WO2013034830A1 - Procédé de synchronisation et de réception d'un récepteur radio, et récepteur adapté pour mettre en oeuvre un tel procédé - Google Patents

Procédé de synchronisation et de réception d'un récepteur radio, et récepteur adapté pour mettre en oeuvre un tel procédé Download PDF

Info

Publication number
WO2013034830A1
WO2013034830A1 PCT/FR2012/051909 FR2012051909W WO2013034830A1 WO 2013034830 A1 WO2013034830 A1 WO 2013034830A1 FR 2012051909 W FR2012051909 W FR 2012051909W WO 2013034830 A1 WO2013034830 A1 WO 2013034830A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
data
value
cells
zero
logic
Prior art date
Application number
PCT/FR2012/051909
Other languages
English (en)
Inventor
Aubin LECOINTRE
Daniela DRAGOMIRESCU
Robert Plana
Original Assignee
Centre National De La Recherche Scientifique - Cnrs -
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Centre National De La Recherche Scientifique - Cnrs - filed Critical Centre National De La Recherche Scientifique - Cnrs -
Publication of WO2013034830A1 publication Critical patent/WO2013034830A1/fr

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/7163—Spread spectrum techniques using impulse radio
    • H04B1/71637—Receiver aspects
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/7163—Spread spectrum techniques using impulse radio
    • H04B1/7183—Synchronisation

Definitions

  • a method of synchronizing and receiving a radio receiver, and receiver adapted to implement such a method relates to a method for synchronizing and receiving a pulse radio receiver, and a receiver adapted to implement such a method.
  • Pulse radio transmission is a technique used mainly for short-range applications. Typically, the transmission distance is less than 100 meters. It can be broadband transmissions, at least 500 megabits / second for example. It can be transmissions between computer equipment, video equipment (DVD). This can be relatively low rate transmissions, for example to connect sensors to a local area network or a data acquisition system. In this case, impulse transmission is particularly advantageous because of its low energy consumption.
  • the encoded data is included in a frame, or bit sequence.
  • This frame comprises, in conventional solutions, firstly a preamble comprising a long series of bits with the value "a” logic and the value "a” logic, so that the radio receiver can synchronize temporally with the received signal, and then demodulate bits.
  • the frame also includes a frame delimiter for locating the start of useful data, and useful data corresponding to the transmitted information.
  • the preamble has a very long duration in the frame, compared to the useful data duration. This limits the efficiency of the transmission (rate), that is to say the ratio between the useful data duration and the duration of the control data (preamble and frame delimiter).
  • the object of the present invention is to perfect such a pulse radio transmission, and in particular to improve its flow, efficiency and synchronization.
  • the invention relates to a method of synchronizing and receiving a radio receiver adapted to receive coded data in the form of radio pulses in a frame of data bits comprising a frame delimiter and useful data, said method comprising the following successive steps:
  • the received radio signal r (t) is digitized to provide digitized data
  • binary demodulations of the same digitized data contained in the L r cells are performed in parallel to provide the same number of demodulated binary data L r , each binary demodulation being carried out with a different time delay, said time delay being between zero and one bit duration of one of the coded data divided by said number L r of binary data,
  • comparisons of the demodulated binary data with a frame delimiter are performed in parallel in order to detect said frame delimiter in said binary data, and to determine synchronized L sync- numbered cells among the L r cells for which the frame delimiter has been detected.
  • the useful data received from the demodulated binary data of the synchronized sync L Ls are determined, said useful data being decoded after the frame delimiter is detected for these synchronized cells. Thanks to these arrangements, the method of synchronizing and receiving a radio receiver does not need a preamble in the frame to synchronize the transmission before the binary demodulation.
  • the frame contains only a frame delimiter and useful data.
  • the frame is temporally shorter, and the payload rate may be larger in the transmission medium.
  • one or more of the following provisions may also be used:
  • a binary demodulation is performed by the following steps:
  • a correlation of the digitized data is performed with a second model corresponding to a logical "one” in order to determine a logic "one” energy value, said second model corresponding to a pulse having been modulated to code a "zero" value and temporally offset of the time delay, and
  • the value of the energy is compared with logic "zero” and the value of the energy with “one” logic to determine the value of a bit of a binary data item, said bit value being equal to “zero” if the value of the logic “zero” energy is greater than the value of the energy to "one” logic, and bit value being equal to "one” otherwise;
  • each correlation is effected by multiplying the digitized data with said first or second model, and then integrating it over a period of integration time for providing an energy value corresponding to said model;
  • the useful data correspond to the binary data of a particular synchronized cell, said particular synchronized cell being the synchronized cell among the sync- synchronized L-cells for which the binary demodulation produces the largest value of the logical "zero" energy or the greater value of energy to "a”logic;
  • the useful data are determined by performing a vote on the bits of the binary data of the L sync cells synchronized by the following steps:
  • N there is a logical bit number N one of the bits at the same time instant of the binary data of the L sync synchronized cells
  • the bit of the payload is equal to the value "one" logic if N a> L sync 1 2, and being equal to the logical "zero" value otherwise.
  • the invention also relates to a radio receiver adapted to receive coded data in the form of radio pulses in a frame of data bits comprising a frame delimiter and useful data, said radio receiver comprising:
  • an analog-to-digital converter for digitizing a received radio signal r (t) and for providing digitized data
  • a binary demodulation means for performing, in parallel, binary demodulations of the same digitized data contained in the L r cells and for providing the same number L r of binary data, each demodulation binary being performed with a different time delay, said time delay being between zero and a bit duration of one of the coded data,
  • a correlation block of the frame delimiter for performing in parallel comparisons of the binary data with a frame delimiter for detecting in said binary data said frame delimiter, and for determining sync- sized cells L sync among the L r cells for which the frame delimiter has been detected, and
  • a binary demodulation means comprises:
  • a first set for correlating the digitized data with a first model corresponding to a logical "zero” and for determining a logic "zero” energy value, said first model corresponding to a pulse having been modulated to encode a value "Zero" and temporally offset from the time delay,
  • a second set for correlating the digitized data with a second model corresponding to a logical "one” and for determining a logic "one” energy value, said second model corresponding to a pulse having been modulated to code a value; "Zero" and temporally offset from the time delay, and
  • each correlation is performed by multiplying the digitized data with said first or second model, then integrating over a period of integration time to provide an energy value corresponding to said model;
  • the choice block determines the useful data by choosing the binary data of a particular synchronized cell, said particular synchronized cell being the synchronized cell among the synchronized L sync cells for which the binary demodulation produces the largest value of the energy at "Zero" logic or the largest value of energy to "a”logic;
  • the choice block determines the useful data by performing a vote on the bits of the synchronous L sync cell binary data by the following steps:
  • N there is a logical bit number N one of the bits at the same time instant of the binary data of the L sync synchronized cells
  • the number N is compared with one of logical "a" bits to the sync number L sync of synchronized cells, the payload bit being equal to the logical "un” value if Nun> L sync 1 2, and being equal to the value "Zero" logic otherwise.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a receiver and method according to the prior art
  • FIG. 2 represents traces of transmitted and received signals
  • FIG. 3 is an exemplary block diagram of a correlator used in the receiver of FIG. 1;
  • FIG. 4 is a block diagram representing a receiver and method according to the invention.
  • FIG. 5 is a diagram showing an alternative embodiment of the choice block of FIG. 4;
  • FIG. 6 is a graph comparing the frame detection rate of a plurality of receivers as a function of the signal-to-noise ratio
  • FIG. 7 is a graph comparing the erroneous bit rate of a plurality of receivers as a function of the signal-to-noise ratio.
  • FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of a method of synchronizing and receiving a radio receiver according to the prior art, as described in the following documents:
  • This radio receiver is adapted to receive coded data in the form of radio pulses (IR) ultra-wide band signal, also referred to as UWB ("Ultra Wide Band” in English).
  • IR radio pulses
  • UWB Ultra Wide Band
  • the encoded data is transmitted within a frame.
  • the frame comprises a series of bytes, each byte comprising eight bits of binary data having a value of "zero" or a value of "one".
  • a data bit is transmitted by one or possibly several pulses. This latter technique using multiple pulses to transmit a data bit is known as spread spectrum. It makes it possible to increase the robustness of the transmission. But, it decreases the useful flow.
  • a data bit has a bit duration T b which depends on the bit rate of the transmission.
  • the pulse has a pulse duration T p much less than the bit duration T b . Locating a pulse in a bit duration T b is therefore a tedious search, for which there exist series, parallel and hybrid techniques.
  • reception pulses are spread over a duration of echoes T d .
  • the first plot represents the signal binary data to be transmitted d (t)
  • the second plot represents the transmitted signal t (t) pulses with a BPSK modulation
  • the third plot represents the received signal r (t) by the radio receiver.
  • Figure 2 illustrates the conventional solution of the state of the art.
  • the frame comprises in series:
  • the preamble PRB is adapted (in the conventional solutions of the state of the art) to achieve synchronization in reception of the received bits and pulses. For example, it comprises a sequence of 7 bytes with an alternation of "one" bits and "zero" bits, for example a 10101010 type PRB code in binary form.
  • the receiver can estimate the delay T m of the received signal with respect to its internal clock, synchronize with the transmitted data bits, and find the bits in the reception signal r (t).
  • the preamble PRB has a PRB preamble duration. It is equal to a bit duration T b multiplied by the number of bits of the preamble L PRB . For example, if the preamble PRB contains 7 bytes, the preamble duration T PRB is equivalent to a duration of 56 times the duration of a bit T b .
  • the SFD frame delimiter is adapted to locate the end of the preamble and the beginning of the useful data. It has a duration T SFD equal to a bit duration T b multiplied by a bit number of the frame delimiter L SFD .
  • the SFD frame delimiter comprises for example a single byte whose last two bits are one, for example a 10101011 type SFD code in binary. With this SFD frame delimiter, the end of the preamble is detected and the receiver knows that the following values are useful data DATA. With this SFD frame delimiter, the receiver can synchronize with the frame.
  • the useful data DATA comprises data fields such as the address of the recipient, the address of the source, the size of the data area, the data area, and a frame control sequence calculated from the previous fields. and to verify that all this data is correctly transmitted.
  • Modulation is applied to the pulses to convey the information.
  • Different types of known modulations exist: For example, we will quote the amplitude modulation PAM (for “Puise Amplitude Modulation”), the phase modulation BPSK (for “Binary Phase Shift Keying”), the modulation of position PPM (for " Ince Position Modulation ").
  • the BPSK modulation is used (transmitted signal t (t) shown in Figure 2), but any type of modulation can be used.
  • the information is modulated in phase. For example, for a binary information value (one bit) at "one", the phase of a predetermined shape function of the pulse is 0 °. Conversely, for a binary information value at "zero", the phase of the shape function of the pulse is 180 °.
  • the radio receiver comprises a reception antenna, and a first analog part of filtering, amplification and transposition. These elements are not shown in Figure 1, but are upstream of the received signal r (t).
  • the transposition makes it possible to adapt the frequency band of the transmitted and received radio signals to the size imposed by the regulation, ie to concentrate these radio signals in a frequency band between 3 and 10 GHz or around 60 GHz.
  • This transposition makes it possible to use a lower sampling frequency, of the order of 2 giga samples per second (Gs / s or GHz), while respecting the criterion of the theorem. Shannon for sampling the received signal r (t).
  • Addit ionnellement a mono or multi approach ⁇ bands is possible.
  • the multi-band approach increases the information rate.
  • the diagram of FIG. 1 must be duplicated for each of the subbands.
  • This radio receiver comprises first a very fast analogical digital converter 10 (or ADC).
  • the digital analog converter is able to provide 2 GS / s with an 8 bit resolution.
  • the samples or digitized data output from this converter 10 are transmitted by 4 buses A, B, C, D of 8-bit data in parallel, each having a frequency of 500 MHz.
  • An interface 11 makes it possible to put these digitized data D1 to D16 in series on a single bus. It provides to two sets 21, 22 these digitized data from the analog digital converter 10.
  • Each of the sets 21, 22 comprises a number L r of cells or identical fingers receiving said digitized data D1 to D16.
  • This radio receiver then comprises:
  • FIG. 3 gives an example of an implementation of such a correlator.
  • the input signal e (t) is multiplied by a predetermined pattern corresponding to a pulse shifted temporally by a time delay x, and the result of this multiplication is integrated over an integration time ⁇ .
  • the integration time ⁇ is less than the bit duration T b . It is greater than the pulse duration T p .
  • Such a correlator evaluates the amount of energy s (t) contained in an input signal e (t) corresponding to a delay pulse T.
  • L r the correlators of the first set 21 have L r different delays ⁇ ⁇ lr% 2r ... XLR) between zero and the bit period T b. Usually these r The delays are also distributed over the bit time T b. The first set 21 thus evaluates the energy of the digitized data in L r time slots.
  • the correlators of the second set 22 have the same L r delays, each correlator of the second set 22 corresponding to a correlator of the first assembly 21.
  • the second assembly 22 therefore also evaluates the energy of the digitized data into the same time slots L r .
  • the first and second sets 21, 22 differ in the models, the models of the first set 21 corresponding to a pulse coding a "zero" bit and the models of the second set 22 corresponding to a pulse coding a "one" bit.
  • the models of the second set 22 are out of phase with those of the first set 21, with an angle value of 180 °. For all, modulating patterns are determined as known.
  • the second set 22 evaluates the energy corresponding to a logical "one" contained in each cell or finger, and supplies this energy value to a synchronization block 32.
  • the synchronization block 32 then supplies the number of the selected cell to a selection block 31, and supplies the value of the energy to "one" logic of the selected cell to a comparison block 33.
  • the selection block 31 selects in the first set 21 with the number of the selected cell the equivalent logical "zero" correlation cell, and supplies the value of the logic "zero" energy of this cell to the comparison block 33 .
  • the synchronization block 32 selects L b cells selected from among the L r cells on an energetic criterion: The cells which accumulated the most energy over the duration of the preamble T PRB are selected. These selected cells correspond to paths having a strong contribution among the multi transmission paths in the medium.
  • the selected L b cells are then combined to deliver a single energy value to a "logical" one of these selected cells. This energy value is then supplied to the comparison block 33.
  • the selection block 31 selects the L b cells in the first set 21 with the L b numbers of the selected cells of the second set 22, combines them and supplies a value of the energy at "zero" logic to the block of comparison 33.
  • the combinations can be a simple sum or any linear combination including predetermined weights.
  • the comparison block 33 comprises a comparator which then compares the value of the energy at logical "zero” with the value of the energy at "a" log, to determine or decide the value of a received bit. If the logical "zero" energy is greater than the "one” energy, the bit received has the value "zero", otherwise the bit received has the value "one".
  • a receiver of the prior art which determines on a preamble PRB emitted main paths and combines the responses received from these main paths, is called an "S-Rake" receiver.
  • the bit stream from the comparison block 33 is supplied to a correlation block of the frame delimiter 34.
  • This frame delimiter block 34 compares the bit stream with the SFD of the frame delimiter and its complement according to the frame delimiter. following procedure:
  • next bits of the bit stream belong to the useful data DATA of the frame. These next bits are then supplied to a validation block 35. The polarity is then positive.
  • next bits of the bit stream belong to the useful data DATA of the frame. These next bits are then supplied to a validation block 35.
  • the polarity is negative.
  • the polarity compensation block 36 takes the bits of the validation block 35, copies them to provide the data DATA.
  • the polarity compensation block 36 takes the bits of the validation block 35, complementing them to provide the DATA data.
  • the synchronization is performed during the preamble PRB.
  • the end of the preamble is detected with the SFD frame delimiter.
  • the useful data DATA is then decoded from the new binary data received.
  • the cost C ref of the synchronization method and radio receiver that is:
  • FIG. 4 is a diagram showing an embodiment of a method of synchronizing and receiving a radio receiver according to the invention.
  • the radio receiver of this method comprises for example the following elements identical to the radio receiver of the prior art:
  • the other elements of the radio receiver differ from that of the prior art.
  • the first and second sets 21, 22 are connected to a comparison block (or correlation) 43.
  • the comparison block 43 comprises L r comparators. Each of L r comparators compares the energy value to "zero" logic of a cell of the first set 21 to the value of the power "a" logic of the equivalent cell of the second set 22, to determine or decide the value of a bit received by the cell.
  • the previous operations of the sets 21, 22 and the comparison block 43 correspond to binary demodulations without preamble synchronization PRB, or rather before synchronization on a SFD code of a frame delimiter.
  • the comparator block 43 provides L bitstream received r B (binary data) to a correlation block of frame delimiter 44, each received bit stream B corresponding to a cell and thus a predetermined time delay ⁇ .
  • the correlation block of the frame delimiter 44 performs for each of the L r cells the comparison of the received bit stream B of this cell with the SFD code of the frame delimiter and its complement.
  • the bits of the bit stream of the cell are forced to the value "zero" and sent to the validation block 45.
  • the correlation block of the frame delimiter 44 thus selects a sync number L of cells from the L r cells, said L sync cells having all detected the SFD code of the frame delimiter or its complement.
  • the validation block 45 supplies the L r bit streams to a polarity compensation block 46. If the polarity of a cell is detected positive by the correlation block of the frame delimiter 44, the bit stream for this cell is not changed. If the polarity of a cell is detected negative by the correlation block of the frame delimiter 44, the bit stream for this cell is complemented with "one" by the polarity compensation block 46.
  • the L bit stream r of each cell are then received by a selection block 47, which determines the values of the DATA payload data from or by combining bit flows of L sync cells selected by the correlation block delimiter frame 44.
  • the bits of these cells are not forced to "zero" values.
  • This choice block 47 can proceed in different ways.
  • the choice block 47 chooses a particular cell for which the value of the "zero" logic energy or the value of the "one" energy is the greatest of the L sync selected cells. by the correlation block of the frame delimiter 44.
  • the choice block 47 copies the bits of the bit stream of said selected particular cell to provide the useful data DATA.
  • the choice block 47 proceeds to a vote between the bits of the L sync cells selected by the correlation block of the frame delimiter 44, as represented in FIG.
  • the choice block 47 For each bit of the bit stream, the choice block 47 counts the number of bits at "one" N one of the L sync cells. If the number of "one" bits N 1 is greater than Lsync / 2 then the corresponding bit of the pay data DATA must have a value of "one", otherwise the corresponding bit of the pay data DATA must have a value of "zero” .
  • This voting procedure makes it possible to use all L sync synchronized cells, that is to say all the contributions of the main paths among the multi paths in the radio transmission medium. With this procedure the decoding of the useful data DATA is improved, the erroneous bit rate is reduced.
  • the synchronization is carried out only during frame delimiter SFD, simultaneously with the detection in the frame of the SFD code signifying the start of the useful data DATA.
  • the frame is shorter for the same amount of useful data.
  • the cost C of the synchronization is:
  • the mean acquisition time MAT (for "Mean Acquisition Time” in English) is the time taken for the receiver to synchronize on the received bits is worth:
  • MAT T b . (L SFD ), and MAT ⁇ MAT ref .
  • Figures 6 and 7 show performance comparisons of methods of synchronizing and receiving UWB radio receivers. In these curves:
  • the line REF corresponds to the method of the prior art of FIG.
  • plot PI corresponds to the method according to the invention of FIG. 4, using a block of choice 47 carrying out a vote on the binary data according to the procedure of FIG. 5,
  • the traces P2, P3 and P4 correspond to methods according to the invention with a choice block 47 carrying out an arbitrary selection of a data stream binary among synchronized cells.
  • FIG. 6 thus shows that the method according to the invention makes it possible to obtain a frame detection rate higher than the method of the prior art (REF).
  • FIG. 7 thus shows that the method according to the invention with voting procedure (PI) makes it possible to obtain an erroneous bit rate lower than all the other methods, and notably less than the method of the prior art (REF).
  • PI voting procedure
  • the method according to the invention can be implemented easily in a radio receiver.
  • This radio receiver can be realized in a programmable logic circuit, for example FPGA (for "Field Programmable Gate Array” in English).
  • the correlation blocks of frame delimiter 44, enable 45, polarity compensation 46 and choice 47 work only with binary data. Although the receiver contains more components, these are simpler. The receiver then has a reduced complexity compared to a receiver of the prior art, and reduced energy consumption.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)

Abstract

Procédé de synchronisation et de réception d'un récepteur radio adapté pour recevoir des données codées sous forme d'impulsions radio dans une trame de bits de données comprenant un délimiteur de trame et des données utiles (DATA). La trame ne comprend pas de préambule de synchronisation, et le procédé comprend : des démodulations binaires en parallèle des mêmes données numérisées (D) contenues dans les Lr cellules pour fournir un même nombre Lr de données binaires (B), des comparaisons en parallèle des données binaires (B) avec un délimiteur de trame pour détecter des cellules synchronisés en nombre Lsync parmi les Lr cellules, et la détermination des données utiles (DATA) reçues à partir des données binaires (B) des Lsync cellules synchronisées.

Description

Procédé de synchronisation et de réception d' un récepteur radio, et récepteur adapté pour mettre en œuvre un tel procédé . La présente invention est relative à un procédé de synchronisation et de réception d'un récepteur radio à impulsion, ainsi qu'un récepteur adapté pour mettre en œuvre un tel procédé.
La transmission radio par impulsions est une technique utilisée principalement pour des applications à courte portée. Typiquement, la distance de transmission est inférieure à 100 mètres. Il peut s'agir de transmissions à haut débit, d'au moins 500 Mégabits/seconde par exemple. Il peut s'agir de transmissions entre des équipements informatiques, des équipements de vidéo (DVD) . Cela peut être des transmissions à débit relativement bas, par exemple pour relier des capteurs à un réseau local ou à un système d'acquisition de données. Dans ce cas, la transmission par impulsion est particulièrement avantageuse grâce à sa faible consommation énergétique.
Pour ces transmissions radio, les données codées sont incluent dans une trame, ou suite de bits. Cette trame comprend, dans les solutions classiques, premièrement un préambule comprenant une longue série de bits à la valeur « un » logique et à la valeur « un » logique, pour que le récepteur radio puisse se synchroniser temporellement avec le signal reçu, et ensuite démoduler des bits. La trame comprend également un délimiteur de trame pour repérer le début des données utiles, et des données utiles correspondant aux informations transmises.
Cependant dans le cas d'une transmission radio par impulsion UWB, le préambule a dans la trame une durée très grande, comparé à la durée des données utiles. Ceci limite l'efficacité de la transmission (débit), c'est-à-dire le rapport entre la durée des données utiles et la durée des données de contrôles (préambule et délimiteur de trame) . La présente invention a pour but de perfectionner une telle transmission radio par impulsions, et notamment d'en améliorer le débit, l'efficacité et la synchronisation .
Plus particulièrement, l'invention concerne un procédé de synchronisation et de réception d'un récepteur radio adapté pour recevoir des données codées sous forme d'impulsions radio dans une trame de bits de données comprenant un délimiteur de trame et des données utiles, ledit procédé comprenant les étapes successives suivantes :
- on numérise le signal radio reçu r(t) pour fournir des données numérisées,
- on met en parallèle les mêmes données numérisées dans un nombre Lr de cellules, Lr étant un nombre entier positif,
- on effectue en parallèle des démodulations binaires des mêmes données numérisées contenues dans les Lr cellules pour fournir un même nombre Lr de données binaires démodulées, chaque démodulation binaire étant effectuée avec un retard temporel différent, ledit retard temporel étant compris entre zéro et une durée de bit d'une des données codées divisée par ledit nombre Lr de données binaires ,
- on effectue en parallèle des comparaisons des données binaires démodulées avec un délimiteur de trame pour détecter dans lesdites données binaires ledit délimiteur de trame, et déterminer des cellules synchronisés en nombre Lsync parmi les Lr cellules pour lesquelles le délimiteur de trame a été détecté, et
- on détermine les données utiles reçues à partir des données binaires démodulées des Lsync cellules synchronisées, lesdites données utiles étant décodées après que le délimiteur de trame soit détecté pour ces cellules synchronisées. Grâce à ces dispositions, le procédé de synchronisation et de réception d'un récepteur radio n'a pas besoin d'un préambule dans la trame pour synchroniser la transmission avant la démodulation binaire. La trame contient uniquement un délimiteur de trame et des données utiles. La trame est temporellement plus courte, et le débit de données utiles peut être plus important dans le milieu de transmission. Dans divers modes de réalisation du procédé selon l'invention, on peut éventuellement avoir recours en outre à l'une et/ou à l'autre des dispositions suivantes :
- une démodulation binaire est effectuée par les étapes suivantes :
* on effectue une corrélation des données numérisées avec un premier modèle correspondant à un « zéro » logique pour déterminer une valeur d'énergie à « zéro » logique, ledit premier modèle correspondant à une impulsion ayant été modulée pour coder une valeur « zéro » et décalée temporellement du retard temporel,
* on effectue une corrélation des données numérisées avec un deuxième modèle correspondant à un « un » logique pour déterminer une valeur d'énergie à « un » logique, ledit deuxième modèle correspondant à une impulsion ayant été modulée pour coder une valeur « zéro » et décalée temporellement du retard temporel, et
* on compare la valeur de l'énergie à « zéro » logique à la valeur de l'énergie à « un » logique pour déterminer la valeur d'un bit d'une donnée binaire, ladite valeur de bit étant égale à « zéro » si la valeur de l'énergie à « zéro » logique est supérieure à la valeur de l'énergie à « un » logique, et valeur de bit étant égale à « un » sinon ;
- chaque corrélation est effectuée par la multiplication des données numérisées avec ledit premier ou deuxième modèle, puis intégration sur une période de temps d'intégration pour fournir une valeur d'énergie correspondant audit modèle ;
- les données utiles correspondent aux données binaires d'une cellule synchronisée particulière, ladite cellule synchronisée particulière étant la cellule synchronisée parmi les Lsync cellules synchronisées pour laquelle la démodulation binaire produit la plus grande valeur de l'énergie à « zéro » logique ou la plus grande valeur de l'énergie à « un » logique ;
- les données utiles sont déterminées en réalisant un vote sur les bits des données binaires des Lsync cellules synchronisées par les étapes suivantes :
* on compte un nombre Nun de bit à « un » logique parmi les bits au même instant temporel des données binaires des Lsync cellules synchronisées, et
* on compare le nombre Nun de bits à « un » logique au nombre Lsync de cellules synchronisées, le bit des données utiles étant égal à la valeur « un » logique si Nun > Lsync 1 2, et étant égal à la valeur « zéro » logique sinon .
L'invention se rapporte également à un récepteur radio adapté pour recevoir des données codées sous forme d'impulsions radio dans une trame de bits de données comprenant un délimiteur de trame et des données utiles, ledit récepteur radio comprenant :
- un convertisseur analogique numérique pour numériser un signal radio reçu r(t) et pour fournir des données numérisées,
- une interface pour mettre en parallèle les mêmes données numérisées dans un nombre Lr de cellules, Lr étant un nombre entier positif,
- un moyen de démodulation binaire pour effectuer en parallèle des démodulations binaires des mêmes données numérisées contenues dans les Lr cellules et pour fournir un même nombre Lr de données binaires, chaque démodulation binaire étant effectuée avec un retard temporel différent, ledit retard temporel étant compris entre zéro et une durée de bit d'une des données codées,
- un bloc de corrélation du délimiteur de trame pour effectuer en parallèle des comparaisons des données binaires avec un délimiteur de trame pour détecter dans lesdites données binaires ledit délimiteur de trame, et déterminer des cellules synchronisés en nombre Lsync parmi les Lr cellules pour lesquelles le délimiteur de trame a été détecté, et
- un bloc de choix pour déterminer les données utiles reçues à partir des données binaires correspondant aux Lsync cellules synchronisées, lesdites données utiles étant décodées après que le délimiteur de trame soit détecté pour ces cellules synchronisées.
Dans divers modes de réalisation du récepteur radio selon l'invention, on peut éventuellement avoir recours en outre à l'une et/ou à l'autre des dispositions suivantes :
- un moyen de démodulation binaire comprend :
* un premier ensemble pour effectuer une corrélation des données numérisées avec un premier modèle correspondant à un « zéro » logique et pour déterminer une valeur d'énergie à « zéro » logique, ledit premier modèle correspondant à une impulsion ayant été modulée pour coder une valeur « zéro » et décalée temporellement du retard temporel ,
* un deuxième ensemble pour effectuer une corrélation des données numérisées avec un deuxième modèle correspondant à un « un » logique et pour déterminer une valeur d'énergie à « un » logique, ledit deuxième modèle correspondant à une impulsion ayant été modulée pour coder une valeur « zéro » et décalée temporellement du retard temporel, et
* un bloc de comparaison pour comparer la valeur de l'énergie à « zéro » logique à la valeur de l'énergie à « un » logique et pour déterminer la valeur d'un bit d'une donnée binaire, ladite valeur de bit étant égale à « zéro » si la valeur de l'énergie à « zéro » logique est supérieure à la valeur de l'énergie à « un » logique, et valeur de bit étant égale à « un » sinon ;
- chaque corrélation est effectuée par la multiplication des données numérisées avec ledit premier ou deuxième modèle, puis intégration sur une période de temps d'intégration pour fournir une valeur d'énergie correspondant audit modèle ;
- le bloc de choix détermine les données utiles en choisissant les données binaires d'une cellule synchronisée particulière, ladite cellule synchronisée particulière étant la cellule synchronisée parmi les Lsync cellules synchronisées pour laquelle la démodulation binaire produit la plus grande valeur de l'énergie à « zéro » logique ou la plus grande valeur de l'énergie à « un » logique ;
- le bloc de choix détermine les données utiles en réalisant un vote sur les bits des données binaires des Lsync cellules synchronisées par les étapes suivantes :
* on compte un nombre Nun de bit à « un » logique parmi les bits au même instant temporel des données binaires des Lsync cellules synchronisées, et
* on compare le nombre Nun de bits à « un » logique au nombre Lsync de cellules synchronisées, le bit des données utiles étant égal à la valeur « un » logique si Nun > Lsync 1 2, et étant égal à la valeur « zéro » logique sinon . D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront au cours de la description suivante d'un de ses modes de réalisation, donné à titre d'exemple non limitatif, en regard des dessins joints.
Sur les dessins :
- la figure 1 est un schéma bloc représentant un récepteur et procédé selon l'art antérieur ; - la figure 2 représente des tracés de signaux émis et reçu ;
- la figure 3 est un exemple de schéma bloc d'un corrélateur utilisé dans le récepteur de la figure 1 ;
- la figure 4 est un schéma bloc représentant un récepteur et procédé selon l'invention ;
- la figure 5 est un schéma représentant une variante de réalisation du bloc de choix de la figure 4 ;
- la figure 6 est un graphique comparant le taux de détection de trame d'une pluralité de récepteurs en fonction du rapport signal à bruit ; et
- la figure 7 est un graphique comparant le taux de bit erroné d'une pluralité de récepteurs en fonction du rapport signal à bruit.
La figure 1 est un schéma représentant un mode de réalisation d'un procédé de synchronisation et de réception d'un récepteur radio selon l'art antérieur, tel que cela est décrit dans les documents suivants :
- I. D. O'Donnell, et R. W. Brodersen, "An ultra- wideband transceiver architecture for low power, low rate, wireless System" IEEE Transactions on Vehicular Technology, vol. 54, no. 5, September 2005,
- Q. Zhang, "Ultra-wideband (UWB) impulse radio communication System design and prototyping", Thèse de
Doctorat de la faculté du Technologique du Tenesse, Etats- Unis d'Amérique, Décembre 2007,
- A. Rabbachin, et I. Oppermann, "Synchronization analysis for UWB Systems with a low-complexity energy collection receiver", International Workshop on Ultra Wideband Systems, Conférence on Ultrawideband Systems and Technologies, pp. 288-292, Mai 2004,
- M. Verhelst, et W. Dehaene, "System design of an ultra-low power, low data rate, pulsed UWB receiver in the 0-960Mhz band", IEEE International Conférence on Communications, ICC, vol. 4, pp. 2812-2817, Mai 2005. Ce récepteur radio est adapté pour recevoir des données codées sous forme d'impulsions radio (IR) en signal ultra-large bande, encore désigné UWB (« Ultra Wide Band » en anglais) . Ce type de récepteur n'utilise pas de fréquence porteuse. L'information est émise en utilisant des impulsions de durée très courte, moins d'une nanoseconde, et donc de très grande largeur de bande de fréquence, plusieurs GHz.
Dans les réseaux d'émetteur-récepteur radio de ce type, les données codées sont transmises à l'intérieur d'une trame. La trame comprend une suite d'octets, chaque octet comprenant huit bits de données binaires ayant une valeur à « zéro » ou une valeur à « un ».
Un bit de donnée est transmis par un ou éventuellement plusieurs impulsions. Cette dernière technique utilisant plusieurs impulsions pour transmettre un bit de donnée est connue sous le nom d'étalement de spectre. Elle permet d'augmenter la robustesse de la transmission. Mais, elle diminue le débit utile.
Un bit de donnée a une durée de bit Tb qui dépend du débit de la transmission.
L'impulsion a une durée d'impulsion Tp très inférieure à la durée de bit Tb. Repérer une impulsion dans une durée de bit Tb est donc une recherche fastidieuse, pour laquelle il existe des techniques séries, parallèles et hybrides.
En outre, il y a dans le milieu de propagation, un nombre important de trajets possibles entre l'émetteur et le récepteur. Ces multi trajets compliquent la tâche du récepteur qui reçoit pour une impulsion émise une pluralité d'impulsions en réception, lesdites impulsions en réception étant chacune atténuée, retardée et/ou déphasée avec des valeurs particulières dépendant de chaque trajet distinct. Ces impulsions en réception s'étalent sur une durée d'échos Td.
En figure 2, le premier tracé représente le signal des données binaires à émettre d(t), le deuxième tracé représente le signal émis t(t) des impulsions avec une modulation BPSK, et le troisième tracé représente le signal reçu r(t) par le récepteur radio. La figure 2 illustre la solution classique de l'état de l'art.
La trame comprend en série :
- un préambule PRB,
- un délimiteur de trame SFD (« Start of Frame Délimiter » en anglais), et
- des données utiles DATA.
Le préambule PRB est adapté (dans les solutions classiques de l'état de l'art) pour réaliser une synchronisation en réception des bits et impulsions reçues. Par exemple, il comprend une suite de 7 octets avec une alternance de bits à « un » et de bits à « zéro », par exemple un code PRB du type 10101010 en binaire. Grâce à ce préambule PRB, le récepteur peut estimer le retard Tm du signal reçu par rapport à son horloge interne, se synchroniser par rapport aux bits de données transmis, et trouver les bits dans le signal de réception r(t) .
Le préambule PRB a une durée du préambule PRB . Elle est égale a une durée de bit Tb multiplié par le nombre de bits du préambule LPRB . Par exemple, si le préambule PRB contient 7 octets, la durée du préambule TPRB est équivalente à une durée de 56 fois la durée d'un bit Tb.
Le délimiteur de trame SFD est adapté pour repérer la fin du préambule et le début des données utiles. Il a une durée TSFD égale à une durée de bit Tb multipliée par un nombre de bit du délimiteur de trame LSFD.
Le délimiteur de trame SFD comprend par exemple un seul octet dont les deux derniers bits sont à un, par exemple un code SFD du type 10101011 en binaire. Grâce à ce délimiteur de trame SFD, la fin du préambule est détecté et le récepteur sait que les valeurs suivantes sont des données utiles DATA. Grâce à ce délimiteur de trame SFD, le récepteur peut se synchroniser par rapport à la trame. Les données utiles DATA comprennent des champs de données tels que l'adresse du destinataire, l'adresse de la source, la taille de la zone de données, la zone de données, et une séquence de contrôle de trame calculée à partir des précédents champs et permettant de vérifier que toutes ces données sont correctement transmises.
Une modulation est appliquée aux impulsions pour véhiculer l'information. Différents types de modulations connues existent : Par exemple, nous citerons la modulation d'amplitude PAM (pour « Puise Amplitude Modulation ») , la modulation de phase BPSK (pour « Binary Phase Shift Keying ») , la modulation de position PPM (pour « Puise Position Modulation ») .
Dans le cas présent, la modulation BPSK est utilisée (signal émis t(t) représenté en figure 2), mais tout type de modulation peut être utilisée. En modulation BPSK, l'information est modulée en phase. Par exemple, pour une valeur binaire d'information (un bit) à « un », la phase d'une fonction de forme prédéterminée de l'impulsion est de 0°. Réciproquement, pour une valeur binaire d'information à « zéro », la phase de la fonction de forme de l'impulsion est de 180°. Le récepteur radio comprend une antenne de réception, et une première partie analogique de filtrage, amplification et transposition. Ces éléments ne sont pas représentés en figure 1, mais se trouvent en amont du signal reçu r(t) . La transposition permet d'adapter la bande de fréquence des signaux radio émis et reçus au gabarit imposé par la réglementation, c'est à dire de concentrer ces signaux radio dans une bande de fréquence entre 3 et 10 GHz ou autour de 60 GHz. Cette transposition permet d'utiliser ensuite une fréquence d'échantillonnage plus faible, de l'ordre de 2 giga échantillons par secondes (Géch/s ou GHz), tout en respectant le critère du théorème de Shannon pour l'échantillonnage du signal reçu r(t) .
Addit ionnellement , une approche mono ou multi¬ bandes est possible. L'approche multi bandes permet d'augmenter le débit d'information. Dans ce cas, le schéma de la figure 1 doit être dupliqué pour chacune des sous-bandes .
Ce récepteur radio comprend d'abord un convertisseur analogique numérique 10 (ou ADC pour « Analogie Digital Converter » en anglais) très rapide. Ici, le convertisseur analogique numérique est capable de fournir 2 Géch/s avec une résolution de 8 bits. Les échantillons ou données numérisées en sortie de ce convertisseur 10 sont transmisses par 4 bus A, B, C, D de données 8 bits en parallèle, ayant chacun une fréquence de 500 MHz.
Cependant d'autres types de convertisseur analogique numérique 10 très rapides peuvent être utilisés.
Une interface 11 permet de mettre ces données numérisées Dl à D16 en série sur un seul bus. Elle fournit à deux ensembles 21, 22 ces données numérisées issues du convertisseur analogique numérique 10.
Chacun des ensembles 21, 22 comprend un nombre Lr de cellules ou doigts identiques recevant lesdites données numérisées Dl à D16.
Ce récepteur radio comprend alors :
- un premier ensemble 21 de Lr corrélateurs à « zéro » logique en parallèles, et
- un deuxième ensemble 22 de Lr corrélateurs à « un » logique en parallèles.
La figure 3 donne un exemple d'une implémentat ion d'un tel corrélateur. Le signal en entrée e(t) est multiplié par un modèle prédéterminé correspondant à une impulsion décalée temporellement d'un retard temporel x, et le résultat de cette multiplication est intégré sur une durée d'intégration ΊΊ. La durée d'intégration ΊΊ est inférieure à la durée de bit Tb. Elle est supérieure à la durée d'impulsion Tp. Un tel corrélateur évalue la quantité d'énergie s(t) contenue dans un signal d'entrée e(t) correspondant à une impulsion de retard T.
Les Lr corrélateurs du premier ensemble 21 ont Lr retards τ différents { lr %2r ... XLr) compris entre zéro et la durée de bit Tb. Habituellement, ces Lr retards sont également répartis sur la durée de bit Tb. Le premier ensemble 21 évalue ainsi l'énergie des données numérisées dans Lr tranches temporelles.
Les Lr corrélateurs du deuxième ensemble 22 ont les mêmes Lr retards, chaque corrélateur du deuxième ensemble 22 correspondant à un corrélateur du premier ensemble 21. Le deuxième ensemble 22 évalue donc également l'énergie des données numérisées dans les mêmes Lr tranches temporelles.
Les premier et deuxième ensembles 21, 22 diffèrent par les modèles, les modèles du premier ensemble 21 correspondant à une impulsion codant un bit à « zéro » et les modèles du deuxième ensemble 22 correspondant à une impulsion codant un bit à « un ». Dans le cas de la modulation BPSK, les modèles du deuxième ensemble 22 sont déphasés par rapport à ceux du premier ensemble 21, d'une valeur d'angle de 180°. Pour toute, modulation des modèles sont déterminés tel que cela est connu. Le deuxième ensemble 22 évalue l'énergie correspondant à un « un » logique contenue dans chaque cellule ou doigt, et fournit cette valeur d'énergie à un bloc de synchronisation 32.
Le bloc de synchronisation 32 détermine une cellule sélectionnée parmi les Lr cellules sur un critère énergétique : La cellule qui a cumulé le plus d'énergie sur la durée du préambule TPRB est sélectionnée. Par exemple, la cellule qui cumule une énergie correspondant à la réception de LPRB/2 bits à « un » logique (par exemple, LPRB/2 = 28 bits à « un ») ou qui cumule une énergie supérieure à un seuil prédéterminé sur la durée du préambule TPRB, est sélectionnée.
Le bloc de synchronisation 32 fournit alors le numéro de la cellule sélectionnée à un bloc de sélection 31, et fournit la valeur de l'énergie à « un » logique de la cellule sélectionnée à un bloc de comparaison 33.
Le bloc de sélection 31 sélectionne dans le premier ensemble 21 avec le numéro de la cellule sélectionnée la cellule équivalente de corrélation à « zéro » logique, et fournit la valeur de l'énergie à « zéro » logique de cette cellule au bloc de comparaison 33.
En variante, le bloc de synchronisation 32 sélectionne Lb cellules sélectionnées parmi les Lr cellules sur un critère énergétique : Les cellules qui ont cumulé le plus d'énergie sur la durée du préambule TPRB sont sélectionnées. Ces cellules sélectionnées correspondent à des trajets ayant une forte contribution parmi les multi trajets de transmission dans le milieu.
Les Lb cellules sélectionnées sont alors combinées pour délivrer une valeur unique de l'énergie à « un » logique de ces cellules sélectionnées. Cette valeur d'énergie est alors fournie au bloc de comparaison 33.
De manière similaire, le bloc de sélection 31 sélectionne les Lb cellules dans le premier ensemble 21 avec les Lb numéros des cellules sélectionnées du deuxième ensemble 22, les combine et fournit une valeur de l'énergie à « zéro » logique au bloc de comparaison 33.
Les combinaisons peuvent être une simple somme ou toute combinaison linaire comprenant des poids prédéterminés .
Le bloc de comparaison 33 comprend un comparateur qui compare alors la valeur de l'énergie à « zéro » logique à la valeur de l'énergie à « un » logigue, pour déterminer ou décider la valeur d'un bit reçu. Si l'énergie à « zéro » logique est supérieure à l'énergie à « un » logigue, le bit reçu a la valeur « zéro », sinon le bit reçu a la valeur « un » . Un tel récepteur de l'art antérieur qui détermine sur un préambule PRB émis des trajets principaux et combine les réponses reçus de ces trajets principaux, est appelé un récepteur « S-Rake ».
Le flux de bits issus du bloc de comparaison 33 est fourni à un bloc de corrélation du délimiteur de trame 34. Ce bloc de corrélation du délimiteur de trame 34 compare le flux de bits au code SFD du délimiteur de trame et à son complément selon la procédure suivante :
Si les derniers bits reçus sont égaux au code SFD du délimiteur de trame, alors la fin du préambule est détectée, et les bits suivants du flux de bits appartiennent aux données utiles DATA de la trame. Ces bits suivant sont alors fournis à un bloc de validation 35. La polarité est alors positive.
Si les derniers bits reçus sont égaux au complément à « un » du code SFD du délimiteur de trame, alors la fin du préambule est détectée, et les bits suivants du flux de bits appartiennent aux données utiles DATA de la trame. Ces bits suivant sont alors fournis à un bloc de validation 35. La polarité est négative.
Si la polarité est positive, le bloc de compensation de polarité 36 prend les bits du bloc de validation 35, les recopie pour fournir les données DATA.
Si la polarité est négative, le bloc de compensation de polarité 36 prend les bits du bloc de validation 35, les complémente pour fournir les données DATA.
Dans ce type de récepteur de l'art antérieur, la synchronisation est effectuée pendant le préambule PRB. La fin du préambule est détectée avec le délimiteur de trame SFD. Et, les données utiles DATA sont ensuite décodées à partir des nouvelles données binaires reçues.
Le coût Cref de la synchronisation de ce procédé et récepteur radio vaut :
Cref = LPRB + LSFD · Le temps moyen d'acquisition MATref (pour « Mean Acquisition Time » en anglais) de ce procédé et récepteur radio est le temps mis pour le récepteur pour se synchroniser sur les bits reçus. Il vaut :
MATref = Tb . (LPRB + LSFD) ·
La précision de synchronisation ε temporelle de ce procédé et récepteur radio vaut :
eref = (Tb - T±) / (LR-1) . La figure 4 est un schéma représentant un mode de réalisation d'un procédé de synchronisation et de réception d'un récepteur radio selon l'invention. Le récepteur radio de ce procédé comprend par exemple les éléments suivants identiques au récepteur radio de l'art antérieur :
- un convertisseur analogique numérique 10,
- une interface 11,
- un premier ensemble 21 de Lr corrélateurs à « zéro » logique, et
- un deuxième ensemble 22 de Lr corrélateurs à « un » logique.
Les autres éléments du récepteur radio diffèrent de celui de l'art antérieur.
Les premier et deuxième ensembles 21, 22 sont connectés à un bloc de comparaison (ou corrélation) 43. Ce bloc de comparaison 43 comprend Lr comparateurs. Chacun des Lr comparateurs compare la valeur de l'énergie à « zéro » logique d'une cellule du premier ensemble 21 à la valeur de l'énergie à « un » logique de la cellule équivalente du deuxième ensemble 22, pour déterminer ou décider de la valeur d'un bit reçu par la cellule.
Si l'énergie à « zéro » logique est supérieure à l'énergie à « un » logigue, le bit reçu par la cellule a la valeur « zéro », sinon le bit reçu par la cellule a la valeur « un ».
D'autres méthodes connues de réaliser le bloc de comparaison 43 existent pour fournir des flux de données binaires .
Les opérations précédentes des ensembles 21, 22 et du bloc de comparaison 43 correspondent à des démodulations binaires sans synchronisation par préambule PRB, ou plutôt avant synchronisation sur un code SFD d'un délimiteur de trame .
Le bloc de comparaison 43 fournit Lr flux de bits reçus B (données binaires) à un bloc de corrélation du délimiteur de trame 44, chaque flux de bits reçu B correspondant à une cellule et donc à un retard temporel τ prédéterminé .
Le bloc de corrélation du délimiteur de trame 44 effectue pour chacune des Lr cellules la comparaison du flux de bits reçus B de cette cellule au code SFD du délimiteur de trame et à son complément.
Si des bits reçus B par une cellule sont égaux au code SFD du délimiteur de trame ou à son complément, la cellule correspondante est sélectionnée, et les bits suivants du flux de bits de la cellule correspondent à des données utiles DATA et ils sont recopiés vers un bloc de validation 45.
S'il y a une détection du code SFD du délimiteur de trame, la polarité pour cette cellule est positive.
S'il y a une détection du complément du code SFD du délimiteur de trame, la polarité pour cette cellule est négative .
S'il n'y a pas de détection d'un code SFD ou de son complément, les bits du flux de bits de la cellule sont forcés à la valeur « zéro » et envoyés vers le bloc de validation 45.
Le bloc de corrélation du délimiteur de trame 44 sélectionne donc un nombre Lsync de cellules parmi les Lr cellules, lesdites Lsync cellules ayant toutes détectées le code SFD du délimiteur de trame ou son complément.
Le bloc de validation 45 fournit les Lr flux de bits à un bloc de compensation de polarité 46. Si la polarité d'une cellule est détectée positive par le bloc de corrélation du délimiteur de trame 44, le flux de bits pour cette cellule n'est pas modifié. Si la polarité d'une cellule est détectée négative par le bloc de corrélation du délimiteur de trame 44, le flux de bits pour cette cellule est complémenté à « un » par le bloc de compensation de polarité 46.
Les Lr flux de bits de chaque cellule sont alors reçu par un bloc de choix 47, qui détermine les valeurs des données utiles DATA à partir des ou en combinant les flux de bits des Lsync cellules sélectionnées par le bloc de corrélation du délimiteur de trame 44. Les bits de ces cellules ne sont pas forcés à des valeurs « zéro ».
Ce bloc de choix 47 peut procéder de différentes manières.
Selon une première variante, le bloc de choix 47 choisi une cellule particulière pour laquelle la valeur de l'énergie à « zéro » logique ou la valeur de l'énergie à « un » logique est la plus grande, parmi les Lsync cellules sélectionnées par le bloc de corrélation du délimiteur de trame 44. Le bloc de choix 47 recopie les bits du flux de bits de ladite cellule particulière choisie, pour fournir les données utiles DATA.
Selon une deuxième variante, le bloc de choix 47 procède à un vote entre les bits des Lsync cellules sélectionnées par le bloc de corrélation du délimiteur de trame 44, tel que représenté en figure 5.
Pour chaque bit du flux de bits, le bloc de choix 47 compte le nombre de bits à « un » Nun parmi les Lsync cellules. Si le nombre de bits à « un » Nun est supérieur à Lsync/2 alors le bit correspondant des données utiles DATA doit avoir une valeur de « un », sinon le bit correspondant des données utiles DATA doit avoir une valeur de « zéro ».
Cette procédure de vote permet d'utiliser toutes les Lsync cellules synchronisées, c'est-à-dire toutes les contributions des trajets principaux parmi les multi trajets dans le milieu de transmission radio. Grâce à cette procédure le décodage des données utiles DATA est amélioré, le taux de bit erroné est réduit.
Dans le récepteur selon l'invention, la synchronisation est effectuée uniquement pendant délimiteur de trame SFD, simultanément à la détection dans la trame du code SFD signifiant le début des données utiles DATA. La trame est plus courte pour une même quantité de données utiles .
Le coût C de la synchronisation vaut :
Figure imgf000020_0001
Le temps moyen d'acquisition MAT (pour « Mean Acquisition Time » en anglais) est le temps mis pour le récepteur pour se synchroniser sur les bits reçus vaut :
MAT = Tb. (LSFD), et MAT < MATref.
La précision de synchronisation ε temporelle vaut : ε = (Tb - Ti)/(Lr-l), et ε = εΓβ£.
Par conséquent, le coût de la synchronisation C de et le temps moyen d'acquisition MAT sont inférieurs, alors que la précision de synchronisation est identique à l'art antérieur .
Les figures 6 et 7 représentent des comparaisons de performances de procédés de synchronisation et de réception de récepteurs radios UWB . Dans ces courbes :
- le tracé REF correspond au procédé de l'art antérieur de la figure 1,
- le tracé PI correspond au procédé selon l'invention de la figure 4, utilisant un bloc de choix 47 réalisant un vote sur les données binaires selon la procédure de la figure 5,
- les tracés P2, P3 et P4 correspondent à des procédés selon l'invention avec un bloc de choix 47 réalisant une sélection arbitraire d'un flux de données binaires parmi les cellules synchronisées.
Tous ces tracés sont fonction d'un rapport signal sur bruit pour distinguer la robustesse de chacun des procédés .
La figure 6 montre ainsi que le procédé selon l'invention permet d'obtenir un taux de détection de trame supérieur au procédé de l'art antérieur (REF) .
La figure 7 montre ainsi que le procédé selon l'invention avec procédure de vote (PI) permet d'obtenir un taux de bit erroné inférieur à tous les autres procédés, et notamment inférieur au procédé de l'art antérieur (REF) .
Par conséquent, le procédé selon l'invention et ses variantes sont plus performantes que le procédé de l'art antérieur .
En outre, le procédé selon l'invention peut être implémenté aisément dans un récepteur radio. Ce récepteur radio peut être réalisé dans un circuit à logique programmable, par exemple de type FPGA (pour « Field- Programmable Gâte Array » en anglais) .
Les blocs de corrélation du délimiteur de trame 44, de validation 45, de compensation de polarité 46 et de choix 47 travaillent uniquement avec des données binaires. Bien que le récepteur contienne plus de composants, ceux-ci sont plus simples. Le récepteur a alors une complexité réduite par rapport à un récepteur de l'art antérieur, et une consommation énergétique réduite.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de synchronisation et de réception d'un récepteur radio adapté pour recevoir des données codées sous forme d'impulsions radio dans une trame de bits de données comprenant un délimiteur de trame (SFD) et des données utiles (DATA) , ladite trame de bits ne comprenant pas de bits de préambule pour synchroniser le récepteur radio, ledit procédé comprenant les étapes successives suivantes :
- on numérise le signal radio reçu r(t) pour fournir des données numérisées (D) ,
- on met en parallèle les mêmes données numérisées (D) dans un nombre Lr de cellules, Lr étant un nombre entier positif,
- on effectue en parallèle des démodulations binaires des mêmes données numérisées (D) contenues dans les Lr cellules pour fournir un même nombre Lr de données binaires démodulées (B) , chaque démodulation binaire étant effectuée avec un retard temporel (x) différent, ledit retard temporel étant compris entre zéro et une durée de bit (Tb) d'une des données codées,
- on effectue en parallèle des comparaisons des données binaires démodulées (B) contenues dans toutes les Lr cellules avec un délimiteur de trame (SFD) pour détecter dans lesdites données binaires (B) ledit délimiteur de trame (SFD), et déterminer des cellules synchronisés en nombre Lsync parmi les Lr cellules pour lesquelles le délimiteur de trame (SFD) a été détecté, et
- on détermine les données utiles (DATA) reçues à partir des données binaires démodulées (B) contenues dans les Lsync cellules synchronisées, lesdites données utiles (DATA) étant décodées après que le délimiteur de trame (SFD) soit détecté pour ces cellules synchronisées.
2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel une démodulation binaire est effectuée par les étapes suivantes :
- on effectue une corrélation des données numérisées (D) avec un premier modèle correspondant à un
« zéro » logique pour déterminer une valeur d'énergie à « zéro » logique, ledit premier modèle correspondant à une impulsion ayant été modulée pour coder une valeur « zéro » et décalée temporellement du retard temporel (X) ,
- on effectue une corrélation des données numérisées (D) avec un deuxième modèle correspondant à un « un » logique pour déterminer une valeur d'énergie à « un » logique, ledit deuxième modèle correspondant à une impulsion ayant été modulée pour coder une valeur « un » et décalée temporellement du retard temporel ( x ) , et
- on compare la valeur de l'énergie à « zéro » logique à la valeur de l'énergie à « un » logique pour déterminer la valeur d'un bit d'une donnée binaire (B) , ladite valeur de bit étant égale à « zéro » si la valeur de l'énergie à « zéro » logique est supérieure à la valeur de l'énergie à « un » logique, et valeur de bit étant égale à « un » sinon.
3. Procédé selon la revendication 2, dans lequel chaque corrélation est effectuée par la multiplication des données numérisées (D) avec ledit premier ou deuxième modèle, puis intégration sur une période de temps d'intégration (Ti) pour fournir une valeur d'énergie correspondant audit modèle.
4. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel les données utiles (DATA) correspondent aux données binaires démodulées (B) d'une cellule synchronisée particulière, ladite cellule synchronisée particulière étant la cellule synchronisée parmi les Lsync cellules synchronisées pour laquelle la démodulation binaire produit la plus grande valeur de l'énergie à « zéro » logique ou la plus grande valeur de l'énergie à « un » logique.
5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel les données utiles (DATA) sont déterminées en réalisant un vote sur les bits des données binaires démodulées (B) des Lsync cellules synchronisées par les étapes suivantes :
- on compte un nombre Nun de bit à « un » logique parmi les bits au même instant temporel des données binaires démodulées (B) des Lsync cellules synchronisées, et
- on compare le nombre Nun de bits à « un » logique au nombre Lsync de cellules synchronisées, le bit des données utiles (DATA) étant égal à la valeur « un » logique si Nun > Lsync 1 2, et étant égal à la valeur « zéro » logique sinon.
6. Récepteur radio adapté pour recevoir des données codées sous forme d'impulsions radio dans une trame de bits de données comprenant un délimiteur de trame (SFD) et des données utiles (DATA) , ladite trame de bits ne comprenant pas de bits de préambule pour synchroniser le récepteur radio, ledit récepteur radio comprenant :
- un convertisseur analogique numérique (10) pour numériser un signal radio reçu r(t) et pour fournir des données numérisées (D) ,
- une interface (11) pour mettre en parallèle les mêmes données numérisées (D) dans un nombre Lr de cellules, Lr étant un nombre entier positif,
- un moyen de démodulation binaire (21, 22, 43) pour effectuer en parallèle des démodulations binaires des mêmes données numérisées (D) contenues dans les Lr cellules et pour fournir un même nombre Lr de données binaires démodulées (B) , chaque démodulation binaire étant effectuée avec un retard temporel ( x ) différent, ledit retard temporel étant compris entre zéro et une durée de bit (Tb) d'une des données codées,
- un bloc de corrélation du délimiteur de trame (44) pour effectuer en parallèle des comparaisons des données binaires démodulées (B) contenues dans toutes les Lr cellules avec un délimiteur de trame (SFD) pour détecter dans lesdites données binaires démodulées (B) ledit délimiteur de trame (SFD), et déterminer des cellules synchronisés en nombre Lsync parmi les Lr cellules pour lesquelles le délimiteur de trame (SFD) a été détecté, et
- un bloc de choix (47) pour déterminer les données utiles (DATA) reçues à partir des données binaires démodulées (B) (B) contenues dans les Lsync cellules synchronisées, lesdites données utiles (DATA) étant décodées après que le délimiteur de trame (SFD) soit détecté pour ces cellules synchronisées.
7 . Récepteur radio selon la revendication 6, dans lequel un moyen de démodulation binaire comprend :
- un premier ensemble (21) pour effectuer une corrélation des données numérisées (D) avec un premier modèle correspondant à un « zéro » logique et pour déterminer une valeur d'énergie à « zéro » logique, ledit premier modèle correspondant à une impulsion ayant été modulée pour coder une valeur « zéro » et décalée temporellement du retard temporel ( X ) ,
- un deuxième ensemble (22) pour effectuer une corrélation des données numérisées (D) avec un deuxième modèle correspondant à un « un » logique et pour déterminer une valeur d'énergie à « un » logique, ledit deuxième modèle correspondant à une impulsion ayant été modulée pour coder une valeur « un » et décalée temporellement du retard temporel ( X ) , et
- un bloc de comparaison (43) pour comparer la valeur de l'énergie à « zéro » logique à la valeur de l'énergie à « un » logique et pour déterminer la valeur d'un bit d'une donnée binaire (B) , ladite valeur de bit étant égale à « zéro » si la valeur de l'énergie à « zéro » logique est supérieure à la valeur de l'énergie à « un » logique, et valeur de bit étant égale à « un » sinon.
8. Récepteur radio selon la revendication 7, dans lequel chaque corrélation est effectuée par la multiplication des données numérisées (D) avec ledit premier ou deuxième modèle, puis intégration sur une période de temps d'intégration (Ti) pour fournir une valeur d'énergie correspondant audit modèle.
9. Récepteur radio selon l'une quelconque des revendications 6 à 8, dans lequel le bloc de choix (47) détermine les données utiles (DATA) en choisissant les données binaires démodulées d'une cellule synchronisée particulière, ladite cellule synchronisée particulière étant la cellule synchronisée parmi les Lsync cellules synchronisées pour laquelle la démodulation binaire produit la plus grande valeur de l'énergie à « zéro » logique ou la plus grande valeur de l'énergie à « un » logique.
10. Récepteur radio selon l'une quelconque des revendications 6 à 8, dans lequel le bloc de choix (47) détermine les données utiles (DATA) en réalisant un vote sur les bits des données binaires démodulées (B) des Lsync cellules synchronisées par les étapes suivantes :
- on compte un nombre Nun de bit à « un » logique parmi les bits au même instant temporel des données binaires démodulées (B) des Lsync cellules synchronisées, et
- on compare le nombre Nun de bits à « un » logique au nombre Lsync de cellules synchronisées, le bit des données utiles (DATA) étant égal à la valeur « un » logique si Nun > Lsync 1 2, et étant égal à la valeur « zéro » logique sinon.
PCT/FR2012/051909 2011-09-05 2012-08-20 Procédé de synchronisation et de réception d'un récepteur radio, et récepteur adapté pour mettre en oeuvre un tel procédé WO2013034830A1 (fr)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR1157853A FR2979775B1 (fr) 2011-09-05 2011-09-05 Procede de synchronisation et de reception d'un recepteur radio, et recepteur adapte pour mettre en oeuvre un tel procede
FR1157853 2011-09-05

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2013034830A1 true WO2013034830A1 (fr) 2013-03-14

Family

ID=46829814

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/FR2012/051909 WO2013034830A1 (fr) 2011-09-05 2012-08-20 Procédé de synchronisation et de réception d'un récepteur radio, et récepteur adapté pour mettre en oeuvre un tel procédé

Country Status (2)

Country Link
FR (1) FR2979775B1 (fr)
WO (1) WO2013034830A1 (fr)

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20040136439A1 (en) * 2002-11-15 2004-07-15 Brandon Dewberry Methods and systems acquiring impulse signals
GB2404124A (en) * 2003-07-18 2005-01-19 Artimi Ltd Correlating a UWB signal with a stored pilot UWB signal
EP1562297A1 (fr) * 2004-02-03 2005-08-10 Kabushiki Kaisha Toshiba Recherche de synchronisation dans un système des UWB

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8498323B2 (en) * 2007-03-09 2013-07-30 The Governors Of The University Of Alberta Zonal UWB receiver and method

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20040136439A1 (en) * 2002-11-15 2004-07-15 Brandon Dewberry Methods and systems acquiring impulse signals
GB2404124A (en) * 2003-07-18 2005-01-19 Artimi Ltd Correlating a UWB signal with a stored pilot UWB signal
EP1562297A1 (fr) * 2004-02-03 2005-08-10 Kabushiki Kaisha Toshiba Recherche de synchronisation dans un système des UWB

Non-Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
A. RABBACHIN; I. OPPERMANN: "Synchronization analysis for UWB systems with a low-complexity energy collection receiver", INTERNATIONAL WORKSHOP ON ULTRA WIDEBAND SYSTEMS, CONFERENCE ON ULTRAWIDEBAND SYSTEMS AND TECHNOLOGIES, May 2004 (2004-05-01), pages 288 - 292, XP010716254, DOI: doi:10.1109/UWBST.2004.1320981
I. D. O'DONNELL; R. W. BRODERSEN: "An ultra- wideband transceiver architecture for low power, low rate, wireless system", IEEE TRANSACTIONS ON VEHICULAR TECHNOLOGY, vol. 54, no. 5, September 2005 (2005-09-01)
LECOINTRE A ET AL: "Largely reconfigurable impulse radio UWB transceiver", THE INSTITUTION OF ENGINEERING AND TECHNOLOGY. JOURNAL,, vol. 46, no. 6, 18 March 2010 (2010-03-18), pages 453 - 455, XP006035275, ISSN: 1350-911X, DOI: 10.1049/EL:20100310 *
M. VERHELST; W. DEHAENE: "System design of an ultra-low power, low data rate, pulsed UWB receiver in the 0-960Mhz band", IEEE INTERNATIONAL CONFERENCE ON COMMUNICATIONS, ICC, vol. 4, May 2005 (2005-05-01), pages 2812 - 2817, XP010825701, DOI: doi:10.1109/ICC.2005.1494864
Q. ZHANG: "Thèse de Doctorat de la faculté du Technologique du Tenesse, Etats-Unis d'Amérique", December 2007, article "Ultra-wideband (UWB) impulse radio communication system design and prototyping"

Also Published As

Publication number Publication date
FR2979775A1 (fr) 2013-03-08
FR2979775B1 (fr) 2014-07-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1298812B1 (fr) Procédé et dispositif de décodage d&#39;un signal incident impulsionnel du type à bande ultra large, en particulier pour un système de communication sans fil.
FR2906657A1 (fr) Algorithmes et procedes de detection de spectre.
EP1706757B1 (fr) Procede et dispositif recepteur pour communication de donnees sans fil par des signaux codes temporellement et a ultra-large bande
FR2918522A1 (fr) Procede et dispositif de traitement d&#39;un train d&#39;impulsion d&#39;un signal module, en particulier a signal a bande ultra large module par une modulation numerique par intervalles d&#39;impulsions
EP1298811A1 (fr) Procédé et dispositif de détection des impulsions d&#39;un signal incident impulsionnel du type à bande ultra large
EP2958245B1 (fr) Récepteur uwb à poursuite robuste de dérive temporelle
EP3907895B1 (fr) Méthode de réception d&#39;un signal modulé et récepteur associé
FR2681488A1 (fr) Dispositif de communication sur spectre disperse.
EP3039792B1 (fr) Récepteur uwb à fonctionnement intermittent
EP0820157B1 (fr) Procédé de démodulation différentielle numérique
EP1482648A1 (fr) Récepteur de signal ultra large bande et procédé de réception associé
WO2020174167A1 (fr) Méthode et dispositif de modulation par séquences de zadoff-chu
FR3020531A1 (fr) Dispositif et methode de determination du temps d&#39;arrivee d&#39;un signal uwb.
WO2013034830A1 (fr) Procédé de synchronisation et de réception d&#39;un récepteur radio, et récepteur adapté pour mettre en oeuvre un tel procédé
EP3503413A1 (fr) Récepteur uwb impulsionnel multi-antenne
FR2706704A1 (fr) Système de transmission numérique à étalement de spectre obtenu par codage pseudo-aléatoire basse fréquence de l&#39;information utile et procédé d&#39;étalement et de compression de spectre utilisé dans un tel système.
FR2893792A1 (fr) Recepteur d&#39;impulsions d&#39;un signal de type ultra large bande et procede associe
WO2005124383A1 (fr) Procede de transmission d&#39;un signal de radionavigation
WO2000028662A1 (fr) Filtre numerique a architecture parallele et recepteur de signaux a etalement de spectre utilisant un tel filtre
EP2506444B1 (fr) Procédé d&#39;intégration de signaux à impulsions à Ultra Large Bande (ULB) ainsi que dispositif pour la mise en oeuvre du procédé
EP3127247A1 (fr) Procede de communication radio de donnees numeriques dans un environnement bruite
EP1573933B1 (fr) Procede et systeme de reception d&#39;un signal ultra-large bande a nombre de trajets de propagation auto-adaptatif
EP2958244B1 (fr) Procédé de démodulation auto-adaptative de signaux quasi-orthogonaux, unité de démodulation et récepteur de signaux radio
FR3071983B1 (fr) Emetteur de donnee(s)
FR2934102A1 (fr) Procede de synchronisation temporelle d&#39;un signal numerique, dispositif et produit programme d&#39;ordinateur correspondants

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 12756780

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 12756780

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1