WO2013189793A2 - Verstärkeranordnung - Google Patents

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WO2013189793A2
WO2013189793A2 PCT/EP2013/062105 EP2013062105W WO2013189793A2 WO 2013189793 A2 WO2013189793 A2 WO 2013189793A2 EP 2013062105 W EP2013062105 W EP 2013062105W WO 2013189793 A2 WO2013189793 A2 WO 2013189793A2
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amplifier arrangement
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    • H03F2203/21106—An input signal being distributed in parallel over the inputs of a plurality of power amplifiers

Definitions

  • the invention relates to an amplifier arrangement. Background of the invention
  • the linearity of the transmission behavior is one of the core requirements. This is of particular importance in digital transmission systems.
  • Non-linearities in transmitters favor unwanted transmissions which impair the connection quality of other subscribers or other transmission services.
  • the nonlinearities cause distortions that negatively affect the quality of one's own connection.
  • LINC Linear Amplification with Nonlinear Components
  • LINC transmitters In LINC transmitters, often referred to as "outphasing-transmitted", a complex input signal is converted into two phase-modulated signals with a constant envelope so that a vector addition of the two signals again gives the original input signal.
  • the two phase-modulated signals thus have the same output level.
  • This principle is shown as a phasor diagram in FIG. It can be seen that for larger output powers (example left) the outphasing angle ⁇ is low, while for very small output signals the outphasing angle ⁇ approaches 180 ° (example right).
  • the two phase-modulated signals can now be processed with high-efficiency saturated or switched amplifiers while taking advantage of the high efficiency of these amplifiers.
  • the block diagram of a corresponding LINC transmitter of the prior art is shown in FIG. For peak output power, this amplifier architecture thus represents a very efficient arrangement.
  • control of the output power as a function of the instantaneous input power for example, by a rough tracking of the supply voltage of the saturated output stages with or without regulation of the input power, or by a dynamic scaling of the effective width of the output transistors, or by
  • Lasfmodulation be realized. Both paths of the LINC system are scaled simultaneously and in the same way, i. Symmetrical power levels are used, making the setup very easy.
  • FIG. 1 shows a schematic representation of a phasor diagram
  • FIG. 2 shows a schematic block diagram of a LINC transmitter according to the prior art
  • Fig. 3 is a schematic representation of the efficiency of a LINC arrangement according to the prior art as a function of the system output power.
  • FIG. 4 shows a schematic block diagram of a multilevel LINC transmitter according to an embodiment of the invention
  • FIG. 5 shows a schematic representation of a phase diagram of a multilevel LINC transmitter according to the prior art. 6 shows a possible increase in efficiency by using several levels in a multilevel LINC transmitter,
  • FIG. 8 shows a metrologically detectable output spectrum of a WCDMA signal as a function of the number of levels used.
  • FIG. 9 shows metrologically detectable adjacent channel power and efficiency for a 20 MHz wide LTE signal as a function of the multilevel used.
  • FIG. 1 1 shows a schematic structure of an amplifier arrangement according to embodiments of the invention.
  • the present amplifier technology makes it possible to achieve an advantageous compromise between required linearity and achievable efficiency for the amplification of digitally modulated signals with simultaneously low system complexity.
  • the very good linearity characteristics of the LINC concept are combined with the high efficiency of Doherty amplifiers.
  • Doherty amplifiers instead of switching amplifiers as output stages, considerable system-level advantages result, which lead to a significant simplification of the overall system.
  • the arrangement has an input device IN for accepting a representation of an input signal I, Q; A, phi up.
  • I, Q an input signal
  • A, phi up.
  • I and Q can be obtained.
  • a corresponding amplitude signal A (t) and a phase signal phi (t) can be generated from I and Q with the aid of a quadrature-to-polar coordinate converter.
  • the amplifier arrangement according to the invention comprises a signal component separator SCS, wherein the signal component separator SCS is a first complex Intermediate output signal S t and a second complex intermediate output signal S 2 on the basis of the representation of the input signal I, Q; A, phi generated,
  • the corresponding intermediate output signals can also be generated from the I and Q components by means of a corresponding signal conditioning.
  • the signal component separator provides a plurality of amplitude stages, the plurality of amplitude stages being selected so that a sum of the first complex intermediate output signal Si and the second complex intermediate output signal S 2 is essentially an image of a complex input signal corresponding to the representation of the input signal I , Q; A, phi and the phase angle between the first intermediate complex output signal Si and the second intermediate complex output signal S 2 is small,
  • the amplifier arrangement according to the invention comprises one or more amplifier devices PA, PA ,, PA 2 for amplifying the signals in the high-frequency position.
  • the amplifier means may be applied to each of the intermediate output signals in the high frequency position as shown in Fig. 11, or the amplifier means may also be applied to the merged intermediate output signals in the high frequency position.
  • the amplifier arrangement according to the invention has a combiner CO for combining the signals.
  • the amplifier is not properly a Doherty arrangement.
  • the combination device CO is preferably an insulating combination device.
  • the use of a non-insulating combiner CO is provided. This allows an increase in efficiency, but then a certain loss in the linearity must be planned.
  • the amplifier means may be a symmetric or asymmetric Doherty amplifier arrangement.
  • the (two) transistors used are of comparable dimensions, whereas in an asymmetric Doherty amplifier arrangement the (two) transistors used have different dimensions.
  • an efficiency plateau of approximately 6 dB can be obtained with a symmetrical Doherty amplifier arrangement, while an efficiency plateau of approximately 6 dB can be obtained in the case of an asymmetric Doherty amplifier arrangement.
  • the efficiency or the dynamic range can be improved.
  • the amplifier may have one or more multi-path Doherty or multi-stage Doherty amplifiers.
  • the amplifier arrangement comprises a conversion means UP for generating up-converted signals based on the first complex intermediate output signal S t and the second complex intermediate output signal S 2 , the conversion means UP being an up-converter, and the up-converted n signals the amplification n directing PA; PA ,, PA 2 are supplied.
  • the amplifier arrangement comprises a conversion device UP for generating up-converted signals based on the first complex intermediate output signal Si and the second complex intermediate output signal S 2 , wherein the conversion device UP comprises a phase modulator with a variable gain or variable attenuation element.
  • the signal component separator SCS further provides for limiting the maximum amplitude and or minimum amplitude of the first complex intermediate output signal S, and the second intermediate complex output signal S 2 .
  • the minimum amplitude is important for the linearity as well as for the efficiency.
  • the amplifier arrangement further provides predistortion. Predistortion allows existing nonlinearities to be compensated to obtain the desired linearity. As a result, the efficiency can be increased because, typically, in uncompensated operation, the high-efficiency nonlinearity may be higher than the transmission system allows.
  • the signal component separator SCS further provides a signal for controlling the dynamic gain of the amplifier device PA; PA ,, PA 2 available. Since the signal component separator SCS can determine the target signal to be achieved with regard to its amplitude, the amplification can thus also be effectively controlled by PA; PA t , PA 2 are set.
  • the efficiency of the amplifier device PA; PA ,, PA 2 are kept in a favorable range with high linearity and efficiency, ensuring the high overall efficiency and high linearity of the entire amplifier arrangement.
  • the signal component separator SCS for the first complex intermediate output signal S, and the second complex intermediate output signal S 2 at least partially different amplitude levels available. This can increase the dynamic range.
  • FIG. 7 This is illustrated in FIG. 7 by way of example for a 3.8 MHz wide WCDMA signal.
  • the peak efficiency of the amplifiers used is 55%.
  • FIGS. 7 to 9 are not based on a phase-coherent upward mixing.
  • the effects of this are particularly noticeable for broadband signals, such as the 20 MHz LTE signal used for the measurements in FIG. 9, as a result of excessive adjacent channel noise.
  • phase coherent frequency conversion the spectral emission mask of wideband signals is maintained, even for a large number of selected levels.
  • the present arrangement can realize a high-bandwidth broadband flexible multi-standard and multi-band transmitter.
  • the lower curve corresponds to the efficiency, i. Power Added Efficiency
  • the higher curve corresponds to the drain efficiency of the same amplifier, shows you that the average efficiencies obtained are very high when compared to the peak efficiency of Doherty's final stages of 55%.
  • the invention enables the use of efficient Doherty amplifiers as the final and / or driver stage in a multilevel LINC arrangement.
  • This provides a digital linearization of the entire transmission train via a LINC structure.
  • the presented amplifier arrangement thus provides the linearity of a conventional LINC or multilevel LINC transmitter paired with the increase in efficiency of symmetrical / asymmetrical Doherty amplifiers.
  • auxiliary amplifier which may be part of the Doherty configuration, can modulate the output of the overall arrangement based on the signal applied to the input.
  • a main amplifier can be used over the largest possible control range (with symmetrical 6 dB, asymmetrical up to 12 dB and more) in voltage saturation and its load be adjusted so that the main amplifier drives just enough current for the required output power into the load. This results in a considerable increase in efficiency.
  • the amplitude information is applied together with the phase information directly to the inputs of the power amplifier.
  • amplitude and phase signal through the exact same path and no time delay between the two signals is formed.
  • Programmable delay elements and special supply voltage modulators are thus not required, which in turn results in a higher system bandwidth.
  • a conventional up-converter UP can be used in this system for the frequency conversion of the amplitude- and phase-modulated signal.
  • Any limitation of input signal amplitude by a clipper and digital predistortion may be implemented in the digital domain to further improve system performance.
  • the predistortion compared to a transmitter with consistently linear modules is much easier, since only the phase and amplitude response of both paths for a few discrete points must be compensated. Between the selected points, the system is linearized by means of outphasing, ie via LINC.
  • the presented amplifier arrangement achieves a significantly higher efficiency for a comparable linearity, since the system can use Doherty amplifiers instead of switching amplifiers. While Doherty amplifiers have lower peak efficiency than saturated and switched amplifiers, as used in previous outphasing systems, Doherty amplifiers have significantly higher efficiency over a wide dynamic range.
  • the use of asymmetrical Doherty arrangements and / or multipath Doherty amplifier arrangements can also increase the efficiency, since these amplifier arrangements have a high efficiency over a control range of well over 6 dB.
  • the proposed amplifier arrangement achieves high average efficiencies for digitally modulated wideband signals with relatively low system complexity.
  • the presented amplifier arrangement allows a significant reduction in system complexity over conventional systems.
  • the presented amplifier arrangement improves linearity and efficiency over known systems, especially for high crest factor broadband signals.
  • the proposed amplifier arrangement allows a simple adaptation of the system for the amplification of different transmission standards as well as a dynamic optimization of the efficiency and the linearity for the currently used transmission standard.
  • the presented amplifier arrangement allows a simplification of the design of Doherty amplifiers and allows an increase in the dynamic range, in particular in comparison to known LINC transmitters.
  • a reduction of the sensitivity of the system to deviations (mismatches) of the amplitude and phase response between the two paths is also given.
  • the presented invention can be used in a wide variety of devices.
  • the invention is suitable for use in software defined radio applications.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Verstärkeranordnung. Die Anordnung weist eine Eingangseinrichtung zur Entgegenahme von einer Repräsentanz eines Eingangssignales (I, Q; A, phi), einen Signalkomponenten-Separator, wobei der Signalkomponenten-Separator ein erstes komplexes Zwischenausgangssignal (S1) und ein zweites komplexes Zwischenausgangssignal (S2) erzeugt, wobei der Signalkomponenten-Separator das erste komplexe Zwischenausgangssignal (S1 ) und das zweite komplexe Zwischenausgangssignal (S2) auf Basis der Repräsentanz des Eingangssignales (I, Q; A, phi) erzeugt, wobei der Signalkomponenten-Separator eine Vielzahl von Amplitudenstufen zur Verfügung stellt, wobei die Vielzahl von Amplitudenstufen so ausgewählt wird, dass eine Summe des ersten komplexen Zwischenausgangssignal (S1) und des zweiten komplexen Zwischenausgangssignal (S2) im Wesentlichen ein Abbild eines komplexen Eingangssignals entsprechend der Repräsentanz des Eingangssignales (I, Q; A, phi) darstellt und der Phasenwinkel zwischen dem ersten komplexen Zwischenausgangssignal (S1) und dem zweiten komplexen Zwischenausgangssignal (S2) klein ist, auf. Weiterhin weist die Anordnung eine Verstärkereinrichtung zur Verstärkung der Signale in der Hochfrequenzlage, und eine Kombiniereinrichtung zum Zusammenführen der Signale auf.

Description

Verstärkeranordnung
RWTH Aachen, Deutschland
Die Erfindung betrifft eine Verstärkeranordnung. Hintergrund der Erfindung
In vielen Bereichen der drahtlosen Kommunikationstechnik ist die Linearität des Übertragungsverhaltens eine der Kernforderungen. Insbesondere bei digitalen Übertragungssystemen ist dies von eminenter Wichtigkeit.
Nichtlinearitäten in Sendern begünstigen unerwünschte Aussendungen, welche die Verbindungsqualität von anderen Teilnehmern bzw. anderen Übertragungsdiensten beeinträchtigen. Zudem werden durch die Nichtlinearitäten Verzerrungen bewirkt, die sich negativ auf die Qualität der eigenen Verbindung auswirken.
Bisher wurde diesem Problem dadurch begegnet, dass die Hochfrequenz-Endstufen gegenüber der mittleren Ausgangsleistung überdimensioniert wurden. So z.B. sind Ausgangsleistungsreserven („Back-off") von 10 dB oder mehr keine Seltenheit, um die geforderte Linearität sicherzustellen.
Diese Überdimensionierung des Systems hat zahlreiche Nachteile. Zum einen sind die Herstellungskosten höher. Zum anderen ist die Leistungsausbeute gering, d.h. der Wirkungsgrad eines Senders nimmt mit zunehmenden Back-off rapide ab. Mit sinkendem Wirkungsgrad steigt die Verlustleistung an. Um die dabei entstehende Abwärme abzuleiten müssen entsprechende Kühlungen vorgesehen sein.
So müssen beispielsweise in Basisstationen Kühlaggregate eingebaut werden, deren ständiger Betrieb die Leistungsbilanz der Basisstation bei Einbezug der notwendigen Kühlleistung noch weiter verschlechtert. Typische Werte für den Wirkungsgrad von modernen Basisstationen liegen deshalb oft im einstelligen Prozentbereich.
Dabei kommen in der Regel symmetrische oder asymmetrischen Doherty Verstärker mit einer entsprechenden digitalen Vorverzerrung für Sendearchitekturen in Mobilfunk- Basisstationen zum Einsatz. Bei dieser Art von linearen Sendeeinrichtungen müssen der Leistungsverstärker als auch alle anderen Baugruppen im Signalpfad, in Hinblick auf eine einfache Vorverzerrung mit einer möglichst linearen Übertragungscharakteristik, entworfen werden.
Dies ist jedoch in den meisten Fällen in den oberen Dynamikbereichen nur zu Lasten des Wirkungsgrades möglich. Mit herkömmlich digital vorverzerrten Doherty-Verstärkern für Signale mit hohem Crest- Faktor können Wirkungsgradsteigerung gegenüber Leistungsendstufen im Klasse-AB Betrieb erreicht werden.
Um eine möglichst hohe Effizienz bereitzustellen, müsste ein sehr komplexes Verstärkermodell für eine Echtzeitimplementierung der digitalen Vorverzerrung entwickelt werden. Dieses müsste auch in der Lage sein Alterungseinflüsse bzw. Umgebungsvariablen zu berücksichtigen. Da dies zu komplex ist, kann das Potential des Doherty-Konzeptes nicht ausgereizt werden.
Andere Konzepte, wie z.B. LINC-Konzepte (Linear amplification with Nonlinear Components), welche eine Technik zur Verstärkung von amplitudenmodulierten Signalen mit nichtlinearen Verstärkern darstellt, verfügen nur über einen niedrigen Wirkungsgrad, bzw. weisen für den Fall von Multilevel LINC Systemen eine hohe Komplexität auf.
Durch die Verwendung von Versorgungsspannungs-Modulatoren reduziert sich der Wirkungsgrad der Gesamtanordnung durch die Verluste des oder der verwendeten Spannungsmodulatoren. Um diese Verluste gering zu halten, kann deshalb nur eine begrenzte Anzahl an Spannungspegeln, im Idealfall feste vordefinierte Werte, realisiert werden. Die geforderte Flexibilität bei hohem Wirkungsgrad für MultiStandard Multiband Sender kann deshalb - wenn überhaupt - nur schwer realisiert werden.
In LINC Transmittern, oft auch als„Outphasing- transmitted bezeichnet, wird ein komplexes Eingangssignal in zwei phasenmodulierte Signale mit konstanter Hüllkurve so überführt, dass eine Vektoraddition der beiden Signale wieder das originale Eingangssignal ergibt. Die beiden phasenmodulierten Signale weisen also den gleichen Ausgangspegel auf. Dieses Prinzip ist als Phasordiagramm in Figur 1 dargestellt. Dabei ist zu erkennen, dass für größere Ausgangsleistungen (Beispiel links) der Outphasing-Winkel Θ gering ist, während für sehr kleine Ausgangssignale der Outphasing-Winkel Θ sich 180° annähert (Beispiel rechts). Die beiden phasenmodulierten Signale können nun mit hocheffizienten gesättigten oder geschalteten Verstärkern verarbeitet werden und dabei der hohe Wirkungsgrad dieser Verstärker ausgenutzt werden. Das Blockschaltbild eines entsprechenden LINC Transmitters aus dem Stand der Technik ist in Figur 2 dargestellt. Für Spitzenausgangsleistung stellt diese Verstärkerarchitektur somit eine sehr effiziente Anordnung dar.
Wie in Figur 3 dargestellt, nimmt der Wirkungsgrad jedoch für Eingangssignale mit zunehmendem Crest- Faktor rapide ab. Die Energieeffizienz von LINC Anordnungen nimmt mit steigendem Back-off deutlich rascher ab als für lineare Verstärkerano rdn u ngen wie z.B. Leistungsverstärker im Klasse-A oder Klasse-AB Betrieb. Dies ist darauf zurückzuführen, dass der Leistungsaddierer am Ausgang aus zwei Signalen mit maximaler Ausgangsleistung ein Signal mit geringerer Leistung synthetisiert. Dabei wird die überschüssige Leistung im Leistungsaddierer dissipiert. Dies führt in der Folge zu einem geringen Systemwirkungsgrad für niedrige Ausgangsleistungen.
Zwar könnte die Verwendung von nichtisolierenden Combinern eine Steigerung des Wirkungsgrades zur Verfügung stellen, jedoch ist dies nur um den Preis einer geringeren Linearität möglich. Ein gewisse Abhilfe bieten Multilevel LINC Anordnungen wie in Figur 4 gezeigt. Hier werden zusätzliche Ausgangspegel für die zwei Verstärker eingeführt, um bei der Synthese von Ausgangssignalen mit geringer Leistung den Outphasing-Winkel so gering wie möglich zu halten und somit die Verluste im Leistungsaddierer zu minimieren. Das Prinzip ist beispielhaft in einem Phasordiagramm in Figur 5 für ein Multilevel LINC System mit drei Ausgangspegeln dargestellt.
Wie in Figur 6 ersichtlich, wird durch Anpassung der Ausgangsleistung der Endstufen in Multilevel LINC (ML-LINC) Systemen sowohl der Gesamtwirkungsgrad als auch der Dynamikbereich bei der Verstärkung von Signalen mit hohem Crest-Faktor gegenüber einer reinen LINC Architektur verbessert.
Für die Erzeugung der gewünschten zusätzlichen Ausgangspegel können dabei verschiedene Techniken herangezogen werden. Die Regelung der Ausgangsleistung in Abhängigkeit der augenblicklichen Eingangsleistung kann beispielsweise durch eine grobe Nachführung der Versorgungsspannung der gesättigten Ausgangsstufen mit oder ohne Regelung der Eingangsleistung, oder durch eine dynamische Skalierung der effektiven Weite der Ausgangstransistoren, oder durch
Lasfmodulation realisiert werden. Dabei werden beide Pfade des LINC Systems gleichzeitig und in gleicher Weise skaliert, d.h. es werden symmetrische Leistungspegel verwendet, wodurch sich der Aufbau sehr einfach halten lässt.
Alternativ, ermöglicht die Verwendung asymmetrischer Leistungspegel bessere Wirkungsgrade, jedoch auf Kosten einer höheren Systemkomplexität.
Jedoch ist das richtige zeitliche Zusammentreffen der Ausgangsleistungsregelung mit dem zugehörigen phasenmodulierten Signal in Multilevel LINC Systemen für die Linearität und die Qualität des Signals von zentraler Bedeutung. Da verschiedene Informationsteile in unterschiedlichen Systempfaden verarbeitet werden, müssen Maßnahmen getroffen werden, damit die zwei Informationsteile zeitgleich am Ausgang wieder zusammengeführt werden und somit Signalverzerrungen minimiert werden, welche unter anderem zu unerwünschten Aussendungen führen.
Ausgehend von dieser Situation ist es Aufgabe der Erfindung eine neue Verstärkeranordnung zur Verfügung zu stellen, die einen hohen Wirkungsgrad ermöglicht bei geringer Komplexität. Weiterhin ist es eine Aufgabe der Erfindung eine neue Verstärkeranordnung bereitzustellen, die es ermöglicht Linearität und Energieeffizienz auch für unterschiedliche Modulationsarten individuell zu rekonfigurieren. .
Die Aufgabe wird gelöst, durch eine Verstärkeranordnung gemäß Anspruch 1 . Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen sind insbesondere Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Nachfolgend wird die Erfindung näher unter Bezug auf die Figuren erläutert. In diesen zeigt: Fig. 1 eine schematische Darstellung eines Phasordiagramms,
Fig. 2 ein schematisches Blockschaltbild eines LINC Transmitters gemäß Stand der Technik,
Fig. 3 eine schematische Darstellung des Wirkungsgrades einer LINC Anordnung gemäß dem Stand der Technik in Abhängigkeit der Systemausgangsleistung.
Fig. 4 ein schematisches Blockschaltbild eines Multilevel LINC Transmitters gemäß einer Ausführungsform der Erfindung,
Fig 5 eine schematische Darstellung eines Phasordiagramms eines Multilevel LINC Transmitters gemäß Stand der Technik. Fig. 6: eine mögliche Wirkungsgradsteigerung durch Verwendung von mehreren Pegeln in einem Multilevel LINC Transmitter,
Fig. 7 messtechnisch erfassbare Nachbarkanalleistung und Wirkungsgrad für ein WCDMA Signal als Funktion der verwendeten Multilevels,
Fig. 8: ein messtechnisch erfassbares Ausgangsspektrum eines WCDMA Signales in Abhängigkeit der verwendeten Anzahl Pegel.
Fig. 9: messtechnisch erfassbare Nachbarkanalleistung und Wirkungsgrad für ein 20 MHz breites LTE Signal als Funktion der verwendeten Multilevels.
Fig. 10: messtechnisch erfassbare Drain-Effizienz und Wirkungsgrad eines beispielhaften Doherty- Verstärker.
Fig. 1 1 ein schematischer Aufbau einer Verstärkeranordnung gemäß Ausführungsformen der Erfindung.
Die vorliegende Ve rstärkerano rdn u ng ermöglicht einen vorteilhaften Kompromiss zwischen geforderter Linearität und erreichbarem Wirkungsgrad für die Verstärkung von digitalmodulierten Signalen bei gleichzeitig geringer Systemkomplexität zu erreichen. In der vorgestellten Verstärkeranordnung werden die sehr guten Linearitätseigenschaften des LINC Konzeptes mit dem hohen Wirkungsgrad von Doherty-Verstärkern vereint. Durch die Verwendung von Doherty-Verstärkern an der Stelle von Schaltverstärkern als Endstufen ergeben sich erhebliche Vorteile auf Systemebene, welche zu einer deutlichen Vereinfachung des Gesamtsystems führen.
Zusätzlich entfallen mit diesen Modifikationen trotz oder gerade wegen der geringen Systemkomplexität sämtliche kritische Systemaspekte, wie z.B. die zeitliche Abstimmung von zwei unterschiedlichen Signalpfaden, während die Vorzüge von ML-LINC Systemen erhalten bleiben.
Eine Verstärkeranordnung gemäß der Erfindung wird nun nachfolgend in Bezug auf Figur 11 dargestellt. Dabei weist die Anordnung eine Eingangseinrichtung IN zur Entgegenahme von einer Repräsentanz eines Eingangssignales I, Q; A, phi auf. Dabei können beispielsweise nur I und Q erhalten werden. Dann kann aus I und Q unter Zuhilfenahme eines Quadratur- zu-Polarkoordinatenkonverters ein korrespondierendes Amplitudensignal A(t) und ein Phasensignal phi(t) erzeugt werden.
Weiterhin weist die Verstärkeranordnung gemäß der Erfindung einen Signalkomponenten- Separator SCS auf, wobei der Signalkomponenten-Separator SCS ein erstes komplexes Zwischenausgangssignal St und ein zweites komplexes Zwischenausgangssignal S2 auf Basis der Repräsentanz des Eingangssignales I, Q; A, phi erzeugt,
In der Figur ist dies auf Basis des Amplitudensignale A(t) und des Phasensignal phi(t) gezeigt. Jedoch können auch aus den I und Q Komponenten durch eine entsprechende Signalaufbereitung die entsprechenden Zwischenausgangssignale generiert werden.
Der Signalkomponenten-Separator stellt dabei eine Vielzahl von Amplitudenstufen zur Verfügung, wobei die Vielzahl von Amplitudenstufen so ausgewählt wird, dass eine Summe des ersten komplexen Zwischenausgangssignal Si und des zweiten komplexen Zwischenausgangssignal S2 im Wesentlichen ein Abbild eines komplexen Eingangssignals entsprechend der Repräsentanz des Eingangssignales I, Q; A, phi darstellt und der Phasenwinkel zwischen dem ersten komplexen Zwischenausgangssignal Si und dem zweiten komplexen Zwischenausgangssignal S2 klein ist,
D.h. es wird ein Mulitilevel-System zur Verfügung gestellt, wobei durch die Vielzahl der Amplitudenstufen der Winkel klein gehalten werden kann. Hierdurch sinkt die Verlustleistung bei einer anschließenden Zusammenführung und der Gesamtwirkungsgrad steigt.
Weiterhin weist die Verstärkeranordnung gemäß der Erfindung eine oder mehrere Verstärkereinrichtungen PA, PA,, PA2 zur Verstärkung der Signale in der Hochfrequenzlage auf. Dabei kann die Verstärkereinrichtung beispielsweise auf jedes der Zwischenausgangssignale in der Hochfrequenzlage angewendet werden, wie in Figur 1 1 gezeigt, oder aber die Verstärkereinrichtung kann auch auf die zusammengeführten Zwischenausgangssignale in der Hochfrequenzlage angewendet werden.
Weiterhin weist die Verstärkeranordnung gemäß der Erfindung eine Kombiniereinrichtung CO zum Zusammenführen der Signale auf.
In einer besonders bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist die Verstärkerei n richtu ng eine Doherty-Anordnung.
Die Kombiniereinrichtung CO ist bevorzugt eine isolierende Kombiniereinrichtung. Alternativ ist die Verwendung einer nichtisolierenden Kombiniereinrichtung CO vorgesehen. Diese erlaubt eine Steigerung des Wirkungsgrades, allerdings muss dann eine gewisse Einbuße bei der Linearität eingeplant werden. Ohne Beschränkung der Allgemeinheit der Erfindung kann die Verstärkereinrichtung eine symmetrische oder eine asymmetrische Doherty-Verstärkeranordnung sein. Bei einer symmetrischen Doherty-Verstärkeranordnung sind die verwendeten (zwei) Transistoren vergleichbar dimensioniert wohingegen bei einer asymmetrischen Doherty- Verstärkeranordnung die verwendeten (zwei) Transistoren unterschiedlich dimensioniert sind. In aller Regel kann mit einer symmetrischen Doherty-Verstärkeranordnung ein Effizienzplateau von circa 6 dB erhalten werden während bei einer asymmetrischen Doherty- Verstärkeranordnung ein Effizienzplateau von circa 6 dB erhalten werden kann. Im Falle einer asymmetrischen Doherty-Verstärkeranordnung kann der Wirkungsgrad bzw. der Dynamikbereich verbessert werden.
Alternativ oder zusätzlich kann die Verstärkerei n richtu ng einen oder mehrere Mehrweg Doherty- Verstärker oder Mehrstufen-Doherty- Verstärker aufweisen.
In einer Ausführungsform der Erfindung weist die Verstärkeranord nu ng eine Konversionseinrichtung UP zur Erzeugung von aufwärtsumgesetzten Signalen basierend auf dem ersten komplexen Zwischenausgangssignal St und dem zweiten komplexen Zwischenausgangssignal S2 auf, wobei die Konversionseinrichtung UP ein Aufwärtsmischer ist, und wobei die aufwärtsu mgesetzte n Signale der Verstärkerei n richtu ng PA; PA,, PA2 zugeführt werden.
In einer alternativen Ausführungsform der Erfindung weist die Verstärkeranordnung eine Konversionseinrichtung UP zur Erzeugung von aufwärtsumgesetzten Signalen basierend auf dem ersten komplexen Zwischenausgangssignal Si und dem zweiten komplexen Zwischenausgangssignal S2 auf, wobei die Konversionseinrichtung UP einen Phasenmodulator mit einem Glied mit variabler Verstärkung oder variabler Dämpfung aufweist.
In einer Ausführungsform der Erfindung stellt der Signalkomponenten-Separator SCS weiterhin eine Begrenzung der maximalen Amplitude und oder minimalen Amplitude des ersten komplexen Zwischenausgangssignal S, und des zweiten komplexen Zwischenausgangssignal S2 zur Verfügung. Hierdurch können Verzerrungen vermieden und der Gesamtwirkungsgrad gesteigert werden. Insbesondere eine Begrenzung der minimalen Amplitude ist für die Linearität als auch für den Wirkungsgrad von Bedeutung. Durch das Einführen einer minimalen Amplitude werden Nulldurchgänge vermieden und dadurch die Signalbandbreite reduziert. Zudem wird der Dynamikbereich vergrößert. In einer Ausführungsform der Erfindung stellt die Verstärkeranordnung weiterhin eine Vorverzerrung zur Verfügung. Eine Vorverzerrung ermöglicht es vorhandene Nichtlinearitäten zu kompensieren und so die gewünschte Linearität zu erhalten. Hierdurch kann der Wirkungsgrad erhöht werden, da typischerweise -bei einem unkompensierten Betrieb die Nichtlinearität bei hohem Wirkungsgrad höher sein kann als das Übertragungssystem zulässt.
In einer Ausführungsform der Erfindung stellt der Signalkomponenten-Separator SCS weiterhin ein Signal zur Steuerung der dynamischen Verstärkung der Verstärkereinrichtung PA; PA,, PA2 zur Verfügung. Da der Signalkomponenten-Separator SCS das zu erreichende Zielsignal bezüglich seiner Amplitude bestimmen kann, kann so auch effektiv die Verstärkerei n richtu ng PA; PAt, PA2 eingestellt werden. Durch die Möglichkeit die Verstärkereinrichtung PA; PA,, PA2 einzustellen, kann der Wirkungsgrad der Verstärkereinrichtung PA; PA,, PA2 in einem günstigen Bereich mit hoher Linearität und Wirkungsgrad gehalten werden, wodurch der hohe Gesamtwirkungsgrad und die hohe Linearität der gesamten Verstärkeranordnung sicher gestellt wird.
In einer Ausführungsform der Erfindung stellt der Signalkomponenten-Separator SCS für das erste komplexe Zwischenausgangssignal S, und das zweite komplexe Zwischenausgangssignal S2 zumindest teilweise unterschiedliche Amplitudenstufen zur Verfügung. Hierdurch kann der Dynamikbereich vergrößert werden.
Ausgehend von der hohen Linearität und des geringen Wirkungsgrades eines konventionellen LINC Systems mit isolierendem Combiner kann durch Erhöhung der Anzahl der Pegel in Multilevel LINC Transmittern die Energieeffizienz auf Kosten der Linearität gesteigert werden.
Dies ist in Figur 7 exemplarisch für ein 3.8 MHz breites WCDMA Signal dargestellt. Der Spitzenwirkungsgrad der verwendeten Verstärker ist 55 %.
Das gemessene„Weit-ab-Rauschen" für dasselbe Signal ist in Figur 8 als Funktion der Anzahl optimierter Pegel abgebildet.
Mit derselben Anordnung können durch Anpassung der Systemparameter auch andere Mobilfunkstandards verarbeitet werden, d.h. die Verstärkeranordnung ist hoch flexibel und kann daher für eine Vielzahl von Übertragungssystemen verwendet werden. In Figur 9 sind die gemessene Nachbarkanalleistung und der Wirkungsgrad als Funktion der Anzahl der auf die Signalstatistik eines 20 MHz-breiten LTE Signals optimierten Pegel gezeigt. Auch hier beträgt der Spitzenwirkungsgrad der verwendeten Verstärker 55 %.
Bei den Figuren 7 bis 9 ist jeweils zu berücksichtigen, dass diese nicht auf einer phasenkohärente Aufwärtsmischung basieren. Die Auswirkungen davon machen sich besonders für Breitbandsignale wie das für die Messungen in Figur 9 verwendete 20 MHz LTE Signal durch ein überhöhtes Nachbarkanalrauschen bemerkbar. Unter Verwendung einer phasenkohärenten Frequenzumsetzung wird - selbst für eine große Anzahl an gewählten Pegel - die spektrale Emissionsmaske von Breitbandsignalen eingehalten.
Folglich kann mit der vorgestellten Anordnung ein breitbandiger, flexibler MultiStandard- und Multiband-Transmitter mit hohem Wirkungsgrad realisiert werden.
Vergleicht man die Wirkungsgrade der Doherty-Verstärker in Figur 10, so entspricht die tiefere Kurve dem Wirkungsgrad, d.h. der Power Added Efficiency, während die höhere Kurve der Drain-Effizienz desselben Verstärkers entspricht, so zeigt dich, dass die erhaltenen mittleren Wirkungsgrade gemessen an dem Spitzenwirkungsgrad der Doherty- Endstufen von 55 % sehr hoch sind. Die Erfindung ermöglicht also den Einsatz von effizienten Doherty-Verstärkern als End- und/oder als Treiberstufe in einer Multilevel LINC Anordnung.
Hierdurch wird eine digitale Linearisierung des gesamten Sendezuges über eine LINC Struktur bereitgestellt.
Durch diesen Ansatz können die Vorteile beider Technologien beibehalten werden, ohne sich die jeweiligen Nachteile einzuhandeln. Die vorgestellte Verstärkeranordnung stellt somit die Linearität eines herkömmlichen LINC bzw. Multilevel LINC Transmitters gepaart mit der Wirkungsgradsteigerung von symmetrischen/asymmetrischen Doherty-Verstärkern bereit.
Dabei kann zugleich die Systemkomplexität durch den Einsatz von Doherty-Verstärkern reduziert werden, da die Ausgangsleistungsregelung stufenlos nach dem Prinzip der aktiven Lastmodulation nach Doherty erfolgen kann. Ein Hilfsverstärker, der Teil der Doherty-Konfiguration sein kann, kann anhand des am Eingang anliegenden Signals die Ausgangsleistung der Gesamtanordnung modulieren. Ein Hauptverstärker kann über den größtmöglichen Aussteuerbereich (bei symmetrischen Anordnungen 6 dB, bei asymmetrischen bis zu 12 dB und mehr) in Spannungssättigung betrieben werden und seine Last dermaßen angepasst werden, dass der Hauptverstärker gerade genügend Strom für die geforderte Ausgangsleistung in die Last treibt. Somit ergibt sich eine erhebliche Wirkungsgradsteigerung.
Bei der Steuerung der Ausgangsleistung durch eine derartige aktive Lastmodulation wird die Amplitudeninformation zusammen mit der Phaseninformation direkt an die Eingänge der Leistungsverstärker angelegt. Somit durchlaufen Amplituden- sowie Phasensignal den exakt identischen Pfad und keine Zeitverzögerung zwischen den beiden Signalen entsteht. Programmierbare Verzögerungsglieder und spezielle Versorgung sspannungsmodulatoren werden somit nicht benötigt, wodurch sich wiederum eine höhere Systembandbandbreite ergibt.
Das System vereinfacht sich dadurch wie in Figur 11 dargestellt. Anstelle des Phasenmodulators kann in diesem System ein herkömmlicher Aufwärtsmischer UP für die Frequenzumsetzung des amplituden- und phasenmodulierten Signals verwendet werden. Eine evtl. Begrenzung der Eingangssignalamplitude durch einen Clipper und eine digitale Vorverzerrung kann im digitalen Bereich implementiert werden, um die Systemperformanz weiter zu verbessern. Dabei ist die Vorverzerrung gegenüber einem Sender mit durchwegs linearen Baugruppen erheblich einfacher, da nur der Phasen- und Amplitudengang beider Pfade für wenige diskrete Punkte ausgeglichen werden muss. Zwischen den gewählten Punkten wird das System mittels Ausphasung (Outphasing), also über LINC, linearisiert.
Zusätzlich erreicht die vorgestellte Verstärkeranordnung einen deutlich höheren Wirkungsgrad für eine vergleichbare Linearität, da das System statt Schaltverstärker Doherty- Verstärker einsetzen kann. Zwar weisen Doherty- Verstärker im Unterschied zu gesättigten und geschalteten Verstärkern, wie sie in bisherigen Outphasing-Systemen verwendet werden, einen geringeren Spitzenwirkungsgrad auf, jedoch weisen Doherty- Verstärker deutlich höhere Effizienz über einen großen Dynamikbereich auf.
Durch die Verwendung von asymmetrischen Doherty-Anordnungen und/oder Mehrweg- Doherty- Verstärkeranordnungen können zudem Wirkungsgradsteigerungen erreicht werden, da diese Verstärkeranordnungen einen hohen Wirkungsgrad über einen Aussteuerbereich von deutlich über 6 dB aufweisen. Dadurch erreicht die vorgestellte Ve rstärkeranordn u ng hohe mittlere Wirkungsgrade für digitalmodulierte Breitbandsignale bei relativ geringer Systemkomplexität. Die vorgestellte Verstärkeranordnung ermöglicht eine deutliche Reduktion der Systemkomplexität gegenüber herkömmlichen Systemen. Die vorgestellte Verstärkeranordnung verbessert Linearität und Wirkungsgrad gegenüber bekannten Systemen, speziell für Breitbandsignale mit hohem Crest-Faktor. Zudem erlaubt die vorgestellte Verstärkeranordnung eine einfache Anpassung des Systems für die Verstärkung von verschiedenen Übertragungsstandards sowie eine dynamische Optimierung des Wirkungsgrades und der Linearität für den gerade verwendeten Übertragungsstandard. Zudem erlaubt die vorgestellte Verstärkeranordnung eine Vereinfachung des Entwurfes von Doherty-Verstärkern und ermöglicht eine Erhöhung des Dynamikbereichs insbesondere im Vergleich zu bekannten LINC Transmittern. Bei der vorgestellten Verstärkeranordnung ist zudem eine Reduktion der Empfindlichkeit des Systems gegenüber Abweichungen (Mismatches) des Amplituden- und Phasengangs zwischen den beiden Pfaden gegeben. Somit sind eine große Einsparung bei den OPEX und CAPEX sowie eine signifikante Wirkungsgradsteigerung gegenüber bisherigen Systemen möglich.
Die vorgestellte Erfindung kann in den unterschiedlichsten Geräten Verwendung finden. So ist es möglich die Erfindung in Mobilfunk-Basisstationen als auch Mobilfunkstationen selbst und in Rundfunkstationen zu verwenden. Insbesondere ist die Erfindung zur Verwendung in Software Defined Radio Anwendungen geeignet.

Claims

Ansprüche
1 . Verstärkeranordnung, wobei die Anordnung aufweist: a. Eine Eingangseinrichtung zur Entgegenahme von einer Repräsentanz eines Eingangssignales (I, Q; A, phi), b. Ein Signalkomponenten-Separator, wobei der Signalkomponenten-Separator ein erstes komplexes Zwischenausgangssignal (Si) und ein zweites komplexes Zwischenausgangssignal (S2) erzeugt, wobei der Signalkomponenten-Separator das erste komplexe Zwischenausgangssignal (S und das zweite komplexe Zwischenausgangssignal (S2) auf Basis der Repräsentanz des Eingangssignales (I, Q; A, phi) erzeugt, c. Wobei der Signalkomponenten-Separator eine Vielzahl von Amplitudenstufen zur Verfügung stellt, d. Wobei die Vielzahl von Amplitudenstufen so ausgewählt wird, dass eine Summe des ersten komplexen Zwischenausgangssignal (Si) und des zweiten komplexen Zwischenausgangssignal (S2) im Wesentlichen ein Abbild eines komplexen Eingangssignals entsprechend der Repräsentanz des Eingangssignales (I, Q; A, phi) darstellt und der Phasenwinkel zwischen dem ersten komplexen Zwischenausgangssignal (Si) und dem zweiten komplexen Zwischenausgangssignal (S2) klein ist, e. Eine Verstärkereinrichtung zur Verstärkung der Signale in der Hochfrequenzlage, und f. Eine Kombiniereinrichtung zum Zusammenführen der Signale.
2. Verstärkeranordnung gemäß Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkereinrichtung eine Doherty-Anordnung aufweist.
3. Verstärkeranordnung gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Kombiniereinrichtung eine isolierende Kombiniereinrichtung ist.
4. Verstärkeranordnung gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Kombiniereinrichtung eine nichtisolierende Kombiniereinrichtung ist.
5. Verstärkeranordnung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkereinrichtung eine asymmetrische Doherty- Verstärkeranordnung aufweist.
6. Verstärkeranordnung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkereinrichtung Mehrweg-Doherty- Verstärker oder Mehrstufen-Doherty- Verstärker aufweist.
7. Verstärkeranordnung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkeranordnung eine Konversionseinrichtung zur Erzeugung von aufwärtsu mgesetzten Signalen basierend auf dem ersten komplexen Zwischenausgangssignal (S,) und dem zweiten komplexen Zwischenausgangssignal (S2) aufweist, wobei die Konversionseinrichtung ein Aufwärtsmischer ist, und wobei die aufwärtsumgesetzten Signale der Verstärkereinrichtung zugeführt werden.
8. Verstärkeranordnung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkeranordnung eine Konversionseinrichtung zur Erzeugung von aufwärtsumgesetzten Signalen basierend auf dem ersten komplexen Zwischenausgangssignal (S und dem zweiten komplexen Zwischenausgangssignal (S2) aufweist, wobei die Konversionseinrichtung einen Phasenmodulator mit einem Glied mit variabler Verstärkung oder variabler Dämpfung aufweist.
9. Verstärkeranordn u ng gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalkomponenten-Separator weiterhin eine Begrenzung der maximalen und/oder minimalen Amplitude des ersten komplexen Zwischenausgangssignal (S,) und des zweiten komplexen Zwischenausgangssignal (S2) zur Verfügung stellt.
10. Verstärkeranordnung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkeranordnung weiterhin eine Vorverzerrung zur Verfügung stellt.
1 1 . Verstärkeranordnung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalkomponenten-Separator weiterhin ein Signal zur Steuerung der dynamischen Verstärkung der Verstärkereinrichtung zur Verfügung stellt.
12. Verstärkeranordnung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalkomponenten-Separator für das erste komplexe Zwischenausgangssignal (Si) und das zweite komplexe Zwischenausgangssignal (S2) zumindest teilweise unterschiedliche Amplitudenstufen zur Verfügung stellt.
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104283573B (zh) * 2014-09-16 2016-11-09 电子科技大学 一种改进linc发射机效率的方法及其装置
JP6466563B2 (ja) 2015-06-26 2019-02-06 株式会社東芝 増幅器回路および前記増幅器回路を使用して信号を増幅するための方法
JP6611394B2 (ja) * 2015-07-28 2019-11-27 ホアウェイ・テクノロジーズ・カンパニー・リミテッド 電力増幅器、電力増幅方法、ならびに電力増幅制御装置および方法
CN106951128B (zh) * 2017-05-09 2023-01-20 Oppo广东移动通信有限公司 驱动信号的调整方法、计算机可读存储介质及移动终端
JP2020156022A (ja) * 2019-03-22 2020-09-24 古河電気工業株式会社 増幅装置

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5886573A (en) * 1998-03-06 1999-03-23 Fujant, Inc. Amplification using amplitude reconstruction of amplitude and/or angle modulated carrier
US6054894A (en) * 1998-06-19 2000-04-25 Datum Telegraphic Inc. Digital control of a linc linear power amplifier
JP3968522B2 (ja) * 2003-10-06 2007-08-29 ソニー株式会社 記録装置、及び記録方法
EP1902526A4 (de) * 2005-05-27 2009-11-11 Ahmed Birafane Hf-hochleistungssendersystem unter verwendung von nichtlinearen verstärkern
US8031804B2 (en) * 2006-04-24 2011-10-04 Parkervision, Inc. Systems and methods of RF tower transmission, modulation, and amplification, including embodiments for compensating for waveform distortion
US7724839B2 (en) * 2006-07-21 2010-05-25 Mediatek Inc. Multilevel LINC transmitter
WO2008013481A1 (en) * 2006-07-24 2008-01-31 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ). A method for controlling a linear amplifier and power amplifier arrangement
US8300728B1 (en) * 2008-09-24 2012-10-30 Rockwell Collins, Inc. Complex envelope elimination and restoration transmitter
WO2011097387A1 (en) * 2010-02-03 2011-08-11 Massachusetts Institute Of Technology Radio-frequency (rf) amplifier circuits and related techniques

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
None

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CN104471853A (zh) 2015-03-25
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