WO2014083999A1 - 信号処理装置、信号処理方法、および信号処理プログラム - Google Patents

信号処理装置、信号処理方法、および信号処理プログラム Download PDF

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signal
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unit
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昭彦 杉山
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日本電気株式会社
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    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
    • H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals
    • H04L27/2278—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals using correlation techniques, e.g. for spread spectrum signals
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    • G—PHYSICS
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    • G10L21/0208—Noise filtering
    • G10L21/0264—Noise filtering characterised by the type of parameter measurement, e.g. correlation techniques, zero crossing techniques or predictive techniques

Definitions

  • the present invention relates to a signal processing technique for controlling a phase component of a signal.
  • Patent Document 1 and Non-Patent Document 1 disclose a noise suppression technique that focuses on a phase spectrum.
  • the techniques described in Patent Document 1 and Non-Patent Document 1 suppress the amplitude spectrum related to noise and simultaneously shift the phase spectrum by a random value up to ⁇ / 4.
  • the techniques described in Patent Document 1 and Non-Patent Document 1 realize noise suppression that cannot be suppressed only by attenuation of the noise spectrum by randomly shifting the phase spectrum.
  • Patent Document 1 in order to randomly shift the phase spectrum, it is necessary to generate a random number. As a result, the amount of computation for generating random numbers increases.
  • An object of the present invention is to provide a signal processing technique that solves the above-described problems.
  • an apparatus provides: Conversion means for converting a mixed signal in which the first signal and the second signal are mixed into a phase component for each frequency and an amplitude component or a power component for each frequency; A change amount generating means for generating a change amount of the phase component of a predetermined frequency by using a data series having a weaker cross-correlation than the phase component and lower randomness than a random number; Phase control means for controlling the phase component using the change amount provided from the change amount generation means; Inverse conversion means for generating an enhancement signal using the phase component subjected to control processing by the phase control means; It is provided with.
  • the method according to the present invention comprises: A conversion step of converting a mixed signal in which the first signal and the second signal are mixed into a phase component for each frequency and an amplitude component or a power component for each frequency; A change amount generation step for generating a change amount of the phase component of a predetermined frequency using a data series having a weaker cross-correlation than the phase component and lower randomness than a random number; A phase control step for controlling the phase component using the change amount generated in the change amount generation step; An inverse conversion step of generating an enhancement signal using the phase component to which control processing is applied in the phase control step; It is characterized by including.
  • a program provides: A conversion step of converting a mixed signal in which the first signal and the second signal are mixed into a phase component for each frequency and an amplitude component or a power component for each frequency; A change amount generation step for generating a change amount of the phase component of a predetermined frequency using a data series having a weaker cross-correlation than the phase component and lower randomness than a random number; A phase control step for controlling the phase component using the change amount generated in the change amount generation step; An inverse conversion step of generating an enhancement signal using the phase component to which control processing is applied in the phase control step; Is executed by a computer.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a signal processing apparatus as a first embodiment of the present invention. It is a block diagram which shows schematic structure of the noise suppression apparatus as 2nd Embodiment of this invention. It is a block diagram which shows the structure of the conversion part contained in 2nd Embodiment of this invention. It is a block diagram which shows the structure of the inverse transformation part contained in 2nd Embodiment of this invention. It is a block diagram which shows schematic structure of the noise suppression apparatus as 3rd Embodiment of this invention. It is a block diagram which shows schematic structure of the variation
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a signal processing apparatus 100 according to the first embodiment of the present invention.
  • the signal processing apparatus 100 includes a conversion unit 101, a phase control unit 102, a change amount generation unit 103, and an inverse conversion unit 104.
  • the conversion unit 101 converts the mixed signal 110 in which the first signal and the second signal are mixed into a phase component 120 for each frequency and an amplitude component or power component 130 for each frequency.
  • the change amount generation unit 103 generates a change amount of a phase component of a predetermined frequency using a data series having a cross-correlation weaker than that of the phase component 120 and lower randomness than a random number.
  • the phase control unit 102 controls the phase component 120 using the change amount provided from the change amount generation unit 103.
  • the inverse transform unit 104 generates the enhancement signal 170 using the phase component 140 that has been subjected to control processing by the phase control unit 102.
  • the cross-correlation is weaker than the phase component 120 and the phase component 120 is controlled using a data sequence that is less random than the random number, and noise suppression that cannot be suppressed only by attenuation of the amplitude spectrum is efficiently performed. Can be realized.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the overall configuration of the noise suppression apparatus 200.
  • the noise suppression apparatus 200 of this embodiment functions also as a part of apparatuses, such as a digital camera, a notebook personal computer, a mobile telephone, etc., this invention is not limited to this.
  • the noise suppression apparatus 200 can be applied to any information processing apparatus that is required to remove noise from an input signal.
  • the noise suppression apparatus according to the present embodiment appropriately removes the impact sound generated by the button operation, for example, in a form in which an operation such as button pressing is performed near the microphone. Briefly, by converting a signal including an impact sound into a frequency domain signal and controlling a phase component in the frequency space using a data series having a weak cross-correlation, the impact sound is appropriately removed.
  • a deterioration signal (a signal in which a desired signal and noise are mixed) is supplied to the input terminal 206 as a sample value series.
  • the conversion unit 201 performs transformation such as Fourier transformation on the supplied degradation signal and divides the degradation signal into a plurality of frequency components.
  • the conversion unit 201 processes a plurality of frequency components independently at each frequency. Here, the description will be continued focusing on a specific frequency component.
  • the conversion unit 201 supplies the degradation signal amplitude spectrum (amplitude component) 230 among the plurality of frequency components to the inverse conversion unit 204.
  • the conversion unit 201 supplies the phase spectrum (phase component) 220 among the plurality of frequency components to the phase control unit 202 and the change amount generation unit 203.
  • the conversion unit 201 supplies the deteriorated signal amplitude spectrum 230 to the inverse conversion unit 204, but the present invention is not limited to this.
  • the conversion unit 201 may supply a power spectrum corresponding to the square of the degraded signal amplitude spectrum 230 to the inverse conversion unit 204.
  • the change amount generation unit 203 generates a change amount using the deteriorated signal phase spectrum 220 received from the conversion unit 201 and supplies the change amount to the phase control unit 202.
  • the “change amount” of the phase is a concept including the “rotation amount” and the “replacement amount” of the phase, and means a control amount of the phase.
  • the phase control unit 202 reduces the correlation of the phase by changing the deterioration signal phase spectrum 220 supplied from the conversion unit 201 using the change amount supplied from the change amount generation unit 203, and obtains an enhanced signal phase spectrum 240. This is supplied to the inverse conversion unit 204.
  • the inverse conversion unit 204 synthesizes the enhancement signal phase spectrum 240 supplied from the phase control unit 202 and the deteriorated signal amplitude spectrum 230 supplied from the conversion unit 201 to perform inverse conversion, and outputs an enhancement signal 270 as an output terminal. 207.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of the conversion unit 201.
  • the converting unit 201 includes a frame dividing unit 301, a windowing processing unit (windowing unit) 302, and a Fourier transform unit 303.
  • the deteriorated signal samples are supplied to the frame dividing unit 301 and divided into frames for every K / 2 samples.
  • K is an even number.
  • the deteriorated signal sample divided into frames is supplied to the windowing processing unit 302, and is multiplied by w (t) which is a window function.
  • the windowing processing unit 302 may use a symmetric window function for a real signal.
  • the windowing processing unit 302 may use, for example, a Hanning window represented by the following equation (3) as w (t).
  • various window functions such as a Hamming window and a triangular window are known.
  • the windowed output is supplied to the Fourier transform unit 303 and converted into a degraded signal spectrum Y n (k).
  • the deteriorated signal spectrum Y n (k) is separated into a phase and an amplitude, and the deteriorated signal phase spectrum argY n (k) is transmitted to the phase control unit 202 and the change amount generating unit 203 by the deteriorated signal amplitude spectrum
  • a power spectrum may be used instead of the amplitude spectrum.
  • FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the inverse transform unit 204.
  • the inverse transform unit 204 includes an inverse Fourier transform unit 401, a windowing processing unit 402, and a frame synthesis unit 403.
  • the inverse Fourier transform unit 401 includes the degraded signal amplitude spectrum 230 (
  • the inverse Fourier transform unit 401 performs inverse Fourier transform on the obtained enhancement signal.
  • the output signal at -1 (the left side of equation (7)) is obtained.
  • the obtained output signal is transmitted from the frame synthesis unit 403 to the output terminal 207.
  • the transformation in the transformation unit 201 and the inverse transformation unit 204 has been described as a Fourier transformation.
  • the transformation unit 201 and the inverse transformation unit 204 are replaced with a Hadamard transformation, a Haar transformation, and a wavelet transformation in place of the Fourier transformation.
  • Other conversions may be used.
  • the conversion unit 201 and the inverse conversion unit 204 use Haar transform, multiplication is not necessary, and the area of the LSI can be reduced.
  • the transform unit 201 and the inverse transform unit 204 use wavelet transform, the time resolution can be changed depending on the frequency, so that an improvement in noise suppression effect can be expected.
  • the change amount generation unit 203 may generate the change amount, and the phase control unit 202 may control the phase.
  • high frequency quality is achieved by integrating more frequency components so that the band after integration is widened from the low frequency region where the discrimination characteristics of auditory characteristics are high to the high frequency region where the ability is low. Can do.
  • the phase control is executed after integrating a plurality of frequency components, the number of frequency components to which the phase control is applied is reduced, and the entire calculation amount can be reduced.
  • the change amount generation unit 203 receives the deterioration signal phase spectrum 220 from the conversion unit 201 and generates a change amount for reducing the phase correlation. Since the degradation signal phase spectrum 220 supplied from the conversion unit 201 is argY n (k) (0 ⁇ k ⁇ K), the change amount generation unit 203 uses the enhanced signal phase spectrum argX n (k) with reduced correlation. For example, it can be obtained by the following processing. This corresponds to inversion of the sign of every other phase. Of course, you may invert every arbitrary integer smaller than K instead of every other.
  • the change amount generation unit 203 obtains the rotation amount ⁇ argY n (k) as the change amount necessary for the phase control of Expression (8) as the following expression. That is, the change amount generation unit 203 generates the rotation amount ⁇ argY n (k) shown in Equation (9) as the change amount. Also, It can also be. mod [k, K] represents the remainder when k is divided by K.
  • the rotation amount ⁇ argY n (k) at this time corresponds to a value obtained by shifting the original phase by K / 2 samples. Obviously, the amount of deviation is not limited to K / 2, and may be any integer.
  • the phase at a position symmetrical to the original phase with K / 2 as the center may be used as the rotation amount ⁇ argY n (k). In that case, the following equation is used.
  • the amount of change can be generated by combining these two types of processing, that is, sign inversion and addition of the shifted phase. That is, Or It is.
  • the shift amount K / 2 can be changed. For example, if the shift amount is the frame number n at that time, the shift amount automatically changes with time.
  • the formula (10) may be combined instead of the formula (11).
  • a constant multiple may be combined with the phase selective sign inversion and shift addition processing.
  • a constant multiple when a constant multiple is combined with Expression (10), it can be expressed by the following Expression (14). This is an example of multiplying a term to be shift-added by a constant by the value of k corresponding to the position of the term.
  • phase samples can be exchanged.
  • any integer smaller than K may be used.
  • ⁇ L (k) and ⁇ R (k) are non-correlated components (components having no correlation).
  • the effect of removing the correlation is reduced, the reduction of the effect can be minimized by selectively using a j having a large value.
  • the best example is to perform phase correlation removal based on the following equation using only the largest a j .
  • jmax is a value of j at which the correlation coefficient a takes the maximum value.
  • the amount of calculation required for the correlation removal can be reduced.
  • LPC linear prediction coefficient
  • the coefficient a j in the linear correlation equation is known as a linear prediction coefficient (LPC) in speech coding.
  • LPC can be obtained at high speed using the Levinson-Durbin recursion method. Further, using the difference (error) between the original phase sample value and the prediction result, an LPC can be obtained by using a coefficient update algorithm of an adaptive filter represented by a normalized LMS algorithm or the like.
  • correlation removal may be performed assuming a linear combination of K j -1 samples (K j ⁇ K) instead of a linear combination of adjacent K-1 samples.
  • the nonlinear function can be generally approximated by a polynomial.
  • the non-linear function f NL [ ⁇ ] When a polynomial approximation of argY n (j), limiting the type of argY n (j), further it is also possible to limit the degree. For example, if we use only argY n (k), argY n (k + 1) and their squares, f NL [•] is argY n (k), argY n (k + 1) and their It is approximated by only four kinds of terms including the square. Such approximation of the nonlinear function can reduce the amount of calculation required for correlation removal.
  • phase control unit 202 adds the change amount ⁇ argY n (k) supplied from the change amount generation unit 203 to the deteriorated signal phase spectrum 220 supplied from the conversion unit 201, so that the enhanced signal phase spectrum 240argX n (k ) Is obtained and supplied to the inverse transform unit 204. That is, the following equation is executed.
  • the phase control unit 202 replaces the change amount ⁇ argY n (k) supplied from the change amount generation unit 203 with the deterioration signal phase spectrum 220 without adding it to the deterioration signal phase spectrum 220 supplied from the conversion unit 201.
  • the enhanced signal phase spectrum 240argX n (k) can be obtained and supplied to the inverse transform unit 204. That is, by executing the following equation, the amount of phase rotation and the amount of phase replacement are equivalent.
  • the replacement is realized by subtracting the emphasized signal phase spectrum itself and adding the rotation amount, but the replacement may be realized by simply replacing the phase data with the replacement amount. .
  • the phase control unit 202 changes the value of ⁇ argY n (k), the shape of the degraded signal phase spectrum 220 Change. Due to this shape change, the correlation of the degraded signal phase spectrum 220 becomes weak, and the characteristics of the input signal can be weakened.
  • phase expansion can also be applied prior to the phase processing described so far. This is because the degradation signal phase spectrum 220 has a range of ⁇ ⁇ . That is, phase expansion is performed so that the value range is not limited to ⁇ ⁇ .
  • the correlation can be obtained with high accuracy when obtaining the correlation represented by the equations (15), (16), (20) and the like.
  • B. Rad and T. Virtanen "Phase spectrum prediction of audio signals," Proc. ISCCSP2012, CD-ROM, May 2012.
  • FIG. 5 is a block diagram showing the overall configuration of the noise suppression apparatus 500.
  • the noise suppression device 500 of the present embodiment has the same configuration except for the change amount generation unit 503. Therefore, only the change amount generation unit 503 will be described, and detailed description regarding other components will be omitted.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating configurations of the phase control unit 202 and the change amount generation unit 503.
  • the change amount generation unit 503 includes an amplitude holding unit 601 and an amplitude analysis unit 602.
  • the amplitude holding unit 601 holds the degradation signal amplitude spectrum 230 and supplies it to the amplitude analysis unit 602.
  • the phase control unit 202 is supplied with the deterioration signal phase spectrum 220 from the conversion unit 201, and is supplied with the phase rotation amount from the change amount generation unit 503.
  • the phase control unit 202 rotates (shifts) the deterioration signal phase spectrum 220 by the rotation amount supplied from the change amount generation unit 503, and supplies it to the inverse conversion unit 204 as the enhanced signal phase spectrum 240.
  • the amplitude analysis unit 602 sets the product obtained by multiplying the degraded signal amplitude spectrum held by the amplitude holding unit 601 by ⁇ as the rotation amount.
  • the same effect can be obtained by collecting the deteriorated signal amplitude spectrum held by the amplitude holding unit 601 in the frequency direction or the time axis direction and directly using it as the rotation amount.
  • the phase control unit 202 changes (rotates or replaces) the deterioration signal phase spectrum at each frequency using the change amount generated by the change amount generation unit 503 based on the deterioration signal amplitude spectrum.
  • the shape of the deteriorated signal phase spectrum 220 is changed by the control performed by the phase control unit 202. This shape change can weaken the characteristics of noise.
  • the amplitude analysis unit 602 may also supply the phase control unit 202 with a rotation amount obtained by normalizing the deteriorated signal amplitude spectrum 230 held by the amplitude holding unit 601. In this case, the amplitude analysis unit 602 first obtains an average of the deterioration signal amplitude spectrum 230 (all K positive values). The product obtained by multiplying the quotient obtained by dividing the deteriorated signal amplitude spectrum 230 by the obtained average value is taken as the rotation amount. In this case, a similar effect can be obtained even if the quotient is directly used as the rotation amount without multiplying by ⁇ .
  • the dispersion can be relatively increased compared to the case without normalization, the effect of removing the correlation with respect to the rotated phase can be enhanced. Further, when obtaining the average, it is also possible to obtain the average after first excluding values (outliers) that are extremely different from others. The adverse effect of outliers can be eliminated, and a more effective amount of rotation can be obtained.
  • the amplitude analysis unit 602 can also normalize the distribution of the deteriorated signal amplitude spectrum 230 to obtain the rotation amount.
  • the amplitude analyzer 602 obtains the maximum value
  • the minimum value is subtracted from the deteriorated signal amplitude spectrum and divided by the difference between the maximum value and the minimum value.
  • the product obtained by multiplying this quotient by ⁇ is the rotation amount. That is, the rotation amount ⁇ argY n (k) is obtained by the following equation.
  • the rotation amount is distributed between 0 and ⁇ , so that the effect of removing the correlation with respect to the rotated phase can be enhanced. In this case, a similar effect can be obtained even if the quotient is directly used as the rotation amount without multiplying by ⁇ .
  • the rotation amount generation unit 502 can also normalize the distribution of the deteriorated signal amplitude spectrum with its own envelope to obtain the rotation amount. For example, a regression curve of a degraded signal amplitude spectrum is obtained from N samples, and each sample is divided by the value of the regression curve. A regression curve may be obtained by using a part of the N samples, or a regression curve may be obtained after outliers are excluded. By excluding outliers, adverse effects of outliers can be excluded, and a more effective rotation amount can be obtained. The quotient thus obtained has a distribution centered at 1.
  • the rotation amount ⁇ argY n (k) can be obtained by the following equation (27).
  • is a degraded signal amplitude spectrum normalized by an envelope.
  • the noise suppression apparatus 700 according to the present embodiment is different from the second embodiment in that an amplitude control unit 708 compensates for a decrease in output level due to phase control by the phase control unit 202. Since other configurations and operations are the same as those of the second embodiment, description thereof is omitted here.
  • the amplitude control unit 708 includes a correction amount calculation unit 881 and an amplitude correction unit 882.
  • the correction amount calculation unit 881 calculates the amplitude correction coefficient using the phase rotation amount transmitted from the change amount generation unit 203.
  • the amplitude correction unit 882 multiplies the calculated amplitude correction coefficient by the deteriorated signal amplitude spectrum supplied from the conversion unit 201 and supplies the result to the inverse conversion unit 204. By multiplying by the amplitude correction coefficient, it is possible to eliminate the output level decrease when the deteriorated signal phase spectrum 220 is controlled to obtain the enhanced signal phase spectrum 240.
  • FIG. 9 and 10 show signals when the deteriorated signal is processed by the block diagram shown in FIG. The difference between FIG. 9 and FIG. 10 is the presence or absence of phase rotation.
  • FIG. 9 shows a signal when the phase rotation is not performed
  • FIG. 10 shows a signal when the phase rotation is performed from the frame 3.
  • FIG. 9 Depicted at the top of FIG. 9 is a degraded signal.
  • the deteriorated signal is divided into frames by the frame dividing unit 301.
  • the second signal from the top divided by the dotted line is a signal after frame division.
  • signals for four consecutive frames are shown.
  • the overlap rate of frames is 50%.
  • the windowing processing unit 302 performs windowing on the signal divided into frames.
  • the third signal from the top divided by the dotted line is the signal after the windowing process.
  • weighting by a rectangular window is performed in order to clearly show the influence of the phase rotation.
  • the signal is converted into a frequency domain signal by the Fourier transform unit 303, but the signal in the frequency domain is omitted in FIG.
  • the signal converted into the time domain by the inverse Fourier transform unit 401 of the inverse transform unit 204 is illustrated.
  • the fourth signal from the top divided by the dotted line is the signal after phase rotation. However, since phase rotation is not performed in FIG. 9, there is no change from the signal after the windowing process.
  • the enhancement signal output from the inverse Fourier transform unit 401 of the inverse transform unit 204 is subjected to windowing processing again by the windowing processing unit 402.
  • FIG. 9 shows a case where weighting by a rectangular window is performed.
  • the signal subjected to the windowing process is synthesized by the frame synthesis unit 403. At this time, it is necessary to align the time between frames. Since the overlap rate of frames is 50%, the frames overlap by exactly half. When phase rotation is not performed, the input signal and the output signal match as shown in FIG.
  • FIG. 10 shows a signal when the phase rotation is performed from the frame 3. Depicted at the top is the same degraded signal as in FIG. The signals after the frame division and the windowing process are the same as in FIG.
  • FIG. 10 illustrates a case where a constant phase rotation is performed from the frame 3. Pay attention to the right-triangulated section shown below the dotted line in the phase rotation process. Due to the phase rotation process, the signals of frames 3 and 4 are shifted in the time direction. The signal subjected to the phase rotation is subjected to windowing processing again, and frame synthesis is performed. At this time, a difference occurs in the signals of the frames 2 and 3 in the section ii where the frames 2 and 3 overlap. As a result, the output signal level after frame synthesis decreases in the interval ii. That is, when phase rotation is performed, the output signal level decreases in the section ii in FIG.
  • the decrease in the output signal level due to this phase rotation can be explained by frequency domain vector synthesis by replacing the time domain addition with the frequency domain addition.
  • FIG. 11 shows the deteriorated signals of two consecutive frames after frame division and windowing processing as x 1 [n] and x 2 [m].
  • the overlap rate is 50%.
  • n represents a discrete time x 1.
  • m represents a discrete time x 2.
  • the overlap rate is 50%, the following equation (28) is established. Further, the relationship between x 1 and x 2 is expressed by the following equation (29).
  • the frequency domain signal X [k] is expressed as the following Expression (30) by Fourier transform of the time domain signal x [n].
  • k represents a discrete frequency
  • L is a frame length.
  • interval m L / 2 to L-1.
  • Equation (36) Substituting Equation (34) and Equation (35) for addition in the time domain, it is expressed as Equation (36) below. Further, when Expressions (32) and (33) are substituted into the frequency domain signals X 1 [k] and X 2 [k] in Expression (36), the following Expression (37) is obtained. Further, when the expression (37) is expanded, it is expressed as the following expression (38).
  • the correction amount calculation unit 881 determines the amplitude correction amount of the emphasized signal amplitude spectrum so as to correct the decrease amount of the output signal level.
  • each frequency component is normalized to a unit vector by paying attention to the magnitude variation due to phase rotation.
  • the occurrence probability of ⁇ is determined by a normal distribution. Therefore, in order to obtain the expected power value when phase rotation is performed using normal random numbers, weighting based on the occurrence probability of ⁇ needs to be performed.
  • a weight function f ( ⁇ ) based on the occurrence probability of ⁇ is introduced. Cos ( ⁇ ) is weighted by the weight function f ( ⁇ ). Further, the expected power value can be obtained by normalizing with the integral value of the weighting function f ( ⁇ ).
  • Equation (53) The output power expectation value E (S ′ 2 ) when phase rotation is performed with a normal random number is obtained by substituting the weighting function f ( ⁇ ) and its integral value into Equation (53), which is the output power expectation value of a uniform normal random number. By introducing, it is expressed as the following formula (54).
  • the correction amount calculation unit 881 transmits the correction coefficient as sqrt (1 / 0.805) to the amplitude correction unit 882 when the phase is rotated with a normal random number of the standard normal distribution.
  • the phase control unit 202 may perform phase rotation on all frequencies or a part of frequencies.
  • the amplitude control unit 708 performs amplitude correction only on the frequency on which phase rotation has been performed. Therefore, the correction coefficient for the frequency at which phase rotation is not performed is 1.0. Only the correction coefficient for the frequency at which the phase is rotated is derived.
  • the noise suppression apparatus 700 can remove the influence on the output signal level by controlling the phase spectrum by the amplitude control unit 708. Therefore, the noise suppression apparatus 700 can obtain a high-quality enhanced signal.
  • a noise suppression apparatus 1500 according to the fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
  • This embodiment is different from the configuration of the third embodiment in that an amplitude control unit 708 is provided. Since the configuration other than the amplitude control unit 708 is the same as that of the third embodiment, and the amplitude control unit 708 is the same as that of the fourth embodiment, the same components are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof is omitted. To do.
  • the noise derived from the phase can be efficiently suppressed by rotating or replacing the deteriorated signal phase spectrum by using the deteriorated signal amplitude spectrum or a value obtained therefrom, and the phase is controlled by the amplitude control. It is possible to suppress a decrease in output level accompanying control.
  • a noise suppression device 1600 according to a sixth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. This embodiment differs from the second embodiment in that the upper limit of the phase rotation amount is limited. Since other configurations and operations are the same as those in the second embodiment, a detailed description thereof is omitted here.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of a noise suppression apparatus 1600 according to the present embodiment.
  • the noise suppression device 1600 according to the present embodiment includes a change amount limiting unit 1601 in addition to the change amount generation unit 203 and the phase control unit 202 described in the second embodiment.
  • the change amount generation unit 203 generates a change amount of the deteriorated signal phase spectrum while being restricted by the change amount restriction unit 1601, and supplies the change amount to the phase control unit 202.
  • the change amount restriction unit 1601 restricts the rotation amount generated by the change amount generation unit 203 within a certain range. That is, the change amount limiting unit 1601 limits the ⁇ distribution to an arbitrary range from 0 to 2 ⁇ . For example, the change amount limiting unit 1601 limits the distribution of ⁇ to 0 to ⁇ / 2. As a result, the characteristic of the deteriorated signal phase spectrum remains in the enhanced signal phase spectrum to some extent. Compared with the case where the phase is completely randomly rotated, the characteristics of the deteriorated signal are retained to some extent, and therefore the influence on the target sound is reduced. Therefore, distortion of the target sound is reduced.
  • the present invention according to this embodiment can reduce the deterioration of the target sound by limiting the amount of phase rotation.
  • a seventh embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the present invention according to the present embodiment differs from the fourth embodiment in that the phase component is delayed, the difference between the phase components between frames is obtained, and the correction amount is calculated therefrom. That is, the internal configuration of the amplitude control unit 1708 is different from that of the second embodiment. Since other configurations and operations are the same as those of the second embodiment, description thereof is omitted here.
  • FIG. 17 is a block diagram illustrating a configuration of the amplitude control unit 1708 in the present embodiment.
  • the phase control unit 202 in this embodiment supplies the phase after rotation to the amplitude control unit 1708.
  • the amplitude control unit 1708 includes a phase component delay unit 1781, a correction amount calculation unit 1782, and an amplitude correction unit 882.
  • the phase component delay unit 1781 holds the emphasized signal phase spectrum supplied from the phase control unit 202 for one frame, and supplies it to the correction amount calculation unit 1782.
  • the correction amount calculation unit 1782 calculates the amplitude correction amount from the enhancement signal phase spectrum one frame before from the phase component delay unit 1781 and the current enhancement signal phase spectrum from the phase control unit 202, and transmits the amplitude correction amount to the amplitude correction unit 882.
  • the output level can be corrected even when the expected value of the output level cannot be derived mathematically from the phase change amount.
  • the correction amount calculation unit 1782 obtains the magnitude of the combined vector at each frequency from the emphasized signal phase spectra of the previous frame and the current frame, and determines the correction coefficient from the magnitude. Assuming that the phase of the previous frame is ⁇ and the phase of the current frame is ⁇ , the magnitude of the combined vector
  • this value is supplied to the amplitude control unit 1708, and the enhancement signal amplitude spectrum is corrected, so that the decrease in the output level can be eliminated.
  • the configuration and operation other than the phase rotation unit are the same as those in the second embodiment, the description thereof is omitted here.
  • FIG. 18 is a block diagram showing the configuration of the phase control unit 202 and the amplitude control unit 1808 according to this embodiment.
  • the present invention according to this embodiment is different from FIG. 8 (fourth embodiment) in that an input / output ratio calculation unit 1881 is included.
  • the input / output ratio calculation unit 1881 receives the deterioration signal from the input terminal 206 and the enhancement signal from the inverse conversion unit 204, and calculates the input / output level ratio.
  • the input / output ratio calculation unit 1881 supplies the input / output level ratio to the correction amount calculation unit 1882.
  • the correction amount calculation unit 1882 calculates the correction amount so that the level of the enhancement signal is equal to the deterioration signal.
  • the amplitude correction unit 882 corrects the emphasized signal amplitude spectrum with the calculated correction amount.
  • the input / output ratio calculation unit 1881 obtains the level ratio from the time domain signal of the deterioration signal and the enhancement signal.
  • the level ratio R between the degradation signal y n (t) of the nth frame and the enhancement signal x n (t) of the nth frame is expressed by the following equation (62).
  • t indicates the sample time.
  • L indicates the frame length of the Fourier transform.
  • the correction amount calculation unit 1882 obtains the amplitude correction amount G based on the ratio value R and the number of frequency components subjected to phase rotation.
  • the amplitude correction amount G is obtained as in the following equation (63).
  • the amplitude correction unit 882 performs amplitude correction only with the frequency at which the phase rotation is performed based on the information on the presence / absence of the phase rotation transmitted from the change amount generation unit 203.
  • the configuration and operation other than the input / output ratio calculation unit 1881 and the correction amount calculation unit 1882 are the same as those in the fourth embodiment, description thereof is omitted here.
  • the present invention obtains a correction coefficient from a signal in the time domain, the output level can be corrected regardless of how the phase rotation amount is determined.
  • FIG. 19 is a block diagram showing the configuration of the amplitude control unit 1908 according to this embodiment.
  • the amplitude control unit 1908 in the present embodiment includes an averaging processing unit 1981 in addition to the input / output ratio calculation unit 1881 included in the eighth embodiment. Since the configuration and operation other than the averaging processing unit 1981 are the same as those in the eighth embodiment, description thereof is omitted here.
  • the averaging processing unit 1981 receives the deterioration signal from the input terminal 206, performs the averaging process, and supplies the average value to the input / output ratio calculation unit 1881.
  • the averaging processing unit 1981 receives the enhancement signal from the inverse transformation unit 204, performs an averaging process, and supplies the average value to the input / output ratio calculation unit 1881.
  • the input / output ratio calculation unit 1881 receives the average value of the deterioration signal and the enhancement signal from the averaging processing unit 1981, and calculates the level ratio thereof.
  • the averaging processing unit 1981 averages the levels of the deterioration signal and the enhancement signal with an arbitrary time length. Specifically, the averaging processing unit 1981 averages the levels of the deterioration signal and the enhancement signal using a moving average, leakage integration, or the like.
  • the present invention according to the present embodiment uses an averaged level in addition to the effects of the eighth embodiment, so that fluctuations in the correction amount are suppressed and the quality of the output signal can be improved.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating a configuration of the noise suppression device 2000 according to the present embodiment.
  • the noise suppression apparatus 2000 according to the present embodiment includes an amplitude component delay unit 2011, a phase component delay unit 2012, and an inverse conversion unit 2013 in addition to the configuration of FIG. 2 of the second embodiment.
  • operations other than the amplitude component delay unit 2011, the phase component delay unit 2012, and the amplitude control unit 2008 are the same as those in the second embodiment, and thus the description thereof is omitted here.
  • the deterioration signal 210 supplied to the input terminal 206 is supplied to the conversion unit 201 and the amplitude control unit 2008.
  • the conversion unit 201 supplies the degraded signal amplitude spectrum 230 to the amplitude component delay unit 2011 and the inverse conversion unit 2013. Further, the conversion unit 201 supplies the degradation signal phase spectrum 220 to the phase control unit 202 and the change amount generation unit 203.
  • the phase control unit 202 controls the degradation signal phase spectrum 220 supplied from the conversion unit 201 using the change amount generated by the change amount generation unit 203, and uses the inverse conversion unit 2013 and the phase component delay as an enhanced signal phase spectrum. To the unit 2012. Further, the change amount generation unit 203 transmits the presence / absence of phase rotation at each frequency to the amplitude control unit 2008.
  • the inverse conversion unit 2013 uses the deteriorated signal amplitude spectrum 230 supplied from the conversion unit 201 and the deteriorated signal phase spectrum supplied from the phase control unit 202, to the amplitude control unit 2008 to output a signal whose level has been reduced due to phase rotation. introduce.
  • the amplitude component delay unit 2011 delays the degradation signal amplitude spectrum 230 from the conversion unit 201 and supplies the delayed signal amplitude spectrum 230 to the amplitude control unit 2008.
  • the phase component delay unit 2012 delays the emphasized signal phase spectrum from the phase control unit 202 and supplies it to the inverse transform unit 204.
  • the amplitude control unit 2008 generates a corrected amplitude spectrum 250 from the degraded signal amplitude spectrum supplied from the amplitude component delay unit 2011 using the output of the inverse transform unit 2013 and the degraded signal 210.
  • the inverse conversion unit 204 synthesizes the enhancement signal phase spectrum 240 supplied from the phase control unit 202 via the phase component delay unit 2012 and the corrected amplitude spectrum 250 supplied from the amplitude control unit 2008 and performs inverse conversion. And supplied to the output terminal 207 as an emphasis signal.
  • the deteriorated signal phase spectrum 220 is controlled by the phase control unit 202 and converted into a time domain signal by the inverse conversion unit 2013.
  • the amplitude control unit 2008 uses the signal and the degradation signal 210 to obtain a level fluctuation amount due to phase rotation.
  • This amount of variation is a variation of only the rotation processing by the phase control unit 202. Therefore, the amplitude control unit 2008 can accurately grasp the level fluctuation due to the rotation of the phase.
  • the amplitude control unit 2008 performs amplitude correction using this level ratio, and the obtained level ratio is one frame before. Therefore, an amplitude component delay unit 2011 and a phase component delay unit 2012 are introduced, and the amplitude control unit 2008 performs amplitude correction on the frequency component one frame before.
  • FIG. 21 is a block diagram for explaining the internal configuration of the phase control unit 202 and the amplitude control unit 2008 according to the present embodiment.
  • the input / output ratio calculation unit 2181 calculates a level ratio from a deterioration signal supplied from the input terminal 206 and a signal supplied from the inverse conversion unit 2013 and includes a level decrease due to phase rotation, and a correction amount calculation unit 2182. To supply.
  • the correction amount calculation unit 2182 receives information on the presence / absence of phase rotation at each frequency from the change amount generation unit 203, and calculates an amplitude correction amount. Based on the amplitude correction amount, the amplitude correction unit 882 corrects the enhanced signal amplitude spectrum at each frequency and supplies the corrected signal amplitude spectrum to the inverse conversion unit 204.
  • the noise suppression device 2000 can avoid the delay of the input / output ratio that was unavoidable in the eighth and ninth embodiments, and can correct the output level more accurately. realizable.
  • the noise suppression device 2200 includes a frame overlap control unit 2208 in addition to the configuration of the fourth embodiment.
  • Frame overlap control section 2208 controls the overlap rate when frames are divided and combined in conversion section 201 and inverse conversion section 204.
  • the frame overlap control unit 2208 supplies the overlap ratio to the amplitude control unit 708.
  • the level drop due to phase rotation is caused by overlap. This level reduction amount varies depending on the overlap rate, and the decrease amount increases as the overlap rate increases. Therefore, when the overlap rate changes, it is necessary to control the amplitude correction amount. Specifically, the correction amount is obtained based on the amplitude correction amount G when the overlap ratio is 50%.
  • the amplitude correction amount is G when the overlap ratio is 50%. Therefore, using the ratio of the frame length L and the overlap length Q, the following equation (64) is obtained.
  • the amplitude control unit 708 corrects the enhancement signal amplitude spectrum by correcting the correction coefficient transmitted from the phase control unit 202 based on the equation (64).
  • the description thereof is omitted here.
  • the noise suppression device 2200 according to the present embodiment can freely set the frame overlap rate.
  • the present invention may be applied to a system composed of a plurality of devices, or may be applied to a single device. Furthermore, the present invention is also applicable to a case where a software signal processing program that implements the functions of the embodiments is supplied directly or remotely to a system or apparatus. Therefore, in order to realize the functions of the present invention on a computer, a program installed in the computer, a medium storing the program, and a WWW server that downloads the program are also included in the scope of the present invention.
  • FIG. 23 is a configuration diagram of a computer 2300 that executes a signal processing program when the first embodiment is configured by a signal processing program.
  • the computer 2300 includes an input unit 2301, a CPU 2302, an output unit 2303, and a memory 2304.
  • the CPU 2302 controls the operation of the computer 2300 by reading the signal processing program. That is, the CPU 2302 executes the signal processing program stored in the memory 2304, and converts the mixed signal in which the first signal and the second signal are mixed into a phase component and an amplitude component or a power component for each frequency (S2311). . Next, the CPU 2302 generates a change amount of the phase component of the predetermined frequency using a data series having a cross-correlation weaker than the phase component and lower randomness than the random number (S2312). In accordance with the generated change amount, the CPU 2302 controls the phase component (S2313). The CPU 2302 generates an enhancement signal using the phase component that has been subjected to the control processing in step S2313 (S2314).

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Abstract

高品質な強調信号を得るため、第１信号と第２信号とが混在した混在信号を、周波数ごとの位相成分および周波数ごとの振幅成分またはパワー成分に変換する変換手段と、位相成分よりも相互相関が弱く、乱数よりもランダム性の低いデータ系列を用いて、所定周波数の位相成分の変化量を生成する変化量生成手段と、変化量生成手段から提供された変化量を用いて、位相成分を制御する位相制御手段と、位相制御手段によって制御処理を加えられた位相成分を用いて強調信号を生成する逆変換手段と、を備えた。

Description

信号処理装置、信号処理方法、および信号処理プログラム
　本発明は、信号の位相成分を制御する信号処理技術に関する。
　信号の位相成分を制御して信号処理を行なう技術の一例として、位相スペクトルに着目した雑音抑圧の技術について、特許文献１や非特許文献１に開示がある。特許文献１や非特許文献１に記載の技術は、雑音に関係する振幅スペクトルを抑圧すると同時に、位相スペクトルをπ/４までのランダム値だけシフトさせる。特許文献１や非特許文献１に記載の技術は、位相スペクトルをランダムにシフトさせることで、雑音スペクトルの減衰だけでは抑圧できない雑音の抑圧を実現する。
国際公開公報ＷＯ２００７／０２９５３６
Akihiko Sugiyama, ``Single-Channel Impact-Noise Suppression with NoAuxiliary Information for Its Detection," Proc. IEEE Workshop on Appl. of Sig.Proc. to Audio and Acoustics(WASPAA), pp.127-130, Oct. 2007.
　しかしながら、特許文献１や非特許文献１のように、位相スペクトルをランダムにシフトさせるためには、乱数を発生する必要がある。その結果、乱数発生のための演算量が増加する。
　本発明は、上述の課題を解決する信号処理技術を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するため、本発明に係る装置は、
　第１信号と第２信号とが混在した混在信号を、周波数ごとの位相成分および周波数ごとの振幅成分またはパワー成分に変換する変換手段と、
　前記位相成分よりも相互相関が弱く、乱数よりもランダム性の低いデータ系列を用いて、所定周波数の前記位相成分の変化量を生成する変化量生成手段と、
　前記変化量生成手段から提供された変化量を用いて、前記位相成分を制御する位相制御手段と、
　前記位相制御手段によって制御処理を加えられた位相成分を用いて強調信号を生成する逆変換手段と、
　を備えたことを特徴とする。
　上記目的を達成するため、本発明に係る方法は、
　第１信号と第２信号とが混在した混在信号を、周波数ごとの位相成分および周波数ごとの振幅成分またはパワー成分に変換する変換ステップと、
　前記位相成分よりも相互相関が弱く、乱数よりもランダム性の低いデータ系列を用いて、所定周波数の前記位相成分の変化量を生成する変化量生成ステップと、
　前記変化量生成ステップで生成された変化量を用いて、前記位相成分を制御する位相制御ステップと、
　前記位相制御ステップにおいて制御処理を加えられた位相成分を用いて強調信号を生成する逆変換ステップと、
　を含むことを特徴とする。
　上記目的を達成するため、本発明に係るプログラムは、
　第１信号と第２信号とが混在した混在信号を、周波数ごとの位相成分および周波数ごとの振幅成分またはパワー成分に変換する変換ステップと、
　前記位相成分よりも相互相関が弱く、乱数よりもランダム性の低いデータ系列を用いて、所定周波数の前記位相成分の変化量を生成する変化量生成ステップと、
　前記変化量生成ステップで生成された変化量を用いて、前記位相成分を制御する位相制御ステップと、
　前記位相制御ステップにおいて制御処理を加えられた位相成分を用いて強調信号を生成する逆変換ステップと、
　をコンピュータに実行させることを特徴とする。
　本発明によれば、乱数を発生することなく、入力信号の位相成分を制御する信号処理技術を提供することができる。
本発明の第１実施形態としての信号処理装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態としての雑音抑圧装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態に含まれる変換部の構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態に含まれる逆変換部の構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態としての雑音抑圧装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態としての雑音抑圧装置に含まれる変化量生成部の概略構成を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態としての雑音抑圧装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態としての雑音抑圧装置に含まれる振幅制御部７０８の概略構成を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態において周波数領域で位相回転を行なわない場合の信号の流れを示す図である。 本発明の第４実施形態において周波数領域で位相回転を行なう場合の信号の流れを示す図である。 本発明の第４実施形態において周波数領域で位相回転を行なわない場合のフレームのオーバーラップ加算を示す図である。 本発明の第４実施形態において周波数領域で位相回転を行なう場合のフレームのオーバーラップ加算を示す図である。 本発明の第４実施形態において周波数領域で位相回転を行なう場合の周波数領域信号をベクトルで示す図である。 本発明の第４実施形態において周波数領域で位相回転を行なわない場合の周波数領域信号をベクトルで示す図である。 本発明の第５実施形態に係る雑音抑圧装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第６実施形態に係る雑音抑圧装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第７実施形態に係る位相制御部と振幅制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第８実施形態に係る位相制御部と振幅制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第９実施形態に係る位相制御部と振幅制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１０実施形態としての雑音抑圧装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明の第１０実施形態に係る位相制御部と振幅制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１１実施形態としての雑音抑圧装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明の他の実施形態としての雑音抑圧装置の概略構成を示すブロック図である。
　以下に、図面を参照して、本発明の実施の形態について例示的に詳しく説明する。ただし、以下の実施の形態に記載されている構成要素はあくまで例示であり、本発明の技術範囲をそれらのみに限定する趣旨のものではない。
　（第１実施形態）
　図１は、本発明の第１実施形態に係る信号処理装置１００の概略構成を示す図である。図１において、信号処理装置１００は、変換部１０１と位相制御部１０２と変化量生成部１０３と逆変換部１０４とを備える。
　変換部１０１は、第１信号と第２信号とが混在した混在信号１１０を、周波数ごとの位相成分１２０および周波数ごとの振幅成分またはパワー成分１３０に変換する。
　変化量生成部１０３は、位相成分１２０よりも相互相関が弱く、乱数よりもランダム性の低いデータ系列を用いて、所定周波数の位相成分の変化量を生成する。また、位相制御部１０２は、変化量生成部１０３から提供された変化量を用いて、位相成分１２０の制御を行なう。逆変換部１０４は、位相制御部１０２によって制御処理を加えられた位相成分１４０を用いて強調信号１７０を生成する。
　このような構成により、位相成分１２０よりも相互相関が弱く、乱数よりもランダム性の低いデータ系列を用いて位相成分１２０を制御して、振幅スペクトルの減衰だけでは抑圧できない雑音の抑圧を効率よく実現することができる。
　（第２実施形態）
　《全体構成》
　本発明の第２実施形態としての雑音抑圧装置２００について図２乃至図４を用いて説明する。図２は、雑音抑圧装置２００の全体構成を示すブロック図である。本実施形態の雑音抑圧装置２００は、例えばデジタルカメラ、ノートパソコン、携帯電話などといった装置の一部としても機能するが、本発明はこれに限定されるものではない。雑音抑圧装置２００は、入力信号からのノイズ除去を要求されるあらゆる情報処理装置に適用可能である。本実施形態としての雑音抑圧装置は、例えば、マイクの近くでボタン押下などの操作がなされるような形態において、かかるボタン操作により発生する衝撃音を適切に除去する。簡単に説明すると、衝撃音を含む信号を周波数領域信号に変換し、周波数空間における位相成分を、相互相関が弱いデータ系列を用いて制御することにより、衝撃音を適切に除去する。
　入力端子２０６には、劣化信号(所望信号と雑音の混在する信号)が、サンプル値系列として供給される。入力端子２０６に劣化信号が供給されると、変換部２０１は、供給された劣化信号にフーリエ変換などの変換を施して、複数の周波数成分に分割する。変換部２０１は、複数の周波数成分を各周波数で独立に処理する。ここでは、特定の周波数成分に注目して説明を続ける。変換部２０１は、複数の周波数成分のうち劣化信号振幅スペクトル（振幅成分）２３０を逆変換部２０４に供給する。変換部２０１は、複数の周波数成分のうち位相スペクトル（位相成分）２２０を位相制御部２０２と変化量生成部２０３に供給する。なお、ここでは、変換部２０１は、逆変換部２０４に劣化信号振幅スペクトル２３０を供給しているが、本発明はこれに限定されるものではない。変換部２０１は、劣化信号振幅スペクトル２３０の二乗に相当するパワースペクトルを逆変換部２０４に供給してもよい。
　変化量生成部２０３は、変換部２０１から受けた劣化信号位相スペクトル２２０を用いて変化量を生成し、位相制御部２０２に供給する。ここで、位相の「変化量」とは、位相の「回転量」および「置換量」を含む概念であり、位相の制御量を意味する。位相制御部２０２は、変換部２０１から供給された劣化信号位相スペクトル２２０を、変化量生成部２０３から供給された変化量を用いて変化させることによって位相の相関を減じ、強調信号位相スペクトル２４０として逆変換部２０４へ供給する。逆変換部２０４は、位相制御部２０２から供給された強調信号位相スペクトル２４０と、変換部２０１から供給された劣化信号振幅スペクトル２３０とを合成して逆変換を行い、強調信号２７０として、出力端子２０７に供給する。
　《変換部の構成》
　図３は、変換部２０１の構成を示すブロック図である。図３に示すように、変換部２０１はフレーム分割部３０１、窓掛け処理部(windowing unit)３０２、およびフーリエ変換部３０３を含む。劣化信号サンプルは、フレーム分割部３０１に供給され、Ｋ／２サンプル毎のフレームに分割される。ここで、Ｋは偶数とする。フレームに分割された劣化信号サンプルは、窓掛け処理部３０２に供給され、窓関数(window function)であるw(t)との乗算が行なわれる。第ｎフレームの入力信号yn(t)(t=0,1,...,K/2-1)に対するw(t)で窓掛け（windowing）された信号は、次式（１）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　また、窓掛け処理部３０２は、連続する２フレームの一部を重ね合わせ（オーバーラップ）して窓掛けしてもよい。オーバーラップ長としてフレーム長の５０％を仮定すれば、t=0,1,...,K/2-1に対して、以下の式（２）で得られる左辺が、窓掛け処理部３０２の出力となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　窓掛け処理部３０２は、実数信号に対しては、左右対称窓関数を用いてもよい。また、窓関数は、位相制御部２０２が何も制御をしないときに、変換部２０１の入力信号と逆変換部２０４の出力信号が計算誤差を除いて一致するように設計される。これは、w(t)+w(t+K/2)=1となることを意味する。
　以後、連続する２フレームの５０％をオーバーラップして窓掛けする場合を例として説明を続ける。窓掛け処理部３０２は、w(t)として、例えば、次式（３）に示すハニング窓を用いてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　このほかにも、ハミング窓、三角窓など、様々な窓関数が知られている。窓掛けされた出力はフーリエ変換部３０３に供給され、劣化信号スペクトルYn(k)に変換される。劣化信号スペクトルYn(k)は位相と振幅に分離され、劣化信号位相スペクトルargYn(k)は、位相制御部２０２と変化量生成部２０３に、劣化信号振幅スペクトル|Yn(k)|は、逆変換部２０４に供給される。既に説明したように、振幅スペクトルの代わりにパワースペクトルを利用してもよい。
　《逆変換部の構成》
　図４は、逆変換部２０４の構成を示すブロック図である。図４に示すように、逆変換部２０４は逆フーリエ変換部４０１、窓掛け処理部４０２およびフレーム合成部４０３を含む。逆フーリエ変換部４０１は、変換部２０１から供給された劣化信号振幅スペクトル２３０(|Xn(k)|)と位相制御部２０２から供給された強調信号位相スペクトル２４０（argXn(k)）とを乗算して、強調信号（以下の式（４）の左辺）を求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　逆フーリエ変換部４０１は、得られた強調信号に逆フーリエ変換を施す。逆フーリエ変換された強調信号は、１フレームがＫサンプルを含む時間領域サンプル値系列xn(t)(t=0,1,...,K-1)として、窓掛け処理部４０２に供給され、窓関数w(t)との乗算が行なわれる。第ｎフレームの入力信号xn(t)(t=0,1,...,K/2-1)に対してw(t)で窓掛けされた信号は、次式（５）の左辺で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　また、窓掛け処理部４０２は、連続する２フレームの一部を重ね合わせ（オーバーラップ)して窓掛けしてもよい。フレーム長の５０％をオーバーラップ長として仮定すれば、t=0,1,...,K/2-1に対して、以下の式の左辺が、窓掛け処理部４０２の出力となり、フレーム合成部４０３に伝達される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　フレーム合成部４０３は、窓掛け処理部４０２からの隣接する２フレームの出力を、Ｋ／２サンプルずつ取り出して重ね合わせ、以下の式（７）によって、t=0,1,...,K-1における出力信号（式（７）の左辺）を得る。得られた出力信号は、フレーム合成部４０３から出力端子２０７に伝達される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　なお、図３と図４において変換部２０１と逆変換部２０４における変換をフーリエ変換として説明したが、変換部２０１、逆変換部２０４は、フーリエ変換に代えて、アダマール変換、ハール変換、ウェーブレット変換など、他の変換を用いてもよい。変換部２０１、逆変換部２０４がハール変換を用いた場合には、乗算が不要となり、ＬＳＩ化したときの面積を小さくすることができる。変換部２０１、逆変換部２０４がウェーブレット変換を用いた場合には、周波数によって時間解像度を異なったものに変更できるために、雑音抑圧効果の向上が期待できる。
　また、変換部２０１において得られる周波数成分を複数統合してから、変化量生成部２０３で変化量生成を、位相制御部２０２で位相の制御を行ってもよい。その際、聴覚特性の弁別能力が高い低周波領域から、能力が低い高周波領域に向かって、統合後の帯域が広くなるように、よりたくさんの周波数成分を統合して、高い音質を達成することができる。このように、複数の周波数成分を統合してから位相制御を実行すると、位相制御を適用する周波数成分の数が少なくなり、全体の演算量を削減することができる。
　《変化量生成部２０３の動作》
　変化量生成部２０３は、変換部２０１から劣化信号位相スペクトル２２０の供給を受け、位相の相関を減じるための変化量を生成する。変換部２０１から供給される劣化信号位相スペクトル２２０はargYn(k)(0≦ｋ＜Ｋ)であるので、変化量生成部２０３は、相関低減された強調信号位相スペクトルargXn(k)を、例えば、次のような処理で求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
これは、位相を１つおきに符号反転することに相当する。当然、１つおきではなく、Ｋより小さい任意の整数ごとに反転してもよい。
　変化量生成部２０３は、数式（８）の位相制御に必要な変化量として、回転量ΔargYn(k)を、次式のように得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　すなわち、変化量生成部２０３は、変化量として数式(９)に示す回転量ΔargYn(k)を生成する。また、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
とすることもできる。ｍｏｄ[ｋ，Ｋ]はkをＫで割ったときの余りを表す。このときの回転量ΔargYn(k)は、もとの位相をＫ/２サンプルずらせたものに相当する。ずれ量はＫ/２に限らず、任意の整数でよいことは明らかである。
　また、Ｋ/２を中心として元の位相と対称の位置にある位相を回転量ΔargYn(k)としてもよい。そのときには、次式を用いる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　さらに、これら２種類の処理、すなわち符号反転とシフトした位相の加算を組合せて変化量を生成することもできる。すなわち、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
または
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
である。
　上記シフト加算に関しては、シフト量Ｋ/２を変えることもできる。例えば、シフト量をそのときのフレーム番号ｎとすれば、時間の経過とともに自動的にシフト量が変化する。同様に、数式（１２）、（１３）において、数式（１１）の代わりに数式（１０）を組合わせてもよい。
　これら、位相の選択的符号反転とシフト加算の処理に、定数倍を組み合わせることもできる。例えば、式(１０)に定数倍を組み合わせると、次式（１４）で表わすことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
これは、シフト加算する項をその項の位置に対応したkの値で定数倍する例である。
　さらに、複数の位相サンプルを交換することもできる。例えば、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
を0≦ｋ＜Ｋ/２なるｋに１つおきに適用することができる。１の代わりに、Ｋより小さい任意の整数を用いてもよい。
　これまで、位相の選択的符号反転、シフト加算、定数倍、交換について説明したが、これらの処理をargYn(k)の値に応じて選択的に適用することもできる。例えば、argYn(k)の値が正の値をとるときだけ、上述したような処理を適用することも可能である。数式(１０)の処理を例にとれば、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
となる。ここに、sgn(・)は符号を取り出す演算子である。右辺の分数は、位相が正の値をとるときだけ１、それ以外はゼロとなるので、argYn(k)の値に応じて選択的に前記処理を適用することができる。これらの変化量を用いた相関除去処理は、相関除去の程度と必要な演算量が異なる。実際に適用する際には、相関除去の程度と必要演算量を考慮して、適切なものを選択し、あるいは組み合わせて使用する。
　別の相関除去の方法として、位相サンプルargYn(k)の相関を求めてから、求めた相関を除去する方法もある。例えば、argYn(k)が隣接するN-1サンプルの線形結合で表現される場合を考える。このとき、次式が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
あるいは、逆方向の相関に着目して、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
とすることもできる。ここにδL(k)、δR(k)は、非相関成分（相関のない成分）である。
　このような関係を用いてargYn(k)を修正すると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
または
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
となる。上記の式において、全ての非ゼロのajを利用する必要はない。一部のajを利用することによって、演算量を削減することができる。
　相関除去の効果は低減するが、値の大きなajを選択的に用いることで、効果の低減を最小化することができる。その最たる例は、最大のajだけを用いて、次式に基づいて位相の相関除去を行なうことである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
ここに、ｊｍａｘは相関係数ａが最大値をとるｊの値である。Ｎサンプルを用いた相関除去と比較して、相関除去に必要な演算量を削減することができる。
　上記線形相関の式における係数ajは、音声符号化では線形予測係数(LPC)として知られている。LPCは、レビンソン・ダービンの再帰法を用いて高速に求めることができる。また、もとの位相サンプル値と予測結果の差分（誤差）を用いて、正規化ＬＭＳアルゴリズムなどに代表される、適応フィルタの係数更新アルゴリズムを利用して、LPCを求めることができる。
　また、隣接するＫ-1サンプルの線形結合ではなく、Ｋj-1サンプルの線形結合（Ｋj＜Ｋ）を想定して相関除去を行ってもよい。このように線形結合に想定するサンプル数を削減することによって、相関除去に必要な演算量を削減することができる。
　これまでは、一例としてargYn(k)が隣接するＫ-1サンプルの線形結合で表現される場合を考えたが、同様にＫ-1サンプルの非線形結合で表現される場合を考えることもできる。すなわち、次式が成立する場合である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　ここに、fNL[・]は非線形関数、δ(k)は非相関成分である。このとき、相関除去に用いる変化量は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
で求めることができる。非線形関数を用いた相関除去により、非線形な相関を有する場合に十分に相関を除去することができる。
　非線形関数は、一般的に多項式で近似することができる。非線形関数fNL [・]をargYn(j)の多項式で近似する際に、argYn(j)の種類を限定し、さらにその次数を限定することもできる。例えば、argYn(k)とargYn(k+1)とそれらの２乗だけを用いることにすれば、fNL [・]はargYn(k)、argYn(k+1)およびそれらの２乗を含む４種類の項だけで近似される。このような非線形関数の近似によって、相関除去に必要な演算量を削減することができる。
　《位相制御部２０２の動作》
　位相制御部２０２は、変化量生成部２０３から供給された変化量ΔargYn(k)を、変換部２０１から供給された劣化信号位相スペクトル２２０に加算することにより、強調信号位相スペクトル２４０argXn(k)を求めて、逆変換部２０４に供給する。すなわち、次式を実行する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　位相制御部２０２は、変化量生成部２０３から供給された変化量ΔargYn(k)を、変換部２０１から供給された劣化信号位相スペクトル２２０に加算せずに、劣化信号位相スペクトル２２０と置換することによって、強調信号位相スペクトル２４０argXn(k)を求め、逆変換部２０４に供給することもできる。すなわち、次式を実行することにより、位相の回転量と位相の置換量とが等価となる。なお、ここでは強調信号位相スペクトル自体を減算して回転量を加算することによって置換を実現しているが、単純に位相データを置換量に置き換えることによって置換を実現してもよい。。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　以上説明したとおり、変化量生成部２０３が生成した変化量ΔargYn(k)を用いて、位相制御部２０２がΔargYn(k)の値を変化させることにより、劣化信号位相スペクトル２２０の形状を変化させる。この形状の変化により、劣化信号位相スペクトル２２０の相関が弱くなり、入力された信号の特徴を弱めることができる。
　なお、これまで説明してきた位相の処理に先立って、位相展開を適用することもできる。これは、劣化信号位相スペクトル２２０が±πの範囲を値域とするためである。すなわち、位相展開を行って、値域が±πに限定されないようにする。位相展開をすることによって、数式(１５)、（１６)、（２０)などで表される相関を求める際に、高精度に相関を求めることができる。位相展開に関しては、B. Rad and T. Virtanen, "Phase spectrum prediction of audio signals," Proc. ISCCSP2012, CD-ROM, May 2012.（非特許文献２)や S. T. Kaplan and T. J. Ulrych, "Phase Unwrapping: A review of methods and a novel technique," Proc. 2007 CSPG CSEG Conv. Pp.534-537, May 2007.（非特許文献３）に示されるように、様々な方法を適用することができる。
　（第３実施形態）
　《全体構成》
　本発明の第３実施形態としての雑音抑圧装置５００について図５を用いて説明する。図５は、雑音抑圧装置５００の全体構成を示すブロック図である。本実施形態の雑音抑圧装置５００は、第２実施形態の雑音抑圧装置２００と比較して、変化量生成部５０３以外の構成は、同一である。そこで、変化量生成部５０３に関してだけ説明し、その他の構成要素に関する詳細な説明は省略する。
　《変化量生成部５０３の構成》
　図６は位相制御部２０２および変化量生成部５０３の構成を示すブロック図である。図６に示すように、変化量生成部５０３は振幅保持部６０１と振幅分析部６０２とを含む。振幅保持部６０１は、劣化信号振幅スペクトル２３０を保持し、振幅分析部６０２に供給する。
　位相制御部２０２には、変換部２０１から劣化信号位相スペクトル２２０が供給され、変化量生成部５０３から位相の回転量が供給される。位相制御部２０２は、劣化信号位相スペクトル２２０を、変化量生成部５０３から供給された回転量だけ回転（シフト）させ、強調信号位相スペクトル２４０として逆変換部２０４へ供給する。
　《振幅を用いた変化量算出１》
　振幅分析部６０２は、例えば、振幅保持部６０１が保持した劣化信号振幅スペクトルにπを乗じて得られた積を回転量とする。あるいは、振幅保持部６０１が保持した劣化信号振幅スペクトルを周波数方向または時間軸方向に集めてそのまま回転量としても、同様の効果が得られる。位相制御部２０２は、変化量生成部５０３が劣化信号振幅スペクトルにより生成した変化量を用いて、劣化信号位相スペクトルを各周波数で変化（回転または置換）させる。位相制御部２０２が行なう制御により、劣化信号位相スペクトル２２０の形状が変化する。この形状の変化により、雑音の特徴を弱めることができる。
　《振幅を用いた変化量算出２》
　振幅分析部６０２は、また、振幅保持部６０１が保持した劣化信号振幅スペクトル２３０を正規化したものを回転量として位相制御部２０２に供給してもよい。この場合、振幅分析部６０２は、まず、劣化信号振幅スペクトル２３０（全て正の値Ｋ個）の平均を求める。求めた平均値で劣化信号振幅スペクトル２３０を除して得られた商にπを乗じて得られた積を回転量とする。なお、このときにπを乗じずに商をそのまま回転量としても、類似の効果が得られる。正規化なしの場合と比べて分散を相対的に大きくすることができるので、回転させられる位相に対する相関除去の効果を強化することができる。また、平均を求める際に、最初に極端に他と異なる値（外れ値）を除外してから、平均を求めることもできる。外れ値の悪影響を排除することができ、より効果的な回転量を求めることができる。
　《振幅を用いた変化量算出３》
　振幅分析部６０２は、また、劣化信号振幅スペクトル２３０の分布を正規化してから回転量とすることもできる。まず、振幅分析部６０２は劣化信号振幅スペクトル２３０（全て正の値Ｋ個）の最大値|Xn(K)|maxと最小値|Xn(K)|minとを求める。次に、劣化信号振幅スペクトルから最小値を減算して、最大値と最小値の差で除する。この商にπを乗じて得られた積を回転量とする。すなわち、回転量ΔargＹn(k)を次式で求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
このように回転量を求めることによって、回転量は０とπの間に分布するので、回転させられる位相に対する相関除去の効果を強化することができる。なお、このときにπを乗じずに商をそのまま回転量としても、類似の効果が得られる。
　《振幅を用いた変化量算出４》
　回転量生成部５０２は、また、劣化信号振幅スペクトルの分布を自身の包絡線で正規化して、回転量とすることもできる。包絡線は、例えば、劣化信号振幅スペクトルの回帰曲線をＮ個のサンプルから求めて、回帰曲線の値で各サンプルを除する。Ｎ個のサンプルのうち、一部を用いて回帰曲線を求めてもよいし、外れ値を除外してから回帰曲線を求めることもできる。外れ値の除外によって、外れ値の悪影響を除外することができ、より効果的な回転量を求めることができる。このようにして得られた商は、１を中心とした分布となる。
　この商に、既に数(２６)を用いて説明した最大値と最小値の正規化を適用すると、回転量ΔargＹn(k)は次式（２７）で求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
式（２７）において、|Ｘチルダn(k)|は、包絡線で正規化した劣化信号振幅スペクトルである。このようにして回転量を求めることによって、回転量が均一にπと-πの間に分布し、相関除去の効果を強化することができる。なお、このときにπを乗じずに商をそのまま回転量としても、類似の効果が得られる。
　（第４実施形態）
　本発明の第４実施形態について、図７を用いて説明する。本実施形態に係る雑音抑圧装置７００は、位相制御部２０２での位相の制御による出力レベルの低下を振幅制御部７０８を用いて補填する点で第２実施形態と異なる。他の構成および動作は第２実施形態と同様であるためここではその説明を省略する。
　図８に示すとおり、振幅制御部７０８は、補正量算出部８８１と振幅補正部８８２とを備える。補正量算出部８８１は、変化量生成部２０３から伝達された位相の回転量を用いて振幅補正係数を算出する。振幅補正部８８２は、算出した振幅補正係数を変換部２０１から供給された劣化信号振幅スペクトルに乗じ、逆変換部２０４に供給する。振幅補正係数を乗じることにより、劣化信号位相スペクトル２２０を制御して強調信号位相スペクトル２４０を得た場合の出力レベル低下を解消することができる。
　まず、相関除去を通じた位相の回転により出力レベルの低下が生じることを、図９および図１０を用いて説明する。
　図９および図１０は、劣化信号が図７に示すブロック図で処理された場合の信号を示している。図９と図１０の違いは位相回転の有無である。図９は位相回転を行なわない場合の信号を、図１０は位相回転をフレーム３から行った場合の信号を示している。
　まず、位相を回転しない場合の信号について図９を用いて説明する。図９の最上部に描かれているのは、劣化信号である。劣化信号はフレーム分割部３０１においてフレーム分割される。点線で区切られた、上から２番目の信号が、フレーム分割後の信号である。図９では、連続した４フレーム分の信号を図示した。また、フレームのオーバーラップ率は５０％としている。
　窓掛け処理部３０２は、フレームに分割された信号に窓掛けを行なう。点線で区切られた、上から３番目の信号が窓掛け処理後の信号である。図９では位相回転による影響を明確に示すため、矩形窓による重み付けをしている。
　次に、フーリエ変換部３０３によって、周波数領域の信号に変換されるが、図９では周波数領域での信号は省略した。位相回転の点線より下部は、逆変換部２０４の逆フーリエ変換部４０１により、時間領域へ変換された信号を図示している。点線で区切られた、上から４番目の信号が位相回転後の信号である。ただし、図９では位相回転を行っていないため、窓掛け処理後の信号から変化していない。
　逆変換部２０４の逆フーリエ変換部４０１から出力された強調信号は、窓掛け処理部４０２で窓掛け処理を再度実施される。図９では、矩形窓による重み付けを実施した場合を示している。窓掛け処理された信号は、フレーム合成部４０３において、合成される。この時、フレーム間の時間を揃える必要がある。フレームのオーバーラップ率が５０％であるので、ちょうど半分ずつフレームが重なる。位相の回転を実施していない場合、図９のように入力信号と出力信号は一致する。
　一方、位相を回転する場合の信号について図１０を用いて説明する。図１０に示したのは位相回転をフレーム３から実施した場合の信号である。最上部に描かれているのは、図９と同じ劣化信号である。フレーム分割後および窓掛け処理後の信号も図９と同様である。
　図１０では、フレーム３から一定の位相回転を実施した場合を描いている。位相回転処理の点線下部に示した右向き三角形の区間に注目する。位相回転処理により、フレーム３および４の信号が時間方向にシフトしている。位相回転を施した信号は、再度窓掛け処理が行なわれ、フレーム合成される。このとき、フレーム２とフレーム３が重なるiiの区間で、フレーム２とフレーム３の信号に違いが生じる。これにより、フレーム合成後の出力信号レベルがiiの区間において小さくなる。つまり、位相の回転を実施する場合、図１０のiiの区間で出力信号レベルが低下する。
　この位相回転による出力信号レベルの低下は、時間領域における加算を周波数領域の加算に置き換え、周波数領域のベクトル合成でも説明できる。
　図１１に、フレーム分割および窓掛け処理後の連続した２フレームの劣化信号を、x1[n]およびx2[m]として示す。なお、オーバーラップ率は５０％としている。ここで、nはx1の離散時間を表す。mはx2の離散時間を表す。オーバーラップ率が５０％の場合には、以下の式（２８）が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
　また、x1とx2の関係は、以下の式（２９）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
　まず、時間領域信号から周波数領域信号への変換および逆変換の式を示す。周波数領域信号X[k]は、時間領域信号x[n]のフーリエ変換によって、以下の式（３０）のように表現される。ここで、ｋは離散周波数を表し、Ｌはフレーム長である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
　また、周波数領域信号X[k]を逆変換により、時間領域信号x[n]に戻すと、以下の式（３１）のように表現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
　これに基づいて、時間領域信号x1[n],x2[m]を、周波数領域信号X1[k],X2[k]に変換すると、以下の式（３２）、式（３３）のように表現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
　周波数領域信号X1[k],X2[k]を、逆変換によってそれぞれ時間領域信号x1[n],x2[m]に戻すと、式（３１）より、以下の式（３４）、式（３５）のように表現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
　逆フーリエ変換部４０１は、逆フーリエ変換により周波数領域信号を時間領域信号に変換する。その後、フレーム合成部４０３は、前フレームと現フレームの強調音声をオーバーラップ加算する。
　例えば、図示した例のオーバーラップ率５０％では、フレーム合成部４０３は、離散時間m=L/2～L-1の区間で隣接フレームの加算を行なう。この加算区間m=L/2～L-1を考える。
　時間領域の加算に、式（３４）および式(３５)を代入すると、以下の式（３６）のように表現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000036
　さらに、式（３６）中の周波数領域信号X1[k],X2[k]に式（３２），式（３３）を代入すると、以下の式（３７）のように表現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000037
　さらに、式（３７）を展開すると、以下の式（３８）のように表現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000038
　ここで、式（３８）の各項に含まれる総和演算を考える。任意の整数gを導入し、以下の式（３９）が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000039
　デルタ関数δ[g]のフーリエ逆変換式は、式（４０）で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000040
　ここで、デルタ関数δ[g]は、以下の式（４１）で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000041
　式（４０）より、式（３９）は、以下の式（４２）に変形できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000042
　式（４２）の関係から、式（３８）は、以下の式（４３）で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000043
　よって、式（３８）は、以下の式（４４）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000044
　さて、ここで周波数領域信号X2[k]に対し、位相回転を行った場合を考える。このときの時間領域信号は、図１２のようになる。
　X2[k]の位相スペクトルを、φ[k]回転させたとき、その逆変換は以下の式（４５）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000045
　これを、式（３６）に代入すると、以下の式（４６）が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000046
　これを展開すると、以下の式（４７）が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000047
　ここで、オーバーラップ率５０％と仮定し、オーバーラップ区間のn=L/2～L-1について考える。オーバーラップ区間では、式（４７）より、以下の式（４８）のように展開できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000048
　ここで、それぞれの項にある括弧内の項（式（４９）に示す）は、ベクトル合成であるから、特定の周波数ｋに注目すると、図１３のように描ける。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000049
　もし、位相回転が行なわれていないとき、つまりφ[k]=0の場合は、図１４のようになる。
　式（４９）の絶対値を求めると、以下の式（５０）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000050
　よって、式（４９）の絶対値が最大になる条件は、φ[k]=０の場合であり、その値は２である。つまり、位相回転が行なわれると、出力信号の大きさが小さくなることがわかる。
　この出力信号レベルの低下量を補正するように、補正量算出部８８１は、強調信号振幅スペクトルの振幅補正量を決定する。
　続いて、補正量の算出方法を具体的に説明する。ここでは、問題簡単化のため、位相の回転による大きさの変動に着目し、それぞれの周波数成分が単位ベクトルに正規化されているものとする。
　まず、位相回転を行なわない場合を考える。連続するフレーム間で位相が同じ場合の合成ベクトルは、図１４に示されるベクトルＳのようになり、そのベクトルの大きさ|Ｓ|は、以下の式（５１）で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000051
　一方、正規乱数により位相回転を行なう場合、連続するフレーム間位相差がφとなる場合の合成ベクトルは、図１３に示されるベクトルＳ´のようになる。そのベクトルの大きさ|Ｓ´|は、以下の式（５２）で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000052
　さて、ここで、期待値Ｅ(|Ｓ´|2)を求めると、以下の式（５３）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000053
　正規乱数の場合φの発生確率が正規分布により決定される。そのため、正規乱数による位相回転を実施した場合のパワー期待値を求めるには、φの発生確率に基づいた重み付けが行なわれる必要がある。
　具体的には、φの発生確率に基づいた、重み関数f(φ)を導入する。その重み関数f(φ)により、cos(φ)は、重みづけされる。さらに、重み付け関数f(φ)の積分値で正規化することにより、パワー期待値を求めることができる。
　正規乱数による位相回転を行った場合の出力パワー期待値Ｅ(Ｓ´2)は、一様正規乱数の出力パワー期待値である式（５３）に、重み付け関数f(φ)およびその積分値を導入することで、以下の式（５４）のように表現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000054
　重み関数f(φ)は、正規分布により表現できるので、以下の式（５５）が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000055
　ここで、σは分散をμは平均を表している。
　例えば、平均値μ＝０，分散σ＝１の標準正規分布では、以下の式（５６）となるので、これを式（５４）に代入すると、式（５７）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000056
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000057
　ここで、式（５７）の右辺、第２項を数値計算すると、式（５８）が成立するので、位相の回転をしない場合の、Ｅ(|Ｓ2|)との比は、式（５９）で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000058
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000059
　補正量算出部８８１は、位相を標準正規分布の正規乱数で回転させる場合、振幅補正部８８２に補正係数をsqrt(1/0.805)として、伝達する。位相制御部２０２は、位相回転を全ての周波数に対して行ってもよいし、一部の周波数に対して行ってもよい。振幅制御部７０８は、振幅補正を、位相回転が行なわれた周波数に対してのみ行なう。よって、位相回転を行なわない周波数の補正係数は、1.0とする。位相回転を行った周波数の補正係数のみ導出した値とする。
　なお、全ての位相回転特性が正規分布で完全に表現できるわけではないが、正規分布で近似することによって、上記の補正量計算法を適用することができる。そのためには、変化量生成部２０３の発生する変化量の値と出現頻度に基づく統計をとり、式（５５）の正規分布における平均値μと分散σを求める必要がある。続いて、式（５５）から式（５９）までの計算を行って、その逆数の平方根として補正係数を求める。
　以上のように、本実施形態に係る雑音抑圧装置７００は、位相スペクトルを制御することによる出力信号レベルへの影響を振幅制御部７０８により取り除くことができる。そのため、雑音抑圧装置７００は、高品質な強調信号を得ることができる。
　（第５実施形態）
　本発明の第５実施形態にかかる雑音抑圧装置１５００について、図１５を用いて説明する。本実施形態では、振幅制御部７０８を備えている点で、第３実施形態の構成と異なる。振幅制御部７０８以外の構成については、第３実施形態と同様であり、振幅制御部７０８は、第４実施形態と同様であるため、同じ構成については同じ符号を付してその詳しい説明を省略する。
　本実施形態によれば、劣化信号振幅スペクトルまたはそれから求めた値を用いて、劣化信号位相スペクトルを回転または置換することで、位相由来の雑音を効率的に抑圧でき、かつ、振幅制御により、位相制御に伴う出力レベルの低下を抑制できる。
　（第６実施形態）
　本発明の第６実施形態に係る雑音抑圧装置１６００について、図１６を用いて説明する。本実施形態では、位相の回転量の上限を制限する点で第２実施形態と異なる。それ以外の構成および動作については第２実施形態と同様であるためここでは詳しい説明を省略する。
　図１６は、本実施形態に係る雑音抑圧装置１６００の構成を示すブロック図である。図１６に示すように、本実施形態における雑音抑圧装置１６００は、第２実施形態で説明した変化量生成部２０３と位相制御部２０２に加え、変化量制限部１６０１を含む。変化量生成部２０３は、変化量制限部１６０１からの制限を受けつつ、劣化信号位相スペクトルの変化量を生成し、位相制御部２０２に供給する。
　変化量制限部１６０１は、変化量生成部２０３によって生成される回転量を一定範囲内に制限する。つまり、変化量制限部１６０１は、φの分布を、０～２πから任意の範囲に制限する。例えば、変化量制限部１６０１は、φの分布を、０～π／２のように制限する。これにより、強調信号位相スペクトルに劣化信号位相スペクトルの特徴がある程度残ることになる。完全に位相をランダムに回転させる場合に比較し、劣化信号の特徴がある程度保持されるため、目的音への影響が少なくなる。そのため、目的音の歪が軽減される。
　本実施形態に係る本発明は、第２実施形態の効果に加えて、位相の回転量を制限することにより、目的音の劣化を低減させることができる。
　（第７実施形態）
　本発明の第７実施形態について、図１７を用いて説明する。本実施形態に係る本発明は、位相成分を遅延させ、フレーム間での位相成分の差分を求めた上でそこから補正量を算出する点で第４実施形態と異なる。つまり、振幅制御部１７０８の内部構成において第２実施形態と異なる。他の構成および動作は第２実施形態と同様であるためここではその説明を省略する。
　図１７は、本実施形態における振幅制御部１７０８の構成を示すブロック図である。図１７に示すように、本実施形態における位相制御部２０２は、回転後の位相を振幅制御部１７０８に供給する。また振幅制御部１７０８は、位相成分遅延部１７８１、補正量算出部１７８２および振幅補正部８８２を含む。
　位相成分遅延部１７８１は、位相制御部２０２から供給された強調信号位相スペクトルを１フレーム分保持し、補正量算出部１７８２に供給する。
　補正量算出部１７８２は位相成分遅延部１７８１からの１フレーム前の強調信号位相スペクトルと位相制御部２０２からの現在の強調信号位相スペクトルから振幅補正量を算出し、振幅補正部８８２に伝達する。
　本実施形態によれば、第２実施形態の効果に加えて、位相の変化量から数学的に出力レベルの期待値を導出できない場合でも出力レベルを補正することができる。
　補正量算出部１７８２は、前フレームと現フレームの強調信号位相スペクトルから各周波数で合成ベクトルの大きさを求め、その大きさから補正係数を決定する。前フレームの位相をα，現フレームの位相をβとすると、その合成ベクトルの大きさ|Ｓ´|は、以下の式（６０）で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000060
　連続するフレームで位相が一致する場合の合成ベクトルの大きさ|Ｓ|は、式（５１）において既に導出しているように|Ｓ|＝２である。よって、振幅補正量は、以下の式（６１）で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000061
　本実施形態は、この値を、振幅制御部１７０８に供給し、強調信号振幅スペクトルを補正することで、出力レベルの低下を解消することができる。本実施形態において、位相回転部以外の構成および動作については、第２実施形態と同様であるためここではその説明を省略する。
　（第８実施形態）
　本発明の第８実施形態について、図１８を用いて説明する。図１８は、本実施形態に係る位相制御部２０２および振幅制御部１８０８の構成を示すブロック図である。
　本実施形態に係る本発明は、入出力比算出部１８８１を含む点で、図８（第４実施形態）と異なる。入出力比算出部１８８１は、入力端子２０６からの劣化信号および逆変換部２０４からの強調信号を受け取り、その入出力レベル比を算出する。入出力比算出部１８８１は、入出力レベル比を補正量算出部１８８２に供給する。補正量算出部１８８２は、強調信号のレベルが劣化信号と同等になるように、補正量を算出する。振幅補正部８８２は、算出された補正量により強調信号振幅スペクトルを補正する。
　入出力比算出部１８８１は、劣化信号と強調信号の時間領域信号から、そのレベルの比を求める。
　第ｎフレームの劣化信号yn(t)と第ｎフレームの強調信号xn(t)のレベル比Rは、以下の式（６２）で表わされる。ここで、tはサンプル時間を示す。Ｌはフーリエ変換のフレーム長を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000062
　補正量算出部１８８２は、この比の値Rと位相回転を行った周波数成分の数により、振幅補正量Ｇを求める。時間領域信号が変換部によりＮ個の周波数成分に分割され、そのうちＭ個の位相スペクトルに対し、位相回転を行った場合、振幅補正量Ｇは、以下の式（６３）のように求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000063
　また、振幅補正部８８２は、変化量生成部２０３から伝達された位相回転の有無の情報より、位相回転が行なわれた周波数のみで振幅補正を行なう。本実施形態において、入出力比算出部１８８１および補正量算出部１８８２以外の構成および動作については、第４実施形態と同様であるためここではその説明を省略する。
　本実施形態に係る本発明は、時間領域の信号から補正係数を求めているため、位相回転量がいかなる方法で決定されても、出力レベルを補正できる。
　（第９実施形態）
　本発明の第９実施形態について、図１９を用いて説明する。図１９は、本実施形態に係る振幅制御部１９０８の構成を示すブロック図である。図１９に示すように、本実施形態における振幅制御部１９０８は、第８実施形態に含まれる入出力比算出部１８８１に加え、平均化処理部１９８１を含む。平均化処理部１９８１以外の構成および動作については、第８実施形態と同様であるためここではその説明を省略する。
　平均化処理部１９８１は、入力端子２０６から劣化信号を受け取り、平均化処理を施した上で、その平均値を入出力比算出部１８８１に供給する。また、平均化処理部１９８１は逆変換部２０４から強調信号を受け取り、平均化処理を施した上で、その平均値を入出力比算出部１８８１に供給する。入出力比算出部１８８１は平均化処理部１９８１から劣化信号および強調信号の平均値を受け取り、そのレベル比を算出する。
　平均化処理部１９８１は、任意の時間長で劣化信号および強調信号のレベルを平均化する。具体的には、平均化処理部１９８１は、移動平均や漏れ積分などを用いて劣化信号および強調信号のレベルを平均化する。
　本実施形態に係る本発明は、第８実施形態の効果に加えて、平均化されたレベルを使用するため、補正量の変動が抑制され、出力信号の品質向上が実現できる。
　（第１０実施形態）
　本発明の第１０実施形態について、図２０および図２１を用いて説明する。図２０は、本実施形態に係る雑音抑圧装置２０００の構成を示す図である。本実施形態に係る雑音抑圧装置２０００は、第２実施形態の図２の構成に加え、振幅成分遅延部２０１１、位相成分遅延部２０１２および逆変換部２０１３を含む。また、振幅制御部２００８の内部構成にも差異がある。本実施形態において、振幅成分遅延部２０１１、位相成分遅延部２０１２および振幅制御部２００８以外の動作については、第２実施形態と同様であるためここではその説明を省略する。
　入力端子２０６に供給された劣化信号２１０は、変換部２０１と振幅制御部２００８に供給される。変換部２０１は、劣化信号振幅スペクトル２３０を振幅成分遅延部２０１１および逆変換部２０１３に供給する。また、変換部２０１は、劣化信号位相スペクトル２２０を位相制御部２０２および変化量生成部２０３に供給する。位相制御部２０２は、変換部２０１から供給された劣化信号位相スペクトル２２０を、変化量生成部２０３で生成された変化量を用いて制御し、強調信号位相スペクトルとして逆変換部２０１３および位相成分遅延部２０１２に供給する。また、変化量生成部２０３は、各周波数における位相回転の有無を、振幅制御部２００８へ伝達する。
　逆変換部２０１３は、変換部２０１から供給された劣化信号振幅スペクトル２３０と位相制御部２０２から供給される劣化信号位相スペクトルを用いて、位相回転によるレベル低下の生じた信号を振幅制御部２００８に伝達する。
　振幅成分遅延部２０１１は、変換部２０１からの劣化信号振幅スペクトル２３０を遅延させ、振幅制御部２００８に供給する。
　位相成分遅延部２０１２は、位相制御部２０２からの強調信号位相スペクトルを遅延させ、逆変換部２０４に供給する。振幅制御部２００８は、逆変換部２０１３の出力と劣化信号２１０とを用いて、振幅成分遅延部２０１１から供給される劣化信号振幅スペクトルから補正振幅スペクトル２５０を生成する。
　逆変換部２０４は、位相制御部２０２から位相成分遅延部２０１２を介して供給された、強調信号位相スペクトル２４０と、振幅制御部２００８から供給された補正振幅スペクトル２５０とを合成して逆変換を行い、強調信号として、出力端子２０７に供給する。
　劣化信号位相スペクトル２２０は、位相制御部２０２で制御され、逆変換部２０１３において時間領域の信号に変換される。振幅制御部２００８は、その信号と劣化信号２１０とを用いて、位相回転によるレベルの変動量を求める。
　この変動量は位相制御部２０２による回転処理のみの変動である。そのため、振幅制御部２００８は、位相の回転によるレベル変動を正確に捉えることができる。振幅制御部２００８は、このレベル比を用いて振幅補正を行なうが、求まるレベル比は１フレーム前のものである。そこで、振幅成分遅延部２０１１と位相成分遅延部２０１２を導入し、１フレーム前の周波数成分に対して、振幅制御部２００８において振幅補正を行なう。
　図２１は、本実施形態に係る位相制御部２０２および振幅制御部２００８の内部構成を説明するためのブロック図である。入出力比算出部２１８１は、入力端子２０６から供給される劣化信号と逆変換部２０１３から供給される、位相回転によるレベル低下分を含んだ信号から、レベル比を算出し、補正量算出部２１８２に供給する。
　補正量算出部２１８２は、変化量生成部２０３から各周波数における位相回転の有無の情報を受け取り、振幅補正量を算出する。振幅補正部８８２は、その振幅補正量に基づいて、強調信号振幅スペクトルを各周波数で補正し、逆変換部２０４へ供給する。
　本実施形態に係る雑音抑圧装置２０００は、第８実施形態の効果に加え、第８実施形態および第９実施形態では不可避だった入出力比の遅延を回避でき、より正確な出力レベルの補正を実現できる。
　（第１１実施形態）
　本発明の第１１実施形態について、図２２を用いて説明する。図２２に示すように、本実施形態に係る雑音抑圧装置２２００は、第４実施形態の構成に加え、フレームオーバーラップ制御部２２０８を含む。フレームオーバーラップ制御部２２０８は、変換部２０１および逆変換部２０４において、フレーム分割、合成されるときのオーバーラップ率の制御を行なう。フレームオーバーラップ制御部２２０８は、そのオーバーラップ率を振幅制御部７０８に供給する。既に説明したとおり、位相回転によるレベル低下はオーバーラップによって生じる。このレベル低下量はオーバーラップ率により変化し、オーバーラップ率が大きくなるほど、低下量も大きくなる。よって、オーバーラップ率が変化した場合には、振幅補正量を制御する必要がある。具体的には、オーバーラップ率５０％の場合の振幅補正量Ｇを基準に補正量を求める。
　オーバーラップ率が０％のとき振幅補正は必要ない。また、オーバーラップ率５０％のとき振幅補正量はＧである。そこで、フレーム長Ｌとオーバーラップ長Ｑの比を用いて、以下の式（６４）のようになる。ここで、Ｇ´はオーバーラップ率による補正を行った振幅補正量である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000064
　例えば、オーバーラップ率５０％の場合は、Ｑ＝Ｌ／２であるので、以下の式（６５）
が成立する。オーバーラップ率２５％の場合には、Ｑ＝Ｌ／４より以下の式（６６）が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000065
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000066
　振幅制御部７０８は、式（６４）に基づき、位相制御部２０２から伝達された補正係数を補正し、強調信号振幅スペクトルを補正する。本実施形態において、フレームオーバーラップ制御部２２０８以外の構成および動作については、第４実施形態と同様であるためここではその説明を省略する。
　本実施形態に係る雑音抑圧装置２２００は、第４実施形態の効果に加えて、フレームのオーバーラップ率を自由に設定できる。
　（他の実施形態）
　以上説明してきた第１乃至第１１実施形態では、それぞれ別々の特徴を持つ雑音抑圧装置について説明したが、それらの特徴を如何様に組み合わせた雑音抑圧装置も、本発明の範疇に含まれる。
　また、本発明は、複数の機器から構成されるシステムに適用してもよいし、単体の装置に適用してもよい。さらに、本発明は、実施形態の機能を実現するソフトウェアの信号処理プログラムが、システムあるいは装置に直接あるいは遠隔から供給される場合にも適用可能である。したがって、本発明の機能をコンピュータで実現するために、コンピュータにインストールされるプログラム、あるいはそのプログラムを格納した媒体、そのプログラムをダウンロードさせるＷＷＷサーバも、本発明の範疇に含まれる。
　図２３は、第１実施形態を信号処理プログラムにより構成する場合に、その信号処理プログラムを実行するコンピュータ２３００の構成図である。コンピュータ２３００は、入力部２３０１と、ＣＰＵ２３０２と、出力部２３０３と、メモリ２３０４とを含む。
　ＣＰＵ２３０２は、信号処理プログラムを読み込むことにより、コンピュータ２３００の動作を制御する。すなわち、ＣＰＵ２３０２は、メモリ２３０４に格納された信号処理プログラムを実行し、第１信号と第２信号とが混在した混在信号を、周波数ごとの位相成分および振幅成分またはパワー成分に変換する（Ｓ２３１１）。次に、ＣＰＵ２３０２は、位相成分よりも相互相関が弱く、乱数よりもランダム性の低いデータ系列を用いて、所定周波数の位相成分の変化量を生成する（Ｓ２３１２）。生成された変化量に応じて、ＣＰＵ２３０２は、位相成分を制御する（Ｓ２３１３）。ＣＰＵ２３０２は、ステップＳ２３１３により制御処理を加えられた位相成分を用いて強調信号を生成する（Ｓ２３１４）。
　これにより、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。なお、第２～第１１実施形態についても同様であり、それらの実施形態の機能を実現する信号処理プログラムをＣＰＵが実行することにより構成されたシステムも本発明の範疇に含まれる。
　この出願は、２０１２年１１月２７日に出願された日本出願特願２０１２－２５９２１８を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (15)

  1. 　第１信号と第２信号とが混在した混在信号を、周波数ごとの位相成分および周波数ごとの振幅成分またはパワー成分に変換する変換手段と、
    　前記位相成分よりも相互相関が弱く、乱数よりもランダム性の低いデータ系列を用いて、所定周波数の前記位相成分の変化量を生成する変化量生成手段と、
    　前記変化量生成手段から提供された変化量を用いて、前記位相成分を制御する位相制御手段と、
    　前記位相制御手段によって制御処理を加えられた位相成分を用いて強調信号を生成する逆変換手段と、
    　を備えたことを特徴とする信号処理装置。
  2. 　前記変化量生成手段は、前記変換手段によって導き出された前記位相成分に基づくデータ系列を用いて変化量を生成することを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
  3. 　前記変化量生成手段は、前記変換手段によって導き出された前記位相成分を、少なくとも１サンプル値おきに符号反転したデータ系列を用いて変化量を生成することを特徴とする請求項２に記載の信号処理装置。
  4. 　前記変化量生成手段は、前記変換手段によって導き出された前記位相成分を少なくとも１サンプルずらせたデータ系列を用いて、変化量を生成することを特徴とする請求項２または３に記載の信号処理装置。
  5. 　前記変化量生成手段は、１フレーム中の全サンプル数の半分の位置を中心として元の位相成分と対称の位置にある位相成分を変化量とすることを特徴とする請求項２、３または４に記載の信号処理装置。
  6. 　前記変化量生成手段は、前記変換手段によって導き出された前記位相成分を、１フレームのサンプル中で、交換したデータ系列を変化量とすることを特徴とする請求項２乃至５のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  7. 　前記変化量生成手段は、前記位相成分の隣接するサンプル間での相関を求め、求めた相関を除去すべく前記変化量を定めることを特徴とする請求項２乃至６のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  8. 　前記変化量生成手段は、前記データ系列として、所定の周波数よりも高い周波数の振幅成分の複数の値を用いることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  9. 　前記変化量生成手段は、前記データ系列として、所定の周波数よりも高い周波数の振幅成分を、周波数方向に集めた複数の値を用いることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  10. 　前記変化量生成手段は、前記データ系列として、特定の周波数の時間軸に沿った振幅成分の複数の値を用いることを特徴とする請求項１乃至９のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  11. 　前記変化量生成手段は、特定の周波数の前記振幅成分を保持する振幅保持手段を含み、保持した前記振幅成分のうち、所定の周波数の振幅成分を前記位相成分の変化量として用いることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  12. 　前記変化量生成手段は、前記変換手段が変換した前記位相成分を入力し、前記位相成分との相関の弱い変化量を生成することを特徴とする請求項１乃至１１のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  13. 　前記位相制御手段は、前記変化量生成手段から提供された変化量を用いて、前記位相成分を置換または回転することを特徴とする請求項１乃至１２のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  14. 　第１信号と第２信号とが混在した混在信号を、周波数ごとの位相成分および周波数ごとの振幅成分またはパワー成分に変換する変換ステップと、
    　前記位相成分よりも相互相関が弱く、乱数よりもランダム性の低いデータ系列を用いて、所定周波数の前記位相成分の変化量を生成する変化量生成ステップと、
    　前記変化量生成ステップで生成された変化量を用いて、前記位相成分を制御する位相制御ステップと、
    　前記位相制御ステップにおいて制御処理を加えられた位相成分を用いて強調信号を生成する逆変換ステップと、
    　を含むことを特徴とする信号処理方法。
  15. 　第１信号と第２信号とが混在した混在信号を、周波数ごとの位相成分および周波数ごとの振幅成分またはパワー成分に変換する変換ステップと、
    　前記位相成分よりも相互相関が弱く、乱数よりもランダム性の低いデータ系列を用いて、所定周波数の前記位相成分の変化量を生成する変化量生成ステップと、
    　前記変化量生成ステップで生成された変化量を用いて、前記位相成分を制御する位相制御ステップと、
    　前記位相制御ステップにおいて制御処理を加えられた位相成分を用いて強調信号を生成する逆変換ステップと、
    　をコンピュータに実行させることを特徴とする信号処理プログラム。
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