WO2015034309A1 - 고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 단계별 상향링크 동기 신호 검출 방법 및 장치 - Google Patents

고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 단계별 상향링크 동기 신호 검출 방법 및 장치 Download PDF

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WO2015034309A1
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WO
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rach
base station
signal
detection filter
matrix
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김기태
이길봄
정재훈
김진민
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엘지전자 주식회사
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Definitions

  • the present invention relates to a method of detecting an uplink synchronization signal in a wireless access system supporting a high frequency band and a method of designing a detection filter therefor.
  • Wireless access systems are being widely deployed to provide various kinds of communication services such as voice and data.
  • a wireless access system is a multiple access system capable of supporting communication with multiple users by sharing available system resources (bandwidth, transmission power, etc.).
  • multiple access systems include code division multiple access (CDMA) systems, frequency division multiple access (FDMA) systems, time division multiple access (TDMA) systems, orthogonal frequency division multiple access (OFDMA) systems, and single carrier frequency (SC-FDMA). division multiple access) system.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • An object of the present invention is to provide methods for efficiently detecting an uplink synchronization signal in a communication environment using a high frequency band.
  • Another object of the present invention is to provide a method of designing a frequency domain detection filter in consideration of channel characteristics of a high frequency band and subcarrier spacing of a synchronization signal in order to detect a synchronization signal with low complexity.
  • Another object of the present invention is to provide an apparatus supporting these methods.
  • the present invention provides a method of detecting an uplink sync signal in a wireless access system supporting a high frequency band, a method of designing a detection filter therefor, and apparatuses for supporting the same.
  • a method for detecting a random access channel (RACH) signal by a base station in a radio access system supporting a high frequency band includes assigning a cyclic shift value used in a base station and a random access channel.
  • the method may include distinguishing one or more terminals :
  • the target terminal detection filter is set based on a cyclic shift value.
  • a base station for detecting a random access channel (RACH) signal in a radio access system supporting a high frequency band includes a transmitter, a receiver, and a processor configured to control the transmitter and the receiver to detect the RACH signal.
  • the processor allocates a cyclic shift value used in the base station, configures a reception signal vector for signals transmitted through a random access channel, and uses a frequency domain detection filter from the reception signal vector.
  • One or more RACH signals may be detected, and one or more terminals that transmit one or more RACH signals may be distinguished using a target terminal detection filter.
  • the target terminal detection filter may be set based on a cyclic shift value.
  • the frequency domain detection filter G m is defined as follows.
  • G m F H diag (Fs w ) F [12] where s (0) is the first column of the circulant matrix, F is the N x N DFT matrix, F H is the N x N IFDT matrix, and diag ( ) Function is a diagonal matrix.
  • the circulant matrix is
  • the target terminal detection filter is a diagonal matrix and the matrix element corresponding to the cyclic shift value may be represented by ' ⁇ .
  • the number of '1' in the target terminal detection filter is the same as the length N zc of the Zero Correlation Zone (ZCZ), and the length of the ZCZ may be set in consideration of the number L of effective channels through which the RACH signal is transmitted.
  • ZCZ Zero Correlation Zone
  • the RACH signal can be detected with a lower complexity than the case.
  • the received RACH signals can be classified for each terminal.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining physical channels and a signal transmission method using the same.
  • 3 is a diagram illustrating a resource grid for a downlink slot.
  • 5 shows a structure of a downlink subframe.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating conceptual features of a small cell.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a RACH preamble structure.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating one of ZCZ setting methods considering effective delay L of a channel.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating one method of extracting a reception vector r according to a time delay in ZCZ.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating one method of detecting a RACH signal using a frequency domain detection filter.
  • FIG. 13 is a diagram comparing complexity of RACH sequence lengths for a time domain detection filter and a frequency domain detection filter.
  • the apparatus described with reference to FIG. 14 is a means in which the methods described with reference to FIGS. 1 through 12 may be implemented.
  • Embodiments of the present invention described in detail below provide a method of detecting an uplink synchronization signal in a wireless access system supporting a high frequency band and methods of designing a detection filter therefor.
  • each component or feature may be considered to be optional unless otherwise stated.
  • Each component or feature is different from other components or features. It may be implemented in an uncoupled form.
  • some components and / or features may be combined to form an embodiment of the present invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some configurations or features of one embodiment may be included in another embodiment, or may be replaced with other configurations or features of another embodiment.
  • Embodiments of the present invention have been described with reference to data transmission / reception relations between a base station and a mobile station.
  • the base station is meant as a terminal node of a network that directly communicates with a mobile station. Certain operations described as being performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases.
  • various operations performed for communication with a mobile station in a network composed of a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or other network nodes other than the base station.
  • the 'base station' may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNode B (eNB), an advanced base station (ABS), or an access point.
  • a terminal may be a user equipment (UE), a mobile station (MS), a subscriber station (SS), or a mobile subscriber station (MSS). It may be replaced with terms such as Subscriber Station, Mobile Terminal, or Advanced Mobile Station (AMS).
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • SS subscriber station
  • MSS mobile subscriber station
  • AMS Advanced Mobile Station
  • the transmitting end refers to a fixed and / or mobile node that provides a data service or a voice service
  • the receiving end refers to a fixed and / or mobile node that receives a data service or a voice service. Therefore, in uplink, a mobile station becomes a transmitting end, The base station can be the receiving end. Similarly, in downlink, a mobile station may be a receiving end and a base station may be a transmitting end.
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of IEEE 802.XX systems, 3rd Generation Partnership Project (3GPP) systems, 3GPP LTE systems, and 3GPP2 systems, which are wireless access systems, and in particular Embodiments of the present invention may be supported by 3GPP TS 36.21 1, 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213 and 3GPP TS 36.321 documents. That is, obvious steps or portions not described among the embodiments of the present invention may be described with reference to the above documents. In addition, all terms disclosed in the present document can be described by the above standard document.
  • the uplink sync signal may be used in the same sense as a sync signal, a RACH preamble, or a RACH signal.
  • a subject performing communication with a terminal may be referred to as a user, and the terminal and the user may have the same meaning.
  • the reception filter for detecting the RACH signal in the high frequency band may be used in the same sense as the term detection filter.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • CDMA may be implemented by radio technology such as Universal Terrestrial Radio Access (UTRA) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented with wireless technologies such as Global System for Mobile communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • OFDMA may be implemented with a radio technology such as IEEE 802.1 1 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-21, Evolved UTRA (E-UTRA), or the like.
  • UTRA is part of the Universal Mobile Telecommunications System (UMTS).
  • 3GPP Long Term Evolution (LTE) is part of an Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA, and employs OFDMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • LTE-A (Advanced) system is an improved system of the 3GPP LTE system.
  • embodiments of the present invention will be described based on the 3GPP LTE / LTE-A system, but can also be applied to IEEE 802.16e / m system. [50] 1. 3GPP LTE LTE_A System
  • a terminal receives information from a base station through downlink (DL) and transmits information to a base station through uplink (UL).
  • the base station and the information that the mobile station transmitting and receiving is a variety of physical channels according to the present general to 0! Site information, and the type / use of the information, including, and they are transmitting and receiving various control information.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining physical channels that can be used in embodiments of the present invention and a signal transmission method using the same.
  • Initial cell search such as when the terminal is powered on again or enters a new cell in synchronization with the base station in step S11. Do the work.
  • the UE receives a Primary Synchronization Channel (P-SCH) and a Secondary Synchronization Channel (S-SCH) from the base station, synchronizes with the base station, and obtains information such as a cell ID.
  • P-SCH Primary Synchronization Channel
  • S-SCH Secondary Synchronization Channel
  • the terminal may receive a physical broadcast channel (PBCH) signal from the base station to acquire broadcast information in a cell.
  • PBCH physical broadcast channel
  • the UE may check a downlink channel state by receiving a downlink reference signal (DL RS) in an initial cell discovery step.
  • DL RS downlink reference signal
  • the UE After completing the initial cell search, the UE receives a physical downlink control channel (PDCCH) and a physical downlink control channel (PDSCH) according to the physical downlink control channel information in step S12. By doing so, more specific system information can be obtained.
  • a physical downlink control channel (PDCCH)
  • a physical downlink control channel (PDSCH)
  • the terminal may perform a random access procedure such as step S 13 to step S16 to complete the access to the base station.
  • the UE transmits a preamble through a physical random access channel (PRACH) (S13), and the answer to the preamble through the physical downlink control channel and the physical downlink shared channel.
  • PRACH physical random access channel
  • the message may be received (S 14).
  • the UE performs contention resolution such as transmitting an additional physical random access channel signal (S15) and receiving a physical downlink control channel signal and a physical downlink shared channel signal (S16). Procedure).
  • the UE After performing the above-described procedure, the UE subsequently receives a physical downlink control channel signal and / or a physical downlink shared channel signal (S17) and a physical uplink shared channel as a general uplink / downlink signal transmission procedure.
  • a physical uplink shared channel (PUSCH) signal and / or a physical uplink control channel (PUCCH) signal may be transmitted (S18).
  • the control information transmitted from the terminal to the base station is collectively referred to as uplink control information (UCI).
  • UCI includes Hybrid Automatic Repeat and reQuest Acknowledgement / Negative-ACK (HARQ-ACK / NACK), Scheduling Request (SR), Channel Quality Indication (CQI), Precoding Matrix Indication (PMI), and Rank Indication (RI). .
  • UCI is generally transmitted periodically through a PUCCH, but may be transmitted through a PUSCH when control information and traffic data should be transmitted at the same time.
  • the UCI can be aperiodically transmitted through the PUSCH according to a network request / instruction.
  • FIG. 2 shows a structure of a radio frame used in embodiments of the present invention.
  • FIG. 2 (a) shows a frame structure type 1.
  • the type 1 frame structure can be applied to both full duplex Frequency Division Duplex (FDD) systems and half duplex FDD systems.
  • FDD Frequency Division Duplex
  • slot includes a plurality of OFDM symbols or SC-FDMA symbol and including a plurality of resource blocks in the frequency domain (resource block) all in the time domain.
  • One slot includes a plurality of orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) symbols in the time domain. Since 3GPP LTE uses OFDMA in downlink, the OFDM symbol is for representing one symbol period. OFDM The symbol may be referred to as one SC-FDMA symbol or symbol period.
  • a resource block is a resource allocation unit and includes a plurality of consecutive subcarriers in one slot.
  • 10 subframes may be used simultaneously for downlink transmission and uplink transmission during each 10 ms period. At this time, uplink and downlink transmission are separated in the frequency domain.
  • the terminal cannot transmit and receive at the same time.
  • the structure of the radio frame described above is just one example, and the number of subframes included in the radio frame, the number of slots included in the subframe, and the number of OFDM symbols included in the slot may vary. have.
  • FIG. 2 (b) shows a frame structure type 2.
  • the type 2 frame includes a special subframe consisting of three fields: a downlink pilot time slot (DwPTS), a guard period (GP), and an uplink pilot time slot (UpPTS).
  • DwPTS is used for initial cell search, synchronization, or channel estimation in the terminal.
  • UpPTS is used for channel estimation at the base station and synchronization of uplink transmission of the terminal.
  • the guard period is a period for removing interference generated in the uplink due to the multipath delay of the downlink signal between the uplink and the downlink.
  • Table 1 shows the structure of a special frame (length of DwPTS / GP / UpPTS). [71] [Table 1]
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a resource grid for a downlink slot that may be used in embodiments of the present invention.
  • one downlink slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain.
  • one downlink slot includes seven OFDM symbols and one resource block includes 12 subcarriers in the frequency domain, but is not limited thereto.
  • Each element on a resource grid is a resource element, and one resource block includes 12 X 7 resource elements.
  • the number of resource blocks included in a downlink slot. NDL is a downlink transmission. Depends on bandwidth
  • the structure of the uplink slot may be the same as the structure of the downlink slot.
  • FIG. 4 shows a structure of an uplink subframe that can be used in embodiments of the present invention.
  • an uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • the control region is allocated a PUCCH carrying uplink control information.
  • the data area is allocated with a PUSCH carrying user data.
  • one UE does not simultaneously transmit a PUCCH and a PUSCH.
  • the PUCCH for one UE is allocated an RB pair in a subframe. RBs belonging to an RB pair have different portions in each of the two slots. Occupies a carrier. This RB pair allocated to the PUCCH is said to be frequency hopping at the slot boundary (slot boundary).
  • FIG. 5 shows a structure of a downlink subframe that can be used in embodiments of the present invention.
  • up to three OFDM symbols from the OFDM symbol index 0 are control regions to which control channels are allocated, and the remaining OFDM symbols are data regions to which the PDSCH is allocated. data region).
  • Examples of the downlink control channel used in 3 GPP LTE include a Physical Control Format Indicator Channel (PCFICH), a PDCCH, and a Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel (PHICH).
  • PCFICH Physical Control Format Indicator Channel
  • PDCCH Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel
  • PHICH Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and carries information about the number of OFDM symbols (ie, the size of a control region) used for transmission of control channels in the subframe.
  • PHICH is a male answer channel for the uplink, and carries an ACK (Acknowledgement) / NACK (Negative-Acknowledgement) signal for a hybrid automatic repeat request (HARQ).
  • Control information transmitted through the PDCCH is called downlink control information (DCI).
  • the downlink control information includes uplink resource allocation information, downlink resource allocation information or an uplink transmission (Tx) power control command for a certain terminal group.
  • Embodiments of the present invention provide a method for securing transmit diversity using correlation of antennas in a communication environment supporting a massive antenna.
  • Massive antennas are easy to implement in the high frequency band (a few GHz) where the distance between the antennas can be short. Due to the characteristics of the massive antenna in which a large number of antennas are arranged in a narrow area, it may not be possible to implement the antenna in a form in which all antennas have low correlation with each other.
  • the beamforming technique is applied to the massive antenna, since the performance is maximized when the correlation between antennas is high, the extreme characteristics of the correlation between antennas are all at once. Therefore, by using the correlation characteristics of the massive antenna it is possible to secure the service coverage of the base station, in particular, the effect can be maximized during the control channel transmission.
  • the embodiments of the present invention can be applied under the same principle not only in the cellular band of 3 GHz or less, but also in a high frequency broadband communication situation of more than 3 GHz, and can be applied to a small cell as well as a conventional macro cell.
  • a wireless access environment to which a massive antenna can be applied will be described.
  • the 3GPP LTE-A system is a wireless access system that operates based on the Rel-10 to Rel-1 1 standards.
  • the wireless access system to which embodiments of the present invention are applied may be a system defined in the standards of 3GPP LTE Rel-12 or below.
  • the Rel-12 system considers the introduction of local area cells (ie, small cells) and the local access (LAA) method to further support user-specific services.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating conceptual features of a small cell.
  • the left side shows an existing cellular band and the right side shows a high frequency band to which a small cell is applied. That is, the small cell may be operated by setting a wide system band in a band having a higher center frequency than a frequency band used in an LTE system, which is a conventional cell system.
  • small cells and conventional cell cells may be commonly used.
  • the existing cellular band supports basic cell coverage based on control signals such as system information (SI), and the high frequency small cell band is supported. Through the data transmission to maximize the transmission efficiency can be achieved by using a wider frequency band.
  • SI system information
  • LAA local access
  • legacy cells ie, cells in a cellar system
  • the distance between the terminal and the base station is shortened and may have the following channel characteristics as the high frequency band is used.
  • Delay spread The delay of a signal may be shortened as the distance between the base station and the terminal becomes short.
  • Subcarrier spacing When applying the same OFDM-based frame as the existing LTE system, since the frequency band allocated to each UE is large, the subcarrier spacing used in the small cell is the existing LTE system. It can be set to an extreme value greater than 15kHz.
  • the terminal may transmit an uplink signal only when it is synchronized with the base station, and may receive a scheduling for data transmission. That is, the main role of the random access channel (RACH) is to enable wireless access through a transmission scheme such that signals transmitted by unsynchronized terminals do not orthogonal or overlap each other as much as possible.
  • RACH random access channel
  • RACH Random Access Purpose and Requirements
  • the main role of the RACH is uplink initial access and short message transmission.
  • initial network access and short message transmission are performed through the RACH.
  • the short message transmission through the RACH is not provided.
  • the RACH is configured separately from the existing uplink data transmission channel.
  • a related scenario in which RACH is used is as follows.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a RACH preamble structure.
  • the UE transmits a RACH preamble (ie, a RACH signal) to the base station through the RACH to synchronize uplink.
  • the RACH preamble consists of a Cyclic Prefix (CP) and a RACH sequence, and the RACH takes into account the guard type according to the cell radius when configuring the RACH parameter for generating the RACH preamble.
  • the CP is set in consideration of the maximum channel delay spread + round trip-time, and the GT absorbs the round trip time.
  • the CP is generated by inserting the second half of the OFDM symbol into a preamble CP period, which enables periodic correlation of the RACH receiver.
  • the UE transmits the RACH preamble
  • the base station knows the RACH sequence transmitted by each terminal, the synchronization process can proceed through the detection position of the preamble transmitted by each terminal through periodic correlation.
  • Several sequences may be used for the RACH preamble. The most common is the Zadoff-Chu sequence based on autocorrelation and the pseudo-random sequence based on cross-correlation. In general, auto-correlation based sequences are used when intra cell interference is dominant (i.e., when interference from external cells is small), and on the contrary, when cross cell interference is large, cross correlation based sequences are preferred. do. In the LTE system, a Zadofchu sequence of length (N) 839 is used for the following reasons.
  • Inter-cell interference should be optimized according to cell size. That is, making smaller orthogonal preambles improves the detection performance of the base station.
  • the LTE system uses 64 signatures to distinguish terminals, while the WCDMA system uses 16 signatures.
  • a Zadofchu (ZC) sequence such as Equation 1 may be used for the RACH preamble.
  • Equation 1 u denotes the root index of the ZC sequence, and N zc denotes the length of the ZC sequence.
  • Equation 2 a PN sequence shown in Equation 2 may be used.
  • ⁇ 2 ( ⁇ + 3 ⁇ ) ( ⁇ 2 ( ⁇ + ⁇ ) + ⁇ 2 ( ⁇ + 2) + x 2 (n + ⁇ ) + x 2 ( «)) mod 2
  • RACH Preamble Transmission Band Two major factors considered in setting the transmission band of the RACH preamble are diversity gain and transmission power limitation of the UE. That is, unlike the base station, the terminal is limited in the performance of a power amplifier. Therefore, when a wide frequency band is allocated for RACH preamble transmission, energy per resource unit / resource element is lowered while frequency diversity can be maximized. In contrast, when a narrow band is allocated for RACH preamble transmission, energy per resource unit / resource element is high, but frequency diversity is minimized.
  • the base station may cause a decrease in detection performance for the RACH preamble.
  • the approach of lowering the size of ⁇ may cause significant performance degradation.
  • a channel tap corresponding to an effective channel to reduce the size of appears as one, it can be assumed that there is one effective multipath of a channel at the base station.
  • the base station may perform correlation on the RACH sequence transmitted by each terminal using a small ⁇ ⁇ ⁇ to distinguish each terminal or to estimate a timing difference.
  • the Doppler effect must be taken into account in the high frequency channel, since the RACH subcarrier spacing must also be set to be the same as the basic subcarrier spacing, the number of effective channels cannot be assumed to be a single tap at this time.
  • FIG. 8 illustrates a concept of effective single path generation and base station sequence reception when RACH subcarrier spacing is small
  • FIG. 9 is a concept of effective multipath generation and base station sequence reception when RACH subcarrier spacing is large. It is a figure which shows.
  • FIG. 8 ZC sequence, ⁇ ,... Over RACH with relatively small subcarrier spacing.
  • the length of the RACH transmission symbol is increased on the time axis, and the effective channel interval is assumed to be a single wrap. That is, FIG. 8 assumes a case of a RACH preamble used in a bandwidth supported by a general celller system (eg, LTE / LTE-A system).
  • a general celller system eg, LTE / LTE-A system
  • h 0 , h 1; h L-1 denotes a channel on which the RACH preamble is transmitted, and ⁇ , ⁇ , and ⁇ denote a zc sequence.
  • TA uplink timing advance
  • Embodiments of the present invention provide methods for detecting an uplink sync signal suitable for a communication environment using a high frequency band.
  • the present invention provides methods for designing a synchronization signal detection filter in consideration of a relationship between channel characteristics of a high frequency band and subcarrier spacing of a synchronization signal. Since the high frequency band assumes wide broadband communication, the period of a single sample on the time axis can be extremely short. In this environment, since the multipath channel delay of the channel inevitably occurs, the synchronization signal detection filter must be designed in consideration of this.
  • the base station provides a two-step synchronization signal detection process for detecting the synchronization signal with low complexity.
  • ZCZ in addition to detecting the synchronization signal from each terminal, it is possible to estimate the exact symbol timing at which each terminal transmits the synchronization signal.
  • Equation 3 means an RACH signal received through a multipath delay channel at a base station.
  • Equation 3 r represents a received signal vector, and N represents Equation 1
  • each component may be defined as in Equations 4, 5, and 6 below.
  • Equation (5) means a N x N matrix zc sequence SQ, and means a channel vector h
  • equation (6) means that n W xl AWGN (Additive White Gaussian Noise) vector.
  • (, ⁇ ) means Modulo 'm' operation.
  • ho, h l5 h L -1 means a valid multiple delay channel, and the total channel length is L.
  • a portion (NL) of the ZC sequence length excluding the effective channel length L can be filled with 0 sequences.
  • a G matrix having an N ⁇ L size which is a detection filter capable of detecting terminals transmitting the RACH signal, may be defined as in Equation 7 below.
  • a cyclic shift value ' m ' which is orthogonally-independently assigned to each UE is allocated in the unit shown in Equation 9 below.
  • N cs means a cyclic shift value used when generating the RACH preamble in the LTE / LTE-A system. Therefore, since the magnitude of the sample where the actual signal exists in ZCZ is 'L', the detection filter G becomes the N matrix.
  • the base station multiplies the Hermitian matrix of the detection filter G matrix, which is generated based on the cyclic shift value 'm , assigned to each terminal, for a ⁇ ⁇ ⁇ reception vector r , where a maximum value is derived. Find it.
  • Equation 10 may be developed as in Equation 11 below.
  • the uplink synchronization signal received by the base station is represented as the sum of powers for channels through which the uplink synchronization signal transmitted by the first terminal has passed.
  • the detection result for the uplink synchronization signal transmitted by the second terminal may be developed as in Equation 12 below.
  • the detection filter ( ⁇ may be referred to as a filter indicating a sequence detection interval of each terminal based on the cyclic shift value used for transmission of the ZC sequence by each terminal.
  • m refers to a cyclic shift-based ZCZ value allocated to each terminal.
  • the m value is determined in consideration of the total effective channel delay number L.
  • the base station allocates m values to the terminals, respectively, so that the base station can detect the terminal that has transmitted the uplink synchronization signal.
  • the allocation of the m value means that when the base station broadcasts information on the m value through a broadcast channel, each terminal may configure the RACH signal using the m value.
  • the maximum delay allowed for each UE is limited to N cs , and since a channel valid delay period L is introduced to prevent overlap between each ZCZ, a cyclic shift of the entire ZC sequence is performed.
  • the interval is set as shown in FIG.
  • the RACH sequence having different cyclic shift values transmitted by each UE allows a reception delay of a maximum Ncs interval.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating one of ZCZ setting methods considering a valid delay L of a channel.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating one method of extracting a reception vector r according to a time delay in ZCZ.
  • the configuration of the reception vector r is expressed as in Equation 13 below. If the RACH signal transmitted by the terminal far away from the base station (eg, a terminal located at a cell boundary) is delayed by a maximum of Ncs-1, the reception vector r is expressed by Equation 14 below.
  • the base station sequentially configures a reception signal vector r having a length N for the reception signal delay of the terminal up to N CS .
  • the detection filter G m defined in Equation 7 is set for the cyclic shift value 'm,' in order to detect the cyclic shift index ' ⁇ ' assigned to each terminal.
  • the base station confirms the RACH detection through correlation with the G matrix as the detection filter. That is, if RACH signal detection for the effective channel L is performed for all terminals, the detection complexity of Equation 10 is increased by N ⁇ N. Therefore, hereinafter, a method of reducing the complexity of detecting the RACH signal at the receiver by redesigning the detection vector G m described in Section 3.1 will be described. [167] 3.2 Detection Filter Design in Frequency Domain
  • the detection filter shows a complexity of N ⁇ N, but the complexity of the detection filter in the frequency domain is changed to NX (log 2 N) + N. Therefore, as the length of sequence N for RACH detection increases, the difference in complexity increases rapidly. Can increase. Basically, the RACH sequence length used in the LTE system is 839, and the computational complexity of N ⁇ N is the complexity of the matrix product reflecting the RACH channel length. Therefore, in the embodiment of the present invention, the complexity of the matrix product can be reduced to NX (log 2 N) by redefining the detection filter in the frequency domain. In this case, the additional complexity (+ N) generated during the DFT conversion may be ignored since it occurs only once. Therefore, Equation 7 may be redefined in the frequency domain as shown in Equation 15 below.
  • the detection filter G m is transformed into an N ⁇ N matrix to which N cyclic thresholds based on ZC sequence are applied.
  • the matrix G m of Equation 15 satisfies the N ⁇ N circulant matrix characteristic, the matrix G m may be converted into Equation 16 as follows.
  • the detection filter defined in Equation 16 will be referred to as a frequency domain detection filter to distinguish it from the detection filter defined in Equation 7.
  • the matrix F is an N ⁇ N Discrete Fourier Transform (DFT) matrix that transforms the time domain signal into the frequency domain.
  • F H is an NxN Inverse Discrete Fourier Transform (IFDT) matrix that transforms a signal in the frequency domain into a time domain signal.
  • IFDT Inverse Discrete Fourier Transform
  • r means ⁇ ⁇ ⁇ received signal vector. At this time, the DFT matrix F is defined as in Equation 17 below.
  • the RACH signal detection scheme based on Equation 10 may be defined as Equation 18 without losing generality even if defined in the frequency domain.
  • the RACH signal detection method defined in Equation 10 and the RACH signal detection method in Equation 18 defined in the frequency domain have the same detection performance.
  • r denotes a received signal
  • F denotes a DFT matrix for converting a time domain signal into a frequency domain
  • s (0) denotes the first column of the detection filter G m
  • F H denotes a frequency domain. It is an N x N IDFT matrix that converts the signal of to a time domain signal.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating one method of detecting a RACH signal using a frequency domain detection filter.
  • the base station allocates a cyclic shift value m necessary for the terminal to generate the RACH signal.
  • the base station may periodically broadcast the cyclic shift value m through the system information (S1210).
  • One or more terminals configure the RACH signal using the cyclic shift value m, and transmit the RACH signal to the base station.
  • the base station may receive the RACH signal from one or more terminals through the RACH composed of multiple delay channels, and may configure the received signal vector r based on the RACH signal.
  • the received signal vector ⁇ may be configured with Equation 3 (1220).
  • the base station may detect the RACH signal using the frequency domain detection filter G m . At this time, the base station detects the RACH signal according to the method described in Equations 10, 16, and 18 (S1230).
  • the base station may detect from which terminal the corresponding RACH signal is transmitted using the target terminal detection filter 3 ⁇ 4 ⁇ (S1240).
  • the base station uses the target terminal detection filter T m to detect the terminal having the cyclic shift index m.
  • the target terminal detection filter T m is a diagonal matrix, and an element corresponding to ZCZ assigned to the m-th terminal is represented by 1 and the remaining matrix elements are represented by 0. Equation 19 shows a process of detecting the reception signal r by applying the detection filter ⁇ m .
  • the number of 1 in T m is equal to the length N zc of ZCZ, and the value thereof may be represented by Equation 20 below.
  • N ZC N CS + L [189]
  • N cs denotes a cyclic shift value used for generating the RACH preamble
  • L denotes the number of effective channels in the multiple delay channel.
  • the target terminal detection filter T m for detecting the RACH signal transmitted by each terminal may be defined as in Equation 21 below.
  • the final detection filter T m indicates a position of a sequence allocated to each UE, that is, a position of a zero correlation zone (ZCZ).
  • ZCZ zero correlation zone
  • the first terminal has a concept of assigning only the first length 4.
  • the second terminal is allocated with the next length 4 and the third terminal with the last length 4.
  • the final detection filter matrix for each terminal may be defined such that only one corresponding region has one component and the remainder consists of zero matrixes as shown in Equation 21.
  • the base station first determines which terminal transmits the RACH signal using the target terminal detection filter ⁇ m, and then uses the frequency domain detection filter G m described in Equations 16 and 18 to determine the corresponding terminal.
  • the RACH signal transmitted by the UE can be detected accurately.
  • Equation 19 is summarized as in Equation 22 below. [196] [Equation 22]
  • Equation 22 the left equation represents a time domain detection method and has a complexity of N ⁇ N.
  • the right equation represents the RACH signal detection method proposed by the present invention. The complexity of the detection scheme of the proposed right algorithm is described.
  • Equation 22 Fr means that the base station performs DFT conversion on the received signal r. That is, by the DFT transform Fr for the modulated signal vector r
  • the N xi vector is derived ⁇ a complex multiplicative complexity of 7 X og 2 is induced.
  • Equation 22 the operation converts a signal in the frequency domain into a signal in the time domain.
  • Equation 22 since the target terminal detection filter 3 ⁇ 4 'is performed on the entire ZC sequence, it causes N complexity. As a result, the final detection complexity of the scheme proposed by the present invention is N x lo N + N ⁇ That is, when only a detection filter such as Equation 7 is used, the complexity of N X N is induced. When using the detection filter proposed in Eq. 22, the complexity of ⁇ x log / N + N is induced.
  • FIG. 13 is a diagram comparing complexity according to RACH sequence length for a time domain detection filter and a frequency domain detection filter.
  • the apparatus described with reference to FIG. 14 is a means in which the methods described with reference to FIGS. 1 through 12 may be implemented.
  • a user equipment may operate as a transmitting end in uplink and a receiving end in downlink.
  • an e-Node B eNB
  • eNB e-Node B
  • the terminal and the base station may include a transmitter (Tx module: 1340, 1350) and a receiver (Rx module: 1350, 1370), respectively, to control transmission and reception of information, data, and / or messages.
  • the antenna may be a massive antenna
  • the mesh antenna is a term that collectively refers to an antenna group in which a plurality of antennas are arranged in a two-dimensional or three-dimensional form.
  • the terminal and the base station each of the processor (processor 1320, 1330) for performing the above-described embodiments of the present invention and the memory (1380, 1390) that can temporarily or continuously store the processing of the processor Each may include.
  • Embodiments of the present invention can be performed using the components and functions of the terminal and the base station apparatus described above.
  • the processor of the base station may design a detection filter or perform a two-stage RACH signal detection method by combining the methods described in Sections 1 to 3 described above.
  • the processor of the terminal may configure the RACH signal based on the received cyclic shift value, and transmits it to the base station to match uplink synchronization. For details, refer to the details described in Section 3.
  • the transmission and reception modules included in the terminal and the base station include a packet modulation and demodulation function, a high speed packet channel coding function, an orthogonal frequency division multiple access (OFDMA) packet scheduling, and a time division duplex (DD) for data transmission. Time Division Duplex (TDD) packet scheduling and / or channel multiplexing may be performed.
  • the terminal and the base station of FIG. 13 may further include low-power radio frequency (RF) / intermediate frequency (IF) models.
  • RF radio frequency
  • IF intermediate frequency
  • the transmission module and the reception module may be referred to as a transmitter receiver, respectively, and may be referred to as a transceiver when used together.
  • the terminal is a personal digital assistant (PDA), a cell phone, a personal communication service (PCS) phone, a GSM (Global System for Mobile) phone, a WCDMA (Wideband CDMA).
  • PDA personal digital assistant
  • PCS personal communication service
  • GSM Global System for Mobile
  • WCDMA Wideband CDMA
  • a phone, a mobile broadband system (MBS) phone, a hand-held PC, a notebook PC, a smart phone, or a multi-mode multi-band (MM-MB) terminal can be used.
  • MBS mobile broadband system
  • MM-MB multi-mode multi-band
  • a smart phone is a terminal that combines the advantages of a mobile communication terminal and a personal portable terminal, and includes a terminal incorporating data communication functions such as schedule management, fax transmission and reception, and Internet access, which are functions of a personal portable terminal.
  • a multi-mode multi-band terminal is a built-in multi-modem chip and portable Internet system and other mobile communication systems (for example, CDMA (Code Division Multiple Multiple) Access) refers to a terminal that can operate in both a 2000 system and a WCDMA (Wideband CDMA) system.
  • CDMA Code Division Multiple Multiple
  • WCDMA Wideband CDMA
  • Embodiments of the present invention may be implemented through various means.
  • embodiments of the present invention may be implemented by hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • the method according to the embodiments of the present invention may include one or more application specific integrated circuits (ASICs), digital signal processors (DSPs), digital signal processing devices (DSPDs), and programmable PLDs. logic devices), field programmable gate arrays (FPGAs), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • programmable PLDs programmable PLDs.
  • logic devices field programmable gate arrays (FPGAs)
  • processors controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • the method according to the embodiments of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, or functions that perform the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in the memory units 1380 and 1390 and driven by the processors 1320 and 1330.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.
  • Embodiments of the present invention can be applied to various wireless access systems.
  • various radio access systems include 3rd Generation Partnership Project (3GPP), 3GPP2 and / or IEEE 802.XX (Institute of Electrical and Electronic Engineers 802) systems.
  • 3GPP 3rd Generation Partnership Project
  • 3GPP2 3rd Generation Partnership Project2
  • IEEE 802.XX Institute of Electrical and Electronic Engineers 802
  • Embodiments of the present invention can be applied not only to the various radio access systems, but also to all technical fields that use the various radio access systems.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

본 발명은 고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 상향링크 동기 신호를 검출하는 방법 및 이를 위한 검출 필터를 설계하는 방법 및 이를 지원하는 장치들을 제공한다. 본 발명의 일 실시예로서 고주파 대역을 지원하는 무선접속시스템에서 기지국이 임의접속채널(RACH) 신호를 검출하는 방법은, 기지국에서 사용되는 순환천이값을 할당하는 단계와 임의접속채널을 통해 전송되는 신호들에 대해서 수신 신호 벡터를 구성하는 단계와 수신 신호 벡터로부터 주파수 영역 검출필터를 이용하여 하나 이상의 RACH 신호를 검출하는 단계와 타겟 단말 검출필터를 이용하여 하나 이상의 RACH 신호를 전송한 하나 이상의 단말을 구분하는 단계를 포함하되, 타겟 단말 검출필터는 순환천이값을 기반으로 설정될 수 있다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 단계별 상향링크 동기 신 호 검출 방법 및 장치
【기술분야】
[1] 본 발명은 고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 상향링크 동기 신호를 검출하는 방법 및 이를 위한 검출 필터를 설계하는 방법에 관한 것이다. 【배경기술】
[21 무선 접속 시스템이 음성이나 데이터 등과 같은 다양한 종류의 통신 서비 스를 제공하기 위해 광범위하게 전개되고 있다. 일반적으로 무선 접속 시스템은 가용한 시스템 자원 (대역폭, 전송 파워 등)을 공유하여 다중 사용자와의 통신을 지 원할 수 있는 다중 접속 (multiple access) 시스템이다. 다중 접속 시스템의 예들로는 CDMA(code division multiple access) 시스템， FDMA(frequency division multiple access) 시스템, TDMA(time division multiple access) 시스템, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 시스템， SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 시스템 등이 있다.
【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
[3] 본 발명의 목적은 고주파 대역을 사용하는 통신 환경에서 상향링크 동기 신호를 효율적으로 검출하는 방법들을 제공하는 것이다.
[4] 본 발명의 다른 목적은 낮은 복잡도로 동기 신호를 검출하기 위해 고주파 대역의 채널 특성 및 동기 신호의 서브캐리어 스페이싱을 고려하여 주파수 영역 검출 필터를 설계하는 방법을 제공하는 것이다.
[5] 본 발명의 또 다른 목적은 이러한 방법들을 지원하는 장치를 제공하는 것 이다.
[61 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 목적들은 이상에서 언급한 사항들로 제 한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 이하 설명할 본 발명의 실시예들로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 고 려될 수 있다. 【기술적 해결방법】
[7] 본 발명은 고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 상향링크 동기 신호를 검출하는 방법 및 이를 위한 검출 필터를 설계하는 방법 및 이를 지원하는 장치들을 제공한다.
[8] 본 발명의 일 양태로서 고주파 대역을 지원하는 무선접속시스템에서 기지 국이 임의접속채널 (RACH) 신호를 검출하는 방법은, 기지국에서 사용되는 순환천 이값을 할당하는 단계와 임의접속채널을 통해 전송되는 신호들에 대해서 수신 신 호 백터를 구성하는 단계와 수신 신호 백터로부터 주파수 영역 검출필터를 이용하 여 하나 이상의 RACH 신호를 검출하는 단계와 타겟 단말 검출필터를 이용하여 하나 이상의 RACH 신호를 전송한 하나 이상의 단말을 구분하는 단계를 포함하되: 타겟 단말 검출필터는 순환천이값을 기반으로 설정된다.
[9] 본 발명의 다른 양태로서 고주파 대역을 지원하는 무선접속시스템에서 임 의접속채널 (RACH) 신호를 검출하는 기지국은 송신기, 수신기 및 이러한 송신기 및 수신기를 제어하여 RACH 신호를 검출하도록 구성되는 프로세서를 포함할 수 있다ᅳ 이때, 프로세서는 기지국에서 사용되는 순환천이값을 할당하고， 임의접속채 널을 통해 전송되는 신호들에 대해서 수신 신호 백터를 구성하고， 수신 신호 백터 로부터 주파수 영역 검출필터를 이용하여 하나 이상의 RACH 신호를 검출하고, 타겟 단말 검출필터를 이용하여 하나 이상의 RACH 신호를 전송한 하나 이상의 단말을 구분하도록 구성될 수 있다. 이때, 타켓 단말 검출필터는 순환천이값을 기 반으로 설정될 수 있다.
[10] 상기 양태들에서, 주파수 영역 검출필터 Gm은 다음 수학식과 같이 정의된 다.
[11] [수학식 ]■
Gm = FHdiag(Fsw )F [12] 이때, s(0)는 순환 행렬의 첫 번째 열이고, F는 N x N DFT 행렬이고, FH는 N x N IFDT 행렬이며, diag() 함수는 대각행렬이다. 이때, 순환 행렬은
와 같이 정의된다.
Figure imgf000004_0001
[13] 또한, 타켓 단말 검출필터는 대각 행렬이며 순환천이값에 해당하는 행렬 요소는 ' Γ로 표시될 수 있다. 이때, 타겟 단말 검출필터에서 ' 1，의 개수는 ZCZ(Zero Correlation Zone)의 길이 Nzc와 동일하며, ZCZ 의 길이는 RACH 신호가 전송되는 유효 채널의 개수 L을 고려하여 설정될 수 있다.
[14] 상술한 본 발명의 양태들은 본 발명의 바람직한 실시예들 중 일부에 불과 하며， 본원 발명의 기술적 특징들이 반영된 다양한 실시예들이 당해 기술분야의 통상적인 지식을 가진 자에 의해 이하 상술할 본 발명의 상세한 설명을 기반으로 도출되고 이해될 수 있다. 【유리한 효과】
[15] 본 발명의 실시예들에 따르면 다음과 같은 효과가 있다.
[16】 첫째, 고주파 대역을 사용하는 통신 환경에서 상향링크 동기 신호를 효율 적으로 검출할 수 있다.
[17] 둘째， 주파수 영역 검출필터를 이용함으로써 시영역 검출필터를 이용하는. 경우보다 낮은 복잡도로 RACH신호를 검출할 수 있다.
[18] 셋째, 타겟 단말 검출필터를 이용함으로써 수신한 RACH 신호들을 각 단말 별로 구분할 수 있다.
[19] 본 발명의 실시예들에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 이하의 본 발명의 실시예들에 대한 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확 하게 도출되고 이해될 수 있다. 즉， 본 발명을 실시함에 따른 의도하지 않은 효과 들 역시 본 발명의 실시예들로부터 당해 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에 의 해 도출될 수 있다. 【도면의 간단한 설명】
[20] 본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되고， 첨부된 도면들은 본 발명에 대한 다양한 실시예들을 제공한다. 또한， 첨부된 도면들은 상 세한 설명과 함께 본 발명의 실시 형태들을 설명하기 위해 사용된다.
[21] 도 1 은 물리 채널들 및 이들을 이용한 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.
[22] 도 2는 무선 프레임의 구조를 나타낸다. [23] 도 3은 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)를 예시한 도면이다.
[24] 도 4는 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
[25] 도 5는 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
[26] 도 6은 스몰셀의 개념적인 특징을 나타내는 도면이다. [27] 도 7은 RACH 프리엠블 구조의 일례를 나타내는 도면이다.
[28] 도 8 은 RACH 서브캐리어 스페이성이 작은 경우 유효 단일 경로 발생 및 기지국 시뭔스 수신의 개념을 나타내는 도면이다.
[29] 도 9 는 RACH 서브캐리어 스페이싱이 큰 경우 유효 다중 경로 발생 및 기지국 시뭔스 수신의 개념을 나타내는 도면이다.
[30] 도 10 은 채널의 유효 지연 L 을 고려한 ZCZ 설정 방법 중 하나를 나타내 는 도면이다.
[31ᅵ 도 1 1 은 ZCZ 내에 시간 지연에 따른 수신 백터 r 을 추출하는 방법 중 하나를 나타내는 도면이다.
[32] 도 12 는 주파수 영역 검출필터를 이용하여 RACH 신호를 검출하는 방법 중 하나를 나타내는 도면이다.
[33] 도 13 은 시간 영역 검출필터와 주파수 영역 검출필터에 대한 RACH 시뭔스 길이에 따른 복잡도를 비교하는 도면이다.
[34] 도 14 에서 설명한 장치는 도 1 내지 도 12 에서 설명한 방법들이 구현될 수 있는 수단이다.
[35] 【발명의 실시를 위한 형태】
[36] 이하에서 상세히 설명하는 본 발명의 실시예들은 고주파 대역을 지원하는 무선 접속 시스템에서 상향링크 동기 신호를 검출하는 방법 및 이를 위한 검출 필터를 설계하는 방법들을 제공한다.
[37] 이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
[38] 도면에 대한 설명에서, 본 발명의 요지를 흐릴 수 있는 절차 또는 단계 등은 기술하지 않았으며, 당업자의 수준에서 이해할 수 있을 정도의 절차 또는 단계는 또한 기술하지 아니하였다.
[39] 본 명세서에서 본 발명의 실시예들은 기지국과 이동국 간의 데이터 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 여기서， 기지국은 이동국과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미가 있다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다.
[40] 즉， 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 이동국과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있다. 이때, '기지국'은 고정국 (fixed station), Node B, eNode B(eNB), 발전된 기지국 (ABS: Advanced Base Station) 또는 억세스 포인트 (access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.
[41] 또한, 본 발명의 실시예들에서 단말 (Terminal)은 사용자 기기 (UE: User Equipment), 이동국 (MS: Mobile Station), 가입자 단말 (SS: Subscriber Station), 이동 가입자 단말 (MSS: Mobile Subscriber Station), 이동 단말 (Mobile Terminal) 또는 발전된 이동단말 (AMS: Advanced Mobile Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.
[42] 또한, 송신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 제공하는 고정 및 /또는 이동 노드를 말하고, 수신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 수신하는 고정 및 /또는 이동 노드를 의미한다. 따라서, 상향링크에서는 이동국이 송신단이 되고, 기지국이 수신단이 될 수 있다. 마찬가지로, 하향링크에서는 이동국이 수신단이 되고, 기지국이 송신단이 될 수 있다.
[43] 본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802.XX 시스템， 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 시스템， 3GPP LTE 시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있으며, 특히, 본 발명의 실시예들은 3GPP TS 36.21 1, 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213 및 3GPP TS 36.321 문서들에 의해 뒷받침 될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 설명하지 않은 자명한 단계들 또는 부분들은 상기 문서들을 참조하여 설명될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
[44] 이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다.
[45ᅵ 또한, 본 발명의 실시예들에서 사용되는 특정 (特定) 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
[46] 예를 들어, 상향링크 동기 신호는 동기 신호, RACH 프리엠블 또는 RACH 신호 등과 같은 의미로 사용될 수 있다. 또한, 단말을 가지고 통신을 수행하는 주체를 사용자라 칭하고, 해당 단말과 사용자는 동일한 의미로 사용될 수 있다. 또한, 고주파수 대역에서 RACH 신호를 검출하기 위한 수신 필터는 검출 필터라는 용어와 동일한 의미로 사용될 수 있다.
[47] 이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 적용될 수 있다. [48] CDMA 는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000 과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA 는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA 는 IEEE 802.1 1 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-21 , E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다.
【49] UTRA 는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP LTE(Long Term Evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced) 시스템은 3GPP LTE 시스템이 개량된 시스템이다. 본 발명의 기술적 특징에 대한 설명을 명확하게 하기 위해， 본 발명의 실시예들을 3GPP LTE/LTE-A 시스템을 위주로 기술하지만 IEEE 802.16e/m 시스템 등에도 적용될 수 있다. [50] 1. 3GPP LTE LTE_A 시스템
[51] 무선 접속 시스템에서 단말은 하향링크 (DL: Downlink)를 통해 기지국으로부터 정보를 수신하고, 상향링크 (UL: Uplink)를 통해 기지국으로 정보를 전송한다. 기지국과 단말이 송수신하는 정보는 일반 데0!터 정보 및 다양한 제어 정보를 포함하고, 이들이 송수신 하는 정보의 종류 /용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
[52] 1.1 시스템 일반
[53] 도 1 은 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 물리 채널들 및 이들을 이용한 신호 전송 방법올 설명하기 위한 도면이다.
[54] 전원이 꺼진 상태에서 다시 전원이 켜지거나, 새로이 셀에 진입한 단말은 S11 단계에서 기지국과 동기를 맞추는 등의 초기 셀 탐색 (Initial cell search) 작업을 수행한다. 이를 위해 단말은 기지국으로부터 주동기 채널 (P-SCH: Primary Synchronization Channel) 및 부동기 채널 (S-SCH: Secondary Synchronization Channel)을 수신하여 기지국과 동기를 맞추고， 셀 ID 등의 정보를 획득한다.
[55] 그 후, 단말은 기지국으로부터 물리방송채널 (PBCH: Physical Broadcast Channel) 신호를 수신하여 셀 내 방송 정보를 획득할 수 있다.
[56] 한편, 단말은 초기 샐 탐색 단계에서 하향링크 참조 신호 (DL RS: Downlink Reference Signal)를 수신하여 하향링크 채널 상태를 확인할 수 있다.
[57] 초기 셀 탐색을 마친 단말은 S12 단계에서 물리하향링크제어채널 (PDCCH: Physical Downlink Control Channel) 및 물리하향링크제어채널 정보에 따른 물리하향링크공유 채널 (PDSCH: Physical Downlink Control Channel)을 수신하여 조금 더 구체적인 시스템 정보를 획득할 수 있다.
[58] 이후, 단말은 기지국에 접속을 완료하기 위해 이후 단계 S 13 내지 단계 S16 과 같은 임의 접속 과정 (Random Access Procedure)을 수행할 수 있다. 이를 위해 단말은 물리임의접속채널 (PRACH: Physical Random Access Channel)을 통해 프리앰블 (preamble)을 전송하고 (S13), 물리하향링크제어채널 및 이에 대웅하는 물리하향링크공유 채널을 통해 프리엄블에 대한 웅답 메시지를 수신할 수 있다 (S 14). 경쟁 기반 임의 접속의 경우, 단말은 추가적인 물리임의접속채널 신호의 전송 (S15) 및 물리하향링크제어채널 신호 및 이에 대웅하는 물리하향링크공유 채널 신호의 수신 (S16)과 같은 층돌해결절차 (Contention Resolution Procedure)를 수행할 수 있다.
[59] 상술한 바와 같은 절차를 수행한 단말은 이후 일반적인 상 /하향링크 신호 전송 절차로서 물리하향링크제어채널 신호 및 /또는 물리하향링크공유채널 신호의 수신 (S 17) 및 물리상향링크공유채널 (PUSCH: Physical Uplink Shared Channel) 신호 및 /또는 물리상향링크제어채널 (PUCCH: Physical Uplink Control Channel) 신호의 전송 (S18)을 수행할 수 있다. [60] 단말이 기지국으로 전송하는 제어정보를 통칭하여 상향링크 제어정보 (UCI: Uplink Control Information)라고 지칭한다. UCI 는 HARQ-ACK/NACK (Hybrid Automatic Repeat and reQuest Acknowledgement/Negative- ACK), SR (Scheduling Request), CQI (Channel Quality Indication), PMI (Precoding Matrix Indication), RI (Rank Indication) 정보 등을 포함한다.
[61] LTE 시스템에서 UCI 는 일반적으로 PUCCH 를 통해 주기적으로 전송되지만, 제어정보와 트래픽 데이터가 동시에 전송되어야 할 경우 PUSCH 를 통해 전송될 수 있다. 또한， 네트워크의 요청 /지시에 의해 PUSCH 를 통해 UCI 를 비주기적으로 전송할 수 있다.
[62] 도 2는 본 발명의 실시예들에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
[63] 도 2(a)는 타입 1 프레임 구조 (frame structure type 1)를 나타낸다. 타입 1 프레임 구조는 전이중 (full duplex) FDD(Frequency Division Duplex) 시스템과 반이중 (half duplex) FDD 시스템 모두에 적용될 수 있다.
[64] 하나의 무선 프레임 (radio frame)은 = 307200 S = 10 ms의 길이를 가지고， iot = 15360 · !； = (X5 tns의 균등한 길이를 가지며 0 부터 ι9 의 인덱스가 부여된 20 개의 슬롯으로 구성된다. 하나의 서브프레임은 2 개의 연속된 슬롯으로 정의되며, i 번째 서브프레임은 2i 와 2i+l 에 해당하는 슬롯으로 구성된다. 즉, 무선 프레임 (radio frame)은 10 개의 서브프레임 (subframe)으로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는 데 걸리는 시간을 전송시간구간 (ΤΉ: Transmission Time Interval)이라 한다. 여기서, Ts 는 샘플링 시간을 나타내고, Ts=l/(15kHzx2048)=3.2552x l 0-8(약 33ns)로 표시된다. 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼 또는 SC-FDMA 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 복수의 자원블록 (Resource Block)올 포함한다.
[65] 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함한다. 3GPP LTE 는 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 OFDM 심볼은 하나의 심볼 구간 (symbol period)을 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록 (resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파 (subcarrier)를 포함한다.
[66] 전이중 FDD 시스템에서는 각 10ms 구간 동안 10 개의 서브프레임은 하향링크 전송과 상향링크 전송을 위해 동시에 이용될 수 있다. 이때， 상향링크와 하향링크 전송은 주파수 영역에서 분리된다. 반면， 반이중 FDD 시스템의 경우 단말은 전송과 수신을 동시에 할 수 없다.
[67] 상술한 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 서브 프레임의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수， 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
[68] 도 2(b)는 타입 2 프레임 구조 (frame structure type 2)를 나타낸다. 타입 2 프레임 구조는 TDD 시스템에 적용된다. 하나의 무선 프레임 (radio frame)은 f = 307200 ' rs = 10 ms 의 길이를 가지며, 1536GG ' 7 = 5 ms 길이를 가지는 2 개의 하프프레임 (half-frame)으로 구성된다. 각 하프프레임은 3()72G '？ = 1 ms 의 길이를 가지는 5 개의 서브프레임으로 구성된다. i 번째 서브프레임은 2i 와 2i+1 에 해당하는 각 ^ ^ 15360' 7 ^ 0'5 "^의 길이를 가지는 2 개의 슬롯으로 구성된다. 여기에서, Ts 는 샘폴링 시간을 나타내고, Ts=l/(15kHzx2048)=3.2552x l0-8(약 33ns)로 표시된다.
[69] 타입 2 프레임에는 DwPTS(Downlink Pilot Time Slot), 보호구간 (GP: Guard Period), UpPTS(Uplink Pilot Time Slot)인 3 가지의 필드로 구성되는 특별 서브프레임을 포함한다. 여기서, DwPTS 는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS 는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.
[70] 다음 표 1는 특별 프레임의 구성 (DwPTS/GP/UpPTS의 길이)을 나타낸다. [71] 【표 1】
Figure imgf000013_0001
[72] 도 3 은 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)를 예시한 도면이다.
[73] 도 3 을 참조하면, 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12 개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다.
[74】 자원 그리드 상에서 각 요소 (element)를 자원 요소 (resource element)하고, 하나의 자원 블톡은 12 X 7 개의 자원 요소를 포함한다ᅳ 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 NDL 은 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 종속한다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
[751 도 4 는 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
[76] 도 4 를 참조하면, 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH 이 할당된다. 데이터 영역은 사용자 데이터를 나르는 PUSCH 이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH 와 PUSCH 을 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH 에는 서브 프레임 내에 RB 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB 들은 2 개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다. 이를 PUCCH 에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계 (slot boundary)에서 주파수 도약 (frequency hopping)된다고 한다.
[77] 도 5 는 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
[78] 도 5 를 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 OFDM 심볼 인덱스 0 부터 최대 3 개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역 (control region)이고， 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH 이 할당되는 데이터 영역 (data region)이다. 3 GPP LTE 에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH, PHICH(Physical Hybrid- ARQ Indicator Channel) 등이 있다.
[79] PCFICH 는 서브 프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고， 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수 (즉, 제어 영역의 크기)에 관한 정보를 나른다. PHICH 는 상향 링크에 대한 웅답 채널이고, HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한 ACK(Acknowledgement)/NACK(Negative- Acknowledgement) 신호를 나른다. PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보 (DCI: downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 (Tx) 파워 제어 명령을 포함한다.
[80] 2. 매시브 안테나를 지원하는 무선접속 시스템
[81] 본 발명의 실시예들에서는 매시브 (Massive) 안테나를 지원하는 통신 환경에서 안테나의 상관 관계를 이용한 전송 다이버시티 확보 방안을 제공한다. 매시브 안테나는 안테나간 거리가 짧아도 되는 고주파 대역 (수 GHz 영역)에서 구현의 용이성이 있다. [82] 수많은 안테나들이 좁은 영역에 배치되는 매시브 안테나의 특성상 모든 안테나들이 서로 상관관계가 낮은 독립성을 갖는 형태로 구현이 불가능할 수 있다. 또한， 매시브 안테나에 빔포밍 (Beamforming) 기법을 적용하는 경우에는 오히려 안테나간 상관도가 높을 경우 그 성능이 극대화되기 때문에 안테나간 상관도의 극단적인 특성은 모두 일장일단이 있다. 따라서， 매시브 안테나의 상관도 특성을 이용하면 기지국의 서비스 커버리지를 안정적으로 확보할 수 있으며， 특히 제어 채널 전송 시에 그 효과가 극대화될 수 있다.
[83] 또한, 본 발명의 실시예들은 3GHz 이하의 셀롤러 대역뿐 아니라 3GHz 초과의 고주파 광대역 통신 상황에서도 동일한 원리하에 적용이 가능하며, 기존의 매크로 샐 뿐만 아니라 소형셀에도 적용이 가능하다. 이하에서는 매시브 안테나가 적용될 수 있는 무선 접속 환경에 대해서 설명한다.
[84] 2.1 스몰셀 중심의 새로운 셀 도입
[85] 현재 3GPP LTE-A 시스템은 Rel-10 내지 Rel-1 1 규격을 기반으로 동작하는 무선 접속 시스템이다. 본 발명의 실시예들이 적용되는 무선 접속 시스템은 3GPP LTE Rel-12 이하의 규격들에서 정의하는 시스템일 수 있다. Rel-12 시스템에서는 사용자 별 서비스 지원을 보다 강화하기 위해 국지 (Local Area) 셀 (즉, 스몰셀)의 도입 및 국지 접속 (LAA: Local Area Access) 방식의 도입을 검토하고 있다.
[86] 도 6은 스몰셀의 개념적인 특징을 나타내는 도면이다.
[87] 도 6 을 참조하면, 왼편은 기존 셀룰러 대역을 나타내고 있고, 오른쪽은 스몰셀이 적용되는 고주파 대역을 나타낸다. 즉, 스몰셀은 기존의 셀를러 시스템인 LTE 시스템에 운용되는 주파수 대역이 아닌 보다 높은 중심 주파수를 갖는 대역에 넓은 시스템 대역을 설정하여 운용될 수 있다.
[88] 또한, 스몰셀과 기존 샐를러 셀들이 흔용되어 사용될 수 있다. 예를 들어, 기존의 샐를러 대역을 통해서는 시스템 정보 (SI: system information)와 같은 제어 신호를 기반으로 기본적인 셀 커버리지를 지원하고, 고주파의 스몰셀 대역을 통해서는 보다 넓은 주파수 대역을 이용하여 전송 효율을 극대화하는 데이터 전송이 이루어질 수 있다.
[89] 그러므로, 본 발명의 실시예들이 적용될 수 있는 국지 접속 (LAA)이라는 개념은 보다 좁은 지역에 위치한 저속 또는 중속 (low-to-medium mobility) 단말들이 대상이며, 스몰샐의 커버리지는 기존 수 km 내지 수백 km 단위의 레가시 셀 (즉， 셀를러 시스템의 셀)보다 작은 100m 단위가 될 수 있다. 따라서 스몰셀들에서는 단말과 기지국 사이의 거리가 짧아지고, 고주파 대역을 사용함에 따라 다음과 같은 채널 특성을 가질 수 있다.
[90] (1) 지연 확산 (Delay spread): 기지국과 단말 사이의 거리가 짧아짐에 따라 신호의 지연이 짧아질 수 있다ᅳ
[91] (2) 서브캐리어 스페이싱 (Subcarrier spacing): 기존 LTE 시스템과 동일한 OFDM 기반의 프레임을 적용할 경우, 각 단말에 할당된 주파수 대역이 크기 때문에 스몰셀에서 사용되는 서브캐리어 스페이싱은 기존 LTE 시스템의 15kHz보다 극단적으로 큰 값으로 설정될 수 있다.
[92] (3) 도플러 주파수 (Doppler's frequency): 스몰셀에서는 고주파 대역이 사용되기 때문에， 동일한 단말 속도의 저주파 대역보다 높은 Doppler 주파수가 나타나기 때문에, coherent time이 극단적으로 짧아질 수 있다.
[93] 2.2 고주파 대역 전송을 위한 임의접속채널 설계
[94] 단말은 기지국과 동기화 되어 있는 경우에만 의 상향링크 신호를 전송할 수 있으며， 데이터 전송을 위한 스케줄링을 받을 수 있다. 즉， 임의 접속 채널 (RACH: Random Access Channel)의 주요 역할은 동기화되지 않은 단말들이 전송하는 신호가 서로 직교하거나 또는 최대한 겹치지 않도록 하는 전송 기법을 통해서 무선 접속을 수행할 수 있도록 하는 것이다.
[95] 2.2.1 임의 접속 용도 및 요구사항 [96] RACH 의 주요 역할은 상향링크 초기 접속과 단문 메시지 (short message) 전송이다. WCDMA 시스템에서는 RACH 를 통해 초기 네트워크 접속과 단문 메시지 전송이 이루어졌다. 다만， LTE 시스템에서는 RACH 를 통한 단문 메시지 전송이 제공되지 않는다. 또한， LTE 시스템에서 RACH 는 WCDMA 시스템과는 달리 기존의 상향링크 데이터 전송 채널과는 별개로 구성된다.
[97] 즉, LTE/LTE-A 시스템에서 상향링크 PUSCH 신호는 기본 서브캐리어 스페이싱 (subcarrier-spacing)인 Af= 15kHz 의 심볼 구조가 아닌 Af^ 1.25kHz 의 SC- FDMA 구조를 갖는다. LTE 시스템에서는 일단 기지국과 단말 사이에 상향링크 동기가 형성되면, 해당 단말에게는 직교 자원을 할당하기 위한 스케줄링이 수행된다. RACH가 사용되는 관련 시나리오는 아래와 같다.
[98] (1) 단말이 RRCᅳ CONNECTED 상태이되, 상향링크 동기화가 이뤄지지 않고 새로운 상향링크 데이터 또는 제어 정보를 전송할 필요가 있을 때 (예를 들어, 이벤트 트리커 측정 보고)
[99] (2) 단말이 RRCᅳ CONNECTED 상태이되, 상향링크 동기화가 이뤄지지 않고， 새로운 하향링크 데이터를 수신하여 상웅하는 ACK/NACK
(ACKnowledgement/Negative ACKnowledgement) 신호를 상향링크로 전송할 필요가 있을 때
[100] (3) RRC_CON ECTED 상태인 단말이 현재 서빙셀에서 타겟셀로 핸드오버를 수행하고자 할 때
[101] (4) 단말의 포지셔닝을 위해 타이밍 어드밴스가 필요한 경우, RRC— CONNECTED 상태에서 단말의 포지셔닝 목적
[102] (5) RRCJDLE 상태에서 RRC_CONNECTED 상태로 전이시, 예를 들어, 초기 접속 또는 위치 갱신 추적 등
[103] (6) 무선 링크 실패로부터 복구
[104] 2.2.2 RACH 프리앰블 구조 [105] 도 7은 RACH 프리엠블 구조의 일례를 나타내는 도면이다.
[106] 단말은 상향링크 동기를 맞추기 위해 기지국으로 RACH 프리엠블 (즉, RACH 신호)를 RACH 를 통해 전송한다. RACH 프리엠블은 순환 전치 (CP: Cyclic Prefix) 및 RACH 시퀀스로 구성되어 있으며, 기지국에서는 RACH 프리엠블을 생성하기 위한 RACH 파라미터를 구성시, 셀 반경에 따른 가드 타입 (Guard-time)을 고려하여 RACH 파라미터를 구성한다. 이때， CP 는 최대 채널 지연 스프레드 (Maximum channel delay spread) + 왕복 시간 (Round Trip-Time)을 고려하여 설정되며, GT는 왕복 시간을 흡수한다. CP는 OFDM 심볼의 후반부를 프리 ¾블의 CP 구간에 삽입하여 생성되는데, 이를 통해 RACH 수신기의 주기적 코릴레이션 (periodic correlation) 이 가능하게 된다.
[107] 도 7 을 참조하면, 단말은 RACH 프리엄블을 전송할 때 타이밍 어드밴스 (TA: Timing Advance) = 0ms 즉 기지국과 동기화 되었다고 가정하고 RACH 프리 ¾블을 전송한다. 따라서 기지국과 가까운 단말은 도 7 과 같이 기지국에 수신된 단말의 프리앰블이 거의 일치하고, 셀 경계에 위치한 단말은 전파 지연 (propagation delay)을 가지고 뒤에 수신된다. 이때 기지국은 각 단말이 전송한 RACH 시퀀스를 알고 있기 때문에, 주기적 코릴레이션을 통해서 각 단말이 전송한 프리앰블의 검출 위치를 통해서 동기화 프로세스를 진행할 수 있다.
[108] 2.2.3 RACH 프리앰블 시뭔스 종류
[109] RACH 프리앰블에는 여러 시뭔스가 사용될 수 있다. 이중 자기상관 (autocorrelation) 기반의 자도프츄 (Zadoff-Chu) 시뭔스와 상호상관 (cross-correlation) 기반의 의사 랜덤 (Pseudo-random) 시퀀스가 가장 대표적이다. 일반적으로 샐 간 간섭 (Intra cell interference)이 우세한 (dominant) 경우 (즉， 외부 셀로부터 오는 간섭이 작은 경우)에는 자기상관 기반의 시뭔스가 사용되고, 반대로 셀간 간섭이 큰 경우 상호상관 기반의 시퀀스가 선호된다. [110] LTE 시스템에서는 길이 (N) 839 의 자도프츄 시퀀스가 다음과 같은 이유들로 사용되고 있다.
[Ill] (1) 같은 주파수 -시간 RACH 자원을 사용하는 서로 다른 프리앰블간의 상관관계가 작아야 한다.
[112] (2) 셀간 간섭은 셀 크기에 따라 최적화 되어야 한다. 즉, 작은 셀일수록 더 많은 직교 프리앰블들을 만드는 것이 기지국의 검출 성능을 향상시킨다.
[113] (3) 직교 프리앰블 수가 많을수록 검출 성능이 향상된다. LTE 시스템은 단말을 구분하기 위해 64 개의 시그니치 (signature)를 사용하는 반면, WCDMA시스템은 16 개의 시그니쳐를 사용한다.
[114] (4) 기지국의 검출 복잡도가 감소되어야 한다.
[115] (5) 고속 이동 단말도 지원해야 한다.
[116] 상기와 같은 이유들을 만족하기 위해, 다음 수학식 1 과 같은 자도프츄 (ZC) 시퀀스가 RACH 프리엠블에 사용될 수 있다.
[117] 【수학식 1】 xw («) = e Nzc ,0≤n≤Nzc - \{NZC = 839)
【118] 수학식 1 에서 u 는 ZC 시뭔스의 루트 인덱스를 나타내고, Nzc 는 ZC 시뭔스의 길이를 의미한다.
[119] 다만, 단말을 구분하기 위해 사용되는 시그니쳐들 간의 셀 간 간섭이 큰 환경에서는 다음 수학식 2와 같은 PN 시퀀스가사용될 수 있다.
[120] 【수학식 2】
, (« + 31) = ( (" + 3) + ("))mod 2
χ2 {η + 3 \) = (χ2 (η + ί)+ χ2 {η + 2)+ x2 {n + \)+ x2 («))mod 2
c(n) = (xx (n + Nc )+ x2 (n + Nc ))mod 2
[121] 2.2.4 RACH 프리앰블 전송대역 [122] RACH 프리엠블의 전송 대역을 설정함에 있어 고려되는 두 가지 주요 인자는 다이버시티 이득 (diversity gain)과 단말의 전송 전력 제한이다. 즉， 기지국과 달리 단말은 파워 앰프 (power amplifier)의 성능이 제한된다. 따라서， 넓은 주파수 대역을 RACH 프리엠블 전송을 위해 할당하는 경우， 자원 유닛 /자원 요소 (Resource unit/Resource element) 별 에너지가 낮아지는 반면 주파수 다이버시티는 극대화될 수 있다. 반대로 좁은 대역을 RACH 프리앰블 전송을 위해 할당하는 경우, 자원 유닛 /자원 요소 별 에너지는 높아지지만, 주파수 다이버시티는 최소가 된다.
[123] 실제로 LTE RACH 전송 대역을 결정할 때에는 1.08MHz, 2.16MHz, 4.5MHz, 50MHz (각 6RBs, 12RBs, 25RBs, 50RBs)가 대상이었지만， RACH 미검출 확률 비교를 통해서 1% 미검출 확률을 만족시킴에 있어 6RB 로도 층분하였기 때문에, 1.08MHz가 최종 RACH 전송 대역으로 결정되었다.
[124] 2.3 고주파 대역 특성을 반영한 RACH 시뭔스의 ZCZ설정 방법
[125] LTE 시스템에서는 RACH 시뭔스를 설계함에 있어 RACH 의 서브캐리어 스페이싱 (subcarrier-spacing) Af^ 을 기존 데이터에 대한 기본 서브캐리어 스페이싱 Δ/의 약 ι/12 배로 작게 설정하였다. 이를 통해 최종적으로 LTE 시스템의 기본 서브캐리어 스페이싱은 =15kHz 가 되고, RACH 서브캐리어 스페이싱은
=1.25kHz 7} 된다.
[126] 고주파 대역 채널에서 서브캐리어 스페이싱을 기본 서브캐리어 스페이싱 보다 작게 가져갈 경우 도플러 주파수에 대한 영향이 더욱 커지므로, 기지국에서 RACH 프리엠블에 대한 검출 성능 저하가 발생할 수 있다. 예를 들어, 중심 주파수 2GHz 를 사용할 때보다 30GHz 를 사용하는 고주파 대역 전송에서는 기본적으로 동일한 이동속도의 단말도 15 배 이상의 큰 도플러를 경험하게 된다. 따라서， 고주파 대역 전송을 위한 RACH 에서는 기존 LTE 와 같은 ^의 크기를 낮추는 접근은 큰 성능 저하를 유발할 수 있다. [127] 일반적으로 의 크기를 작게 가져갈수톡 유효채널에 해당하는 채널 탭 (tap)이 하나로 나타나게 되므로， 기지국에서 채널의 유효 다중 경로가 하나라고 가정할수 있다. 따라서， 기지국은 작은 Δ· ^를 이용하여 각 단말이 전송한 RACH 시퀀스에 대해 코릴레이션을 수행하여 각 단말을 구분하거나, 타이밍 차이 (Timing difference)를 추정할 수 있다. 그러나, 고주파 채널에서는 도플러 영향을 고려하여야 하므로 RACH 서브캐리어 스페이싱 역시 기본 서브캐리어 스페이싱과 동일하게 설정해야 하기 때문에， 이때에는 유효 채널에 대한 수를 단일 탭이라 가정할 수 없다.
[128] 도 8 은 RACH 서브캐리어 스페이싱이 작은 경우 유효 단일 경로 발생 및 기지국 시뭔스 수신의 개념을 나타내는 도면이고， 도 9 는 RACH 서브캐리어 스페이싱이 큰 경우 유효 다중 경로 발생 및 기지국 시뭔스 수신의 개념을 나타내는 도면이다.
[129] 도 8 을 참조하면， 상대적으로 작은 서브캐리어 스페이싱을 갖는 RACH 를 통해 ZC 시뭔스 ，^^，…， - 1가 전송될 때에는, 시간 축 상에서 RACH 전송 심볼의 길이가 길어져, 유효 채널 구간이 단일 랩으로 가정된다. 즉， 도 8 은 일반 셀를러 시스템 (예를 들어, LTE/LTE-A 시스템)에서 지원하는 대역폭에서 사용되는 RACH 프리엠블인 경우를 가정한 것이다.
[130] 그러나, 도 9 를 참조하면, 고주파 대역의 시스템 등과 같이 상대적으로 큰 서브캐리어 스페이성을 갖는 RACH 를 통해 ZC 시뭔스 Ά ^' '··^^가 전송될 때에는, 시간 축 상에서 RACH 전송 심볼의 길이가 짧아져, 유효 채널 구간이 여러 개의 다중 경로로 구성될 수 있다. 따라서, 이러한 경우에는 RACH 프리엠블에 대한 각 시퀀스 샘플 (Sample)의 구간이 다중 경로 L 개를 겹치는 만큼 시뭔스의 코릴레이션을 수행하여야 한다. 즉, 서브캐리어 스페이싱이 커짐에 따라 다중 경로의 개수는 증가하며, 기지국에서 고려해야 하는 코릴레이션 또한 다중 경로의 개수만큼 증가하게 된다. 따라서， 기지국에서 RACH 신호를 수신하기 위한 복잡도 또한 급격히 증가할 수 있다. [131] 도 8 및 도 9 에서 h0, h1; hL-1은 RACH 프리엠블이 전송되는 채널을 의미하고, ^ ，^， ，ᅳ 은 zc 시퀀스를 의미한다. 이때, 기지국에서 동기 신호의 검출 성능을 최대화하기 위해서는, 다중 경로 중 반드시 가장 앞서는 채널 탭 선택을 보장해야만 한다. 만약, 기지국이 h\ , h2, h3,..., hL 만을 선택할 수 있다면, 이것은 상향링크의 타이밍 어드밴스 (TA: Timing Advance)를 위한 정확한 값올 추정함에 있어 성능 저하로 이어질 수 있다.
[132] 3. 상향링크 동기 신호 검출 방법
[133] 본 발명의 실시예들에서는 고주파 대역을 사용하는 통신 환경에 적합한 상향링크 동기 신호의 검출 방법들을 제공한다.
[134] 본 발명에서는 고주파 대역의 채널 특성 및 동기 신호의 서브캐리어 스페이싱 간의 관계를 고려하여 동기신호 검출 필터를 설계하는 방법들을 제공한다. 이때， 고주파 대역은 넓은 광대역 통신을 가정하고.있기 때문에, 시간 축에서 단일 샘플의 주기가 극단적으로 짧아질 수 있다. 이러한 환경에서 채널의 다중 경로 채널 지연이 필연적으로 발생하기 때문에 이를 고려하여 동기신호 검출 필터를 설계해야만 한다.
[135] 또한， 기지국에서 낮은 복잡도로 동기 신호를 검출하기 위해 2 단계의 동기 신호 검출 프로세스를 제공한다. 한편, ZCZ 를 고려하는 경우, 각 단말로부터의 동기 신호 검출 외에 각 단말이 동기 신호를 전송하는 정확한 심볼 타이밍까지 추정할 수 있다. 비록, 본 발명의 실시예들은 고주파 광대역 통신 환경에 적합한 상향 동기 신호의 검출 방법에 관한 것이나, 그 용도는 소형셀에 한정되지 않는다.
[136] 이하에서는 고주파 대역에서 동기 신호인 RACH 프리엠블을 검출하기 위한 검출 필터를 설계하는 방법들에 대해서 설명한다.
[137] 3.1 동기신호 검출필터 설계 [138] 고주파 대역에서 다중 사용자에 대해 다중 경로 지연 채널이 존재하는 경우에, 기지국은 각 다중 경로에 대한 시퀀스 코릴레이션 값을 모두 더하여야만 정확한 RACH 시퀀스를 검출할 수 있다. 다음 수학식 3 은 기지국에서 다중 경로 지연 채널을 통해 수신된 RACH 신호를 의미한다.
[139] [수학식 3】
r = Snh + n
[140] 수학식 3에서, r은 수신 신호 백터를 나타내며， N은 수학식 1에서의
ZC 시퀀스 전체 길이를 의미한다. 제 1 단말 (UE#1)에게는 순환 천이 (Cyclic shift) 'η=0' 시퀀스를 할당했다고 가정한다. 도 9 를 참조시, 수신 신호 백터 r을 수학식 3 과 같이 구성하였을 때, 각 구성 요소는 다음 수학식 4, 5, 6 과 같이 정의할 수 있다.
[141】 【수학식 4】
Figure imgf000023_0001
[142] 【수학식 5】
h = [/¾ h2 ■■■ hL_x 0 0 · · · 0]7
[143] 【수학식 6】
Figure imgf000023_0002
[144] 수학식 4 는 N x N zc 시퀀스 메트릭스 S Q를 의미하고, 수학식 5 는 채널 백터 h를 의미하며, 수학식 6 은 W x l AWGN( Additive White Gaussian Noise) 백터 n을 의미한다. 마지막으로 s( 는 /만큼 순환 천이된 N x l ZC 시뭔스 백터를 의미한다. 수학식 4 에서 ( 、 〉 )은 Modulo 'm' 연산을 의미한다. 또한, 수학식 5 에서 ho, hl5 hL-1 은 유효한 다중 지연 채널을 의미하며， 전체 채널 길이는 L 이다, ZC 시퀀스 길이 중 유효 채널 길이 L 을 제외한 부분 (N-L)은 0 시퀀스로 채울 수 있다. [145] 이때， RACH 신호를 전송한 단말들을 검출할 수 있는 검출 필터인 N x L 크기의 G 매트릭스는 다음 수학식 7과 같이 정의할 수 있다.
[146】 【수학식
s,
Figure imgf000024_0001
[147] 수학식 7에서 8 '는 (m+L.^만큼 순환 천이된 Ν χ ϊ ZC 시뭔스 백터를 의미하고, 'm，는 특정 단말이 사용하는 순환 천이 값, L 은 유효 채널 지연 개수， N는 ZC 시퀀스의 총 길이를 나타낸다. 만약, m=0인 경우에, 검출 필터 G 행렬은 다음 수학식 8과 같이 표현될 수 있다.
[148】 【수학식 8
Figure imgf000024_0002
[149] 각 단말들에게 직교 -독립적으로 할당되는 순환 천이 값 (Cyclic shift value) 'm'은 다음 수학식 9와 같은 단위로 할당된다.
[150] 【수학식 9
Figure imgf000024_0003
[151] 이것은 각 사용자에게 할당되는 순환 천이 기반의 ZCZ 의 크기가 Ncs + L 이기 때문이다. 이때, Ncs 는 LTE/LTE-A 시스템에서 RACH 프리엠블 생성시 사용되는 순환 천이 값을 의미한다. 따라서 , ZCZ 에서 실제 신호가 존재하는 샘플의 크기가 'L'이기 때문에, 검출 필터 G는 Ν 메트릭스가 된다.
[152] 기지국에서 상향링크 동기 신호에 대한 RACH 시퀀스 검출은 다음 수학식
10을 통해 수행된다.
[153】 【수학식 10 w = argmax
[154] 즉, 기지국은 Ν χ \ 수신 백터 r 에 대해서 각 단말 별로 할당된 순환 천이 값 'm，을 기반으로 만들어지는 검출 필터 G 매트릭스의 에르미트 (Hermitian) 행렬을 곱해서 최대값이 도출되는 지점을 찾는다.
[155] 예를 들어， 전체 RACH 시퀀스의 길이가 N=12 이고 ZCZ 의 크기는 Ncs=3 이라고 가정한다. 이때， 유효 채널 길이 (즉, 유효 채널 탭)가 L=3 이라고 가정하면， 해당 ZC 시퀀스가 지원할 수 있는 단말은 총 2 명이다. 이때, 제 1 단말 (UE#0)에게 첫 번째 순환 천이 값 m=0을 할당하고, 제 2단말 (UE#1)에게 일곱 번째 순환 천이 값 m=6을 할당한 것을 가정한다. 기지국은 우선 제 1단말올 에 대해서 먼저 검출을 하면, 수학식 10 은 다음 수학식 1 1 과 같이 전개될 수 있다.
[156] 【수학식 1 1】 w = arg max
Figure imgf000025_0001
arg max IIG¾ h + G»n|!2
Figure imgf000025_0002
Figure imgf000025_0003
[157] 수학식 1 1을 참조하면, 기지국이 수신한 상향링크 동기 신호는 제 1단말이 전송한 상향링크 동기 신호가 통과한 채널에 대한 전력의 합으로 나타난다. 수학식 1 1 과 동일한 방법으로， 제 2 단말이 전송한 상향링크 동기 신호에 대한 검출 결과는 다음 수학식 12와 같이 전개될 수 있다.
[158] 【수학식 12】 ^ = argmax G = argmax G; h +G '
Figure imgf000026_0001
[159] 단말에 할당한 최종 순환 전치 값 m=6 이기 때문에, 수학식 12 의 최종 도출 · 값에서 최종 도출 값이 기준 값 이상이 되면， 기지국은 RACH 신호의 수신을 확정할 수 있다. 따라서 검출 필터 ( ^는 각 단말이 ZC 시뭔스 전송에 사용한 순환 천이 값을 기준으로 각 단말의 시뭔스 검출 구간을 나타내는 필터라 할 수 있다. .
[160] 이때, m 은 각 단말에게 할당하는 순환 천이 기반의 ZCZ 값을 의미한다. 또한, m 값은 전체 유효 채널 지연 수 L 을 고려하여 결정된다. 마지막으로, 기지국은 m 값을 단말들에게 각각 할당함으로써， 기지국은 상향링크 동기 신호를 전송한 단말을 검출할 수 있다. 이때, m 값을 할당한다는 의미는 기지국이 m 값에 대한 정보를 방송 채널을 통해 방송하는 경우, 각 단말이 m 값을 이용하여 RACH 신호를 구성할 수 있다는 의미이다.
[161] 본 발명의 실시예들에서, 각 단말에게 허용되는 최대 지연은 Ncs 로 한정되고, 각 ZCZ 간의 중첩을 방지하기 위해서 채널 유효 지연 구간 L 이 도입되었기 때문에, 전체 ZC 시뭔스의 순환 천이 구간은 도 10 과 같이 설정된다. 이때, 각 단말이 전송한 서로 상이한 순환 천이 값올 갖는 RACH 시뭔스는 최대 Ncs 구간의 수신 지연을 허용한다. 도 10 은 채널의 유효 지연 L 을 고려한 ZCZ 설정 방법 중 하나를 나타내는 도면이다.
[162] 도 11 은 ZCZ 내에 시간 지연에 따른 수신 백터 r 을 추출하는 방법 중 하나를 나타내는 도면이다. [163] 단말이 전송한 RACH 신호가 시간 지연 없이 기지국에 수신된 경우, 수신 백터 r 의 구성은 다음 수학식 13 과 같이 표현된다. 만약, 기지국과 가정 멀리 떨어진 단말 (예를 들어, 셀 경계에 위치한 단말)이 송신한 RACH 신호가 최대 Ncs-1 만큼 지연되어 수신되었다면, 수신백터 r 은 다음 수학식 14 와 같이 표현된다.
[164] 【수학식 13】
[165] 【수학식 14】 = [^α ' ' '
[166] 즉， 기지국은 단말의 수신 신호 지연을 최대 NCS만큼에 대해서 길이 N 에 대한 수신 신호 백터 r을 차례로 구성한다. 이때, 수학식 7에서 정의된 검출 필터 Gm은 각 단말에게 할당된 순환 천이 인덱스 'η'을 검출하기 위해서 순환 천이 값 'm，에 대해 각각 설정된다. 또한, 기지국은 검출필터인 G 행렬과의 코릴레이션을 통해서 RACH 검출을 확인한다. 즉, 모든 단말들에 대해서 유효 채널 L 에 대한 RACH 신호 검출을 수행하면, 수학식 10 의 검출 복잡도는 N x N만큼 증가한다. 따라서, 이하에서는 3.1 절에서 설명한 검출 ¾터 Gm 을 재설계함으로써 수신단에서 RACH 신호를 검출하기 위한 복잡도를 줄이는 방법에 대해서 설명한다. [167] 3.2 주파수 영역에서 검출필터 설계
[168] 이하에서는 검출 복잡도를 감소시키기 위해 주파수 영역에서 동작하는 검출 필터에 대해서 개시한다. 검출필터를 주파수 영역에서 설계하면 다음과 같이 복잡도를 줄일 수 있다.
[169] 예를 들어, 시간 영역에서 검출필터는 N x N 의 복잡도를 나타내지만， 주파수 영역에서 검출필터의 복잡도는 N X ( log2 N) + N 으로 변경된다. 따라서, RACH 검출을 위한 시뭔스 N 의 길이가 커질수록 복잡도의 차이는 급격하게 증가할 수 있다. 기본적으로 LTE 시스템에서 사용되는 RACH 시퀀스 길이는 839 이며, N xN 이라는 계산 복잡도는 RACH 채널 길이가 반영된 행렬곱의 복잡도이다. 따라서, 본 발명의 실시예에서는 검출필터를 주파수 영역에서 재정의함으로써, 행렬곱의 복잡도를 N X (log2N)으로 감소시킬 수 있다. 이때 DFT 변환시 발생하는 추가 복잡도 (+N)는 최초 1 회만 발생하므로 무시될 수 있다. 따라서, 수학식 7은 다음 수학식 15와 같이 주파수 영역에서 재정의 될 수 있다.
[170] 【수학식 15】
So
So
G D-1) S2
5„ S. -2 5,
[171] 즉, 검출 필터 Gm은 ZC 시뭔스 기반의 N 개 순환 천치가 적용된 NxN 행렬로 변환된다. 이때, 수학식 15 의 행렬 Gm은 NxN 순환 행렬 (circulant matrix) 특성을 만족하기 때문에 다음 수학식 16 과 같이 변환될 수 있다. 다만, 이하에서는 수학식 16 에서 정의한 검출필터를 수학식 7 에서 정의한 검출필터와 구분하기 위해 주파수 영역 검출필터로 부르기로 한다.
[172] 【수학식 16】
Gm =FHdiag(Fs(0))F
[173] 수학식 16 에서 s (0) 순환 행렬의 첫 번째 열을 의미한다. 따라서, s(0) = [s0 S ··· 로 표현된다. 또한, 행렬 F 는 시영역 신호를 주파수 영역으로 변환해주는 NxN DFT(Discrete Fourier Transform) 행렬이다. 반대로 FH는 주파수 영역의 신호를 시영역 신호로 변환해주는 NxN IFDT(Inverse Discrete Fourier Transform) 행렬이다. 또한, r은 Νχ\ 수신 신호 백터를 의미한다. 이때, DFT 행렬 F는 다음 수학식 17과 같이 정의된다.
[174] 【수학식 Π] F = (fnk ) = e'j2mklN , fox o≤n, k < N
1 1 1 1
e e
e e
1
e
[175] 본 발명의 실시예들에서 사용되는 ZC 시퀀스는 시간-주파수 이원성 (time- frequency duality property)을 갖추고 있기 때문에, 시간 영역 / 주파수 영역에서 특성이 동일하다. 따라서, 수학식 10 기반의 RACH 신호 검출 방식은 주파수 영역에서 정의되더라도 일반성을 잃지 않고 다음 수학식 18 과 같이 정의될 수 있다.
[176] 【수학식 18】
Fwdiag (Fs(0) ) Fr
Figure imgf000029_0001
[177] 따라서, 수학식 10 에서 정의한 RACH 신호 검출 방식과 주파수 영역에서 재정의한 수학식 18 의 RACH 신호 검출 방식은 동일한 검출 성능을 갖는다. 수학식 18 에서, r 은 수신 신호를 의미하고， F 는 시영역 신호를 주파수 영역으로 변환하는 DFT 행렬이고, s(0)는 검출필터 Gm 의 첫 번째 열을 의미하며, FH 는 주파수 영역의 신호를 시영역 신호로 변환해주는 N x N IDFT 행렬이다.
[178] 3.3 RACH신호 검출 방법
[179] 3.2 절에서는 수학식 16 및 18 에 정의된 새로운 검출행렬 (즉, 주파수 영역 검출필터)을 이용하여 수신된 RACH 신호를 주파수 영역 신호로 변형하여 복잡도를 낮추는 방법을 제안하였다. 이하에서는 최종적으로 단말이 전송한 RACH 신호를 검출하는 방법들에 대해서 설명한다. [180] 도 12 는 주파수 영역 검출필터를 이용하여 RACH 신호를 검출하는 방법 중 하나를 나타내는 도면이다. [181] 기지국은 단말이 RACH 신호를 생성하는데 필요한 순환 천이 값 m 을 할당한다. 이때, 기지국은 순환 천이 값 m 을 시스템 정보를 통해 주기적으로 방송할 수 있다 (S1210).
[182] 하나 이상의 단말들은 순환 천이 값 m 을 이용하여 RACH 신호를 구성하고， 기지국으로 RACH 신호를 전송한다. 기지국은 다중 지연 채널로 구성되는 RACH 를 통해 하나 이상의 단말들로부터 RACH 신호를 수신하고， 이를 기반으로 수신 신호 백터 r 을 구성할 수 있다. 이때， 수신 신호 백터 Γ 은 수학식 3과 구성될 수 있다 (1220).
[183] 기지국은 주파수 영역 검출필터 Gm을 이용하여 RACH 신호를 검출할 수 있다. 이때, 기지국은 수학식 10, 16 및 18 에서 설명한 방법에 따라 RACH신호를 검출한다 (S1230).
[184] 이후, 기지국은 타겟 단말 검출필터 ¾^를 이용하여 해당 RACH 신호가 어떤 단말로부터 전송하였는지 여부를 검출할 수 있다 (S1240).
[185】 즉, 기지국은 순환 천이 인덱스 m 인 단말을 검출하기 위해 타겟 단말 검출필터 Tm 를 이용한다. 타겟 단말 검출 필터 Tm 는 대각 행렬이며, m 번째 단말에게 할당된 ZCZ 에 해당하는 요소는 1 로 표시되고, 나머지 행렬 요소는 0 으로 표시된다. 다음 수학식 19 는 검출필터 ¥m 을 적용하여 수신 신호 r 을 검출하는 과정을 나타낸다.
[186] 【수학식 19】
|G ||2 = F//diag(Fs(0))Fr
mFwdiag(Fs(0) )Fr
[187] 이때, Tm 에서 1 의 개수는 ZCZ 의 길이 Nzc와 같으며, 그 값은 다음 수학식 20과 같이 나타낼 수 있다.
[188] 【수학식 20】
NZC=NCS+L [189] 예를 들어，' ZC 시뭔스의 전체 길이 N=12 이고, ZCZ 의 길이 NZC=Ncs+L=4 라고 가정하면, 총 3 명의 사용자에게 ZCZ를 할당할 수 있다. 이때, 수학식 20 에서 Ncs 는 RACH 프리엠블 생성올 위해 사용되는 순환 천이 값을 의미하고, L은 다중 지연 채널에서 유효 채널의 개수를 의미한다. 또한, 제 1단말, 제 2 단말 및 제 3 단말 (UE#0, UE #1, UE #2)에게 할당할 수 있는 순환 천이 값은 'm={0, 4, 8}，이라고 가정한다. 따라서, 각 단말들이 전송한 RACH 신호 검출을 위한 타켓 단말 검출 필터 Tm 는 다음 수학식 21과 같이 정의될 수 있다.
[190] 【수학식 21】
의
Figure imgf000031_0001
0
[191] 수학식 21 에서 최종 검출 필터 Tm 은 각 단말에게 할당한 시퀀스의 위치, 즉 ZCZ(Zero Correlation Zone)의 위치를 나타낸다. 예를 들어, 전체 시퀀스 길이를 행렬 크기 12라고 가정하면， 제 1 단말은 처음 길이 4만큼만 할당을 한 개념이다. 이와 동일하게 제 2단말은 다음 길이 4, 제 3단말은 마지막 길이 4만큼 할당된다. 따라서， 각 단말에 대한 최종 검출 필터 행렬은 수학식 21 과 같이 해당 영역만 1성분이 있고 나머지는 0행렬로 구성되도록 정의될 수 있다.
[192】 이와 다른 방법으로, 기지국은 먼저 타켓 단말 검출필터 ¥m 를 이용하여 어떤 단말이 RACH 신호를 전송하였는지 여부를 판단하고, 수학식 16 및 18 에서 설명한 주파수 영역 검출필터 Gm을 이용하여 해당 단말이 전송한 RACH 신호를 정확하게 검출할 수 있다.
[193] 3.4 복잡도 감소 효과의 비교
[194] 3.1 절 내지 3.3 절에서는 주파수 영역 검출필터 및 타겟 단말 검출필터를 정의하였고, 이를 이용하여 RACH 신호를 검출하는 방법들에 대해서 설명하였다. 이하에서는 시간 영역에서 정의되는 검출필터에 대비하여 감소되는 복잡도에 대해서 설명한다.
[195] 상술한 수학식 19는 다음 수학식 22와 같이 정리된다. [196] 【수학식 22】
Figure imgf000032_0001
[197] 수학식 22 에서 왼편 수식은 시간 영역 검출 방식을 나타내는 것으로 N x N의 복잡도를 가지며, 오른편 수식은 본 발명에서 제안하는 RACH 신호 검출 방식을 나타낸다. 제안된 오른편 알고리즘의 검출 방식의 복잡도에 대해서 설명한다. [198] (1) 수학식 22 에서, Fr 은 기지국이 수신 신호 r 에 대해 DFT 변환을 수행하는 것을 의미한다. 즉， 수식 신호 백터 r 에 대한 DFT 변환 Fr에 의해
N x N
N x i 백터가 도출된다ᅳ 이때， 7X og2 의 복소수 곱셉 복잡도가 유발된다.
【199ᅵ (2) 수학식 22 에서, diag(FS(0))는 최초 생성된 순환 천이 값 m=0 의 시퀀스를 주파수 영역으로 변환한 것을 대각 행렬로 변환하는 것을 의미한다. 이때， 해당 값은 기지국이 최초 계산하여 가지고 있는 값이기 때문에, 추가적인 복잡도를 유발하지 않는다. 즉， 기지국이 백터 (Fr 로부터 도출)와
( diag(FS(fl)) 로부터 도출) 대각선 행렬의 곱은 복잡도가 N이 된다.
[200】 (3) 수학식 22 에서, 연산은 주파수 영역의 신호를 시간 영역의 신호로
— X log, N
변환하는 역할을 수행하며, N x N 백터가 도출된다. 이때, 2 복소수 곱셉 복잡도가 유발된다.
[201] (4) 수학식 22 에서， 타켓 단말 검출 필터 ¾„는 전체 ZC 시뭔스에 대해 수행되므로 N의 복잡도를 유발한다. [202] 결과적으로, 본 발명에서 제안하는 방식의 최종 검출 복잡도는 N x lo N + N이 된다ᅳ 즉, 수학식 7 과 같은 검출 필터만을 사용하는 경우에는 N X N의 복잡도를 유발하지만， 수학식 22 에서 제안된 검출 필터를 사용하는 경우에는 ^ x log/N + N의 복잡도가 유발된다ᅳ
[203] 참고로, LTE/LTE-A 시스템에서 RACH 신호를 생성하기 위해 사용되는 ZC 시퀀스의 길이는 Ν=839 이다. 상향링크 RACH 시퀀스의 길이는 시스템의 설계 목적에 따라 상이할 수 있지만, 안정적인 검출 성능을 보장하기 위해서는 일정 길이 이상으로 설계된다. 따라서, 도 13 과 같이 RACH 시뭔스의 길이 Ν=50 만 되더라도 그 차이가 매우 커짐을 알 수 있다. 도 13 은 시간 영역 검출필터와 주파수 영역 검출필터에 대한 RACH 시퀀스 길이에 따른 복잡도를 비교하는 도면이다.
[204] 4. 구현 장치
[205] 도 14 에서 설명한 장치는 도 1 내지 도 12 에서 설명한 방법들이 구현될 수 있는 수단이다.
[206] 단말 (UE: User Equipment)은 상향링크에서는 송신단으로 동작하고, 하향링크에서는 수신단으로 동작할 수 있다. 또한， 기지국 (eNB: e-Node B)은 상향링크에서는 수신단으로 동작하고, 하향링크에서는 송신단으로 동작할 수 있다.
[207] 즉, 단말 및 기지국은 정보, 데이터 및 /또는 메시지의 전송 및 수신을 제어하기 위해 각각 송신기 (Tx module: 1340, 1350) 및 수신기 (Rx module: 1350, 1370)를 포함할 수 있으며, 정보, 데이터 및 /또는 메시지를 송수신하기 위한 안테나 (1300, 1310) 등을 포함할 수 있다. 이때, 안테나는 매시브 안테나일 수 있으며， 메시브 안테나는 다수의 안테나들이 2 차원 또는 3 차원 형태로 배열된 안테나 그룹을 총칭하는 용어이다. [208] 또한, 단말 및 기지국은 각각 상술한 본 발명의 실시예들을 수행하기 위한 프로세서 (Processor: 1320, 1330)와 프로세서의 처리 과정을 임시적으로 또는 지속적으로 저장할 수 있는 메모리 (1380, 1390)를 각각 포함할 수 있다.
[209] 상술한 단말 및 기지국 장치의 구성성분 및 기능들을 이용하여 본원 발명의 실시예들이 수행될 수 있다. 예를 들어， 기지국의 프로세서는 상술한 1 절 내지 3 절에 개시된 방법들을 조합하여, 검출필터를 설계하거나, 2 단계 RACH 신호 검출방법을 수행할 수 있다. 또한, 단말의 프로세서는 수신한 순환천이값을 기반으로 RACH 신호를 구성할 수 있으며, 이를 기지국으로 전송하여 상향링크 동기를 맞출 수 있다. 상세한 내용은 제 3절에 설명한사항을 참조하도록 한다.
[210] 단말 및 기지국에 포함된 송신모들 및 수신모들은 데이터 전송을 위한 패킷 변복조 기능, 고속 패킷 채널 코딩 기능, 직교주파수분할다증접속 (OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 패킷 스케줄링, 시분할듀플렉스 (TDD: Time Division Duplex) 패킷 스케줄링 및 /또는 채널 다중화 기능을 수행할 수 있다. 또한, 도 13 의 단말 및 기지국은 저전력 RF(Radio Frequency)/IF(Intermediate Frequency) 모들을 더 포함할 수 있다. 이때, 송신모들 및 수신모듈은 각각 송신기 수신기로 불릴 수 있으며, 함께 사용되는 경우 트랜시버로 불릴 수 있다.
[211] 한편, 본 발명에서 단말로 개인휴대단말기 (PDA: Personal Digital Assistant), 셀를러폰, 개인통신서비스 (PCS: Personal Communication Service) 폰, GSM(Global System for Mobile) 폰， WCDMA(Wideband CDMA) 폰， MBS(Mobile Broadband System) 폰， 핸드헬드 PC(Hand-Held PC), 노트북 PC, 스마트 (Smart) 폰 또는 멀티모드 멀티밴드 (MM-MB: Multi Mode-Multi Band) 단말기 등이 이용될 수 있다.
[212] 여기서, 스마트 폰이란 이동통신 단말기와 개인 휴대 단말기의 장점을 흔합한 단말기로서, 이동통신 단말기에 개인 휴대 단말기의 기능인 일정 관리, 팩스 송수신 및 인터넷 접속 등의 데이터 통신 기능을 통합한 단말기를 의미할 수 있다. 또한, 멀티모드 멀티밴드 단말기란 멀티 모뎀칩을 내장하여 휴대 인터넷시스템 및 다른 이동통신 시스템 (예를 들어, CDMA(Code Division Multiple Access) 2000 시스템, WCDMA(Wideband CDMA) 시스템 등)에서 모두 작동할 수 있는 단말기를 말한다.
[213] 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어， 본 발명의 실시예들은 하드웨어， 펌웨어 (firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.
[214] 하드웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트를러, 마이크로 콘트를러， 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
[215] 펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들, 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 예를 들어， 소프트웨어 코드는 메모리 유닛 (1380, 1390)에 저장되어 프로세서 (1320, 1330)에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치할 수 있으며， 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
[216] 본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.
【산업상 이용가능성】
[217] 본 발명의 실시예들은 다양한 무선접속 시스템에 적용될 수 있다. 다양한 무선접속 시스템들의 일례로서, 3GPP(3rd Generation Partnership Project), 3GPP2 및 /또 는 IEEE 802.XX (Institute of Electrical and Electronic Engineers 802) 시스템 둥이 있다. 본 발명의 실시예들은 상기 다양한 무선접속 시스템뿐 아니라, 상기 다양한 무선 접속 시스템을 웅용한 모든 기술 분야에 적용될 수 있다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
고주파 대역을 지원하는 무선접속시스템에서 기지국이 임의접속채널
(RACH) 신호를 검출하는 방법에 있어서,
상기 기지국에서 사용되는 순환천이값을 할당하는 단계;
임의접속채널을 통해 전송되는 신호들에 대해서 수신 신호 백터를 구성하 는 단계;
상기 수신 신호 백터로부터 주파수 영역 검출필터를 이용하여 하나 이상 의 RACH 신호를 검출하는 단계; 및
타겟 단말 검출필터를 이용하여 상기 하나 이상의 RACH 신호를 전송한 하나 이상의 단말을 구분하는 단계를 포함하되,
상기 타겟 단말 검출필터는 상기 순환천이값을 기반으로 설정되는, RACH 신호 검출방법.
【청구항 2】
제 1항에 있어서,
상기 주파수 영역 검출필터 Gm은 다음 수학식과 같이 정의되되，
[수학식]
Gm = FHdiag(Fs(0))F ,
s(o)는 순환 행렬의 첫 번째 열이고, F는 N x N DFT 행렬이고, FH는 N x N IFDT 행렬이며, diag() 함수는 대각행렬인, RACH 신호 검출방법.
【청구항 3】
제 2항에 있어서，
상기 순환 행렬은，
와 같이 정의되는, RACH 신호 검출방법.
Figure imgf000037_0001
【청구항 4】
제 1항에 있어서,
상기 타켓 단말 검출필터는 대각 행렬이며 상기 순환천이값에 해당하는 행렬 요소는 '1，로 표시되는， RACH 신호 검출방법.
【청구항 5】
제 4항에 있어서,
상기 타켓 단말 검출필터에서 ' 1，의 개수는 ZCZ(Zero Correlation Zone)의 길 이 Nzc와 동일하며,
상기 ZCZ 의 길이는 상기 RACH 신호가 전송되는 유효 채널의 개수 L 을 고려하여 설정되는， RACH 신호 검출방법 .
【청구항 6]
고주파 대역을 지원하는 무선접속시스템에서 임의접속채널 (RACH) 신호를 검출하는 기지국은,
송신기;
수신기; 및
상기 송신기 및 상기 수신기를 제어하여 상기 RACH 신호를 검출하도록 구성되는 프로세서를 포함하되,
상기 프로세서는 상기 기지국에서 사용되는 순환천이값을 할당하고;
임의접속채널을 통해 전송되는 신호들에 대해서 수신 신호 백터를 구성하 고;
상기 수신 신호 백터로부터 주파수 영역 검출필터를 이용하여 하나 이상 의 RACH 신호를 검출하고;
타겟 단말 검출필터를 이용하여 상기 하나 이상의 RACH 신호를 전송한 하나 이상의 단말을 구분하도록 구성되되,
상기 타겟 단말 검출필터는 상기 순환천이값을 기반으로 설정되는， 기지국.
【청구항 7】
제 6항에 있어서,
상기 주파수 영역 검출필터 Gm은 다음 수학식과 같이 정의되되，
[수학식]
Gm = FHdiag(Fs(0))F , s(o)는 순환 행렬의 첫 번째 열이고, F는 N x N DFT 행렬이고, FH는 Ν χ Ν IFDT 행렬이며, diag() 함수는 대각행렬인, 기지국.
【청구항 8]
제 7항에 있어서，
상기 순환 행렬은, 와 같이 정의되는， 기지국.
Figure imgf000039_0001
【청구항 9】
제 6항에 있어서，
상기 타켓 단말 검출필터는 대각 행렬이며 상기 순환천이값에 해당하는 행렬 요소는 ' 1，로 표시되는， 기지국.
【청구항 10】
제 9항에 있어서,
상기 타겟 단말 검출필터에서 ' Γ의 개수는 ZCZ(Zero Correlation Zone)의 길 이 Nzc와 동일하며,
상기 ZCZ 의 길이는 상기 RACH 신호가 전송되는 유효 채널의 개수 L 을 고려하여 설정되는, 기지국.
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Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105306097B (zh) * 2014-06-18 2019-07-26 中兴通讯股份有限公司 一种随机接入信号的检测方法、装置和系统
RU2702083C1 (ru) * 2015-09-28 2019-10-03 Телефонактиеболагет Лм Эрикссон (Пабл) Преамбула произвольного доступа для минимизации отсрочки ра
US10638467B2 (en) 2016-09-28 2020-04-28 Sharp Kabushiki Kaisha User equipments, base stations and methods
US10405342B2 (en) * 2016-11-01 2019-09-03 Qualcomm Incorporated Two step random access procedure
US10992425B2 (en) 2016-11-01 2021-04-27 Sharp Kabushiki Kaisha User equipments, base stations, and methods
CN110769433A (zh) * 2018-07-26 2020-02-07 普天信息技术有限公司 同步信号接入方法及基站、终端
CN110896312B (zh) * 2018-09-12 2021-10-01 瑞昱半导体股份有限公司 执行频宽检测的装置及方法
US11546046B2 (en) * 2019-11-13 2023-01-03 Qualcomm Incorporated Enhancement for amplify-and-forward relay

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003008475A (ja) * 2001-06-25 2003-01-10 Hitachi Kokusai Electric Inc Ｒａｃｈ受信装置
KR20080037495A (ko) * 2006-10-25 2008-04-30 엘지전자 주식회사 주파수 옵셋에 대비한 ｒａｃｈ 송신 설정 방법, ｒａｃｈ송신 방법, 및 ｒａｃｈ 검출 방법
KR20100020472A (ko) * 2007-06-14 2010-02-22 루센트 테크놀러지스 인크 Ｒａｃｈ 프리앰블 검출 수신기
KR20100069235A (ko) * 2008-12-16 2010-06-24 한국전자통신연구원 랜덤 엑세스 신호 검출 방법
EP2439973A1 (en) * 2009-07-06 2012-04-11 ZTE Corporation Detection method and apparatus based on random access process

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8265642B2 (en) * 2009-06-16 2012-09-11 Qualcomm Incorporated Systems, apparatus and methods for physical random access channel processing
CN103718636B (zh) * 2011-06-17 2018-10-09 瑞典爱立信有限公司 用于随机接入的方法和节点

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003008475A (ja) * 2001-06-25 2003-01-10 Hitachi Kokusai Electric Inc Ｒａｃｈ受信装置
KR20080037495A (ko) * 2006-10-25 2008-04-30 엘지전자 주식회사 주파수 옵셋에 대비한 ｒａｃｈ 송신 설정 방법, ｒａｃｈ송신 방법, 및 ｒａｃｈ 검출 방법
KR20100020472A (ko) * 2007-06-14 2010-02-22 루센트 테크놀러지스 인크 Ｒａｃｈ 프리앰블 검출 수신기
KR20100069235A (ko) * 2008-12-16 2010-06-24 한국전자통신연구원 랜덤 엑세스 신호 검출 방법
EP2439973A1 (en) * 2009-07-06 2012-04-11 ZTE Corporation Detection method and apparatus based on random access process

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