WO2012139641A1 - Übertragungssystem und verfahren zum betrieb des systems - Google Patents

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WO2012139641A1
WO2012139641A1 PCT/EP2011/055833 EP2011055833W WO2012139641A1 WO 2012139641 A1 WO2012139641 A1 WO 2012139641A1 EP 2011055833 W EP2011055833 W EP 2011055833W WO 2012139641 A1 WO2012139641 A1 WO 2012139641A1
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WO
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signal
voltage
transmission system
circuit
unit
Prior art date
Application number
PCT/EP2011/055833
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English (en)
French (fr)
Inventor
Gerhard Hammer
Thomas Hauschulz
Original Assignee
Siemens Aktiengesellschaft
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Publication date
Application filed by Siemens Aktiengesellschaft filed Critical Siemens Aktiengesellschaft
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/54—Systems for transmission via power distribution lines
    • H04B3/548—Systems for transmission via power distribution lines the power on the line being DC

Definitions

  • the invention relates to a transmission system and a method for operating the system and / or the units comprised thereof or usable in such a system, that is to say in particular central unit and field device.
  • a unit originating from the central connection to the power supply of the or each field device and a communication link to and from the field device ⁇ is simultaneously via a two-wire line be.
  • automation of technical processes are individual devices, eg. As sensors, actuators and the like, often distributed and decentralized entspre ⁇ accordingly be referred to as field devices. They usually need to be powered up.
  • Transmission systems based on a two-wire line with a central unit and at least one field device are known per se.
  • transfer ⁇ systems according to the known under the names PROFIBUS PA or PROFIBUS FF standard.
  • Known two-wire solutions in common is the property that on the transmitter side present as NRZ signal with information ⁇ dependent DC component data is encoded so that a DC-free signal is formed, which is superimposed on one of the power supply of the field devices serving DC voltage.
  • On the receiver side of this ⁇ Sig nal is (AC) signal eliminated by a high pass filter and decoded. Only then is there again an NRZ signal, wel ⁇ ches z. B. can be processed by a UART as a communication block.
  • An ⁇ in a transmission system having at least one central unit and at least one field device, often a plurality of field devices, wherein a connection to the power supply of the or each field device and a communicative connection to and from the field device simultaneously via a two-wire line, the following is provided:
  • At least the central processing unit or the central unit and the at least one field device comprise means for direct superimposing one of the two-wire line embossed bus voltage with an output of one of the central ⁇ unit or a included by the central unit and the field device communication module (UART).
  • UART Universal Asynchronous Receiver Transmitter
  • At least the central unit or the central unit and the at least one field device comprise a receiver with a decision unit.
  • the decision unit is connected upstream of the communication module (UART), and converts a supplied signal at ⁇ hand an implemented in the decision unit Ent ⁇ decision logic and on the basis of a predetermined or predeterminable decision threshold in a communication module (UART) zunnenbares binary signal.
  • the central unit and / or the or each field device or have a decision unit, a splitting of the two-wire line due to the impressed bus voltage transmitted power into a part for powering the or each field device and a part comprising the data transmitted is possible , Based on a decision unit feed ⁇ cash size of the decision threshold you can specify when a respective signal value is evaluated as a logical "0" or logic "1". The decision unit thus makes a 0/1 decision for the respectively received signal.
  • the term "0/1 decision” will also be used hereinafter.
  • An output signal of the communication module in particular a transmission signal as an output signal, is directly superimposed on one of the two-wire line impressed bus voltage.
  • the direct superimposition takes place, for example, without any further coding, as previously used in transmissions is provided via two-wire lines to avoid an information-dependent DC component.
  • the direct storage is further example, as uni ⁇ polar so-called NRZ signal.
  • the central unit includes as a means of direct
  • a DC power source either in the form of two independent DC power sources - first and second DC power source - or in the form of a controlled DC power source.
  • the at least one field device includes a means for directly superimposing the output signal of the communication ⁇ device (UART) and the bus voltage impressed on the two-wire line, a first and second DC sink.
  • the two-wire line is connected to the DC source of the central unit and to the first and second DC sink of the field device.
  • the DC power source of the CPU characterizes the two-wire cable ⁇ the bus voltage.
  • the central unit in a DC power source with two independent DC power sources DC sources as activatable DC power source or controlled DC power source controlled DC power as ge ⁇ controls activated DC power source and means for controlled activation of the activatable DC power source, can be with each activation of the activatable DC power source the two-wire line information, so an information in the form of a 1-bit data signal memorize.
  • the Central Unit the DC power source in the form of two independent DC power sources - - without renouncing the further generality first and two- te direct current source - and that one of the DC ⁇ power sources, z. B.
  • the second DC power source which is ⁇ controlled activatable DC power source .
  • Activation of the activatable DC power source can, for.
  • the short-circuiting of the activatable DC source is possible.
  • the bus voltage impressed on the two-wire line by the DC power source results in this situation only because of the first DC source not influenced by the activation.
  • the change of the impressed bus voltage or due to the change adjusting, embossed bus voltage is the information transmitted in communi ⁇ nikationssystem.
  • the second DC power source can also be called and understood as a communication source against this background.
  • the communication source is z. B. short-circuited, in particular ⁇ special by activating a dedicated switching element when a designated as SPACE UART-sign (ent ⁇ speaks logical "0") to be transmitted, so if the communication module outputs a corresponding output signal, in particular transmission signal.
  • a terminating resistor comprises a terminating resistor and means for the controlled activation of the terminating resistor.
  • a terminator is z. B. switchable in end-to-end communication links.
  • a processing unit comes to the type of a microcontroller or a micro controller into account.
  • the processing unit may comprise the communication module.
  • the second DC sink By the field device with its first and second DC sink, the second DC sink as activatable Current sink and means for controlled activation of the second DC sink, a field device of the two ⁇ wire line in addition to the current drawn from the first DC power source for power supply of the field device targeted additional power draw.
  • This additional current drain affects the two-wire line embossed bus voltage and thus is one of the two-wire line embossed in ⁇ formation, that is, a information in the form of a 1-bit data signal.
  • the additional current draw by controllably activating the second DC current sink especially comes into consideration, if by the field device as the SPACE designated ⁇ designated UART character (see above) to be transmitted, that is, when the communication module of the respective field device a corresponding output signal, in particular transmit signal outputs.
  • To activate the second DC sink is a drive of a designated switching element into consideration, in a parallel circuit of the first and second DC sink so z.
  • a switched in series with the second DC sink switching element that either activates or deactivates the parallel branch with the second DC sink.
  • the advantage of the invention is that possible via a two-wire line ⁇ , that two cable cores, a transfer of energy and data, in addition under the following conditions:
  • the transmission is transparent to the respective proto ⁇ koll für and thus in principle suitable for all common bus ⁇ protocols.
  • the data and energy transfer is scalable in terms of data rate, cable length and energy requirements.
  • the transmission is independent of a specific topology and therefore suitable for star, tree and bus structures as well as end-to-end links.
  • the transmission system and the field devices provided and designed for use in such a transmission system allow the fulfillment of all relevant EMC standards for the respective field devices.
  • the transmission system is generally eligible for certification according to EN 62061 (Functional Safety, Safety Integrity Level, SIL).
  • the transmission system allows the simple connection (plug & play) of other field devices as communication participants by avoiding false line terminations and / or polarity errors, especially in special embodiments.
  • the energy requirements of the field devices are no higher than those of today's standard 4 to 2 OmA standard communication technology.
  • the transmission system is standard processors, in particular UART, without proprietary additional components such.
  • a signal conditioning unit is connected upstream of the decision unit in the receiver, wherein the signal conditioning unit effects a conditioning of the signal supplied to the decision unit.
  • the receiver is connected upstream in a central unit or a field device to the local communication module.
  • the receiver causes an analysis of the two-wire line via the respective received signal and its treatment, so that an output signal of the receiver by the jeweili ⁇ gen communications module is immediately processable.
  • An input-side voltage divider whose center tap is fed to an operational amplifier at a first input.
  • a second voltage divider for specifying a maximum value for an output signal of the circuit, wherein the center ⁇ tap the second voltage divider is supplied to the operational amplifier at a second input.
  • Resistor of the RC series circuit acts as a first output contact and a second contact of the resistor of the RC series circuit is connected to an output of the operational amplifier.
  • the high-pass filter encompassed by the circuit effects a signal division onto different frequency bands. Unlike a likewise conceivable for signal processing parallel connection of a high-pass filter and a low-pass filter, no operational amplifier is required for a summation of the split signal. In the circuit described above, however, the divided signal components, ie high-pass voltage and low-pass voltage, are added directly. The cost of an operational amplifier and its power consumption eliminated.
  • the decision unit with ⁇ tel to determine the decision threshold in the transmission system on the basis of a voltage across the two-wire line (bus), in particular during a rest phase, or with a peak value rectifier during a data transfer comprises the 0/1-decision directly based on the in each case instantaneous bus voltage possible, which changes in the operation of the transmission ⁇ system in dependence on the transmitted information.
  • the above-mentioned circuit for the signal conditioning unit is part of a control loop. The circuit is then supplied to a control deviation as specifying a maximum value for an off ⁇ output signal of the circuit. The output of the circuit is returned via a peak detection as a controlled variable to a summation point.
  • the signal processing unit comprises a high-pass filter and a bipolar signal limiting circuit with two diodes connected in antiparallel, in particular Si diodes, it is possible to avoid distortions resulting from the sole use of a high-pass filter.
  • the antiparallel-connected diodes force the high-pass-filtered signal into a band predetermined by the circuit and its supply.
  • the signal processing unit at the output of the bipolar signal limiter circuit comprises a first and second comparator, wherein the first comparator, a threshold voltage can be supplied, wherein an output of the first comparator via a monostable flip-flop (monoflop) to a switching element, for.
  • a switch acts, wherein the switch is closed, the threshold voltage is also supplied to the second comparator and an output of the second comparator represents the output of the signal conditioning unit, an introduction of an adaptive threshold for processing of the signal has been released, which from the supplied threshold voltage is derived.
  • the signal conditioning unit has a differential high-pass filter on the input side and a coupled bistable memory as an edge receiver following the differentiating high-pass filter, the signal evaluation based on the signal edges can take place without the need for evaluating specific potentials.
  • the DC power source or a first and second DC power source on the side of the central ⁇ unit and a first and second DC sink on the part of the field device as a means for direct superposition of the output signal ⁇ of the communication module (UART) and the two-wire line impressed bus voltage
  • a compensation voltage is determined on the part of the central unit on the basis of the output signal of the communication module (UART), in addition to the two-wire line impressed by the DC voltage source bus voltage, it is possible to compensate for a terminating resistor interference voltage which is unavoidable in the case of unipolar signals.
  • it is possible to compensate the terminating resistor interference voltage by determining a compensating current for additional activation of the first DC sink on the side of the field device on the basis
  • the object outlined above is also achieved with the individual elements of a transmission system if they can be used in a transmission system of the type described here and below, so that a sol ⁇ ches transmission system can be constructed with such elements, especially a central processing unit and a field device.
  • a sol ⁇ ches transmission system can be constructed with such elements, especially a central processing unit and a field device.
  • Central unit has at least one DC power source, either in the form of two independent DC power sources - first and second DC power sources - or in the form of a controlled DC power source, a communication module (UART) and a receiver.
  • the central unit is fundamentally ⁇ operable in a transmission system of the type described here and below. The same applies mutatis mutandis to a field device, the at least one first and second DC sink, a communication module (UART) and a
  • Receiver to be usable in a transmission system according to the approach presented here.
  • FIG. 1 shows a transmission system according to the prior art with a four-wire line as a communication medium and power supply connected field devices, a transmission system according to the prior art with a two-wire line as a communication medium and power supply connected field devices, an embodiment of a transmission system according to the invention with a two-wire line as the communication medium 5 shows a high-pass filter and a low-pass filter as an example for.
  • FIG. 5 shows a high-pass filter and a low-pass filter for power supply of connected field devices, a graph comparing a superimposition of data transmitted in the transmission system in the context of a data transmission in the transmission system and a provided for power supply field devices DC voltage
  • Means for separating a signal with transmitted data from the power supply to the field devices provided DC voltage, 6 and
  • High-pass filtering a schematically simplified block diagram of an provided in a central unit and / or a field device of the transmission system of Figure 3 receptions and seminars ⁇ gers, a comparison of multiple data pattern illustrating an information-dependent DC component, a dependence of detected pulse lengths of a decision threshold in a decision unit of the receiver, a standard circuit for potential shift , an embodiment of a proposed here
  • Circuit for potential shift a block diagram for illustrating a signal splitting, a schematic diagram of a circuit for controlling a level or potential shift, as in
  • FIG 12 Shown FIG 12, with the result of a superiors given or predetermined decision threshold ent ⁇ speaking medium voltage of the resulting at the output of the potential shift signal, an embodiment of a proposed here limiter, a signal waveform as a result of using a limiter circuit as shown in FIG 15 shown, and
  • a waveform for received data when Verwen ⁇ tion of a limiter circuit a differentiating high-pass filter with an input signal and an output signal generated by the differentiating high-pass filter, a coupled amplifier as an example of a basic component for a bistable memory element and further components which likewise come into consideration as a basic component, a circuit with a differentiating high-pass filter and a coupled bistable memory as edge receiver , the course of individual voltages when using the circuit shown in FIG 21, and
  • FIG. 1 shows a transmission system 10 with a central unit 12 and a field device 14.
  • the transmission system 10 comprises a four-wire connection line as the line 16 for energy and data transmission, which connects the central unit 12 and the field device 14.
  • the illustrated transmission system 10 is a system as known under designations such as PROFIBUS DP or DeviceNet. Such transmission systems 10 are characterized by a scalability in terms of data rate and line length, since no speed-dependent blocks are necessary. Between a communication component UART which can be parameterized in its baud rate and the line 16, only a RS485 transceiver which is speed-transparent within certain limits is arranged. This results in the system structure shown in FIG. It is characterized by protocol and speed transparency and cost-effective implementation, due to the use of a UART included in most micro-controllers ( ⁇ ) and an RS485 transceiver.
  • FIG 2 shows in so far a transmission system 10 with a central processing unit 12 and a field device 14.
  • the transmission system 10 comprises as line 16 for energy and data transmission a two-wire ⁇ line.
  • CODEC coder / decoder
  • MAU Medium Attachment Unit
  • the transmission system 10 includes an automation system or automation device not shown central unit 12 and at least one field device 14. Shown here are four field devices 14.
  • the central unit 12 and the field devices 14 are connected to the energy and data transmission via a two-wire line 16 as line.
  • the structure of the transmission system 10 is similar to the transmission system 10 shown in FIG 2 for a transmission system 10 in the manner of the embodiment shown in FIG 3, ie for transmission systems 10 with a two-wire line as the communication medium and
  • the field devices 14 are supplied from the CPU 12 with Ener ⁇ energy and can communicate therewith. This communication takes place via a communication module, as in the case of the known four-wire systems (see FIG. In the illustrated embodiment, one is in almost every one
  • UART Universal Asynchronous Receiver Transmitter
  • the central unit has at least one port PI, P2 ... PN.
  • PI port PI
  • P2 PN
  • PN can one or more
  • Field devices 14 may or may not be connected.
  • the number of ports PI, P2, PN and the number of connected or connectable field devices 14 depends on the respective boundary conditions, such.
  • the central ⁇ unit 12 includes two power sources, namely a first voltage source and a second voltage source UK UT.
  • the first voltage source UK supplies the supply voltage for the power supply of connected field devices 14 and a value of the supply voltage UK can either be controlled or permanently set via the microcontroller ( ⁇ ).
  • the second clamping ⁇ voltage source UT can also be regarded as a communication source and referred to, and is short-circuited by the microcontroller when a UART character "SPACE" (corresponding to logic "0") to be transmitted. Then the voltage applied to the field devices 14 voltage UB decreases accordingly.
  • the first and second voltage source UK, UT can alternatively to an appropriately controlled voltage source (not is made ⁇ ) be combined.
  • a measuring resistor RM and a limiting resistor R are provided for each port PI, P2, PN.
  • Each limiting resistor R takes over several functions, namely first a one-sided completion of the line 16, then a limitation of Current in use in a hazardous area, and finally ensuring suitability of the over ⁇ tragungssystems 10 and / or the central unit 12 to the fulfillment ⁇ development of the requirements according to the so-called Fieldbus Intrinsically Safe Concept (FISCO) and / or for maintaining the explosion protection Ex- i.
  • FISCO Fieldbus Intrinsically Safe Concept
  • the field devices 14 must communicate with each other, as shown in the illustration in FIG 3 for the connected to the port PN two field devices 14.
  • the limiting resistance R can ent ⁇ fall.
  • a measuring unit MI By means of a measuring unit MI can be measured via the measuring resistor RM, both the static supply current IK, which is taken from the connected field devices 14, as well as the transmission current IT, which is additionally taken from a currently transmitting field device 14.
  • the separation of the dynamic part of the transferred via the line 16 stream from the static part is carried out in a receiver E. There, the digital Emp ⁇ catch signal (AC signal; RX) is obtained from the dynamic part is extracted, which is supplied to the communication module UART.
  • AC signal; RX digital Emp ⁇ catch signal
  • the central unit 12 may also be a combination of DC / DC voltage source UK, ⁇ limiting resistor R and a transmitting / receiving unit / current sink contain, as described hereinafter as part of a field device ⁇ fourteenth A separate measuring resistor RM is omitted.
  • the current sink IT replaces the second clamping voltage source ⁇ UT.
  • the field devices 14 contain constant current sinks, which each remove the current IK from the line 16.
  • a current-voltage converter I / U;., For example, a zener diode
  • Ver ⁇ supply voltage UV for the field device 14.
  • a second Power source draws an additional power IT when a UART character "SPACE" (equivalent to logical "0") is to be transmitted.
  • the necessary connection lines are a receiving line RX and a transmission line TX.
  • the illustrated further lines are optional and can be used for automatic parameterization of the interface by the microcontroller ( ⁇ ).
  • BT Bus Terminator, for connecting a line terminating resistor, in particular an RC series circuit as a line terminating resistor (eg optionally switchable for end-to-end links)
  • IK Constant current, for setting the size of the constant current (eg changeable, if the field device 14 temporarily has an increased power requirement)
  • UB bus voltage, to determine the voltage applied to the field device 14 (eg for diagnostics or parameterization).
  • FIG. 4 shows, for clarification in the upper part designated by a), a superimposition of a DC voltage provided for the purpose of energy supply with a DC-free data signal, as results in a transmission system 10 according to FIG.
  • a direct superposition of a provided for the power supply DC voltage below is shown with a UART output signal for discriminating in a designated b) part and an overlay ⁇ tion as shown in FIG arises in a transmission system 10.
  • DC voltage with the UART output however, contain the transmitted data - that is, according to the terminology introduced above the signal - an information-dependent DC component. If such a signal is filtered with a high-pass filter (FIG. 5, right), an exponential transient process initially occurs at the input of the comparator K. In addition, the signal fluctuates greatly because of the low-frequency components by a fixed value. This is the example of a quasi-random signal (9-bit pattern) in FIG 6 Darge ⁇ represents. The effects of such high-pass filtering can be more clearly illustrated with a fixed, repeating bit pattern.
  • the receiver E (FIG ) a central processing unit 12 and / or a field device 14 includes a signal processing unit AB, and a decision unit EE, as shown in FIG 8, wherein the decision unit EE is the communication upstream module UART, wherein by means of the decision ⁇ manure units EE an zulanderbares and operating supplied AC signal S is converted into a binary signal BS based on an implemented in the decision unit EE decision logic and on the basis of a predetermined or predeterminable decision threshold UV and wherein the Signalaufberei ⁇ processing unit AB of the decision unit EE is connected upstream of and a preparation of the decision unit EE supplied ⁇ led Signal causes For some data patterns and the parity modes "EVEN" and "ODD", the relationships in FIG.
  • the UART output signal consists of a start character ST, eight data characters DO... D7, one parity character P and one stop character SP, thus a total of eleven characters.
  • the data content and parity mode is an in an idle state (Idle state) of the Sprinttra ⁇ supply system 10 related, normalized signal averaging, that is, a information-dependent DC voltage component, between 9% (1/11) and 91% (10/11).
  • FIG. 10 shows a dependence of detected pulse lengths on a decision threshold in the decision unit EE for different signal mean values MW. It is therefore provided for the decision unit EE that the decision logic implemented there can be fed to a predefined or predefinable decision threshold UV.
  • the decision threshold ⁇ UV may be suitably adjusted depending on different data and boundary conditions. If the signal amplitude and an idle potential (see Dar ⁇ position in FIG 9) are constant and known, the signal without high-pass filtering can be supplied to a comparator, which compares it with a calculated from the known parameters decision threshold and from the O /. l decision.
  • the maximum voltage at the receiver E, the transmission amplitude, may be assumed to be known within certain limits during a rest state (idle state) of the transmission system 10 or during the reception of data, e.g. B.
  • FIG. 11 shows a standard circuit.
  • An input voltage divider with the resistors R2E, R1E reduces the bus voltage applied across the two-wire line 16 (FIG. 3)
  • R2R / R1R R2E / R1E (without resistor present
  • a transmission technology that requires more energy and resources than the actual function could probably not succeed in the market.
  • the circuit is based on the known principle of signal processing in different frequency bands as shown in FIG 13. If a spectral signal is divided by a high and low pass HP, TP with the same cutoff frequency fg, a perfectly error-free reconstruction of the original signal in the time and frequency range possible for filters with 20dB / decade slope.
  • the summation "+" of the two areas is usually carried out by a Opera ⁇ tion amplifier (not shown) whose input is the sum mationstician "+” forms. But so is anything ge ⁇ gained because of this operational amplifier again has to process the entire frequency range as shown in FIG 11 circuit. If high-pass and low-pass voltages UHP, UTP are added directly, as is the case with the circuit shown in FIG.
  • a passive high-pass filter namely the RC series circuit CHP, RHP, can also be used and the highpass signal UAC does not become more delayed by a Operations ⁇ amplifier, distorted or limited in the frequency domain.
  • the cost of an operational amplifier and its power consumption is completely eliminated.
  • a micro power opamp can be used.
  • the circuit shown in FIG 12 is for the signal conditioning unit ⁇ AB (FIG 8) into account.
  • the circuit has - in addition to the explanation already given - an input side voltage divider R1E, R2E, the center tap is supplied to the operational amplifier at a first input, and a second voltage divider to specify a maximum value for Output signal of the scarf ⁇ tion, the center tap is supplied to the operational amplifier at a second input, on.
  • the scarf ⁇ tion connected to the first input contact and acting as a high pass filter RC series circuit CHP, RHP, wherein a center tap of the RC series circuit and thus a first contact of the resistance RHP of the RC series circuit CHP, RHP acts as a first output contact and a second contact of the resistor RHP of the RC series circuit CHP, RHP is connected to an output of the operational amplifier.
  • a capacitor CZ acting as part of a low-pass filter is connected to the output of the operational amplifier and the second output contact.
  • An explicit low pass can be achieved by adding appropriate capacitors into the circuitry of the operational amplifier, but is not necessary since the bandwidth of micro power amplifiers is limited and the necessary capacitor CZ at the output of the operational amplifier is the band width substantially reduced, in the lOkHz range.
  • the capacitor CZ ensures a low impedance of the low-pass voltage source UTP in the frequency range of the high-pass voltage source UHP.
  • Ver ⁇ strengthening VTP UTP / UAC needs of the low-pass path for f ⁇ fg likewise 1 be.
  • Shape error of the output of the signal conditioning circuit shown in FIG. 12 can be further reduced by increasing the capacitance of the capacitor CHP.
  • the idle potential of a castle is ⁇ nen to a port PN strand, star, tree depends on the current sum
  • FIG. 14 shows an example of a circuit for determining the decision threshold UV based on a voltage UDCBUS over the two-wire line 16, in particular during a rest phase or with a peak rectifier during a data transmission.
  • the circuit shown in FIG. 14 implements a regulation and comprises the level shift PV of the circuit shown in FIG. 12, which is therefore part of a control circuit.
  • a control deviation is supplied to the circuit as the default of a maximum value for an output signal of the scarf ⁇ tion.
  • the output signal of the circuit is sent as a control variable via a peak value detection SW to a summation. returned.
  • a difference between the controlled variable and a desired value as a guide ⁇ size is formed at the summation point.
  • a result of the difference formation at the summation point represents the control deviation and is the circuit for level shift PV, z. B. via an integrator IN, supplied.
  • a special feature of the circuit shown in FIG. 14 is the peak value detection SW.
  • all voltages within the control loop are settled, so that in particular after a rest phase, the first falling edge of a start bit can be reliably detected.
  • To dynami ⁇ rule transients occur only at power of the transmission system 12 or when field devices are added or removed 14th During these balancing processes communication is difficult or impossible.
  • the static circuit state allows the use of "Micro Power Hardware” to, with their need arises already shown instead of other possible hardware components as well as above.
  • the control loop structure he ⁇ enables easy adaptation to z. B. different signal levels. These are inevitable due Long lines require line termination with an RC series connection, resulting in a divider of limiting resistor R
  • the setpoint can also be fed by a DA converter, which is usually integrated in today's processors, in order to realize a trimming of the reception characteristics for optimum reception power.
  • a controlled level shift is reached, which is characterized in that the center voltage of the signal S corresponds exactly to the decision-making threshold ⁇ EV.
  • the distortions shown in FIG. 7 and FIG. 10 can be largely avoided if the signal is fed to a bipolar limiting circuit BS after being filtered by a high-pass filter HP.
  • this limiter circuit BS is realized with two Si diodes connected in antiparallel.
  • the high-pass ⁇ filter HP and the limiter BS illustrate an alternative embodiment is for a signal conditioning ⁇ unit AB of a receiver E (FIG 8) implemented circuit.
  • the entire circuit shown in FIG 15 can be regarded as a decision with diodes limitation.
  • the signal shown in FIG. 6 is "forced" at the point (B) into an approximately 0.7 V wide band, such as the representation in FIG. 16 and the representation in FIG.
  • PN pattern shows. Even for extremely "asymmetrical" patterns, as shown in the illustration in FIG. 18, the evaluation is made considerably easier, as is shown by the curve 26. For reference, the curve without limiter is shown as a curve.
  • the evaluation can be further improved by introducing an adaptive threshold. It is derived from a fixed threshold voltage UTH which is the reference at the first comparator K1 (FIG. 15). During the idle phase, the switching element S is closed because the AC level at point (B) is less than UTH. Thus, the reference voltage of the second comparator K2 used for the signal decision is also UTH. The monoflop is triggered as soon as the threshold voltage UTH is reached when the first bit is received. The switching element S is opened and the threshold at the point (E) approaches exponentially the setpoint value 0. Each time the signal changes from 1 to 0, a retriggering takes place, so that the switch as a switching element S again
  • T> 8 ⁇ TBit can be selected.
  • the circuit shown in FIG 15 includes a signal ⁇ preparation unit AB, or subsequent to the signal ⁇ conditioning unit at the exit of the bipolar signal ⁇ limiter BS the first and second comparator Kl, K2, whereby the first comparator Kl, the threshold voltage UTH is fed , wherein an output of the first comparator Kl acts on the switch S as a switching element via the monostable flip-flop, whereby when the switch is closed, the threshold voltage UTH is also fed to the second comparator K2 and an output of the second comparator K2 represents the output of the signal conditioning unit AB.
  • FIG. 8 are based on the comparison of decision threshold and signal level.
  • the instantaneous signal level is determined by the
  • Decision maker EE strongly reinforced and passed through the decision threshold UV limited to the UART.
  • the passing of the signal to the UART ie the use of the signal roof, causes the additional expenses of the solution for level shifting on the one hand and the solution for compensation of the effects of the terminating resistor and the solution for generating an adaptive threshold on the other hand. If only the signal edges are used and not in addition the potentials of the steady-state signal roof, which dispenses with the DC information of the signal, this additional expense can be dispensed with. However, then the logical state between the respective edges must be stored. Thus, there is a small additional effort for the new, not required in the previously presented approaches memory function.
  • FIG 19 shows the left an input signal (AC signal), in the middle of an equivalent circuit for a differentiating high-pass and right the output ⁇ signal of such a differentiating high-pass filter.
  • AC signal an input signal
  • Such a high pass indicates the time constant tHP. This is to be chosen so that it is significantly smaller than a bit time of the highest communication frequency.
  • the output signal of the differentiating high-pass filter therefore always drops to the neutral rest state OV: the non-return-to-zero NRZ input signal becomes a return-to-zero RZ output signal.
  • the number of memory devices, ie, circuits or techniques capable of assuming two stable states, is large.
  • the illustration in FIG. 20 shows on the left a coupled-in amplifier whose output can assume two states, namely, on the one hand, 0V as the first state and, on the other hand, the operating voltage UV as the second state.
  • the selection of the state is made by the polarity of the input voltage pulse applied to the capacitor CHP.
  • This circuit would realize the desired functions also handy if the amp model ned an internal decision threshold defi ⁇ .
  • Real components with internal threshold and amplifier properties are the basic building blocks of digital technology, eg. As the NAND gate "00" or the inverter "04".
  • the illustration in FIG. 20 shows, on the right, the interconnection of two such basic modules to a non-inverting amplifier for a bistable memory element.
  • the signal processing unit illustrated there for a receiver E comprises on the input side a differentiating high-pass filter and, subsequent to the differentiating high-pass filter, with the two inverters a coupled bistable memory as a flank receiver.
  • the resistor RM closes the coupling circuit.
  • a dimensioning of the resistors RH, RM such that RH> RM realizes the hysteresis, ie. H. the distance between the return-to-zero rest potentials and the inner threshold 0, 5 * operating voltage UV. Without consideration of the resistance RS results
  • the high-pass resistance RHP is the parallel connection of the resistors RM, RH and RS. For the high pass must apply
  • RHP * CHP tHP ⁇ bit time.
  • the low-pass filter from CTP, RTP filters out interference frequencies above the communication bandwidth. Since the inner threshold, contrary to the simplistic assumption made above, is not 0.5 * UV, but is always somewhat lower than that due to the design, the resistance RS is useful for symmetrizing the hysteresis voltage.
  • FIG 22 shows - from top to bottom - the input voltage UAC (eg lVpp), the voltage waveform at point A of the circuit shown in FIG 21 and the output voltage UAC_normiert (eg 2.5Vpp), which normally is greater than the input voltage UAC.
  • UAC input voltage
  • UAC_normiert output voltage
  • Circuit drawn horizontal line represents the value of the inner threshold.
  • the inner threshold of digital devices is sufficiently accurate for larger input voltages.
  • the accuracy of the threshold can be at small input voltages ⁇ be increased almost arbitrarily by the use of a comparator.
  • FIG 23 shows the illustration in FIG 23, a corresponding circuit.
  • the balancing resistor RS (FIG. 21) can be dispensed with in this case because the comparator effects the guarantee of a precise threshold.
  • the comparator circuit (FIG. 23) can be further simplified by dispensing with the active inverter. The result shows the circuit shown in FIG. On the right side of the same illustration, the waveforms at the comparator inputs are shown. The threshold is in this case
  • the time constant of the low-pass filtered threshold voltage "B" must be set by means of the capacitor CTPS so that the threshold ⁇ voltage at the end of the bit time has settled to the final value.
  • FIG. 3 Yet another embodiment of the transmission system 10 (FIG. 3) and the units comprised thereby, that is to say the central unit 10 and / or field device 14, is characterized by a compensation of the effects of an RC series circuit for line termination.
  • the central unit 12 On the part of the central unit 12 is provided that based on the output signal TX of the communication module UART a compensation voltage is determined, the
  • Two-wire line 16 is impressed in addition to the bus voltage UB generated by the DC power source UK.
  • a compensation current for additional activation of the first DC sink IK is determined. This is explained in more detail below with further details: The scalability at long distances and / or high
  • Data rates are achieved in the transmission system 10 (FIG. 3) by using a line termination resistor.
  • the line termination resistor is the one shown in FIG. 3 for the field device 14 with the local designation FGN1 drawn RC series circuit, which can be activated via a switching element. Activation is via BT (Bus Terminator;
  • tTP_closure (RE + RA) * CA.
  • the sum of this average voltage uCA and uRA (t) is uA (t). This is made up of together
  • the damping factor kA RA / (RE + RA) describes the voltage-dampening effect of the source and terminating resistor.
  • the embodiment of the transmission system described here compensates for the terminating resistance disturbance voltage (1-kA) * uT_M unavoidable with unipolar signals by an inverse measure in the central unit 12 or in the field device 14. If, for example, the voltage uT (t) is modulated or the voltage modulation is made in the UK, the supply voltage can be expanded to the sum of the UK and the compensation voltage
  • u_komp (t) (l-kA_komp) * uT_Mittel_komp. Theoretically without consideration of hardware tolerances is then
  • FIG. 26 shows the approach and illustrates the resulting method for the simplest case of only one communication string and only the compensation of the transmission data transmitted by the central unit 12.
  • To generate the compensation voltage u_komp which due to the output voltage of the communication component UART (TX) resulting voltage uT (t) via a low-pass filter TP and an attenuator DP and then used for additional control of the power source.
  • Constant current IK by an additional compensation current ikomp This is shown in FIG 27. Since all received signal changes are used to obtain the compensation, both the compensation of the transmit and the receive bursts on all strands is possible.

Abstract

Die Erfindung betrifft insbesondere ein Übertragungssystem mit zumindest einer Zentraleinheit (12) und zumindest einem Feldgerät (14), wobei eine Verbindung zur Energieversorgung des Feldgerätes (14) und eine kommunikative Verbindung vom und zum Feldgerät (14) gleichzeitig über eine Zweidrahtleitung (16) besteht, wobei sich das Übertragungssystem (10) auszeichnet durch zumindest von der Zentraleinheit (12) oder von der Zentraleinheit (12) und dem mindestens einen Feldgerät (14) umfasste Mittel zur direkten Überlagerung eines Ausgangssignals (TX) eines Kommunikationsbausteins (UART) und einer der Zweidrahtleitung (16) eingeprägten Busspannung sowie einen zumindest von der Zentraleinheit (12) oder von der Zentraleinheit (12) und dem mindestens einen Feldgerät (14) umfassten Empfänger (E) mit einer Entscheidungseinheit (EE), wobei die Entscheidungseinheit (EE) dem Kommunikationsbaustein (UART) vorgeschaltet ist und aus einem zugeführten Signal anhand einer in der Entscheidungseinheit (EE) implementierten Entscheidungslogik und anhand einer vorgegebenen oder vorgebbaren Entscheidungsschwelle (EV) das zugeführte Signal (S) in ein Binärsignal (BS) umwandelt.

Description

Beschreibung
Übertragungssystem und Verfahren zum Betrieb des Systems Die Erfindung betrifft ein Übertragungssystem und ein Verfahren zum Betrieb des Systems und/oder der davon umfassten oder in einem solchen System verwendbaren Einheiten, also insbesondere Zentraleinheit und Feldgerät. Für das Übertra¬ gungssystem ist dabei vorgesehen, dass eine von der Zentral- einheit ausgehende Verbindung zur Energieversorgung des oder jedes Feldgerätes und eine kommunikative Verbindung vom und zum Feldgerät gleichzeitig über eine Zweidrahtleitung be¬ steht . Bei der Automatisierung technischer Prozesse (Automatisierungstechnik) sind einzelne Geräte, z. B. Sensoren, Aktoren und dergleichen, oft dezentral verteilt und werden entspre¬ chend als Feldgeräte bezeichnet. Sie müssen in der Regel mit Energie versorgt werden. Außerdem müssen sie mit dem jeweili- gen Automatisierungssystem, also zumindest einem Automatisierungsgerät oder einer Mehrzahl vernetzter Automatisierungs¬ geräte, kommunizieren. Für die Feldgeräte fungiert damit zumindest ein Automatisierungsgerät als Zentraleinheit. Werden beide Aufgaben, nämlich Energieversorgung und Datenübertragung, unabhängig voneinander gelöst, ergibt sich die Notwendigkeit, die Feldgeräte über vier Anschlussleitungen mit ihrer Umgebung zu verbinden. Der damit verbundene Aufwand, z. B. für Kabel, Verbindungstechnik, Planung, Instal- lation, und die inhärenten Fehlermöglichkeiten sind bei vielen Anwendungen nicht erwünscht. Vor allem in der Prozesstechnik kommt der Explosionsschutz noch als weitere Anforderung hinzu. Aus diesen Gründen wird eine Lösung, die Energie- und Datenübertragung über nur ein Adernpaar erlaubt, stark bevorzugt. Allerdings kann davon ausgegangen werden, dass es für eine Akzeptanz einer Lösung mit nur einem Adernpaar
(Zweidrahtleitung) erforderlich ist, dass die zur Lösung des Problems notwendigen Kosten nicht höher sind als die bei der Handhabung erreichbaren Einsparungen.
Übertragungssysteme auf Basis einer Zweidrahtleitung mit einer Zentraleinheit und mindestens einem Feldgerät sind an sich bekannt. Exemplarisch kann in soweit auf Übertragungs¬ systeme nach dem unter den Bezeichnungen PROFIBUS PA oder PROFIBUS FF bekannten Standard verwiesen werden. Bekannten Zweidraht-Lösungen gemeinsam ist die Eigenschaft, dass auf der Senderseite die als NRZ-Signal mit informations¬ abhängigem Gleichstromanteil vorliegenden Daten so kodiert werden, dass ein gleichstromfreies Signal entsteht, welches einer der Energieversorgung der Feldgeräte dienenden Gleich- Spannung überlagert wird. Auf Empfängerseite wird dieses Sig¬ nal (AC-Signal) durch einen Hochpassfilter abgespalten und dekodiert. Erst danach liegt wieder ein NRZ-Signal vor, wel¬ ches z. B. von einem UART als Kommunikationsbaustein verarbeitet werden kann. Solche bekannten und auch vergleichs- weise schnellen zweidrahttauglichen Übertragungssysteme kommen allerdings durchweg nicht ohne spezielle Zusatzbausteine, z. B. Encoder/Decoder und/oder eine spezielle, so genannte Medium Attachment Unit (MAU), aus. Dies ist zur Illustration in FIG 2 dargestellt. Solche Bausteine sind darüber hinaus teuer und bestimmen damit in erheblichem Umfang die Gesamtkosten einer Schnittstelle in den o.g. bekannten und weiteren ähnlichen Übertragungssystemen.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht entsprechend darin, ein Übertragungssystem anzugeben, das für vielfältige Einsatzzwecke geeignet und gleichzeitig kostengünstig ist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den Merkmalen des An¬ spruchs 1 gelöst. Dazu ist bei einem Übertragungssystem mit zumindest einer Zentraleinheit und zumindest einem Feldgerät, häufig einer Mehrzahl von Feldgeräten, wobei eine Verbindung zur Energieversorgung des oder jedes Feldgerätes und eine kommunikative Verbindung vom und zum Feldgerät gleichzeitig über eine Zweidrahtleitung besteht, Folgendes vorgesehen:
Zumindest die Zentraleinheit oder die Zentraleinheit und das mindestens eine Feldgerät umfassen Mittel zur direkten Überlagerung einer der Zweidrahtleitung eingeprägten Busspannung mit einem Ausgangssignal eines von der Zentral¬ einheit bzw. eines von der Zentraleinheit und dem Feldgerät umfassten Kommunikationsbausteins (UART) . Als Kommunikations¬ baustein kommt ein so genannter UART (Universal Asynchronous Receiver Transmitter) in Betracht.
Zumindest die Zentraleinheit oder die Zentraleinheit und das mindestens eine Feldgerät umfassen einen Empfänger mit einer Entscheidungseinheit.
Die Entscheidungseinheit ist dem Kommunikationsbaustein (UART) vorgeschaltet und wandelt ein zugeführtes Signal an¬ hand einer in der Entscheidungseinheit implementierten Ent¬ scheidungslogik und anhand einer vorgegebenen oder vorgebbaren Entscheidungsschwelle in ein dem Kommunikationsbaustein (UART) zuführbares Binärsignal um.
Indem in dem Übertragungssystem die Zentraleinheit und/oder das oder jedes Feldgerät eine Entscheidungseinheit aufweist bzw. aufweisen, ist eine Aufspaltung des über die Zweidrahtleitung aufgrund der eingeprägten Busspannung übertragenen Stroms in einen Teil zur Energieversorgung des oder jedes Feldgerätes und einen die übermittelten Daten umfassenden Teil möglich. Anhand einer der Entscheidungseinheit zuführ¬ baren Größe der Entscheidungsschwelle lässt sich festlegen, wann ein jeweiliger Signalwert als logisch „0" oder logisch „1" ausgewertet wird. Die Entscheidungseinheit trifft also für das jeweils empfangene Signal eine 0/1-Entscheidung. Der Begriff „0/1-Entscheidung" wird auch im Folgenden verwendet.
Ein Ausgangssignal des Kommunikationsbausteins, insbesondere ein Sendesignal als Ausgangssignal, wird dabei direkt einer der Zweidrahtleitung eingeprägten Busspannung überlagert. Die direkte Überlagerung erfolgt dabei beispielsweise ohne jede weitere Kodierung, wie sie bisher ansonsten bei Übertragungen über Zweidrahtleitungen zur Vermeidung eines informationsabhängigen Gleichstromanteils vorgesehen ist. Die direkte Überlagerung erfolgt des Weiteren beispielsweise als uni¬ polares, so genanntes NRZ-Signal.
Zum direkten Überlagern des Ausgangssignals des Kommunika¬ tionsbausteins und der der Zweidrahtleitung eingeprägten Busspannung kommt z. B. Folgendes in Betracht:
Die Zentraleinheit umfasst als Mittel zur direkten
Überlagerung des Ausgangssignals des Kommunikationsbausteins (UART) und der der Zweidrahtleitung eingeprägten Busspannung eine Gleichstromquelle, entweder in Form zweier unabhängiger Gleichstromquellen - erste und zweite Gleichstromquelle - oder in Form einer gesteuerten Gleichstromquelle.
Das mindestens eine Feldgerät umfasst als Mittel zur direkten Überlagerung des Ausgangssignals des Kommunikations¬ bausteins (UART) und der der Zweidrahtleitung eingeprägten Busspannung eine erste und zweite Gleichstromsenke.
Die Zweidrahtleitung ist an die Gleichstromquelle der Zentraleinheit und an die erste und zweite Gleichstromsenke des Feldgerätes angeschlossen.
Die Gleichstromquelle der Zentraleinheit prägt der Zwei¬ drahtleitung die Busspannung ein. Indem die Zentraleinheit bei einer Gleichstromquelle mit zwei unabhängigen Gleichstromquellen eine der Gleichstromquellen als aktivierbare Gleichstromquelle oder bei einer gesteuerten Gleichstromquelle die gesteuerte Gleichstromquelle als ge¬ steuert aktivierbare Gleichstromquelle sowie Mittel zum ge- steuerten Aktivieren der aktivierbaren Gleichstromquelle umfasst, lässt sich mit jeder Aktivierung der aktivierbaren Gleichstromquelle der Zweidrahtleitung eine Information, also eine Information in Form eines 1-Bit Datensignals, einprägen. Für einfachere Verhältnisse wird - ohne Verzicht auf die weitergehende Allgemeingültigkeit - im Folgenden davon aus¬ gegangen, dass die Zentraleinheit die Gleichstromquelle in Form zweier unabhängiger Gleichstromquellen - erste und zwei- te Gleichstromquelle - aufweist und dass eine der Gleich¬ stromquellen, z. B. die zweite Gleichstromquelle, die ge¬ steuert aktivierbare Gleichstromquelle ist. Eine Aktivierung der aktivierbaren Gleichstromquelle kann z. B. darin be- stehen, dass die aktivierbare Gleichstromquelle kurzzeitig kurzgeschlossen wird. Die der Zweidrahtleitung durch die Gleichstromquelle eingeprägte Busspannung ergibt sich in dieser Situation nur noch aufgrund der ersten, von der Aktivierung nicht beeinflussten Gleichstromquelle. Die Änderung der eingeprägten Busspannung oder die sich aufgrund der Änderung einstellende, eingeprägte Busspannung ist die im Kommu¬ nikationssystem übermittelte Information. Sobald die Aktivierung, also z. B. der Kurzschluss, wieder aufgehoben wird, ergibt sich die der Zweidrahtleitung durch die Gleichstrom- quelle eingeprägte Busspannung wieder aufgrund der ersten und der zweiten Gleichstromquelle.
Die zweite Gleichstromquelle kann vor diesem Hintergrund auch als Kommunikationsquelle bezeichnet und aufgefasst werden. Die Kommunikationsquelle wird z. B. kurzgeschlossen, insbe¬ sondere durch Aktivierung eines dafür vorgesehenen Schaltelements, wenn ein als SPACE bezeichnetes UART-Zeichen (ent¬ spricht logisch „0") übertragen werden soll, wenn also der Kommunikationsbaustein ein entsprechendes Ausgangssignal, insbesondere Sendesignal, abgibt.
In einer Ausführungsform des Feldgerätes kann vorgesehen sein, dass dieses einen Abschlusswiderstand und Mittel zum gesteuerten Aktivieren des Abschlusswiderstands umfasst. Ein solcher Abschlusswiderstand ist z. B. bei Ende-zu-Ende-Kom- munikationsstrecken zuschaltbar. Als Mittel zum gesteuerten Aktivieren des Abschlusswiderstands kommt eine Verarbeitungs¬ einheit nach Art eines MikroControllers oder ein Mikro- controller in Betracht. Die Verarbeitungseinheit kann den Kommunikationsbaustein umfassen.
Indem das Feldgerät mit seiner ersten und zweiten Gleichstromsenke die zweite Gleichstromsenke als aktivierbare Stromsenke und Mittel zum gesteuerten Aktivieren der zweiten Gleichstromsenke umfasst, kann ein Feldgerät von der Zwei¬ drahtleitung neben dem von der ersten Gleichstromquelle zur Energieversorgung des Feldgerätes entnommenen Strom gezielt zusätzlich Strom entnehmen. Diese zusätzliche Stromentnahme beeinflusst die der Zweidrahtleitung eingeprägte Busspannung und stellt somit eine der Zweidrahtleitung eingeprägte In¬ formation, also eine Information in Form eines 1-Bit Datensignals, dar. Die zusätzliche Stromentnahme durch gesteuertes Aktivieren der zweiten Gleichstromsenke kommt speziell dann in Betracht, wenn durch das Feldgerät das als SPACE bezeich¬ nete UART-Zeichen (siehe oben) übertragen werden soll, wenn also der Kommunikationsbaustein des jeweiligen Feldgerätes ein entsprechendes Ausgangssignal, insbesondere Sendesignal, abgibt. Zur Aktivierung der zweiten Gleichstromsenke kommt eine Ansteuerung eines dafür vorgesehenen Schaltelements in Betracht, bei einer Parallelschaltung von erster und zweiter Gleichstromsenke also z. B. ein in Serie mit der zweiten Gleichstromsenke geschaltetes Schaltelement, das den Paral- lelzweig mit der zweiten Gleichstromsenke entweder aktiviert oder deaktiviert.
Der Vorteil der Erfindung besteht darin, dass über eine Zwei¬ drahtleitung, also zwei Kabeladern, eine Übertragung von Energie und Daten gelingt, und zwar zusätzlich unter folgenden Randbedingungen:
Die Übertragung ist transparent für die jeweilige Proto¬ kollschicht und damit grundsätzlich für alle gängigen Bus¬ protokolle geeignet.
Die Daten- und Energieübertragung ist skalierbar hinsichtlich Datenrate, Leitungslänge und Energiebedarf.
Die Übertragung ist unabhängig von einer speziellen Topologie und damit für Stern-, Baum- und Busstrukturen sowie Ende-zu-Ende-Strecken geeignet.
Die Kosten für die Geräteschnittstelle sind nicht höher als bei einer heute üblichen RS485-Schnittstelle . Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche. Dabei verwendete Rückbeziehungen weisen auf die weitere Ausbildung des Gegenstandes des Hauptanspru¬ ches durch die Merkmale des jeweiligen Unteranspruches hin; sie sind nicht als ein Verzicht auf die Erzielung eines selbständigen, gegenständlichen Schutzes für die Merkmalskombinationen der rückbezogenen Unteransprüche zu verstehen. Des Weiteren ist im Hinblick auf eine Auslegung der Ansprüche bei einer näheren Konkretisierung eines Merkmals in einem nachgeordneten Anspruch davon auszugehen, dass eine derartige Beschränkung in den jeweils vorangehenden Ansprüchen nicht vorhanden ist.
Der Vorteil einzelner oder mehrerer nachfolgend beschriebener Ausführungsformen der Erfindung besteht darin, dass neben der Energie- und Datenübertragung über eine Zweidrahtleitung und neben den bereits weiter oben erwähnten Randbedingungen auch die Erfüllung einzelner oder mehrerer der folgenden Randbedingungen möglich ist:
Das Übertragungssystem und die zur Verwendung in einem solchen Übertragungssystem vorgesehenen und ausgestalteten Feldgeräte erlauben die Erfüllung aller für die jeweiligen Feldgeräte einschlägigen EMV-Normen.
Das Übertragungssystem kommt grundsätzlich für eine Zertifizierung nach EN 62061 (Funktionale Sicherheit; Safety Integrity Level, SIL) in Betracht.
Das Übertragungssystem und die davon umfassten Geräte oder Einheiten, also zumindest die Zentraleinheit und zu¬ mindest ein Feldgerät, sind zur Erfüllung der Voraussetzungen für den Erhalt der Explosionsschutzart Ex-i geeignet, so dass auch eine diesbezügliche Zertifizierung in Betracht kommt.
Das Übertragungssystem erlaubt den einfachen Anschluss (plug&play) weiterer Feldgeräte als Kommunikationsteilnehmer, indem es, speziell bei besonderen Ausführungsformen, falsche Leitungsabschlüsse und/oder Polaritätsfehler vermeidet.
Der Energiebedarf der Feldgeräte ist nicht höher als bei der heute üblichen, analogen 4 bis 2 OmA-Standardkommunika- tionstechnologie . Das Übertragungssystem ist mit Standard-Prozessoren, insbesondere UART, ohne proprietäre Zusatzbausteine, wie z. B. spezielle Encoder/Decoder, realisierbar. In Ausführungsformen des Übertragungssystems und der davon umfassten Einheiten ist vorgesehen, dass der Entscheidungseinheit im Empfänger eine Signalaufbereitungseinheit vor¬ geschaltet ist, wobei die Signalaufbereitungseinheit eine Aufbereitung des der Entscheidungseinheit zugeführten Signals bewirkt. Die Kombination aus Signalaufbereitungseinheit und
Entscheidungseinheit wird im Folgenden als Empfänger bezeichnet. Der Empfänger ist in einer Zentraleinheit oder einem Feldgerät dem dortigen Kommunikationsbaustein vorgeschaltet. Der Empfänger bewirkt eine Analyse des über die Zweidraht- leitung jeweils empfangenen Signals und dessen Aufbereitung, so dass ein Ausgangssignal des Empfängers durch den jeweili¬ gen Kommunikationsbaustein unmittelbar verarbeitbar ist.
Für die Signalaufbereitungseinheit kommt eine Schaltung mit folgenden Elementen in Betracht:
Jeweils ein erster und ein zweiter Eingangs- und Aus¬ gangskontakt .
Ein eingangsseitiger Spannungsteiler, dessen Mittelabgriff einem Operationsverstärker an einem ersten Eingang zugeführt wird.
Ein zweiter Spannungsteiler zur Vorgabe eines Maximalwerts für ein Ausgangssignal der Schaltung, wobei der Mittel¬ abgriff des zweiten Spannungsteilers dem Operationsverstärker an einem zweiten Eingang zugeführt wird.
Eine an den ersten Eingangskontakt angeschlossene RC-
Reihenschaltung als Hochpassfilter, wobei ein Mittelabgriff der RC-Reihenschaltung und damit ein erster Kontakt des
Widerstands der RC-Reihenschaltung als erster Ausgangskontakt fungiert und ein zweiter Kontakt des Widerstands der RC- Reihenschaltung mit einem Ausgang des Operationsverstärkers verbunden ist.
Ein mit dem Ausgang des Operationsverstärkers und dem zweiten Ausgangskontakt verbundener Kondensator als Bestandteil eines Tiefpassfilters .
Der von der Schaltung umfasste Hochpassfilter bewirkt eine Signalaufteilung auf verschiedene Frequenzbänder. Anders als bei einer ebenfalls zur Signalaufbereitung denkbaren Parallelschaltung eines Hochpassfilters und eines Tiefpassfilters ist für eine Summation des aufgeteilten Signals kein Operationsverstärker erforderlich. Bei der oben beschriebenen Schaltung werden dagegen die aufgeteilten Signalbestandteile, also Hochpassspannung und Tiefpassspannung, direkt addiert. Die Kosten für einen Operationsverstärker und dessen Strombedarf entfallen. Wenn in dem Übertragungssystem die Entscheidungseinheit Mit¬ tel zur Bestimmung der Entscheidungsschwelle anhand einer Spannung über der Zweidrahtleitung (Busspannung) , insbesondere während einer Ruhephase oder mit einem Spitzenwert- gleichrichter während einer Datenübertragung, aufweist, ist die 0/1-Entscheidung direkt auf Basis der jeweils momentanen Busspannung möglich, die sich im Betrieb des Übertragungs¬ systems in Abhängigkeit von den übertragenen Informationen ändert . Bei einer besonderen Ausführungsform kommt in Betracht, dass die oben erwähnte Schaltung für die Signalanpassungseinheit Teil eines Regelkreises ist. Der Schaltung wird dabei eine Regelabweichung als Vorgabe eines Maximalwerts für ein Aus¬ gangssignal der Schaltung zugeführt. Das Ausgangssignal der Schaltung wird über eine Spitzenwerterfassung als Regelgröße auf eine Summationsstelle zurückgeführt. An der Summations- stelle wird eine Differenz aus der Regelgröße und einer Füh¬ rungsgröße gebildet. Das Ergebnis der Differenzbildung an der Summationsstelle stellt die Regelabweichung dar. Diese wird - wie oben bereits erwähnt - der zur Signalaufbereitung vorgesehenen Schaltung, insbesondere über einen Integrierer, zugeführt. Ein solcher Empfänger erlaubt eine Einstellung der Entscheidungsschwelle bei variierender Busspannung (UDCBUS) . Wenn die Signalaufbereitungseinheit einen Hochpassfilter und eine bipolare Signalbegrenzerschaltung mit zwei antiparallel geschalteten Dioden, insbesondere Si-Dioden, umfasst, lassen sich Verzerrungen, wie sie sich bei einer alleinigen Ver- wendung eines Hochpassfilters ergeben, vermeiden. Durch die antiparallel geschalteten Dioden wird das hochpassgefilterte Signal in ein durch die Schaltung und deren Speisung vorgegebenes Band gezwungen. Wenn die Signalaufbereitungseinheit am Ausgang der bipolaren Signalbegrenzerschaltung einen ersten und zweiten Komparator umfasst, wobei dem ersten Komparator eine Schwellenspannung zuführbar ist, wobei ein Ausgang des ersten Komparators über eine monostabile Kippstufe (Monoflop) auf ein Schaltelement, z. B. einen Schalter, wirkt, wobei bei geschlossenem Schalter die Schwellenspannung auch dem zweiten Komparator zugeführt wird und ein Ausgang des zweiten Komparators den Ausgang der Signalaufbereitungseinheit darstellt, ist eine Einführung einer adaptiven Schwelle zur Aufbereitung des Signals ge- lungen, welche aus der zugeführten Schwellenspannung abgeleitet wird.
Wenn die Signalaufbereitungseinheit eingangsseitig einen differenzierenden Hochpassfilter und im Anschluss an den differenzierenden Hochpassfilter einen mitgekoppelten bistabilen Speicher als Flankenempfänger aufweist, kann die Signalauswertung auf Basis der Signalflanken ohne die Notwendigkeit zur Auswertung konkreter Potentiale erfolgen. Bereits einleitend war auf die Gleichstromquelle oder eine erste und zweite Gleichstromquelle auf Seiten der Zentral¬ einheit und eine erste und zweite Gleichstromsenke auf Seiten des Feldgerätes als Mittel zur direkten Überlagerung des Aus¬ gangssignals des Kommunikationsbausteins (UART) und der der Zweidrahtleitung eingeprägten Busspannung hingewiesen worden. Wenn auf Seiten der Zentraleinheit anhand des Ausgangssignals des Kommunikationsbausteins (UART) eine Kompensationsspannung ermittelt wird, die der Zweidrahtleitung zusätzlich zu der durch die Gleichstromquelle erzeugten Busspannung aufgeprägt wird, gelingt eine Kompensation einer bei unipolaren Signalen unvermeidlichen Abschlusswiderstandsstörspannung . Alternativ oder zusätzlich kommt zur Kompensation der Abschlusswider- standsstörspannung in Betracht, dass auf Seiten des Feldgerätes anhand des dem Feldgerät über die Zweidrahtleitung aufgrund der eingeprägten Busspannung zugeführten Stroms ein Kompensationsstrom zur zusätzlichen Ansteuerung der ersten Gleichstromsenke ermittelt wird.
Die eingangs skizzierte Aufgabe wird auch mit den einzelnen Elementen eines Übertragungssystems gelöst, wenn diese in einem Übertragungssystem der hier und nachfolgend beschriebenen Art verwendbar sind, so dass sich mit solchen Elementen, speziell einer Zentraleinheit und einem Feldgerät, ein sol¬ ches Übertragungssystem aufbauen lässt. Eine derartige
Zentraleinheit weist zumindest eine Gleichstromquelle, ent¬ weder in Form zweier unabhängiger Gleichstromquellen - erste und zweite Gleichstromquelle - oder in Form einer gesteuerten Gleichstromquelle, einem Kommunikationsbaustein (UART) und einem Empfänger auf. Damit ist die Zentraleinheit grundsätz¬ lich in einem Übertragungssystem der hier und nachfolgend beschriebenen Art betreibbar. Gleiches gilt entsprechend für ein Feldgerät, das zumindest eine erste und zweite Gleich- stromsenke, einen Kommunikationsbaustein (UART) und einen
Empfänger aufweist, um in einem Übertragungssystem entsprechend dem hier vorgestellten Ansatz verwendbar zu sein.
Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Einander entsprechende Gegenstände oder Elemente sind in allen Figuren mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
Das oder jedes Ausführungsbeispiel ist nicht als Einschrän- kung der Erfindung zu verstehen. Vielmehr sind im Rahmen der vorliegenden Offenbarung zahlreiche Abänderungen und Modifikationen möglich, insbesondere solche Varianten und Kombi¬ nationen, die z. B. durch Kombination oder Abwandlung von einzelnen in Verbindung mit den im allgemeinen oder speziellen Beschreibungsteil beschriebenen sowie in den Ansprüchen und/oder der Zeichnung enthaltenen Merkmalen bzw. Elementen oder Verfahrensschritten für den Fachmann im Hinblick auf die Lösung der Aufgabe entnehmbar sind und durch kombinierbare Merkmale zu einem neuen Gegenstand oder zu neuen Verfahrens¬ schritten bzw. Verfahrensschrittfolgen führen.
Es zeigen
FIG 1 ein Übertragungssystem nach dem Stand der Technik mit einer Vierdrahtleitung als Kommunikationsmedium und zur Energieversorgung angeschlossener Feldgeräte, ein Übertragungssystem nach dem Stand der Technik mit einer Zweidrahtleitung als Kommunikationsmedium und zur Energieversorgung angeschlossener Feldgeräte, eine Ausführungsform eines Übertragungssystems gemäß der Erfindung mit einer Zweidrahtleitung als Kommunikationsmedium und zur Energieversorgung angeschlossener Feldgeräte, eine Graphik zur Gegenüberstellung einer Überlagerung von im Rahmen einer Datenübertragung im Übertragungssystem übermittelten Daten und einer zur Energieversorgung angeschlossener Feldgeräte vorgesehenen Gleichspannung, FIG 5 einen Hoch- und Tiefpassfilter als Beispiel für
Mittel zum Abtrennen eines Signals mit übermittelten Daten von der zur Energieversorgung angeschlossener Feldgeräte vorgesehenen Gleichspannung, FIG 6 und
FIG 7 einen Signalverlauf für empfangene Daten bei einer
Hochpassfilterung, ein schematisch vereinfachtes Blockschaltbild eines in einer Zentraleinheit und/oder einem Feldgerät des Übertragungssystems gemäß FIG 3 vorgesehenen Empfän¬ gers, eine Gegenüberstellung mehrerer Datenmuster zur Veranschaulichung eines informationsabhängigen Gleichstromanteils, eine Abhängigkeit detektierter Impulslängen von einer Entscheidungsschwelle in einer Entscheidungseinheit des Empfängers, eine Standardschaltung zur Potentialverschiebung, eine Ausführungsform einer hier vorgeschlagenen
Schaltung zur Potentialverschiebung, ein Blockschaltbild zur Illustration einer Signal- abspaltung, eine Prinzipdarstellung einer Schaltung zur Regelung einer Pegel- oder Potentialverschiebung, wie in
FIG 12 gezeigt, mit dem Ergebnis einer einer vorge- gebenen oder vorgebbaren Entscheidungsschwelle ent¬ sprechenden Mittelspannung des sich am Ausgang der Potentialverschiebung ergebenden Signals, eine Ausführungsform einer hier vorgeschlagenen Be- grenzerschaltung, einen Signalverlauf als Ergebnis einer Verwendung einer Begrenzerschaltung, wie in FIG 15 gezeigt, und
einen Signalverlauf für empfangene Daten bei Verwen¬ dung einer Begrenzerschaltung, einen differenzierenden Hochpass mit einem Eingangssignal und einem vom differenzierenden Hochpass erzeugten Ausgangssignal, einen mitgekoppelten Verstärker als Beispiel für einen Grundbaustein für ein bistabiles Speicherelement und weitere, ebenfalls als Grundbaustein in Frage kommende Bauteile, eine Schaltung mit einem differenzierenden Hochpassfilter und einem mitgekoppelten bistabilen Speicher als Flankenempfänger, den Verlauf einzelner Spannungen bei Verwendung der in FIG 21 gezeigten Schaltung, und
spezielle Ausführungsformen der in FIG 21 gezeigten Schaltung, ein schematisch vereinfachtes Ersatzschaltbild zur Illustration einer Wirkung einer RC-Serienschaltung als Leitungsabschlusswiderstand auf die Spannung an den Leitungsenden bei sendender Zentraleinheit, ein schematisch vereinfachtes Ersatzschaltbild zur
Illustration eines hier vorgeschlagenen Prinzips zur Kompensation einer Abschlusswiderstandsstörspannung sowie anhand eines schematisch vereinfachten Blockschalt¬ bilds die hier vorgeschlagene Kompensation der Ab- schlusswiderstandsstörspannung bei Nutzung aller Daten und sowohl für den Fall einer sendenden Zentraleinheit wie auch für den Fall eines sendenden Feldgerätes . FIG 1 zeigt ein Übertragungssystem 10 mit einer Zentraleinheit 12 und einem Feldgerät 14. Das Übertragungssystem 10 umfasst als Leitung 16 zur Energie- und Datenübertragung eine Vierdraht-Verbindungsleitung, welche die Zentraleinheit 12 und das Feldgerät 14 verbindet.
Bei dem dargestellten Übertragungssystem 10 handelt es sich um ein System, wie es unter Bezeichnungen wie PROFIBUS DP oder DeviceNet bekannt ist. Solche Übertragungssysteme 10 zeichnen sich durch eine Skalierbarkeit bezüglich Datenrate und Leitungslänge aus, da keine geschwindigkeitsabhängigen Bausteine notwendig sind. Zwischen einem in seiner Baudrate parametrierbaren Kommunikationsbaustein UART und der Leitung 16 ist nur ein in gewissen Grenzen geschwindigkeitstranspa- renter RS485-Transceiver angeordnet. Daraus ergibt sich die in FIG 1 gezeigte Systemstruktur. Sie zeichnet sich vor allem durch eine Protokoll- und Geschwindigkeitstransparenz und durch die kostengünstige Implementierung aus, was auf die Nutzung eines in den meisten MikroControllern (μθ) enthalte- nen UARTs und eines RS485-Transceivers zurückzuführen ist.
Im Gegensatz dazu werden bei allen anderen physikalischen Ausführungen zusätzliche Komponenten benötigt. FIG 2 zeigt in soweit ein Übertragungssystem 10 mit einer Zentraleinheit 12 und einem Feldgerät 14. Das Übertragungssystem 10 umfasst als Leitung 16 zur Energie- und Datenübertragung eine Zweidraht¬ leitung .
Die in FIG 2 dargestellten CODEC- (Kodierer/Dekodierer) und MAU-Bausteine (Medium Attachment Unit) verteuern eine
Schnittstelle erheblich. Zudem ist allen Zweidraht-Lösungen die Eigenschaft gemeinsam, dass auf der Sendeseite die als NRZ-Signal mit informationsabhängigem Gleichstromanteil vorliegenden Daten so kodiert werden, dass ein gleichstrom- freies Signal entsteht, welches einer der Energieversorgung dienenden Gleichspannung überlagert wird. Auf der Empfangs¬ seite wird dieses AC-Signal durch einen Hochpass abgespalten und dekodiert. Erst danach liegt wieder ein NRZ-Signal vor, welches z. B. von einem UART verarbeitet werden kann. Die Skalierbarkeit auf große Entfernungen und/oder hohe Daten¬ raten wird durch Verwendung eines Leitungsabschlusswiderstandes 18 erreicht. Im Fall einer Zweidraht-Lösung mit
Energieübertragung ist an Stelle des Leitungsabschlusswiderstandes 18 allerdings eine RC-Serienschaltung notwendig, so dass die Gleichstromversorgungsenergie nicht vom Leitungs¬ abschlusswiderstand 18 verbraucht wird und andererseits für die Datenwechselspannungen die Leitung 16 mit ihrem Wellen- widerstand abgeschlossen wird.
FIG 3 zeigt eine Ausführungsform eines Übertragungssystems 10 gemäß der Erfindung. Das Übertragungssystem 10 umfasst eine einem nicht dargestellten Automatisierungssystem oder Automatisierungsgerät zugeordnete Zentraleinheit 12 und zumindest ein Feldgerät 14. Dargestellt sind hier vier Feldgeräte 14. Die Zentraleinheit 12 und die Feldgeräte 14 sind zur Energie- und Datenübertragung über eine Zweidrahtleitung als Leitung 16 verbunden. Insoweit ist der Aufbau des Übertragungssystems 10 ähnlich dem in FIG 2 dargestellten Übertragungssystem 10. Für ein Übertragungssystem 10 nach Art der in FIG 3 dargestellten Ausführungsform, also für Übertragungssysteme 10 mit einer Zweidrahtleitung als Kommunikationsmedium und zur
Energieversorgung der angeschlossenen Feldgeräte 14, werden die Begriffe Leitung 16 und Zweidrahtleitung 16 synonym verwendet .
Die Feldgeräte 14 werden von der Zentraleinheit 12 mit Ener¬ gie versorgt und können mit dieser kommunizieren. Diese Kom- munikation erfolgt, wie bei den bekannten Vierdraht-Systemen (vgl. FIG 1) über einen Kommunikationsbaustein. Bei der dargestellten Ausführungsform wird von einem in fast jedem
MikroController (μθ) integrierten so genannten UART (Universal Asynchronous Receiver Transmitter) als Kommunikations- baustein ausgegangen. Durch geeignete Gestaltung von Sender und Empfänger, also Zentraleinheit 12 und Feldgerät 14, wird bei dem Übertragungssystem 10 in FIG 3 aber als Leitung 16 nur ein zweiadriges Kabel benötigt. Bei dem in FIG 3 dargestellten Übertragungssystem 10 wird über die Zentraleinheit 12 eine konstante Speisespannung UK an die Leitung 16 angelegt. Jedes Feldgerät 14 entnimmt für seine Energieversorgung einen Konstantstrom IK und erzeugt daraus eine Spannung UV zur Versorgung der Elektronik und des angeschlossenen Sensors S oder Aktors. Beim Senden entnehmen die Feldgeräte 14 einen zusätzlichen Strom IT.
Die Zentraleinheit verfügt über zumindest einen Port PI, P2 ... PN. An jeden Port PI, P2, PN können ein oder mehrere
Feldgeräte 14 angeschlossen sein oder werden. Die Anzahl der Ports PI, P2, PN und die Anzahl der angeschlossenen oder anschließbaren Feldgeräte 14 hängt von den jeweiligen Randbedingungen ab, wie z. B. Energiebedarf, notwendige Daten- rate, Kabellänge, etc.
Zur Energieversorgung der Feldgeräte 14 umfasst die Zentral¬ einheit 12 zwei Spannungsquellen, nämlich eine erste Spannungsquelle UK und eine zweite Spannungsquelle UT . Die erste Spannungsquelle UK liefert die Versorgungsspannung zur Energieversorgung angeschlossener Feldgeräte 14 und ein Wert der Versorgungsspannung UK kann entweder über den Mikrocontroller (μϋ) gesteuert oder fest eingestellt werden. Die zweite Span¬ nungsquelle UT kann auch als Kommunikationsquelle aufgefasst und bezeichnet werden und wird vom Mikrocontroller kurzgeschlossen, wenn ein UART-Zeichen „SPACE" (entspricht logisch „0") übertragen werden soll. Dann sinkt die an den Feldgeräten 14 anliegende Spannung UB entsprechend ab. Die erste und die zweite Spannungsquelle UK, UT können alternativ zu einer entsprechend gesteuerten Spannungsquelle (nicht dar¬ gestellt) zusammengefasst sein.
Zwischen der ersten und zweiten Spannungsquelle UK, UT einerseits und den Ports PI, P2, PN andererseits sind ein Mess- widerstand RM und für jeden Port PI, P2, PN je ein Begrenzungswiderstand R vorgesehen. Jeder Begrenzungswiderstand R übernimmt mehrere Funktionen, nämlich zunächst einen einseitigen Abschluss der Leitung 16, sodann eine Begrenzung des Stroms bei Einsatz im explosionsgefährdeten Bereich und gewährleistet schließlich eine grundsätzliche Eignung des Über¬ tragungssystems 10 und/oder der Zentraleinheit 12 zur Erfül¬ lung der Voraussetzungen gemäß dem so genannten Fieldbus Intrinsically Safe Concept (FISCO) und/oder für den Erhalt der Explosionsschutzart Ex-i. Des Weiteren bewirkt der Be¬ grenzungswiderstand R auch eine Erzeugung eines Spannungs¬ signals aus dem Stromsignal für den Fall, dass in einem
Übertragungssystem 10 die Feldgeräte 14 miteinander kommuni- zieren müssen, wie dies in der Darstellung in FIG 3 für die an den Port PN angeschlossenen beiden Feldgeräte 14 gezeigt ist. In Einzelfällen, bei denen die dargestellten Aspekte keine Rolle spielen, kann der Begrenzungswiderstand R ent¬ fallen .
Mittels einer Messeinheit MI kann über den Messwiderstand RM sowohl der statische Versorgungsstrom IK gemessen werden, welcher von den angeschlossenen Feldgeräten 14 entnommen wird, als auch der Sendestrom IT, der von einem momentan sendenden Feldgerät 14 zusätzlich entnommen wird. Die Abtrennung des dynamischen Teils des über die Leitung 16 übertragenen Stroms vom statischen Teil erfolgt in einem Empfänger E. Dort wird aus dem dynamischen Teil das digitale Emp¬ fangssignal (AC-Signal; RX) extrahiert, das dem Kommunika- tionsbaustein UART zugeführt wird.
Alternativ kann die Zentraleinheit 12 auch eine Kombination aus Gleichstrom-/Gleichspannungsquelle UK, Begrenzungs¬ widerstand R und einer Sende-/Empfangseinheit/Stromsenke enthalten, wie sie im Folgenden als Bestandteil eines Feld¬ geräts 14 beschrieben ist. Ein separater Messwiderstand RM entfällt dabei. Die Stromsenke IT ersetzt die zweite Span¬ nungsquelle UT . Die Feldgeräte 14 enthalten Konstantstromsenken, die von der Leitung 16 jeweils den Strom IK entnehmen. Durch einen Strom- Spannungswandler (I/U; z. B. eine Zenerdiode) wird eine Ver¬ sorgungsspannung UV für das Feldgerät 14 erzeugt. Eine zweite Stromquelle entnimmt einen zusätzlichen Strom IT, wenn ein UART-Zeichen „SPACE" (entspricht logisch „0") übertragen werden soll. Die hierfür notwendigen Verbindungsleitungen sind eine Empfangsleitung RX und eine Sendeleitung TX. Die dargestellten weiteren Leitungen sind optional und können zur automatischen Parametrierung der Schnittstelle durch den MikroController (μθ) benutzt werden.
Im dargestellten Ausführungsbeispiel bedeuten:
BT: Bus Terminator, zum Zuschalten eines Leitungsabschlusswiderstandes, insbesondere einer RC-Serienschaltung als Leitungsabschlusswiderstand, (z. B. wahlweise zuschaltbar für Ende-zu-Ende-Strecken)
IK: Konstantstrom, zur Einstellung der Größe des Konstantstroms (z. B. änderbar, wenn das Feldgerät 14 temporär einen erhöhten Strombedarf hat)
UB : Busspannung, zur Ermittlung der am Feldgerät 14 anliegenden Spannung (z. B. für Diagnose oder Parametrierung) .
Weitere Hilfssignale sind möglich.
Im Gegensatz zu einem Übertragungssystem 10, wie in FIG 2 gezeigt, bei welchem der für die Energieversorgung angelegten Gleichspannung ein kodiertes, gleichstromfreies Signal über- lagert wird, wird bei dem in FIG 3 dargestellten Übertra¬ gungssystem 10 der zur Energieversorgung vorgesehenen Gleichspannung ein dem jeweiligen Ausgangssignal des Kommunika¬ tionsbausteins (UART-Ausgangssignal ; TX) direkt entsprechen¬ des Signal ohne weitere Kodierung überlagert. Das bei Vier- drahtsystemen (FIG 1) mögliche, kostengünstige Übertragungs¬ prinzip von NRZ-Signalen wird also auf ein Übertragungssystem 10 mit einer Leitung 16 mit nur einem Adernpaar zur Energie- und Datenübermittlung übertragen. Durch die direkte Überlagerung werden Kosten gespart, weil z. B. Bauteile wie ein Encoder/Decoder, die in einem Übertragungssystem gemäß FIG 2 erforderlich waren, entfallen. Die Darstellung in FIG 4 zeigt zur Verdeutlichung im oberen, mit a) bezeichneten Teil eine Überlagerung einer zur Energieversorgung vorgesehenen Gleichspannung mit einem gleichstromfreien Datensignal, wie sie sich bei einem Übertragungssystem 10 gemäß FIG 2 ergibt. Zur Unterscheidung ist darunter in einem mit b) bezeichneten Teil eine direkte Überlagerung einer zur Energieversorgung vorgesehenen Gleichspannung mit einem UART-Ausgangssignal gezeigt und damit eine Überlage¬ rung, wie sie sich bei einem Übertragungssystem 10 gemäß FIG 3 ergibt.
Bei einem überlagerten Signal wie im oberen Teil a) der Darstellung in FIG 4 gezeigt, kann eine Abtrennung der übertragenen Daten - im Folgenden als Signal bezeichnet (AC- Signal) - von der Versorgungsspannung einerseits und die Signaldetektion andererseits mit einem an sich bekannten Hochpassfilter oder einem ebenfalls an sich bekannten Tiefpassfilter erfolgen. Schaltungsbeispiele für eine einfache Ausführungsform eines Hoch- und Tiefpassfilters , jeweils mit einem Widerstand R, einem Kondensator C und einem Komparator K, sind in FIG 5 gezeigt (links der Tiefpassfilter, rechts der Hochpassfilter) . Der Hoch- oder Tiefpassfilter fungiert quasi als „konventioneller" Signal- oder 0 /1-Entscheider . Bei der Ausführungsform des Übertragungssystems 10 mit direk¬ ter Überlagerung der zur Energieversorgung vorgesehenen
Gleichspannung mit dem UART-Ausgangssignal enthalten allerdings die übertragenen Daten - also gemäß der oben eingeführten Terminologie das Signal - einen informationsabhängigen Gleichstromanteil. Wird ein solches Signal mit einem Hochpass (FIG 5, rechts) gefiltert, entsteht am Eingang des Kompara- tors K zunächst ein exponentiell verlaufender Einschwingvorgang. Zudem schwankt das Signal wegen der niederfrequenten Anteile stark um einen festen Wert. Dies ist am Beispiel eines Quasi-Zufallssignals ( 9-Bit-Muster) in FIG 6 darge¬ stellt. Die Auswirkungen einer solchen Hochpass-Filterung lassen sich mit einem festen, sich wiederholenden Bitmuster noch anschaulicher darstellen. Bei dem in FIG 7 dargestellten Muster „1000 0000" ist das Signal 20 nach der Hochpass-Filte- rung gegenüber dem Mittelwert 22 deutlich nach oben verschoben, bei dem inversen Muster 24 hingegen deutlich nach unten. Für das Übertragungssystem 10 ist daher vorgesehen, dass der Empfänger E (FIG 3) einer Zentraleinheit 12 und/oder eines Feldgerätes 14 eine Signalaufbereitungseinheit AB und eine Entscheidungseinheit EE umfasst, wie dies in FIG 8 gezeigt ist, wobei die Entscheidungseinheit EE dem Kommunikations- baustein UART vorgeschaltet ist, wobei mittels der Entschei¬ dungseinheit EE ein zuführbares und im Betrieb zugeführtes AC-Signal S anhand einer in der Entscheidungseinheit EE implementierten Entscheidungslogik und anhand einer vorgegebenen oder vorgebbaren Entscheidungsschwelle UV in ein Binärsignal BS umwandelbar ist und wobei die Signalaufberei¬ tungseinheit AB der Entscheidungseinheit EE vorgeschaltet ist und eine Aufbereitung des der Entscheidungseinheit EE zuge¬ führten Signals bewirkt. Für einige Datenmuster und die Parity-Modi „EVEN" und „ODD" sind die Verhältnisse in FIG 9 gezeigt. In den Beispielen wird davon ausgegangen, dass das UART-Ausgangssignal aus einem Startzeichen ST, acht Datenzeichen DO ... D7, einem Parity-Zeichen P und einem Stopp-Zeichen SP, also insgesamt elf Zeichen besteht. Je nach Dateninhalt und Parity-Modus liegt ein auf einen Ruhezustand ( Idle-Zustand) des Übertra¬ gungssystems 10 bezogener, normierter Signalmittelwert, also ein informationsabhängiger Gleichspannungsanteil, zwischen 9% (1/11) und 91% (10/11) .
FIG 10 zeigt eine Abhängigkeit detektierter Impulslängen von einer Entscheidungsschwelle in der Entscheidungseinheit EE für unterschiedliche Signalmittelwerte MW. Daher ist für die Entscheidungseinheit EE vorgesehen, dass der dort implemen- tierten Entscheidungslogik eine vorgegebene oder vorgebbare Entscheidungsschwelle UV zuführbar ist. Die Entscheidungs¬ schwelle UV kann in Abhängigkeit von unterschiedlichen Daten und Randbedingungen geeignet eingestellt werden. Falls die Signalamplitude und ein Idle-Potential (siehe Dar¬ stellung in FIG 9) konstant und bekannt sind, kann das Signal ohne Hochpass-Filterung einem Komparator zugeführt werden, der es mit einer aus den bekannten Parametern errechneten Entscheidungsschwelle vergleicht und daraus die O/l-Entschei- dung trifft.
Die maximale Spannung am Empfänger E, die Sendeamplitude, kann während eines Ruhezustands ( Idle-Zustand; Idle-Phase) des Übertragungssystems 10 in bestimmten Grenzen als bekannt vorausgesetzt oder während des Empfangs von Daten, z. B.
durch einen Spitzenwert-Gleichrichter, gemessen werden. Aus beiden Werten ist dann die Schwellenspannung berechenbar. Da die Zweidrahtleitung 16 auch der Energieübertragung dient, muss die konstante Versorgungsspannung UK (FIG 3) so hoch wie möglich sein, denn die den Feldgeräten 14 zur Verfügung stehende Leistung UK2/4R steigt quadratisch mit UK an. Andererseits gilt für die Versorgungsspannungen UV moderner Feld- geräte UV <= 3,3V mit in Zukunft fallender Tendenz. Die errechnete Entscheidungsschwelle kann daher nicht auf dem hohen Potential UK liegen, sondern muss in den Bereich der hälftigen Versorgungsspannung (1/2 UV) verschoben werden. Ein üblicher Ansatz zur Potentialverschiebung mittels eines Hoch- passfilters scheidet wegen des sich dann ergebenden Verlustes des Gleichstromanteils aus. Nur eine elektronische Schaltung zur Potentialverschiebung löst dieses Problem.
FIG 11 zeigt eine Standardschaltung. Ein Eingangsspannungs- teiler mit den Widerständen R2E, R1E reduziert die über der Zweidrahtleitung 16 (FIG 3) anliegende Busspannung
(UB = UDCBUS) auf einen Wert unterhalb von UV, der den
Differenzverstärker nicht übersteuert. Wenn die Rückkoppe- lungswiderstände R1R, R2R so gewählt werden, dass gilt
R2R/R1R = R2E/R1E (ohne Vorhandensein des Widerstands
Rschieb) , wird der Wechselspannungsanteil UAC am Ausgang nicht verändert. Über den an den invertierenden Eingang angeschlossenen Widerstand Rschieb wird ein Vielfaches der positiven Spannung UV von UDCBUS abgezogen, so dass
UDCFG = 1/2 UV eingestellt werden kann.
Es existiert eine große Menge von Feldgeräten 14 im Einsatz- gebiet der analogen 4 bis 2 OmA-Kommunikationstechnologie .
Eine Übertragungstechnik mit der Fähigkeit zu zukunftweisenden hohen Datenraten im Bereich von 2Mbit bis zumindest 6MBit und mit dem Anspruch, keine Funktions- und Kostennachteile gegenüber dem Stand der Technik zu haben, sollte daher in der Lage sein, Feldgeräte 14 mit IK = 4mA im Megahertzbereich zu betreiben. Eine Übertragungstechnik, die einen höheren Energie- und Ressourcenbedarf hat als die eigentliche Funktion, könnte sich wahrscheinlich am Markt nicht erfolgreich durchsetzen. Auch derzeit neueste „Low Power" HF-Verstärker be- nötigen aber immer noch ca. 500μΑ bei UV = 2,5V.
Bereits nur der Funktionsanteil Potentialverschiebung gemäß der in FIG 11 gezeigten Schaltung würde also einen nennenswerten Stromanteil von den zur Verfügung stehenden 4mA ab- zweigen und den Sensoranteil verringern. Zur Umgehung dieses Problems kommt eine Schaltung wie in FIG 12 dargestellt in Betracht .
Die Schaltung beruht auf dem bekannten Prinzip der Signal- Verarbeitung in verschiedenen Frequenzbändern gemäß der Darstellung in FIG 13. Wird ein spektrales Signal aufgeteilt durch einen Hoch- und Tiefpass HP, TP mit derselben Grenzfrequenz fg, ist eine perfekt fehlerfreie Rekonstruierung des Originalsignals im Zeit- und Frequenzbereich möglich für Filter mit 20dB/Dekade Flankensteilheit. Die Summation „+" der beiden Bereiche erfolgt üblicherweise durch einen Opera¬ tionsverstärker (nicht dargestellt) , dessen Eingang den Sum- mationspunkt „+" bildet. Damit ist allerdings noch nichts ge¬ wonnen, da dieser Operationsverstärker wie in der in FIG 11 gezeigten Schaltung wieder den gesamten Frequenzbereich verarbeiten muss. Werden Hochpass- und Tiefpassspannung UHP, UTP aber direkt addiert, wie dies bei der in FIG 12 dargestellten Schaltung der Fall ist, kann auch ein passiver Hochpass, nämlich die RC-Reihenschaltung CHP, RHP, verwendet werden und das Hoch- passsignal UAC wird nicht mehr durch einen Operations¬ verstärker verzögert, verzerrt oder im Frequenzbereich begrenzt. Die Kosten für einen Operationsverstärker und dessen Strombedarf entfallen vollständig. Auf der anderen Seite kann auf Grund der Begrenzung des Frequenzbereiches auf fg im Tiefpasspfad ein Micro Power Operationsverstärker Anwendung finden .
Die in FIG 12 gezeigte Schaltung kommt für die Signal¬ aufbereitungseinheit AB (FIG 8) in Betracht. Neben einem ersten und einem zweiten Eingangs- und Ausgangskontakt weist die Schaltung - in Ergänzung zu der bereits erfolgten Erläuterung - einen eingangsseitigen Spannungsteiler R1E, R2E, dessen Mittelabgriff dem Operationsverstärker an einem ersten Eingang zugeführt wird, und einen zweiten Spannungsteiler zur Vorgabe eines Maximalwerts für ein Ausgangssignal der Schal¬ tung, dessen Mittelabgriff dem Operationsverstärker an einem zweiten Eingang zugeführt wird, auf. Sodann weist die Schal¬ tung die an den ersten Eingangskontakt angeschlossene und als Hochpassfilter fungierende RC-Reihenschaltung CHP, RHP auf, wobei ein Mittelabgriff der RC-Reihenschaltung und damit ein erster Kontakt des Widerstands RHP der RC-Reihenschaltung CHP, RHP als erster Ausgangskontakt fungiert und ein zweiter Kontakt des Widerstands RHP der RC-Reihenschaltung CHP, RHP mit einem Ausgang des Operationsverstärkers verbunden ist. Ein als Teil eines Tiefpassfilters fungierender Kondensator CZ ist mit dem Ausgang des Operationsverstärkers und dem zweiten Ausgangskontakt verbunden.
Ein expliziter Tiefpass kann durch Zufügen von entsprechenden Kondensatoren in die Beschaltung des Operationsverstärkers erreicht werden, ist aber nicht notwendig, da die Bandbreite von Micro Power Verstärkern begrenzt ist und der notwendige Kondensator CZ am Ausgang des Operationsverstärkers die Band- breite wesentlich reduziert, und zwar in den lOkHz-Bereich. Der Kondensator CZ sorgt für eine niedrige Impedanz der Tief- passspannungsquelle UTP im Frequenzbereich der Hochpass- spannungsquelle UHP.
Der Hochpasspfad CHP, RHP ist passiv und verstärkt nicht, bzw. seine Verstärkung beträgt VHP = 1. Damit eine Re¬ konstruktion des Originalsignals möglich ist, muss die Ver¬ stärkung VTP = UTP/UAC des Tiefpasspfades für f < fg eben- falls 1 sein. Selbst bei Einstellung derselben Tief- und Hochpass-Grenzfrequenz fg ist allerdings eine fehlerfreie Rekonstruktion des Originalsignals gemäß FIG 13 auch theore¬ tisch nicht möglich. Ein sich im Zeitbereich ergebender
Formfehler des Ausgangs der in FIG 12 gezeigten Signal- aufbereitungsschaltung lässt sich aber durch Erhöhen der Kapazität des Kondensators CHP immer weiter verkleinern.
Das Idle-Potential von einem an einen Port PN angeschlosse¬ nen Strang, Stern, Baum ist abhängig von der Stromsumme
IK1 + IK2 + ... + IKm der dort angeschlossenen Feldgeräte 14 (FIG 3) und daher nicht vorhersehbar variabel. Um einen guten Empfang in Anbetracht der in FIG 10 dargestellten Folgen einer falschen Entscheidungsschwelle zu gewährleisten, muss entweder die Entscheidungsschwelle oder die in FIG 12 dar- gestellte Schaltung zur Pegelverschiebung an die tatsächliche Busspannung UDCBUS angepasst werden.
FIG 14 zeigt ein Beispiel für eine Schaltung zur Bestimmung der Entscheidungsschwelle UV anhand einer Spannung UDCBUS über der Zweidrahtleitung 16, insbesondere während einer Ruhephase oder mit einem Spitzenwertgleichrichter während einer Datenübertragung. Die in FIG 14 gezeigte Schaltung implementiert eine Regelung und umfasst zur Pegelverschiebung PV die in FIG 12 gezeigte Schaltung, die damit Teil eines Regelkreises ist. Eine Regelabweichung wird der Schaltung als Vorgabe eines Maximalwerts für ein Ausgangssignal der Schal¬ tung zugeführt. Das Ausgangssignal der Schaltung wird als Regelgröße über eine Spitzenwerterfassung SW auf eine Summa- tionsstelle zurückgeführt. An der Summationsstelle wird eine Differenz aus der Regelgröße und einem Sollwert als Führungs¬ größe gebildet. Ein Ergebnis der Differenzbildung an der Summationsstelle stellt die Regelabweichung dar und wird der Schaltung zur Pegelverschiebung PV, z. B. über einen Integrierer IN, zugeführt.
Eine Besonderheit der in FIG 14 gezeigten Schaltung ist die Spitzenwerterfassung SW. Während der Kommunikation sind alle Spannungen innerhalb des Regelkreises eingeschwungen, so dass insbesondere nach einer Ruhephase die erste fallende Flanke eines Startbits zuverlässig erkannt werden kann. Zu dynami¬ schen Ausgleichsvorgängen kommt es nur beim Einschalten des Übertragungssystems 12 oder wenn Feldgeräte 14 zugefügt oder entfernt werden. Während dieser Ausgleichsvorgänge ist eine Kommunikation erschwert oder nicht möglich.
Der statische Schaltungszustand lässt die Verwendung von „Micro Power Hardware" zu, wobei sich deren Notwendigkeit anstelle anderer möglicher Hardwarekomponenten genauso wie oben bereits dargestellt ergibt. Die Regelkreisstruktur er¬ möglicht eine leichte Anpassung an z. B. unterschiedliche Signalpegel. Diese ergeben sich zwangsläufig aufgrund der gewünschten Systemskalierbarkeit . Lange Leitungen erfordern den Leitungsabschluss mit einer RC-Serienschaltung. Damit ergibt sich ein Teiler aus dem Begrenzungswiderstand R
(FIG 3) und dem Wellenwiderstand. Ein entsprechend reduzier¬ ter Signalpegel ist die Folge. Die beiden Systemzustände mit und ohne Abschlusswiderstand sind mit nur zwei unterschied- liehen Sollwerten beherrschbar. Weitere Hardwareanpassungen sind nicht notwendig.
Unvermeidliche Hardwaretoleranzen lassen nur suboptimale Empfangsleistungen zu. Deshalb kann der Sollwert auch von einem in heutigen Prozessoren meist integrierten DA-Wandler gespeist werden, um eine Trimmung der Empfangseigenschaften auf optimale Empfangsleistung zu realisieren. Mit der in FIG 14 dargestellten Schaltung ist eine geregelte Pegelverschiebung erreicht, die sich dadurch auszeichnet, dass die Mittelspannung des Signals S genau der Entschei¬ dungsschwelle EV entspricht.
Die in FIG 7 und FIG 10 dargestellten Verzerrungen lassen sich weitgehend vermeiden, wenn das Signal nach einer Filterung durch einen Hochpassfilter HP einer bipolaren Begrenzerschaltung BS zugeführt wird. Bei der in FIG 15 gezeigten Schaltung ist diese Begrenzerschaltung BS mit zwei antiparallel geschalteten Si-Dioden realisiert. Der Hochpass¬ filter HP und die Begrenzerschaltung BS stellen eine alternative Ausführungsform für eine in einer Signalaufbereitungs¬ einheit AB eines Empfängers E (FIG 8) implementierte Schal- tung dar. Die gesamte in FIG 15 dargestellte Schaltung kann als Entscheider mit Diodenbegrenzung aufgefasst werden.
Durch die Begrenzung wird das in FIG 6 gezeigte Signal am Punkt (B) in ein ca. 0,7V breites Band „gezwungen", wie die Darstellung in FIG 16 und die Darstellung in FIG 17 für ein
PN-Muster zeigt. Auch für extrem „unsymmetrische" Muster, wie sie die Darstellung in FIG 18 zeigt, wird die Auswertung erheblich erleichtert, wie sich anhand der Kurve 26 ergibt. Als Referenz ist als Kurve 28 der Verlauf ohne Begrenzer dar- gestellt.
Die Auswertung lässt sich weiter verbessern durch Einführung einer adaptiven Schwelle. Sie wird abgeleitet aus einer festen Schwellenspannung UTH, welche als Referenz am ersten Komparator Kl (FIG 15) liegt. Während der Idle-Phase ist das Schaltelement S geschlossen, da der AC-Pegel an Punkt (B) kleiner als UTH ist. Damit ist auch die Referenzspannung des für die Signalentscheidung benutzten, zweiten Komparators K2 gleich UTH. Das Monoflop wird getriggert, sobald beim Empfang des ersten Bits die Schwellenspannung UTH erreicht wird. Das Schaltelement S wird geöffnet und die Schwelle am Punkt (E) nähert sich exponentiell dem Sollwert 0. Bei jedem Zustands- wechsel des Signals von 1 nach 0 erfolgt eine Retriggerung, so dass der Schalter als Schaltelement S erst wieder
schließt, wenn länger als die Zeit T das Signal die Schwel¬ lenspannung nicht erreicht. Beim betrachteten UART-Format kann T > 8 χ TBit gewählt werden.
Die in FIG 15 dargestellte Schaltung weist also als Signal¬ aufbereitungseinheit AB oder im Anschluss an die Signal¬ aufbereitungseinheit AB am Ausgang der bipolaren Signal¬ begrenzerschaltung BS den ersten und zweiten Komparator Kl, K2 auf, wobei dem ersten Komparator Kl die Schwellenspannung UTH zuführbar ist, wobei ein Ausgang des ersten Komparators Kl über die monostabile Kippstufe auf den Schalter S als Schaltelement wirkt, wobei bei geschlossenem Schalter die Schwellenspannung UTH auch dem zweiten Komparator K2 zu- geführt wird und ein Ausgang des zweiten Komparators K2 den Ausgang der Signalaufbereitungseinheit AB darstellt.
Die bisher vorgestellten Ansätze für einen Empfänger E
(FIG 8) beruhen auf dem Vergleich von Entscheidungsschwelle und Signalpegel. Der momentane Signalpegel wird durch den
Entscheider oder die Entscheidungseinheit EE stark verstärkt und durch die Entscheidungsschwelle UV begrenzt an den UART weitergereicht. Das Durchleiten des Signals zum UART, d. h. die Nutzung des Signaldaches, bedingt die Zusatzaufwendungen der Lösung zur Pegelverschiebung einerseits sowie der Lösung zur Kompensation der Effekte des Abschlusswiderstandes und der Lösung zur Erzeugung einer adaptiven Schwelle andererseits. Werden nur die Signalflanken genutzt und nicht zusätzlich die Potentiale des eingeschwungenen Signaldaches, womit auf die Gleichstrominformation des Signals verzichtet wird, kann dieser Zusatzaufwand entfallen. Allerdings muss dann der logische Zustand zwischen den jeweiligen Flanken gespeichert werden. Es entsteht also ein kleiner Zusatzaufwand für die neue, in den bisher vorgestellten Ansätzen nicht benötigte Speicherfunktion. Die Basisfunktion der Signalflanken- ausfilterung leistet ein differenzierender Hochpass ent- sprechend der Darstellung in FIG 19. FIG 19 zeigt links ein Eingangssignal (AC-Signal) , in der Mitte ein Ersatzschaltbild für einen differenzierenden Hochpass und rechts das Ausgangs¬ signal eines solchen differenzierenden Hochpassfilters. Einen solchen Hochpass kennzeichnet die Zeitkonstante tHP. Diese ist so zu wählen, dass sie deutlich kleiner ist als eine Bitzeit der höchsten Kommunikationsfrequenz. Das Ausgangssignal des differenzierenden Hochpassfilters sinkt daher in jedem Fall auf den neutralen Ruhezustand OV ab: Aus dem Non- Return-To-Zero NRZ Eingangssignal wird ein Return-to-Zero RZ Ausgangssignal .
Die Zahl der Speicherbauteile, d. h. Schaltungen oder Techniken, die in der Lage sind, zwei stabile Zustände einzunehmen, ist groß. Hier findet die einfachste Methode Anwendung. Die Darstellung in FIG 20 zeigt links einen mitgekoppelten Verstärker, dessen Ausgang zwei Zustände, nämlich einerseits 0V als ersten Zustand und andererseits Betriebsspannung UV als zweiten Zustand, einnehmen kann. Die Auswahl des Zustandes erfolgt über die Polarität des an den Kondensator CHP angelegten Eingangsspannungsimpulses. Diese Schaltung würde die gewünschten Funktionen auch praktisch realisieren, wenn das Verstärkermodell eine innere Entscheidungsschwelle defi¬ nierte. Reale Bauteile mit innerer Schwelle und Verstärker- eigenschaft sind die Grundbausteine der Digitaltechnik, z. B. das NAND Gatter „00" oder der Inverter „04". Die Darstellung in FIG 20 zeigt rechts die Zusammenschaltung von je zwei derartigen Grundbausteinen zu einem nicht invertierenden Verstärker für ein bistabiles Speicherelement.
Diese drei bekannten Grundfunktionen, nämlich differenzierender Hochpass, Mitkoppelung als bistabiler Speicher und innere Schwelle bei digitalen Grundbausteinen, sind der Ausgangspunkt der in FIG 21 gezeigten Schaltung. Die dort dargestell- te Signalaufbereitungseinheit für einen Empfänger E (FIG 8) umfasst eingangsseitig einen differenzierenden Hochpassfilter und im Anschluss an den differenzierenden Hochpassfilter mit den beiden Invertern einen mitgekoppelten bistabilen Speicher als Flankenempfänger.
Der Widerstand RM schließt den Mitkoppelungskreis. Eine Di- mensionierung der Widerstände RH, RM derart, dass RH > RM ist, realisiert die Hysterese, d. h. den Abstand der Return- To-Zero Ruhepotentiale zur inneren Schwelle = 0 , 5*Betriebs- spannung UV. Ohne Berücksichtigung des Widerstandes RS ergibt sich
im Ausgangszustand UV am Punkt „A" eine Spannung von
UV*RH / (RH+RM) > (0,5*UV) und
im Ausgangszustand 0 am Punkt „A" eine Spannung von
UV*RM / (RH+RM) < (0,5*UV).
Die Hysterese der Return-To-Zero Ruhepotentiale zur inneren Schwelle ist symmetrisch UH = +-0 , 5*UV (RH-RM) / (RH+RM) .
Der Hochpasswiderstand RHP ist die Parallelschaltung der Widerstände RM, RH und RS. Für den Hochpass muss gelten
RHP*CHP = tHP << Bitzeit. Der Tiefpass aus CTP, RTP filtert Störfrequenzen oberhalb der Kommunikationsbandbreite aus. Da die innere Schwelle entgegen der oben gemachten vereinfachenden Annahme nicht bei 0,5*UV liegt, sondern designbedingt immer etwas darunter, ist zur Symmetrisierung der Hysteresespannung der Widerstand RS sinnvoll.
Die Darstellung in FIG 22 zeigt - von oben nach unten - die Eingangsspannung UAC(z. B. lVpp) , den Spannungsverlauf am Punkt A der in FIG 21 dargestellten Schaltung und die Ausgangsspannung UAC_normiert (z. B. 2,5Vpp), die normalerweise größer ist als die Eingangsspannung UAC . Die in Bezug auf den Spannungsverlauf am Punkt A der in FIG 21 dargestellten
Schaltung eingezeichnete horizontale Linie stellt den Wert der inneren Schwelle dar. Die innere Schwelle von digitalen Bausteinen ist für größere Eingangsspannungen ausreichend genau. Bei kleinen Eingangs¬ spannungen kann die Präzision der Schwelle durch Verwendung eines Komparators fast beliebig gesteigert werden. Dazu zeigt die Darstellung in FIG 23 eine entsprechende Schaltung. Der Symmetrisierungswiderstand RS (FIG 21) kann in diesem Fall entfallen, weil der Komparator die Gewährleistung einer präzisen Schwelle bewirkt.
Die Komparatorschaltung (FIG 23) kann durch Verzicht auf den aktiven Inverter weiter vereinfacht werden. Das Ergebnis zeigt die in FIG 24 dargestellte Schaltung. Auf der rechten Seite derselben Darstellung sind die Signalverläufe an den Komparatoreingängen gezeigt. Die Schwelle ist in dieser
Schaltung keine statische Größe mehr. Die Zeitkonstante der tiefpassgefilterten Schwellenspannung „B" muss mittels des Kondensators CTPS so eingestellt werden, dass die Schwellen¬ spannung am Ende der Bitzeit auf den Endwert eingeschwungen ist.
Eine nochmals weitere Ausführungsform des Übertragungssystems 10 (FIG 3) und der davon umfassten Einheiten, also Zentraleinheit 10 und/oder Feldgerät 14, zeichnet sich durch eine Kompensation der Auswirkungen einer RC-Serienschaltung zum Leitungsabschluss aus.
Auf Seiten der Zentraleinheit 12 ist dazu vorgesehen, dass anhand des Ausgangssignals TX des Kommunikationsbausteins UART eine Kompensationsspannung ermittelt wird, die der
Zweidrahtleitung 16 zusätzlich zu der durch die Gleichstromquelle UK erzeugten Busspannung UB aufgeprägt wird.
Zusätzlich oder alternativ ist auf Seiten des Feldgerätes 14 vorgesehen, dass anhand des dem Feldgerät 14 über die Zwei- drahtleitung 16 aufgrund der eingeprägten Busspannung UB zugeführten Stroms ein Kompensationsstrom zur zusätzlichen Ansteuerung der ersten Gleichstromsenke IK ermittelt wird. Dies wird im Folgenden mit weiteren Details näher erläutert: Die Skalierbarkeit auf große Entfernungen und/oder hohe
Datenraten wird in dem Übertragungssystem 10 (FIG 3) durch Verwendung eines Leitungsabschlusswiderstandes erreicht. Der Leitungsabschlusswiderstand ist die in FIG 3 für das Feld- gerät 14 mit der dortigen Bezeichnung FGN1 eingezeichnete RC- Serienschaltung, die über ein Schaltelement aktivierbar ist. Die Aktivierung erfolgt über die mit BT (Bus Terminator;
siehe oben die Erläuterung im Zusammenhang mit FIG 3) be- zeichnete Signalleitung.
Bei Empfangsmethoden, die vom Idle-Potential abhängen, hat der Leitungsabschluss durch eine RC-Serienschaltung äußerst ungünstige Folgen, da auf Grund des Gleichanteiles des uni- polaren NRZ-Kommunikationssignals der momentane Gleichanteil UDCBUS in hohem Maße schwankt und eine fehlerfreie Übertra¬ gung verhindert, sofern keine entsprechenden Gegenmaßnahmen ergriffen werden. Eine Schaltung nach dem in FIG 25 dargestellten Prinzip erlaubt eine detaillierte Analyse. Links ist ein verein¬ fachtes Ersatzschaltbild für die Zentraleinheit 12 (vgl.
FIG 3) und rechts ist ein vereinfachtes Ersatzschaltbild für das Feldgerät 14 (vgl. FIG 3) dargestellt. Zwischen beiden verläuft als Zweidrahtleitung die Leitung 16. Ein Wellenwiderstand der Leitung 16 wird hier und im Folgenden mit ZL bezeichnet. Die Darstellung des Feldgerätes 14 ist auf die Darstellung der RC-Serienschaltung als Leitungsabschlusswiderstand reduziert.
Die Eingangsspannung uE (t) ist die Differenz der konstanten Versorgungsspannung UK und der Kommunikationswechselspannung UT = uT (t) . Dazu kann auf die Darstellung im unteren Teil von FIG 4 verwiesen werden. An dem Tiefpasskondensator CA wird uE(t) mit der Zeitkonstanten tTP_Abschluss = (RE+RA) *CA gemittelt. Die Summe dieser gemittelten Spannung uCA und uRA(t) ist uA(t) . Diese setzt sich zusammen aus
der Versorgungsspannung UK
dem Signalpegel kA*uTpp mit der Form eines Rechtecksignals, wie es sich z. B. am Ausgang der Pegelverschiebung PV
(FIG 14) ergibt, und
dem Abschlusswiderstandsstörspannungsanteil (1-kA) *uT Mittel . Der Dämpfungsfaktor kA = RA/ (RE+RA) beschreibt den die Spannung dämpfenden Effekt von Quell- und Abschlusswiderstand.
Für eine Leitung 16 mit einem Wellenwiderstand ZL von 100 Ohm würde Reflektionsfreiheit erreicht werden mit einer Dimensio¬ nierung der Widerstände RE, RA mit ebenfalls 100 Ohm und daraus kA = 0,5. Das ergäbe einen Signalpegel von 0,5*uTpp. Mit CA = luF (Profibus PA-Wert) ergäbe sich die Mittelungs¬ zeitkonstante tTP_Abschluss = 200us. In Bezug auf Daten- signale mit einer Bitzeit << tTP_Abschluss wäre die Ab- schlusswiderstandsstörspannung 0 , 5*uT_Mittel eine schwankende DC-Spannung. Diese veränderte sich entsprechend des momenta¬ nen Datenworttastverhältnisses gemäß der Darstellung in FIG 9 zwischen uT_Mittel = {1/11, 2/11, 10/ll}*uTpp. Eine Störschwankungsbreite von 0, 5*9/ll*uTpp bei einem Signalpegel von 0,5*uTpp macht bei einer festen Entscheidungsschwelle einen Empfang unmöglich.
Bisherige Lösungen vermeiden den Abschlusswiderstandsstör- spannungsanteil ( 1-kA) *uT_Mittel durch Kodierung der Daten zu einem Signal mit dem Mittelwert 0.
Die hier beschriebene Ausführungsform des Übertragungssystems kompensiert die bei unipolaren Signalen unvermeidliche Ab- schlusswiderstandsstörspannung ( 1-kA) *uT_Mittel durch eine inverse Maßnahme in der Zentraleinheit 12 oder im Feldgerät 14. Wird z. B. die Spannung uT (t) moduliert oder UK analog modulierbar gestaltet, kann die Versorgungsspannung erweitert werden zur Summe aus UK und der Kompensationsspannung
u_komp(t) = ( l-kA_komp) *uT_Mittel_komp . Theoretisch ohne Berücksichtigung von Hardwaretoleranzen ist dann
uA (t) = UK - kA*uT (t)
frei von einer Abschlusswiderstandsstörspannung . Die Darstellung in FIG 26 zeigt den Ansatz und illustriert das resultierende Verfahren für den einfachsten Fall nur eines Kommunikationsstranges und nur die Kompensation der von der Zentraleinheit 12 übermittelten Sendedaten. Zur Erzeugung der Kompensationsspannung u_komp wird die sich aufgrund des Aus- gangssignals des Kommunikationsbausteins UART (TX) ergebende Spannung uT (t) über einen Tiefpass TP und ein Dämpfungsglied DP geführt und sodann zur zusätzlichen Ansteuerung der Stromquelle verwendet.
Im allgemeinen Fall, also einem Übertragungssystem 10 mit mehreren Strängen, wie in FIG 3 gezeigt, sind Konfigurationen möglich mit sowohl mittels einem Abschlusswiderstand ZA ab¬ geschlossenen als auch offenen Strängen. Da die Kompensation für das gesamte Übertragungssystem 10 wirksam ist, käme es an Strängen ohne Abschlusswiderstand ZA zu Signalpegelschwankungen, die durch die Kompensation des Konstantstromes IK eines Feldgerätes 14 an diesem Strang verhindert werden. Das ent¬ fernteste Feldgerät 14 jedes Stranges beinhaltet also ent- weder den Abschlusswiderstand ZA oder die Erweiterung des
Konstantstromes IK um einen zusätzlichen Kompensationsstrom ikomp. Dies zeigt die Darstellung in FIG 27. Da zur Gewinnung der Kompensation alle empfangenen Signaländerungen herangezogen werden, ist sowohl die Kompensation der Sende- als auch der Empfang-Bursts auf allen Strängen möglich.

Claims

Patentansprüche
1. Übertragungssystem mit zumindest einer Zentraleinheit (12) und zumindest einem Feldgerät (14),
wobei eine Verbindung zur Energieversorgung des Feldgerätes (14) und eine kommunikative Verbindung vom und zum Feldgerät (14) gleichzeitig über eine Zweidrahtleitung (16) besteht,
gekennzeichnet durch
zumindest von der Zentraleinheit (12) oder von der
Zentraleinheit (12) und dem mindestens einen Feldgerät (14) umfasste Mittel zur direkten Überlagerung eines Ausgangs¬ signals (TX) eines Kommunikationsbausteins (UART) und einer der Zweidrahtleitung (16) eingeprägten Busspannung sowie
einen zumindest von der Zentraleinheit (12) oder von der
Zentraleinheit (12) und dem mindestens einen Feldgerät (14) umfassten Empfänger (E) mit einer Entscheidungseinheit (EE) , wobei die Entscheidungseinheit (EE) dem Kommunikations¬ baustein (UART) vorgeschaltet ist und aus einem zugeführten Signal anhand einer in der Entscheidungseinheit (EE) imple¬ mentierten Entscheidungslogik und anhand einer vorgegebenen oder vorgebbaren Entscheidungsschwelle (EV) das zugeführte Signal (S) in ein Binärsignal (BS) umwandelt.
2. Übertragungssystem nach Anspruch 1, mit einer der Entscheidungseinheit (EE) im Empfänger (E) vorgeschalteten Signalaufbereitungseinheit (AB) , wobei die Signalaufberei¬ tungseinheit (AB) eine Aufbereitung des der Entscheidungs¬ einheit (EE) zugeführten Signals (S) bewirkt.
3. Übertragungssystem nach Anspruch 2, wobei die Signalaufbereitungseinheit (AB) eine Schaltung mit folgenden Ele¬ menten umfasst:
jeweils einen ersten und einen zweiten Eingangs- und Ausgangskontakt;
einen eingangsseitigen Spannungsteiler (R1E, R2E) , dessen Mittelabgriff einem Operationsverstärker an einem ersten Eingang zugeführt wird; einen zweiten Spannungsteiler zur Vorgabe eines Maximalwerts für ein Ausgangssignal der Schaltung, dessen Mittel¬ abgriff dem Operationsverstärker an einem zweiten Eingang zugeführt wird;
eine an den ersten Eingangskontakt angeschlossene RC-
Reihenschaltung, wobei ein Mittelabgriff der RC-Reihenschaltung und damit ein erster Kontakt des Widerstands der RC-Reihenschaltung als erster Ausgangskontakt fungiert und ein zweiter Kontakt des Widerstands der RC-Reihenschaltung mit einem Ausgang des Operationsverstärkers verbunden ist; wobei ein Kondensator mit dem Ausgang des Operationsverstärkers und dem zweiten Ausgangskontakt verbunden ist.
4. Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, mit Mitteln zur Bestimmung der Entscheidungsschwelle (EV) anhand einer Spannung über der Zweidrahtleitung (16), insbesondere während einer Ruhephase oder mit einem Spitzen- wertgleichrichter während einer Datenübertragung.
5. Übertragungssystem nach Anspruch 3 und Anspruch 4, wobei die Schaltung Teil eines Regelkreises ist,
wobei eine Regelabweichung der Schaltung als Vorgabe eines Maximalwerts für ein Ausgangssignal der Schaltung zu¬ geführt wird,
wobei das Ausgangssignal der Schaltung als Regelgröße über eine Spitzenwerterfassung auf eine Summationsstelle zurückgeführt wird,
wobei an der Summationsstelle eine Differenz aus der Regelgröße und einer Führungsgröße gebildet wird und
wobei ein Ergebnis der Differenzbildung an der Summationsstelle die Regelabweichung darstellt und der Schaltung, insbesondere über einen Integrierer, zugeführt wird.
6. Übertragungssystems nach Anspruch 3 oder Anspruch 5, wobei die Signalaufbereitungseinheit (AB) einen Hochpass¬ filter und eine bipolare Signalbegrenzerschaltung mit zwei antiparallel geschalteten Dioden umfasst.
7. Übertragungssystem nach Anspruch 6, wobei die Signalaufbereitungseinheit (AB) am Ausgang der bipolaren Signal¬ begrenzerschaltung einen ersten und zweiten Komparator (Kl, K2) umfasst, wobei dem ersten Komparator (Kl) eine Schwellen- Spannung (UTh) zuführbar ist, wobei ein Ausgang des ersten Komparators (Kl) über eine monostabile Kippstufe auf ein Schaltelement (S) wirkt, wobei bei geschlossenem Schalter (S) die Schwellenspannung (UTh) auch dem zweiten Komparator (K2) zugeführt wird und ein Ausgang des zweiten Komparators (K2) den Ausgang der Signalaufbereitungseinheit (AB) darstellt.
8. Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 5, 6 oder 7, wobei die Signalaufbereitungseinheit (AB) eingangsseitig einen differenzierenden Hochpassfilter und im Anschluss an den differenzierenden Hochpassfilter einen mitgekoppelten bistabilen Speicher als Flankenempfänger aufweist.
9. Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 8, mit einer von der Zentraleinheit (12) umfassten Gleichstrom- quelle (UK, UT) , entweder in Form zweier unabhängiger Gleichstromquellen - erste und zweite Gleichstromquelle (UK, UT) - oder in Form einer gesteuerten Gleichstromquelle, und
einer von dem Feldgerät (14) umfassten ersten und zweiten Gleichstromsenke (IK, IT),
als Mittel zur direkten Überlagerung des Ausgangssignals
(TX) des Kommunikationsbausteins (UART) und der der Zwei¬ drahtleitung (16) eingeprägten Busspannung, wobei die Busspannung der Zweidrahtleitung (16) durch die Gleichstromquelle (UK) einprägbar ist und
wobei die Zweidrahtleitung (16) an die Gleichstromquelle
(UK, UT) der Zentraleinheit (12) und an die erste und zweite Gleichstromsenke (IK, IT) des Feldgerätes (14) angeschlossen ist .
10. Verfahren zum Betrieb eines Übertragungssystems nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei auf Seiten der Zentral¬ einheit (12) anhand des Ausgangssignals (TX) des Kommunika¬ tionsbausteins (UART) eine Kompensationsspannung ermittelt wird, die der Zweidrahtleitung (16) zusätzlich zu der durch die Gleichstromquelle (UK) erzeugten Busspannung aufgeprägt wird .
11. Verfahren zum Betrieb eines Übertragungssystems nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei auf Seiten des Feldgerätes (14) anhand des dem Feldgerät (14) über die Zweidrahtleitung (16) aufgrund der eingeprägten Busspannung zugeführten Stroms ein Kompensationsstrom zur zusätzlichen Ansteuerung der ers- ten Gleichstromsenke (IK) ermittelt wird.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113422599A (zh) * 2021-06-25 2021-09-21 厦门科灿信息技术有限公司 Rs485自动收发控制装置及通信设备

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4663499A (en) * 1983-08-19 1987-05-05 La Detection Electronique Francaise-Protecbat Method for transmitting messages between a central station and several distant stations
DE68916190T2 (de) * 1988-11-04 1994-10-27 Merlin Gerin Automat zur technischen Verwaltung eines Gebäudes unter Verwendung einer Zweidrahtleitung zur Übertragung von Daten und Energie.
WO1996004735A1 (de) * 1994-08-04 1996-02-15 Siemens Aktiengesellschaft Busteilnehmer
DE69231199T2 (de) * 1991-05-30 2000-11-23 Fuji Electric Co Ltd Verfahren und Vorrichtung zum Senden von Signalen auf einer Übertragungsleitung
DE10034087A1 (de) * 2000-07-13 2002-01-24 Schrom Harald Feldbussystem mit minimierter Hardwarearchitektur

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4663499A (en) * 1983-08-19 1987-05-05 La Detection Electronique Francaise-Protecbat Method for transmitting messages between a central station and several distant stations
DE68916190T2 (de) * 1988-11-04 1994-10-27 Merlin Gerin Automat zur technischen Verwaltung eines Gebäudes unter Verwendung einer Zweidrahtleitung zur Übertragung von Daten und Energie.
DE69231199T2 (de) * 1991-05-30 2000-11-23 Fuji Electric Co Ltd Verfahren und Vorrichtung zum Senden von Signalen auf einer Übertragungsleitung
WO1996004735A1 (de) * 1994-08-04 1996-02-15 Siemens Aktiengesellschaft Busteilnehmer
DE10034087A1 (de) * 2000-07-13 2002-01-24 Schrom Harald Feldbussystem mit minimierter Hardwarearchitektur

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113422599A (zh) * 2021-06-25 2021-09-21 厦门科灿信息技术有限公司 Rs485自动收发控制装置及通信设备

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