WO2014203952A1 - 展開構造物への高周波給電方式 - Google Patents

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宏文 齋藤
淳史 冨木
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Definitions

  • the present invention relates to a method for supplying high-frequency power to a deployment structure.
  • FIG. 1 shows an example in which a flexible waveguide described in Patent Document 1 is used at a development location.
  • a flexible waveguide has a higher high-frequency loss than a rigid waveguide.
  • the high-frequency loss of the flexible waveguide is resistive and causes an increase in system noise temperature due to noise load for the receiving system.
  • Even if it is flexible, its resistance bending torque is not negligible, and tends to increase in a low temperature environment, and has a large uncertainty. For this reason, the use of a flexible waveguide is often a problem in the design and testing of deployment mechanisms.
  • the second method is a method using a rotary joint in which waveguides fixed to two structures rotating around a certain axis are coupled in high frequency using axial symmetry around the rotation axis. It is.
  • FIG. 4 is an example of a rotary joint using a coaxial cable
  • FIG. 5 is an example of a rotary joint using a circular waveguide (Non-Patent Document 1).
  • the rectangular waveguide TE10 mode used for transmission is converted into an axially symmetric mode such as a circular waveguide TM01 mode or a coaxial TEM mode, but there is a high-frequency loss associated with the mode conversion. .
  • the hinge shaft as a deployment mechanism responsible for load and position accuracy and the rotary shaft of the rotary joint responsible for electrical characteristics are coaxial, increasing the complexity of the mechanism.
  • the direction of the high-frequency power supply is orthogonal to the deployment axis.
  • the direction of the high-frequency waveguide must be changed twice at right angles, which increases the mechanism.
  • the problem to be solved by the present invention is to use a simple deployment mechanism for a deployment structure such as an antenna mounted on an artificial satellite without using a flexible feeding path that becomes a resistance torque during deployment.
  • a simple deployment mechanism for a deployment structure such as an antenna mounted on an artificial satellite without using a flexible feeding path that becomes a resistance torque during deployment.
  • 1st invention of this application for solving the above-mentioned subject is a high frequency electric power feeding system which feeds a high frequency via a plurality of waveguides among a plurality of parts which constitute a deployment structure, A first waveguide having a choke flange fixed to a first part of the unfolded structure; A second waveguide having a cover flange fixed to a second part of the unfolded structure; When the unfolded structure is in the unfolded state, the choke flange and the cover flange face each other, and a plurality of parts of the unfolded structure are interposed via the first and second waveguides. It is characterized in that high-frequency power is supplied.
  • the first waveguide is directly fixed to the first component, and the second waveguide is It is directly fixed to the second part.
  • the first part and the second part are connected to respective movable parts of the hinge, and deployed by the operation of the hinge.
  • the first waveguide and the second waveguide are integrally formed with each movable part of the hinge.
  • the shape of the choke groove of the choke flange can be circular, but if this shape is composed of a non-circular curve, the loss of the high-frequency signal can be reduced better.
  • FIG. 6A shows a cross-sectional view at the center point of the long side of the rectangular waveguide
  • FIG. 6B shows a perspective view and a coordinate system.
  • FIG. 6A is a cross-sectional view taken along the yz plane of FIG.
  • the left and right waveguides for feeding are opposed to each other with a gap at a point AA '.
  • the left waveguide flange in FIG. 6A is provided with a groove, and the other right waveguide flange is flat. This flat waveguide flange is called a cover flange.
  • the gap between the two waveguides can be regarded as a transmission line, and the wavelength of the transmission mode is ⁇ .
  • ⁇ is substantially equal to the in-tube wavelength of the feeding waveguide.
  • a groove having a depth (BC) of about ⁇ / 4 is provided in the left waveguide at a point B that is about ⁇ / 4 away from the point A.
  • the groove BC can also be regarded as a similar transmission line. In such a structure, the transmission line BC is connected in series at the point B to the transmission line ABD formed by the gap.
  • the transmission line BC is short-circuited by a conductor at point C and has an extremely low impedance.
  • This impedance is converted by the transmission line at a point B away from ⁇ / 4, resulting in an extremely high impedance.
  • the impedance at the point B of the synthesized transmission line becomes a very high value due to this extremely high series impedance BC.
  • the high-frequency current flowing through the waveguide surface (wall current on the waveguide surface) flows smoothly in the form of a displacement current with a gap, and the transmission mode of the feeding waveguide is not disturbed. Maintained.
  • the choke flange with the groove around the waveguide has a short-circuit effect due to the conductor at the bottom of the groove, due to the transmission line in the groove depth direction and the groove radial direction, even if there is a physical gap,
  • the location can be equivalently reduced in impedance, and high-frequency leakage and loss in the gap can be effectively reduced.
  • it is caused by leakage of a high-frequency electromagnetic field and does not add resistive noise.
  • choke operation works effectively in the entire recommended frequency range (usually 1.3 to 1.9 times the cutoff frequency).
  • Rectangular waveguide WR-90 / R100 (opening 22.86 ⁇ 10.16mm) with standard rectangular flange with choke groove (SQUARE FLANGE CHOKE, CBR100) and flat rectangular flange (SQUARE FLANGE PLAIN, UBR100)
  • the same standard waveguide was used.
  • the long side direction of the rectangular waveguide is defined as the x axis
  • the short side direction is defined as the y axis
  • the propagation direction of the waveguide is defined as the z axis (see FIG. 6B).
  • the two waveguide end faces are parallel to each other and are spaced from each other by a distance ⁇ x in the x-axis direction, ⁇ y in the y-axis direction, and ⁇ z in the z-axis direction from the contact position where the regular waveguides are in close contact.
  • the arrangement of two waveguides with such a gap is shown in FIG.
  • FIG. 9 shows the “loss due to the gap” as a function of the gap ⁇ z in the z-axis direction (the scale of the horizontal axis shows the figure) as a function of the gap ⁇ z in the z-axis direction. Note that this is different from 8).
  • the two waveguides may actually be “shifted” without being completely opposed to each other in the cross-sectional direction, so the characteristics in that case will be described.
  • the gap in the z direction is 1 mm or more ( ⁇ z> 1 mm)
  • the loss is almost equal to that in the case where the gaps are directly facing.
  • the gap in the z direction is 1 mm or less ( ⁇ z ⁇ 1 mm)
  • an increase in resonance phenomenon-like loss depending on the frequency and the three-dimensional gap between the two waveguides was observed.
  • the present invention employs a rigid waveguide power feeding system, which is the most compact and low-loss power feeding system in the microwave and millimeter wave regions.
  • a rigid waveguide power feeding system which is the most compact and low-loss power feeding system in the microwave and millimeter wave regions.
  • the method of converting to a flexible waveguide or cable avoids this from the viewpoint of remarkable high-frequency loss, resistance torque during deployment, and complexity of electrical instrumentation. .
  • a choke flange and a cover flange are provided on the end faces of the two waveguides, and a system is proposed in which both face each other.
  • the loss due to the gap between the waveguide cross sections generated at this time can be greatly reduced by using a choke flange.
  • the loss is only 0.05 dB (1%) at .01 dB (0.2%), 1.0 mm ( ⁇ / 30), and 0.13 dB (3%) at 2 mm ( ⁇ / 15).
  • the loss due to the gap is caused by the gap of the choke flange being deteriorated when the two waveguides are not completely facing each other and are shifted by about 0.3 mm ( ⁇ / 100) or more in the cross section. Loss increases. However, this phenomenon becomes negligibly small in a region where the gap in the z direction is 2 mm ( ⁇ / 15) or more. In the region where the gap in the z direction is 2 mm ( ⁇ / 15) or more, this phenomenon gradually becomes negligible, but the loss increases due to the gap in the z direction.
  • Coarse precision deployment mechanism case Two waveguides face each other with an accuracy of ⁇ / 30 (about 1 mm in the X band) in the cross-sectional direction (x, y), and a gap of ⁇ / 15 (about 2 mm in the X band) in the propagation direction z Keep. Thereby, the loss due to the gap can be reduced to about 0.13 dB (about 3%).
  • High-precision deployment mechanism case Two waveguides face each other with an accuracy of ⁇ / 100 (about 0.3 mm in the X band) in the cross-sectional direction (x, y), and ⁇ / 60 (0.5 mm in the X band) in the propagation direction z. Degree) Keep the following gap. Thereby, the loss due to the gap can be reduced to 0.01 dB (about 0.2%) or less in the X band.
  • FIG. 10 and 11 show the structure of the developed part.
  • the hinge of the deployment mechanism and the waveguide opening are integrated.
  • the hinge and the waveguide opening are separated from each other.
  • the present invention it is possible to solve a problem that has been a problem in the prior art when high-frequency power is supplied to a deployment structure. That is, since the flexible waveguide, the cable, and the rotary joint are not used, the design, manufacturing, and testing problems related to the resistance bending torque can be avoided. In particular, the deployment impact can be reduced by eliminating the resistance bending torque.
  • a hollow waveguide is the transmission line with the smallest loss.
  • the waveguide has good affinity with a Cassegrain antenna, which is a highly efficient antenna using microwaves and millimeter waves, and a waveguide slot antenna.
  • waveguides have the major advantages described above, low-loss rigid waveguides are not flexible. There are many problems in outfitting.
  • the conventional methods include i) a method using a flexible coaxial cable instead of a waveguide, ii) in order to avoid feeding loss, Alternatively, there is a method of mounting an electronic device such as a frequency converter, a phase shifter, a high-frequency transmitting high-power amplifier, or a receiving low-noise amplifier for each deployed antenna panel.
  • an electronic device such as a frequency converter, a phase shifter, a high-frequency transmitting high-power amplifier, or a receiving low-noise amplifier for each deployed antenna panel.
  • a coaxial cable with high flexibility has a large high-frequency loss, and priority is given to ease of mounting at the expense of system performance.
  • the method ii) is suitable for a system that requires an electronic radiation beam sweep, in which a variable phase shifter and a power amplifier must be installed in the immediate vicinity of each antenna element, and to supply a distance of 10 m or more. This is a large deployable antenna.
  • An example of a field in which the present invention can be used is a technique for realizing a deployable antenna of about several meters that does not require electron sweep of an electromagnetic wave beam at low cost and light weight.
  • a high-frequency transmission / reception device mounted on the satellite body is used to feed the waveguide with low loss using the technology of the present invention. This makes it possible to carry out earth observation and monitoring missions using microwave synthetic aperture radar using a small satellite with a storage space of 1 m or less when mounted on a rocket.
  • FIG. 10 is a perspective view showing a deployment mechanism of the deployable antenna.
  • reference numerals 1 and 2 are exactly the same as the deployment mechanism of the conventional deployable antenna.
  • Reference numeral 5 denotes a hinge plate in which the hinge portion and the waveguide portion are integrated.
  • One side A of the waveguide opening surface has a choke flange, and the other side B has a cover flange.
  • the antenna panel 1 is unfolded by the action of the spiral spring 2 having the unfolding force, and the hinge plate 5 in which the hinge portion and the waveguide portion are integrated opposes the flange portions A and B between the waveguide opening surfaces.
  • FIG. 11 is a perspective view showing a second embodiment of the present invention.
  • reference numerals 1, 2 and 6 are the same as the deployment mechanism of the conventional deployable antenna. In particular, any deployment hinge mechanism may be used.
  • One of the waveguide opening surfaces separately connected to the antenna panel has a choke flange and the other B has a cover flange.
  • the antenna panel 1 is unfolded by the action of the spiral spring 2 having the unfolding force, and the hinge plate 5 in which the hinge portion and the waveguide portion are integrated opposes the flange portions A and B between the waveguide opening surfaces.
  • Non-circular choke flange The choke groove of the choke flange described so far was circular as shown in FIG. In FIG. 12, the shape of this circular choke groove is ⁇ / 4 ( ⁇ is the direction from the midpoint of each of the long sides AB and CD of the rectangular ABCD, which is the cross section of the standard rectangular waveguide, to the direction perpendicular to the respective sides.
  • the wavelength of the electromagnetic wave to be used is a circle with the smallest diameter passing through two points E and F that are separated from each other, and the depth of the choke groove is a groove of about ⁇ / 4 (see FIG. 6A).
  • the distribution of the electromagnetic field inside the waveguide is the maximum near the center point of the long side.
  • the choke groove is located at a position ⁇ / 4 away from the long side near the center point of the long side.
  • the distance from the short side is shorter on the short side, this is rarely a problem in normal cases.
  • higher characteristics are required in the hinge portion of the spacecraft deployment.
  • there is actually a large loss as shown in the portion surrounded by an elliptical broken line in FIG.
  • the inventors of the present application have found that when a non-circular choke groove as shown in FIG. 13 is provided on the choke flange, the characteristics are superior to those of the circular choke groove.
  • the shape of the non-circular choke groove is such that, in a standard rectangular waveguide, from the midpoints of the long sides AB and CD of the rectangle ABCD and the short sides BC and DA, which are the cross sections of the waveguide, to the respective sides.
  • it consists of a curve passing through the vicinity of four points E, F, G, and H separated by ⁇ / 4 in the vertical outer direction. This curve includes a curve other than a circle including an ellipse and an egg.
  • the depth of the choke groove is about ⁇ / 4 as in the case of the circular choke groove.
  • FIG. 14 is a diagram showing the results of an experiment comparing the loss of high-frequency signals when one flange is a circular choke flange and a non-circular choke flange.
  • the non-circular choke flange hardly increases the resonant loss like the circular choke flange.
  • the loss of the high frequency signal can be further reduced by using a non-circular choke flange instead of the circular choke flange.
  • Hinge 4 Flexible waveguide 5: Hinge plate 6: Choke flange 7: Cover flange

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Abstract

　簡便な展開機構を用いて、低損失に、かつ、抵抗性雑音を付加させることなく、マイクロ波を給電することができる高周波給電方式を提供する。前記展開構造物の第１の構造物に固定された、チョークフランジを有する第１の導波管と、前記展開構造物の第２の構造物に固定された、カバーフランジを有する第２の導波管とを備え、前記展開構造物を展開状態にしたときに、前記チョークフランジと前記カバーフランジが対向し、前記第１及び第２の導波管を介して前記展開構造物に高周波を給電する。

Description

展開構造物への高周波給電方式
　本発明は、展開構造物に高周波を給電する方式に関する。
　人工衛星搭載のアンテナ等では、高周波を展開構造物に給電することが、システム構成上、必要となることがある。
　従来実施されてきた方法としては、展開箇所に可撓性のケーブルや導波管を始めとする導波路を用いる方法がある。図１は、特許文献１に記載されている、可撓性導波管を展開箇所に用いた例である。しかし、一般に可撓性導波路はリジッドな導波路と比較して高周波損失が大きく、特に、高周波になるほどその傾向が顕著であり、アンテナ等の高周波特性の劣化をもたらす。可撓性導波路の高周波損失は抵抗性のものであり、受信システムに対しては雑音負荷によるシステム雑音温度の増加を招く。また、可撓性があるといっても、その抵抗曲げトルクは無視できないものであり、かつ低温環境下では増加する傾向が大きく、かつ不確定性が大きい。このため、可撓性導波路を利用する事は、展開機構の設計や試験においても問題になることが多い。
　これに対して、展開箇所に可撓性導波路を用いない方法が提案されている。第一の方法は、リジッドな導波管のみを利用し、展開箇所の導波管開口部については、ヒンジを利用した機構により、ふたつの導波管開口部近傍に備えられた凸・凹部あるいはピン・穴部を嵌合させるという方式が提案されている。これは、特許文献１に記載されており、その概念図を図２、図３に示す。しかし、その方法は、嵌合のための機械精度やトルク量の問題があり、嵌合力を十分に取れない場合には、導体間の接触抵抗の増加による高周波の損失と雑音付加が懸念される。このため、本方式の実施事例は知られていない。
　第二の方法は、ある軸まわりに回転をする二つの構造物に各々固定された導波路を、その回転軸まわりの軸対称性を利用して高周波的に結合した、ロータリージョイントを利用する方法である。図４は同軸ケーブルを用いたロータリージョイントの例であり、図５は円型導波管を用いたロータリージョイントの例である（非特許文献１）。この方法では伝送に利用される矩形導波管ＴＥ１０モードを、円形導波管ＴＭ０１モードや同軸ＴＥＭモードなどのような軸対称であるモードに変換するわけあるが、モード変換に伴う高周波損失がある。また、荷重や位置精度を担う展開機構としてのヒンジ軸と、電気特性を担うロータリージョイントの回転軸が共軸であり、機構としての複雑さが増す。高周波給電の方向は展開軸に直交している場合が多いが、ロータリージョイントを用いる方式では、高周波導波路を直角に２回、方向転換しなければならず、機構が大きくなる。
特開平６－２９６１０８号公報
島田理化技報第１８巻、頁３５－４３、２００６年
　以上のように、人工衛星搭載のアンテナ等では、マイクロ波やミリ波の高周波を展開構造物に給電する、簡便で、かつ、機器の高周波特性を劣化させない方式は、未だ、提案されていない。
　本発明が解決しようとする課題は、人工衛星搭載のアンテナ等における展開構造物に、展開の際の抵抗トルクとなる可撓性給電路を使用せずに、簡便な展開機構を用いて、低損失に、かつ、抵抗性雑音を付加させることなく、マイクロ波を給電することができる高周波給電方式を提供することである。
　上記の課題を解決するための本願の第１の発明は、展開構造物を構成する複数の部品の間で、複数の導波管を介して高周波を給電する高周波給電方式において、
　前記展開構造物の第１の部品に固定された、チョークフランジを有する第１の導波管と、
　前記展開構造物の第２の部品に固定された、カバーフランジを有する第２の導波管と、
　を備え、前記展開構造物を展開状態にしたときに、前記チョークフランジと前記カバーフランジが対向し、前記第１及び第２の導波管を介して前記展開構造物の複数の部品の間で高周波を給電するようにしたことを特徴とする。
　上記の課題を解決するための本願の第２の発明は、前記第１の発明において、前記第１の導波管は前記第１の部品に直接固定され、前記第２の導波管は前記第２の部品に直接固定されていることを特徴とする。
　上記の課題を解決するための本願の第２の発明は、前記第１の発明において、前記第１の部品及び第２の部品はヒンジのそれぞれの可動部分に接続され、当該ヒンジの動作で展開可能とされており、前記第１の導波管及び第２の導波管は、前記ヒンジのそれぞれの可動部分と一体構造となっていることを特徴とする。
　前記チョークフランジのチョーク溝の形状は円形とすることができるが、この形状を非円形の曲線から構成すると、高周波信号の損失をよりよく低減させることができる。
特許文献１に記載されている、可撓性導波管を展開箇所に用いた従来例を示した図である。 特許文献１に記載されている、導波管接続部の凹凸部を勘合させる従来例を示した図である。 特許文献１に記載されている、導波管接続部のピン・穴を勘合させる従来例を示した図である。 非特許文献１に記載されている、同軸ケーブルを用いたロータリージョイントの従来例を示した図である。 非特許文献１に記載されている、円型形導波管を用いたロータリージョイントの従来例を示した図である。 チョークフランジとカバーフランジを示した図であり、（ａ）は長辺中央での断面図、（ｂ）は斜視図に座標系を示した図である。 間隙があるチョークフランジとカバーフランジがついた２本の導波管の配置を示した図である。 ２本の導波管ともカバーフランジとした場合の、間隙による損失の実験結果を示した図である。 一方の導波管をチョークフランジ、他方の導波管をカバーフランジとした場合の、間隙による損失の実験結果を示した図である。 本発明の実施形態において、展開機構のヒンジと導波管開口部を一体とした場合を示した図である。 本発明の実施形態において、ヒンジと導波管開口部を分離した部品で構成した場合を示した図である。 円形のチョーク溝を有するチョークフランジの正面図である。 非円形のチョーク溝を有するチョークフランジの正面図である。 一方のフランジを円形のチョークフランジとした場合と非円形のチョークフランジとした場合の高周波信号の損失を比較する実験の結果を示した図である。
１．チョークフランジ
　チョークフランジとして広く知られている構造について、図６を用いて説明する。図６（ａ）に、矩形導波管の長辺中央点での断面図を、同図（ｂ）に斜視図と座標系を示す。ここで、図６（ａ）は、同図（ｂ）のｙ－ｚ平面で切った断面図である。図６（ａ）では、給電用の左右からの導波管が、点ＡＡ’において間隙を持って対向している。一方、図６（ａ）の左側の導波管のフランジには、溝が設置されており、もう一方の右側の導波管フランジは平坦である。この平坦な導波管フランジはカバーフランジという。
　二つの導波管の間の間隙は、伝送線路としてみなせ、その伝送モードの波長をλとする。給電用の導波管を基本波のＴＥ０１モードで使用している場合には、このλは、給電用導波管の管内波長にほぼ等しい。図６（ａ）に示すように、点Ａから約λ／４離れた点Ｂに、深さ（ＢＣ）が約λ／４の溝が左側の導波管に設けてある。溝ＢＣも同様な伝送線路とみなすことができる。このような構造では、間隙が構成する伝送線路ＡＢＤには、点Ｂにおいて直列に伝送線路ＢＣが接続されている。
　伝送線路ＢＣは点Ｃにおいて導体で短絡されており、極めて低いインピーダンスを持つ。λ／４離れた点Ｂではこのインピーダンスは伝送線路により変換され、極めて高いインピーダンスとなる。間隙ＢＤはその形状や周辺物体によってどのようなインピーダンスを持つか確定しにくいが、この極めて高い直列のインピーダンスＢＣによって、合成された伝送線路の点Ｂにおけるインピーダンスは、極めて高い値となる。これを、給電用の導波管面点Ａでみると、λ／４の伝送線路の特性により極めて低いインピーダンスに変換される。このため点Ａにおいては、導波管面に流れる高周波電流（導波管面の壁電流）は、間隙があるものの変位電流の形態で円滑に流れ、給電用導波管の伝送モードは乱れなく維持される。
　このように導波管周辺に溝を設置したチョークフランジは、溝底の導体による短絡効果を溝の深さ方向と溝の動径方向の伝送線路により、物理的には間隙があっても、その箇所を等価的に低インピーダンスにすることができ、間隙での高周波漏れや損失を効果的に小さくできる。また、たとえ損失があっても、それは高周波電磁界の漏れが原因のものであり、抵抗性雑音を付加するものではない。
　ＭＩＬ規格等の標準規格のチョークフランジでは、推奨周波数範囲全域（通常、遮断周波数の１．３～１．９倍の周波数）で、チョーク動作が有効に機能する。
２．間隙を有して対向する二本の導波管の給電損失の測定
　２つの導波管開口の間に間隙がある場合のチョークフランジの効果を説明する。以下では一例として、ＸＸバンド （９．６ＧＨｚ）の周波数を用いた場合について説明する。なお、他の周波数を用いた場合への一般化は、用いる波長と間隙の相対比を用いればよい。
　チョーク溝つきの規格矩形フランジ(SQUARE FLANGE CHOKE、CBR100)が付いた矩形導波管WR-90/R100（開口２２．８６×１０．１６ｍｍ）、及び平坦な矩形フランジ(SQUARE FLANGE PLAIN,UBR100)が付いた同規格の導波管を用いた。矩形導波管の長辺方向をｘ軸、短辺方向をｙ軸、導波管の伝搬方向をｚ軸と定義する（図６（ｂ）参照）。二つの導波管端面を平行にして、正規な導波管の密着した接続位置からｘ軸方向にΔｘ、ｙ軸方向にΔy、ｚ軸方向にΔzだけずらして、間隙をおいて設置する。このような間隙のある２本の導波管の配置を図７に示す。
　ベクトルネットワークアナライザを用いて、間隙のある二つの導波管の９．６０ＧＨｚにおける伝搬損失（Ｓ１２およびＳ２１）を計測した。二つの導波管を正規な位置（Δｘ＝Δｙ＝Δｚ＝０）で密着させた状態での伝搬損失からの増加を、“間隙のある場合の損失”として定義した。
　まず、基本的な構成として、２本の導波管ともカバーフランジを装着した場合の結果を示す。２本の導波管の断面方向の相対位置として、中心位置（Δｘ＝Δｙ＝０ｍｍ）の場合、及び、長辺に沿う方向に０．５ｍｍずらした位置（Δｘ＝０．５ｍｍ，Δｙ＝０ｍｍ）の場合、及び短辺に沿う方向に０．５ｍｍずらした（Δｘ＝０ｍｍ，Δｙ＝０．５ｍｍ）場合について、ｚ軸方向の間隙Δzの関数として、“間隙による損失”を図８に図示した。Δｚが０．１ｍｍという微小な間隙でも約０．３ｄＢ、Δｚが０．５ｍｍでは約１ｄＢの損失が生じることがわかる。
　次に、一方の導波管にチョークフランジを、もう一方の導波管にはカバーフランジを装着した結果を示す。２本の導波管の断面方向の相対位置として、中心位置（Δｘ＝Δｙ＝０ｍｍ）の場合、及び、長辺に沿う方向に１ｍｍずらした位置（Δｘ＝１ｍｍ，Δｙ＝０ｍｍ）の場合、及び短辺に沿う方向に１ｍｍずらした（Δｘ＝０ｍｍ，Δｙ＝１ｍｍ）場合について、ｚ軸方向の間隙Δｚの関数として、“間隙による損失”を図９に図示した（横軸のスケールが図８と異なることに注意）。２本の導波管が、中心位置にいる（Δｘ＝Δｙ＝０ｍｍ）の場合には、間隙Δｚ＝０．５ｍｍでは０．０１ｄＢ（０．２％）、１．０ｍｍでは０．０５ｄＢ（１％）、及び２ｍｍでは０．１３ｄＢ（３％）の損失が計測された。これは、チョークフランジを用いないケース（図８）と比較して、損失は大幅に減少している。
　チョークフランジを用いても、２本の導波管が断面方向に完全には正対せずに“ずれる”ことも現実には起こるので、その場合の特性について説明する。ｚ方向の間隙が１ｍｍ以上の領域（Δｚ＞１ｍｍ）では、正対している場合とほぼ等しい損失を示している。ただし、ｚ方向の間隙が１ｍｍ以下の領域（Δｚ＜１ｍｍ）では、周波数、及び２本の導波管の３次元的な間隙に依存する共振現象的な損失の増加が観測された。この状態では、フランジ間の間隙から漏洩する電磁波強度が増加していることが観測され、チョークフランジの機能が共振的に劣化していることを示唆している。この実験では、規格のチョークフランジ(SQUARE FLANGE CHOKE、CBR100)を用いたが、この共振的な現象を低減できる構造的な工夫の余地がありうると推察できる。
３．導波管の対向による展開アンテナへの給電
　本発明では、マイクロ波やミリ波領域で最もコンパクトで低損失な給電方式である、リジッドな導波管による給電方式を採用する。展開部への給電については、可撓性のある導波管やケーブルへの変換を行う方式は、著しい高周波損失、展開時の抵抗トルク、電気計装の煩雑さの点から、これを回避する。
　代わりに、展開部においては、２本の導波管の端面にチョークフランジとカバーフランジを備えて、両者を対向させる方式を提案する。
　この際に発生する導波管断面の間の間隙による損失は、チョークフランジの使用により、大幅に軽減できる。Ｘバンド（９．６ＧＨｚ）では、２本の導波管が断面方向の中心位置（Δｘ＝Δｙ＝０ｍｍ）にある場合には、ｚ方向の間隙Δｚ＝０．５ｍｍ（λ／６０）では０．０１ｄＢ（０．２％）、１．０ｍｍ（λ／３０）では０．０５ｄＢ（１％）、及び２ｍｍ（λ／１５）では０．１３ｄＢ（３％）の損失にとどまる。
　ただし、間隙による損失は２本の導波管が完全に正対せずに断面内で０．３ｍｍ（λ／１００）程度以上ずれている場合には、チョークフランジの動作が劣化して間隙による損失が増加する。しかし、この現象は、ｚ方向の間隙が２ｍｍ（λ／１５）以上の領域では、無視できる程度に小さくなる。z方向の間隙が２ｍｍ（λ／１５）以上の領域ではこの現象は次第に無視できるようになるが、一方ではｚ方向の間隙により損失は増加していく。
　以上のようなチョークフランジの特性に応じて、課題解決の手法として次の２つのケースを提案する。
　粗精度な展開機構のケース：
　断面方向（ｘ，ｙ）についてλ／３０（Ｘバンドでは、１ｍｍ程度）の精度で２本の導波管を対向させて、伝搬方向ｚについてはλ／１５(Ｘバンドでは２ｍｍ程度)の間隙を保つ。これにより、間隙による損失は、０．１３ｄＢ程度（約３％）にできる。
　高精度な展開機構のケース：
　断面方向（ｘ，ｙ）についてλ／１００（Ｘバンドでは、０．３ｍｍ程度）の精度で２本の導波管を対向させて、伝搬方向ｚについてはλ／６０（Ｘバンドでは０．５ｍｍ程度）以下の間隙を保つ。これにより、間隙による損失は、Ｘバンドでは０．０１ｄＢ（約０．２％）以下に小さくできる。
　図１０、図１１に展開部の構造を示す。図１０では、展開機構のヒンジと導波管開口部が一体である。図１１では、ヒンジと導波管開口部を分離した部品で構成している。
　本発明により、展開構造物に高周波を給電する際の、従来技術で問題となっていた点が解決できる。すなわち、可撓性導波管、ケーブル、及びロータリージョイントを利用しないため、これらの抵抗曲げトルクに関わる設計、製作、試験上の問題を回避できる。特に、抵抗曲げトルクをなくすことで展開衝撃を緩和できる。
　また、上記の“粗精度な展開機構のケース”では、二つの導波管は、高々波長の１／３０程度（Ｘバンドでは１ｍｍ）の粗精度で展開状態において対向すればよいため、マイクロ波帯、長ミリ波は、複雑で高精度な展開機構が不要である。
　さらに、可撓性導波管やケーブル、およびモード変換器を利用しないため、高周波の損失が低減できる。また、展開部の摺動・接触部を、高周波電磁界が伝搬することがないため、抵抗性の雑音が付加されることがないという利点もある。
　宇宙利用分野においては、衛星通信、レーダー観測ミッション、太陽発電・マイクロ波伝送などで、大面積のアンテナから高周波を送信したり、受信する必要性がしばしば見られる。そのようなシステムでは、高周波損失がシステム上の重要な性能になる。
　Ｘバンド以上のマイクロ波、ミリ波では、中空の導波管が最も損失が小さい伝送路となる。また、導波管は、マイクロ波、ミリ波で高効率なアンテナであるカセグレンアンテナや、導波管スロットアンテナとの親和性が良い。導波管には以上のような大きな利点があるものの、低損失のリジッドな導波管には可撓性がないため、システムに実装する際には、ルーティングや展開部などで、計装・艤装上の問題が多い。
　この問題に対しては、従来行われてきた方法には、ｉ）導波管に代わりに、可撓性のある同軸ケーブルを用いる方法、ii）給電損失を回避するために、アンテナの直近、あるいは、展開アンテナパネル毎に、周波数変換器、移相器、高周波の送信用大電力増幅器、ないしは、受信用低雑音増幅器等の電子装置を実装する方法、がある。
　ｉ）の方法では、可撓性が大きい同軸ケーブルは高周波損失が大きく、システム性能を犠牲にして、実装容易性を優先したものである。ii）の方法では、機械環境、熱環境、放射線環境が劣悪な展開アンテナやパネルに、複雑な電子機器システムを実装する必要があるため、システムが重厚かつ高コストなものとなりがちである。ii）の方法が適するのは、各アンテナエレメントの直近に可変移相器と電力増幅器を設置する必要がある電子的な放射ビーム掃引を必要とするシステム、及び、１０ｍ以上の距離を給電する必要がある大型展開アンテナであるといえる。
　本発明を利用することができる分野の一例は、電磁波ビームの電子掃引を必要としない数ｍ程度の展開アンテナを、低コストで軽量に実現する技術である。近年発展が顕著である高効率な導波管スロットアンテナを数枚展開させた上で、衛星本体に搭載した高周波送信・受信装置から、本発明技術を用いて低損失で導波管給電する。これにより、ロケット搭載時の収納領域が１ｍ以下の小型衛星を利用して、マイクロ波合成開口レーダーによる地球観測・監視ミッションが可能になる。
　最近では、小型衛星による様々な地球観測・監視ミッションが実現しているが、そのほとんどの観測機器は口径数１０ｃｍの光学望遠鏡である。夜間や天候に左右されずに観測・監視を実施するには、数ｍのサイズのアンテナを必要とする合成開口レーダー（ＳＡＲ）等の電波センサーを小型衛星に簡便に搭載する必要がある。本発明によれば、このようなことが可能となる。
ヒンジと導波管が一体
　この発明の一実施例を図について説明する。図１０は展開型アンテナの展開機構を示す斜視図である。同図中、符号１，２は従来の展開型アンテナの展開機構部と全く同一のものである。５はヒンジ部と導波管部を一体化したヒンジプレートであり、導波管開口面の一方Ａはチョークフランジを、他方Ｂはカバーフランジを有している。
　次に、動作について説明する。展開力を有するうず巻きばね２の作用により、アンテナパネル１は展開し、ヒンジ部と導波管部を一体化したヒンジプレート５は、導波管開口面同士のフランジ部Ａ，Ｂを対向させる。
ヒンジと導波管が別々
　以下、この発明の他の実施例を図について説明する。図１１はこの発明の第２の実施例を示す斜視図である。同図中、符号１，２，６は従来の展開型アンテナの展開機構部と全く同一のものである。特にその展開ヒンジ機構はいかなるものでも良い。アンテナパネルに別途接続された、導波管開口面の一方Ａはチョークフランジを、他方Ｂはカバーフランジを有している。
　次に、動作について説明する。展開力を有するうず巻きばね２の作用により、アンテナパネル１は展開し、ヒンジ部と導波管部を一体化したヒンジプレート５は、導波管開口面同士のフランジ部Ａ，Ｂを対向させる。
導波管以外の給電系でも接合面で導波管に変換する
　展開パネルの接合部以外の領域では、導波管以外の給電系を使用している場合でも、接続部で導波管に変換した後、接合部において、低損失で展開部に適した本方式を使用することが考えられる。
４．非円形チョークフランジ
　これまで説明したチョークフランジのチョーク溝は、図６（ｂ）に示すように円形であった。この円形チョーク溝の形状は、図１２において、規格矩形導波管の断面である長方形ＡＢＣＤの長辺ＡＢ及びＣＤそれぞれの中点からそれぞれの辺に対して垂直外側方向にλ／４（λは使用する電磁波の波長）離れた２点Ｅ、Ｆ近傍を通る、直径が最小な円であり、チョーク溝の深さは、約λ／４の溝（図６（ａ）参照）である。
　導波管の内部での電磁界の分布は、長辺の中央点付近で最大であり、円形のチョーク溝では、長辺の中央点付近で長辺からλ／４離れた位置にチョーク溝が来る一方で、短辺側では短辺からの距離はこれよりも短くなるものの、通常の場合はこのことが問題となることは少ない。しかしながら、宇宙機の展開物におけるヒンジ部分ではより高い特性が要求される。円形のチョーク溝の場合、実際に図９にいて楕円の破線で囲んだ部分に示されるように、大きな損失が存在している。
　本願発明者らは、チョークフランジに対して図１３に示すような非円形のチョーク溝を設けると、円形のチョーク溝よりも優れた特性を示すことを見出した。この非円形のチョーク溝の形状は、規格矩形導波管において、導波管の断面である長方形ＡＢＣＤの長辺ＡＢ及びＣＤと、短辺ＢＣ及びＤＡのそれぞれの中点から、それぞれの辺に対して垂直外側方向にλ／４離れた４点Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈの近傍を通る曲線からなる。この曲線には、楕円形、卵形などを含む、円以外の曲線が含まれる。そして、チョーク溝の深さは、円形のチョーク溝と同様に約λ／４の溝である。
　図１４は、一方のフランジを円形のチョークフランジとした場合と非円形のチョークフランジとした場合の、高周波信号の損失を比較する実験の結果を示した図である。図１４では、いずれの場合もチョークフランジとカバーフランジとの間にΔｘ＝１ｍｍ、Δｙ＝０ｍｍのずれを与え、導波管の軸方向の間隙Δｚを変化させて、高周波信号の損失を計測した。同図から分かるように、円形のチョークフランジでは、軸方向の間隙Δｚと周波数に依存する共振的な損失の増加が見られる。これに対し、非円形チョークフランジでは、円形チョークフランジのような共振的な損失の増加はほとんどない。
　したがって、図１０及び図１１に示した実施例において、円形チョークフランジの代わりに非円形のチョークフランジを用いることによって、高周波信号の損失をより低減することが可能となる。
１：アンテナパネル
２：うずまきバネ
３：ヒンジ
４：可撓性導波管
５：ヒンジプレート
６：チョークフランジ
７：カバーフランジ

Claims (5)

  1. 　展開構造物を構成する複数の部品の間で、複数の導波管を介して高周波を給電する高周波給電方式において、
    　前記展開構造物の第１の部品に固定された、チョークフランジを有する第１の導波管と、
    　前記展開構造物の第２の部品に固定された、カバーフランジを有する第２の導波管と、
    　を備え、前記展開構造物を展開状態にしたときに、前記チョークフランジと前記カバーフランジが対向し、前記第１及び第２の導波管を介して前記展開構造物の複数の部品の間で高周波を給電するようにしたことを特徴とする高周波給電方式。
  2. 　前記第１の導波管は前記第１の部品に直接固定され、前記第２の導波管は前記第２の部品に直接固定されていることを特徴とする請求項１に記載の高周波給電方式。
  3. 　前記第１の部品及び第２の部品はヒンジのそれぞれの可動部分に接続され、当該ヒンジの動作で展開可能とされており、前記第１の導波管及び第２の導波管は、前記ヒンジのそれぞれの可動部分と一体構造となっていることを特徴とする請求項１に記載の高周波給電方式。
  4. 　前記チョークフランジのチョーク溝の形状は円形であることを特徴とする請求項１乃至３のうちいずれか一項に記載の高周波給電方式。
  5. 　前記チョークフランジのチョーク溝の形状は非円形の曲線から構成されることを特徴とする請求項１乃至３のうちいずれか一項に記載の高周波給電方式。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2018515049A (ja) * 2015-04-29 2018-06-07 ユーレコ テクノロジーズ リミテッドＥｕｒｅｃｏ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｌｉｍｉｔｅｄ 展開可能無線周波数伝送線路
JP2019026246A (ja) * 2017-06-29 2019-02-21 ザ・ボーイング・カンパニーＴｈｅ Ｂｏｅｉｎｇ Ｃｏｍｐａｎｙ ビークルの通信システム及び方法
JP2020155843A (ja) * 2019-03-18 2020-09-24 国立研究開発法人宇宙航空研究開発機構 アンテナ装置
WO2022074812A1 (ja) * 2020-10-09 2022-04-14 三菱電機株式会社 伝送線路構成体及び展開型平面アンテナ

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9970517B2 (en) * 2015-07-28 2018-05-15 Northrop Grumman Systems Corporation Satellite boom hinge actuator using drive chain with flexible and rigid characteristics
FR3060867B1 (fr) 2016-12-20 2019-05-17 Thales Architecture de bloc sources deployable, antenne compacte et satellite comportant une telle architecture
USD892092S1 (en) * 2018-11-05 2020-08-04 Shenzhen 1byone Technology Co., Ltd. Antenna
US10938153B2 (en) * 2018-11-06 2021-03-02 Optim Microwave Inc. Waveguide quick-connect mechanism, waveguide window/seal, and portable antenna
KR20210108793A (ko) * 2020-02-26 2021-09-03 삼성전자주식회사 무접점 무선 전력 및 데이터 통신 전송 구조를 포함하는 전자 장치
JP2022125444A (ja) * 2021-02-17 2022-08-29 古野電気株式会社 導波管接続構造

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06296108A (ja) 1993-04-07 1994-10-21 Mitsubishi Electric Corp 展開型アンテナの展開機構
JP2005340963A (ja) * 2004-05-24 2005-12-08 Toyo Seikan Kaisha Ltd マイクロ波電力供給方法
JP2009171488A (ja) * 2008-01-21 2009-07-30 Kyocera Corp 導波管接続構造、導波管接続板および導波管変換器

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2476621A (en) * 1942-11-06 1949-07-19 Westinghouse Electric Corp Cavity joint
US2632807A (en) * 1945-09-18 1953-03-24 Harry A Kirkpatrick Wave guide joint
US2463347A (en) * 1946-05-08 1949-03-01 Aron Walter Adjustable wave guide joint
GB902128A (en) * 1959-08-19 1962-07-25 Decca Ltd Improvements in or relating to waveguide couplings
JPS5746501A (en) 1980-09-04 1982-03-17 Nec Corp Heat insulating device of waveguide
FR2522883A1 (fr) * 1982-03-05 1983-09-09 Thomson Csf Joint pivotant pour guides d'ondes hyperfrequences
DE3727198C1 (de) * 1987-08-14 1989-03-02 Georg Dr-Ing Spinner Verbindungselement fuer Hohlleiter
GB2247571A (en) 1990-09-01 1992-03-04 Siemens Plessey Electronic Waveguide joint for a microwave antenna
FR2676598B1 (fr) 1991-05-14 1993-07-23 Thomson Csf Liaison hyperfrequence mobile a guide d'ondes.
JP2005340964A (ja) 2004-05-24 2005-12-08 Toyo Seikan Kaisha Ltd マイクロ波供給システム
JP4584193B2 (ja) * 2006-06-15 2010-11-17 三菱電機株式会社 導波管の接続構造
JP5531960B2 (ja) 2008-08-29 2014-06-25 日本電気株式会社 導波管接続構造および導波管接続方法
DE102010014864B4 (de) 2010-04-13 2013-06-20 Astrium Gmbh Hohlleiterverbindung für ein Antennensystem und Antennensystem

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06296108A (ja) 1993-04-07 1994-10-21 Mitsubishi Electric Corp 展開型アンテナの展開機構
JP2005340963A (ja) * 2004-05-24 2005-12-08 Toyo Seikan Kaisha Ltd マイクロ波電力供給方法
JP2009171488A (ja) * 2008-01-21 2009-07-30 Kyocera Corp 導波管接続構造、導波管接続板および導波管変換器

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3012903A4
SPC TECHNICAL REPORT, 2006, pages 35 - 43

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2018515049A (ja) * 2015-04-29 2018-06-07 ユーレコ テクノロジーズ リミテッドＥｕｒｅｃｏ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｌｉｍｉｔｅｄ 展開可能無線周波数伝送線路
JP2019026246A (ja) * 2017-06-29 2019-02-21 ザ・ボーイング・カンパニーＴｈｅ Ｂｏｅｉｎｇ Ｃｏｍｐａｎｙ ビークルの通信システム及び方法
JP7118732B2 (ja) 2017-06-29 2022-08-16 ザ・ボーイング・カンパニー ビークルの通信システム及び方法
JP2020155843A (ja) * 2019-03-18 2020-09-24 国立研究開発法人宇宙航空研究開発機構 アンテナ装置
JP7283678B2 (ja) 2019-03-18 2023-05-30 国立研究開発法人宇宙航空研究開発機構 アンテナ装置
WO2022074812A1 (ja) * 2020-10-09 2022-04-14 三菱電機株式会社 伝送線路構成体及び展開型平面アンテナ
JPWO2022074812A1 (ja) * 2020-10-09 2022-04-14
JP7233620B2 (ja) 2020-10-09 2023-03-06 三菱電機株式会社 伝送線路構成体及び展開型平面アンテナ

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