WO2013035226A1 - 光バースト信号処理装置 - Google Patents

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WO2013035226A1
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bit rate
voltage signal
offset
optical burst
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Inventor
弘和 小松
Original Assignee
日本電気株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
    • H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
    • H04B10/695—Arrangements for optimizing the decision element in the receiver, e.g. by using automatic threshold control

Definitions

  • the present invention relates to a signal processing technique for an optical signal, more specifically, an optical burst signal.
  • Optical receivers that receive optical signals and generate digital data corresponding to the optical signals are widely used in the field of communications.
  • FIG. 3 shows an example of a general optical receiver in the case of an input optical signal continuous signal.
  • the optical receiver 50 includes an optical front end 10, an adder 20, a limiter 22, a low-pass filter 24, an error amplification circuit 26, and an adjustment circuit 28.
  • the optical signal OS is input and output data DA is output.
  • the optical front end 10 includes a photodiode 12, a transimpedance amplifier 14, and a single balance converter (hereinafter referred to as “S / B”) 16.
  • the photodiode 12 photoelectrically converts the optical signal OS to obtain a current signal and outputs it to the transimpedance amplifier 14.
  • the transimpedance amplifier 14 converts the current signal from the photodiode 12 into a single-phase voltage signal and outputs it to the S / B 16.
  • the adder 20 adds a later-described offset cancel signal OC provided from the adjustment circuit 28 to the first voltage signal DV0 from the S / B 16 to obtain a second voltage signal DV1 and outputs it to the limiter 22.
  • an avalanche photodiode that is used for general purposes is known.
  • This type of photodiode is equivalent to having an offset because it receives an optical signal, photoelectrically converts it, and outputs a current signal that causes excessive noise in the current signal and a shift in the optimum discrimination level. become.
  • the limiter 22 is a differential amplifier that substantially limits the amplitude of the input signal, and an offset also occurs in the limiter 22 as usual in the amplifier.
  • the low-pass filter 24, the error amplification circuit 26, and the adjustment circuit 28 are for that purpose.
  • the output data DA which is two-phase digital data output from the limiter 22, is also output to the low-pass filter 24.
  • the low-pass filter 24 averages the output data DA and outputs it to the error amplification circuit 26.
  • the error amplification circuit 26 amplifies the output data DA averaged by the low-pass filter 24 and outputs the amplified output data DA to the adjustment circuit 28.
  • the adjustment circuit 28 adjusts the signal from the error amplification circuit 26 and adds it as an offset cancel signal OC so as to cancel the signal from the S / B 16 and the offset component in the limiter 22 based on the identification threshold used by the limiter 22.
  • the offset cancel signal OC cancels not only the offset generated in the optical front end 10 including the photodiode 12 but also the offset generated in the limiter 22 later.
  • the discrimination threshold output unit 62 outputs the discrimination threshold used by the limiter 22 to the adjustment circuit 28, and the adjustment circuit 28 cancels the offset based on the discrimination threshold from the discrimination threshold output unit 62.
  • a signal OC is generated and output to the adder 20.
  • the differential amplifier used in the optical receiver circuit is mainly composed of a transistor symmetric in both the positive phase and the reverse phase, and a resistance element.
  • Transistors manufactured by a semiconductor process have non-uniform characteristics. For example, even when the voltage between the emitter and base of a transistor is manufactured adjacently, the characteristics between the two transistors vary randomly, and a mismatch of several mV occurs. In an emitter coupling circuit widely used as a differential amplifier circuit, this mismatch becomes an input offset, is amplified and transmitted as an output offset, and is added (can be canceled in some cases) to a mismatch of a subsequent resistor or transistor. As a result, an offset always occurs in the output of the differential amplifier.
  • the discrimination threshold output unit 62 outputs the discrimination threshold used by the limiter 22 to the adjustment circuit 28, and the adjustment circuit 28 generates an offset cancel signal OC based on the discrimination threshold from the discrimination threshold output unit 62 and supplies it to the adder 20. Output.
  • the adder 20 adds the first voltage signal DV0 and the offset cancel signal OC to obtain a second voltage signal DV1, and outputs the second voltage signal DV1 to the limiter 22.
  • the bit rate of an optical burst signal transmitted and received varies depending on the line between the terminal and the station.
  • the magnitude of the offset component generated during photoelectric conversion of the optical burst signal and the offset component generated by the limiter 22 are also different. Therefore, the configuration of the optical receiver 60 shown in FIG. 4 has a problem that the optimum offset cancellation signal OC cannot be obtained, and as a result, correct output data cannot be obtained. This will be described with reference to FIG.
  • the optical receiver 70 includes a low-pass filter 72 and a limiter 74 in addition to the functional blocks of the optical receiver 60 shown in FIG.
  • the limiter 22 is a differential amplifier for generating the first output data DA1 corresponding to the high bit rate optical burst signal OBS, and the second voltage signal DV1 from the adder 20 is directly input thereto.
  • the low-pass filter 72 and the limiter 74 are for generating the second output data DA2 corresponding to the low bit rate optical burst signal OBS.
  • the second voltage signal DV1 is also input to the low-pass filter 72, and is input to the limiter 74 that is a differential amplifier via the low-pass filter 72.
  • the first output data DA1 from the limiter 22 is used as the output of the optical receiver 70, and when the bit rate is low, the second output data DA2 from the limiter 74 is used as the output of the optical receiver 70. It is done.
  • first identification threshold T1 The identification threshold set for the limiter 22 is referred to as “first identification threshold T1”.
  • the identification threshold is set so as to cancel “ ⁇ 4 mV”.
  • the identification threshold set for the limiter 74 is referred to as a “second identification threshold T2”.
  • the adjustment circuit 28 generates the offset cancellation signal OC based on the identification threshold value output from the identification threshold value output unit 62.
  • the identification threshold value from the identification threshold value output unit 62 is the first identification threshold value T1 or the second threshold value. The result varies depending on whether it is the identification threshold T2.
  • FIG. 6 shows waveforms of the first output data DA1 and the second output data DA2 output from the limiter 22 and the limiter 74, respectively, when the identification threshold output unit 62 outputs the first identification threshold T1.
  • the offset cancel signal OC is set so that an offset corresponding to “ ⁇ 4 mV” is applied to the limiter 22.
  • the first voltage signal from the limiter 22, which is the output of the optical receiver 70 is input during the period in which the first voltage signal DV 0 corresponding to the high bit rate optical burst signal OBS is input. Since the waveform of the output data DA1 is optimized and a good eye opening is obtained even in the eye pattern, the optimum phase margin and amplitude margin can be obtained. Therefore, the error rate does not deteriorate.
  • the offset cancel signal OC is set so that an offset corresponding to “ ⁇ 4 mV” is applied to the limiter 22, an offset of “ ⁇ 8 mV” is applied to the limiter 74, and the result after amplification by the limiter 74 is performed. , An output offset of “ ⁇ 800 mV” is generated. Therefore, the second output data DA2 from the limiter 74, which is the output of the optical receiver 70, is output during the period in which the first voltage signal DV0 corresponding to the low bit rate optical burst signal OBS is input. The width is greatly reduced, and the eye pattern of the positive phase output shifts the cross point to the low side even on the negative voltage side, and the eye opening is biased downward. With this, as the phase margin decreases, the probability of erroneously changing the high output to low increases, and the error rate deteriorates.
  • Patent Document 1 in an optical receiver that generates output data DA by a single limiter, output data DA is generated for each of a plurality of identification threshold values, and output data DA that seems to be correct is output from the plurality of output data DA.
  • a technique for selecting is disclosed. Specifically, this technique generates a plurality of identification threshold values, and uses the plurality of identification threshold values for the voltage signal obtained from the input optical burst signal to output data DA corresponding to each identification threshold value. Get. Then, the pulse width and the pulse interval are detected for each of the same number of output data DA as the number of identification thresholds, and the output data DA that seems to be correct is selected and output according to the detected pulse width and pulse interval.
  • Patent Document 1 Since the method of Patent Document 1 generates a plurality of output data DA and selects the output data DA that seems to be correct, it can be considered that the method can cope with a change in the bit rate of the optical burst signal OBS.
  • Patent Document 1 requires detection of pulse width and pulse interval for a plurality of output data DA, selection of digital data considered to be correct from a plurality of digital data, and the like, and high-speed digitization is performed. It is thought that it is not possible.
  • the method of selecting the correct output data DA according to the pulse width is effective only when the pattern of the correct output data DA “1010” is repeated.
  • the actual data has a random pattern and the pulse width dynamically and randomly changes, there is a high possibility that the above method cannot reliably select the correct output data DA.
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and provides an optical burst signal processing technique that can respond to optical burst signals having different bit rates and can accurately and quickly obtain correct digital data.
  • the apparatus includes an optical front end, an offset compensation unit, and a digitizing unit.
  • the offset compensator adds the offset cancel signal to the first voltage signal to obtain a second voltage signal.
  • the digitizing unit includes a plurality of limiters that are provided for each bit rate range of the optical burst signal and that identify the second voltage signal with an identification threshold set for itself.
  • the offset compensator selects one corresponding to the bit rate range of the optical burst signal currently input from the plurality of identification threshold values respectively set for the plurality of limiters, and the selected identification
  • the offset cancellation signal is generated according to a threshold value and added to the first voltage signal.
  • FIG. 5 is a diagram showing a configuration that can be considered when the optical receiver shown in FIG. 4 is adapted to optical burst signals of a plurality of bit rates. It is a figure which shows the example of the output data obtained by the optical receiver shown in FIG.
  • FIG. 1 shows an optical receiver 100 according to an embodiment of the present invention.
  • the optical receiver 100 corresponds to an optical burst signal, and includes an optical front end 110, an offset compensation unit 120, and a digitizing unit 140.
  • the optical receiver 100 corresponds to a plurality of bit rate ranges with respect to the received optical burst signal OBS.
  • the optical receiver 100 corresponds to two bit rate ranges (a high bit rate and a low bit rate).
  • the optical front end 110 generates a first voltage signal DV0 that is a differential signal from the received optical burst signal OBS and outputs the first voltage signal DV0 to the offset compensator 120.
  • the offset compensator 120 performs offset compensation on the first voltage signal DV0, obtains the second voltage signal DV1, and outputs the second voltage signal DV1 to the digitizer 140.
  • the digitizing unit 140 digitizes the second voltage signal DV1 from the offset compensating unit 120 to obtain digital data.
  • the light front end 110 includes a photodiode 112, a transimpedance amplifier 114, and an S / B 116.
  • the photodiode 112 performs photoelectric conversion on the input optical burst signal OBS, obtains a current signal, and outputs it to the transimpedance amplifier 114.
  • the transimpedance amplifier 114 converts the current signal from the photodiode 112 into a single-phase voltage signal and outputs it to the S / B 116.
  • the S / B 116 converts the single-phase voltage signal from the transimpedance amplifier 114 into a first voltage signal DV0 that is a differential signal, and outputs the first voltage signal DV0 to the offset compensation unit 120.
  • the offset compensation unit 120 performs offset compensation on the first voltage signal DV0 from the optical front end 110, obtains the second voltage signal DV1, and outputs the second voltage signal DV1 to the digitizing unit 140.
  • the offset compensation unit 120 will be described in detail later.
  • the digitizing unit 140 includes a first limiter 142, a low-pass filter 144, and a second limiter 146.
  • the second voltage signal DV1 from the offset compensation unit 120 is input to the first limiter 142 and the low-pass filter 144.
  • the first limiter 142 is provided for a high bit rate.
  • the first limiter 142 identifies the second voltage signal DV1 with the identification threshold value (first identification threshold value T1) set for itself.
  • Output data DA1 is obtained.
  • the second limiter 146 is provided for a low bit rate.
  • the second voltage signal DV1 is input to the second limiter 146 via the low-pass filter 144.
  • the second limiter 146 is an identification threshold (second identification threshold T2) set for itself, and is low-pass.
  • the second output signal DA2 is obtained by identifying the second voltage signal DV1 whose band is limited by the filter 144.
  • the low-pass filter 144 is set so that the band is limited for a low bit rate, the noise component is limited, the SNR (Signal Noise Rate) is improved, and the reception sensitivity is optimized. Also, as an example, it is assumed that the low-pass filter 144 has no offset.
  • the output of the optical receiver 100 is the first output data DA1
  • the optical receiver 100 Is the second output data DA2.
  • a selection circuit (not shown) may be provided to select and output either the first output data DA1 or the second output data DA2 according to the bit rate range of the optical burst signal OBS. .
  • the first identification threshold value T1 is optimized for a high bit rate, and is assumed to be set assuming that the first limiter 142 has an offset biased to the high side at the input, for example.
  • the second identification threshold T2 is optimized for a low bit rate, and is assumed to be set assuming that the second limiter 146 has an offset biased to the low side at the input, for example.
  • the offset compensation unit 120 uses the first discrimination threshold T1 and the second discrimination threshold T2 set for the low-pass filter 144 and the second limiter 146, respectively, and the bit rate range of the optical burst signal OBS that is currently input. (Here, “high bit rate” or “low bit rate”) is selected, an offset cancel signal OC is generated according to the selected identification threshold value, and added to the first voltage signal DV0. A second voltage signal DV1 is obtained.
  • the offset compensation unit 120 includes a first identification threshold output unit 132, a second identification threshold output unit 134, a threshold selection unit 136, and an adder 122.
  • the first identification threshold output unit 132 outputs the first identification threshold T1 set for the first limiter 142 to the threshold selection unit 136, and the second identification threshold output unit 134 outputs the second limiter 134.
  • the second identification threshold value T ⁇ b> 2 set for 146 is output to the threshold value selection unit 136.
  • the threshold selection unit 136 receives the selector signal SEL, and in accordance with the selector signal SEL signal, selects one of the first identification threshold T1 and the second identification threshold T2 from the first identification threshold output unit 132.
  • the selected identification threshold value T (the first identification threshold value T1 or the second identification threshold value T2) is output to the adjustment circuit 138.
  • the selector signal SEL indicates which of the two corresponding bit rate ranges of the optical receiver 100 is the currently input optical burst signal OBS. For example, along with the reception of the optical burst signal OBS It is generated according to the bit rate detected by the detection of the bit rate performed.
  • the selector signal SEL may be the same as that provided to a selection circuit (not shown) that selects either the first output data DA1 or the second output data DA2 as the output of the optical receiver 100. Good.
  • the threshold selection unit 136 selects the first identification threshold T1 as the identification threshold T when the bit rate of the optical burst signal OBS is “high bit rate”, and the bit rate of the optical burst signal OBS is “low bit rate”. ", The second identification threshold value T2 is selected as the identification threshold value T.
  • the adjustment circuit 138 generates an offset cancellation signal OC based on the identification threshold value T from the threshold value selection unit 136 and outputs it to the adder 122.
  • the identification threshold T is the first identification threshold T1
  • the offset cancellation signal OC cancels the sum of the offset component included in the first voltage signal DV0 and the offset component generated by the first limiter 142.
  • the discrimination threshold T is the second discrimination threshold T2
  • the offset cancellation signal OC is the sum of the offset component included in the first voltage signal DV0 and the offset component generated by the second limiter 146. Will be the one to cancel.
  • the identification threshold T1 is an optimum value set so that the sensitivity is minimized when a high bit rate signal is input, and the identification threshold T2 is sensitive when a low bit rate signal is input. It is the optimum value set to be the minimum.
  • the adder 122 adds the first voltage signal DV0 from the optical front end 110 and the offset cancel signal OC from the adjustment circuit 138 to obtain a second voltage signal DV1, and outputs the second voltage signal DV1 to the digitizing unit 140.
  • FIG. 2 shows an example of output data obtained by the optical receiver 100 shown in FIG.
  • the input conversion offset, gain, and output dynamic range of the first limiter 142 are set to “4 mV”, “100 times”, and “800 mV”, respectively.
  • the identification threshold (first identification threshold T1) is set to cancel “4 mV”
  • the input conversion offset, gain, and output dynamic range of the second limiter 146 are “ ⁇ 4 mV” and “100 times”, respectively.
  • “800 mV” is set
  • the identification threshold (second identification threshold T2) is set to cancel “ ⁇ 4 mV”.
  • the output of the optical receiver 100 is in a section where the first voltage signal DV0 corresponding to the high bit rate optical burst signal OBS is input (a section immediately before the non-input section).
  • the first output data DA1 the waveform of which is optimized, and a good eye opening is obtained even in the eye pattern. That is, in the optical receiver 100, when an optical burst signal OBS having a high bit rate is input, an optimum phase margin and amplitude margin are obtained, and the error rate does not deteriorate.
  • the output of the optical receiver 100 is the second output data DA2.
  • the waveform is also optimized, and a good eye opening is obtained even in the eye pattern. That is, in the optical receiver 100, even when an optical burst signal OBS with a low bit rate is input, the optimum phase margin and amplitude margin are obtained, and the error rate does not deteriorate.
  • the limiters (the first limiter 142 and the second limiter 146) are provided for each bit rate range of the input optical burst signal OBS and are currently input.
  • the output data obtained by the limiter corresponding to the bit rate of the optical burst signal OBS is used as the output of the optical receiver 100, and is set for the limiter corresponding to the bit rate of the optical burst signal OBS currently input. Since the offset cancellation signal OC is generated based on the optimum discrimination threshold, good output data can be obtained regardless of the bit rate of the input optical burst signal OBS.
  • the identification threshold value for generating the offset cancel signal OC and the output data are selected according to the bit rate of the input optical burst signal OBS, correct output data can be obtained quickly. At the same time, correct output data can be obtained reliably even when the pulse width fluctuates randomly.
  • an identification threshold value for generating the offset cancellation signal OC is dynamically selected according to the bit rate of the input optical burst signal OBS, an optimum offset cancellation process can be performed only by providing one adjustment circuit 138. This can be realized and increase in power consumption, circuit scale, number of terminals, etc. can be prevented.
  • the present invention can also be applied to an optical receiver corresponding to an arbitrary number of bit rate ranges of 2 or more.
  • the first identification threshold value T1 and the second identification threshold value T2 are output by the first identification threshold value output unit 132 and the second identification threshold value output unit 134, respectively.
  • the function of the first discrimination threshold output unit 132 and the second discrimination threshold output unit 134 may be performed by one discrimination threshold output unit that outputs the first discrimination threshold T1 and the second discrimination threshold T2. .

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Abstract

　光フロンドエンド（１１０）は、光バースト信号（ＯＢＳ）に対して光電変換すると共に電圧変換増幅をして第１の電圧信号（ＤＶ０）を得る。オフセット補償部（１２０）は、第１の電圧信号（ＤＶ０）にオフセットキャンセル信号（ＯＣ）を加算して第２の電圧信号（ＤＶ１）を得る。デジタル化部（１４０）に備えられた複数のリミッタは、光バースト信号（ＯＢＳ）のビットレート範囲毎に設けられ、自身に対して設定された識別閾値で第２の電圧信号（ＤＶ１）を識別する。オフセット補償部（１２０）は、上記複数のリミッタに対して夫々設定された複数の識別閾値から、現在の前記光バースト信号（ＯＢＳ）のビットレート範囲に対応する１つを選択し、選択した識別閾値に応じてオフセットキャンセル信号（ＯＣ）を生成して第１の電圧信号（ＤＶ０）に加算する。

Description

光バースト信号処理装置
　本発明は、光信号、より具体的には、光バースト信号の信号処理技術に関する。
　光信号を受信して該光信号に対応するデジタルデータを生成する光受信器は、通信の分野で広く使用されている。
　図３は、入力される光信号連続信号である場合における一般的な光受信器の例を示す。該光受信器５０は、光フロントエンド１０、加算器２０、リミッタ２２、ローパスフィルタ２４、誤差増幅回路２６、調整回路２８を有し、光信号ＯＳが入力され、出力データＤＡを出力する。
　光フロントエンド１０は、フォトダイオード１２、トランスインピーダンスアンプ１４、シングルバランス変換器（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｂａｌａｎｃｅ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ　Ｃｉｒｃｕｉｔ。以下「Ｓ／Ｂ」という）１６を備える。
　フォトダイオード１２は、光信号ＯＳを光電変換して電流信号を得てトランスインピーダンスアンプ１４に出力する。
　トランスインピーダンスアンプ１４は、フォトダイオード１２からの電流信号を単相の電圧信号に変換してＳ／Ｂ１６に出力する。
　Ｓ／Ｂ１６は、トランスインピーダンスアンプ１４からの単相の電圧信号を差動信号である第１の電圧信号ＤＶ０に変換してオフセット補償部１２０に出力する。
　加算器２０は、Ｓ／Ｂ１６からの第１の電圧信号ＤＶ０に、調整回路２８から供される後述のオフセットキャンセル信号ＯＣを加算して第２の電圧信号ＤＶ１を得てリミッタ２２に出力する。
　リミッタ２２は、加算器２０からの第２の電圧信号ＤＶ１信号を所定の閾値で識別して出力データＤＡを得る。具体的には、例えば、加算器２０からの信号のレベルが上記閾値以上であれば「１」を出力し、加算器２０からの信号のレベルが上記閾値未満であれば「０」を出力する。
　フォトダイオード１２について、例えば汎用的に使用されているアバランシェ・フォトダイオード（ＡＰＤ）が知られている。この種のフォトダイオードは、光信号を受信し、光電変換して電流信号を出力する際に、その電流信号に過剰な雑音を生じ、最適識別レベルにずれが生じるため、オフセットを持つのと等価になる。
　また、リミッタ２２は、実質的には入力信号の振幅を制限する差動増幅器であり、増幅器の常としてリミッタ２２においてもオフセットが生じる。
　正しい出力データＤＡを得るために、これらのオフセットをキャンセルする必要がある。ローパスフィルタ２４、誤差増幅回路２６、調整回路２８は、そのためのものである。
　リミッタ２２が出力する２相のデジタルデータである出力データＤＡは、ローパスフィルタ２４にも出力される。ローパスフィルタ２４は、出力データＤＡを平均化して誤差増幅回路２６に出力する。
　誤差増幅回路２６は、ローパスフィルタ２４により平均化された出力データＤＡを増幅して調整回路２８に出力する。
　調整回路２８は、リミッタ２２が用いる識別閾値に基づいて、Ｓ／Ｂ１６からの信号とリミッタ２２におけるオフセット成分をキャンセルするように、誤差増幅回路２６からの信号を調整してオフセットキャンセル信号ＯＣとして加算器２０に出力する。なお、オフセットキャンセル信号ＯＣは、フォトダイオード１２を含む光フロントエンド１０において発生したオフセットのみならず、後にリミッタ２２における発生するオフセットをキャンセルする。
　すなわち、光受信器５０は、出力データＤＡにおけるオフセット成分をフィードバックして、光フロントエンド１０からの第１の電圧信号ＤＶ０に対して、リミッタ２２に入力される直前にオフセット成分をキャンセルする。
　一方、例えば、現在広く普及しつつあり、また、ＩＥＥＥ８０２.３ａｖで標準化されている１０Ｇｂ／ｓ-ＥＰＯＮ（Ｅｔｈｅｒｎｅｔ　Ｐａｓｓｉｖｅ　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｎｅｔｗｏｒｋ）システムの場合、端末から局へ送信される光信号は、信号が存在しない区間（無入力区間）が含まれるバースト信号の形態となっている。そのため、局の光受信器に入力される光信号は、短時間でパワーが大きく変化する。
　図３に示す光受信器５０に用いられるローパスフィルタ２４は、一般的に時定数が長いものであるため、光バースト信号の場合に、ローパスフィルタを介した負帰還によりリミッタ２２に入力される信号のオフセット成分をキャンセルすることが困難である。
　図４は、光バースト信号ＯＢＳに対応する光受信器の例を示す。なお、図４において、図３に示す光受信器５０のものと同様の機能を担う機能ブロックに対して同様の符号を付与している。
　図４に示す光受信器６０では、識別閾値出力部６２は、リミッタ２２が用いる識別閾値を調整回路２８に出力し、調整回路２８は、識別閾値出力部６２からの識別閾値に基づいてオフセットキャンセル信号ＯＣを生成して加算器２０に出力する。
　光受信回路で用いられる差動増幅器は、主に、正相、逆相双方で対称なトランジスタと、抵抗素子とで構成される。半導体プロセスで製造されるトランジスタは、不均一な特性を有している。例えばトランジスタのエミッタ－ベース間の電圧は、隣接して製造した場合であっても２つのトランジスタ間の特性はランダムにばらつき、数ｍＶのミスマッチが生じる。差動増幅回路として広く用いられるエミッタ結合回路では、このミスマッチは、入力オフセットとなり、増幅されて出力オフセットとして伝達し、後段の抵抗やトランジスタのミスマッチと加算（場合によっては相殺）される。結果として、差動増幅器の出力には必ずオフセットが発生する。
　差動増幅器の入力に、該差動増幅器の入力換算オフセットに相当する電圧を逆に与えることで、その出力に生じるオフセットをキャンセルすることができる。光受信器６０における識別閾値出力部６２、調整回路２８、加算器２０は、そのためのものである。
　識別閾値出力部６２は、リミッタ２２が用いる識別閾値を調整回路２８に出力し、調整回路２８は、識別閾値出力部６２からの識別閾値に基づいてオフセットキャンセル信号ＯＣを生成して加算器２０に出力する。加算器２０は、第１の電圧信号ＤＶ０とオフセットキャンセル信号ＯＣを加算して第２の電圧信号ＤＶ１を得てリミッタ２２に出力する。
　ところで、ＥＰＯＮシステムなどの場合、送受信される光バースト信号のビットレートは、端末と局間の回線などによって異なる。ビットレートが異なると、光バースト信号を光電変換時に生じるオフセット成分や、リミッタ２２で生じるオフセット成分の大きさも異なる。そのため、図４に示す光受信器６０の構成では、最適なオフセットキャンセル信号ＯＣを得ることができず、ひいては正しい出力データが得られないという問題がある。これについて、図５を参照して説明する。
　図４に示す光受信器６０を工夫して複数の異なるビットレートの光バースト信号に対応可能とした場合に、図５に示す構成の光受信器７０が考えられる。なお、例として、ビットレートは「高ビットレート」と「低ビットレート」の２つがあるとする。
　図示のように、光受信器７０は、図４に示す光受信器６０の各機能ブロックに加え、さらに、ローパスフィルタ７２とリミッタ７４を備える。
　リミッタ２２は、高ビットレートの光バースト信号ＯＢＳに対応する第１の出力データＤＡ１を生成するための差動増幅器であり、加算器２０からの第２の電圧信号ＤＶ１が直接入力される。ローパスフィルタ７２とリミッタ７４は、低ビットレートの光バースト信号ＯＢＳに対応する第２の出力データＤＡ２を生成するためのものである。第２の電圧信号ＤＶ１は、ローパスフィルタ７２にも入力され、ローパスフィルタ７２を介して差動増幅器であるリミッタ７４に入力される。高ビットレートのときにはリミッタ２２からの第１の出力データＤＡ１が光受信器７０の出力として用いられ、低ビットレートのときにはリミッタ７４からの第２の出力データＤＡ２が光受信器７０の出力として用いられる。
　例えば、リミッタ２２の入力換算オフセット、利得、出力ダイナミックレンジが夫々「４ｍＶ」、「１００倍」、「８００ｍＶ」に設定されているとする。そのため、リミッタ２２に対して、そのオフセット「４ｍｖ」をキャンセルするように識別閾値が設定される。リミッタ２２に対して設定された識別閾値を「第１の識別閾値Ｔ１」と呼ぶ。
　また、リミッタ７４の差動増幅器３０２の入力換算オフセット、利得、出力ダイナミックレンジが夫々「-４ｍＶ」、「１００倍」、「８００ｍＶ」に設定されているとすると、リミッタ７４に対して、そのオフセット「－４ｍＶ」をキャンセルするように識別閾値が設定される。リミッタ７４に対して設定された識別閾値を「第２の識別閾値Ｔ２」と呼ぶ。
　ところで、調整回路２８は、識別閾値出力部６２から出力された識別閾値に基づいてオフセットキャンセル信号ＯＣを生成するが、識別閾値出力部６２からの識別閾値が第１の識別閾値Ｔ１か第２の識別閾値Ｔ２かによって、結果が異なる。
　図６は、識別閾値出力部６２が第１の識別閾値Ｔ１を出力する場合にリミッタ２２とリミッタ７４から夫々出力される第１の出力データＤＡ１と第２の出力データＤＡ２の波形を示す。この場合、オフセットキャンセル信号ＯＣは、リミッタ２２に「-４ｍＶ」相当のオフセットが加わるように設定される。
　図６に示すように、この場合、高ビットレートの光バースト信号ＯＢＳに対応する第１の電圧信号ＤＶ０が入力される区間において、光受信器７０の出力となる、リミッタ２２からの第１の出力データＤＡ１の波形は最適化され、そのアイパターンにおいても良好なアイ開口が得られるため、最適な位相余裕と振幅余裕が得られる。従って、エラーレートの劣化は生じない。
　しかし、オフセットキャンセル信号ＯＣがリミッタ２２に「-４ｍＶ」相当のオフセットが加わるように設定されているため、リミッタ７４にとっては「－８ｍＶ」のオフセットが加わることになり、リミッタ７４による増幅後の結果、「－８００ｍＶ」の出力オフセットが生じることになる。そのため、低ビットレートの光バースト信号ＯＢＳに対応する第１の電圧信号ＤＶ０が入力される区間においては、光受信器７０の出力となる、リミッタ７４からの第２の出力データＤＡ２は、出力パルス幅が大幅に減少し、正相出力のアイパターンは負電圧側においてもクロスポイントがロー側にずれ、アイ開口は下側に偏ってしまう。これでは、位相余裕の減少とともに、ハイ出力をローに誤る確率が増し、エラーレートが劣化する。
　また、特許文献１には、１つのリミッタにより出力データＤＡを生成する光受信器において、複数の識別閾値毎に出力データＤＡを生成し、複数の出力データＤＡから正しいと思われる出力データＤＡを選択する技術が開示されている。この技術は、具体的には、複数の識別閾値を生成し、入力された光バースト信号から得た電圧信号に対してこれらの複数の識別閾値を用いて夫々の識別閾値に対応する出力データＤＡを得る。そして、識別閾値の数と同数の出力データＤＡ毎にパルス幅やパルス間隔を検出して、検出したパルス幅とパルス間隔に応じて正しいと思われる出力データＤＡを選択して出力する。
特開２００３－１０１４８１号公報
　特許文献１の手法は、複数の出力データＤＡを生成して正しいと思われる出力データＤＡを選択するので、光バースト信号ＯＢＳのビットレートが変化しても対応可能と考えられる。
　ところで、ＥＰＯＮなどの光バースト信号送受信システムでは、高速な通信が要求されるため、光バースト信号からデジタルデータへの変換も高速に行えることが要求される。
　特許文献１に開示された技術は、複数の出力データＤＡに対するパルス幅やパルス間隔の検出、複数のデジタルデータから正しいと思われるデジタルデータの選出などが必要であり、高速なデジタル化を行うことができないと考えられる。
　また、パルス幅に応じて正しい出力データＤＡを選出する手法は、正しい出力データＤＡ「１０１０」のパターンを繰り返すものである場合にのみ有効である。しかし、実際のデータは、パターンがランダムであり、パルス幅も動的にランダムに変化するため、上記手法は、確実に正しい出力データＤＡを選出できない可能性が高い。
　本発明は、上記事情を鑑みてなされたものであり、ビットレートが異なる光バースト信号に対応し、正しいデジタルデータを確実かつ迅速に得ることができる光バースト信号処理技術を提供する。
　本発明の１つの態様は、光バースト信号処理装置である。該装置は、光フロンドエンド、オフセット補償部、デジタル化部を備える。
　光フロンドエンドは、受信された光バースト信号に対して光電変換を行うと共に電圧変換増幅をして第１の電圧信号を得る。
　オフセット補償部は、前記第１の電圧信号にオフセットキャンセル信号を加算して第２の電圧信号を得る。
　デジタル化部は、前記光バースト信号のビットレート範囲毎に設けられ、自身に対して設定された識別閾値で前記第２の電圧信号を識別する複数のリミッタを有する。
　前記オフセット補償部は、前記複数のリミッタに対して夫々設定された複数の前記識別閾値から、現在入力されている前記光バースト信号のビットレート範囲に対応する１つを選択し、選択した前記識別閾値に応じて前記オフセットキャンセル信号を生成して前記第１の電圧信号に加算する。
　なお、上記態様の装置をシステムや方法に置き換えて表現したものも、本発明の態様としては有効である。
　本発明にかかる技術によれば、ビットレートが異なる光バースト信号に対応し、正しいデジタルデータを確実かつ迅速に得ることができる。
本発明の実施の形態にかかる光受信器を示す図である。 図１に示す光受信器により得られる出力データの例を示す図である。 連続信号に対応する光受信器の例を示す図である。 光バースト信号に対応する光受信器の例を示す図である。 図４に示す光受信器を複数のビットレートの光バースト信号に対応するようにした場合に考えられる構成を示す図である。 図５に示す光受信器により得られる出力データの例を示す図である。
　以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。説明の明確化のため、以下の記載及び図面は、適宜、省略、及び簡略化がなされている。なお、各図面において、同一の要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略されている。
　図１は、本発明の実施の形態にかかる光受信器１００を示す。光受信器１００は、光バースト信号に対応するものであり、光フロンドエンド１１０、オフセット補償部１２０、デジタル化部１４０を備える。光受信器１００は、受信される光バースト信号ＯＢＳについて、複数のビットレート範囲に対応し、例として、２つのビットレート範囲（高ビットレートと低ビットレート）に対応するものであるとする。
　光フロンドエンド１１０は、受信した光バースト信号ＯＢＳから差動信号である第１の電圧信号ＤＶ０を生成してオフセット補償部１２０に出力する。オフセット補償部１２０は、第１の電圧信号ＤＶ０に対してオフセット補償を行い、第２の電圧信号ＤＶ１を得てデジタル化部１４０に出力する。デジタル化部１４０は、オフセット補償部１２０からの第２の電圧信号ＤＶ１をデジタル化してデジタルデータを得る。
　光フロンドエンド１１０は、フォトダイオード１１２、トランスインピーダンスアンプ１１４、Ｓ／Ｂ１１６を有する。
　フォトダイオード１１２は、入力された光バースト信号ＯＢＳに対して光電変換を行い、電流信号を得てトランスインピーダンスアンプ１１４に出力する。
　トランスインピーダンスアンプ１１４は、フォトダイオード１１２からの電流信号を単相の電圧信号に変換してＳ／Ｂ１１６に出力する。
　Ｓ／Ｂ１１６は、トランスインピーダンスアンプ１１４からの単相の電圧信号を差動信号である第１の電圧信号ＤＶ０に変換して、オフセット補償部１２０に出力する。
　オフセット補償部１２０は、光フロンドエンド１１０からの第１の電圧信号ＤＶ０に対してオフセット補償を行い、第２の電圧信号ＤＶ１を得てデジタル化部１４０に出力する。オフセット補償部１２０については後に詳細に説明する。
　デジタル化部１４０は、第１のリミッタ１４２、ローパスフィルタ１４４、第２のリミッタ１４６を備える。
　オフセット補償部１２０からの第２の電圧信号ＤＶ１は、第１のリミッタ１４２とローパスフィルタ１４４に入力される。
　第１のリミッタ１４２は、高ビットレート用に設けられたものであり、自身に対して設定された識別閾値（第１の識別閾値Ｔ１）で第２の電圧信号ＤＶ１を識別して第１の出力データＤＡ１を得る。
　第２のリミッタ１４６は、低ビットレート用に設けられたものである。第２の電圧信号ＤＶ１は、ローパスフィルタ１４４を介して第２のリミッタ１４６に入力され、第２のリミッタ１４６は、自身に対して設定された識別閾値（第２の識別閾値Ｔ２）で、ローパスフィルタ１４４により帯域が制限された第２の電圧信号ＤＶ１を識別して第２の出力データＤＡ２を得る。
　なお、ローパスフィルタ１４４は、低ビットレート用に帯域が制限され、ノイズ成分を制限することによりＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ　Ｎｏｉｓｅ　Ｒａｔｅ）が向上し、受信感度が最適になるように設定されている。また、例としてローパスフィルタ１４４がオフセットを持たないと仮定する。
　すなわち、光バースト信号ＯＢＳが高ビットレートである場合には、光受信器１００の出力が第１の出力データＤＡ１であり、光バースト信号ＯＢＳが低ビットレートである場合には、光受信器１００の出力が第２の出力データＤＡ２である。これについて、例えば、図示しない選択回路を設け、光バースト信号ＯＢＳのビットレート範囲に応じて第１の出力データＤＡ１と第２の出力データＤＡ２のいずれかを選択して出力するようにすればよい。
　第１の識別閾値Ｔ１は、高ビットレート用に最適化されたものであり、例えば第１のリミッタ１４２が入力においてハイ側に偏ったオフセットを持つことを想定して設定されているとする。第２の識別閾値Ｔ２は、低ビットレート用に最適化されたものであり、例えば第２のリミッタ１４６が入力においてロー側に偏ったオフセットを持つことを想定して設定されているとする。
　オフセット補償部１２０を詳細に説明する。オフセット補償部１２０は、ローパスフィルタ１４４と第２のリミッタ１４６に対して夫々設定された第１の識別閾値Ｔ１と第２の識別閾値Ｔ２から、現在入力されている光バースト信号ＯＢＳのビットレート範囲（ここでは「高ビットレート」または「低ビットレート」）に対応する１つを選択し、選択した識別閾値に応じてオフセットキャンセル信号ＯＣを生成して、第１の電圧信号ＤＶ０に加算して第２の電圧信号ＤＶ１を得る。
　図１に示すように、オフセット補償部１２０は、第１の識別閾値出力部１３２、第２の識別閾値出力部１３４、閾値選択部１３６、加算器１２２を備える。
　第１の識別閾値出力部１３２は、第１のリミッタ１４２に対して設定された第１の識別閾値Ｔ１を閾値選択部１３６に出力し、第２の識別閾値出力部１３４は、第２のリミッタ１４６に対して設定された第２の識別閾値Ｔ２を閾値選択部１３６に出力する。
　閾値選択部１３６は、セレクタ信号ＳＥＬが入力され、該セレクタ信号ＳＥＬ信号に応じて、第１の識別閾値出力部１３２からの第１の識別閾値Ｔ１と、第２の識別閾値Ｔ２のいずれかを選択し、選択した識別閾値Ｔ（第１の識別閾値Ｔ１または第２の識別閾値Ｔ２）を調整回路１３８に出力する。
　セレクタ信号ＳＥＬは、現在入力されている光バースト信号ＯＢＳが、光受信器１００の対応する２つのビットレート範囲のいずれの信号であるかを示すものであり、例えば、光バースト信号ＯＢＳの受信と共に行われるビットレートの検出により検出されたビットレートに応じて生成される。なお、このセレクタ信号ＳＥＬは、第１の出力データＤＡ１と第２の出力データＤＡ２のいずれを光受信器１００の出力として選択する図示しない選択回路に供されるものと同一のものであってもよい。
　つまり、閾値選択部１３６は、光バースト信号ＯＢＳのビットレートが「高ビットレート」であれば第１の識別閾値Ｔ１を識別閾値Ｔとして選択し、光バースト信号ＯＢＳのビットレートが「低ビットレート」であれば第２の識別閾値Ｔ２を識別閾値Ｔとして選択する。
　調整回路１３８は、閾値選択部１３６からの識別閾値Ｔに基づいてオフセットキャンセル信号ＯＣを生成して加算器１２２に出力する。その結果、識別閾値Ｔが第１の識別閾値Ｔ１であれば、オフセットキャンセル信号ＯＣは、第１の電圧信号ＤＶ０に含まれるオフセット成分と、第１のリミッタ１４２で生じるオフセット成分との総和をキャンセルするものになり、識別閾値Ｔが第２の識別閾値Ｔ２であれば、オフセットキャンセル信号ＯＣは、第１の電圧信号ＤＶ０に含まれるオフセット成分と、第２のリミッタ１４６で生じるオフセット成分との総和をキャンセルするものになる。なお、識別閾値Ｔ１は、高ビットレートの信号が入力された場合に感度が最小になるよう設定された最適値であり、識別閾値Ｔ２は、低ビットレートの信号が入力された場合に感度が最小になるよう設定された最適値である。
　加算器１２２は、光フロンドエンド１１０からの第１の電圧信号ＤＶ０と、調整回路１３８からのオフセットキャンセル信号ＯＣとを加算して第２の電圧信号ＤＶ１を得てデジタル化部１４０に出力する。
　図２は、図１に示す光受信器１００により得られる出力データの例を示す。図５に示す光受信器７０と比較するために、第１のリミッタ１４２の入力換算オフセット、利得、出力ダイナミックレンジが夫々「４ｍＶ」、「１００倍」、「８００ｍＶ」に設定されており、その識別閾値（第１の識別閾値Ｔ１）が「４ｍｖ」をキャンセルするように設定されており、第２のリミッタ１４６の入力換算オフセット、利得、出力ダイナミックレンジが夫々「-４ｍＶ」、「１００倍」、「８００ｍＶ」に設定されており、その識別閾値（第２の識別閾値Ｔ２）が「－４ｍＶ」をキャンセルするように設定されているとする。
　図２に示すように、この場合、高ビットレートの光バースト信号ＯＢＳに対応する第１の電圧信号ＤＶ０が入力される区間（無入力区間の直前の区間）において、光受信器１００の出力が第１の出力データＤＡ１であり、その波形は最適化され、アイパターンにおいても良好なアイ開口が得られている。つまり、光受信器１００では、高ビットレートの光バースト信号ＯＢＳが入力される場合には、最適な位相余裕と振幅余裕が得られ、エラーレートの劣化は生じていない。
　また、低ビットレートの光バースト信号ＯＢＳに対応する第１の電圧信号ＤＶ０が入力される区間（無入力区間の直後の区間）において、光受信器１００の出力が第２の出力データＤＡ２であり、その波形も最適化され、アイパターンにおいても良好なアイ開口が得られている。つまり、光受信器１００では、低ビットレートの光バースト信号ＯＢＳが入力される場合にも、最適な位相余裕と振幅余裕が得られ、エラーレートの劣化は生じていない。
　このように、本実施の形態の光受信器１００では、入力される光バースト信号ＯＢＳのビットレート範囲毎にリミッタ（第１のリミッタ１４２、第２のリミッタ１４６）が設けられ、現在入力されている光バースト信号ＯＢＳのビットレートに対応したリミッタが得た出力データを光受信器１００の出力とすると共に、現在入力されている光バースト信号ＯＢＳのビットレートに対応するリミッタに対して設定された最適な識別閾値に基づいてオフセットキャンセル信号ＯＣを生成するので、入力される光バースト信号ＯＢＳのビットレートに関わらず、良好な出力データを得ることができる。
　また、入力される光バースト信号ＯＢＳのビットレートに応じて、オフセットキャンセル信号ＯＣを生成するための識別閾値と、出力データを選択するようにしているので、正しい出力データを迅速に得ることができると共に、パルス幅がランダムに変動する場合においても確実に正しい出力データを得ることができる。
　さらに、夫々のリミッタから出力された出力データ（ここで、第１の出力データＤＡ１と第２の出力データＤＡ２）に対してパルス幅などの検出を行う必要が無いので、回路規模の増大を防ぐことができる。
　さらに、入力される光バースト信号ＯＢＳのビットレートに応じて、オフセットキャンセル信号ＯＣを生成するための識別閾値を動的に選択するので、１つの調整回路１３８を備えるだけで最適なオフセットキャンセル処理を実現することができ、消費電力、回路規模、端子数などの増加を防ぐことができる。
　以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　例えば、図１に示す実施の形態の光受信器１００では、例として、対応するビットレート範囲が「高ビットレート」と「低ビットレート」の２つのみであるが、本発明にかかる技術は、２以上の任意の数のビットレート範囲に対応する光受信器にも適用することができる。
　また、光受信器１００において、第１の識別閾値Ｔ１と第２の識別閾値Ｔ２が第１の識別閾値出力部１３２と第２の識別閾値出力部１３４により夫々出力されるようになっているが、第１の識別閾値Ｔ１と第２の識別閾値Ｔ２を出力する１つの識別閾値出力部により第１の識別閾値出力部１３２と第２の識別閾値出力部１３４の機能を担うようにしてもよい。
　この出願は、２０１１年９月５日に出願された日本出願特願２０１１－１９３１２２を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　１０　光フロントエンド　１２　フォトダイオード
　１４　トランスインピーダンスアンプ　１６　Ｓ／Ｂ
　２０　加算器　２２　リミッタ
　２４　ローパスフィルタ　２６　誤差増幅回路
　２８　調整回路　５０　光受信器
　６０　光受信器　６２　識別閾値出力部
　７０　光受信器　７２　ローパスフィルタ
　７４　リミッタ　１００　光受信器
　１１０　光フロンドエンド　１１２　フォトダイオード
　１１４　トランスインピーダンスアンプ　１１６　Ｓ／Ｂ
　１２０　オフセット補償部　１２２　加算器
　１３２　第１の識別閾値出力部　１３４　第２の識別閾値出力部
　１３６　閾値選択部　１３８　調整回路
　１４０　デジタル化部　１４２　第１のリミッタ
　１４４　ローパスフィルタ　１４６　第２のリミッタ
　ＤＡ　出力データ　ＤＡ１　第１の出力データ
　ＤＡ２　第２の出力データ　ＤＶ０　第１の電圧信号
　ＤＶ１　第２の電圧信号　ＯＢＳ　光バースト信号
　ＯＣ　オフセットキャンセル信号　ＯＳ　光信号
　ＳＥＬ　セレクタ信号　Ｔ　識別閾値
　Ｔ１　第１の識別閾値　Ｔ２　第２の識別閾値

Claims (3)

  1. 　光バースト信号に対して光電変換を行うと共に電圧変換増幅をして第１の電圧信号を得る光フロントエンドと、
    　前記第１の電圧信号にオフセットキャンセル信号を加算して第２の電圧信号を得るオフセット補償手段と、
    　前記光バースト信号のビットレート範囲毎に設けられ、自身に対して設定された識別閾値で前記第２の電圧信号を識別する複数のリミッタを有するデジタル化手段とを備え、
    　前記オフセット補償手段は、前記複数のリミッタに対して夫々設定された複数の前記識別閾値から、現在入力されている前記光バースト信号のビットレート範囲に対応する１つを選択し、選択した前記識別閾値に応じて前記オフセットキャンセル信号を生成して前記第１の電圧信号に加算することを特徴とする光バースト信号処理装置。
  2. 　前記光バースト信号のビットレート範囲は、高ビットレートと低ビットレートの２つがあり、
    　前記デジタル化手段は、
    　前記高ビットレートに対応し、前記第２の電圧信号が直接入力される第１のリミッタと、
    　前記低ビットレートに対応し、ローパスフィルタを介して前記第２の電圧信号が入力される第２のリミッタとを備えることを特徴とする請求項１に記載の光バースト信号処理装置。
  3. 　前記デジタル化手段は、
    　前記複数のリミッタに対して夫々設定された複数の識別閾値を出力する識別閾値出力手段と、
    　前記識別閾値出力手段が出力した前記複数の識別閾値から、現在入力されている前記光バースト信号のビットレート範囲に対応する１つを選択する閾値選択手段と、
    　前記閾値選択手段が選択した前記識別閾値に基づいて前記オフセットキャンセル信号を生成する調整手段と、
    　前記第１の電圧信号と、前記調整手段からの前記オフセットキャンセル信号とを加算して前記第２の電圧信号を得る加算器とを備えることを特徴とする請求項１または２に記載の光バースト信号処理装置。
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