WO2011161738A1 - センサー - Google Patents

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WO2011161738A1
WO2011161738A1 PCT/JP2010/006522 JP2010006522W WO2011161738A1 WO 2011161738 A1 WO2011161738 A1 WO 2011161738A1 JP 2010006522 W JP2010006522 W JP 2010006522W WO 2011161738 A1 WO2011161738 A1 WO 2011161738A1
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amplifier
electrode
capacitor
sensor according
output
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PCT/JP2010/006522
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Inventor
木村教夫
政井茂雄
中野西保弘
Original Assignee
パナソニック株式会社
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    • H04R19/00—Electrostatic transducers
    • H04R19/04—Microphones
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R19/00—Electrostatic transducers
    • H04R19/005—Electrostatic transducers using semiconductor materials
    • H—ELECTRICITY
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    • H01L2224/48227—Connecting between a semiconductor or solid-state body and an item not being a semiconductor or solid-state body, e.g. chip-to-substrate, chip-to-passive the body and the item being stacked the item being non-metallic, e.g. insulating substrate with or without metallisation connecting the wire to a bond pad of the item
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    • H01L2924/1615—Shape
    • H01L2924/16152—Cap comprising a cavity for hosting the device, e.g. U-shaped cap

Definitions

  • the present invention relates to a sensor, and more particularly to a sensor including two capacitors and two amplifiers.
  • a capacitor microphone there are a capacitor microphone, a pressure sensor, an acceleration sensor, etc. as a sensor provided with a capacity part.
  • the element capacitor part that constitutes these sensors outputs an electric signal based on the vibration and vibration of the counter electrode arranged in the capacitor part via electrostatic energy.
  • the condenser microphone and the pressure sensor are sensors that detect vibration of the counter electrode, and the acceleration sensor is a sensor that detects vibration.
  • the output signal of the microphone when collecting a conversation is about 3 mV to 10 mV, which is a very weak signal.
  • Factors that deteriorate the quality of the signal include the external noise that jumps into the microphone capacitive element portion and the signal readout circuit, which are weak signal parts, and the external noise that jumps onto the read signal output transmission path.
  • the characteristics required for balanced connection transmission signals are that the two output signals have the same magnitude and are out of phase with each other.
  • the output due to the unbalance of the parasitic capacitance generated in the microphone element capacitance section itself and the unbalance due to the parasitic capacitance generated in the connection signal line from the microphone element capacitance section to the signal reading circuit Is not taken into account, the magnitude of the two signal outputs, which is one of the required characteristics, becomes different, and there is a problem that signal loss occurs in connection with the reading circuit .
  • An object of the present invention is to provide a sensor in which signal loss due to connection of a reading circuit is extremely small.
  • the sensor according to the present invention includes a first capacitor having a first electrode and a second electrode facing the first electrode, a third electrode and a fourth electrode facing the third electrode.
  • the second amplifier has a configuration opposite to the direction of feedback connection of the second capacitor unit.
  • the parasitic capacitance generated at the first electrode end and the second electrode end of each capacitor section has an extremely large open loop gain, for example, 1E5, as in the operational amplifier as the first and second amplifiers.
  • an extremely large open loop gain for example, 1E5
  • the one having a gain more than double a virtual short circuit occurs at the inverting input terminal. Since the other non-inverting input terminal is connected to a reference potential (ground), the inverting input terminal is a virtual ground. For this reason, the parasitic capacitance of the terminal of the capacitor connected to the inverting input terminal does not contribute to signal reading.
  • the parasitic capacitance of the other terminal of the capacitor connected to the output terminal of the amplifier is the parasitic capacitance of the capacitor connected to the output terminal of the amplifier because the output impedance of the amplifier is extremely smaller than the impedance of the parasitic capacitor.
  • the capacitance does not contribute to signal reading.
  • connection directions of the two capacitors are opposite to each other as described above, outputs of opposite phases can be obtained from the first amplifier and the second amplifier.
  • the magnitude of the signal after the balanced transmission connection is very close to twice the output of each output due to the matching within a few percent of the signal described above.
  • the first electrode is connected to the output terminal of the first amplifier
  • the second electrode is connected to the input terminal of the first amplifier
  • the third electrode is connected to the second amplifier.
  • the fourth electrode may be connected to the input terminal of the amplifier, and the fourth electrode may be connected to the output terminal of the second amplifier.
  • the phase of the output voltage of the first amplifier and the output voltage of the second amplifier may be reversed in a predetermined band.
  • This predetermined band is preferably 300 Hz to 4000 Hz.
  • the first amplifier and the second amplifier have a feedback resistor.
  • This feedback resistor prevents the amplifier from saturating. Therefore, the first and second capacitors are connected as feedback capacitors connected in parallel with the feedback resistor, and the output terminal of the amplifier has no connection loss as described above.
  • a simple configuration is obtained in which a signal voltage having the same magnitude as the electromotive force can be obtained.
  • the first amplifier and the second amplifier may be constituted by an IC. According to this configuration, further downsizing is possible.
  • a third amplifier that performs subtraction processing on the outputs of the first amplifier and the second amplifier may be provided, and the output of the third amplifier may be an unbalanced output.
  • first amplifier, the second amplifier, and the third amplifier may be formed in one IC chip. This configuration enables further miniaturization.
  • an analog-digital converter is further provided, and an output signal from the first amplifier and an output signal from the second amplifier are converted into digital signals by the analog-digital converter. You can also.
  • the digital signal output is assumed to output the sound energy input to the sensor as a digital signal of “1” or “0”.
  • first amplifier, the second amplifier, and the analog-digital converter may be formed in one IC chip.
  • the analog-digital converter is preferably a ⁇ sigma modulator.
  • the digital signal may be output by a pulse density modulation method.
  • a first capacitor element connected in parallel to the first capacitor unit and a second capacitor element connected in parallel to the second capacitor unit may be further provided.
  • the output can be made variable, and in particular, the sensor can be made to reduce the output.
  • the first capacitor unit and the second capacitor unit are MEMS element units. According to this configuration, the capacitor portion can be configured on the semiconductor wafer, and a small sensor with uniform characteristics can be realized.
  • first electrode and the third electrode, or the second electrode and the fourth electrode may have a dielectric film.
  • the dielectric film may be an electret film.
  • This configuration allows driving without external charge supply (polarization voltage).
  • a capacitive element portion having a function equivalent to an electret is configured by connecting a DC bias voltage means, two resistance components, and two capacitive components.
  • a balanced signal output sensor can be configured.
  • the first and second capacitors and the first and second amplifiers are housed in a container, so that no external parts are required and the size can be reduced, and there is no connection loss and a high-quality output. Can be obtained.
  • An output terminal of the first amplifier, an output terminal of the second amplifier, a voltage supply terminal, and a ground terminal are provided on the surface of the substrate opposite to the surface on which the lid is disposed. preferable.
  • an opening is formed in the substrate at a portion corresponding to the first capacitor and the second capacitor.
  • the space defined by the substrate, the first capacitor unit, the second capacitor unit, and the lid body is the area of the movable part of the first electrode or the third electrode and the volume of the space. It is preferable that the first rigidity is smaller than the second rigidity of the first electrode or the third electrode.
  • Sensitivity is a sensor that can be determined by the second stiffness.
  • the first rigidity is 1/5 or less of the second rigidity.
  • a hole may be formed in the lid.
  • the lid is made of metal.
  • Such a configuration has the effect that the ground terminal is electrically connected to the lid, and electromagnetic noise from outside the container can be reduced.
  • the present invention it is possible to provide a sensor that can reduce the unbalance of signal output due to parasitic capacitance in the element capacitor itself or the connection wiring and can output the open electromotive force of the element capacitor without connection loss.
  • a capacitor microphone is described as an example of the sensor, but the following structure may be used for another sensor such as a pressure sensor or an acceleration sensor.
  • the capacitance part of the condenser microphone is a MEMS element part, and in particular, will be described as being a MEMS element part having an electret film.
  • the MEMS element portion refers to a capacitor formed by using a semiconductor process, which will be described later, it may be an assembly type and is not limited to the MEMS. The above is common to all the embodiments.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of an equivalent circuit diagram of a balanced signal output microphone according to the first embodiment.
  • the condenser microphone includes a first capacitor unit 10, a second capacitor unit 20, a first amplifier 120, and a second amplifier 220.
  • the first capacitor unit 10 includes a first electrode 101 that is an electrode having a movable part of the first capacitor unit 10, and a second electrode 102 that is disposed to face the first electrode 101. It is a MEMS element part.
  • the first electrode 101 of the first capacitor unit 10 is connected to the output terminal 123 of the first amplifier 120, and the second electrode 102 of the first capacitor unit 10 is connected to the inverting input terminal 121 of the first amplifier 120. It is connected to the.
  • an electret film 103 is formed on the surface of the first electrode 101 of the first capacitor portion 10 facing the second electrode 102.
  • the second capacitor unit 20 includes a third electrode 201 that is a movable electrode of the second capacitor unit 20 and a fourth electrode 202 that is disposed to face the third electrode 201. It is an element part.
  • the third electrode 201 of the second capacitor unit 20 is connected to the inverting input terminal 221 of the second amplifier 220, and the fourth electrode 202 of the second capacitor unit 20 is output to the output terminal 223 of the second amplifier 220. It is connected to the.
  • an electret film 203 is formed on the surface of the third capacitor 201 of the second capacitor portion 20 facing the fourth electrode 202.
  • connection of the first capacitor unit 10 to the first amplifier 120 is a connection having the opposite polarity to the connection of the second capacitor unit 20 to the second amplifier 220.
  • the resistor 125 and the resistor 225 are connected in parallel with the first capacitor unit 10 and the second capacitor unit 20, respectively. These resistors 125 and 225 are for preventing voltage saturation of the first amplifier 120 and the second amplifier 220.
  • FIG. 2A shows a cross-sectional view of the MEMS element portion that is the first capacitor portion according to the first embodiment
  • FIGS. 2B and 2C show the first embodiment.
  • capacitance part is shown.
  • the second capacitor portion has the same structure as the first capacitor portion.
  • the first capacitor portion is the second capacitor portion
  • the first electrode is the third electrode
  • the second electrode is replaced with the fourth electrode, and the direction of connection with the amplifier is reversed, the second capacitor is described.
  • the MEMS element portion is formed by finally dividing a large number of microphone chips simultaneously manufactured on a silicon substrate (silicon wafer) using a CMOS (complementary field effect transistor) manufacturing process technology.
  • CMOS complementary field effect transistor
  • the MEMS element portion as the first capacitor portion includes an n-type silicon substrate 100, a silicon oxide film 150 formed on the silicon substrate 100, and a surface of the silicon oxide film 150.
  • a through hole 106 is formed by etching the substrate 100.
  • the part which covers the through-hole 106 among the 1st electrodes 101 is a main movable part.
  • a portion of the first electrode 101 supported by the silicon oxide film 150 is a portion that is not a movable portion.
  • the first electrode 101 has a laminated structure composed of an n-doped polysilicon film 91 and an electretized silicon oxide film 103.
  • the second electrode 201 has a laminated structure including an n-doped polysilicon film 191 and an electretized silicon oxide film 203.
  • the first electrode 101 may have a stacked structure further including a silicon nitride film.
  • the second electrode 102 is composed of an n-doped polysilicon film, and is provided with a plurality of holes 107.
  • the second electrode may also have a laminated structure further including a silicon nitride film.
  • the first electrode 101 which is an electrode having a movable portion can be referred to as a vibration film or a movable film.
  • An air gap G is provided in a space between the first electrode 101 and the second electrode 102, and a contact hole H for electrical connection is further provided.
  • the air gap G is formed by etching and removing a portion where the spacer 140 is originally formed by a method using a semiconductor fine processing technique such as wet etching, but other methods may be used.
  • the MEMS element portion functions as a capacitor portion of the capacitor microphone.
  • the first electrode 101 and the second electrode 102 function as a pair of capacitors.
  • the electret film 103 will be further described. First, a plurality of MEMS element portions formed on a silicon substrate (wafer) are individually divided into chips. Thereafter, the divided chips are electretized by corona discharge or the like, and a dielectric film such as a silicon oxide film is electretized. As a result, the electret film 103 can hold charges. Needless to say, electretization may be performed at the wafer level. Although depending on the properties of the electret film 103, generally, the electret film is charged with a negative charge. The same applies to the electret film 203 of the second capacitor unit 20.
  • the electret film 103 is composed of an inorganic film such as a silicon oxide film or a silicon nitride film, the electret film 103 is charged even when exposed to a high temperature as compared to an electret condenser microphone using a polymer film such as FEP. The holding characteristics are not deteriorated, and it is suitable for a microphone for mounting by solder reflow.
  • ⁇ Q1 [C] is shown as a charge
  • + Q1 [C] is shown as a charge on the second electrode 102 which is a counter electrode, and in an equilibrium state. It has become.
  • ⁇ 0 dielectric constant of vacuum 8.85E-12 [F / m]
  • ⁇ s relative dielectric constant of air 1.000586
  • S dia the area of the overlapping part of the first electrode and the second electrode, or the area of the overlapping part of the third electrode and the fourth electrode [m 2 ]
  • d Gap length [m]
  • the capacitor C m has a floating structure on the silicon substrate 100 without being connected to the reference potential (ground potential) (without being connected to the ground). It can be easily formed by MEMS.
  • This minute charge change is also expressed as a minute voltage change, and the first electrode 101 side voltage is
  • parasitic capacitance 110 is generated between the first electrode 101 and the silicon substrate 100.
  • parasitic capacitance 109 is generated between the second electrode 102 and the silicon substrate 100.
  • parasitic capacitances 109 and 110 are caused by fixed objects such as support frames and leads of the first electrode 101 and the second electrode 102.
  • parasitic capacitance is generated through the silicon substrate.
  • the parasitic capacitance as described above is a value that does not change due to sound waves or vibration. Therefore, no fluctuating charge (voltage) is generated as a signal at these capacitance ends.
  • the MEMS element portion is expressed as an equivalent circuit as shown in FIG. 2 (b) or (c).
  • (B) is a model paying attention to charge
  • (c) is a model paying attention to voltage change (electromotive force).
  • the capacitance 108 of the capacitance portion is represented by C m described above, and the parasitic capacitances 109 and 110 are represented by C p1 and C p2 , respectively.
  • the parasitic capacitance does not vibrate with sound waves because of the capacitance generated due to the peculiarity of the structure, and no charge is generated in these two capacitors. That is, no electromotive force is generated by sound pressure.
  • DC bias condenser microphones were manufactured by E.I. C. Since it was devised by Wente, it has a basic configuration and structure in which a polarized DC voltage is applied to either one of the electrodes, so that only one terminal can be used for signal reading.
  • the above-described DC bias condenser microphone or the electret condenser microphone that requires mechanical caulking when reading the signal charge or electromotive force generated in both electrodes of the capacitance section described above.
  • FIG. 1 there is no restriction on the signal reading terminal of the element capacitor unit, and the connection configuration of FIG. 1 is characterized in that two terminals can be freely connected to the electric circuit in the same manner as the capacitive component of the passive element in reading the signal. It becomes possible.
  • the first amplifier 120 and the second amplifier 220 it is preferable to use an operational amplifier type amplifier having an extremely large open loop gain and an extremely small output impedance. With such an amplifier, the contribution of the parasitic capacitors 104, 105, 204, and 205 shown in FIG. 1 can be ignored.
  • the output voltages of the output terminals 123 and 223 are the electromotive forces in the expression of electromotive force by the sound pressure according to the expression of FIG. 2C of the first capacitor unit 10 and the second capacitor unit 20 by ⁇ V s1.
  • ⁇ V s2 Voltage at output terminal 123: + ⁇ V s1
  • the first capacitor unit 10 and the second capacitor unit 20 are MEMS element units, and are formed on the semiconductor substrate so that the electromotive force between the two is within a few percent by process control. It is possible to construct two MEMS element parts.
  • the balanced signal output microphone in which the magnitudes of the output voltages from the two capacitors are matched within a few percent and the phases are 180 degrees different in polarity. That is, the balanced signal output microphone can be configured in the audio band of 300 Hz to 4000 Hz.
  • the thermal noise output after the balanced connection processing is the magnitude obtained by multiplying the output before processing by the square root of 2. Since the above-described signal output is almost twice as large, the connection configuration can be expected to improve the S / N ratio.
  • 3 and 4 are mounting outline views of the condenser microphone according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 shows a form in which sound holes (openings) 306 and 307 for guiding sound to the capacitor parts 303 and 304 made of MEMS elements are provided in the substrate 301 immediately below the capacitor parts 303 and 304.
  • FIG. 4 shows a form in which a sound hole (hole) 308 for guiding sound to the capacitor portions 303 and 304 made of MEMS elements is provided in a metal cap that is a lid 302 ′.
  • the capacitor portions 303 and 304 on the substrate 301 and the amplifier ICs 330 and 331 are arranged in the same manner, but may be arranged differently.
  • FIG. 3D shows a top view of the balanced signal output condenser microphone (module) with the lid 302 removed
  • FIG. 3C shows a cross-sectional view of the condenser microphone (module).
  • FIG. 3A shows the bottom view.
  • FIG. 4D shows a top view of the balanced signal output condenser microphone (module) with the lid 302 ′ removed
  • FIG. 4C shows a cross-sectional view of the condenser microphone (module).
  • FIG. 4B shows a top view with the lid 302 ′ attached
  • FIG. 4A shows the bottom view.
  • the balanced signal output condenser microphone of the present embodiment includes a first capacitor 303 and a second capacitor in a container 300 composed of a printed board 301 and a metal cap (lid body) 302.
  • the capacitor 304, the first amplifier 330, and the second amplifier 331 are accommodated.
  • the first amplifier 330 and the second amplifier 331 are composed of ICs.
  • openings (sound holes) 306 and 307 for introducing sound are provided in the printed board 301, and in FIG. 4, holes 308 are provided in the lid 302 '.
  • an output terminal 123 of the second amplifier 331, a voltage supply terminal (power input terminal) 40 for supplying a voltage to the first amplifier 330 and the second amplifier 331, and a ground terminal 30 are arranged.
  • the printed circuit board 301 and the lid bodies 302 and 302 ′ are connected by solder reflow or the like and have the same potential.
  • a first capacitor 303, a second capacitor 304, a first amplifier 330, and a second amplifier 331 are adhesively mounted on the first surface of the printed circuit board 301 with an adhesive. Are connected by wire bonding.
  • the first amplifier 330 and the second amplifier 331 are the same operational amplifier type IC described above, and include a power supply pad, a GND pad, input pads (121, 221) (corresponding to 121 and 221 in FIG. 1), and an output pad. (123a, 223a) (corresponding to 123 and 223 in FIG. 1). Further, the feedback resistors 125 and 225 in FIG. 1 are mounted in the IC.
  • the power supply pads and the GND pads are connected to the pads on the front surface of the substrate 301 by wire bonding, and are connected to the pads 40 (power supply terminals) and 30 (reference potential terminals) on the back surface through through holes and inner vias of the substrate 301.
  • one 317 is an input pad (corresponding to 121 in FIG. 1) of the first amplifier IC330, and the other 318 is a relay pad on the surface of the substrate. It is connected to the output terminal 123b (corresponding to 123 in FIG. 1). The relay pad is connected to the pad 123b on the back surface through a through hole or an inner via of the substrate 301.
  • the second capacitor unit 304 Of the two pads of the second capacitor unit 304, one is connected to the input pad 221 (corresponding to 221 in FIG. 1) of the second amplifier IC331, and the other is connected to the second amplifier IC331 through the relay pad on the surface of the substrate 301. It is connected to the output terminal 223b (corresponding to 223 in FIG. 1). The relay pad is connected to the output terminal 223b on the back surface through a through hole or an inner via of the substrate.
  • wire bonding is performed so that the second capacitor unit 304 is connected to the first capacitor unit 303 with a polarity opposite to that of the first capacitor unit 303.
  • the ground terminal 30 is electrically connected through the lid 302 and the printed board 301, and the container 300 becomes a shield container having a ground potential for protecting the inside of the container from electromagnetic noise from the outside.
  • the shape of the balanced signal output microphone shown in FIG. In the configuration of FIG. 3 in that case, the distance between the two openings 306 and 307 is within 5 mm. (Width) ⁇ 4 mm (depth) ⁇ 1.3 mm (height) If the distance between the two openings is within 5 mm, the difference between the opening 306 and the opening 307 is less than 1% of the incident sound pressure at a frequency of 34 kHz audible frequency of 10 kHz or less. There is no loss of properties.
  • the first capacitor portion 303 and the second capacitor portion 304 that are also MEMS elements similarly have a wavelength of 34 mm at an audible frequency of 10 kHz or less due to the acoustic compliance structure of the space 305 described later.
  • the sound pressure is almost the same, and the characteristics of the balanced signal output microphone are not impaired.
  • the space 305 when viewed from the openings 306 and 307, the space 305 has an acoustic compliance structure having a predetermined acoustic compliance value, similar to the closed acoustic tube.
  • the space 305 is a back air chamber.
  • the back air chamber is a closed space on the side opposite to the sound hole with respect to the movable electrode.
  • the space 305 has an acoustic compliance structure having a predetermined acoustic compliance value.
  • the space 305 is not a back air chamber, and the space 351 is the back of the first capacity unit.
  • the air chamber or space 352 becomes the back air chamber of the second capacity unit.
  • the acoustic compliance structure of the space 305 should preferably be provided in the configuration of FIG. 3 and the configuration of FIG. 4. The characteristics are different.
  • the space 305 in FIG. 3 has an acoustic compliance structure similar to the closed acoustic tube, and the mechanical area is mediated by the electrode area of the movable electrode of the MEMS element portion (movable electrodes of both the first capacitor portion 303 and the second capacitor portion 304). It can be converted to mechanical compliance of vibration system.
  • the volume of the space 305 is V 305 [m 3 ], the area of the movable part of the electrode having the movable part of the first capacitor part is S dia1 - ⁇ , and the area of the movable part of the electrode having the movable part of the second capacitor part. Is S dia2 - ⁇ , the mechanical compliance of the mechanical vibration system is
  • ⁇ is the area of the first electrode of the first capacitor portion other than the movable portion
  • ⁇ is the area of the third electrode of the second capacitor portion other than the movable portion.
  • machine stiffness rigidity
  • the sensitivity of the microphone increases as the vibration with respect to the sound pressure of the movable electrode increases, which is the stiffness (rigidity) of the first electrode 101 which is an electrode having the movable part of the first capacitor 303 which is a MEMS element, and the second. It depends on the stiffness (rigidity) of the third electrode 201 which is an electrode having a movable part of the capacitor 304 and also depends on the stiffness of the space 305.
  • the stiffness of the space 305 is less than or equal to 1/5 of the stiffness of the electrode having the movable portion of the first capacitor portion or the electrode having the movable portion of the second capacitor portion, the contribution of the stiffness of the space 305 is extremely reduced.
  • the vibration of the movable electrode relative to the sound pressure can be determined by its own stiffness, which is preferable.
  • the capacitor portions 303 and 304 and the printed circuit board 301 10 times the volume that is closed by the capacitor portions 303 and 304 and the printed circuit board 301 (the space below the electrodes having movable parts of the capacitor portions 303 and 304, particularly the space occupied by the through holes 106 of the capacitor portions 303 and 304). It is preferable to provide a space delimited by the printed circuit board 301, the first capacitor portion 303, the second capacitor portion 304, and the lid 302 so that the number is 5 times or more.
  • reducing the stiffness of the space 305 which is a back air chamber, can be achieved by increasing the volume of the space 305.
  • the acoustic coupling between the first capacitor portion 303 and the second capacitor portion 304 becomes extremely small, and the electrode having a movable portion with respect to sound pressure as described above can be moved. This is convenient because the deflection of the part can be determined by its own stiffness.
  • spaces 351 and 352 that are back air chambers are formed between the first and second capacitor portions 303 and 304 and the surface of the substrate 301, and these spaces are also acoustically compliant in the same manner as the closed acoustic tube.
  • the deflection of the movable part of the electrode having the movable part depends on the stiffness of the electrode having the movable part of each of the first capacitor part and the second capacitor part and the stiffness of the spaces 351 and 352 which are the respective back air chambers. .
  • the shake of the movable part of the movable electrode is determined by the sum of its own stiffness and its own back air chamber.
  • the space 305 in FIG. 4 also functions as an acoustic compliance structure having a predetermined acoustic compliance value, and acoustic resonance is generated by the space 305 and the hole 308 provided in the lid 302 '.
  • this resonance In order to set this resonance to a high frequency of 16000 Hz or higher, which is an audible band almost inaudible to the human ear, it is desirable to reduce the volume of the space 305 and increase the size of the hole 308 of the lid 302 ′. .
  • the configuration may further include a third amplifier. That is, the output terminal 123 of the first amplifier 120 is connected to one input terminal of the third amplifier.
  • the output terminal 223 of the second amplifier 220 is connected to the other input terminal of the third amplifier. Then, the signal further amplified by subtracting the output signal of the first amplifier from the output signal of the second amplifier by the third amplifier can be taken out as an unbalanced signal.
  • the first amplifier, the second amplifier, and the third amplifier may be formed in one IC circuit. By doing so, it is possible to further reduce the size.
  • a capacitor microphone is described as an example of the sensor, but the following structure may be used for another sensor such as a pressure sensor or an acceleration sensor.
  • the capacitor part of the condenser microphone is a MEMS element part, and in particular, will be described as being a MEMS element part having an electret, but it may be an assembly type and is not limited to MEMS.
  • FIG. 5 is a schematic diagram of an equivalent circuit diagram of the condenser microphone according to the second embodiment.
  • the condenser microphone has a feedback capacitor 126 as a first capacitive element in addition to the feedback resistors 125 and 225 of the first amplifier 120 and the second amplifier 220 configured as shown in FIG.
  • the feedback capacitor 226 is added as a second capacitor element.
  • the first and second capacitive elements are ordinary capacitive elements having no movable part.
  • the output signal voltage can be reduced at the output terminal 123.
  • a balanced signal output microphone capable of adjusting the output voltage with an additional capacitor can be configured.
  • This configuration may be a structure arranged in a container 300 including the printed board 301 and the lid 302 or the lid 302 'as described in FIGS.
  • the configuration may further include a third amplifier. That is, the output terminal 123 of the first amplifier 120 is connected to one input terminal of the third amplifier.
  • the output terminal 223 of the second amplifier 220 is connected to the other input terminal of the third amplifier. Then, the signal further amplified by subtracting the output signal of the first amplifier from the output signal of the second amplifier by the third amplifier can be taken out as an unbalanced signal.
  • the first amplifier, the second amplifier, and the third amplifier may be integrated in one IC chip and formed in one IC circuit. By doing so, it is possible to further reduce the size.
  • the condenser microphone according to the third embodiment has a configuration in which an analog-digital converter 704 is added to the configuration of FIG. 1 or FIG.
  • the output terminal 123 of the first amplifier 120 is connected to the input terminal 701 of the analog-digital converter 704.
  • the output terminal 223 of the second amplifier 220 is connected to the input terminal 702 of the analog-digital converter 704. Then, the output of the analog-digital converter 704 is guided to the digital output terminal 703.
  • the analog-digital converter 704 has a structure arranged in the container 300 including the printed circuit board 301 and the lid 302 or the lid 302 ′ described with reference to FIGS. 3 and 4. In FIG. Is described as a container.
  • the analog-to-digital converter 704, the first amplifier 120, and the second amplifier 220 can be configured on one chip by using the same manufacturing process technology.
  • the analog-digital converter 704, the first amplifier 120, and the second amplifier 220 are preferably configured as ICs, and are preferably configured as one IC.
  • the voltage supply terminal (power supply terminal) 40 and the ground terminal 30 can be shared. Further, with such a configuration, it becomes possible to make the common circuit (for example, a low voltage generation circuit) common to the analog-digital converter 704, the first amplifier 120, and the second amplifier 220, and Not only can the power consumption be reduced, but also the chip size can be reduced. Therefore, a cheaper microphone can be provided.
  • the analog-digital converter 704 is preferably a ⁇ sigma modulator characterized by high resolution.
  • a high signal-to-noise ratio can be realized with low power consumption by using a fourth-order ⁇ sigma modulator with a clock frequency of 1 M to 4 MHz and an oversampling rate of 50 to 64 times.
  • the output terminal 703 outputs a PDM (Pulse Density Modulation) format representing a waveform with a pulse density of a certain width, and is converted into an audio interface format, for example, an SPDIF format by an external DSP (Digital Signal Processor).
  • PDM Pulse Density Modulation
  • the output terminal 703 can output in an audio interface format, for example, an SPDIF format.
  • the balanced signal output terminals 123 and 223 are output from the balanced signal output terminals 123 and 223 of high quality, in which the electromotive force itself is output without loss and the external noise is reduced.
  • a digital output signal with higher quality can be supplied even with a microphone to which an analog-digital converter is added.
  • FIG. 4 the fourth embodiment will be described in detail with reference to FIGS. 7 to 8.
  • FIG. 7 the materials and numerical values used in the embodiments only exemplify preferable examples, and are not limited to this form.
  • changes can be made as appropriate without departing from the scope of the idea of the present invention. If further added, combinations with other embodiments are possible.
  • a capacitor microphone is described as an example of the sensor, but the following structure may be used for another sensor such as a pressure sensor or an acceleration sensor.
  • the capacitance part of the condenser microphone is a MEMS element part, and in particular, will be described as being a MEMS element part having no electret film.
  • the MEMS capacitive element portion having no electret film has a structure in which the electret film 103 is removed from FIG. 2A, and is specifically represented by a circuit diagram of FIG.
  • a positive DC bias voltage V + is applied to the electrode terminal 407 of FIG.
  • a coupling capacitor 403 is connected to the terminal 407.
  • a negative DC bias voltage V ⁇ is applied to the other electrode terminal 408 through the resistor 402, and a coupling capacitor 404 is connected to the electrode terminal 407.
  • VB / 2
  • VB corresponding to the electret voltage is applied to the MEMS element portion by such connection.
  • VB is a DC bias voltage applied to the MEMS element section.
  • the first electrode 101 ′ functioning as a movable electrode is vibrated by sound waves, causing a slight change in capacitance, and the bias voltage VB generates an open electromotive force ⁇ Vs as a minute voltage change.
  • the coupling capacitors 403 and 404 are for cutting a DC bias voltage and reading out a minute voltage change ⁇ Vs.
  • FIG. 8 is a schematic diagram of an equivalent circuit of the balanced signal output microphone in the present embodiment.
  • the first amplifier 120, the first feedback resistor 125, the second amplifier 220, the second feedback resistor 225, and the terminals 123, 40, 30, 223 have the same functions as in the first embodiment.
  • One end of the coupling capacitor 404 of the MEMS element unit 461 having the first connection configuration is connected to the input terminal 121 of the first amplifier 120, and one end of the coupling capacitor 403 is connected to the output terminal 123 of the first amplifier 120.
  • One end of the coupling capacitor 414 of the MEMS element portion 471 having the second connection configuration is connected to the input terminal 221 of the second amplifier 220, and one end of the coupling capacitor 413 is connected to the output terminal 223 of the second amplifier 220. Even in the MEMS element portion 471 having the second connection configuration, the third electrode 201 ′ does not include an electret film.
  • the voltage generating means 451 generates the aforementioned bias voltages V + and V ⁇ , and is connected to the resistors 401, 402 and 411, 412 described above.
  • the size of the coupling capacitors 403, 404, 413, and 414 is sufficiently larger than the capacitance Cm of the MEMS element portion, for example, if it is set to about 30 times the capacitance Cm, its impedance is electrically Can be regarded as a short circuit condition.
  • the size of the resistors 401, 402, 411, 412 is sufficiently large.
  • the low-frequency roll-off frequency fL determined by the MEMS element portion capacitance Cm and the size of the resistor is sufficiently large.
  • the low-frequency roll-off frequency fL determined by the MEMS element portion capacitance Cm and the size of the resistor is sufficiently large.
  • the low-frequency roll-off frequency fL determined by the MEMS element portion capacitance Cm and the size of the resistor to about 2 Hz, for example, 20 Hz In the above band, when viewed from the MEMS element portion, it can be regarded as being electrically open.
  • RB is a resistance value of each of the resistors 401, 402, 411, and 412.
  • the resistor 401 and the capacitance 108 of the element capacitance portion Cm
  • the resistor 402 and the capacitance of the element capacitance portion 108 Cm
  • the output terminals 123 and 223 have the minute voltage changes ⁇ Vs1 and ⁇ Vs2 having opposite polarities appearing at the output terminals due to the sound pressure applied to the MEMS element capacitor portions 461 and 471. .
  • Voltage at output terminal 123 + ⁇ V s1
  • the element capacitance parts 461 and 471 are MEMS element parts, and two MEMS element parts are formed on the semiconductor substrate so that the electromotive force of the both is within a few percent by process control. It is possible to build.
  • a balanced signal output microphone having a polarity that the output voltages from the two capacitors are matched within a few percent and whose phases are different by 180 degrees is used as a bias voltage without an electret film. It can also be realized by a MEMS element unit of the system.
  • a balanced signal output microphone can be comprised in the band from 300 Hz to 4000 Hz which is an audio
  • resistors 401, 402, 411, 412 and the coupling capacitors 403, 404, 413, 414 can be incorporated into the IC when the amplifier 120 or 220 is integrated.
  • the voltage generating means 451 can be incorporated into the IC as a voltage pump system. Therefore, it is possible to form a module similar to the module shown in FIGS. 3 and 4 in the first embodiment. Moreover, application to the connection configuration of FIG. 5 and FIG. 6 is also possible.
  • the senor according to the present invention has very little signal loss and is useful as a high-quality microphone.

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Abstract

　読み取り回路の接続による信号損失が極めて小さいセンサーを提供する。　第１の電極および当該第１の電極に対向する第２の電極を有する第１の容量部と、第３の電極および当該第３の電極に対向する第４の電極を有する第２の容量部と、第１の増幅器と、第２の増幅器とを備え、前記第１の電極および前記第３の電極は可動であり、前記第１の容量部が前記第１の増幅器の帰還容量を構成し、前記第２の容量部が前記第２の増幅器の帰還容量を構成し、前記第１の増幅器における前記第１の容量部の帰還接続の向きが、前記第２の増幅器における前記第２の容量部の帰還接続の向きとは反対である構成のセンサーである。

Description

センサー
　本発明は、センサーに係り、特に２つの容量部と２つの増幅器を備えたセンサー関する。
　容量部を備えるセンサーとして、コンデンサマイクロホン、圧力センサー及び加速度センサーなどがある。これらのセンサーを構成する素子容量部は、静電エネルギーを仲介として容量部に配置された対向電極の振動や振れに基づいて電気信号を出力する。コンデンサマイクロホン及び圧力センサーは、対向電極の振動を感知するセンサーであり、加速度センサーは、振れを感知するセンサーである。
　コンデンサマイクロホンを例に説明すると、会話を集音する時のマイクロホンの出力信号は、３ｍＶ～１０ｍＶ程度であり、極めて微弱な信号である。信号の品質を悪化させる要因として、この微弱な信号部位であるマイクロホン容量素子部と信号読み出し回路へ飛び込む外来ノイズや読み出された信号出力伝送路上へ飛び込む外来ノイズがある。
　これら外来ノイズを低減する手段として、平衡接続伝送が良く知られている。（例えば、特許文献１参照）
特開２００８－５４３９号公報 特開２００８－２８８７９号公報
　平衡接続伝送の信号に要求される特性としては、２つの出力信号の大きさが同じで、互いに位相が逆相であることである。先行技術文献に示される構成のマイクロホンでは、マイクロホン素子容量部自体に発生する寄生容量のアンバランスやマイクロホン素子容量部から信号読み取り回路への接続信号線に発生する寄生容量に起因するアンバランスによる出力のアンバランスが考慮されておらず、要求特性の一つである２つの信号出力の大きさが異なるようになってしまうとともに、読み取り回路との接続で信号損失が発生してしまうという課題がある。
　本発明は、読み取り回路の接続による信号損失が極めて小さいセンサーを提供することを目的とする。
　尚、本発明においては、上記全ての課題を解決しなければならないわけではなく、これらの課題のうち、少なくとも一つを解決できればよいものとする。
　本発明のセンサーは、第１の電極および当該第１の電極に対向する第２の電極を有する第１の容量部と、第３の電極および当該第３の電極に対向する第４の電極を有する第２の容量部と、第１の増幅器と、第２の増幅器とを備え、前記第１の電極および前記第３の電極は可動の部分を有しており、前記第１の容量部が前記第１の増幅器の帰還容量を構成し、前記第２の容量部が前記第２の増幅器の帰還容量を構成し、前記第１の増幅器における前記第１の容量部の帰還接続の向きが、前記第２の増幅器における前記第２の容量部の帰還接続の向きとは反対である構成となっている。
　この構成によれば、それぞれの容量部の第１の電極端と第２の電極端に発生する寄生容量は、第１及び第２の増幅器として演算増幅器のように極めて大きな開ループゲイン、たとえば１Ｅ５倍以上のゲインを持ったものを用いることで、反転入力端子での仮想短絡が生じる。もう一方の非反転入力端子は基準電位（グラウンド）に接続されることから反転入力端子は仮想接地となる。このことから、反転入力端子に接続された容量部の端子の寄生容量は信号読み取りに寄与しなくなる。
　また、増幅器の出力端子に接続された容量部のもう一方の端子の寄生容量は、増幅器の出力インピーダンスが寄生容量のインピーダンスに比べて極めて小さいことから増幅器の出力端子に接続された容量部の寄生容量は信号の読み取りに寄与しなくなる。
　従って、増幅器の出力端子には音波によって容量部に発生した起電力がそのまま表れて、読み取り信号損失のない出力が得られる。
　さらに、前述したように２つの容量部の接続の向きが互いに反対である構成となっていることから第１の増幅器と第２の増幅器からは、互いに逆相の出力が得られることになる。
　また、第１の容量部及び第２の容量部に後述する半導体技術を応用したエレクトレットＭＥＭＳ音響トランスデューサーを用いることで、極めて均質な特性を持つ容量部を構成することが可能であり、本願のセンサーを構成する２つのコンデンサマイクの出力の大きさを数パーセント以内で整合させることが可能である。さらにエレクトレット膜による成極電圧を用いれば、外部直流電圧を容量部に印加する必要がなくなり、第１と第２の容量部の第１の電極端子と第２の電極端子は接続制約がなくなり上述のセンサー接続構成が可能となる。
　従って第１及び第２の増幅器の出力端からは、位相が逆で、接続損失がなくその大きさが数パーセント以内で整合した品質の良い平衡出力信号が得られることになる。
　これにより同相成分の外来ノイズが混入したとしても、前述した平衡伝送接続の減算処理によりそのノイズを極めて小さなものとすることができる。
　また、平衡伝送接続後の信号の大きさは前述した信号の数パーセント以内の整合により、それぞれの出力の極めて２倍に近い大きさの出力が得られる。
　前記第１の電極は前記第１の増幅器の出力端子に接続されており、前記第２の電極は前記第１の増幅器の入力端子に接続されており、前記第３の電極は前記第２の増幅器の入力端子に接続されており、前記第４の電極は前記第２の増幅器の出力端子に接続されている構成とすることができる。
　前記第１の増幅器の出力電圧と前記第２の増幅器の出力電圧の位相が所定の帯域で逆相であってもよい。この所定の帯域は、３００Ｈｚ以上４０００Ｈｚ以下であることが好ましい。
　前記第１の増幅器及び前記第２の増幅器は帰還抵抗を有していることが好ましい。この帰還抵抗により増幅器が飽和することを防ぐ。従って、第１と第２の容量部は帰還抵抗と並列に接続される帰還容量として接続されることになり、増幅器の出力端子には、前述したように接続損失がなく、それぞれの容量部の起電力と同一の大きさの信号電圧が得られるシンプルな構成となる。
　また、前記第１の増幅器及び前記第２の増幅器がＩＣにより構成されていてもよい。この構成によれば、さらなる小型化が可能となる。
　また、前記第１の増幅器及び前記第２の増幅器の出力を減算処理する第３の増幅器を具備し、前記第３の増幅器の出力が不平衡出力である構成とすることもできる。このような構成とすることで、前述したように出力には極めて２倍に近い大きさの電圧が得られ、小型で高出力のセンサーが可能となる。
　また、前記第１の増幅器、前記第２の増幅器及び前記第３の増幅器は一つのＩＣチップ中に形成されている構成としてもよい。この構成によりさらなる小型化が可能となる。
　また、アナログ－デジタル変換器をさらに備え、前記第１の増幅器からの出力信号及び前記第２の増幅器からの出力信号は、前記アナログ－デジタル変換器によってデジタル信号に変換されている構成とすることもできる。
　なお、ここでデジタル信号出力は、センサーに入力された音エネルギーを”１”、”０”のデジタル信号として出力するものとする。
　また、前記第１の増幅器、前記第２の増幅器及び前記アナログ－デジタル変換器が一つのＩＣチップ中に形成されている構成としてもよい。
　また、前記アナログ－デジタル変換器はΔシグマ変調器であることが望ましい。
　また、前記デジタル信号はパルス密度変調方式により出力されるものであってもよい。
　前記第１の容量部に並列に接続されている第１の容量素子と、前記第２の容量部に並列に接続されている第２の容量素子とをさらに備えていても良い。
　このように第１及び第２の容量素子を付加接続することで、出力を可変にでき、特に出力を小さくできるセンサーとなる。
　また、前記第１の容量部及び前記第２の容量部は、ＭＥＭＳ素子部であることが好ましい。本構成によれば、半導体ウェハー上に容量部が構成できて均質な特性でかつ小型のセンサーが可能となる。　
　また、前記第１の電極及び前記第３の電極、又は前記第２の電極及び前記第４の電極は、誘電体膜を有していてもよい。
　また、前記誘電体膜は、エレクトレット膜であってもよい。
　この構成により、外部からの電荷の供給（成極電圧）無しに駆動することができる。
　この特質により、素子部に成極直流電圧を与えるための接続線を必要とせず、容量素子部の両電極端子は外部成極ＤＣ電圧への接続制約がない端子となって通常の２端子の受動容量と同じ接続が可能となる。
　なお、エレクトレット膜を持たない容量素子部を対象とする場合には、ＤＣバイアス電圧手段と二つの抵抗部品と二つの容量部品を接続することで、エレクトレットと等価な機能を持つ容量素子部が構成できて平衡信号出力センサが構成可能である。
　前記第１の容量部、前記第２の容量部、前記第１の増幅器及び前記第２の増幅器が配置されている基板と、前記第１の容量部、前記第２の容量部、前記第１の増幅器及び前記第２の増幅器を覆うように、前記基板の上に配置された蓋体とをさらに備えていることが好ましい。
　この構成によれば、外来からのノイズをより低減することができるという効果がある。そして、前記第１と第２の容量部と前記第１および第２の増幅器を容器内に収納することで、外付け部品が不要で小型化が可能であり、接続損失もなく高品質の出力を得ることが可能となる。
　前記基板における前記蓋体が配置されている面とは反対側の面に、前記第１の増幅器の出力端子、第２の増幅器の出力端子、電圧供給端子及び接地端子が設けられていることが好ましい。
　この構成によれば、小型で実装性に優れた面実装型平衡信号出力のセンサーを得ることができる。
　前記基板には、前記第１の容量部及び前記第２の容量部の下に該当する部分に開口部が形成されていることが好ましい。
　この構成によれば、容量部の直下に音波を導入する音孔（開口部）が有るので、小型で実装性に優れた平衡信号出力のセンサーを得ることができる。
　また、前記基板、前記第１の容量部、前記第２の容量部及び前記蓋体により区切られる空間は、前記第１の電極又は前記第３の電極の可動部分の面積と前記空間の体積とから定義される第１の剛性を有しており、前記第１の剛性は、前記第１の電極又は前記第３の電極が有する第２の剛性よりも小さいことが好ましい。
　この構成により、センサーの感度は前記第１と第２の容量部の下部に設けられた開口孔から音波が入力される構成のセンサー感度は空間が有する第１の剛性の影響を受けにくく、その感度は第２の剛性で決定できるセンサーとなる。
　さらに、前記第１の剛性は、前記第２の剛性の１／５以下であることを特徴とすることが感度を決定するにあたり好ましい。
　前記蓋体に孔が形成されても良い。
　この構成によれば、音を導入する孔（開口部）が蓋体にあり、小型で実装性に優れた平衡信号出力のセンサーを得ることができる。
　前記蓋体が金属からなっていることが好ましい。
　このような構成にすることで、接地端子が蓋体と電気的に接続することになり、容器の外から電磁的な雑音が入るのを低減することができるという効果がある。
　なお、以上の特徴を矛盾が生じないように適宜組み合わせることが出来ることはいうまでもない。また、それぞれの特徴において、効果が複数期待できるときも、全ての効果を発揮できなければいけないわけではない。
　本発明によれば、素子容量部自体や接続配線での寄生容量による信号出力のアンバランスを低減し、かつ素子容量部の開放起電力を接続損失なく出力できるセンサーを提供することができる。
第１の実施の形態に係るコンデンサマイクロホンの等価回路図の概略図 第１の実施の形態に係るＭＥＭＳ素子部の断面図及び回路図の概略図 第１の実施の形態に係るコンデンサマイクロホンの実装概観図 第１の実施の形態に係る別のコンデンサマイクロホンの実装概観図 第２の実施の形態に係るコンデンサマイクロホンの等価回路図の概略図 第３の実施の形態に係るコンデンサマイクロホンの等価回路図の概略図 第４の実施の形態に係るＭＥＭＳ素子部の回路図の概略図 第４の実施の形態に係るコンデンサマイクロホンの等価回路図の概略図
　（第１の実施の形態）
　以下、第１の実施の形態について、図１～図４を参照して詳細に説明する。また、実施形態で使用している材料、数値は好ましい例を例示しているだけであり、この形態に限定されることはない。また、本発明の思想の範囲を逸脱しない範囲で、適宜変更は可能である。さらに加えるならば、他の実施の形態との組み合わせなども可能である。なお、ここでは、センサーのうちコンデンサマイクロホンを例として説明するが、圧力センサーや加速度センサー等他のセンサーに以下の構造を用いてもよい。コンデンサマイクロホンの容量部は、ＭＥＭＳ素子部であり、特に、エレクトレット膜を有するＭＥＭＳ素子部であるとして説明する。ここでＭＥＭＳ素子部とは、後述するが、半導体プロセスを用いて形成されたコンデンサを指しているが、組み立て式でもよく、ＭＥＭＳには限られない。以上のことは、全ての実施形態に共通して言えることである。
　図１は、第１の実施の形態における平衡信号出力マイクロホンの等価回路図の概略図である。
　図１に示すように、コンデンサマイクロホンは、第１の容量部１０、第２の容量部２０、第１の増幅器１２０、第２の増幅器２２０を具備している。
　第１の容量部１０は、第１の容量部１０の可動部分を有する電極である第１の電極１０１と、第１の電極１０１に対向して配置された第２の電極１０２とを具備したＭＥＭＳ素子部である。
　また、第１の容量部１０の第１の電極１０１は、第１の増幅器１２０の出力端子１２３に、第１の容量部１０の第２の電極１０２は第１の増幅器１２０の反転入力端子１２１に接続されている。
　ここで、第１の容量部１０の第１の電極１０１の第２の電極１０２と対向している表面には、エレクトレット膜１０３が形成されている。
　また、第２の容量部２０は、第２の容量部２０の可動電極である第３の電極２０１と、第３の電極２０１に対向して配置された第４の電極２０２とを具備したＭＥＭＳ素子部である。
　また、第２の容量部２０の第３の電極２０１は、第２の増幅器２２０の反転入力端子２２１に、第２の容量部２０の第４の電極２０２は第２の増幅器２２０の出力端子２２３に接続されている。
　ここで、第２の容量部２０の第３の電極２０１の第４の電極２０２と対向している表面には、エレクトレット膜２０３が形成されている。
　従って、第１の容量部１０の第１の増幅器１２０への接続は、第２の容量部２０の第２の増幅器２２０への接続とは逆の極性の接続であることになる。
　また、抵抗１２５、抵抗２２５は、それぞれ第１の容量部１０、第２の容量部２０と並列に接続されている。これらの抵抗１２５，２２５は第１の増幅器１２０と第２の増幅器２２０の電圧飽和を防ぐためのものである。
　図２（ａ）は、第１の実施の形態に係る第１の容量部であるＭＥＭＳ素子部の断面図を示し、図２（ｂ）と（ｃ）は、第１の実施の形態に係る第１の容量部であるＭＥＭＳ素子部の回路図の概略図を示している。なお、第２の容量部は第１の容量部と同じ構造を有しており、以下の説明において第１の容量部を第２の容量部と、第１の電極を第３の電極と、第２の電極を第４の電極と言い換えて、増幅器との接続の向きを逆にすれば、第２の容量部の説明となる。
　ＭＥＭＳ素子部は、ＣＭＯＳ（相補型電界効果トランジスタ）の製造プロセス技術を利用して、シリコン基板（シリコンウェハ）上に同時に製造された多数のマイクロホンチップを最終的に個々に分割することで形成される。図２（ａ）は、分割された１つのマイクロホンチップの断面図を示している。
　図２（ａ）に示すように、第１の容量部であるＭＥＭＳ素子部は、ｎ型のシリコン基板１００と、シリコン基板１００上に形成された酸化シリコン膜１５０と、酸化シリコン膜１５０の表面に形成された可動部分を有する電極として機能する第１の電極１０１と、ガラス化されたシリコン膜からなるスペーサ１４０と、スペーサ１４０によって支持される固定電極として機能する第２の電極１０２と、シリコン基板１００をエッチングすることで形成される貫通孔１０６を有する。第１の電極１０１のうち貫通孔１０６を覆う部分が主な可動部である。第１の電極１０１の、酸化シリコン膜１５０に支持されている部分が可動部ではない部分である。
　ここで第１の電極１０１は、ｎドープのポリシリコン膜９１とエレクトレット化された酸化シリコン膜１０３とからなる積層構造を有している。第２の電極２０１も同様にｎドープのポリシリコン膜１９１とエレクトレット化された酸化シリコン膜２０３とからなる積層構造を有している。第１の電極１０１は、シリコン窒化膜を更に有する積層構造を有していてもよい。第２の電極１０２はｎドープのポリシリコン膜から構成されていて、複数の孔１０７が設けられている。第２の電極もシリコン窒化膜を更に有する積層構造を有していてもよい。なお可動部分を有する電極である第１の電極１０１を振動膜や可動膜などと呼ぶことができる。第１の電極１０１と第２の電極１０２に挟まれた空間にはエアギャップＧが設けられており、電気的接続のためのコンタクトホールＨもさらに設けられている。
　エアギャップＧは、もともとスペーサ１４０が形成された部分をウェットエッチングなどの半導体微細加工技術を使用した方法でエッチング除去することによって形成されるが、他の方法でも構わない。また、音波が第１の電極１０１などからなる振動膜を振動させることで、ＭＥＭＳ素子部は、コンデンサマイクロホンの容量部として機能することになる。ここで、第１の電極１０１と第２の電極１０２は一対のコンデンサとして機能している。
　エレクトレット膜１０３について説明をさらに加える。まず、シリコン基板（ウェハ）上に形成された複数のＭＥＭＳ素子部を、個々に分割してチップにする。その後、分割されたチップに対して、コロナ放電等によりエレクトレット化処理を行い、例えばシリコン酸化膜などの誘電体膜をエレクトレット化する。その結果、エレクトレット膜１０３に電荷を保持させることができる。なお、ウェハレベルでエレクトレット化してもよいことは言うまでもない。エレクトレット膜１０３の性質にもよるが、一般的に、エレクトレット膜には負の電荷が帯電させられる。なお、第２の容量部２０のエレクトレット膜２０３についても同様である。
　エレクトレット膜１０３は、シリコン酸化膜やシリコン窒化膜等の無機膜で構成されていることから、ＦＥＰ等の高分子フィルムを利用しているエレクトレットコンデンサマイクロホンに比較して、高温に晒されても電荷保持特性が劣化することはなく、半田リフローでの実装を行うマイクロホンには適している。　
　次に、ＭＥＭＳ素子部の回路図について、図２（ｂ）を用いて説明することにする。エレクトレット化された膜を有する第１の電極１０１側には、電荷として、－Ｑ１[Ｃ]、対向電極である第２の電極１０２には、電荷として、＋Ｑ１[Ｃ]が表われ、平衡状態となっている。
　この平衡状態では、対向電極により形成される容量Ｃｍは、エアギャップＧと電極面積に依存し一意な値となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、
ε０：真空の誘電率　 ８．８５Ｅ－１２［Ｆ／ｍ］
εｓ：空気の比誘電率　 １．０００５８６
Ｓｄｉａ：第１の電極と第２の電極の重なり部分の面積、又は第３の電極と第４の電極の重なり部分の面積［ｍ２］
ｄ：ギャップ長［ｍ］
　この容量Ｃｍは、図２（ｂ）の等価回路に示すように、シリコン基板１００上で、基準電位（接地電位）に接続されることなく（グランド接続されることなく）、フローティングした構造として形成することがＭＥＭＳにより容易に可能である。
　この平衡状態から、単一角周波数ωｓの正弦波音波が、可動電極として機能する第１の電極１０１に導かれると、第１の電極１０１が音波と同じ周波数で正弦波振動する。この微小振動変位の大きさは振動膜の剛性（スチフネス）で概ね決定される。
　この振動により、平衡状態の容量に変化が生じ、両電極１０１，１０２の電荷に変化が生じる。第１の電極１０１の平衡状態からの微小振動変位をΔξsin（ωｓｔ）とすると、電荷にも同じ周波数での相補な微小変化が生じて
第１の電極側電荷：－Ｑ１＋Δｑｓsin（ωｓｔ）
第２の電極側電荷：＋Ｑ１－Δｑｓsin（ωｓｔ）
となる。
　この微小電荷変化は微小電圧変化としても表されて、第１の電極１０１側電圧は
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
と、第２の電極１０２側電圧は
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
となる。
　また、逆に微小電圧変化ΔＶｓを主体で表現すれば、
第１の電極側電荷：－Ｑ１＋ＣｍΔＶｓ
第２の電極側電荷：＋Ｑ１－ＣｍΔＶｓ
となる。
　また、フローティング構造を持つことで、図２（ａ）の構造に依存する固有の寄生容量が発生する。第１の電極１０１とシリコン基板間１００間においては寄生容量１１０が発生する。また、第２の電極１０２とシリコン基板１００間においては寄生容量１０９が発生する。これらの寄生容量１０９，１１０は、第１の電極１０１及び第２の電極１０２の支持枠やリード等の固定物によるところとなる。また、チップをプリント基板上に接着実装した場合にも、シリコン基板を通して寄生容量が発生することとなる。以上のような寄生容量は、音波や振動で変化することの無い値である。そのため、これらの容量端に信号となる変動電荷（電圧）は発生しない。
　従って、ＭＥＭＳ素子部は図２（ｂ）もしくは（ｃ）に示すような等価回路として表されることになる。（ｂ）は電荷に注目したモデルで、（ｃ）は電圧変化（起電力）に注目したモデルである。
　ここで容量部の容量１０８は前述したＣｍ、寄生容量１０９と１１０は、それぞれＣｐ１とＣｐ２で表されている。前述したように寄生容量はその構造の特異性で発生する容量のため音波で振動せずこの二つの容量には、電荷の発生はない。つまり音圧による起電力は発生しない。
　ＤＣバイアスコンデンサマイクロホンは、１９００年代初頭にＥ．Ｃ．Ｗｅｎｔｅによって考案されて以来、どちらか一方の電極に成極ＤＣ電圧を印加する基本構成・構造となっているため、信号読み取りに使用できる端子は１端子に限られていた。
　１９６０年代にＧ．Ｍ．Ｓｅｓｓｌｅｒがテフロン（登録商標）フィルムをエレクトレット化してコンデンサマイクロホンに応用し、エレクトレットコンデンサマイクロホンとして導入し、今日では携帯電話等に広く使用されている。このような従来のエレクトレットコンデンサマイクロホンでは、筒状の金属ケースに部品要素を機械的にスタックして、機械的なカシメによりその機械形状を保つ必要から、言い換えれば機械的カシメなしに容量部を形づくることができないことと、一方の端子がケースと必然的に接触し、信号読み取りに使用できる端子は１端子に限られていた。
　以上のことから本実施の形態に係るコンデンサマイクロホンでは、前述した容量部の両電極に生じた信号電荷もしくは起電力を読み取るに当たって、上述したＤＣバイアスコンデンサマイクロホンや機械的カシメを必要とするエレクトレットコンデンサマイクロホンのように素子容量部の信号読み取り端子に対する制約はなく、信号読み取りに当たって受動素子の容量部品と同じく２端子を自由に電気回路に接続できる点に特徴を持っていることで図１の接続構成が可能となる。
　第１の増幅器１２０と第２の増幅器２２０として、開ループゲインが極めて大きくまた出力インピーダンスが極めて小さい演算増幅器型の増幅器を使用することが好ましい。このような増幅器とすることで、図１に示す寄生容量１０４、１０５、２０４、２０５の寄与は無視できる。
　従って、出力端子１２３と２２３の出力電圧は、第１の容量部１０と第２の容量部２０の図２の（ｃ）の表現に準じた音圧による起電力表現での起電力をΔＶｓ１とΔＶｓ２とすれば、
出力端子１２３の電圧：＋ΔＶｓ１
出力端子２２３の電圧：－ΔＶｓ２
と表され、それぞれの容量部の起電力が損失無く出力端子に表れることになる。
　また、第２の容量部２０と第１の容量部１０とは、互いに逆接続となっていることから一方の出力極性に対して反対の極性の出力が得られる。
　さらに、第１の容量部１０と第２の容量部２０は前述したように、ＭＥＭＳ素子部であり、プロセスコントロールにより上述した両者の起電力を数パーセント以内の違いに納まるように、半導体基板上に２つのＭＥＭＳ素子部を構築することが可能である。
　従って、本マイクロホンの出力として、２つの容量部からの出力電圧の大きさが数パーセント以内でマッチングし、その位相が１８０度異なる極性を持つ平衡信号出力マイクロホンを実現することができる。すなわち、音声帯域である３００Ｈｚから４０００Ｈｚまでの帯域において平衡信号出力マイクロホンを構成することができる。
　また、筆者らは図１の接続構成でのＳＰＩＣＥ電子回路解析行い、本構成の電気的雑音出力が、通常の電荷増幅器構成、例えば、特許文献２に開示されている電気的雑音出力と比較して、わずかではあるが小さくなっていることを見出しておりマイクロホンのＳ／Ｎ比向上が可能な接続構成としても有望である。
　さらに、ＭＥＭＳ素子部の音響熱雑音を考慮しても、独立な素子部の雑音の加法牲により、平衡接続処理後の熱雑音出力は処理前の出力に２の平方根を乗じた大きさであり、前述した信号出力がきわめて２倍近い大きさになることからＳ／Ｎ比の改善が見込める接続構成となっている。
　次に、第１の実施の形態に係るコンデンサマイクロホンの実装概観図について説明する。図３、図４は、本発明の第１の実施の形態に係るコンデンサマイクロホンの実装概観図である。
　図３はＭＥＭＳ素子からなる容量部３０３，３０４に音を導く音孔（開口部）３０６，３０７を容量部３０３，３０４直下の基板３０１に設けた形式である。
　図４はＭＥＭＳ素子からなる容量部３０３，３０４に音を導く音孔（孔）３０８を蓋体３０２’である金属キャップに設けた形式になっている。
　いずれの場合も基板３０１上の容量部３０３，３０４と増幅器ＩＣ３３０，３３１の配置は同一としてあるが、異なった配置としても良い。
　図３（ｄ）は平衡信号出力コンデンサマイクロホン（モジュール）の蓋体３０２を外した状態の上面図を表し、図３（ｃ）はコンデンサマイクロホン（モジュール）の横断面図を表し、図３（ｂ）は蓋体３０２を付けた状態の上面図を、図３（ａ）は同下面図を表している。
　同様に、図４（ｄ）は平衡信号出力コンデンサマイクロホン（モジュール）の蓋体３０２’を外した状態の上面図を表し、図４（ｃ）はコンデンサマイクロホン（モジュール）の横断面図を表し、図４（ｂ）は蓋体３０２’を付けた状態の上面図を、図４（ａ）は同下面図を表している。
　図３及び図４に示すように、本実施形態の平衡信号出力コンデンサマイクロホンは、プリント基板３０１と金属キャップ（蓋体）３０２から構成される容器３００内に、第１の容量部３０３、第２の容量部３０４、第１の増幅器３３０と第２の増幅器３３１が収納される。ここで、第１の増幅器３３０と第２の増幅器３３１はＩＣで構成されている。
　また、図３では音を導入する開口部（音孔）３０６、３０７がプリント基板３０１に、図４では孔３０８が蓋体３０２’に設けられている。
　また、プリント基板３０１における、第１の容量部３０３、第２の容量部３０４、第１の増幅器３３０と第２の増幅器３３１が実装されている面と反対側の面には、第１の増幅器３３０の出力端子１２３、第２の増幅器３３１の出力端子２２３、第１の増幅器３３０及び第２の増幅器３３１に電圧を供給する電圧供給端子（電源入力端子）４０、接地端子３０が配置され、これらが面実装端子構造を構成しており、外部とのインターフェース端子となり、表面実装可能な平衡信号出力マイクロホンとなっている。
　尚、プリント基板３０１と蓋体３０２、３０２’は半田リフロー等で結合されて同電位となっている。また、プリント基板３０１の第１面には第１の容量部３０３、第２の容量部３０４、第１の増幅器３３０及び第２の増幅器３３１が接着剤で接着実装されていて、容量部と増幅器とはワイヤボンディングで接続される。
　第１の増幅器３３０及び第２の増幅器３３１は前述した演算増幅器型の同一のＩＣであり、電源パッド、ＧＮＤパッド、入力パッド（１２１、２２１）（図１の１２１及び２２１に対応）、出力パッド（１２３ａ、２２３ａ）（図１の１２３及び２２３に対応）を持ったものである。また、図１の帰還抵抗１２５と２２５はＩＣ内に実装されている。電源パッドとＧＮＤパッドはワイヤボンディングにより、基板３０１の表面のパッドに接続して、基板３０１のスルーホールやインナービアを通して裏面のパッド４０（電源端子）と３０（基準電位端子）に接続される。
　第１の容量部３０３の二つのパッドのうち、一方３１７は第１の増幅器ＩＣ３３０の入力パッド（図１の１２１に対応）に、もう一方３１８は基板表面の中継パッドを通して第１の増幅器ＩＣ３３０の出力端子１２３ｂ（図１の１２３に対応）に接続されている。中継パッドは基板３０１のスルーホールやインナービアを通して裏面のパッド１２３ｂに接続される。
　第２の容量部３０４の二つのパッドのうち、一方は第２の増幅器ＩＣ３３１の入力パッド２２１（図１の２２１に対応）に、もう一方は基板３０１表面の中継パッドを通して第２の増幅器ＩＣ３３１の出力端子２２３ｂ（図１の２２３に対応）に接続されている。中継パッドは基板のスルーホールやインナービアを通して裏面の出力端子２２３ｂに接続される。
　なお、第２の容量部３０４の接続は第１の容量部３０３の接続に対して、逆極性となるようにワイヤボンディングを行う。
　また、接地端子３０は、蓋体３０２とプリント基板３０１を通して電気的に接続され、容器３００は、外部からの電磁的な雑音から容器内部を保護する接地電位を有するシールド容器となる。
　ＭＥＭＳ素子からなる容量部３０３と３０４に大きさ２ｍｍ角程度のものを、増幅器ＩＣの３３０と３３１に大きさ０．７ｍｍ角程度のものを用いると図３に示す平衡信号出力マイクロホンの形状は８ｍｍ（幅）×４ｍｍ（奥行き）×１．３ｍｍ（高さ）程度で構成でき、その場合の図３の構成では、２つの開口部３０６、３０７間の距離は５ｍｍ以内としている。２つの開口部間隔が５ｍｍ以内であれば、波長が３４ｍｍの可聴周波数１０ｋＨｚ以下の周波数では開口部３０６と開口部３０７とで入射音圧の大きさ１％以下の差であり、平衡信号出力マイクロホンの特性を損ねることはない。
　また、構成図４の場合、後述する空間３０５の音響コンプライアンス構造により同様にＭＥＭＳ素子である第１の容量部３０３と第２の容量部３０４には、波長が３４ｍｍの可聴周波数１０ｋＨｚ以下の周波数ではほぼ同じ大きさの音圧となり、平衡信号出力マイクロホンの特性を損ねることはない。
　ここで、プリント基板３０１、蓋体３０２、第１の容量部３０３と第２の容量部３０４により区切られた（定義された）空間３０５について詳しく説明することにする。
　図３の構成時には、空間３０５は開口部３０６、３０７から見た場合、閉止音響管と同じく所定の音響コンプライアンス値を有する音響コンプライアンス構造となる。また、図３の構成の場合、空間３０５が背気室となる。背気室とは可動電極に対して音孔と反対側にある閉じられた空間のことである。
　図４の構成時にも、空間３０５は所定の音響コンプライアンス値を有する音響コンプライアンス構造となるが、図４の構成の場合、空間３０５は背気室ではなく、空間３５１が第１の容量部の背気室、空間３５２が第２の容量部の背気室となる。
　このように、図３の構成の場合と、図４の構成の場合とでは空間３０５の役割が異なるため、空間３０５の音響コンプライアンス構造は、図３の構成と図４の構成とで備えるべき好ましい特性が異なる。
　図３の空間３０５は閉止音響管と同じように音響コンプライアンス構造となり、ＭＥＭＳ素子部の可動電極（第１の容量部３０３と第２の容量部３０４双方の可動電極）の電極面積を媒介として機械振動系の機械コンプライアンスに換算できる。
　空間３０５の体積をＶ３０５［ｍ３］、第１の容量部の可動部分を有する電極の可動部分の面積をＳｄｉａ１－α、第２の容量部の可動部分を有する電極の可動部分の面積をＳｄｉａ２－βとすると、機械振動系の機械コンプライアンスは
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
と表される。ここでαとは第１の容量部の第１の電極のうち可動部分以外の部分の面積であり、βとは第２の容量部の第３の電極のうち可動部分以外の部分の面積である。
　また機械コンプライアンスの逆数が機械スチフネス（剛性）となる。
　マイクロホンの感度は可動電極の音圧に対する振れが大きいほど大きくなり、それはＭＥＭＳ素子である第１の容量部３０３の可動部分を有する電極である第１の電極１０１のスチフネス（剛性）と第２の容量部３０４の可動部分を有する電極である第３の電極２０１のスチフネス（剛性）に依存するとともに空間３０５のスチフネスに依存する。
　従って、空間３０５のスチフネスを、第１の容量部の可動部分を有する電極又は第２の容量部の可動部分を有する電極のスチフネスの１／５以下とすることで空間３０５のスチフネスの寄与を極めて少なくすることができ、音圧に対する可動電極の振れは自身のスチフネスで決定できて好ましい。
　容量部３０３，３０４とプリント基板３０１とによって塞がれる空間（容量部３０３，３０４の可動部分を有する電極下部の空間、特に、容量部３０３，３０４の貫通孔１０６が占める空間）体積の１０倍以上又は５倍以上となるように、プリント基板３０１、第１の容量部３０３、第２の容量部３０４、蓋体３０２で区切られる空間を設けることが好ましい。
　図３の構成では、背気室である空間３０５のスチフネスを小さくすることは、空間３０５の容積を大きくすることで達成できる。
　空間３０５の容積を上述したように大きくすることで、第１の容量部３０３と第２の容量部３０４の音響的結合が極めて小さくなり、上述したように音圧に対する可動部分を有する電極の可動部分の振れは自身のスチフネスで決定できるので都合が良い。
　一方、図４の構成では、第１及び第２の容量部３０３，３０４と基板３０１表面の間に背気室である空間３５１と３５２が形成されこの空間も閉止音響管と同じように音響コンプライアンス構造として働く。従って、可動部分を有する電極の可動部分の振れは第１の容量部、第２の容量部各々の可動部分を有する電極のスチフネスと各々の背気室である空間３５１、３５２のスチフネスに依存する。具体的には、可動電極の可動部分の振れは自身のスチフネスと自身の背気室の和で決定される。
　また、図４の空間３０５も所定の音響コンプライアンス値を有する音響コンプライアンス構造として働き、空間３０５と蓋体３０２’に設けた孔３０８により音響的に共振が発生する。この共振を人間の耳にはほぼ聞こえない可聴帯域である１６０００Hz以上の高い周波数に設定するには、空間３０５の容積を小さくし、蓋体３０２’の孔３０８の大きさを大きくすることが望ましい。
　従って、図３と図４の構成で空間３０５に求められる容積の大小は反対となる。
　なお、更に第３の増幅器を備える構成でもよい。すなわち、第１の増幅器１２０の出力端子１２３が第３の増幅器の一方の入力端子に接続している。また、第２の増幅器２２０の出力端子２２３が第３の増幅器のもう一方の入力端子に接続している。そして、第３の増幅器によって第２の増幅器の出力信号から第１の増幅器の出力信号を減算処理することによって更に増幅した信号を不平衡信号として取り出すことが出来る。第１の増幅器、第２の増幅器及び第３の増幅器は一つのＩＣ回路中に形成されていてもよい。このようにすることでより小型化が可能となる。
　（実施の形態２）
　以下、第２の実施の形態について、図５を参照して詳細に説明する。
　また、本実施形態で使用している、材料、数値は好ましい例を例示しているだけであり、この形態に限定されることはない。また、本発明の思想の範囲を逸脱しない範囲で、適宜変更は可能である。さらに加えるならば、他の実施の形態との組み合わせなども可能である。なお、ここでは、センサーのうちコンデンサマイクロホンを例として説明するが、圧力センサーや加速度センサー等の他のセンサーに以下の構造を用いてもよい。コンデンサマイクロホンの容量部は、ＭＥＭＳ素子部であり、特に、エレクトレットを有するＭＥＭＳ素子部であるとして説明するが、組み立て式でもよく、ＭＥＭＳには限られない。
　図５は、第２の実施の形態におけるコンデンサマイクロホンの等価回路図の概略図である。
　図５示すように、本実施例の形態におけるコンデンサマイクロホンは図１の構成の第１の増幅器１２０及び第２の増幅器２２０の帰還抵抗１２５，２２５の他に第１の容量素子として帰還容量１２６と、第２の容量素子として帰還容量２２６を付加した構成となっている。第１及び第２の容量素子は可動部を有さない通常の容量素子である。
　このような構成とすることで、出力信号電圧は、出力端子１２３において 
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
と表され、出力端子２２３においては
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
と表され、付加容量によって出力電圧を調整できる平衡信号出力マイクロホンが構成できる。
　本構成は、図３、図４で説明したようなプリント基板３０１と蓋体３０２あるいは蓋体３０２’から構成される容器３００内に配置される構造となっていてもよい。
　なお、更に第３の増幅器を備える構成でもよい。すなわち、第１の増幅器１２０の出力端子１２３が第３の増幅器の一方の入力端子に接続している。また、第２の増幅器２２０の出力端子２２３が第３の増幅器のもう一方の入力端子に接続している。そして、第３の増幅器によって第２の増幅器の出力信号から第１の増幅器の出力信号を減算処理することによって更に増幅した信号を不平衡信号として取り出すことが出来る。第１の増幅器、第２の増幅器及び第３の増幅器は一つのＩＣチップ中に集積化されて一つのＩＣ回路中に形成されていてもよい。このようにすることでより小型化が可能となる。
　（実施の形態３）
　図６に示すように、第３の実施の形態におけるコンデンサマイクロホンは、図１もしくは図５の構成に、アナログ－デジタル変換器７０４を付加した構成となっている。第１の増幅器１２０の出力端子１２３がアナログ－デジタル変換器７０４の入力端子７０１に接続している。また、第２の増幅器２２０の出力端子２２３がアナログ－デジタル変換器７０４の入力端子７０２に接続している。そして、アナログ－デジタル変換器７０４の出力はデジタル出力端子７０３へ導かれる。
　アナログ－デジタル変換器７０４は、図３、図４で説明したようなプリント基板３０１と蓋体３０２あるいは蓋体３０２’から構成される容器３００内に配置される構造となり、図６では、符号７０５を容器として説明している。
　尚、アナログ－デジタル変換器７０４、第１の増幅器１２０及び第２の増幅器２２０は、同じ製造プロセス技術を利用して、１チップ上に構成することが可能である。尚、アナログ－デジタル変換器７０４、第１の増幅器１２０及び第２の増幅器２２０はＩＣで構成されていることが好ましく、一つのＩＣとして構成されていることが好ましい。そして、電圧供給端子（電源供給端子）４０及び接地端子３０を共通化することが可能である。また、このような構成とすることにより、アナログ－デジタル変換器７０４、第１の増幅器１２０及び第２の増幅器２２０の共通回路（例えば、低電圧発生回路）を１つにすることが可能となり、低消費電力化が可能となるだけでなく、チップサイズを小さくすることが可能となる。そのため、より安価なマイクロホンを提供することができる。
　また、アナログ－デジタル変換器７０４は、高分解能を特徴とするΔシグマ変調器であることが望ましい。特に、クロック周波数１Ｍ～４ＭＨｚ、オーバーサンプリング率５０～６４倍、４次のΔシグマ変調器を用いることで、高信号対雑音比を低消費電力で実現することができる。
　また、出力端子７０３は、一定幅のパルスの密度により、波形を表すＰＤＭ（Pulse Density Modulation）形式で出力し、外部のＤＳＰ（Digital Signal Processor）によって、オーディオインターフェイスフォーマット、例えば、ＳＰＤＩＦフォーマットに変換される。また、容器７０５内にＤＳＰを取り込むことで、出力端子７０３は、オーディオインターフェイスフォーマット、例えば、ＳＰＤＩＦフォーマットで出力することも可能である。
　さらに、実施の形態１で説明したように、平衡信号出力端子１２３、２２３は起電力そのものが損失無く出力されてかつ外来雑音を低減させている品質の良い平衡信号出力端子１２３、２２３をアナログ－デジタル変換器７０４の入力端子７０１、７０２に、それぞれ接続することで、アナログ－デジタル変換器を付加したマイクロホンでも、より品質のよいデジタル出力信号を供給できる。
　（実施の形態４）
　以下、第４の実施の形態について、図７～図８を参照して詳細に説明する。また、実施形態で使用している材料、数値は好ましい例を例示しているだけであり、この形態に限定されることはない。また、本発明の思想の範囲を逸脱しない範囲で、適宜変更は可能である。さらに加えるならば、他の実施の形態との組み合わせなども可能である。なお、ここでは、センサーのうちコンデンサマイクロホンを例として説明するが、圧力センサーや加速度センサー等他のセンサーに以下の構造を用いてもよい。コンデンサマイクロホンの容量部は、ＭＥＭＳ素子部であり、特に、エレクトレット膜を持たないＭＥＭＳ素子部であるとして説明する。
　エレクトレット膜を持たないＭＥＭＳ容量素子部は、図２（ａ）からエレクトレット膜１０３を取り去った構造であり、具体的には図７（ａ）の回路図で表される。
　ＤＣバイアス電圧をＭＥＭＳ素子部に与えかつ信号を取り出すには、図７（ｂ）に示すように、図７（ａ）の電極端子４０７に抵抗４０１を通して正のＤＣバイアス電圧Ｖ＋を加え、さらに電極端子４０７に結合コンデンサ４０３を接続する。
　もう一方の電極端子４０８にも同様に抵抗４０２を通して負のＤＣバイアス電圧Ｖ－を加え、さらに電極端子４０７に結合コンデンサ４０４を接続する。
　ＶＢ／２＝｜Ｖ＋｜＝｜Ｖ－｜とすれば、このような接続により、ＭＥＭＳ素子部にはエレクトレット電圧に対応するＶＢが加わることになる。ここで、ＶＢとは、ＭＥＭＳ素子部に印加されるＤＣバイアス電圧である。
　音波により、可動電極として機能する第１の電極１０１’が振動して容量が微小変化し、前述のバイアス電圧ＶＢにより、微小電圧変化として開放起電力ΔＶｓが発生する。
　結合コンデンサ４０３と４０４は、ＤＣバイアス電圧をカットし、微小電圧変化ΔＶｓを読み出すためのものである。エレクトレット膜を持たないＭＥＭＳ容量素子部にこのような接続構成を備えさせることでエレクトレット膜を持つ実施の形態１のＭＥＭＳ容量素子部とほぼ等価な機能を持たせることが可能である。
　図８は本実施形態における平衡信号出力マイクロホンの等価回路の概略図である。第１の増幅器１２０と第１の帰還抵抗１２５と第２の増幅器２２０と第２の帰還抵抗２２５と端子１２３、４０、３０、２２３は、実施の形態１と同一機能のものである。
　前述の図７の接続構成のＭＥＭＳ素子部をそれぞれ第１の増幅器１２０と第２の増幅器２２０の帰還容量となるように接続する。
　第１の接続構成のＭＥＭＳ素子部４６１の結合コンデンサ４０４の一方を第１の増幅器１２０の入力端子１２１に、結合コンデンサ４０３の一方を第１の増幅器１２０の出力端子１２３に接続する。
　第２の接続構成のＭＥＭＳ素子部４７１の結合コンデンサ４１４の一方を第２の増幅器２２０の入力端子２２１に、結合コンデンサ４１３の一方を第２の増幅器２２０の出力端子２２３に接続する。第２の接続構成のＭＥＭＳ素子部４７１においても、第３の電極２０１’はエレクトレット膜を備えていない。
　電圧発生手段４５１は、前述のバイアス電圧Ｖ＋とＶ－を生成するもので、前述の抵抗４０１、４０２及び４１１、４１２に接続される。
　抵抗４０１と抵抗４１１に与えるバイアス電圧の極性と、抵抗４０２と抵抗４１２に与えるバイアス電圧の極性とを反対にすることで、位相が逆の微小電圧変化の信号を得ることができる。
　結合コンデンサ４０３、４０４、４１３、４１４の大きさをＭＥＭＳ素子部の容量Ｃｍに比較して十分大きく、例えば容量Ｃｍの３０倍程度に設定すればそのインピーダンスはＭＥＭＳ素子部からみた場合、電気的には短絡状態とみなすことができる。
　また、抵抗４０１、４０２、４１１、４１２の大きさを十分大きく、例えばＭＥＭＳ素子部容量Ｃｍと抵抗の大きさで決定される低域ロールオフ周波数ｆＬを、例えば、２Ｈｚ程度とすることで、２０Ｈｚ以上の帯域ではＭＥＭＳ素子部から見た場合、電気的には開放状態とみなすことができる。
　なお、低域ロールオフ周波数ｆＬは、ｆＬ＝１／（２πＣｍＲＢ）　と表される。
　ここで、ＲＢは、抵抗４０１、４０２、４１１、４１２のそれぞれの抵抗値であって、抵抗４０１と素子容量部の容量１０８＝Ｃｍ、抵抗４０２と素子容量部の容量１０８＝Ｃｍ、抵抗４１１と素子容量部の容量２０８＝Ｃｍ、抵抗４１２と素子容量部の容量２０８＝Ｃｍ、それぞれについて前述のｆＬの式が成り立つ。
　従って、実施の形態１の場合と同じく出力端子１２３と２２３にはＭＥＭＳ素子容量部４６１と４７１にかかる音圧によって、極性が逆の微小電圧変化ΔＶｓ１とΔＶｓ２が損失なく出力端子に表れることになる。
出力端子１２３の電圧：＋ΔＶｓ１
出力端子２２３の電圧：－ΔＶｓ２
　さらに、素子容量部４６１と４７１は前述したように、ＭＥＭＳ素子部であり、プロセスコントロールにより上述した両者の起電力を数パーセント以内の違いに納まるように、半導体基板上に２つのＭＥＭＳ素子部として構築することが可能である。
　従って、本マイクロホンの出力として、２つの容量部からの出力電圧の大きさが数パーセント以内でマッチングし、その位相が１８０度異なる極性を持つ平衡信号出力マイクロホンを、エレクトレット膜をもたないバイアス電圧方式のＭＥＭＳ素子部でも実現することができる。
　すなわち、ＤＣバイアスコンデンサマイクロホンであっても、上述のような構成であれば音声帯域である３００Ｈｚから４０００Ｈｚまでの帯域において平衡信号出力マイクロホンを構成することができる。
　さらに、抵抗４０１、４０２、４１１、４１２、結合コンデンサ４０３、４０４、４１３、４１４を、増幅器１２０や２２０をＩＣ化する場合に、そのＩＣの中に取り込むことが可能である。
　また、電圧発生手段４５１も電圧ポンプ方式としてＩＣに取り込むことが可能である。従って、実施の形態１において図３や図４に表されたモジュールと同様のモジュールを形成することが可能である。また、図５や図６の接続構成への適用も可能である
　以上説明したように、本発明に係るセンサーは、信号損失が極めて小さく、高音質のマイクロホン等として有用である。
　１０　第１の容量部
　２０　第２の容量部
　３０　基準電位端子
　４０　電源端子
１００　シリコン基板
１０１、１０１’　第１の電極
１０２　第２の電極
１０３　エレクトレット膜
１０４　寄生容量
１０５　寄生容量
１０６　貫通孔
１０７　孔
１０８　容量
１０９、１１０、１１９、１２０　寄生容量（固定容量）
１２０　増幅器１
１２３　出力端子
１２３ａ　出力パッド
１２３ｂ　出力端子
１２１、２２１　反転入力端子
１２２、２２２　非反転入力端子
１２５、２２５　帰還抵抗
１２６、２２６　付加容量
１４０　スペーサ
１５０　酸化シリコン膜
２０１、２０１’　第３の電極
２０２　第４の電極
２０３　エレクトレット膜
２２３　出力端子
２２３ａ　出力パッド
２２３ｂ　出力端子
３００、７０５　容器
３０１　プリント基板
３０２、３０２’　蓋体
３０３　第１の容量部
３０４　第２の容量部
３０５　空間
３０６、３０７　開口部
３０８　孔
３１７，３１８　容量部のパッド
４０１　抵抗
４０２　抵抗
４０３　結合コンデンサ
４０４　結合コンデンサ
４０７　電極端子
４０８　電極端子
４１１　抵抗
４１２　抵抗
４１３　結合コンデンサ
４１４　結合コンデンサ
４５１　電圧発生手段
４６１　ＭＥＭＳ容量素子部
４７１　ＭＥＭＳ容量素子部
７０４　アナログ－デジタル変換器

Claims (23)

  1. 　第１の電極および当該第１の電極に対向する第２の電極を有する第１の容量部と、
    　第３の電極および当該第３の電極に対向する第４の電極を有する第２の容量部と、
    　第１の増幅器と、
    　第２の増幅器と
    　を備え、
    　前記第１の電極および前記第３の電極は可動部分を有しており、
    　前記第１の容量部が前記第１の増幅器の帰還容量を構成し、前記第２の容量部が前記第２の増幅器の帰還容量を構成し、
    　前記第１の増幅器における前記第１の容量部の帰還接続の向きが、前記第２の増幅器における前記第２の容量部の帰還接続の向きとは反対である、センサー。
  2. 　前記第１の電極は前記第１の増幅器の出力端子に接続されており、
    　前記第２の電極は前記第１の増幅器の入力端子に接続されており、
    　前記第３の電極は前記第２の増幅器の入力端子に接続されており、
    　前記第４の電極は前記第２の増幅器の出力端子に接続されていることを特徴とする請求項１に記載のセンサー。
  3. 　前記第１の増幅器の出力電圧と前記第２の増幅器の出力電圧の位相が所定の帯域で逆相であることを特徴とする請求項１又は２に記載のセンサー。
  4. 　前記所定の帯域は、３００Ｈｚ以上４０００Ｈｚ以下であることを特徴とする請求項３に記載のセンサー。
  5. 　前記第１の増幅器及び前記第２の増幅器は帰還抵抗を有していることを特徴とする請求項１から４のいずれか一つに記載のセンサー。
  6. 　前記第１の増幅器及び前記第２の増幅器がＩＣにより構成されていることを特徴とする請求項１から５のいずれか一つに記載のセンサー。
  7. 　前記第１の増幅器及び前記第２の増幅器の出力を減算処理する第３の増幅器を具備し、前記第３の増幅器の出力が不平衡出力であることを特徴とする請求項１から６のいずれか一つに記載のセンサー
  8. 　前記第１の増幅器、前記第２の増幅器及び前記第３の増幅器は一つのＩＣチップ中に形成されていることを特徴とする請求項７に記載のセンサー。
  9. 　アナログ－デジタル変換器をさらに備え、
    　前記第１の増幅器からの出力信号及び前記第２の増幅器からの出力信号は、前記アナログ－デジタル変換器によってデジタル信号に変換されていることを特徴とする請求項１から６のいずれか一つに記載のセンサー。
  10. 　前記第１の増幅器、前記第２の増幅器及び前記アナログ－デジタル変換器が一つのＩＣチップ中に集積化されていることを特徴とする請求項９に記載のセンサー。
  11. 　前記アナログ－デジタル変換器はΔシグマ変調器であることを特徴とする請求項９又は１０に記載のセンサー。
  12. 　前記デジタル信号はパルス密度変調方式により出力されることを特徴とする請求項９から１１のいずれか一つに記載のセンサー。
  13. 　前記第１の容量部に並列に接続されている第１の容量素子と、前記第２の容量部に並列に接続されている第２の容量素子とをさらに備えている請求項１から１２のいずれか一つに記載のセンサー。
  14. 　前記第１の容量部及び前記第２の容量部は、ＭＥＭＳ素子部であることを特徴とする請求項１から１３のいずれか一つに記載のセンサー。
  15. 　前記第１の電極及び前記第３の電極、又は前記第２の電極及び前記第４の電極は、誘電体膜を有していることを特徴とする請求項１から１４のいずれか一つに記載のセンサー。
  16. 　前記誘電体膜は、エレクトレット膜であることを特徴とする請求項１５に記載のセンサー。
  17. 　前記第１の容量部、前記第２の容量部、前記第１の増幅器及び前記第２の増幅器が配置されている基板と、
    　前記第１の容量部、前記第２の容量部、前記第１の増幅器及び前記第２の増幅器を覆うように、前記基板の上に配置された蓋体とをさらに備えていることを特徴とする請求項１から１６のいずれか一つに記載のセンサー
  18. 　前記基板における前記蓋体が配置されている面とは反対側の面に、前記第１の増幅器の出力端子、第２の増幅器の出力端子、電圧供給端子及び接地端子が設けられていることを特徴とする請求項１７に記載のセンサー。
  19. 　前記基板には、前記第１の容量部及び前記第２の容量部の下に該当する部分に開口部が形成されていることを特徴とする請求項１７又は１８に記載のセンサー。
  20. 　前記基板、前記第１の容量部、前記第２の容量部及び前記蓋体により区切られる空間は、前記第１の電極又は前記第３の電極の可動部分の面積と前記空間の体積とから定義される第１の剛性を有しており、
    　前記第１の剛性は、前記第１の電極又は前記第３の電極が有する第２の剛性よりも小さいことを特徴とする請求項１９に記載のセンサー。
  21. 　前記第１の剛性は、前記第２の剛性の１／５以下であることを特徴とする請求項２０に記載のセンサー。
  22. 　前記蓋体に孔が形成されていることを特徴とする請求項１７または１８に記載のセンサー。
  23. 　前記蓋体が金属からなることを特徴とする請求項１７から２２のいずれか一つに記載のセンサー。
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