WO2011126291A1 - 포물선 에지 형태의 광대역 평면 모노폴 안테나 - Google Patents

포물선 에지 형태의 광대역 평면 모노폴 안테나 Download PDF

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WO2011126291A1
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WO
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edge
monopole
conductor
parabolic
antenna
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PCT/KR2011/002392
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허정
장대순
임종례
Original Assignee
유니스트림 주식회사
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    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/30—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole
    • H01Q9/40—Element having extended radiating surface
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/36—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith
    • H01Q1/38—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith formed by a conductive layer on an insulating support
    • H—ELECTRICITY
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    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/20—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements characterised by the operating wavebands
    • H01Q5/25—Ultra-wideband [UWB] systems, e.g. multiple resonance systems; Pulse systems

Definitions

  • the present invention relates to a planar monopole antenna, and more particularly, to a wideband planar monopole antenna in the form of a miniaturized parabolic edge with wideband characteristics.
  • UWB ultra wide band
  • Ultra-wideband (UWB) technology is emerging as a new wireless technology that can be used without permission because of its relatively low spectral power density distribution over a much wider bandwidth compared to conventional wireless systems.
  • Ultra-wideband also uses very short pulses, so even if the path reach of the direct and reflected waves is different, the two signals can be distinguished. It is possible to realize the precision of the unit of cm, and excellent in permeation characteristics of the obstacle due to the broadband characteristics, it is possible to apply to ground penetration radar (GPR) and position tracking system.
  • GPR ground penetration radar
  • Such antennas to be used in various communication systems must satisfy the performance of broadband and group delay characteristics required by ultra wideband (UWB) systems, and in order to transmit and receive signals that must travel millions of miles, There is a need for an antenna with excellent sensitivity.
  • UWB ultra wideband
  • a logarithmic periodic antenna or a bow tie slot antenna is used as a method of improving indoor reception sensitivity of the antenna, the antennas are disadvantageous in that they are large in size and occupy space.
  • the monopole antenna has a wideband characteristic and is small in size and occupies a small space.
  • the monopole antenna has a linear conductor placed vertically on a wide conductor plate placed horizontally, and a narrow gap between the linear conductor and the horizontal conductor is provided. It is an antenna configured in a power feeding manner.
  • the monopole antenna has a limitation in miniaturization or integration since the wide conductive plate placed horizontally becomes the ground plane of the antenna and the monopole antenna has a three-dimensional structure.
  • planar monopole antenna has an advantage of miniaturization because the substrate can be manufactured in large quantities with photolithographic (PHOTOLITHOGRAPHIC) technology.
  • planar monopole antenna has attempted to improve the broadband characteristics by structural changes such as a circle, an ellipse, and a triangular shape of the monopole conductor.
  • planar monopole antenna has a problem that is somewhat insufficient to improve the broadband characteristics.
  • An object of the present invention is to provide a miniaturized planar monopole antenna having broadband characteristics and self-compensation characteristics with parabolic edges of a planar monopole conductor and an edge of a ground conductor.
  • CPW coplaner waveguide
  • CPW power is supplied to various transmission lines including a coaxial line, a strip line, and a microstrip line.
  • the monopole conductor is formed on the bottom surface of the dielectric substrate, that is, on the surface opposite to the surface on which the ground conductor is formed.
  • the planar monopole antenna is formed on the upper or lower surface of the dielectric substrate so that the edges of the ground conductor and the monopole conductor have a parabolic curvature, thereby providing broadband characteristics and miniaturizing the size. .
  • FIG. 1 is a perspective view of a planar monopole antenna in the form of a parabolic edge of the present invention.
  • FIG. 2 is a plan view of a planar monopole antenna in the form of a parabolic edge of the present invention.
  • 3 is a ground conductor of a planar monopole antenna in the form of a parabolic edge of the present invention.
  • FIG. 5 is a graph of return loss according to the change in the gap gap between the ground conductor and the monopole conductor of the planar monopole antenna of the present invention.
  • FIG. 7 is a reflection loss graph comparing a simulation result and a measurement result of the planar monopole antenna of the present invention with a parabolic edge.
  • Figure 8 is a radiation pattern (X-Y planar pattern) for each frequency of the planar monopole antenna of the present invention parabolic edge shape.
  • Figure 9 is a radiation pattern (Y-Z horizontal pattern) for each frequency of the planar monopole antenna of the present invention parabolic edge shape.
  • the planar monopole antenna 100 in the form of a parabolic edge has a dielectric substrate 10, a ground conductor 20, a monopole conductor 30, a feed line 40, and a gap g. It is composed.
  • the dielectric substrate 10 has a rectangular shape having a length of 200 mm, a width of 40 mm, and a thickness of 1,6 mm, and includes a FR4 substrate having a dielectric constant of 4.4.
  • a A is a quadratic coefficient and can change the electrical characteristics of the antenna as a parameter for changing the curvature of the parabola.
  • 1 is the distance between the vertex of parabola Y A on the ground conductor 20 surface and the ground bottom surface, and is the length of the feed line.
  • a B is a quadratic coefficient that changes the curvature of the parabola and can change the electrical characteristics of the antenna.
  • g means the space between the ground edge 21 of the ground conductor 20 and the monopole edge 31 of the monopole conductor 30.
  • the feed line 40 is provided at a distance T provided at the center of the ground conductor 20 to feed the monopole edge 31 of the monopole 30 with a coplanar waveguide (CPW), and the feed line 40 denotes an interval s 1 between the feed line 40 and the ground conductor 20 so that the characteristic impedance is 50 ⁇ , and the width w 1 is 1 mm.
  • CPW coplanar waveguide
  • the length l of the feed line 40 is not limited, but is variably set according to the characteristics of the antenna.
  • the gap g is a space provided between the ground edge 21 of the ground conductor 20 and the monopole edge 31 of the monopole conductor 30, and the gap g is the ground edge 21 and the monopole.
  • the edge 31 is a slot of parabolic curvature shape.
  • the slot is not limited, but is variably set according to the characteristics of the antenna.
  • the first four parameters can be taken first. Select at regular intervals for.
  • the part with small quadratic coefficient of parabolic equation selects the parameter value at narrow intervals
  • the part with large quadratic coefficient selects parameter value at wide intervals so that the characteristics can be sensitive to the change of antenna structure.
  • Table 1 Antenna parameters variable Contents size a A Coefficient of parabolic equation of ground edge 0.05 to 0.2 (step 0.05) a B Parabolic coefficients of monopole edges 0.5 to 2.0 (step 0.5) g Spacing change from monopole edge to ground edge 1 to 15 mm (step 5 mm) l Change in length of coplanar or waveguide feeder 5 to 30 mm (step 5 mm)
  • a A is a quadratic coefficient of the ground edge parabolic equation that varies the curvature in four steps from 0.05 to 0.2 at 0.05 intervals.
  • a B is the quadratic coefficient of the monopole edge parabolic equation that varies the curvature in four steps from 0.5 to 2.0 at 0.5 intervals.
  • 3 to 6 are graphs in which the characteristic change of each parameter is distinct when three parameters are fixed.
  • the bandwidth is rather narrow, the lower frequencies are up about 20 MHz, and the higher frequencies are down about 50 MHz.
  • the bandwidth may be widened. Also, the return loss characteristic is improved.
  • the curvature a B of the monopole edge 31 When the curvature a B of the monopole edge 31 is 0.5, it exhibits good reflection loss characteristics in the frequency range of 470 to 920 MHz. However, when the curvature a is 1, the monopole edge 31 has a double resonance characteristic and the overall bandwidth is increased by about 60 MHz. All.
  • the lower frequency is lowered by about 10 MHz and the higher frequency is increased by about 50 MHz.
  • the wider the g, g, is the form of double resonance, and the 10 dB bandwidth is wider.
  • the gap g change is 1 mm, a single resonance characteristic is shown. Since the gap g is 5 mm, double resonance is shown, and the overall bandwidth is widened. A gap of 15 mm satisfies the 10 dB bandwidth in the frequency range 460 to 920 MHz.
  • the frequency shows double resonance in the 550 MHz and 800 MHz parts.
  • the main resonance occurs in the front part, but as the length l becomes longer, the resonance point moves to the rear part.
  • the length 1 of the feed line 40 is 25 mm or more, it can be seen that the frequency is lowered by about 30 MHz compared to 5 mm, and the volume frequency bandwidth is also widened.
  • the optimization range for each parameter is again selected based on the antenna parameters shown in Table 1 above.
  • a A is 0.12 to 0.16 (4 pieces)
  • a B is 0.4 to 0.6 (5 pieces)
  • g is 9 to 14 mm (6 pieces)
  • l is 22 to 28 mm (7 pieces).
  • a A of the ground edge 21 from 0.12 to 0.16, it is possible to confirm the double resonance in the first half and the second half as a whole.
  • the curvature a B of the monopole edge 31 is increased to 0.4, 0.45, 0.5, 0.55, and 0.6 and the reflection loss characteristic is observed.
  • the change in reflection loss is well represented as the curvature changes.
  • the gap g between the two conductors is observed in 1 mm increments from 9 to 14 mm.
  • the shape of the double resonance appears as a whole, and when divided into three parts and looking at the change, it can be seen that the lower half of the resonance point has a lower frequency as the gap g increases, and the upper half of the resonance point is upward. You can see that. This widens the bandwidth as the gap g increases. It can be seen that the longer the length, the lower the lower limit frequency. The frequency bandwidth of about 10 MHz moves to the lower limit frequency.
  • Table 4 shows the change in the 10 dB bandwidth for two conductor spacings.
  • Table 5 shows the results of observing the return loss characteristics by varying the length from the connector to the ground edge 21 in FIG. l is the length of the coplanar waveguide (CPW) feeder.
  • CPW coplanar waveguide
  • Table 6 shows the values of the optimized antenna parameters based on the simulated data so far.
  • FIG. 7 is a reflection loss graph comparing the simulation results and measurement results of the parabolic edge type planar monopole antenna of the present invention.
  • the reflection loss characteristics of the planar monopole antenna were measured using an HP8753D network analyzer. Comparing the two results, 10 dB is satisfied over the entire digital television reception frequency band.
  • Simulation results show a 10 dB bandwidth above 68% with a frequency range of 470 to 900 MHz and a 66.7% bandwidth between 470 and 890 MHz.
  • the large difference in return loss (S11) between the simulated value and the measured value is 640 MHz.
  • FIG. 8 is a radiation pattern (XY plane pattern) diagram for each frequency of the planar monopole antenna of the present invention parabolic edge form
  • FIG. 9 is a radiation pattern (YZ horizontal pattern) diagram for each frequency of the planar monopole antenna of the present invention parabolic edge form. The radiation patterns for the E and H planes of planar monopole antennas are shown.
  • Table 7 shows the radiation gains for the E plane and the H plane of the parabolic edge-type planar monopole antenna, and the simulation values and the measured values for the respective frequencies 470 (Mhz), 600, (Mhz) and 810 (Mhz). to be.
  • the average gain in the E plane is about 0.7 dBi
  • the average gain in the H plane is about 2.2 dBi.
  • the E plane radiation pattern is null at 90 degrees and 270
  • the H plane shows a uniform omnidirectional radiation pattern in all directions.
  • the planar monopole antenna in the form of a parabolic edge for digital television reception has the ground conductor 20 and the monopole conductor 30 in the same plane, and the ground conductor 20 and the monopole conductor 30 with parabolic edges of the conductors.
  • the two curvatures between the two conductors are important factors in determining the resonant frequency and bandwidth, and the gap between the two conductors is also a major factor in the bandwidth.
  • the length of the coplanar waveguide feed line is related to the length of the entire antenna, and if the length is shortened, the overall length of the antenna is reduced and the frequency is increased.
  • the optimally designed antenna of the dielectric substrate has an impedance bandwidth of 460 to 900 MHz, an omni-directional edge H-plane radiation pattern, and gains of 0.46 dBi, 3.86 dBi and 2.28 dBi at 470 MHz, 600 MHz, and 810 MHz, respectively.
  • the antenna can be applied to other applications.

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Abstract

본 발명은 포물선 에지 형태의 광대역 평면 모노폴 안테나에 관한 것이다. 본 발명은 유전체 기판 상면 혹은 하면에 그라운드 도체와 모노폴 도체의 에지를 포물선 곡률을 갖도록 형성함으로써, 상기 포물선 곡률에 의해 광대역 특성을 갖게 되며, 아울러 크기를 소형화할 수 있는 효과를 제공하게 되는 것이다.

Description

포물선 에지 형태의 광대역 평면 모노폴 안테나
본 발명은 평면 모노폴 안테나에 관한 것으로, 상세하게는 광대역 특성을 갖는 소형화 된 포물선 에지 형태의 광대역 평면 모노폴 안테나에 관한 것이다.
최근 통신기술 발달하면서 이동통신, 위성통신, 방송통신 등과 같은 협대역 및 광대역시스템과 상호 간섭없이 주파수를 공유할 수 있는 초광대역(UWB;Ultra Wide Band)무선기술에 대한 관심이 높아지고 있다.
초광대역(UWB)기술은 기존의 무선 시스템과 비교하여 매우 넓은 대역폭에 걸쳐 상대적으로 매우 낮은 스펙트럼 전력 밀도가 분포함으로써 허가없이 사용 가능한 새로운 무선기술로 급부상하고 있다.
또한 초광대역(UWB)은 매우 짧은 펄스를 사용하기 때문에 직접파와 반사파의 경로 도달거리가 차이가 나도 두 신호를 구별할 수 있는, 즉 다중 경로에 강한 장점을 지니며 짧은 펄스에 의한 분해능을 이용하여 cm 단위의 정밀도를 구현가능하고, 광대역 특성에 의한 장애물 투과 특성이 우수하여 지반 침투 레이더(GPR) 등과 위치추적 시스템 등에도 응용이 가능하다.
이와 같이 다양한 통신시스템에서 사용될 안테나는 초광대역(UWB)시스템에서 요구하는 광대역의 대역폭 및 군 지연 특성 등의 성능을 만족시켜야 하고, 수백만 마일을 진행해야 할 신호를 송,수신하기 위해서는 성능은 물론 수신감도도 우수한 안테나를 필요로 하게 된다.
따라서 안테나의 실내 수신감도를 향상시키는 방법으로 대수 주기 안테나 또는 보우 타이 슬롯 안테나 등이 사용되고 있으나, 상기 안테나들은 크기가 크고 공간을 차지하는 단점이 있다.
그래서 광대역 특성을 갖고 크기가 소형으로 공간을 적게 차지하는 모노폴 안테나를 제안하고 있으나, 상기 모노폴 안테나는 수평으로 놓인 넓은 도체판 바로 위에 선형도체를 수직으로 세우고, 상기 선형도체와 수평도체 사이의 좁은 틈에 급전하는 방식으로 구성하는 안테나이다.
그러므로 상기 모노폴 안테나는 수평으로 놓인 넓은 도체판이 안테나의 그라운드면이 되어 상기 모노폴 안테나는 3차원 구조를 갖기 때문에 소형화 혹은 집적화하는 데 한계가 있다.
따라서 3차원 구조의 모노폴 안테나를 2차원 구조로 바꾸기 위해서, 모노폴 안테나의 그라운드 면을 급전점을 지나는 직선을 접는 선으로 하여 밑으로 접어 내리면 그라운드 면과 선형도체는 동일한 면에 포함되어 2차원 구조가 되는데, 이러한 구조를 평면 모노폴 안테나라고 한다.
상기 평면 모노폴 안테나는 기판을 포토리소그라픽(PHOTOLITHOGRAPHIC) 기술로 정밀하게 대량으로 제작할 수 있어 소형화할 수 있는 장점이 있다.
그러나 상기 평면 모노폴 안테나는 모노폴 도체를 원, 타원, 삼각형태 등의 구조적인 변화로 광대역 특성 개선을 시도하여 왔으나, 상기와 같은 구조의 변화로는 광대역 특성을 개선하는데 다소 미흡한 문제점이 있다.
본 발명의 목적은 평면상의 모노폴 도체의 에지와 그라운드 도체의 에지를 포물선 형태로 하여 광대역 특성 및 자기보상 특성을 갖는 소형화 된 평면 모노폴 안테나를 제공하고자 하는 데 있다.
상기의 목적을 실현하기 위하여 본 발명은,
유전체 기판;
상기 유전체 기판의 상면에 포물선형 에지를 갖는 그라운드 도체;
상기 그라운드 도체와 동일면 상에 포물선형 에지를 갖는 모노폴 도체;
상기 유전체 기판의 상면의 모노폴 도체에 대하여 CPW(Coplaner Waveguide)로 급전하는 것을 포함한다.
상기 CPW 대신 동축선로, 스트립선로, 마이크로스트립 선로를 포함하는 다양한 전송 선로로 급전하는 것을 특징으로 한다.
상기 유전체 기판의 하면에 즉, 그라운드 도체가 형성된 면과 반대 면에 상기 모노폴 도체를 형성하는 것을 특징으로 한다.
따라서 본 발명에 의하면, 유전체 기판 상면 혹은 하면에 그라운드 도체와 모노폴 도체의 에지를 포물선 곡률을 갖도록 평면 모노폴 안테나를 형성함으로써, 광대역 특성을 갖게 되며, 아울러 크기를 소형화할 수 있는 효과를 제공하게 되는 것이다.
도 1은 본 발명 포물선 에지 형태의 평면 모노폴 안테나의 사시도.
도 2는 본 발명 포물선 에지 형태의 평면 모노폴 안테나의 평면도.
도 3은 본 발명 포물선 에지 형태의 평면 모노폴 안테나의 그라운드 도체의
에지의 포물선 곡률 변화에 따른 반사 손실 그래프.
도 4는 본 발명 포물선 에지 형태의 평면 모노폴 안테나의 모노폴 도체의 에지의 포물선 곡률 변화에 따른 반사 손실 그래프.
도 5은 본 발명 포물선 에지 형태의 평면 모노폴 안테나의 그라운드 도체와 모노폴 도체 간의 갭 간격 변화에 따른 반사 손실 그래프.
도 6은 본 발명 포물선 에지 형태의 평면 모노폴 안테나의 급전선 길이 변화에 따른 반사 손실 그래프.
도 7은 본 발명 포물선 에지 형태의 평면 모노폴 안테나의 시뮬레이션 결과와 측정결과를 비교한 반사 손실 그래프.
도 8은 본 발명 포물선 에지 형태의 평면 모노폴 안테나의 각 주파수별 복사 패턴(X-Y 평면패턴)도.
도 9는 본 발명 포물선 에지 형태의 평면 모노폴 안테나의 각 주파수별 복사 패턴(Y-Z 수평패턴)도.
100; 평면 모노폴 안테나 10; 유전체기판
20; 그라운드 도체 21; 그라운드 에지
30; 모노폴 도체 31; 모노폴 에지
40; 급전선 g; 갭
T; 그라운드 도체의 중심부에 구비된 간격
s1; 급전선과 그라운드 도체 사이의 간격
w1; 급전선의 넓이
이하 첨부되는 도면에 의거 본 발명을 상세히 설명하면 다음과 같다.
도 1 및 도 2에 도시한 바와 같이, 포물선 에지 형태의 평면 모노폴 안테나(100)는 유전체기판(10), 그라운드 도체(20), 모노폴 도체(30), 급전선(40),갭(g)으로 구성된다.
상기 유전체기판(10)은 길이 200mm, 폭40mm, 두께 1,6mm인 직사각체 형상으로, 유전상수 4.4인, FR4 기판으로 구성된다.
상기 그라운드 도체(20)는 유전체기판(10)의 상면에 폭의 중심부에서 소정 간격(T)을 이격하여 분리 형성하되, 상기 분리 형성된 그라운드 도체(20)는 유전체기판(10)의 모서리로부터 대각선 방향에 YA = aAX2 + l가 되는 포물선 식을 갖는 포물선 곡률의 그라운드 에지(21)로 형성하게 된다.
여기서, aA는 2차항 계수로서, 포물선의 곡률을 변화시키는 파라미터로서 안테나의 전기적 특성을 변화시 킬 수 있다. l은 그라운드 도체(20) 면에서의 포물선 YA의 꼭지점과 그라운드 밑면의 거리로서, 급전선의 길이이다.
상기 모노폴 도체(30)는 유전체기판(10)의 상면에 길이 방향으로 길게 형성하되, 상기 모노폴 도체(30)는 그라운드 도체(20)의 그라운드 에지(21)와 대응하여 동일한 형태의 YB= aBX2 + l + g가 되는 포물선 식을 갖는 포물선 곡률의 모노폴 에지(31)를 형성하게 된다.
여기서 aB는 2차항 계수로서 포물선의 곡률을 변화시키는 파라미터로서, 안테나의 전기적 특성을 변화시킬 수 있다. g는 그라운드 도체(20)의 그라운드 에지(21)와 모노폴 도체(30)의 모노폴 에지(31) 사이의 공간을 의미한다.
상기 급전선(40)은 상기 그라운드 도체(20)의 중심부에 구비된 간격(T)에 구비되어 상기 모노폴(30)의 모노폴 에지(31)에 코플래너 웨이브가이드(CPW)로 급전하게 되고, 상기 급전선(40)은 특성 임피던스가 50Ω이 되도록 상기 급전선(40)과 그라운드 도체(20) 사이의 간격(s1)은 0.5mm을 두고 넓이(w1)는 1mm로 구성된다.
상기 급전선(40)의 길이(l)는 한정되는 것이 아니라, 안테나의 특성에 따라 가변 설정된다.
상기 갭(g)은 상기 그라운드 도체(20)의 그라운드 에지(21)와 모노폴 도체(30)의 모노폴 에지(31) 사이에 구비되는 공간으로, 상기 갭(g)은 그라운드 에지(21), 모노폴 에지(31)를 따라 포물선 곡률 형상의 슬롯(slot)으로 구성된다. 상기 슬롯(slot)은 한정되는 것이 아니라, 안테나의 특성에 따라 가변 설정된다.
상기와 같이 구성되는 본 발명은 반사손실 값이 10dB 이상, 대역폭이 디지털 화를 위해 초기 설계 파라미터, 즉 안테나의 성능에 가장 많은 영향을 미치는 요소를 고려하여 먼저 네 가지 파라미터에 대하여 취할 수 있는 모든 경우에 대해 일정한 간격을 두고 선택한다.
그리고 포물선 식의 2차항 계수가 작은 부분은 좁은 간격으로 파라미터 값을 선택하고, 2차항 계수가 큰 부분은 넓은 간격으로 파라미터 값을 선택하여 안테나 구조의 변화에 민감하게 특성을 살펴 볼 수 있도록 한다.
표 1
안테나 파라미터
변수 내용 크기
aA 그라운드 에지의 포물선 식의 계수 0.05 ~ 0.2(단계0.05)
aB 모노폴 에지의 포물선 식의 계수 0.5 ~ 2.0(단계0.5)
g 모노폴 에지에서 그라운드 에지까지의 간격 변화 1 ~ 15mm(단계 5mm)
l 코플래나 웨이브 가이드 급전선의 길이 변화 5 ~ 30mm(단계 5mm)
aA는 그라운드 에지 포물선 식의 2차항 계수로서, 0.05 에서 0.2까지 0.05 간격으로 4단계 곡률을 변화시킨다. aB는 모노폴 에지 포물선 식의 2차항 계수로서 0.5에서 2.0까지 0.5간격으로 4 단계 곡률을 변화시킨다.
급전선의 길이 l은 5 mm에서 30 mm까지 변화시키고, 5mm 간격으로 6단계 변화시키고, 모노폴 에지와 그라운드 에지 사이의 갭 g는 1 mm에서 15mm까지 5mm 간격으로 4단계 변화시키면서 안테나의 특성 변화를 관찰한다.
도 3에서 도 6은 3개의 파라미터를 고정시켰을 때, 각 파라미터의 특성 변화가 뚜렷한 것을 선택한 그래프이다.
도 3은 3 개의 파라미터가 aB=1, g=5 mm, l=30 mm인 경우에 대한 그라운드 곡률 변화에 대한 관찰이다. 그라운드 도체(20)의 그라운드 에지(21)의 곡률이 커짐에 따라 2중 공진 특성을 보이며, 가장 커진 경우에는 단일 공진 특성이 나타난다.
그라운드 도체(20)의 그라운드 에지(21)의 곡률 aA는 0.15일 때 530 MHz와 800 MHz 부근에서 2중 공진이 나타나며, 10 dB 대역폭이 넓어짐을 확인할 수 있다.
0.2일 때는 대역폭이 오히려 좁아지고 낮은 주파수는 약 20 MHz 상향되고, 높은 주파수에서는 약 50 MHz 하향하는 것을 알 수 있다.
도 4는 aA=0.15, g=10mm, l=30 mm인 경우에 대한 모노폴 도체(30)의 모노폴 에지(31)의 곡률 변화에 대한 관찰이다.
모노폴 도체(30)의 모노폴 에지(31)의 곡률이 커짐에 따라 대역폭이 넓어지는 것을 확인할 수 있다. 또한 반사 손실특성도 좋아진다.
상기 모노폴 에지(31)의 곡률 aB가 0.5일 때 470 ~ 920 MHz 주파수 범위에서 좋은 반사 손실 특성을 보이고 있으나, 곡률을 1로 한 경우에는 2중 공진 특성을 나타내며 전체적인 대역폭이 약 60 MHz 정도 넓어진다.
낮은 주파수는 약 10 MHz 정도 하향 되고, 높은 주파수에서는 약 50 MHz 정도 상향 되는 것을 알 수 있다. 곡률이 더 넓어지면 중간 부분의 반사 손실 값이 작아지는 것을 알 수 있다.
도 5는 3개의 파라미터가 l=30 mm, aA=0.15, aB=0.5인 경우에 대한 모노폴 도체(30)의 모노폴 에지(31)의 곡률과 그라운드 도체(20)의 그라운드 에지(21)의 곡률 사이 갭(g) 변화에 대한 관찰이다.
갭(g)이 넓어질수록 2중 공진의 형태를 나타내며, 10 dB 대역폭도 넓어진다. 갭(g) 변화가 1mm인 경우에는 단일 공진 특성을 나타낸다. 갭(g)이 5mm 인 경우에서부터 2중 공진을 보이며, 전체적인 대역 폭도 넓어진다. 갭(g)이 15mm인 경우 460 ~ 920 MHz의 주파수 범위에서 10 dB 대역폭을 만족한다.
도 6은 3개의 파라미터가 g=10 mm, aA=0.15, aB=0.5인 경우에 대한 급전선(40)의 길이(l)변화에 대한 관찰이다. 길이(l)가 길어질수록 주파수가 하향하는 것을 확인할 수 있다.
또한 주파수가 550 MHz 부분과 800 MHz 부분에서 2중 공진을 보이고 있다. 길이(l)가 5 mm인 경우에는 앞 부분에서 주 공진이 이루어지지만 길이(l)가 길어질수록 뒷 부분으로 공진 지점이 이동한다. 급전선(40)의 길이(l)가 25 mm 이상이 되면 5 mm에 비해 약 30 MHz 정도 하향 되는 것을 확인할 수 있고, 체적인 주파수 대역폭도 넓어지는 것을 알 수 있다.
이어서, 상기 표 1에서 보여준 안테나 파라미터를 토대로 하여 각 파라미터에 대한 최적화 범위를 다시 선정한다. 즉 aA는 0.12 ~ 0.16(4개), aB는 0.4 ~ 0.6(5개), g는 9 ~ 14 mm(6개), l은 22 ~ 28mm(7개)로 선정한 4가지 파라미터에 대한 시뮬레이션을 다시 한 번 수행한다.
표 2
그라운드 에지의 곡률(aA) 저 ~ 고 주파수(Mhz) 대역폭(Mhz)
0.12 480 ~ 960 480
0.13 480 ~ 930 450
0.14 490 ~ 900 410
0.15 490 ~ 880 390
0.16 490 ~ 850 360
상기 표 2는 그라운드 에지(21)의 곡률 변화에 대한 대역폭으로, 모든 경우의 수에 대한 시뮬레이션 결과에서 aB=0.4, g=11 mm, l =25 mm일 때 반사 손실 특성이 최적화되었다. 그라운드 에지(21)의 곡률(aA)을 0.12∼ 0.16로 변화하여, 분석한 결과 전체적으로 전반부와 후반부에서 2중 공진을 확인할 수 있다.
그라운드 에지(21)의 곡률(aA)이 증가하는 경우에 전반부의 공진 지점은 저주파로 이동하는 경향을 보였고, 후반부의 공진 지점에서는 반사 손실이 감소하는 경향을 보이고 있으나, 전반적으로 10 dB 대역폭을 만족하고 있다.
그라운드 에지(21)의 곡률(aA)이 0.16 일 때, 10 dB 대역폭은 확보가 되었지만 미미하게나마 하한 주파수가 상향하는 경향을 보이고 있다.
그라운드 에지(21)의 곡률(aA)이 0.12일 때, 전체적인 대역폭이 가장 넓게 나타나고, 곡률(aA)이 0.16인 경우에는 하한 주파수는 약 10 MHz 정도 상향하고 전체적인 대역폭은 좁아진다.
그라운드 에지(21)의 곡률(aA) 변화에서는 하한 주파수보다는 상한 주파수의 변화가 나타나며, 각 그라운드 곡률(aA) 변화에 대한 10dB 대역폭의 변화를 나타낸다.
표 3
모노폴 에지(aB) 저 ~ 고 주파수(Mhz) 대역폭(Mhz)
0.40 470 ~ 910 440
0.45 470 ~ 910 440
0.50 470 ~ 920 450
0.55 470 ~ 920 450
0.60 470 ~ 920 450
상기 표 3은 모노폴 에지(31)의 곡률 변화에 대한 대역폭으로, 모노폴 에지(31)의 곡률(aB) 변화에 대한 그라운드 에지(21)의 곡률(aA)이 0.14, g=11 mm, l=25 mm일 때 반사손실이 최적화되었다.
이때 모노폴 에지(31)의 곡률(aB)을 0.4, 0.45, 0.5, 0.55, 0.6으로 증가시키며 반사 손실 특성을 관찰한다. 전반적으로 디지털 텔레비젼 대역 내에서 2개의 공진이 나타나고 있으며, 곡률이 변화됨에 따라 반사 손실 변화 특성이 잘 나타나고 있다.
각 변화를 살펴보면 모노폴 에지(31)의 곡률(aB)이 0.6으로 증가함에 따라 후반부의 공진 주파수는 상승하고 상반부의 공진 주파수는 낮아지며, 중반부의 반사 손실은 약 15 dB에서 11 dB로 감소하는 것을 확인할 수 있다.
상기 모노폴 에지(31)의 곡률(aB) 변화에 있어서 반사 손실과 최저 주파수 확보의 선택에 있어서 기준을 반사손실에 두었으며, 15 dB의 반사 손실을 확보하는 것을 기준으로 한다.
그라운드 도체(20)의 그라운드 에지(21)와 모노폴 도체(30)의 모노폴 에지(31) 변화시키며 관찰해 본 결과, 전체적으로 2중 공진의 구조를 나타내고, 상반부의 주파수 이동에 있어서는 두 곡률 모두 영향을 주고 있으며, 하반부의 공진 지점에서는 그라운드의 곡률 변화에 의해 반사 손실의 특성이 변화하며, 각 모노폴 곡률에 대한 10 dB 대역폭의 변화를 나타낸다.
표 4
갭(mm) 저 - 고주파수(Mhz) 대역폭(Mhz)
9 490 ~ 900 410
10 490 ~ 910 420
11 480 ~ 900 420
12 480 ~ 910 430
13 470 ~ 930 460
14 480 ~ 920 440
표 4는 갭(g)의 변화에 따른 10dB 대역폭으로, 모노폴 도체(30)의 모노폴 에지(31)의 곡률 aA=0.14, 그라운드 도체 에지의 곡률 aB=0.4, CPW 급전선의 길이 l =25 mm 인 경우에 대해 두 도체 간의 갭(g)을 9 ~ 14 mm까지 1 mm씩 증가시키면서 관찰한다. 이번에도 역시 전체적으로 2중 공진의 형태가 나타나며, 크게 3부분으로 나누어서 그 변화를 살펴보았을 때,하반부의 공진 지점은 갭(g)이 길어질수록 주파수가 하향하는 것을 확인할 수 있었고, 상반부의 공진 지점은 상향하는 것을 확인할 수 있다. 이것은 갭(g)의 증가에 따라 대역폭이 넓어진다. 길이가 길어질 경우가 하한 주파수도 낮아지는 것을 알 수 있다. 10 MHz 정도 주파수 대역폭이 하한 주파수로 이동한다. 표 4 는 두 도체 간격에 대한 10 dB 대역폭의 변화를 나타낸다.
표 5
급전선(l)의 길이(mm) 저 - 고주파수(Mhz) 대역폭(Mhz)
22 470 ~ 910 440
23 470 ~ 910 440
24 470 ~ 920 450
25 470 ~ 920 450
26 470 ~ 920 450
27 470 ~ 920 450
표 5는 급전선의 길이(l)변화에 따른 10dB 대역폭으로, 도 2에서 커넥터에서부터 그라운드 에지(21)까지의 길이를 변화시키며 반사 손실 특성을 관찰한 결과이다. l은 코플래너 웨이브가이드(CPW) 급전선의 길이를 의미한다. 그라운드 에지(21)의 그라운드 곡률(aA)은 0.14, 모노폴 에지(31)의 모노폴 곡률(aB)이 0.4, 갭(g)이 14 mm일 때. 급전선의 길이(l)에 대한 변화를 살펴본 것이다.
길이(l)의 변화는 22 ~ 28 mm까지 1 mm씩 증가시키며 관찰하였다. 길이(l)의 변화에 따라서 주파수 대역폭과 반사 손실에는 큰 차이를 보이지 않았고 반면에, 길이(l)가 길어지면 약 10 MHz 정도 상향 되는 것을 알 수 있다.
표 6
최적화파라미터 값
그라운드 곡률(aA) 0.14
모노폴 곡률(aB) 0.4
갭(g) 14mm
급전선 길이(l) 25mm
표 6은 지금까지 시뮬레이션한 데이터를 토대로 하여 최적화된 안테나 파라미터의 값을 나타낸 것이다.
도 7은 본 발명 포물선 에지 형태의 평면 모노폴 안테나의 시뮬레이션 결과와 측정결과를 비교한 반사 손실 그래프로서, 평면 모노폴 안테나의 반사손실 특성은 HP8753D 네트워크 분석기를 이용하여 측정하였다. 두 결과를 비교하면 디지털 텔레비젼 수신 주파수 전 대역에서 10 dB를 만족하는 특성을 보이고 있다.
시뮬레이션 결과는 주파수 범위가 470 ~ 900 MHz 이상으로 68 % 이상의 10 dB 대역폭을 얻 고, 측정 결과에서는 470 ~ 890 MHz에서 66.7 %의 10 dB 대역폭을 얻었다. 하지만 시뮬레이션 값과 측정값이 640 MHz 부근에서 반사손실(S11) 값의 차이가 큰 것은 측정상에서 생긴 원인이라고 볼 수 있다.
이는 측정장비와 안테나 간에 불균형한 결합으로 인해서 안테나 종단과 네트워크 분석기 사이에서 반사파가 생기게 되고, 이로 인해 반사손실(S11) 특성에서 원치 않는 신호의 왜곡이 생기는 것으로 보인다. 앞으로 발룬을 안테나와 네트워크 분석기 사이에 결합하게 되면 이 문제는 해결될 것이다.
도 8은 본 발명 포물선 에지 형태의 평면 모노폴 안테나의 각 주파수별 복사 패턴(X-Y 평면패턴)도이고, 도 9는 본 발명 포물선 에지 형태의 평면 모노폴 안테나의 각 주파수별 복사 패턴(Y-Z 수평패턴)도로서, 평면 모노폴 안테나의 E 평면과 H 평면에 대한 복사 패턴을 나타낸 것이다.
표 7
E - 평면
주파수(Mhz) 시뮬레이트 값 측정값
470 -0.81 dB -1.18 dBi
600 0.33 dB 1.86 dBi
810 1.70 dB
H - 평면
주파수(Mhz) 시뮬레이트 값 측정값
470 -2.03 dB 0.46 dBi
600 0.33 dB 3.86 dBi
810 1.71 dB 2.28 dBi
표7 은 본 발명 포물선 에지 형태의 평면 모노폴 안테나의 E 평면과 H 평면에 대한 복사이득을 나타낸 것으로, 각 주파수 470(Mhz), 600,(Mhz), 810(Mhz)에 대한 시뮬레이션 값과 측정값이다.
또한, 측정된 결과로서, E 평면에서의 평균 이득은 약 0.7 dBi, H 평면에서의 평균이득은 약 2.2 dBi이다. 두 데이터가 다소 차이가 있지만, E 평면 복사패 턴은 90도와 270에서 눌(null)이 생기고, H 평면의 경우는 전 방향에서 균일한 무지향성 복사 패턴을 보이고 있다.
따라서 디지털 텔레비젼 수신을 위한 포물선 에지 형태의 평면 모노폴 안테나는 그라운드 도체(20)와 모노폴 도체(30)가 동일면에 존재하면서, 각 도체의 가장자리를 포물선 형태로 하여 그라운드 도체(20)와 모노폴 도체(30)의 포물선 에지 곡률의 변화에 따라 두 도체 간의 두 곡률이 공진 주파수와 대역폭을 결정하는 중요한 요소가 되고, 또한 두 도체 사이의 간격 변화도 대역폭에 주요한 요소로 작용하는 것을 알 수 있었다.
그리고 코플래너 웨이브가이드 급전선의 길이는 전체 안테나의 길이와 연관 성이 있고, 길이가 짧아지면 안테나의 전체 길이가 줄어들어 주파수가 상향되는 것을 확인할 수 있었다. 유전체기판의 최적 설계한 안테나는 460∼900 MHz의 임피던스 대역폭을 갖고, 옴니 디렉션날 한 H평면 복사패턴을 가지며, 이득은 470 MHz, 600 MHz, 810MHz에서 각각 0.46 dBi, 3.86 dBi 및 2.28 dBi 갖게 되어 다른 용도에 안테나에도 적용이 가능하게 된다.

Claims (3)

  1. 유전체 기판;
    상기 유전체 기판의 상면에 포물선형 에지를 갖는 그라운드 도체;
    상기 그라운드 도체와 동일면 상에 포물선형 에지를 갖는 모노폴 도체;
    상기 유전체 기판의 상면의 모노폴 도체에 대하여 CPW(Coplaner Waveguide)로 급전하는 포물선 에지 형태의 광대역 평면 모노폴 안테나.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 CPW는 동축선로, 스트립선로, 마이크로 스트립 선로를 포함하는 다양한 급전선로로 급전하는 포물선 에지 형태의 광대역 평면 모노폴 안테나,
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 유전체 기판의 하면 즉 그라운드 도체가 형성된 면과 반대 면에 상기 모노폴 도체를 형성한 포물선 에지 형태의 광대역 평면 모노폴 안테나.
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