WO2011108037A1 - 静電容量式タッチパネル - Google Patents

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WO2011108037A1
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PCT/JP2010/004707
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吉川治
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Smk株式会社
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    • H03K17/96—Touch switches
    • H03K17/962—Capacitive touch switches
    • H03K17/9622—Capacitive touch switches using a plurality of detectors, e.g. keyboard

Definitions

  • the present invention relates to a capacitive touch panel that detects an input operation to a detection electrode arranged on an insulating panel in a non-contact manner from an increase in floating capacitance of the detection electrode.
  • the capacitance of the capacitance is changed by using the phenomenon that the capacitance near the input operation surface changes when the input operation body such as a finger approaches the input operation surface.
  • a capacitive touch panel that can detect an input operation in a non-contact manner even if it is arranged on the back side of the display from a change.
  • a conventional capacitive touch panel is formed in a matrix so that a large number of X electrodes and Y electrodes intersect with each other on the input operation surface, and crosses near the input operation body such as a finger. Since the capacitance between each X electrode and Y electrode to be changed changes the input operation to the arrangement position of the X electrode and Y electrode where the capacitance has changed (Patent Document 1).
  • scanning is performed by sequentially applying a predetermined pulse voltage to a large number of Y electrodes, and the voltage of each X electrode that intersects the Y electrode to which the pulse voltage is applied is detected.
  • the capacitance between the X electrode and the Y electrode intersecting at the position where the input operation body approaches changes, and the X electrode whose voltage has changed due to the change in capacitance
  • the operation position to the insulation panel of the input operation body is detected from the arrangement position of the Y electrode to which the pulse voltage is applied at that time.
  • a CR time constant circuit is formed in which a detection resistor R is connected in series or in parallel with a capacitor C having an unknown capacitance, and a predetermined voltage Vdd is applied to one side of the detection resistor R or One side is grounded, and the potential of the capacitor C that rises or falls depending on the time constant rc determined by the capacitance c of the capacitor C and the resistance value r of the detection resistor R is compared with a predetermined threshold potential.
  • the magnitude of the capacitance is determined from the charging time or discharging time until the threshold potential is reached.
  • the stray capacitance (capacitance between the detection electrode and the ground) of the detection electrode arranged on the insulating panel increases when an input operation body such as a finger approaches, and the charge / discharge time becomes longer. Therefore, it is possible to detect the presence or absence of an input operation approaching the detection electrode as compared with the charge / discharge time when the input operation is not performed by measuring the charge / discharge time until the potential of the detection electrode reaches a predetermined threshold potential. .
  • the detection method using the CR time constant circuit detects, for example, a capacitance increasing by 1 pF. Even if a 10 M ⁇ detection resistor is connected in series, the time constant only changes by 10 ⁇ sec, and the input operation to the detection electrode can be detected directly by comparing the charge time and discharge time until the threshold potential is reached. Was extremely difficult. In order to solve this problem, a method of further increasing the resistance value of the detection resistor is conceivable. However, the detection current flows to a microcomputer or the like that applies a detection voltage because of a high impedance close to the insulation state, and cannot be detected.
  • a capacitor C1 shown in FIG. 5 is a small-capacitance c1 capacitor that attempts to detect a change in capacitance.
  • the capacitor C1 has a minute stray capacitance generated between an operator's finger and a pattern.
  • One side of the capacitor C1 is grounded via an operator, and is charged with the charging voltage Vdd while the other side SW1 is ON.
  • a capacitor C2 having a capacity c2 that is sufficiently larger than the capacitance of the capacitor C1 is connected in parallel with the capacitor C1 through SW2.
  • SW1 is turned on and SW2 is turned off in the first step, the capacitor C1 is charged with the charging voltage Vdd, and after charging, both SW1 and SW2 are turned off in the second step. .
  • the voltage V1 of the capacitor C1 is Vdd.
  • SW1 is turned off and SW2 is turned on, and a part of the charge of the capacitor C1 is transferred to the capacitor C2.
  • both SW1 and SW2 are turned off again.
  • the voltage V1 of the capacitor C1 is equal to the voltage V2 of the capacitor C2.
  • V2 Vdd ⁇ (1 ⁇ c2 / (c1 + c2) N ), and the charging voltage Vdd and the capacitance of the capacitor C2 Since c2 is known, if the number N of times that the voltage V2 of the capacitor C2 is achieved up to the threshold potential Vref set to 1 ⁇ 2 of the charging voltage Vdd shown in FIG. c1 is obtained.
  • SW1 and SW2 must be controlled 1000 times or more in order to detect a change in capacitance once, and eventually the detection electrode is approached from the change in stray capacitance in a short time. An input operation could not be detected.
  • the present invention has been made in consideration of such a conventional problem, and can detect a change in the stray capacitance of a large number of detection electrodes at the same time. It is an object of the present invention to provide a capacitive touch panel that can detect an input operation to a detection electrode from a charge / discharge time until reaching a threshold potential.
  • the capacitive touch panel according to claim 1 is arranged on an insulating panel and has a detection electrode whose floating capacitance increases as the input operation body approaches, and a value of the floating capacitance of the detection electrode.
  • the CR time constant circuit is connected to a switching terminal that is at a predetermined charging potential or ground potential from the reference time, and a resistance element that forms a CR time constant circuit between the reference terminal and the common terminal on one side of the resistance element.
  • a charge / discharge switch that charges or discharges the stray capacitance with a constant, raises the potential of the detection electrode from the ground potential to the charge potential, or lowers the charge potential from the charge potential to the ground potential, and charges or discharges the stray capacitance from the reference time.
  • Measuring means for measuring the elapsed time until the potential of the detection electrode at the potential or the ground potential reaches a predetermined threshold potential set between the charging potential and the ground potential; For example, a capacitive touch panel for detecting an input operation to the arrangement position of the detection electrode from the elapsed time increases with increasing the stray capacitance,
  • the charge / discharge switch is switch-controlled by a PWM modulation signal obtained by pulse-width-modulating a fixed-frequency rectangular wave pulse signal with a predetermined modulation value, and the common terminal on one side of the resistance element is set according to the binary signal value of the PWM modulation signal. It is characterized in that it contacts and separates from the switching terminal.
  • the duty ratio of the binary signal value for switching and controlling the charge / discharge switch changes according to the modulation value
  • one side of the resistance element has a modulation value between the charging potential or the ground potential and the open potential. It can be switched alternately at a fixed time interval ratio. While one side of the resistance element is at the charging potential or the ground potential, the potential of the detection electrode at the ground potential or the charging potential rises or falls according to a time constant determined by the resistance value of the resistance and the stray capacitance, but the open potential During this period, the potential of the detection electrode does not change, and its rise or fall stops.
  • the charge / discharge switch may be any one of a first switching terminal at a charging potential, a second switching terminal at a ground potential, and a third switching terminal opened by a PWM modulation signal.
  • the connection of the common terminal is controlled to be switched, and the connection of the common terminal is switched between the first switching terminal and the third switching terminal in accordance with the binary signal value of the PWM modulation signal to float the detection electrode.
  • the capacitor is charged and / or switched between the second switching terminal and the third switching terminal to discharge the stray capacitance of the detection electrode.
  • the connection of the common terminal is switched between the first switching terminal and the third switching terminal, and in the case of discharge control, the connection of the common terminal is switched to the second switching terminal and the third switching terminal.
  • the elapsed time from the reference time until the potential of the detection electrode reaches the threshold potential can be extended according to the modulation value by switching connection between the terminals and using a common charge / discharge switch.
  • the stray capacitance of each detection electrode is charged or discharged at the same time, and input to any detection electrode in a short time. Can detect operations.
  • the first aspect of the present invention it is possible to detect an input operation to the detection electrode using the CR time constant circuit even if the increase in the stray capacitance of the detection electrode due to the input operation is very small.
  • the second aspect of the present invention it is possible to use a common charge / discharge switch to perform the reference time whether the change is detected by charging the stray capacitance or the change is detected by discharging. Since the elapsed time until the potential of the detection electrode reaches the threshold potential is extended according to the modulation value, the stray capacitance that slightly changes can be reliably detected.
  • the slope at which the detection potential changes depending on the elapsed time from the reference time differs between charging and discharging the stray capacitance, so the slope of the potential of the detection electrode near the threshold potential matches the threshold potential.
  • the charge control or the discharge control of the stray capacitance can be selected in which the stray capacitance changes and the elapsed time appears with a larger elapsed time.
  • the third aspect of the present invention it is possible to detect a change in each of the stray capacitances of a large number of detection electrodes arranged on the insulating panel and detect an input operation position in a short time within one cycle in which the stray capacitance is charged and discharged. .
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a plurality of detection electrodes 3 and a capacitance-time conversion circuit 2 of a capacitive touch panel 1 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a block diagram of an input position detection circuit that detects an input operation of the capacitive touch panel 1.
  • FIG. It is a wave form diagram explaining the method to detect the detection electrode 3 which the input operation body approached. It is a wave form diagram which compares each waveform of a, b, and c of Drawing 1 with waveforms a 'and b' of a conventional method. It is a block diagram which shows the capacitance detection method of the conventional charge transfer system.
  • FIG. 6 is a waveform diagram showing the relationship between the number of times of charging N and the voltage V2 of the capacitor C2 by the capacitance detection method shown in FIG.
  • Capacitive Touch Panel 2 Capacitance-Time Conversion Circuit 3 Detection Electrode 4 Charge / Discharge Switch 5
  • Microcomputer 8 Register Value Comparison Circuit 10
  • Counter 20 PWM modulation circuit 21 Frequency divider circuit
  • a capacitive touch panel (hereinafter referred to as a touch panel) 1 according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 4.
  • a touch panel 1 a plurality of detection electrodes 3 1 , 3 2 , 3 3 , 3 4 are arranged on an insulating panel (not shown) so as to be insulated from each other at intervals of, for example, several mm.
  • the stray capacitance Cs of each detection electrode 3 is represented by the sum of the capacitance formed between the surrounding conductive pattern, the shield case that shields the device, and the ground, but the other capacitance is substantially constant. Thus, it increases when an input operation body such as an operator's finger approaches.
  • the stray capacitances Cs 1 , Cs 2 , Cs 3 , and Cs 4 of each detection electrode 3 are compared, and the input operation body of the input operation approaches the detection electrode 3 having the maximum stray capacitance Cs compared to the others. As a result, an input operation that approaches the arrangement position of the detection electrode 3 is detected.
  • the touch panel 1 detects the input operation by comparing the stray capacitances Cs 1 , Cs 2 , Cs 3 , Cs 4 of the four detection electrodes 3 1 , 3 2 , 3 3 , 3 4. Will be described.
  • each detection electrode 3 has a stray capacitance Cs in the time width of the binary signal c.
  • a capacity-time conversion circuit 2 for outputting the data is connected.
  • the detection resistor R2 is a resistance of the detection electrode 3, and a CR time constant circuit is formed by the detection resistors R1 and R2 connected in series with the capacitor of the stray capacitance Cs of the detection electrode 3.
  • the threshold potential V SH is a potential that is arbitrarily set between the reference charging voltage Vdd and the ground potential GND.
  • the threshold potential V SH is 70% of Vdd, whereby the common terminal 4c of the charge / discharge switch 4 is connected to the ground potential.
  • the stray capacitance of the detection resistor R1, R2 of the resistance value r and the stray capacitance Cs cs (explanation, the stray capacitance Cs of the capacitance of the capacitor, the stray capacitance Cs is charged by the constant csr time determined from) that stray capacitance cs, when the potential of the detecting electrode 3 rises from the ground potential GND exceeds the threshold potential V SH, the output c of the comparator 5 Is reversed.
  • the charge / discharge switch 4 is always controlled to be switched by the switching control signal a ′ at the “H” level during the charging control period Tc from the microcomputer 5, it is at the ground potential GND at the reference time t0.
  • the rising speed of the potential Vc of the detection electrode 3 when the stray capacitance Cs is charged with the reference charge voltage Vdd during the charge control period Tc is obtained by multiplying the resistance value r of the detection resistors R1 and R2 by the stray capacitance cs. Although it is determined by the time constant, it depends exclusively on the stray capacitance cs, and as the stray capacitance cs increases, the voltage rises more slowly and the elapsed time from the reference time t0 until the output c of the comparator 5 inverts also increases. .
  • the stray capacitance cs for the detection electrode 3 is about 10 pF, and the amount of change in the stray capacitance cs that changes due to the approach of the input operation body such as a finger is about 1 to 3 pF.
  • the difference in elapsed time until c is inverted is a minute time of 10 to 30 ⁇ sec even if the resistance value r of the detection resistors R1 and R2 is increased to 10 M ⁇ , and is difficult to discriminate.
  • the switching control signal a is obtained by PWM-modulating a square wave pulse signal having a fixed frequency with a predetermined modulation value in a PWM modulation circuit 20 described later of the microcomputer 5, and a PWM modulation signal having a duty ratio D corresponding to the modulation value and It has become.
  • a 2.5 MHz rectangular wave pulse signal is PWM-modulated, and a PWM modulation signal a having a duty ratio of 0.4 with a pulse width of “H” level of 0.16 ⁇ sec and a period of 0.4 ⁇ sec is output from the microcomputer 5. Is output from.
  • Discharge switch 4 while the switching control signal (PWM modulation signal) a is "H" level, and connected to the first switching terminal 4 1 with a common terminal 4c to reference charge voltage Vdd, while the "L” level, connecting to the opened third switch terminal 4 3.
  • the potential Vc of the detection electrode during the charging control period Tc rises according to the above equation (1) while the switching control signal a is at the “H” level, as shown in the enlarged waveform b in FIG.
  • the “L” level the potential is maintained and this is repeated.
  • the switching control signal a is at the “L” level
  • the potential Vc of the detection electrode does not increase, so that the increasing gradient decreases at a ratio corresponding to the duty ratio D, and gradually increases as shown by the waveform b in the figure. To do.
  • the change in the stray capacitance cs of about 1 to 3 pF due to the input operation is from the reference time t0 until the threshold potential V SH is reached. Even if the difference in elapsed time expands to 25 to 75 ⁇ sec, which is 2.5 times larger, and the resolution of the means for measuring the elapsed time described later is low, the input operation can be sufficiently detected from the difference.
  • the resistance values r of the detection resistors R1 and R2 of the capacitance-time conversion circuit 2, the circuit constants of the comparator 5, etc., and the threshold potential V SH are the detection electrodes 3 1 , 3 2 , 3 3. 3 and 4 and the charge / discharge switches 4 are simultaneously switched by the same switching control signal a from the microcomputer 5 shown in FIG. 2, so that the first switching terminal 4 is synchronized with the reference time t0. It is switched connection between the first and third switching terminal 4 3.
  • the change in the stray capacitance cs of the detection electrode 3 due to the input operation can be detected in the same manner during the discharge control period Td after the switching time tg.
  • the charge / discharge switch 4 is controlled to be switched by the switching control signal a or a ′, and the potential Vc of the detection electrode at the charge voltage Vdd at the switching time tg is the second switching with the common terminal 4c of the charge / discharge switch 4 being the ground potential GND.
  • the stray capacitance Cs at the constant csr is discharged when by connecting the terminal 4 2.
  • the potential Vc of the detection electrode is t ′ when the elapsed time from the switching time tg, which is the charging voltage Vdd.
  • To detect stray capacitance cs varying minutely during this discharge control period Td includes a switching control signal charging and discharging switch common terminal 4c of the 4 second switch terminal 4 2 by a outputted from the microcomputer 5 3 to switch connection between the switching terminal 4 3.
  • the switching control signal a is the same as the switching control signal a described in the charging control period Tc
  • the second switching in which the common terminal 4c is at the ground potential GND while the switching control signal a is at the “H” level. connected to a terminal 4 2 connect the "L" level during, the opened third switch terminal 4 3.
  • the potential Vc of the detection electrode during the discharge control period Td drops according to the above equation (2) while the switching control signal a is at the “H” level, and maintains the potential during the “L” level. repeat. Therefore, the inclination of potential Vc of the sensing electrode is lowered even course of becomes moderate at a ratio corresponding to the duty ratio from D, switching time tg caused by small changes in the stray capacitance cs by an input operation to reach the threshold potential V SH The time difference expands to 2.5 times the reciprocal of the duty ratio D, and the input operation can be sufficiently detected from the difference even during the discharge control period Td.
  • the elapsed time is close to the transient period in the vicinity of the threshold potential V SH.
  • the resolution of the comparison circuit that compares the threshold potential VSH and the potential Vc of the detection electrode is low, the latter discharge control is desirable, and when the resolution of the measurement circuit that measures the elapsed time t is low, the former The charge control is desirable.
  • the resolution of the comparison circuit that compares the threshold potential VSH and the potential Vc of the detection electrode is low, the former charging control is desirable, and when the resolution of the measurement circuit that measures the elapsed time t is low, the latter discharge control is desired, it can be selected without changing the circuit configuration of any suitable control by the resolution of the level and the detection circuit of the threshold potential V SH.
  • the outputs c1, c2, c3, and c4 of the comparator 5 of each capacitance-time conversion circuit 2 are supplied to a first register (T) 6 that is a 4-bit PIPO (parallel input parallel output type) register. It is input in parallel as 4-bit parallel data. Each bit data of the parallel data corresponds to a binary signal value of each output c1, c2, c3, c4, and is “1” when the output is “H”, and “0” when the output is “L”. Is remembered as Similarly, the parallel output of the first register (T) 6 is connected to the parallel input of the second register (T-1) 7 which is a 4-bit PIPO register.
  • the first register (T) 6 and the second register (T-1) 7 are connected to a common shift clock terminal (SFT) and reset output terminal (RESET) of the microcomputer 5, and a shift clock is received from the clock terminal (SFT).
  • a 4-bit register value to be stored is input / output each time it is input, and when a reset signal is input from the reset output terminal (RESET), the stored 4-bit register value is reset. That is, the first register (T) 6 stores the binary data of the outputs c1, c2, c3, and c4 stored as 4-bit register values when the shift clock is input until the next shift clock is input.
  • the second register (T-1) 7 stores the 4-bit register value output from the first register (T) 6 until the next shift clock is input. Further, when a trigger signal is input from a register value comparison circuit 8 described later, the first register (T) 6 stores the register value stored at that time in the RAM 10.
  • a trigger signal is output from the register value comparison circuit 8 to the first register (T) 6 and a counter 11 described later.
  • a trigger signal is output from the register value comparison circuit 8 in order to store a count value and a register value, which will be described later, in association with the RAM 10 also at a reference time t0 when an input operation is detected.
  • the register value stored in the second register (T-1) 7 is the register value stored in the first register (T) 6 immediately before the latest shift clock is input. It is output when at least one of binary data of outputs c1, c2, c3, and c4 changes in addition to t0.
  • the microcomputer 5 receives the clock signal from the clock transmission circuit 9, and here outputs a frequency dividing circuit 21 that divides the frequency of the clock signal of 20 MHz by 8 to a frequency of 2.5 MHz and the frequency dividing circuit 21.
  • a PWM modulation circuit 20 that performs pulse width modulation of a 2.5 MHz square wave pulse signal with a predetermined modulation value is built in, and the 2.5 MHz clock signal output from the frequency divider circuit 21 is used as the shift clock for the registers 6 and 7.
  • the charge / discharge switch 4 of each capacity-time conversion circuit 2 is switched and controlled using the PWM modulation signal output from the PWM modulation circuit 20 as a switching control signal a.
  • the PWM modulation signal is modulated into a pulse signal having a duty ratio of 0.4, and the charge / discharge switches 4 are switched and controlled simultaneously.
  • the frequency of the shift clock is at least 1 MHz or more in order to reliably detect the time difference.
  • the frequency (the cycle is 1 ⁇ sec or less), and here, the frequency is 2.5 MHz at which one cycle is 0.4 ⁇ sec.
  • microcomputer 5 specifies the detection electrode 3 to which the input operation body approaches from the combination of the count value and the register value stored in association with the RAM 10 for each detection cycle Tp in FIG. A detection process for detecting an input operation to the position is executed.
  • the counter 11 counts up the count value at a frequency obtained from the clock signal output from the clock oscillation circuit 9 at least at a frequency equal to or higher than the frequency of the shift clock.
  • the count value of the counter 11 is reset by a reset signal output from the microcomputer 5, and when a trigger signal is input from the register value comparison circuit 8, the count value at that time is output to the RAM 10 as shown in FIG. .
  • the RAM 10 which is a temporary storage device, is stored in the count value of the counter 11 and the first register (T) 6 each time a trigger signal is output from the register value comparison circuit 8, as shown in FIG.
  • the register values are stored in association with each other, and each combination associated with the count value is stored until a register value in which all bit data is “1” is input.
  • the data of each combination stored in the RAM 10 is cleared by the control from the microcomputer 5 before the reference time t0 every detection cycle Tp.
  • the microcomputer 5 is an operation mode for detecting an input operation, and as shown in FIG. 4, the charging time Tc for charging / discharging the stray capacitance Cs of each detection electrode 3 and the detection cycle Tp obtained by adding the pause time Tr to the discharging time Td. , Repeat the input operation detection.
  • the description will be made assuming that the input operation to the detection electrode 3 is detected during the charging time Tc for controlling the charge of the stray capacitance Cs.
  • Charging time Tc has a first switching terminal 4 1 in the charge and discharge switch 4 the reference charging voltage Vdd, is the time from the reference time t0 of switching between the third switch terminal 4 3 which is open to the switching time tg, switching time tg, with or without an input operation, it is set when the subsequent potential of all the detection electrodes 3 reaches the reference charge voltage Vdd exceeds the threshold potential V SH.
  • the maximum value of the stray capacitance Cs is about 10 pF
  • the time constant composed of the detection resistors R1 and R2 connected in series of 10 M ⁇ is 100 ⁇ sec
  • the stray capacitance Cs is determined by the switching control signal a having a duty ratio of 0.4.
  • the elapsed time until the potential of the charged detection electrode 3 substantially reaches the reference charging voltage Vdd is 2.5 msec, and the charging time Tc until switching tg is 3 msec.
  • the switching control signal a after the switching time tg is “L” level, and the common terminal 4c of the charge / discharge switch 4 is set to the ground potential GND as shown in FIG. is connected to a second switch terminal 4 2, the potential of all the detection electrodes 3 discharge time Td has elapsed from the switching time tg is the ground potential GND. Since the stray capacitance Cs is always discharged during the discharge time Td, the elapsed time from the switching time tg to the ground potential GND is 0.5 msec, and the discharge time Td is set to 1 msec shorter than the charge time Tc. ing.
  • the time when the discharge time Td has passed is set as the reference time t0, and the pause time Tr is not necessarily provided in the detection cycle Tp.
  • the pause time Tr is not necessarily provided in the detection cycle Tp.
  • the microcomputer 5 performs a detection process for calculating the input operation position from the data stored in the RAM 10 from the discharge time Td to the rest time Tr.
  • the stray capacitance Cs of a large number of capacitance-time conversion circuits 2 is charged / discharged at the same time. Therefore, depending on the number of capacitance-time conversion circuits 2, the charging time Tc and the discharge time Td Even if the pause time Tr is provided, the input operation can be detected with a short detection cycle Tp. Therefore, even when the microcomputer 5 is in an operation mode in which an input operation is detected, the power consumption is small, and when used for an input device of a portable device in which power cannot be obtained from the outside such as a remote control transmitter or a mobile phone, It can be used without replacing the battery for a long time.
  • the microcomputer 5 outputs a reset signal from the reset output terminal (RESET) at the reference time t0, and resets the register values of the first register (T) 6 and the second register (T-1) 7 and the count value of the counter 11. At the same time, the data stored in the RAM 10 is cleared. However, since the register values of the first register (T) 6 and the second register (T-1) 7 are “0” when the detection cycle Tp elapses, it is not always necessary to reset.
  • the microcomputer 5 outputs a switching control signal a for switching the charge / discharge switch 4 of each capacitance-time conversion circuit 2 between the reference charge voltage Vdd and the open potential at the same reference time t0, and the stray capacitance Cs of the detection electrode 3 is output. Is charged at a duty ratio of 0.4. Since the charge and discharge switches 4 to the reference time t0, the potential of the sensing electrode 3 which has been switched to the ground potential GND are the following ground potential GND threshold potential V SH, the output of the comparator 5 of the reference time t0 c1, c2 , C3, and c4 are all “L”, and the 4-bit “0000” parallel data of the first register (T) 6 is stored.
  • the register value comparison circuit 8 outputs a trigger signal to the counter 11 and the first register (T) 6 at the reference time t0, and as shown in FIG. 2, the RAM 10 receives the count value C (t0) representing the reference time t0.
  • the register value “0000” stored in the first register (T) 6 is stored in association with the reference time t0.
  • the stray capacitance Cs 4 of the detection electrode 3 4 not affected by the input operation member is minimal since, as shown in FIG. 3, the potential of the sensing electrode 3 4 rising stepwise with a time constant of the resistance value of the detection resistor R1, R2 exceeds the threshold potential V SH at the earliest time t1.
  • the output c4 of the comparator 5 is inverted from “L” to “H”, and the first register (T) 6 stores the parallel data “0001” in which the least significant bit is “1”.
  • the register value comparison circuit 8 outputs a trigger signal to the counter 11 and the first register (T) 6 because the register value is different from the register value “0000” stored in the second register (T ⁇ 1) 7.
  • the RAM 10 stores the count value C (t1) representing the time t1 and the register value “0001” newly stored in the first register (T) 6 in association with each other.
  • the register value comparison circuit 8 is different from the register value “0001” stored in the second register (T ⁇ 1) 7 because the first bit and the third bit of the register value are different from the counter 11 and the first register (T ) 6, a trigger signal is output, and the register value “1011” newly stored in the first register (T) 6 is stored in the RAM 10 in association with the count value C (t 2) representing the time t 2.
  • the microcomputer 5 switches each charge / discharge switch 4 to the ground potential GND at the switching time tg when the charging time Tc has elapsed from the reference time t0, and discharges the charge accumulated in each stray capacitance Cs during the discharging time Td.
  • the potential of the detection electrode 3 is set to the ground potential GND.
  • the register value “1111” stored in the first register (T) 6 does not change until the switching time tg.
  • the microcomputer 5 reads the combination of each count value C (t) and the register value stored in the RAM 10 at the time of switching tg.
  • the count value C (t) represents an elapsed time from the reference time t0 when charging is started, and the register value indicates a bit whose bit data has changed compared to the register value of the immediately preceding combination.
  • the microcomputer 5 stores each combination stored in the RAM 10. From this data, the magnitude of the stray capacitance Cs of the detection electrode 3 can be compared.
  • the bit data of 4 bits changes in the order of the fourth bit (LSB), the first bit (MSB), the third bit, and the second bit
  • the stray capacitance Cs is Cs 4 , Cs 1 , Cs 3 , and Cs 2 are detected to increase in this order.
  • the microcomputer 5, the stray capacitance Cs 2 can be determined that the maximum of the detection electrode 3 2 input operation member to the position of the approaches, an input operation to input position the arrangement position of the detection electrode 3 2 To detect.
  • the microcomputer 5 outputs the input operation position thus detected to an external control circuit that controls the cursor movement control on the display screen and the operation of the electronic device, and executes a predetermined process corresponding to the input operation position.
  • the microcomputer 5 performs the input operation position and input operation detection process between the discharge time Td and the subsequent rest time Tr, and after the input operation is detected, is stored in the RAM 10 before the next reference time t0. Clear data.
  • the input operation position is detected by comparing the stray capacitances Cs of the plurality of detection electrodes 3 and inputting the positions between the arrangement positions of the plurality of detection electrodes 3 obtained from a ratio obtained by dividing the plurality of stray capacitances Cs. It may be an operation position.
  • each capacitance of a plurality of capacitors is compared with each stray capacitance of a plurality of detection electrodes, and the capacitance touch panel that detects an input operation to the detection electrode having the largest stray capacitance has been described.
  • the capacitance of the capacitor can be converted into a time that can be measured by the count value of the counter, the present invention can be applied not only to the stray capacitance but also to a capacitance determination device that compares the capacitance of other types of capacitors.
  • circuit elements such as the register value comparison circuit 8, the first register (T) 6, and the second register (T-1) 7 may be incorporated in the microcomputer 5.
  • the charge and discharge switch 4, the first switching terminal 4 1 that the potential of the reference charge voltage Vdd, and the second switching terminal 4 2 which is the ground potential GND, 3 kinds of the third switch terminal 4 3 obtained by opening of the has been described in the switch for switching between the switching terminal, when detecting an input operation on only one of the charge and discharge control can omit one first switching terminal 4 1 and the second switching terminal 4 2.
  • the present invention is suitable for a capacitive touch panel that detects an input operation in a non-contact manner from a capacitance that changes minutely by the input operation.

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Abstract

　多数の検出電極の浮遊容量の変化を同時に検出可能で、また、浮遊容量の変化が微小であっても、検出電極の電位がしきい電位に達するまでの経過時間から検出電極への入力操作を検出できる。　検出電極の浮遊容量と検出電極の抵抗とでＣＲ時定数回路を形成し、検出電極の浮遊容量を、一定の時間比の休止期間をおいて充電若しくは放電制御する。検出電極に接近する入力操作により微小に増加する浮遊容量は、検出電極の電位がしきい電位に達するまでの経過時間を拡大させて検出することにより検出できる。

Description

静電容量式タッチパネル
　本発明は、絶縁パネル上に配置される検出電極への入力操作を、検出電極の浮遊容量の増加から非接触で検出する静電容量式タッチパネルに関する。
　電子機器のディスプレーに表示されたアイコンなどを指示入力するポインティングデバイスとして、指などの入力操作体が入力操作面に接近するとその付近での静電容量が変化する現象を利用し、静電容量の変化からディスプレーの背面側に配置しても非接触で入力操作を検出可能な静電容量式タッチパネルが知られている。
　従来の静電容量式タッチパネルは、多数のＸ電極とＹ電極を入力操作面上に互いに絶縁させて交差するようにマトリックス状に形成し、指などの入力操作体を接近させた付近で、交差する各Ｘ電極とＹ電極間の静電容量が変化することから、静電容量が変化したＸ電極とＹ電極の配置位置への入力操作を検出している（特許文献１）。
　この特許文献１に記載の静電容量式タッチパネルでは、多数のＹ電極に順次、所定のパルス電圧を印加して走査し、パルス電圧が印加されたＹ電極と交差する各Ｘ電極の電圧を検出する。指などの入力操作体を絶縁パネルへ接近させると、入力操作体が接近する位置で交差するＸ電極とＹ電極間の静電容量が変化し、静電容量の変化で電圧が変化したＸ電極と、その時にパルス電圧を印加したＹ電極の配置位置から、入力操作体の絶縁パネルへの操作位置を検出している。
　しかしながら、絶縁パネルの入力操作面が大面積となると、その入力面積の増加に応じて静電容量の変化を検出するＸ電極とＹ電極の数が増大し、各電極の交差位置について走査する走査周期が長くなり、短時間で入力操作位置を検出できないという問題がある。更に、パルス電圧を印加する手段を設ける必要がある他、マトリックス状に配線する多数のＸ電極とＹ電極を走査する為に、相当する本数に対応するマルチプレクサを用いなければならず、回路構成が複雑、大型化するという問題があった
　そこで、より簡易な回路構成で検出電極についての静電容量（浮遊容量）の変化を検出する手段として、入力操作位置での未知の静電容量を、静電容量と既知の抵抗値との時定数から検出する方法が知られている。この検出方法は、未知の容量である静電容量のコンデンサＣに対し直列若しくは並列に検出抵抗Ｒを接続したＣＲ時定数回路を形成し、検出抵抗Ｒの一側に所定の電圧Ｖｄｄを加え若しくは一側を接地し、コンデンサＣの静電容量ｃと検出抵抗Ｒの抵抗値ｒとで定まる時定数ｒｃに依存して上昇若しくは下降するコンデンサＣの電位を、所定のしきい電位と比較し、しきい電位に達するまでの充電時間若しくは放電時間から静電容量の大きさを判別するものである。この検出方法を利用すれば、絶縁パネル上に配置した検出電極の浮遊容量（検出電極と接地間の静電容量）は、指などの入力操作体が接近すると増大して充放電時間が長くなるので、検出電極の電位が所定のしきい電位となるまでの充放電時間を計時し、入力操作を行わない場合の充放電時間と比較して、検出電極に接近する入力操作の有無を検出できる。
　しかしながら、指を検出電極へ接近させた際の浮遊容量ｃは１０ｐＦ程度からわずかに数ｐＦ増加するだけなので、ＣＲ時定数回路を用いた検出方法は、例えば１ｐＦ増加する静電容量を検出する為に１０ＭΩの検出抵抗を直列に接続したとしても、時定数は、１０μｓｅｃ変化するだけであり、しきい電位に達するまでの充電時間や放電時間の比較から直接検出電極への入力操作を検出することが極めて困難であった。この問題を解決するために、検出抵抗の抵抗値を更に大きくする方法が考えられるが、絶縁状態に近い高いインピーダンスとなって検出電圧を印加するマイコン等に検出電流が流れ、検出できないものであった。そこで、より大きな容量のコンデンサを用意しておき、浮遊容量の充電電荷を繰り返しこのコンデンサへ移し、コンデンサの充電時間を比較するチャージトランスファー方式の静電容量検出方法が提案されている（特許文献２）。
　以下、チャージトランスファー方式の静電容量検出方法を、図５、図６を用いて説明する。図５に示すコンデンサＣ１は、容量の変化を検出しようとする小容量ｃ１のコンデンサであり、例えば、操作者の指とパターンとの間に生じる微小浮遊容量のコンデンサである。コンデンサＣ１の一側は、操作者を介して接地され、他側のＳＷ１がＯＮ動作している間、充電電圧Ｖｄｄで充電される。また、コンデンサＣ１と並列に、ＳＷ２を介してコンデンサＣ１の静電容量に対して充分に大きい容量ｃ２のコンデンサＣ２が接続されている。
　このように構成された検出回路について、第１ステップで、ＳＷ１をＯＮ、ＳＷ２をＯＦＦとして、コンデンサＣ１を充電電圧Ｖｄｄで充電し、充電後、第２ステップで、ＳＷ１とＳＷ２をともにＯＦＦとする。この第２ステップでは、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１は、Ｖｄｄである。続いて、第３ステップで、ＳＷ１をＯＦＦ、ＳＷ２をＯＮとし、コンデンサＣ１の充電電荷の一部をコンデンサＣ２へ移し、その後、第４ステップで、ＳＷ１とＳＷ２を再びともにＯＦＦとする。この第４ステップでは、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１とコンデンサＣ２の電圧Ｖ２は等しくなる。
　第１ステップから第４ステップまでの処理をＮ回繰り返したときのコンデンサＣ２の電圧Ｖ２は、Ｖ２＝Ｖｄｄ×（１－ｃ２／（ｃ１＋ｃ２）Ｎ）で表され、充電電圧Ｖｄｄ、コンデンサＣ２の容量ｃ２が既知であるので、図６に示す充電電圧Ｖｄｄの１／２に設定したしきい電位ＶｒｅｆまでコンデンサＣ２の電圧Ｖ２が達成する回数Ｎを求めれば、検出しようとするコンデンサＣ１の静電容量ｃ１が得られる。
　図６に示すように、静電容量ｃ１が増加する程、Ｖｒｅｆに達する繰り返し回数Ｎは短くなるので、検出電極への入力操作体の接近のみを検知できれば充分な静電容量方式タッチパネルでは、繰り返し回数のしきい値Ｎｒｅｆを例えば図中の１１００に設定し、このしきい値Ｎｒｅｆより短い繰り返し回数でＶｒｅｆに達した場合に、入力操作の指が接近し１０ｐＦ以上の浮遊容量が生じたものとして、検出電極への入力操作を検出する。
特開２００５－３３７７７３号公報（明細書の項目００１７乃至項目００３１、図１） 特開２００９－７０００４号公報（明細書の項目００１４乃至項目００２０、図２）
　特許文献１に記載の従来の静電容量式タッチパネルでは、全ての検出電極毎にパルス電圧を印加する必要があるので、同時に全ての検出電極の浮遊容量を充放電し、より短時間に静電容量の変化を検出できるＣＲ時定数回路を用いた検出方法が望まれるが、入力操作による浮遊容量の変化が微小であるため、しきい電位に達するまでの充放電時間の差からこれを検出することが困難であり、特許文献２に記載のチャージトランスファー方式でこれを拡大させて検出するほかなかった。
　しかしながら、このチャージトランスファー方式は、一度の静電容量の変化を検出するために、ＳＷ１とＳＷ２を１０００回以上動作制御しなければならず、結局短時間に浮遊容量の変化から検出電極に接近する入力操作を検出することはできなかった。
　本発明は、このような従来の問題点を考慮してなされたものであり、多数の検出電極の浮遊容量の変化を同時に検出可能で、また、浮遊容量の変化が微小であっても、しきい電位に達するまでの充放電時間から検出電極への入力操作を検出できる静電容量式タッチパネルを提供することを目的とする。
　また、充電電圧Ｖｄｄや検出電極の電位Ｖｃと比較するしきい電位に応じて、より検出精度が高い電圧制御方法を選択可能な静電容量式タッチパネルを提供することを目的とする。
　上述の目的を達成するため、請求項１の静電容量式タッチパネルは、絶縁パネル上に配置され、入力操作体の接近に応じて浮遊容量が増加する検出電極と、検出電極の浮遊容量の値との間でＣＲ時定数回路を形成する抵抗素子と、抵抗素子の一側のコモン端子を、基準時から所定の充電電位若しくは接地電位にある切り替え端子に接続して前記ＣＲ時定数回路の時定数で浮遊容量を充電若しくは放電し、検出電極の電位を接地電位から前記充電電位まで引き上げ若しくは前記充電電位から接地電位まで引き下げる充放電スイッチと、基準時から浮遊容量を充電若しくは放電し、前記充電電位若しくは接地電位にある検出電極の電位が、前記充電電位と接地電位の間に設定する所定のしきい電位に達するまでの経過時間を計測する計時手段とを備え、浮遊容量の増加に伴い増加する経過時間から検出電極の配置位置への入力操作を検出する静電容量方式タッチパネルであって、
　充放電スイッチは、固定周波数の矩形波パルス信号を所定の変調値でパルス幅変調したＰＷＭ変調信号によって切り替え制御され、ＰＷＭ変調信号の二値信号値に応じて抵抗素子の一側のコモン端子が前記切り替え端子に接離することを特徴とする。
　ＰＷＭ変調信号は、変調値に応じて充放電スイッチを切り替え制御する二値信号値のデューティ比が変化し、抵抗素子の一側は、充電電位若しくは接地電位と開放電位との間で変調値で定まる時間間隔比で交互に切り替えられる。抵抗素子の一側は、充電電位若しくは接地電位にある間、接地電位若しくは充電電位にある検出電極の電位は、抵抗の抵抗値と浮遊容量とで定まる時定数に従って上昇若しくは下降するが、開放電位にある間、検出電極の電位は変化せず、その上昇若しくは下降が停止する。従って、浮遊容量を充放電する際に検出電極の電位が変化する傾きを下げて、基準時から検出電極の電位がしきい電位に達するまでの経過時間を、変調値に応じて引き延ばすことができるので、入力操作による浮遊容量が微小な増加であっても、拡大させた経過時間の増加から検出できる。
　請求項２の静電容量式タッチパネルは、充放電スイッチが、ＰＷＭ変調信号によって、充電電位にある第１切り替え端子と、接地電位にある第２切り替え端子と、開放された第３切り替え端子のいずれかに前記コモン端子の接続が切り替え制御され、ＰＷＭ変調信号の二値信号値に応じて、前記コモン端子の接続を、第１切り替え端子と第３切り替え端子間で切り替え接続して検出電極の浮遊容量を充電し、及び／又は、第２切り替え端子と第３切り替え端子間で切り替え接続して検出電極の浮遊容量を放電することを特徴とする。
　浮遊容量の充電制御の際には、コモン端子の接続を第１切り替え端子と第３切り替え端子間で切り替え接続し、放電制御の際には、コモン端子の接続を第２切り替え端子と第３切り替え端子間で切り替え接続し、共通する充放電スイッチで、いずれの場合にも、基準時から検出電極の電位がしきい電位に達するまでの経過時間を、変調値に応じて引き延ばすことができる。
　　請求項３の静電容量式タッチパネルは、抵抗素子と充放電スイッチが、絶縁パネル上に互いに絶縁して配置される複数の検出電極毎に備えられ、各検出電極について計時手段が計測した経過時間を比較し、経過時間が増加した検出電極の配置位置から入力操作位置を検出することを特徴とする。
　多数の検出電極についてＣＲ時定数回路を用いて各検出電極の浮遊容量の変化を検出するので、多数の検出電極の浮遊容量を同時に充電若しくは放電し、短時間にいずれかの検出電極への入力操作を検出できる。
　請求項１の発明によれば、ＣＲ時定数回路を用いて、入力操作による検出電極の浮遊容量の増加が微小であっても、検出電極への入力操作を検出できる。
　請求項２の発明によれば、浮遊容量を充電してその変化を検出する場合と、放電してその変化を検出するいずれの場合であっても、共通する充放電スイッチを用いて、基準時から検出電極の電位がしきい電位に達するまでの経過時間を、変調値に応じて引き延ばし、微小に変化する浮遊容量を確実に検出できる。
　また、浮遊容量を充電する間と放電する間では、基準時からの経過時間により検出電位が変化する傾きが異なるので、しきい電位に合わせて、しきい電位の近傍で検出電極の電位の傾きが小さくなり、浮遊容量の変化が経過時間がより拡大して現れる浮遊容量の充電制御若しくは放電制御を選択できる。
　請求項３の発明よれば、浮遊容量を充放電制御する一周期内に、絶縁パネル上に配置された多数の検出電極の各浮遊容量の変化を検出し、短期間に入力操作位置を検出できる。
本発明の一実施の形態に係る静電容量式タッチパネル１の複数の検出電極３と容量－時間変換回路２を示す回路図である。 静電容量式タッチパネル１の入力操作を検出する入力位置検出回路のブロック図である。 入力操作体が接近した検出電極３を検出する方法を説明する波形図である。 図１のａ、ｂ、ｃの各波形を従来方法の波形ａ´、ｂ´と比較して示す波形図である。 従来のチャージトランスファー方式の静電容量検出方法を示すブロック図である。 図５に示す静電容量検出方法による充電回数ＮとコンデンサＣ２の電圧Ｖ２との関係を示す波形図である。
　１　　　静電容量式タッチパネル
　２　　　容量－時間変換回路
　３　　　検出電極
　４　　　充放電スイッチ
　５　　　マイコン
　８　　　レジスタ値比較回路
　１０　　ＲＡＭ
　１１　　カウンタ
　２０　　ＰＷＭ変調回路
　２１　　分周回路
　以下、本発明の一実施の形態に係る静電容量式タッチパネル（以下、タッチパネルという）１を、図１乃至図４を用いて説明する。このタッチパネル１は、図示しない絶縁パネル上に例えば数ｍｍの間隔で互いに絶縁して複数の検出電極３１、３２、３３、３４が配置される。各検出電極３の浮遊容量Ｃｓは、その周囲の導電パターン、機器を遮蔽するシールドケース、大地との間に形成される容量の総和で表されるが、他の容量が略一定であるの対して、操作者の指等の入力操作体が接近すると増大する。そこで、各検出電極３の浮遊容量Ｃｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３、Ｃｓ４を比較し、他と比較して浮遊容量Ｃｓが最大となる検出電極３に対して入力操作の入力操作体が接近したものとして、その検出電極３の配置位置に接近する入力操作を検出する。
　ここでは、説明の都合上、タッチパネル１が４つの検出電極３１、３２、３３、３４の浮遊容量Ｃｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３、Ｃｓ４を比較して入力操作を検出するものとして説明する。各検出電極３の浮遊容量Ｃｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３、Ｃｓ４を比較するため、図１に示すように、各検出電極３には、それぞれ浮遊容量Ｃｓを二値信号ｃの時間幅で表して出力する容量－時間変換回路２が接続されている。
　各容量－時間変換回路２は、コモン端子４ｃを、基準充電電圧Ｖｄｄの電位とした第１切り替え端子４１と、接地電位ＧＮＤとした第２切り替え端子４２と、開放させた第３切り替え端子４３との間で切り替える充放電スイッチ４と、充放電スイッチ４のコモン端子４ｃと検出電極３間の検出抵抗Ｒ１、Ｒ２と、非反転入力を検出抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点に接続し、反転入力をしきい電位ＶＳＨとしたコンパレータ５とを備えている。検出抵抗Ｒ２は、検出電極３の抵抗であり、検出電極３の浮遊容量Ｃｓのコンデンサと直列に接続された検出抵抗Ｒ１、Ｒ２とでＣＲ時定数回路が形成される。
　しきい電位ＶＳＨは、基準充電電圧Ｖｄｄと接地電位ＧＮＤの間で任意に設定される電位で、ここではＶｄｄの７０％の電位とし、これにより、充放電スイッチ４のコモン端子４ｃが接地電位ＧＮＤの第２切り替え端子４２から基準充電電圧Ｖｄｄの第１切り替え端子４１側に切り替えられると、検出抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値ｒと浮遊容量Ｃｓの浮遊容量ｃｓ（説明上、浮遊容量Ｃｓのコンデンサの容量を、浮遊容量ｃｓという）から定まる時定数ｃｓｒで浮遊容量Ｃｓが充電され、接地電位ＧＮＤから上昇する検出電極３の電位がしきい電位ＶＳＨを越えると、コンパレータ５の出力ｃが反転する。
　図４に示すように、マイコン５から充電制御期間Ｔｃ中に、充放電スイッチ４が常時「Ｈ」レベルの切り替え制御信号ａ´により切り替え制御されるとすると、基準時ｔ０に接地電位ＧＮＤにある検出電極の電位Ｖｃは、充電電圧Ｖｄｄを印加する基準時ｔ０からの経過時間をｔ、自然対数をεとすれば、
Ｖｃ＝Ｖｄｄ（１－ε－ｔ／ｃｓｒ）・・・（１）式
で表され、図中ｂ´に示すように上昇して、ｔ＝５ｃｓｒの過渡期間が経過した際にほぼ充電電圧Ｖｄｄに達する（以下、本明細書では、説明の便宜上これを充電電圧Ｖｄｄに達したという）。
　ここで、充電制御期間Ｔｃ中に浮遊容量Ｃｓが基準充電電圧Ｖｄｄで充電される際の検出電極３の電位Ｖｃの上昇速度は、検出抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値ｒに浮遊容量ｃｓを乗じた時定数で決定されるが、専ら浮遊容量ｃｓに依存し、浮遊容量ｃｓが大きくなるほど、電圧の上昇が緩やかになり、基準時ｔ０からコンパレータ５の出力ｃが反転するまでの経過時間も長くなる。しかしながら、一般に、検出電極３についての浮遊容量ｃｓは、約１０ｐＦであり、指などの入力操作体の接近により変化する浮遊容量ｃｓの変化量は、１乃至３ｐＦ程度であるので、その変化を出力ｃが反転するまでの経過時間の差は、検出抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値ｒを１０ＭΩと大きくしても、１０乃至３０μｓｅｃと微小な時間であり判別しにくい。
　そこで本実施の形態では、充電制御期間Ｔｃ中に、マイコン５から出力される切り替え制御信号ａにより充放電スイッチ４のコモン端子４ｃを第１切り替え端子４１と第３切り替え端子４３との間で切り替え接続する。切り替え制御信号ａは、マイコン５の後述するＰＷＭ変調回路２０において固定周波数の方形波パルス信号を所定の変調値でＰＷＭ変調したものであり、変調値に応じたデューティ比ＤからなるＰＷＭ変調信号となっている。ここでは、２．５ＭＨｚの矩形波パルス信号をＰＷＭ変調し、０．４μｓｅｃの一周期に対して「Ｈ」レベルのパルス幅が０．１６μｓｅｃのデューティ比０．４のＰＷＭ変調信号ａがマイコン５から出力される。
　充放電スイッチ４は、切り替え制御信号（ＰＷＭ変調信号）ａが「Ｈ」レベルの間、コモン端子４ｃを基準充電電圧Ｖｄｄにある第１切り替え端子４１に接続し、「Ｌ」レベルの間、開放された第３切り替え端子４３へ接続する。その結果、充電制御期間Ｔｃ中の検出電極の電位Ｖｃは、図４の波形ｂを拡大して示すように、切り替え制御信号ａが「Ｈ」レベルの間、上記（１）式に従って上昇し、「Ｌ」レベルの間、その電位を維持し、これを繰り返す。つまり、切り替え制御信号ａが「Ｌ」レベルの間、検出電極の電位Ｖｃが上昇しないので、上昇する傾きはデューティ比Ｄに相当する比で低下し、図中波形ｂに示すように緩やかに上昇する。
　ｂ´に比べて緩やかな傾斜の検出電極３の電位Ｖｃの波形ｂによれば、入力操作による１乃至３ｐＦ程度の浮遊容量ｃｓの変化は、基準時ｔ０からしきい電位ＶＳＨに達するまでの経過時間の差が２．５倍の２５乃至７５μｓｅｃと拡大し、後述する経過時間を計測する手段の分解能が低くても、充分にその差分から入力操作を検出できる。
　本実施の形態では、容量－時間変換回路２の検出抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値ｒ、コンパレータ５等の回路定数、しきい電位ＶＳＨの電位は、各検出電極３１、３２、３３、３４について同一であり、又、各充放電スイッチ４は、図２に示すマイコン５から同一の切り替え制御信号ａにより同時に切り替え制御されるので、基準時ｔ０から同期して第１切り替え端子４１と第３切り替え端子４３との間で切り替え接続される。
　入力操作による検出電極３の浮遊容量ｃｓの変化は、切り換え時ｔｇ後の放電制御期間Ｔｄ中にも同様の方法で検出できる。充放電スイッチ４を切り替え制御信号ａ若しくはａ´で切り替え制御し、切り換え時ｔｇに充電電圧Ｖｄｄにある検出電極の電位Ｖｃは、充放電スイッチ４のコモン端子４ｃを接地電位ＧＮＤとした第２切り替え端子４２に接続することにより時定数ｃｓｒで浮遊容量Ｃｓが放電される。検出電極の電位Ｖｃは、充電電圧Ｖｄｄとした切り換え時ｔｇからの経過時間をｔ´とすれば、
Ｖｃ＝Ｖｄｄｘε－ｔ´／ｃｓｒ・・・（２）式
で表され、ｔ´＝５ｃｓｒの過渡期間が経過した際に検出電極の電位Ｖｃは、ほぼ接地電位に達する（以下、本明細書では、説明の便宜上これを接地電位に達したという）。
　この放電制御期間Ｔｄ中に微小に変化する浮遊容量ｃｓを検出する為には、マイコン５から出力される切り替え制御信号ａにより充放電スイッチ４のコモン端子４ｃを第２切り替え端子４２と第３切り替え端子４３との間で切り替え接続する。ここで、切り替え制御信号ａは、充電制御期間Ｔｃにおいて説明した切り替え制御信号ａと同一であるとして、切り替え制御信号ａが「Ｈ」レベルの間、コモン端子４ｃを接地電位ＧＮＤにある第２切り替え端子４２に接続し、「Ｌ」レベルの間、開放された第３切り替え端子４３へ接続する。その結果、放電制御期間Ｔｄの検出電極の電位Ｖｃは、切り替え制御信号ａが「Ｈ」レベルの間、上記（２）式に従って下降し、「Ｌ」レベルの間、その電位を維持し、これを繰り返す。従って、検出電極の電位Ｖｃが下降する傾きも、デューティ比Ｄに相当する比で緩やかになり、入力操作による浮遊容量ｃｓの微小変化で生じる切り換え時ｔｇからしきい電位ＶＳＨに達するまでの経過時間の差は、デューティ比Ｄの逆数の２．５倍に拡大し、放電制御期間Ｔｄ中であっても、充分にその差分から入力操作を検出できる。
　ここで、検出電極の電位Ｖｃと比較するしきい電位ＶＳＨが充電電圧Ｖｄｄ近くである場合には、前者の充電制御によれば、しきい電位ＶＳＨの近傍で過渡期間に近いので経過時間に対して検出電極の電位Ｖｃの上昇が少なく、後者の放電制御によれば、しきい電位ＶＳＨの近傍で検出電極の電位Ｖｃの下降が大きい。従って、しきい電位ＶＳＨと検出電極の電位Ｖｃを比較する比較回路の分解能が低い場合には、後者の放電制御が望ましく、経過時間ｔを計測する計測回路の分解能が低い場合には、前者の充電制御が望ましい。
　逆に、検出電極の電位Ｖｃと比較するしきい電位ＶＳＨが接地電位ＧＮＤ近くである場合には、前者の充電制御によれば、しきい電位ＶＳＨの近傍で検出電極の電位Ｖｃの上昇が大きく、後者の放電制御によれば、しきい電位ＶＳＨの近傍で過渡期間に近いので検出電極の電位Ｖｃの下降が小さい。従って、しきい電位ＶＳＨと検出電極の電位Ｖｃを比較する比較回路の分解能が低い場合には、前者の充電制御が望ましく、経過時間ｔを計測する計測回路の分解能が低い場合には、後者の放電制御が望ましく、しきい電位ＶＳＨのレベルや検出回路の分解能によっていずれか好適な制御を回路構成を変更することなく選択できる。
　図２に示すように、各容量－時間変換回路２のコンパレータ５の出力ｃ１、ｃ２、ｃ３、ｃ４は、４ビットのＰＩＰＯ（並列入力並列出力形）レジスタである第１レジスタ（Ｔ）６に４ビットのパラレルデータとして並列入力される。パラレルデータの各ビットデータは、各出力ｃ１、ｃ２、ｃ３、ｃ４の２値信号の値に対応し、出力が「Ｈ」であるときに「１」、「Ｌ」であるときに「０」として記憶される。また、第１レジスタ（Ｔ）６の並列出力は、同様に、４ビットのＰＩＰＯレジスタである第２レジスタ（Ｔ－１）７の並列入力に接続している。第１レジスタ（Ｔ）６と第２レジスタ（Ｔ－１）７は、マイコン５の共通するシフトクロック端子（ＳＦＴ）とリセット出力端子（ＲＥＳＥＴ）に接続し、クロック端子（ＳＦＴ）からシフトクロックが入力される毎に記憶する４ビットのレジスタ値の入出力を行うとともに、リセット出力端子（ＲＥＳＥＴ）からリセット信号が入力されると、記憶している４ビットのレジスタ値をリセットする。すなわち、第１レジスタ（Ｔ）６は、シフトクロックが入力された際に４ビットのレジスタ値として記憶した各出力ｃ１、ｃ２、ｃ３、ｃ４の二値データを次にシフトクロックが入力されるまで記憶し、同様に第２レジスタ（Ｔ－１）７は、第１レジスタ（Ｔ）６から出力される４ビットのレジスタ値を次にシフトクロックが入力されるまで記憶する。また、第１レジスタ（Ｔ）６は、後述するレジスタ値比較回路８からトリガー信号が入力されると、そのときに記憶しているレジスタ値をＲＡＭ１０へ記憶する。
　第１レジスタ（Ｔ）６に出力ｃ１、ｃ２、ｃ３、ｃ４の新たな４ビットのレジスタ値が記憶される毎に、レジスタ値比較回路８において、そのレジスタ値と第２レジスタ（Ｔ－１）７に記憶されるレジスタ値とが比較され、少なくとも４ビットのいずれかのビットデータが異なる場合にレジスタ値比較回路８から第１レジスタ（Ｔ）６と後述するカンウター１１にトリガー信号が出力される。また、本実施の形態では、入力操作を検出する基準時ｔ０にも後述するカウント値とレジスタ値をＲＡＭ１０に関連づけて記憶させるために、レジスタ値比較回路８からトリガー信号が出力される。第２レジスタ（Ｔ－１）７に記憶されるレジスタ値は、最新のシフトクロックが入力される直前に第１レジスタ（Ｔ）６に記憶されたレジスタ値であるので、トリガー信号は、基準時ｔ０の他、出力ｃ１、ｃ２、ｃ３、ｃ４の少なくともいずれかの二値データが変化した場合に出力される。
　マイコン５は、クロック発信回路９からクロック信号を入力し、ここでは２０ＭＨｚのクロック信号の周波数を８分周して２．５ＭＨｚの周波数とする分周回路２１と、分周回路２１から出力される２．５ＭＨｚの方形波パルス信号を所定の変調値でパルス幅変調するＰＷＭ変調回路２０を内蔵し、分周回路２１から出力される２．５ＭＨｚのクロック信号を上記シフトクロックとしてレジスタ６、７の動作を制御すると共に、ＰＷＭ変調回路２０から出力されるＰＷＭ変調信号を切り替え制御信号ａとして各容量－時間変換回路２の充放電スイッチ４を切り替え制御する。
　本実施の形態では、上述のように、ＰＷＭ変調信号がデューティ比が０．４のパルス信号に変調され、各充放電スイッチ４を同時に切り替え制御する。また、シフトクロックの周波数は、上述のように入力操作によって出力ｃの二値データが反転するまでの時間差が２５乃至７５μｓｅｃ程度であるので、その時間差を確実に検出するために、少なくとも１ＭＨｚ以上の周波数（周期１μｓｅｃ以下）とし、ここでは１周期が０．４μｓｅｃとなる２．５ＭＨｚの周波数としている。
　また、マイコン５は、図４の検出周期Ｔｐ毎にＲＡＭ１０に関連づけて記憶されたカウント値とレジスタ値との組合せから、入力操作体が接近する検出電極３を特定し、その検出電極３の配置位置への入力操作を検出する検出処理を実行する。
　カウンタ１１は、少なくともシフトクロックの周波数以上の周波数で、クロック発振回路９から出力されるクロック信号から得る周波数でカウント値をカウントアップする。カウンター１１のカウント値は、マイコン５から出力されるリセット信号でリセットされ、レジスタ値比較回路８からトリガー信号が入力されると、図２に示すように、その時のカウント値がＲＡＭ１０に出力される。
　一時記憶装置であるＲＡＭ１０は、図２に示すように、レジスタ値比較回路８からトリガー信号が出力される毎に、その時のカンウタ１１のカウント値と第１レジスタ（Ｔ）６に記憶されているレジスタ値とを関連付けて記憶し、全てのビットデータが「１」となるレジスタ値が入力されるまで、カウント値と関連づけた各組合せを記憶する。ＲＡＭ１０に記憶されたこれらの各組合せのデータは、検出周期Ｔｐ毎に基準時ｔ０前にマイコン５からの制御によりクリアされる。
　以下、このように構成されたタッチパネル１の入力操作を検出する動作を説明する。マイコン５は、入力操作を検出する動作モードで、図４に示すように、各検出電極３の浮遊容量Ｃｓを充放電する充電時間Ｔｃと放電時間Ｔｄに休止時間Ｔｒを加えた検出周期Ｔｐで、入力操作の検出を繰り返す。ここでは、浮遊容量Ｃｓを充電制御する充電時間Ｔｃに検出電極３への入力操作を検出するものとして説明する。充電時間Ｔｃは、充放電スイッチ４を基準充電電圧Ｖｄｄにある第１切り替え端子４１と、開放された第３切り替え端子４３の間で切り替える基準時ｔ０から切り換え時ｔｇまでの時間であり、切り換え時ｔｇは、入力操作の有無に関わらず、全ての検出電極３の電位がしきい電位ＶＳＨを越えて基準充電電圧Ｖｄｄに達する以降の時に設定される。浮遊容量Ｃｓの最大値は１０ｐＦ程度であり、１０ＭΩの直列に接続した検出抵抗Ｒ１、Ｒ２とからなる時定数は、１００μｓｅｃであり、デューティ比が０．４の切り替え制御信号ａで浮遊容量Ｃｓが充電される検出電極３の電位がほぼ基準充電電圧Ｖｄｄに達するまでの経過時間は、２．５ｍｓｅｃであり、切り換え時ｔｇまでの充電時間Ｔｃを、３ｍｓｅｃとしている。
　また、放電時間Ｔｄ中に入力操作は検出しないので、図４に示すように、切り換え時ｔｇ後の切り替え制御信号ａは「Ｌ」レベルで、充放電スイッチ４のコモン端子４ｃは接地電位ＧＮＤにある第２切り替え端子４２に接続され、切り換え時ｔｇから放電時間Ｔｄが経過した全ての検出電極３の電位が接地電位ＧＮＤとなる。放電時間Ｔｄ中は、浮遊容量Ｃｓが常に放電されるので、切り換え時ｔｇから接地電位ＧＮＤに達するまでの経過時間は、０．５ｍｓｅｃであり、放電時間Ｔｄを充電時間Ｔｃより短い１ｍｓｅｃに設定している。より入力操作の検出頻度を上げるためには、放電時間Ｔｄが経過した時を基準時ｔ０として、必ずしも検出周期Ｔｐに休止時間Ｔｒを設けなくてもよいが、本実施の形態では、０．５ｍｓｅｃの休止時間Ｔｒを設けて、検出周期Ｔｐを４ｍｓｅｃとしている。マイコン５は、この放電時間Ｔｄから休止時間Ｔｒにかけて、ＲＡＭ１０に記憶されたデータから入力操作位置を算出する検出処理を行う。
　このように、本実施の形態によれば、多数の容量－時間変換回路２の浮遊容量Ｃｓに対して同時に充放電を行うので、容量－時間変換回路２の数によって充電時間Ｔｃと放電時間Ｔｄが増加せず、休止時間Ｔｒを設けても、短い検出周期Ｔｐで入力操作を検出できる。従って、マイコン５が入力操作を検出する動作モードであっても、電力消費量が少なく、リモートコントロール送信機や携帯電話機などの外部から電源が得られない携帯機器の入力装置に用いた場合に、長時間バッテリーを交換するとなく使用できる。
　マイコン５は、基準時ｔ０に、リセット出力端子（ＲＥＳＥＴ）からリセット信号を出力し、第１レジスタ（Ｔ）６と第２レジスタ（Ｔ－１）７のレジスタ値とカウンター１１のカウント値をリセットするとともに、ＲＡＭ１０に記憶されているデータをクリアする。しかしながら検出周期Ｔｐが経過した時点で第１レジスタ（Ｔ）６と第２レジスタ（Ｔ－１）７の各レジスタ値は、「０」となっているので、必ずしもリセットする必要はない。
　また、マイコン５は、同一の基準時ｔ０に各容量－時間変換回路２の充放電スイッチ４を基準充電電圧Ｖｄｄと開放電位間で切り替える切り替え制御信号ａを出力し、検出電極３の浮遊容量Ｃｓをデューティ比０．４の時間比で充電する。基準時ｔ０まで充放電スイッチ４が接地電位ＧＮＤに切り替えられていた検出電極３の電位は、しきい電位ＶＳＨ以下の接地電位ＧＮＤであるので、基準時ｔ０の各コンパレータ５の出力ｃ１、ｃ２、ｃ３、ｃ４は、いずれも「Ｌ」であり、第１レジスタ（Ｔ）６の４ビットの「００００」のパラレルデータが記憶される。
　レジスタ値比較回路８は、基準時ｔ０にカンウター１１と第１レジスタ（Ｔ）６へトリガー信号を出力し、図２に示すように、ＲＡＭ１０は、基準時ｔ０を表すカウント値Ｃ（ｔ０）と、基準時ｔ０に第１レジスタ（Ｔ）６に記憶されるレジスタ値「００００」を関連づけて記憶する。
　入力操作による指などの入力操作体が検出電極３２の配置位置に接近したとすると、入力操作体から離れ、入力操作体による影響を受けない検出電極３４の浮遊容量Ｃｓ４が最小であるので、図３に示すように、検出抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値との時定数で階段状に上昇する検出電極３４の電位が最も早い時刻ｔ１でしきい電位ＶＳＨを越える。その結果、コンパレータ５の出力ｃ４が「Ｌ」から「Ｈ」に反転し、第１レジスタ（Ｔ）６に、最下位ビットが「１」となったパラレルデータ「０００１」が記憶される。レジスタ値比較回路８は、このレジスタ値が、第２レジスタ（Ｔ－１）７に記憶されたレジスタ値「００００」と異なることからカンウター１１と第１レジスタ（Ｔ）６へトリガー信号を出力し、ＲＡＭ１０に、時刻ｔ１を表すカウント値Ｃ（ｔ１）と、新たに第１レジスタ（Ｔ）６に記憶されたレジスタ値「０００１」を関連づけて記憶される。
　続いて検出電極３２の両側に配置され、検出電極３２に接近する入力操作体に対してほぼ等距離に配置された検出電極３１と検出電極３３の浮遊容量Ｃｓ１、Ｃｓ３が浮遊容量Ｃｓ４より大きく、検出電極３１、３３の電位が時刻ｔ２でしきい電位ＶＳＨを越え、コンパレータ５の出力ｃ１、ｃ３が「Ｌ」から「Ｈ」に反転し、第１レジスタ（Ｔ）６にパラレルデータ「１０１１」が記憶される。レジスタ値比較回路８は、このレジスタ値の１ビット目と３ビット目が、第２レジスタ（Ｔ－１）７に記憶されたレジスタ値「０００１」と異なることからカンウター１１と第１レジスタ（Ｔ）６へトリガー信号を出力し、ＲＡＭ１０に、時刻ｔ２を表すカウント値Ｃ（ｔ２）と関連づけて新たに第１レジスタ（Ｔ）６に記憶されたレジスタ値「１０１１」が記憶される。
　入力操作位置に最も近い検出電極３２の浮遊容量Ｃｓ２は他と比較して最大となるので、図３に示すように、その検出電極３２の電位は、時刻ｔ３の最後にしきい電位ＶＳＨを越え、コンパレータ５の出力ｃ３が「Ｌ」から「Ｈ」に反転する。その結果、第１レジスタ（Ｔ）６には、時刻ｔ３にパラレルデータ「１１１１」が記憶され、レジスタ値比較回路８は、このレジスタ値が、第２レジスタ（Ｔ－１）７に記憶されたレジスタ値「１０１１」と異なることからカンウター１１と第１レジスタ（Ｔ）６へトリガー信号を出力し、図２に示すように、ＲＡＭ１０に、時刻ｔ３を表すカウント値Ｃ（ｔ３）と、第１レジスタ（Ｔ）６に記憶されたレジスタ値「１１１１」が関連づけて記憶される。
　マイコン５は、基準時ｔ０から充電時間Ｔｃが経過した切り換え時ｔｇに、各充放電スイッチ４を接地電位ＧＮＤへ切り替え、放電時間Ｔｄ中に各浮遊容量Ｃｓに蓄積された電荷を放電し、全ての検出電極３の電位を接地電位ＧＮＤとする。
 切り換え時ｔｇには、全ての検出電極３の電位がしきい電位ＶＳＨを越えているので、第１レジスタ（Ｔ）６に記憶されるレジスタ値「１１１１」は、切り換え時ｔｇまで変化せず、マイコン５は、切り換え時ｔｇにＲＡＭ１０に記憶されている各カウント値Ｃ（ｔ）とレジスタ値との組合せを読み出す。カウント値Ｃ（ｔ）は、充電を開始した基準時ｔ０からの経過時間を表し、レジスタ値は、その直前の組合せのレジスタ値と比較してビットデータが変化したビットを示している。また、各レジスタ値のビットは、各検出電極３の浮遊容量Ｃｓに対応し浮遊容量Ｃｓの大きさによって基準時ｔ０からの経過時間が長くなるので、マイコン５は、ＲＡＭ１０に記憶された各組合せのデータから、検出電極３の浮遊容量Ｃｓの大きさを比較できる。ここでは、図２に示すように、第４ビット（ＬＳＢ）、第１ビット（ＭＳＢ）と第３ビット、第２ビットの順に４ビットのビットデータが変化するので、浮遊容量Ｃｓは、Ｃｓ４、Ｃｓ１とＣｓ３、Ｃｓ２の順に大きくなることが検出される。これにより、マイコン５は、浮遊容量Ｃｓ２が最大の検出電極３２の配置位置に入力操作体が接近したものと判定でき、その検出電極３２の配置位置を入力操作位置とする入力操作を検出する。
　マイコン５は、このようにして検出した入力操作位置を、表示画面上のカーソル移動制御や電子機器の動作を制御する外部制御回路へ出力し、入力操作位置に応じた所定の処理を実行させる。
　マイコン５は、放電時間Ｔｄとその後の休止時間Ｔｒの間に、上記入力操作位置と入力操作の検出処理を実行し、入力操作を検出した後、次の基準時ｔ０前に、ＲＡＭ１０に記憶されているデータをクリアする。
　尚、入力操作位置の検出は、複数の検出電極３の浮遊容量Ｃｓの大きさを比較し、複数の浮遊容量Ｃｓを按分した比から得る複数の検出電極３の配置位置間の位置を、入力操作位置としてもよい。
　上記実施の形態では、複数のコンデンサの各容量を、複数の検出電極の各浮遊容量として比較し、浮遊容量が最も大きい検出電極への入力操作を検出する静電容量式タッチパネルで説明したが、コンデンサの容量が、カンウターのカウント値で計測可能な時間に変換できれば、浮遊容量に限らず、他の種類のコンデンサの容量を比較する容量判別装置にも適用できる。
　また、レジスタ値比較回路８、第１レジスタ（Ｔ）６、第２レジスタ（Ｔ－１）７等の回路素子は、マイコン５に内蔵するものであってもよい。
　また、充放電スイッチ４は、基準充電電圧Ｖｄｄの電位とした第１切り替え端子４１と、接地電位ＧＮＤとした第２切り替え端子４２と、開放させた第３切り替え端子４３の３種類の切り替え端子間を切り替えるスイッチで説明したが、充放電制御の一方のみで入力操作を検出する場合には、第１切り替え端子４１と第２切り替え端子４２の一方を省略できる。更に、充電制御中にコモン端子が第１切り替え端子４１と接離し、若しくは放電制御級にコモン端子が第２切り替え端子４２と接離するように、所定のデューティ比で制御可能ではあれば、開放させた第３切り替え端子４３を必ずしも設ける必要はない。
　本発明は、入力操作によって微小に変化する静電容量から非接触で入力操作を検出する静電容量式タッチパネルに適している。

Claims (3)

  1. 絶縁パネル上に配置され、入力操作体の接近に応じて浮遊容量が増加する検出電極と、
    　検出電極の浮遊容量の値との間でＣＲ時定数回路を形成する抵抗素子と、
    　抵抗素子の一側のコモン端子を、基準時から所定の充電電位若しくは接地電位にある切り替え端子に接続して前記ＣＲ時定数回路の時定数で浮遊容量を充電若しくは放電し、検出電極の電位を接地電位から前記充電電位まで引き上げ若しくは前記充電電位から接地電位まで引き下げる充放電スイッチと、
    　基準時から浮遊容量を充電若しくは放電し、前記充電電位若しくは接地電位にある検出電極の電位が、前記充電電位と接地電位の間に設定する所定のしきい電位に達するまでの経過時間を計測する計時手段とを備え、
    　浮遊容量の増加に伴い増加する経過時間から検出電極の配置位置への入力操作を検出する静電容量方式タッチパネルであって、
    　充放電スイッチは、固定周波数の矩形波パルス信号を所定の変調値でパルス幅変調したＰＷＭ変調信号によって切り替え制御され、ＰＷＭ変調信号の二値信号値に応じて抵抗素子の一側のコモン端子が前記切り替え端子に接離することを特徴とする静電容量式タッチパネル。
  2. 充放電スイッチは、ＰＷＭ変調信号によって、前記充電電位にある第１切り替え端子と、接地電位にある第２切り替え端子と、開放された第３切り替え端子のいずれかに前記コモン端子の接続が切り替え制御され、
    　ＰＷＭ変調信号の二値信号値に応じて、前記コモン端子の接続を、第１切り替え端子と第３切り替え端子間で切り替え接続して検出電極の浮遊容量を充電し、及び／又は、第２切り替え端子と第３切り替え端子間で切り替え接続して検出電極の浮遊容量を放電することを特徴とする請求項１に記載の静電容量式タッチパネル。
  3. 抵抗素子と充放電スイッチは、絶縁パネル上に互いに絶縁して配置される複数の検出電極毎に備えられ、
    　各検出電極について計時手段が計測した経過時間を比較し、経過時間が増加した検出電極の配置位置から入力操作位置を検出することを特徴とする請求項１又は２のいずれか１項に記載の静電容量式タッチパネル。
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