WO2014101542A1

WO2014101542A1 - 一种前馈控制方法及装置

Info

Publication number: WO2014101542A1
Application number: PCT/CN2013/085676
Authority: WO
Inventors: 侯召政; 贾超
Original assignee: 华为技术有限公司
Priority date: 2012-12-31
Filing date: 2013-10-22
Publication date: 2014-07-03
Also published as: EP2784620B1; US9335771B2; US20140327413A1; EP2784620A4; EP2784620A1; CN103092248B; CN103092248A

Abstract

一种前馈控制方法及装置。该前馈控制方法包括：根据输入电压参考值与快速低精度模数转换器（31）周期采样获得的输入电压测量值之间的差值确定输入电压是快速变化或者是慢速变化；当快速变化时，根据输入电压参考值与当前采样周期下快速低精度模数转换器（31）获取的第一输入电压测量值之间的差值，从查找表中确定与差值对应的第一前馈增益系数；当慢速变化时，第二前馈增益系数为所述输入电压参考值与当前采样周期下慢速高精度模数转换器（33）获得的第二输入电压测量值之间的比值；将第一前馈增益系数或者第二前馈增益系数作为当前输入电压的前馈增益系数并与输出电压的反馈环路的输出值相乘，以控制所述输出电压的稳定输出。

Description

一种前馈控制方法及装置本申请要求了 2012年 12月 31 日提交的、申请号为 201210590554. 2、发明名称为 "一种前馈控制方法及装置" 的中国申请的优先权，其全部内容通过引用结合在本申请中。技术领域

本发明实施例涉及通信技术领域，尤其涉及一种前馈控制方法及装置。背景技术

常用电源输出恒定电压，为了稳定电源输出电压，需要抑制扰动，如输入扰动、输出扰动，而对于抑制输入扰动通常采用前馈技术来解决。

目前的数字电源前馈技术，大都无法满足各种输入电压变化斜率下的要求，在满足输入电压慢速变化时，通常无法实现对输入电压快速变化的及时采样，从而导致输入电压快速变化时，输出电压有较大波动；在满足输入电压快速变化时，通常输入电压慢速变化时采样精度不够，从而导致输入电压慢速变化时，输出电压存在小幅波动，造成前馈效果差。发明内容

本发明实施例的目的是提供一种前馈控制方法及装置，实现在快慢速输入电压下抑制输入电压扰动对输出电压的影响。

本发明实施例的目的是通过以下技术方案实现的：

第一方面，本发明实施例提供一种前馈控制方法，包括：根据输入电压参考值与快速低精度模数转换器周期采样获得的输入电压测量值之间的差值，确定输入电压是快速变化或者是慢速变化；当确定所述输入电压是快速变化时，根据所述输入电压参考值与当前采样周期下所述快速低精度模数转换器获取的第一输入电压测量值之间的差值，从信息表中确定与所述差值对应的第一前馈增益系数；当确定所述输入电压是慢速变化时，确定所述输入电压参考值与当前采样周期下慢速高精度模数转换器获取的第二输入电压测量值之间的比值为第二前馈增益系数；将所述第一前馈增益系数或者第二前馈增益系数作为当前输入电压的前馈增益系数，并将所述当前输入电压的前馈增益系数与输出电压的反馈环路的输出值相乘，得到相乘后的结果，将所述相乘后的结果转换为控制信号，以实现控制所述输出电压的稳定输出。

结合第一方面，在第一种实现方式下，所述根据输入电压参考值与快速低精度模数转换器周期采样获得的输入电压测量值之间的差值，确定输入电压是快速变化或者是慢速变化，包括：所述快速低精度模数转换器对输入电压进行周期采样，每个采样周期得到对应的输入电压测量值；计算所述输入电压参考值与每个采样周期的对应的输入电压测量值之间的差值；将当前采样周期的差值和上一采样周期的差值进行差值运算，得到所述差值运算的结果；当所述差值运算的结果的绝对值大于第一阈值，则确定输入电压是快速变化，否则确定输入电压是慢速变化。结合第一方面或第一方面的第一种实现方式，在第二种实现方式下，将所述第二前馈增益系数与当前输入电压的前馈增益系数进行差值运算，得到所述差值运算的结果；当所述差值运算的结果的绝对值大于第二阈值，则将当前输入电压的前馈增益系数以最小步长步进调整至所述第二前馈增益系数，或将当前输入电压的前馈增益系数以最小步长步进调整至与所述第二前馈增益系数的差值小于或等于所述第二阈值；否则保持当前输入电压的前馈增益系数不变。

结合第一方面或第一方面的第一种实现方式或第一方面的第二种实现方式，在第三种实现方式下，所述快速低精度模数转换器的采样周期小于所述慢速高精度模数转换器的采样周期；所述快速低精度模数转换器包括误差模数转换器 EADC, 或流水线型模数转换器 pipel ine ADC; 所述慢速高精度模数转换器包括逐次逼近型模数转换器 SARADC, 或 Σ -Δ 模数转换器 Σ -Δ ADC。

第二方面，本发明实施例提供一种前馈控制装置，包括：快速低精度模数转换器，用于周期采样输入电压获得输入电压测量值，以及采样获得当前采样周期下的第一输入电压测量值；确定单元，与所述快速低精度模数转换器相连，用于根据输入电压参考值与快速低精度模数转换器周期采样获得的输入电压测量值之间的差值，确定所述输入电压是快速变化或者是慢速变化；第一控制单元，与所述确定单元和所述快速低精度模数转换器相连，用于当确定所述输入电压是快速变化时，根据所述输入电压参考值与当前采样周期下所述快速低精度模数转换器获取的第一输入电压测量值之间的差值，从信息表中确定与所述差值对应的第一前馈增益系数；慢速高精度模数转换器，用于采样获得当前采样周期下的第二输入电压测量值；第二控制单元，与所述确定单元和所述慢速高精度模数转换器相连，用于当确定所述输入电压是慢速变化时，确定所述输入电压参考值与当前采样周期下慢速高精度模数转换器获取的第二输入电压测量值之间的比值为第二前馈增益系数；第三控制单元，与所述第一控制单元和第二控制单元相连，用于将所述第一前馈增益系数或者第二前馈增益系数作为当前输入电压的前馈增益系数，并将所述当前输入电压的前馈增益系数与输出电压的反馈环路的输出值相乘，得到相乘后的结果，将所述相乘后的结果转换为控制信号，以实现控制所述输出电压的稳定输出。

结合第二方面，在第一种实现方式下，所述确定单元具体用于：计算所述输入电压参考值与每个采样周期对应的输入电压测量值之间的差值，所述每个采样周期对应的输入电压测量值由所述快速低精度模数转换器对输入电压进行周期采样获得；将当前采样周期的差值和上一采样周期的差值进行差值运算，得到所述差值运算的结果；当所述差值运算的结果的绝对值大于第一阈值，则确定输入电压是快速变化，否则确定输入电压是慢速变化。

结合第二方面或第二方面的第一种实现方式，在第二种实现方式下，所述第二控制单元还用于: 将所述第二前馈增益系数与当前输入电压的前馈增益系数进行差值运算，得到所述差值运算的结果; 当所述差值运算的结果的绝对值大于第二阈值，则将当前输入电压的前馈增益系数以最小步长步进调整至所述第二前馈增益系数，或将当前输入电压的前馈增益系数以最小步长步进调整至与所述第二前馈增益系数的差值小于或等于所述第二阈值；否则保持当前输入电压的前馈增益系数不变。

结合第二方面或第二方面的第一种实现方式或第二方面的第二种实现方式，在第三种实现方式下，所述快速低精度模数转换器的采样周期小于所述慢速高精度模数转换器的采样周期；所述快速低精度模数转换器包括误差模数转换器 EADC, 或流水线型模数转换器 pipel ine ADC; 所述慢速高精度模数转换器包括逐次逼近型模数转换器 SARADC, 或 Σ -Δ 模数转换器 Σ -Δ ADC。

可见，本发明实施例提供的前馈控制方法及装置，根据输入电压参考值与快速低精度模数转换器周期采样获得的输入电压测量值之间的差值，确定输入电压是快速变化或者是慢速变化；当确定所述输入电压是快速变化时，根据所述输入电压参考值与当前采样周期下所述快速低精度模数转换器获取的第一输入电压测量值之间的差值，从信息表中确定与所述差值对应的第一前馈增益系数；当确定所述输入电压是慢速变化时，确定所述输入电压参考值与当前采样周期下慢速高精度模数转换器获取的第二输入电压测量值之间的比值为第二前馈增益系数，从而实现在快慢速输入电压的情况下可以将所述第一前馈增益系数或者第二前馈增益系数分别作为当前输入电压的前馈增益系数，并将所述当前输入电压的前馈增益系数与输出电压的反馈环路的输出值相乘，得到相乘后的结果，将所述相乘后的结果转换为控制信号，以有效地利用所述控制信号控制开关器件的导通时间，进而实现所述输出电压的稳定输出。附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域的普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他附图。

图 1为本发明实施例提供的前馈控制方法的流程示意图；

图 2为本发明实施例提供的前馈增益系数与输入电压关系示意图；

图 3为本发明实施例提供的一前馈控制装置的结构示意图；

图 4a为本发明实施例提供的另一前馈控制装置的结构示意图；

图 4b为本发明实施例提供的前馈控制装置中输入电压斜率检测单元的结构示例图。具体实施方式

下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。

如图 1所示，本发明实施例提供一种前馈控制方法，包括：

步骤 11、根据输入电压参考值与快速低精度模数转换器周期采样获得的输入电压测量值之间的差值，确定输入电压是快速变化或者是慢速变化。

步骤 12、当确定所述输入电压是快速变化时，根据所述输入电压参考值与当前采样周期下所述快速低精度模数转换器获取的第一输入电压测量值之间的差值，从信息表中确定与所述差值对应的第一前馈增益系数。

所述信息表中包含所述差值与所述第一前馈增益系数的对应关系。所述信息表可以实现为 LUT (Look Up Table ，査找表）。步骤 13、当确定所述输入电压是慢速变化时，确定所述输入电压参考值与当前采样周期下慢速高精度模数转换器获取的第二输入电压测量值之间的比值为第二前馈增益系数；

步骤 14、将所述第一前馈增益系数或者第二前馈增益系数作为当前输入电压的前馈增益系数，并将所述当前输入电压的前馈增益系数与输出电压的反馈环路的输出值相乘，得到相乘后的结果，将所述相乘后的结果转换为控制信号，以实现控制所述输出电压的稳定输出。

可见，本发明实施例提供的前馈控制方法及装置，根据输入电压参考值与快速低精度模数转换器周期采样获得的输入电压测量值之间的差值，确定输入电压是快速变化或者是慢速变化；当确定所述输入电压是快速变化时，根据所述输入电压参考值与当前采样周期下所述快速低精度模数转换器获取的第一输入电压测量值之间的差值，从信息表（例如 LUT ) 中确定与所述差值对应的第一前馈增益系数；当确定所述输入电压是慢速变化时，确定所述输入电压参考值与当前采样周期下慢速高精度模数转换器获取的第二输入电压测量值之间的比值为第二前馈增益系数，从而实现在快慢速输入电压的情况下可以将所述第一前馈增益系数或者第二前馈增益系数分别作为当前输入电压的前馈增益系数，并将所述当前输入电压的前馈增益系数与输出电压的反馈环路的输出值相乘，得到相乘后的结果，将所述相乘后的结果转换为控制信号，以有效地用所述控制信号实现控制所述输出电压的稳定输出。

本发明实施例提供的前馈控制方法由于采用快速低精度模数转换器配合慢速高精度模数转换器，避免全部采用高精度模拟数字转换器，以较少的硬件代价简单有效的达到输入电压扰动对输出电压的影响。

本发明实施例提供的前馈控制方法，在 48V母线电源的各种输入电压变化场合可以很好的兼顾，应用范围广，实际效果明显。

本发明实施例的前馈控制方法中，快速低精度模数转换器可以为满足以下要求的模数转换器：

( 1 ) 采样频率大于 lMhz (兆赫兹）。

( 2 )位宽小于 9bit (比特），参考电压最高精度 Mmv/Lsb (毫伏 /最低有效位）。

示例性的，快速低精度模数转换器可以包括 EADC (Error Analog to Digital Converter, 误差模数转换器），或 pipel ine ADC (pipel ine Analog to Digital Converter, 流水线型模数转换器）。

慢速高精度模数转换器可以为满足以下要求的模数转换器：

( 1 ) 采样频率不大于 lMhz。

( 2 )位宽大于 9bit，参考电压精度 >lmv/Lsb。

示例性的，慢速高精度模数转换器可以包括 SARADC ( Successive Approximation Regi ster

Analog to Digital Converter, 逐次逼近型模数转换器），或∑- Δ ADC ( Sigma- Delta Analog to Digital Converters模数转换器）。

可见，所述快速低精度模数转换器的采样周期小于所述慢速高精度模数转换器的采样周期，并可以是快速低精度模数转换器的采样周期远小于慢速高精度模数转换器的采样周期。快速低精度模数转换器的采样周期可以达到或超过每个开关周期（开关频率范围为 100kHz— 2Mhz ) 都进行采样的要求。

本发明实施例提供的前馈控制方法中，输出电压的反馈环路的输出值为反馈环路当前计算的占空比（Duty Cy_Cle)。通过本发明实施例提供的前馈控制方法获得的当前输入电压的前馈增益系数与该输出值相乘作为 DPWM (Digital Pulse Width Modulation, 数字脉冲宽度调制）环节输入，通过 DPWM将相乘后的结果转换为控制信号，所述控制信号用来控制开关器件的导通时间，从而实现所述输出电压的稳定输出。这里的 DPWM仅是举例说明，控制信号的产生方式也可以采用脉冲频率调制或其它方法，本发明实施例对此不作限定。反馈环路以及占空比可以参考现有相关技术得以理解，在此不作赘述。

具体而言，步骤 11根据输入电压参考值与快速低精度模数转换器周期采样获得的输入电压测量值之间的差值，确定输入电压是快速变化或者是慢速变化，可以包括：

所述快速低精度模数转换器对输入电压进行周期采样，每个采样周期得到对应的输入电压测量值；

计算所述输入电压参考值与每个采样周期的对应的输入电压测量值之间的差值；

将当前采样周期的差值和上一采样周期的差值进行差值运算，得到所述差值运算的结果；当所述差值运算的结果的绝对值大于第一阈值，则确定输入电压是快速变化，否则确定输入电压是慢速变化。

其中，输入电压参考值可以为预设值，其可以为输入电压的取值范围的中间值，可以预设所述输入电压的取值范围以及取值。输入电压参考值与每个采用周期对应的输入电压测量值之间的差值可以是正数也可以是负数。第一阈值可以根据输入电压的检测需求进行调整。

具体的，可以预先建立 LUT中差值与第一前馈增益系数的对应关系，第一前馈增益系数可以存储在前馈增益系数寄存器。 LUT的建立过程可以为：

根据预设的输入电压的取值以及预设的所述输入电压参考值，计算所述输入电压参考值除以所述预设的输入电压的取值的结果，将所述计算结果作为第一前馈增益系数，以所述输入电压参考值与所述预设的输入电压的取值之间的差值作为所述 LUT的输入，以所述第一前馈增益系数作为所述 LUT 的输出，建立所述输入电压参考值与所述预设的输入电压的取值之间的差值与所述第一前馈增益系数的对应关系。在该对应关系中，所述输入电压参考值与所述预设的输入电压的取值之间的差值可以是一个具体的值，也可以是一个取值范围，即一个前馈增益系数可以对应一个差值范围，例如差值在 0. 03v~0. 05v之间是都对应同一个前馈增益系数。示例性的，对应关系可以如图 2所示，输入电压变化时，输入电压参考值和输入电压之间的差值随之发生变化，査找表的输出也对应发生变化，基本实现前馈增益系数 FF— Gain (Feed forward Gain, 前馈增益）和输入电压近似成反比例的关系。如图 2所示，输入电压在一个小范围内变化时，前馈增益系数 FF— Gain可以不变，既输入电压参考值和输入电压之间的差值在一个范围内时可以对应一个同样的前馈增益系数 FF—Gain。

可见，当使用快速低精度模数转换器周期采样输入电压时，在当前采样周期下获得的第一输入电压测量值代表当前的输入电压值，根据所述输入电压参考值与所述第一输入电压测量值之间的差值来査找 LUT表得到所述第一前馈增益系数。通过 LUT的使用，实现在输入电压快速变化时，迅速输出当前输入电压对应的前馈增益系数。

而步骤 13中当确定所述输入电压是慢速变化时，确定所述输入电压参考值与当前采样周期下慢速高精度模数转换器获取的第二输入电压测量值之间的比值为第二前馈增益系数。其中，第二前馈增益系数可以存储在前馈增益系数寄存器。

可见，由于慢速高精度模数转换器的采样分辨率可以达到较高的精度，因此在输入电压慢速变化时通过计算得到的第二前馈增益系数可以达到较高的精度。

可选的，本发明实施例提供的前馈控制方法还可以包括：

将所述第二前馈增益系数与当前输入电压的前馈增益系数进行差值运算，得到所述差值运算的结果；

当所述差值运算的结果的绝对值大于第二阈值，则将当前输入电压的前馈增益系数以最小步长步进调整至所述第二前馈增益系数，或将当前输入电压的前馈增益系数以最小步长步进调整至与所述第二前馈增益系数的差值小于或等于所述第二阈值；否则保持当前输入电压的前馈增益系数不变。

其中，第二阈值可以根据需求进行调整。调整的最小步长由前馈增益系数寄存器的位宽决定，位宽越大，表示精度越高。调整后的前馈增益系数可以存储在前馈增益系数寄存器。

可见，若差值运算的结果的绝对值大于第二阈值，则将当前输入电压的前馈增益系数以最小步长逐渐步进为第二前馈增益系数，或将当前输入电压的前馈增益系数以最小步长步进调整至与所述第二前馈增益系数的差值小于或等于所述第二阈值，以确保前馈增益系数不会有较大步进，抑制输出电压较大波动；若差值运算的结果的绝对值不大于第二阈值，则无需调整，继续保持当前前馈增益系数不变。如图 3所示，本发明实施例提供一种前馈控制装置 30，该装置包括：

快速低精度模数转换器 31，用于周期采样输入电压获得输入电压测量值，以及采样获得当前采样周期下的第一输入电压测量值。

确定单元 32，与所述快速低精度模数转换器 31相连，用于根据输入电压参考值与快速低精度模数转换器 31周期采样获得的输入电压测量值之间的差值，确定所述输入电压是快速变化或者是慢速变化。

慢速高精度模数转换器 33，与第二控制单元 35相连，用于采样获得当前采样周期下的第二输入电压测量值。

第一控制单元 34，与确定单元 32和快速低精度模数转换器 31相连，用于当确定所述输入电压是快速变化时，根据所述输入电压参考值与当前采样周期下快速低精度模数转换器 31获取的第一输入电压测量值之间的差值，从信息表中确定与所述差值对应的第一前馈增益系数。

第二控制单元 35，与确定单元 32和慢速高精度模数转换器 33相连，用于当确定所述输入电压是慢速变化时，确定所述输入电压参考值与当前采样周期下慢速高精度模数转换器 33获取的第二输入电压测量值之间的比值为第二前馈增益系数。

第三控制单元 36，与第一控制单元 34和第二控制单元 35相连，用于将所述第一前馈增益系数或者第二前馈增益系数作为当前输入电压的前馈增益系数，并将所述当前输入电压的前馈增益系数与输出电压的反馈环路的输出值相乘，得到相乘后的结果，将所述相乘后的结果转换为控制信号，以实现控制所述输出电压的稳定输出。

由上述本发明提供的技术方案可以看出，当确定输入电压是快速变化时，根据输入电压参考值与快速低精度模数转换器获取的第一输入电压测量值之间的差值，从信息表中确定与差值对应的第一前馈增益系数；当确定输入电压是慢速变化时，根据输入电压参考值与慢速高精度模数转换器周期采样获得的第二输入电压测量值之间的比值，确定第二前馈增益系数，控制前馈增益系数和反馈环路计算结果的乘积基本保持不变，实现在快慢速输入电压下抑制输入电压扰动对输出电压的影响。而且，由于采用快速低精度模数转换器配合慢速高精度模数转换器，避免全部采用高精度模拟数字转换器，以较少的硬件代价简单有效的达到输入电压扰动对输出电压的影响。

本发明实施例提供的前馈控制装置，在 48V母线电源的各种输入电压变化场合可以很好的兼顾，应用范围广，实际效果明显。

本发明实施例的前馈控制装置中，快速低精度模数转换器 31 可以为满足以下要求的模数转换器：

( 1 ) 采样频率大于 lMhz。

( 2 )位宽小于 9bit，参考电压最高精度〉 lmv/Lsb。

示例性的，快速低精度模数转换器可以包括 EADC或 pipel ine ADC。

慢速高精度模数转换器可以为满足以下要求的模数转换器：

( 1 ) 采样频率不大于 lMhz。

( 2 )位宽大于 9bit，参考电压精度 >lmv/Lsb。

示例性的，慢速高精度模数转换器 34可以包括 SARADC或 Σ -Δ ADC。

可见，所述快速低精度模数转换器的采样周期小于所述慢速高精度模数转换器的采样周期，并可以是快速低精度模数转换器远小于慢速高精度模数转换器的采样周期，且快速低精度模数转换器采样周期可以达到或超过每个开关周期（开关频率范围为 100kHz— 2Mhz ) 都进行采样的要求。

本发明实施例提供的前馈控制方法中，输出电压的反馈环路的输出值为反馈环路当前计算的占空比。通过本发明实施例提供的前馈控制方法获得的当前输入电压的前馈增益系数与该输出值相乘作为 DPWM环节输入，通过 DPWM将相乘后的结果转换为控制信号，所述控制信号用来控制开关器件的导通时间，从而实现所述输出电压的稳定输出。这里的 DPWM仅是举例说明，控制信号的产生方式也可以采用脉冲频率调制或其它方法，本发明实施例对此不作限定。反馈环路以及占空比可以参考现有相关技术得以理解，在此不作赘述。

具体而言，快速低精度模数转换器 21对输入电压进行周期采样，每个采样周期得到对应的输入电压测量值。

此时，确定单元 32，用于计算所述输入电压参考值与每个采样周期对应的输入电压测量值之间的差值；将当前采样周期的差值和上一采样周期的差值进行差值运算，得到所述差值运算的结果；当所述差值运算的结果的绝对值大于第一阈值，则确定输入电压是快速变化，否则确定输入电压是慢速变化。

可选的，本发明实施例的前馈控制装置，还可以包括：

LUT 建立单元，用于根据预设的输入电压的取值以及预设的所述输入电压参考值，计算所述输入电压参考值除以所述预设的输入电压的取值的结果，将所述计算结果作为第一前馈增益系数，以所述输入电压参考值与所述预设的输入电压的取值之间的差值作为所述 LUT的输入，以所述第一前馈增益系数作为所述 LUT的输出，建立所述输入电压参考值与所述预设的输入电压的取值之间的差值与所述第一前馈增益系数的对应关系。 LUT 的具体示意可以参考前述方法实施例所述，在此不再赘述。

可见，当使用快速低精度模数转换器周期采样输入电压时，在当前采样周期下获得的第一输入电压测量值代表当前的输入电压值，根据所述输入电压参考值与所述第一输入电压测量值之间的差值来査找 LUT表得到所述第一前馈增益系数。通过 LUT的使用，第一控制单元 23能够实现快速输出当前输入电压对应的前馈增益系数。而由于慢速高精度模数转换器的采样分辨率可以达到较高的精度，因此实现在输入电压慢速变化时通过第二控制单元 35计算得到第二前馈增益系数可以达到较高的精度。

具体而言，第二控制单元 35，还可以用于将所述第二前馈增益系数与当前输入电压的前馈增益系数进行差值运算，得到所述差值运算的结果；

如图 4a所示，本发明实施例提供的一种前馈控制装置，包括：

EADC311 , 每个开关周期采样输入电压参考值 Vin ref与输入电压测量值之间的误差并量化为数字信号值。

输入电压斜率检测单元 321，基于 EADC311输出数字信号值，产生输入电压斜率信号，区分输入电压的快慢速变化。输入电压斜率信号可以理解为当前开关周期的输入电压参考值 Vin ref 与输入电压测量值的差值和上一开关周期的输入电压参考值 Vin ref 与输入电压测量值的差值的差值，其代表了输入电压斜率。

具体的， EADC311以开关周期作为采样时钟，对输入电压 Vin和进行快速采样，每个周期得到一个输入电压参考值 Vin ref和第一输入电压测量值的差值信号，即 X (n)。参考图 4b，输入电压斜率检测单元 321会在当前周期的差值计算完成后，将当前开关周期的差值和上一开关周期的差值（当前开关周期以一个周期为单位进行延时的结果，即 X (n-l) ) 进行差值运算，如果差值运算的结果的绝对值大于一定阈值（，例如 2，该阈值可以根据输入电压 Vin斜率检测需求进行调整），则代表输入电压为快速变化，否则为慢速变化。

LUT341 , 根据 EADC311输出数字信号值，査表得到第一前馈增益系数。

其中， LUT 査找表的实现过程包括：根据预设的所述输入电压的取值以及预设的所述输入电压参考值，计算所述输入电压参考值除以所述输入电压值得到第一前馈增益系数，以所述输入电压参考值与所述输入电压值之间的差值作为所述査找表的输入以及所述第一前馈增益系数作为所述査找表的输出，建立所述输入电压参考值与所述输入电压值之间的差值与所述第一前馈增益系数的对应关系。

假设 Vout = Vin * Duty Cycle* FF— Gain, 即 FF— Gain = Vout / (Vin * Duty Cycle) , 当输入电压 Vin变化时，输出反馈回路的 Duty— Cycle来不及变化，基本保持不变；为了保持输出电压 Vout 基本维持不变、稳定输出，则前馈增益系数 FF— Gain与输入电压 Vin呈反比例关系。

但是在数字控制器中，实现除法需求很长的运算时间，无法满足输入电压快速变化时，抑制输入电压扰动对输出电压的影响的需求。因此，采用 LUT査表拟合的方式，实现当输入电压 Vin在一定的范围时， FF— Gain— fast为一个固定增益。

具体的，根据输入电压值 Vin的取值，以 FF— Gain— f ast=Vin ref / Vin，确定 FF— Gain— fast (快速前馈增益系数，即第一前馈增益系数）的取值，当输入电压参考值 Vin ref不变，输入电压 Vin变化时，输入电压参考值 Vin ref与输入电压 Vin的差值也相应发生变化，从而 FF— Gain— fast也发生变化，把这个差值对应 FF— Gain— fast, 作为査找表的输入和输出建立査找表，即査找表的输入为输入电压参考值 Vin ref和输入电压 Vin的差值，査找表的输出为 FF— Gain— fast。

而使用 EADC51对输入电压 Vin和进行快速采样时得到的是第一输入电压测量值 Vin— eadc, 当输入电压 Vin被检测为快速变化时，则直接根据 EADC51的采样的差值，进行査表得到对应的前馈增益系数。

下面具体说明 LUT的实现过程，在数字控制器中，受到以下两点限制：

( 1 ) LUT的位宽是有限的，更高的位宽意味更大的成本，这里选择 6bit位宽的 LUT作为举例。 ( 2 ) 除法运算的运算速度是很慢，不适合快速变化时，这里采用分段拟合的方式。

假设输入电压 Vin变化范围 36V-100V, EADC为 6bit位宽， LUT为 6bit 位宽：

( 1 ) 设定输入电压参考 Vin— ref = 60V, 则输入电压 Vin变化时，相应的增益系数应该为 0. 6— 1. 68。即输入电压值 Vin为 60V，前馈增益系数为 1，把前馈增益系数的中心值对应输入电压参考值 Vin— ref，在整个输入电压 Vin范围内，前馈增益系数为 0. 6— 1. 68，即（（60/100 ) =0. 6， (60/36 ) =1. 68 ), 又如，输入电压 Vin为 48V时，前馈增益系数为 1. 25，（60/48=1. 25)。

( 2) EADC的输出为 6bit 有符号数（-32— 31 )，外围电路选择合适的分压比，保证输入电压 Vin在 36V-100V变化时， EADC输出结果正好分布在（_32— 31 )。

( 3 ) EADC的输出作为 LUT的输入，根据该输入进行査表。 LUT输出为 6bit位宽的浮点数（64 个结果），可以 0. 6-1. 68的前馈增益系数分别对应 LUT的每个输入进行配置。

则输入电压 Vin快速变化时，通过 LUT可以迅速输出当前输入电压参考值 Vin ref 与第一输入电压测量值 Vin— eadc的差值对应的前馈增益系数，例如：输入电压参考 Vin— ref与第一输入电压测量值 Vin— eadc差值为 12V，则根据 12V査找 LUT得到前馈增益系数为 1. 25。

SARADC331 , 对输入电压 Vin进行采样，并量化为数字信号值。

固件 Fi_rnware351，根据 SARADC34的数字信号值计算第二前馈增益系数。进一步将第二前馈增益系数与当前的输入电压前馈增益系数进行比较，如果差值大于特定阈值，将当前的输入电压前馈增益系数以最小步长步进至第二前馈增益系数；如果差值小于特定阈值，保持当前的输入电压前馈系数不变。前馈增益系数可以保存在前馈增益系数寄存器中。

固件 351用于读取在非易失性存储器中的程序，然后定时执行，执行周期可以与 SARADC采样周期一致，也可以为 SARADC 采样周期的整数倍。所述非易失性存储器可以包括： ROM (Read-Only Memory, 只读存储器）、 Flash (闪存）或 EEPROM (Electrically Erasable Progra able Read- Only Memory, 电可擦可编程只读存储器）。多路选择器 322，根据输入电压斜率检测单元 321的输入电压斜率信号选择査表 LUT341的第一前馈增益还是固件 351计算得到的第二前馈增益作为当前的输入电压前馈增益系数。

第三控制单元 36将多路选择器 322选择的输入电压前馈增益系数与输出电压的反馈环路的输出相乘，与输出电压的反馈环路的输出值相乘，得到相乘后的结果，将所述相乘后的结果转换为 DPWM 控制信号，以实现控制所述输出电压的稳定输出。

其中，当输入电压慢速变化时：

EADC311采样得到的输入电压斜率较小， LUT341的前馈增益不被使用。多路选择器 322选择定时执行的固件 351计算得到的前馈增益系数作为当前反馈环路的前馈增益，由于固件 351计算的第二前馈增益由 SARADC331采样结果计算得到， SARADC331为慢速高精度 ADC，其采样分辨率可以达到较高的精度，比前馈增益所能调整的 LSB (Least Significant Bit, 最低有效位）还小。

定时执行的固件 351取当前的前馈增益系数与第二前馈增益系数进行比较，如果两者之差小于某一阈值，则继续保持当前的前馈增益系数；否则根据两者的差值以前馈增益的最小步长进行步进调整，直至两者的差小于某一阈值。可见，前馈增益变化的分辨率不再受 EADC311 限制，而是决定于前馈增益的最小步长，可以提高其输出电压调整的分辨率，抑制输出电压的小幅波动。

具体的，固件 351根据 SARADC331的采样结果计算慢速前馈增益系数（即第二前馈增益系数），由于固件执行周期很慢，但需要保证较高的精度，所以其执行过程包括：

( 1) 选择输入电压参考 Vin ref o

( 2 ) 定时读取 SARADC的采样结果 Vin— saradc。

( 3) 计算慢速前馈增益系数： FF— Gain— slow = (Vin ref/Vin— saradc)。

在本发明实施例中，输入电压斜率检测单元 321可以由硬件实现，固件 351可以由软件实现。通过硬件实现判断输入电压为快速变化时，多路选择器选择 LUT的输出作为前馈增益系数寄存器的输入，并同时禁止软件的写操作。这样，实现输入电压快速变化时，不需要软件参与，硬件迅速输出前馈增益系数。而通过硬件实现判断输入电压为慢速变化时，需要判断软件是否有写操作，如果软件有写操作，则把软件的值作为前馈增益系数寄存器的输入，否则保持前馈增益系数寄存器的当前值不变。

当输入电压快速变化时：

EADC311采样得到的输入电压斜率较大，多路选择器 322选择 LUT341输出的前馈增益系数作为当前的前馈增益系数。

在输入电压快速变化前，前馈增益系数已被定时执行的固件 351设置为当前输入电压对应值，与 EADC311通过采样计算结果査表得到的增益基本相同。

当输入电压快速变化时，不会造成输出电压较大的过冲。当检测到输入电压快速变化时，会立即采用 LUT341的增益来快速跟随输入电压的变化，而且同时禁止固件 351的写操作。

输入电压快速变化结束时，如果固件判断第二前馈增益与当前前馈增益之差大于一定阈值，则将前馈值以最小步长逐渐步进为第二前馈增益，确保前馈增益由 LUT査表值变化为第二前馈增益之间不会有较大步进，抑制输出电压较大波动；若两者差值小于一定阈值，否则继续保持当前值不变。

本发明实施例前馈控制装置，当输入电压快速变化时，通过 EADC采样输入电压，査表得到一个低精度的前馈增益用于抑制输入电压快速变化；当输入电压慢速变化时，通道选择器将前馈通道选择为定时执行的固件，固件根据 SARADC 采样计算得到的高精度输入电压值计算较高精度的前馈增益，抑制输入电压慢速变化时的电压波动。

而且，本发明实施例前馈控制装置采用较少的硬件，避免全部使用高精度快速模数转换器，简单有效的解决扰动抑制问题。尤其是，在 48V母线电源的各种输入斜率变化场合可以很好的兼顾，应用范围广，实际效果明显。

需说明的是，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。另外，本发明提供的装置实施例附图中，模块之间的连接关系表示它们之间具有通信连接，具体可以实现为一条或多条通信总线或信号线。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。

通过以上的实施方式的描述，所属领域的技术人员可以清楚地了解到本发明可借助计算机软件加必需的通用硬件的方式来实现，当然也可以通过专用硬件包括专用集成电路、专用 CPU、专用存储器、专用元器件等来实现。一般情况下，凡由计算机程序（或称计算机软件）完成的功能都可以很容易地用相应的硬件来实现，而且，用来实现同一功能的具体硬件结构也可以是多种多样的，例如模拟电路、数字电路或专用电路等。计算机软件产品可以存储在可读取的存储介质中，如计算机的软盘， U盘、移动硬盘、只读存储器（ROM, Read-Only Memory ), 随机存取存储器（RAM, Random Access Memory ), 磁碟或者光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备（可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等）执行本发明各个实施例所述的方法。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明披露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。

Claims

权利要求

1、一种前馈控制方法，其特征在于，所述方法包括：

根据输入电压参考值与快速低精度模数转换器周期采样获得的输入电压测量值之间的差值，确定输入电压是快速变化或者是慢速变化；

当确定所述输入电压是快速变化时，根据所述输入电压参考值与当前采样周期下所述快速低精度模数转换器获取的第一输入电压测量值之间的差值，从信息表中确定与所述差值对应的第一前馈增益系数；

当确定所述输入电压是慢速变化时，确定所述输入电压参考值与当前采样周期下慢速高精度模数转换器获取的第二输入电压测量值之间的比值为第二前馈增益系数；

将所述第一前馈增益系数或者第二前馈增益系数作为当前输入电压的前馈增益系数，并将所述当前输入电压的前馈增益系数与输出电压的反馈环路的输出值相乘，得到相乘后的结果，将所述相乘后的结果转换为控制信号，以实现控制所述输出电压的稳定输出。

2、根据权利要求 1所述的前馈控制方法，其特征在于，所述根据输入电压参考值与快速低精度模数转换器周期采样获得的输入电压测量值之间的差值，确定输入电压是快速变化或者是慢速变化，包括：

计算所述输入电压参考值与每个采样周期对应的输入电压测量值之间的差值；

将当前采样周期的差值和上一采样周期的差值进行差值运算，得到所述差值运算的结果；当所述差值运算的结果的绝对值大于第一阈值，则确定输入电压是快速变化；当所述差值运算的结果的绝对值小于或等于第一阈值，则确定输入电压是慢速变化。

3、根据权利要求 1或 2所述的前馈控制方法，其特征在于，所述方法还包括：

当所述差值运算的结果的绝对值大于第二阈值，则将当前输入电压的前馈增益系数以最小步长步进调整至所述第二前馈增益系数，或将当前输入电压的前馈增益系数以最小步长步进调整至与所述第二前馈增益系数的差值小于或等于所述第二阈值；当所述差值运算的结果的绝对值小于或等于第二阈值，保持当前输入电压的前馈增益系数不变。

4、根据权利要求 1-3任一项所述的前馈控制方法，其特征在于，所述快速低精度模数转换器的采样周期小于所述慢速高精度模数转换器的采样周期；所述快速低精度模数转换器包括误差模数转换器 EADC, 或流水线型模数转换器 pipeline ADC; 所述慢速高精度模数转换器包括逐次逼近型模数转换器 SARADC, 或∑-Δ 模数转换器 Σ -Δ ADC。

5、一种前馈控制装置，其特征在于，所述装置包括：

快速低精度模数转换器，用于周期采样输入电压获得输入电压测量值，以及采样获得当前采样周期下的第一输入电压测量值；确定单元，与所述快速低精度模数转换器相连，用于根据输入电压参考值与快速低精度模数转换器周期采样获得的输入电压测量值之间的差值，确定所述输入电压是快速变化或者是慢速变化；第一控制单元，与所述确定单元和所述快速低精度模数转换器相连，用于当确定所述输入电压是快速变化时，根据所述输入电压参考值与当前采样周期下所述快速低精度模数转换器获取的第一输入电压测量值之间的差值，从信息表中确定与所述差值对应的第一前馈增益系数；

慢速高精度模数转换器，与第二控制单元相连，用于采样获得当前采样周期下的第二输入电压第二控制单元，与所述确定单元和所述慢速高精度模数转换器相连，用于当确定所述输入电压是慢速变化时，确定所述输入电压参考值与当前采样周期下慢速高精度模数转换器获取的第二输入电压测量值之间的比值为第二前馈增益系数；

第三控制单元，与所述第一控制单元和第二控制单元相连，用于将所述第一前馈增益系数或者第二前馈增益系数作为当前输入电压的前馈增益系数，并将所述当前输入电压的前馈增益系数与输出电压的反馈环路的输出值相乘，得到相乘后的结果，将所述相乘后的结果转换为控制信号，以实现控制所述输出电压的稳定输出。

6、根据权利要求 5所述的前馈控制装置，其特征在于，所述确定单元具体用于：计算所述输入电压参考值与每个采样周期对应的输入电压测量值之间的差值，所述每个采样周期对应的输入电压测量值由所述快速低精度模数转换器对输入电压进行周期采样获得；将当前采样周期的差值和上一采样周期的差值进行差值运算，得到所述差值运算的结果；当所述差值运算的结果的绝对值大于第一阈值，则确定输入电压是快速变化，当所述差值运算的结果的绝对值小于或等于第一阈值，则确定输入电压是慢速变化。

7、根据权利要求 5或 6所述的前馈控制装置，其特征在于，所述第二控制单元还用于：将所述第二前馈增益系数与当前输入电压的前馈增益系数进行差值运算，得到所述差值运算的结果；当所述差值运算的结果的绝对值大于第二阈值，则将当前输入电压的前馈增益系数以最小步长步进调整至所述第二前馈增益系数，或将当前输入电压的前馈增益系数以最小步长步进调整至与所述第二前馈增益系数的差值小于或等于所述第二阈值；当所述差值运算的结果的绝对值小于或等于第二阈值，保持当前输入电压的前馈增益系数不变。

8、根据权利要求 5-7中任一项所述的前馈控制装置，其特征在于，所述快速低精度模数转换器的采样周期小于所述慢速高精度模数转换器的采样周期；所述快速低精度模数转换器包括误差模数转换器 EADC, 或流水线型模数转换器 pipeline ADC; 所述慢速高精度模数转换器包括逐次逼近型模数转换器 SARADC, 或∑-Δ 模数转换器∑_Δ ADC。