WO2011065701A2 - 마이크로스트립 위상 반전기 - Google Patents

마이크로스트립 위상 반전기 Download PDF

Info

Publication number
WO2011065701A2
WO2011065701A2 PCT/KR2010/008170 KR2010008170W WO2011065701A2 WO 2011065701 A2 WO2011065701 A2 WO 2011065701A2 KR 2010008170 W KR2010008170 W KR 2010008170W WO 2011065701 A2 WO2011065701 A2 WO 2011065701A2
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
microstrip
slot
phase inverter
ground substrate
phase
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/KR2010/008170
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
WO2011065701A3 (ko
Inventor
박위상
김재희
우대웅
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
POSTECH Academy Industry Foundation
Original Assignee
POSTECH Academy Industry Foundation
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by POSTECH Academy Industry Foundation filed Critical POSTECH Academy Industry Foundation
Priority to US13/877,620 priority Critical patent/US20130265120A1/en
Publication of WO2011065701A2 publication Critical patent/WO2011065701A2/ko
Publication of WO2011065701A3 publication Critical patent/WO2011065701A3/ko
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
    • H01P3/02—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type with two longitudinal conductors
    • H01P3/08—Microstrips; Strip lines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/18—Phase-shifters
    • H01P1/184—Strip line phase-shifters

Definitions

  • the present invention relates to a phase inverter, and more particularly, to a microstrip phase inverter for inverting a phase directly without a converter for changing a line or the like required for a conventional phase inverter.
  • a common way to change the phase of a signal transmitted in the microwave band is to adjust the length of the transmission line. For example, if the length of the transmission line is longer by 1/2 wavelength, the phase may be delayed by 180 ° to reverse the phase of the signal. However, increasing the length of the transmission line inverts the phase of the signal increases the volume of the system.
  • phase inverter As a device for changing the phase by 180 ° while maintaining the magnitude of the input signal, it is necessary to change the phase to a smaller size by using a phase inverter.
  • phase inverters are applied to 180 ° hybrids, branch line couplers, and bandpass filters in the microwave band to reduce their size.
  • the shorter the length the smaller the amount of change in phase with respect to frequency, so that the bandwidth can be obtained. .
  • FIG. 1 shows a conventional parallel line phase inverter
  • FIG. 2 is a schematic diagram for explaining a conventional same planar line phase inverter.
  • the 1 is configured by connecting via pins 10 and 11 to two parallel lines with a dielectric layer interposed therebetween.
  • the upper part of the parallel line is the signal lines 12 and 13 through which signals flow, and the lower part is the ground lines 14 and 15.
  • the currents flowing along the signal lines 12 and 13 are transmitted to the ground lines 15 and 14 through the via pins 11 and 10, respectively, and the currents flowing along the ground lines 14 and 15 are connected to the via pins 10 and 13, respectively. 11)) to the signal lines 13 and 12, respectively. Therefore, since the current directions of both sides are reversed based on the via pins 10 and 11, the signal phase is inverted by 180 °.
  • the signal current of the signal line 16 flows to the ground line 19, and the current flowing to the signal line 17 flows to the ground line 18 through the via pin 20.
  • the signal phase is reversed by 180 °.
  • the two phase inverter structures described above have a structure in which the ground line is equal to the width of the signal line.
  • the microstrip line corresponds to the signal line and the portion between the signal line and the dielectric and functions as a ground line is composed of a ground substrate.
  • These microstrip lines are mostly applied to microwave passive devices. In order to invert the phase of a signal on a microstrip line in a conventional microwave passive element, a separate device for converting the microstrip line into a parallel conductor line is required. Therefore, there is a problem that the volume of the conventional microwave passive element becomes large.
  • the present invention has been made in view of the above-described problems of the prior art, and provides a microstrip phase inverter that directly inverts the phase of a transmission signal of the microstrip line without requiring an additional line converter.
  • a slotted ground substrate A dielectric layer formed on the ground substrate; A first microstrip lead connected to a signal line of a first port and stacked and extending on an upper surface of one side of the dielectric layer; A second microstrip lead, which is opposed to the first microstrip lead, is connected to a signal line of a second port, and is stacked on an upper surface of the other dielectric layer; And first and second via pins connected between one end of each of the extended first and second microstrip wires and the ground substrate to transfer first and second currents.
  • the slot is connected to the ground substrate such that the first and second currents flowing from the ground substrate through the first and second via pins are separated from each other in signal form to form an electric field with the second and first microstrip leads. Characterized in that formed.
  • the slot is formed on the ground substrate in a direction crossing the first and second via pins, leaving the contact portion to which the first and second via pins are connected, and crossing the first and second via pins. It is characterized by.
  • the length of the slot is characterized in that it is set to the size that resonates with the frequency of the signal transmitted from the first and second microstrip leads.
  • the length of the slot is characterized in that 0.4 to 0.8 times the wavelength of the signal transmitted to the first and second microstrip wires.
  • the slot is characterized in that it is formed in a zigzag form.
  • the width of the slot is characterized in that 0.05mm to 0.5mm.
  • the microstrip phase inverter according to the present invention does not require an additional device for converting the microstrip line.
  • the signal can be inverted in a small phase.
  • FIG. 1 is a schematic diagram for explaining a conventional parallel line phase inverter.
  • FIG. 2 is a schematic diagram for explaining a conventional same planar line phase inverter.
  • FIG 3 is a schematic view of a microstrip phase inverter according to the present invention.
  • FIG. 4 is a cross-sectional view of the microphone strip phase inverter of FIG. 3 taken along the I direction.
  • FIG 5 shows an equivalent circuit model for explaining the operation principle of the phase inverter proposed in the present invention.
  • FIG. 6 is a graph showing the S-parameters and phase values of the equivalent circuit model and the measured phase inverter of the present invention.
  • phase shifter 7 is a graph comparing the transmission coefficient and the phase difference between the phase shifter and the microstrip line to which the phase shifter of the present invention is not applied.
  • FIG. 3 is a schematic view of a microstrip phase inverter according to the present invention
  • FIG. 4 is a cross-sectional view of the microstrip phase inverter of FIG.
  • the microstrip phase inverter includes a ground substrate 200 for transmitting signals, a slot 202 for blocking signal flow from the ground substrate, and a dielectric layer 204 stacked on the ground substrate 200.
  • the microstrip phase inverter illustrated in FIG. 3 faces the first microstrip lead 206 and the first microstrip lead 208 extended from one side of the dielectric layer 204 to extend from each other. And a second microstrip lead 208 stacked on and extending from the other side of the dielectric layer 204.
  • the microstrip strip inverter is connected between the extended ends of each of the first and second microstrip wires 206 and 208 and the ground substrate 200 to transmit the first and second via pins 210. , 212).
  • the first and second via pins 210 and 212 are connected to the ground substrate 200 and the extended terminals of the first and second microstrip leads 206 and 208, respectively, similarly to the conventional phase inverter.
  • the first and second via pins 210 and 212 respectively transmit a current flowing through the microstrip wires 206 and 208 to the ground substrate 200 which is divided so as to be separated from each other on a signal by the slot 202. do.
  • the slot 202 crosses the first and second microphone strip leads 206 and 208 and leaves the contact portion to which the first and second via pins 210 and 212 are connected, and the first and second via pins. It is formed continuously to the ground substrate 200 in a direction crossing the (210, 212). Thus, the slot 202 blocks the signal flow between the first and second via pins 210 and 212. Therefore, when the slot 202 resonates at the frequency of the transmitted signal, signal currents flowing from the port 1 and the port 2 to the first and second microstrip leads 206 and 208 are respectively bounded by the slot 202. Through the separated via pins 210 and 212, an electric field is formed between the second and first microstrip leads 208 and 206 and the ground substrate 200, respectively. As a result, the signal current flows to the ground substrate 200 divided into signals, respectively. Accordingly, phase inversion can be achieved without loss of the signal at the frequency of the signal at which the slot 202 resonates.
  • the design of the slot 202 is important because the signal transmitted through the slot 202 can be radiated and also the signal between the two lines is not transmitted well. If the width of the slot 202 is wide or the slot is aligned, radiation occurs through the slot. Therefore, in order to reduce the effects of radiation, the slot 202 is formed in a zigzag shape, and the width of the slot 202 is preferably narrowed to 0.05 mm to 0.5 mm.
  • Strip phase inverter of the embodiment of the present invention was manufactured using a substrate having a dielectric constant of 2.2 thickness 0.508mm.
  • the widths of the first and second microstrip wires 206 and 208 were 1.55 mm so that the impedance was 50 ⁇ , and the radius of the via pins 210 and 212 was 0.3 mm.
  • the length L in the longitudinal direction of the ground substrate 200 was 30 mm, and the slot 202 was designed to resonate at 2.34 GHz, so that the slot 202 length was 86 mm. In general, resonance is formed in the slot 202 at a length of about half wavelength. However, when the zigzag shape is applied to the slot 202, resonance occurs in the slot having a longer length, so that the slot length is set slightly longer than the half wavelength.
  • the series inductance L v and the parallel resonant circuit 30 are composed of L 0 and C 0 .
  • the series inductance is for indicating the inductance component caused by the first and second via pins 210 and 212
  • the parallel resonant circuit 30 is for indicating the resonance caused by the slot 202.
  • phase difference is a phase difference obtained by subtracting the phase of the transmission line from the phase of the phase inverter. When the difference reaches 180 °, the phase inversion is well performed.
  • phase difference is achieved with a phase difference of 190 ° to 200 ° around the resonant frequency (2.34 GHz).
  • the maximum transmission coefficient (S21) of the phase inverter is -0.39 dB and the phase difference is 193 °.
  • the transmission coefficient of the microstrip wire is -0.23 dB.
  • the phase difference is 180 °, but about 13 ° is further delayed because of the additional phase delay caused by the via pin. Therefore, by slightly reducing the length of the line including the phase inverter can be compensated to have a phase difference of 180 °.
  • the transmission coefficient of the present invention has been applied and the transmission coefficient has been lowered to -0.16 dB, this is a sufficiently acceptable value.
  • the bandwidth of the phase inverter is within 0.3 dB of the transmission coefficient of the conventional microstrip line and the phase difference is within ⁇ 5 °, the bandwidth corresponds to 11%. This is enough to integrate and use in microwave passive devices.
  • the present invention can be applied to a microstrip phase inverter which inverts the phase directly without a converter for changing the line or the like which is required when applying the phase inverter to the microstrip line.

Landscapes

  • Waveguides (AREA)
  • Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)

Abstract

본 발명에 의한 마이크로스트립 위상 반전기는 슬롯이 형성된 그라운드 기판; 그라운드 기판상에 형성된 유전체층; 제1 포트의 신호선과 접속되며 유전체층 일측의 상면에 적층되어 연장된 제1 마이크로스트립 도선; 제1 마이크로스트립 도선과 서로 어긋나게 대향하고, 제2포트의 신호선에 접속되며, 유전체층 타측의 상면에 적층되어 연장된 제2 마이크로스트립 도선; 및 연장된 제1, 제2 마이크로스트립 도선의 각각의 일단과 그라운드 기판간에 접속되어 제1, 제2 전류를 전달하는 제1, 제2 비아핀을 구비하며, 슬롯은 제1, 제2 비아핀을 통하여 상기 그라운드 기판에서 흐르는 제1, 제2 전류가 각각 신호상으로 절연 분리되어 제2, 제1의 마이크로스트립 도선과 전계를 형성하며 흐르도록 그라운드 기판에 형성된다. 본 발명에 의하면 마이크로스트립 선로를 변환시키는 부가 장치를 필요없이 소형으로 신호의 위상을 반전시킬 수 있다.

Description

마이크로스트립 위상 반전기
본 발명은 위상 반전기에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 마이크로스트립 선로에 대하여 종래에 위상 반전기에 적용시에 요구되는 선로 등을 변경하는 변환장치 없이도 직접적으로 위상을 반전시키는 마이크로 스트립 위상 반전기에 관한 것이다.
마이크로파 대역에서 전송되는 신호의 위상을 바꾸는 일반적인 방법은 전송선로의 길이를 조정하는 것다. 예컨대, 전송선로의 길이를 1/2 파장만큼 더 길게 하면 위상이 180° 지연되어 신호의 위상을 반전시킬 수 있다. 그러나 전송선로의 길이를 증가시켜 신호의 위상을 반전시키는 경우 시스템의 부피가 커지게 된다.
따라서, 입력된 신호의 크기는 그대로 유지하면서 위상을 180° 바꾸는 장치로서, 위상 반전기를 사용하여 보다 작은 사이즈로서 위상을 바꾸는 것이 필요하다. 이러한 위상반전기는 마이크로파대역에서 180° 하이브리드, 브랜치라인 커플러, 대역통과 필터 등에 적용이 되어 이들의 사이즈를 줄인다. 또한, 이들의 길이가 짧아지면 주파수에 대한 위상의 변화량이 적어지게 되기 때문에 대역폭이 넓어지는 효과를 얻을 수 있다. .
도 1는 종래의 평행도선 위상 반전기를 도시하며, 도 2는 종래의 동일 평면도선 위상 반전기를 설명하기 위한 개략도이다.
도 1의 평행도선 위상 반전기는 유전체층을 사이에 두고 두 개의 평행한 선로에 비아핀(10, 11)을 연결하여 구성한다. 평행선로의 위쪽은 신호가 흐르는 신호선로(12, 13)이고, 아래쪽은 그라운드 선로(14, 15)이다. 신호 선로(12, 13)를 따라 흐르는 전류는 각각 비아핀(11, 10)을 통하여 그라운드 선로(15, 14)로 전송되고, 그라운드 선로(14, 15)를 따라 흐르는 전류는 비아핀(10, 11))을 통하여 신호선로(13, 12)로 각각 전송된다. 따라서 비아핀(10, 11)을 기준으로 양쪽의 전류방향이 반대가 되므로 신호 위상이 180° 반전된 효과를 갖는다.
마찬가지로 도 2의 동일평면도선 위상반전기에서도 신호 선로(16)의 신호 전류는 그라운드 선로(19)로 흐르고, 신호 선로(17)에 흐르는 전류는 비아핀(20)을 통하여 그라운드 선로(18)로 흐르게 되어 신호 위상이 180° 반전된다. 상술된 두 개의 위상 반전기 구조는 그라운드 선로가 신호 선로의 폭과 동일한 구조이다.
그러나 마이크로스트립 선로는 신호선로와 이 신호선로와 유전체를 사이에 두고 대응되어 그라운드선로의 기능을 하는 부분이 모두 그라운드 기판으로 구성된다. 이러한 마이크로스트립 선로는 마이크로파 수동소자에 대부분 적용되어 있다. 종래의 마이크로파 수동소자에서 마이크로스트립 선로에 신호의 위상을 반전시키기 위해서는, 마이크로스트립 선로를 평행도선 선로로 변환시켜 주는 별도의 장치를 필요로 한다. 그러므로, 종래의 마이크로파 수동 소자의 부피가 커지는 문제점이 있었다.
본 발명의 과제는 상술된 종래 기술의 문제점을 감안하여, 부가적인 선로 변환장치를 필요로 하지 않고 직접적으로 마이크로스트립 선로의 전송 신호의 위상을 반전시키는 마이크로스트립 위상 반전기를 제공하는 데 있다.
상기 과제를 달성하기 위한 본 발명에 의한 마이크로스트립 위상 반전기는,
슬롯이 형성된 그라운드 기판; 상기 그라운드 기판상에 형성된 유전체층; 제1 포트의 신호선과 접속되며 상기 유전체층 일측의 상면에 적층되어 연장된 제1 마이크로스트립 도선; 상기 제1 마이크로스트립 도선과 서로 어긋나게 대향하고, 제2포트의 신호선에 접속되며, 상기 유전체층 타측의 상면에 적층되어 연장된 제2 마이크로스트립 도선; 및 상기 연장된 제1, 제2 마이크로스트립 도선의 각각의 일단과 상기 그라운드 기판간에 접속되어 제1, 제2 전류를 전달하는 제1, 제2 비아핀;을 구비하며,
상기 슬롯은, 제1, 제2 비아핀을 통하여 상기 그라운드 기판에서 흐르는 제1, 제2 전류가 각각 신호상으로 절연 분리되어 제2, 제1의 마이크로스트립 도선과 전계를 형성하며 흐르도록 그라운드 기판에 형성됨을 특징으로 한다.
또한, 상기 슬롯은 제1, 제2 비아핀이 접속된 접점 부분을 남기고 상기 제1, 제2 마이크스트립 도선 부분을 가로지르며, 동시에 제1, 2 비아핀 간을 가로지는 방향으로 그라운드 기판에 형성됨을 특징으로 한다.
또한, 상기 슬롯의 길이는 상기 제1, 제2 마이크로스트립 도선에서 전송되는 신호의 주파수와 공진하는 치수로 설정됨을 특징으로 한다.
또한, 상기 슬롯의 길이는 상기 제1, 제2 마이크로스트립 도선에 전송되는 신호의 파장의 0.4 내지 0.8배임을 특징으로 한다.
또한, 상기 슬롯은 지그재그 형태로 형성됨을 특징으로 한다.
또한, 상기 슬롯의 폭은 0.05mm 내지 0.5mm 임을 특징으로 한다.
본 발명에 의한 마이크로스트립 위상 반전기는 마이크로스트립 선로를 변환시키는 부가 장치를 필요로 하지 않는다. 또한, 마이크로스트립 선로를 이용하여 직접적으로 전송 신호의 위상을 반전시킴으로써, 소형으로 신호를 위상 반전시킬 수 있다.
도 1는 종래의 평행도선 위상 반전기를 설명하기 위한 개략도이다.
도 2는 종래의 동일 평면도선 위상 반전기를 설명하기 위한 개략도이다.
도 3는 본 발명에 의한 마이크로스트립 위상 반전기의 개락도이다.
도 4는 도 3의 마이크스트립 위상 반전기를 I 방향에서 절단한 단면도이다.
도 5은 본 발명에서 제안하는 위상반전기의 동작원리를 설명하기 위한 등가회로 모델을 도시한다.
도 6는 본 발명의 등가회로모델과 측정한 위상반전기의 S-파라미터와 위상값을 도시한 그래프이다.
도 7는 본 발명의 위상반전기와 위상반전기가 적용되어 있지 않은 마이크로스트립 선로 간의 전송계수와 위상차를 비교한 그래프이다.
이하, 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 설명하기로 한다.
도 3는 본 발명에 의한 마이크로스트립 위상 반전기의 개락도이며, 도 4는 도 3의 마이크스트립 위상 반전기를 I 방향에서 절단한 단면도이다.
마이크로스트립 위상 반전기는 신호를 전송하는 그라운드 기판(200), 그라운드 기판에서의 신호 흐름을 차단하기 위한 슬롯(202), 및 그라운드 기판(200)에 적층된 유전체층(204)을 포함한다. 또한, 도 3에 도시된 마이크로스트립 위상 반전기는 유전체층(204)의 일측에서부터 상면에 적층되어 연장된 제1 마이크로스트립 도선(206)과 상기 제1 마이크로스트립 도선(208)과 서로 어긋나게 대향하며, 상기 유전체층(204)의 타측에서부터 상면에 적층되어 연장된 제2 마이크로스트립 도선(208)을 포함한다. 그리고, 마이스로스트립 위상 반전기는 제1, 제2 마이크로스트립 도선(206, 208)의 각각의 연장된 일단과 상기 그라운드 기판(200)간에 접속하여 신호를 전달하는 제1, 제2 비아핀(210, 212)을 구비한다.
제1, 제2 비아핀(210, 212)은 종래의 위상 반전기와 동일하게 그라운드 기판(200)과 각각 제1, 제2 마이크로스트립 도선(206,208)의 연장된 단말에 접속된다. 제1, 제2 비아핀(210, 212)은 마이크로스트립 도선(206, 208)에 흐르는 전류를 슬롯(202)에 의해 신호상으로 서로 차단되도록 분할되어 있는 그라운드 기판(200)에 각각 흘려보내는 기능을 한다.
슬롯(202)은 제1, 제2 비아핀(210, 212)이 접속된 접점 부분을 남기고 상기 제1, 제2 마이크스트립 도선(206, 208)을 가로지르는 방향과 상기 제1, 2 비아핀(210, 212) 사이를 가로 지르는 방향으로 상기 그라운드 기판(200)에 연속하여 형성된다. 그리하여, 슬롯(202)은 상기 제1, 제2 비아핀(210, 212)간의 신호 흐름을 차단한다. 따라서, 전송되는 신호의 주파수에 슬롯(202)이 공진하는 경우, 포트1과 포트 2로부터 제1, 제2 마이크로스트립 도선(206, 208)으로 흐르는 신호 전류는 각각 슬롯(202)을 경계로 하여 분리되어 있는 비아핀(210, 212)을 통하여 각각 제2,1 마이크로스트립 도선(208, 206)과 그라운드 기판(200) 간의 전계를 형성한다. 그 결과, 신호 전류는 신호상으로 분할되어 있는 그라운드 기판(200)으로 각각 흐르게 된다. 이에 따라 슬롯(202)이 공진하는 신호의 주파수에서 신호의 손실 없이 위상반전을 이룰 수 있다.
본 발명에서 슬롯(202)을 통해 전송되는 신호가 방사될 수 있으며 또한 두 선로사이의 신호가 잘 전달되지 못하게 때문에 슬롯(202)의 설계가 중요하다. 슬롯(202)의 폭이 넓거나 슬롯이 일직선이 되면 슬롯을 통하여 방사가 발생하게 된다. 따라서 방사의 영향을 줄이기 위하여 슬롯(202)은 지그재그 형태로 형성하며, 슬롯(202)의 폭은 0.05mm 내지 0.5mm로 좁게 하는 것이 바람직하다.
본 발명의 실시예의 스트립 위상반전기는 유전율 2.2 두께 0.508mm인 기판을 이용하여 제작하였다. 제1, 제2 마이크로스트립 도선(206, 208)의 폭은 임피던스가 50Ω이 되도록 1.55mm로 하였으며 비아핀(210, 212)의 반경은 0.3mm로 하였다. 그라운드 기판(200)의 장방향의 길이(L)는 30mm이며, 슬롯(202)은 2.34GHz에서 공진하도록 설계하여, 슬롯(202) 길이는 86mm로 하였다. 일반적으로 슬롯(202)에서는 약 반파장의 길이에서 공진이 형성된다. 하지만, 슬롯(202)에 지그재그 형상을 적용하였을 경우에는 이 보다 더 긴 길이의 슬롯에서 공진이 발생되므로, 슬롯의 길이를 반파장보다 약간 더 길게 설정한다.
도 5은 본 발명에서 제안하는 위상반전기의 동작원리를 설명하기 위하여 등가회로 모델을 도시한다. 등가회로 모델은 직렬 인덕턴스(Lv)와 병렬 공진회로(30)는 L0, C0로 구성이 된다. 직렬 인덕턴스는 제1, 제2 비아핀(210, 212)에 의해 생긴 인덕턴스 성분을 나타내기 위한 것이고, 병렬 공진회로(30)는 슬롯(202)에 의한 공진을 나타내기 위해 표시한 것이다. 등가회로모델의 소자 값은 슬롯(202)의 공진주파수와 위상차이로 결정할 수가 있다. 위에 설계된 값을 기준으로 등가회로 모델의 값을 추출해 보면 L V = 0.4 nH, L 0 = 5 nH, and C 0 = 1.43 pF이 된다.
도 6는 본 발명의 등가회로모델과 측정한 위상반전기의 S-파라미터와 위상값을 도시한 그래프이다. 도시된 바와 같이 등가회로 모델에 기초한 계산값과 본 발명의 마이크로스트립 반전기의 측정값이 잘 일치하는 것을 알 수 있다. 여기서, S11은 반사계수, S21은 최대 전송계수를 나타내며, phase diff.(phase difference; 위상차이)는 위상반전기의 위상에서 전송선로의 위상을 뺀 위상차이다. 그 차이값이 180°가 되면 위상 반전이 잘 이루어졌음을 나타낸다. 도 6에서 공진주파수(2.34 GHz) 주변에서 위상차가 190° ~ 200°의 값으로 위상반전이 잘 이루어짐을 확인할 수 있다.
도 7는 본 발명의 위상반전기와 위상반전기가 적용되어 있지 않은 마이크로스트립 전송 선로를 제작하여 서로간의 성능을 비교한 그래프이다.
공진주파수인 2.34 GHz에서 위상반전기의 최대전송계수(S21)는 - 0.39 dB이며 위상차이는 193°이다. 그리고 동일한 주파수에서 마이크로스트립 도선의 전송계수는 -0.23 dB이다. 이상적인 경우 위상차이가 180°이지만, 비아핀에 의해 추가적인 위상지연이 생기기 때문에 약 13°가 더 지연된다. 따라서, 위상반전기가 포함된 선로의 길이를 조금 줄임으로써 180°의 위상차를 갖도록 보상할 수 있다.
또한, 본 발명의 위상반전기가 적용되어 전송계수가 -0.16 dB로 값이 저하되었으나, 이는 충분히 수용될 수 있는 값이다. 또한, 위상반전기의 대역폭을 기존의 마이크로스트립 선로의 전송계수보다 0.3 dB 오차이내, 위상차이가 ± 5° 오차 이내로 본다면 대역폭은 11 %에 해당한다. 이는 충분이 마이크로파 수동소자에 집적화하여 사용할 수 있는 수치이다.
이상 본 발명의 바람직한 실시 예에 대해 상세히 기술하였지만, 본 발명이 속하는 기술 분야에 있어서 통상의 지식을 가진 사람이라면, 첨부된 청구 범위에 정의된 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 본 발명을 여러 가지로 변형 또는 변경하여 실시할 수 있음을 알 수 있을 것이다. 따라서 본 발명의 앞으로의 실시 예들의 변경은 본 발명의 기술을 벗어날 수 없을 것이다.
본 발명은 마이크로스트립 선로에 대하여 종래에 위상 반전기에 적용시에 요구되는 선로 등을 변경하는 변환장치 없이도 직접적으로 위상을 반전시키는 마이크로 스트립 위상 반전기에 적용될 수 있다.

Claims (6)

  1. 슬롯이 형성된 그라운드 기판;
    상기 그라운드 기판상에 형성된 유전체층;
    제1 포트의 신호선과 접속되며 상기 유전체층 일측의 상면에 적층되어 연장된 제1 마이크로스트립 도선;
    상기 제1 마이크로스트립 도선과 서로 어긋나게 대향하고, 제2포트의 신호선에 접속되며, 상기 유전체층 타측의 상면에 적층되어 연장된 제2 마이크로스트립 도선; 및
    상기 연장된 제1, 제2 마이크로스트립 도선의 각각의 일단과 상기 그라운드 기판간에 접속되어 제1, 제2 전류를 전달하는 제1, 제2 비아핀;을 구비하며,
    상기 슬롯은, 제1, 제2 비아핀을 통하여 상기 그라운드 기판에서 흐르는 제1, 제2 전류가 각각 신호상으로 절연 분리되어 제2, 제1의 마이크로스트립 도선과 전계를 형성하며 흐르도록 그라운드 기판에 형성됨을 특징으로 하는 마이크로스트립 위상 반전기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 슬롯은 제1, 제2 비아핀이 접속된 접점 부분을 남기고 상기 제1, 제2 마이크스트립 도선 부분을 가로지르며, 동시에 제1, 제2 비아핀 간을 가로지는 방향으로 그라운드 기판에 형성됨을 특징으로 하는 마이크로스트립 위상 반전기.
  3. 제1항에 있어서, 상기 슬롯의 길이는 상기 제1, 제2 마이크로스트립 도선에서 전송되는 신호의 주파수와 공진하는 치수로 설정됨을 특징으로 하는 마이크로스트립 위상 반전기.
  4. 제1항에 있어서, 상기 슬롯의 길이는 상기 제1, 제2 마이크로스트립 도선에 전송되는 신호의 파장의 0.4 내지 0.8배임을 특징으로 하는 마이크로스트립 위상 반전기.
  5. 제1항에 있어서, 상기 슬롯은 지그재그 형태로 형성됨을 특징으로 하는 마이크로스트립 위상 반전기.
  6. 제1항에 있어서, 상기 슬롯의 폭은 0.05mm 내지 0.5mm 임을 특징으로 하는 마이크로스트립 위상 반전기.
PCT/KR2010/008170 2009-11-24 2010-11-19 마이크로스트립 위상 반전기 Ceased WO2011065701A2 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/877,620 US20130265120A1 (en) 2009-11-24 2010-11-19 Microstrip phase inverter

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020090114065A KR101081978B1 (ko) 2009-11-24 2009-11-24 마이크로스트립 위상 반전기
KR10-2009-0114065 2009-11-24

Publications (2)

Publication Number Publication Date
WO2011065701A2 true WO2011065701A2 (ko) 2011-06-03
WO2011065701A3 WO2011065701A3 (ko) 2011-09-29

Family

ID=44067061

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/KR2010/008170 Ceased WO2011065701A2 (ko) 2009-11-24 2010-11-19 마이크로스트립 위상 반전기

Country Status (3)

Country Link
US (1) US20130265120A1 (ko)
KR (1) KR101081978B1 (ko)
WO (1) WO2011065701A2 (ko)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9343796B2 (en) 2014-07-15 2016-05-17 Novatel Inc. Wideband and low-loss quadrature phase quad-feeding network for high-performance GNSS antenna
US10291383B2 (en) 2015-04-15 2019-05-14 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Communication device and method for wireless signal transmission
US12512571B2 (en) * 2023-11-24 2025-12-30 The Education University Of Hong Kong Microstrip phase inverter including first and second strip lines connected by vias to an insert conductor layer

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3554971B2 (ja) * 2000-09-25 2004-08-18 株式会社村田製作所 円偏波アンテナ及びその製造方法
KR100608316B1 (ko) * 2004-12-28 2006-08-08 전자부품연구원 대역통과필터
US7187251B2 (en) 2005-03-16 2007-03-06 International Business Machines Corporation DC isolated phase inverter and a ring hybrid coupler including the DC isolated phase inverter
JP2007013809A (ja) * 2005-07-01 2007-01-18 Nippon Dempa Kogyo Co Ltd 高周波用のバラン
JP4402105B2 (ja) * 2006-12-22 2010-01-20 東光株式会社 平衡型広帯域アンテナ
JP2008244706A (ja) 2007-03-27 2008-10-09 Murata Mfg Co Ltd フィルタ及び高周波モジュール

Also Published As

Publication number Publication date
KR101081978B1 (ko) 2011-11-09
KR20110057602A (ko) 2011-06-01
US20130265120A1 (en) 2013-10-10
WO2011065701A3 (ko) 2011-09-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN205248409U (zh) 高频传输线路
CN101728620B (zh) 一种非对称共面波导定向耦合器
WO2005060436A2 (en) Bi-level coupler
KR20140124155A (ko) 광대역 특성을 가지는 평면형 ｒｆ 크로스오버 구조
CN108470968B (zh) 一种端接等复阻抗横跨定向耦合器
CN108598638A (zh) 基于介质集成悬置线的多工器结构
CN107146930B (zh) 基于s-型互补螺旋线的半模基片集成波导带通滤波器
CN106816678B (zh) 一种具有任意输出幅度和相位的横跨定向耦合器
CN109818127A (zh) 一种相位连续可调横跨定向耦合器
CN101834326B (zh) 具有左手性能的双通带滤波器
CN104638323B (zh) 基于ltcc技术的高选择性宽带多阶带通滤波器
CN105870566A (zh) 一种端接复阻抗分支线定向耦合器
WO2011065701A2 (ko) 마이크로스트립 위상 반전기
CN207651645U (zh) 一种改善甚高频带宽的双定向耦合器
CN106816679B (zh) 一种基于平行板传输线的定向电桥
EP3346543B1 (en) Filtering unit and filter
CN104810597A (zh) 一种宽带小型化大延时非色散微带延迟线
CN208767444U (zh) 一种基于混合基片集成波导结构的三通带滤波器
CN115954633B (zh) 一种基于多层lcp技术的共模馈电方式宽阻带滤波器
JP2018531560A6 (ja) フィルタリング装置およびフィルタ
US7151421B2 (en) Coupler
CN109103558B (zh) 一种宽频带方形接地耦合带线电桥
US9966646B1 (en) Coupler with lumped components
CN107069158B (zh) 一种具有陷波特性的宽带带通滤波器
KR100734332B1 (ko) 슬로우 웨이브 구조를 가지는 고주파 전송 선로 소자

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 10833513

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 10833513

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A2

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 13877620

Country of ref document: US