WO2011136559A2 - 무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 정보를 전송하는 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 정보를 전송하는 방법 및 장치 Download PDF

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Definitions

  • the following description relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method and apparatus for transmitting uplink control information in a wireless communication system.
  • Multi-antenna transmission technology is also called MIMO (Multiple Input Multiple Output) technology, and by applying MIM0 technology that uses multiple transmit antennas and multiple receive antennas
  • the transmission and reception efficiency of the L0 data can be improved.
  • the MIM0 technique may include spatial multiplexing, transmit diversity, beamforming, and the like.
  • the MIM0 channel matrix according to the number of receive antennas and the number of transmit antennas can be decomposed into a plurality of independent channels, each of which is referred to as a layer (i a y er ) or a stream.
  • 3GPPLTE systems eg 3GPPLTE release 8 or 9
  • 3GPP LTE-A systems e.g. 3GPP LTE Release 10
  • 3GPP LTE Release 10 an evolution of the 3GPP LTE standard. In support of downlink transmission through up to eight transmit antennas are discussed.
  • the existing 3GPP LTE system supports uplink / downlink transmission based on a single carrier band
  • the 3GPP LTE-A system bundles a plurality of carriers and provides a large bandwidth (ie, carrier aggregation technology). Using Support for uplink / downlink transmission is under discussion.
  • feedback on a downlink channel may be transmitted from a receiving end (eg, a terminal) to a transmitting end (eg, a base station).
  • the feedback information may include rank information for the downlink channel.
  • rank information for the downlink channel.
  • the existing system when the extended antenna configuration and / or downlink transmission through the multi-carrier is supported, the size of the bulk information to be fed back may increase.
  • it is divided into feedback of the rank indicator of up to 2 bits, but a specific method for the transmission of the tank indicator in the advanced system needs to be defined.
  • the present invention is to provide a scheme for efficiently and accurately configuring the control information transmitted on the uplink. More specifically, it is a technical problem to provide a method and apparatus for transmitting rank information on a downlink channel through an uplink channel.
  • the method for transmitting uplink control information in a wireless communication system repeats the N bits of information bits Coding to generate encoded bits; And transmitting the encoded bit through a physical uplink shared channel (PUSCH), and based on the number of 1s included in the information bit of the N bit, the information bit of the N bit to the repeated bit.
  • Bit inverse may be applied.
  • a terminal for transmitting uplink control information in a wireless communication system includes: a transmission module for transmitting an uplink signal to a base station; Receiving modes for receiving a downlink signal from the base station; And a processor for controlling the base station including the receive modules and the transmit modules, the processor repeatedly coding an N bit of information bits to generate an encoded bit; Configured to transmit the encoded bits through the physical transmission link through a PUSCH, and based on the number of 1s included in the N bits of information bits, the N bits of information bits. Bit inverse may be applied to the repeated bits.
  • the same bit as the information bit of the N bits is repeated when the number of 1s included in the information bits of the N bits is even, and the N bits when the number of 1 included in the information bits of the N bits is odd.
  • the information bits of may be inverse bit converted and repeated.
  • the bit in which the N bits of information bits are repeated may be located in the most significant bit (MSB) or the least significant bit (LSB) of the encoded bit.
  • the encoded bits may be interleaved in units of bits, units of bit blocks based on modulation orders, or units of repetitive blocks.
  • the least significant bit (LSB) may be punctured in the encoded bits based on a transmission resource element (RE) size.
  • RE transmission resource element
  • the constellation position of the bit in which the encoded bit is modulated may be a position farthest from the origin in the I-Q plane.
  • 5 N may be 3 or more.
  • the N bits of control information may be tank indicator (RI) or HARQ-acknowledgment information.
  • the N bits of information bits are [? 0j 0 2 ] and the bit where the N bits of information bits are repeated is [ ⁇ 3 ⁇ 4 0 4 0 5 ], and when the modulation order is 2, the encoded bit is [? Oj 0 2 0 3 L0 0 4 0 5 ] and the modulation order is 4, the encoded bit is [6b Oj 1 1 0 2 0 3 l 1 0 4 0 5 1] and the modulation order is 6 In this case, the encoded bit may be ⁇ 1 1 1 1 0 2 0 3 1 1 1 1 (3 ⁇ 4 (3 ⁇ 4 1 1 1 1).
  • the present invention can provide a method for efficiently and accurately configuring the control information transmitted in the uplink, a method and apparatus for transmitting tank information for the downlink channel through the uplink channel can be provided. have.
  • the effect obtained in the present invention is not limited to the above-mentioned effects,
  • 1 is a diagram illustrating a structure of a radio frame used in a 3GPP LTE system.
  • 2 is a diagram illustrating a resource grid in a downlink slot.
  • 3 is a diagram illustrating a structure of a downlink subframe.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a structure of an uplink subframe.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a structure of a transmitter according to an SC-FDMA scheme.
  • FIG. 6 is a diagram for describing a method of mapping a signal output from the DFT models of FIG. 5 to a frequency domain.
  • DM-RS demodulation reference signal
  • FIG 8 is a diagram illustrating symbol positions to which a reference signal (RS) is mapped in a subframe structure according to the SC-FDMA scheme.
  • RS reference signal
  • FIG. 9 is a diagram for explaining a clustered DFT-s-OFDMA scheme in a single carrier system.
  • 10 to 12 are diagrams for explaining a clustered DFT-s-0F ⁇ lA scheme in a multi-carrier system.
  • FIG. 13 is a diagram for describing a multiple antenna (MIM0) transmission scheme.
  • FIG. 14 is a diagram for explaining the structure of a MIM0-0FDM system.
  • 15 is a diagram illustrating a structure of a transmitter of an SCW and MCW MIM0-0FDM system.
  • 16 is a block diagram illustrating a process of a transport channel for an uplink shared channel.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating a mapping method of physical resources for transmitting uplink data and uplink control information.
  • 18 is a flowchart illustrating a method of efficiently multiplexing data and uplink control information on an uplink shared channel.
  • 19 is a block diagram illustrating a method of generating a transmission signal of data and a control channel.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating SC-FDMA symbol positions to which uplink control information is mapped on a PUSCH.
  • 22 and 23 are diagrams showing symbol positions to which tank information is mapped.
  • 24 is a flowchart illustrating a method of transmitting uplink control information according to the present invention.
  • 25 is a diagram for explaining the configuration of a transmission apparatus according to the present invention.
  • each component or feature may be considered to be optional unless otherwise stated.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features.
  • some components and / or features may be combined to form an embodiment of the present invention.
  • the order can be changed. Some configurations or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be substituted for components or features of another embodiment.
  • embodiments of the present invention will be described based on a relationship between data transmission and reception between a base station and a terminal.
  • the base station has a meaning as a terminal node of the network that directly communicates with the terminal. Certain operations described as being performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases.
  • BS Base station ion
  • eNB eNode B
  • AP access point
  • the repeater may be replaced by terms such as relay node (RN) and relay station (RS).
  • RN relay node
  • RS relay station
  • the first terminal (Terminal) ' may be replaced with terms such as UE (User Equi ment), MS (Mobi le Station), MSS (Mobi le Subscriber Station), SSOubscr iber Station).
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of the IEEE 802 system, the 3GPP system, the 3GPP LTE and the LTE-Advanced (LTE-A) system, and the 3GPP2 system, which are wireless access systems. That is, steps or parts which are not described to clearly reveal the technical spirit of the present invention among the embodiments of the present invention may be supported by the above documents. In addition, all terms disclosed in this document may be described by the above standard document.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • CDMA may be implemented with a radio technology such as Universal Terrestrial Radio Access (UTRA) or CDMA2000.
  • TDMA can be implemented with wireless technologies such as Global System for Mobile Communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile Communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • 0FDMA may be implemented by a wireless technology such as IEEE 802.il (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, Evolved UTRA (E-UTRA), or the like.
  • UTRA is part of UMTSCUniversal Mobile Telecommunications System.
  • 3rd Generation Partnership Project (3GPP) long term evolution (LTE) is part of an Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA, and employs 0FDMA in downlink and SC-FOMA in uplink.
  • LTE-A Advanced is the evolution of 3GPP LTE.
  • WiMAX can be described by the IEEE 802.16e standard (WirelessMAN-0FDMA Reference System) and the advanced IEEE 802.16m standard (WirelessMAN—OFDMA Advanced system).
  • IEEE 802.16e WiMA-0FDMA Reference System
  • advanced IEEE 802.16m WiMA Advanced system
  • 3GPP LTE and 3GPP LTE-A systems 3GPP LTE and 3GPP LTE-A systems.
  • the technical spirit of the present invention is not limited thereto.
  • the technical spirit of the present invention specifies that the present invention is applicable to other OFDM-based mobile communication systems (eg, the system according to the IEEE802.16m or 802.16x standard) other than LTE-A.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a structure of a radio frame used in a 3GPP LTE system.
  • One radio frame includes 10 subframes, and one subframe includes two slots in the time domain.
  • the time for transmitting one subframe is defined as a Transmission Time Interval ( ⁇ ).
  • ⁇ Transmission Time Interval
  • one subframe may have a length of 1 ms, and one slot may have a length of 0.5 ms.
  • One slot may include a plurality of OFDM symbols in the time domain.
  • a resource block is a resource allocation unit and includes a plurality of consecutive subcarriers in one slot. Same as above
  • the structure of the L5 radio frame is merely exemplary. Accordingly, the number of subframes included in one radio frame, the number of slots included in one subframe, or the number of 0FDM symbols included in one slot may be changed in various ways.
  • 2 is a diagram illustrating a resource grid in a downlink slot.
  • One downlink slot includes seven 0FDM symbols in the time domain, and one 10 resource block (RB) is shown to include 12 subcarriers in the frequency domain, but the present invention is not limited thereto.
  • RB resource block
  • Each element on the resource grid is called a resource element (RE).
  • One resource block includes 12 ⁇ 7 resource elements.
  • the number of NDLs of resource blocks included in a downlink slot depends on a downlink transmission bandwidth.
  • the structure of an uplink slot is a downlink
  • 3 is a diagram illustrating a structure of a downlink subframe. Up to three OFDM symbols at the front of the first slot in one subframe correspond to a control region to which a control channel is allocated. The remaining OFDM symbols correspond to data regions to which a physical downlink shared channel (PDSCH) is allocated.
  • PDSCH physical downlink shared channel
  • Downlink control channels used in the L0 system include, for example, a Physical Control Format Indicator Channel (PCFICH), a Physical Downlink Control Channel (PDCCH), and a Physical HARQ Indicator Channel (PQCH).
  • PCFICH Physical Control Format Indicator Channel
  • PDCH Physical Downlink Control Channel
  • PQCH Physical HARQ Indicator Channel
  • PHICH Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel
  • the PHICH includes a HARQ ACK / NACK signal as a male answer for uplink transmission.
  • Control information transmitted through the PDCCH is referred to as downlink control information (DCI).
  • DCI includes uplink or downlink scheduling information or an uplink transmit power control command for a certain terminal group.
  • PDCCH includes resource allocation and transmission format of downlink shared channel (DL-SCH), resource allocation information of uplink shared channel (UL-SCH), paging information of paging channel (PCH), system information on DL—SCH, Random access response transmitted on PDSCH Resource allocation of a higher layer control message, a set of transmission power control commands for individual terminals in a certain terminal group, transmission power control information, activation of VoIP voice over IP), and the like.
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region.
  • the terminal may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH is transmitted in a combination of one or more five consecutive Control Channel Elements (CCEs).
  • CCEs Control Channel Elements
  • the CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH at a coding rate based on the state of a radio channel.
  • the CCE corresponds to a plurality of resource element groups.
  • the format of the PDCCH and the number of available bits are determined according to the correlation between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs.
  • the base station PDCCH according to the DCI transmitted to the terminal
  • CRC Cyclic Redundancy Check
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • the PDCCH is for a specific terminal, the cell-RNTI (C-RNTI) identifier of the terminal may be masked to the CRC.
  • the PDCCH is for a paging message, the paging indicator
  • Paging Indicator Identifier may be masked to the CRC. If the PDCCH is for system information (more specifically, system information block (SIB)), the system information identifier and system information RNTI (SI-RNTI) may be masked to the CRC. Random Access -RNTI (RA—RNTI) may be masked to the CRC in order to indicate a random access response that is a male answer to the transmission of the random access preamble of the UE.
  • SIB system information block
  • RA—RNTI Random Access -RNTI
  • the uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • a physical uplink control channel including uplink control information in the control region (Physical Uplink Control Channel; PUCCH) is allocated.
  • a physical uplink shared channel (PUSCH) including user data is allocated.
  • PUCCH Physical Uplink Control Channel
  • PUSCH physical uplink shared channel
  • PUCCH for one UE is allocated to an RB pair in a subframe. Resource blocks belonging to a resource block pair occupy different subcarriers for two slots. This is called a resource block pair allocated to the PUCCH is frequency-hopped at the slot boundary.
  • SC-FDMA may also be referred to as DFT-s—OFDMA and is distinguished from the cluster-type DFT-s-OFDMA described later.
  • SC- FDMA has peak power to average power ratio (Peak-to-Average Power Ratio ; PAPR) of a rain or CM (Cube Metric) transmission method that can maintain a low "value, the power amplifier-linear (non- linear) distortion section It is a transmission scheme for efficient transmission avoiding.
  • PAPR is a parameter representing a waveform characteristic, and is a value obtained by dividing a peak value of an amplitude of a waveform by a time averaged root mean square (RMS) value.
  • CM is another measure that can represent the value that PAPR represents.
  • PAPR is associated with the dynamic range that the power amplifier must support on the transmit side.
  • the dynamic range (or linear range) of the power amplifier is required to be wide.
  • FIG. 5 illustrates a structure of a transmitter according to the SC-FDMA scheme.
  • One block composed of N symbols input to the transmitter is converted into a parallel signal through a serial-to-parallel converter 501.
  • the parallel signal is spread over the N-point DFT models 502, and the spread signal is mapped in the frequency domain by the subcarrier mapping modules 503.
  • the signal on each subcarrier is a linear combination of N symbols.
  • the signal mapped to the frequency domain is converted into a time domain signal via M-point IFFT modes 504. Time domain signals are parallel-serial
  • the L0 converter 505 converts into a serial signal and adds CP.
  • the effect of the IFFT processing of the M-point IFFT modes 404 is partially offset by the DFT processing of the N-point DFT modes 502.
  • the signal input to the DFT mode 502 has a low PAPR, but after the DFT process, the signal has a high PAPR, and the signal output by the IFFT process of the IFFT mode 504 may have a low PAPR again.
  • FIG. 6 is a diagram for describing how a signal output from the DFT models 502 is mapped to a frequency domain.
  • a signal output from the SC-FDMA transmitter may satisfy a single carrier characteristic.
  • FIG. 6A illustrates a localized mapping method in which a signal output from the DFT models 502 is mapped to a specific portion of a subcarrier region.
  • 6 (b) shows a DFT
  • the signal output from the 10 modules 502 represents a distributed mapping scheme in which the signals output from the 10 modules 502 are distributed and mapped to all subcarrier regions.
  • the existing 3GPP LTE standard for example, release 8
  • it is defined as using a local mapping method.
  • FIG. 7 is a block diagram illustrating a transmission process of a reference signal (RS) for demodulation of a transmission signal according to the SC-FDMA scheme.
  • RS reference signal
  • the data portion is a signal generated in the time domain.
  • RS omits DFT processing and is directly generated in the frequency domain (701), and then mapped onto subcarriers ( 702) It is defined to be transmitted through IFFT processing 703 and CP addition.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating symbol positions to which a reference signal (RS) is mapped in a subframe structure according to the SC-FDMA scheme.
  • FIG. 8 (a) shows that the RS is located in the fourth SC-FDMA symbol of each of the two L0 slots in one subframe in the case of a normal CP.
  • 8 (b) shows the third SC-FDMA symbol of each of two slots in one subframe in case of an extended CP.
  • the cluster method DFT-s-OFDMA is a variation of the above-described SOFDMA, in which a DFT-processed signal is amplified into L5 sub-blocks and then mapped to positions spaced apart from the frequency domain.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining a cluster-based DFT—s-OFDMA scheme on a single carrier.
  • the DFT output may be divided into Nsb sub-blocks (sub-blocks # 0 through # Nsb-1).
  • Nsb sub-blocks sub-blocks # 0 through # Nsb-1.
  • 3 ⁇ 4 sub-blocks # 0 to # Nsb-l are all mapped onto one carrier (e.g., carrier of 20 MHz bandwidth), each sub-block being frequency domain May be mapped to a location spaced apart in the phase.
  • each of the sub-blocks may be locally mapped on the frequency domain.
  • 10 and 11 illustrate a clustered DFT-s-OFDMA scheme on a multicarrier.
  • FIG. 10 illustrates one IFFT model when subcarriers 5 intervals are aligned between adjacent carriers in a situation in which multicarriers are contiguously configured (that is, a frequency band of each of the multicarriers is continuously allocated).
  • the DFT output may be divided into Nsb sub-blocks (sub-blocks # 0 through # Nsb-1).
  • the sub-blocks # 0 to # Nsb-l may each be mapped onto component carriers # 0 to # Nsb-l (each component carrier is for example 20 Hz z May have a bandwidth).
  • Each sub-block may also be locally mapped on the frequency domain.
  • Sub-blocks mapped on each component carrier may be converted into a time domain signal through one IFFT model.
  • FIG. 11 illustrates an example of generating a signal using a plurality of IFFT L5 models in a situation in which multiple carriers are configured non-contiguous ly (that is, in a case where frequency bands of each of the multiple carriers are not allocated consecutively).
  • the DFT output may be divided into Nsb sub-blocks (sub-blocks # 0 to #Nsb_l).
  • sub-blocks # 0 to #Nsb_l may each be mapped onto component carriers # 0 to # Nsb-l (each component carrier may have a 20 MHz bandwidth, for example). have).
  • each of the sub-blocks may be locally mapped in the frequency domain.
  • Sub-blocks embedded on each component carrier may be converted into a time-domain signal through respective IFFT models.
  • Inter-carrier DFT-s-OFDMA Clustered DFT—s-OFDMA on a single carrier as described in FIG.
  • DFT—s—0FDMA on the multi-carrier described in FIGS. 10 and 11 may be referred to as inter-carrier DFT-s-OFDMA.
  • Such intracarrier DFT-s-OFDMA and intercarrier DFT-s-OFDMA may be commonly used.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining a part-specific DFT-s- ⁇ (chunk-specific DFT-s-OFDMA) technique for performing DFT processing, frequency domain mapping, and IFFT processing in units of chunks.
  • Partial-Specific DFT-s-OFDMA may be referred to as Nx, SC_FDMA.
  • the code block segmented signal is chunked to perform channel coding and modulation on each part.
  • the modulated signal may be DFT processed, frequency domain mapped and IFFT processed in the manner as described in FIG. 5 and the L0 outputs from each IFFT may be summed to add CP.
  • the Nx SC-FDMA scheme described with reference to FIG. 12 may be applied to both of a concatenated multicarrier or a non-concatenated multicarrier. Multi-antenna system
  • L5 multi-antenna (MIM0) technology is a technique that combines and completes fragmentary pieces of data received from multiple antennas without relying on a single antenna path to receive the message.
  • Multi-antenna technology can improve the data transmission speed in a specific range or increase the system range for a specific data transmission rate so that it can be widely used in mobile communication terminals and repeaters.
  • ⁇ 0 is a mobile communication technology, and it is attracting attention as a next-generation technology that can overcome the transmission limit of mobile communication, which has reached a limit situation due to the expansion of data communication.
  • Multi-antenna technology is based on spatial multiplexing technique and space depending on whether the same data transmission Diversity technique can be divided.
  • Spatial Multiplexing (Spatial Multiplexing) is a method of transmitting different data simultaneously through multiple transmit / receive antennas. The transmitting side transmits different data through each transmitting antenna, and the receiving side transmits different data through appropriate interference cancellation and signal processing. It is a technique of improving the transmission rate by the number of 5 antennas.
  • Spatial Diversity is a method of obtaining transmit diversity by transmitting the same data through multiple transmit antennas, which is a kind of Space Time Channel Coding technique. Spatial diversity scheme can maximize the transmit diversity gain (performance gain) by transmitting the same data from multiple transmit antennas.
  • the spatial diversity technique is not a method for improving the L0 transmission, but a technique for increasing the reliability of transmission due to diversity gain. By combining these two techniques properly, you can get the benefits of each.
  • the multi-antenna system is open-loop in accordance with the feedback if the channel information for the transmitter on the reception side (open loop) method (or channel independent (channel independent) method) and closed loop (C l 0se d loop) method (or channel Channel dependent)
  • FIG. 13 is a configuration diagram of a general multi-antenna (MIM0) communication system.
  • the rate according to the increase in the channel transmission capacity is theoretically the maximum transmission rate when using one antenna () and the increase rate (Ri) Can be increased by multiply.
  • the weighting matrix W is applied to the information vector S transmitted power is adjusted ⁇ ⁇ transmit signal that is actually transmitted: let's consider a case where ⁇ (transmitted signal) 1 is configured.
  • the weight matrix plays a role of properly distributing transmission information to each antenna according to a transmission channel situation. Such a transmission signal
  • Wij is the value between the i th transmission antenna and the j th information.
  • W is called a weight matrix or a precoding matrix.
  • the reception signals of each antenna are represented by a vector as in Equation 6 below.
  • channels may be classified according to the transmit / receive antenna index, and a channel passing through the receive antenna i from the transmit antenna j is denoted by 1.
  • the order of the index of hij is that the receiving antenna index first, the index of the transmission antenna is later.
  • FIG. 13B is a diagram illustrating a channel from N T transmit antennas to a receive antenna i.
  • a channel arriving from a total of ⁇ transmit antennas to a reception antenna i may be expressed as follows.
  • Equation 7 Equation 8
  • Equation 8 Since the real channel goes through the channel matrix H as described above, GN (Additive White Gaussian Noise) is added to each of the N R receiving antennas.
  • Equation 10 The received signal obtained using the above equations is given by Equation 10 below.
  • the number of rows and columns of the channel matrix H indicating the channel condition is determined by the number of transmit antennas and receive antennas.
  • the number of rows in the channel matrix H is equal to the number of receive antennas (N R ), and the number of columns is equal to the number of transmit antennas ( ⁇ ⁇ ). That is, the channel matrix H may be represented by an N R XN T matrix.
  • the rank of a matrix is defined by the smaller of the number of rows and columns independent of each other. Therefore, the rank of a matrix cannot have a value greater than the number of rows or columns of the matrix.
  • the tank of the channel matrix H can be represented by the following equation (11).
  • FIG. 14 is a diagram for explaining the basic structure of a MIMCHFDM system having multiple transmit / receive antennas.
  • the channel encoder adds redundant bits to the data bits to reduce the effects on the channel or the noise.
  • the serial / parallel converter converts the serial data into parallel data, and the mapper uses the data bits.
  • the information is converted into data symbol information, and the multi-antenna encoder converts the data symbol into a space-time signal.
  • the transmitting antenna transmits such a space-time signal to the channel, and the receiving antenna is for receiving the signal from the channel.
  • the multiple antenna decoder converts the received spatiotemporal signal into each data symbol, the demapper converts the data symbol into bit information, and the parallel / serial converter converts the parallel signal into a serial signal.
  • the channel decoder performs decoding on the channel code and estimates the data.
  • the MIM0-0FDM system can have one or multiple codewords spatially according to the spatial multiplexing rate.
  • the case of having one codeword spatially is called a single codeword (SCW) structure and multiple codewords. Having The case is called a multiple codeword (MCW) structure.
  • FIG. 15 (a) shows a transmitter of the MIM0-0FDM system having an SCT structure
  • FIG. 15 (b) shows a transmitter of the MIM0-0FDM system having an MCW structure.
  • FIG. 16 is a block diagram illustrating a process of a transport channel for an uplink shared channel (PUSCH).
  • PUSCH uplink shared channel
  • data information multiplexed together with the control information is attached to a TB (Cyclic Redundancy Check) for TB to a transport block (hereinafter referred to as "TB") to be transmitted uplink (130) ), Multiple codes based on TB size.
  • TB Cyclic Redundancy Check
  • the CB is divided into L0 blocks (Code blocks, hereinafter referred to as "CBs") and CRCs for CBs are attached to the CBs (131).
  • Channel coding is performed on this result (132).
  • the channel-coded data is subjected to rate matching (133), and then the combination between the CBs is performed again (S134), and the combined CBs are CQI / PMK Channel Quality Informat ion / Precoding Matrix Index. ) And multiplexing (135).
  • channel encoding is performed separately from the data in CQI / PMI (136).
  • CQI / PMI is multiplexed with data (135).
  • channel encoding is performed separately from the RKRank Indication (137).
  • ACK / NACK Acknowledgment / Negat Acknowledgment
  • channel encoding is performed separately from data, CQI / PMI, and RI (138). Multiplexed data, CQI / PMI, separate channel coded RI, ACK / NACK
  • FIG. 17 is a diagram illustrating a mapping method of physical resources for transmitting uplink data and uplink control information ( ' UCI).
  • CQI / PMI and data are mapped onto the RE in a time-first manner.
  • the encoded ACK / NACK is punctured around a demodulation reference signal (DM RS) symbol and inserted, and the RI is mapped to the RE next to the RE where the ACK / NACK is located.
  • Resources for RI and ACK / NACK may occupy up to four SC-FDMA symbols.
  • the order of mapping is RI, CQI / PMI, data concatenation, and ACK / NACK.
  • the concatenation of the CQI / PMI and the data is mapped to the remaining REs except the RE to which the RI is mapped in a time-first manner.
  • the ACK / NACK is mapped while puncturing the concatenation of data with the already mapped CQI / PMI.
  • the single carrier characteristic may be satisfied by multiplexing data and uplink control information such as CQI / PMI. Therefore, uplink transmission maintaining a low cubic metric (CM) can be achieved.
  • 18 is a flowchart illustrating a method of efficiently multiplexing data and uplink control information on an uplink shared channel.
  • the user device recognizes a tank for data of a physical uplink shared channel (PUSCH) (S150). Then, the user equipment sets a tank of uplink control information (CQI, ACK / NACK and RI) in the same rank as the rank for the data (S151). In addition, the user device multiplexes data and control information (S152). Then, after mapping the data and the CQI in a time-first manner, the RI maps to the designated RE and the ACK / NACK to help drill the mapping around the RE around DM—RS. Interleaving may be performed (S153). Thereafter, the data and the control channel may be modulated with QPSK, 16QAM, 64QAM, etc.
  • PUSCH physical uplink shared channel
  • the modulation step can then be moved to another location (e.g., the modulation blot can be moved before the multiplexing step of data and control channels).
  • channel interleaving may be performed in units of codewords or may be performed in units of layers.
  • 19 is a block diagram illustrating a method of generating a transmission signal of data and a control channel. The position of each block can be changed in the application manner.
  • channel coding is performed for each codeword (160) and rate matching is performed according to the given MCS level and resource size (161).
  • the encoded bits may then be scrambled in a cell-specific or UE-specific or codeword-specific manner (162).
  • codeword to layer mapping is performed (163).
  • an operation of layer shift or permutation may be included.
  • FIG. 17 illustrates a codeword to layer mapping method.
  • the codeword to layer mapping may be performed using the rule illustrated in FIG. 17.
  • the precoding position in FIG. 17 may be different from the position of the precoding in FIG. 13.
  • Control information such as GQI, RI, and ACK / NACK is channel coded according to a given condition (165).
  • the CQI, RI, and ACK / NACK may be encoded by using the same channel code for all codewords, or may be encoded by using a different channel code for each codeword.
  • the number of encoded bits may be changed by the bit size controller (166).
  • the bit size control unit may be unified with the channel coding block 165.
  • the signal output from the bit size controller is scrambled (167). At this time, scrambling may be cell-specific, layer-specific, or layer-speci fie,
  • the bit size control unit may operate as follows.
  • the controller recognizes a tank n of rank_pusch for the PUSCH.
  • the encoded bits may be generated by applying channel coding and rate matching defined in an existing system (eg, LTE Rel-8).
  • Bit level interleaving may be performed. Black may equivalently perform interleaving at the modulation symbol level.
  • Data for the CQI / PMI channel and the two codewords may be multiplexed by a data / control multiplexer (164). Then, while allowing the ACK / NACK information to be mapped to the RE around the uplink DM-RS in both slots in the subframe, the channel interleaver maps the CQI / PMI according to a time-priority mapping scheme (168).
  • modulation is performed on each layer (169), DFT precoding 170, MIM0 precoding 171, RE mapping 172, and so on. Then, an SC-FDMA signal is generated and transmitted through the antenna port (173).
  • the functional blocks are not limited to the position shown in FIG. 19 and may be changed in some cases.
  • the scrambling blocks 162 and 167 may be located after the channel LO interleaving block.
  • the codeword to layer mapping block 163 may be located after the channel interleaving block 168 or after the modulation mapper block 169.
  • the L5 CQI is concatenated with the data and mapped using the same modulation order and constellation as the data to the remaining REs except for the RE to which the RI is mapped in a time-first mapping manner.
  • the CQI is spread in one codeword.
  • the codeword to which the CQI is transmitted is the codeword with the higher MCS level and the same MCS level. Is sent.
  • ACK / NACK is arranged while puncturing the concatenation of CQI and data already mapped to the symbols located on both sides of the reference signal. Since the reference signal is located at the 3rd and 10th symbols, the 2nd, 4th, 9th and 11th symbols.
  • ACK / NACK symbols are mapped in the order of 2, 11, 9, and 4 symbols.
  • RI It is mapped to a symbol located next to ACK / NACK, and is mapped first of all information (data, CQI, ACK / NACK, RI) transmitted on the PUSCH.
  • data data, CQI, ACK / NACK, RI
  • RI is mapped upward starting from the lowest subcarrier of the 1 5 8 12 th symbol.
  • the RI symbols are mapped in the order of 1,12, 8th symbol.
  • ACK / NACK and RI are mapped in the same way as QPSK using only four corners of the constellation when the size of the information bits is 1 bit or 2 bits.
  • the ACK / NACK and the RI transmit the same information using the same resource at the same location in all layers.
  • a method of calculating the number of resource elements for UCI on the PUSCH will be described.
  • the number of resource elements for CQI and ACK / NACK (or RI) transmitted on a PUSCH may be calculated according to Equations 12 and 13 below.
  • the number of resource elements for CQI and ACK / NACK (or RI) may be represented by the number of coded modulation symbols.
  • a channel coding method for UCI transmitted on a PUSCH will be described.
  • the input sequence i.e. Information data
  • RM Reed-Muller
  • Table 1 the input sequence
  • TBCCCTail biting convolutional coding may be applied after adding an 8-bit CRC.
  • channel coding of ACK / NACK and RI transmitted on the PUSCH will be described. If the information data size of ACK / NACK and RI is 1 bit, that is, input sequence is
  • channel coding is performed according to the modulation order (Qm) as shown in Table 2 below. Also, r UC1 UCI
  • channel coding is performed according to the modulation order as shown in Table 3 below. Especially in Table 3 Is
  • ACK / NACK or RI data for codeword 1 is (o 0 ra + Ol ra ) m O d 2 ⁇ especially in Tables 2 and 3 , the value of , and y is the repetition of the previous value Means.
  • RM Random-Muller
  • Table 1 i Mi.o Mi, i Mi, 2 Mi, 3. Mi, 4 Mi, 5 Mi, 6 Mi, 7 Mi, 8 Mi, 9 Mi, lo
  • BCI-encoded UCI that is, ACK / NACK or RI data
  • Control information of CQI, PMI, RI, and a combination of CQI and ACK / NACK may be transmitted through PUCCH format 2 / 2a / 2b.
  • Reed Muller (RM) channel coding may be applied.
  • channel coding for UCI CQI in a 3GPP LTE system is described as follows.
  • a bit stream ⁇ 1 " ⁇ 1 is inserted into a channel coding block using a (20, A) RM code.
  • Table 4 shows a basic sequence for the (20, A) code.
  • the modulation mapper (eg, modulation mapper 169 of FIG. 19) may be configured to perform the following operations.
  • Modulation Tamper can take a binary 0 or 1 as input and produce a complex modulation symbol as an output.
  • BPSK Binary Phase Shift Keying
  • QPSK Quadrature PS
  • 16QAM 16 Quadrature Amplitude Modulation
  • 64QAM 64QAM
  • pairs of bits b (i), b (i + l) are mapped to complex modulation symbols according to Table 6 below.
  • the rank value is 1 to 4, and the size of the rank information is up to 2 bits.
  • the above-described channel coding method is applicable to a tank indicator (RI) of up to 2 bits.
  • extended antenna configuration is applied for downlink transmission or multicarrier (i.e., carrier aggregation) technology is applied.
  • the size of the information increases. For example, if a tank value has one of 1 to 8 on one carrier, the size of the tank information should have a maximum of 3 bits.
  • rank information for a plurality of carriers needs to be transmitted, the size of tank information to be transmitted through an uplink channel increases accordingly.
  • the present invention proposes details of a coding scheme for transmitting tank information of this increased size and details of transmission timing (location in an uplink transmission frame) of the tank indicator.
  • a control channel for example, PUCCH
  • a data channel for example, PUSCH
  • UCI uplink control information
  • a control channel for example, PUCCH
  • a data channel for example, PUSCH
  • UCI uplink control information
  • a maximum of N independent layers can be transmitted, and a value of the maximum transmission rank is determined according to the situation of the receiver.
  • a transmitter having eight antennas may transmit up to eight layers.
  • a receiver having two antennas may receive up to two layers, and a receiver having four antennas may receive up to four layers, and a receiver having eight antennas may have a maximum of eight layers.
  • Two independent layers can be received.
  • the rank indicator (RI) can be expressed in bits, which can be represented by 1 bit in the case of the maximum tank -2, 2 bits in the case of the maximum tank -4, and 3 bits in the case of the maximum rank -8.
  • Table 9 shows an example in which ranks 1 to 8 are represented by three bits of RI.
  • tank information bits when transferring bulk information using a control channel (for example, PUCCH), tank information bits may be encoded using a block code of (20, 3) as shown in Table 4.
  • tank information bits when rank information is transmitted through a data channel (for example, PUSCH), tank information bits may be encoded using a block code of (32, 3) as shown in Table 1 below. have.
  • the result of the 3-bit tank information being coded by the (32, 3) block code may be expressed as, for example, '01 10 10 01 00 01 10 10 11 01 00 11 10 01 00 11 '.
  • it may be mapped to constellations in a bundle as shown in Table 10 below.
  • the number of REs used for transmitting RI in the data channel may be more or less than the number of modulation symbols obtained by modulating the encoded bits using the (32, A) block code.
  • the bit encoded using the block code may be rate matched to the number of REs used for transmission.
  • the rank bit when rank information is transmitted through a data channel, the rank bit may be encoded by using a repetition code.
  • the repeated encoded bits may be modulated through the modulation block.
  • the modulation order follows the modulation order for data transmission.
  • bit inverse may be implemented through the X0R operation or the modular operation.
  • bit inverse transformation of bO may be implemented through a bOxor 1 operation or a (b0 + l) mod2 operation.
  • the 5-bit inverse transform can be performed by two methods. One is a method of performing bit inverse transform on an information block in which the number of 1s included in the information bit string is odd. The other is a method of performing bit inverse transform on an information block in which the number of 1s included in the information bit string is even.
  • the combination of the information bit stream and the bit inverse transformed information bit stream can be performed by two methods.
  • L0 may be performed.
  • MSB most significant bit
  • LSB bit inversely transformed information bit stream in the least significant bit
  • interleaving (or repositioning) may be performed on the encoded bit string obtained as a result of the iterative coding. Interleaving is performed in units of bits, interleaving in units of arbitrary bit blocks in accordance with the modulation order, or blocks in accordance with an iteration block. Interleaving of units may be performed.
  • rate encoding may be performed on bits encoded as described above according to the transmitted RE size.
  • bits located in the LSB may be punctured.
  • rate matching may be performed by puncturing a bit located in the MSB or puncturing any part of bits by a predetermined rule.
  • only a part of the constellation may be used to modulate the encoded bit. For example, a method of performing modulation using only the most extreme end of the constellation may be considered. For QPSK, all four constellation positions are used.
  • the four constellation positions are located farthest from the origin of the I—Q plane.
  • RI When RI is composed of 3 bits of information, that is, [ ⁇ o ⁇ o] (where ⁇ corresponds to MSB of 35 bit input and o corresponds to LSB), it is encoded according to Table 13 below.
  • Equation 17 The results of Equation 17 can be arranged as shown in Table 14 below.
  • FIG. 20 shows in constellation the results of performing modulation on the encoded bits of Table 14.
  • the encoded bits of Table 14 are mapped to the constellations of FIG. 20 (a), the encoded bits are mapped to the constellations of FIG. 20 (b), and the encoded bits [01] 00 10 is mapped to the constellation of FIG. 20 (c), the encoded bit [01 11 00] is mapped to the constellation of FIG. 20 (d), and the encoded bit [10 11 01] is shown in FIG. 20 (e).
  • the encoded bits [11 10 00] are mapped to the constellations of FIG. 20 (f).
  • the same principle applies to encoding and modulation of RI of three or more bits in size. Can be applied.
  • the encoding and modulation of RI information bits are mainly described, but the same principle may be applied to other control information. For example, in transmitting ACK / NACK information having a size of 3 bits or more, the encoding and modulation scheme of the present invention described above may be equally applied.
  • RS is Located at the SC-FDMA symbol indexes 3 and 10
  • ACK / NACK is mapped to the symbol next to RS
  • RI is mapped next to ACK / NACK.
  • RI is mapped in the order of SC-FDMA symbol indexes 1, 12, 8, and 5 among 14 SC-FDMA symbols (SC-FDMA symbol indexes 0 through 13) of one subframe in case of a normal CP.
  • SC-FDMA symbol index may be represented by column indexes 0 to 11 except for the RS transmission symbol.
  • SC-FDMA symbols (or columns) to which RIs are mapped in an uplink subframe can be arranged as shown in Table 15 below. Table 15
  • FIG. 21 is a diagram illustrating SC-FDMA symbol positions to which uplink control information is mapped on an RJSCH.
  • FIG. FIG. 21 (a) shows a case of a general CP
  • FIG. 21 (b) shows a case of an extended CP.
  • the uplink control information transmission SC-FDMA symbols of FIG. 21 are transmitted by TDM with a DMRS transmission symbol.
  • the last symbol of the SC-FDMA symbol of FIG. 21 may be used for SRS transmission.
  • 22 and 23 are diagrams showing symbol positions to which tank information is mapped. 22 is for the case of general CP, and FIG. 23 is for the case of extended CP. 22 and the symbol position at which the RI yae map as shown in Figure 23 may be newly defined, compared to the conventional systems (see Fig. 21).
  • the newly defined position of the transmission symbol of the RI may be due to an increase in the size of the RI information or may be due to an increase in the size of the ACK / NACK information.
  • the carrier aggregation technique is applied to downlink transmission, the amount of ACK / NACK information to be transmitted in the uplink may be increased compared to the conventional single carrier transmission. Can be changed. Setting the RI to be transmitted at a newly defined time position may be signaled by a higher layer signal.
  • 24 is a flowchart illustrating a method of transmitting uplink control information according to the present invention.
  • step S2410 the base station transmits a downlink signal, the terminal may receive it.
  • the downlink signal includes a reference signal for downlink channel measurement (common reference signal (CRS)). And / or channel state information-reference signal (CSI-RS) and downlink data.
  • CRS common reference signal
  • CSI-RS channel state information-reference signal
  • step S2420 the UE may measure the downlink channel based on the downlink reference signal and attempt to decode the received downlink data.
  • the UE may select a rank value (RI) suitable for the downlink channel, and calculate a downlink channel quality (CQI) and the like based on the rank value (RI).
  • HARQ-ACK / NACK information may be generated according to whether the decoding of the downlink data packet is successful.
  • the RI, CQI, and HARQ-ACK / NACK information may be collectively referred to as uplink control information (UCI).
  • UCI uplink control information
  • the UE may perform channel coding on the generated UCI.
  • the channel coding scheme according to various embodiments of the present invention may be applied.
  • the iterative coding scheme according to the present invention can be applied. Accordingly, encoded bits for the UCI are generated.
  • the UE may perform channel interleaving, rate matching, and modulation on the encoded bits.
  • interleaving, rate matching, and modulation schemes according to various embodiments of the present invention may be applied.
  • the UE maps the modulation symbol for the UCI to the PUSCH resource and transmits it to the base station.
  • the base station may receive the UCI and perform an operation according thereto. For example, the number of layers of the downlink transmission, the MCS, etc. may be determined based on RI, CQI, etc. reported from the terminal, or the data packet may be retransmitted based on HARQ-ACK / NACK information from the terminal.
  • the downlink transmission entity has been described mainly using a base station as an example, and the uplink transmission entity has been mainly described using a terminal as an example, but the scope of the present invention is not limited thereto. That is, even when the repeater becomes a downlink transmission entity to the terminal or an uplink reception entity from the terminal, or when the repeater becomes an uplink transmission entity to the base station or a downlink reception entity from the base station, The principles of the present invention described through various embodiments may be equally applied.
  • 25 is a diagram showing the configuration of a transmitting device according to the present invention.
  • a transmission device 2510 may include reception modules 2511, transmission modules 2512, a processor 2513, a memory 2514, and a plurality of antennas 2515.
  • the plurality of antennas 2515 mean a transmission device that supports MIM0 transmission and reception.
  • the receivers 2511 may receive various signals, data, and information.
  • the transmission modules 2512 may transmit various signals, data, and information.
  • the processor 2513 may control operations of the entire transmission apparatus 2510.
  • the transmitting device 2510 may be configured to transmit uplink control information.
  • the processor 2513 of the transmitting apparatus may be configured to iteratively code N bits of information bits to generate encoded bits.
  • the processor 2513 may be configured to transmit the encoded bits on the PUSCH, via the transmission modules 2512.
  • a bit inverse transform may be applied to a bit in which information bits of N bits are repeated based on the number of 1s included in the information bits of N bits.
  • the processor 2513 of the transmitting device 2510 may further receive the signal received by the transmitting device 2510.
  • the information 25 performs a function of arithmetic processing information to be transmitted to the outside, and the memory 2514 may store the arithmetic processed information for a predetermined time and may be replaced with a component such as a buffer (not shown).
  • the detailed configuration of the above-described transmission apparatus 2510 may be implemented so that the matters described in the above-described various embodiments of the present invention may be independently applied or two or more embodiments may be simultaneously applied, and overlapping contents will be described for clarity. Omit.
  • the transmitting device 2510 may be a terminal device receiving a downlink signal from a base station and transmitting an uplink signal to the base station.
  • the description of the transmitting device 2510 can be equally applied to the L0 repeater device as the downlink receiving entity or the uplink transmitting entity.
  • Embodiments of the present invention described above may be implemented through various means.
  • embodiments of the present invention may be implemented by hardware, firmware (fir) are, software or a combination thereof.
  • the method according to embodiments of the present invention may include one or more L5 or more ASICs (Application ICs), DSPs (Digital Signals).
  • ASICs Application ICs
  • DSPs Digital Signals
  • DSPD Digital Signal Processing Devices
  • PLD Programmable Logic
  • FPGAs field programmable gate arrays
  • processors controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • the method according to the embodiments of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures or functions for performing the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in a memory unit and driven by a processor.
  • the memory unit is located inside or outside the processor, Data can be exchanged with the processor by a variety of known means.
  • the detailed description of the preferred embodiments of the invention disclosed as described above is provided to enable those skilled in the art to implement and practice the invention.
  • those skilled in the art will understand that various modifications and changes can be made without departing from the scope of the present invention.
  • those skilled in the art can use each of the configurations described in the above embodiments in combination with each other.
  • the present invention is not intended to be limited to the embodiments shown herein but is to be accorded the widest scope consistent with the principles and novel features disclosed herein.
  • Embodiments of the present invention as described above may be applied to various mobile communication systems. -

Landscapes

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Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 구체적으로는 무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 정보를 전송하는 방법 및 장치가 개시된다. 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 정보를 전송하는 방법은, N 비트의 정보 비트를 반복 코딩하여 인코딩된 비트를 생성하는 단계; 및 상기 인코딩된 비트를 물리상향링크공유채널(PUSCH)을 통하여 전송하는 단계를 포함하고, 상기 N 비트의 정보 비트에 포함된 1 의 개수에 기초하여, 상기 N 비트의 정보 비트가 반복된 비트에 비트 역변환(bit inverse)이 적용될 수 있다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 정보를 전송하는 방법 및 장치
【기술분야】
5 이하의 설명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 구체적으로는 무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 정보를 전송하는 방법 및 장치에 대한 것이다.
【배경기술】
다중 안테나 전송 기술은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 기술이라고도 하며， 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나를 사용하는 MIM0 기술을 적용함으로써
L0 데이터의 송수신 효율을 향상시킬 수 있다. MIM0 기술에는 공간 다중화 (spatial multiplexing) , 전송 다이버시티 (transmi t diversity) , 빔포밍 (beamforming) 등이 포함될 수 있다. 수신 안테나 개수와 송신 안테나 개수에 따른 MIM0 채널 행렬은 다수의 독립 채널로 분해될 수 있고, 각각의 독립 채널은 레이어 (iayer) 또는 스트림 (stream)이라 한다. 레이어 또는 스트림의 개수， 또는 공간다중화율은
L5 랭크 (rank)라 한다.
기존의 3GPPLTE시스템 (예를 들어， 3GPPLTE릴리즈 8또는 9)에서는 최대 4전송 안테나를 통한 하향링크 전송을 지원하였으나, 3GPP LTE 표준의 진화인 3GPP LTE-A 시스템 (예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈 10)에서는 최대 8 전송 안테나를 통한 하향링크 전송을 지원하는 것이 논의되고 있다.
10 또한, 기존의 3GPP LTE 시스템에서는 단일 반송파 대역을 기반으로 하는 상향링크 /하향링크 전송을 지원하지만, 3GPP LTE-A시스템에서는 복수개의 반송파를 묶어 큰 대역폭을 제공하는 기술 (즉， 반송파 집성 기술)을 이용하는 상향링크 /하향링크 전송을 지원하는 것이 논의되고 있다.
【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
하향링크 다중 안테나 전송을 효율적으로 수행하기 위하여 하향링크 채널에 대한 피드백이 수신단 (예를 들어， 단말)으로부터 송신단 (예를 들어， 기지국)으로 전송될 수 있다. 이러한 피드백 정보에는 하향링크 채널에 대한 랭크 정보가 포함될 수 있다. 기존의 시스템에 비하여 확장된 안테나 구성 및 /또는 다중 반송파를 통한 하향링크 전송을 지원하는 경우에， 피드백되어야 할 ¾크 정보의 크기가 증가할 수 있다. 기존의 시스템에서는 최대 2 비트의 랭크 지시자를 피드백하는 것으로 층분하였지만， 발전된 시스템에서의 탱크 지시자의 전송을 위한 구체적인 방안이 정의될 필요가 있다.
본 발명은 상향링크에서 전송되는 제어 정보를 효율적이고 정확하게 구성하는 방안을 제공하는 것을 기술적 과제로 한다. 보다 구체적으로， 하향링크 채널에 대한 랭크 정보를 상향링크 채널을 통하여 전송하는 방법 및 장치를 제공하는 것을 기술적 과제로 한다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다론 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【기술적 해결방법】
상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 정보를 전송하는 방법은， N 비트의 정보 비트를 반복 코딩하여 인코딩된 비트를 생성하는 단계; 및 상기 인코딩된 비트를 물리상향링크공유채널 (PUSCH)을 통하여 전송하는 단계를 포함하고， 상기 N 비트의 정보 비트에 포함된 1 의 개수에 기초하여， 상기 N 비트의 정보 비트가 반복된 비트에 비트 역변환 (bit inverse)이 적용될 수 있다.
상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 정보를 전송하는 단말은, 기지국으로 상향링크 신호를 전송하는 전송 모들; 상기 기지국으로부터 하향링크 신호를 수신하는 수신 모들 ; 및 상기 수신 모들 및 상기 전송 모들을 포함하는 상기 기지국을 제어하는 프로세서를 포함하며， 상기 프로세서는， N 비트의 정보 비트를 반복 코딩하여 인코딩된 비트를 생성하고; 상기 전송 모들을 통하여， 상기 인코딩된 비트를 물리상향링크공유채널 (PUSCH)을 통ᅳ하여 전송하도록 구성되며, 상기 N 비트의 정보 비트에 포함된 1 의 개수에 기초하여， 상기 N 비트의 정보 비트가 반복된 비트에 비트 역변환 (bit inverse)이 적용될 수 있다.
본 발명의 전술한 실시예들에 대하여 이하의 사항이 공통으로 적용될 수 있다. 상기 N 비트의 정보 비트에 포함된 1 의 개수가 짝수개인 경우에 상기 N 비트의 정보 비트와 동일한 비트가 반복되고， 상기 N 비트의 정보 비트에 포함된 1 의 개수가 홀수개인 경우에 상기 N 비트의 정보 비트가 비트 역변환되어 반복될 수 있다.
상기 N 비트의 정보 비트가 반복된 비트는 상기 인코딩된 비트의 최상위비트 (MSB) 또는 최하위비트 (LSB)에 위치할 수 있다.
상기 인코딩된 비트는, 비트 단위， 변조 차수에 기초한 비트 블록 단위， 또는 반복 블록 단위로 인터리빙될 수 있다. 상기 인코딩된 비트는， 전송 자원요소 (RE) 크기에 기초하여 최하위비트 (LSB)가 펑처링될 수 있다.
상기 인코딩된 비트가 변조된 비트의 성상위치는 I-Q 평면에서 원점을 기준으로 가장 거리가 먼 위치일 수 있다.
5 N은 3 이상일 수 있다.
상기 N 비트의 제어 정보는 탱크 지시자 (RI) 또는 HARQ-확인응답 (acknowledgment) 정보일 수 있다.
상기 N 비트의 정보 비트는 [ ? 0j 02] 이고 상기 N 비트의 정보 비트가 반복된 비트는 [ί¾ 04 05] 이며， 변조 차수가 2 인 경우에 상기 인코딩된 비트는 [ ? Oj 0203 L0 04 05] 이고, 변조 차수가 4 인 경우에 상기 인코딩된 비트는 [6b Oj 1 1 02 03 l 1 04 051 1] 이고, 변조 차수가 6 인 경우에 상기 인코딩된 비트는 < 1 1 1 1 02031 1 1 1 (¾ (¾ 1 1 1 1] 일 수 있다.
본 발명에 대하여 전술한 일반적인 설명과 후술하는 상세한 설명은 예시적인 것이며, 청구항 기재 발명에 대한 추가적인 설명을 위한 것이다.
L5 【유리한 효과】
본 발명에 따르면， 본 발명은 상향링크에서 전송되는 제어 정보를 효율적이고 정확하게 구성하는 방안을 제공될 수 있고, 하향링크 채널에 대한 탱크 정보를 상향링크 채널을 통하여 전송하는 방법 및 장치가 제공될 수 있다.
본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며,
10 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】 본 명세서에 첨부되는 도면은 본 발명에 대한 이해를 제공하기 위한 것으로서 본 발명의 다양한 실시형태들을 나타내고 명세서의 기재와 함께 본 발명의 원리를 설명하기 위한 것이다.
도 1은 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 2는 하향링크 슬롯에서의 자원 그리드 (resource grid)를 나타내는 도면이다. 도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 5는 SC— FDMA 방식에 따른 송신기 구조를 나타내는 도면이다.
도 6은 도 5의 DFT 모들에서 출력된 신호가 주파수 영역에 매핑되는 방식을 설명하기 위한 도면이다.
도 7은 SC-FDMA 방식에 따른 전송에서 복조 참조신호 (DM-RS)의 전송을 설명하기 위한 블록도이다.
도 8은 SC-FDMA 방식에 따른 서브프레임 구조에서 참조신호 (RS)가 맵핑되는 심볼 위치를 나타내는 도면이다.
도 9는 단일 반송파 시스템 상에서의 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
도 10 내지 12는 다중 반송파 시스템 상에서 클러스터 방식 DFT— s-0F \lA 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
도 13은 다중 안테나 (MIM0) 전송 방식을 설명하기 위한 도면이다.
도 14 는 MIM0-0FDM 시스템의 구조를 설명하기 위한 도면이다.
도 15는 SCW 및 MCW MIM0-0FDM 시스템의 송신기의 구조를 나타내는 도면이다. 도 16 은 상향링크 공유 채널에 대한 전송 채널의 처리과정을 설명하는 블록도이다.
도 17은 상향링크 데이터와 상향링크제어정보 전송을 위한 물리 자원의 매핑 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 18은 상향링크 공유 채널 상에서 데이터와 상향링크 제어 정보를 효율적으로 다중화하는 방법을 설명하는 순서도이다.
도 19는 데이터와 제어 채널의 전송 신호를 생성하는 방법을 설명하는 블록도이다.
도 20 은 본 발명에 일례에 따라서 인코딩된 비트에 변조를 수행한 결과를 성상도로 나타낸 것이다.
도 21 은 PUSCH 상에서 상향링크 제어정보가 매핑되는 SC-FDMA 심볼 위치를 나타내는 도면이다.
도 22 및 도 23 은 탱크 정보가 매핑되는 심볼 위치를 나타내는 도면이다. 도 24 는 본 발명에 따른 상향링크 제어 정보 전송 방법을 설명하는 흐름도이다.
도 25는 본 발명에 따른 송신 장치의 구성을 설명하기 위한 도면이다.
【발명의 실시를 위한 최선의 형태】
이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한， 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고， 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서， 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다.
즉， 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS: Base Stat ion)'은 고정국 (fixed station), Node B, eNode B(eNB), 액세스 포인트 (AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 중계기는 Relay Node(RN), Relay Station(RS) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한， 1단말 (Terminal )'은 UE(User Equi ment) , MS(Mobi le Station), MSS(Mobi le Subscriber Station), SSOubscr iber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.
이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며， 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여. 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한， 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다 . 본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802시스템， 3GPP시스템， 3GPP LTE 및 LTE-A(LTE-Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉， 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한， 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
이하의 기술은 CDMA (Code Division Multiple Access), FDMA( Frequency Division Mult iple Access) , TDMA(Time Division Mult iple Access) , 0FDMA( Orthogonal Frequency Division Multiple Access) , SC-FDMA( Single Carrier Frequency Division Mult iple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA (Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile c ommun i c a t i ons ) / GPRS (General Packet Radio Service) /EDGE (Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. 0FDMA는 IEEE 802.il (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA( Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTSCUniversal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE (long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS( Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 0FDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FOMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다. WiMAX는 IEEE 802.16e 규격 (WirelessMAN— 0FDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m 규격 (WirelessMAN—OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 3GPP LTE-A 시스템을 위주로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다. 예를 들어， 본 발명의 기술적 사상은 LTE— A 이외의 다른 OFDM 기반 이동통신 시스템 (예를 들어, IEEE802.16m 또는 802.16x 규격에 따른 시스템)에도 적용가능함을 명시한다.
5 도 1은 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 무선 프레임은 10 개의 서브프레임을 포함하고， 하나의 서브프레임은 시간 영역에서 2 개의 슬롯을 포함한다. 하나의 서브프레임을 전송하는 시간은 전송시간간격 (Transmission Time Interval; ΤΠ)으로 정의된다. 예를 들어， 하나의 서브프레임은 1ms의 길이를 가질 수 있고, 하나의 슬롯은 0.5ms의 길이를 가질 수
L0 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수개의 OFDM 심볼들을 포함할 수 있다.
3GPPLTE시스템은 하향링크에서 0FDMA방식을 이용하므로， 상기 OFDM심볼은 하나의 심볼 길이 (period)를 나타낸다. 하나의 심볼은 상향링크에서 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 길이로 칭하여질 수 있다. 자원블록 (Resource Block; RB)은 자원 할당 단위로서， 하나의 슬롯에서 복수개의 연속하는 .부반송파를 포함한다. 위와 같은
L5 무선 프레임의 구조는 단지 예시적인 것이다. 따라서 , 하나의 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 개수， 하나의 서브프레임에 포함되는 슬롯의 개수， 또는 하나의 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 개수는 다양한 방식으로 변경될 수도 있다. 도 2는 하향링크 슬롯에서의 자원 그리드 (resource grid)를 나타내는 도면이다. 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 7 개의 0FDM 심볼을 포함하고， 하나의 10 자원블록 (RB)은 주파수 영역에서 12 개의 부반송파를 포함하는 것으로 도시되어 있지만, 본 발명이 이에 제한되는 것은 아니다. 예를 들어， 일반 CP(Cyclic Prefix)의 경우에는 하나의 슬롯이 7 0FDM 심볼을 포함하지만， 확장된 CP(extended-CP)의 경우에는 하나의 슬롯이 6 OFDM 심볼을 포함할 수 있다. 자원 그리드 상의 각각의 요소는 자원 요소 (resource element; RE)라 한다. 하나의 자원블록은 12X7 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록들의 NDL의 개수는 하향링크 전송 대역폭에 따른다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크
5 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 서브프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3 개의 OFDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리하향링크공유채널 (Physical Downlink Shared Chancel; PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다. 3GPP LTE
L0 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는， 예를 들어， 물리제어포맷지시자채널 (Physical Control Format Indicator Channel； PCFICH) , 물리하향링크제어채널 (Physical Downlink Control Channel; PDCCH) , 물리 HARQ지시자채널 (Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH) 등이 있다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고
L5 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH는 상향링크 전송의 웅답으로서 HARQ ACK/NACK 신호를 포함한다. PDCCH를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보 (Downlink Control Information; DCI)라 한다. DCI는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다.
!0 PDCCH는 하향링크공유채널 (DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷， 상향링크공유채널 (UL-SCH)의 자원 할당 정보， 페이징채널 (PCH)의 페이징 정보, DL— SCH 상의 시스템 정보， PDSCH 상으로 전송되는 임의접속웅답 (Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트， 전송 전력 제어 정보, VoIP Voice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다. 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 이상의 5 연속하는 제어채널요소 (Control Channel Element; CCE)의 조합으로 전송된다. CCE는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE는 복수개의 자원 요소 그룹에 대응한다. PDCCH의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE의 개수와 CCE에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다. 기지국은 단말에게 전송되는 DCI에 따라서 PDCCH
L0 포맷을 결정하고, 제어 정보에 순환잉여검사 (Cyclic Redundancy Check; CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도에 따라 무선 네트워크 임시 식별자 (Radio Network Temporary Identifier; RNTI)라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH가 특정 단말에 대한 것이면， 단말의 cell-RNTI(C-RNTI) 식별자가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는， PDCCH가 페이징 메시지에 대한 것이면， 페이징 지시자
L5 식별자 (Paging Indicator Identifier; P— RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보 (보다 구체적으로， 시스템 정보 블록 (SIB))에 대한 것이면， 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTI(SI-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 웅답인 임의접속응답을 나타내기 위해， 임의접속 -RNTI (RA— RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.
20 도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널 (Physical Uplink Control Channel; PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널 (Physical uplink shared channel; PUSCH)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서， 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원블록 쌍 (RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당되는 자원블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수—호핑 (frequency-hopped)된다고 한다. 상향링크 다중 접속 기법
이하에서는 상향링크 다중 접속 기법들에 대하여 설명한다.
우선， SC-FDMA 전송 방식에 대하여 설명한다. SC-FDMA는 DFT-s—OFDMA로 칭하여지기도 하며， 후술하는 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA와 구별된다.
SC— FDMA는 첨두전력대평균전력비 (Peak-to-Average Power Ratio; PAPR) 또는 CM(Cube Metric) 값을 낮게 유지할 '수 있는 전송 방식이며， 전력 증폭기의 비 -선형 (non— linear) 왜곡 구간을 피하여 효율적으로 전송하기 위한 전송 방식이다. PAPR은 파형 (waveform)의 특성을 나타내는 파라미터로서， 파형의 진폭 (amplitude)의 첨두 (peak) 값을 시간 평균된 RMS(Root Mean Square) 값으로 나눈 값이다. CM은 PAPR이 나타내는 수치를 대변할 수 있는 또 다른 측정값이다. PAPR은 송신측에서 전력 증폭기가 지원해야 하는 동적 범위 (dynamic range)와 연관된다. 즉, PAPR 값이 높은 전송 방식을 지원하기 위해서는 전력 증폭기의 동적 범위 (또는 선형 구간)가 넓을 것이 요구된다. 전력 증폭기의 동적 범위가 넓을 수록 전력 증폭기의 가격이 상승하므로， PAPR 값을 낮게 유지하는 전송 방식이 상향링크 전송에 유리하다. 이에 따라, PAPR 값을 낮게 유지할 수 있는 SC-FDMA가 현재 3GPP LTE 시스템의 상향링크 전송 방식으로 사용되고 있다.
도 5는 SC-FDMA 방식에 따른 송신기 구조를 나타내는 도면이다.
송신기에 입력되는 N 개의 심볼로 구성된 하나의 블럭은， 직렬 -병렬 5 변환기 (Serial-to-Parallel Converter; 501)를 통하여 병렬 신호로 변환된다. 병렬 신호는 N-포인트 DFT 모들 (502)을 거쳐 확산되며， 확산된 신호는 부반송파 맵핑 모들 (503)의하여 주파수 영역에 맵핑된다. 각각의 부반송파 상의 신호는 N 개의 심볼의 선형 결합 (linear combination)이다. 주파수 영역에 맵핑된 신호는 M-포인트 IFFT 모들 (504)을 거쳐 시간 영역 신호로 변환된다. 시간 영역 신호는 병렬 -직렬
L0 변환기 (505)를 통하여 직렬 신호로 변환되고 CP가 추가된다. N—포인트 DFT 모들 (502)의 DFT 처리에 의해 M-포인트 IFFT 모들 (404)의 IFFT 처리의 영향이 일정 부분 상쇄된다. 또한， DFT 모들 (502)에 입력되는 신호는 낮은 PAPR을 가지지만 DFT 처리된 후에는 높은 PAPR을 가지게 되며， IFFT 모들 (504)의 IFFT 처리에 의해 출력되는 신호는 다시 낮은 PAPR을 가질 수 있다.
L5 도 6은 DFT 모들 (502)에서 출력된 신호가 주파수 영역에 매핑되는 방식을 설명하기 위한 도면이다. 도 6에 도시된 두 가지 방식 중 하나를 수행함으로써 SC-FDMA 송신기에서 출력되는 신호가 단일 반송파 특성을 만족할 수 있다. 도 6(a)는 DFT 모들 (502)로부터 출력된 신호가 부반송파 영역의 특정 부분에 국한되어 매핑되는 국부 매핑 (localized mapping) 방식을 나타낸다. 도 6(b)는 DFT
10 모들 (502)로부터 출력된 신호가 전체 부반송파 영역에 분산되어 매핑되는 분산 매핑 (distributed mapping) 방식을 나타낸다. 기존의 3GPP LTE 표준 (예를 들어， release 8)에서는 국부 매핑 방식을 이용하는 것으로 정의되어 있다. 도 7은 SC-FDMA 방식에 따른 전송 신호를 복조 ( demodulation )하기 위한 참조 신호 (reference signal; RS)의 송신 처리를 설명하기 위한 블록도이다. 기존의 3GPP
LTE표준 (예를 들어， release 8)에서는, 데이터 부분은 시간 영역에서 생성된 신호가
DFT 처리를 통해 주파수 영역 신호로 변환된 뒤에 부반송파 맵핑 후 IFFT 처리를 5 하여 전송되지만 (도 5 참조)， RS는 DFT 처리를 생략하고 주파수 영역에서 바로 생성하여 (701) 부반송파 상에 맵핑한 후 (702) IFFT 처리 (703) 및 CP 추가를 거쳐 전송되는 것으로 정의하고 있다.
도 8은 SC-FDMA 방식에 따른 서브프레임 구조에서 참조신호 (RS)가 맵핑되는 심볼 위치를 나타내는 도면이다. 도 8(a)는 일반 CP 경우에 하나의 서브프레임에서 L0 2개의 슬롯 각각의 4번째 SC-FDMA심볼에 RS가 위치하는 것을 도시한다. 도 8(b)는 확장된 CP경우에 하나의 서브프레임에서 2개의 슬롯 각각의 3번째 SC-FDMA심볼에
RS가 위치하는 것을 도시한다.
도 9 내지 12를 참조하여， 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하여 설명한다. 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA는 전술한 SOFDMA의 변형으로서， DFT 처리된 신호를 L5 복수개의 서브 -블록 (sub-bock)으로 a갠 후 주파수 영역에서 이격된 위치에 맵핑하는 방식이다.
도 9는 단일 반송파 상에서의 클러스터 방식 DFT— s-OFDMA 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다. 예를 들어 DFT 출력은 Nsb 개의 서브—블록 (서브 -블록 #0 내지 #Nsb-l)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 맵큉함에 있어서， ¾ 서브—블록 #0 내지 #Nsb-l 은 모두 하나의 반송파 (예를 들어， 20MHz 대역폭의 반송파) 상에 매핑되고, 각각의 서브-블록은 주파수 영역 상에서 이격된 위치에 맵핑될 수 있다. 또한， 서브 -블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 맵핑될 수 있다. 도 10 및 11은 다중 반송파 상에서 클러스터 방식 DFT-s-OFDMA 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다.
도 10은 다중 반송파가 인접하여 (contiguously) 구성된 상황 (즉， 다중 반송파 각각의 주파수 대역이 연속적으로 할당된 상황)에서 인접한 반송파 간에 부반송파 5 간격이 정렬 (align)된 경우에， 하나의 IFFT 모들을 통해서 신호를 생성할 수 있는 예에 대하여 도시하는 도면이다. 예를 들어 DFT 출력은 Nsb 개의 서브—블록 (서브 -블록 #0 내지 #Nsb-l)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 맵핑함에 있어서， 서브 -블록 #0 내지 #Nsb-l 은 각각 구성 반송파 #0 내지 #Nsb-l 상에 매핑될 수 있다 (각각의 구성 반송파는 예를 들어 20腿 z 대역폭을 가질 L0 수 있다). 또한 서브 -블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 맵핑될 수 있다. 각각의 구성 반송파 상에 매핑된 서브-블록들은 하나의 IFFT 모들을 통하여 시간 영역 신호로 변환될 수 있다.
도 11은 다중 반송파가 비-인접하여 (non-contiguous ly) 구성된 상황 (즉， 다증 반송파 각각의 주파수 대역이 연속적이지 않게 할당된 상황)에서 복수개의 IFFT L5 모들을 사용하여 신호를 생성하는 예에 대하여 도시하는 도면이다. 예를 들어 DFT 출력은 Nsb 개의 서브 -블록 (서브—블록 #0 내지 #Nsb_l)으로 분할될 수 있다. 서브-블록들을 주파수 영역에 맵핑함에 있어서， 서브 -블록 #0 내지 #Nsb_l 은 각각 구성 반송파 #0내지 #Nsb-l상에 매핑될 수 있다 (각각의 구성 반송파는 예를 들어 20MHz 대역폭을 가질 수 있다). 또한， 서브 -블록 각각은 주파수 영역 상에서 국부 ¾ 맵핑될 수 있다. 각각의 구성 반송파 상에 매큉된 서브-블록들은 각각의 IFFT 모들을 통하여.시간 영역 신호로 변환될 수 있다.
도 9에서 설명한 단일 반송파 상에서의 클러스터 방식 DFT— s-OFDMA가 반송파내 (inter-carrier) DFT-s-OFDMA라면， 도 10 및 11에서 설명하는 다중 반송파 상에서의 DFT— sᅳ 0FDMA는 반송파간 (inter-carrier) DFT-s-OFDMA라 할 수 있다. 이와 같은 반송파내 DFT-s-OFDMA와 반송파간 DFT-s-OFDMA는 서로 흔용될 수도 있다.
도 12는 부분 (chunk) 단위로 DFT 처리， 주파수 영역 맵핑 및 IFFT 처리를 5 수행하는 부분 -특정 DFT-s-ΟΙΦΜΑ (chunk-specific DFT-s-OFDMA) 기법에 대하여 설명하기 위한 도면이다. 부분—특정 DFT-s-OFDMA는 Nx,SC_FDMA라고 칭할 수도 있다. 코드 블록 분할 (code block segmentation)된 신호는 부분 (chunk) 분할되어 각각의 부분에 대하여 채널 코딩 및 변조가 수행된다. 변조된 신호는 도 5에서 설명한 바와 같은 방식으로 DFT 처리, 주파수 영역 맵핑 및 IFFT 처리되고 각각의 IFFT로부터의 L0 출력이 합산되어 CP가 추가될 수 있다. 도 12에서 설명하는 Nx SC-FDMA 방식은 연접하는 다중 반송파 또는 연접하지 않는 다중 반송파의 경우에 모두 적용될 수 있다. 다중 안테나 시스템
L5 다중 안테나 (MIM0) 기술은， 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않고 여러 안테나에서 수신된 단편적인 데이터 조각을 한데 모아 완성하는 기술을 웅용한 것이다. 다중안테나 기술은 특정 범위에서 데이터 전송 속도를 향상시키거나 특정 데이터 전송 속도에 대해 시스템 범위를 증가시킬 수 있기 때문에 이동 통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대
^0 이동통신기술이며， 데이터 통신 확대 등으로 인해 한계 상황에 이른 이동통신의 전송량 한계를 극복할 수 있는 차세대 기술로 관심을 모으고 있다.
다중 안테나 기술은 동일 데이터 전송 여부에 따라 공간 다중화 기법과 공간 다이버시티 기법으로 나눌 수 있다. 공간 다중화 (Spatial Multiplexing)기법은 서로 다른 데이터를 여러 송수신 안테나를 통해 동시에 전송하는 방법으로서, 송신측에서는 각 전송 안테나를 통해 서로 다른 데이터를 전송하고, 수신측에서는 적절한 간섭제거 및 신호처리를 통해 송신 데이터를 구분하여， 전송률을 송신 5 안테나 수만큼 향상시키는 기법이다. 공간 다이버시티 (Spatial Diversity) 기법은 같은 데이터를 다중의 송신 안테나를 통해 전송하여 송신 다이버시티를 얻는 방법으로서， 공간 -시간 채널 코딩 (Space Time Channel Coding)기법의 일종이다. 공간 다이버시티 기법은 다중의 송신 안테나에서 같은 데이터를 전송함으로써 송신 다이버시티 이득 (성능이득)을 극대화시킬 수 있다. 다만， 공간 다이버시티 기법은 L0 전송를을 향상시키는 방법은 아니며 다이버시티 이득에 의한 전송의 신뢰도를 높이는 기술이다. 이러한 두 가지 기법을 적절히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻을 수 있다. 또한, 다중 안테나 시스템은 수신측에서 송신측으로의 채널 정보의 귀환 여부에 따라 개루프 (open loop) 방식 (또는 채널 독립 (channel independent) 방식) 및 폐루프 (Cl0sed loop) 방식 (또는 채널 종속 (channel dependent ) 방식)이
L5 있다.
도 13은 일반적인 다중 안테나 (MIM0) 통신 시스템의 구성도이다. 도 13(a)에 도시된 바와 같이 전송 안테나의 수를 Ντ개로， 수신 안테나의 수를 NR개로 동시에 늘리게 되면， 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적으로 채널 전송 용량이 증가한다. 따라서 10 전송률 (transmission rate)를 향상시키고， 주파수 효율을 획기적으로 향상시키는 것이 가능하다. 채널 전송 용량의 증가에 따른 전송률은 이론적으로 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송를 ( )에 하기의 수학식 1의 증가율 (Ri)이 곱해진 만큼 증가할 수 있다.
【수학식 1】
Ri = min (NTf NR)
예를 들어， 4개의 전송 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIM0 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 대하여 이론상 4배의 전송률을 획득할 수 있다.
다중 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링 하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다. 도 13(a)에 도시된 바와 같이 Ντ개의 전송 안테나와 NR개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다. 먼저， 전송 신호에 대해 살펴보면， Ντ개의 전송 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 Ντ개이므로, 전송 정보를 하기의 수학식 2와 같은 백터로 나타낼 수 있다.
【수학식 2】
Figure imgf000020_0001
N
한편 , 각각의 전송 정보 에 있어 전송 전력을 다르게 할
P p p
수 있으며， 이때 각각의 전송 전력을 7라 하면， 전송 전력이 조정된 전송 정보를 백터로 나타내면 하기의 수학식 3과 같다.
【수학식 3]
T
S = s1 §2,■■■ , sNr = [Pslf Ps2, -.. > PsNr] 또한 s 전송 전력의 대각행렬 P 를 이용하여 나타내면 하기의 수학식 4와 같다.
【수학식 4】
Figure imgf000021_0001
한편， 전송전력이 조정된 정보 백터 S 에 가중치 행렬 W 가 적용되어 실제 전송되는 Ντ 개의 전송신: ^(transmitted signal) 1 가 구성되는 경우를 고려해 보자. 여기서， 가중치 행렬은 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송신호
1? 2' Nl 는 백터 X 를 이용하여 하기의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다. 여기서 Wij 는 i 번째 전송안테나와 j 번째 정보 간의 가^치를 의미한다. W는 가중치 행렬 (Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬 (Precoding Matrix)이라고 불린다. 【수학식 5】
Figure imgf000021_0002
Nr개의 수신안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호 을 백터로 나타내면 하기의 수학식 6과 같다.
【수학식 6]
Figure imgf000022_0001
한편， 다중 안테나 통신 시스템에 있어서의 채널을 모델링 하는 경우， 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분할 수 있으며， 전송 안테나 j 로부터 수신 안테나 i 를 거치는 채널을 1 로 표시하기로 한다. 여기서， hij 의 인덱스의 순서는 수신 안테나 인텍스가 먼저, 전송안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.
이러한 채널은 여러 개를 한데 묶어서 백터 및 행렬 형태로도 표시 가능하다. 백터 표시의 예를 들어 설명하면 다음과 같다. 도 13(b)는 Ντ개의 전송 안테나에서 수신 안테나 i 로의 채널을 도시한 도면이다.
도 13(b)에 도시된 바와 같이 총 Ντ개의 전송 안테나로부터 수신안테나 i 로 도착하는 채널은 다음과 같이 표현 가능하다.
【수학식 7】
Figure imgf000022_0002
또한, 상기 수학식 7과 같은 행렬 표현을 통해 Ντ개의 전송 안테나로부터 NR 개의 수신 안테나를 거치는 채널을 모두 나타내는 경우 하기의 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 8】
Figure imgf000023_0001
실제 채널은 위와 같은 채널 행렬 H 를 거친 후에 백색잡음 ( GN; Additive White Gaussian Noise)이 더해지게 되므로， NR개의 수신안테나 각각에 더해지는
Π
색잡음 을 백터로 표현하면 하기의 수학식 9와 같다.
【수학식 9】
τ
η二 [nlfn2l ...fnNR] 상기 수학식들을 이용하여 구한 수신신호는 하기의 수학식 10과 같다.
【수학식 10】
Figure imgf000023_0002
Figure imgf000023_0003
한편， 채널 상황을 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 전송안테나와 수신 안테나의 개수에 의해 결정된다. 채널 행렬 H 에서 행의 수는 수신 안테나의 개수 (NR)과 동일하고, 열의 수는 전송 안테나의 개수 (Ντ)와 동일하다. 즉， 채널 행렬 H는 NR X NT 행렬로 표시될 수 있다. 일반적으로， 행렬의 랭크는 서로 독립적인 행의 수와 열의 수 중에서 더 작은 수에 의해 정의된다. 그러므로， 행렬의 랭크는 행렬의 행의 수나 열의 수보다 더 큰 값을 가질 수 없다. 채널 행렬 H 의 탱크는 다음의 수학식 11에 의해 표현될 수 있다.
【수학식 11] rank(H) < min (NT,NR) 이하에서는， MIM0-0FDM 시스템의 구조에 대하여 설명한다.
도 14 는 다중 송 /수신 안테나를 가지는 MIMCHFDM 시스템의 기본적인 구조를 설명하기 위한 도면이다. 도 14 에서， 채널 인코더는 데이터비트에 중복의 비트를 붙여서 채널에서 오는 효과나 잡음에 대한 효과를 줄이기 위한 것이고， 직렬 / 병렬 변환기는 직렬의 데이터를 병렬의 데이터로 바꾸어 주는 것이고， 맵퍼는 데이터비트 정보를 데이터심볼 정보로 변환해 주는 것이고， 다중 안테나 인코더는 데이터심볼을 시공간신호로 변환 시켜주는 역할을 한다. 다중 안테나의 경우 송신 안테나는 이러한 시공간신호를 채널로 전송 시켜주는 역할을 하고， 수신 안테나는 채널로부터 신호를 수신하기 위함이다. 다중안테나 디코더는 수신된 시공간신호를 각각의 데이터심볼로 바꾸어 주는 것이고, 디맵퍼는 데이터심볼을 비트 정보로 바꾸어 주는 역할을 하고， 병렬 / 직렬 변환기는 병렬 신호를 직렬 신호로 바꾸어 주는 역할을 한다. 채널 디코더에서 채널 코드에 대한 디코딩을 수행하고 데이터를 추정하게 된다.
이러한 MIM0-0FDM 시스템은 공간 다중화율에 따라서 공간적으로 한 개 또는 여러 개의 부호어를 가질 수 있는데， 공간적으로 한 개의 부호어를 가지는 경우를 단일 부호어 (Single CodeWord ： SCW) 구조라 하고 여러 개의 부호어를 가지는 경우를 다중 부호어 (Multiple Codeword ： MCW)구조라 한다. 도 15(a)는 SCT구조를 가지는 MIM0-0FDM 시스템의 송신기를 나타내며, 도 15(b)는 MCW 구조를 가지는 MIM0-0FDM시스템의 송신기를 나타낸다.
5 PUSCH 에서의 제어정보 전송
도 16 은 상향링크 공유 채널 (PUSCH)에 대한 전송 채널의 처리과정을 설명하는 블록도이다. 상기 도 16에 도시된 바와 같이， 제어정보와 함께 다중화되는 데이터 정보는 상향링크로 전송해야 하는 전송 블록 (Transport Block; 이하 "TB")에 TB용 CRC(Cyclic Redundancy Check)를 부착한 후 (130), TB 크기에 따라 여러 개의 코드.
L0 블록 (Code block; 이하 "CB")로 나뉘어지고 여러 개의 CB들에는 CB용 CRC가 부착된다 (131). 이 결과값에 채널 코딩이 수행되게 된다 (132). 아을러, 채널 부호화된 데이터들은 레이트 매칭 (Rate Matching) (133)올 거친 후， 다시 CB들 간의 결합이 수행되며 (S134), 이와 같이 결합된 CB들은 CQI/PMK Channel Quality Informat ion/Precoding Matrix Index)와 다중화 (mult iplexing)된다 (135) .
L5 한편， CQI/PMI는 데이터와 별도로 채널 부호화가 수행된다 (136). 채널 부호화된
CQI/PMI는 데이터와 다중화된다 (135). 또한, RKRank Indication) 도 데이터와 별도로 채널 부호화가 수행된다 (137). ACK/NACK(Acknowl edgment /Negat ί ve Acknowledgment)의 경우 데이터， CQI/PMI 및 RI와 별도로 채널 부호화가 수행되며 (138). 다중화된 데이터와 CQI/PMI, 별도로 채널 부호화된 RI, ACK/NACK은
20 채널 인터리빙되어 출력 신호가 생성된다 (139).
도 17은 상향링크 데이터와 상향링크제어정보 (Uplink Control Information;' UCI) 전송을 위한 물리 자원의 매핑 (mapping) 방법을 설명하기 위한 도면이다. 상기 도 17에 도시된 바와 같이, CQI/PMI와 데이터는 시간 우선 방식 (time-first)으로 RE상에 매핑된다. 인코딩된 ACK/NACK은 복조용 참조 신호 (Demodulation Reference Signal； DM RS)심볼 주변에 펑처링 (puncturing)되어 삽입되고， RI는 ACK/NACK이 위치한 RE 옆의 RE에 매핑된다. RI와 ACK/NACK을 위한 자원은 최대 4개의 SC-FDMA심볼을 점유할 수 있다. 상향 공유 채널에 데이터와 제어정보가 동시에 전송되는 경우 매핑의 순서는 RI, CQI/PMI와 데이터의 연접 그리고 ACK/NACK의 순서이다. 즉, RI가 먼저 매핑된 후， CQI/PMI와 데이터의 연접이 시간 우선 방식으로 RI가 매핑되어 있는 RE를 제외한 나머지 RE에 매핑된다. ACK/NACK은 이미 매핑된 CQI/PMI와 데이터의 연접을 펑처링하면서 매핑되게 된다. 상기와 같이 데이터와 CQI/PMI등의 상향링크 제어 정보를 다중화함으로써 단일 반송파 특성을 만족시킬 수 있다. 따라서, 낮은 CM(Cubic Metric)을 유지하는 상향링크 전송을 달성할 수가 있다.
도 18은 상향링크 공유 채널 상에서 데이터와 상향링크 제어 정보를 효율적으로 다중화하는 방법을 설명하는 순서도이다.
상기 도 18에 도시된 바와 같이ᅳ 사용자 기기는 물리 상향링크 공유 채널 (PUSCH)의 데이터에 대한 탱크를 인식한다 (S150). 그리고 나서， 사용자 기기는 상기 데이터에 대한 랭크와 동일한 랭크로 상향링크 제어정보 (CQI, ACK/NACK 및 RI)의 탱크를 설정한다 (S151). 또한 사용자 기기는 데이터와 제어 정보를 다중화한다 (S152). 그리고 나서, 데이터와 CQI를 시간 -우선 (time-first) 방식으로 매핑 (mapping)한 후, RI를 지정된 RE에 매핑하고 ACK/NACK 을 DM— RS 주위의 RE를 천공하여 매핑하는 것을 돕기 위하여 채널 인터리빙 (channel inter leaving)이 수행될 수 있다 (S153). 이후， 데이터와 제어채널은 MCS테이블에 따라 QPSK, 16QAM, 64QAM등으로 변조될 수 있다 (S154). 이때 상기 변조단계는 다른 위치로 이동할 수 있다 (예를 들어， 상기 변조 블톡은 데이터와 제어 채널의 다중화 단계 전으로 이동 가능하다). 또한 채널 인터리빙은 코드워드 단위로 수행될 수 있으며 또는 레이어 단위로 수행될 수도 있다.
도 19는 데이터와 제.어 채널의 전송 신호를 생성하는 방법을 설명하는 블록도이다. 각 블록의 위치는 적용 방식에 변경될 수 있다.
두 개의 코드워드를 가정하면， 채널 코딩은 각 코드워드에 대해 수행되고 (160) 주어진 MCS 레벨과 자원의 크기에 따라 레이트 매칭 (rate matching)이 수행된다 (161). 그리고 나서， 인코딩된 비트 (bit)들은 셀 고유 (cell— specific) 또는 사용자 기기 고유 (UE-specific) 또는 코드워드 고유 (codeword-speci f ic)의 방식으로 스크램블링될 수 있다 (162).
그리고 나서, 코드워드 대 레이어 매핑 (codeword to layer)이 수행된다 (163). 이 과정에서 레이어 시프트 (layer shift) 또는 퍼뮤테이션 (permutation)의 동작이 포함될 수 있다.
도 17은 코드워드 대 레이어 매핑 방법을 설명하는 도면이다. 상기 코드워드 대 레이어 매핑은 상기 도 17에 도시된 규칙을 이용하여 수행될 수 있다. 상기 도 17에서 프리코딩 위치는 상기 도 13에서의 프리코딩의 위치와는 상이할 수 있다.
GQI, RI 및 ACK/NACK과 같은 제어 정보는 주어진 조건 (specif i cation)에 따라， 채널 부호화된다 (165). 이때， CQI와 RI 및 ACK/NACK은 모든 코드워드에 대하여 동일한 채널부호를 사용하여 부호화될 수 있고， 코드워드 별로 다른 채널 부호를 사용하여 부호화될 수도 있다. 그리고 나서， 인코딩된 비트의 수는 비트 사이즈 제어부에 의해 변경될 수 있다 (166). 비트 사이즈 제어부는 채널 코딩 블록 (165)과 단일화될 수 있다. 상기 비트 사이즈 제어부에서 출력된 신호는 스크램블링된다 (167). 이때, 스크램블링은 셀 -특정하거나 (cell— specific), 레이어 특정하거나 ( layer—speci fie)，
5 코드워드 -특정하거나 (codeword-specific) 또는 사용자 기기 특정 (UE-specif ic)하게 수행될 수 있다
비트 사이즈 제어부는 다음과 같이 동작할 수 있다.
(1) 상기 제어부는 PUSCH에 대한 데이터의 탱크 (n— rank_pusch)를 인식한다.
(2) 제어 채널의 탱크 (n_rank_control)는 상기 데이터의 랭크와 동일하도록 (즉, L0 n_r ank_cont r 01 =n_r ank_pusch) 설정되고， 제어 채널에 대한 비트의 수 (n_bit— Ctrl)는 상기 제어 채널의 탱크가 곱해져서 그 비트 수가 확장된다.
이를 수행하는 하나의 방법은 제어채널을 단순히 복사하여 반복하는 것이다. 이 때 이 제어채널은 채널코딩 전의 정보 레벨 일 수 있거나， 채널 코딩 후의 부호화된 비트 레벨일 수 있다. 즉, 예를 들어， n_bit_ctrl=4인 제어 채널 [aO, al, a2, a3]와 L5 n— rank_pusch=2의 경우에 r확장된 비트 수 (n_ext_ctr 1 )은 [aO, al, a2, a3, aO, al, a2, a3]로 8비트가 될 수 있다.
비트 사이즈 제어부와 채널 부호화부가 하나로 구성된 경우에， 부호화된 비트는 기존 시스템 (예를 들어, LTE Rel-8)에서 정의된 채널 코딩과 레이트 매칭을 적용하여 생성할 수 있다.
ίθ 상기 비트 사이즈 제어부에 추가하여， 레이어 별로 더욱 랜덤화를 주기 위하여
. 비트 레벨 인터리빙이 수행될 수 있다. 흑은 이와 등가적으로 변조 심볼 레벨에서 인터리빙이 수행될 수도 있다. CQI/PMI 채널과 2 개의 코드워드에 대한 데이터는 데이터 /제어 다중화기 (multiplexer)에 의해 다중화될 수 있다 (164). 그리고 나서， 서브프레임 내에서 양 슬롯에 ACK/NACK 정보가상향링크 DM-RS주위의 RE에 매핑되도록 하면서， 채널 인터리버는 시간 우선 맵핑 방식에 따라 CQI/PMI를 매핑한다 (168).
5 그리고, 각 레이어에 대하여 변조가 수행되고 (169)， DFT 프리코딩 (170), MIM0 프리코딩 (171)， RE 매핑 (172) 등이 순차적으로 수행된다. 그리고 나서， SC-FDMA 신호가 생성되어 안테나 포트를 통해 전송된다 (173).
상기 기능 블록들은 상기 도 19에 도시된 위치로 제한되는 것은 아니며， 경우에 따라 그 위치가 변경될 수 있다. 예를 들어， 상기 스크램블링 블록 (162, 167)은 채널 L0 인터리빙 블록 다음에 위치할 수 있다. 또한， 상기 코드워드 대 레이어 매핑 블록 (163)은 채널 인터리빙 블록 (168) 다음 또는 변조 매퍼 블록 (169) 다음에 위치할 수 있다.
UCI와 데이터가 PUSCH 상에서 전송되는 경우 다음과 같은 기법을 사용하여 전송된다. PUSCH 상에서 UCI의 위치에 관하여 설명한다.
L5 CQI는 데이터와 연접하여 시간 우선 맵핑 방식으로 RI가 매핑된 RE를 제외한 나머지 RE에 데이터와 동일한 변조 차수와 성상도를 이용하여 맵핑된다， SU-MIM0의 경우 CQI는 하나의 코드워드에 확산되어 전송되며, CQI가 전송되는 코드워드는 두 코드워드 중 MCS 레벨이 높은 코드워드이고 MCS 레벨이 같은 경우 코드워드 0에 . 전송된다. 또한 ACK/NACK은 참조 신호의 양 옆에 위치한 심볼에 이미 매핑되어0 있는 CQI와 데이터의 연접을 펑처링하면서 배치되며 참조 신호가 3， 10번째 심볼에 위치하므로 2， 4， 9, 11번째 심볼의 제일 아래 부반송파부터 시작하여 위쪽으로 맵핑된다. 이 때， ACK/NACK 심볼은 2， 11, 9, 4 심볼의 순으로 맵핑된다. RI는 ACK/NACK의 옆에 위치한 심볼에 맵핑되며， PUSCH에 전송되는 모든 정보 (데이터， CQI , ACK/NACK, RI)중 가장 먼저 매핑된다. 구체적으로 RI는 1 5 8 12번째 심볼의 제일 아래 부반송파부터 시작하여 위쪽으로 맵핑된다. 이 때, RI 심볼은 1,12 8 5 번째 심볼의 순으로 맵핑된다. 특히， ACK/NACK와 RI는 정보 비트 (information bit)의 크기가 1 비트 또는 2 비트인 경우는 성상도의 네 모서리만 사용하여 QPSK와 같은 방식으로 맵핑되고 3 비트 이상의 정보 비트에 대해서는 데이터와 동일한 변조 차수의 모든 성상도를 사용하여 맵핑될 수 있다. 또한, ACK/NACK과 RI는 모든 레이어에서 동일한 위치의 동일한 자원을 사용하여 동일한 정보를 전송하게 된다. 다음으로， PUSCH 상에서 UCI를 위한 자원 요소의 개수를 계산하는 방법에 관하여 설명한다. 우선 PUSCH 상에서 전송되는 CQI 및 ACK/NACK (또는 RI)를 위한 자원 요소의 개수는 각각 아래 수학식 12 및 수학식 13에 따라 계산할 수 있다.
【수학식 12]
Figure imgf000030_0001
【수학식 13】
Figure imgf000030_0002
여기서 CQI 및 ACK/NACK (또는 RI)를 위한 자원 요소의 개수는, 부호화된 변조 심볼 (coded modulation symbol)의 개수로 표현될 수 있다.
다음으로， PUSCH 상에서 전송되는 UCI를 위한 채널 코딩 방법에 관하여 설명한다. 우선， CQI의 경우 페이로드 사이즈가 11 비트 이하라면 입력 시뭔스 (즉， 정보 데이터) "0，"1，"2""，"0— 1 를 아래 표 1을 이용한 RM(Reed-Muller) 코딩이 적용되어 32 비트의 출력 시퀀스를 생성한다. 또한， CQI의 페이로드 사이즈가 11 비트를 초과하는 경우라면， 8bit의 CRC를 덧붙인 후 TBCCCTail biting convolutional coding)이 적용될 수 있다. 한편, PUSCH 상에서 전송되는 ACK/NACK과 RI의 채널 코딩에 관하여 설명한다. 만약 ACK/NACK과 RI의 정보 데이터 사이즈가 1 비트라면 즉, 입력 시뭔스가
Γ UC!
) J라면 아래 표 2와 같이 변조 차수 (Qm)에 따라 채널 코딩이 수행된다. 또한， r UC1 UCI
ACK/NACK과 RI의 정보 데이터 사이즈가 2 비트라면， 즉 입력 시퀀스가 Lo° °' J인 경우라면， 아래 표 3과 같이 변조 차수에 따라 채널 코딩이 수행된다. 특히 표 3에서
Figure imgf000031_0001
는
UCI
코드워드 1을 위한 ACK/NACK 또는 RI 데이터에 대웅하며， 은 (o0 ra +Ol ra)mOd2이다ᅳ 특히 표 2 및 표 3에서 는 丄의 값을， y는 앞의 값의 반복을 의미한다. 그러나, ACK/NACK과 RI의 정보 데이터 사이즈가 3 비트 이상 11 비트 이하라면， 아래 표 1을 이용한 RM(Reed-Muller) 코딩이 적용되어 32 비트의 출력 시퀀스를 생성한다. 【표 1】 i Mi.o Mi,i Mi,2 Mi, 3. Mi,4 Mi, 5 Mi,6 Mi, 7 Mi, 8 Mi, 9 Mi, lo
0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1
1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1
2 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 1
3 1 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1
4 1 1 1 1 0 0 0 1 0 0 1
5 1 1 0 0 1 0 1 1 1 0 1
6 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1
7 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 1
8 1 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1
9 1 0 1 1 1 0 1 0 0 1 1
10 1 0 1 0 0 1 1 1 0 1 1
11 1 1 1 0 0 1 1 0 1 0 1
12 1 0 0 1 0 1 0 1 1 1 1
13 1 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1
14 1 0 0 0 1 1 0 1 0 0 1
15 1 1 0 0 1 1 1 1 0 1 1
16 1 1 1 0 1 1 1 0 0 1 0
17 1 0 0 1 1 1 0 0 1 0 0
18 1 1 0 1 1 1 1 1 0 0 0
19 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0
20 1 0 1 0 0 0 1 0 0 0 1
21 1 1 0 1 0 0 0 0 0 1 1
22 1 0 0 0 1 0 0 1 1 0 1
23 1 1 1 0 1 0 0 0 1 1 1
24 1 1 1 1 1 0 1 1 1 1 0
25 1 1 0 0 0 1 1 1 0 0 1
26 1 0 1 1 0 1 0 0 1 1 0
27 1 1 1 1 0 1 0 1 1 1 0
28 1 0 1 0 1 1 1 0 1 0 0
29 1 0 1 1 1 1 1 1 1 0 0
30 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1
31 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
【표 2】
Figure imgf000032_0001
【표 3】
Figure imgf000033_0001
특히 표 1을 이용한 RM(Reed-Muller) 코딩의 경우， 출력 데이터 Λ'···' — 1는 아래 수학식 14와 같이 표현되며， = 32이다.
【수학식 14】
Figure imgf000033_0002
마지막으로， B비트로 부호화된 UCI, 즉 ACK/NACK또는 RI 데이터는 수학식 12및 수학식 13에 따라 계산된 2'개의 자원 요소에 맵핑시키기 위하여 아래 수학식 15에 따라 레이트 매칭을 수행할 수 있다.
【수학식 15】
전술한 사항과 관련하여， 상향링크 공유 채널에서의 제어 정보에 대한 채널 코딩에 관한 보다 구체적인 사항은 3GPP TS 36.212 문서의 5.2.2.6 절에 기재된 사항을 원용한다. 또한， 상향링크 공유 채널에서의 CQI/PMI정보에 대한 채널 코딩에 관한 보다 구체적인 사항은 3GPP TS 36.212 문서의 5.2.2.6.4 절에 기재된 사항을 원용한다. 또한， 상향링크 공유 채널에서의 데이터와 제어 정보의 다중화에 대한 보다 구체적인 사항은 3GPP TS 36.212문서의 5.2.2.7절에 기재된 사항을 원용한다. 또한， 상향링크 공유 채널에서의 채널 인터리버에 대한 보다 구체적인 사항은 3GPP TS 36.212 문서의 5.2.2.8 절에 기재된 사항을 원용한다. PUCCH 에서의 제어정보 전송
CQI, PMI, RI 및， CQI와 ACK/NACK의 조합의 제어정보는 PUCCH 포맷 2/2a/2b를 통해 전달될 수 있다. 리드 뮬러 (Reed Muller; RM) 채널 코딩 방식이 적용될 수 있다.
예를 들어， 3GPP LTE 시스템에서 UCI CQI를 위한 채널 코딩은 다음과 같이 기술된다.비트 스트림 (bit stream) υ 1 " Λ 1은 (20， A) RM코드를 이용하여 채널 코딩 블록에 삽입된다. 다음의 표 4는 (20, A) 코드를 위한 기본 시퀀스를 나타낸 표이다.
【표 4】
될 수
Figure imgf000035_0001
【수학식 16】
Figure imgf000035_0002
n=0 상기 수학식 16에서 i = 0， 1， 2, …， B-1를 만족한다.
전술한 사항과 관련하여, UCI 채널 품질 정보에 대한 채널 코딩에 관한 보다 구체적인 사항은 3GPP TS 36.212 문서의 5.2.3.3 절에 기재된 사항을 원용한다. 변조 맵퍼
변조 맵퍼 (예를 들어， 도 19 의 변조맵퍼 169)는 다음과 같은 동작을 하도록 구성될 수 있다. - 변조 템퍼는 입력으로 이진수 0 또는 1 을 받아서 , 복소값의 변조 심볼 을 출력으로 산출할 수 있다. 이하에서는 BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature PS ), 16QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation) 및 64QAM에 대하여 구체적으로 설명한다.
BPSK 변조의 경우, 단일 비트 6(0가 아래의 표 5 에 따라 복소값의 변조 심볼 =/ 'ί 에 매핑된다.
【표 5】
Figure imgf000036_0001
QPSK 변조의 경우, 비트 쌍 (pairs of bits) b(i),b(i + l) 가 아래의 표 6 에 따라 복소값의 변조 심볼 에 매핑된다.
【표 6】
Figure imgf000036_0002
16QAM 변조의 경우 , 4개-한묶음 (quadruplets)의 비트 b{i b{i ^\ b i ^2 b{i + Ί) 가 아래의 표 7에 따라 복소값의 변조 심볼 =/t/ )에 매핑된다.
【표 7]
Figure imgf000037_0001
64QAM 변조의 경우， 6개-한묶음 (hextuplets)의 비트 b(i), b{i + 1), ό(/ + 2), 0( + 3), 0( + 4), b{i + 5) 가 아래의 표 8 에 따라 복소값의 변조 심볼 Ο^/ /ί에 매핑된다.
【표 8】
b(i), b(i + 1), b(i + 2), b(i + 3), *( + 4), b(i + 5) I Q 4(0, b( + + 2), b(i + 3),A(/ + 4),6(/ + 5) I Q
000000 3/V42 3/V42 100000 -3/V42 3/V42
000001 3/V42 1/V42 100001 -3/V42 1/V42
000010 1/V42 3/V42 100010 -1/V42 3/V42
000011 1/V42 1/V42 100011 -1/V42 1/V42
000100 3/V42 5/V42 100100 -3/V42 5/V42
000101 3/V42 7/V42 ᅳ 100101 -3/V42 7/V42
000110 1/V42 5/V42 100110 -1/V42 5/V42
000111 1/V42 7/V42 100111 -1/V42 7/V42
001000 5/V42 3/V42 101000 -5/V42 3/V42
001001 5/V42 1/V42 101001 -5/V42 1/V42
001010 7/V42 3/V42 101010 -7/V42 3/V42
001011 7/V42 1/V42 101011 -7/V42 1/V42
001100 5/V42 5/V42 101100 -5/V42 5/V42
001101 5/V42 7/V42 101101 -5/V42 7/V42
001110 7/V42 5/V42 101110 -7/V42 5/V42
001111 7/V42 7/V42 101111 -7/V42 7/V42
010000 3/V42 -3/V42 110000 -3/V42 -3/V42
010001 3/V42 -Ι/Λ/42 110001 -3/V42 -1/V42
010010 1/V42 -3/V42 110010 -1/V42 -3/V42
010011 1/V42 -l/V42 110011 -1/V42 -Ι/Λ/42
010100 3/V42 -5/V42 110100 -3/V42 -5/V42
010101 3/V42 -7/V42 110101 -3/V42 -7/V42
010110 ]/Λ/42 -5/V42 110110 -1/V42 -5/V42
010111 l/V¾2 -7/V42 110111 -1/V42 -7/V42
011000 5/V42 -3/V42 111000 -5/V42 -3/V42
011001 5/V42 -1/V42 111001 -5/V42 -1/V42
011010 7/V42 -3/V42 111010 -7/V42 -3/V42
011011 7/V42 -1/V42 111011 -7/V42 -1/V42
011100 5/V42 -5/V42 111100 -5/V 2 -5/V42
011101 5/V42 -7/V42 111101 -5/V42 -7/V42
011110 7/V42 -5/V42 111110 -7/V42 -5/V42
011111 7/V42 -7/V42 Him -7/V42 -7/V42 상기 표 5내지 표 8의 I 및 Q값에 따라 (I,Q) 평면에 나타낸 것을 성상도라고 할 수 있다. 랭크 정보 전송
기존의 시스템에서는 하향링크 전송에서 최대 4 전송 안테나를 통한 MIM0 전송을 수행하므로 랭크 값은 1내지 4중 하나를 가지고, 랭크 정보의 크기는 최대 2 비트이다. 전술한 채널 코딩 방법은 최대 2 비트의 탱크 지시자 (RI)에 적용가능한 것이다ᅳ 한편， 하향링크 전송에 대해서 확장된 안테나 구성이 적용되거나， 다증 반송파 (즉， 반송파 병합) 기술이 적용되는 경우에 램크 정보의 크기가 증가하게 된다. 예를 들어， 하나의 반송파 상에서 탱크 값이 1 내지 8중 하나를 가지는 경우 탱크 정보의 크기는 최대 3비트를 가져야 한다. 또한， 복수개의 반송파에 대한 랭크 정보를 전송해야 하는 경우에 , 그에 따라 상향링크 채널을 통해서 전송해야 할 탱크 정보의 크기는 증가하게 된다. 본 발명에서는 이와 같이 증가된 크기의 탱크 정보를 전달하기 위한 코딩 방안 및 탱크 지시자의 전송 타이밍 (상향링크 전송 프레임에서의 위치) 등에 대한 세부사항에 대하여 제안한다.
전술한 바와 같이， 기존의 시스템에서는 상향링크 제어 .정보 (UCI)의 전송을 위해서 제어채널 (예를 들어， PUCCH) 및 데이터 채널 (예를 들어, PUSCH)을 이용할 수 있도록 규정하고 있다. 제어 채널을 사용하여 채널 정보를 보고 하는 경우 (20,A)의 블록 코드를 사용하며 (표 4 참조), 데이터 채널을 사용하여 채널 정보를 보고하는 경우 (32， A)의 블록 코드를 사용한다 (표 1 참조). 수신단은 채널 상태를 측정하여 전송에 적합한 랭크를 송신단에 보고하게 된다. 랭크 정보에 따라 PMI및 CQI정보가 규정되기 때문에， 탱크 정보 전송에 대한 신뢰성을 높이는 것이 중요하다. 탱크 정보 전송을 위해 전술한 바와 같은 블록 코드가사용될 수 있다.
N개의 송신안테나를 사용하는 시스템에서는 최대 N개의 독립적인 레이어를 전송할 수 있는데， 수신단의 상황에 따라 최대 전송 랭크의 값이 결정된다. 예를 들어， 8개의 안테나를 갖는 송신단은 최대 8개의 레이어를 전송할 수 있다. 이 때， 2개의 안테나를 갖는 수신단은 최대 2개의 레이어를 구분하여 수신할 수 있고， 4개의 안테나를 갖는 수신단은 최대 4개의 레이어를 구분하여 수신할 수 있으며， 8개의 안테나를 갖는 수신단은 최대 8개의 독립적인 레이어를 수신할 수 있다.
랭크지시자 (RI)는 비트로 표현할 수 있는데， 최대 탱크 -2 인 경우에는 1 비트로 표현가능하고， 최대 탱크 -4 인 경우에는 2 비트로 표현가능하고， 최대 랭크 -8인 경우에는 3비트로 표현할 수 있다. 아래의 표 9는 랭크 1내지 8을 3비트의 RI로 표현하는 예시에 대한 것이다.
【표 9】
Figure imgf000040_0001
탱크 정보에 대한 채널 코딩
제 1 실시예로서， 제어 채널 (예를 들어, PUCCH)을 사용하여 ¾크 정보를 전달하는 경우， 표 4 와 같은 (20， 3)의 블록 코드를 사용하여 탱크 정보 비트를 인코딩할 수 있다.
제 2 실시예로서, 데이터 채널 (예를 들어， PUSCH)을 통해 랭크 정보를 전달하는 경우， 표 1 과 같은 (32， 3)의 블록 코드를 사용하여 탱크 정보 비트를 인코딩할 수 있다. 3 비트 크기의 탱크 정보가 (32，3) 블록 코드에 의해 코딩된 결과는， 예를 들어 , '01 10 10 01 00 01 10 10 11 01 00 11 10 01 00 11' 와 같이 표현될 수 있다. 위와 같은 32 비트 길이의 비트열을 변조하는 경우에， 아래의 표 10 과 같은 묶음으로 성상도에 매핑될 수 있다.
【표 10】
Figure imgf000041_0001
데이터 채널 내에서 RI를 전송하기 위해 사용되는 RE의 개수는, (32， A) 블록 코드를 사용하여 인코딩된 비트 (encoded bit)를 변조함으로써 획득되는 변조 심볼의 개수보다 많을 수도 있고 적을 수도 있다. 이와 같은 경우， 블록 코드를 사용하여 인코딩된 비트를， 전송에 사용되는 RE의 개수에 맞춰 레이트 매칭할 수 있다.
제 3 실시예로서， 데이터 채널을 통해 랭크 정보를 전달하는 경우， 반복 코드를 사용하여 랭크 비트를 인코딩할 수도 있다. 반복된 인코딩된 비트 (encoded bit)는 변조 블록을 통해서 변조될 수 있다. 변조 차수는 데이터 전송을 위한 변조 차수를 따른다. 이하에서는 정보 비트열의 반복 코딩 및 변조에 대하여 구체적으로 설명한다.
우선， 반복 코딩의 방안으로서 정보 비트열을 단순하게 반복하는 방안을 적용할 수 있다. 예를 들어, 3 비트 크기의 정보 비트 열 d0=000 및 dl=010 에 대해서， 요구되는 데이터 크기가 6 비트인 경우에는， 반복 코딩의 결과는 c0=000000 및 cl=010010 이 된다.
한편， 정보 비트열을 반복함에 있어서, 비트 역변환 (bit inverse)를 수행하고, 원래의 정보 비트열과 비트 역변환된 정보 비트열을 결합하여 사용하는 방안을 적용할 수 있다. 여기서， 비트 역변환 (bit inverse)은 X0R연산이나 모들러 (modular) 연산을 통해서 구현될 수도 있다. 예를 들어， bO의 비트 역변환은 bOxor 1연산이나， (b0+l)mod2 연산을 통해서 구현될 수 있다.
5 비트 역변환은 2 가지 방법에 의해 수행될 수 있다. 하나는， 정보 비트열에 포함된 1 의 개수가 홀수 (odd)인 정보 블록에 대해서 비트 역변환을 수행하는 방법이다. 다른 하나는， 정보 비트열에 포함된 1 의 개수가 짝수 (even)인 정보 블록에 대해서 비트 역변환을 수행하는 방법이다.
또한， 정보 비트열과 비트 역변환된 정보 비트열의 결합은 2 가지 방법에 의해
L0 수행될 수 있다. 하나는， 원래의 정보 비트열을 최상위비트 (MSB; Most Significant Bit)에 두고, 비트 역변환된 정보 비트열을 최하위비트 (LSB; Least Significant Bit)에 두는 방식이다. 다른 하나는， 비트 역변환된 정보 비트열을 MSB에 두고, 원래의 정보 비트열을 LSB에 두는 방식이다.
예를 들어, 3 비트 크기의 정보 비트 열 d0=000 및 dl=010 에 대해서, 홀수
L5 기준의 비트 역변환이 적용되고， 비트 역변환된 정보 비트열이 MSB 에 위치하는 방식이 적용되면, 반복 코딩이 수행된 결과는 c0=000000및 cl=101010이 된다. 또는， 예를 들어, 3 비트 크기의 정보 비트 열 d0=000 및 dl=010 에 대해서， 짝수 기준의 비트 역변환이 적용되고， 비트 역변환된 정보 비트열이 LSB 에 위치하는 방식이 적용되면， 반복 코딩이 수행된 결과는 c0=0001111 및 cl=010010 이 된다.
0 또한, 반복 코딩의 결과로 획득된 인코딩된 비트열에 대해서 인터리빙 (또는， 위치 변경)이 수행될 수 있다. 인터리빙은 비트 단위로 수행되거나， 변조 차수에 맞춰 임의의 비트 블록 단위의 인터리빙이 수행되거나， 또는 반복 불록에 맞춰 블록 단위의 인터리빙이 수행될 수도 있다.
다음으로, 위와 같이 인코딩된 비트는 전송되는 RE 크기에 맞춰 레이트 매칭이 수행될 수 있다. 레이트 매칭을 수행함에 있어서, LSB에 위치한 비트를 펑처링할 수 있다. 또는， MSB에 위치한 비트를 펑처링하거나， 미리 정해진 규칙에 의해서 임의의 일부 비트를 펑처링하는 방식으로 레이트 매칭이 수행될 수도 있다.
다음으로， 변조를 수행함에 있어서 성상도의 일부만을 이용하여 인코딩된 비트를 변조할 수 있다. 예를 들어， 성상도의 가장 끝 부분만을 사용하여 변조를 수행하는 방안을 고려할 수 있다. QPSK의 경우， 4개의 성상위치를 모두 사용한다.
16QAM과 64QAM의 경우， I— Q 평면에서 원점을 기준으로 가장 거리가 먼 곳에 위치한 4개의 성상위치를 사용할 수 있다.
예를 들어， 16QAM과 64Q眉의 경우 상기 표 7및 표 8의 I및 Q값에 따른 성상도 중에서， 아래의 표 11 및 표 12 와 같은 4 개의 성상 위치를 사용하는 것을 고려할 수 있다.
【표 11】
Figure imgf000043_0002
【표 12]
Figure imgf000043_0001
한편， RI를 전송함에 있어서， 최대 랭크 -8을 표현하기 위해서는 3 비트가 요구된다. 3 비트의 RI 정보를 인코딩 및 변조하는 예를 다음과 같이 표현할 수 있다.
RI 가 3 비트의 정보 즉， [^ o^ o ] 로 구성되는 경우에 (여기서 , ^는 3 5 비트 입력의 MSB에 해당하고， o 는 LSB에 해당함)， 아래의 표 13 에 따라서 인코딩된다.
【표 13]
Figure imgf000044_0001
상기 표 13 에서 , oK 및 o 는 아래의 수학식 17 에 의해서 결정된다. L0 【수학식 17】
If (o^+o^ + o ) mod 2 == 0 or (o^xov of xor of ) == 0
°3 -°0 _ in
L5 else if (o» ) mod 2 == 1 or ( o xor o xor of ) == 1
o = (o0'u ) mod 2 or o = ( xor 1)
o - ( +!) mod 2 or o = (o 7 xor 1)
Figure imgf000045_0001
(o xor 1)
end
상기 수학식 17에서 (o^+o^ + o ) mod 2 == 0또는 (o0 wxor o 7 xor of ) == 0 인 경우는， 3비트의 RI 정보 비트열 [o^ o^ o ] 에서 1의 개수가 짝수개인 경우를 의미한다. 상기 수학식 17에서 mod 2 == 1또는 (o^xor xor of )
== 1 인 경우는, 3 비트의 RI 정보 비트열 [o^ o^ o ] 에서 1 의 개수가 홀수개인 경우를 의미한다. 또한， 수학식 17에서 o = (o^+l) mod 2또는 o = (o^xor 1) 는 ο^' 에 비트 역변환을 수행하는 것을 의미한다.
수학식 17 의 결과를 아래의 표 14 와 같이 정리할 수 있다.
【표 14】
Figure imgf000045_0002
도 20 은 표 14 의 인코딩된 비트에 변조를 수행한 결과를 성상도로 나타낸 것이다. 표 14 의 인코딩된 비트 [00 00 00] 은 도 20(a)의 성상도에 매핑되고， 인코딩된 비트 [00 11 10] 은 도 20(b)의 성상도에 매핑되고, 인코딩된 비트 [01 00 10] 은 도 20(c)의 성상도에 매핑되고， 인코딩된 비트 [01 11 00] 은 도 20(d)의 성상도에 매핑되고, 인코딩된 비트 [10 11 01] 은 도 20(e)의 성상도에 매핑되고， 인코딩된 비트 [11 10 00] 은 도 20(f)의 성상도에 매핑된다.
전술한 본 발명의 예시들에서는 3 비트의 RI 의 인코딩 및 변조에 대하여 설명하였지만, 동일한 원리가 3 이상의 비트 크기의 RI 의 인코딩 및 변조에 대하여 적용될 수 있다. 또한， 전술한 예시에서는 주로 RI 정보 비트의 인코딩 및 변조에 대하여 설명하였지만， 다른 제어 정보에도 동일한 원리가 적용될 수 있다. 예를 들어， 3 비트 이상의 크기를 가지는 ACK/NACK 정보를 전송함에 있어서 위에서 설명한 본 발명의 인코딩 및 변조 방안이 동일하게 적용될 수 있다.
랭크 정보의 가상 자원 위치 도 17을 참조하여 설명한 바와 같이， 기존의 시스템 (예를 들어 , 3GPPLTE릴리즈 8)에서 PUSCH자원 상에 상향링크 제어 정보를 매핑하는 경우에 , 일반 CP의 경우에， RS 는 SC-FDMA 심볼 인덱스 3 및 10 에 위치하고， ACK/NACK 은 RS 양 옆의 심볼에 매핑되고， RI 가 ACK/NACK 의 옆에 매핑된다. 구체적으로， RI 는 일반 CP 의 경우 하나의 서브프레임의 14개의 SC-FDMA심볼 (SC-FDMA심볼 인덱스 0내지 13) 중에서， SC-FDMA 심볼 인덱스 1, 12， 8 및 5 의 순서로 매핑된다. 일반 CP 의 서브프레임 구성에서 RS 가 매핑되는 SC-FDMA 심볼을 제외하면 12 개의 SC-FDMA 상에 데이터 /제어정보가 매핑되는 것으로도 설명할 수 있다. 이 경우에, SC-FDMA 심볼 인덱스는 RS 전송 심볼을 제외하고 열 (column) 인텍스 0 내지 11 로 표현할 수 있다. 이러한 가정 하에， 상향링크 서브프레임에서 RI가 매핑되는 SC-FDMA 심볼 (또는, 열)은 아래의 표 15 와 같이 정리할 수 있다. 【표 15】
CP Column Set
configuration
Normal {1, 4， 7， 10}
Extended {0, 3, 5, 8} 도 21 은 RJSCH 상에서 상향링크 제어정보가 매핑되는 SC-FDMA 심볼 위치를 나타내는 도면이다. 도 21(a)는 일반 CP 의 경우를 도시하고， 도 21(b)는 확장된 CP 의 경우를 도시한다. 도 21 에서는 상기 표 15와 관련하여 설명한 바와 같이， RS 전송 심볼을 제외한 나머지 심볼들을 나타내는 것이다. 도 21 의 상향링크 제어정보 전송 SC-FDMA 심볼들은 DMRS 전송 심볼과 TDM 되어 전송된다. 또한， 상향링크 서브프레임에서 SRS 전송이 설정되는 경우에, 도 21 의 SC-FDMA 심블의 마지막 심볼은 SRS 전송을 위해 사용될 수 있다.
도 22및 도 23은 탱크 정보가 매핑되는 심볼 위치를 나타내는 도면이다. 도 22 는 일반 CP 의 경우에 대한 것이고， 도 23 은 확장된 CP 의 경우에 대한 것이다. 도 22 및 도 23 에 도시하는 바와 같이ᅤ RI 가 매핑되는 심볼 위치가 기존의 시스템 (도 21 참조)에 비하여 새롭게 정의될 수 있다. RI 의 전송 심볼의 위치가 새롭게 정의되는 것은， RI 정보의 크기가 증가한 것에 의할 수도 있고, 또는 ACK/NACK 정보의 크기가 증가한 것에 의한 것일 수도 있다. 예를 들어， 하향링크 전송에 반송파 병합 기술이 적용되는 경우에 기존의 단일 반송파 전송에 비하여 상향링크로 전송해야 할 ACK/NACK정보의 양이 증가할 수 있고， 이를 고려하여 RI가 매핑되는 시간 위치가 변경될 수 있다. RI 가 새롭게 정의되는 시간 위치에서 전송되도록 설정하는 것은， 상위계층 신호에 의해 시그널링될 수 있다. 도 24 는 본 발명에 따른 상향링크 제어 정보 전송 방법을 설명하는 흐름도이다.
단계 S2410 에서 기지국은 하향링크 신호를 전송하고， 단말은 이를 수신할 수 있다. 하향링크 신호에는 하향링크 채널 측정을 위한 참조신호 (공용참조신호 (CRS) 및 /또는 채널상태정보-참조신호 (CSI-RS)) 및 하향링크 데이터 등이 포함될 수 있다. 단계 S2420 에서 단말은 하향링크 참조신호에 기초하여 하향링크 채널을 측정하고, 수신된 하향링크 데이터의 디코딩을 시도할 수 있다.
단계 S2430 에서 단말은 하향링크 채널에 적합한 랭크 값 (RI)을 선택하고， 그에 기초하여 하향링크 채널 품질 (CQI) 등을 계산할 수 있다. 또한, 하향링크 데이터 패킷의 디코딩 성공 여부에 따라서 HARQ-ACK/NACK 정보를 생성할 수 있다. RI， CQI , HARQ-ACK/NACK 정보를 통칭하여 상향링크제어정보 (UCI)라 할 수 있다.
단계 S2440 에서 단말은 생성된 UCI 에 대한 채널 코딩을 수행할 수 있다. 여기서, 본 발명의 다양한 실시예에 따른 채널 코딩 방안이 적용될 수 있다. 특히, 본 발명에 따른 반복 코딩 방안이 적용될 수 있다. 이에 따라， UCI 에 대한 인코딩된 비트가 생성된다.
단계 S2450 에서 단말은 인코딩된 비트에 대한 채널 인터리빙， 레이트 매칭 및 변조를 수행할 수 있다. 여기서， 본 발명의 다양한 실시예에 따른 인터리빙， 레이트 매칭 및 변조 방안이 적용될 수 있다.
' 단계 S2460 에서 단말은 UCI 에 대한 변조 심볼을 PUSCH 자원에 매핑하여， 기지국으로 전송할 수 있다. 단계 S2470 에서 기지국은 UCI를 수신하여 그에 따른 동작을 수행할 수 있다. 예를 들어, 단말로부터 보고된 RI, CQI 등에 기초하여 하향링크 전송의 레이어 개수， MCS 등을 결정하거나， 단말로부터의 HARQ-ACK/NACK 정보에 기초하여 데이터 패킷의 재전송 등을 수행할 수 있다.
도 24 와 관련하여 설명한 본 발명의 상향링크 제어 정보 전송 방법에 있어서, 전술한 본 발명의 다양한 실시예들에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용될 수 있으며， 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다.
또한， 본 발명의 다양한 실시예들을 설명함에 있어서, 하향링크 전송 주체는 주로 기지국을 예로 들어 설명하였고， 상향링크 전송 주체는 주로 단말을 예로 들어 설명하지만， 본 발명의 범위가 이에 제한되는 것은 아니다. 즉， 중계기가 단말로의 하향링크 전송 주체가 되거나 단말로부터의 상향링크 수신 주체가 되는 경우， 또는 중계기가 기지국으로의 상향링크 전송 주체가 되거나 기지국으로부터의 하향링크 수신 주체가 되는 경우에도 본 발명의 다양한 실시예를 통하여 설명한 본 발명의 원리가 동일하게 적용될 수 있다.
도 25 는 본 발명에 따른 송신 장치의 구성을 도시한 도면이다.
도 25를 참조하여 본 발명에 따른 송신 장치 (2510)는, 수신모들 (2511), 전송모들 (2512)， 프로세서 (2513)， 메모리 (2514) 및 복수개의 안테나 (2515)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나 (2515)는 MIM0 송수신을 지원하는 송신 장치를 의미한다. 수신모들 (2511)은 각종 신호， 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모들 (2512)은 각종 신호， 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서 (2513)는 송신 장치 (2510) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 송신 장치 (2510)는 상향링크 제어 정보를 전송하도록 구성될 수 있다. 송신 장치의 프로세서 (2513)는， N 비트의 정보 비트를 반복 코딩하여 인코딩된 비트를 생성하도록 구성될 수 있다. 또한， 프로세서 (2513)는， 전송 모들 (2512)을 통하여， 인코딩된 비트를 PUSCH을 통하여 전송하도록 구성될 수 있다. 여기서, N 비트의 정보 비트에 포함된 1 의 개수에 기초하여 , N 비트의 정보 비트가 반복된 비트에 비트 역변환이 적용될 수 있다. 송신 장치 (2510)의 프로세서 (2513)는 그 외에도 송신 장치 (2510)가 수신한 정보ᅳ 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며， 메모리 (2514)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며， 버퍼 (미도시 ) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
위와 같은 송신 장치 (2510)의 구체적인 구성은， 전술한 본 발명의 다양한 5 실시예에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용되도록 구현될 수 있으며, 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다. 또한， 송신 장치 (2510)는 기지국으로부터 하향링크 신호를 수신하고， 기지국으로 상향링크 신호를 전송하는 단말 장치일 수 있다. 다만， 송신 장치 (2510)에 대한 설명은 하향링크 수신 주체 또는 상향링크 전송 주체로서의 L0 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다.
상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어， 본 발명의 실시예들은 하드웨어， 펌웨어 (fir画 are), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.
하드웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 L5 이상의 ASICs (Appl i cat ion Specific Integrated Circuits) , DSPs(Digital Signal
Processors) , DSPDs(Digi tal Signal Processing Devices), PLDs (Programmable Logic
Devices), FPGAs(Field Programmable Gate Arrays), 프로세서， 컨트롤러, 마이크로 컨트를러， 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 실시예들에 따른 방법은0 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들， 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다. 상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만， 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어， 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라서， 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라， 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.
본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서， 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고， 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라， 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다. 또한ᅳ 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.
【산업상 이용가능성】
상술한 바와 같은 본 발명의 실시형태들은 다양한 이동통신 시스템에 적용될 수 있다. -

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 정보를 전송하는 방법으로서，
N 비트의 정보 비트를 반복 코딩하여 인코딩된 비트를 생성하는 단계 ; 및 5 상기 인코딩된 비트를 물리상향링크공유채널 (PUSCH)을 통하여 전송하는 단계를 포함하고，
상기 N 비트의 정보 비트에 포함된 1 의 개수에 기초하여， 상기 N 비트의 정보 비트가 반복된 비트에 비트 역변환 (bit inverse)이 적용되는, 상향링크 제어 정보 전송 방법 .
L0
【청구항 2】
제 1 항에 있어서,
상기 N 비트의 정보 비트에 포함된 1 의 개수가 짝수개인 경우에 상기 N 비트의 정보 비트와 동일한 비트가 반복되고，
상기 N 비트의 정보 비트에 포함된 1 의 개수가 홀수개인 경우에 상기 N 비트의 L5 정보 비트가 비트 역변환되어 반복되는， 상향링크 제어 정보 전송 방법 .
【청구항 3]
거 1 1 항에 있어서，
상기 N 비트의 정보 비트가 반복된 비트는 상기 인코딩된 비트의 최상위비트 (MSB) 또는 최하위비트 (LSB)에 위치하는, 상향링크 제어 정보 전송 방법. 10
【청구항 4】
제 1 항에 있어서，
상기 인코딩된 비트는, 비트 단위, 변조 차수에 기초한 비트 블록 단위， 또는 반복 블록 단위로 인터리빙되는, 상향링크 제어 정보 전송 방법.
【청구항 5】
제 1 항에 있어서，
5 상기 인코딩된 비트는，
전송 자원요소 (RE) 크기에 기초하여 최하위비트 (LSB)가 펑처링되는， 상향링크 제어 정보 전송 방법 .
【청구항 6】
제 1 항에 있어서，
L0 상기 인코딩된 비트가 변조된 비트의 성상위치는 I-Q 평면에서 원점을 기준으로 가장 거리가 먼 위치인， 상향링크 제어 정보 전송 방법.
【청구항 7】
게 1 항에 있어서，
N 은 3 이상인， 상향링크 제어 정보 전송 방법.
L5
【청구항 8】
게 1 항에 있어서，
상기 N 비트의 제어 정보는 랭크 지시자 (RI) 또는 HARQ-확인웅답 (acknowledgment) 정보인， 상향링크 제어 정보 전송 방법.
【청구항 91
m 제 1 항에 있어서，
상기 N 비트의 정보 비트는 0j 02] 이고, 상기 N 비트의 정보 비트가 반복된 비트는 [ ¾ 0405] 이며， 변조 차수가 2 인 경우에 상기 인코딩된 비트는 [ ¾ 0ι 020304 05] 이고， 변조 차수가 4 인 경우에 상기 인코딩된 비트는 [ Oj l 1 0203 1 1 04 05 1 1] 이고，
변조 차수가 6 인 경우에 상기 인코딩된 비트는 [ ? ft 1 1 1 1 ft 1 1 1 1 ¾ 5 ί¾ 1 1 1 1] 인， 상향링크 제어 정보 전송 방법.
【청구항 10]
무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 정보를 전송하는 단말로서，
기지국으로 상향링크 신호를 전송하는 전송 모들;
상기 기지국으로부터 하향링크 신호를 수신하는 수신 모들; 및
L0 상기 수신 모들 및 상기 전송 모들을 포함하는 상기 기지국을 제어하는 프로세서를 포함하며 ,
상기 프로세서는，
Ν 비트의 정보 비트를 반복 코딩'하여 인코딩된 비트를 생성하고;
상기 전송 모들을 통하여， 상기 인코딩된 비트를
L5 물리상향링크공유채널 (PUSCH)을 통하여 전송하도록 구성되며,
상기 Ν 비트의 정보 비트에 포함된 1 의 개수에 기초하여， 상기 Ν 비트의 정보 비트가 반복된 비트에 비트 역변환 (bit inverse)이 적용되는， 상향링크 제어 정보 전송 단말.
'
【청구항 11】
10 제 10 항에 있어서，
상기 프로세서는，
' 상기 N 비트의 정보 비트에 포함된 1 의 개수가 짝수개인 경우에 상기 N 비트의 정보 비트와 동일한 비트를 반복하고，
상기 N 비트의 정보 비트에 포함된 1 의 개수가 홀수개인 경우에 상기 N 비트의 정보 비트를 비트 역변환시켜 반복하도록 더 구성되는， 상향링크 제어 정보 전송 단말.
【청구항 12]
제 10 항에 있어서 ,
상기 N 비트의 정보 비트가 반복된 비트는 상기 인코딩된 비트의 최상위비트 (MSB) 또는 최하위비트 (LSB)에 위치하는， 상향링크 제어 정보 전송 단말.
【청구항 13]
제 10 항에 있어서，
상기 프로세서는，
상기 인코딩된 비트를， 비트 단위， 변조 차수에 기초한 비트 블록 단위， 또는 반복 블록 단위로 인터리빙하도록 더 구성되는， 상향링크 제어 정보 전송 단말.
【청구항 14]
제 10 항에 있어서，
상기 프로세서는，
전송 자원요소 (RE) 크기에 기초하여 상기 인코딩된 비트의 최하위비트 (LSB)를 펑처링하도록 더 구성되는， 상향링크 제어 정보 전송 단말.
【청구항 15】
제 10 항에 있어서，
상기 인코딩된 비트가 변조된 비트의 성상위치는 I-Q 평면에서 원점을 기준으로 가장 거리가 먼 위치인， 상향링크 제어 정보 전송 단말.
【청구항 16】
제 10 항에 있어서,
N 은 3 이상인， 상향링크 제어 정보 전송 단말.
【청구항 17】
제 10 항에 있어서，
상기 N 비트의 제어 정보는 탱크 지시자 (RI)
HARQ—확인응답 (acknowledgment) 정보인， 상향링크 제어 정보 전송 단말.
【청구항 18]
제 10 항에 있어서，
상기 N 비트의 정보 비트는 [(¾ (¾ 02] 이고， 상기 N 비트의 정보 비트가 반복된 비트는 04 05] 이며，
변조 차수가 2 인 경우에 상기 인코딩된 비트는 Oi 020304 05] 이고， 변조 차수가 4 인 경우에 상기 인코딩된 비트는 Oi 1 1 0203 1 1 04 05 1 1] 이고，
변조 차수가 6 인 경우에 상기 인코딩된 비트는 [ ¾ ft 1 1 1 1 ¾ ft 1 1 1 1 ½ ft 1 1 1 1] 인, 상향링크 제어 정보 전송 단말.
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