WO2012014973A1 - 通信装置及び通信方法 - Google Patents

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WO2012014973A1
WO2012014973A1 PCT/JP2011/067249 JP2011067249W WO2012014973A1 WO 2012014973 A1 WO2012014973 A1 WO 2012014973A1 JP 2011067249 W JP2011067249 W JP 2011067249W WO 2012014973 A1 WO2012014973 A1 WO 2012014973A1
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WO
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reception
reception weight
degree
subcarriers
array antenna
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PCT/JP2011/067249
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咲子 中村
岩見　昌志
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京セラ株式会社
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    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver

Definitions

  • the present invention relates to a communication technique using an array antenna.
  • Patent Document 1 discloses a communication apparatus that performs communication using an adaptive array antenna system.
  • a reception weight for controlling the directivity of reception of an array antenna is calculated using a sequential estimation algorithm such as an LMS (Least-Mean-Square) algorithm or an RLS (Recursive-Least-Squares) algorithm.
  • LMS Least-Mean-Square
  • RLS Recursive-Least-Squares
  • a parameter used when updating the reception weight which indicates the degree of taking over the previous reception weight, in other words, a parameter indicating the ratio of referring to the previous reception weight is provided.
  • This parameter is known as the “update step size” in the LMS algorithm and as the “forgetting factor” in the RLS algorithm.
  • this parameter is referred to as “takeover parameter”.
  • the estimation accuracy of the received weight deteriorates.
  • the value of the takeover parameter is large, a large number of previous reception weights including errors are taken over when the reception weight is updated. As a result, the time until the reception weight converges may be very long.
  • the present invention has been made in view of the above points, and provides a technique capable of reducing the time until the reception weight for controlling the reception directivity of the array antenna converges. With the goal.
  • a communication apparatus receives an array antenna including a plurality of antennas for receiving a radio signal on which a plurality of subcarriers orthogonal to each other are superimposed, and a plurality of known subcarriers each included in the radio signal
  • a reception weight calculation unit for calculating a reception weight for controlling reception directivity of the array antenna, which is commonly applied to the plurality of subcarriers using a signal, using a sequential estimation algorithm; and the radio signal
  • a variation degree acquisition unit that obtains a degree of variation in received power among a plurality of subcarriers included in the subcarrier, and a ratio that the reception weight calculation unit refers to the previous reception weight when the reception weight is updated.
  • a determining unit that determines based on the degree.
  • a communication method is a communication method for performing communication using an array antenna including a plurality of antennas, wherein (a) a radio signal on which a plurality of subcarriers orthogonal to each other are superimposed is transmitted to the array antenna. Using the plurality of known signals included in each of the plurality of subcarriers included in the radio signal received in the step (a), and commonly applying to the plurality of subcarriers. A step of calculating a reception weight for controlling the directivity of reception of the array antenna using a successive estimation algorithm; and (c) a variation in received power among a plurality of subcarriers included in the radio signal. A step of obtaining the degree; and (d) obtaining a ratio of referring to the previous reception weight when the reception weight is updated in the step (b) in the step (c). The and a step of determining based on the degree of the change.
  • the time until the reception weight for controlling the directivity of reception of the array antenna converges can be reduced.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a communication apparatus 100 according to the present embodiment.
  • the communication apparatus 100 according to the present embodiment is, for example, a base station compliant with the next-generation PHS, and a plurality of communication partner apparatuses (communication terminals) in a TDMA / TDD (Time Division Multiple Access / Time Division Duplexing) scheme. Communicate.
  • the communication apparatus 100 employs an OFDMA (Orthogonal Frequency Division Multiple Access) method as a multiple access method.
  • OFDMA Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • an OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • the communication device 100 can simultaneously communicate with a plurality of communication partner devices by individually allocating two-dimensionally specified radio resources including a time axis and a frequency axis to each of the plurality of communication partner devices. It has become.
  • Communication apparatus 100 has an array antenna as a transmission / reception antenna, and can direct the directivity of the array antenna toward a desired wave by using an adaptive array antenna system.
  • the communication device 100 includes a wireless communication unit 1, a plurality of D / A conversion units 2, a plurality of A / D conversion units 3, and a control unit 4. I have.
  • the control unit 4 includes, for example, a CPU and a memory, and controls the operation of the communication apparatus 100 in an integrated manner.
  • the control unit 4 generates a baseband OFDM signal for transmission and outputs it to a plurality of D / A conversion units 2.
  • the control unit 4 acquires bit data generated by the communication partner device, which is included in the OFDM signals output from the plurality of A / D conversion units 3.
  • the wireless communication unit 1 includes an array antenna 10 including a plurality of antennas 10a, a plurality of transmission units 11, and a plurality of reception units 12.
  • Each antenna 10a receives an OFDM signal transmitted from a communication partner apparatus.
  • the OFDM signals received by the plurality of antennas 10a are input to the plurality of receiving units 12, respectively.
  • the OFDM signals output from the plurality of transmission units 11 are respectively input to the plurality of antennas 10a. Thereby, an OFDM signal is wirelessly transmitted from each antenna 10a.
  • Each D / A conversion unit 2 converts the digital OFDM signal input from the control unit 4 into an analog OFDM signal and outputs it.
  • OFDM signals output from the plurality of D / A conversion units 2 are respectively input to the plurality of transmission units 11.
  • Each transmission unit 11 converts the input baseband OFDM signal into an OFDM signal in the carrier band and outputs it.
  • Each receiving unit 12 converts the input OFDM signal in the carrier band into a baseband OFDM signal and outputs it.
  • the plurality of A / D converters 3 are respectively input with the analog OFDM signals output from the plurality of receivers 12.
  • Each A / D converter 3 converts the input analog OFDM signal into a digital OFDM signal and outputs it.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the control unit 4.
  • the control unit 4 includes a plurality of IDFT units 40, a transmission weight processing unit 41, and a transmission signal generation unit 42.
  • the control unit 4 further includes a plurality of DFT units 50, a reception weight processing unit 51, a reception data acquisition unit 52, a variation degree acquisition unit 53, and a parameter determination unit 54.
  • the OFDM signals output from the plurality of A / D conversion units 3 are input to the plurality of DFT units 50, respectively.
  • Each DFT unit 50 performs a discrete Fourier transform (DFT) on the input OFDM signal.
  • DFT discrete Fourier transform
  • the complex symbols obtained by the DFT unit 50 are referred to as “received symbols”.
  • a plurality of complex symbols obtained by the DFT unit 50 is referred to as a “reception symbol sequence”.
  • the reception symbol sequence obtained by each DFT unit 50 is input to the reception weight processing unit 51.
  • the reception weight processing unit 51 calculates a reception weight to be applied to a reception signal at each antenna 10a, that is, a reception symbol sequence output from each DFT unit 50, using, for example, MMSE (least square error method).
  • the reception weight can be calculated based on a known complex symbol (a training signal described later) that modulates a subcarrier included in an OFDM signal transmitted from a communication partner apparatus (communication terminal).
  • the reception weight processing unit 51 multiplies each of a plurality of complex symbols constituting the reception symbol sequence by a corresponding reception weight (complex multiplication) for each of the plurality of input reception symbol sequences. Then, reception weight processing section 51 adds a plurality of complex symbols after reception weight multiplication for the same subcarrier included in the plurality of reception symbol sequences.
  • the directivity of the array antenna 10 is directed to one subcarrier (desired wave) from a specific communication partner apparatus, and a desired symbol for the one subcarrier can be acquired. That is, interference components are removed from a new complex symbol obtained by adding a plurality of complex symbols after reception weight multiplication for the same subcarrier included in a plurality of demodulated symbol sequences, and the new complex symbol is removed. A symbol is acquired as a desired symbol.
  • the reception weight processing unit 51 acquires and outputs a desired symbol for each of a plurality of subcarriers constituting the OFDM signal.
  • the reception data acquisition unit 52 converts the desired symbols for a plurality of subcarriers constituting the OFDM signal output from the reception weight processing unit 51 into bit data. Thereby, the reception data acquisition unit 52 acquires bit data included in the OFDM signal transmitted from the communication partner apparatus.
  • the fluctuation degree obtaining unit 53 obtains the degree of fluctuation in received power among a plurality of subcarriers included in the OFDM signal received by the array antenna 10.
  • the parameter determination unit 54 uses the sequential processing used when the reception weight processing unit 51 calculates the reception weight based on the degree of fluctuation of the reception power among the plurality of subcarriers obtained by the fluctuation degree acquisition unit 53. Determine the value of the takeover parameter in the estimation algorithm. That is, the parameter determination unit 54 determines the degree of taking over the previous reception weight when updating the reception weight, based on the degree of variation in the reception power among the plurality of subcarriers. Then, the parameter determination unit 54 outputs a parameter notification signal NS for notifying the determined takeover parameter value to the reception weight processing unit 51.
  • the operations of the degree-of-variation acquisition unit 53 and the parameter determination unit 54 will be described in detail later.
  • the transmission signal generation unit 42 generates transmission data to be transmitted to the communication partner apparatus. Then, the transmission signal generation unit 42 generates a plurality of complex symbols corresponding to the generated transmission data and inputs them to the transmission weight processing unit 41.
  • the complex symbols generated by the transmission signal generation unit 42 are referred to as “transmission symbols”.
  • a plurality of complex symbols generated by the transmission signal generation unit 42 is referred to as a “transmission symbol string”.
  • the transmission weight processing unit 41 prepares the input transmission symbol sequence for the number of antennas 10a.
  • the plurality of transmission symbol sequences are transmitted from the plurality of antennas 10a, respectively.
  • the transmission weight processing unit 41 calculates a transmission weight to be applied to each transmission symbol string, in other words, a transmission weight to be applied to a transmission signal from each antenna 10a.
  • the transmission weight can be calculated based on the reception weight calculated by the reception weight processing unit 51.
  • the transmission weight processing unit 41 multiplies each of a plurality of input transmission symbol sequences by a corresponding transmission weight for each of the plurality of transmission symbols constituting the transmission symbol sequence. Thereafter, transmission weight processing section 41 inputs a plurality of transmission symbol sequences after transmission weight multiplication to a plurality of IDFT sections 40, respectively.
  • Each IDFT unit 40 performs an inverse discrete Fourier transform (IDFT: Inverse DFT) on the input transmission symbol string.
  • IDFT inverse discrete Fourier transform
  • the IDFT unit 40 obtains a baseband OFDM signal in which a plurality of subcarriers modulated by a plurality of transmission symbols constituting a transmission symbol sequence are combined.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of the reception weight processing unit 51.
  • the reception weight processing unit 51 includes a plurality of complex multiplication units 510, an addition unit 512, and a weight calculation unit 513.
  • the weight calculation unit 513 includes a weight update unit 513a that updates a plurality of reception weights RW, and an error signal generation unit 513b.
  • the reception symbols RS for the same subcarrier acquired by the plurality of DFT units 50 are input to the plurality of complex multiplication units 510, respectively. Further, the plurality of reception weights RW output from the weight calculation unit 513 are input to the plurality of complex multiplication units 510, respectively.
  • Each complex multiplication section 510 performs complex multiplication on the input reception symbol RS by the input reception weight RW, and outputs the reception symbol RS multiplied by the reception weight RW.
  • Adder 512 adds received symbols RS multiplied by reception weight RW output from a plurality of complex multipliers 510, and outputs a new received symbol obtained as a demodulated symbol DS.
  • the error signal generation unit 513b calculates an error with respect to the reference signal REF for the known demodulated symbol DS obtained by the addition unit 512, and generates and outputs an error signal ES indicating the error.
  • the reference signal REF is an ideal signal for the known demodulated symbol DS obtained by the adder 512.
  • the weight updating unit 513a uses a sequential estimation algorithm to update the plurality of reception weights RW so that the error signal ES becomes small. At this time, the weight update unit 513a uses the value indicated by the parameter notification signal NS output from the parameter determination unit 54 as the value of the takeover parameter. That is, the weight update unit 513a uses the value determined by the parameter determination unit 54 based on the degree of variation in received power among a plurality of subcarriers as the takeover parameter value. Weight update section 513a according to the present embodiment updates reception weight RW using, for example, an RLS algorithm.
  • the weight update unit 513a ends the update of the plurality of reception weights RW.
  • the adder 512 outputs the demodulated symbol DS from which the interference component is removed, that is, the desired symbol. In this way, the reception weight processing unit 51 outputs a desired symbol for each subcarrier.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration of a TDMA / TDD frame 200 used in the communication apparatus 100.
  • the TDMA / TDD frame 200 is specified on the time-frequency plane in which the horizontal axis and the vertical axis indicate time and frequency, respectively.
  • One TDMA / TDD frame 200 includes a transmission frame 200 s for transmitting a signal from the communication apparatus 100 to the communication partner apparatus, and a reception frame 200 r for the communication apparatus 100 to receive a signal from the communication partner apparatus. ing.
  • Each of the transmission frame 200s and the reception frame 200r includes four slots SL in the time direction and first subchannel SCH1 to i-th subchannel SCHi (i ⁇ 2) in the frequency direction.
  • i 9
  • each of the transmission frame 200s and the reception frame 200r includes the first subchannel SCH1 to the ninth subchannel SCH9 in the frequency direction.
  • each may be simply referred to as “subchannel SCH”.
  • the time width of one slot SL is set to 625 ⁇ s. Therefore, the time length of each of the transmission frame 200s and the reception frame 200r is 2.5 ms, and the time length of one TDMA / TDD frame 200 is 5 ms. Further, the bandwidth of one subchannel SCH is 900 kHz, and one subchannel SCH is composed of 24 subcarriers.
  • One slot SL and one subchannel SCH constitute a PRU (Physical Resource Unit) 300 that is a unit radio resource.
  • Each of the transmission frame 200s and the reception frame 200r includes 32 PRUs 300.
  • Communication between the communication apparatus 100 and the communication partner apparatus is performed in units of PRU300.
  • radio resources are assigned to the communication partner device in units of PRU300.
  • the control unit 4 assigns radio resources to the communication partner device.
  • the control unit 4 does not overlap at least one PRU 300 among the 36 PRUs 300 for each of the plurality of communication partner devices between the plurality of communication partner devices. Assign as follows.
  • the control unit 4 assigns a PRU 300 to each communication counterpart device, the communication device 100 communicates with each communication counterpart device using the assigned PRU 300.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of the PRU 300.
  • the horizontal direction and the vertical direction indicate time and frequency, respectively.
  • S1 to S19 in FIG. 5 indicate OFDM symbol numbers
  • F1 to F24 in FIG. 5 indicate subcarrier frequency numbers. The frequency increases in the order of F1 to F24.
  • the PRU 300 includes, for example, a plurality of data symbols 301, a plurality of training symbols 302, a plurality of pilot symbols 303, and a plurality of null symbols 304.
  • the PRU 300 is provided with a first guard time GT1 at the beginning and a second guard time GT2 at the end in the time axis direction.
  • each of the subcarriers of the frequencies F2 to F12 and F14 to F24 included in the OFDM symbol S1 is the training symbol 302, and is included in each of the OFDM symbols S5, S9, S13, and S17.
  • Each of subcarriers of frequencies F3, F7, F11, F15, F19, and F23 is a pilot symbol 303.
  • the subcarrier of frequency F1 is a guard carrier
  • the subcarrier of frequency F13 is a DC carrier.
  • Each of the guard carrier and the DC carrier of the OFDM symbols S1 to S19 is a null symbol 304.
  • the subcarrier related to the training symbol 302 is modulated with a known complex symbol. That is, the training symbol 302 includes a known complex symbol.
  • the communication apparatus 100 calculates a reception weight RW using the known complex symbol transmitted from the communication partner apparatus.
  • a known complex symbol included in the training symbol 302 is referred to as a “training signal”.
  • one PRU 300 includes 11 training symbols 302 related to subcarriers of frequencies F2 to F12 and 11 training symbols 302 related to subcarriers of frequencies F14 to F24.
  • Communication apparatus 100 includes, for each of first subchannel SCH1 to ninth subchannel SCH9 in first slot SL of received frame 200r, subcarriers of frequencies F2 to F12 of the subchannel SCH include 11 Using each training signal, a reception weight RW commonly applied to the subcarriers of the frequencies F2 to F12 of the subchannel SCH is calculated for each antenna 10a.
  • the communication apparatus 100 includes, for each of the first subchannel SCH1 to the ninth subchannel SCH9 in the first slot SL of the reception frame 200r, eleven trainings included in the subcarriers of the frequencies F14 to F24 of the subchannel SCH.
  • a reception weight RW commonly applied to the subcarriers of the frequencies F14 to F24 of the subchannel SCH is calculated for each antenna 10a.
  • a reception weight vector (hereinafter referred to as “upper side reception weight”) composed of a plurality of reception weights RW applied to subcarriers of frequencies F2 to F12.
  • a reception weight vector (hereinafter referred to as “lower reception weight vector”) composed of a plurality of reception weights RW applied to subcarriers of frequencies F14 to F24.
  • the 11 training signals used when calculating one received weight vector are referred to as the first to eleventh training signals in order from the one having the lowest subcarrier frequency including the training signal. Therefore, for example, each of the training signal included in the subcarrier of frequency F2 and the training signal included in the subcarrier of frequency F14 is the first training signal. Also, 11 subcarriers each including 11 training signals used when calculating one reception weight vector are referred to as first to eleventh subcarriers in order from the lowest frequency.
  • the communication apparatus 100 updates the reception weight RW applied to each antenna 10a once using one training signal received by each antenna 10a. Therefore, in this embodiment, when the reception weight vector is updated 11 times, the update of the reception weight vector is completed.
  • FIG. 6 is a flowchart showing the operation of the communication apparatus 100 when updating the reception weight vector (upper side reception weight vector or lower side reception weight vector) applied to the n-th subchannel SCHn (1 ⁇ n ⁇ 9). is there.
  • the operation of the communication apparatus 100 when updating the higher-order reception weight vector and the lower-order reception weight vector applied to the n-th subchannel SCHn is the same.
  • the process shown in FIG. 6 is performed for each of first subchannel SCH1 to ninth subchannel SCH9.
  • the variation degree acquisition unit 53 is based on the first to eleventh training signals acquired by each DFT unit 50.
  • the reception power of the first to eleventh subcarriers (subcarriers of frequencies F2 to F12 or subcarriers of frequencies F14 to F24) including the first to eleventh training signals is calculated.
  • the degree-of-variation acquisition unit 53 calculates an average value of the magnitudes of the m-th training signal (1 ⁇ m ⁇ 11) acquired by the plurality of DFT units 50. Then, the degree-of-variation acquisition unit 53 sets the obtained average value as the received power of the m-th subcarrier including the m-th training signal.
  • the minimum value of the size of the m-th training signal acquired by the plurality of DFT units 50 may be the received power of the m-th subcarrier.
  • the fluctuation degree acquisition unit 53 obtains the fluctuation degree of the received power between the first to eleventh subcarriers (hereinafter simply referred to as “fluctuation degree”).
  • the variation degree acquisition unit 53 obtains a standard deviation for the received power of the first to eleventh subcarriers, and uses this standard deviation as the variation degree. Note that, in the received power of the first to eleventh subcarriers, the difference between the minimum value and the maximum value may be obtained, and this may be used as the variation degree.
  • the parameter determination unit 54 based on the variation degree obtained by the variation degree acquisition unit 53, takes over parameters (in this example, the RLS algorithm) used by the weight update unit 513a.
  • the value of the forgetting factor is determined.
  • the parameter determination unit 54 stores a plurality of candidate values for the takeover parameter, and determines the value of the takeover parameter used by the weight update unit 513a from the plurality of candidate values. A value of 1 or less is set in the takeover parameter, and the larger the value, the greater the degree of taking over the previous receive weight vector when updating the receive weight vector.
  • three candidate values “0.980”, “0.833”, and “0.666” are stored in the parameter determination unit 54.
  • the parameter determination unit 54 sets the value of the takeover parameter to “0.980” when the variation degree (standard deviation) acquired by the variation degree acquisition unit 53 is equal to or less than the first threshold value TH1.
  • the parameter determination unit 54 takes over when the variation degree (standard deviation) acquired by the variation degree acquisition unit 53 is greater than the first threshold value TH1 and less than or equal to the second threshold value TH2 (> TH1).
  • the parameter value is “0.833”.
  • the parameter determination unit 54 sets the value of the takeover parameter to “0.666” when the variation degree (standard deviation) acquired by the variation degree acquisition unit 53 is larger than the second threshold value TH2. .
  • the parameter determination unit 54 determines the value of the takeover parameter, the parameter determination unit 54 outputs a parameter notification signal NS for notifying the value to the reception weight processing unit 51.
  • the parameter determining unit 54 updates the reception weight vector by decreasing the value of the takeover parameter as the degree of variation in the reception power among the plurality of subcarriers is larger.
  • the degree to which the previous received weight vector is taken over (the ratio to be referred to) is reduced.
  • the degree of variation in received power among a plurality of subcarriers increases. Therefore, as multipath fading increases, the received weight vector is updated.
  • the weight updating unit 513a sets initial values for the plurality of reception weights RW input to the plurality of complex multiplication units 510, respectively.
  • step s5 the reception weight processing unit 51 updates the reception weight vector once using one of the first to eleventh training signals acquired by each DFT unit 50.
  • the training signal used in step s5 is referred to as a “use target training signal”.
  • step s5 the use target training signals acquired by the plurality of DFT units 50 are input to the plurality of complex multiplication units 510, respectively.
  • the plurality of reception weights RW in the current state (before update) are input to the plurality of complex multiplication units 510, respectively. Therefore, the addition unit 512 outputs a demodulated symbol DS obtained by adding a plurality of training signals to be used, each multiplied by a plurality of current reception weights RW.
  • this demodulation symbol DS is referred to as a “demodulation use target training signal”.
  • the error signal generation unit 513b obtains an error with respect to the reference signal REF indicating the ideal signal of the demodulation usage target training signal for the demodulation usage target training signal obtained by the addition unit 512, and an error signal ES indicating the error. Is generated.
  • the weight updating unit 513a updates the plurality of reception weights RW once using the error signal ES and the use target training signals from the plurality of DFT units 50. At this time, the weight update unit 513a uses the value indicated by the parameter notification signal NS from the parameter determination unit 54 as the value of the takeover parameter.
  • the reception weight processing unit 51 determines whether or not the reception weight vector has been updated a predetermined number of times, specifically 11 times. In other words, the reception weight processing unit 51 determines whether all of the first to eleventh training signals have been set as use target training signals. If the reception weight processing unit 51 determines that the reception weight vector has not been updated a predetermined number of times, it executes step s5 again. In step s5, among the first to eleventh training signals, a training signal different from the use target training signal in the previous step s5 is used as the use target training signal.
  • the reception weight processing unit 51 determines in step s6 that the reception weight vector has been updated a predetermined number of times, the weight update unit 513a ends the update of the reception weight vector. Thereafter, the reception weight processing unit 51 uses the received weight vector after the update, and the reception weight processing unit 51 outputs the desired symbol.
  • the value of the takeover parameter is based on the degree of variation in received power among a plurality of subcarriers included in the OFDM signal received by array antenna 10. Is determined. That is, in communication apparatus 100 according to the present embodiment, when the received weight vector is updated based on the degree of variation in received power among a plurality of subcarriers included in the OFDM signal received by array antenna 10. The ratio of referring to the previous reception weight vector is determined. Thereby, the time until the reception weight vector converges can be reduced. This will be described in detail below.
  • FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the number of updates of the received weight vector and the magnitude of the error signal ES.
  • the horizontal axis in FIG. 7 indicates the number of times the received weight vector is updated.
  • the vertical axis in FIG. 7 indicates the magnitude of the error signal ES when the received weight vector is updated by the number of times on the corresponding horizontal axis as “error power”.
  • graphs 600 and 601 are graphs when the value of the takeover parameter is set to “0.980”.
  • a graph 700 is a graph when the value of the takeover parameter is set to “0.833”.
  • a graph 800 is a graph when the value of the takeover parameter is set to “0.666”.
  • a graph 600 is a graph when multipath fading does not appear in the received signal at the array antenna 10.
  • Graphs 601, 700, and 800 are graphs when large multipath fading appears in the received signal at the array antenna 10.
  • the value of the takeover parameter is increased as shown in the graph 600, and the previous received weight vector is set when the received weight vector is updated. If many of them are taken over, the time until the reception weight vector converges can be shortened.
  • the degree of variation in the received power among the plurality of subcarriers included in the OFDM signal received by the array antenna 10 increases. Therefore, the greater the degree of variation in received power among a plurality of subcarriers, the smaller the value of the takeover parameter, so that the reception weight can be reduced regardless of the magnitude of multipath fading appearing in the received signal at the array antenna 10. The time until the vector converges can be shortened.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating received power of a plurality of subcarriers included in an OFDM signal received by the array antenna 10.
  • the horizontal axis in FIG. 8 indicates the subcarrier number.
  • the vertical axis in FIG. 8 indicates the received power of the subcarrier having the corresponding subcarrier number on the horizontal axis.
  • consecutive numbers starting from 1 are assigned to the plurality of subcarriers constituting the OFDM signal in ascending order of frequency.
  • subcarriers with subcarrier numbers 1 to 24 indicate subcarriers with frequencies F1 to F24 of the first subchannel SCH1, respectively. Note that the received power of the guard carrier and the DC carrier is almost zero.
  • a graph 910 in FIG. 8 is a graph in the case where large multipath fading appears in the received signal at the array antenna 10 as in the graphs 601, 700, and 800 in FIG. 7.
  • the value of the takeover parameter that is, the reception weight. Is determined to take over the previous reception weight when updating.
  • the ratio of referring to the previous received weight when updating the received weight is determined. is doing.
  • the graphs 601, 700, and 800 in FIG. 7 and the graph 910 in FIG. 8 are so large that the variation degree acquired by the variation degree acquisition unit 53 in step 3 described above is larger than the second threshold value TH 2.
  • 6 is a graph in a case where multipath fading appears in a received signal at the array antenna 10. Therefore, in such a case, the time until the reception weight vector converges as shown in the graph 800 by setting the value of the takeover parameter to “0.666” as in step s3 described above. Can be shortened.
  • the present invention can be applied to other communication apparatuses as long as the communication apparatus communicates using OFDM signals. it can.
  • the present invention can be applied to base stations in LTE (Long Term Evolution) or WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access).

Abstract

　受信ウェイト処理部の受信ウェイト算出部は、アレイアンテナで受信されたＯＦＤＭ信号に含まれる複数のサブキャリアがそれぞれ含む複数の既知信号を用いて、当該複数のサブキャリアに共通に適用する受信ウェイトを、逐次推定アルゴリズムを用いて算出する。パラメータ決定部は、変動度合取得部において求められた、複数のサブキャリアの間での受信電力の変動の度合に基づいて、受信ウェイトが更新される際に前回の受信ウェイトが参照される割合を決定する。

Description

通信装置及び通信方法
　本発明は、アレイアンテナを用いた通信技術に関する。
　従来から無線通信に関して様々な技術が提案されている。例えば特許文献１には、アダプティブアレイアンテナ方式で通信を行う通信装置が開示されている。特許文献１の技術では、アレイアンテナの受信の指向性を制御するための受信ウェイトを、ＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムやＲＬＳ（Recursive Least-Squares）アルゴリズムなどの逐次推定アルゴリズムを用いて算出している。逐次推定アルゴリズムを用いて受信ウェイトを算出する際には、アレイアンテナで受信された既知信号についての参照信号に対する誤差が小さくなるように受信ウェイトが逐次更新される。
特開２００８－２１９６３７号公報
　ＲＬＳアルゴリズム等の逐次推定アルゴリズムでは、受信ウェイトを更新する際に使用されるパラメータであって、前回の受信ウェイトを引き継ぐ程度を示すパラメータ、言い換えれば、前回の受信ウェイトを参照する割合を示すパラメータが存在する。このパラメータは、ＬＭＳアルゴリズムでは「更新ステップサイズ」として、ＲＬＳアルゴリズムでは「忘却係数」として知られている。以後、このパラメータを「引き継ぎパラメータ」と呼ぶ。
　一方で、アレイアンテナでの受信信号に現れるマルチパスフェージングが大きい場合には、受信ウェイトの推定精度が劣化する。このような場合に、引き継ぎパラメータの値が大きいときには、受信ウェイトの更新時に、誤差を多く含んだ前回の受信ウェイトを多く引き継ぐことなる。その結果、受信ウェイトが収束するまでの時間が非常に長くなるおそれがある。
　そこで、本発明は上述の点に鑑みて成されたものであり、アレイアンテナの受信の指向性を制御するための受信ウェイトが収束するまでの時間を低減することが可能な技術を提供することを目的とする。
　ある態様に係る通信装置は、互いに直交する複数のサブキャリアが重畳された無線信号を受信する、複数のアンテナから成るアレイアンテナと、前記無線信号に含まれる複数のサブキャリアがそれぞれ含む複数の既知信号を用いて、当該複数のサブキャリアに共通に適用する、前記アレイアンテナの受信の指向性を制御するための受信ウェイトを、逐次推定アルゴリズムを用いて算出する受信ウェイト算出部と、前記無線信号に含まれる複数のサブキャリアの間での受信電力の変動の度合を求める変動度合取得部と、前記受信ウェイト算出部が受信ウェイトを更新する際に前回の受信ウェイトを参照する割合を、前記変動の度合に基づいて決定する決定部とを備える。
　また、ある態様に係る通信方法は、複数のアンテナから成るアレイアンテナを用いて通信を行う通信方法であって、（ａ）互いに直交する複数のサブキャリアが重畳された無線信号を前記アレイアンテナを用いて受信する工程と、（ｂ）前記工程（ａ）で受信された無線信号に含まれる複数のサブキャリアがそれぞれ含む複数の既知信号を用いて、当該複数のサブキャリアに共通に適用する、前記アレイアンテナの受信の指向性を制御するための受信ウェイトを、逐次推定アルゴリズムを用いて算出する工程と、（ｃ）前記無線信号に含まれる複数のサブキャリアの間での受信電力の変動の度合を求める工程と、（ｄ）前記工程（ｂ）において受信ウェイトが更新される際に前回の受信ウェイトが参照される割合を、前記工程（ｃ）で求められた前記変動の度合に基づいて決定する工程とを備える。
　アレイアンテナの受信の指向性を制御するための受信ウェイトが収束するまでの時間を低減することができる。
　この発明の目的、特徴、局面、及び利点は、以下の詳細な説明と添付図面とによって、より明白となる。
通信装置の構成を示す図である。 制御部の構成を示す図である。 受信ウェイト処理部の構成を示す図である。 ＴＤＭＡ／ＴＤＤフレームの構成を示す図である。 ＰＲＵの構成例を示す図である。 通信装置の動作を示すフローチャートである。 受信ウェイトの更新回数と誤差信号の大きさとの関係を示す図である。 複数のサブキャリアの受信電力を示す図である。
　図１は本実施の形態に係る通信装置１００の構成を示す図である。本実施の形態に係る通信装置１００は、例えば、次世代ＰＨＳに準拠した基地局であって、ＴＤＭＡ／ＴＤＤ（Time Division Multiple Access/Time Division Duplexing）方式で複数の通信相手装置（通信端末）と通信を行う。また、通信装置１００では、多元接続方式としてＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）方式も採用されている。ＯＦＤＭＡ方式では、互いに直交する複数のサブキャリアが重畳されたＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号が使用される。通信装置１００は、時間軸と周波数軸とからなる２次元で特定される無線リソースを複数の通信相手装置のそれぞれに個別に割り当てることによって、当該複数の通信相手装置と同時に通信することが可能となっている。また、通信装置１００は、送受信アンテナとしてアレイアンテナを有し、アダプティブアレイアンテナ方式を用いてアレイアンテナの指向性を希望波に向けることが可能である。
　図１に示されるように、本実施の形態に係る通信装置１００は、無線通信部１と、複数のＤ／Ａ変換部２と、複数のＡ／Ｄ変換部３と、制御部４とを備えている。
　制御部４は、例えばＣＰＵやメモリなどで構成されており、通信装置１００の動作を統括的に制御する。制御部４は、送信用のベースバンドのＯＦＤＭ信号を生成して複数のＤ／Ａ変換部２に出力する。また制御部４は、複数のＡ／Ｄ変換部３から出力されるＯＦＤＭ信号に含まれる、通信相手装置が生成したビットデータを取得する。
　無線通信部１は、複数のアンテナ１０ａから成るアレイアンテナ１０と、複数の送信部１１と、複数の受信部１２とを備えている。各アンテナ１０ａは、通信相手装置から送信されるＯＦＤＭ信号を受信する。複数のアンテナ１０ａで受信されたＯＦＤＭ信号は、複数の受信部１２にそれぞれ入力される。また、複数の送信部１１が出力するＯＦＤＭ信号は複数のアンテナ１０ａにそれぞれ入力される。これにより、各アンテナ１０ａからＯＦＤＭ信号が無線送信される。
　各Ｄ／Ａ変換部２は、制御部４から入力される、デジタル形式のＯＦＤＭ信号をアナログ形式のＯＦＤＭ信号に変換して出力する。複数の送信部１１には、複数のＤ／Ａ変換部２から出力されるＯＦＤＭ信号がそれぞれ入力される。各送信部１１は、入力されたベースバンドのＯＦＤＭ信号を搬送帯域のＯＦＤＭ信号に変換して出力する。
　各受信部１２は、入力される搬送帯域のＯＦＤＭ信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換して出力する。複数のＡ／Ｄ変換部３には、複数の受信部１２から出力されるアナログ形式のＯＦＤＭ信号がそれぞれ入力される。各Ａ／Ｄ変換部３は、入力されるアナログ形式のＯＦＤＭ信号をデジタル形式のＯＦＤＭ信号に変換して出力する。
　図２は制御部４の構成を示すブロック図である。図２に示されるように、制御部４は、複数のＩＤＦＴ部４０と、送信ウェイト処理部４１と、送信信号生成部４２とを備えている。さらに制御部４は、複数のＤＦＴ部５０と、受信ウェイト処理部５１と、受信データ取得部５２と、変動度合取得部５３と、パラメータ決定部５４とを備えている。
　複数のＤＦＴ部５０には、複数のＡ／Ｄ変換部３から出力されるＯＦＤＭ信号がそれぞれ入力される。各ＤＦＴ部５０は、入力されるＯＦＤＭ信号に対して離散フーリエ変換（DFT：Discrete Fourier Transform）を行う。これにより、各ＤＦＴ部５０では、入力されたＯＦＤＭ信号を構成する複数のサブキャリアをそれぞれ変調する複数の複素シンボルが得られる。以後、ＤＦＴ部５０で得られる複素シンボルを「受信シンボル」と呼ぶ。また、ＤＦＴ部５０で得られる複数の複素シンボルを「受信シンボル列」と呼ぶ。各ＤＦＴ部５０で得られた受信シンボル列は、受信ウェイト処理部５１に入力される。
　受信ウェイト処理部５１は、各アンテナ１０ａでの受信信号、つまり、各ＤＦＴ部５０から出力される受信シンボル列に適用する受信ウェイトを、例えばＭＭＳＥ（最小二乗誤差法）を用いて算出する。受信ウェイトは、通信相手装置（通信端末）から送信されるＯＦＤＭ信号に含まれるサブキャリアを変調する既知の複素シンボル（後述のトレーニング信号）に基づいて算出することができる。
　受信ウェイト処理部５１は、入力された複数の受信シンボル列のそれぞれについて、当該受信シンボル列を構成する複数の複素シンボルのそれぞれに対して、対応する受信ウェイトを乗算（複素乗算）する。そして、受信ウェイト処理部５１は、複数の受信シンボル列に含まれる、同一のサブキャリアについての受信ウェイト乗算後の複数の複素シンボルを加算する。これにより、アレイアンテナ１０の指向性が、特定の通信相手装置からの１つのサブキャリア（希望波）に向けられるようになり、当該１つのサブキャリアについての希望シンボルを取得することができる。つまり、複数の復調シンボル列に含まれる、同一のサブキャリアについての受信ウェイト乗算後の複数の複素シンボルを足し合わせて得られる新たな複素シンボルでは、干渉成分が除去されており、当該新たな複素シンボルが希望シンボルとして取得される。受信ウェイト処理部５１は、ＯＦＤＭ信号を構成する複数のサブキャリアのそれぞれについて希望シンボルを取得して出力する。
　受信データ取得部５２は、受信ウェイト処理部５１から出力される、ＯＦＤＭ信号を構成する複数のサブキャリアについての希望シンボルをビットデータに変換する。これにより、受信データ取得部５２では、通信相手装置から送信されるＯＦＤＭ信号に含まれるビットデータが取得される。
　変動度合取得部５３は、アレイアンテナ１０で受信されたＯＦＤＭ信号に含まれる複数のサブキャリアの間での受信電力の変動の度合を求める。パラメータ決定部５４は、変動度合取得部５３で求められた、複数のサブキャリアの間での受信電力の変動の度合に基づいて、受信ウェイト処理部５１が受信ウェイトを算出する際に使用する逐次推定アルゴリズムでの引き継ぎパラメータの値を決定する。つまり、パラメータ決定部５４は、複数のサブキャリアの間での受信電力の変動の度合に基づいて、受信ウェイトを更新する際の前回の受信ウェイトを引き継ぐ程度を決定する。そして、パラメータ決定部５４は、決定した引き継ぎパラメータの値を通知するためのパラメータ通知信号ＮＳを受信ウェイト処理部５１に出力する。変動度合取得部５３及びパラメータ決定部５４の動作については後で詳細に説明する。
　送信信号生成部４２は、通信相手装置に送信する送信データを生成する。そして、送信信号生成部４２は、生成した送信データに対応する複数の複素シンボルを生成して送信ウェイト処理部４１に入力する。以後、送信信号生成部４２で生成される複素シンボルを「送信シンボル」と呼ぶ。また、送信信号生成部４２で生成される複数の複素シンボルを「送信シンボル列」と呼ぶ。
　送信ウェイト処理部４１は、入力された送信シンボル列を、アンテナ１０ａの数だけ準備する。この複数の送信シンボル列は、複数のアンテナ１０ａからそれぞれ送信される。そして、送信ウェイト処理部４１は、各送信シンボル列に適用する送信ウェイト、言い換えれば、各アンテナ１０ａからの送信信号に適用する送信ウェイトを算出する。送信ウェイトは、受信ウェイト処理部５１で算出された受信ウェイトに基づいて算出することができる。
　送信ウェイト処理部４１は、入力された複数の送信シンボル列のそれぞれについて、当該送信シンボル列を構成する複数の送信シンボルのそれぞれに対して、対応する送信ウェイトを乗算する。その後、送信ウェイト処理部４１は、送信ウェイト乗算後の複数の送信シンボル列を、複数のＩＤＦＴ部４０にそれぞれ入力する。
　各ＩＤＦＴ部４０は、入力される送信シンボル列に対して逆離散フーリエ変換（IDFT：Inverse DFT）を行う。これにより、ＩＤＦＴ部４０では、送信シンボル列を構成する複数の送信シンボルで変調された複数のサブキャリアが合成されたベースバンドのＯＦＤＭ信号が得られる。
　図３は受信ウェイト処理部５１の構成を示すブロック図である。図３に示されるように、受信ウェイト処理部５１は、複数の複素乗算部５１０と、加算部５１２と、ウェイト算出部５１３とを備えている。ウェイト算出部５１３は、複数の受信ウェイトＲＷを更新するウェイト更新部５１３ａと、誤差信号生成部５１３ｂとを備えている。
　複数の複素乗算部５１０には、複数のＤＦＴ部５０で取得された、同一のサブキャリアについての受信シンボルＲＳがそれぞれ入力される。また、複数の複素乗算部５１０には、ウェイト算出部５１３から出力される複数の受信ウェイトＲＷがそれぞれ入力される。各複素乗算部５１０は、入力された受信シンボルＲＳに対して、入力された受信ウェイトＲＷを複素乗算し、受信ウェイトＲＷが乗算された受信シンボルＲＳを出力する。加算部５１２は、複数の複素乗算部５１０から出力される、受信ウェイトＲＷが乗算された受信シンボルＲＳを足し合わせて、それによって得られた新たな受信シンボルを復調シンボルＤＳとして出力する。
　誤差信号生成部５１３ｂは、加算部５１２で得られた既知の復調シンボルＤＳについての参照信号ＲＥＦに対する誤差を求めて、当該誤差を示す誤差信号ＥＳを生成して出力する。参照信号ＲＥＦは、加算部５１２で得られた既知の復調シンボルＤＳについての理想的な信号である。
　ウェイト更新部５１３ａは、逐次推定アルゴリズムを用いて、誤差信号ＥＳが小さくなるように複数の受信ウェイトＲＷを更新する。このとき、ウェイト更新部５１３ａは、引き継ぎパラメータの値として、パラメータ決定部５４から出力されるパラメータ通知信号ＮＳが示す値を使用する。つまり、ウェイト更新部５１３ａは、引き継ぎパラメータの値として、パラメータ決定部５４が、複数のサブキャリアの間での受信電力の変動の度合に基づいて決定した値を使用する。本実施の形態に係るウェイト更新部５１３ａは、例えばＲＬＳアルゴリズムを使用して受信ウェイトＲＷを更新する。
　ウェイト更新部５１３ａは、複数の受信ウェイトＲＷを所定回数更新すると、複数の受信ウェイトＲＷの更新を終了する。更新終了後の複数の受信ウェイトＲＷが複数の複素乗算部５１０にそれぞれ入力されると、加算部５１２からは、干渉成分が除去された復調シンボルＤＳ、つまり希望シンボルが出力されるようになる。このようにして、受信ウェイト処理部５１からは、各サブキャリアについての希望シンボルが出力される。
　本実施の形態に係る通信装置１００では、上述のようにＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式が採用されていることから、送信期間と受信期間とが交互に現れることになる。図４は通信装置１００で使用されるＴＤＭＡ／ＴＤＤフレーム２００の構成を示す図である。
　図４に示されるように、ＴＤＭＡ／ＴＤＤフレーム２００は、横軸及び縦軸に時間及び周波数をそれぞれ示す時間－周波数平面上で特定される。１つのＴＤＭＡ／ＴＤＤフレーム２００は、通信装置１００から通信相手装置へ信号を送信するための送信フレーム２００ｓと、通信装置１００が通信相手装置からの信号を受信するための受信フレーム２００ｒとで構成されている。
　送信フレーム２００ｓ及び受信フレーム２００ｒのそれぞれは、時間方向に４つのスロットＳＬ、周波数方向に第１サブチャネルＳＣＨ１～第ｉサブチャネルＳＣＨｉ（ｉ≧２）を含んでいる。本実施の形態では、例えばｉ＝９であって、図４に示されるように、送信フレーム２００ｓ及び受信フレーム２００ｒのそれぞれは、周波数方向に第１サブチャネルＳＣＨ１～第９サブチャネルＳＣＨ９を含んでいる。以後、第１サブチャネルＳＣＨ１～第９サブチャネルＳＣＨ９を特に区別する必要が無い場合には、それぞれを単に「サブチャネルＳＣＨ」と呼ぶことがある。
　ＴＤＭＡ／ＴＤＤフレーム２００では、１つのスロットＳＬの時間幅は６２５μｓに設定されている。したがって、送信フレーム２００ｓ及び受信フレーム２００ｒのそれぞれの時間長は２．５ｍｓとなり、１つのＴＤＭＡ／ＴＤＤフレーム２００の時間長は５ｍｓとなる。また、１つのサブチャネルＳＣＨの帯域幅は９００ｋＨｚであって、１つのサブチャネルＳＣＨは２４本のサブキャリアで構成されている。
　１つのスロットＳＬと１つのサブチャネルＳＣＨとで、単位無線リソースであるＰＲＵ（Physical Resourse Unit）３００が構成されている。送信フレーム２００ｓ及び受信フレーム２００ｒのそれぞれは、３２個のＰＲＵ３００で構成されている。通信装置１００と通信相手装置との通信はＰＲＵ３００単位で行われる。例えば、通信装置１００では、通信相手装置に対する無線リソースの割り当てはＰＲＵ３００単位で行われる。通信相手装置に対する無線リソースの割り当ては制御部４で行われる。制御部４は、送信フレーム２００ｓ及び受信フレーム２００ｒのそれぞれについて、複数の通信相手装置のそれぞれに対して３６個のＰＲＵ３００のうちの少なくとも１つのＰＲＵ３００を、当該複数の通信相手装置の間で重複しないように割り当てる。制御部４において各通信相手装置に対してＰＲＵ３００が割り当てられると、通信装置１００は、各通信相手装置と、割り当てられたＰＲＵ３００を使用して通信を行う。
　図５はＰＲＵ３００の構成例を示す図である。図５では横方向及び縦方向が時間及び周波数をそれぞれ示している。図５のＳ１～Ｓ１９はＯＦＤＭシンボルの番号を示しており、図５のＦ１～Ｆ２４はサブキャリアの周波数番号を示している。Ｆ１～Ｆ２４の順に周波数が大きくなっている。
　図５に示されるように、ＰＲＵ３００は、例えば、複数のデータシンボル３０１と、複数のトレーニングシンボル３０２と、複数のパイロットシンボル３０３と、複数のヌルシンボル３０４とを含んでいる。ＰＲＵ３００には、時間軸方向において、先頭に第１ガードタイムＧＴ１が、末尾に第２ガードタイムＧＴ２がそれぞれ設けられている。図５の例では、ＯＦＤＭシンボルＳ１に含まれる、周波数Ｆ２～Ｆ１２，Ｆ１４～Ｆ２４のサブキャリアのそれぞれがトレーニングシンボル３０２となっており、ＯＦＤＭシンボルＳ５，Ｓ９，Ｓ１３，Ｓ１７のそれぞれに含まれる、周波数Ｆ３，Ｆ７，Ｆ１１，Ｆ１５，Ｆ１９，Ｆ２３のサブキャリアのそれぞれがパイロットシンボル３０３となっている。また周波数Ｆ１のサブキャリアがガードキャリアとなっており、周波数Ｆ１３のサブキャリアがＤＣキャリアとなっている。そして、ＯＦＤＭシンボルＳ１～Ｓ１９のそれぞれのガードキャリア及びＤＣキャリアのそれぞれがヌルシンボル３０４となっている。
　トレーニングシンボル３０２に係るサブキャリアは既知の複素シンボルで変調される。つまり、トレーニングシンボル３０２には既知の複素シンボルが含められる。本通信装置１００は、通信相手装置から送信される、この既知の複素シンボルを用いて、受信ウェイトＲＷを算出する。以後、トレーニングシンボル３０２が含む既知の複素シンボルを「トレーニング信号」と呼ぶ。
　＜ウェイト更新動作＞
　次に、受信ウェイトＲＷが更新される際の通信装置１００の動作について説明する。上述のように、１つのＰＲＵ３００においては、周波数Ｆ２～Ｆ１２のサブキャリアに係る１１個のトレーニングシンボル３０２と、周波数Ｆ１４～Ｆ２４のサブキャリアに係る１１個のトレーニングシンボル３０２とが含まれている。本実施の形態に係る通信装置１００は、受信フレーム２００ｒの先頭のスロットＳＬにおける第１サブチャネルＳＣＨ１～第９サブチャネルＳＣＨ９のそれぞれについて、当該サブチャネルＳＣＨの周波数Ｆ２～Ｆ１２のサブキャリアが含む１１個のトレーニング信号を用いて、当該サブチャネルＳＣＨの周波数Ｆ２～Ｆ１２のサブキャリアに共通に適用する受信ウェイトＲＷを各アンテナ１０ａについて算出する。
　また、本通信装置１００は、受信フレーム２００ｒの先頭のスロットＳＬにおける第１サブチャネルＳＣＨ１～第９サブチャネルＳＣＨ９のそれぞれについて、当該サブチャネルＳＣＨの周波数Ｆ１４～Ｆ２４のサブキャリアが含む１１個のトレーニング信号を用いて、当該サブチャネルＳＣＨの周波数Ｆ１４～Ｆ２４のサブキャリアに共通に適用する受信ウェイトＲＷを各アンテナ１０ａについて算出する。
　このように、本実施の形態では、９個のサブチャネルＳＣＨのそれぞれについて、周波数Ｆ２～Ｆ１２のサブキャリアに適用される、複数の受信ウェイトＲＷから成る受信ウェイトベクトル（以後、「上位側受信ウェイトベクトル」と呼ぶ）と、周波数Ｆ１４～Ｆ２４のサブキャリアに適用される、複数の受信ウェイトＲＷから成る受信ウェイトベクトル（以後、「下位側受信ウェイトベクトル」と呼ぶ）とが、受信フレーム２００ｒの先頭のスロットＳＬにおいて算出される。したがって、１つの受信フレーム２００ｒにおいては、１８個（＝９×２）の受信ウェイトベクトルが算出される。
　以後、１つの受信ウェイトベクトルを算出する際に使用される１１個のトレーニング信号を、当該トレーニング信号を含むサブキャリアの周波数が低いものから順に第１～第１１のトレーニング信号とそれぞれ呼ぶ。したがって、例えば、周波数Ｆ２のサブキャリアが含むトレーニング信号及び周波数Ｆ１４のサブキャリアが含むトレーニング信号のそれぞれは、第１のトレーニング信号となる。また、１つの受信ウェイトベクトルを算出する際に使用される１１個のトレーニング信号をそれぞれ含む１１個のサブキャリアを、周波数が低いものから順に第１～第１１のサブキャリアとそれぞれ呼ぶ。通信装置１００は、各アンテナ１０ａで受信される１つのトレーニング信号を用いて、各アンテナ１０ａに適用される受信ウェイトＲＷを１回更新する。したがって、本実施の形態では、受信ウェイトベクトルが１１回更新されると、受信ウェイトベクトルの更新が終了する。
　図６は、第ｎサブチャネルＳＣＨｎ（１≦ｎ≦９）に適用される受信ウェイトベクトル（上位側受信ウェイトベクトルあるいは下位側受信ウェイトベクトル）を更新する際の通信装置１００の動作を示すフローチャートである。第ｎサブチャネルＳＣＨｎに適用される上位側受信ウェイトベクトル及び下位側受信ウェイトベクトルを更新する際の通信装置１００の動作は同じである。通信装置１００では、図６に示される処理が、第１サブチャネルＳＣＨ１～第９サブチャネルＳＣＨ９のそれぞれについて行われる。
　受信フレーム２００ｒの先頭のスロットＳＬが開始すると、図６に示されるように、ステップｓ１において、変動度合取得部５３が、各ＤＦＴ部５０で取得された第１～第１１のトレーニング信号に基づいて、当該第１～第１１のトレーニング信号をそれぞれ含む第１～第１１のサブキャリア（周波数Ｆ２～Ｆ１２のサブキャリアあるいは周波数Ｆ１４～Ｆ２４のサブキャリア）の受信電力を算出する。具体的には、変動度合取得部５３は、複数のＤＦＴ部５０で取得された第ｍのトレーニング信号（１≦ｍ≦１１）の大きさの平均値を求める。そして、変動度合取得部５３は、求めた平均値を、第ｍのトレーニング信号を含む第ｍのサブキャリアの受信電力とする。なお、複数のＤＦＴ部５０で取得された第ｍのトレーニング信号の大きさの最小値を、第ｍのサブキャリアの受信電力としても良い。
　次にステップｓ２において、変動度合取得部５３は、第１～第１１のサブキャリアの間での受信電力の変動の度合（以後、単に「変動度合」と呼ぶ）を求める。変動度合取得部５３は、例えば、第１～第１１のサブキャリアの受信電力についての標準偏差を求めて、この標準偏差を変動度合とする。なお、第１～第１１のサブキャリアの受信電力において、最小値と最大値の差を求めて、これを変動度合としても良い。
　次にステップｓ３において、パラメータ決定部５４は、変動度合取得部５３が求められた変動度合に基づいて、ウェイト更新部５１３ａで使用される逐次推定アルゴリズム（本例ではＲＬＳアルゴリズム）での引き継ぎパラメータ（本例では忘却係数）の値を決定する。パラメータ決定部５４は、引き継ぎパラメータについて、複数の候補値を記憶しており、当該複数の候補値から、ウェイト更新部５１３ａが使用する引き継ぎパラメータの値を決定する。引き継ぎパラメータには１以下の値が設定され、その値が大きいほど、受信ウェイトベクトルを更新する際に、前回の受信ウェイトベクトルを引き継ぐ程度が大きくなっている。本実施の形態では、例えば、“０．９８０”、“０．８３３”及び“０．６６６”の３つの候補値がパラメータ決定部５４に記憶されている。
　パラメータ決定部５４は、変動度合取得部５３で取得された変動度合（標準偏差）が第１のしきい値ＴＨ１以下の場合には、引き継ぎパラメータの値を“０．９８０”とする。パラメータ決定部５４は、変動度合取得部５３で取得された変動度合（標準偏差）が第１のしきい値ＴＨ１よりも大きく第２のしきい値ＴＨ２（＞ＴＨ１）以下の場合には、引き継ぎパラメータの値を“０．８３３”とする。そして、パラメータ決定部５４は、変動度合取得部５３で取得された変動度合（標準偏差）が第２のしきい値ＴＨ２よりも大きい場合には、引き継ぎパラメータの値を“０．６６６”とする。パラメータ決定部５４は、引き継ぎパラメータの値を決定すると、当該値を通知するためのパラメータ通知信号ＮＳを受信ウェイト処理部５１に出力する。
　このように、本実施の形態に係るパラメータ決定部５４は、複数のサブキャリアの間での受信電力の変動の度合が大きいほど、引き継ぎパラメータの値を小さくして、受信ウェイトベクトルを更新する際に前回の受信ウェイトベクトルを引き継ぐ程度（参照する割合）を小さくしている。アレイアンテナ１０での受信信号に現れるマルチパスフェージングが大きくなると、複数のサブキャリアの間での受信電力の変動の度合が大きくなることから、マルチパスフェージングが大きいほど、受信ウェイトベクトルを更新する際に前回の受信ウェイトベクトルを引き継ぐ程度を小さくすることができる。よって、受信ウェイトベクトルの更新時に、誤差を多く含んだ前回の受信ウェイトベクトルを引き継ぐ程度を小さくすることができ、受信ウェイトベクトルが収束するまでの時間を短くすることができる。この点については後で詳細に説明する。
　引き継ぎパラメータの値が決定されると、ステップｓ４において、ウェイト更新部５１３ａは、複数の複素乗算部５１０にそれぞれ入力する複数の受信ウェイトＲＷに初期値を設定する。
　次にステップｓ５において、受信ウェイト処理部５１は、各ＤＦＴ部５０で取得された第１～第１１のトレーニング信号のうちの一つのトレーニング信号を使用して、受信ウェイトベクトルを１回更新する。ステップｓ５で使用されるトレーニング信号を「使用対象トレーニング信号」と呼ぶ。
　ステップｓ５では、複数の複素乗算部５１０に対して、複数のＤＦＴ部５０で取得された使用対象トレーニング信号がそれぞれ入力される。また、複数の複素乗算部５１０には、現状（更新前）の複数の受信ウェイトＲＷがそれぞれ入力される。したがって、加算部５１２からは、現状の複数の受信ウェイトＲＷがそれぞれ乗算された、複数の使用対象トレーニング信号が加算されて得られる復調シンボルＤＳが出力される。以後、この復調シンボルＤＳを「復調使用対象トレーニング信号」と呼ぶ。
　誤差信号生成部５１３ｂは、加算部５１２で得られた復調使用対象トレーニング信号について、当該復調使用対象トレーニング信号の理想的な信号を示す参照信号ＲＥＦに対する誤差を求めて、当該誤差を示す誤差信号ＥＳを生成する。ウェイト更新部５１３ａは、この誤差信号ＥＳと、複数のＤＦＴ部５０からの使用対象トレーニング信号とを用いて、複数の受信ウェイトＲＷを１回更新する。このとき、ウェイト更新部５１３ａは、引き継ぎパラメータの値として、パラメータ決定部５４からのパラメータ通知信号ＮＳが示す値を使用する。
　次にステップｓ６において、受信ウェイト処理部５１は、受信ウェイトベクトルを所定回数、具体的には１１回更新したかを判断する。言い換えれば、受信ウェイト処理部５１は、第１～第１１のトレーニング信号のすべてを使用対象トレーニング信号に設定したかを判断する。受信ウェイト処理部５１は、受信ウェイトベクトルを所定回数更新していないと判断すると、ステップｓ５を再度実行する。このステップｓ５では、第１～第１１のトレーニング信号のうち、前回のステップｓ５での使用対象トレーニング信号とは別のトレーニング信号が使用対象トレーニング信号とされる。
　一方で、ステップｓ６において、受信ウェイト処理部５１が、受信ウェイトベクトルを所定回数更新したと判断すると、ウェイト更新部５１３ａは、受信ウェイトベクトルの更新を終了する。以後、受信ウェイト処理部５１では、更新終了後の受信ウェイトベクトルが使用され、受信ウェイト処理部５１から希望シンボルが出力される。
　以上のように、本実施の形態に係る通信装置１００では、アレイアンテナ１０で受信されたＯＦＤＭ信号に含まれる複数のサブキャリアの間での受信電力の変動の度合に基づいて、引き継ぎパラメータの値を決定している。つまり、本実施の形態に係る通信装置１００では、アレイアンテナ１０で受信されたＯＦＤＭ信号に含まれる複数のサブキャリアの間での受信電力の変動の度合に基づいて、受信ウェイトベクトルを更新する際に前回の受信ウェイトベクトルを参照する割合を決定している。これにより、受信ウェイトベクトルが収束するまでの時間を低減することができる。以下にこのことについて詳細に説明する。
　図７は、受信ウェイトベクトルの更新回数と、誤差信号ＥＳの大きさとの関係を示す図である。図７の横軸は、受信ウェイトベクトルの更新回数を示している。図７の縦軸は、対応する横軸の回数だけ受信ウェイトベクトルを更新する際の誤差信号ＥＳの大きさを「誤差電力」として示している。
　図７において、グラフ６００，６０１は、引き継ぎパラメータの値を“０．９８０”に設定した場合のグラフである。グラフ７００は、引き継ぎパラメータの値を“０．８３３”に設定した場合のグラフである。グラフ８００は、引き継ぎパラメータの値を“０．６６６”に設定した場合のグラフである。また、グラフ６００は、アレイアンテナ１０での受信信号にマルチパスフェージングが現れていない場合のグラフである。グラフ６０１，７００，８００は、アレイアンテナ１０での受信信号に、大きなマルチパスフェージングが現れている場合のグラフである。
　グラフ６００，６０１に示されるように、引き継ぎパラメータの値が大きい場合において、アレイアンテナ１０での受信信号にマルチパスフェージングが現れると、言い換えれば、アレイアンテナ１０での受信信号に遅延波の影響が現れると、誤差信号ＥＳを十分に小さくするためには、受信ウェイトベクトルをより多くの回数更新する必要があり、受信ウェイトベクトルが収束するまでの時間が長くなる。これは、アレイアンテナ１０での受信信号にマルチパスフェージングが現れると、受信ウェイトベクトルの推定精度が劣化し、更新時に、誤差を多く含んだ前回の受信ウェイトベクトルを多く引き継ぐためである。
　これに対して、グラフ７００，８００に示されるように、引き継ぎパラメータの値が小さく、受信ウェイトベクトルの更新時において前回の受信ウェイトベクトルを引き継ぐ程度が小さい場合には、アレイアンテナ１０での受信信号にマルチパスフェージングが現れた場合であっても、受信ウェイトベクトルが収束するまでの時間はグラフ６００と比較して、それほど長くならない。これは、受信ウェイトベクトルの更新時に、誤差を多く含んだ前回の受信ウェイトベクトルをあまり引き継がないためである。
　また、アレイアンテナ１０での受信信号にマルチパスフェージングが現れていない場合には、グラフ６００に示されるように、引き継ぎパラメータの値を大きくして、受信ウェイトベクトルの更新時に前回の受信ウェイトベクトルを多く引き継ぐ方が、受信ウェイトベクトルが収束するまでの時間を短くすることができる。
　以上より、アレイアンテナ１０での受信信号に現れるマルチパスフェージングが大きいほど、引き継ぎパラメータの値を小さくすることによって、マルチパスフェージングの大きさにかかわらず、受信ウェイトベクトルが収束するまでの時間を短くすることができる。
　ここで、アレイアンテナ１０での受信信号に現れるマルチパスフェージングが大きくなると、アレイアンテナ１０で受信されたＯＦＤＭ信号に含まれる複数のサブキャリアの間で受信電力の変動の度合が大きくなる。したがって、複数のサブキャリアの間で受信電力の変動の度合が大きいほど、引き継ぎパラメータの値を小さくすることによって、アレイアンテナ１０での受信信号に現れるマルチパスフェージングの大きさにかかわらず、受信ウェイトベクトルが収束するまでの時間を短くすることができる。
　図８は、アレイアンテナ１０で受信されたＯＦＤＭ信号に含まれる複数のサブキャリアの受信電力を示す図である。図８の横軸はサブキャリア番号を示している。図８の縦軸は、対応する横軸のサブキャリア番号を有するサブキャリアの受信電力を示している。図８の例では、ＯＦＤＭ信号を構成する複数のサブキャリアに対して、周波数が小さいものから順に１から始まる連続する番号を付与している。例えば、サブキャリア番号１～２４のサブキャリアは、第１サブチャネルＳＣＨ１の周波数Ｆ１～Ｆ２４のサブキャリアをそれぞれ示している。なお、ガードキャリア及びＤＣキャリアの受信電力はほぼ零となっている。
　図８のグラフ９００は、図７のグラフ６００と同様に、アレイアンテナ１０での受信信号にマルチパスフェージングが現れていない場合のグラフである。図８のグラフ９１０は、図７のグラフ６０１，７００，８００と同様に、アレイアンテナ１０での受信信号に、大きなマルチパスフェージングが現れている場合のグラフである。
　グラフ９００に示されるように、アレイアンテナ１０での受信信号にマルチパスフェージングが現れていない場合には、複数のサブキャリアの間において受信電力の変動はほとんど見られない。
　これに対して、グラフ９１０に示されるように、アレイアンテナ１０での受信信号にマルチパスフェージングが現れると、複数のサブキャリアの間において受信電力が大きく変動する。これは、マルチパスフェージングには周波数依存性があるためである。
　以上の点に鑑み、本実施の形態では、アレイアンテナ１０で受信されたＯＦＤＭ信号に含まれる複数のサブキャリアの間での受信電力の変動の度合に基づいて、引き継ぎパラメータの値、つまり受信ウェイトを更新する際の前回の受信ウェイトを引き継ぐ程度を決定している。言い換えれば、アレイアンテナ１０で受信されたＯＦＤＭ信号に含まれる複数のサブキャリアの間での受信電力の変動の度合に基づいて、受信ウェイトを更新する際に前回の受信ウェイトを参照する割合を決定している。これにより、アレイアンテナ１０での受信信号に現れるマルチパスフェージングが大きい場合であっても、受信ウェイトベクトルが収束するまでの時間を低減することができる。
　なお、図７のグラフ６０１，７００，８００及び図８のグラフ９１０は、上述のステップ３において、変動度合取得部５３で取得された変動度合が第２のしきい値ＴＨ２よりも大きくなるぐらい大きなマルチパスフェージングがアレイアンテナ１０での受信信号に現れている場合のグラフである。したがって、このような場合には、上述のステップｓ３のように、引き継ぎパラメータの値を“０．６６６”に設定することによって、グラフ８００に示されるように、受信ウェイトベクトルが収束するまでの時間を短くすることができる。
　上述の説明では、本発明を次世代ＰＨＳの基地局に適用する場合について説明したが、本発明は、ＯＦＤＭ信号を用いて通信する通信装置であれば、他の通信装置にも適用することができる。例えば、本発明は、ＬＴＥ（Long Term Evolution）やＷｉＭＡＸ（Worldwide Interoperability for Microwave Access）での基地局に適用することができる。
　この発明は詳細に説明されたが、上記した説明は、すべての局面において、例示であって、この発明がそれに限定されるものではない。例示されていない無数の変形例が、この発明の範囲から外れることなく想定され得るものと解される。
　１０　アレイアンテナ
　１０ａ　アンテナ
　５３　変動度合取得部
　５４　パラメータ決定部
　１００　通信装置
　５１３　受信ウェイト算出部
　ＲＷ　受信ウェイト

Claims (4)

  1. 　互いに直交する複数のサブキャリアが重畳された無線信号を受信する、複数のアンテナから成るアレイアンテナと、
    　前記無線信号に含まれる複数のサブキャリアがそれぞれ含む複数の既知信号を用いて、当該複数のサブキャリアに共通に適用する、前記アレイアンテナの受信の指向性を制御するための受信ウェイトを、逐次推定アルゴリズムを用いて算出する受信ウェイト算出部と、
    　前記無線信号に含まれる複数のサブキャリアの間での受信電力の変動の度合を求める変動度合取得部と、
    　前記受信ウェイト算出部が受信ウェイトを更新する際に前回の受信ウェイトを参照する割合を、前記変動の度合に基づいて決定する決定部と
    を備える、通信装置。
  2. 　請求項１に記載の通信装置であって、
    　前記決定部は、前記変動の度合が大きいほど前記参照する割合を小さくする、通信装置。
  3. 　請求項１に記載の通信装置であって、
    　前記変動度合取得部は、前記無線信号に含まれる複数のサブキャリアの受信電力についての標準偏差を求めて、当該標準偏差を前記変動の度合とする、通信装置。
  4. 　複数のアンテナから成るアレイアンテナを用いて通信を行う通信方法であって、
    　（ａ）互いに直交する複数のサブキャリアが重畳された無線信号を前記アレイアンテナを用いて受信する工程と、
    　（ｂ）前記工程（ａ）で受信された無線信号に含まれる複数のサブキャリアがそれぞれ含む複数の既知信号を用いて、当該複数のサブキャリアに共通に適用する、前記アレイアンテナの受信の指向性を制御するための受信ウェイトを、逐次推定アルゴリズムを用いて算出する工程と、
    　（ｃ）前記無線信号に含まれる複数のサブキャリアの間での受信電力の変動の度合を求める工程と、
    　（ｄ）前記工程（ｂ）において受信ウェイトが更新される際に前回の受信ウェイトが参照される割合を、前記工程（ｃ）で求められた前記変動の度合に基づいて決定する工程と
    を備える、通信方法。
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JPH03198438A (ja) * 1989-12-27 1991-08-29 Fujitsu Ltd 送信電力制御方式
JP2008301359A (ja) * 2007-06-01 2008-12-11 Sumitomo Electric Ind Ltd 通信装置及びアダプティブアンテナ信号処理方法

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