WO2011129222A1

WO2011129222A1 - 電力変換装置

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Publication number: WO2011129222A1
Application number: PCT/JP2011/058566
Authority: WO
Inventors: 井上　重徳; 加藤　修治
Original assignee: 株式会社日立製作所
Priority date: 2010-04-12
Filing date: 2011-04-05
Publication date: 2011-10-20
Also published as: EP2560275A1; JP5452330B2; JP2011223761A; CN102835016B; CN102835016A; EP2560275A4

Abstract

　１つまたは複数の単位セルの直列体からなるクラスタ３つで構成された三相電力変換装置に関し、従来の三相電力変換装置において前記単位セルの直流コンデンサ電圧の耐圧を高く設計する必要があり、直流コンデンサの大形化につながっていたことを解決する。　１つまたは複数の単位セルの直列体であるクラスタとリアクトルとの直列体をスター結線して構成したスター結線カスケード・マルチレベル変換器（ＣＭＣ）を電力系統に連系した電力変換装置において、前記電力系統に瞬時電圧低下が発生した場合に、前記クラスタが出力する零相電圧を、該瞬時電圧低下発生の半周期後から、該瞬時電圧低下終了まで、大略一定とする。

Description

電力変換装置

　本発明は電力変換装置に関し、特に１つまたは複数の単位セルの直列体からなるクラスタ３つで構成された三相電力変換装置に関する。

　カスケード・マルチレベル変換器（以下、ＣＭＣと称す）は、Insulated Gate Bipolar Transistor（以下、ＩＧＢＴと称す）などのオン・オフ制御可能なスイッチング素子を使用し、前記スイッチング素子の耐圧以上の電圧を出力できる回路方式である。非特許文献１によれば、ＣＭＣは複数の単位セルの直列体であるクラスタとリアクトルとの直列体３つをスター結線して構成される。

　非特許文献１によれば、各単位セルは単相フルブリッジ回路であり、複数のスイッチング素子と直流コンデンサとを備えている。単位セルはスイッチング素子のオン・オフを制御することによって、直流コンデンサの両端電圧（以下、直流電圧と称す），直流電圧の逆極性の電圧、または零電圧を出力する。

　各クラスタは１つまたは複数の単位セルの直列体であるため、各クラスタの出力電圧（以下、クラスタ電圧と称す）は、該クラスタに含まれる１つまたは複数の単位セルの出力電圧の和となる。各クラスタが複数の単位セルを含む場合、該クラスタ内の各単位セルのスイッチング・タイミングを適切にシフトすることによって、クラスタ電圧をマルチレベル波形とすることができる。したがって、各クラスタに含まれる単位セルの個数を増加することによって、クラスタ電圧の高調波成分を低減できる。

　非特許文献１は、ＣＭＣを電力系統と連系し、ＣＭＣによる自励式無効電力補償装置（以下、ＣＭＣ－ＳＴＡＴＣＯＭと称す）の実験結果を示している。また、非特許文献１は、電力系統に瞬時電圧低下（以下、瞬低と称す）が発生した場合にもＣＭＣ－ＳＴＡＴＣＯＭの運転継続が可能であることを開示している。

吉井・井上・赤木：「トランスレス・カスケードＰＷＭ　ＳＴＡＴＣＯＭの直流電圧制御法の検討」，電気学会半導体電力変換・産業電力電機応用研究会資料，ＳＰＣ－０７－１１５／ＩＥＡ－０７－３８，ｐｐ．３２－３６。

　非特許文献１は、ＣＭＣに含まれる複数の単位セルの直流電圧をバランスする直流電圧バランス制御（以下、バランス制御と称す）を開示している。

　前記バランス制御は、クラスタバランス制御と段間バランス制御に分けられる。

　クラスタバランス制御とは、各クラスタに含まれる単位セルの直流電圧の平均値（以下、クラスタ平均直流電圧と称す）を、すべての単位セルの直流電圧の平均値（以下、全平均直流電圧と称す）に一致させる制御である。

　クラスタバランス制御は、全平均直流電圧とクラスタ平均直流電圧との差から演算した零相電圧指令値を、各クラスタのクラスタ電圧指令値に重畳することで、各クラスタに流入する有効電力を調節する。これによって、全平均直流電圧とクラスタ平均直流電圧の差が零となるようにフィードバック制御している。

　段間バランス制御は、１クラスタ内の複数の単位セルの直流電圧をバランスさせる。

　非特許文献１によれば、電力系統に瞬低が発生した場合にもＣＭＣ－ＳＴＡＴＣＯＭの運転継続が可能である。しかし、前記のバランス制御が行われていても、瞬低時にはクラスタ平均直流電圧にアンバランスが発生する。すなわち、直流電圧が定格値から上昇、または低下する。

　したがって、非特許文献１によるＣＭＣでは、瞬低時における直流電圧上昇に備えて直流コンデンサの耐圧を高く設計する必要があり、直流コンデンサの大形化につながっていた。

　まず、非特許文献１に記載されたＣＭＣ－ＳＴＡＴＣＯＭにおいて、瞬低時にクラスタ平均直流電圧アンバランスが発生する原因について説明する。その後に、クラスタ平均直流電圧アンバランスの発生を防止する解決策を説明する。

　瞬低時における電力系統の電圧（以下、系統電圧と称する）は逆相成分を含有している。瞬低中、各クラスタは、系統電圧に含まれる逆相成分とほぼ等しい逆相電圧を出力し、逆相電流が流れることを防止する。

　各クラスタが出力する逆相電圧と各クラスタに流れている正相無効電流とが不平衡電力を形成するため、各クラスタの流入有効電力にアンバランスが生じ、結果としてクラスタ平均直流電圧にアンバランスが生じる。

　非特許文献１のクラスタバランス制御は、クラスタ平均直流電圧のアンバランスを検出した後に、クラスタ平均直流電圧をバランスさせるような零相電圧指令値を演算するが、各単位セルの直流電圧検出にはローパスフィルタ（ＬＰＦ）を介しているため、バランス制御の応答速度は前記ＬＰＦで大略決定してしまう。したがって、瞬低などの数１０ｍｓ～数１００ｍｓの現象に追従できない。このため、直流電圧の上昇や低下を防止することは不可能である。

　なお、前記ＬＰＦは、単位セルが単相変換器であるＣＭＣにおいては、電力系統の２倍周波数で直流電圧が変動するため、この変動を除去して直流電圧を検出・制御する上で必須である。

　上記課題を解決するために、本発明は以下の解決策を提供する。

　本発明は、１つまたは複数の単位セルの直列体であるクラスタとリアクトルとの直列体をスター結線して構成したスター結線カスケード・マルチレベル変換器（ＣＭＣ）を電力系統に連系した電力変換装置において、前記クラスタとリアクトルとの直列体３つがスター結線された点の電位が、前記電力系統の逆相電圧の振幅と同振幅で変動するように制御されたことを特徴とする電力変換装置を提供するものである。

　本発明は、１つまたは複数の単位セルの直列体であるクラスタとリアクトルとの直列体をスター結線して構成したスター結線カスケード・マルチレベル変換器（ＣＭＣ）を電力系統に連系した電力変換装置において、前記電力系統に瞬時電圧低下が発生した場合に、スター結線された点の電位の変動振幅を、該瞬時電圧低下発生の半周期後から、該瞬時電圧低下終了まで、大略一定とすることを特徴とする電力変換装置を提供するものである。

　また、本発明は、１つまたは複数の単位セルの直列体であるクラスタとリアクトルとの直列体をスター結線して構成したスター結線カスケード・マルチレベル変換器（ＣＭＣ）を電力系統に連系した電力変換装置において、前記電力系統電圧の逆相成分の実効値と位相角をそれぞれＶ２，φ２、前記リアクトルに流れる電流の正相成分の位相角をδ１とした場合、大略、次式で表わされる実効値Ｖ０と位相角φ０を有する零相電圧を、各クラスタの出力電圧指令値に加算することを特徴とする電力変換装置を提供するものである。
〔数１〕
　　Ｖ０＝Ｖ２
〔数２〕
　　φ０＝２×δ１－φ２±π
　また、本発明は、前記電力系統の電圧に含有される逆相成分の実効値Ｖ２と位相角φ２の検出と、前記リアクトルの正相電流の位相角δ１の検出に、系統周波数の半周期またはその整数倍を時間窓とする移動平均演算を用いることを特徴とする電力変換装置を提供するものである。

　また、本発明は、１つまたは複数の単位セルの直列体であるクラスタとリアクトルとの直列体をスター結線して構成したスター結線カスケード・マルチレベル変換器（ＣＭＣ）を電力系統に連系した電力変換装置において、前記電力変換装置が逆相電流を出力している状態で前記電力系統に瞬時電圧低下が発生した場合に、前記クラスタが出力する零相電圧を、該瞬時電圧低下発生の半周期後から、該瞬時電圧低下終了まで、大略一定とすることを特徴とする電力変換装置を提供するものである。

　また、本発明は、１つまたは複数の単位セルの直列体であるクラスタとリアクトルとの直列体をスター結線して構成したスター結線カスケード・マルチレベル変換器（ＣＭＣ）を電力系統に連系した電力変換装置において、前記電力系統電圧の正相成分の実効値と位相角をそれぞれＶ１，φ１、同逆相成分の実効値と位相角をそれぞれＶ２，φ２、前記リアクトルに流れる電流の正相成分の実効値と位相角をそれぞれＩ１，δ１、同逆相成分の実効値と位相角をそれぞれＩ２、δ２とした場合、大略、次式で表わされる実効値Ｖ０と位相角φ０を有する零相電圧を、各クラスタの出力電圧指令値に加算することを特徴とする電力変換装置を提供するものである。
〔数３〕
　Ｖ０＝－（Ｖ１×Ｉ２×cos（φ１－δ２）＋Ｖ２×Ｉ１×cos（φ２－δ
　　　　１））／（Ｉ１×cos（φ０－δ１）＋Ｉ２×cos（φ０－δ２））
〔数４〕
　φ０＝tan^-1（（Ｖ１×Ｉ２×（Ｉ１×sin（φ１＋δ１－δ２）＋Ｉ２×
　　　　sin（φ１－２×δ２））－Ｖ２×Ｉ１×（Ｉ２×sin（φ２－δ２
　　　　＋δ１）＋Ｉ１×sin（φ２－２×δ１）））／（Ｖ１×Ｉ２×
　　　　（Ｉ１×cos（φ１＋δ１－δ２）－Ｉ２×cos（φ１－２×δ２
　　　　））－Ｖ２×Ｉ１×（Ｉ２×cos（φ２－δ２＋δ１）－Ｉ１×cos
　　　　（φ２－２×δ１））））
　また、本発明は、前記電力系統電圧の正相成分の実効値と位相角をそれぞれＶ１，φ１、同逆相成分の実効値と位相角をそれぞれＶ２，φ２、前記リアクトルに流れる電流の正相成分の実効値と位相角をそれぞれＩ１，δ１、同逆相成分の実効値と位相角をそれぞれＩ２，δ２の検出に、系統周波数の半周期またはその整数倍を時間窓とする移動平均演算を用いることを特徴とする電力変換装置を提供するものである。

　本発明によれば、瞬低のように電力系統の電圧に逆相成分が含有されている場合にも、ＣＭＣ－ＳＴＡＴＣＯＭを構成する各クラスタへの流入有効電力を大略零とすることが可能である。これにより、各クラスタに含まれる各単位セルの直流電圧のアンバランスを抑制し、直流電圧の上昇を防止できる。したがって、直流電圧の耐圧を低く設計することが可能となり、直流コンデンサの小形化が可能となる。

　また、本発明によれば、前記リアクトルに正相電流と逆相電流とが流れている場合においても、瞬低発生の半周期後から瞬低終了まで、ＣＭＣ－ＳＴＡＴＣＯＭを構成する各クラスタへの流入無効電力を大略零とすることが可能である。これにより、各クラスタに含まれる各単位セルの直流電圧のアンバランスを抑制し、直流電圧の上昇を防止できる。したがって、直流電圧の耐圧を低く設計することが可能となり、直流コンデンサの小形化が可能となる。

スター結線ＣＭＣ－ＳＴＡＴＣＯＭ主回路図。フルブリッジ形単位セル。制御ブロック図。フィードフォワード演算器。従来技術による波形例。本発明による波形例。逆相電流対応形フィードフォワード演算器。逆相電流出力形制御ブロック。逆相電流出力形フィードフォワード演算器。フィードフォワード演算器クラスタバランス制御部。

　以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。

　本発明の第１の実施例について説明する。

　実施例１では、従来技術によるＣＭＣ－ＳＴＡＴＣＯＭに比較して、各単位セルの直流コンデンサの小形化を実現している。

　以下、図１を用いて実施例１の全体構成を説明する。

　電力系統１０１に接続する電力変換装置１０２は、３つのリアクトル１０３，ｕ相クラスタ１０４，ｖ相クラスタ１０５，ｗ相クラスタ１０６で構成されている。本明細書では、ｕ，ｖ，ｗ相クラスタ１０４～１０６を区別せず、単にクラスタと称する場合もある。

　各クラスタ１０４～１０６のそれぞれには、リアクトル１０３が直列接続されている。各クラスタ１０４～１０６とリアクトル１０３との直列体の一端は電力系統１０１に、他端はＭ点でスター結線されている。

　各クラスタ１０４～１０６のそれぞれは、１つまたは複数の単位セル１０７の直列体である。図１では各セルにＮ個の単位セル接続されている。各クラスタ１０４～１０６において、リアクトル１０３に近い側から、第１セル，第２セルと番号を付して呼称し、Ｍ点に接続されているセルは第Ｎセルである。単位セル１０７の内部構成については後述する。

　以下、各電圧・電流を定義する。

　電力系統１０１の相電圧をＶＳｕ，ＶＳｖ，ＶＳｗとする。なお、Ｏ点はＶＳｕ＋ＶＳｖ＋Ｖｓｗ＝０となる仮想中性点である。

　リアクトル１０３に流れる電流をＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗとする。

　各クラスタ１０４～１０６の出力電圧（クラスタ電圧）を、それぞれＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗとする。

　さらに、各クラスタ１０４～１０６に含まれる単位セルの直流電圧をＶＣｉｊとする。ただし、ｉ＝ｕ，ｖ，ｗであり、各クラスタに含まれる単位セル１０７の個数をＮとすれば、ｊ＝１，２，…，Ｎである。

　以下、図２を用いて単位セル１０７の内部構成について説明する。なお、図２はｉ相第ｊセルを図示している（ｉ＝ｕ，ｖ，ｗ、ｊ＝１，２，…，Ｎ）。

　単位セル１０７は、ｘ相上側素子２０１，ｘ相下側素子２０２，ｙ相上側素子２０３，ｙ相下側素子２０４，直流コンデンサ２０５からなる単相フルブリッジ回路であり、各素子２０１～２０４のスイッチングを制御することによって、ｙ点を基準としたｘ点の電圧Ｖｉｊとして、Ｖｉｊ＝０，Ｖｉｊ＝ＶＣｉｊ、またはＶｉｊ＝－ＶＣｉｊを出力する。

　なお、図２では、各素子２０１～２０４をＩＧＢＴの記号で図示しているが、Gate Turn-Off Thyristor（ＧＴＯ），Gate-Commutated Turn-Off Thyristor（ＧＣＴ），Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor（ＭＯＳＦＥＴ）など、オン・オフ制御可能なスイッチング素子であればＩＧＢＴに代えて使用可能である。

　図１の各クラスタ１０４～１０６はＮ個の単位セル１０７の直列体である。したがって、各クラスタ電圧Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗはそれぞれＮ個の単位セル１０７の出力電圧Ｖｉｊの和であり、Ｖｕ＝Ｖｕ１＋Ｖｕ２＋…＋ＶｕＮ、Ｖｖ＝Ｖｖ１＋Ｖｖ２＋…＋ＶｖＮ、Ｖｗ＝Ｖｗ１＋Ｖｗ２＋…＋ＶｗＮと書くことができる。

　したがって、各単位セルをPulse-Width Modulation（ＰＷＭ）制御することで、各クラスタ電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを制御できる。

　特に断りがない限り、本明細書はクラスタ電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ、リアクトル１０３に流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに含まれる基本波成分に着目して発明の原理と効果について説明を行う。

　以下、図３を用いて、本発明による電力変換装置の制御法と本発明の原理について説明する。なお、図３は図１には図示されていない制御装置内の演算を表わしたブロック図である。

　本発明の特徴は、前記制御装置がフィードフォワード演算器３０９を備えており、フィードフォワード演算器３０９によって演算された零相フィードフォワード項Ｖ０ＦＦ^*をクラスタ電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に重畳する点である。非特許文献１に代表される従来技術は、フィードフォワード演算器３０９に相当する演算器を備えていない。このため、従来技術はクラスタバランス制御器３０８による零相フィードバック項Ｖ０ＦＢ^*のみをクラスタ電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に重畳する制御演算を行っている。

　まず、非特許文献１と共通する演算について説明する。

　制御装置は、電力系統１０１の相電圧ＶＳｕ，ＶＳｖ，ＶＳｗを検出し、これらを正相ｄｑ変換することで、正相ｄ軸電圧Ｖｄと正相ｑ軸電圧Ｖｑとを得る。また、制御装置は、リアクトルに流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出し、これらを正相ｄｑ変換することで、正相ｄ軸電流Ｉｄと正相ｑ軸電流Ｉｑとを得る。得られたＶｄ，Ｖｑ，Ｉｄ，Ｉｑを電流制御器３０６に与えられる。

　電流制御器３０６は、電流Ｉｄ，Ｉｑがそれぞれの指令値Ｉｄ^*，Ｉｑ^*と一致するように、電流制御器からの各クラスタ電圧指令値Ｖｕｃｃ^*，Ｖｖｃｃ^*、Ｖｗｃｃ^*を演算する。正相ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*は、全平均直流電圧制御部３０３より与えられる。また、正相ｑ軸電流指令値は、図示されていない上位制御系などより与えられる。

　制御装置は、各単位セル１０７の直流電圧ＶＣｕｊ，ＶＣｖｊ，ＶＣｗｊを検出し、これらをＬＰＦ３０１に通してＶＣｕｆｊ，ＶＣｆｖｊ，ＶＣｗｆｊを得る（ｊ＝１，２，…，Ｎ）。

　平均値演算器３０２は、各クラスタ内の直流電圧の平均値（クラスタ平均直流電圧）ＶＣｕ，ＶＣｖ，ＶＣｗを次式のように演算する。
〔数５〕
　　ＶＣｕ＝（ＶＣｕｆ１＋ＶＣｕｆ２＋…＋ＶＣｕｆＮ）／Ｎ
　　ＶＣｖ＝（ＶＣｖｆ１＋ＶＣｖｆ２＋…＋ＶＣｖｆＮ）／Ｎ
　　ＶＣｗ＝（ＶＣｗｆ１＋ＶＣｗｆ２＋…＋ＶＣｗｆＮ）／Ｎ
　全平均直流電圧制御部３０３は、ＶＣｕ，ＶＣｖ，ＶＣｗの平均値（全平均直流電圧）ＶＣ＝（ＶＣｕ＋ＶＣｖ＋ＶＣｗ）／３を演算し、指令値ＶＣ^*とＶＣの誤差に全平均直流電圧制御ゲイン３０４を乗じて正相ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*を演算し、これを電流制御器３０６に与える。

　クラスタバランス制御器３０８は、クラスタ平均直流電圧ＶＣｕ，ＶＣｖ，ＶＣｗと全平均直流電圧ＶＣとから、クラスタバランス制御に使用する零相フィードバック項Ｖ０ＦＢ^*を演算し、これをＶｕｃｃ^*，Ｖｖｃｃ^*，Ｖｗｃｃ^*に加算し、クラスタ電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を得る。

　電圧指令値分配器３０７は、クラスタ電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*をそれぞれ単位セルの数Ｎで除算し、出力電圧指令Ｖｉｊ^*（ｉ＝ｕ，ｖ，ｗ、ｊ＝１，２，…，Ｎ）を各単位セル１０７に分配する。

　次に、本発明の特徴であるフィードフォワード演算器３０９について説明する。

　フィードフォワード演算器３０９は、電力系統の相電圧ＶＳｕ，ＶＳｖ，ＶＳｗ、リアクトル１０３に流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとから、零相フィードフォワード項Ｖ０ＦＦ^*を演算し、これをＶｕｃｃ^*，Ｖｖｃｃ^*，Ｖｗｃｃ^*に加算する。

　以下、図４を用いて、フィードフォワード演算器３０９の内部構成について説明する。

　フィードフォワード演算器３０９は、正相ｄｑ変換ブロック３０５を用いてリアクトル１０３に流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを正相ｄｑ変換し、さらに移動平均演算器４０２を介して系統半周期を時間窓とする移動平均を演算し、正相ｄ軸電流＜Ｉｄ＞，正相ｑ軸電流＜Ｉｑ＞を得る。さらに、直交座標・極座標変換ブロック４０３を介して、ベクトル［＜Ｉｄ＞，＜Ｉｑ＞］の大きさと偏角から、正相電流実効値Ｉ１，正相電流位相角δ１を得る。

　また、フィードフォワード演算器３０９は、逆相ｄｑ変換ブロック４０１を用いて電力系統１０１の相電圧ＶＳｕ，ＶＳｖ，ＶＳｗを逆相ｄｑ変換し、さらに移動平均演算器４０２を介して系統半周期を時間窓とする移動平均を演算し、逆相ｄ軸電圧＜Ｖｄ２＞，逆相ｑ軸電流＜Ｖｑ２＞を得る。さらに、直交座標・極座標変換ブロック４０３を介して、ベクトル［＜Ｖｄ２＞，＜Ｖｑ２＞］の大きさと偏角から、逆相電圧実効値Ｖ２，逆相電圧位相角φ２を得る。

　発明者らは、各クラスタ１０４～１０６の流入有効電力を零とするためには、以上で得られたＩ１，δ１，Ｖ２，φ２より、次式で表わされる実効値Ｖ０と位相角φ０を持つ零相フィードフォワード項Ｖ０ＦＦ^*をクラスタ電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に重畳させればよいことを見出した。本発明のメカニズムについては後述する。
〔数６〕
　　Ｖ０＝－Ｖ２
〔数７〕
　　φ０＝２×δ１－φ２
　正弦波発生器４０４は、実効値Ｖ０，位相角φ０を有する正弦波信号として零相フィードフォワード項Ｖ０ＦＦ^*を発生させる。得られたＶ０ＦＦ^*は、クラスタ電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に重畳される。

　各クラスタを以上のように制御することで、図１のＭ点の電位が、電力系統１０１に含有されている逆相成分の振幅と大略同振幅で変動する。

　以下、本発明によって得られる効果について、図５，図６を用いて説明する。

　図５は、従来技術を用いた場合における各部の概略波形であり、上段から、電力系統１０１の相電圧ＶＳｕ，ＶＳｖ，ＶＳｗの概略波形、リアクトル１０３に流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの概略波形、直流電圧ＶＣｕｊ，ＶＣｖｊ，ＶＣｗｊの概略波形、ＬＰＦ３０１を介して観測した直流電圧ＶＣｕｆｊ，ＶＣｖｆｊ，ＶＣｗｆｊの概略波形、零相フィードバック項Ｖ０ＦＢ^*の概略波形である（ｊ＝１，２，…，Ｎ）。

　なお、図５の横軸は時間または位相角であり、縦軸は電圧や電流の振幅を任意単位（arbitrary unit：a.u.）で表わしている。

　従来技術は、図３におけるフィードフォワード演算器３０９を備えていない。

　図５では、ｕ相に５０％の瞬低が発生した場合を描いている。瞬低中、ＶＳｕ，ＶＳｖ，ＶＳｗは正相成分と逆相成分を含有する。

　各クラスタ１０４～１０６は、逆相電流が流れることを防止するために、ＶＳｕ，ＶＳｖ，ＶＳｗの逆相成分と概略同振幅、同位相角の逆相電圧を出力する。換言すれば、クラスタ電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは逆相成分を含有する。

　Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに含まれる逆相成分と、正相成分のみを含むＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗが不平衡電力を形成するため、各クラスタの流入出有効電力がアンバランスとなる。このため、図５に示したように、直流電圧ＶＣｕｊ，ＶＣｖｊ，ＶＣｗｊにアンバランスが発生する。

　クラスタバランス制御器３０８は、ＬＰＦ３０１を介した直流電圧であるＶＣｕｆｊ，ＶＣｖｆｊ，ＶＣｗｆｊをバランスさせるような零相フィードバック項Ｖ０ＦＢ^*を演算する。したがって、ＶＣｕｆｊ，ＶＣｖｆｊ，ＶＣｗｆｊのアンバランスが拡大するに従って、Ｖ０ＦＢ^*の振幅も増大する。

　ＶＣｕｊ，ＶＣｖｊ，ＶＣｗｊのアンバランスがある大きさに達してはじめて、Ｖ０ＦＢ^*の振幅は一定に収束し、この時点で各クラスタに流入する有効電力が零となる。

　図３では、ＬＰＦ３０１を介して直流電圧ＶＣｕｊ，ＶＣｖｊ，ＶＣｗｊを検出しているため、クラスタバランス制御部の応答性はＬＰＦ３０１でほぼ決定してしまう。さらに、各単位セル１０７が単相フルブリッジであり、直流電圧に発生する系統周波数の２倍周波数の変動を除いて制御演算を行うため、ＬＰＦ３０１は必須である。したがって、従来技術では、ＶＣｕｊ，ＶＣｖｊ，ＶＣｗｊにアンバランスが発生することは不可避であった。

　図６は、本発明よる制御を行った場合の各部の概略波形であり、上から、電力系統１０１の相電圧ＶＳｕ，ＶＳｖ，ＶＳｗの概略波形、リアクトル１０３に流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの概略波形、直流電圧ＶＣｕｊ，ＶＣｖｊ，ＶＣｗｊの概略波形、ＬＰＦ３０１を介して観測した直流電圧ＶＣｕｆｊ，ＶＣｖｆｊ，ＶＣｗｆｊの概略波形、零相フィードバック項Ｖ０ＦＢ^*と零相フィードフォワード項Ｖ０ＦＦ^*の和（Ｖ０ＦＢ^*＋Ｖ０ＦＦ^*）の概略波形である。

　なお、図６の横軸は時間または位相角であり、縦軸は電圧や電流の振幅を任意単位（arbitrary unit：a.u.）で表わしている。

　従来技術（図５）とは異なり、瞬低が発生したほぼ直後に、図６最下段に示したＶ０ＦＢ^*＋Ｖ０ＦＦ^*の振幅が大略一定となっている。これに伴い、図６の上から３段目に示した直流電圧Ｖｃｕ，Ｖｃｖ，Ｖｃｗも瞬低発生前後でほとんど変化していないことが分かる。

　本実施例のメカニズムについて以下で説明する。

　クラスタ電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に、図３のフィードフォワード演算器３０９で得られる零相フィードフォワード項Ｖ０ＦＦ^*を重畳させることによって、ＶｕとＩｕの位相差、ＶｖとＩｖの位相差、ＶｗとＩｗの位相差が、瞬低発生のほぼ直後からすべて大略９０°となる。すなわち、各クラスタに流入出する有効電力が零となる。

　このため、各クラスタの流入出有効電力が零となり、直流電圧アンバランスの発生を抑制できる。

　なお、以上の説明では瞬低発生直後から系統電圧の逆相成分が既知である場合について説明している。しかし、系統電圧の逆相成分の検出に、例えば系統の半周期の期間が必要である場合、瞬低発生の半周期後から、瞬低終了時まで、Ｖ０ＦＦ^*は大略一定となる。

　本発明において、零相フィードバック項Ｖ０ＦＢ^*は、使用部品の特性バラツキなどに起因する直流電圧アンバランス発生を抑制する役割を担う。

　本実施例の電力変換装置１０２では、各クラスタ１０４～１０６はリアクトル１０３を介して電力系統１０１に接続している。

　本発明は、各クラスタ１０４～１０６がリアクトル１０３に代えて変圧器を介して電力系統１０１に接続する場合にも適用可能である。

　また、本発明は、各クラスタ１０４～１０６がリアクトル１０３と変圧器とを介して電力系統１０１に接続する場合にも適用可能である。

　本発明の第２の実施例について説明する。

　実施例２では、実施例１と同様に、従来技術によるＣＭＣ－ＳＴＡＴＣＯＭに比較して、各単位セルの直流コンデンサの小形化を実現している。

　また、実施例２では、リアクトル１０３を流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに逆相成分が含まれている状態において電力系統１０１に瞬低が発生した場合にも、直流電圧のアンバランスを防止できる。

　実施例２は、実施例１のフィードフォワード演算器３０９を、図７に示した逆相電流対応形フィードフォワード演算器７０１に置き換えたものである。以下では実施例１と実施例２の相違点である逆相電流対応形フィードフォワード演算器７０１について、図７を用いて説明する。

　逆相電流対応形フィードフォワード演算器７０１は、電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを正相ｄｑ変換ブロック３０５，移動平均演算器４０２を介して正相ｄ軸電流＜Ｉｄ１＞，正相ｑ軸電流＜Ｉｑ１＞を得る。さらに、直交座標・極座標変換ブロック４０３を介して、ベクトル［＜Ｉｄ１＞，＜Ｉｑ１＞］の大きさと偏角から、正相電流実効値Ｉ１，正相電流位相角δ１を得る。

　逆相電流対応形フィードフォワード演算器７０１は、電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを逆相ｄｑ変換ブロック４０１，移動平均演算器４０２を介して逆相ｄ軸電流＜Ｉｄ２＞，逆相ｑ軸電流＜Ｉｑ２＞を得る。さらに、直交座標・極座標変換ブロック４０３を介して、ベクトル［＜Ｉｄ２＞，＜Ｉｑ２＞］の大きさと偏角から、逆相電流実効値Ｉ２，逆相電流位相角δ２を得る。

　逆相電流対応形フィードフォワード演算器７０１は、電圧ＶＳｕ，ＶＳｖ，ＶＳｗを正相ｄｑ変換ブロック３０５、移動平均演算器４０２を介して正相ｄ軸電圧＜Ｖｄ１＞，正相ｑ軸電圧＜Ｖｑ１＞を得る。さらに、直交座標・極座標変換ブロック４０３を介して、ベクトル［＜Ｖｄ１＞，＜Ｖｑ１＞］の大きさと偏角から、正相電圧実効値Ｖ１，正相電圧位相角φ１を得る。

　逆相電流対応形フィードフォワード演算器７０１は、電圧ＶＳｕ，ＶＳｖ，ＶＳｗを逆相ｄｑ変換ブロック４０１、移動平均演算器４０２を介して逆相ｄ軸電圧＜Ｖｄ２＞，逆相ｑ軸電圧＜Ｖｑ２＞を得る。さらに、直交座標・極座標変換ブロック４０３を介して、ベクトル［＜Ｖｄ２＞，＜Ｖｑ２＞］の大きさと偏角から、正相電圧実効値Ｖ２，正相電圧位相角φ２を得る。

　発明者らは、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが逆相成分を含有している場合にも、次式で表わされる実効値Ｖ０と位相角φ０を有する零相フィードフォワード項Ｖ０ＦＦ^*をクラスタ電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に重畳させることで、各クラスタの流入出有効電力を零にできることを見出した。
〔数８〕
　Ｖ０＝－（Ｖ１×Ｉ２×cos（φ１－δ２）＋Ｖ２×Ｉ１×cos（φ２－δ
　　　　１））／（Ｉ１×cos（φ０－δ１）＋Ｉ２×cos（φ０－δ２））
〔数９〕
　φ０＝tan^-1（（Ｖ１×Ｉ２×（Ｉ１×sin（φ１＋δ１－δ２）＋Ｉ２×
　　　　sin（φ１－２×δ２））－Ｖ２×Ｉ１×（Ｉ２×sin（φ２－δ２
　　　　＋δ１）＋Ｉ１×sin（φ２－２×δ１）））／（Ｖ１×Ｉ２×
　　　　（Ｉ１×cos（φ１＋δ１－δ２）－Ｉ２×cos（φ１－２×δ２
　　　　））－Ｖ２×Ｉ１×（Ｉ２×cos（φ２－δ２＋δ１）－Ｉ１×cos
　　　　（φ２－２×δ１））））
　上式を演算するフェーザ演算器７０２から得られる実効値Ｖ０と位相角φ０を有する零相フィードフォワード項Ｖ０ＦＦ^*をクラスタ電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に重畳させると、ＶｕとＩｕの位相差、ＶｖとＩｖの位相差、ＶｗとＩｗの位相差がすべて大略９０°となる。すなわち、各クラスタに流入出する有効電力が零となり、直流電圧アンバランスの発生を抑制できる。

　本発明の第３の実施例について説明する。

　実施例３では、電力系統１０１に瞬低が発生している期間で、電力変換装置１０２が逆相電流を流すことを特徴とする。

　実施例３では、実施例１と同様に、従来技術によるＣＭＣ－ＳＴＡＴＣＯＭに比較して、各単位セルの直流コンデンサの小形化を実現している。

　実施例１と実施例３の相違点は、図８～図１０に示した制御ブロック図である。したがって、以下では、図８～図１０を用いて、実施例３の制御について説明する。

　図８は図１には図示されていない制御装置内の演算を表わしたブロック図である。

　実施例１の図３と実施例３の図８の相違点は、図８が逆相ｄｑ変換ブロック４０１を備えており、さらに、図１とは異なる逆相電流出力形電流制御器８０１，逆相電流出力形フィードフォワード演算器８０２，逆相電流出力形クラスタバランス制御部８０３を備えて
いる点である。以下、図８における図３との相違点について説明する。

　逆相ｄｑ変換ブロック４０１は、電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを逆相ｄｑ変換し、Ｉｄ２，Ｉｑ２を得る。得られたＩｄ２，Ｉｑ２は、逆相電流出力形電流制御器８０１に与えられる。

　逆相電流出力形電流制御器８０１は、実際の電流Ｉｄ１，Ｉｑ１，Ｉｄ２，Ｉｑ２が、それぞれの指令値であるＩｄ１^*，Ｉｑ１^*，Ｉｄ２^*，Ｉｑ２^*と一致するようなクラスタ電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を与える。得られたＶｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*は、電圧指令値分配器３０７に与えられる。

　逆相電流出力形フィードフォワード演算器８０２は、電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと系統電圧ＶＳｕ，ＶＳｖ，ＶＳｗから、逆相電流指令値フィードフォワード項Ｉｄ２ＦＦ^*，Ｉｑ２ＦＦ^*を演算する。逆相電流出力形フィードフォワード演算器８０２の内部構成については後述する。

　逆相電流出力形クラスタバランス制御部８０３は、クラスタ平均直流電圧ＶＣｕ，ＶＣｖ，ＶＣｗ，全平均直流電圧ＶＣ，系統電圧のｄ軸成分Ｖｄ，同ｑ軸成分Ｖｑとから、逆相電流指令値フィードバック項Ｉｄ２ＦＢ^*，Ｉｑ２ＦＢ^*を演算する。逆相電流出力形クラスタバランス制御部８０３の内部構成については後述する。

　Ｉｄ２ＦＦ^*とＩｄ２ＦＢ^*の和である逆相ｄ軸電流指令値Ｉｄ２^*と、Ｉｑ２ＦＦ^*とＩｑ２ＦＢ^*の和である逆相ｑ軸電流指令値Ｉｑ２^*は、逆相電流出力形電流制御器８０１に与えられる。

　以下、逆相電流出力形フィードフォワード演算器８０２の内部構成について、図９を用いて説明する。

　逆相電流出力形フィードフォワード演算器８０２は、正相ｄｑ変換ブロック３０５を用いてリアクトル１０３に流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを正相ｄｑ変換し、さらに移動平均演算器４０２を介して系統半周期を時間窓とする移動平均を演算し、正相ｄ軸電流＜Ｉｄ＞，正相ｑ軸電流＜Ｉｑ＞を得る。さらに、直交座標・極座標変換ブロック４０３を介して、ベクトル［＜Ｉｄ＞，＜Ｉｑ＞］の大きさと偏角から、正相電流実効値Ｉ１，正相電流位相角δ１を得る。

　また、逆相電流出力形フィードフォワード演算器８０２は、正相ｄｑ変換ブロック３０５を用いて電力系統１０１の相電圧ＶＳｕ，ＶＳｖ，ＶＳｗを正相ｄｑ変換し、さらに移動平均演算器４０２を介して系統半周期を時間窓とする移動平均を演算し、逆相ｄ軸電圧＜Ｖｄ１＞，逆相ｑ軸電流＜Ｖｑ１＞を得る。さらに、直交座標・極座標変換ブロック４０３を介して、ベクトル［＜Ｖｄ１＞，＜Ｖｑ１＞］の大きさと偏角から、逆相電圧実効値Ｖ１，逆相電圧位相角φ１を得る。

　さらに、逆相電流出力形フィードフォワード演算器３０９は、逆相ｄｑ変換ブロック４０１を用いて電力系統１０１の相電圧ＶＳｕ，ＶＳｖ，ＶＳｗを逆相ｄｑ変換し、さらに移動平均演算器４０２を介して系統半周期を時間窓とする移動平均を演算し、逆相ｄ軸電圧＜Ｖｄ２＞，逆相ｑ軸電流＜Ｖｑ２＞を得る。さらに、直交座標・極座標変換ブロック４０３を介して、ベクトル［＜Ｖｄ２＞，＜Ｖｑ２＞］の大きさと偏角から、逆相電圧実効値Ｖ２，逆相電圧位相角φ２を得る。

　フェーザ演算器９０１は、Ｉ１，δ１，Ｖ１，φ１，Ｖ２，φ２より、次式で表わされる逆相電流実効値Ｉ２と位相角δ２を演算する。
〔数１０〕
　　Ｉ２＝（Ｖ２／Ｖ１）×Ｉ１
〔数１１〕
　　δ２＝φ１＋φ２－δ１＋π
　得られたＩ２，δ２から、極座標・直交座標変換ブロック９０２を介して、逆相電流指令値フィードフォワード項Ｉｄ２ＦＦ^*，Ｉｑ２ＦＦ^*を演算する。

　以下、図１０を用いて、逆相電流出力形クラスタバランス制御部８０３の内部構成を説明する。

　逆相電流出力形クラスタバランス制御部８０３は、与えられた全平均直流電圧ＶＣとクラスタ平均直流電圧ＶＣｕ，ＶＣｖ，ＶＣｗとの差であるΔＶＣｕ，ΔＶＣｖ，ΔＶＣｗを演算する。得られた、ΔＶＣｕ，ΔＶＣｖ，ΔＶＣｗをαβ変換ブロック１００１を用いてαβ変換し、αβ軸上のベクトルとして［ΔＶＣα，ΔＶＣβ］を得る。さらに、直交座標・極座標変換ブロック１００２を介して、ベクトル［ΔＶＣα，ΔＶＣβ］の大きさΔＶＣと偏角ξを演算する。

　また、逆相電流出力形クラスタバランス制御部８０３は、与えられた正相ｄ軸電圧Ｖｄと正相ｑ軸電圧Ｖｑのベクトル［Ｖｄ，Ｖｑ］から、直交座標・極座標変換ブロック５０１を介してベクトル［Ｖｄ，Ｖｑ］の偏角φ１、すなわち系統電圧の位相角を演算する。

　ΔＶＣとクラスタバランス制御ゲイン１００３を乗算して得られる実効値Ｉ０と位相角δ０＝φ１－ξから、極座標・直交座標変換ブロック９０２を介して逆相電流指令値フィードバック項Ｉｄ２ＦＢ^*，Ｉｑ２ＦＢ^*を演算する。

　以上のような制御を行うことにより、クラスタ平均直流電圧が最も低いクラスタに有効電力が流入し、クラスタ平均直流電圧が上昇する。結果として、クラスタ平均直流電圧のバランスがとれる。

　本実施例のメカニズムについて以下で説明する。

　電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに逆相電流出力形電流制御器８０１で制御される逆相成分を重畳することによって、ＶｕとＶｖの位相差、ＶｖとＩｖの位相差、ＶｗとＩｗの位相差が、瞬低発生のほぼ直後からすべて大略９０°となる。すなわち、各クラスタに流入出する有効電力が零となる。

　また、クラスタ平均直流電圧にアンバランスが発生した場合には、逆相電流出力形クラスタバランス制御部８０３によって、前述のようにクラスタ平均直流電圧が最も低いクラスタに有効電力が流入し、クラスタ平均直流電圧が上昇する。結果として、クラスタ平均直流電圧のバランスを確保できる。

　１０１…電力系統、１０２…電力変換装置、１０３…リアクトル、１０４…ｕ相クラスタ、１０５…ｖ相クラスタ、１０６…ｗ相クラスタ、１０７…単位セル、２０１…ｘ相上側素子、２０２…ｘ相下側素子、２０３…ｙ相上側素子、２０４…ｙ相下側素子、２０５…直流コンデンサ、３０１…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、３０２…平均値演算器、３０３…全平均直流電圧制御部、３０４…全平均直流電圧制御ゲイン、３０５…正相ｄｑ変換ブロック、３０６…電流制御器、３０７…電圧指令値分配器、３０８…クラスタバランス制御器、３０９…フィードフォワード演算器、４０１…逆相ｄｑ変換ブロック、４０２…移動平均演算器、４０３，１００２…直交座標・極座標変換ブロック、４０４…正弦波発生器、７０１…逆相電流対応形フィードフォワード演算器、７０２，９０１…フェーザ演算器、８０１…逆相電流出力形電流制御器、８０２…逆相電流出力形フィードフォワード演算器、８０３…逆相電流出力形クラスタバランス制御部、９０２…極座標・直交座標変換ブロック、１００１…αβ変換ブロック、１００３…クラスタバランス制御ゲイン。

Claims

　１つまたは複数の単位セルの直列体であるクラスタとリアクトルとの直列体をスター結線して構成したスター結線カスケード・マルチレベル変換器（ＣＭＣ）を電力系統に連系した電力変換装置において、前記クラスタとリアクトルとの直列体３つがスター結線された点の電位が、前記電力系統の逆相電圧の振幅と同振幅で変動するように制御されることを特徴とする電力変換装置。
　請求項１の電力変換装置において、前記電力系統に瞬時電圧低下が発生した場合に、スター結線された点の電位の変動振幅を、該瞬時電圧低下発生の半周期後から、該瞬時電圧低下終了まで、大略一定とすることを特徴とする電力変換装置。
　請求項１または２の電力変換装置において、前記電力変換装置が逆相電流を出力している状態で前記電力系統に瞬時電圧低下が発生した場合に、スター結線された点の電位の変動振幅を、該瞬時電圧低下発生の半周期後から、該瞬時電圧低下終了まで、大略一定とすることを特徴とする電力変換装置。
　請求項１または２の電力変換装置において、前記電力系統電圧の逆相成分の実効値と位相角をそれぞれＶ２，φ２、前記リアクトルに流れる電流の正相成分の実効値と位相角をそれぞれＩ１，δ１とした場合、大略、数１で表わされる実効値Ｖ０と、数２で表わされる位相角φ０とを有する零相電圧を、各クラスタの出力電圧指令値に加算することを特徴とする電力変換装置。
〔数１〕
　　Ｖ０＝Ｖ２
〔数２〕
　　φ０＝２×δ１－φ２±π
　請求項１，２または４の電力変換装置において、前記電力系統の電圧に含有される逆相成分の実効値Ｖ２と位相角φ２の検出と、前記リアクトルの正相電流の位相角δ１の検出に、系統周波数の半周期またはその整数倍を時間窓とする移動平均演算を用いることを特徴とする電力変換装置。
　請求項１，２または４の電力変換装置において、前記電力系統電圧の正相成分の実効値と位相角をそれぞれＶ１，φ１、同逆相成分の実効値と位相角をそれぞれＶ２，φ２、前記リアクトルに流れる電流の正相成分の実効値と位相角をそれぞれＩ１，δ１、同逆相成分の実効値と位相角をそれぞれＩ２，δ２とした場合、大略、数３で表わされる実効値Ｖ０と、数４で表わされる位相角φ０を有する零相電圧を、各クラスタの出力電圧指令値に加算することを特徴とする電力変換装置。
〔数３〕
　Ｖ０＝－（Ｖ１×Ｉ２×cos（φ１－δ２）＋Ｖ２×Ｉ１×cos（φ
　　　　２－δ１））／（Ｉ１×cos（φ０－δ１）＋Ｉ２×cos（φ
　　　　０－δ２））
〔数４〕
　φ０＝tan^-1（（Ｖ１×Ｉ２×（Ｉ１×sin（φ１＋δ１－δ２）＋
　　　　Ｉ２×sin（φ１－２×δ２））－Ｖ２×Ｉ１×（Ｉ２×sin
　　　　（φ２－δ２＋δ１）＋Ｉ１×sin（φ２－２×δ１）））
　　　　／（Ｖ１×Ｉ２×（Ｉ１×cos（φ１＋δ１－δ２）－Ｉ２
　　　　×cos（φ１－２×δ２））－Ｖ２×Ｉ１×（Ｉ２×cos
　　　　（φ２－δ２＋δ１）－Ｉ１×cos（φ２－２×δ１））））
　請求項１，２または６の電力変換装置において、前記電力系統電圧の正相成分の実効値と位相角をそれぞれＶ１，φ１、同逆相成分の実効値と位相角をそれぞれＶ２，φ２、前記リアクトルに流れる電流の正相成分の実効値と位相角をそれぞれＩ１，δ１、同逆相成分の実効値と位相角をそれぞれＩ２，δ２の検出に、系統周波数の半周期またはその整数倍を時間窓とする移動平均演算を用いることを特徴とする電力変換装置。
　１つまたは複数の単位セルの直列体であるクラスタとリアクトルとの直列体をスター結線して構成したスター結線カスケード・マルチレベル変換器（ＣＭＣ）を電力系統に連系した電力変換装置において、前記クラスタとリアクトルとの直列体に流れる電流の逆相成分が、前記電力系統の逆相電圧の振幅と同振幅で変動するように制御されることを特徴とする電力変換装置。
　請求項８の電力変換装置において、前記電力系統に瞬時電圧低下が発生した場合に、前記クラスタとリアクトルとの直列体に流れる電流の逆相成分の振幅を、該瞬時電圧低下発生の半周期後から、該瞬時電圧低下終了まで、大略一定とすることを特徴とする電力変換装置。
　請求項８または９の電力変換装置において、前記電力系統電圧の正相成分の実効値と位相角をそれぞれＶ１，φ１、同逆相成分の実効値と位相角をそれぞれＶ２，φ２、前記リアクトルに流れる電流の正相成分の実効値と位相角をそれぞれＩ１，δ１とした場合、大略、数５で表わされる実効値Ｉ０と、数６で表わされる位相角δ２とを有する逆相電流を、前記クラスタとリアクトルとの直列体に流すように制御されたことを特徴とする電力変換装置。
〔数５〕
　　Ｉ２＝（Ｖ２／Ｖ１）×Ｉ１
〔数６〕
　　δ２＝φ１＋φ２－δ１±π
　請求項８～１０のいずれかの電力変換装置において、各クラスタに含まれる１つまたは複数の単位セルの直流コンデンサ電圧の両端電圧のクラスタ毎の平均値を演算し、該クラスタ毎の平均値が最も低いクラスタに電力を流入させるような逆相電流を、各クラスタに流すように制御されたことを特徴とする電力変換装置。
　請求項８～１０のいずれかの電力変換装置において、前記電力系統の電圧に含有される正相成分の実効値Ｖ１と位相角φ１の検出と、逆相成分の実効値Ｖ２と位相角φ２の検出と、前記リアクトルの正相電流の位相角δ１の検出に、系統周波数の半周期またはその整数倍を時間窓とする移動平均演算を用いることを特徴とする電力変換装置。
　請求項１～１２のいずれかの電力変換装置において、前記単位セルが単相フルブリッジであることを特徴とする電力変換装置。
　請求項１～１２のいずれかの電力変換装置において、前記リアクトルに代えて、変圧器を接続したことを特徴とする電力変換装置。
　請求項１～１２のいずれかの電力変換装置において、前記リアクトルと直列に変圧器を接続したことを特徴とする電力変換装置。