WO2013092656A1

WO2013092656A1 - Led-konverter mit resonantem wandler

Info

Publication number: WO2013092656A1
Application number: PCT/EP2012/076075
Authority: WO
Inventors: Eduardo Pereira
Original assignee: Tridonic Gmbh & Co Kg
Priority date: 2011-12-23
Filing date: 2012-12-19
Publication date: 2013-06-27
Also published as: DE112012005373A5; EP2795998B1; US20140361698A1; US9351351B2; CN104012175B; EP2795998A1; CN104012175A

Abstract

Die Erfindung stellt einen LED-Konverter zum Betrieb einer Last aus wenigstens einer LED-Strecke mit wenigstens einer LED, vorzugsweise mit mehreren LEDs bereit, wobei der LED-Konverter primärseitig einen mit einer Gleichspannung versorgten resonanten Wandler umfasst, der eine mit zwei wechselseitig getakteten Schaltern ausgebildete Halbbrücke aufweist, die über einen an ihrem Mittenpunkt angeschlossenen Serien/Parallel-Resonanzkreis eine Versorgungsspannung für die LED-Strecke bereitstellt, wobei eine Steuereinheit dazu eingerichtet ist, zur Regelung der durch den LED-Konverter an die LED-Strecke übertragenen Leistung als Rückführgröße in jedem Einschaltzyklus einen Spitzenwert der Rückführgröße, durch den potentialniedrigeren Schalter der Halbbrücke direkt oder indirekt zu ermitteln und als Steuergrösse die Taktung, also die Frequenz und/oder das Tastverhältnis, der Halbbrücke einzustellen.

Description

LED-Konverter mit resonantem Wandler

Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen den Betrieb von Leuchtdioden (LEDs) , wobei unter Leuchtdioden anorganische Leuchtdioden, aber auch organische Leuchtdioden (OLEDs) , zu verstehen sind. Folgend wird stellvertretend der Begriff LED verwendet.

Es ist bekannt, dass die Lichtabstrahlung bzw. die Helligkeit, einer LED mit dem Stromfluss durch die LED korreliert. Zur Helligkeitsregelung (Dimmen) werden LEDs daher vorzugsweise in einem Modus betrieben, in dem der Stromfluss durch die LED geregelt wird.

Grundsätzlich ist es bereits bekannt, eine LED-Strecke, die eine oder mehrere in Serie geschaltete LEDs aufweisen kann, ausgehend von einer Konstantstromquelle mit elektrischer Leistung zu versorgen. Es ist ebenfalls bekannt, zur Ausführung eines Dimmens eine Pulsweiten-Modulation (PWM) zu verwenden, so dass in den EinschaltZeitdauern eines PWM- Impulszugs eine Konstantstromregelung durchgeführt werden kann. Beim Dimmen wird dann das Tastverhältnis des PWM- Signals verändert.

Zur Bereitstellung der Versorgungsspannung der Konstantstromquelle kann beispielsweise eine aktiv getaktete PFC-Schaltung (Power Factor Correction Circuit, Leistungsfaktorkorrekturschaltung) verwendet werden. Schließlich sind auch noch weitere Anforderungen beim Betrieb von LEDs zu beachten. Beispielsweise wird üblicherweise eine galvanische Trennung zwischen der LED- Strecke und der Versorgungsspannung des PFCs, typischerweise eine Netzspannung, gefordert.

Diese Anforderungen werden beispielsweise durch einen LED- Konverter mit getakteter Konstantstromquelle bereitgestellt, wie sie z.B. aus der DE 10 2010 031239 AI bekannt ist. Die dort beschriebene getaktete Konstantstromquelle kann auch als Flyback-Wandler ausgeformt sein.

Es sind weiter LED-Konverter bekannt, die eine variable Last, d.h. eine verschiedene, variable Anzahl von LEDs oder LEDs verschiedener Art an der LED-Strecke, versorgen können. Insbesondere deshalb wird der Einsatz von z.B. Flyback-Wandlern bevorzugt, da diese Art an Wandler relativ flexibel eingestellt werden können und mit ihnen gut auf eine Änderung der durch den LED-Konverter betriebenen Last reagiert werden kann (verursacht beispielsweise durch ein Hinzufügen oder ein Entfernen von LEDs und/oder durch eine Temperaturänderung). Dabei kann beispielsweise die Anzahl von LEDs zwischen 1 und 16 variieren. Somit muss der LED-Konverter beispielsweise in der Lage sein, für eine (einzige) LED beispielsweise eine Ausgangsspannung von 3 Volt bereitzustellen, während er für beispielsweise 16 in Serie geschaltete LEDs eine Ausgangsspannung von 48 Volt bereitstellen muss. Insbesondere bei der Verwendung eines Flyback-Wandlers ist die Menge der durch ihn übertragbaren Energie jedoch begrenzt, da die Bauteile, insbesondere die primärseitige Wicklung, nicht unbegrenzt vergrößert werden kann.

Ein weiteres Problem des Flyback-Wandlers ist, dass primärseitig eine Steuerschaltung für die Steuerung bzw. die Regelung des Schalters des Flyback-Wandlers vorgesehen ist. Damit die Steuerschaltung die Steuerung bzw. Regelung durchführen kann, erfolgt typischerweise eine Messsignal- Rückführung von der Sekundärseite des Flyback-Wandlers zu der Steuerschaltung (Feedback) , wobei zur Beibehaltung der galvanischen Trennung diese Rückführung ebenfalls galvanisch getrennt erfolgen muss.

Um dies zu erreichen wird beispielsweise ein Optokoppler eingesetzt, der es erlaubt, das Messsignal galvanisch getrennt zurückzuführen. Der Einsatz eines Optokopplers verursacht jedoch relativ hohe Kosten im Verhältnis zu den Gesamtkosten der Schaltung. Weiterhin sind die Lebensdauer und auch die zeitliche Beständigkeit des Optokopplers begrenzt . Seit langem sind weiterhin resonante Wandler (Resonanzwandler) beispielsweise aus dem Bereich der Vorschaltgeräte für Leuchtstofflampen bekannt. Dort werden resonante Wandler z.B. eingesetzt, um eine für den Betrieb einer Leuchtstofflampe notwendige hohe Spannung zu erzeugen. Beim resonanten Wandler (engl. „LLC resonant Converter") handelt es sich insbesondere um eine Form eines Gleichspannungswandlers, der zur Energieübertragung mit einem Schwingkreis arbeitet. Der resonante Wandler wandelt dabei eine Gleichspannung in eine ein- oder mehrphasige Wechselspannung um und wird für einen optimalen Betrieb typischerweise mit annähernd konstanter Last betrieben. Resonante Wandler arbeiten bei konstantem Betrieb (d. h. bei einem Betrieb mit konstanter Last) an einem vordefinierten Frequenz-Arbeitspunkt auf der Resonanzkurve.

Nachteilig ist indessen, dass bei einer Laständerung durch Veränderung der LED-Strecke (andere LEDs bzw. eine andere Anzahl von LEDs in der Serienschaltung der LEDs) auch der Frequenz-Arbeitspunkt auf einer Resonanzkurve verschiebt und der resonante Wandler damit nicht mehr optimal arbeitet .

Dies bedeutet jedoch, dass sich nicht nur die Spannungsüberhöhung („voltage gain") , d.h. das Verhältnis von Busspannung zu Ausgangsspannung, verändert, sondern auch, dass sich der Phasenwinkel Φ (Winkel zwischen Strom IL und Spannung V_bus, wie in Fig. 1 veranschaulicht) verändert .

Somit kann es zu einem reaktiven Bereich, d. h. zu einer durch eine Phasenverschiebung verursachte Erhöhung des Blindstroms kommen, bei dem der Wirkungsgrad des resonanten Wandlers abnimmt. Somit wird der Frequenz-Arbeitspunkt für den resonanten Wandler bei Verwendung von z.B. 16 LEDs sehr viel näher an einem Resonanzpeak liegen als bei der Verwendung von nur einer LED, bei der der Frequenz-Arbeitspunkt stark nach oben, d. h. weg von dem Resonanzpeak, verschoben ist. Somit wird der Wirkungsgrad beim Betrieb mit einer LED deutlich verringert sein.

Die Erfindung stellt sich daher die Aufgabe, einen LED- Konverter bereitzustellen, der mit einem resonanten Wandler ausgeführt ist und der einen variablen und flexiblen Betrieb bei sich verändernder Last erlaubt. Gleichzeitig soll die galvanisch getrennt erfolgende Signalrückführung entfallen .

Die Erfindung löst dieses Problem mit einer Vorrichtung, einem Verfahren und einer integrierten Schaltung nach den unabhängigen Ansprüchen. Weitere vorteilhafte

Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.

Die Erfindung stellt daher einen LED-Konverter zum Betrieb einer Last aus wenigstens einer LED-Strecke mit wenigstens einer LED, vorzugsweise mit mehreren LEDs bereit, wobei der LED-Konverter primärseitig einen mit einer Gleichspannung versorgten resonanten Wandler umfasst, der eine mit zwei wechselseitig getakteten Schaltern ausgebildete Halbbrücke aufweist, die über einen an ihrem Mittenpunkt angeschlossenen Serien/Parallel-Resonanzkreis eine Versorgungsspannung für die LED-Strecke bereitstellt, wobei eine Steuereinheit dazu eingerichtet ist, zur Regelung der durch den LED-Konverter an die LED-Strecke übertragenen Leistung als zurückgeführte Istwert-Grösse in jedem Einschaltzyklus einen Spitzenwert des Stroms durch den potentialniedrigeren Schalter der Halbbrücke direkt oder indirekt zu ermitteln und als Steuergrösse die Taktung, also die Frequenz und/oder das Tastverhältnis, der Halbbrücke einzustellen.

Die Steuereinheit kann den Spitzenwert durch Abtasten einer Spannung/eines Stroms an einem Messwiderstand ermitteln. Die Steuereinheit kann einen jeweils durch das Abtasten erfassten höheren Wert, den momentanen Spitzenwert, speichern.

Die Steuereinheit kann einen gespeicherten Wert synchronisiert zu der Schaltung des potentialniedrigeren Schalters der Halbbrücke zurücksetzen.

Die Steuereinheit kann einen sekundärseitigen Fehlerzustand, insbesondere einen Kurzschluss, erkennen, wenn der erfasste Spitzenwert einen Schwellwert erreicht.

Die Steuereinheit kann bei Erkennung eines Fehlerzustandes die Frequenz der Taktung und/oder ein Tastverhältnis der Halbbrücke verändern, und dadurch die übertragene Leistung verringern, und/oder kann den LED-Konverter abschalten.

Die Steuereinheit kann die den resonanten Wandler versorgende Gleichspannung durch eine Ansteuerung eines Schalters einer PFC-Schaltung einstellen. Die Steuereinheit kann einen Sollwert für die den resonanten Wandler versorgende Gleichspannung an eine PFC- Schaltung übermitteln. Der Serien/Parallel-Resonanzkreis kann einen Transformator versorgen, der an seinem Ausgang sekundärseitig die Versorgungsspannung für die LED-Strecke bereitstellt.

Sekundärseitig, vorzugsweise an einem Ausgang des Transformators, kann eine Diodenschaltung vorgesehen sein, die einen Speicherkondensator speist, der die Versorgungsspannung für die LED-Strecke bereitstellt.

In einem weiteren Aspekt stellt die Erfindung ein Verfahren zum Betrieb eines LED-Konverters zum Betrieb einer Last aus wenigstens einer LED-Strecke mit wenigstens einer LED, vorzugsweise mit mehreren LEDs bereit, wobei der LED-Konverter primärseitig einen mit einer Gleichspannung versorgten resonanten Wandler umfasst, der eine mit zwei wechselseitig getakteten Schaltern ausgebildete Halbbrücke aufweist, die über einen an ihrem Mittenpunkt angeschlossenen Serien/Parallel-Resonanzkreis eine Versorgungsspannung für die LED-Strecke bereitstellt, wobei eine Steuereinheit zur Regelung der durch den LED- Konverter an die LED-Strecke übertragenen Leistung als zurückgeführte Istwertgröße in jedem Einschaltzyklus des potentialniedrigeren Schalters den Spitzenwert des Stroms durch den potentialniedrigeren Schalter der Halbbrücke direkt oder indirekt ermittelt und als Steuergrösse die Taktung, also die Frequenz und/oder das Tastverhältnis, der Halbbrücke einstellt. Schließlich stellt die Erfindung in einem noch weiteren Aspekt eine Integrierte Schaltung, vorzugsweise einen Microcontroller und/oder ASIC oder eine Kombination daraus, bereit, die zur Durchführung eines Verfahrens, wie es oben beschrieben wurde, ausgeführt und/oder programmiert ist.

Die Erfindung wird nun im Folgenden auch mit Blick auf die Zeichnungen beschrieben.

Es zeigen:

Fig. 1 schematisch einen Zusammenhang zwischen einer

Busspannung, einem LED-Strom und einem Phasenwinkel .

Fig. 2 ein Blockschaltdiagramm eines LED-Konverters gemäß der Erfindung.

Fig. 3 schematisch ein Ausführungsbeispiel für einen

LED-Konverter gemäß der Erfindung.

Fig. 4 ein Flussdiagramm für eine Startsequenz, wie sie erfindungsgemäß durch eine Steuereinheit ausgeführt wird.

Fig. 5 schematisch einen Zusammenhang zwischen Abtastung einer Rückführgröße in dem resonanten Wandler und einer Veränderung der Netzspannung und einer Frequenz der Taktung der Halbbrücke des resonanten Wandlers. Fig. 6 ein Flussdiagramm für eine Laufzeitsteuerung/- regelung, wie sie erfindungsgemäß durch eine

Steuereinheit ausgeführt wird.

Fig. 7 schematisch ein erfindungsgemäßes Verfahren zur

Ermittlung eines Spitzenwertes für die

Rückführgröße . Die Erfindung wird nun zunächst mit Blick auf Fig. 2 beschrieben, die ein Blockschaltdiagramm für einen erfindungsgemäßen LED-Konverter 10 zeigt. Die Erfindung löst das oben genannte Problem insbesondere dadurch, dass der Frequenz-Arbeitspunkt des resonanten Wandlers 1 auf der Resonanzkurve auf einen Bereich, insbesondere einen zumindest einseitig begrenzten Frequenzkorridor f_0pt/ beschränkt wird, in dem der Wirkungsgrad des resonanten Wandlers hoch ist. Dieser Frequenzkorridor f_opt ist in einer Steuereinheit 2 vorab, vorzugsweise werksseitig, abgelegt.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel sind daher innerhalb dieses Frequenzkorridors f_opt Veränderungen der Arbeitsfrequenz des resonanten Wandlers 1 möglich. Die Frequenz f_sw, mit der der resonanten Wandler 1 arbeitet bzw. betrieben wird, ist also nicht vollständig fest. Dadurch kann eine ausreichende Adaptivität des resonanten Wandlers 1 auf unterschiedliche Lasten (beispielsweise unterschiedliche Arten und/oder unterschiedliche Anzahlen von LEDs) an einer LED-Strecke 6 erlaubt werden. Um diese Adaptivität des resonanten Wandlers 1 zu ermöglichen, wird zur Anpassung an die Last die den resonanten Wandler 1 versorgende Gleichspannung bzw. die Busspannung V_bUS (DC-Spannung) verändert, wenn sich der Frequenz-Arbeitspunkt aus den Grenzen des Frequenzkorridors bewegt, d. h. wenn die Arbeitsfrequenz des resonanten Wandlers 1 auf Grund eines Abgleichs mit der Rückführgröße außerhalb des zumindest einseitig begrenzten

Frequenzkorridors liegen würde.

Gemäß der Erfindung ist daher die Steuereinheit 2 dazu eingerichtet, die geregelte/gesteuerte Arbeitsfrequenz für den resonanten Wandler zu regeln/steuern. Vorzugsweise erfasst die Steuereinheit 2 dabei als Rückführgröße den Strom I_Sense durch den resonanten Wandler 1. Dies ist schematisch in Fig. 2 gezeigt. In Fig. 2 ist zudem eine galvanische Trennung 3 nach dem resonanten Wandler 1 gezeigt. Die Steuereinheit 2 stellt und/oder regelt weiterhin die Busspannung V_bus, beispielsweise mittels eines Ansteuersignais V_bus* für einen AC/DC-Wandler mit variabler Ausgabe, bzw. für einen Schalter der PFC-Schaltung 4.

Es ist selbstverständlich auch möglich, dass die Steuereinheit 2 der PFC-Schaltung 4 einen Sollwert vorgibt, auf den hin die PFC-Schaltung 4 die

Busspannung/Gleichspannung V_bUS einstellt. Dies ist insbesondere dann der Fall, wenn die Busspannung V_bUS nicht an die Steuereinheit 2 zurückgeführt wird, sondern bereits in der PFC-Schaltung 4 selbst eine Regelung für die Busspannung V_bus vorgesehen ist. Der Steuereinheit 2 kann neben dem Frequenzkorridor f_opt dabei auch ein Dimm-Sollwert I* oder alternativ oder zusätzlich gegebenenfalls auch ein fester Arbeitspunkt für eine Arbeitsfrequenz des resonanten Wandlers 1 vorgegeben werden.

Wenn nunmehr ein Dimm-Signal I* eingeht, bei dem die Steuereinheit 2 eine Arbeitsfrequenz des resonanten Wandlers 1 einstellen müsste, die außerhalb des vorgegebenen optimalen Frequenzkorridors f_opt liegt, wird die Steuereinheit 2 den Sollwert Vb_US* für die PFC-Schaltung 4 (beispielsweise ein aktiv getakteter PFC) verändern, so dass die den resonanten Wandler 1 versorgende Busspannung V_bus verändert, insbesondere verringert wird.

Die Steuereinheit 2 steuert/regelt dabei insbesondere die Frequenz f_sw für die Taktung einer Halbbrücke des resonanten Wandlers 1, um die Arbeitsfrequenz des resonanten Wandlers 1 einzustellen.

Mit Blick auf Fig. 3 erfolgt nun eine Beschreibung eines Ausführungsbeispiels für eine Schaltungsanordnung für einen LED-Konverter 10' gemäß der Erfindung. Neben der Busspannung Vb_US (Block 4') zeigt die Fig. 3 einen resonanten Wandler 1 ' , der eine mit zwei wechselseitig getakteten Schaltern Sl, S2 ausgebildete Halbbrücke aufweist, die mit der Busspannung Vb_US versorgt ist. Die Schalter Sl, S2 sind insbesondere Feldeffekttransistoren (FETs), z.B. MOSFETS. Die Schalter Sl, S2 werden dabei von einer Steuereinheit 2' über jeweils einen Gate-Anschluss gl, g2 angesteuert.

Am Mittelpunkt der Halbbrücke schließt sich ein Serienresonanzkreis (alternativ ein Parallelresonanzkreis) aus einer Induktivität L und einer Kapazität C an, wobei dieser Serienresonanzkreis wiederum einen Überträger 3' (Transformator Tl zur galvanischen Trennung) versorgt. An dem Ausgang des Überträgers ist sekundärseitig eine Diodenschaltung gezeigt, die einen Speicherkondensator (ELCO) speist. Diese Anordnung entspricht dem Block "Gleichrichter und Filter" 5 aus Fig. 2. Die Gleichspannung (DC-Spannung) an dem Speicherkondensator versorgt wiederum eine LED-Strecke 6'.

Die Schalter Sl und S2 werden dabei idealer Weise von der Steuereinheit 2' so angesteuert, dass sie abwechselnd für die Dauer einer halben Periode der Resonanzfrequenz der Induktivität L und der Kapazität C durchgeschaltet sind.

Dazu erzeugt die Steuereinheit 2 ' vorzugsweise zwei Rechteckspannungen mit jeweils einer Einschaltdauer, z.B. von 45%, wobei darauf zu achten ist, dass keine Überlappungen vorliegen dürfen. Um den resonanten Wandler zu regeln, muss daher von der Steuereinheit 2 ' nur die jeweilige Frequenz f_sw zur Ansteuerung der Schalter Sl, S2 geregelt werden, bzw. die Totzeit entsprechend verlängert oder verkürzt werden. Bei Volllast haben die Schalter Sl, S2 daher lediglich eine kleine Totzeit und werden im Gegentakt vorzugsweise mit der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises angesteuert. Dementsprechend stellt sich an dem Speicherkondensator ein fast sinusförmiger Spannungsverlauf ein. Die primärseitige Spannung kann dabei etwa die Hälfte der Busspannung V_bUS betragen. Da die Schalter Sl, S2 jeweils für die Dauer einer halben Periode vorzugsweise der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises eingeschaltet werden können, befindet sich der Strom im Resonanzkreis beim Ein- und Ausschalten immer z.B. gerade im Nulldurchgang, was zu geringen Schaltverlusten führt. Soll die Leistung des resonanten Wandlers reduziert werden, so kann die Schaltfrequenz bei konstanter Einschaltdauer reduziert werden. Im Prinzip befindet sich der Serienresonanzkreis dann z.B. immer noch in Resonanz, allerdings wird dann die Schwingung für die Dauer der Totzeit, in der beide Schalter Sl, S2 sperren, erhalten und dann am Ende der Totzeit an gleicher Stelle fortgesetzt.

Der Spannungsverlauf an dem Speicherkondensator kann daher für die Dauer der Totzeit im Scheitelwert quasi eingefroren werden, wobei der Speicherkondensator die Ladung bis zum Ende der Totzeit speichern kann. Die Schaltfrequenz des resonanten Wandlers kann dann bei geringer Last z.B. bis auf 0 Hz reduziert werden. Zurückkehrend zu Fig. 2 ist die Steuereinheit 2 also insbesondere dazu eingerichtet, ein Regelverfahren/eine Steuerung für die Frequenz f_sw des resonanten Wandlers 2 und der Busspannung V_bUS durchzuführen, wie sie im Folgenden beschrieben wird. Dabei wird nun auch Bezug auf Figs . 1 und 4 genommen, die einen Teil des erfindungsgemäßen Verfahrens beschreibt.

Da bei einem Einschalten des LED-Konverters 10 noch nicht bekannt ist, wie groß die Last an der LED-Strecke 6 ist, insbesondere also nicht bekannt ist, welche Art und/oder welche Anzahl von LEDs angeschlossen ist, führt die Steuereinheit 2 zunächst eine Startsequenz aus.

In der Startsequenz (Schritt S401) wird demnach der resonante Wandler 1 von der Steuereinheit 2 zunächst mit einer Frequenz f_sw so betrieben, dass der Frequenz- Arbeitspunkt in dem vorbestimmten Frequenzkorridor f₀pt _/ insbesondere an einem bestimmten Arbeitspunkt auf der Resonanzkurve, liegt. Dabei wird die Busspannung V_bus, die den resonanten Wandler 1 versorgt, möglichst gering gehalten .

Ausgehend von dem Minimalwert für die Busspannung wird im Folgenden die Busspannung V_bus graduell erhöht (Schritte S402 bis S404), während gleichzeitig die Rückführgröße, z.B. der Strom I_Sense , gemessen und/oder von der Steuereinheit 2 erfasst wird.

Die Rückführgröße wird vorzugsweise an einem Shunt zwischen Masse und dem potentialniedrigen Schalter (der Schalter Sl in Fig. 3) der Halbbrücke des resonanten Wandlers 1 bestimmt. Alternativ oder zusätzlich kann auch eine Spannung V_ShUnt von der Steuereinheit 2 als Rückführgröße an dem Shunt erfasst werden. Zwischen einer Veränderung der Busspannung V_bUS und einer erneuten Überprüfung bzw. einem erneuten Abtasten der

Rückführgröße kann zunächst eine Einschwingzeit abgewartet werden (Schritt S403) . Wenn die Rückführgröße (beispielsweise ein Spitzenwert Max des Stroms durch den potential niedrigeren Schalter der Halbbrücke, allgemein einen Spitzenwert Max für die Rückführgröße die für den resonanten Wandler 1 erfasst wird) einen Sollwert ref erreicht (Schritt 404), wird die Busspannung nicht mehr weiter erhöht. Die Steuereinheit 2 wechselt dann in einen Modus zur Laufzeitsteuerung des resonanten Wandlers (Schritt S405) und die Startsequenz ist damit beendet (Schritt S406) . Andernfalls kehrt das Verfahren zu Schritt S402 zurück und erhöht die Busspannung V_bus erneut.

Die Busspannung wird natürlich nur solange festgehalten, wie die Frequenz f_sw des resonanten Wandlers innerhalb des Frequenzkorridors f_opt liegt.

Bevorzugt wird die Startsequenz jedes Mal durchlaufen, wenn die Netzspannung neu an den LED-Konverter 10 angelegt wird.

Die Rückführgröße, die wie gesagt beispielsweise ein Spitzenwert Max für die Rückführgröße an dem Shunt ist, ist hierbei nur ein Beispiel für eine mögliche Größe, die die durch den resonanten Wandler 1 übertragene Leistung wiedergibt. Aus dieser Rückführgröße kann auch auf den momentanen Arbeitspunkt geschlossen werden und entsprechend die Frequenz f_sw durch die Steuereinheit 2 eingestellt werden.

Alternativ können auch andere primärseitige oder sekundärseitig erfasste Rückführgrößen verwendet werden. Wie bereits beschrieben, ist bei der Rückführung von sekundärseitigen Rückführgrößen eine zusätzliche galvanische Trennung, beispielsweise mittels eines Optokopplers notwendig, was, wie oben bereits erwähnt, zu erhöhten Kosten für die Schaltung führt, und daher vorliegend nicht bevorzugt wird.

Beispielsweise könnte der erlaubte Arbeitspunktbereich, bzw. der wenigstens einseitig begrenzte Frequenzkorridor f₀pt_/ bei einer Arbeitsfrequenz von beispielsweise 80 kHz für die primärseitige Taktung des resonanten Wandlers 1 in einem Bereich von 80 kHz ± 10 kHz liegen. Der Bereich kann jedoch auch ca. ± 20 %, vorzugsweise ± 15 ~6 , um eine optimale Arbeitsfrequenz betragen, und den zumindest einseitigen Frequenzkorridor f_opt bestimmen. Die Auswirkungen der Startsequenz auf verschiedene Größen des LED-Konverters 10 sind in Fig. 5 schematisch gezeigt. Dabei ist in Fig. 5 oben der Verlauf der Busspannung V_bUS gezeigt, während in Fig. 5 in der Mitte Werte für die von der Steuereinheit 2 erfasste Rückführgröße aufgetragen sind und ebenfalls der Schwellwert ref dargestellt ist (gestrichelte Linie) . Wenn der Schwellwert ref für die Rückführgröße durch graduelle Erhöhung der Busspannung Vb_US überschritten wurde, so kann wie in Fig. 5 unten gezeigt, kurzzeitig die Frequenz f_sw für die Taktung der Schalter der Halbbrücke kurzzeitig erhöht werden, bis die erfasste Rückführgröße wieder unterhalb des Schwellwerts ref liegt.

In Fig. 5 ist dazu eine Abtastrate einerseits für die Rückführgröße, auf deren Basis die Busspannung Vb_US angepasst wird, und andererseits eine Abtastrate der Rückführgröße gezeigt, auf deren Basis die Frequenz f_sw für die Taktung der Schalter der Halbbrücke des resonanten Wandlers 1 erfolgt, um den Frequenz-Arbeitspunkt innerhalb des Frequenzkorridors f_opt zu halten. Der Frequenzkorridor f_opt ist in Fig. 5 unten durch gestrichelte Linien kenntlich gemacht .

Das erfindungsgemäße Verfahren zur Laufzeitsteuerung/- regelung ist in Fig. 6 gezeigt. Dabei wird kontinuierlich geprüft, die Frequenz f_sw für die Taktung der Schalter der Halbbrücke des resonanten Wandlers 2 außerhalb des Frequenzkorridors f_opt liegt (Schritt S601), d.h. ob die Frequenz f_sw auf Grund der erfassten Rückführgröße verändert werden muss, um den Frequenz-Arbeitspunkt in dem Frequenzkorridor zu halten.

Ist dies nicht der Fall, so wird die Busspannung Vb_US korrigiert (siehe Schritt S602). Nach möglichem Abwarten einer Einschwingzeit (Schritt S603) wird wiederum geprüft, ob durch die Frequenz f_sw für die Taktung der Schalter der Halbbrücke ein Betrieb in dem optimalen Frequenzkorridor f_opt (Frequenzband) erfolgt (Schritt S604). Liegt die Frequenz f_sw für die Taktung der Schalter, und damit der Frequenz-Arbeitspunkt, in dem Frequenzkorridor f₀p_t/ so kehrt die Steuereinheit 2 in den Modus zur Laufzeitkorrektur zurück (Schritt S601).

Liegt die Frequenz f_sw für die Taktung der Schalter des resonanten Wandlers 1 außerhalb des Frequenzkorridors f₀p_t/ so kehrt die Steuereinheit zu Schritt S602 zurück, in dem die Busspannung V_bUS korrigiert wird. Folglich regelt/steuert die Laufzeitsteuerung die Busspannung V_bus, so dass die Arbeitsfrequenz f_sw für die Taktung der Schalter des resonanten Wandlers 1 innerhalb des Frequenzkorridors f_opt gehalten wird.

Eine Steuereinheit 2 ' ' kann insbesondere einen Spitzenwert Max (Peak-Value) für die Rückführgröße erfassen. Dies wird nun mit Blick auf Fig. 7 beschrieben.

Dazu wird die Rückführgröße (Spannung/Strom am Messwiderstand/Shunt ) zunächst durch einen Analog- /Digitalwandler (A/D-Wandler) digitalisiert. Anschließend wird die Rückführgröße, z.B. die Spannung V_shunt, abgetastet (sampling) und der jeweils höhere Abtastwert gespeichert (gehalten) . Dies ist auch als „Sample and Hold" („Abtasten und halten", in Fig. 7) bekannt.

Synchron zur Schaltung des potential niedrigeren Schalters der Halbbrücke des resonanten Wandlers 1 (Schalter Sl in Fig. 3) wird der bisher erfasste Spitzenwert Max für die Rückführgröße durch die Steuereinheit 2 ' ' zurückgesetzt (Reset) . Somit erfolgt eine Spitzenwerterfassung (Peak- Value) für die Rückführgröße für jede EinschaltZeitdauer des potential niedrigeren Schalters der Halbbrücke.

Diese Art der Stromerfassung kann weiter auch für eine Fehlererfassung auf der Sekundärseite ausgewertet werden (beispielsweise zur Erfassung eines Kurzschlusszustands) . Bei einem solchen Fehlerzustand verändert sich der Wert für die Rückführgröße unzulässig, z.B. steigt/fällt über/unter einen Grenzwert. Beispielsweise kann der primärseitig erfasste Strom I_sense unzulässig hoch ansteigen.

Wird ein solcher Fehlerzustand erkannt, so kann die Steuereinheit 2, 2', 2'' Maßnahmen ergreifen, um eine Zerstörung des resonanten Wandlers 1, 1' zu verhindern. Diese Maßnahmen können beispielsweise in einer Veränderung der Taktung bzw. des Tastverhältnisses der Halbbrücke bestehen, und/oder die Frequenz f_sw der Halbbrücke kann verändert werden, um die übertragene Leistung zu reduzieren. Alternativ oder zusätzlich ist zudem eine komplette Abschaltung des LED-Konverters 10, 10' durch die Steuereinheit 2, 2', 2'' möglich. Vorteil der Erfassung des Spitzenwertes Max ist, dass die Steuereinheit 2, 2', 2'' die Busspannung V_bUS basierend auf dem aktuellen Spitzenwert für die Rückführgröße direkt verändern, ohne dass eine Integration oder Mittelung durch die Steuereinheit 2, 2', 2'' erfolgen muss, und auch direkt auf die durch den resonanten Wandler übertragene Leistung zurückschließen kann. Wichtig ist indessen, dass vorzugsweise dieser Spitzenwert Max ohne weitere Kombination mit anderen elektrischen Größen, insbesondere ohne beispielsweise Multiplikation mit der Busspannung V_bUS, als Rückführgröße für die Steuerung/Regelung der durch den resonanten Wandler 1, 1' übertragenen Leistung verwendet wird. Steuergröße ist wie gesagt z.B. die Schaltfrequenz der Schalter der Halbbrücke des resonanten Wandlers. Insbesondere kann vorzugsweise auf eine Rückführung von sekundärseitig erfassten elektrischen Größen verzichtet werden.

Zusätzlich zur Erfassung des Spitzenwertes Max des primärseitig erfassten Stromes I_Sense können auch weitere Kennwerte des erfassten Stromes I_Sense erfasst und ausgewertet werden. Beispielsweise kann die Phasenlage des Stromes I_Sense iⁿ Bezug auf die Spannung an dem potentialniedrigeren Schalter Sl der Halbbrücke zu dem Zeitpunkt des Erreichens des Spitzenwertes Max oder aber die Phasenlage des Stromes I_sense zum Zeitpunkt des Öffnens des potentialniedrigeren Schalter Sl bei der Taktung, also der Frequenz f_sw und/oder des Tastverhältnisses, der Halbbrücke berücksichtigt werden. Es ist dabei zu verstehen, dass die oben beschriebenen Verfahren und Verfahrensschritte auch durch eine integrierte Schaltung, insbesondere durch einen Mikrokontroller oder eine ASIC oder eine Kombination aus beiden ausgeführt werden kann/können. Die Erfindung kann zusammengefasst also auch einen LED- Konverter zum Betrieb einer Last aus wenigstens einer LED- Strecke mit wenigstens einer LED, vorzugsweise mit mehreren LEDs bereitstellen, wobei der LED-Konverter primärseitig einen mit einer Gleichspannung versorgten resonanten Wandler umfasst, der eine mit zwei wechselseitig getakteten Schaltern ausgebildete Halbbrücke aufweist, die über einen an ihrem Mittenpunkt angeschlossenen Serien/Parallel- Resonanzkreis eine Versorgungsspannung für die LED-Strecke bereitstellt, wobei der LED-Konverter eine Steuereinheit aufweist, die dazu eingerichtet ist, die Frequenz der Taktung der Halbbrücke einzustellen, und wobei die Steuereinheit dazu eingerichtet ist, zur Steuerung oder Regelung der durch den LED-Konverter an die LED-Strecke übertragenen Leistung die Frequenz der Taktung in einem wenigstens einseitig begrenzten Frequenzkorridor zu verändern, und die Amplitude der den resonanten Wandler versorgende Gleichspannung zu verändern, wenn eine Änderung der Last und/oder die Veränderung eines Sollwerts für die Leistung zu einem Frequenz-Arbeitspunkt außerhalb des Frequenzkorridors führen würde.

Die Steuereinheit, kann eine Rückführgröße, insbesondere einen Istwert, in dem resonanten Wandler ermitteln und die Frequenz der Taktung basierend auf der Rückführgröße einstellen, wobei die Rückführgröße eine Größe sein kann, die die durch den resonanten Wandler übertragene Leistung wiedergibt. Die Rückführgröße kann insbesondere ein Strom/eine Spannung in dem resonanten Wandler sein oder ein ihn/sie wiedergebender elektrischer Parameter. Die Steuereinheit kann beim Einschalten des LED-Konverters, insbesondere beim Anlegen einer Netzspannung, die Frequenz der Taktung so einstellen, dass der Frequenz-Arbeitspunkt in dem Frequenzkorridor liegt. Ob der Frequenz-Arbeitspunkt in dem Frequenzkorridor liegt kann über die Rückführgröße ermittelt werden. Die Steuereinheit kann gleichzeitig die den resonanten Wandler versorgende Gleichspannung auf eine möglichst geringe Gleichspannung, insbesondere mit kleiner Amplitude, einstellen.

Die Steuereinheit kann die den resonanten Wandler versorgende Gleichspannung graduell erhöhen, bis ein Schwellwert für die Rückführgröße erreicht ist. Die Steuereinheit kann die den resonanten Wandler versorgende Gleichspannung konstant halten, wenn der Schwellwert erreicht wurde.

Die Steuereinheit kann eine Laufzeitsteuerung durchführen und während der Laufzeitsteuerung die die Rückführgröße ermitteln. Die Steuereinheit kann basierend auf der die Rückführgröße erkennen, ob der Frequenz-Arbeitspunkt in dem Frequenzkorridor liegt. Die Steuereinheit kann die den resonanten Wandler versorgende Gleichspannung anpassen, wenn die Überprüfung der Rückführgröße während der Laufzeitsteuerung ergibt, dass der Frequenz-Arbeitspunkt außerhalb des

Frequenzkorridors liegt und/oder aus ihm führen würde. Die Steuereinheit kann die Laufzeitsteuerung nach Erreichen des Schwellwerts durchführen.

Eine Änderung der Last kann aus einer Änderung der Anzahl und/oder der Art der betriebenen LEDs der LED-Strecke und oder aus einer Temperaturänderung resultieren.

Zudem kann die Erfindung ein Verfahren zum Betrieb eines LED-Konverter zum Betrieb einer Last aus wenigstens einer LED-Strecke mit wenigstens einer LED, vorzugsweise mit mehreren LEDs bereitstellen, wobei der LED-Konverter primärseitig einen mit einer Gleichspannung versorgten resonanten Wandler umfasst, der eine mit zwei wechselseitig getakteten Schaltern ausgebildete Halbbrücke aufweist, die über einen an ihrem Mittenpunkt angeschlossenen Serien/Parallel-Resonanzkreis eine Versorgungsspannung für die LED-Strecke bereitstellt, wobei der LED-Konverter eine Steuereinheit aufweist, die die Frequenz der Taktung der Halbbrücke einstellt, und wobei die Steuereinheit zur Steuerung oder Regelung der durch den LED-Konverter an die LED-Strecke übertragenen Leistung die Frequenz der Taktung in einem wenigstens einseitig begrenzten Frequenzkorridor verändert, und die Amplitude der den resonanten Wandler versorgende Gleichspannung verändert, wenn eine Änderung der Last und/oder die Veränderung eines Sollwerts für die Leistung zu einem Frequenz-Arbeitspunkt außerhalb des Frequenzkorridors führen würde.

Claims

Ansprüche

LED-Konverter (10) zum Betrieb einer Last aus wenigstens einer LED-Strecke (6) mit wenigstens einer LED,

vorzugsweise mit mehreren LEDs, wobei

der LED-Konverter (10) primärseitig einen mit einer Gleichspannung (V_bUS) versorgten resonanten Wandler (1) umfasst ,

der eine mit zwei wechselseitig getakteten Schaltern (Sl, S2) ausgebildete Halbbrücke aufweist, die über einen an ihrem Mittenpunkt angeschlossenen

Serien/Parallel-Resonanzkreis eine Versorgungsspannung für die LED-Strecke (6) bereitstellt, wobei

eine Steuereinheit (2) dazu eingerichtet ist, zur

Regelung der durch den LED-Konverter (10) an die LED- Strecke übertragenen Leistung als zurückgeführten

Istwert in jedem Einschaltzyklus des

potentialniedrigeren Schalters (Sl) einen Spitzenwert (Max) eines Stroms (I_sense ) durch den

potentialniedrigeren Schalter (Sl) der Halbbrücke direkt oder indirekt zu ermitteln und als Steuergrösse die Taktung, also die Frequenz (f_sw) und/oder das

Tastverhältnis, der Halbbrücke einzustellen.

LED-Konverter nach Anspruch 1, wobei die Steuereinheit (2) dazu eingerichtet ist, den Spitzenwert (Max) durch Abtasten einer Spannung (V_shunt) /eines Stroms (I_sense ) an einem Messwiderstand zu ermitteln, und wobei die

Steuereinheit (2) dazu eingerichtet ist, einen jeweils durch das Abtasten erfassten höheren Wert, den

momentanen Spitzenwert, zu speichern.

3. LED-Konverter nach Anspruch 1 oder 2, wobei die

Steuereinheit (2) dazu eingerichtet ist, einen

gespeicherten Wert synchronisiert zu der Schaltung des potentialniedrigeren Schalters (Sl) der Halbbrücke zurückzusetzen .

4. LED-Konverter nach einem der vorgehenden Ansprüche,

wobei die Steuereinheit (2) dazu eingerichtet ist, einen sekundärseitigen Fehlerzustand, insbesondere einen

Kurzschluss, zu erkennen, wenn der erfasste Spitzenwert (Max) einen Schwellwert erreicht.

5. LED-Konverter nach Anspruch 5, wobei die Steuereinheit (2) dazu eingerichtet ist, bei Erkennung eines

Fehlerzustandes die Frequenz (f_sw) der Taktung und/oder ein Tastverhältnis der Halbbrücke zu verändern, und dadurch die übertragene Leistung zu verringern, und/oder den LED-Konverter (10) abzuschalten.

6. LED-Konverter nach einem der vorgehenden Ansprüche,

wobei die Steuereinheit (2) dazu eingerichtet ist, die den resonanten Wandler (1) versorgende Gleichspannung (V_bus) durch eine Ansteuerung eines Schalters einer PFC- Schaltung (4) einzustellen.

7. LED-Konverter nach einem der vorgehenden Ansprüche,

wobei die Steuereinheit (2) dazu eingerichtet ist, einen Sollwert ( Vb_US* ) für die den resonanten Wandler (1) versorgende Gleichspannung ( Vb_US ) an eine PFC-Schaltung

(4) zu übermitteln. LED-Konverter nach einem der vorgehenden Ansprüche, wobei die Steuereinheit (2) dazu eingerichtet ist, die den resonanten Wandler (1) versorgende Gleichspannung ( Vb_Us ) durch eine Ansteuerung eines Schalters einer PFC- Schaltung (4) einzustellen.

LED-Konverter nach einem der vorgehenden Ansprüche, wobei die Steuereinheit (2) dazu eingerichtet ist, einen Sollwert ( Vb_US* ) für die den resonanten Wandler (1) versorgende Gleichspannung ( Vb_US ) an eine PFC-Schaltung (4) zu übermitteln.

Verfahren zum Betrieb eines LED-Konverters (10) zum Betrieb einer Last aus wenigstens einer LED-Strecke (6) mit wenigstens einer LED, vorzugsweise mit mehreren LEDs, wobei

eine Steuereinheit (2'') zur Regelung der durch den LED- Konverter an die LED-Strecke (6) übertragenen Leistung als zurückgeführten Istwert in jedem Einschaltzyklus einen Spitzenwert (Max) des Stroms (I_Sense ) durch den potentialniedrigeren Schalter (Sl) der Halbbrücke direkt oder indirekt ermittelt und als Steuergrösse die Taktung, also die Frequenz (f_s„) und/oder das

Tastverhältnis, der Halbbrücke einstellt.

11. Verfahren nach Anspruch 10, wobei die Steuereinheit (2) den Spitzenwert (Max) durch Abtasten einer Spannung ( V_Shunt ) /eines Stroms ( I _sense ) an einem Messwiderstand ermittelt, und wobei die Steuereinheit (2) einen jeweils durch das Abtasten erfassten höheren Wert, den

momentanen Spitzenwert, speichert.

12. Verfahren nach Anspruch 10 oder 11, wobei die

Steuereinheit (2) einen gespeicherten Wert

synchronisiert zu der Schaltung des potentialniedrigeren Schalters (Sl) der Halbbrücke zurücksetzt.

13. Verfahren nach einem der vorgehenden Ansprüche,

wobei die Steuereinheit (2) einen sekundärseitigen Fehlerzustand, insbesondere einen Kurzschluss, erkennt, wenn der erfasste Spitzenwert (Max) einen Schwellwert erreicht .

14. Verfahren nach Anspruch 13, wobei die Steuereinheit bei Erkennung eines Fehlerzustandes die Frequenz (f_sw) der Taktung und/oder ein Tastverhältnis der Halbbrücke verändert, und dadurch die übertragene Leistung

verringert, und/oder den LED-Konverter (10) abschaltet.

15. Verfahren nach einem der vorgehenden Ansprüche,

wobei die Steuereinheit (2) die den resonanten Wandler (1) versorgende Gleichspannung ( Vb_US ) durch eine Ansteuerung eines Schalters einer PFC-Schaltung (4) einstellt .

16. Verfahren nach einem der vorgehenden Ansprüche, wobei die Steuereinheit (2) einen Sollwert (Vb_US*) für die den resonanten Wandler (1) versorgende

Gleichspannung (V_bUS) an eine PFC-Schaltung (4)

übermittelt .

17. Verfahren nach einem der vorgehenden Ansprüche, wobei der Serien/Parallel-Resonanzkreis einen

Transformator (3) versorgt, der an seinem Ausgang sekundärseitig die Versorgungsspannung für die LED- Strecke (6) bereitstellt.

18. Verfahren nach einem der vorgehenden Ansprüche, wobei sekundärseitig, vorzugsweise an einem Ausgang des Transformators (3) , eine Diodenschaltung einen

Speicherkondensator (5) speist, der die

Versorgungsspannung für die LED-Strecke (6)

bereitstellt .

19. Integrierte Schaltung, vorzugsweise Microcontroller und/oder ASIC, die zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 10 bis 19 ausgeführt und/oder programmiert ist.