WO2017196114A1 - 폴라 코딩을 이용한 데이터 전송 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

폴라 코딩을 이용한 데이터 전송 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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WO2017196114A1
WO2017196114A1 PCT/KR2017/004925 KR2017004925W WO2017196114A1 WO 2017196114 A1 WO2017196114 A1 WO 2017196114A1 KR 2017004925 W KR2017004925 W KR 2017004925W WO 2017196114 A1 WO2017196114 A1 WO 2017196114A1
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WO
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channel
bit channel
good bit
bit
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PCT/KR2017/004925
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English (en)
French (fr)
Inventor
김봉회
김기준
안준기
Original Assignee
엘지전자 주식회사
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/08—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by repeating transmission, e.g. Verdan system
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/12—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel
    • H04L1/16—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel in which the return channel carries supervisory signals, e.g. repetition request signals
    • H04L1/18—Automatic repetition systems, e.g. Van Duuren systems

Definitions

  • the present invention relates to wireless communication, and more particularly, to a data transmission method using polar coding and a device therefor.
  • Next-generation 5 ( ' systems are considering Wireless Sensor Network (WSN), Massive Machine Type Communication (MTC), etc. that transmit small packets intermittently to Massive Connection / Low cost / Low Power Service).
  • WSN Wireless Sensor Network
  • MTC Massive Machine Type Communication
  • Massive MTC service has very limited Connect ion Density Requirement, while Data Rate and End-to-End (E2E) Latency Requisition are very free (eg, Connection Density: Up to 200, 000 / km2, E2E Latency: Seconds to hours, DL / UL Data Rate: typical ly 1-100 kbps).
  • E2E Latency Requisition are very free (eg, Connection Density: Up to 200, 000 / km2, E2E Latency: Seconds to hours, DL / UL Data Rate: typical ly 1-100 kbps).
  • An object of the present invention is to provide a data transmission method using polar coding.
  • Another object of the present invention is to provide an apparatus for data transmission using polar coding.
  • a data transmission method using polar coding includes: selecting a first good bit channel all corresponding to a specific codeword length to be applied to polar encoding; And transmitting a data payload through the selected first good bit channel.
  • the selecting of the first good bit channel may be selected based on an erasure probabi 1 i ty.
  • the first good bit The step of selecting a channel may be selected based on the signal-to-noise ratio or information related to the signal-to-noise ratio.
  • the method may further include selecting a second good bit channel for the specific codeword length, and the first good bit channel and the second good bit channel may be different from each other.
  • the length of the codeword may include the length of a mother code.
  • the information related to the signal to noise ratio may include modulation and coding scheme (MCS) information or spectral efficiency information.
  • the first good bit channel and the second good bit channel may be used to provide different services.
  • the bits of the specific codeword corresponding to the input bit positions to which no information bits are allocated in the data payload may be punctured based on the information on the selected first good bit channel.
  • the method may further include retransmitting the data payload through the same good bit channel as the first good bit channel.
  • an apparatus for data transmission using polar coding selects a first good bit channel corresponding to a specific codeword length to be applied to polar encoding.
  • the processor is configured to select a second good bit channel for the specific codeword length, and the first good bit channel and the second good bit channel are different from each other.
  • the processor may select the first good bit channel based on a predetermined erase probability.
  • the processor may select the first good bit channel based on information related to the signal-to-noise ratio or the signal-to-noise ratio.
  • the transmitter may retransmit the data payload through the same good bit channel as the first good bit channel.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a base station 105 and a terminal 110 in a wireless communication system 100.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a structure of a radio frame.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a resource grid (resource gr i d) for a downlink slot.
  • 5 is a diagram illustrating an example of a structure of a downlink subframe.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a carrier combination used in a component carrier (CC) and an LTE_A system used in embodiments of the present invention.
  • Figure 7 is according to the cross carrier scheduling used in embodiments of the present invention.
  • a subframe structure of the LTE-A system is shown.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a state in which a PUCCH format is physically mapped to PUCCH RBs.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a PUCCH format 2 / 2a / 2b in the case of a general cyclic prefix.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating PUCCH formats 2 / 2a / 2b in case of extended cyclic prefix.
  • 11 is a diagram showing the PUCCH format la / lb in the case of a normal cyclic prefix.
  • FIG. 12 is a diagram showing the PUCCH format la / lb in the case of an extended cyclic prefix.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating one constellation mapping state of HARQ ACK / NAC with respect to a general CP.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a state in which joint coding of HARQ ACK / NACK and CQI is performed for an extended CP.
  • 15 is a diagram illustrating one of methods of multiplexing an SR and an ACK / NACK signal.
  • 16 is a diagram illustrating constellation mapping for ACK / NACK and SR for PUCCH format 1 / la / lb.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating one method for matching control information to a physical resource region.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating an example of a coding method using a dual RM scheme.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating in detail how the output code bits are interleaved when the dual bit described in FIG. 18 is applied.
  • 20 is a diagram illustrating a first level channel combining procedure performed in polar coding.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating an aspect of performing an N-level channel combining procedure performed in polar coding.
  • the size N of the code block has a limit of 2 n (n is a natural number).
  • coding rate (cod i ng rate) of 5/6 obtained by flattening 32 bits and 62 bits in consideration of the importance of the codeword bits of the following Table 13 from the (512, 400) codewords; 480, 400), and the performance of (450, 400) polar codes with a coding rate of 8/9 is shown.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating the performance of a polar code generated by puncturing and repeating 1/6 coding.
  • a terminal collectively refers to a mobile or fixed user terminal device such as UE Jser Equipment (MS), Mole le Station (MS), and Advanced Mobile Station (AMS).
  • the base station collectively refers to any node of the network side that communicates with the terminal such as a Node B, an eNode B, a Base Station, and an Access Point (AP).
  • MS Jser Equipment
  • MS Mole le Station
  • AMS Advanced Mobile Station
  • the base station collectively refers to any node of the network side that communicates with the terminal such as a Node B, an eNode B, a Base Station, and an Access Point (AP).
  • AP Access Point
  • a user equipment may receive information from a base station through downlink, and the terminal may also transmit information through uplink.
  • the information transmitted or received by the terminal includes data and various control information, and various physical channels exist according to the type and purpose of the information transmitted or received by the terminal.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating the configuration of a base station 105 and a terminal 110 in a wireless communication system 100.
  • the wireless communication system 100 may include one or more base stations and / or one or more base stations.
  • the terminal may include.
  • the base station 105 may include a transmit (Tx) data processor 115, a symbol modulator 120, a transmitter 125, a transmit / receive antenna 130, a processor 180, and a memory 185. And a receiver 190, a symbol demodulator 195, and a receive data processor 197.
  • the terminal 110 transmits (Tx) data processor 165, symbol modulator 170, transmitter 175, transmit / receive antenna 135, processor 155, memory 160, receiver 140, and symbol. Demodulator 155 and receive data processor 150.
  • the transmit and receive antennas 130 and 135 are shown as one at the base station 105 and the terminal 110, respectively, the base station 105 and the terminal 110 are provided with a plurality of transmit and receive antennas.
  • the base station 105 and the terminal 110 support the Multiplex Multiple Input Multiple Output (ML) system.
  • the base station 105 according to the present invention may support both the SU-MIM0 (Single User MIM0) and the MU-MIM0 (Multi User-MIMO) schemes.
  • the transmit data processor 115 receives the traffic data, formats the received traffic data, codes it, interleaves and modulates (or symbol maps) the coded traffic data, and modulate. Provide symbols (“data symbols”).
  • the symbol modulator 120 receives and processes these data symbols and pilot symbols to provide a stream of symbols.
  • This symbol modulator 120 multiplexes the data and pilot symbols and sends it to the transmitter 125.
  • each transmission symbol may be a data symbol, a pilot symbol, or a signal value of zero.
  • pilot symbols may be sent continuously.
  • the pilot symbols may be frequency division multiplexed (FDM), orthogonal frequency division multiplexed (OFDM), time division multiplexed (TDM), or code division multiplexed (CDM) symbols.
  • the transmitter 125 receives the stream of symbols and converts it into one or more analog signals, and further adjusts (eg, amplifies, filters, and frequency upconverts) these analog signals. Also, a downlink signal suitable for transmission over a wireless channel is generated, and then, the transmit antenna 130 transmits the generated downlink signal to the terminal.
  • the receiving antenna 135 receives the downlink signal from the base station and provides the received signal to the receiver 140.
  • Receiver 140 adjusts the received signal (eg, filtering, amplifying, and frequency downconverting), and digitizes the adjusted signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator 145 demodulates the received pilot symbols and provides them to the processor 155 for channel estimation.
  • the symbol demodulator 145 also receives a frequency equality estimate for the downlink from the processor 155 and performs data demodulation on the received data symbols to obtain data (which are estimates of the transmitted data symbols). Obtain symbol estimates and provide data symbol estimates to receive (Rx) data processor 150. Receive data processor 150 demodulates (ie, symbol de-maps), deinterleaves, and decodes data symbol estimates to recover the transmitted traffic data.
  • the processing by symbol demodulator 145 and receive data processor 150 are complementary to the processing by symbol modulator 120 and transmit data processor 115 at base station 105, respectively.
  • the terminal 110 on the uplink, the transmit data processor 165 processes the traffic data, to provide data symbols.
  • the symbol modulator 170 may receive and multiplex data symbols, perform modulation, and provide a stream of symbols to the transmitter 175.
  • Transmitter 175 receives and processes the stream of symbols to generate an uplink signal.
  • the transmit antenna 135 transmits the generated uplink signal to the base station 105.
  • the uplink signal is received from the terminal 110 through the reception antenna 130, and the receiver 190 processes the received uplink signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator 195 then processes these samples to provide the received pilot symbols and data symbol estimates for the uplink.
  • the received data processor 197 processes the data symbol estimates to recover the traffic data sent from the terminal 110.
  • Processors 155 and 180 of each of terminal 110 and base station 105 instruct (eg, control, coordinate, manage, etc.) operation at terminal 110 and base station 105, respectively.
  • Respective processors 155 and 180 may be connected with memory units 160 and 185 that store program codes and data.
  • Memory 160, 185 is coupled to processor 180 to store operating systems, applications, and general files.
  • Processors 155 and 180 include controllers, microcontrollers, microprocessors, and microprocessors. May also be referred to as a microcomputer, etc. Meanwhile, the processors 155 and 180 may be implemented by hardware or firmware, software, or a combination thereof.
  • the ASICs cap icat ion specific integrated circuits (DICs), digital signal processors (DSPs), digital signal processing devices (DSPs), programmable logic devices (PLDs), Field programmable gate arrays (FPGAs), etc. may be included in the processors 155 and 180.
  • the firmware or software may be configured to include a procedure or a function, and the firmware or software configured to perform the present invention may include a processor (155, It may be provided in the 180 or stored in the memory (160, 185) can be driven by the processor (155, 180).
  • the layers of the air interface protocol between the terminal and the base station in the wireless communication system are based on the first three layers (L1), the second layer (based on the lower three layers of the OSKopen system interconnection) model well known in the communication system. L2), and the third layer (L3).
  • the physical layer belongs to the first layer and provides an information transmission service through a physical channel.
  • a Radio Resource Control (RRC) layer belongs to the third layer and provides control radio resources between the UE and the network.
  • the terminal and the base station may exchange RRC messages through the wireless communication network and the RRC layer.
  • the processor 155 of the terminal and the processor 180 of the base station transmit signals and data except for a function of receiving or transmitting a signal and a storage function of the terminal 110 and the base station 105, respectively.
  • processing operations are performed, the processors 155 and 180 are not specifically mentioned below for the convenience of description.
  • a series of operations such as data processing is performed rather than a function of receiving or transmitting a signal.
  • FIG. 2 shows the structure of a radio frame used in embodiments of the present invention.
  • the type 1 frame structure can be applied to both full duplex frequency division duplex (FDD) systems and half duplex FDD systems.
  • FDD frequency division duplex
  • TTK transmission time interval The time taken to transmit one subframe.
  • a slot contains a plurality of 0FDM symbols or SC-FDMA symbols in the time domain. And a plurality of resource blocks in the frequency domain.
  • One slot includes a plurality of orthogonal frequency division multiplexing (0FDM) symbols in the time domain.
  • 3GPP LTE uses 0FDMA on downlink
  • the OFDM symbol is for representing one symbol period.
  • the OFDM symbol may be referred to as one SC-FDMA symbol or symbol period.
  • a resource block is a resource allocation unit and includes a plurality of consecutive subcarriers in one slot.
  • 10 subframes may be used simultaneously for downlink transmission and uplink transmission during each 10 ms period. At this time, uplink and downlink transmission are separated in the frequency domain.
  • the terminal cannot transmit and receive at the same time.
  • the structure of the above-described radio frame is only one example, and the number of subframes included in the radio frame or the number of slots included in the subframe and the number of 0FDM symbols included in the slot may be variously changed. have.
  • Type 2 shows a frame structure type 2 (type 2).
  • Type 2 frame structure is applied to the TDD system.
  • the i th subframe corresponds to each 7 10
  • T s represents the sampling time, (About 33ns).
  • the type 2 frame includes a special subframe consisting of three fields: a downlink pilot time slot (DwPTS), a guard period (GP), and an uplink pilot time slot (UpPTS).
  • DwPTS is used for initial cell search, synchronization, or channel estimation in the terminal.
  • UpPTS is used for channel estimation at the base station and synchronization of uplink transmission of the terminal.
  • the guard period is a period for removing interference generated in the uplink due to the multipath delay of the downlink signal between the uplink and the downlink.
  • Table 1 shows the configuration of a special frame (length of DwPTS / GP / UpPTS).
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a resource grid for a downlink slot that may be used in embodiments of the present invention.
  • one downlink slot includes a plurality of 0FDM symbols in the time domain.
  • one downlink slot includes seven 0FDM symbols and one resource block includes 12 subcarriers in the frequency domain, but is not limited thereto.
  • Each element on the resource .grid is a resource element, and one resource block includes 12 X 7 resource elements.
  • the number NDL of resource blocks included in the downlink slot depends on the downlink transmission bandwidth.
  • the structure of the uplink slot may be the same as the structure of the downlink slot.
  • FIG. 4 shows a structure of an uplink subframe that can be used in embodiments of the present invention.
  • an uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • the control region is allocated a PUCCH carrying uplink control information.
  • the data area is allocated with a PUSCH carrying user data.
  • one UE does not simultaneously transmit a PUCCH and a PUSCH.
  • the PUCCH for one UE is allocated an RB pair in a subframe. RBs belonging to the RB pair occupy different subcarriers in each of the two slots. This RB pair allocated to the PUCCH is said to be frequency hopping at the slot boundary (slot boundary).
  • up to three OFDM symbols from the OFDM symbol index 0 in the first slot in a subframe are control regions to which control channels are allocated, and the remaining OFDM symbols are a data region to which a PDSCH is allocated. data region).
  • Examples of downlink control channels used in 3GPP LTE include PCFICHCPhysical Control Format Indicator Channel (PICH), PDCCH, and Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel (PHICH).
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and carries information about the number of OFDM symbols (ie, the size of the control region) used for transmission of control channels within the subframe.
  • the PHICH is a response channel for the uplink and carries an acknowledgment signal (for example, Acknowledgement) ACK (Negat i ve-Acknowledgement) (NAC) for a hybrid automatic repeat request (HARQ).
  • Control information transmitted through the PDCCH is called downlink control information (DCI).
  • the downlink control information includes uplink resource allocation information, downlink resource allocation information or an uplink transmission (Tx) power control command for a certain terminal group.
  • PDCCH is a resource allocation and transmission format (ie, DL-Grant) of downlink shared channel (DL-SCH), resource allocation information (ie, uplink shared channel) of UL-SCH
  • Upper layer such as link grant (UL), paging information in paging channel (PCH), system information in DL-SCH, and random access response transmitted in PDSCH ) May include resource allocation for a control message, a set of transmission power control commands for individual terminals in a certain terminal group, information on whether Voice over IP (VoIP) is activated or the like.
  • VoIP Voice over IP
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region, and the terminal may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH consists of a collection of one or several consecutive CCEs (aggregat ions).
  • a PDCCH composed of one or several consecutive CCEs may be transmitted through the control region after subblock interleaving.
  • CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH with a coding rate according to a state of a radio channel.
  • the CCE corresponds to a plurality of resource element groups (REGs).
  • REGs resource element groups
  • a plurality of multiplexed PDCCHs for a plurality of UEs may be transmitted in a control region.
  • the PDCCH consists of one or more consecutive CCE aggregat ions.
  • CCE refers to a unit based on nine sets of REGs consisting of four resource elements.
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • RS reference signal
  • the concept of REG, which maps four resource elements to one group, is based on different downlink control channels (e.g., PCFICH or
  • PHICH PHICH
  • PCFICH or PHICH REG the number of CCEs available in the system is / 9 J, and each CCE is
  • the base station may use ⁇ 1, 2, 4, 8 ⁇ CCEs to configure one PDCCH signal, where U, 2, 4, 8 ⁇ is called a CCE aggregate ion level. .
  • the number of CCEs used for transmission of a specific PDCCH is determined by the base station according to the channel state. For example, one CCE may be sufficient for a PDCCH for a terminal having a good downlink channel state (when close to a base station). On the other hand, in case of a UE having a bad channel state (when it is at a cell boundary), eight CCEs may be required for sufficient robustness.
  • the power level of the PDCCH may also be adjusted to match the channel state.
  • Table 2 shows the PDCCH format, as shown in Table 2 according to the CCE aggregation level.
  • MCS control and coding scheme
  • DCI downlink control information
  • the configuration of information carried in the PDCCH payload may vary depending on the DCI format.
  • the PDCCH payload means an information bit. Table 3 below shows DCI according to DCI format.
  • Very compact resource assignments for PDSCH e.g. 1C paging / broadcast system information
  • the DCI format includes .format 0 for PUSCH scheduling, format 1 for scheduling one PDSCH codeword, format 1A for compact scheduling of one PDSCH codeword, and DL.
  • -SCH format 1C for very simple scheduling
  • format 2 for PDSCH scheduling in closed-loop spatial multiplexing mode format 2A for PDSCH scheduling in open-loop spatial multiplexing mode
  • formats 3 and 3A for the transmission of TPCX Transmission Power Control) commands for the uplink channel.
  • DCI format 1A may be used for PDSCH scheduling regardless of which transmission mode is configured for the UE.
  • the PDCCH payload length may vary depending on the DCI format.
  • the type and length thereof of the PDCCH payload may vary depending on whether it is a simple scheduling or a transmission mode configured in the terminal.
  • the transmission mode may be configured for the UE to receive downlink data through the PDSCH.
  • the downlink data through the PDSCH may include scheduled data for the terminal, paging, random access voice answer, or broadcast information through BCCH.
  • Downlink data through the PDSCH is related to the DCI format signaled through the PDCCH.
  • the transmission mode may be semi-statically configured in the terminal through channeling (for example, RRC (Radio Resource Control) signaling) in higher layers.
  • the transmission mode may be divided into single antenna transmission or single antenna transmission.
  • the UE configures a transmission mode semi-statically through higher layer signaling.
  • multi-antenna transmission includes transmit diversity, open-loop or closed-loop spatial multiplexing, MU-MULTI (Mult i-User—Multiple Input Multiple Output) or Beamforming.
  • Transmit diversity is a technique of increasing transmission reliability by transmitting the same data in multiple transmit antennas.
  • Spatial multiplexing is a technology that allows high-speed data transmission without increasing the bandwidth of the system by simultaneously transmitting different data from multiple transmit antennas.
  • Beamforming is a technique of increasing the signal to interference plus noise ratio (SINR) of a signal by applying weights according to channel conditions in multiple antennas.
  • SINR signal to interference plus noise ratio
  • the DCI format is dependent on a transmission mode configured in the terminal (depend on).
  • the UE has a reference DCI format that monitors according to a transmission mode configured for the UE.
  • the transmission mode set in the terminal may have ten transmission modes as follows.
  • o 1 a single antenna port; Port 0
  • Transmission Mode 10 Precoding Supporting Up to Eight Layers, Used for CoMP, Not Based on Codebook
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI to be transmitted to the terminal, and attaches a CRC (Cyclic Redundancy Check) to the control information.
  • the CRC is masked with a unique identifier (eg, RNTHRadio Network Temporary Ident if ier) depending on the owner or purpose of the PDCCH. If it is a PDCCH for a specific terminal, a unique identifier (eg, C-NTKCeH—R TI) of the terminal may be masked on the CRC. or If the PDCCH is for a paging message, a paging indication identifier (eg, P-RNTKPaging-RNTI) may be masked to the CRC.
  • a unique identifier eg, C-NTKCeH—R TI
  • a system information identifier eg, a System Information RNTI (SI-RNTI)
  • SI-RNTI System Information RNTI
  • RA-RNTI random access-RNTI
  • the base station performs channel coding on the control information added with the CRC to generate coded data.
  • channel coding may be performed at a code rate according to the MCS level.
  • the base station performs rate matching according to the CCE aggregation level allocated to the PDCCH format, and modulates the coded data to generate modulation symbols.
  • a modulation sequence according to the MCS level can be used.
  • Modulation symbols constituting one PDCCH may have one of 1, 2, 4, and 8 CCE aggregation levels.
  • the base station maps modulation symbols to physical resource elements (CCE to RE mapping).
  • CCE to RE mapping Physical resource elements
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted in one subframe. That is, the control region of one subframe includes a plurality of CCEs having indices 0 to ⁇ 1 .
  • £ represents the total number of CCEs in the control region of the k-th subframe.
  • the UE monitors a plurality of PDCCHs in every subframe. Here, monitoring means that the UE attempts to decode each of the PDCCHs according to the monitored PDCCH format.
  • blind decoding refers to a method of determining whether a corresponding PDCCH is a control channel by examining a CRC error after de-masking a UE ID in a CRC part.
  • the active mode act i ve mode
  • the UE monitors the PDCCH of every subframe in order to receive data transmitted to the UE.
  • the UE wakes up in the monitoring interval of every DX period and monitors the PDCCH in the subframe corresponding to the monitoring interval.
  • the subframe in which PDCCH monitoring is performed is called a non-DRX subframe.
  • the UE In order to receive the PDCCH transmitted to the UE, the UE must perform blind decoding on all CCEs present in the control region of the non-DRX subframe. Since the UE does not know which PDCCH format is to be transmitted, it is necessary to decode all PDCCHs at a possible CCE aggregation level until blind decoding of the PDCCH is successful in every non—DRX subframe. Since the UE does not know how many CCEs the PDCCH uses, the UE should attempt detection at all possible CCE aggregation levels until the blind decoding of the PDCCH succeeds.
  • a concept of search space is defined for blind decoding of a terminal.
  • the search space means a PDCCH candidate set for the UE to monitor and may have a different size according to each PDCCH format.
  • the search space may be configured as a common search space (CSS: Co Search on Search Space) and a terminal specific search space (USS: UE-spec i c / Ded i cated Search Space).
  • the UE needs to monitor both the UE-specific search space and the common search space in order to decode the PDCCH, thus performing up to 44 blind decoding (BD) in one subframe.
  • BD blind decoding
  • This does not include blind decoding performed according to different CRC values (eg, C—RNTI, P-RNTI, SI-RNTI, RA-RNTI).
  • the base station may occur when the CCE resources for transmitting the PDCCH may not be secured to all of the terminals to transmit the PDCCH in a given subframe. This is because resources remaining after the CCE location is allocated may not be included in the search space of a specific UE. In order to minimize this barrier, which may continue to the next subframe, a UE specific hopping sequence may be applied to the starting point of the UE specific search space. Table 4 shows the sizes of the common search space and the terminal specific search space.
  • the UE does not simultaneously perform searches according to all defined DCI formats. Specifically, the terminal always performs a search for DCI formats 0 and 1A in the UE-specific search space. In this case, the DCI formats 0 and 1A have the same size, but the UE may distinguish the format from the ⁇ format using a flag used for distinguishing DCI formats 0 and 1A included in the PDCCH. In addition, a DCI format other than DCI format 0 and DCI format 1A may be required for the UE, and examples thereof include DCI formats 1, 1B, and 2.
  • the UE may search for DCI formats 1A and 1C.
  • the UE may be configured to search for DCI format 3 or 3 ⁇ , and DCI formats 3 and 3 ⁇ have the same size as DCI formats 0 and 1A, but the UE uses a CRC scrambled by an identifier other than the UE specific identifier.
  • the DCI format can be distinguished.
  • the search space ⁇ denotes a pDCCH candidate set according to the set level ⁇ £ ⁇ 1, 2, 4, 8 ⁇ .
  • the CCE according to the PDCCH candidate set / " of the search space is expressed by Equation 1 as follows. Can be determined.
  • the UE monitors both the UE-specific space and the common search space to decode the PDCCH.
  • the common search space supports all PDCCHs having an aggregation level of ⁇ 4, 8 ⁇
  • the terminal specific space supports PDCCHs having an aggregation level of ⁇ 1, 2, 4, 8 ⁇ .
  • Table 5 shows PDCCH candidates monitored by the UE.
  • the UE-specific search space for the aggregation level L is defined as in Equation 2.
  • Carrier Aggregation (Carrier Aggregation, CA)
  • LTE system 3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution; Re 1-8 or Re ⁇ 9) system
  • CC Component Carrier
  • MCM Multi-carrier modulation
  • LTE-A system a method such as Carrier Aggregation (CA), which combines one or more component carriers to support a wider system bandwidth than the LTE system, can be used.
  • CA Carrier Aggregation
  • Carrier coupling may be replaced by the terms carrier aggregation, carrier matching, multi-component carrier environment (Multi-CC) or multicarrier environment.
  • the multi-carrier means a combination of carriers (or carrier aggregation), wherein the aggregation of carriers means both merging between non-contiguous carriers as well as merging between contiguous carriers.
  • the number of component carriers aggregated between downlink and uplink may be set differently.
  • the case where the number of downlink component carriers (hereinafter referred to as 'DL CC') and the number of uplink component carriers (hereinafter referred to as 'UL CC 1 )' is the same is called symmetric merging. It is called an easy merge.
  • Such carrier combining may be commonly used with terms such as carrier aggregation, bandwidth aggregation, spectrum aggregation, and the like.
  • Carrier coupling in which two or more component carriers are combined, aims to support up to 100 MHz bandwidth in an LTE-A system.
  • the bandwidth of the combining carrier may be limited to the bandwidth used by the existing system to maintain backward compatibility with the existing IMT system.
  • the existing 3GPP LTE system supports ⁇ 1.4, 3, 5, 10, 15, 20 ⁇ MHz bandwidth
  • 3GPP LTE-advanced system ie, LTE—A
  • LTE—A 3GPP LTE-advanced system
  • the carrier combining system used in the present invention may define a new bandwidth to support carrier combining regardless of the bandwidth used in the existing system.
  • Intra-band carrier coupling means that a plurality of DL CCs and / or UL CCs are located adjacent or proximate in frequency. In other words, it may mean that the carrier frequencies of the DL CCs and / or UL CCs are located in the same band.
  • an environment far from the frequency domain may be called an inter-band CASch-Band CA. In other words, it may mean that the carrier frequencies of the plurality of DL CCs and / or UL CCs are located in different bands.
  • the terminal may use a plurality of radio frequency (RF) terminals to perform communication in a carrier coupling environment.
  • RF radio frequency
  • the LTE-A system uses the concept of a cell to manage radio resources.
  • the carrier binding environment described above may be referred to as a multiple cell environment.
  • a cell is defined as a combination of a downlink resource (DL CC) and an uplink resource (UL CC), but the uplink resource is not an essential element. Therefore, the cell may be configured with only downlink resources, or with downlink resources and uplink resources.
  • a specific UE when a specific UE has only one configured serving cell, it may have one DL CC and one UL CC. However, when a specific terminal has two or more configured serving cells, it may have as many DL CCs as the number of cells and the number of UL CCs may be the same or smaller than that. Or, conversely, DL CC and UL CC may be configured. That is, when a specific UE has a plurality of configured serving cells, a carrier combining environment having more UL CCs than the number of DL CCs may be supported.
  • Carrier coupling may also be understood as the merging of two or more cells, each having a different carrier frequency (center frequency of the cell).
  • the term 'cell' in carrier combining is described in terms of frequency, and should be distinguished from 'cell' as a geographic area covered by a commonly used base station.
  • intra-band multicell the above-described intra-band carrier coupling
  • inter-band carrier coupling is referred to as inter-band multiplication cell.
  • Cells used in the LTE-A system include a primary cell (PCell: Primary Cell) and a secondary cell (SCell: Secondary Cell).
  • PCell Primary Cell
  • SCell Secondary Cell
  • P cell and S cell may be used as a serving cell.
  • R C For a UE that is in a CONNECTED state but does not support carrier aggregation or does not support carrier aggregation, there is only one serving cell consisting of a P cell.
  • one or more serving cells may exist, and the entire serving cell includes a P cell and one or more S cells.
  • Serving cells may be configured through an RRC parameter.
  • PhysCellld is the cell's physical layer identifier and has an integer from 0 to 503.
  • SCelllndex is a short identifier used to identify an S cell and has an integer value from 1 to 7.
  • the ServCell Index is a short identifier used to identify a serving cell (P cell or S cell) and has an integer value from 0 to 7. A value of 0 applies to P cells.
  • SCelllndex is given in advance for application to the SCell. That is, the cell having the smallest cell ID (or cell index) in ServCellldex becomes a P cell.
  • P cell refers to a cell operating on the primary frequency (or, primary CO.
  • the UE can be used to perform an initial connection establishment (initial connection establishment) process or to perform a connection re-establishment process, handover
  • a P cell refers to a cell which is the center of control-related communication among serving cells configured in a carrier combining environment, ie, a UE is allocated with a PUCCH in its own P cell and transmitted. Only P cells may be used for acquiring system information or changing a monitoring procedure
  • Evolved Universal Terrestrial Radio Access Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRAN) is an upper layer including mobility control information (mobilityControlInfo) to a terminal supporting a carrier coupling environment. Only Psal can be changed for handover procedure by using RRCConnectionReconfigutaion message. .
  • the S cell may mean a cell operating on a secondary frequency (or a secondary CO. Only one P cell may be allocated to a specific UE and one or more S cells may be allocated. After being configured, it can be used to provide a configurable and additional radio resource, etc. PUCCH does not exist in the cells other than the P cell, that is, the S cell, in the serving cell authentication set in the carrier combining environment.
  • E—UTRAN adds an S cell to a UE supporting a carrier aggregation environment
  • all system information related to operation of a related cell in an RRC_C0NNECTED state may be provided through a specific signal.
  • the change of the system information may be controlled by the release and addition of the related S cell, and at this time, an RRC connection reconfigutaion message of a higher layer may be used.
  • the E 1TRAN may perform dedicated signaling having different parameters for each terminal, rather than broadcasting in an associated S cell.
  • the E-UTRAN may configure a network including one or more S cells in addition to the P cell initially configured in the connection establishment process.
  • the P cell and the S cell can operate as respective component carriers.
  • the primary component carrier (PCC) is the same as the P cell.
  • Secondary component carrier (SCC) may be used in the same meaning as the S cell.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a carrier combination used in a component carrier (CC) and an LTE ⁇ A system used in embodiments of the present invention.
  • CC component carrier
  • LTE ⁇ LTE
  • Component carriers include DL .CC and UL CC.
  • One component carrier may have a frequency range of 20 MHz.
  • FIG. 6 (b) shows a carrier coupling structure used in the LTELA system. Referring to FIG. 6 (b), it can be seen that three component carriers having a frequency size of 20 MHz are combined. There are three DL CCs and three UL CCs, but the number of DL CCs and UL CCs is not limited. In case of carrier combining, the UE may simultaneously monitor three CCs, receive downlink signals / data, and transmit uplink signals / data.
  • the network may allocate M (M ⁇ N) DL CCs to the UE.
  • the UE may monitor only M limited DL CCs and receive a DL signal.
  • the network may assign L (L ⁇ M ⁇ N) DL CCs to a main DL CC to the UE, and in this case, the UE must monitor the L DL CCs. This method can be equally applied to uplink transmission.
  • the linkage between the carrier frequency (or DL CC) of the downlink resource and the carrier frequency (or UL CC) of the uplink resource may be indicated by a higher layer message such as an RRC message or system information.
  • a combination of a DL resource and a UL resource may be configured by a linkage defined by Sys Informati on Block Type 2 (SIB2).
  • SIB2 Sys Informati on Block Type 2
  • the linkage may mean a mapping relationship between a DL CC on which a PDCCH carrying a UL grant is transmitted and a UL CC using the UL grant, and a DL CC (or UL CC) and HARQ ACK on which data for HARQ is transmitted. It may mean a mapping relationship between UL CCs (or DL CCs) through which a / NACK signal is transmitted.
  • Cross carrier scheduling may be referred to as Cross Component Carrier Scheduling or Cross Cell Scheduling.
  • Self-scheduling may be performed through a UL CC in which a PDCCH and a DLSCH are transmitted in the same DL CC or a PUSCH transmitted according to a PDCCHOJL Grant transmitted in a DL CC is linked to a DL CC in which a UL Grant is received. Means to be transmitted.
  • Cross carrier scheduling is a UL CC in which a PUSCH transmitted according to a PD Grant (DL Grant) and a PDSCH are transmitted to different DL CCs, or a PUSCH transmitted according to a PDCCHOJL Grant transmitted in a DL CC is linked with a DL grant. This means that it is transmitted through other UL CC.
  • DL Grant PD Grant
  • PDCCHOJL Grant PDCCHOJL Grant
  • cross-carrier scheduling may be activated or deactivated UE-specifically and may be known for each UE semi-statically through higher layer signaling (eg, RRC signaling). .
  • higher layer signaling eg, RRC signaling
  • a carrier indicator field (CIF: Carrier Indicator Field) indicating a PDSCH / PUSCH indicated by the corresponding PDCCH is transmitted to the PDCCH.
  • the PDCCH may allocate PDSCH resource or PUSCH resource to one of a plurality of component carriers using CIF. That is, CIF is set when the PDCCH on the DL CC allocates PDSCH or PUSCH resources to one of the multi-aggregated DL / UL CCs.
  • the DCI format of LTE Release-8 may be extended according to CIF.
  • the configured CIF may be fixed as a 3 bit field or the position of the configured CIF may be fixed regardless of the DCI format size.
  • the PDCCH structure (same coding and resource mapping based on the same CCE) of LTE Release-8 may be reused.
  • CIF is not set when the PDCCH on the DL CC allocates PDSCH resources on the same DL CC or PUSCH resources on a single linked UL CC.
  • the same PDCCH structure (same coding and resource mapping based on the same CCE) and DCI format as in LTE Release-8 may be used.
  • the UE When cross carrier scheduling is possible, the UE provides PDCCHs for a plurality of DCIs in the control region of the monitoring CC according to a transmission mode and / or bandwidth for each CC. It is necessary to monitor. Therefore, the organization of search spaces that can support this
  • the terminal DL CC set represents a set of DL CCs scheduled for the terminal to receive a PDSCH
  • the terminal UL CC set represents a set of UL CCs scheduled for the terminal to transmit a PUSCH.
  • the PDCCH monitoring set represents a set of at least one DL CC for performing PDCCH monitoring.
  • the PDCCH monitoring set may be the same as the UE DL CC set or may be a subset of the UE DL CC set.
  • the PDCCH monitoring set may include at least one of DL CCs in the terminal DL CC set. Alternatively, the PDCCH monitoring set may be defined separately regardless of the UE DL CC set.
  • the DL CC included in the PDCCH monitoring set may be configured to always enable self-scheduling for the linked UL CC.
  • the UE DL CC set, the UE UL CC set, and the PDCCH monitoring set may be configured UE-specifically, UE group-specifically, or cell-specifically.
  • cross-carrier scheduling When cross-carrier scheduling is deactivated, it means that the PDCCH monitoring set is always the same as the UE DL CC set. In this case, an indication such as separate signaling for the PDCCH monitoring set is not necessary. But,.
  • a PDCCH monitoring set is defined in the terminal DL CC set. That is, in order to schedule the PDSCH or the PUSCH for the terminal, the base station transmits the PDCCH through only the PDCCH monitoring set.
  • FIG. 7 is in accordance with cross carrier scheduling used in embodiments of the present invention.
  • a subframe structure of the LTE-A system is shown.
  • a DL subframe for LTE—A UE is a combination of three DL component carriers (DL CCs), and DL CC 'A' represents a case in which a PDCCH monitoring DL CC is configured. . If CIF is not used, each DL CC may transmit a PDCCH scheduling its PDSCH without CIF. On the other hand, when the CIF is used through higher layer signaling, only one DL CC may transmit a PDCCH for scheduling its own PDSCH or PDSCH of another CC using the CIF. At this time, DL CC ' ⁇ ', which is not set as the PDCCH monitoring DL CC, does not transmit the PDCCH. g
  • PUCCH is an uplink control channel used for transmitting uplink control information (UCI).
  • the UCI transmitted on the PUCCH includes scheduling request (SR) information, HARQ ACK / NACK information, CQI information, and the like.
  • the amount of control information that the UE can transmit in a subframe is the number of possible SOFDMA symbols for transmission of the injecting signal data in the subframe (wherein the reference signals used for coherent detection of PUCCH).
  • the LTE / LTE-A system supports seven different PUCCH formats according to information to be signaled on the PUCCH.
  • the PUCCH may be configured in the following format to transmit uplink control information.
  • format la and format lb used for ACK / NAC transmission or ACK / NACK transmission alone with SR
  • Table 6 shows a modulation scheme and the number of bits per subframe according to the PUCCH format.
  • Table 7 shows the number of reference signals per slot according to the PUCCH format.
  • Table 8 is a table showing the SC-FDMA symbol position of the reference signal according to the PUCCH format.
  • PUCCH formats 2a and 2b correspond to a case of general cyclic prefix.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a state in which a PUCCH format is physically mapped to PUCCH RBs.
  • Information about the number of PUCCH RBs () used in the PUCCH format 2 / 2a / 2b is transmitted from the cell to the terminals by the broadcast signal. 8 illustrates an example in which a PUCCH format is allocated, and the PUCCH formats mapped to the actual PUCCH may be sequentially allocated in the order of order.
  • FIG. 9 shows PUCCH format 2 / 2a / 2b in case of general cyclic prefix
  • FIG. 10 shows PUCCH format 2 / 2a / 2b in case of extended cyclic prefix.
  • Both periodicity and frequency resolution used by the terminal to report the CQI are controlled by the base station. In the time domain, periodic and aperiodic CQI reporting is supported. PUCCH format 2 is used only for periodic CQI reporting and PUSCH is used for aperiodic CQI reporting. At this time, the base station specifically instructs the terminal to aperiodic CQI report, the terminal transmits the CQI report with the resources scheduled for uplink data transmission.
  • the PUCCH CQI channel structure for one slot may refer to FIG. 9.
  • SC-FDMA symbols 1 and 5 are used to transmit a DM-RSC Demodulation at Ion Reference Signal).
  • the PUCCH CQI channel structure for one slot may refer to FIG. 10.
  • SC- FDMA symbol 3 is used to transmit the DM-RS.
  • the DM-RS may be referred to as a UL RS as a reference signal transmitted by the UE in uplink.
  • the 10-bit CQI information in which [018 is channel coded at the 1/2 coding rate is flattened with a (2 k) Reed-Muller (RM) code to produce 20 bits of coding bits. It is then scrambled (eg, can be scrambled in a similar manner as PUSCH data comprising a 31 length gold sequence) prior to QPSK constellation matching.
  • One QPSK modulation symbol is transmitted in each of 10 SC-FDMA symbols in a subframe by modulating a time-based shifting sequence (cyc l i c t i me sh i f t) of a base RS sequence of length 12 before OFDM modulation.
  • the DM-RS sequence is configured similarly to the CQI signal sequence in the frequency domain but does not include CQI data modulation.
  • the UE is configured to periodically report different CQIs, PMIs, and RIs on the CQI PUCCH by receiving a higher layer signal including a PUCCH region to be used and a PUCCH resource index " CCH " indicating a time cyclic shift.
  • FIG. 11 shows the PUCCH format la / lb in the case of general cyclic prefix
  • FIG. 12 shows the PUCCH format la / lb in the case of extended cyclic prefix.
  • one BPSK / QPSK modulation symbol is transmitted on each SC-FDMA data symbol by modulating a time cyclic shift of a base RS sequence of length 12 prior to OFDM modulation (ie, frequency domain CDM).
  • OFDM modulation ie, frequency domain CDM
  • spreading codes time-domain spread with orthogonal spreading code (Wa l sh— Hadamard of DFT) are code-d i vi si on-mul t iplex terminals. Used for RSs for different terminals are multiplexed in the same way as data SOFDMA symbols.
  • the CQI report is dropped and only HARQ ACK / NACK is in the PUCCH format. It is sent using la / lb.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating one constellation mapping state of HARQ ACK / NACK for a general CP.
  • the ACK signal is encoded in binary ' ⁇
  • the NACK signal is encoded in binary' 0 '.
  • a single HARQ ACK / NACK modulation symbol is used to modulate a second RS symbol (SC-FDMA symbol 5 (ie RS signaled by ACK / NACK)) in each CQI slot. That is, ACK / NACK is signaled using the corresponding RS.
  • SC-FDMA symbol 5 ie RS signaled by ACK / NACK
  • one or two bits of HARQ ACK / NACK are CQI and a result of a (20, k CQ1 + k A / N ) read backer based block code.
  • Joint encoded The 20 bit codeword is transmitted on the PUCCH using the CQI channel structure of FIG. Joint coding of ACK / NACK and CQI is performed as shown in FIG. 14.
  • Degree 14 is a diagram illustrating a joint coding of HARQ ACK / NACK and CQI for an extended CP. The largest number of information bits supported by codeable features
  • FIG. 15 is a diagram illustrating one method of multiplexing SR and ACK / NACK signals
  • FIG. 16 is a diagram illustrating constellation mapping for ACK / NACK and SR for PUCCH format 1 / la / lb. .
  • the UE transmits the ACK / NACK signal on the SR PUCCH resource allocated for the positive SR, or in the case of a negative SR.
  • ACK / NACK is transmitted on the allocated ACK / NACK PUCCH resource. Constellation mapping for simultaneous transmission of ACK / NACK and SR is shown in FIG. 16.
  • the UE may receive PDSCHs for a plurality of subframes, the UE may feed back HARQ ACK / NACK for multiple PDSCHs to the base station. That is, there are two types of HARQ ACK / NACK transmission schemes as follows. '
  • the ACK / NACK response for multiple data units is combined by a logical -AND operation. For example, if the receiving node (Rx node, or receiving end) successfully decodes all data units, the receiving node transmits ACK all using one ACK / NACK unit. If the receiving node fails to decode a data unit, the receiving node may transmit a NACK using one ACK / NACK unit or nothing for ACK / NACK.
  • the content of an ACK / NACK response for multiple data units is identified by a combination of ACK / NACK unit and QPS modulation symbol increment used in the actual ACK / NACK transmission. For example, assuming that one ACK / NACK unit receives two bits and two data units are transmitted at maximum, the ACK / NACK result that can be identified at the transmitting node (Tx node) is shown in Table 9 below. Same as [0201] [Table 9]
  • HARQ-ACK (i) indicates an ACK / NACK result for data unit i (ie, there are at most two data units, namely data units 0 and 1).
  • DTX means that there is no transmission of the data unit for the HARQ-ACK (i) to be performed or the receiving node does not detect the presence of the data unit to be advertised for the HARQ-ACK (i).
  • n P ( ⁇ CCHX is the actual if there are two ACK / NACK units, CCH0 and "3 ⁇ 4 CCHJ
  • B (0), b ( ⁇ ) indicate the two bits involved in the selected ACK / NACK unit.
  • the modulation symbol sent on the ACK / NACK unit is determined according to the bits. For example, if the receiving node successfully receives and decodes two data units, the receiving node sends two bits (1, 1) using the ACK / NACK unit CCHJ . If the receiving node receives two data units, the decoding of the first data unit (as opposed to HARQ-ACK (O)) fails and the second data unit ((HARQ—ACK (l)) If the decoding succeeds, the receiving node transmits two bits (0, 0) using « ⁇ CCH1 .
  • ACK / NACK transmission using a single ACK / NACK unit for multiple data units by associating a combination of actual ACK / NACK contents with actual bit contents used for ACK / NACK unit selection and transmission of the ACK / NACK unit.
  • the embodiment described in Table 9 may be extended to ACK / NACK transmission for two or more data units.
  • NACK and DTX are coupled like NACK / DTX of Table 9. This is because the combination of the ACK / NACK unit and the QPSK symbol is insufficient to cover all the ACK / NACK hypotheses when NACK and DTX are decoupled.
  • HARQ-ACK if there is no ACK for all data units (i.e. if only NACK or DTX exists for all data units), then there is only one HARQ-ACK (i) with a single limited NACK case. It is defined as the case of decoupled NACK. In this case, single.
  • An ACK / NACK unit connected to a data unit subjected to a constrained NACK may be reserved for transmitting signals of multiple ACK / NACK.
  • the required ACK / NACK hypotheses for ACK / NACK multiplexing may increase rapidly. If the maximum number of data units and the number of ACK / NACK units are indicated by N and N A , 2 N ACK / NACK assumptions are required for ACK / NACK multiplexing even when the DTX case is impossible. On the other hand, by applying the single ACK / NACK unit selection scheme as described above, ACK / NACK multiplexing can be supported with up to 4N A ACK / NACK hypothesis.
  • a single ACK / NACK unit selection results in a relatively large amount of ACK that yields increased overhead of control channel resources needed to transmit a signal for multiple ACK / NACK.
  • Equation 3 shows one proof of how to generate encoded code bits.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating one method of matching control information to a physical resource region.
  • the first 10 code bits are mapped to a specific code-time-frequency resource, and the remaining .10 code bits. It is mapped to other code-time-frequency resources. At this time, the frequency interval between the first 10 code bits and the remaining 10 code bits is set to be large, thereby obtaining frequency diversity of the code bits.
  • Uplink Channel Coding in LTE-A System As described above, in the LTE system (ie, Rel-8), when UCI is transmitted in PUCCH format 2, (20, A) RM coding of up to 13 bits of CSI is performed. However, when UCI is transmitted in PUSCH, up to 11 bits of CQI perform RM coding of Table 11 below, and a truncation or cyclic repetition is performed to match the code rate to be transmitted in PUSCH. To perform.
  • PUCCH format 3 has been introduced to transmit up to 21 bits of UCI (A / N and SR) bits, and in the case of a normal CP, a UE uses a PUCCH format 3 of 48 bits. Can be sent. Therefore, when the number of UCI bits is 11 bits or less, (32, A) RM coding is used, and cyclic repetition of code bits is used to fit the number of code bits required by PUCCH format 3.
  • the transmitting end divides them to generate part 1 and part 2. After that, (32, A) RM coding is applied to each of part 1 and part 2, and the transmitter cuts or cyclically repeats the code bits to fit the 48 bits transmittable in PUCCH format 3. Thereafter, the transmitting end is configured to be interleaved or concatenated with the output code bits to be transmitted through the PUCCH format 3.
  • bit configuration procedure for each UCI content will be described. If the use of PUCCH format 3 is configured in an SR transmission subframe, when SR and A / N are transmitted in PUCCH format 3 or PUSCH, A / N is placed first and SR is placed after A / N so that the UCI bit is It is composed.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating a method in which output code bits are interleaved when Dual RM described in FIG. 18 is applied.
  • data blocks i.e., UCI
  • the output code bits are rate matched to 24 bits, respectively, so that AO, A1, ..., A23 and B0, B1, ..., and B23.
  • Code bits AO, A1, ..., A23 and B0, B1,... B23 is input to the interleaver, and the code bits outputted from the interleaver are outputted in sequence of two bits, respectively, AO, A1, It forms a bit string of BO, Bl, A2, A3, B2, B3, ..., A22, A23, B22, B23.
  • the bit string is QPSK modulated and in accordance with the PUCCH format 3 transmission format, the first 24 bits of the bit string (12 QPSK symbol) are mapped to the first slot, and the later 24 bits of the bit string (12 QPSK symbol) are transmitted to the second slot.
  • Polar code is known as a channel code that can obtain the channel capacity (B_DMC) (Binary- input Discrete Memory less Channel). That is, the polar code is a channel code that can obtain an error-free channel capacity when the size N of the code block is infinitely large.
  • the encoder of the polar code may perform a channel combining process and a channel splitting process.
  • the channel combining process is a process of determining the size of code block by connecting B—DMC in parallel.
  • 20 is a diagram illustrating a first level channel combining procedure performed in polar coding. That is, FIG. 20 shows combining two Ws which are B-DMCs.
  • ui, U2 is a binary-input source bit
  • y 2 is an output coded bit.
  • W 2 it is assumed that the entire equivalent channel is W 2 .
  • FIG. 21 is a diagram illustrating a state of performing an N-level channel combining process performed in polar coding.
  • the size N of the code block has a limit of 2 n (n is a natural number).
  • a process of defining an equivalent channel for a specific input may be defined as a channel separation process.
  • the channel separation process may be expressed as a channel transition probabi 1 i ty as shown in Equation 5 below.
  • SC decoding is a method of obtaining a channel transition probability and calculating a LLR (Likelihood Ratio) for an input bit based on the channel transition probability.
  • LLR Low-Range Ratio
  • the channel transition probability may be calculated in an iterative form by using a characteristic in which the channel combining process and the channel separation process have an iterative form.
  • the LLR value can also be calculated in an iterative form.
  • the channel transition probability ⁇ ⁇ ⁇ , ⁇ for the input bit Ui is given by You can get it.
  • the channel transition probability ⁇ ⁇ ⁇ , ⁇ for the input bit Ui is given by You can get it.
  • Equation 8 which is an LLR for an input bit.
  • index of the transmitted channel i.e., row index I of
  • it means the number of 1.
  • Z (W) is called a Batcharcharya parameter.
  • Z (W) means the value corresponding to the upper limit of the error probability when performing the MAP determination when the binary input 0 or 1 is transmitted. Therefore, by obtaining Z (W) values and arranging them in ascending order (small order), the Z (W) values can be selected by the desired data payload, thereby transmitting data through the noise-free channel.
  • the transmitting side of the radio access system adds a Cyclic Redundancy Check (CRC) bit to the data payload to transmit an error of data to be transmitted.
  • CRC Cyclic Redundancy Check
  • SC decoding CRC may be used for decoding to improve decoding performance.
  • the CRC having higher reliability than the general payload may increase decoding performance.
  • W Z
  • Equation 10 a method of calculating a Z (W) value is established in a BEC channel. Therefore, in an AWGN channel, an equivalent channel to transmit a data payload can be found in another way. However, even in this case, the CRC may arrange the derived Z (W) in ascending order (small order), allocate an equivalent channel to the CRC bit by the CRC length, and then place a data payload on the remaining equivalent channel.
  • the receiver acquires information on the equivalent channel through which the data payload is transmitted and performs decoding on the polar coded data signal. Can be done.
  • the bit string corresponding to NK is a bit string allocated and transmitted to the noise channel. It is preferable that the information on the bit string is known to the receiver in advance.
  • the bit string is preferably a predetermined bit sequence in the transmitter and receiver, ⁇ 0, 0, ⁇ ⁇ , 0 ⁇ to the bit string to be assigned to the channel noise is equivalent to the size of N- or K U, 1 , ⁇ ⁇ ⁇ , it may set a bit column to 1 ⁇ .
  • Polar encoders are limited in size to 2 n (n is a natural number) of code blocks. Accordingly, there is a need for a rate matching operation of puncturing (or truncation) or repetition depending on the transmission numerology of the system. Assume that the size of the data payload including the CRC generated in the upper layer satisfies the relationship of 2 n ⁇ / V ⁇ 2 ⁇ + ⁇ . In this case, the first threshold value THR1 of the codeword size is If the size of the code bit is larger than the first threshold value, the transmitting side performs encoding with a mother polar encoder having a size of 2 ⁇ + 1 , and then performs puncturing by 2 n + 1 _N bits.
  • the mother polar encoder refers to an encoder which is a reference for performing repetition or puncturing according to the size of the data payload.
  • the number of "1" in each column of 0 1 ⁇ may be defined as the weight of each column.
  • the distance of the repeated codeword may be set to the maximum.
  • the distance of the flattened codeword may be set to the maximum.
  • the mother polar encoder may be used in the same sense as the mother generation matrix.
  • the mother generation matrix may be defined as the first generation matrix
  • the new generation matrix generated by repeating or puncturing oooll from the mother generation matrix may be defined as the second generation matrix.
  • G 8 0, x) is a column vector representing the Xth column of G 8 .
  • the eighth column having the smallest weight and one of the fourth, sixth, and seventh column increments may be punctured and encoded.
  • the generation matrix (] 6 in the case where the transmitting end selects the eighth column and the fourth column is expressed by Equation 12 below.
  • Equation 12 is a new generation matrix (ie, a second generation matrix) generated by flattening the eighth column and the fourth column o in the equation (11). oo oo llll
  • the repetition may be performed in order, and if the ooooooo l puncture is performed in the reverse order of the column index, the minimum distance of the codeword described in Equation 9 may be set to the maximum.
  • Equation 13 shows a case where permutation is performed on the generation matrix of Equation 11 in column weight order.
  • Another method of performing flattening is to consider a minimum distance (n) minimum distance of the flattened polar code.
  • the payload size is 2 in the generation matrix as shown in Equation 11, the payload is transmitted through an equivalent channel corresponding to the eighth row and the fourth row (row 8 and row 4) of Equation 11. That is, a matrix such as 0 1 0 1 0 1 may be a sub-matrix corresponding to the 2-bit payload. If it is assumed that a six-bit output codeword is generated, the transmitting side should puncture two bits. In this case, a column with a small column weight When flattening, it is preferable to puncture a column corresponding to 0 of the first row. If the second and fourth columns are punctured, the generation matrix generating the 6-bit payload may be configured as in Equation 14.
  • Equation 15 column flattening is performed such that the payload of the sub-matrix consisting of the rows of the generation matrix to which the payloads are performed is in the order of the columns of the column matrix of the sub-matrix. If the column weights are the same, puncturing may be performed by giving priority to the column index in descending order, or puncturing by giving priority to the column index in descending order. have. When puncturing is performed in ascending order of column indices, the sixth and eighth columns of Equation 11 are punctured to obtain a generation matrix as shown in Equation 15 below.
  • the newly generated generation matrix may degrade performance when the same column or row composed of the same elements occurs in a row or column. Therefore, the generation matrix may be constructed by flattening or repeating columns corresponding to the priorities.
  • the input of a polar encoder is divided into a bit channel to which information data is mapped and a bit channel not to it.
  • the input bit channel can be divided into a noise free channel and a noise channel. Therefore, information on the noise-free bit channel Once allocated, channel capacity can be obtained.
  • the codeword of infinite length cannot be actually constructed, the reliability of the input bit channel is calculated and the data bits are allocated in that order.
  • the bit channel for allocating data bits is referred to as "good bit channel" in the present invention. Accordingly, a good bit channel may correspond to an input bit channel to which data bits are mapped.
  • the bit channel to which data is not mapped is called a frozen bit channel, and the frozen bit channel is generally set to 0 (any value known to the transmitter / receiver end), and encoding is performed.
  • information on a good bit channel obtained in polar encoding may be used. That is, a codeword bit position corresponding to an input bit position not allocated to an information bit may be punctured.
  • the puncturing of the codeword bits may be performed in the order of low in reliability.
  • Reliability information of an information bit channel can also be obtained using a method such as density evolution, and puncturing can be performed in a low reliability order.
  • the repetition may be performed from a codeword bit corresponding to an index having a high reliability of each bit channel.
  • Z (W) ⁇ 1.00, 0.68, 0.81, 0.12, 0.88, 0.19, 0.32, 0.00 ⁇
  • Z (W) is 1 and 0.88 are the two largest values, so the codeword bits 1 and 5 are punctured and transmitted.
  • the repetition is performed for 2 bits, the codeword bits 4 and bit 8 are repeatedly transmitted because the values of ⁇ are 0.00 and 0.12 are the two smallest values.
  • the importance of the codeword bit may be obtained, and puncturing or repetition may be performed according to the importance.
  • the importance of the codeword bit can be obtained from FER or the like when flattening or repeating a specific bit constituting the codeword bit.
  • FER When performing puncturing, FER performs puncturing in low codeword bit order. Repeat When performing, the FER may perform repetition in order of low codeword bits.
  • Table 13 below shows the order of importance of the codeword bits of the codewords of the (512, 400) polar codes.
  • (n, k) represents the codeword length n
  • the payload size k the payload may include a CRC.
  • Table 13 shows the order of the importance of the codeword bits when performing the flattening. Table 13 may be used when performing the repetition. That is, the repetition may be performed in the reverse order of the importance of the codeword bits shown in Table 13.
  • SNR is set to 4 dB
  • mother code size 512, 256, 128, 64
  • a polar code design of (384, 64) is required, which can result in 128 bi t flattening of (512, 64) polar codes or (256, 64) Polar code can be obtained by repeating 128 bits.
  • the performance of both methods is shown in FIG.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating the performance of a polar code generated by puncturing and iterating a 1/6 coding rate.
  • the performance of the polar code generated by puncturing is better. Therefore, in this case, instead of repetition, flattening can be used to generate 'polar code.
  • the performance result may vary depending on the transmission block size (TBS)
  • TBS transmission block size
  • it may be set to generate a polar code by puncturing or repetition, and may signal whether to puncture or repeat the transmission or receiving side.
  • the predetermined information may be generated by puncturing or repetition for each TBS, and the corresponding information may be known from the transmitting side or the receiving side.
  • IR i ncrementa l redundancy
  • the puncturing is performed by the number of puncturing bi t in the order of the columns whose weight of the generation matrix is small.
  • the order is determined.
  • the column index order of the generation matrix is one example.
  • column 1 Perform puncturing That is, when 2 bits are flattened in the first transmission and 6 bit codewords are transmitted, if the 8th and 4th bits are flattened and transmitted, puncturing 3 bits again in the second transmission, the 6th Bit, 7th bit, and 2nd bit are equalized and transmitted. If the fourth bit is punctured again in the third transmission, the third bit, the fifth bit, the first bit, and the eighth bit are then flattened and transmitted. If the columns of the generation matrix are permuted in the order of the increment of the columns, then the flattening may be performed in the reverse order of the column indices.
  • Case 2 The transmission of the payload so far is repeated, including the initial transmission.
  • Iteration is performed by the number of repeat bits in the order of a large column of weights of the generation matrix. If the bit string corresponding to all columns is repeated, the same repeating pattern is restarted.
  • the order is determined, for example, the column index order of the generation matrix. Assuming the generation matrix of Equation 11, in the case of large order and equal weight of column increments, considering column index, column 1, column 2, and column 3 ), The fifth column (column 5), the fourth column (column 4), the sixth column (column 6), the seventh column (column 7), the eighth column (column 8).
  • the first bit and the second bit are repeatedly transmitted, and if the second bit is repeatedly transmitted, 3 bits are repeated.
  • the first bit and the fourth bit are repeatedly transmitted. If the fourth bit is repeatedly transmitted in the third transmission, the sixth bit, the seventh bit, the eighth bit, and the first bit are repeatedly transmitted. If the columns of the generation matrix are permuted in the order of the weight of the columns, iteration is performed in the order of the column indexes.
  • Case 3 The transmission of the payload so far, including the initial transmission, has been driven by both puncturing and iteration.
  • case 1 and the case 2 are independently applied and transmitted according to the flattening and repetition pattern of the previous transmission. That is, if the current transmission is repetitive, case 2 is applied in consideration of the pattern of the transmission corresponding to repetition of the previous transmission. Similarly, if the current transmission is puncturing, the case 1 method is applied in consideration of the pattern of the transmission corresponding to the puncturing among the previous transmissions. If the columns of the generation matrix are permutated in the order of the weight of the columns, iteration is performed in the order of the column index, and the puncturing is performed in the reverse order of the column index. Can be done.
  • the polar code is a coding scheme for transmitting a data payload using a channel polarization property, it is necessary to select and transmit a good bit channel to transmit the data payload.
  • the method of selecting a good bit channel assumes a binary erasure channel (BEC) and can select a good bit channel using Equation 10. At this time, when the good bit channel is selected, the selected good bit channel is changed according to an erasure probability value.
  • BEC binary erasure channel
  • Another method, density evolution may be applied to select a good bit channel from a channel other than a binary erasure channel (BEC) such as an AWGN channel.
  • BEC binary erasure channel
  • a good bit channel selected depends on a set operation signal-to-noise ratio (SNR). The information about the selected good bit channel must be shared between the transmitter and the receiver in order to recover the payload normally.
  • SNR signal-to-noise ratio
  • Method 1 transmitting information on a good bit channel applied in polar encoding to a transmitting side or a receiving side
  • Embodiment 1 A base station may acquire a downlink / uplink channel quality through CSI feedback or SRS, and set a good bit channel according to an optimal SNR value.
  • Good When information on bit channel selection is transmitted through downlink control information (eg, MCS information), the transmitter or the receiver may acquire information on the selected good bit channel. In this case, it is preferable to assume that the method of selecting a good bit channel is the same method on the transmitting side and the receiving side.
  • downlink control information eg, MCS information
  • Example 1 There is a method of obtaining a good bit channel by fixing an erasure probability to a specific value (for example, 10%) in selecting a good bit channel using Equation 10.
  • the actual transport channel may vary from an AWGN, a fading channel, etc., rather than a binary erasure channel (BEC) assumed when a good bit channel is acquired.
  • BEC binary erasure channel
  • a specific erasure probability for each codeword length It is possible to obtain a good bit channel by fixing to a specific value.
  • Example 2 In selecting a good bit channel using Density evolution, information capable of inferring SNR or SNR (eg, MCS, spectral efficiency) is fixed to a specific value There is a method of obtaining a bit channel.
  • obtaining a good bit channel by fixing a good bit channel to information that can infer SNR or SNR for each codeword to a specific value can do.
  • Requirements for data transmission may vary according to user scenarios.
  • One scenario includes user-enhanced mobile broadband (eMBB) service for throughput enhancement, ultra reliable and low latency co ⁇ unication (URLLC) service for improved reliability and latency, and massive MTC for supporting multiple MTC terminals (mMTC) service.
  • eMBB user-enhanced mobile broadband
  • URLLC ultra reliable and low latency co ⁇ unication
  • massive MTC for supporting multiple MTC terminals
  • the method 2 may set different values for estimating erasure probability, SNR, and SNR.
  • the good bit ' channel of the polar code supported in the eMBB scenario and the URLLC / mMTC scenario may be set differently at the same coding rate for the same length codeword.
  • the base station signals the good bit channel corresponding to each scenario when the codewords having the same length have the same coding rate to the transmitting / receiving terminal of the terminal performing the polar encoding (eg, SIB (System Information Block), RRC). (Radio Resource Control) signaling, LI signaling, etc.).
  • SIB System Information Block
  • RRC Radio Resource Control
  • LI LI signaling, etc.
  • a plurality of good bit channels that is, good bit channels set differently may be considered when the same coding rate is used for codewords having the same length regardless of a user scenario.
  • the terminal may inform the base station whether the polar coding scheme is supported or not in the initial access step of the terminal by setting the capability of the polar coding scheme to the capability of the terminal. have. This is to lower the complexity of the terminal by supporting only a specific user scenario.
  • the polar decoding may be performed by Equations 8 and 9, and successive cancel lat ion may cause an error propagat ion, resulting in performance degradation. Therefore, when decoding is performed in the data payload order allocated to the best bit channel among the data payloads allocated to the good bit channel, the influence of the error rate can be minimized.
  • decoding may be performed by setting the bit index i values of Equations 8 and 9 to the index of the data payload allocated to the best bit channel other than 1.
  • Data transmission method using the polar coding (polar coding) and apparatus for the same can be used industrially in wireless communication systems such as 3GPP LTE / LTE-A, 5G system.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
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  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

폴라 코딩 (polar coding)을 이용한 데이터 전송 방법은 폴라 인코딩에 적용할 특정 코드워드 길이에 대응하는 제 1 good bit 채널을 선택하는 단계; 및 상기 선택된 제 1 good bit 채널을 통하여 데이터 페이로드를 전송하는 단계를 포함할 수 있다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
폴라 코딩을 이용한 데이터 전송 방법 및 이를 위한 장치
【기술분야】
[001] 본 발명은 무선통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 폴라 코딩 (polar coding)을 이용한 데이터 전송 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.
【배경기술】
【002] 차세대 5( '시스템에서는 Massive Connection/Low cost/Low power Service를 target으로 작은 패킷올 간헐적으로 전송하는 Wireless Sensor Network (WSN), Massive Machine Type Communication (MTC) 등이 고려되고 있다.
[003] Massive MTC 서비스는 Connect ion Density Requirement가 매우 제한적인데 반해, 데이터 전송률 (Data Rate)과 End-to-End (E2E) Latency Requi rement는 매우 자유롭다 (일 예로, Connection Density: Up to 200 , 000/km2 , E2E Latency: Seconds to hours, DL/UL Data Rate: typical ly 1- 100kbps) .
【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
[004] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제는 폴라 코딩 (polar coding)을 이용한 데이터 전송 방법올 제공하는 데 있다.
[005] 본 발명에서 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 폴라 코딩 (polar coding)을 이용한 데이터 전송을 위한 장치를 제공하는 데 있다.
[006] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다. 【기술적 해결방법】
[007] 상기의 기술적 과제를 달성하기 위한, 폴라 코딩 (polar coding)을 이용한 데이터 전송 방법은, 폴라 인코딩에 적용할 특정 코드워드 길이에 대응하는 제 1 good bit 채널올 선택하는 단계; 및 상기 선택된 제 1 good bit 채널을 통하여 데이터 페이로드를 전송하는 단계를 포함할 수 있다.
[008] 상기 제 1 good bit 채널을 선택하는 단계는 사전에 정해진 소거 확률 (erasure probabi 1 i ty)에 기초하여 선택할 수 있다. 상기 제 1 good bit 채널을 선택하는 단계는 신호대 잡음비 또는 상기 신호대 잡음비와 관련된 정보에 기초하여 선택할 수 있다.
[009] 상기 방법은 상기 특정 코드워드 길이에 대해 제 2 good bit 채널을 선택하는 단계를 더 포함할 수 있으며, 상기 제 1 good bit 채널과 상기 제 2 good bit 채널은 서로 다를 수 있다.
[010] 상기 코드워드의 길이는 마더 코드 (mother code)의 길이를 포함할 수 있다. 상기 신호대 잡음비와 관련된 정보는 변조 및 코딩 방식 (MCS) 정보 또는 스펙트럼 효율 정보를 포함할 수 있다.
[011] 상기 제 1 good bit 채널과 상기 제 2 good bit 채널은 서로 다른 서비스를 제공하기 위해 사용될 수 있다. 상기 선택된 제 1 good bit 채널에 대한 정보에 기초하여 상기 데이터 페이로드에서 정보 비트가 할당되지 않는 입력 비트 위치에 해당하는 상기 특정 코드워드의 비트는 펑처링될 수 있다.
[012] 상기 방법은, 상기 제 1 good bit 채널과 동일한 good bit 채널을 통해 상기 데이터 페이로드를 재전송하는 단계를 더 포함할 수 있다. - [013] 상기의 다른 기술적 과제를 달성하기 위한, 폴라 코딩 (polar coding)을 이용한 데이터 전송을 위한 장치는, 폴라 인코딩에 적용할 특정 코드워드 길이에 .대응하는 제 1 good bit 채널을 선택하는 프로세서; 및 상기 선택된 제 1 good bit 채널을 통하여 데이터 페이로드를 송신기를 포함할 수 있다. 상기 프로세서는 상기 특정 코드워드 길이에 대해 제 2 good bit 채널을 선택하도톡 구성되고， 상기 제 1 good bit 채널과 상기 제 2 good bit 채널은 서로 다르다.
【014] 상기 프로세서는 상기 제 1 good bit 채널을 사전에 정해진 소거 확률 (erasure probability)에 기초하여 선택할 수 있다. 상기 프로세서는 상기 제 1 good bit 채널을 신호대 잡음비 또는 상기 신호대 잡음비와 관련된 정보에 기초하여 선택할 수 있다. 상기 송신기는 상기 제 1 good bit 채널과 동일한 good bit 채널을 통해 상기 데이터 페이로드를 재전송할 수 있다.
【발명의 효과】
[015] 본 발명의 실시예에 따른 폴라 코딩 방식을 이용하는 경우 이동통신 시스템에 적용할 수 있을 뿐만 아니라 통신 성능을 현저히 향상시킬 수 있다.
[016] 본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】
[017] 본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는， 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다 .
[018] 도 1은 무선통신 시스템 ( 100)에서의 기지국 ( 105) 및 단말 ( 110)의 구성을 도시한 블록도이다.
[019] 도 2는 무선 프레임의 구조의 일례를 나타내는 도면이다.
[020] 도 3 는 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 ( resource gr i d )를 예시한 도면이다.
[021] 도 4는 상향링크 서브 프레임의 구조의 일례를 나타내는 도면이다.
[022] 도 5는 하향링크 서브 프레임의 구조의 일례를 나타내는 도면이다.
[023] 도 6 은 본 발명의 실시예들에서 사용되는 컴포넌트 캐리어 (CC) 및 LTE_A 시스템에서 사용되는 캐리어 결합의 일례를 나타내는 도면이다.
[024] 도 7 은 본 발명의 실시예들에서 사용되는 크로스 캐리어 스케줄링에 따른
LTE-A 시스템의 서브 프레임 구조를 나타낸다 .
[025] 도 8 은 PUCCH RB 들에 PUCCH 포맷이 물리적으로 매핑되는 모습을 나타내는 도면이다.
[026] 도 9는 일반 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 2/2a/2b를 나타내는 도면이다.
[027] 도 10는 확장 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 2/2a/2b를 나타내는 도면이다
[028] 도 11은 일반 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 la/ lb를 나타내는 도면이다.
[029] 도. 12는 확장 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 la/ lb를 나타내는 도면이다.
[030] 도 13 은 일반 CP 에 대한 HARQ ACK/NAC 의 성상도 매핑 모습의 하나를 나타내는 도면이다.
[031] 도 14 는 확장 CP 에 대한 HARQ ACK/NACK 및 CQI 의 조인트 코딩을 수행하는 모습을 나타내는 도면이다.
[032] 도 15 는 SR 및 ACK/NACK 신호를 다중화하는 방법 중 하나를 나타내는 도면이다. [033] 도 16 은 PUCCH 포맷 1/ la/ lb 에 대해 ACK/NACK 및 SR 에 대한 성상도 매핑을 나타내는 도면이다.
[034] 도 17 은 물리 자원 영역에 제어 정보가 매칭되는 방법 증 하나를 나타내는 도면이다.
[035] 도 18은 듀얼 RM 방식을 이용한 코딩 방법의 일례를 나타내는 도면이다.
[036] 도 19 는 도 18 에서 설명한 듀얼 履 이 적용되었을 때 출력 코드 비트가 인터리빙되는 방법을 구체적으로 나타낸 도면이다.
[037] 도 20 은 폴라 코딩에서 수행되는 제 1 레벨 채널 결합 과정을 수행하는 모습을 나타내는 도면이다.
[038] 도 21 은 폴라 코딩에서 수행되는 제 N 레벨 채널 결합 과정을 수행하는 모습을 나타내는 도면이다. 이때, 코드 블록의 크기 N은 2n (n은 자연수)의 제한을 갖는다.
[039] 도 22는 (512 , 400) 코드워드로부터 다음 표 13의 코드워드 비트의 증요도를 고려하여 32 b i t , 62 b i t를 평처링하여 얻은 코딩율 (cod i ng rate ) 5/6인 (480 , 400)， 코딩율 ( cod i ng rate) 8/9인 (450 , 400) 폴라 코드의 성능을 도시한 도면이다
[040] 도 23은 1/6 코딩을을 펑처링과 반복으로 생성한 폴라 코드의 성능을 비교하여 도신 도면이다.
【발명의 실시를 위한 최선의 형태】
[041] 이하,. 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면올 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며， 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 예를 들어, 이하의 상세한 설명은 이동통신 시스템이 3GPP LTE , LTE-A 시스템인 경우를 가정하여 구체적으로 설명하나, 3GPP LTE , LTE-A의 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동통신 시스템에도 적용 가능하다.
[042] 몇몇 경우， 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나， 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한， 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
[043] 아울러 , 이하의 설명에 있어서 단말은 UE Jser Equipment), MS(Mobi le Station), AMS(Advanced Mobile Station) 등 이동 또는 고정형의 사용자단 기기를 통칭하는 것을 가정한다. 또한, 기지국은 Node B, eNode B, Base Station, AP(Access Point) 등 단말과 통신하는 네트워크 단의 임의의 노드를 통칭하는 것을 가정한다.
[044] 이동 통신 시스템에서 단말 (User Equipment)은 기지국으로부터 하향링크 (Downlink)를 통해 정보를 수신할 수 있으며, 단말은 또한 상향링크 (Uplink)를 통해 정보를 전송할 수 있다. 단말이 전송 또는 수신하는 정보로는 데이터 및 다양한 제어 정보가 있으며, 단말이 전송 또는 수신하는 정보의 종류 용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
[045] 또한, 이하의 설명에서 사용되는 특정 (特定) 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
[046] 도 1은 무선통신 시스템 (100)에서의 기지국 (105) 및 단말 (110)의 구성을 도시한 블톡도이다.
[047] 무선 통신 시스템 (100)을 간략화하여 나타내기 위해 하나의 기지국 (105)과 하나의 단말 (110KD2D 단말을 포함)을 도시하였지만, 무선 통신 시스템 (100)은 하나 이상의 기지국 및 /또는 하나 이상의 단말올 포함할 수 있다.
[048] 도 1을 참조하면, 기지국 (105)은 송신 (Tx) 데이터 프로세서 (115), 심볼 변조기 (120), 송신기 (125), 송수신 안테나 (130)， 프로세서 (180)， 메모리 (185), 수신기 (190), 심볼 복조기 (195)， 수신 데이터 프로세서 (197)를 포함할 수 있다. 그리고, 단말 (110)은 송신 (Tx) 데이터 프로세서 (165), 심볼 변조기 (170), 송신기 (175), 송수신 안테나 (135), 프로세서 (155), 메모리 (160), 수신기 (140), 심볼 복조기 (155), 수신 데이터 프로세서 (150)를 포함할 수 있다. 송수신 안테나 (130, 135)가 각각 기지국 (105) 및 단말 (110)에서 하나로 도시되어 있지만, 기지국 (105) 및 단말 (110)은 복수 개의 송수신 안테나를 구비하고 있다. 따라서, 본 발명에 따른 기지국 (105) 및 단말 (110)은 Ml XMultiple Input Multiple Output) 시스템을 지원한다. 또한， 본 발명에 따른 기지국 (105)은 SU-MIM0(Single Userᅳ MIM0) MU-MIM0(Multi User-MIMO) 방식 모두를 지원할 수 있다. [049] 하향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서 (115)는 트래픽 데이터를 수신하고， 수신한 트래픽 데이터를 포맷하여, 코딩하고， 코딩된 트래픽 데이터를 인터리빙하고 변조하여 (또는 심볼 매핑하여), 변조 . 심볼들 ("데이터 심볼들")을 제공한다. 심볼 변조기 (120)는 이 데이터 심볼들과 파일럿 심볼들을 수신 및 처리하여, 심볼들의 스트림을 제공한다.
[05이 심볼 변조기 (120)는, 데이터 및 파일럿 심볼들을 다증화하여 이를 송신기 (125)로 전송한다. 이때, 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼, 파일럿 심볼, 또는 제로의 신호 값일 수도 있다. 각각의 심볼 주기에서， 파일럿 심볼들이 연속적으로 송신될 수도 있다. 파일럿 심볼들은 주파수 분할 다중화 (FDM), 직교 주파수 분할 다증화 (OFDM), 시분할 다중화 (TDM), 또는 코드 분할 다증화 (CDM) 심볼일 수 있다.
[051] 송신기 (125)는 심볼들의 스트림을 수신하여 이를 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하고 , 또한， 이 아날로그 신호들을 추가적으로 조절하여 (예를 들어 , 증폭， 필터링 , 및 주파수 업 컨버팅 (upconverting) 하여， 무선 채널을 통한 송신에 적합한 하향링크 신호를 발생시킨다. 그러면， 송신 안테나 (130)는 발생된 하향링크 신호를 단말로 전송한다.
[052] 단말 (110)의 구성에서, 수신 안테나 (135)는 기지국으로부터의 하향링크 신호를 수신하여 수신된 신호를 수신기 (140)로 제공한다. 수신기 (140)는 수신된 신호를 조정하고 (예를 들어, 필터링 , 증폭, 및 주파수 다운컨버팅 (downconverting)), 조정된 신호를 디지털화하여 샘플들을 획득한다. 심볼 복조기 (145)는 수신된 파일럿 심볼들을 복조하여 채널 추정을 위해 이를 프로세서 (155)로 제공한다.
[053] 또한, 심볼 복조기 (145)는 프로세서 (155)로부터 하향링크에 대한 주파수 웅답 추정치를 수신하고, 수신된 데이터 심볼들에 대해 데이터 복조를 수행하여, (송신된 데이터 심볼들의 추정치들인) 데이터 심볼 추정치를 획득하고, 데이터 심볼 추정치들을 수신 (Rx) 데이터 프로세서 (150)로 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (150)는 데이터 심볼 추정치들을 복조 (즉， 심볼 디 -매핑 (demapping))하고, 디인터리빙 (deinter leaving)하고 , 디코딩하여， 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
[054] 심볼 복조기 (145) 및 수신 데이터 프로세서 (150)에 의한 처리는 각각 기지국 (105)에서의 심볼 변조기 (120) 및 송신 데이터 프로세서 (115)에 의한 처리에 대해 상보적이다. [055] 단말 (110)은 상향링크 상에서， 송신 데이터 프로세서 (165)는 트래픽 데이터를 처리하여 , 데이터 심볼들을 제공한다. 심볼 변조기 (170)는 데이터 심볼들을 수신하여 다중화하고， 변조를 수행하여， 심볼들의 스트림을 송신기 (175)로 제공할 수 있다. 송신기 (175)는 심볼들의 스트림을 수신 및 처리하여, 상향링크 신호를 발생시킨다. 그리고 송신 안테나 (135)는 발생된 상향링크 신호를 기지국 (105)으로 전송한다. 기지국 (105)에서. 단말 (110)로부터 상향링크 신호가 수신 안테나 (130)를 통해 수신되고， 수신기 (190)는 수신한 상향링크 신호를 처리되어 샘플들올 획득한다. 이어서， 심볼 복조기 (195)는 이 샘플들을 처리하여， 상향링크에 대해 수신된 파일럿 심볼들 및 데이터 심볼 추정치를 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (197)는 데이터 심볼 추정치를 처리하여, 단말 (110)로부터 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
[056] 단말 (110) 및 기지국 (105) 각각의 프로세서 (155, 180)는 각각 단말 (110) 및 기지국 (105)에서의 동작을 지시 (예를 들어 , 제어， 조정， 관리 등)한다. 각각의 프로세서들 (155, 180)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리 유닛 (160, 185)들과 연결될 수 있다. 메모리 (160, 185)는 프로세서 (180)에 연결되어 오퍼레이팅 시스템， 어플리케이션, 및 일반 파일 (general files)들을 저장한다. 프로세서 (155, 180)는 컨트를러 (controller), 마이크로 컨트를러 (microcontrol ler) , 口 이크로 프로세서 (microprocessor) , 口! "이크로 컴퓨터 (microcomputer) 등으로도 호칭될 수 있다. 한편 , 프로세서 (155, 180)는 하드웨어 (hardware) 또는 펌웨어 (firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시예를 구현하는 경우에는， 본 발명을 수행하도톡 구성된 ASICsCappl icat ion specific integrated circuits) 또는 DSPs(digi tal signal processors) , DSPDs(digi tal signal processing devices) , PLDs(programmable logic devices), FPGAs (field programmable gate arrays) 등이 프로세서 (155, 180)에 구비될 수 있다. 한편, 펌웨어나 소프트웨어를 이용하여 본 발명의 실시예들을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모들, 절차 또는 함수 등을 포함하도록 펌웨어나 소프트웨어가 구성될 수 있으며 , 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트웨어는 프로세서 (155, 180) 내에 구비되거나 메모리 (160, 185)에 저장되어 프로세서 (155， 180)에 의해 구동될 수 있다. [057] 단말과 기지국이 무선 통신 시스템 (네트워크) 사이의 무선 인터페이스 프로토콜의 레이어들은 통신 시스템에서 잘 알려진 OSKopen system interconnection) 모델의 하위 3개 레이어를 기초로 제 1 레이어 (L1), 제 2 레이어 (L2), 및 제 3 .레이어 (L3)로 분류될 수 있다. 물리 레이어는 상기 제 1 레이어에 속하며, 물리 채널을 통해 정보 전송 서비스를 제공한다. RRC(Radio Resource Control) 레이어는 상기 제 3 레이어에 속하며 UE와 네트워크 사이의 제어 무선 자원들을 제공한다. 단말， 기지국은 무선 통신 네트워크와 RRC 레이어를 통해 RRC 메시지들을 교환할 수 있다.
[058] 본 명세서에서 단말의 프로세서 (155)와 기지국의 프로세서 (180)는 각각 단말 (110) 및 기지국 (105)이 신호를 수신하거나 송신하는 기능 및 저장 기능 등을 제외하고, 신호 및 데이터를 처리하는 동작올 수행하지만, 설명의 편의를 위하여 이하에서 특별히 프로세서 (155, 180)를 언급하지 않는다 . 특별히 프로세서 (155, 180)의 언급이 없더라도 신호를 수신하거나 송신하는 기능이 아닌 데이터 처리 등의 일련의 동작들을 수행한다고 할 수 있다.
[059] 도 2는 본 발명의 실시예들에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
[060] 도 2의 (a)는 타입 1 프레임 구조 (frame structure type 1)를 나타낸다. 타입 1 프레임 구조는 전이증 (full duplex) FDD(Frequency Division Du lex) 시스템과 반이증 (half duplex) FDD 시스템 모두에 적용될 수 있다.
[061] 하나의 무선 프레임 (radio frame)은 =307200 S =10ms의 길이를 가지고， rslot =15360'TS =0'5ms 의 균등한 길이를 가지며 0부터 19의 인덱스가 부여된
20개의 슬롯으로 구성된다. 하나의 서브프레임은 2개의 연속된 슬롯으로 정의되며, i 번째 서브프레임은 2i 와 2i + l에 해당하는 슬롯으로 구성된다. 즉， 무선 프레임 (radio frame)은 10개의 서브프레임 (subf rame)으로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는 데 걸리는 시간을 TTK transmission time interval)이라 한다. 여기서, Ts 는 샘풀링 시간을 나타내고, Ts=l/( 15kHz X2048)=3.2552 xi(T8(약 33ns)로 표시된다. 슬롯은 시간 영역에서 복수의 0FDM 심볼 또는 SC-FDMA 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 복수의 자원블록 (Resource Block)을 포함한다.
[062] 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 0FDM( orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함한다. 3GPP LTE는 하향링크에서 0FDMA를 사용하므로 OFDM 심볼은 하나의 심볼 구간 (symbol period)을 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록 (resource block)은 자원 할당 단위이고， 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파 (subcarrier)를 포함한다.
[063] 전이중 FDD 시스템에서는 각 10ms 구간 동안 10개의 서브프레임은 하향링크 전송과 상향링크 전송을 위해 동시에 이용될 수 있다. 이때， 상향링크와 하향링크 전송은 주파수 영역에서 분리된다. 반면 , 반이중 FDD 시스템의 경우 단말은 전송과 수신을 동시에 할 수 없다.
[064] 상술한 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 서브 프레임의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
[065] 도 2의 (b)는 타입 2 프레임 구조 (frame structure type 2)를 나타낸다. 타입 2 프레임 구조는 TDD 시스템에 적용된다. 하나의 무선 프레임 (radio frame)은 7} = 307200 ·Γ3 =10ms 의 길이를 가지며， 153600 · 7 = 5 ms 길이를 가지는 2개의 하프프레임 (half-frame)으로 구성된다. 각 하프프레임은 30720'rs =lms 의 길이를 가지는 5개의 서브프레임으로 구성된다. i 번째 서브프레임은 2i 와 2i+1에 해당하는 각 710| =l5360'rs =G'5mS의 길이를 가지는 2개의 슬롯으로 구성된다. 여기에서， Ts 는 샘플링 시간을 나타내고，
Figure imgf000011_0001
(약 33ns)로 표시된다.
[066] 타입 2 프레임에는 DwPTS( Down link Pilot Time Slot), 보호구간 (GP: Guard Period), UpPTS(Uplink Pilot Time Slot)인 3 가지의 필드로 구성되는 특별 서브프레임을 포함한다. 여기서， DwPTS 는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS 는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거히기 위한 구간이다.
[067] 다음 표 1는 특별 프레임의 구성 (DwPTS/GP/UpPTS의 길이)을 나타낸다.
[068] 【표 1】 Special subframe Norms 1 cyclic prefix i n downlink Exte nded cyclic prefix in downlink configuration D PTS U PTS DwPTS U PTS
Normal Extended Normal cyclic Extended cyclic cyclic prefix cyclic prefix prefix in uplink prefix in uplink in uplink in uplink
0 6502 7680-7；
1 !^760-7； 20480 7；
?μ)2·7' 2560 7；
2 2560 ！- 23040-7；
3 2 144-7； 25600-7；
4 26336-7； 7680-7；
5 6592 7； 20480 7； 4384 7
6 1 760-7 23040-7；
5\2i) T
7 2！ 5： - 7 - ᅳ -
8 24144-7 - - -
[069] 도 3 은 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)를 예시한 도면이다.
[070] 도 3 을 참조하면 , 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 0FDM 심볼을 포함한다. 껴기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7 개의 0FDM 심볼을 포함하고， 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12 개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나， 이에 한정되는 것은 아니다.
[0기】 자원 .그리드 상에서 각 요소 (element)를 자원 요소 (resource element)하고, 하나의 자원 블록은 12 X 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 NDL 은 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 종속한다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
[072] 도 4 는 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
[073] 도 4 를 참조하면 , 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH 이 할당된다. 데이터 영역은 사용자 데이터를 나르는 PUSCH 이 할당된다. 단일 반송파 특성올 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH 와 PUSCH 을 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH 에는 서브 프레임 내에 RB 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB 들은 2 개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다. 이를 PUCCH 에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계 (slot boundary)에서 주파수 도약 (frequency hopping)된다고 한다.
[074] 도 5 는 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다. [075] 도 5 를 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 OFDM 심볼 인덱스 0 부터 최대 3 개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역 (control region)이고， 나머지 OFDM 심불들은 PDSCH 이 할당되는 데이터 영역 (data region)이다. 3GPP LTE 에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICHCPhysical Control Format Indicator Channel), PDCCH , PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 등이 있다,
[076] PCFICH 는 서브 프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수 (즉, 제어 영역의 크기)에 관한 정보를 나른다. PHICH 는 상향 링크에 대한 응답 채널이고, HARQ (Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한 확인 웅답 신호 (예를 들어, ACK (Acknowledgement) I NAC (Negat i ve-Acknowledgement ) )를 나른다. PDCCH 를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보 (DCI: Downlink Control Informat ion)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 (Tx) 파워 제어 명령을 포함한다.
[077] PDCCH(Physical Downlink Control Channel)
[078] PDCCH 는 DL-SCH( Down link Shared Channel)의 자원 할당 및 전송 포맷 (즉, 하향링크 그랜트 (DL-Grant)), UL-SCH(Upl ink Shared Channel)의 자원 할당 정보 (즉, 상향링크 그랜트 (UL— Grant)), PCH( Paging Channel)에서의 페이징 (paging) 정보, DL-SCH 에서의 시스템 정보, PDSCH 에서 전송되는 랜덤 액세스 응답 (random access response)과 같은 상위 레이어 (upper- layer) 제어 메시지에 대한 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내 개별 단말들에 대한 전송 파워 제어 명령들의 집합， VoIP(Voice over IP)의 활성화 여부에 관한 정보 등을 나를 수 있다.
[079] 복수의 PDCCH가 제어영역 내에서 전송될 수 있으며， 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링할 수 있다. PDCCH 는 하나 또는 몇몇 연속적인 CCE(control channel elements)의 집합 (aggregat ion)으로 구성된다. 하나 또는 몇몇 연속적인 CCE 의 집합으로 구성된 PDCCH 는 서브블록 인터리빙 (subblock inter leaving)을 거친 후에 제어 영역을 통해 전송될 수 있다. CCE 는 무선채널의 상태에 따른 부호화율을 PDCCH 에게 제공하기 위해 사용되는 논리적 할당 단위이다. CCE 는 복수의 자원 요소 그룹 (REG: resource element group)에 대응된다. CCE 의 수와 CCE 들에 의해 제공되는 부호화율의 연관 관계에 따라 PDCCH 의 포맷 및 가능한 PDCCH 의 비트수가 결정된다
[080] PDCCH구조
[081] 복수의 단말에 대한 다중화된 복수의 PDCCH 가 제어영역 내에서 전송될 수 있다. PDCCH 는 하나 또는 2 이상의 연속적인 CCE 의 집합 (CCE aggregat ion)으로 구성된다. CCE는 4개의 자원 요소로 구성된 REG의 9개의 세트에 대웅하는 단위를 말한다. 각 REG 에는 4 개의 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 심볼이 매핑 된다. 참조 신호 (RS: Reference Signal)에 의하여 점유된 자원 요소들은 REG 에 포함되지 않는다. 즉, OFDM 심볼 내에서 REG 의 총 개수는 샐 특정 참조 신호가 존재하는지 여부에 따라 달라질 수 있다. 4 개의 자원 요소를 하나의 그룹에 매핑하는 REG 의 개념은 다른 하향링크 제어 채널 (예를 들어， PCFICH 또는
PHICH)에도 적용될 수 있다. PCFICH 또는 PHICH 않는 REG 를 라 하면 시스템에서 이용 가능한 CCE 의 개수는
Figure imgf000014_0001
/9J 이며, 각 CCE 는
0부터 ^CCEᅳ1까지 인텍스를 가진다.
[082] 단말의 디코딩 프로세스를 단순화하기 위해서 , π개의 CCE를 포함하는 PDCCH 포맷은 n 의 배수와 동일한 인덱스를 가지는 CCE 부터 시작될 수 있다. 즉, CCE 인덱스가 i 인 경우 /mod" = 0을 만족하는 CCE부터 시작될 수 있다.
[083] 기지국은 하나의 PDCCH 신호를 구성하기 위해 {1, 2, 4, 8} 개의 CCE 들을 사용할 수 있으며, 이때의 U, 2, 4, 8}은 CCE 집합 레벨 (aggregat ion level)이라고 부른다. 특정 PDCCH 의 전송을 위해 사용되는 CCE 의 개수는 채널 상태에서 따라 기지국에 의하여 결정된다. 예를 들어, 양호한 하향링크 채널 상태 (기지국에 가까운 경우)를 가지는 단말을 위한 PDCCH 는 하나의 CCE 만으로 충분할 수 있다. 반면， 좋지 않은 채널 상태 (셀 경계에 있는 경우)를 가지는 단말의 경우는 8 개의 CCE 들이 충분한 강인함 (robustness)을 위하여 요구될 수 있다. 게다가, PDCCH의 파워 레벨도 채널 상태에 매칭되어 조절될 수 있다.
[084] 다음 표 2 는 PDCCH 포맷을 나타내며 , CCE 집합 레벨에 따라 표 2 과 같이
4가지의 PDCCH 포맷이 지원된다.
[085] 【표 2】 PDCCH format Number of CCEs (,',) Number οΓ REGs Number of PDCCH bits
0 1 9 72
1 2 18 144
2 4 36 288
8 72 576
[086] 단말마다 CCE 집합 레벨이 다른 이휴는 PDCCH 에 실리는 제어정보의 포맷 또는 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨이 다르기 때문이다. S 레벨은 데이터 코딩에 사용되는 코드 레이트 (code rate)와 변조 서열 (modulat ion order)을 의미한다. 적응적인 MCS 레벨은 링크 적웅 (link adaptation)을 위해 사용된다. 일반적으로 제어정보를 전송하는 제어채널에서는 3~4 개 정도의 MCS 레벨을 고려할 수 있다.
[087] 제어정보의 포맷올 설명하면 , PDCCH 를 통해 전송되는 제어정보를 하향링크 제어정보 (DCI)라고 한다. DCI 포맷에 따라 PDCCH 페이로드 (payload)에 실리는 정보의 구성이 달라질 수 있다. PDCCH 페이로드는 정보 비트 (information bit)를 의미한다. 다음 표 3은 DCI 포맷에 따른 DCI를 나타낸다.
[088] 【표 3】
DCI 포맷 내용
Format 0 Resource grants for the PUSCH transmissions (uplink)
Format 1 Resource assignments for single codeword PDSCH transmissions (transmission modes 1， 2 and 7)
Format Compact signaling of resource assignments for single 1A codeword PDSCH (all modes)
Format Compact resource assignments for PDSCH using rank一 1 closed IB loop precoding (mode 6)
Format Very compact resource assignments for PDSCH (e.g. 1C paging/broadcast system information)
Format Compact resource assignments for PDSCH using multi— user ID MIMO (mode 5)
Format 2 Resource assignments for PDSCH for closed- loop MIMO operat ion (mode 4) Format Resource assignments for PDSCH for open- loop MIMO operation 2A (mode 3)
Format Power control commands for PUCCH and PUSCH with 2-bi t/l-bi t 3/3A power adjustment
Format 4 Scheduling of PUSCH in one UL cell with mul t i一 antenna port transmission mode
[089] 표 3 올 참조하면， DCI 포맷으로는 PUSCH 스케줄링을 위한 .포맷 0, 하나의 PDSCH 코드워드의 스케줄링을 위한 포맷 1， 하나의 PDSCH 코드워드의 간단한 (compact) 스케줄링을 위한 포맷 1A, DL-SCH 의 매우 간단한 스케즐링올 위한 포맷 1C, 폐루프 (Closed-loop) 공간 다증화 (spatial multiplexing) 모드에서 PDSCH 스케줄링을 위한 포맷 2， 개루프 (Openloop) 공간 다중화 모드에서 PDSCH 스케줄링을 위한 포맷 2A, 상향링크 채널을 위한 TPCXTransmission Power Control) 명령의 전송을 위한 포맷 3 및 3A 가 있다. DCI 포맷 1A 는 단말에 어떤 전송 모드가 설정되어도 PDSCH 스케줄링을 위해 사용될 수 있다.
[090] DCI 포맷에 따라 PDCCH 페이로드 길이가 달라질 수 있다. 또, PDCCH 페이로드의 종류와 그에 따른 길이는 간단한 (compact) 스케줄링인지 여부 또는 단말에 설정된 전송 모드 (transmission mode) 등에 의해 달라질 수 있다.
[091] 전송 모드는 단말이 PDSCH 를 통한 하향링크 데이터를 수신하기 위해 설정 (configuration)될 수 있다. 예를 들어, PDSCH 를 통한 하향링크 데이터는 단말에 대한 스케줄된 데이터 (scheduled data), 페이징， 랜덤 액세스 웅답 또는 BCCH 를 통한 브로드캐스트 정보 등이 있다. PDSCH 를 통한 하향링크 데이터는 PDCCH 를 통해 시그널되는 DCI 포맷과 관계가 있다. 전송 모드는 상위 계층 시 ϋ널링 (예를 들어, RRC(Radio Resource Control) 시그널링)을 통해 단말에 반정적으로 (semi-statically) 설정될 수 있다. 전송 모드는 싱글 안테나 전송 (Single antenna transmission) 또는 멀티 안테나 (Mul t i— antenna) 전송으로 구분할 수 있다.
[092] 단말은 상위 계층 시그널링을 통해 반정적 (semi-static)으로 전송 모드가 설정된다. 예를 들어， 멀티 안테나 전송에는 전송 다이버시티 (Transmit diversity), 개루프 (Open- loop) 또는 폐루프 (Closed-loop) 공간 다중화 (Spatial multiplexing), MU—MIM0(Mult i一 user— Multiple Input Multiple Output) 또는 빔 형성 (Beamforming) 등이 있다. 전송 다이버시티는 다중 송신 안테나에서 동일한 데이터를 전송하여 전송 신뢰도를 높이는 기술이다. 공간 다중화는 다중 송신 안테나에서 서로 다른 데이터를 동시에 전송하여 시스템의 대역폭을 증가시키지 않고 고속의 데이터를 전송할 수 있는 기술이다. 빔 형성은 다중 안테나에서 채널 상태에 따른 가중치를 가하여 신호의 SINR(Signal to Interference plus Noise Ratio)을 증가시키는 기술이다.
[093] DCI 포맷은 단말에 설정된 전송 모드에 종속된다 (depend on). 단말은 자신에게 설정된 전송 모드에 따라 모니터링하는 참조 (Reference) DCI 포맷이 있다. 단말에 설정되는 전송 모드는 다음과 같이 10개의 전송 모드를 가질 수 있다.
[094] (1) ᄋ 1： 단일 안테나 포트; 포트 0
[095] (2) φ모 [ 2： 전송 다이버시티 (Transmit Diversity)
[096] (3) ᄋ 3： 개루프 공간 다중화 (Open- loop Spatial Multiplexing)
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4: 폐루프 공간 다중화 (Closed-loop Spatial Multiplexing)
[098] (5) 저 Φ모 5： 다중 사용자 MI M0
[099] (6) 6： 폐루프 행크 = 1 프리코딩
[010이 (7) 7： 코드북에 기반하지 않는, 단일 레이어 전송을 지원하는 프리코딩
[0101] (8) ᄋ ―1 8： 코드북에 기반하지 않는, 두 개까지 레이어를 지원하는 프리코딩
[0102] (9) 9： 코드북에 기반하지 않는, 여덟 개까지 레이어를 지원하는 프리코딩
[0103] (10) 전송모드 10: 코드북에 기반하지 않는， CoMP 를 위해 사용되는, 여덟 개까지 레이어를 지원하는 프리코딩
[0104] PDCCH 전송
[0105] 기지국은 단말에게 전송하려는 DCI 에 따라 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 CRC(Cyclic Redundancy Check)를 붙인다. CRC 에는 PDCCH 의 소유자 (owner)나 용도에 따라 고유한 식별자 (예를 들어, RNTHRadio Network Temporary Ident i f ier ) )가 마스킹된다 . 특정의 단말을 위한 PDCCH 라면 단말의 고유한 식별자 (예를 들어, C- NTKCeH—R TI))가 CRC 에 마스킹될 수 있다. 또는 페이징 메시지를 위한 PDCCH 라면 페이징 지시 식별자 (예를 들어， P-RNTKPaging- •RNTI))가 CRC 에 마스킹될 수 있다. 시스템 정보， 더욱 구체적으로 시스템 정보 블록 (SIB: System Information Block)를 위한 PDCCH 라면 시스템 정보 식별자 (예를 들어, SI-RNTI (System Information RNTI))가 CRC 에 마스킹될 수 있다. 단말의 랜덤 액세스 프리앰블의 전송에 대한 응답인 랜덤 액세스 응답을 지시하기 위하여 RA- RNTI (random access-RNTI )가 CRC에 마스킹될 수 있다.
[0106] 이어， 기지국은 CRC 가 부가된 제어정보를 채널 코딩을 수행하여 부호화된 데이터 (coded data)를 생성한다. 이때, MCS 레벨에 따른 코드 레이트로 채널 코딩을 수행할 수 있다. 기지국은 PDCCH 포맷에 할당된 CCE 집합 레벨에 따른 전송률 매칭 (rate matching)을 수행하고， 부호화된 데이터를 변조하여 변조 심벌들을 생성한다. 이때, MCS 레벨에 따른 변조 서열을 사용할 수 있다. 하나의 PDCCH 를 구성하는 변조 심벌들은 CCE 집합 레벨이 1, 2, 4, 8 중 하나일 수 있다. 이후, 기지국은 변조심벌들을 물리적인 자원요소에 맵핑 (CCE to RE mapping)한다. [0107] 블라인드 디코딩 (BS: Blind Decoding)
[0108] 하나의 서브프레임 내에서 복수의 PDCCH 가 전송될 수 있다. 즉, 하나의 서브프레임의 제어영역은 인덱스 0 ~ ᅳ1을 가지는 복수의 CCE 로 구성된다. 여기서, 쓰 £ 는 k 번째 서브프레임의 제어 영역 내에 총 CCE 의 개수를 의미한다. 단말은 매 서브프레임마다 복수의 PDCCH 들을 모니터링한다. 여기서 , 모니터링이란 단말이 모니터링되는 PDCCH 포맷에 따라 PDCCH 들의 각각의 디코딩을 시도하는 것을 말한다.
[0109] 서브프레임 내에서 할당된 제어영역에서 기지국은 단말에게 해당하는 PDCCH 가 어디에 있는지에 관한 정보를 제공하지 않는다. 단말은 기지국으로부터 전송된 제어채널을 수신하기 위해서 자신의 PDCCH 가 어느 위치에서 어떤 CCE 집합 레벨이나 DCI 포맷으로 전송되는지 알 수 없으므로， 단말은 서브프레임 내에서 PDCCH 후보 (candidate)들의 집합을 모니터링하여 자신의 PDCCH 를 찾는다. 이를 블라인드 디코딩 (BD)이라 한다. 블라인드 디코딩은 단말이 CRC 부분에 자신의 단말 식별자 (UE ID)를 디 마스킹 (De— Masking) 시킨 후, CRC 오류를 검토하여 해당 PDCCH가 자신의 제어채널인지 여부를 확인하는 방법을 말한다. [0110] 활성 모드 ( act i ve mode )에서 단말은 자신에게 전송되는 데이터를 수신하기 위해 매 서브프레임의 PDCCH 를 모니터링한다. DRX 모드에서 단말은 매 D X 주기의 모니터링 구간에서 깨어나 (wake up) 모니터링 구간에 해당하는 서브프레임에서 PDCCH 를 모니터링한다. PDCCH 의 모니터링이 수행되는 서브프레임을 non-DRX 서브프레임이라 한다.
[0111] 단말은 자신에게 전송되는 PDCCH 를 수신하기 위해서는 non-DRX 서브프레임의 제어영역에 존재하는 모든 CCE 에 대해 블라인드 디코딩을 수행해야 한다. 단말은 어떤 PDCCH 포맷이 전송될지 모르므로, 매 non— DRX 서브프레임 내에서 PDCCH 의 블라인드 디코딩이 성공할 때까지 가능한 CCE 집단 레벨로 PDCCH 를 모두 디코딩해야 한다. 단말은 자신을 위한 PDCCH 가 몇 개의 CCE 를 사용하는지 모르기 때문에 PDCCH 의 블라인드 디코딩이 성공할 때까지 가능한 모든 CCE 집단 레벨로 검출을 시도해야 한다.
[0112] LTE 시스템에서는 단말의 블라인드 디코딩을 위해서 서치 스페이스 ( SS : Search Space ) 개념을 정의한다. 서치 스페이스는 단말이 모니터링하기 위한 PDCCH 후보 세트를 의미하며 , 각 PDCCH 포맷에 따라 상이한 크기를 가질 수 있다. 서치 스페이스는 공용 서치 스페이스 (CSS : Co隱 on Search Space )와 단말 특정 서치 스페이스 (USS : UE-spec i f i c/Ded i cat ed Search Space )로 구성될 수 있다.
[0113] 공용 서치 스페이스의 경우, 모든 단말이 공용 서치 스페이스의 크기에 대하여 알 수 있으나, 단말 특정 서치 스페이스는 각 단말마다 개별적으로 설정될 수 있다. 따라서, 단말은 PDCCH 를 디코딩하기 위해 단말 특정 서치 스페이스 및 공용 서치 스페이스를 모두 모니터링해야 하며 , 따라서 하나의 서브프레임에서 최대 44 번의 블라인드 디코딩 (BD)을 수행하게 된다. 여기에는 상이한 CRC 값 (예를 들어, C— RNTI , P-RNTI , SI -RNTI , RA-RNTI )에 따라 수행하는 불라인드 디코딩은 포함되지 않는다.
[0114] 서치 스페이스의 제약으로 인하여, 기지국은 주어진 서브프레임 내에서 PDCCH 를 전송하고자 하는 단말들 모두에게 PDCCH 를 전송하기 위한 CCE 자원이 확보될 수 없는 경우가 발생할 수 있다. 왜냐하면, CCE 위치가 할당되고 남은 자원들은 특정 단말의 서치 스페이스 내에 포함되지 않을 수 있기 때문이다. 다음 서브프레임에도 계속될 수 있는 이러한 장벽을 최소화하기 위하여 단말 특정 도약 (hopp i ng) 시퀀스가 단말 특정 서치 스페이스의 시작 지점에 적용될 수 있다. [0115] 표 4는 공용 서치 스페이스와 단말 특정 서치 스페이스의 크기를 나타낸다 .
[0116] 【표 4】
Number of CCEs Number of candidates Nu bcv of candidates
PDCCH format ('ί) in common search space in dedicated search space
[0117] 블라인드 디코딩을 시도하는 횟수에 따른 단말의 부하를 경감하기 위해， 단말은 정의된 모든 DCI 포맷에 따른 서치를 동시에 수행하지 않는다. 구체적으로, 단말은 단말 특정 서치 스페이스에서 항상 DCI 포맷 0 과 1A 에 대한 서치를 수행한다. 이때, DCI 포맷 0 과 1A 는 동일한 크기를 가지나, 단말은 PDCCH 에 포함된 DCI 포맷 0 과 1A를 구분하는데 사용되는 플래그 (flag for format 0/format 1A differentiation)를 이용하여 ΙΧΓ포맷을 구분할 수 있다. 또한, 단말에 DCI 포맷 0 과 DCI 포맷 1A 외에 다른 DCI 포맷이 요구될 수 있는데, 그 일례로 DCI 포맷 1， 1B, 2가 있다.
[0118] 공용 서치 스페이스에서 단말은 DCI 포맷 1A 와 1C 를 서치할 수 있다. 또한 단말은 DCI 포맷 3 또는 3Α 를 서치하도록 설정될 수 있으며， DCI 포맷 3 과 3Α 는 DCI 포맷 0 과 1A 와 동일한 크기를 가지나, 단말은 단말 특정 식별자가 아닌 다른 식별자에 의하여 스크램블된 CRC를 이용하여 DCI 포맷을 구별할 수 있다.
[0119] 서치 스페이스 ^"는 집합 레벨 ^ £ {1，2，4，8}에 따른 pDCCH 후보 세트를 의미한다. 서치 스페이스의 PDCCH 후보 세트 /"에 따른 CCE 는 다음과 같은 수학식 1에 의해 결정될 수 있다.
[0120] 【수학식 1】
Figure imgf000020_0001
[0121] 여기서 , 은 서치 스페이스에서 모니터하기 위한 CCE 집합 레벨 L 에 따른 PDCCH 후보들의 개수를 나타내며， = 0'···'Μ("— 1이다ᅵ /는 pDCCH 에서 각
PDCCH 후보에서 개별 CCE 를 지정하는 인텍스로서 = 0， '， -1 이다 _"S/2J 이며, 는 무선 프레임 내에서 슬롯 인텍스를 나타낸다. [0122] 상술한 바와 같이, 단말은 PDCCH 를 디코딩하기 위해 단말 특정 스페이스 및 공용 서치 스페이스를 모두 모니터링한다. 여기서， 공용 서치 스페이스 (CSS)는 {4， 8}의 집합 레벨을 갖는 PDCCH 들올 지원하고, 단말 특정 스페이스 (USS)는 {1, 2， 4， 8}의 집합 레벨을 갖는 PDCCH 들을 지원한다. 표 5 단말에 의하여 모니터링되는 PDCCH 후보를 나타낸다.
[0123] 【표 5
Figure imgf000021_0001
[0124] 수학식 1을 참조하면 , 공용 서치 스페이스의 경우 2개의 집합 레벨, L=4 및
L=8 에 대해 는 0 으로 설정된다. 반면, 집합 레벨 L 에 대해 단말 특정 서치 스페이스의 경우 는 수학식 2와 같이 정의된다.
[0125] 【수학식 21
에 Dmod )
[0126] 여기서, ="RNTi≠0이며, n RNTI 값을 나타낸다. 또한, ^ = 39827이고, D = 65531이다.
[0127] 캐리어 어그리게이션 (Carrier Aggregation, CA)
[0128] 3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution; Re 1-8 또는 Re卜 9) 시스템 (이하， LTE 시스템 )은 단일 컴포넌트 캐리어 (CC: Component Carrier)를 여러 대역으로 분할하여 사용하는 다중 반송파 변조 (MCM: Multi- Carrier Modulation) 방식을 사용한다. 그러나, 3GPP LTE-Advanced 시스템 (이하, LTE-A 시스템) 에서는 LTE 시스템보다 광대역의 시스템 대역폭을 지원하기 위해서 하나 이상의 컴포넌트 캐리어를 결합하여 사용하는 캐리어 결합 (CA: Carrier Aggregation)과 같은 방법올 사용할 수 있다. 캐리어 결합은 반송파 집성, 반송파 정합, 멀티 컴포넌트 캐리어 환경 (Multi-CC) 또는 멀티캐리어 환경이라는 말로 대체될 수 있다. [0129] 본 발명에서 멀티 캐리어는 캐리어의 결합 (또는, 반송파 집성)올 의미하며， 이때 캐리어의 병합은 인접한 (contiguous) 캐리어 간의 병합뿐 아니라 비 인접한 (non-contiguous) 캐리어 간의 병합올 모두 의미한다. 또한， 하향링크와 상향링크 간에 집성되는 컴포넌트 캐리어들의 수는 다르게 설정될 수 있다. 하향링크 컴포년트 캐리어 (이하， 'DL CC'라 한다) 수와 상향링크 컴포넌트 캐리어 (이하， 'UL CC1라 한다) 수가 동일한 경우를 대칭적 (symmetric) 병합이라고 하고， 그 수가 다른 경우를 비대칭적 (asy隱 etric) 병합이라고 한다. 이와 같은 캐리어 결합은 반송파 집성, 대역폭 집성 (bandwidth aggregation), 스펙트럼 집성 (spectrum aggregation) 등과 같은 용어와 흔용되어 사용될 수 있다.
[0130] 두 개 이상의 컴포넌트 캐리어가 결합되어 구성되는 캐리어 결합은 LTE-A 시스템에서는 100MHz 대역폭까지 지원하는 것을 목표로 한다. 목표 대역보다 작은 대역폭을 가지는 1 개 이상의 캐리어를 결합할 때, 결합하는 캐리어의 대역폭은 기존 IMT 시스템과의 호환성 (backward compatibility) 유지를 위해서 기존 시스템에서 사용하는 대역폭으로 제한할 수 있다.
[0131] 예를 들어서 기존의 3GPP LTE 시스템에서는 {1.4, 3, 5, 10, 15, 20}MHz 대역폭을 지원하며， 3GPP LTE-advanced 시스템 (즉, LTE— A)에서는 기존 시스템과의 호환을 위해 상기의 대역폭들만을 이용하여 20MHz 보다 큰 대역폭을 지원하도록 할 수 있다. 또한， 본 발명에서 사용되는 캐리어 결합 시스템은 기존 시스템에서 사용하는 대역폭과 상관없이 새로운 대역폭을 정의하여 캐리어 결합을 지원하도록 할 수도 있다.
[0132] 또한, 위와 같은 캐리어 결합은 인트라—밴드 CA( Intra— band CA) 및 인터- 밴드 CA( Inter-band CA)로 구분될 수 있다. 인트라 -밴드 캐리어 결합이란, 다수의 DL CC 및 /또는 UL CC 들이 주파수상에서 인접하거나 근접하여 위치하는 것을 의미한다. 다시 말해, DL CC 및 /또는 UL CC 들의 캐리어 주파수가 동일한 밴드 내에 위치하는 것을 의미할 수 있다. 반면， 주파수 영역에서 멀리 떨어져 있는 환경을 인터—밴드 CAUnter-Band CA)라고 부를 수 있다. 다시 말해 , 다수의 DL CC 및 /또는 UL CC 들의 캐리어 주파수가 서로 다른 밴드들에 위치하는 것을 의미할 수 있다. 이와 같은 경우, 단말은 캐리어 결합 환경에서의 통신을 수행하기 위해서 복수의 RF( radio frequency)단을 사용할 수도 있다. [0133] LTE-A 시스템은 무선 자원을 관리하기 위해 셀 (cell)의 개념을 사용한다. 상술한 캐리어 결합 환경은 다중 셀 (multiple cells) 환경으로 일컬을 수 있다. 셀은 하향링크 자원 (DL CC)과 상향링크 자원 (UL CC) 한 쌍의 조합으로 정의되나, 상향링크 자원은 필수 요소는 아니다. 따라서， 셀은 하향링크 자원 단독， 또는 하향링크 자원과 상향링크 자원으로 구성될 수 있다.
[0134] 예를 들어, 특정 단말이 단 하나의 설정된 서빙 셀 (configured serving cell)을 가지는 경우 1 개의 DL CC 와 1 개의 UL CC 를 가질 수 있다. 그러나, 특정 단말이 2 개 이상의 설정된 서빙 셀을 가지는 경우에는 셀의 수만큼의 DL CC 를 가지며 UL CC 의 수는 그와 같거나 그보다 작을 수 있다. 또는， 그 반대로 DL CC 와 UL CC 가 구성될 수도 있다. 즉, 특정 단말이 다수의 설정된 서빙 셀을 가지는 경우 DL CC의 수보다 UL CC가 더 많은 캐리어 결합 환경도 지원될 수 있다.
[0135] 또한, 캐리어 결합 (CA)은 각각 캐리어 주파수 (셀의 중심 주파수)가 서로 다른 둘 이상의 셀들의 병합으로 이해될 수 있다. 캐리어 결합에서 말하는 '셀 (Cell)'은 주파수 관점에서 설명되는 것으로, 일반적으로 사용되는 기지국이 커버하는 지리적 영역으로서의 '셀'과는 구분되어야 한다. 이하, 상술한 인트라- 밴드 캐리어 결합을 인트라 -밴드 다중 셀이라고 지칭하며, 인터 -밴드 캐리어 결합을 인터—밴드 다증 샐이라고 지칭한다.
[0136] LTE-A 시스템에서 사용되는 셀은 프라이머리 셀 (PCell: Primary Cell) 및 세컨더리 셀 (SCell: Secondary Cell)을 포함한다. P 셀과 S 셀은 서빙 셀 (Serving Cell)로 사용될 수 있다. R C— CONNECTED 상태에 있지만 캐리어 결합이 설정되지 않았거나 캐리어 결합올 지원하지 않는 단말의 경우 , P 셀로만 구성된 서빙 셀이 단 하나 존재한다. 반면, RRC_C0NNECTED 상태에 있고 캐리어 결합이 설정된 단말의 경우 하나 이상의 서빙 셀이 존재할 수 있으며, 전체 서빙 셀에는 P 셀과 하나 이상의 S셀이 포함된다.
[0137] 서빙 셀 (P 셀과 S 셀)은 RRC 파라미터를 통해 설정될 수 있다. PhysCellld 는 셀의 물리 계층 식별자로 0부터 503까지의 정수값을 가진다. SCelllndex는 S 셀을 식별하기 위하여 사용되는 간략한 (short) 식별자로 1 부터 7 까지의 정수값을 가진다. ServCell Index 는 서빙 셀 (P 셀 또는 S 셀)을 식별하기 위하여 사용되는 간략한 (short) 식별자로 0부터 7까지의 정수값을 가진다. 0값은 P 셀에 적용되며 , SCelllndex는 S셀에 적용하기 위하여 미리 부여된다. 즉, ServCel llndex에서 가장 작은 셀 ID (또는 셀 인덱스)을 가지는 셀이 P셀이 된다.
[0138] P 셀은 프라이머리 주파수 (또는， primary CO 상에서 동작하는 셀을 의미한다. 단말이 초기 연결 설정 (initial connection establishment) 과정을 수행하거나 연결 재 -설정 과정을 수행하는데 사용될 수 있으며, 핸드오버 과정에서 지시된 셀을 지칭할 수도 있다. 또한, P 셀은 캐리어 결합 환경에서 설정된 서빙 셀 중 제어관련 통신의 중심이 되는 셀을 의미한다. 즉, 단말은 자신의 P 셀에서만 PUCCH 를 할당 받아 전송할 수 있으며， 시스템 정보를 획득하거나 모니터링 절차를 변경하는데 P 셀만을 이용할 수 있다. E-UTRAN( Evolved Universal Terrestrial Radio Access)은 캐리어 결합 환경을 지원하는 단말에게 이동성 제어 정보 (mobilityControlInfo)를 포함하는 상위 계층의 RRC 연결 재설정 (RRCConnectionReconfigutaion) 메시지를 이용하여 핸드오버 절차를 위해 P샐만을 변경할 수도 있다.
[0139] S 셀은 세컨더리 주파수 (또는， Secondary CO 상에서 동작하는 셀올 의미할 수 있다. 특정 단말에 P 셀은 하나만 할당되며， S 셀은 하나 이상 할당될 수 았다. S 셀은 RRC 연결이 설정이 이루어진 이후에 구성 가능하고 추가적인 무선 자원올 제공하는데 사용될 수 있다. 캐리어 결합 환경에서 설정된 서빙 셀 증에서 P 샐을 제외한 나머지 셀들， 즉 S셀에는 PUCCH가 존재하지 않는다.
[014이 E— UTRAN 은 S 셀을 캐리어 결합 환경을 지원하는 단말에게 추가할 때, RRC_C0NNECTED 상태에 있는 관련된 셀의 동작과 관련된 모든 시스템 정보를 특정 시그널 (dedicated signal)을 통해 제공할 수 있다. 시스템 정보의 변경은 관련된 S 셀의 해제 및 추가에 의하여 제어될 수 있으며, 이 때 상위 계층의 RRC 연결 재설정 (RRCConnectionReconfigutaion) 메시지를 이용할 수 있다. E 1TRAN 은 관련된 S 셀 안에서 브로드캐스트하기 보다는 단말 별로 상이한 파라미터를 가지는 특정 시그널링 (dedicated signaling) 할 수 있다.
[0141] 초기 보안 활성화 과정이 시작된 이후에, E-UTRAN 은 연결 설정 과정에서 초기에 구성되는 P 셀에 부가하여 하나 이상의 S 셀을 포함하는 네트워크를 구성할 수 있다. 캐리어 결합 환경에서 P 셀 및 S 셀은 각각의 컴포년트 캐리어로서 동작할 수 있다. 이하의 실시예에서는 프라이머리 컴포넌트 캐리어 (PCC)는 P 셀과 동일한 의미로 사용될 수 있으며, 세컨더리 컴포년트 캐리어 (SCC)는 S 셀과 동일한 의미로 사용될 수 있다.
[0142] 도 6 은 본 발명의 실시예들에서 사용되는 컴포년트 캐리어 (CC) 및 LTEᅳ A 시스템에서 사용되는 캐리어 결합의 일례를 나타내는 도면이다.
[0143] 도 6( a)는 LTE 시스템에서 사용되는 단일 캐리어 구조를 나타낸다. 컴포넌트 캐리어에는 DL .CC 와 UL CC 가 있다. 하나의 컴포넌트 캐리어는 20MHz 의 주파수 범위를 가질 수 있다.
[0144] 도 6(b)는 LTELA 시스템에서 사용되는 캐리어 결합 구조를 나타낸다. 도 6( b)를 참조하면 20MHz 의 주파수 크기를 갖는 3 개의 컴포년트 캐리어가 결합된 경우를 확인할 수 있다. DL CC 와 UL CC 가 각각 3 개씩 있으나, DL CC 와 UL CC 의 - 개수에 제한이 있는 것은 아니다. 캐리어 결합의 경우 단말은 3 개의 CC 를 동시에 모니터링할 수 있고， 하향링크 신호 /데이터를 수신할 수 있고 상향링크 신호 /데이터를 송신할 수 있다.
[0145] 만약， 특정 셀에서 N개의 DL CC가 관리되는 경우에는, 네트워크는 단말에 M (M≤N)개의 DL CC 를 할당할 수 있다. 이때, 단말은 M 개의 제한된 DL CC 만을 모니터링하고 DL 신호를 수신할 수 있다. 또한, 네트워크는 L (L≤M≤N)개의 DL CC 에 우선순위를 주어 주된 DL CC 를 단말에 할당할 수 있으며， 이러한 경우 UE 는 L 개의 DL CC 는 반드시 모니터링해야 한다. 이러한 방식은 상향링크 전송에도 똑같이 적용될 수 있다.
[0146] 하향링크 자원의 반송파 주파수 (또는 DL CC)와 상향링크 자원의 반송파 주파수 (또는， UL CC) 사이의 링키지 ( l i nkage)는 RRC 메시지와 같은 상위계층 메시지나 시스템 정보에 의해 지시될 수 있다. 예를 들어 , S IB2(Sys tem Informat i on Bl ock Type2)에 의해서 정의되는 링키지에 의해서 DL 자원과 UL 자원의 조합이 구성될 수 있다. 구체적으로, 링키지는 UL 그랜트를 나르는 PDCCH 가 전송되는 DL CC 와 상기 UL 그랜트를 사용하는 UL CC 간의 맵핑 관계를 의미할 수 있으며, HARQ 를 위한 데이터가 전송되는 DL CC (또는 UL CC)와 HARQ ACK/NACK 신호가 전송되는 UL CC (또는 DL CC)간의 맵핑 관계를 의미할 수도 있다.
[0147] 크로스 캐리어 스케줄링 (Cross Carr ier Schedul ing)
[0148] 캐리어 결합 시스템에서는 캐리어 (또는 반송파) 또는 서빙 셀 (Servi ng Ce l l )에 대한 스케줄링 관점에서 자가 스케줄링 (Se l f-Schedu l i ng) 방법 및 크로스 캐리어 스케줄링 (Cross Carrier Scheduling) 방법의 두 가지가 있다. 크로스 캐리어 스케줄링은 크로스 컴포넌트 캐리어 스케줄링 (Cross Component Carrier Scheduling) 또는 크로스 셀 스케줄링 (Cross Cell Schedul ing)으로 일컬을 수 있다.
[0149] 자가 스케줄링은 PDCCH(DL Grant)와 PDSCH 가 동일한 DL CC 로 전송되거나, DL CC 에서 전송된 PDCCHOJL Grant)에 따라 전송되는 PUSCH 가 UL Grant 를 수신한 DL CC와 링크되어 있는 UL CC를 통해 전송되는 것을 의미한다.
[0150] 크로스 캐리어 스케줄링은 PDCCH(DL Grant)와 PDSCH 가 각각 다른 DL CC 로 전송되거나， DL CC 에서 전송된 PDCCHOJL Grant)에 따라 전송되는 PUSCH 가 UL 그랜트를 수신한 DL CC 와 링크되어 있는 UL CC 가 아닌 다른 UL CC 를 통해 전송되는 것을 의미한다.
[0151] 크로스 캐리어 스케줄링 여부는 단말 특정 (UEᅳ specific)하게 활성화 또는 비활성화될 수 있으며， 상위계층 시그널링 (예를 들어， RRC 시그널링)을 통해서 반정적 (semi— static)으로 각 단말 별로 알려질 수 있다.
[0152] 크로스 캐리어 스케줄링이 활성화된 경우, PDCCH 에 해당 PDCCH 가 지시하는 PDSCH/PUSCH 가 어느 DL/UL CC 를 통해서 전송되는지를 알려주는 캐리어 지시자 필드 (CIF: Carrier Indicator Field)가 필요하다. 예를 들어, PDCCH 는 PDSCH 자원 또는 PUSCH 자원을 CIF 를 이용하여 다수의 컴포넌트 캐리어들 중 하나에 할당할 수 있다. 즉, DL CC 상에서의 PDCCH 가 다중 집성된 DL/UL CC 중 하나에 PDSCH 또는 PUSCH 자원을 할당하는 경우 CIF 가 설정된다. 이 경우, LTE Release— 8 의 DCI 포맷은 CIF 에 따라 확장될 수 있다. 이때 설정된 CIF 는 3bit 필드로 고정되거나， 설정된 CIF 의 위치는 DCI 포맷 크기와 무관하게 고정될 수 있다. 또한, LTE Release-8 의 PDCCH 구조 (동일 코딩 및 동일한 CCE 기반의 자원 매핑)를 재사용할 수도 있다.
[0153] 반면, DL CC 상에서의 PDCCH 가 동일한 DL CC 상에서의 PDSCH 자원을 할당하거나 단일 링크된 UL CC 상에서의 PUSCH 자원을 할당하는 경우에는 CIF 가 설정되지 않는다. 이 경우, LTE Release-8 과 동일한 PDCCH 구조 (동일 코딩 및 동일한 CCE 기반의 자원 매핑)와 DCI 포맷이 사용될 수 있다.
[0154] 크로스 캐리어 스케줄링이 가능할 때， 단말은 CC 별 전송 모드 및 /또는 대역폭에 따라 모니터링 CC 의 제어영역에서 복수의 DCI 에 대한 PDCCH 를 모니터링하는 것이 필요하다. 따라서 , 이를 지원할 수 있는 검색 공간의 구성과
PDCCH 모니터링이 필요하다.
[0155] 캐리어 결합 시스템에서, 단말 DL CC 집합은 단말이 PDSCH 를 수신하도록 스케줄링된 DL CC 의 집합을 나타내고， 단말 UL CC 집합은 단말이 PUSCH 를 전송하도록 스케줄링된 UL CC 의 집합을 나타낸다. 또한, PDCCH 모니터링 집합 (monitoring set)은 PDCCH 모니터링올 수행하는 적어도 하나의 DL CC 의 집합을 나타낸다. PDCCH 모니터링 집합은 단말 DL CC 집합과 같거나, 단말 DL CC 잡합의 부집합 (subset)일 수 있다. PDCCH 모니터링 집합은 단말 DL CC 집합내의 DL CC 들 중 적어도 어느 하나를 포함할 수 있다. 또는 PDCCH 모니터링 집합은 단말 DL CC 집합에 상관없이 별개로 정의될 수 있다. PDCCH 모니터링 집합에 포함되는 DL CC 는 링크된 UL CC 에 대한 자기-스케줄링 (self— scheduling)은 항상 가능하도록 설정될 수 있다. 이러한, 단말 DL CC 집합， 단말 UL CC 집합 및 PDCCH 모니터링 집합은 단말 특정 (UE-specific), 단말 그룹 특정 (UE group-specific) 또는 셀 특정 (CeH- specific)하게 설정될 수 있다.
[0156] 크로스 캐리어 스케줄링이 비활성화된 경우에는 PDCCH 모니터링 집합이 항상 단말 DL CC 집합과 동일하다는 것을 의미하며， 이러한 경우에는 PDCCH 모니터링 집합에 대한 별도의 시그널링과 같은 지시가 필요하지 않다. 그러나,. 크로스 캐리어 스케줄링이 활성화된 경우에는 PDCCH 모니터링 집합이 단말 DL CC 집합 내에서 정의되는 것이 바람직하다. 즉, 단말에 대하여 PDSCH 또는 PUSCH 를 스케줄링하기 위하여 기지국은 PDCCH 모니터링 집합만을 통해 PDCCH를 전송한다.
[0157] 도 7 은 본 발명의 실시예들에서 사용되는 크로스 캐리어 스케줄링에 따른
LTE-A 시스템의 서브 프레임 구조를 나타낸다.
[0158] 도 7 을 참조하면, LTE— A 단말을 위한 DL 서브프레임은 3 개의 하향링크 컴포년트 캐리어 (DL CC)가 결합되어 있으며， DL CC 'A'는 PDCCH 모니터링 DL CC 로 설정된 경우를 나타낸다. CIF 가사용되지 않는 경우, 각 DL CC 는 CIF 없이 자신의 PDSCH 를 스케줄링하는 PDCCH 를 전송할 수 있다. 반면, CIF 가 상위 계층 시그널링을 통해 사용되는 경우， 단 하나의 DL CC 만이 CIF 를 이용하여 자신의 PDSCH 또는 다른 CC 의 PDSCH 를 스케줄링하는 PDCCH 를 전송할 수 있다. 이때, PDCCH 모니터링 DL CC 로 설정되지 않은 DL CC 'Β' 와 는 PDCCH 를 전송하지 않는다. g버
[0159] PUCCH(Pfaysical Uplink Control Channel)를 통한 제어신호 전송
ᄃ ΰ
[0160] PUCCH 는 상향링크 제어 정보 (UCI: Uplink Control Informat ion)을 전송하기 위해 사용되는 상향링크 제어채널이다. PUCCH 상에서 전송되는 UCI 는 스케줄링 요청 (SR) 정보, HARQ ACK/NACK 정보, CQI 정보 등을 포함한다.
[0161] 서브프레임에서 단말이 전송할 수 있는 제어 정보의 양은 서브프레임에서 제서 신호 데이터의 전송을 위해 가능한 SOFDMA 심볼들의 개수 (이때, PUCCH 의 코히어런트 검출 (coherent detection)을 위해 사용되는 참조 신호들의 전송을 위한 SC-FDMA 심볼들을 제외함)에 따라 결정된다. LTE/LTE-A 시스템은 PUCCH 상에서 시그널될 정보에 따라 7개의 서로 다른 PUCCH 포맷을 지원한다.
[0162] PUCCH 는 상향링크 제어 정보를 전송하기 위하여 다음의 포맷으로 구성될 수 있다.
[0163] (1) 포맷 1: 온 -오프 키잉 (00K: On— Off keying) 변조 또는 스케줄링 요청 (SR:
Scheduling Request)에 사용
[0164] (2) 포맷 la 와 포맷 lb: SR 과 함께 ACK/NAC 전송 또는 ACK/NACK 단독 전송에 사용
[0165] 1) 포맷 la: 1개의 코드워드에 대한 BPSK ACK/NACK
[0166] 2) 포맷 lb: 2개의 코드워드에 대한 QPSK ACK/NACK
[0167] (3) 포맷 2: 코딩된 20비트의 CQI 전송에 사용
[0168] (4) 포맷 2a와 포맷 2b: CQI와 ACK/NACK 동시 전송에 사용
[0169] (5) 포맷 3: CA 환경에서 다수 개 ACK/NACK 전송을 위해 사용
[017이 표 6 은 PUCCH 포맷에 따른 변조 방식과 서브프레임 당 비트 수를 나타낸다. 표 7 은 PUCCH 포맷에 따른 슬롯 당 참조 신호의 개수를 나타낸다. 표 8 은 PUCCH 포맷에 따른 참조 신호의 SC-FDMA 심볼 위치를 나타낸 표이다. 표 6 에서 PUCCH 포맷 2a와 2b는 일반 순환 전치의 경우에 해당한다.
[0171] 【표 6】
변조 방식 (Modulation 서브프레임 당 비트 수,.
scheme) Mbit
1 N/A N/A
la BPSK 1
lb QPSK 2 2 QPSK 20
2a QPSK + BPSK 21
2b QPSK + BPSK 22
3 QPSK 48
[0172] 【표 7】
Figure imgf000029_0001
[0173] 【표 8】
Figure imgf000029_0002
[0174] 도 8 은 PUCCH RB 들에 PUCCH 포맷이 물리적으로 매핑되는 모습을 나타내는 도면이다.
[0175] 도 8 을 참조하면, PUCCH 포맷 2/2a/2b 는 PUCCH 대역의 가장자리 RB 들에 매핑되고 할당되고 (예를 들어, PUCCH 영역 m=0 , 1)， 이어서 PUCCH 포맷 2/2a/2b 및 PUCCH 포맷 1/la/lb 가 결합된 PUCCH RB 가 할당되고 (예를 들어 , PUCCH 영역 ηι=2) , 다음으로 PUCCH 포맷 1/la/lb 가 PUCCH RB 들에 할당된다 (예를 들어, PUCCH 영역 m=3 , 4 , 5) . PUCCH 포맷 2/2a/2b 에 사용되는 PUCCH RB 들의 개수 ( )에 대한 정보는 방송 신호에 의해 셀에서 단말들에게 전달된다. 도 8 은 PUCCH 포맷이 할당되는 일례이며, 실제 PUCCH 상에 매핑되는 PUCCH 포맷들은 상슬한 순서에 따라 순차적으로 할당될 수 있다.
[0176] PUCCH포맷 2를 통한 CQI 전송 [0177] 도 9는 일반 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 2/2a/2b를 나타내고, 도 10 는 확장 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 2/2a/2b를 나타낸다.
[0178] CQI 를 보고하기 위해 단말에 의해 사용되는 주기성 및 주파수 해상도는 모두 기지국에 의해 제어된다. 시간 도메인에서, 주기적 및 비주기적 CQI 보고가 지원된다. PUCCH 포맷 2 는 주기적 CQI 보고에만 사용되고, PUSCH 는 비주기적 CQI 보고에 사용된다. 이때, 기지국은 특별히 단말에 비주기적 CQI 보고를 지시하고, 단말은 상향링크 데이터 전송이 스케줄링된 자원에 CQI 보고를 함께 전송한다.
[0179] 일반 CP 의 경우에 하나의 슬롯에 대한 PUCCH CQI 채널 구조는 도 9 를 참조할 수 있다. 이때， SC-FDMA 심볼 1 및 5(즉, 두 번째 및 여섯 번째 심볼)는 DM-RSC Demodul at ion Reference Signal )를 전송하기 위해 사용된다. 확장 CP 의 경우 하나의 슬롯에 대한 PUCCH CQI 채널 구조는 도 10 을 참조할 수 있다. 이때, SC- FDMA 심볼 3 이 DM-RS 를 전송하기 위해 사용된다. DM-RS 는 단말이 상향링크로 전송하는 참조신호로 UL RS로 불릴 수 있다.
[018이 1/2 코딩 레이트로 채널 코딩된 10 비트의 CQI 정보는 (2으 k) 리드뮬러 (RM : Reed-Mu l ler ) 코드로 평처링되어 20 비트의 코딩 비트로 산출된다. 이후 QPSK 성상도 매칭 이전에 스크렘블링 (예를 들어 , 31 길이 골드 시퀀스를 포함하는 PUSCH 데이터와 유사한 방식으로 스크램블링될 수 있음)된다. 하나의 QPSK 변조 심볼은 OFDM 변조되기 이전에 길이 12 의 기저 RS 시뭔스를 시간 순환 천이 ( cyc l i c t i me sh i f t ) 변조함으로써 서브프레임에서 10 SC-FDMA 심볼들 각각에 전송된다. 12 개의 동일한 간격의 시간 순환 천이는 동일한 CQI PUCCH RB 상에서 12 개의 서로 다른 단말들이 직교적으로 다중화될 수 있도록 한다. DM-RS 시뭔스는 주파수 도메인에서 CQI 신호 시뭔스와 유사하게 구성되지만, CQI 데이터 변조를 포함하지 않는다.
[0181] 단말은 사용할 PUCCH 영역 및 시간 순환 천이를 지시하는 PUCCH 자원 인덱스 " CCH를 포함하는 상위 계층 신호를 수신함으로써 주기적으로 서로 다른 CQI , PMI 및 RI를 CQI PUCCH 상에서 보고하도록 구성된다.
[0182] PUCCH포맷 1을 통한 HARQ ACK/NACK전송
[0183] 도 11 은 일반 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 la/lb 를 나타내고, 도 12 는 확장 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 la/lb를 나타낸다.
[0184] 도 11 및 도 12 를 참조하면， 일반 CP 의 경우 가운데 세 개의 SC-FDMA 심볼들이 UL— RS 를 위해 사용되고, 확장 CP 의 경우 가운데 두 개의 SC-FDMA 심볼들이 UL— RS 를 위해 사용된다. 이때， 1 비트 및 2 비트 ACK/NACK 들은 각각 BPSK 및 QPSK 변조 방식으로 변조된다.
[0185] CQI 전송의 경우에, 하나의 BPSK/QPSK 변조 심볼은 OFDM 변조 이전에 길이 12 의 기저 RS 시뭔스의 시간 순환 천이를 변조함으로써 (즉， 주파수 도메인 CDM) 각 SC-FDMA 데이터 심볼 상에서 전송된다. 또한, 직교 스프레딩 코드 (DFT 의 왈쉬 하다마드 (Wa l sh— Hadamard of DFT) )로 시간 도메인 스프레딩된 스프레딩 코드들은 코드 분할 다중 (code-d i vi s i on-mul t iplex) 단말들에 사용된다. 서로 다른 단말들에 대한 RS들은 데이터 SOFDMA 심볼들과 같은 방식으로 다중화된다.
[0186] CQI 및 ACK/NACK다중화
[0187] LTE 시스템에서 HARQ ACK/NACK 및 CQI 의 동시 전송은 단말 특정 상위 계층 시그널링에 의해 가능해진다. '
[0188] 만약, 동시 전송이 가능하지 않은 경우, 단말이 HARQ ACK/NACK 전송이 필요한 동일 서브프레임의 PUCCH 상에서 CQI 를 보고하도록 구성되는 경우에 , CQI 보고는 드롭되고 오직 HARQ ACK/NACK 만이 PUCCH 포맷 la/lb를 이용하여 전송된다.
[0189] 만약， 동시 전송이 가능한 경우에는, CQI 및 1 비트 또는 2 비트의 ACK/NACK 정보는 낮은 CM(Cubr i c Met r i c) 단일 캐리어 성질을 유지하면서 동일한 PUCCH RB 상에 다증화될 필요가 있다. 이를 달성하기 위한 방법들은 일반 CP 와 확장 CP 의 경우에 서로 다르다.
【019이 일반 CP 의 경우에, CQI 와 함께 1 비트 또는 2 비트 HARQ ACK/NACK 을 전송하기 위해, ACK/NACK 비트들 (스크램블되지 않음)은 도 13 과 같이 BPSK 또는 QPSK 변조되어， 단일 HARQ ACK/NACK 변조 심볼 (d瞧 Q)로 산출된다. 도 13 은 일반 CP 에 대한 HARQ ACK/NACK 의 성상도 매핑 모습의 하나를 나타내는 도면이다. 이때, ACK 신호는 이진수 ' Γ 로 인코딩되고, NACK 신호는 이진수 '0' 으로 인코딩된다. 단일 HARQ ACK/NACK 변조 심볼 은 각 CQI 슬롯에서 두 번째 RS 심볼 (SC-FDMA 심볼 5(즉， ACK/NACK 이 시그널되는 RS) )을 변조하기 위해 사용된다. 즉, ACK/NACK은 해당 RS를 이용하여 시그널링된다.
[0191] 슬롯 당 하나의 RS 심볼을 갖는 확장 CP 의 경우에, 1 비트 또는 2 비트의 HARQ ACK/NACK 은 (20 , kCQ1 + kA/N) 리드 물러 기반의 블톡 코드의 결과인 CQI 와 조인트 인코딩된다. 20 비트 코드워드는 도 9 의 CQI 채널 구조를 사용하는 PUCCH 상에서 전송된다. ACK/NACK 및 CQI 의 조인트 코딩은 도 14 와 같이 수행된다. 도 14 는 확장 CP 에 대한 HARQ ACK/NACK 및 CQI 의 조인트 코딩을 수행하는 모습을 나타내는 도면이다. 코드블특에 의해 지원되는 정보 비트의 가장 큰 수는
13비트이다. 이때， ！ 는 11 비트이고, kA/N은 2 비트이다.
[0192] SR및 ACK/NACK의 다중화
[0193] 도 15 는 SR 및 ACK/NACK 신호를 다증화하는 방법 증 하나를 나타내는 도면이고， 도 16 은 PUCCH 포맷 1/la/lb 에 대해 ACK/NACK 및 SR 에 대한 성상도 매핑을 나타내는 도면이다.
[0194] 도 15 를 참조하면, SR 신호 및 ACK/NACK 신호가 동일 서브프레임에서 동시에 전송되면， 단말은 포지티브 SR 을 위해 할당된 SR PUCCH 자원 상에서 ACK/NACK 신호를 전송하거나, 네가티브 SR 의 경우에는 할당된 ACK/NACK PUCCH 자원 상에서 ACK/NACK 을 전송한다. ACK/NACK 및 SR 의 동시 전송을 위한 성상도 매핑은 도 16에 도시되어 있다.
[0195] TDD시스템에서 HARQ ACK/NACK전송
[0196] LTE TDD(Time Divi s ion Dupl exing)인 경우에， 단말은 복수의 서브프레임 동안 PDSCH 들을 수신할 수 있으므로 다중 PDSCH 들에 · 대한 HARQ ACK/NACK 을 기지국에 피드백할 수 있다. 즉， 다음과 같은 두 가지 타입의 HARQ ACK/NACK 전송 방식들이 있다. '
[0197] ( 1) ACK/NACK 번들링
[0198] ACK/NACK 번들링에서, 다중 데이터 유닛들에 대한 ACK/NACK 응답은 논리 -AND 연산에 의해 결합된다. 예를 들어， 만약 수신 노드 (Rx node , 또는 수신단)가 모든 데이터 유닛들을 성공적으로 복호하는 경우에, 수신 노드는 하나의 ACK/NACK 유닛을 이용하여 ACK 올 전송한다. 만약 수신 노드가 어느 데이터 유닛의 디코딩에 실패하면, 수신 노드는 하나의 ACK/NACK 유닛올 이용하여 NACK 을 전송하거나 ACK/NACK을 위해 아무것도 전송하지 않을 수 있다.
[0199] ( 2 ) ACK/NACK 다중화
[0200] ACK/NACK 다중화에서, 실제 ACK/NACK 전송에서 사용되는 ACK/NACK 유닛 및 QPS 변조 심볼들 증 하나의 조합에 의해 다중 데이터 유닛들에 대한 ACK/NACK 응답의 내용이 식별된다. 예를 들어, 만약 하나의 ACK/NACK 유닛이 2 비트들을 수빈하고 두 개의 데이터 유닛들이 최대로 전송되는 경우를 가정하면, 송신 노드 (Tx node )에서 식별할 수 있는 ACK/NACK 결과는 다음 표 9와 같다. [0201] 【표 9】
Figure imgf000033_0001
[0202] 표 9에서 HARQ-ACK(i)는 데이터 유닛 i (즉， 최대 2개의 데이터 유닛들, 즉 데이터 유닛 0 및 1 이 존재한다)에 대한 ACK/NACK 결과를 지시한다. 표 9 에서 DTX 는 대웅되는 HARQ-ACK(i)에 대한 데이터 유닛의 전송이 없거나 수신 노드가 HARQ-ACK(i)에 대웅되는 데이터 유닛의 존재를 검출하지 못한 것을 의미한다. nP (^CCHX 은 두 개의 ACK/NACK 유닛들인 CCH0 및 "¾CCHJ 이 있는 경우 실제
ACK/NACK 전송에 사용되는 ACK/NACK 유닛을 지시한다.
[0203] b(0),b(\) 은 선택된 ACK/NACK 유닛에 수반되는 두 비트들을 지시한다. ACK/NACK 유닛을 통해 전송되는 변조 심볼은 비트들에 따라 결정된다. 예를 들어, 만약 수신 노드가 두 개의 데이터 유닛들을 성공적으로 수신 및 디코딩하면, 수신 노드는 ACK/NACK 유닛 CCHJ을 이용하여 두 비트 (1, 1)를 전송한다. 만약, 수신 노드가 두 개의 데이터 유닛을 수신하는 경우에, 첫 번째 데이터 유닛 (HARQ- ACK(O)에 대웅되는)의 디코딩에 실패하고 두 번째 데이터 유닛 ((HARQ— ACK(l)에 대웅되는)의 디코딩에 성공하면, 수신 노드는 «^CCH1을 이용하여 두 비트 (0, 0)을 전송한다.
[0204] 실제 ACK/NACK 내용들과 ACK/NACK 유닛 선택 및 ACK/NACK 유닛의 전송에 사용되는 실제 비트 내용의 조합을 연계함으로써, 다중 데이터 유닛에 대한 단일 ACK/NACK 유닛을 이용한 ACK/NACK 전송이 가능하다. 표 9 에서 설명한 실시예는 2 이상의 데이터 유닛에 대한 ACK/NACK 전송에 확장될 수 있다. [0205] ACK/NACK 다중화 방법에 있어서， 모든 데이터 유닛들에 대해 적어도 하나의 ACK 이 존재하면, NACK 및 DTX 는 표 9 의 NACK/DTX 와 같이 커플 (coup l ed)된다. 왜냐하면， ACK/NACK유닛 및 QPSK 심볼의 조합은 NACK 및 DTX 가 디커블되는 경우에 모든 ACK/NACK 가설들을 커버하기에 부족하기 때문이다. 반면에， 모든 데이터 유닛들에 대한 ACK 이 존재하지 않는 경우에는 (즉, NACK 또는 DTX 만이 모든 데이터 유닛들에 대해 존재하는 경우)， 단일 한정 NACK 케이스가 오직 하나의 HARQ- ACK( i )가 DTX 와 디커플된 NACK 인 경우로 정의된다. 이 경우, 단일. 한정 NACK 에 대웅되는 데이터 유닛에 연결된 ACK/NACK 유닛은 다중 ACK/NACK의 신호를 전송하기 위해 유보될 수 있다.
[0206] 주어진 물리 자원에 전송 가능한 데이터 유닛의 최대 개수가 커지면, ACK/NACK 다중화를 위한 요구되는 ACK/NACK 가설들은 급격히 증가할 수 있다. 데이터 유닛들의 최대 개수 및 ACK/NACK 유닛들에 대웅되는 개수를 N 및 NA 로 나타내면, DTX 경우가 불가능한 경우에도 ACK/NACK 다중화를 위해 2N ACK/NACK 가정들이 요구된다. 반면에， 상술한 바와 같이 단일 ACK/NACK 유닛 선택 방식을 적용하면， 최대 4NA ACK/NACK 가설들로 ACK/NACK 다중화를 지원할 수 있다.
[0207] 즉， 데이터 유닛들의 개수가 증가함에 따라, 단일 ACK/NACK 유닛 선택은 다중 ACK/NACK 에 대한 신호를 전송하기 위해 필요한 제어 채널 자원들의 증가되는 오버헤드를 산출하는 상대적으로 큰 양의 ACK/NACK 유닛들을 필요로 한다. 예를 들어, 만약 5 데이터 유닛들 (N=5)이 전송에 사용되면, ACK/NACK 다중화를 위해 필요한 ACK/NACK 가설들의 개수는 2N=32(=4NA)개이므로 8 ACK/NACK 유닛들 (NA=8)이 ACK/NACK 전송을 위해 가능하다.
[0208] PUCCH포맷 2에 대한상향링크 채널 코딩
[0209] LTE 상향링크 전송에서， 특정 제어 채널들은 표 10 과 같은 선형 블록 코딩을 이용하여 인코딩된다.
[0210] [Si 10]
Figure imgf000035_0001
[0211] 만약 선형 블록 코드에 입력되는 입력 비트들은 «0,Ol 과 같이 나타내지고， 인코딩된 이후의 코드 비트들은 60 ，62,..., (이때， B=20)와 같이 나타내진다. 다음 수학식 3 은 인코딩된 코드 비트들을 생성하는 방법 증 하나를 나타내낸다.
[0212] 【수학식 3】
( A-\
mod 2 , where i = 0 , 1 , 2 , … , B-l
V«=o
[0213] 인코딩된 코드 비트들은 도 17 과 같이 코드-시간-주파수 자원에 매핑된다. 도 17 은 물리 자원 영역에 제어 정보가 매칭되는 방법 증 하나를 나타내는 도면이다. 첫 번째 10 코드 비트들은 특정 코드-시간-주파수 자원에 매핑되고， 나머지 .10 코드 비트들은. 다른 코드ᅳ시간ᅳ주파수 자원에 매핑된다. 이때, 첫 번째 10 코드 비트들과 나머지 10 코드 비트들의 주파수 간격은 크게 설정됨으로써, 코드 비트들에 대한 주파수 다이버시티를 얻을 수 있다.
[0214] LTE-A시스템에서 상향링크 채널 코딩 [0215] 상술한 바와 같이, LTE 시스템 (즉, Rel -8)에서는 UCI 가 PUCCH 포맷 2 로 전송될 경우 최대 13 비트의 CSI 를 표 10 의 (20 , A) RM 코딩이 수행된다. 그러나, UCI 가 PUSCH 로 전송될 경우 최대 11 비트의 CQI 를 다음 표 11 의 (32， A) RM 코딩을 수행하며， PUSCH 로 전송될 코드 레이트를 맞추기 위해 절단 ( t runcat i on) 또는 순환 반복을 수행한다 .
[0216] 【표 11】
i Mi,0 Μ, ,ι Mi , 2 Mi,3 Mi,4 M; , 5 Mi ,6 Mi , 7 Mi,8 Mi,9 Mi, lo
0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1
1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1
2 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 1
3 1 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1
4 1 1 1 1 0 0 0 1 0 0 1
5 1 1 0 0 1 0 1 1 1 0 1
6 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1
7 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 1
8 1 1 0 1 1 0 0 1 0 1 1
9 1 0 1 1 1 0 1 0 0 1 1
10 1 0 1 0 0 1 1 1 0 1 1
11 1 1 1 0 0 1 1 0 1 0 1
12 1 0 0 1 0 1 0 1 1 1 1
13 1 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1
14 1 0 0 0 1 1 0 1 0 0 1
15 1 1 0 0 1 1 1 1 0 1 1
16 1 1 1 0 1 1 1 0 0 1 0
17 1 0 0 1 1 1 0 0 1 0 0
18 1 1 0 1 1 1 1 1 0 0 0
19 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0
20 1 0 1 0 0 0 1 0 0 0 1
21 1 1 0 1 0 0 0 0 0 1 1
22 1 0 0 0 1 0 0 1 1 0 1
23 1 1 1 0 1 0 0 0 1 1 1
24 1 1 1 1 1 0 1 1 1 1 0
25 1 1 0 0 0 1 1 . 1 0 0 1
26 1 0 1 1 0 1 0 0 1 1 0
27 1 1 1 1 0 1 0 1 1 1 0
28 1 0 1 0 1 1 1 0 1 0 0
29 1 0 1 1 1 1 1 1 1 0 0
30 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1
31 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 [0217] LTE-A 시스템에서는 최대 21 비트의 UCI (A/N 및 SR) 비트를 전송하기 위해서 PUCCH 포맷 3 이 도입되었고， 일반 CP 인 상황에서는 단말은 48 비트의 코드 비트를 PUCCH 포맷 3 을 이용하여 전송할 수 있다. 따라서, UCI 비트 수가 11 비트 이하 일 때는 (32,A) RM 코딩을 사용하되， PUCCH 포맷 3 에서 요구하는 코드 비트 수에 맞도톡 코드 비트들의 순환 반복을 사용한다. 만약, UCI 비트가 11 비트를 초과할 경우는 표 11 의 (32, A) RM 코드 기반 시퀀스의 개수가 부족하기 때문에， 이를 도 18 과 같이 두 개의 (32,A) RM coding 블록을 사용하여 두 개의 코드 비트들을 만들고 (이를, Dual RM 으로 칭한다), 이들을 PUCCH 포맷 3 코드 비트 수에 맞춰 줄이기 위해서 나머지 비트들올 절단 (truncation)하고 인터리빙하여 전송한다.
[0218] 이러한 최대 21 비트의 UCI 가 PUSCH 로 전송될 경우, UCI 비트수가 11 이하 일 때는 기존 Rel— 8 과 같이 (32,A) RM 코딩을 사용하여 PUSCH 에 전송될 코드 레이트를 맞추기 위해서 절단 또는 순환 반복을 수행하며, 11 비트를 초과할 경우 Dual RM 을 사용하여 두 개의 coded 비트를 만들고, 이들을 PUSCH 에 전송될 코드 레이트를 맞추기 위해서 절단 또는 순환 반복을 수행한다.
[0219] 도 18 을 참조하면， 입력되는 UCI 비트 수가 21 비트인 경우， 송신단은 이를 분할하여 부분 1 및 부분 2 를 생성한다 . 이후 부분 1 및 부분 2 각각에 (32 ,A) RM 코딩을 적용하되， 송신단은 PUCCH 포맷 3 에서 전송 가능한 48 비트에 맞도록 코드 비트들을 절단 또는 순환 반복한다. 이후， 송신단은 출력되는 코드 비트들을 인터리빙 또는 연접하여 PUCCH 포맷 3을 통해 전송 가능하도록 구성한다.
[0220] 보다 구체적으로 UCI 내용별로 비트 구성 순서에 대해서 설명한다. SR 전송 서브프레임에서 PUCCH 포맷 3 의 사용이 구성된 경우, PUCCH 포맷 3 이나 PUSCH 로 SR 및 A/N 이 전송될 때， A/N 이 우선적으로 배치되고 SR 이 A/N 다음으로 배치되어 UCI 비트가 구성된다.
[0221] 도 19 는 도 18 에서 설명한 Dual RM 이 적용되었을 때 출력 코드 비트가 인터리빙되는 방법을 구체적으로 나타낸 도면이다. 도 19 를 참조하면, 길이 A, B 인 데이터 블록 (즉, UCI)이 각각 (32， A), (32, B) RM 인코더에 입력될 때, 출력 코드 비트는 각각 24 비트로 레이트 매칭되어 AO, Α1,···, A23 과 B0, B1, ···, B23이 된다.
[0222] 코드 비트들 AO, Α1,··., A23 과 B0, B1, …， B23 은 인터리버에 입력되고， 인터리버에서 출력되는 코드 비트들은 각각 두 비트 씩 차례대로 출력되어 AO, A1, BO, Bl, A2, A3, B2, B3, ···, A22, A23, B22, B23 의 비트열을 이룬다. 비트열은 QPSK 변조되고 PUCCH 포맷 3 전송 형식에 맞추어서， 비트열의 첫 24 비트 (12 QPSK symbol)은 첫 번째 슬롯에， 비트열의 나중 24 비트 (12 QPSK symbol)는 두 번째 슬롯에 매핑되어 전송된다.
[0223] 폴라코딩
[0224] 폴라 코드 (Polar code)는 B_DMC(Bi nary— input Discrete Memory less Channel ) 에서 채널 용량 (channel capacity)를 얻을 수 있는 채널 코드로 알려져 있다. 즉, 폴라 코드는 코드 블록 (code block)의 크기 N 을 무한히 크게 하면 오류가 없는 채널 용량을 얻을 수 있는 채널 코드이다. 폴라 코드의 인코더 (encoder)는 채널 결합 (channel combining) 과정과 채널 분리 (channel splitting) 과정을 수행할 수 있다.
[0225] 채널 결합 과정은 B— DMC 을 평행하게 연접하는 과정으로 코드 블톡의 크기를 결정하는 과정이다. 도 20 은 폴라 코딩에서 수행되는 제 1 레벨 채널 결합 과정을 수행하는 모습을 나타내는 도면이다. 즉， 도 20 은 B-DMC 인 2 개의 W 를 결합하는 것을 나타내고 있다.
[0226] 이때， ui, U2는 이진 입력 소스 비트 (binary-input source bit)이며 , y2는 출력 코드 비트 (output coded bit)이다. 이때， 전체 등가 채널 (equivalent channel)을 W2로 가정한다. 만약, N개의 B-DMC를 채널 결합할 때， 결합되는 각각의 채널들은 반복적인 형태로 표현될 수 있다. 즉, ΧχΝ - U^GN이고, = {Χι,.·.,χΝ}, UIN = {Ui,...,Un }인 경우에， 생성 행렬 (generator matrix) GN에 대해서 , ¾을 다음 수학식 4와 같이 계산할 수 있다.
[0227] 【수학식 4】
GN = BNF®N, N = 2N, F = °t , F®N - F<S>F®^→ F®° = 1, BN = RN (I2 ® BN)
[0228] 수학식 4에서 RN은 비트 리버설 인터리버 (bit-reversal inter leaver )를 나타내고, 입력 비트 Sl N에 대해서 출력 비트 Xl N = (S Sy,^^^,...,^)가 되도록 매핑하는 동작을 수행한다. 이와 같은 관계를 도 21에 도시하였다. 도 21은 폴라 코딩에서 수행되는 제 N 레벨 채널 결합 과정을 수행하는 모습을 나타내는 도면이다. 이때， 코드 블록의 크기 N은 2n (n은 자연수)의 제한을 갖는다. [0229] N 개의 B-DMC 을 채널 결합한 이후， 특정 입력에 대한 등가 채널을 정의하는 과정을 채널 분리 과정으로 정의할 수 있다. 채널 분리 과정은 다음 수학식 5 와 같은 채널 전이 확률 (channel transition probabi 1 i ty)로 표현할 수 있다.
[0230] 【수학식 5】
Figure imgf000039_0001
[0231] 상술한 채널 결합 과정 및 채널 분리 과정을 거친 후, 다음 표 12와 같은 이론을 도출할 수 있다.
[0232]
Figure imgf000039_0002
[0233] 표 12 에서 도출된 이론은 다음과 같다. 코드 블록의 크기 N 이 무한대로 커지면， 특정 입력 비트에 대한 등가 채널이 오류가 존재하는 노이즈 채널 (noisy channel)과 오류가 없는 노이즈 프리 채널 (noise free channel)로 구분된다. 이는 특정 입력 비트에 대한 등가 채널의 용량이 0 또는 KW)로 구분되는 것과 같은 의미이다 .
[0234] 이와 같은 폴라 코드에 대한 디코딩 방식 중의 한 가지 방법은 연속 제거 (SC: Successive Cancellation) 디코딩 방식이다. SC 디코딩 방식은 채널 전이 확률을 구하고, 이를 기반으로 입력 비트에 대한 LLR(Likelihood Ratio)을 계산하는 방식이다. 이때, 채널 전이 확률은 채널 결합 과정과 채널 분리 과정이 반복적인 형태로 이루어진 특성을 이용하면 반복적인 형태로 계산할 수 있다.
[0235] 따라서， 최종적으로 LLR 값도 반복적인 형태로 계산될 수 있다. 우선 입력 비트 Ui 에 대한 채널 전이 확률인 ν^ Ν,Ο 는 다음 수학식 6 및 7 을 통해 구할 수 있다. 이때, 는 홀수 인덱스와 짝수 인덱스로 분리하여 u ,0,u ,e와 같이 정의할 수 있다.
[0236] 【수학식 6】
Figure imgf000040_0001
using the definition of W«(yi N, 기 ) =
[0237] 【수학식 7】
WN(y¾N +1|u?N)
Figure imgf000040_0002
= 0(y , i e- 2i)
[0238] 이때， 입력비트에 대한 LLR 인 다음 수학식 8 과 같이
Figure imgf000040_0003
구할 수 있다.
[0239] 【수학식 8】
a)
2(^/2.t -2®Q½ JN/2
Figure imgf000040_0004
[0240] 본 발명의 실시예들에서 설명된 모든 수학식들에서 사용되는 수학 연산 기호들은 일반적인 수학 연산 기호와 동일한 의미로 이용되므로， 그에 대한 구체적인 설명은 생략하되， 해당 수학식들을 해석하는 경우에는 일반적인 수학 연산 기호와 동일한 정의로써 해석될 수 있다. [0241] 폴라 인코더 및 SC 디코더의 복잡도는 코드블록의 길이 N에 따라 달라지며, O(NlogN)의 복잡도를 갖는다. 길이 N의 폴라 코드에서 K 비트의 입력 비트를 가정할 때， 코딩 레이트 (coding rate)는 K/N이 된다. 이때， 데이터 페이로드 크기 N의 폴라 인코더의 생성 행렬을 GN이라 정의하면， 인코딩 비트는 Xl N = U^GN과 같이 표현 할 수 있으며, u 1 중 K 개의 비트는 페이로드 비트에 해당되며, 페이로드 비트에 대응하는 GN의 행 인덱스 (row index)를 I라 하고, 나머지 N— K 개의 비트에 대응하는 GN 의 행 인덱스를 F라고 가정한다. 이와 같은 폴라 코드의 최소 거리 (minimum distance)는 다음 수학식 9와 같이 정의된다.
[0242] 【수학식 9]
dmini = ιηίη2^«
16/
[0243] 수학식 9 에서 ννί(0는 i(/=0, 1, ···, N-1)의 이진 확장시 '1' 의 개수를 의미한다. 즉, Mt(i)는 실제 정보가 전송되는 채널의 인텍스 (즉, 의 행 인덱스 I)를 이진수로 나타낼 때 1의 개수를 의미한다.
[0244] 이하에서, 폴라 코딩을 이동 (혹은 무선) 통신 시스템에 적용하는 방안을 제안한다.
[0245] 상술한 바와 같이， 채널 컴바이닝 (channel combining)과 채널 채널 분리 (channel splitting)의 과정을 거치면 등가 채널 (equivalent channel)이 노이즈 채널 (noisy channel ) 및 노이즈 프리 채널 (noise free channel)로 구분되는데, 데이터 페이로드 (data payload)는 노이즈 프리 채널로 전송을 하여야 한다. 즉， 노이즈 프리한 등가 채널에 데이터 페이로드를 전송하여야 원하는 성능을 얻을 수 있다. 이 때, 노이즈 프리한 등가 채널올 찾는 방법은 각 입력 비트에 대해서 등가 채널의 Z(W) =∑VW(y|0)W(y|l) 값을 구하여 정할 수 있다. 이때, Z(W)는 베터차리야 파라미터 (Battacharyya parameter)라고 불린다. Z(W)는 이진 입력 0 또는 1을 전송하였을 경우， MAP 결정을 수행할 때 오류 확률의 상한계 (upper-bound)에 해당하는 값을 의미한다. 따라서， Z(W) 값들을 구하여 오름차순 (작은 순서)으로 배치하여 원하는 데이터 페이로드만큼 Z(W)값을 선택함으로써， 노이즈 프리 채널을 통해 데이터를 전송할 수 있다.
[0246] Z(W)는 BEC(Binary Erasure Channel)에 대해서는 다음 수학식 10과 같이 구할 수 있다. [0247] 【수학식 10】 z(w«) = z(w(bi,b2,..,bk_
ziw^u^)) , ifb
[0248] 수학식 10을 이용하여 BEC 채널의 소거 (erasure) 확률이 0.5인 경우의 코드 블록의 크기가 8일 때 Z(W) 값을 계산하면 다음과 같다. Z(W) = {1.00, 0.68, 0.81, 0.12, 0.88， 0.19, 0.32, 0.00}이다. 따라서， 데이터 페이로드의 크기가 2인 경우는 등가 채널 8 (Z(W) = 0.00)과 등가 채널 4 (Z(W) = 0.12)를 통해 데이터 페이로드를 전송하면 된다.
[0249] 무선 접속 시스템의 송신 측은 전송하는 데이터의 오류 검출을 위하여 데이터 페이로드에 CRC(Cyclic Redundancy Check) 비트를 첨가하여 전송한다. SC 디코딩을 수행할 때 CRC를 디코딩에 이용하여 디코딩 성능을 향상시킬 수 있다. 이때， CRC는 일반 페이로드보다 더 높은 신뢰도를 가지는 것이 디코딩 성능올 높일 수 있다. 이를 위해서， CRC 비트 열의 위치를 Z(W)를 오름차순 (작은 순서)으로 나열하였을 때， CRC 길이만큼 해당 등가 채널에 배치한 후 데이터 페이로드를 이후에 배치하게 되면 디코딩 성능을 높일 수 있다. 예를 들어, 수학식 10과 같이 길이 8인 폴라 인코더 (polar encoder)를 이용하여 3 비트 데이터 페이로드 및 2 비트 CRC를 첨가하여 5 bit를 전송한다고 할 때, 등가 채널 8과 등가 채널 4에 배치한 후 데이터 페이로드를 등가 채널 6, 등가 채널 7， 등가채널 2에 전송하는 것이다.
[0250] 수학식 10과 같이 Z(W) 값을 계산하는 방법은 BEC 채널에서 성립한다. 따라서, AWGN(Additive White Gaussian Noise) 채널에서는 데이터 페이로드를 전송할 등가 채널을 다른 방식으로 찾을 수 있다. 다만, 이 경우에도 CRC는 도출한 Z(W)를 오름차순 (작은 순서)으로 배치하여, CRC 길이만큼 등가 채널을 CRC 비트에 할당한 후, 나머지 등가 채널에 데이터 페이로드를 배치할 수 있다.
[0251] 또 , 다른 방법으로 수신 측에서 SC 디코딩을 가정하지 않는 경우에는, CRC 비트와 데이터 페이로드의 신뢰성이 동등하게 중시된다. 따라서, Z(W)를 오름차순 (작은 순서)으로 배치했을 띠ᅵ， 데이터 페이로드를 먼저 성능이 좋은 등가 채널에 할당하고， 이후 CRC 비트를 다음 등가 채널들에 할당할 수 있다. [0252] CRC 비트를 포함하는 데이터 페이로드의 크기 및 코딩 레이트 (coding rate)에 따라서, 데이터 페이로드에 할당될 등가 채널은 송신 측 및 수신 측이 모두 알고 있는 것이 바람직하며, 데이터 페이로드에 할당될 등가 채널은 송신단에 미리 계산되어 있는 것이 바람직하다.
[0253] 따라서， 송신 측은 수신 측에 데이터 페이로드 크기와 코딩 레이트에 대한 정보를 전송하게 되면, 수신기는 데이터 페이로드가 전송되는 등가 채널에 대한 정보를 획득하여 폴라 코딩된 데이터 신호에 대한 디코딩을 수행할 수 있다.
[0254] 또한， 코딩 레이트 r=K/N인 폴라 인코더의 코드 블록 크기는 N이고 페이로드 크기는 K이다. 이 경우， N-K에 해당하는 비트열은 노이즈 채널에 할당 및 전송되는 비트 열이다. 이러한 비트열에 대한 정보는 수신 측에게 미리 알려져 있는 것이 바람직하다. 따라서， 비트열은 송신 측 및 수신 측에서 미리 정한 비트열이 바람직하며, 노이즈 채널에 할당될 비트열은 그 크기 N— K에 해당하는 {0, 0, ··■ , 0} 또는 U, 1， ·■·, 1}로 비트열을 정할 수 있다.
[0255] 폴라 인코더는 특성 상 코드 블록의 크기가 2n (n은 자연수)으로 제한되어 있다. 따라서 , 시스템의 전송 뉴머라러지 (transmission numerology)에 따라서 펑처링 (또는, 절단) 또는 반복의 레이트 매칭 동작이 필요하게 된다. 상위 레이어 (layer)에서 생성되는 CRC를 포함하는 데이터 페이로드의 크기가 2n < /V < 2η+ι의 관계를 만족한다고 가정한다ᅳ 이때, 코드워드 크기의 제 1임계값 (THR1)이 존재하여, 코드 비트의 크기가 제 1임계값 보다 큰 경우, 송신 측은 2Π+1 크기의 마더 폴라 인코더 (mother polar encoder)로 인코딩을 수행한 후, 2n+1_N 비트만큼 펑처링을 수행하여 코드워드 크기 N의 인코딩 비트열을 생성한다. 이때, 데이터 페이로드의 크기 K > 2"의 관계를 만족하는 것이 바람직하다. 이때, 마더 폴라 인코더는 데이터 페이로드의 크기에 따라 반복 또는 펑처링을 수행하기 위한 기준이 되는 인코더를 의미한다.
[0256] 한편， 데이터 페이로드의 크기가 제 2임계값 (THR2)보다 작게 되는 경우, 송신 측은 2n 크기의 마더 폴라 인코더로 인코딩을 수행한 후， N-2n 비트만큼 반복을 통하여 코드 블록 크기 N에 해당하는 인코딩 비트열을 생성한다. 이때， 데이터 페이로드의 크기 K < 2n의 관계를 만족하는 것이 바람직하다. 이때, THR1과 THR2는 서로 동일한 값 또는 서로 다른 값일 수 있다. [0257] 데이터 페이로드에 대한 크기 N의 폴라 인코더의 생성 행렬 (generator matrix)을 GN이라 하면, 인코딩된 비트는 = u^C^로 표현할 수 있다. 이때， 01^의 각 열 (column)에 있는 "1" 의 수를 각 열의 가중치 (weight)라 정의할 수 있다. ^을 마더 폴라 인코더로 하여 반복을 수행하는 경우, 가중치가 큰 열 순으로 반복을 수행하면， 반복한 코드워드의 거리가 최대로 설정될 수 있다.
[0258] 마찬가지 방법으로， 송신단이 을 마더 폴라 인코더로 펑처링을 수행하는 경우， 가중치가 작은 열 순으로 펑처링을 수행하게 되면， 평처링한 코드워드의 거리가 최대로 설정될 수 있다. 본 발명의 실시예들에서 마더 폴라 인코더는 마더 생성행렬과 동일한 의미로 사용될 수 있다. 또한, 마더 생성행렬은 제 1생성행렬로 정의될 수 있고, 마더 생성 행렬로부터 oooll 반복 또는 펑처링되어 생성되는 새로운 생성 행렬은 제 2생성행렬로 정의될 수 있다.
ooo
[0259] 다음 수학식 11은 코드 블록의 크기 o oooo o 11 N = 8인 폴라 인코더의 생성 행렬 (generator) GN 의 일 예이다. ooooooll
[026이 【수학식 11】 oooooool
Figure imgf000044_0001
[0261] 수학식 11과 같은 생성 행렬을 갖는 폴라 인코더에서 각 열의 가중치는 {8, 4, 4, 2, 4, 2, 2, 1}이 된다. 따라서， 코드워드 길이 C = 10인 코드워드를 전송할 때는 생성 행렬의 각 열의 가중치 순서서로 가장 큰 제 1열 및 다음으로 가중치가 큰 제 2, 3, 5열 중 하나를 선택하여 반복하여 전송한다. 즉， 코드워드 C=8 까지는 생성행렬올 이용하여 인코딩하고, 나머지 두 개의 코드워드는 제 1열 및 거 12, 3, 5 열 증 하나를 선택하여 반복하여 인코딩한 후 전송할 수 있다. 예를 들어 , 송신단이 제 1열 및 제 2열을 선택하였을 때 새로운 생성 행렬인 = [G8 Gr],Gr = [G80,1)G8(:,2)]이다. 여기서， G80,x)는 G8의 제 X열을 나타내는 컬럼 백터 (column vector)이다.
[0262] 마찬가지로， 코드워드 길이 C=6인 코드워드를 전송할 때는 가중치가 가장 작은 제 8열 및 제 4， 6， 7열 증 하나를 펑처링하여 인코딩 할 수 있다. 이때, 송신단이 제 8열 및 제 4열을 선택하였을 경우의 생성 행렬 (]6은 다음 수학식 12와 같다.
[0263] 【수학식 12】
Figure imgf000045_0001
[0264] 수학식 12는 수학식 11에서oo oollll제 8열 및 제 4열 ο 평처링되어 생성된 새로운 생성행렬 (즉， 제 2생성행렬)이다. oo oollll
[0265] 폴라 인코더의 생성 행렬의 열을 가 oooollll중치가 큰 순서 또는 작은 순서로 컬럼 퍼뮤테이션을 (colu睡 -permutation) 수행한다면 ooooooll， 펑처링과 반복을 쉽게 구현할 수 ooooooll
있다. 즉, 제 1생성 행렬을 열 가중치를 큰 순서로 재배치하였을 경우， 열 인덱스 ooooooll
순으로 반복을 수행하면 되고, 열 인텍스의 역순으로 oooooool펑처링을 수행하면 수학식 9에서 설명한 코드워드의 최소 거리를 최대로 설정할 수 있다.
[0266] 다음 수학식 13은 수학식 11의 생성 행렬을 열 가중치 순으로 퍼뮤테이션을 수행하였올 경우를 나타낸다.
[0267] 【수학식 생 성
[0268] 평처링을 수행하는 또 하나의 방법으로 평처링된 폴라 코드의 최소 거리 (n)inimum distance)를 고려하는 방법이다. 수학식 11과 같은 생성 행렬에서 페이로드의 크기가 2인 경우， 수학식 11의 제 8행 및 제 4행 (row 8, row 4)에 해당하는 등가 채널을 통해서 페이로드가 전송된다. 즉, 0 1 0 1 0 1 과 같은 행렬이 2 비트 페이로드에 대응하 서브행렬이 될 수 있다. 만약, 6 비트의 출력 코드워드를 생성한다고 가정하면， 송신 측은 2 비트를 펑처링해야 한다. 이때， 열 (column) 가중치가 작은 열을 평처링하면, 첫 번째 행 (row)의 0에 해당하는 열을 펑처링하는 것이 바람직하다. 만약， 두 번째 및 네 번째 열을 펑처링한다면， 6 비트의 페이로드를 생성하는 생성 행렬은 다음 수학식 14와 같이 구성될 수 있다.
[0269] 【수학식 14】
Figure imgf000046_0001
[0270] 즉, 페이로드가 대웅되는 생성 행렬의 행으로 이루어진 서브 매트릭스의 페이로드가 대응되는 생성 행렬의 행으로 이투어진 서브 매트릭스의 열 가증치가 작은 열의 순서가 되도록 컬럼 평처링을 수행한다. 열 가중치가 동일한 경우에는 열 인덱스 (column index)가 작은 순서로 우선순위 (pr ior i ty)를 부여하여 펑처링을 수행하거나, 열 인덱스가 큰 순서로 우선순위를 부여하여 펑처링을 수행할 수 있다. 열 인덱스가 큰 순서로 펑처링을 수행하는 경우에는, 수학식 11의 제 6열과 제 8열이 펑처링되어 다음 수학식 15와 같은 생성 행렬을 얻을 수 있다.
[0271] 【수학식 15】
Figure imgf000046_0002
[0272] 상술한 바와 같이， 펑처링 및 반복을 수행하는 경우, 새롭게 생성된 생성 행렬은 행 또는 열 중에 같은 요소로 구성된 동일 열이나 행이 발생하는 경우, 성능이 열화될 수 있다. 따라서, 우선 순위에 해당하는 열을 평처링 또는 반복하여 생성 행렬을 구성할 수 있다.
[0273] 폴라 인코더 (polar encoder)의 입력 (input)은 정보 데이터가 맵핑되는 bit channel 과 그렇지 않은 bit channel 로 구분된다. 폴라 코드의 이론에 따르면 폴라 코드의 코드워드가 무한대 (infinity)로 갈수록 입력 bit channel 이 노이즈 프리 채널과 노이즈 채널로 나눌 수 있다. 따라서， 노이즈 프리 bit channel 에 정보를 할당하게 ·되면, 채널 용량 (channel capacity)를 얻올 수 있다. 그러나, 실제로는 무한 길이의 코드워드를 구성할 수 없기 때문에 입력 bit channel 의 신뢰도를 계산하여 그 순서대로 데이터 비트를 할당한다. 이 때， 데이터 비트를 할당하는 bit channel 을 본 발명에서는 "good bit channel" 이라 칭한다. 따라서, Good bit channel 은 데이터 비트가 매핑되는 입력 bit channel 에 해당한다고 할 수 있다. 그리고, 데이터가 맵핑되지 않는 bit channel 을 frozen bit channel 이라 칭하고, frozen bit channel 에는 일반적으로 0 (송수신 단에서 알고 있는 값이면 아무 값이나 가능)으로 하고， 인코딩을 수행한다. 평처링 또는 반복을 수행할 띠ᅵ, 폴라 인코딩 시 구한 good bit channel 에 대한 정보를 활용할 수 있다. 즉, 정보 비트 (information bit)에 할당되지 않는 입력 비트 위치에 해당되는 코드워드 비트 위치를 펑처링 할 수 있다. 이 때, 수학식 10 과 같이 정보 비트 채널의 신뢰도를 계산한 결과를 활용하여 다수 개의 코드워드 비트를 평처링하는 경우 신뢰도가 낮은 인^스 순서로 코드워드 비트를 펑처링을 수행할 수 있다. 정보 비트 채널의 신뢰도 정보는 density evolution 등의 방법을 이용하여서도 구할 수 있으며 , 신뢰도가 낮은 순서로 펑처링을 수행할 수 있다. 반복을 수행하는 경우에는 반대로 각 비트 채널의 신뢰도가 높은 순서의 index 에 해당하는 코드워드 비트부터 반복을 수행할 수 있다. 예를 들어, 수학식 11 의 생성 행렬을 가지고 있는 폴라 코드의 정보 비트의 신뢰도를 수학식 10 을 이용해서 구하면 Z(W) = {1.00, 0.68, 0.81, 0.12， 0.88， 0.19, 0.32, 0.00}와 같이 되는 데, 2 bit 에 대해서 펑처링을 수행할 때, Z(W) 값이 1 과 0.88 이 가장 큰 두 값이 되므로 코드워드 비트 1， bit 5 를 펑처링하여 전송한다. 한편 , 2 bit 에 대해서 반복을 수행할 때， 誦 값이 0.00 과 0.12 이 가장 작은 두 값이 되므로 코드워드 비트 4, bit 8 를 반복하여 전송한다.
[0274] 또， 다른 방법은 코드워드를 균등하게 펑처링하거나 반복할 수 있다. 예를 들면, 코드워드 길이가 256이고， 16 bit를 펑처링 또는 반복하는 경우， 256/16=16 bit 간격으로 코드워드를 평처링하거나 반복할 수 있다.
[0275] 또, 다른 방법으로 코드워드 비트의 중요도를 구하여, 중요도에 따라 펑처링이나 반복올 수행할 수 있다. 코드워드 비트의 중요도는 코드워드 비트를 구성하는 특정 bit를 평처링 또는 반복할 때, FER 등으로부터 획득할 수 있다. 펑처링을 수행할 때， FER이 낮은 코드워드 비트 순서로 펑처링을 수행한다. 반복을 수행할 때, FER이 낮은 코드워드 비트 순서로 반복을 수행할 수 있다. 다음 표 13은 (512, 400) 폴라 코드의 코드워드의 코드워드 비트의 중요도 순서를 구한 것이다. 여기서 (n, k)는 코드워드 길이 n, 페이로드 크기 k를 나타내며 , 페이로드는 CRC를 포함할 수 있다.
[0276] 【표 13】
J5 29?
8 m
；
[0277] 표 13은 평처링을 수행하는 경우 코드워드 비트의 증요도의 순서를 나타낸 것인데, 반복을 수행할 때 표 13을 이용할 수 있다. 즉, 표 13의 코드워드 비트의 중요도의 역순으로 반복을 수행할 수 있다.
[0278] 비트 채널의 신뢰도에 대한 일 예로서 표 14와 같이 나타낼 수 있다. 표
14는 Density evolution으로 구한 것이고， SNR은 4 dB로 설정하였고, 마더 코드 크기 (Mother code size) 512, 256, 128, 64에 대한 예이고, 신뢰도 순서로 정렬하였다.
[0279] 【표 14】
II for n2= 512, DE
index[0] = 511
inde [1] = 495
index[2] 503
index[3] = 479
index [4] = 447
index[5J = 507
index[6] = 383
index[7] = 491
index[8] 487
index [9] = 499
index [10] = 475
index[ll] = 255
index [12] = 471
index [13] = 443
index [14] = 463
inde [15] = 509 KR2017/004925
47 inde [16 = 493
index [17 = 501
index [18 = 477
i ndex [ 19 = 445
index [20 = 439
index [21 = 505
index [22 = 381
index [23 = 379
index [24 = 431
index [25 = 489
index [26 = 485
index [27 = 497
index[28 = 375
inde [29 = 473
index [30 = 483
index [31 = 510
index [32 = 494
index [33 = 502
index [34 = 478
index [35 = 446
inde [36 = 506
index [37 = 382
index [38 = 253
inde [39 = 490
index [40 = 486
index [41 = 469
index [42 = 498
] ndex [ 43 = 474
index [44 = 415
index [45 = 254
index [46 = 470
index [47 = 251
index [48 = 467
index[49 = 442
index [50 = 367
inde [51 = 462
i ndex [ 52 = 508
i ndex ( 53 = 492
i ndex [54 = 441
index [55 = 500
i ndex [ 56 = 476
index [57 = 461
index [58 = 444
i ndex [ 59 = 438
index [60 = 247
index[61 = 437
index [62 = 504
index [63 = 459
index [64 = 380
index [65 = 378
index [66 = 430
index [67 - 351
inde [68 = 435
index [69 = 488
index [70 = 484
index [71 = 377
index [72 = 239
inde [73 = 429
index [74 = 455
index [75 = 496
Figure imgf000050_0001
izz = [εεΐ]χ3Ρ"
ISfr = [ICl]x3Pu
ZIV = [62I]xapu;
ZtC = [Z2I]xapu] Z¾ = [92UxaPu!
Figure imgf000050_0002
CSf = [IZl]xapui 8IS = [02l]xapu! Λε2 = [6n]x3Pu! 66ε = [8U]X3PU! 6SC = n rapu!
Figure imgf000050_0003
εε^ = [snprapu!
ZVZ = (fU]xapu!
6K = [SUlxapui frSfr = [SUp«Pu!
Figure imgf000050_0004
iSf = [Z0I]xspu!
E9G = [901]>«pu!
5^2 = [K)Ip«pu!
Figure imgf000050_0005
8St- = [Ζ0ΐ]Χ3Ρ"! = [TOIjxspu; 161 = t00l]xa "!
9∑ = [66]X3Pu!
9VZ = [86]X3Pu!
S9C = [Z6]X3F>u!
S9fr = t96]xaP"!
£Z> = [S6]X3PU!
Figure imgf000050_0006
99£ = [06]χ3Ρ"!
= [68]X3PU!
99 = [88P«pu!
OSZ = tZ8]xs u.'
= [98]X3PU!
I8if = [S8lxaPu!
Figure imgf000050_0007
t'lt' = [Z8]X3PU! 6IC = [I8]xaP"! 89^ = [08]X3PU! Z9Z = [6 ]xaput Set' = [8 p«Pu! Zi = pispu! LZ = [9 ,]x3pui
81? 49 i ndex [ 136 = 422
index [137 = 464
index [138 = 315
index [139 = 231
i ndex [ 140 = 364
index [141 = 190
index [142 = 410
index [143 = 219
i ndex [ 144 = 335
index [145 = 369
index[ 146 = 421
index [147 = 311
index [148 = 189
i ndex [ 149 = 409
inde [150 = 244
index[151 = 215
index [152 = 362
index [153 = 419
i ndex [ 154 = 456
index! 155 - 406
index! 156 = 187
index! 157 = 303
index [158 = 361
index! 159 = 348
index [160 = 242
inde [161 = 432
index! 162 = 405
inde [163 = 126
i ndex [ 164 = 358
index [165 = 398
i ndex [ 166 = 207
index! 167 = 236
index! 168 = 183
i nde [ 169 = 452
index [170 = 241
index [171 - 346
index [172, = 125
index [173: = 403
index [174 = 357
inde [175 = 397
index [176 = 287
index [177 = 316
inde [178 = 234
index [179 = 345
index [180 = 424
index[181 = 450
index [182 = 123
index [183 = 355
index [184 = 342
index [185 = 175
index [186 = 220
index [187 395
index [188 = 233
index [189 ~~ 314
index [190 = 449
index [191 = 230
index [192 = 341
index! 193 119
inde [194 218
index[ 195 334 index [196 = 368 index [197 = 420 index [198 = 391 index [199 = 313 inde [200 = 159 ， index[201 = 229 ； inde [202 = 310 ； inde [203 = 339 ； index[20 = 188 ； index [205； = 408 ； index [206： = 217 ； index [207； = 333 ； index[208; = 214 ； inde [209； = 418 ； index[210; = 111 ； index[21i; = 227 ； index[212j = 309 ； index[213] = 186 ； index[214] = 302 ； index[215] = 360 ； index[216] = 331 ； index[217] = 213 ； index[218] = 417 ； index[219] = 404 ； inde [220] = 307 ； index[221] = 206 ； index [222] = 95 ； index[223] = 185 ； index[224] = 301 ； index[225] = 182 ； index[226] = 211 ； index[227] = 240 ； index [228] = 327 ； index[229] = 124 ； index[230] = 402 ； index[231] = 356 ； index [232] = 396 ； index [233] = 205 ； index [234] = 286 ； index[235] = 299 ； inde [236] = 181 ； index [237] = 344 ； index [238] = 401 ； index[239] = 122 ； inde [240] = 63 ； index [241] = 354 ； index [242] = 285 ； index [243] = 174 ； index i244] = 203 ； index[245] = 394 ； index[246] = 179 ； inde [247] = 295 ； index [248] = 232 ； inde [249] = 448 ； index [250] = 121 ； index[251] = 353 ； index[252] = 340 ； index [253] = 173 ； index [254] = 283 ； index [255] = 393 ； KR2017/004925
51 inde [256 ] = 118
index [257 = 199
inde [258 = 390
index [259 = 312
inde [260 = 158
inde [261 = 228
index [262 = 171
index [263 = 338
index [264 = 117
index [265： = 279
index[266; = 216
index[267; = 332
index[268; = 389
index [269； = 157
index[270j = 110
index[271] = 226
index [272] = 308
index [273] = 337
index [274] = 115
index [275] = 167
index [276] = 330
inde [277] = 212
index [278] = 387
index[279] = 271
index [280] = 416
index [281] = 109
inde [282] = 155
inde [283] = 225
inde [284] = 306
inde [285] = 94 ；
inde [286] = 184
index [287] = 300
index [288] = 329
inde [289] = 107
index[290] = 210
index [291] = 326
index [292] = 151
index [293] = 305
index [294] = 93 ；
index [295] = 204
index [296] = 298
index [297] = 209
index[298] = 180
index[299] = 325
index [300] = 103
index[301] = 400
index [302] = 62 ；
index [303] = 143
index [304] = 91 ；
index[305] = 284
index [306] = 202 ；
index [307] = 297 ；
index [308] = 178 ；
index [309] = 294 ；
index[310]
index[311] = 120 ；
index[312] = 61 ；
index[313] = 352 ；
index[314] = 172 ；
index[315] = 201 ； 017004925
52 index[316 = 282
index[317 = 392
index [318 = 87
index[319 = 198
index [320 = 177
index[321 = 293
index [322 = 59 ；
index [323 = 281
index [324； = 170
index [325； = 116
index[326; = 197
index[327; = 278
index[328; = 291
inde [329； = 388
index[330; = 79 ；
index[331] = 156
index [332] = 169
index [333] = 336
index [334] = 55 ；
index[335] = 114
index [336] = 166
index [337] = 277
index [338] = 195
index [339] = 386
index [340] = 270
index [341] = 108
index [342] = 154
index [343] = 224
index[344] = 113
index[345] = 165
inde [346] = 275
index[347] = 328
index[348] = 47 ；
inde [349] = 385
index [350] = 269
index[351] = 106
index[352] = 153
index[353] = 150
index[354] = 304 ；
index [355] = 163 ；
inde [356] = 92 ；
index[357] = 208 ；
index[358] = 105 ；
index[359] = 267 ；
index[360] = 324 ；
index [361] = 102 ；
index [362 J = 149 ；
index [363] - 31 ；
index [364] = 142 ；
index [365] = 90 ；
index [366] = 296 ；
index[367] = 322 ；
index [368] = 101 ；
index[369] = 263 ；
index [370] = 147 ；
index[371] = 60 ；
index [372] = 141 ；
inde [373] = 200 ；
index [374] = 89 ；
inde [375] = 86 i KR2017/004925
53 index [376 ] = 176
index [377 = 292
index [378 = 321
index [379 = 99
index [380 = 58
index [381 = 280
inde [382 = 139
index [383 = 196
index [384 = 85
index [385 = 290
index [386 = 78
index [387； = 57
index [388； = 168
index [389； = 54 ；
index [390: = 276
inde [391； = 194
inde [392； = 83 ；
index [393] = 289
index [394] = 135
index [395] = 77 ；
index [396] = 112
index[397] = 164
index [398] = 53 ；
inde [399] = 274
inde [400] = 193
index [401] = 46 ；
index [402] = 384
index [403] = 268
index [404] = 152
index [405] = 75 ；
inde [406] = 162
index [407] = 273
index [408] = 51 ；
inde [409] = 45 ；
index[410] = 104
index[411] = 266
inde [412] = 148
index[413] = 30 ；
index [414] = 71 ；
index[415] = 161
index[416] = 100
index[417] = 265
index[418] = 43 ；
index[419] = 262 ；
index [420] = 146 ；
index [421] = 140 ；
inde [422] = 88 ；
index [423] = 29 ；
inde [424] = 320 ；
index [425] = 98 ；
index [426] = 261 ；
index[427] = 145 ；
index [428] = 138 ；
index[429] = 39 ；
inde [430] = 84 ；
index [431] = 27 ；
inde [432] = 56 ；
index [433] = 97 ；
index [434] = 259 ；
index[435] = 137 ；
Figure imgf000056_0001
o o O o
r
。
Figure imgf000057_0001
index [41 = 229 index [42 = 175 index [43 = 217 index [44 = 188 index [45 = 119 index [46 = 214 inde [47 = 227 index [48 = 159 index [49: = 213 index [50. = 186
= 240 index [52] = 111 index [53: = 206 index [54, = 185 index [55. = 124 index [56] - 211 index [57] = 232 index [58] = 182 inde [59] = 95 ； index [60] = 205 index [61] = 122 inde [62] = 181 index [63] = 228 i nde [ 64 ] = 203 index[65] = 174 index[66] = 121 index[67] = 216 index [68] = 63 ； index [69] = 179 index [70] = 199 index [71] = 118 index [72] = 226 index [73] = 173 index [74] = 158 inde [75] = 117 index [76] = 212 index [77] = 225 index [78] = 171 index [79] = 110 index [80] = 157 index [81] = 115 index [82] = 109 ； index [83] = 167 ； inde [84] 184 ； index[85] = 210 ； index [86] = 155 ； inde [87] = 94 ； index [88] = 204 ； index[89] = 107 ； index [90] = 209 ； inde [91] = 93 ； index [92] = 151 inde [93] = 180 ； inde [94] = 202 ； index [95] = 103 ； inde [96] = 91 ； index [97] 120 ； index [98] = 62 ； index [99] = 201 ； index! 100] = 178
Figure imgf000059_0001
Figure imgf000059_0002
Figure imgf000059_0003
s
Figure imgf000060_0001
s ᄋ
iJndel62x i ■' 29 =
Figure imgf000061_0001
： C6 = [8UX3PU! Οΐ =
Ρ6 = [9I]x9pu!
60ΐ = t5l]X9Pu!
SU =
Figure imgf000061_0002
m =
Πΐ = [ί
6Π =
52ΐ =
£ΖΙ =
LZX =
3Q '8ZI =Zu Joj II
Figure imgf000061_0003
： I = [i,gg] 9pu
： z = [gggjxgpu
Figure imgf000061_0004
： 6 =
： 01 =
： 11 = [ZVZ] aPu
821 =
： ΖΙ = [Q Z]X3PU.
： 81 = [6£2]>rapu!
： = 3 ui
2017/004925
60 index [22 = 116
index [23 = 91
index [24 = 61
index [25 = 114
index [26 = 87
index [27 = 108
index [28 = 59
index [29 = 113
index [30 = 79 ；
index [31 = 106
index [32 = 55 ；
inde [33 = 92 ；
index [34 = 105
index [35 = 47 ；
index [36 = 102
index [37 = 90 ；
index [38 = 101
index [39 = 60
inde [40 = 31
index [41 = 89
index [42 = 99
index [43 - 86
index [44 = 58
index [45 = 112
index (46 = 85
i ndex [ 47 = 78
index [48 = 57
Ϊ nde [ 49 = 54
index [50 = 83
inde [51 = 77
i ndex [ 52 = 53
i ndex [ 53 = 104
i ndex [ 54 = 46 ：
inde [55 = 75 ；
i ndex [ 56 = 51 ；
index [57 = 45 ；
index [58 = 100
index [59 = 71 ；
ί ndex [ 60 = 30 ；
index [61 = 88 ；
index [62 = 43 ；
i ndex [ 63 = 98 ；
index [64 - 29 ；
i ndex [ 65 = 97 ；
inde [66 = 39 ；
index [67 = 84 ；
inde [68 = 27 ；
index [69 = 56 ；
index [70 = 82 ；
index[71 = 76 ；
index [72 = 23 ；
index [73 = 52 ；
i ndex [ 74 = 81 ；
index [75； = 74 ；
index [76 = 15 ；
index [77 = 50 ；
index [78 = 44 ；
index [79 = 73 ；
inde [80 '- 70 ；
index [81： = 49 ； -- [Ol rapu
S = [6]X3PU.
8S = [8]X3PU!
ιε = [l]xapui
09 = [9]X3PU!
IP = [ g ] spu 1
Figure imgf000063_0001
29 = [Z]X3Pu!
19 = [jjxapuj
S9 = [0]X3PU!
aa 9 =su jo; II
： 0 = [ Zl] 3puj
： I = [9ΖΙ]>ο "! 517
： z = [52I]xapui
'■ =
： 8 = f 2l] apu[
Figure imgf000063_0002
： ε = [02I]xapu.[
：
Figure imgf000063_0003
： 9 = [ H]x3pui
： 6 = [gtljxspui S£
Οΐ = [giljxapui
Ζΐ =
Figure imgf000063_0004
U = [gOt]xspui
9S =
S9 = [90i]xapui SZ
L =
Figure imgf000063_0005
OP =
Π =
89 = [IOI]xapui OZ
8f = [OOI rapm
I = [66]X3PU!
Figure imgf000063_0006
= οτ
LZ = [06]xspu;
9Z = [68]X3PU!
8S = [88]X3PU!
Z9 = [Z8]xapui
96 = [98]xapui
= [S8]X3PU!
2Z =
69 = [£8]xspu!
ZV =
19 index [ 11:！ = 53
index[ 12. 1 = 46
index [13: 1 = 51
index [14 J 1 = 45
index[l5] 1 = 30
index [16] ！ = 43
index [17] ]. = 29
index [18] ！ = 56
index [19] = 39
index [20] = 27
index[21] = 52
index[22] = 23
index [23] = 50
index [24] = 15
index [25] = 44
index [26] = 49
index [27] = 42
index [28] = 28
index [29] = 41
index [30] = 38
index[31] = 26
index [32] = 37
index [33] = 25
index [34] = 22
index [35] = 35
index [36] = 21
index [37] = 14
index [38] = 48
index [39] = 19
index [40] = 13
index [41] = 11
index [42] = 40
index [43] = 7 ；
index [44] = 36
index [45] = 24
index[46] = 34
index [47] = 20
index [48] = 33
index [49] = 18
index [50] = 12
index [51] = 17
index [52] = 10
index [53] = 9 ；
index [54] = 6 ；
index [55] = 5 ；
index [56] = 3 ；
index [57] = 32
index [58] = 16
index [59] = 8 ；
index [60] = 4 ；
inde [61] = 2 ；
index [62] = 1 ；
index [63] = 0 ；
8이 도 22는 (512, 400) 코드워드로부터 다음 표 13의 코드워드 비트의 중요도를 고려하여 32 bit, 62 bit를 펑처링하여 얻은 코딩율 (coding rate) 5/6인 (480, 00), 코딩율 (coding rate) 8/9인 (450, 400) 폴라 코드의 성능을 도시한 도면이다 [0281] 폴라 코드를 이용하여 특정 크기의 전송 블록 (Transpor t Bl ock , TB)를 특정 코딩율로 전송하는 경우， 펑처링 또는 반복 두. 가지 방법으로 전송할 수 있는 경우가 존재한다. 예를 들어， CRC를 포함하여 크기가 64인 TB를 코딩율 1/6로 전송할 때, (384， 64)의 폴라 코드 설계가 필요한데, 이는 ( 512， 64) 폴라 코드를 128 bi t 평처링하거나 (256， 64) 폴라 코드를 128 b i t 반복해서 얻을 수 있다. 두 가지 방법의 성능은 도 23에 도시하였다.
[0282] 도 23은 1/6 코딩율을 펑처링과 반복으로 생성한 폴라 코드의 성능을 비교하여 도신 도면이다.
[0283] 도 23에서 도시한 바와 같이, 펑처링에 의해 생성된 폴라 코드의 성능이 더 좋은.성능을 보이는 것을 볼 수 있다. 따라서， 이와 같은 경우에는 반복 대신에 평처링을 사용하여 '폴라 코드를 생성할 수 있다. 또, 다른 방법으로 전송 블톡 크기 (TBS)에 따라 성능 결과가 달라질 수 있기 때문에 펑처링 또는 반복으로 폴라 코드를 생성하도록 설정하고, 이를 송신 측 또는 수신 측으로 펑처링하는지 반복하는지 여부를 시그널링해 수 있다. 또는, 해당 TBS 별로 펑처링 또는 반복으로 생성하도록 미리 정하고 송신 측 또는 수신 측에서 해당 정보를 알고 있올 수 있다.
[0284] 폴라 코딩을 사용하는 경우 HARQ 게인 (ga i n )을 얻기 위해서 i ncrementa l redundancy ( IR)을 구현하는 것이 필요하다. IR은 재전송시 리던던시 버전 ( redundancy vers i on)을 서로 다르게 하여 코딩 게인을 최대로 얻기 위한 전송 방식이다. 데이터 페이로드 크기 N은 재전송 시 바뀌지 않는다고 가정하고, 재전송 시 폴라 코딩의 평처링 및 반복 패턴을 정하여 폴라 코딩 게인을 최대로 하는 것이 필요하다.
[0285] Case 1： 최초 전송을 포함하여 지금까지 해당 데이터 페이로드의 전송이 펑처링에 의해서 이투어진 경우
[0286] 펑처링은 생성 행렬의 가중치 (weight )가 작은 열의 순서로 펑처링 bi t의 수만큼 수행한다. 모든 열에 해당하는 b i t 열을 펑처링한 경우는 같은 평처링 패턴올 다시 시작한다. 같은 가중치를 가지는 열의 경우는 순서를 정한다. 예를 들면, 생성 행렬의 열 인텍스 순이 일 예이다. 수학식 11의 생성 행렬을 가정하는 경우， 열의 가중치의 작은 순서 및 동일 가중치일 경우 열 인덱스를 고려하는 경우 제 8열， 제 4열, 제 6열， 제 7열， 제 2열, 제 3열, 제 5열, 제 1열의 순서로 펑처링을 수행한다. 즉, 첫 번째 전송에서 2 bit가 평처링되어 6 bit 코드워드를 전송하는 경우 8번째 bit와 4번째 bit를 평처링하여 전송하고， 두 번째 전송에서 다시 3 bit를 펑처링하여 전송한다면， 6번째 bit, 7번째 bit, 2번째 bit를 평처링하여 전송한다. 그리고, 다시 세 번째 전송에서 4 bit를 펑처링하여 전송한다면, 3번째 bit, 5번째 bit, 1번째 bit, 다시 8번째 bit를 평처링하여 전송한다. 생성 행렬의 열을 열의 가증치 순으로 퍼뮤테이션 (permutation)하였다면 열 인덱스의 역순으로 평처링을 수행할 수 있다.
[0287] Case 2： 최초 전송을 포함하여 지금까지 해당 페이로드의 전송이 반복에 의해서 이루어진 경우
[0288] 반복은 생성 행렬의 가중치의 큰 열의 순서로 반복 비트의 수만큼 수행한다. 모든 열에 해당하는 비트 열을 반복한 경우는 같은 반복 패턴을 다시 시작한다. 같은 가중치를 가지는 열의 경우는 순서를 정하는데, 생성 행렬의 열 인덱스 순이 일 예이다. 수학식 11의 생성 행렬을 가정하는 경우, 열 가증치의 큰 순서 및 동일 가중치 일 경우 열 인덱스를 고려하는 경우， 제 1열 (column 1), 제 2열 (column 2), 제 3열 (colum 3), 제 5열 (colum 5), 제 4열 (column 4), 제 6열 (column 6), 제 7열 (column 7), 제 8열 (column 8)의 순서로 반복을 수행한다. 즉, 첫 번째 전송에서 2 bit가 반복되어 10 bit 코드워드를 전송하는 경우 1번째 bit와 2번째 bit를 반복하여 전송하고, 두 번째 전송에서 다시 3 bit를 반복하여 전송한다면, 3번째 bit, 5번째 bit, 4번째 bit를 반복하여 전송한다. 그리고, 다시 세 번째 전송에서 4 bit를 반복하여 전송한다면， 6번째 bit, 7번째 bit, 8번째 bit, 다시 1번째 bit를 반복하여 전송한다. 생성 행렬의 열을 열의 가중치 순으로 퍼뮤테이션 하였다면 열 인텍스의 순으로 반복을 수행한다.
[0289] Case 3： 최초 전송을 포함하여 지금까지 해당 페이로드의 전송이 펑처링과 반복 모두에 의해서 이투어진 경우
【029이 이전 전송의 평처링 및 반복 패턴에 따라 상기 case 1과 상기 case 2를 독립적으로 적용하여 전송한다. 즉, 현재 전송이 반복인 경우 이전 전송 중 반복에 해당하는 전송의 패턴올 고려하여 case 2 방식을 적용한다. 마찬가지로, 현재 전송이 펑처링인 경우 이전 전송 중 펑처링에 해당하는 전송의 패턴을 고려하여 case 1 방식을 적용한다. 생성 행렬의 열을 열의 가중치 순으로 퍼뮤테이션 하였다면 열 인덱스의 순으로 반복을 수행하고, 열 인텍스의 역순으로 펑처링을 수행할 수 있다.
[0291] 폴라 코드는 channel polarization 성질을 이용하여 데이터 페이로드를 전송하는 코딩 방식이므로， 데이터 페이로드를 전송할 good bit channel을 선택하여 전송할 필요가 있다. Good bit channel을 선택하는 .방법은 binary erasure channel (BEC)올 가정하고， 수학식 10을 이용하여 good bit channel을 선택할 수 있다. 이 때， good bit channel을 선택할 때， 소거 확률 (erasure probability) 값에 따라 선택되는 good bit channel이 달라지게 된다. 또, 다른 방법인 density evolution 는 AWGN 채널과 같이 binary erasure channel (BEC)이 아닌 채널에서 good bit channel을 선택하는 데 적용할 수 있다. Density evolution 방법은 설정한 동작 신호대 잡음비 (SNR)에 따라 선택되는 good bit channel이 달라지게 된다. 이렇게 선택된 good bit channel에 대한 정보는 송신 측과 수신 측이 공유하고 있어야 해당 페이로드를 정상적으로 복구할 수 있다.
Good bit channel에 대한 정보를 송신 측 /수신 측에서 공유하는 방법은 다음과 같은 방법을 고려할 수 있다.
[0292] 방법 1: 폴라 인코딩 시 적용한 good bit channel에 대한 정보를 송신 측 또는 수신 측으로 전송하는 방법
[0293] 실시예 1: 기지국은 CSI 피드백이나 SRS 등으로 하향링크 /상향링크 채널 품질을 획득하여 최적의 SNR 값에 따른 good bit channel올 설정할 수 있다. Good: bit channel 선택에 대한 정보를 하향링크 제어 정보 (예를 들어, MCS 정보)를 통하여 전송하게 되면 송신기 또는 수신기에서는 선택된 good bit channel에 대한 정보를 획득할 수 있다. 이 경우, good bit channel을 선택하는 방법은 송신 측 /수신 측에서 동일한 방법올 가정하는 것이 바람직하다.
[0294] 방법 2: 폴라 인코딩 시 적용하는 good bit channel에.대한 정보를 미리 정하여 송수신단에서 공유하는 방법
[0295] 실시예 1: 수학식 10을 이용하여 good bit channel을 선택하는데 erasure probability를 특정한 값 (예를 들어, 10 %)으로 고정하여 good bit channel올 획득하는 방법이 있다. 이 때, 실제 전송 채널은 good bit channel을 획득할 때 가정한 binary erasure channel (BEC)이 아니라 AWGN, 페이딩 채널 (fading channel) 등으로 다양할 수 있다. 다양한 코드워드길이 (예를 들어, 마더 코드 (mother code))를 지원하는 경우， 각 코드워드 길이 별로 특정한 erasure probability를 특정한 값으로 고정하여 good bit channel을 획득할 수 있다.
[0296] 실시예 2: Density evolution을 이용하여 good bit channel올 선택하는 데, SNR 또는 SNR을 유추할 수 있는 정보 (예를 들어， MCS, 스펙트럼 효율 (spectral efficiency))을 특정한 값으로 고정하여 good bit channel을 획득하는 방법이 있다. 다양한 길이의 폴라 코드의 코드워드 (예를 들어， 마더 코드)를 지원하는 경우, good bit channel을 해당 코드워드 별로 SNR 또는 SNR을 유추할 수 있는 정보를 특정한 값으로 고정하여 각각 good bit channel을 획득할 수 있다.
[0297] 상기 방법으로 선택된 good bit channel을 통하여 데이터 페이로드를 전송하는 경우， 재전송 시에 동일한 good bit channel을 통하여 데이터 페이로드를 전송하는 것이 바람직할 수 있다. 최초 전송과 동일하지 않은 good bit channel을 통하여 동일한 데이터 페이로드를 전송하는 경우, HARQ 컴바이닝이 가능하게 되지 않아 성능이 열화 될 수 있다.
[0298] 사용자 시나리오에 따라 데이터 전송을 위한 요구 사항이 다를 수 있다. 사용자 入 1나리오는 처리량 향상 (throughput enhancement )를 위한 enhanced mobile broadband (eMBB) 서비스， 보다 향상된 신뢰도 및 latency를 위한 ultra reliable and low latency co圍 unication (URLLC) 서비스， 다수 개의 MTC 단말 지원을 위한 massive MTC (mMTC) 서비스 등으로 구분할 수 있다. 이와 같은 사용자 시나리오 별로 데이터 페이로드의 특징에 따라 오율 요구 사항이 다를 수 있기 때문에， 상기 방법 2에서 erasure probability나 SNR, SNR을 유추할 수 있는 값의 설정을 다르게 할 수 있다. 예를 들어， eMBB 시나리오와 URLLC/mMTC 시나리오에서 지원하는 폴라 코드의 good bit' channel은 동일한 길이의 코드워드에 대해서 동일한 코딩율일 때 , 서로 다르게 설정할 수 있다. 즉， 기지국은 동일한 길이의 코드워드에 대해서 동일한 코딩율일 때의 시나리오 별로 해당하는 good bit channel에 정보는 폴라 인코딩을 수행하는 단말의 송수신단으로 시그널링 (예를 들어, SIB(System Information Block), RRC( Radio Resource Control) 시그널링, LI 시그널링 등) 될 수 있다. 또한, 사용자 시나리오와 관계 없이 동일한 길이의 코드워드에 대해서 동일한 코딩율일 때 , 복수의 good bit channel , 즉 서로 다르게 설정된 good bit channel을 고려할 수도 있다.
[0299] 폴라 코딩 방식의 지원 여부를 단말의 capability로 설정하여 단말의 초기 접속 (initial access) 단계에서 폴라 코딩 지원 여부를 단말은 기지국에 알릴 수 있다. 이는 특정 사용자 시나리오만 지원하여 단말의 복잡도를 낮추게 하기 위함이다.
【030이 폴라 디코딩은 수학식 8 및 수학식 9에 의해서 수행할 수 있는데, successive cancel lat ion은 오율 (error propagat ion)이 발생하여 성능 열화가 발생할 수 있다. 따라서, good bit channel에 할당된 데이터 페이로드 중 가장 좋은 bit channel에 할당된 데이터 페이로드 순서로 디코딩을 수행하게 되면， 오율의 영향을 최소화할 수 있다. 예를 들면, 수학식 8 및 수학식 9의 비트 인덱스 i 값을 1이 아닌 가장 좋은 bit channel에 할당된 데이터 페이로드의 인텍스로 설정하여 디코딩을 수행할 수 있다.
[0301] 이상에서 기술한 폴라 코딩 방식을 무선통신 시스템에 적용하면 통신 성능을 현저히 향상시킬 수 있다.
10302] 이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고， 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다 .
[0303] 본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서， 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
【산업상 이용가능성】
[0304] 폴라 코딩 (polar coding)을 이용한 데이터 전송 방법 및 이를 위한 장치는 3GPP LTE/LTE-A, 5G 시스템 둥과 같은 무선통신 시스템에서 산업상으로 이용이 가능하다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1]
폴라 코딩 (pol ar codi ng)을 이용한 데이터 전송 방법에 있어서,
폴라 인코딩에 적용할 특정 코드워드 길이에 대응하는 제 1 good bi t 채널을 선택하는 단계; 및
상기 선택된 제 1 good bi t 채널을 통하여 데이터 페이로드를 전송하는 단계를 포함하는, 데이터 전송 방법.
【청구항 2】
제 1항에 있어서,
상기 제 1 good bi t 채널을 선택하는 단계는 사전에 정해진 소거 확률 (erasure probabi l i ty)에 기초하여 선택하는, 데이터 전송 방법.
【청구항 3】
제 1항에 있어서,
상기 제 1 good bi t 채널을 선택하는 단계는 신호대 잡음비 또는 상기 신호대 잡음비와 관련된 정보에 기초하여 선택하는， 데이터 전송 방법.
【청구항 4】
제 1항에 있어서，
상기 특정 코드워드 길이에 대해 제 2 good bi t 채널을 선택하는 단계를 더 포함하되 ,
상기 제 1 good bi t 채널과 상기 제 2 good bi t 채널은 서로 다른， 데이터 전송 방법 .
【청구항 5】
제 1항에 있어서,
상기 코드워드의 길이는 마더 코드 (mother code)의 길이를 포함하는, 데이터 전송 방법 .
【청구항 6】
제 1항에 있어서，
상기 신호대 잡음비와 관련된 정보는 변조 및 코딩 방식 (MCS) 정보 또는 스펙트럼 효율 정보를 포함하는, 데이터 전송 방법.
【청구항 7】 제 1항에 있어서，
상기 제 1 good bit 채널과 상기 제 2 good bit 채널은 서로 다른 서비스를 제공하기 위해 사용되는, 데이터 전송 방법.
【청구항 8】
제 1항에 있어서,
상기 선택된 제 1 good bit 채널에 대한 정보에 기초하여 상기 데이터 페이로드에서 정보 비트가 할당되지 않는 입력 비트 위치에 해당하는 상기 특정 코드워드의 비트는 펑처링되는， 데이터 전송 방법.
【청구항 9】
제 1항에 있어서，
상기 제 1 good bit 채널과 동일한 good bit 채널을 통해 상기 데이터 페이로드를 재전송하는 단계를 더 포함하는, 데이터 전송 방법.
【청구항 10】
플라 코딩 (polar coding)을 이용한 데이터 전송을 위한 장치에 있어서, 폴라 인코딩에 적용할 특정 코드워드 길이에 대응하는 제 1 good bit 채널을 선택하는 프로세서 ; 및
상기 선택된 제 1 good bit 채널을 통하여 데이터 페이로드를 송신기를 포함하는, 장치.
【청구항 11]
제 10항에 있어서,
상기 제 1 good bit 채널은 상기 특정 코드워드 길이에 대해 특정 코딩율 (coding rate)일 경우 선택된 채널이고,
상기 프로세서는 상기 특정 코드워드 길이에 대해 상기 특정 코딩율에 기초하여 제 2 good bit 채널을 선택하도록 구성되고,
상기 제 1 good bit 채널과 상기 제 2 good bit 채널은 서로 다른, 장치 .
【청구항 12】
제 10항에 있어서,
상기 프로세서는 상기 제 1 good bit 채널을 사전에 정해진 소거 확률 (erasure probabi lity)에 기초하여 선택하는, 장치.
【청구항 13】 제 10항에 있어서,
상기 프로세서는 상기 제 1 good bit 채널을 신호대 잡음비 또는 상기 신호대 잡음비와 관련된 정보에 기초하여 선택하는， 장치.
【청구항 14]
제 10항에 있어서，
상기 송신기는 상기 제 1 good bit 채널과 동일한 good bit 채널을 통해 상기 데이터 페이로드를 재전송하는, 장치.
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