한다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 어플리케이션을 설명하기 위한 도면이다.
도 7을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 어플리케이션이 동작하는 컴퓨터의 구성을 예시적으로 나타낸 것이다. 여기서, '컴퓨터'는 예를 들면 스마트폰이나, 태블릿 PC, 웨어러블 컴퓨터 또는 데스크탑 PC와 같은 장치들일 수 있다.
도 7을 참조하면, 컴퓨터는, 음파를 수신할 수 있는 마이크(1), 어플리케이션(3)이 저장되어 실행되는 메모리(2), 메모리(2)에 어플리케이션을 로딩시켜 실행시키는 컴퓨터 프로세서(4), A/D 컨버터(5), 및 컴퓨터를 동작시키는 데 필요한 기타 하드웨어 및 소프트웨어 리소스들(6)을 포함할 수 있다.
여기서, 어플리케이션(3)은, 컴퓨터 프로세서(4)에 의해 메모리(2)에 로딩되어 실행될 수 있는 프로그램일 수 있다. 여기서, 프로그램은 컴퓨터 프로세서(4)에 의해 실행될 수 있는 코드로 이루어진다.
어플리케이션(3)은, 컴퓨터 프로세서(4)에 의해 메모리(2)에 로딩되면, 마이크(1)가 온 되어 있는지 여부를 확인한다.
어플리케이션(3)은 마이크(1)가 온 되어 있지 않으면, 마이크(1)를 온 시킬 수 있다.
마이크(1)는 수신한 음파를 아날로그 형태의 전기적 신호로 변환한다. 여기서, 아날로그 형태의 전기적 신호는 도 2를 참조하여 설명한 웨이브폼을 가질 수 있다.
A/D 컨버터(5)는, 마이크(1)가 수신하여 출력하는 전기적 신호를 디지털 형태의 웨이브폼 데이터로 변환한다.
A/D 컨버터(5)는, 즉, 마이크(5)가 출력하는 전기적 신호를 소정의 샘플링율과 양자화 레벨로 디지털 형태의 웨이브폼으로 변환한다.
예를 들면, 소정의 샘플링율은 44.1 kHz, 48 kHz, 88.2 kHz, 96 kHz, 및 192 kHz 중 어느 하나일 수 있고, 소정의 양자화 레벨은 각각 8 bits, 16 bits, 20 bits, 24 bits, 및 32 bits 중 어느 하나일 수 있다.
어플리케이션(3)은, A/D 컨버터(5)에 의해 변환된 디지털 데이터에 대하여 패킷 검출 및 복조 동작을 수행하여 디지털 비트 데이터로 변환한다.
한편, 어플리케이션(3)이 변환하는 대상인 음파는, 시간에 따라 주파수가 높아지는 시변 업 신호와 시간에 따라 주파수가 낮아지는 시변 다운 신호로 이루어져 있다. 예를 들면, 어플리케이션(3)이 변환하는 대상인 음파는, 상술한 S105 단계에서 출력되는 신호일 수 있다.
또한, 어플리케이션(3)이 변환하는 대상인 음파는, 도 1 내지 도 3에서 상술한 지속적으로 반복해서 송신되는 음파일 수 있다.
여기서, 패킷 검출 동작은 도 9에서의 패킷 검출부(300)의 동작과 동일하고, 복조 동작은 도 9에서의 데이터 복조부(400)의 동작과 동일하다.
예를 들면, 어플리케이션(3)은, 패킷 검출 동작을 할 때, 훈련열을 이용하며, 본 실시예에 이용되는 훈련열은 시변 업 신호 또는 시변 다운 신호로 구성되어 있다.
구체적으로 살펴보면, 어플리케이션(3)은, 시변 업 신호 또는 시변 다운 신호의 FFT 값을 이용하여 패킷을 검출한다. 예를 들면, 어플리케이션(3)은, A/D 컨버터(5)에 의해 변환된 디지털 데이터를 FFT 변환시키고, FFT 변환시킨 신호의 포락선을 검출하는 동작을 수행하는데, 이때 시간-인버스된 훈련열의 고속 퓨리에 변환 값을 이용한다.
또한, 어플리케이션(3)은 채널 추정 및 채널 등화 동작도 수행하는데, 채널 추정 동작을 수행할 때에도, 훈련열의 고속 퓨리에 변환 값을 이용한다.
어플리케이션(3)의 패킷 검출 동작에 대한 구체적인 것은, 도 9의 패킷 검출부(300)의 동작과 도 10의 설명을 참조하기 바란다.
한편, 어플리케이션(3)은 검출된 패킷을 디지털 비트 데이터로 복조하는 동작을 수행하는데, 이때 본원 발명의 일 실시에에 따른 심볼을 이용한다 예를 들면, 어플리케이션(3)이 복조 동작을 수행할 때 사용하는 심볼은 시변 업 신호와 시변 다운 신호일 수 있다.
구체적으로 살펴보면, 어플리케이션(3)은, 시변 업 신호 또는 시변 다운 신호의 FFT 값을 이용하여 패킷을 검출한다. 예를 들면, 포락선 검출할 때에, 시간축에서 인버스된 시변 업 신호의 고속 퓨리에 변환 값과, 시간축에서 인버스된 시변 다운 신호의 고속 퓨리에 변환 값을 각각 이용한다.
어플리케이션(3)의 복조 동작에 대한 구체적 설명은, 도 9의 데이터 복조부(900)의 동작과, 도 11의 설명을 참조하기 바란다.
한편 상술한 바와 같이, 어플리케이션(3)이, 음파를 디지털 비트 데이터로 변환하는 동작은, 예를 들면 도 5를 참조하여 설명하였던 S305, 및 S307 단계를 포함하도록 이루어지는 동작일 수 있다.
또한, 도 1 내지 도 3에서 설명했던 본 발명의 한 실시예처럼 사본 음파를 소정의 시간 간격으로(또는 랜덤하게) 적어도 2회 이상 순차적으로 송신되고 있을 때, 어플리케이션(3)이 음파를 디지털 비트 데이터로 변환하는 동작은 도 5를 참조하여 설명하였던 것과 같은 단계들을 거쳐서 복조된다.
이러한 사본 음파들은 비록 동일한 정보를 포함하고는 있지만, 사본 음파들에 포함되는 잡음은 서로 다를 수 있다. 따라서, 복조의 정확도를 높이기 위해서, 사본 음파들 각각에 대하여 모두 복조하되, 디텍션 동작에서 사본 음파들을 모두 고려하여 판단함으로써, 정확도를 높일 수 있다. 보다 상세한 설명은, 도 11과 도 18을 참조하여 본원 발명에 따른 음파 수신 장치를 설명 한 부분을 참조하기 바란다.
이상과 같이 도 7을 참조하여 설명한 컴퓨터에서의 어플리케이션은 마이크를 온 시키는 동작을 수행하도록 설명되었으나, 이와 다르게 구현되는 것도 가능하다.
예들 들면, 도 7의 컴퓨터가 저전력 음성 탐지 칩을 더 포함하도록 구성하는 것이 가능하다. 이러한 구성에서는, 컴퓨터 장치가 대기상태일 때에도, 저전력 음성 탐지 칩이 음파 패턴(의미있는 음파가 있다는 것을 나타내는 패턴, 이러한 음파 패턴은 디지털 형태의 웨이브폼 데이터에 포함되어 있을 수 있음. )을 탐지하면, 마이크(1)를 온 시키고, 대기 상태의 컴퓨터 프로세서를 활성화 상태로 바꾸어 미리 지정된 적어도 하나 이상의 어플리케이션을 실행시킨다. 여기서의 적어도 하나 이상의 어플리케이션은, 상술한 어플리케이션(3)을 의미하거나 또는 어플리케이션(3)을 실행시키거나 또는 어플리케이션(3)을 실행되기 위해서 필요한 어플리케이션일 수 있다.
A/D 컨버터(5)는 마이크(1)로부터 출력되는 전기적 신호가 있으면, 디지털 데이터로 변환하여 출력하며, 어플리케이션(3)은 A/D 컨버터(5)로부터 출력되는 디지털 데이터에 대하여 패킷 검출 및 복조 동작을 수행하여 디지털 비트 데이터로 변환한다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송신 장치를 설명하기 위한 도면이다.
도 8에 예시적으로 도시된 도면은, 본 발명의 일 실시예에 따른 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송신 장치(이하, '음파 송신 장치')는, 상술한 도 1 내지 도 4를 참조하여 설명하였던, 음파 송신 방법을 장치로서 구현한 일 예이다.
도 8을 참조하면, 저장부(12), 디지털 형태의 웨이브폼 데이터 생성부(14), 디지털 형태의 웨이브폼 데이터를 아날로그 신호로 변환하는 D/A 컨버터(16), 아날로그 신호를 증폭하여 음파로서 출력하는 출력부(18)를 포함한다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 저장부(12)는, 음파로 송신할 디지털 비트 데이터를 저장하고 있다.
저장부(12)는, 추가적으로, 웨이브폼 데이터 생성부(14)에 의해 생성된 디지털 웨이브폼 데이터도 저장할 수 있다.
저장부(12)는 예를 들면 램과 같이 임시로 데이터를 저장하거나, 플래시램, CD, 롬이나 HDD와 같은 저장장치일 수도 있다.
본 실시예에서 저장부(12)는 설명의 목적을 위해서 1 개인 것으로 도시하였으나, 저장부(12)는 예를 들면, 디지털 비트 데이터를 저장하는 제1저장부와 디지털 웨이브폼 데이터를 저장하는 제2저장부와 같이, 복수 개로 구현되는 것도 가능하다.
디지털 형태의 웨이브폼 데이터 생성부(14)는, 디지털 비트 데이터를 디지털 형태의 웨이브폼 데이터로 생성하는 동작을 수행한다.
예를 들면, 디지털 형태의 웨이브폼 데이터 생성부(14)는, 도 4를 참조하여 설명한 바와 같은, 디지털 형태의 웨이브폼 데이터 생성 동작을 수행할 수 있다(도 4의 설명을 참조).
따라서, 디지털 형태의 웨이브폼 데이터 생성부(14)의 산출 결과는, 시간에 따라서 주파수가 시변하는 시변 업 신호와 시변 다운 신호 기반의 심볼들로 구성된 디지털 데이터일 수 있다.
D/A 컨버터(16)는 웨이브폼 데이터 생성부(14)에 의해 생성된 데이터를 아날로그 신호로 변환하는 동작을 수행한다.
D/A 컨버터(16)는, 예를 들면, 도 1를 참조하여 설명한 S103 단계를 수행할 수 있다.
아날로그 신호를 증폭하는 음파로서 출력하는 출력부(18)는 D/A 컨버터(16)에 의해 생성된 아날로그 신호를 증폭하여 출력할 수 있다.
출력부(18)는 예를 들면, 아날로그 신호를 증폭하는 증폭부(미도시)와 증폭부가 증폭한 신호를 음파의 형태로 출력하는 스피커(미도시)를 포함할 수 있다.
이상 도 8을 참조하여 설명한 본 발명의 일 실시예에 따른 음파 송신 장치는, 전송할 디지털 비트 데이터에 오류 정정 혹은 검출 부호를 포함시키는 오류 정정 혹은 검출 부호화부(미도시)를 더 포함하도록 구현될 수 도 있다.
여기서, 오류 정정 혹은 검출 부호화부(미도시)는, 저장부(12)에 저장된 디지털 비트 데이터에 대하여 오류 정정 혹은 검출 부호화 동작을 수행하여, 오류 정정 혹은 오류 검출 부호를 웨이브폼 데이터 생성부(14)에 입력되는 디지털 비트 데이터에 추가할 수 있다.
또한, 이상과 같이 도 8을 참조하여 설명한 본 발명의 일 실시예에 따른 음파 송신 장치는, 디지털 형태의 웨이브폼 데이터에서 변환된 아날로그 신호를 증폭하여, 그 신호를 스피커로 음파로 출력하는 것을 지속적으로 반복할 수 있다. 이러한 경우, 해당 음파의 수신을 원하는 수신측에서는 별도의 요청 없이 임의의 시간에 음파를 수신할 수 있다. 또한, 반복적으로 출력되는 음파를 수신한 후 그 음파를 결합하여 복조함으로써 수신 성능을 높일 수 있다.
도 9 내지 도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 음파 수신 장치를 설명하기 위한 도면이다.
이들 도면을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 음파 수신 장치(이하, '음파 수신 장치'라고 함)는, 마이크(100), A/D 컨버터(200), 패킷 검출부(300), 및 데이터 복조부(400)를 포함할 수 있다. 여기서, '음파 수신 장치'는 예를 들면 스마트폰이나, 태블릿 PC, 웨어러블 컴퓨터 또는 데스크탑 PC, 서버, PDA 와 같은 장치들일 수 있다.
마이크(100)는, 음파를 수신하여 아날로그 형태의 전기적 신호로 변환한다.여기서, 아날로그 형태의 전기적 신호는 예를 들면 도 2와 같은 주파수 특성을 가진 웨이브폼으로 구성될 수 있다.
예를 들면, 마이크(100)는, 도 5의 S301 단계를 수행할 수 있다.
마이크(100)가 출력하는 전기적 신호는, 시간에 따라 주파수가 변화되는 시변 업 신호와 시변 다운 신호들로 구성된다.
A/D 컨버터(200)는 마이크(100)에 의해 출력되는 전기적 신호를 디지털 형태의 웨이브폼 데이터로 변환하여 출력한다. 예를 들면, A/D 컨버터(200)는, 마이크(100)가 출력하는 전기적 신호를 소정의 샘플링율과 양자화 레벨로 디지털 형태의 웨이브폼으로 변환한다.
예를 들면, 소정의 샘플링율은 44.1 kHz, 48 kHz, 88.2 kHz, 96 kHz, 및 192 kHz 중 어느 하나일 수 있고, 소정의 양자화 레벨은 각각 8 bits, 16 bits, 20 bits, 24 bits, 및 32 bits 중 어느 하나일 수 있다.
패킷 검출부(300)는, A/D 컨버터(200)로부터 출력되는 디지털 데이터에서 원래 수신하려고 하던 정보가 포함된 부분(즉, '패킷' 또는 '데이터 패킷')을 검출하는 동작을 수행한다.
예를 들면, 패킷 검출부(300)는, 도 5의 S305 단계를 수행할 수 있다.
데이터 복조부(400)는, 패킷 검출부(300)에 의해 검출된 패킷을 디지털 비트 데이터로 복조한다.
예를 들면, 데이터 복조부(400)는, 도 5의 S307 단계를 수행할 수 있다.
도 10을 참조하여, 패킷 검출부(300)의 구성 및 동작을 보다 상세히 설명하기로 한다.
예를 들면, 패킷 검출부(300)는, A/D 컨버터(200)에 의해 출력되는 디지털 데이터를 주파수 영역으로 바꾸기 위해서 고속 퓨리에 변환(FFT) 동작을 수행하는 고속 퓨리에 변환부(201), 고속 퓨리에 변환부(201)에 의해 변환된 신호에 대하여 포락선을 검출하는 포락선 검출부(203), 훈련열의 위치를 찾는 피크 파인더(207), 고속 퓨리에 변환부(201)에 의해 변환된 신호에서 훈련열을 분리하는 훈련열 트리머(205)와 채널 추정부(211), 및 채널 등화기(213)을 포함할 수 있다.
포락선 검출부(203)는, 고속 퓨리에 변환부(201)에 의해 변환된 신호와, 시간-인버스된 훈련열의 고속 퓨리에 변환 값을 입력받고, 이들 양자를 곱(즉, 코릴레이션)하는 곱셈기, 곱셈기의 결과에 대하여 Zero-filling 동작을 수행하는 Zero-filling 부, 및 Zero-filling의 결과에 대하여 인버스 고속 퓨리에 변환 동작을 수행하는 인버스 고속 퓨리에 변환부를 포함한다.
Zero-filling 동작 및 그 효과는 도 6을 참조하여 전술한 바가 있으므로, 여기서는 생략하기로 한다.
포락선 검출부(203)에서 출력되는 데이터는 인버스 고속 퓨리에 변환부에 의해 시간 영역으로 변환된 값이며, 이 값을 이용하여 피크 파인더(207)가, 훈련열의 위치를 판단한다. 도 10에서의 옵셋(Offset)은 전체 수신 신호에서 패킷이 시작되는 시간을 의미한다.
피크 파인더(207)은 주어진 신호에서 최대값을 찾는 기능을 하며, 단순히 최대값을 찾는 방법이나 신호의 특성을 이용해서 패킷의 옵셋을 찾을 수 있는 다양한 휴리스틱으로 구현될 수도 있다. 예를 들어, 코릴레이션의 결과로 나타나는 최대값은 잡음과 채널 왜곡이 없을 시에 좌우 대칭의 특성을 나타내므로, 최대값이 발견된 시점의 전후에 좌우 대칭 정도를 보고, 단순한 최대값이 나타내는 옵셋보다 정확한 옵셋을 계산할 수도 있다.
훈련열 트리머(Trimmer)(205)는, 포락선 검출부의 인버스 고속 퓨리에 변환부에 시간 영역으로 변환된 신호를 수신하며, 피크 파인더(207)가 찾은 훈련열의 위치와 미리 알고 있는 훈련열의 길이 값을 이용하여, 훈련열을 분리한다. 그리고, 여기서 분리된 훈련열 부분은 채널 추정부(211)로 제공된다.
채널 추정부(211)는 훈련열 트리머(205)로부터 제공받은 훈련열로부터 채널 효과를 추정한다. 이를 위해서, 채널 추정부(211)는 예를 들면 나눗셈기(divider)를 포함할 수 있다.
채널 등화기(213)는 고속 퓨리에 변환부(201)에 의해 변환된 데이터를 제공받아 채널 추정부(211)로부터 제공받은 채널 효과를 해당 신호에서 제거하여(즉, 채널의 왜곡 현상을 보정하여), 데이터 복조부(400)로 출력한다.
이상 도 10을 참조하여 설명한 패킷 검출부(300)는 훈련열을 이용함을 알 수 있으며, 특히 본 실시예에 이용된 훈련열은 시변 업 신호 또는 시변 다운 신호로 구성되어 있다.
구체적으로 살펴보면, 패킷 검출부(300)는, 시변 업 신호 또는 시변 다운 신호의 FFT 값을 이용하여 패킷을 검출한다. 예를 들면, 포락선 검출할 때에, 시간-인버스된 훈련열의 고속 퓨리에 변환 값을 이용하며, 채널 추정시에는 훈련열의 고속 퓨리에 변환 값을 이용한다.
도 11을 참조하여, 데이터 복조부(400)의 구성 및 동작을 보다 상세히 설명하기로 한다.
데이터 복조부(400)는, 제1포락선 검출부(302), 제2포락선 검출부(304), 및 비트 디텍터(306)를 포함할 수 있다.
제1포락선 검출부(302)와 제2포락선 검출부(304)는, 각각 채널 등화기(213)의 출력을 입력받는다.
제1포락선 검출부(302)는, 시간축에서 인버스된 업 신호(Time-Inversed Up Singal)의 고속 퓨리에 변환 값과, 채널 등화기(213)로부터 입력받은 값을 서로 곱하는 곱셈기, 곱셈기의 출력에 대하여 Zero-Filling 동작을 수행한 Zero-Filling 부, 및 Zero-Filling 부의 출력에 대하여 인버스 고속 퓨리에 변환하는 인버스 고속 퓨리에 변환부를 포함한다.
제2포락선 검출부(304)는, 시간축에서 인버스된 업 신호(Time-Inversed Up Singal)의 고속 퓨리에 변환 값과, 채널 등화기(213)로부터 입력받은 값을 서로 곱하는 곱셈기, 곱셈기의 출력에 대하여 Zero-Filling 동작을 수행한 Zero-Filling 부, 및 Zero-Filling 부의 출력에 대하여 인버스 고속 퓨리에 변환하는 인버스 고속 퓨리에 변환부를 포함한다.
비트 디텍터(306)는, 제1포락선 검출부(302)와 제2포락선 검출부(304)의 출력 값을 제공받아, 샘플링 및 비교하여 디지털 비트 데이터를 산출한다.
비트 디텍터(306)는 예를 들면, 수신단에서 이미 알고 있는 훈련열의 길이와 시변 신호 심볼 간의 거리 값과, 피크파인더(207)에서 주어진 옵셋과 검출부(302, 304)에서 주어진 포락선을 이용하여, 각 시변 신호 심볼이 시작되는 지점을 추정하는 샘플러(미도시)와 각 시변 신호 심볼이 시작되는 지점에서의 값들(코릴레이션 값들)을 비교하여 더 높은 값을 가지는 시변 신호의 디지털 의미를 판단하는 컴패러(미도시)를 포함한다.
이상 도 11을 참조하여 설명한 데이터 복조부(400)는 본원 발명의 일 실시에에 따른 심볼을 이용함을 알 수 있다. 예를 들면, 데이터 복조부(400)에서 이용되는 심볼은 시변 업 신호와 시변 다운 신호일 수 있다.
구체적으로 살펴보면, 데이터 복조부(400)는, 시변 업 신호 또는 시변 다운 신호의 FFT 값을 이용하여 패킷을 검출한다. 예를 들면, 포락선 검출할 때에, 시간축에서 인버스된 시변 업 신호의 고속 퓨리에 변환 값과, 시간축에서 인버스된 시변 다운 신호의 고속 퓨리에 변환 값을 이용한다.
한편, 도 8 내지 도 11을 참조하여 설명한 본 발명의 일 실시예에 따른 음파 수신 장치는, 데이터 복조부(400)에 의해 복조된 디지털 비트 데이터에 오류 정정 혹은 부호가 포함된 경우에는, 오류 정정 부호(Error Correction Coding) 혹은 오류 검출 부호(Error Detection Coding)를 이용하여 오류를 정정하는 오류 정정부(미도시) 혹은 오류를 검출하는 오류 검출부(미도시)를 더 포함할 수 있다. 여기서, 오류 정정부(미도시)는, 데이터 복조부(400)에 의해 복조된 디지털 비트 데이터에 포함된 오류 정정 부호를 이용하여 데이터 복조부(400)에 의해 복조된 디지털 비트 데이터에 오류를 정정한다. 또한, 오류 검출부(미도시)는, 데이터 복조부(400)에 의해 복조된 디지털 비트 데이터에 포함된 오류 검출 부호를 이용하여 데이터 복조부(400)에 의해 복조된 디지털 비트 데이터에 오류가 있는지 여부를 검사한다.
한편, 도 8 내지 도 11을 참조하여 설명한 본 발명의 일 실시예에 따른 음파 수신 장치는, 저전력 음성 탐지 칩을 더 포함하도록 구성하는 것이 가능하다. 이러한 구성에서는, 음파 수신 장치가 대기상태일 때에도, 저전력 음성 탐지 칩이 음파 패턴(의미있는 음파가 있다는 것을 나타내는 패턴, 이러한 음파 패턴은 디지털 형태의 웨이브폼 데이터에 포함되어 있을 수 있음.)을 탐지하면, 마이크(100)를 온 시키고, 대기 상태의 컴퓨터 프로세서를 활성화 상태로 바꾸어 A/D 컨버터(200), 패킷 검출부(300), 및 데이터 복조부(400)가 동작하도록 한다.
도 8 내지 도 11을 참조하여 설명한 본 발명의 일 실시예에 따른 음파 수신 장치는, 상술한 구성요소들이 제 동작을 수행할 수 있도록 제어하는 컴퓨터 프로세서를 포함한다. 그리고, A/D 컨버터(200), 패킷 검출부(300), 및/또는 데이터 복조부(400)는 소프트웨어 및/또는 하드웨어로 구현이 가능하며, 이들은 컴퓨터 프로세서에 의해 제어되어 동작할 수 있다.
또한, 도 8 내지 도 11을 참조하여 설명한 본 발명의 일 실시예에 따른 음파 수신 장치는, 적어도 2개 이상의 사본 음파를 수신할 수 있다. 한편 여기서, 2개 이상의 사본 음파는 소정의 시간 간격(또는 랜덤)을 두고 수신될 수 있다. 이러한 경우, 음파 수신 장치는, 도 5를 참조하여 설명하였던 것과 같이, 사본 음파가 수신되는데로 각 사본 음파에 대하여 마이크(100), A/D 컨버터(200), 및 패킷 검출부(300)가 자신의 동작을 각각 수행한다.
이해의 편의를 위해, 사본 음파가 3회 순차적으로 수신된다고 가정하고, 도 18을 참조하여 본 실시예에 따른 음파 수신 장치를 설명하기로 한다. 물론, 여기서 수치는 예시적인 것으로서, 이보다 많거나 적을 수 있음을 당업자는 쉽게 이해할 수 있을 것이다.
도 18은, 도 9 내지 도 11을 참조하여 설명하였던 음파 수신 장치가 사본 음파를 수신하는 경우를 설명하기 위한 도면이다.
도 18을 참조하면, 마이크(100)가 시각 t1에 제1사본 음파(C1)를 수신한 경우, 마이크(100)는 제1사본 음파(C1)를 전기적인 신호(이하, 제1전기적인 신호)(C1)로 변환한다. 제1전기적인 신호(C1)를 A/D 컨버터(200)가 디지털 형태의 웨이브폼 데이터(C1)로 변환하고, 패킷 검출부(300)가 디지털 형태의 웨이브폼 데이터(C1)로부터 패킷 데이터(이하 제1 패킷 데이터)(C1)를 검출하여 데이터 복조부(400)로 제공한다.
한편, 마이크(100)가 시간 t2(여기서, 시간 t1과 시간 t2간의 간격은 적절하게 당업자에 의해 정해질 수 있을 것이다) 에 제2사본 음파(C2)를 수신하면, A/D 컨버터(200)와 패킷 검출부(300)에 의해 패킷 데이터(제2 패킷 데이터)(C2)가 검출되어 데이터 복조부(400) 제공된다.
또한, 마이크(100)가 시간 t3(여기서, 시간 t2과 시간 t3간의 간격은 적절하게 당업자에 의해 정해질 수 있을 것이다)에 제3사본 음파(C3)를 수신하면, A/D 컨버터(200)와 패킷 검출부(300)에 의해 패킷 데이터(제3 패킷 데이터)(C2)가 검출되어 데이터 복조부(400)로 제공된다.
데이터 복조부(400)는, 제1패킷 데이터(C1)와 제2패킷 데이터(C2)와 제3패킷 데이터(C3)를 모두 참조하여 디지털 비트 데이터를 복조한다. 예를 들면, 데이터 복조부(400)의 제1포락선 검출부(302)와 제2포락선 검출부(304)는 각 패킷 데이터에 대하여 포락선을 검출하여 비트 디텍터(306)에게 제공한다.
도 18을 참조하면, 패킷 검출부(100)에서 출력되는 제1패킷 데이터(C1)에서 검출되는 포락선은 C1와 C1로 표시하였고, 제2패킷 데이터(C2)로부터 검출되는 포락선은 C2와 C2로 표시하였고, 제3패킷 데이터(C3)로부터 검출되는 포락선은 C3와 C3로 표시하였다.
비트 디텍터(306)는, 각 패킷 데이터에 대한 포락선들을 모두 고려함으로써 보다 정확하게 디지털 비트를 결정할 수 있다. 이로써 음파 수신 장치의 성능이 향상된다.
도 18을 참조하면, 비트 디텍터(306)는, C1, C2, 및 C3를 같이 참조하여 최대점을 찾으며, 그리고, C1, C2, 및 C3를 같이 참조하여 최대점을 찾은 후, Comparer를 이용하여 비트를 검출할 수 있다.
도 18에 도시한 도면 부호와 그래프들은 이해의 편의를 위해서 나타낸 것으로서, 본원 발명이 그러한 도면 부호와 그래프들에 한정되지 않는다는 것을 당업자는 이해할 수 있을 것이다.
한편, 다른 실시예에 따른 본원 발명에 따른 음파 수신 장치는, 덧셈기(미도시)와 버퍼(미도시)를 더 포함하도록 구성될 수 있다.
본 실시예에서의 덧셈기(미도시)와 버퍼(미도시)는 기능적인 측면에서 A/D 컨버터(200)와 패킷 검출부(300) 사이에 위치되며, 버퍼(미도시)는 A/D 컨버터(200)로부터 출력되는 디지털 형태의 웨이브폼을 저장하며, 덧셈기(미도시)는 버퍼(미도시)에 저장된 디지털 형태의 웨이브폼 데이터들 끼리 상호 덧셈 연산을 한 후 출력한다. 이후의 동작은, 패킷 검출부(300) 및 데이터 복조부(400)에 의해 수행된다.
도 17을 참조하면, 덧셈기가 디지털 형태의 웨이브폼 데이터를 받아서 덧셈 연산을 하는 동작을 도식적으로 표현하였다. 이처럼, 덧셈 연산을 하는 경우에는, 사본 음파에 포함되었던 잡음은 상쇄되는 효과가 발생될 수 있으므로, 데이터 복조부(400)에서 보다 정확한 디텍션을 할 수 있게 된다.
또 다른 일 실시예에 따른 음파 수신 장치는, 2개 이상의 사본 음파 중, 일부는 소정의 시간 간격(또는 랜덤)을 두고 수신하고, 다른 일부는 시간 축 상에서 일부 겹쳐져서 수신하는 경우에도 적용이 가능하다.
예를 들면, 본 발명에 따른 음파 수신 장치는, 5개의 사본 음파를 수신하되, 시간 t1에는 제1 사본 음파를 수신하고, 시간 t2에는 제2 사본 음파를 수신하며, 시간 t3에는 제2사본 음파와 제3 사본 음파를 같이 수신하고, 시간 t4에는 제3 사본 음파와 제4 사본 음파를 같이 수신하고, 시간 t5에는 제5 사본 음파를 수신하는 경우에도 적용될 수 있다.도 12는 본원 발명의 일 실시예에 따른 시변 신호의 코릴레이션 특성을 설명하기 위한 도면이다.
본원 발명에서 사용된 시변 업 신호와 시변 다운 신호의 오토 코릴레이션(Auto-correlation) 특성(도 12의 (a))을 나타낸 그래프이고, 도 12의 (b)는 크로스 코릴레이션(Cross-correlation) 특성을 나타낸 그래프이다. 여기서, 오토 코릴레이션(Auto-correlation)은 시변 업 신호와 시변 업 신호간의 코릴레이션, 또는 시변 다운 신호와 시변 다운 신호간의 코릴레이션을 의미하고, 크로스 코릴레이션(Cross-correlation)은 시변 다운 신호와 시변 업 신호간의 코릴레이션을 의미한다.
이들 그래프로부터 직관적으로 알 수 있듯이, 본원 발명에서 사용된 시변 업 신호와 시변 다운 신호는 코릴레이션 특성이 매우 우수하여, 외부의 잡음이나 간섭에 강하다. 즉, 두 신호가 동일한 시변 신호일 경우, 정확히 시간축에서 일치하였을 때는 매우 날카롭고 높은 신호가 발생하여, 코릴레이션을 통해 동일 신호의 시작점을 찾는 것, 그리고 신호의 존재 유무를 판단하는 것이 유리하다. 또한, 두 신호가 상이한 시변 신호일 경우, 어떠한 시간차를 가지더라도 매우 낮은 신호가 발생하여, 코릴레이션을 통해 찾지 않는 신호를 검출하지 않는 것이 유리하다. 또한, 이런 시변 업 신호와 시변 다운 신호는 정보 송수신 뿐만 아니라, 송수신단의 거리 측정에도 유리하다. 코릴레이션 특성이 우수하기 때문에, 신호가 수신된 시각에 대해 정밀한 단위로 계산 가능하고, 이를 토대로 정확한 신호 전달 시간(송신시의 절대 시각 수신시의 절대 시각)을 구할 수 있으며, 이 신호 전달 시간에 음파의 진행 속도를 곱하여, 신호가 전달된 경로의 거리를 측정할 수 있다.
상술한 실시예들에서, 시변 업 신호와 시변 다운 신호, 그리고 훈련열이 시간축에서 서로 겹치지 않게 신호가 만들어져서 송신하고, 이를 수신하는 것으로 설명하였다. 하지만, 이는 예시적인 것으로, 반드시 시간축에서 서로 겹치지 않게 만들 필요는 없고, 수신단에서 코릴레이션으로 성공적인 복조를 할 수 있는 범위 내에서, 시변 업 신호와 시변 다운 신호, 그리고 훈련열이 시간축에서 겹치게 신호가 만들어져 송신하고, 이를 수신하는 것도 본원 발명에 적용 가능하다.
도 19는 (a) 시변 심볼이 겹치지 않게 만들어진 웨이브폼과 이를 훈련열 및 시변 업 신호 및 시변 다운 신호와 각각 코릴레이션하여 높은 값이 나타나는 결과 신호를 조합한 수신 신호와 (b) 시변 심볼이 겹치게 만들어진 웨이브폼과 이를 훈열열 및 시변 업 신호 및 시변 다운 신호와 각각 코릴레이션하여 높은 값이 나타나는 결과 신호를 조합한 수신 신호를 나타내었다. 도 19에서 보듯이 시변 심볼을 겹치게 하는 경우 코릴레이션의 높은 결과 값 간의 간격이 줄어든다. 이러한 간격이 성공적인 수신을 방해하지 않을 정도로 시변 심볼의 간격을 줄 일 수 있다. 이 경우 단위 시간당 전송하는 심볼의 수는 증가하게 된다. 또한, 시변 심볼 간의 간격을 조정하여, 앞 뒤 시변 심볼의 종류와 그 심볼 간의 간격(주파수 응답 측면에서의 위상(Phase))을 활용하여 정보를 더 담을 수 있다.
상술한 실시예들은, 음파를 이용하여 위치를 추정하는 기술분야에 적용될 수 있다. 예를 들면, 한국특허출원번호 10-2012-0053286호(2012. 5. 18일 출원)에 개시된 스피커의 식별을 위한 시스템 및 이를 이용한 위치 추정 시스템이나, 한국특허출원번호 10-2012-0038120(2012. 4. 14일 출원)에 개시된 음향 시스템을 이용하여 모바일 단말기의 위치를 추정하는 위치 추정방법 및 위치 추정 시스템과 이에 사용되는 음향 시스템등에 활용될 수 있다.
상기와 같이 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.
그러므로, 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (19)

  1. 디지털 형태의 웨이브폼 데이터를 아날로그 신호로 변환하는 단계;
    상기 아날로그 신호를 증폭부가 증폭하는 단계: 및
    상기 증폭부에 의해 증폭된 아날로그 신호를, 스피커가 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내의 음파로서 출력하는 단계;를 포함하며,
    상기 디지털 형태의 웨이브폼 데이터는,
    상기 스피커와 상기 증폭부의 주파수 응답 특성 및 상기 스피커로부터 출력된 음파를 입력받을 마이크의 주파수 응답 특성을 고려해 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 증가 혹은 감소하도록 구성된 제1 디지털 코드와, 상기 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내에서 오토코릴레이션과, 제 1 디지털 코드와의 크로스코릴레이션을 고려하여 구성된 제2 디지털 코드로 구성된 것을 특징으로 하는 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송신 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 디지털 형태의 웨이브폼 데이터는 훈련열을 더 포함하며,
    상기 훈련열은 적어도 1개 이상의 디지털 코드 - 시간에 따라 주파수가 선형적 또는 비선형적으로 높아지거나 디지털 코드 또는 시간에 따라 주파수가 선형적 또는 비선형적으로 낮아지는 디지털 코드 - 로 구성되며,
    상기 훈련열이 2개 이상의 디지털 코드로 구성되는 경우, 상기 훈련열을 구성하는 2개 이상의 디지털 코드들은 소정 시간 이격되어 있는 것을 특징으로 하는 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송신 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 이격 시간은 상기 훈련열을 뒤따르는 시변 신호들의 이격 간격을 나타내는 것을 특징으로 하는 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송신 방법.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 디지털 형태의 웨이브폼 데이터를 아날로그 신호로 변환하는 단계와, 상기 아날로그 신호를 스피커를 통해서 음파로서 출력하는 단계를 적어도 2회 이상 반복하여 수행하는 것을 특징으로 하는 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송신 방법.
  5. 디지털 형태의 웨이브폼 데이터를 아날로그 신호로 변환하는 D/A 컨버터; 및
    상기 아날로그 신호를 증폭하는 증폭부와 상기 증폭부가 증폭한 아날로그 신호를 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내의 음파로서 출력하는 스피커를 포함하는
    출력부;를 포함하며,
    상기 디지털 형태의 웨이브폼 데이터는,
    상기 스피커와 상기 증폭부의 주파수 응답 특성 및 상기 스피커로부터 출력되는 음파를 입력받을 마이크의 주파수 응답 특성을 고려해 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 증가 혹은 감소하도록 구성된 제1 디지털 코드와, 상기 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내에서 오토코릴레이션과, 제 1 디지털 코드와의 크로스코릴레이션을 고려하여 구성된 제2 디지털 코드로 구성된 것을 특징으로 하는 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송신 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 디지털 형태의 웨이브폼 데이터는 훈련열을 더 포함하며,
    상기 훈련열은 적어도 1개 이상의 디지털 코드 - 시간에 따라 주파수가 선형적 또는 비선형적으로 높아지거나 디지털 코드 또는 시간에 따라 주파수가 선형적 또는 비선형적으로 낮아지는 디지털 코드 - 로 구성되며,
    상기 훈련열이 2개 이상의 디지털 코드로 구성되는 경우, 상기 훈련열을 구성하는 2개 이상의 디지털 코드들은 소정 시간 이격되어 있는 것을 특징으로 하는 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송신 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 이격 시간은 상기 훈련열을 뒤따르는 시변 신호들의 이격 간격을 나타내는 것을 특징으로 하는 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송신 장치.
  8. 제5항 내지 제7항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 D/A 컨버터는, 상기 저장부에 저장된 디지털 형태의 웨이브폼 데이터를 아날로그 신호로 변환하는 동작을 소정의 시간 간격으로 적어도 2회 이상 반복하여 수행하며,
    상기 출력부는, 상기 D/A 컨버터를 통해서 아날로그 신호가 출력될 때마다 스피커를 통해서 음파로서 출력하는 것을 특징으로 하는 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송신 장치.
  9. '1'과 '0'으로 이루어진 디지털 비트 데이터로부터 디지털 형태의 웨이브폼 데이터 생성 방법에 있어서,
    상기 '1'과 '0'으로 이루어진 디지털 비트 데이터를, 음파 대역 내에서 시간에 따라 주파수가 변화하는 특성을 가진 심볼로 변조하는 변조단계; 및
    상기 변조단계에서 변조된 데이터에 훈련열을 부가하는 훈련열 부가단계;를 포함하며,
    상기 변조단계 및 훈련열 부가단계에 의해 생성된 디지털 형태의 웨이브폼 데이터는, 아날로그 신호로 변환되고 증폭부에 의해 증폭된 후 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내의 음파로서 스피커에 의해 출력될 것으로서,
    상기 심볼은,
    상기 스피커와 상기 증폭부의 주파수 응답 특성 및 상기 스피커로부터 출력되는 음파를 입력받을 마이크의 주파수 응답 특성을 고려해 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 증가 혹은 감소하도록 구성된 제1 디지털 코드와, 상기 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내에서 오토코릴레이션과, 제 1 디지털 코드와의 크로스코릴레이션을 고려하여 구성된 제2 디지털 코드로 구성된 것을 특징으로 하는 음파로 전송할 디지털 형태의 웨이브폼 데이터 생성 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 훈련열은 적어도 1개 이상의 디지털 코드 - 시간에 따라 주파수가 선형적 또는 비선형적으로 높아지거나 디지털 코드 또는 시간에 따라 주파수가 선형적 또는 비선형적으로 낮아지는 디지털 코드 - 로 구성되며,
    상기 훈련열이 2개 이상의 디지털 코드로 구성되는 경우, 상기 훈련열을 구성하는 2개 이상의 디지털 코드들은 소정 시간 이격되어 있는 것을 특징으로 하는 음파로 전송할 디지털 형태의 웨이브폼 데이터 생성 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 이격 시간은 상기 훈련열을 뒤따르는 시변 신호들의 이격 간격을 나타내는 것을 특징으로 하는 음파로 전송할 디지털 형태의 웨이브폼 데이터 생성 방법.
  12. 증폭부에 의해 증폭되고 스피커에 의해 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내에서 출력된 음파를 마이크가 수신하여 아날로그 신호로서 출력하는 단계; 및
    마이크가 출력하는 아날로그 신호를 디지털 형태의 웨이브폼 데이터로 변환하는 단계;를 포함하며,
    상기 디지털 형태의 웨이브폼 데이터는, 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 높아지는 적어도 하나 이상의 시변 업 신호와 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 낮아지는 적어도 하나 이상의 시변 다운 신호로 이루어지며,
    상기 시변 업 신호는, 상기 스피커와 상기 증폭부의 주파수 응답 특성 및 상기 마이크의 주파수 응답 특성을 고려해 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 증가하도록 구성되어 있고,
    상기 시변 다운 신호는, 상기 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내에서 오토코릴레이션과, 상기 시변 업 신호와의 크로스코릴레이션을 고려하여 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 감소하도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 음파 수신 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 시변 업 신호와 상기 시변 다운 신호는, 각각 복수개로 구성되고, 이들 복수개의 시변 업 신호와 시변 다운 신호 중 어느 하나는 훈련열인 것을 특징으로 하는 음파 수신 방법.
  14. 증폭부에 의해 증폭되고 스피커에 의해 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내에서 출력된 음파를 수신하여 전기적 신호로 변환하는 마이크와 상기 마이크가 변환한 전기적 신호를 디지털 형태의 웨이브폼 데이터로 변환하는 A/D 컨버터를 구비한 컴퓨터에 상기 디지털 형태의 웨이브폼 데이터에서 정보가 되는 부분(이하, 패킷 데이터라고 함)을 검출하는 단계; 및
    상기 검출하는 단계에서 검출된 패킷을, 디지털 비트 데이터로 복조하는 단계;를 실행시키기 위한 어플리케이션을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 매체로서,
    상기 디지털 형태의 웨이브폼 데이터는,
    상기 스피커와 상기 증폭부의 주파수 응답 특성 및 입력받는 상기 마이크의 주파수 응답 특성을 고려해 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 증가하도록 구성된 제1 디지털 코드와, 상기 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내에서 오토코릴레이션과, 제 1 디지털 코드와의 크로스코릴레이션을 고려하여 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 감소하도록 구성된 제2 디지털 코드로 구성되며,
    상기 어플리케이션은 상기 복조하는 단계를 실행할 때, 시간에 따라 주파수가 변화되는 시변 기반 심볼을 사용하고
    상기 복조하는 단계에서 사용되는 시변 기반의 심볼은, 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 증가되는 시변 업 신호와, 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 감소되는 시변 다운 신호이며,
    상기 어플리케이션은 상기 패킷 데이터를 검출하는 단계를 실행할 때, 시변 기반의 심볼을 사용하는 것을 특징으로 하는, 컴퓨터로 읽을 수 있는 매체.
  15. 증폭부에 의해 증폭되고 스피커에 의해 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내에서 출력된 음파를 수신하여 전기적인 신호로 변환하는 마이크;
    상기 마이크가 변환한 전기적인 신호를 디지털 형태의 웨이브폼으로 변환하는 A/D 컨버터;
    상기 A/D 컨버터에 의해 변환된 디지털 형태의 웨이브폼 데이터에서 정보가 포함된 부분(이하, '데이터 패킷')을 검출하는 패킷 검출부;
    상기 패킷 검출부에서 검출된 데이터 패킷을 디지털 비트 데이터로 복조하는 데이터 복조부;를 포함하며,
    상기 디지털 형태의 웨이브폼 데이터는 시간에 따라 주파수가 변화하며,
    상기 디지털 형태의 웨이브폼 데이터는,
    상기 스피커와 상기 증폭부의 주파수 응답 특성 및 상기 마이크의 주파수 응답 특성을 고려해 시간에 따라 주파수가 선형 또는 비선형적으로 증가하도록 구성된 제1 디지털 코드와, 상기 20 Hz ~ 24 kHz 음파 대역 내에서 오토코릴레이션과, 제 1 디지털 코드와의 크로스코릴레이션을 고려하여 주파수가 선형 또는 비선형적으로 감소하도록 구성된 제2 디지털 코드로 구성된 것을 특징으로 하는 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 수신 장치.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 패킷 검출부는,
    시간에 따라 주파수가 변화하는 상기 디지털 형태의 웨이브폼 데이터의 시간축에서 인버스된 것의 고속 퓨리에 변환 값을 이용하는 것을 특징으로 하는 음파 수신 장치.
  17. 제15항에 있어서,
    상기 데이터 복조부는,
    상기 제1 디지털 코드의 시간축에서 인버스된 것의 고속 퓨리에 변환 값과, 상기 제2 디지털 코드의 시간축에서 인버스된 것의 고속 퓨리에 변환 값을 이용하는 것을 특징으로 하는 음파 수신 장치.
  18. 제15항 내지 제17항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 마이크는 사본 음파를 적어도 2회 이상 순차적으로 수신하고, 순차적으로 수신한 사본 음파를 전기적인 신호로 각각 변환하며,
    상기 A/D 컨버터는, 각각의 상기 전기적인 신호를 디지털 형태의 웨이브폼으로 각각 변환하며,
    상기 패킷 검출부는, 각각의 상기 디지털 형태의 웨이브폼으로부터 데이터 패킷을 각각 검출하며, 그리고
    상기 데이터 복조부는, 각각의 상기 데이터 패킷을 이용하여 디지털 비트 데이터로 복조하는 것을 특징으로 하는 음파 수신 장치.
  19. 제15항 내지 제17항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    덧셈기와 버퍼를 더 포함하며,
    상기 마이크는 사본 음파를 적어도 2회 이상 순차적으로 수신하고, 순차적으로 수신한 사본 음파를 전기적인 신호로 각각 변환하며,
    상기 A/D 컨버터는, 각각의 상기 전기적인 신호를 디지털 형태의 웨이브폼으로 각각 변환하며,
    상기 버퍼는 상기 A/D 컨버터에 의해 변환된 디지털 형태의 웨이브폼들을 저장하며,
    상기 덧셈기는 상기 버퍼에 저장된 디지털 형태의 웨이브폼들을 상호 덧셈 연산하여 출력하며,
    상기 패킷 검출부는, 상기 덧셈기에 의해 출력되는 디지털 형태의 웨이브폼으로부터 데이터 패킷을 검출하며,
    상기 데이터 복조부는, 상기 패킷 검출부에 의해 검출된 상기 데이터 패킷을 이용하여 디지털 비트 데이터로 복조하는 것을 특징으로 하는 음파 수신 장치.
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