WO2015019394A1

WO2015019394A1 - 電子装置

Info

Publication number: WO2015019394A1
Application number: PCT/JP2013/071142
Authority: WO
Inventors: 武史城
Original assignee: 富士通株式会社
Priority date: 2013-08-05
Filing date: 2013-08-05
Publication date: 2015-02-12
Also published as: JP6056976B2; JPWO2015019394A1

Abstract

　電力を供給する電力供給源11 と、電力供給源からの電力を蓄電する蓄電装置12 と、蓄電装置の出力を所望の電圧の電力に変換して出力する電圧レギュレータ13 と、間欠的に再起動信号を発生する再起動回路14 と、電圧レギュレータから電力供給を受けて動作し、休眠状態において再起動信号を受けるとアクティブ状態に移行するマイクロコントローラ15 と、電圧レギュレータから電力供給を受ける周辺機器20 と、を有し、マイクロコントローラ15 は、アクティブ状態において所定の処理を実行した後、周辺機器に対して低消費電力状態へ移行するための信号を送信した後休眠期間へ移行し、アクティブ期間中に蓄電装置の出力電圧を検出し、予め格納している電圧レギュレータの特性テーブルおよび消費電流見積テーブルの情報を元に、電圧レギュレータを含めた全体の電力を削減するように、周辺機器の消費電流を増減させる電子装置。

Description

電子装置

　本発明は、電子装置に関する。

　近年ＷＳＮ（ワイヤレスセンサネットワーク）が注目されている。ＷＳＮでは、小型のセンサノードを各所に配置し、個々のセンサノードが取得したセンサのデータを無線によって収集し、広範囲に渡り高密度で収集したデータを解析する。ＷＳＮは各種の分野への応用が検討されており、例えば、オフィスの電力消費解析や、セキュリティ等に用いようという試みが行われている。

　近年、特にＷＳＮの大規模化が著しく、危険地域等の自然環境の観測や、大規模な工場プラントの安全モニタなどでは数百から数千に及ぶノードがＷＳＮを構成している。このような構成において課題となるのはメンテナンス性であり、広域に分散配置されているだけでなく、天井や大型機械に設置されたノードの保守作業には多大なコストと危険性が伴う。その対処方法として、大規模ＷＳＮではセンサノードに対して配置や個数に冗長性を持たせることによって、ある程度の個数のノードが故障してもＷＳＮの系自体は運用が継続できるようになっている。しかし、最良の改善方法は、個々のセンサノードそのものの寿命を長くすることである。そのため、人為的な給電を必要とせず、太陽電池等の環境発電素子から二次電池等に電力を蓄える電力自給型ノードが注目されている。電力自給型ノードが得られる電力は、外部環境によって大きく依存し、定常的に電力を獲得できるような状況ではないため、極めて低消費電力性が要求されている。

　電力自給型ノードの低電力化の方策の一つとして、一般的には間欠動作方式が採用される。間欠動作方式は、センシングが必要なタイミングのみノードを活動（アクティブ）状態にし、それ以外はノード上のデバイスの電力供給遮断など消費電力が極めて低い低消費電力状態（休眠状態）へ移行する。これにより、単位時間あたりの平均電力を削減でき、間欠動作方式は、低電力化には必須の方式であると言える。

　この他にも、間欠動作を基本として、マイクロコントローラ（ＭＣＵ）アーキテクチャの特定アプリケ-―ションへの最適化による消費電力低減や、ＭＥＭＳなどの低電力センサを使用するなどの様々な方法が提案されている。

　大規模ＷＳＮは、非常に多数のセンサノードを含むため、各センサノードは低コストであることが要求される。そのため、低電力デバイスの使用や専用ＭＣＵの設計は、大規模ＷＳＮにおいては製造、調達コストの大幅な上昇を招き現実的でない。

　また、間欠動作以外のこれまでの一般的な対策では、ノードに搭載される個々のデバイスの低電力化に注力してきた。１個のデバイスでも低電力化することにより、全体の消費電力削減に貢献することは言うまでもない。しかし、本来の目的は電力自給型ノードの全体として低電力化であって、１個のデバイスを低電力化したからといって、センサノードそのものの低電力化としては、大きな改善は期待できない。

　また、センサノードの制御処理を行うＭＣＵに含まれるプロセッサなどの演算回路の低電力化は、時として処理性能劣化を招くため、演算時間や外部回路とのインターフェースの低速化が発生し、逆に電力上昇の要因を生み出すことがある。このように、単一デバイスの低電力化は、センサノード全体の電力削減に結びつかない場合がある。

特開２００８－０５４３６８号公報特開平０６－１９７５２６号公報

　実施形態によれば、電力自給型で間欠動作を行うセンサノードをなし、所望の動作を実現すると共に、ノード全体の消費電力を削減する低コストの電子装置が開示される。

　第１の態様の電子装置は、電力供給源と、蓄電装置と、電圧レギュレータと、再起動回路と、マイクロコントローラ（ＭＣＵ）と、周辺機器と、を有する。電力供給源は、電力を供給し、蓄電装置は電力供給源からの電力を蓄電する。電圧レギュレータは、蓄電装置の出力を所望の電圧の電力に変換して出力する。再起動回路は、間欠的に再起動信号を発生する。ＭＣＵは、電圧レギュレータから電力供給を受けて動作し、休眠状態とアクティブ状態の２つの動作状態を有し、低消費電力状態である休眠状態において再起動信号を受けるとアクティブ状態に移行する。周辺機器は、電圧レギュレータから電力供給を受け、ＭＣＵにより制御される。ＭＣＵは、アクティブ状態において所定の処理を実行した後、周辺機器に対して低消費電力状態へ移行するための信号を送信した後休眠期間へ移行する。さらに、ＭＣＵは、アクティブ期間中に蓄電装置の出力電圧を検出し、予め格納している電圧レギュレータの特性テーブルおよび消費電流見積テーブルの情報を元に、電圧レギュレータを含めた全体の電力を削減するように、周辺機器の消費電流を増減させる。

　実施形態によれば、電力自給型で間欠動作を行う電子装置で、制御シーケンスを変更するのみで、全体の消費電力を低減できるという効果を奏する。

図１は、第１実施形態のセンサノードの構成を示すブロック図である。図２は、スイッチング方式のレギュレータの変換効率特性の一例を、入力電圧をパラメータとして示す図である。図３は、間欠動作を行うセンサノードで、１時間に１秒程度の処理を行い、後は休眠する場合の消費電力の変化例を示す図である。図４は、センサノード消費電流見積テーブルの例を示す図である。図５は、電圧レギュレータの特性テーブルの例を示す図である。図６は、センサノードの平均消費電流の影響因子を模式的に表したものである。図７は、第２実施形態のセンサノードの構成を示す図である。図８は、ＭＣＵが、休眠（スリープ(Sleep)）期間からアクティブ期間へ移行する際の起動フローを示す図である。図９は、電圧レギュレータとして使用する。一般的な昇圧型スイッチングレギュレータの構成図である。図１０は、第２実施形態の自己給電型センサノードのＭＣＵの処理を示すフローチャートである。図１１は、第３実施形態のセンサノードの構成を示す図である。図１２は、アクティブ計装回路の構成を示す図である。

　図１は、第１実施形態のセンサノードの構成を示すブロック図である。
　第１実施形態のセンサノードは、ＷＳＮ（ワイヤレスセンサネットワーク）を形成するのに使用される電力自給型で間欠動作を行うセンサノードであり、図１のセンサノードを多数配置することにより、ＷＳＮが形成される。

　第１実施形態のセンサノードは、電力供給源１１と、蓄電装置１２と、電圧レギュレータ１３と、再起動回路（リアルタイムクロック回路：ＲＴＣ）１４と、マイクロコントローラ（ＭＣＵ）１５と、周辺機器２０と、を有する。周辺機器２０は、センサ２１と、無線モジュール２２と、を有し、これによりＷＳＮを形成するセンサノードとして機能する。なお、本発明は、センサノードに限定されず、周辺機器２０としてセンサ２１または無線モジュール２２と異なるデバイスを搭載することにより、電力自給型で間欠動作を行うが、他の機能を有する電子装置としてもよい。ただし、以下の説明では、センサノードとして機能する場合を例として説明する。

　電力供給源１１は、例えば、電力の供給が不安定な太陽電池などである。蓄電装置１２は、例えば、電力供給源１１の出力電力によって充電されるニッケル水素電池や大容量キャパシタなどである。電圧レギュレータ１３は、蓄電装置１２の出力を受け、一定の電圧に整流して出力する。ＭＣＵ１５は、例えば、ＣＰＵ１６、ＡＤＣ(アナログ・デジタル変換回路)１７および記憶領域１８などを有し、マイクロコンピュータなどで実現される。ＣＰＵ１６、ＡＤＣ１７および記憶領域１８は、電圧レギュレータ１３が出力する整流された定電圧出力を動作用電源とする。ＡＤＣ１７は、蓄電装置１２の出力電圧をデジタルデータに変換する。ＭＣＵ１５は、近年一般的なミックスド・シグナル・マイクロコントローラとし、ＡＤＣをディスクリートではなくＭＣＵ１５内部のブロックとしてもよい。記憶領域１８は、電圧レギュレータ１３の特性テーブルと、センサノード消費電流見積テーブル（出力負荷対応テーブル）の２種類のテーブルを格納している。

　ＭＣＵ１５は、間欠動作のアクティブ期間中に、主処理以外に定期的にＡＤＣ１７から読み取った蓄電装置１２の出力電圧を読みだす処理を実施する。ＭＣＵ１５は、センサノード消費電流見積テーブルから、ＡＤＣ１７から読み出した電圧値に応じて、センサノードの全体消費電流を取得し、さらに電圧レギュレータ１３の特性テーブルを参照することによってＭＣＵの動作状態（動作周波数）を変化させる。

　第１実施形態のセンサノードは、想定するセンサノードの電力供給源１１が、太陽電池などの外部のエネルギーを電力に変換する機能を有し、外部の環境要因によって供給量の変動が極めて激しいような場合に対して高い電力削減効果を実現する。

　電圧レギュレータ１３の特性テーブルは、電圧レギュレータ１３の素子的な特性を格納したテーブルであり、ＭＣＵ１５内部の記憶領域１８をなす不揮発メモリに設計時に予め格納されているものとする。この特性テーブルには、電圧レギュレータの入力電圧、すなわち蓄電装置１２の出力電圧値と、センサノードの消費電流の２つの値に対応する電圧レギュレータの変換効率が、格納されている。

　センサノード消費電流見積テーブルは、電圧レギュレータ１３の出力電力で駆動する部分の動作状態による消費電流の合計を格納している。動作状態としてはＭＣＵ１５の動作周波数などのパラメータが含まれ、電圧レギュレータ１３の出力電力値および現在の動作周波数の値に対するＭＣＵ１５の消費電流と無線モジュール２２やセンサ２１などのアクティブ電力と静止状態時の電力を含めた全部分の合計消費電流を格納している。

　第１実施形態では、ＭＣＵ１５は、その時点の動作周波数および動作電圧（電圧レギュレータの出力電圧）を元に、センサノード消費電流見積テーブルを参照してその時点の負荷電流を取得する。その上で、ＭＣＵ１５は、ＡＤＣ１７により変換された蓄電装置１２の出力電圧データおよびその時点の負荷電流を元に、電圧レギュレータ１３の特性テーブルを参照してその時点の変換効率を得る。変換効率と入力電圧と出力負荷（消費電流）が決まることで、電圧レギュレータ１３の損失電流が導出できるため、電圧レギュレータ１３の損失と、電圧レギュレータ１３から電力を供給される部分の消費電力の総和を算出する。すなわち、センサノード上の全ての負荷の合計消費電力を算出する。そして、センサノード消費電流見積テーブルおよび電圧レギュレータ１３の特性テーブルを参照して、合計消費電力が小さくなる方向の条件を探索し、合計消費電力が最小になる負荷の動作状態（動作周波数、動作電圧）に変更する。

　動作状態によって消費電力が変化するようなパラメータが存在し、負荷の調整のためにはこのパラメータを変化させる。ここでは、そのようなパラメータの一つとしてＭＣＵ１５の動作周波数によって出力負荷を変更させる。すなわち、その時点の動作周波数での電力が高い場合は、センサノード消費電流見積テーブルを参照し、より低い出力負荷となる周波数が発見された場合、ＤＦＳ(Dynamic Frequency Scalling)技術によって動作周波数を動作中に変更し損失を改善する。

　以上が、第１実施形態のセンサノードにおける各部の説明であるが、第１実施形態のセンサノードの動作原理をさらに詳しく説明する。

　これまで、センサノード上の単一、あるいは機能部分（デバイス）の電力削減が考慮されてきた。これに対し、第１実施形態のセンサノードでは、これまで見落とされていた電源系統の損失までも考慮することで、電圧レギュレータとそこから電力を供給される機能部分、すなわちノード上の負荷を全て考慮した電力削減を行う。一般に、電力要求の厳しいハードウェアには変換効率の高いスイッチングレギュレータが使用される。

　図２は、スイッチング方式のレギュレータの変換効率特性の一例を、入力電圧をパラメータとして示す図である。図２において、横軸は負荷電流であり、縦軸は変換効率である。

　図２に示すように、レギュレータの入力電圧が高いほど効率がよい。また、変換効率は、負荷電流のある値で最大となり、入力電圧（パラメータ）によって変換効率が最大となる負荷電流が異なる。このように、スイッチング方式のレギュレータの変換効率は、入力電圧と出力負荷に対してレギュレータ固有の非線形な特性を描くことが知られている。

　図２の特性を利用すれば、負荷の動作状態に対する見積もり電流値とレギュレータ入力電圧からレギュレータの変換効率を計算することができる。さらに、レギュレータの変換効率によって全体電流に対するレギュレータおよび負荷がそれぞれ消費する電流を見積もることができる。この情報を元に、ＭＣＵ１５は、その時点の動作状態に対してより低消費電流な状態が無いかを探索する。

　図２において、ある時点で、入力電圧が２．０Ｖで、負荷電流が５０ｍＡで、変換効率が８０％の状態Ａであったとする。この状態Ａは、電圧レギュレータの損失を含めると、全体消費電流が６２．５ｍＡの状態である。状態Ａで、入力電圧が１．０Ｖに降下した場合、負荷電流が５０ｍＡのままであれば、状態Ｂに移行し、変換効率は５０％になり、その場合の全体消費電流は１００ｍＡとなり、全体消費電流が増加する。そこで、負荷電流を３５ｍＡに、変換効率を７０％の状態Ｃに移行させると、全体消費電流は５０ｍＡとなり、同じ負荷電流であっても、全体消費電流が低減される。逆に、状態Ｃから状態Ａなどに移行することも考えられる。

　以上のように、ある時点においては、現在よりも負荷を上げた方が負荷電流の増加率に対して電圧レギュレータの変換効率の方が大幅に改善し、結果としてノード全体の電力削減に貢献するという現象が発生し得る。さらに、この場合、負荷電流が上がる結果として、負荷部分（モジュール（ＭＣＵ等））の動作周波数等の性能が比例して向上することができ、同じ処理をより短時間で処理できることになる。

　図３は、間欠動作を行うセンサノードで、１時間に１秒程度の処理を行い、後は休眠する場合の消費電力の変化例を示す図である。図３において、Ｔｓｌｐは休眠時間を、Ｔａｃｔは動作時間を示す。

　図３では、Ｄは負荷無調整の場合を示し、そこでは平均２７．８μＡの電流をＴａｃｔの期間消費する。これに対して、Ｅは負荷調整を行った場合を示し、そこでは平均１９．３μＡの電流をＴａｃｔより長い時間消費する。このように、負荷が大きいと処理時間は短いが、負荷を小さくすると処理時間は長くなる。消費電力は、消費電流の２乗に時間を乗じた値であり、動作時に全体として消費電力が大きいか否かを判断することにより、消費電力の削減効果が期待できる。

　上記のように、第１実施形態では、電圧レギュレータ１３の損失電力まで考慮した消費電力値に基づいた電力削減によってセンサノードの全体電力を削減することができる。このような負荷に対する変換効率の変動に加えて、スイッチング式の電圧レギュレータ１３では入力電圧に対しても、電圧ごとに異なる非線形的な変換効率特性を描く。この現象は、化学電池によって駆動されるセンサノードでは無視できたが、近年盛んに研究されている自己給電型センサノードにおいては、電極供給源１１として環境発電素子を用いるため、日時や場所などの環境要因に大きく発電量が変動してしまう。例えば、太陽電池などは日射量によって出力電圧が大きく変化するため、化学電池を蓄電装置１２としていた場合でも、時間帯によって充電流が放電流よりも小さくなり、電圧低下が頻繁に起こる可能性がある。さらには、近年、センサノードの蓄電装置１２として注目されている電気二重層キャパシタでは、蓄えた電荷に対して出力電圧が定格上限から０Ｖまで変動するため、センサノードがアクティブ期間中などには、急激に電圧が低下してしまう。そのため、これまでなかった電圧レギュレータ１３への入力電圧の急激な変動による変換効率特性の変化により、負荷が一定でも、ノード全体の消費電力がスイッチングレギュレータの損失によって急激に変動してしまうことが発生し得る。このように、センサノードの電力削減においては、電圧レギュレータ１３への入力電圧に対する変換効率特性が重要であることがいえる。

　図４は、センサノード消費電流見積テーブルの例を示す図である。このテーブルは、ＭＣＵ１５の動作周波数および電圧レギュレータ１３の出力電力に対する、電圧レギュレータ１３の出力する電力で駆動されるすべての部分の全体消費電流を、格納している。このテーブルは、予め設計時に作成され、ＭＣＵ１５内部の記憶領域１８をなす不揮発メモリに格納されている。

　図５は、電圧レギュレータ１３の特性テーブルの例を示す図である。この特性テーブルは、電圧レギュレータ１３の入力電圧と、センサノードの消費電流の２つの値に対応する電圧レギュレータ１３の変換効率を、格納しており、このようなテーブルが、電圧レギュレータ１３の出力電圧ごとに存在する。このテーブルも、ＭＣＵ１５内部の記憶領域１８をなす不揮発メモリに設計時に予め格納されている。

　電圧レギュレータ１３の入力電圧は、ＭＣＵ１５内のＡＤＣ１７を用いて取得する。ＡＤＣ１７は、アナログ出力センサ用デバイスの多チャネルＡＤＣを共有しても良いが、ディスクリートのＡＤＣは電力要求が厳しいセンサノードに搭載することは現実的でない。近年は、ＡＤＣ内蔵のディジタル出力センサや、高度な機能を集積したＭＥＭＳが一般的になっており、それを利用することが望ましい。また、センサデータと異なり、詳細な粒度、周波数を観測をする必要はないため、一般的なミックスド・シグナル・マイクロコントローラ内蔵の８－１０ビット程度のＡＤＣを使用して、極めて低いレートで数回程度サンプリングするだけでも十分である。

　以上説明したように、第１実施形態では、電力自給型のＷＳＮ（ワイヤレスセンサネットワーク）によって発生する入力電圧の頻繁な変動という、これまで考慮されていなかったパラメータを追加する。そして、入力電圧に対して電圧レギュレータの効率特性が非線形に変化することに注目し、ある入力電圧に応じて動作周波数を適切に変えることによる負荷の増減と処理性能変化のトレードオフ関係の中で最小の平均全体消費電流を探索する。

　図６は、センサノードの平均消費電流の影響因子を模式的に表したものである。一般にセンサノードが実行するアプリケーションの変動パラメータが、ＭＣＵ１５の動作周波数のみと仮定すると、処理時間は逆相関の関係となる。なぜならば、周辺機器２０とＭＣＵ１５は一般的に低速なシリアルインターフェースで通信するため、ＭＣＵ１５の動作周波数とは本質的に関係が無いためである。また、センサ２１や無線モジュール２２も処理中に電力変動があるが、パラメータが固定の場合、平均電力に置換するため、周辺機器２０の消費電力は、ＭＣＵ１５のアプリケーションに対して一定となると考えられる。そのため、ノード全体の平均消費電流は動作周波数と、逆相関にある処理時間によって求めることができる。仮にセンサ２１の動作レート等新たな影響因子を追加する場合は、センサノード消費電流見積テーブルのパラメータ構成を追加し、それ以外の影響因子は全て平均電流に置き換える。そのため、パラメータの数と見積もり平均電流の正確さはトレードオフであり、運用者はどの程度の確度が必要か考慮した上でテーブルのパラメータの構成を検討することが望ましい。

　以上、第１実施形態について説明した。次に、第１実施形態のセンサノードをより具体化した第２実施形態を説明する。
　図７は、第２実施形態のセンサノードの構成を示す図である。

　第２実施形態のセンサノードも、ＷＳＮ（ワイヤレスセンサネットワーク）を形成するのに使用される電力自給型で間欠動作を行うセンサノードである。
　第２実施形態のセンサノードは、太陽電池(Psolar)３１と、電気二重層キャパシタ(Csuper)３２と、電圧レギュレータ３３と、ＲＴＣ３４と、ＭＣＵ３５と、センサ４１と、無線モジュール４２と、容量(Cbackup)５３と、を有する。ＲＴＣ３４は、時刻情報生成部（タイマー）５１と、アラーム部５２と、を有する。ＭＣＵ３５は、ＣＰＵ３６と、ＡＤＣ３７と、バス６１と、クロック(clock)生成部６２と、ＳＲＡＭ６３と、ＩＯポート６４と、不揮発性メモリ６５と、を有する。不揮発性メモリ６５は、フラッシュメモリ等で形成され、電圧レギュレータ３３の変換効率の特性テーブル６６と、センサノード消費電流見積テーブル６７と、を格納している。ＲＴＣ３４の構成、およびＭＣＵ３５のコンピュータの構成は、広く知られているので、詳しい説明は省略する。

　なお、図７に示した構成は、ＷＳＮのセンサノードとしての最低限の機能を提供する構成であり、主要モジュールのみを示しており、直接関係のないモジュールは省略している。

　太陽電池(Psolar)３１は、電力供給源として機能する発電素子であり、センサノードは、太陽電池３１の発電した電力のみで動作する自己給電型センサノードである。太陽電池３１の出力電圧、出力電流の変動は極めて大きく、特に夜間などは発電能力は全く期待できない。そのため、太陽電池３１と並列に、蓄電装置として機能する電気二重層キャパシタ(Csuper)３２を接続することで、発電した電力を一時的に蓄える。第２実施形態では、電気二重層キャパシタ３２を蓄電装置として利用しているが、リチウムイオンポリマー電池やニッケル水素電池等、短寿命で保守サイクルの短いというデメリットを許容する場合はより容量密度の高い従来の化学電池を用いても良い。

　また、バイパスコンデンサとして中容量の容量(Cbackup)５３を接続している。これにより、センサノードが低電力状態で、電圧レギュレータ３３が停止し、ＭＣＵ３５が低電力状態で休眠している間、ＭＣＵ３５のＩＯポート６４とＳＲＡＭ６３の情報を保持することができる。このようなキャパシタによるバックアップに限らず、電圧レギュレータ３３をバイパスする回路を形成し、休眠期間中は電気二重層キャパシタ(Csuper)３２の電力を、ＭＣＵ３５のＩＯポート６４とＳＲＡＭ６３に供給しても良い。

　図８は、ＭＣＵ３５が、休眠（スリープ(Sleep)）期間からアクティブ期間へ移行する際の起動フローを示す図である。休眠期間中は全ての負荷は低電力状態にあるが、ＲＴＣ３４は電気二重層キャパシタ(Csuper)３２の出力する電力で動作している。

　ステップＳ１１では、ＲＴＣ３４は、絶対時刻等を保持するため常時動作しており、決められた時刻になると割り込み通知INTRをアサートする。INTRは、ＭＣＵ３５へ割り込みを発生させると同時に、電圧レギュレータ３３のシャットダウン(SHUTDOWN)端子に供給される。

　ステップＳ１３では、シャットダウン端子をディアサートして、電圧レギュレータ３３のシャットダウンを解除して、動作を再開させる。電圧レギュレータ３３は、シャットダウン端子のディアサート後、ＭＣＵ３５への電力供給を再開する。

　ステップＳ１３では、ＭＣＵ３５への電力が起動電圧に到達した後ＭＣＵ３５が起動し、ＭＣＵ３５は、起動後に、アプリケーションの実行前に割り込み処理を行い、ＩＯポート６４のINTR端子を読み取る（リードする）。前述のように、INTR端子がアサートされている。

　ステップＳ１４では、ＭＣＵ３５は、読み取ったINTR端子の値から、INTR端子がアサートされているか（INTR割り込みが発生したか）を判定し、アサートされていればステップＳ１５に、アサートされていなければステップＳ１６に進む。

　ここで、ＭＣＵ３５は、アプリケーション処理の最初にまず起動後に割り込み処理で判断された割り込み発生有無の情報を参照し、仮に値がFALSEの場合、INTRが発生したにも関わらずＭＣＵ３５がディアサートする前にFALSEへと変化したことになる。この状態はINTRにパルス状のノイズが重畳されるか、駆動電圧不足によるＲＴＣ３４の状態処理の結果などの原因であるため、ＭＣＵ３５はまだアクティブ期間ではないと判断する。また、この状態ではINTRがディアサートされているため、電圧レギュレータ３３のシャットダウン端子は有効な状態であるため、負荷は容量(Cbackup)５３の蓄電エネルギーのみで駆動しているため、すぐさま休眠期間へ遷移する。また、電圧レギュレータ３３は、センサ４１と無線モジュール４２に対しても電力を供給する。しかし、センシングデータを無線モジュール４２で転送する場合などはセンサ４１を起動させる必要が無いように、センサ４１と無線モジュール４２は必ずしも間欠動作のアクティブ期間中常に動作しているとは限らない。そのため、センサ４１と無線モジュール４２のグランド側に電界効果トランジスタTr1,TR2を挿入し、ＭＣＵ３５の汎用端子（GPIO）の論理レベルにより電源供給を自由に遮断できる仕組みを設けるなどの方式を組み合わせることが望ましい。

　ステップＳ１５では、ＭＣＵ３５は、上記の電界効果トランジスタTr1,TR2などによるスイッチをオン（ＯＮ）して、センサ４１または無線モジュール４２への電源供給を行う。上記のように、アクティブ期間中常に動作しているとは限らないため、周辺機器への電力供給は適宜行う。

　ステップＳ１６では、真の起動ではないため、ＭＣＵ３５は、休眠状態に移行する。
　以上のようにして起動処理が終了し、ＭＣＵ３５は、ステップＳ１５であれば、アクティブ期間の処理を実行し、ステップＳ１６であれば、そのまま休眠状態になる。ＭＣＵ３５は、アクティブ期間の処理を実行した後は、再度休眠期間に移行する。この時、ＭＣＵ３５により、ＲＴＣ３４は、INTRがディアサートするように設定され、INTRに接続された電圧レギュレータ３３のシャットダウン(SHUTDOWN)端子がアサートされる。これにより、電圧レギュレータ３３は動作を停止し、その後、ＭＣＵ３５等の負荷は容量(Cbackup)５３の出力が供給され、全ての負荷は低電力モードや電源から遮断されることで消費電流を抑え、長期間の休眠を可能にする。

　間欠動作をするＭＣＵ３５が正確な間隔でアクティブ期間へ移行するため、電気二重層キャパシタ(Csuper)３２の出力は常時駆動のＲＴＣ（リアルタイムクロック回路）３４に直結されている。ＲＴＣ３４は入力電圧の変動の激しい電源で駆動しなければならないが、近年のリアルタイムクロック回路は計時する際は数百ｎＡ程度の電流しか消費しないため、発電量がゼロの場合でも容量の比較的小さい二次電池の蓄電量だけで数年以上は駆動できる。また、計時用の動作周波数は一般的に32.768KHzと極めて低いため、１Ｖ程度の低電圧状態でも動作周波数から決まる処理性能の制約を十分に満たせる。そのため、ＲＴＣ３４の動作可能電圧は極めて広く、数Ｖ単位の電圧変動が起こり得る環境や長期間の発電停止状態でも、電気二重層キャパシタ(Csuper)３２の出力のように時間軸に対して電圧が変動するような状態でも動作を維持することが可能である。

　ＭＣＵ３５は、Ｉ２Ｃインターフェースを介して、ＲＴＣ３４のアラーム部５２を、時刻情報部（タイマ）５１が既定の時刻に達した場合、ＭＣＵ３５に割り込みを発生させるように設定する。割り込み信号INTRは、電圧レギュレータ３３のシャットダウン(SHUTDOWN)端子に接続され、ＭＣＵ３５へ割り込みがアサート中は、電圧レギュレータ３３のシャットダウン(SHUTDOWN)はディセーブルされるような論理とする。すなわち割り込み発生条件が、INTR端子が”H”にアサートされた時は、シャットダウン(SHUTDOWN)端子は負論理となる電圧レギュレータを用いるか、インバータを挿入して論理を反転させる必要がある。また、電圧レギュレータは任意の品種を用いて良いが、それに合わせてテーブル情報は運用者が実験などで計測しているものとし、非線形な変換効率を持つスイッチング方式のレギュレータであるとする。

　図９は、電圧レギュレータ３３として使用する。一般的な昇圧型スイッチングレギュレータの構成図である。
　図９のスイッチングレギュレータは、蓄電装置などの外部電源から供給される電圧Vinが印加されて起電力を発生するコイル７１と、整流用ダイオード７２と、バイパス容量７３と、スイッチ７４と、スイッチング間隔生成回路７５と、を有する。コイル７１と、整流用ダイオード７２と、バイパス容量７３は、一般的なスイッチングレギュレータのものと同じである。図９のスイッチングレギュレータは、コイル７１の一端を、整流用ダイオード７２に接続するか、グランド端子GNDに接続するかを、スイッチ７４により選択できる。スイッチ７４は、一定の周期でON/OFFを切り替えるスイッチング間隔生成回路７５により制御される。

　スイッチ４７がOFF時は、負荷が遮断された状態となるため、コイル７１は電流を維持するためVout側のバイパスコンデンサ７３へ起電力を発生させ、ON時はVin側に電流を流し、入力電流の影響を軽減させる動作を行う。すなわち、ON/OFFに応じてバイパスコンデンサ７３の蓄電量を一定にする作用を持ち、蓄電量は電圧に比例することから動的にON/OFF周期を所望の電圧が出力される周期へ設定する。

　近年の電圧レギュレータでは、負荷電流に応じてスイッチング周波数を変更したり、昇圧方式を変更する等、自律的な低電力化を行う電力自給用の小出力タイプが一般的に使用される。このような電圧レギュレータでは、負荷電流に閾値を設け、閾値をまたぐような電流変化に対して動作モードを変更する。第２実施形態は、電圧レギュレータ３３の内部の回路構成による影響は全く受けず、どのような電圧レギュレータを使用してもよい。すなわち、予め運用前に取得する電圧レギュレータ特性テーブルの効率とは、これらの内部の動作が何であれ、レギュレータの品種によって入力電流と全体消費電流に対しての動作モードが１つである限り、対応する変換効率も１つに決まる。そのため、レギュレータに対して内部の動作を制限する必要はない。外部からモードを変更する場合は、その端子の論理状態をパラメータとして与えればよい。

　休眠期間中は可能な限り消費電力を下げるため、ＭＣＵ３５はＳＲＡＭ６３等の揮発メモリ以外の電源を遮断するなどして低電力状態に遷移し、電力消費を抑える。また電圧レギュレータ３３のシャットダウン機能を使用した場合、そもそも消費が数μＡ程度のＲＴＣ３４が常に動作状態であっても、遮断時は漏れ電流を含めて全体でμＡ程度の消費電流しか流れないため、夜間や低出力時でも長時間動作することが可能である。

　ＲＴＣ３４からの割り込みを受けたＭＣＵ３５は、アクティブ期間へ遷移する。アクティブ期間においては、センサノードは使用用途に応じたアプリケーションを実行する。ここでは、センサ４１からのデータを取得し、フィルタ処理や圧縮処理などの演算を行った後、無線モジュール４２で外部へ結果を送信する動作を行う。ＭＣＵ３５は、センサ４１と無線モジュール４２を使用するときのみそれぞれの電源を有効にし、アクティブ期間中の電力を削減する。またこのような技術に限らず、既存の様々な低電力化手法を用いることも可能であることは言うまでもない。

　以上が、第２実施形態の自己給電型センサノードの構成、および動作概要である。第２実施形態のセンサノードは、さらなる低電力化方式を採用する。
　図１０は、第２実施形態の自己給電型センサノードのＭＣＵ３５の処理を示すフローチャートである。

　ステップＳ２１では、ＲＴＣ３４によるINTRによるアラーム割り込みを受信し、ＭＣＵ３５（ＣＰＵ１６）が起動する。これに伴い、電圧レギュレータ３３のシャットダウン(SHUTDOWN)が解除される。

　ステップＳ２２では、前回のアクティブ期間にＳＲＡＭ６３に保存した電圧（ＡＤＣ３７の出力データ）および動作周波数を、Vprevおよびfprevとして読み出す。
　ステップＳ２３では、ＡＤＣ３７からその時点の電圧レギュレータ３３の入力電圧をVcurとして読み取る。なお、この時に、その時点の動作周波数をfcurとして記憶する。

　ステップＳ２４では、VcurとVprevの差分を算出し、閾値THOと比較する。仮に差分が微小である場合は変更の必要はないため、直ちにステップＳ２９に進み、アプリケーションの実施に入る。差分が閾値より大きい場合には、ステップＳ２５に進む。

　ステップＳ２５では、不揮発性メモリ６５から変換効率特性テーブル６６を読み出す。
　ステップＳ２６では、不揮発性メモリ６５から消費電流見積もりテーブル６７を読み出す。

　ステップＳ２７では、変換効率特性テーブル６６からVcurおよびfcurに対するその時点の（現在の）変換効率を取得する。変換効率と入力電圧と出力負荷（消費電流）が決まることで、電圧レギュレータ１３の損失電流が導出できるため、電圧レギュレータ１３の損失と、電圧レギュレータ１３から電力を供給される部分の消費電力の総和を算出する。すなわち、センサノード上の全ての負荷の合計消費電力を算出する。

　ステップＳ２８では、変換効率特性テーブル６６および消費電流見積もりテーブル６７を順次参照して、全体消費電流が最小になる動作周波数を探索し、それをfcurとして設定する。この場合、最適値を探索するためにはテーブルデータを順に読みだす必要があるが、例えば、不揮発性メモリ６５のテーブルデータを、高速な揮発メモリ（ＳＲＡＭ６３）にキャッシュとして格納するなどの高速化によって、短時間での読み出しが可能である。また、一般に、間欠動作によるセンシングの間隔は一日一回等極めて長いため、低速クロックでも活動期間が間欠動作の間隔を上回ることは考えにくいため、数KHz程度まで下限動作周波数を設定することができ、問題はない。

　ステップＳ２９では、センシングアプリケーションを実行する。
　ステップＳ３０では、Vcurおよびfcurを、Vprevおよびfprevとしてメモリ（ＳＲＡＭ６３）に記憶する。

　ステップＳ３１では、ＲＴＣ３４のアラーム部５２に、アラームを設定する。
　ステップＳ３２では、ＭＣＵ３５が、ＲＴＣ３４のINTRをディアサートし、これにより電圧レギュレータ３３がシャットダウン(SHUTDOWN)に設定される。
　ステップＳ３３では、ＭＣＵ３５が休眠状態に移行する。

　第２実施形態のセンサノードは、以上のような構成によって、従来は考慮されていなかったセンサノード（ボード）全体の電力の最適化を行う。このような構成に加えて、実際には外部環境の温度変化などによって変化する電圧レギュレータ３３の変換に対応するため、温度センサと複数の負荷特性テーブルを用意する。これにより、昼夜で発生する温度由来の誤差を補正する。また、季節によって発生する温度差に対しては人為的に負荷特性表を無線によって送信し、受信ノードがネットワーク網を活用して補正係数をブロードキャストする等の構成をとっても良い。また、太陽電池に限らず熱電素子や風力などの異なる環境発電素子も使用可能であり、化学電池や化学電池と環境発電素子を組み合わせる構成をとることも可能である。

　図１１は、第３実施形態のセンサノードの構成を示す図である。
　第３実施形態のセンサノードは、電圧レギュレータ３３が出力し、ＭＣＵ３５等の負荷に供給される負荷電流の電流値を計測するアクティブ計装回路８０をさらに設けたことが、第２実施形態のセンサノードと異なる。また、不揮発性メモリ６５は、消費電流見積もりテーブル６７の代わりに、周波数／負荷電流対応テーブル６８を記録している。第３実施形態の他の部分は、第２実施形態と同じである。

　第２実施形態では、ＡＤＣ３７で計測した電気二重層キャパシタ(Csuper)３２の出力電圧、すなわち電圧レギュレータ３３の入力電圧から、電圧レギュレータ３３の特性表を用いて動作状態によってことなる負荷電流を求めた。この構成では、外部環境の温度変化などによって、電圧レギュレータ３３の出力する負荷電流が、期待した負荷電流と異なってしまう場合が起こる。実際の環境温度変化は、一日単位であれば１０℃程度であり、誤差の範囲と考えることができる。しかし、季節変化など一年単位で考慮すると、４０℃以上の変化が発生する可能性があるため、非常に電力供給状態が厳しい環境では何らかの補正を行うことが望ましい。そのため、第３実施形態では、電圧レギュレータ３３の出力に直列にアクティブ計装回路８０を挿入し、流れる電流、すなわち電圧レギュレータ３３の出力する負荷電流の電流値を計測する。

　図１２は、アクティブ計装回路８０の構成を示す図である。
　アクティブ計装回路８０は、抵抗Rshtと、ダイオード８１と、オペアンプ８２と、オペアンプ８３と、抵抗R1-R4と、を有する。オペアンプ８２および抵抗R1,R2は、抵抗Rshtの一端の電圧を（１＋R２/R１）倍に増幅する第１演算増幅回路を形成する。R２の抵抗値を、R１の抵抗値より十分に大きくすると、第１演算増幅回路の出力は、抵抗Rshtの一端の電圧となる。オペアンプ８３および抵抗R3,R42は、抵抗Rshtの他端の電圧と第１演算増幅回路の出力電圧の差を増幅する演算増幅回路を形成する。R２の抵抗値を、R１の抵抗値より十分に大きくすると、第１演算増幅回路の出力は、抵抗Rshtの一端の電圧となるので、抵抗Rshtの両端電位差を増幅した電圧が出力される。

　上記のように、アクティブ計装回路８０は、電圧レギュレータ３３から流れる負荷電流を抵抗Rhtの両端電位差を検出することで計測する。ここで、仮に増幅しないで直接抵抗Rshtでの電圧降下を検出する場合、マージン考慮のアクティブ時最低負荷電流が１ｍＡ～１００ｍＡ（電圧３Ｖ）とし、１％の電流増加を許容すると、抵抗Rshtでの電圧降下３０ｍＶは８ビットオペアンプでもフルスイング可能であるが、３０μＷの電力増加（電力損失）を招く。これは下限値であり、最大時１００ｍＡの電流が流れ込む場合、３ｍＷの電力を消費し、決して無視できない値となる。そのため、アクティブ計装回路８０は、差動増幅による測定回路を挿入することで、抵抗Rshtの抵抗値をより小さくしても、電位差を測定可能なレベルまで増幅する。バッテリ充電回路やモバイル機器向けオペアンプは、自己消費電力が最大でも１μＡ未満の品種が多種存在する。図１２のような一般的な単電源のRail-to-Railオペアンプによるフルスイング差動増幅回路は、入力がオペアンプに直結されているため、入力インピーダンスが極めて高い（１ＭΩ以上）。そのため、１００倍増幅でも最大３０μＷ程度しか消費しない。しかも、電源遮断時は増幅も行われないため、休眠時間時の電力増加も発生しない。

　図１１に戻り、アクティブ計装回路８０の検出した実際の負荷電流に比例する電流ADCIN1は、ＡＤＣ３７に入力され、ＭＣＵ３５は、実際の負荷電流の値を取得する。ＭＣＵ３５は、実際の負荷電流の値を取得しているので、第２実施形態のように、消費電流見積もりテーブルを使用して全体消費電流を取得する必要はない。ＭＣＵ３５は、動作周波数、実際の負荷電流の値、および電圧レギュレータ３３の入力電圧を元に、変換効率特性テーブル６６を参照して変換効率を取得する。周波数／負荷電流対応テーブル６７は、変換効率特性テーブル６６と共に、全体消費電流を一層低減する動作周波数を探索するのに使用される。具体的には、周波数／負荷電流対応テーブル６７は、電圧レギュレータ３３の出力電圧とＭＣＵ３５の動作周波数に対して、全体消費電流の変化量を記録しており、全体消費電流が最小になる条件を探索するための変化方向がわかればよい。後の処理は、第２実施形態と同じである。

　以上、実施形態を説明したが、ここに記載したすべての例や条件は、発明および技術に適用する発明の概念の理解を助ける目的で記載されたものである。特に、記載された例や条件は発明の範囲を制限することを意図するものではなく、明細書のそのような例の構成は発明の利点および欠点を示すものではない。発明の実施形態を詳細に記載したが、各種の変更、置き換え、変形が発明の精神および範囲を逸脱することなく行えることが理解されるべきである。

　１１　　電力供給源
　１２　　蓄電装置
　１３　　電圧レギュレータ
　１４　　再起動回路（ＲＴＣ）
　１５　　マイクロコントローラ（ＭＣＵ）
　１７　　ＡＤＣ
　１８　　記憶領域
　２０　　周辺機器
　２１　　センサ
　２２　　無線モジュール

Claims

　電力を供給する電力供給源と、
　前記電力供給源からの電力を蓄電する蓄電装置と、
　前記蓄電装置の出力を所望の電圧の電力に変換して出力する電圧レギュレータと、
　間欠的に再起動信号を発生する再起動回路と、
　前記電圧レギュレータから電力供給を受けて動作し、休眠状態とアクティブ状態の２つの動作状態を有し、低消費電力状態である前記休眠状態において前記再起動信号を受けると前記アクティブ状態に移行するマイクロコントローラと、
　前記電圧レギュレータから電力供給を受け、前記マイクロコントローラにより制御される周辺機器と、を有し、
　前記マイクロコントローラは、前記アクティブ状態において所定の処理を実行した後、前記周辺機器に対して低消費電力状態へ移行するための信号を送信した後前記休眠期間へ移行し、
　前記アクティブ期間中に前記蓄電装置の出力電圧を検出し、予め格納している前記電圧レギュレータの特性テーブルおよび消費電流見積テーブルの情報を元に、前記電圧レギュレータを含めた全体の電力を削減するように、前記周辺機器の消費電流を増減させることを特徴とした電子装置。
　前記電力供給源は、太陽電池などの環境エネルギーを電力に変換する機能を有する素子であり、
　前記蓄電装置は、化学電池または大容量キャパシタなどの二次蓄電素子であることを特徴とする請求項１に記載の電子装置。
　前記マイクロコントローラは、前記蓄電装置の出力電圧をデジタルデータに変換するアナログ・デジタル変換回路を有する請求項１または２に記載の電子装置。
　前記電圧レギュレータの特性テーブルは、前記蓄電装置の出力を整流する前記電圧レギュレータの入力電圧および当該センサノードの消費電流を変数とした変圧効率を、前記電圧レギュレータの出力電圧ごとに、格納したテーブルであり、
　前記マイクロコントローラは、前記電圧レギュレータの特性テーブルを参照することでその時点の前記電圧レギュレータの変換効率を取得し、その時点の負荷電流および前記変換効率から当該電子装置の平均電力を算出し、算出した前記平均電力を低減するように、前記電圧レギュレータの出力を変化させることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電子装置。
　前記消費電流見積テーブルは、前記電圧レギュレータの出力する電力で駆動する全ての部分の動作状態による合計消費電流の変化情報を格納しており、
　前記消費電流見積テーブルは、前記動作状態を示すパラメータの値に対して、前記マイクロコントローラおよび前記周辺機器の前記アクティブ状態と前記休眠状態の合計消費電流を格納していることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の電子装置。
　前記動作状態による合計消費電流の変化情報には、各部分の単位時間当たりの処理性能を変化が含まれることを特徴とする請求項５に記載の電子装置。
　前記動作状態を示すパラメータには、前記マイクロコントローラの動作周波数が含まれ、
　前記マイクロコントローラは、動的に動作周波数を変更するＤＦＳ(Dynamic Frequency Scalling)動作を行い、動作周波数に応じて処理性能が変化することを特徴とする請求項５に記載の電子装置。
　前記電圧レギュレータの特性テーブルおよび前記消費電流見積テーブルは、前記マイクロコントローラ内の不揮発メモリに予め格納されていることを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の電子装置。
　前記周辺機器として、センサおよび無線モジュールを含み、センサノードとして機能する請求項１から８のいずれか１項に記載の電子装置。