WO2011062433A2 - 방송 송신 장치, 방송 수신 장치, 및 방송 신호를 송신하고 수신하는 방법 - Google Patents

방송 송신 장치, 방송 수신 장치, 및 방송 신호를 송신하고 수신하는 방법 Download PDF

Info

Publication number
WO2011062433A2
WO2011062433A2 PCT/KR2010/008174 KR2010008174W WO2011062433A2 WO 2011062433 A2 WO2011062433 A2 WO 2011062433A2 KR 2010008174 W KR2010008174 W KR 2010008174W WO 2011062433 A2 WO2011062433 A2 WO 2011062433A2
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signaling information
data
frame
plp
broadcast
Prior art date
Application number
PCT/KR2010/008174
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
WO2011062433A3 (ko
Inventor
박정환
고우석
문상철
Original Assignee
엘지전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘지전자 주식회사 filed Critical 엘지전자 주식회사
Publication of WO2011062433A2 publication Critical patent/WO2011062433A2/ko
Publication of WO2011062433A3 publication Critical patent/WO2011062433A3/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0078—Avoidance of errors by organising the transmitted data in a format specifically designed to deal with errors, e.g. location
    • H04L1/0083—Formatting with frames or packets; Protocol or part of protocol for error control
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H60/00—Arrangements for broadcast applications with a direct linking to broadcast information or broadcast space-time; Broadcast-related systems
    • H04H60/68—Systems specially adapted for using specific information, e.g. geographical or meteorological information
    • H04H60/73—Systems specially adapted for using specific information, e.g. geographical or meteorological information using meta-information

Definitions

  • the present invention relates to a broadcast transmission device for transmitting a broadcast signal, a broadcast reception device for receiving a broadcast signal, and a broadcast signal transmission / reception method, and more particularly, to an apparatus and method for transmitting and receiving a mobile broadcast signal. .
  • the digital broadcast signal may include a larger amount of video / audio data than the analog broadcast signal, and may include various additional data in addition to the video / audio data.
  • the digital broadcasting system for digital broadcasting may provide HD (High Definition) level images, multi-channel sound, and various additional services.
  • HD High Definition
  • data transmission efficiency for high-capacity data transmission, robustness of the transmission / reception network, and flexibility of the network considering mobile reception equipment still need to be improved.
  • an object of the present invention is to provide a broadcast transmitter, a broadcast receiver, and a method for transmitting and receiving an additional broadcast signal, which can transmit and receive an additional broadcast signal without securing an additional frequency by using an RF signal of an existing broadcast system. To provide.
  • Another object of the present invention is to provide a broadcast transmitter, a broadcast receiver, and a method for transmitting and receiving a mobile broadcast signal, which can transmit and receive a mobile broadcast signal without additional frequency by using an RF signal of an existing broadcast system. To provide.
  • Another object of the present invention is to transmit and receive a subslice group structure in the case of Type2 data PLP, thereby transmitting and receiving a broadcast transmitter, a broadcast receiver, and a broadcast signal for improving time diversity. To provide a method.
  • Broadcast transmission apparatus for achieving the above object includes a scheduler, a frame builder, a modulation module, and a transmitter.
  • the signal frame according to the present invention consists of a preamble area and a data area, and the data area consists of a plurality of data symbols.
  • the scheduler generates first signaling information and second signaling information.
  • the frame builder maps broadcast data to data symbols of the data region, maps the first signaling information to preamble symbols of the preamble region, and time-to-map the second signaling information to data symbols of the data region.
  • the modulation module modulates the signal frame and inserts third signaling information into a preamble region of the modulated signal frame.
  • the transmitter transmits a broadcast signal including a signal frame into which the third signaling information is inserted.
  • the first signaling information includes layer 1 (L1) signaling information of a current signal frame, and the second signaling information includes L1 signaling information of a next signal frame.
  • the third signaling information includes P1 signaling information, and the P1 signaling information includes preamble format information.
  • the L1 signaling information of the next signal frame includes at least one of L1 pre-signaling information and L1 post signaling information for the next signal frame.
  • the L1 pre signaling information includes signaling information for receiving and decoding the L1 post signaling information
  • the L1 post signaling information includes signaling information for receiving and decoding the broadcast data.
  • the frame builder acquires the number of cells of L1 signaling information to be allocated to each data symbol based on the number of cells of L1 signaling information to be spread in the data area and the number of data symbols of the data area, The cells of the obtained cell number of L1 signaling information are mapped to corresponding subcarriers of each data symbol of the data region. In this case, the frame builder cyclically shifts the cells of the L1 signaling information in the frequency domain for every data symbol.
  • the frame builder may be allocated to each data symbol of the L1 pre spread period based on the number of cells of L1 pre signaling information to be spread in the data area and the number of data symbols included in the L1 pre spread period.
  • a cell number of L1 pre-signaling information is obtained, and cells of the L1 pre-signaling information of the obtained cell number are mapped to corresponding subcarriers of each data symbol in the L1 pre spread period.
  • the frame builder cyclically shifts the cells of the L1 pre-signaling information in the frequency domain for every data symbol in the L1 pre-spread period.
  • the frame builder divides the cells of the L1 post signaling information to be spread in the data area into cells to be spread in an L1 prespread period of the data area and cells to be spread in the remaining area, and the separated L1 posts.
  • the cells of signaling information are mapped to corresponding subcarriers of each data symbol of the L1 pre-spread interval and the remaining interval.
  • the frame builder cyclically shifts the cells of the L1 post signaling information in the frequency domain for every data symbol of the L1 pre spread period and the remaining period.
  • a signal frame includes a preamble area and a data area, and the data area includes a plurality of data symbols.
  • the method for transmitting a broadcast signal including the signal frame includes first signaling information and Generating second signaling information, broadcast data is mapped to data symbols of the data region, the first signaling information is mapped to preamble symbols of the preamble region, and the second signaling information is mapped to the data symbols of the data region.
  • Spreading and mapping data symbols in a time and frequency direction to form a signal frame, performing modulation on the signal frame, and inserting third signaling information into a preamble region of the modulated signal frame, and 3 transmit a broadcast signal including a signal frame into which signaling information is inserted; Includes the steps.
  • the first signaling information includes layer 1 (L1) signaling information of a current signal frame, and the second signaling information includes L1 signaling information of a next signal frame.
  • the third signaling information includes P1 signaling information, and the P1 signaling information includes preamble format information.
  • the L1 signaling information of the next signal frame includes at least one of L1 pre-signaling information and L1 post-signaling information for the next signal frame, and the L1 pre-signaling information includes signaling information for receiving and decoding the L1 post signaling information.
  • the L1 post signaling information includes signaling information for receiving and decoding the broadcast data.
  • the configuring of the signal frame may be performed according to an embodiment.
  • the number of cells of L1 signaling information to be allocated to each data symbol is determined based on the number of cells of L1 signaling information to be spread in the data area and the number of data symbols of the data area. Acquiring, and mapping cells of the obtained number of L1 signaling information to corresponding subcarriers of each data symbol of the data region, wherein the mapping step includes: Cyclic shift cells into the frequency domain.
  • Each data of the L1 prespread period is based on the number of cells of L1 pre-signaling information to be spread in the data area and the number of data symbols included in the L1 prespread period. Obtaining a number of cells of L1 pre-signaling information to be allocated to a symbol, and mapping cells of the obtained number of cells of L1 pre-signaling information to corresponding subcarriers of each data symbol in the L1 pre-spread period. In the mapping step, the cells of the L1 pre-signaling information are cyclically shifted in the frequency domain for every data symbol in the L1 pre-spread period.
  • the configuring of the signal frame may further include dividing cells of L1 post-signaling information to be spread in the data area into cells to be spread in an L1 prespread interval in the data region and cells to be spread in the remaining intervals.
  • the number of cells of L1 post signaling information to be allocated to each data symbol of the L1 pre spread section based on the number of cells of L1 post signaling information to be spread in the L1 pre spread section and the number of data symbols included in the L1 pre spread section. Acquiring a cell, mapping cells of the obtained number of L1 post signaling information to corresponding subcarriers of each data symbol in the L1 pre spread period, and number of cells of L1 post signaling information to be spread in the remaining period.
  • mapping step cyclically shifts cells of the L1 post signaling information to the frequency domain for every data symbol of the L1 pre-spread interval and the remaining interval.
  • a broadcast system capable of transmitting and receiving an additional broadcast signal, for example, a mobile broadcast signal, without securing an additional frequency by using an RF signal of an existing broadcast system.
  • service providers such as broadcasting stations providing content, network providers transmitting services, or providers such as transmitting service providers may be allocated new frequencies to provide additional broadcasting signals (eg, mobile broadcasting signals). no need.
  • time diversity can be improved than in conventional terrestrial broadcasting systems by mapping and transmitting Type 2 data PLPs to signal frames in a sub-slice group method.
  • this method is more effective when applied to a mobile environment in which channel variation is severe and robustness to noise is required.
  • the L1 signaling information cells are uniformly mapped at regular intervals in one data OFDM symbol, and the L1 signaling information cells are cyclically shifted in the frequency domain in every data OFDM symbol, thereby achieving higher time and frequency divers than conventional terrestrial broadcasting systems. You can get the city. This results in high robustness in a mobile environment.
  • the L1 post-signaling information is spread over all OFDM symbols in the data area to have time diversity of the entire signal frame, and the L1 pre-signaling information is spread out only in a preset L1 prespread period in the data area to have time diversity.
  • the overall L1 pre signaling information and the L1 post signaling information can be decoded without additional signal frame latency.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an embodiment of a broadcast signal transmission apparatus using MIMO technology.
  • FIG. 2 is an embodiment of a broadcast signal receiving apparatus to which MIMO technology is applied.
  • FIG. 3 is an embodiment of a broadcast signal transmission apparatus using a hierarchical MIMO technique according to the present invention.
  • FIG. 4 is an embodiment of a broadcast signal receiving apparatus using a hierarchical MIMO technique according to the present invention.
  • 5 is an embodiment of a symbol-mapped constellation when channel correlation is low according to the present invention.
  • FIG. 6 is an embodiment of a symbol-mapped constellation when channel correlation is high according to the present invention.
  • FIG. 7 is an embodiment of a broadcast signal transmission apparatus using a hybrid MIMO technique according to the present invention.
  • FIG 8 is an embodiment of a broadcast signal receiving apparatus using a hybrid MIMO technique according to the present invention.
  • FIG. 9 illustrates an embodiment of a data rate per unit time when using a hybrid MIMO according to the present invention.
  • FIG. 10 is another embodiment of a broadcast signal transmission apparatus using a MIMO technique according to the present invention.
  • FIG. 11 is an embodiment of an input processor 110100 of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 10 according to the present invention.
  • FIG. 12 is an embodiment of the BICM modulator 110200 of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 10 according to the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating rotation and remapping of constellation rotators 112800-0 to p of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 10 according to the present invention.
  • FIG. 14 is another embodiment of the BICM modulator 110200 of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 10 according to the present invention.
  • FIG. 15 is an embodiment of a frame builder 110300 of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 10 according to the present invention.
  • FIG. 16 is an embodiment of a modulator 110400 of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 10 according to the present invention.
  • FIG 17 shows an embodiment of L1-pre signaling information according to the present invention.
  • FIG 19 shows another embodiment of L1-post signaling information according to the present invention.
  • FIG. 20 is an embodiment of an analog processor 110500 of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 10 according to the present invention.
  • 21 is another embodiment of a broadcast signal receiving apparatus using a MIMO technique according to the present invention.
  • FIG. 22 is a diagram of an analog processor 121100 of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 21 according to the present invention.
  • FIG. 23 is an embodiment of a demodulator 121200 of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 21 according to the present invention.
  • FIG. 24 is a diagram illustrating an embodiment of a frame parser 121300 of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 21 according to the present invention.
  • FIG. 25 illustrates an embodiment of the BICM demodulator 121400 of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 21 according to the present invention.
  • FIG. 26 illustrates another embodiment of the BICM demodulator 121400 of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 21 according to the present invention.
  • FIG. 27 is a diagram illustrating an output processor 121500 of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 21 according to the present invention.
  • FIG. 29 is yet another embodiment of an input processor 128100 of the broadcast signal transmitting apparatus of FIG. 28 according to the present invention.
  • FIG. 30 is a view illustrating a scheduler 111300 of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 28 according to the present invention.
  • FIG. 31 illustrates an embodiment of the BICM modulator 128200 of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 28 according to the present invention.
  • 32 is yet another embodiment of the BICM modulator 128200 of the broadcast signal transmitting apparatus of FIG. 28 according to the present invention.
  • FIG. 33 is a diagram illustrating an embodiment of a frame builder 128300 of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 28 according to the present invention.
  • FIG. 34 is an embodiment of an OFDM modulator 128400 of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 28 according to the present invention.
  • 35 is an embodiment of a PLP-based NGH-transmission frame according to the present invention.
  • FIG. 39 is an embodiment of an OFDM demodulator 138100 of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 38 according to the present invention.
  • FIG. 40 is an embodiment of a frame demapper 138200 of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 38 according to the present invention.
  • FIG. 41 is an embodiment of a BICM decoder 138300 of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 38 according to the present invention.
  • FIG. 42 is a view illustrating an output processor 138300 of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 38 according to the present invention.
  • FIG. 43 is another embodiment of an output processor 138300 of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 38 according to the present invention.
  • 44 is a conceptual diagram of a MIMO transmission apparatus using SVC according to the first embodiment of the present invention.
  • 45 is a conceptual diagram of a MIMO transmission apparatus using SVC according to a second embodiment of the present invention.
  • 46 is a conceptual diagram of a MIMO transmission apparatus using SVC according to a third embodiment of the present invention.
  • 47 through 49 illustrate signaling information of a terrestrial broadcasting system according to an embodiment of the present invention.
  • L1-post signaling information identifying a type of PLP as L1 signaling information according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 51 is L1 signaling information according to an embodiment of the present invention and shows L1-post signaling information for identifying a code rate.
  • L1-post signaling information identifying a modulation scheme as L1 signaling information according to an embodiment of the present invention.
  • 53 is a conceptual diagram illustrating a broadcast signal transmission method according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 54 is a conceptual diagram illustrating a broadcast signal transmission method according to another embodiment of the present invention.
  • 55 is a diagram illustrating a broadcast signal transmitted by a broadcast system to which a MIMO transmission system using SVC is applied according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 56 illustrates a broadcast signal transmitted by a broadcast system to which a MIMO transmission system using SVC is applied according to another embodiment of the present invention.
  • 57 is a diagram illustrating a broadcast signal transmitted by a broadcast system to which a MIMO transmission system using SVC is applied according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 58 is a diagram illustrating a broadcast signal transmission apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 59 is a diagram illustrating a broadcast signal receiving apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • 60 is a view showing a broadcast signal transmission apparatus according to another embodiment of the present invention.
  • 61 is a view showing a broadcast signal receiving apparatus according to another embodiment of the present invention.
  • 62 is an embodiment of a demux structure in accordance with the present invention.
  • FIG. 63 is a diagram illustrating a super frame structure including an additional broadcast signal frame and a signaling method thereof according to an embodiment of the present invention.
  • 64 is a diagram showing the structure of a signal frame according to an embodiment of the present invention.
  • 65 is a view showing a signal frame structure of an additional broadcast signal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 66 is a diagram illustrating an embodiment in which Type2 data PLPs are mapped to a sub-slice structure in an existing terrestrial broadcasting system.
  • FIG. 67 is a view illustrating an embodiment in which a Type2 data PLP having a sub slice structure as shown in FIG. 4 is mapped to a sub slice group structure in a broadcast system according to the present invention.
  • 68A and 68C illustrate examples of mapping between a sub-slice group structure and a Type2 data PLP when the length of the Type1 data PLP is larger than the Type2 data PLP in one signal frame.
  • 69A to 69C illustrate examples of mapping between a sub-slice group structure and a Type2 data PLP when the length of the Type1 data PLP and the Type2 data PLP are the same in one signal frame.
  • 70A to 70C show examples of mapping between a sub-slice group structure and a Type2 data PLP when the length of the Type1 data PLP is smaller than the Type2 data PLP in one signal frame.
  • 71A and 71B illustrate an embodiment of a method of determining the number of sub-slice groups according to the length of the Type1 data PLP and the length of the Type2 data PLP.
  • 72 is a diagram illustrating an embodiment of a syntax structure for dynamic L1 signaling information according to the present invention.
  • 73 is a view showing an embodiment of a syntax structure for in-band signaling information according to the present invention.
  • 74 is a diagram illustrating an embodiment of spreading L1 signaling information in a data area according to the present invention.
  • 75 is a flowchart illustrating an embodiment of a method of spreading L1 signaling information in a data area according to the present invention.
  • 76 is a view showing another embodiment of spreading L1 signaling information in a data area according to the present invention.
  • 77 is a view showing another embodiment of spreading L1 signaling information in a data area according to the present invention.
  • MIMO multi-input multi-output
  • MIMO technology can be classified into a spatial diversity scheme that greatly reduces transmission error and a power gain at a receiver, and a spatial multiplexing scheme that improves the data rate itself.
  • the spatial diversity scheme transmits the same signal to a plurality of antennas and sums the signals received from the receiver to obtain a power gain of the signal.
  • MISO Multi-Input Single
  • the spatial multiplexing scheme may transmit a signal including different data at transmit antenna 1 and transmit antenna 2, and receive respective signals at receive antenna 1 and receive antenna 2 to recover the transmitted data.
  • the performance of a system with MIMO technology depends on the characteristics of the transport channel, especially in systems with independent channel environments. In other words, the more independent channels each channel from the antenna of the transmitting end to the antenna of the receiving end are irrelevant with each other, the performance of the system using the MIMO technology is improved. In a channel environment in which the channels between the transmitting and receiving antennas are highly correlated, such as a line-of-sight (LOS) environment, the performance of the system using the MIMO technology may be drastically degraded or the operation may not be possible.
  • LOS line-of-sight
  • a transmitting base station or a user terminal continuously monitors channel conditions for a downlink from a base station to a terminal and an uplink from a terminal to a base station, respectively.
  • the base station receives the uplink information and detects a channel environment in which the MIMO technology is inappropriate, such as the LOS environment, the base station may transmit the information without applying the MIMO technology.
  • a signal transmission technique cannot be adaptively changed according to channel monitoring.
  • a mobile broadcast system may be referred to as a DVB-NGH or NGH broadcast system.
  • an additional broadcast signal that is, a mobile broadcast signal may be referred to as a DVB-NGH broadcast signal.
  • a video signal is divided into a plurality of components among components constituting a broadcast service. Can be sent.
  • SVC scalable video coding
  • scalability that can be divided into basic video components that are robust in communication environments but low in quality and extended video components that can provide high quality images but are rather vulnerable to communication environments ( scalability) can be used.
  • the basic video component is a non-MIMO (Multi Input Multi Output) scheme, that is, a MISO (Multi Input Single Output) or SISO (Single Input Single Output) scheme to increase transmission stability.
  • the extended video component may be transmitted in a MIMO manner to provide improved throughput.
  • various embodiments can be provided so that the base video component and the additional video component can be transmitted in different transmission schemes, and any video coding method other than SVC can be applied as a video coding method having scalability. .
  • services or service components of a broadcast signal may be divided into different physical layer pipes (PLPs) and transmitted.
  • PLP is a unit for data transmission. That is, one service may be transmitted to one PLP, or service components constituting one service may be divided and transmitted to different PLPs. If the service components constituting one service are separated and transmitted to different PLPs, the receiving end is combined into one service again.
  • T2 or “DVB-T2” refers to the existing European digital terrestrial broadcasting standard.
  • 1 and 2 illustrate an embodiment of a broadcast signal transmission and reception apparatus using MIMO technology.
  • 1 is an embodiment of a broadcast signal transmission apparatus applying MIMO technology.
  • the apparatus for transmitting broadcast signals includes a Forward Error Correction (FEC) encoder 101100, a symbol mapper 101200, a MIMO encoder 101300, a first frame mapper 101400, and a second frame mapper 101410. It may include a first orthogonal frequency divisional modulation (OFDM) modulator 101500 and a second OFDM modulator 101510.
  • FEC Forward Error Correction
  • OFDM orthogonal frequency divisional modulation
  • the FEC encoder 101100 may divide the data to be transmitted into a predetermined unit and perform error correction encoding for each unit of the data. In addition, the FEC encoder 101100 may perform error correction encoding by adding redundancy data so that data to be transmitted is robust to an error.
  • the symbol mapper 101200 maps error correction coded data into symbols. For example, the error correction coded bit data is mapped to symbols according to a specific symbol mapping method such as quadrature phase shift keying (QPSK), quadrature amplitude modulation (QAM), and pulse amplitude modulation (PAM) by the symbol mapper 101200. Can be.
  • QPSK quadrature phase shift keying
  • QAM quadrature amplitude modulation
  • PAM pulse amplitude modulation
  • the MIMO encoder 101300 may distribute the mapped symbols to multiple antenna paths using the MIMO technique.
  • the MIMO encoder 101300 may distribute the input symbols to multiple transport streams to be transmitted on each antenna path.
  • the broadcast signal transmitting apparatus of FIG. 1 illustrates a case in which the MIMO encoder 101300 transmits data through two antenna paths.
  • the first frame mapper 101400 and the second frame mapper 101410 may respectively map transport streams to be transmitted through an antenna path to a signal frame.
  • the structure of the signal frame may vary depending on the system to be transmitted.
  • the signal frame of the present invention may be allocated to a single carrier or a multicarrier and transmitted, and FIG. 1 illustrates a case in which the signal frame is allocated and transmitted to a multicarrier.
  • Each of the first OFDM modulator 101500 and the second OFDM modulator 101510 may modulate a signal frame to be transmitted by the OFDM scheme, and transmit the modulated signal through each antenna.
  • FIG. 2 is an embodiment of a broadcast signal receiving apparatus to which MIMO technology is applied.
  • the apparatus for receiving broadcast signals includes a first synchronizer 102100, a second synchronizer 102110, a first OFDM demodulator 102200, a second OFDM demodulator 102210, and a first frame parser 102300. ), A second frame parser 102310, a MIMO decoder 102400, a symbol demapper 102500, and an FEC decoder 102600.
  • the signal receiving apparatus of the present invention may receive signals from a plurality of antennas according to the MIMO scheme, and FIG. 2 illustrates a case of receiving signals from two antennas so as to receive a transmitted signal according to the embodiment of FIG. 1.
  • FIG. 2 illustrates a case of receiving signals from two antennas so as to receive a transmitted signal according to the embodiment of FIG. 1.
  • the first synchronizer 102100 and the second synchronizer 102110 may respectively acquire synchronization of signals received from each antenna.
  • the first synchronizer 102100 and the second synchronizer 102110 may obtain time and frequency synchronizations of the received signals and output the synchronized signals.
  • the first OFDM demodulator 102200 and the second OFDM demodulator 102210 each demodulate a signal obtained with synchronization.
  • the demodulation scheme may be based on a modulation scheme, and FIG. 2 illustrates a case where demodulation is performed by the OFDM scheme to correspond to the embodiment of FIG. 1.
  • the first OFDM demodulator 102200 and the second OFDM demodulator 102210 may equalize the channels of the signals received through the two antenna paths, respectively.
  • First frame parser 102300 and second frame parser 102310 parse a frame of equalized signals through respective antenna paths.
  • the MIMO decoder 102400 performs MIMO decoding on signals parsed by the first frame parser 102300 and the second frame parser 102310, respectively.
  • the MIMO decoder 102400 may obtain one reception stream from the signal distributed to each antenna path.
  • the symbol demapper 102500 may symbol demap a symbol included in a reception stream into a bit stream by a symbol demapping method applied in a signal transmission apparatus.
  • the FEC decoder 102600 may error correct decode the demapped bit stream and obtain the transmitted data.
  • Each of the transmitted signals from multiple antennas of the broadcast signal transmitting apparatus to multiple antennas of the broadcast signal receiving apparatus may be transmitted through completely different channels, or may be transmitted through the same or nearly similar channels. If signals transmitted over multiple channels using MIMO technology are transmitted through the same or nearly similar channels, the signal receiving apparatus cannot separate the received signals due to the high correlation between the channels. For example, signals transmitted through highly correlated channels such as a line of sight (LOS) channel may not be MIMO decoded in the MIMO decoder of the signal receiving apparatus. Therefore, even if the MIMO technology is applied to increase the data transmission efficiency, the performance may be very poor depending on the reception environment. Accordingly, the present invention intends to provide a broadcast signal transmission and reception apparatus capable of adaptively obtaining a signal even in such a channel state.
  • LOS line of sight
  • FIGS. 3 and 4 are exemplary embodiments of a transmission and reception apparatus using a hierarchical MIMO scheme according to the present invention
  • FIGS. 5 and 6 are symbols of a case in which channel correlation is low and channel correlation is high according to the present invention.
  • FIG. 3 is an embodiment of a broadcast signal transmission apparatus using a hierarchical MIMO technique according to the present invention.
  • the apparatus for transmitting broadcast signals includes an FEC encoder 103100, a demux 103200, a first symbol mapper 103300, a second symbol mapper 103310, a MIMO encoder 103400, The first frame mapper 103500, the second frame mapper 103510, the first OFDM modulator 103600, and the second OFDM modulator 103610 may be included.
  • the FEC encoder 103100 may perform error correction encoding on data to be transmitted according to a specific error correction code scheme.
  • the demux 103200 may output the error corrected encoded data into streams to be transmitted through each antenna path. For example, the demux 103200 may demultiplex the data into a most significant bit (MSB) and a least significant bit (LSB) of bits to be symbol-mapped to the first symbol mapper 103300 and the second symbol mapper 103310. have.
  • MSB most significant bit
  • LSB least significant bit
  • the first symbol mapper 103300 and the second symbol mapper 103310 may map streams to be transmitted through respective antenna paths to symbols.
  • the first symbol mapper 103300 and the second symbol mapper 103310 may map bit streams to be transmitted in different constellations as symbols.
  • the first symbol mapper 103300 may map an MSB
  • the second symbol mapper 103310 may map an LSB to a symbol.
  • the symbol mapping method of the first symbol mapper 103300 and the second symbol mapper 103310 may be different from each other.
  • the first symbol mapper 103300 may perform symbol mapping according to the 64QAM scheme
  • the second symbol mapper 103310 may perform symbol mapping according to the QPSK scheme. Details will be described later.
  • the first symbol mapper 103300 receives the data amount of M bps / Hz
  • the second symbol mapper 103310 receives N bps.
  • the data amount of / Hz can be symbol-mapped respectively.
  • the MIMO encoder 103400 may receive hierarchically symbol-mapped symbols as described above, and may perform MIMO encoding to transmit the received symbols to each antenna path. For example, the MIMO encoder 103400 may encode symbols received in a specific MIMO encoding scheme and then distribute the encoded symbols in each antenna path so that each antenna transmits at the same power.
  • the first frame mapper 103500 and the second frame mapper 103510 may form a signal frame to be transmitted through an antenna path, respectively.
  • the first OFDM modulator 103600 and the second OFDM modulator 103610 may modulate the signal frame using the OFDM scheme, and transmit the modulated signal through each antenna.
  • FIG. 4 is an embodiment of a broadcast signal receiving apparatus using a hierarchical MIMO technique according to the present invention.
  • the apparatus for receiving broadcast signals includes a first synchronizer 104100, a second synchronizer 104110, a first OFDM demodulator 104200, a second OFDM demodulator 104210, and a first synchronizer 104104.
  • Data merger 104700 and FEC decoder 104800 is an synchronizer 104100, a second synchronizer 104110, a first OFDM demodulator 104200, a second OFDM demodulator 104210, and a first synchronizer 104104.
  • the broadcast signal receiving apparatus may separate signals received by a plurality of antennas into hierarchical symbol-mapped symbols according to channel conditions using a MIMO scheme.
  • the broadcast signal receiving apparatus may receive signals from a plurality of antennas according to the MIMO scheme, and in FIG. 4, signals are received from two antennas to receive the transmitted signals according to the embodiment of FIG. 3. The case will be described.
  • the first synchronizer 104100 and the second synchronizer 104110 may acquire synchronization in a time and frequency domain of a signal received from each antenna.
  • Each of the first OFDM demodulator 104200 and the second OFDM demodulator 104210 may perform demodulation by OFDM on a signal from which synchronization has been obtained.
  • channel equalization may be performed on signals received through two antenna paths.
  • the first OFDM demodulator 104200 and the second OFDM demodulator 104210 may obtain channel information necessary to obtain correlation between channels of an antenna path during channel equalization.
  • the first OFDM demodulator 104200 and the second demodulator 104200 may calculate channel information using pilot signals from signals of respective antenna paths.
  • the first frame parser 104300 and the second frame parser 104310 may parse signal frames from equalized signals in two antenna paths, respectively.
  • the MIMO decoder 104400 may calculate channel correlation using channel information, and perform MIMO decoding on a signal included in a parsed signal frame according to the calculated channel correlation.
  • the MIMO decoder 104400 may determine the correlation between channels using channel information obtained from each channel according to preset criteria, and the setting criteria may be changed according to the designer's intention.
  • the MIMO decoder 104400 may perform MIMO decoding to separate signals transmitted from each antenna path. That is, when the MIMO decoder 104400 performs MIMO decoding, the mixed signals may be separated and output.
  • signals transmitted from each antenna path may be output as one signal without being separated.
  • performing MIMO decoding differently according to channel information according to channel correlation may be referred to as hierarchical MIMO technique.
  • the MIMO decoder 104400 may output a control signal for determining whether to apply hierarchical demodulation according to channel correlation calculated based on channel information.
  • the first symbol demapper 104500, the second symbol demapper 104510, and the third symbol demapper 104520 perform hierarchical demodulation on signals separated by the MIMO decoder 104400 according to the output control signal. It can be applied to symbol demapping or symbol demapping in one demodulation method.
  • the first symbol demapper 104500 and the second symbol demapper 104510 respectively receive symbols output by the MIMO decoder 104400 and output the received symbols.
  • Symbol demapping may be performed according to a symbol mapping method. As described above, when the symbol-mapped symbols are separated by hierarchical modulation according to the example of FIG. 3, the first symbol demapper 104500 may symbol demap the received symbols of the 64QAM scheme. The second symbol demapper 104510 may symbol demap the received symbols of the QPSK scheme.
  • the symbol demapper 104500 and the second symbol demapper 104510 may receive symbols separated from the MIMO decoder 104400, respectively, the symbol demapper 104500 and the second symbol demapper 104510 may perform symbol demapping, respectively, corresponding to the MSB and LSB of the received data. Can output a bit stream.
  • the MIMO decoder 104400 may perform symbol demapping using the combined signals of the received signals.
  • the third symbol demapper 104520 may perform symbol demapping on symbols of a signal in which signals transmitted through each antenna path are combined. For example, if a 64QAM symbol is received for the first antenna path and a QPSK symbol is received for the second antenna path, the third symbol demapper 104520 is a 256QAM symbol because the 64QAM symbol and the QPSK symbol are combined according to 256QAM symbol mapping. Perform symbol demapping of.
  • the mux 104600 may multiplex the bit streams symbol-mapped by the first symbol demapper 104500 and the second symbol demapper 104510. As described above, when the first symbol demapper 104500 outputs data corresponding to the MSB and the second symbol demapper 104510 outputs data corresponding to the LSB, the symbol demapping result is multiplexed to form a single symbol. Can output a bit stream.
  • the data merger 104700 may receive channel information according to channel correlation from the MIMO decoder 104400, and output a bit stream output by the multiplexer 104700 or the third symbol demapper 104520 according to the received channel information. You can optionally output it.
  • the MIMO decoder 104400 outputs channel information according to the channel correlation of each antenna path as a control signal, so that the symbols of the first symbol demapper 104500, the second symbol demapper 104510, and the third symbol demapper 104520 are output.
  • the demapping operation and the operation of the data merger 104700 may be controlled.
  • the FEC decoder 104800 may perform error correction decoding on the bit stream output by the data merger 104700. Therefore, data can be decoded adaptively according to channel correlations of a plurality of antenna paths transmitted and received by a hierarchical MIMO technique, and data can be received using a hierarchical MIMO technique even when channel correlation is high.
  • 5 is an embodiment of a symbol-mapped constellation when channel correlation is low according to the present invention.
  • the MSB is 64QAM
  • the LSB is QPSK.
  • the symbol marked with ⁇ is 2bps / Hz
  • the symbol marked with ⁇ is transmitted / received with a data amount of 6bps / Hz, so the total amount of transmitted / received data may be 8bps / Hz.
  • the MIMO decoder 104400 may output symbols mapped to the constellations shown in FIG. 5 to the first symbol demapper 104500 and the second symbol demapper 104510, respectively. That is, when the channel correlation between the two antenna paths is low, the MIMO decoder 104400 may perform hierarchical MIMO decoding to separate a symbol denoted by ⁇ and a symbol denoted by ⁇ . Accordingly, the first symbol demapper 450a and the second symbol demapper 450b may perform symbol demapping according to the mapping method of the received symbols, respectively.
  • FIG. 6 is an embodiment of a symbol-mapped constellation when channel correlation is high according to the present invention.
  • the MIMO decoder 104400 may receive symbols of a signal in which signals received through each antenna path are combined, as shown in FIG. 6. In this case, the symbols are not separated even when the MIMO decoder 104400 performs MIMO decoding.
  • a symbol of a signal obtained by combining signals according to two symbol mappings may be a symbol of 256QAM.
  • the third symbol demapper 104520 may receive a symbol of 256QAM and perform symbol demapping in a 256QAM scheme.
  • the symbol de-mapping for the symbol of the signal to which the signal of each antenna path is added is performed using the likelihood-ratio (LLR) used in the demapping method of the symbol.
  • LLR likelihood-ratio
  • the LLR corresponding to 256QAM can be used.
  • the amount of data received is 8bps / Hz, which is equal to the sum of 2bps / Hz and 6bps / Hz, the amount of data being transmitted to each antenna path when the channel is separated.
  • the MIMO decoder 104400 can obtain channel correlation using the channel state obtained by the first OFDM demodulator 104200 and the second OFDM demodulator 104210, respectively, and outputs channel information according to the channel correlation as control information to output the first channel demodulation.
  • the symbol demapping operation of the symbol demapper 104500, the second symbol demapper 104510, and the third symbol demapper 104520 and the operation of the data merger 104700 may be controlled.
  • the data merger 104700 may output bit data as a result of symbol demapping of a signal output from each antenna path using control information. Therefore, even when each signal according to the antenna path cannot be separated, a signal transmitted through each antenna path can be obtained using hierarchical modulation.
  • the amount of data (bps / Hz) transmitted through each antenna path is divided and transmitted from the MSB to the LSB to obtain the gain of the channel that the MIMO technology can use even in a channel where the MIMO technology cannot be used.
  • Any method may be used for the modulation scheme of data separated from the MSB to the LSB.
  • data of each antenna path may be obtained by obtaining an LLR corresponding to a modulation order in each symbol mapper, thereby being robust to errors.
  • each channel can be treated like a combined symbol.
  • FIG. 7 and 8 illustrate an embodiment of a broadcast signal transmission and reception apparatus using a hybrid MIMO scheme according to the present invention
  • FIG. 9 illustrates one data rate per unit time when using a hybrid MIMO according to the present invention.
  • a data rate The difference of may vary greatly depending on the symbol mapping method. For example, if the symbol mapper 101200 uses the QAM symbol mapping scheme, the transmission data rate is 4bps / Hz (QPSK + QPSK), 8bps / Hz (16QAM + 16QAM), 12bps / Hz (64QAM + 64QAM), 16bps Data can be transmitted at data rates such as / Hz (256QAM + 256QAM).
  • SNR signal to noise ratio
  • the data rate may vary according to the symbol mapping method, and when the data is transmitted through more than two transmission paths, the difference in the data rate may increase according to the symbol mapping method.
  • data rates may be adjusted using different symbol mapping schemes as many as the number of transmission paths.
  • MIMO encoding is applied to the input data of MIMO encoding by applying different symbol mapping methods
  • the transmission data rate per unit time may vary according to the symbol mapping method.
  • the system designer may designate the system according to a specific data rate. Can be used. A detailed embodiment thereof will be described below.
  • FIG. 7 and 8 illustrate an embodiment of a broadcast signal transmission and reception apparatus using a hybrid MIMO scheme according to the present invention.
  • FIG. 7 is an embodiment of a broadcast signal transmission apparatus using a hybrid MIMO technique according to the present invention.
  • the apparatus for transmitting broadcast signals using the hybrid MIMO scheme according to the present invention includes an FEC encoder 107100, a demux 107200, a first symbol mapper 107300, and a second symbol mapper 107310. ), A first power corrector 107400, a second power corrector 107410, a MIMO encoder 107500, a first frame mapper 107600, a second frame mapper 107610, a first OFDM modulator 107700, and The second OFDM modulator 107710 may be included.
  • the FEC encoder 107100 may perform error correction encoding on data to be transmitted according to a specific error correction code scheme.
  • the demux 107200 may output the error corrected encoded data by dividing the number of antennas. For example, when transmitting the error correction coded data to two antennas, the demux 107200 may demultiplex input data into two transmission paths.
  • the first symbol mapper 107300 and the second symbol mapper 107310 may symbol map each of the demultiplexed data.
  • the method of symbol mapping may vary according to each symbol mapper, and the symbol mapping method of the first symbol mapper 107300 and the second symbol mapper 107310 illustrated in FIG. 7 may be different. Accordingly, the data rate can be adjusted, which will be described later.
  • the first power corrector 107400 and the second power corrector 107410 may adjust the power of the symbols so that the symbols are transmitted at optimal power according to two different symbol mapping methods. For example, symbols may be transmitted with the average power of symbols according to two symbol mapping schemes.
  • the MIMO encoder 107500 receives the symbol-mapped symbols differently as described above, and performs MIMO encoding.
  • the MIMO encoder 107500 may output MIMO encoded data to each transmission path to be transmitted to the transmission antenna.
  • the first frame mapper 107600 and the second frame mapper 107610 may each form a signal frame to be transmitted through an antenna path.
  • the first OFDM modulator 107700 and the second OFDM modulator 107710 may modulate the signal frame by OFDM (orthogonal frequency divisional modulation), and transmit the modulated signal through each antenna.
  • FIG 8 is an embodiment of a broadcast signal receiving apparatus using a hybrid MIMO technique according to the present invention.
  • the apparatus for receiving broadcast signals using the hybrid MIMO scheme includes a first synchronizer 108100, a second synchronizer 108110, a first OFDM demodulator 108200, 2 OFDM demodulator 108210, first frame parser 108300, second frame parser 108310, MIMO decoder 108400, first power corrector 108500, second power corrector 108510, first symbol It may include a demapper 108600, a second symbol demapper 108610, a mux 108700, and an FEC decoder 108800.
  • the broadcast signal receiving apparatus according to the present invention may demap signals received through a plurality of antennas according to different symbol demapping schemes using the MIMO scheme.
  • the first synchronizer 108100 and the second synchronizer 108110 may acquire synchronization in a time and frequency domain of a signal received from each antenna.
  • the first OFDM demodulator 108200 and the second OFDM demodulator 108210 may respectively perform demodulation on the signal from which synchronization has been acquired.
  • Channel information may be obtained for signals received through two antenna paths, and channel equalization may be performed.
  • the first frame parser 108300 and the second frame parser 108310 may each parse a signal frame from the equalized signal received by two antennas.
  • the MIMO decoder 108400 may receive a signal from the parsed signal frames, respectively, and perform MIMO decoding.
  • first power corrector 108500 and the second power corrector 108510 may correct the power of the changed symbol to have the original power during transmission.
  • the first symbol demapper 108600 and the second symbol demapper 108610 may perform symbol demapping according to different symbol mapping methods.
  • the symbol demapping method corresponds to the symbol mapping method, and various bit granularities may be obtained by using different symbol mapping methods or by using symbol demapping methods.
  • the first symbol demapper 108600 and the second symbol demapper 108610 obtain a bit level likelihood-ratio (LLR) of the corresponding symbol whose power of the symbol is adjusted according to each transmission path, and uses the symbol demapper You can do the mapping.
  • LLR bit level likelihood-ratio
  • the multiplexer 108700 may multiplex symbol-mapped symbols into one bit stream according to the first symbol demapper 108600 and the second symbol demapper 108610.
  • the FEC decoder 108800 may perform error correction decoding on the bit stream output by the multiplexer 108700.
  • FIG. 9 illustrates an example of data rate per unit time when using hybrid MIMO according to the present invention.
  • Data1 represents a method of symbol mapping by the first symbol mapper 107300
  • Data2 represents a method of symbol mapping by the second symbol mapper 107310
  • Capa (bps / Hz) represents a data rate.
  • both the first symbol mapping method and the second symbol mapping method are QPSK
  • data of 4bps / Hz may be transmitted.
  • the first symbol mapping method is QPSK and the second symbol mapping method is 16QAM
  • 6bps / Hz data may be transmitted.
  • both the first symbol mapping method and the second symbol mapping method are 16QAM
  • 8bps / Hz data may be transmitted.
  • 10bps / Hz data may be transmitted. Can be sent.
  • both the first symbol mapping method and the second symbol mapping method are 64QAM, data of 12ps / Hz may be transmitted. If the first symbol mapping method is 64QAM and the second symbol mapping method is 256QAM, the data of 14bps / Hz may be transmitted. Can be sent. When both the first symbol mapping method and the second symbol mapping method are 256QAM, data of 16bps / Hz may be transmitted.
  • the data transmission data rate may vary according to each symbol mapping method, thereby enabling finer rate control.
  • 10 to 27 illustrate another embodiment of a broadcast signal transmission and reception apparatus which improves throughput and robustness of a system by using the above-described MIMO technique.
  • FIG. 10 is another embodiment of a broadcast signal transmission apparatus using a MIMO technique according to the present invention.
  • the apparatus for transmitting broadcast signals may include an input processor 110100, a bit interleaved coded modulation (BICM) modulator 110200, a frame builder 110300, a modulator 110400, and an analog processor 110500. Can be.
  • BICM bit interleaved coded modulation
  • the input stream may include a plurality of MPEG-TS streams or General Sream Encapsulation (GSE) streams (or GS streams).
  • GSE General Sream Encapsulation
  • the input processor 110100 may add transmission parameters to the input stream and schedule the BICM modulator 110200 to process the input stream.
  • the BICM modulator 110200 may add redundancy and interleave data to correct errors on the transmission channel.
  • the frame builder 110300 may complete the transport frame structure by adding physical layer signaling information and pilot.
  • the modulator 110400 may modulate the input symbols for efficient transmission.
  • the modulator 110400 may be an OFDM modulator.
  • the analog processor 110500 may perform processes necessary for converting a digital signal into an analog signal.
  • FIG. 11 is an embodiment of an input processor 110100 of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 10 according to the present invention.
  • the input processor 110100 may include p + 1 input interface modulators 111200-0 to p, p + 1 input stream sync modulators 111210-0 to p, p + 1 delay compensators 111220-0 through p, p + 1 null packet deleters 111230-0 through p, and p + 1 cyclic redundancy check (CRC) encoders (111240-0 ⁇ p) and p + 1 BB header inserters (111250-0 ⁇ p) and p + 1 schedulers (111300-0 ⁇ p), p + 1 phosphor Band signaling modulators 111400-0 to p and p + 1 BB scramblers 111 500-0 to p.
  • CRC cyclic redundancy check
  • the input plurality of MPEG-TS or GSE streams may be converted into p + 1 streams to be independently processed through the input processor 110100.
  • the stream to be independently processed may be a complete TS frame including several service components, or may be a minimum TS frame including only one service component (for example, video or audio). In the same way, it can be a complete GSE stream containing several service components or a GSE stream containing only one service component.
  • a signal path to be processed independently may be referred to as a physical layer pipe (PLP). That is, each service can be transmitted and received through multiple RF channels, where the PLP is the path through which this service is transmitted or the stream transmitted through that path.
  • the PLP may be located in slots that are distributed at a time interval over a plurality of RF channels, or may be distributed at a time interval on one RF channel.
  • Such a signal frame may transmit PLPs distributed over at least one RF channel in time. In other words, one PLP may be transmitted distributed in time in one RF channel or multiple RF channels.
  • the PLP is a unit of data identified in the physical layer, and data is processed in the same transmission path for each PLP.
  • the PLPs are data having the same property of the physical layer processed in the transmission path and may be mapped in units of cells in the frame.
  • PLP may be defined as a TDM channel on the physical layer carried as a cell.
  • transmission efficiency can be improved by including and transmitting information that can be commonly transmitted to a plurality of PLPs, such as a transport layer signal of MPEG-TS, in one PLP.
  • PLP-0 shown in FIG. 11 plays this role, and this PLP may be referred to as a common PLP.
  • P PLPs other than PLP-0 of FIG. 11 may be used for data transmission.
  • 11 is an embodiment, and there may be a plurality of common PLPs such as PLP-0.
  • the input interface modulators 111200-0 to p each slice an input stream in units of the number of bits necessary to generate a base band frame, thereby generating a required BB frame.
  • Each of the input stream sink modulators 111210-0 to p may generate sink timing information in consideration of all delays that may occur in the channel and the transmission process so that the service may be restored to its original timing when the receiver restores the service. have.
  • the delay compensators 111220-0 to p compensate for the delay difference of each PLP when a plurality of PLPs are present, thereby efficiently forming a frame.
  • the null packet removers 111230-0 to p may respectively remove null packets inserted in the case of a variable bit rate (VBR) service to increase transmission efficiency.
  • VBR variable bit rate
  • the CRC encoders 111240-0 to p may add CRC parity to increase transmission reliability of the baseband frame.
  • the BB header inserters 111250-0 to p may respectively insert headers having a fixed size in front of the baseband frame to explain the format of the data field.
  • the header is Mode Adaptation Type information indicating whether the TS or GS, User Packet Length information, Data Field Length information, User Packet Sync Byte, etc. Information may include
  • the scheduler 111300 may perform scheduling to allocate a plurality of PLPs to each slot of a transmission frame. As shown in FIG. 11, the L1 signal of the scheduled information may be inserted into each PLP through in-band signaling modulators 111400-0 to p. In addition, the scheduler 111300 may transmit the L1 signal information to the BICM modulator 110200.
  • the BB scramblers 111400-0 to p may render the input bit streams in order to minimize the correlation between the transmission bit streams.
  • the input processor 111100, the input interface modulator 111200-0, the CRC encoder 111240-0, and the BB header inserter 111250-0 shown in FIG. And only the BB scrambler 111500-0 can be used.
  • FIG. 12 is an embodiment of the BICM modulator 110200 of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 10 according to the present invention.
  • the BICM modulator 110200 for encoding data included in a plurality of PLPs includes p + 1 outer coders 112100-0 to p and p + 1 outer interleavers.
  • outer interleaver (11200-0 to p) p + 1 inner coders (112300-0 to p), +1 inner interleaver (112400-0 to p), p +1 bit demux (112500-0 ⁇ p), p + 1 symbol mapper (112600-0 ⁇ p), p + 1 demux (112700) -0 to p), p + 1 constellation rotators 112800-0 to p, and p + 1 symbol interleavers 112900-0 to p.
  • the outer coders 112100-0-p and the inner coders 112 300-0-p may each add additional redundancy to the input PLP bit stream so as to correct an error on the transport channel.
  • the outer coders 112100-0 to p may each perform BCH (Bose-Chadhuri-Hocquenghem) coding
  • the inner coders 112300-0 to p may be LDPC (Low).
  • each of the Density-Parity-Check coding may be performed.
  • the outer interleavers 112200-0 to p and the inner interleavers 112400-0 to p may perform interleaving so that burst errors do not occur with respect to the outer coded or inner coded PLP bit stream. .
  • the bit demuxes 112500-0 to p may each perform demultiplexing on the inner interleaved PLP bit stream to adjust reliability of each bit.
  • the symbol mappers 112600-0 to p may convert bit streams output from the bit demuxes 112500-0 to p into symbol strings, respectively.
  • the demuxes 112700-0 to p have a horizontal path (H-paht) and a vertical path (V-path) for using the input symbols in polarity-multiplexing MIMO. You can print them separately.
  • the constellation rotators 112800-0-p may rotate symbol strings output by the demuxes 112700-0-p, respectively, and remap the rotated symbol strings, respectively.
  • the I / Q components of the H-path and the V-path are mixed with each other so that diversity gain can be obtained since the same information is transmitted in each of the H-path and the V-path.
  • data of mixed I / Q components may be allocated to different frequencies in order to obtain diversity gain in the frequency domain. Through this, polarity-frequency macro diversity gain can be obtained.
  • the symbol interleavers 112900-0 to p may perform interleaving of symbol domains, respectively, in order to obtain additional interleaving effects.
  • different interleaving methods may be applied to the H-path and the V-path to obtain a greater interleaving effect.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating rotation and remapping of constellation rotators 112800-0 to p of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 10 according to the present invention.
  • the constellation rotators 112800-0-p rotate the symbol strings output by the demuxes 12700-0-p, respectively, and then remap each symbol.
  • the I component of the nth symbol of the rotated H-path is mapped to the I component of the nth symbol of the H-path
  • the Q component of the nth symbol of the H-path is n of the V-path.
  • the terrestrial broadcasting system may transmit data in units of transmission frames. Such a terrestrial broadcasting system may inform the type of a signal currently transmitted as shown in FIG. 3, 7 or 10 through L1 (Layer 1) signaling information (or signaling information) transmitted as a preamble signal.
  • L1 Layer 1
  • the L1 signaling information provides information for the receiver to process the PLP in the transmission frame.
  • the L1 signaling information may include P1 signaling information, L1-pre signaling information, and L2-post signaling information.
  • P1 signaling information carried by a P1 symbol indicates a transmission type and basic transmission parameters.
  • L1-pre signaling information and L1-post signaling information may be carried by a P2 symbol.
  • the L1-pre signaling information includes information necessary for the receiver to receive and decode the L1-post signaling information.
  • the L1-post signaling information includes parameters necessary for the receiver to access the PLP, and specifically, may include scheduling information and encoding information for another PLP. Therefore, it should be encoded more robustly than PLP. Details of the signaling information will be described later.
  • FIG. 14 is another embodiment of the BICM modulator 110200 of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 10 according to the present invention.
  • the BICM modulator 110200 for encoding the signaling information includes an L1 signal generator 114100, two outer coders 114200-p + 1 to p + 2, and two outer interleavers. (outer interleaver) (114300-p + 1 to p + 2), two inner coders (114400-p + 1 to p + 2), two inner interleavers (114500-p) + 1 ⁇ p + 2), two bit demuxes (114600-p + 1 ⁇ p + 2), two symbol mappers (114700-p + 1 ⁇ p + 2) It may include two demuxes (114800-p + 1 to p + 2) and two constellation rotators (114900-p + 1 to p + 2).
  • the L1 signaling generator 114100 may divide the input L1 signaling information into L1_pre signaling information and L1_post signaling information.
  • the L1_pre signaling information and the L1_post signaling information differ only in coding parameters from the outer coders 114200-p + 1 to p + 2 to the symbol mappers 114700-p + 1 to p + 2 and are described with reference to FIG. 12. As described above, the encoding may be performed in the same manner as the encoding process of the PLP.
  • Demuxes 114800-p + 1 to p + 2 may perform demuxing in two ways. As in the case of the PLP described with reference to FIG. 12, the input symbols may be output by dividing the input symbols in the H-path and the V-path, or the input symbol string may be output in the same manner in both the H-path and the V-path.
  • the constellation rotators 114900-p + 1 to p + 2 may also operate in the same manner as the constellation rotators of the PLP described with reference to FIG. 12.
  • FIG. 15 is an embodiment of a frame builder 110300 of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 10 according to the present invention.
  • the frame builder 110300 may include cell mappers 115100 and 115300 and frequency interleavers 115200 and 115400.
  • the cell mappers 115100 and 115300 respectively allocate OFDM symbols and OFDM allocated in the transmission frame to PLP data symbols, L1_pre signaling symbols, and L1_post signaling symbols output through the H-path and the V-path, respectively, according to the scheduling information. It can be placed in a cell or sub-carrier within a symbol.
  • the frequency interleavers 115200 and 115400 may perform frequency interleaving in units of OFDM symbols output from the cell mappers 115100 and 115300. In this case, as described above with reference to FIG. 12, the frequency interleaving method of the H-path and the V-path may be different.
  • FIG. 16 is an embodiment of a modulator 110400 of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 10 according to the present invention.
  • the modulator 110400 includes a MISO (Multi Input Single Output) encoder 116100, m pilot inserters 116200-1 to m, and m IFFT modules Inverse-Fast.
  • MISO Multi Input Single Output
  • m pilot inserters 116200-1 to m and m IFFT modules Inverse-Fast.
  • Fourier transformator (116300-1 ⁇ m)
  • m-Peak-to-Average Power Radio reducer 116400-1 ⁇ m
  • m Guard Interval Inserters 116500- 1 to m
  • m preamble inserters 116600-1 to m m preamble inserters
  • the MISO encoder 116100 may obtain diversity gain as described with reference to FIG. 13 through symbol strings input through the H-path and the V-path.
  • the MISO encoder 116100 may output a signal through a total of m antennas.
  • the pilot inserters 116200-1 to m may insert pilot symbols into the outputs of the respective antennas so that the receiver can estimate the transmission channel from each transmit antenna to the receive antenna.
  • the IFFT modules 116300-1 to m may respectively perform inverse Fourier operations for converting a signal in the frequency domain into a signal in the time domain.
  • the PAPR reduction modules 116400-1 to m may respectively reduce peak-to-average power ratio (PAPR) of inverse Fourier-calculated signals.
  • the PAPR scheme may include an active constellation extension (ACE) scheme or a tone reservation (TR) scheme.
  • the GI inserters 116500-1 to m may copy the last part of the effective OFDM symbol and insert guard intervals in the form of a cylic prefix.
  • the preamble inserters 116600-1 through m insert preambles at the beginning of each transmission frame so that the receiver can extract the corresponding digital signal and frame, and obtain time and frequency offsets.
  • the preamble signal may include the aforementioned L1 signaling information.
  • FIG 17 shows an embodiment of L1-pre signaling information according to the present invention.
  • the L1 signaling information may include three sections of P1 signaling information, L1-pre signaling information, and L2-post signaling information. Although not shown in the figure, the P1 signaling information may be located in front of the L1-pre signaling information.
  • the P1 signaling information may include an S1 field and an S2 field.
  • the S1 field may include identifiers for indicating a format of the preamble
  • the S2 field may include identifiers for indicating auxiliary information.
  • a future extension frame may be used for future scalability of the system.
  • the symbol interleavers 112900-0 to p of the present invention may be plural in one transmission frame according to the PLP transmission rate, or may perform interleaving over the plurality of transmission frames.
  • Time-Frequency Slicing is a method of transmitting one transmission frame using a plurality of frequencies, and can obtain macro diversity gain of not only the time domain but also the frequency domain, and improve the bandwidth of the transmission channel. It is a transmission method that can be used efficiently to obtain stat mux gain.
  • an apparatus for transmitting broadcast signals may be a TFS transmission system using a plurality of radio frequency bands.
  • the L1-pre signaling information may include information necessary for receiving and decoding the L1 post signaling information. Fields included in the table shown in FIG. 17 are as follows.
  • the TYPE field is a field having a size of 8 bits and may indicate whether the input stream type is TS or GS.
  • the BWT_EXT field is a field having a size of 1 bit and may indicate whether bandwidth of an OFDM symbol is extended.
  • the S1 field is a field having a size of 3 bits and may indicate whether the current transmission system is MISO or SISO.
  • the S2 field is a field having a size of 4 bits and may indicate an FFT size.
  • the L1_REPETITION_FLAG field has a size of 1 bit and may indicate a repetition flag of the L1 signal.
  • the GUARD_INTERVAL field has a size of 3 bits and may indicate the guard interval size of the current transmission frame.
  • the PAPR field is a field having a size of 4 bits and may indicate a method of PAPR reduction.
  • the PAPR method used in the present invention may be an ACE method or a TR method.
  • the L1_MOD field has a size of 4 bits and may indicate a QAM modulation type of L1-post signaling information.
  • the L1_COD field has a size of 2 bits and may indicate a code rate of L1-post signaling information.
  • the L1_FEC_TYPE field is a field having a size of 2 bits and may indicate an FEC type of L1-post signaling information.
  • the L1_POST_SIZE field is a field having a size of 18 bits and may indicate the size of L1-post signaling information.
  • the L1_POST_INFO_SIZE field is a field having a size of 18 bits and may indicate the size of the information region of the L1-post signaling information.
  • the PILOT_PATTERN field has a 4-bit size and may indicate a pilot insertion pattern.
  • the TX_ID_AVAILABILITY field is a field having a size of 8 bits and may indicate a transmission device identification capability within a current geographical cell range.
  • the CELL_ID field has a size of 16 bits and may indicate a cell identifier.
  • the NETWORK_ID field is a field having a size of 16 bits and may indicate a network identifier.
  • the SYSTEM_ID field is a field having a size of 16 bits and may indicate a system identifier.
  • the NUM_FRAMES field has a size of 8 bits and may indicate the number of transmission frames per super frame.
  • the NUM_DATA_SYMBOLS field is a field having a size of 12 bits and may indicate the number of OFDM symbols per transmission frame.
  • the REGEN_FLAG field is a 3-bit field and can indicate the number of times of signal reproduction by the repeater.
  • the L1_POST_EXTENSION field is a field having a size of 1 bit and may indicate whether an extension block of L1-post signaling information exists.
  • the NUM_RF field is a field having a size of 3 bits and may indicate the number of RF bands for TFS.
  • the CURRENT_RF_IDX field has a size of 3 bits and may indicate an index of a current RF channel.
  • the RESERVED field has a size of 10 bits and is for future use.
  • the CRC-32 field has a size of 32 bits and may indicate a CRC error extraction code of the L1-pre signaling information.
  • the size of each field and the types of fields that can be included in the table can be changed according to the designer's intention.
  • the L1-post signaling information may include parameters necessary for the receiver to encode the PLP.
  • the L1-post signaling information may include a configurable block, a dynamic block, an extension block, a cyclic redundancy check block, and an L1 padding block. have.
  • the configurable block may include information that may be equally applied over one transmission frame, and the dynamic block may include characteristic information corresponding to the transmission frame currently being transmitted.
  • the dynamic block can be in-band signaled to efficiently handle slicing at the receiver.
  • the extension block may be used when the L1-post signaling information is extended, and the CRC block may include information used for error correction of the L1-post signaling information and may have a 32-bit size.
  • the padding block may be used to equally size the information included in each encoding block, and the size thereof is variable.
  • the table illustrated in FIG. 18 is a table included in the configurable block, and the fields included in the table are as follows.
  • the SUB_SLICES_PER_FRAME field has a size of 15 bits and may indicate the number of sub slices per transmission frame.
  • the NUM_PLP field has a size of 8 bits and may indicate the number of PLPs.
  • the NUM_AUX field has a size of 4 bits and may indicate the number of auxiliary streams.
  • the AUX_CONFIG_RFU field has a size of 8 bits and is an area for future use.
  • the RF_IDX field is a field having a size of 3 bits and may indicate an index of an RF channel.
  • the FREQUENCY field is a field having a size of 32 bits and may indicate a frequency of an RF channel.
  • the FEF_TYPE field is a field having a size of 4 bits and may be used to indicate a Future Extension Frame (FEF) type.
  • FEF Future Extension Frame
  • the FEF_LENGTH field is a field having a size of 22 bits and may indicate the length of the FEF.
  • the FEF_INTERVAL field has a size of 8 bits and may indicate the size of an FEF interval.
  • the following fields are fields included in the PLP loop.
  • the PLP_ID field is a field having a size of 8 bits and may be used to identify a PLP.
  • the PLP_TYPE field has a size of 3 bits and may indicate whether the current PLP is a common PLP or PLP including general data.
  • the PLP_PAYLOAD_TYPE field is a field having a size of 5 bits and may indicate the type of the PLP payload.
  • the FF_FLAG field has a size of 1 bit and may indicate a fixed frequency flag.
  • the FIRST_RF_IDX field has a size of 3 bits and may indicate an index of a first RF channel for TFS.
  • the FIRST_FRAME_IDX field has a size of 8 bits and may indicate the first frame index of the current PLP in the super frame.
  • the PLP_GROUP_ID field is a field having a size of 8 bits and may be used to identify a PLP group.
  • the PLP_COD field has a size of 3 bits and may indicate a code rate of a PLP.
  • the PLP_MOD field has a size of 3 bits and may indicate the QAM modulation type of the PLP.
  • the PLP_ROTATION field is a field having a size of 1 bit and may indicate a constellation rotation flag of the PLP.
  • the PLP_FEC_TYPE field is a field having a size of 2 bits and may indicate the FEC type of the PLP.
  • the PLP_NUM_BLOCKS_MAX field is a field having a size of 10 bits and may indicate the maximum number of PLPs of FEC blocks.
  • the FRAME_INTERVAL field has a size of 8 bits and may indicate an interval of a transport frame.
  • the TIME_IL_LENGTH field is a field having a size of 8 bits and may indicate a depth of symbol interleaving (or time interleaving).
  • the TIME_IL_TYPE field is a field having a size of 1 bit and may indicate a type of symbol interleaving (or time interleaving).
  • the IN-BAND_B_FLAG field has a size of 1 bit and may indicate an in-band signaling flag.
  • the RESERVED_1 field has a size of 16 bits and is a field for future use in a PLP loop.
  • the RESERVED_2 field has a size of 32 bits and is a field for future use in the configurable block.
  • AUX_RFU is a field having a size of 32 bits and is a field for future use in an auxiliary stream loop.
  • the size of each field and the types of fields that can be included in the table can be changed according to the designer's intention.
  • FIG 19 shows another embodiment of L1-post signaling information according to the present invention.
  • the table illustrated in FIG. 19 is a table included in a dynamic block, and the fields included in the table are as follows.
  • the FRAME_IDX field has a size of 8 bits and may indicate a frame index in a super frame.
  • the SUB_SLICE_INTERVAL field has a size of 22 bits and may indicate an interval of a sub slice.
  • the TYPE_2_START field is a 22-bit field and may indicate the start position of the PLP of the symbol interleaver over a plurality of frames.
  • the L1_CHANGE_COUNTER field has a size of 8 bits and may indicate whether the L1-signaling is changed.
  • the START_RF_IDX field has a size of 3 bits and may indicate a start RF channel index for TFS.
  • the RESERVED_1 field is a field having a size of 8 bits and is for future use.
  • the PLP_ID field is a field having a size of 8 bits and may be used to identify each PLP.
  • the PLP_START field is a field having a size of 22 bits and may indicate a PLP start address in a frame.
  • the PLP_NUM_BLOCKS field has a size of 10 bits and may indicate the number of PLPs of FEC blocks.
  • the RESERVED_2 field is an 8-bit field and is used for future use in a PLP loop.
  • the RESERVED_3 field has a size of 8 bits and is used for future use in the dynamic block.
  • AUX_RFU is a field having a size of 48 bits and is a field for future use in an auxiliary stream loop.
  • the size of each field and the types of fields that can be included in the table can be changed according to the designer's intention.
  • FIG. 20 is an embodiment of an analog processor 110500 of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 10 according to the present invention.
  • the analog processor 110500 may include a digital analog converter (DAC) 120100, an up-converter 120200, and an analog filter 120300.
  • DAC digital analog converter
  • the DAC 120100 may convert a digital signal received from the modulator 110400 into an analog signal.
  • the up-converter 120200 may perform up-conversion on a transmission frequency band with respect to an analog signal.
  • the analog filter 120300 may perform filtering on the up-converted analog signal and output the filtered signal.
  • 21 is another embodiment of a broadcast signal receiving apparatus using a MIMO technique according to the present invention.
  • the apparatus for receiving broadcast signals includes an analog processor 121100, a demodulator 121200, a frame parser 121300, a bit interleaved coded modulation (BICM) demodulator 121400, and an output processor 121500. It may include.
  • the analog processor 121100 may convert the received analog signal into a digital signal.
  • the demodulator 121200 may convert the digital signal into data in the frequency domain.
  • the frame parser 121300 may remove pilot and header information included in the converted signal and select information of a service to be demodulated.
  • the BICM demodulator 121400 may correct an error occurring in the transport channel, and the output processor 121500 may restore the form and timing of the transmitted service stream and output the original service.
  • FIG. 22 is a diagram of an analog processor 121100 of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 21 according to the present invention.
  • the analog processor 121100 may include a tuner / Automatic gain controller (AGC) 122100, a down-converter 122200, and an analog-to-digital converter (ADC) 122300.
  • ADC Automatic gain controller
  • the tuner / AGC 122100 may select only a signal having a desired frequency band from among the received digital signals.
  • the tuner / AGC 122100 may have a frequency hopping (FH) function to be applied to a TFS system.
  • the down-converter 122200 may restore the selected signals to a baseband signal.
  • the ADC 122300 may convert signals output from the down-converter 122200 into digital signals.
  • FIG. 23 is an embodiment of a demodulator 121200 of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 21 according to the present invention.
  • the demodulator 121200 includes a frame detector 123100, a time / frequency sync 123200, a guard interval remover 123300, and an FFT module Fast Fourier Transformtter 123400. ), A pilot extractor 123500, and an MISO decoder 123600.
  • the frame detector 123100 may detect the presence of a corresponding transmission signal by detecting a preamble of the transmitted transmission frame, and may detect a start portion of the transmission frame.
  • the time / frequency synchronizer 123200 may perform a synchronization process in the time domain and the frequency domain. In this case, the time / frequency synchronization unit 123200 may use guard interval correlation to synchronize the time domain. In addition, guard interval correlation may be used for synchronization of the frequency domain, or an offset estimated from phase information of a subcarrier transmitted through the frequency domain may be used.
  • the GI remover 123300 may remove the guard interval included in the received signal.
  • the FFT module 123400 may convert a signal in the time domain into a signal in the frequency domain, and the pilot extractor 123500 extracts a pilot symbol from the received signal to perform channel estimation and equalization. Can be.
  • the MISO decoder 123500 may estimate a transmission channel between reception antennas from each transmission antenna, and perform MISO decoding using the transmission channel.
  • FIG. 24 is a diagram illustrating an embodiment of a frame parser 121300 of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 21 according to the present invention.
  • the frame parser 121300 may include two frequency deinterleavers 124100 and 124200 and two cell demappers 124200 and 124400.
  • the frequency deinterleavers 124100 and 124200 may deinterleave the interleaved symbols input through the H-path and the V-path in the frequency domain, respectively.
  • the cell demappers 124200 and 124400 are not shown in the drawing, the PLPs and L1 signaling information arranged in the transmission frame are extracted and transmitted to the BICM demodulator 121400 using the L1 signaling information received from the system controller. do.
  • the symbols corresponding to the L1-pre signaling information may be extracted at a predetermined position in the transmission frame, and the positions of the symbols corresponding to the L1-post signaling information may be known by decoding the symbols corresponding to the L1-pre signaling information.
  • the position of each PLP may be known by decoding symbols corresponding to the L1-post signaling information. The interaction of these parameters can be made by the system controller (not shown in the figure).
  • the L1-pre signaling information and the L1-post signaling information may be included in the preamble of the transport frame.
  • the system controller may transmit parameters necessary for decoding data included in the PLP among the decoded parameters to each component of the corresponding receiver.
  • FIG. 25 illustrates an embodiment of the BICM demodulator 121400 of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 21 according to the present invention.
  • the BICM demodulator 121400 includes p + 1 symbol deinterleavers 125100-0 through p, p + 1 LLR calculators (2D-LLR-caculator) 125200-0 through p, and p + 1 muxes.
  • the symbol deinterleavers 125100-0 to p may respectively perform symbol domain interleaving for each PLP.
  • the LLR calculators 125200-0-p may receive the rotated and remapped constellations and restore the original symbol mapping, respectively.
  • a diversity gain can be obtained by calculating a two-dimensional bit LLR.
  • Diversity gain of the present invention may include polarity / spatial diversity gain and time / frequency diversity gain.
  • the muxes 125300-0 to p may reconstruct bit LLR information corresponding to a symbol string separated at the transmitting side into bit LLR information corresponding to one symbol string having an original order.
  • the bit muxes 125400-0 to p may perform multiplexing in reverse processes of the bit demuxes 112500-0 to p included in the BICM modulator 110200 described with reference to FIG. 12.
  • the inner deinterleavers 125500-0 -p and the outer deinterleavers 125700-0-p are outer interleavers 112200-0 -p and inner interleavers included in the BICM modulator 110200 described with reference to FIG. 12. Deinterleaving may be performed in reverse processes of (112400-0 to p) to restore the multiplexed data in the order of the original bit stream sequence.
  • the inner decoders 125600-0 -p and the outer decoders 125800-0-p are outer coders 112100-0-p and inner coders 112300 included in the BICM modulator 110200 described with reference to FIG. 12. Decoding can be performed in the reverse process of -0 to p) to correct an error occurring on the transmission channel.
  • FIG. 26 illustrates another embodiment of the BICM demodulator 121400 of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 21 according to the present invention.
  • the BICM demodulator 121400 for decoding signaling information includes two 2D-LLR calculators 126100-p + 1 to p + 2, two muxes 126200-p + 1 to p + 2, two bits Muxes (126300-p + 1-p + 2), two inner deinterleavers (126400-p + 1-p + 2), two inner decoders (126500-p + 1-p + 2), 2 Two outer deinterleavers 126600-p + 1 to p + 2 and two outer decoders 126700-p + 1 to p + 2.
  • the process for decoding the signaling information is performed in the same manner as the process for decoding the data included in the PLP described with reference to FIG. 25 except that the symbol deinterleavers 125100-0 to p are excluded. However, parameters used in the decoding process are different from those used in the decoding process shown in FIG. 25.
  • the decoded data included in the PLP is output to the output processor 121500, but as shown in FIG. 26, the decoded signaling information may be transmitted to the system controller. As described above, the system controller may transmit parameters necessary for decoding data included in the PLP among the parameters included in the decoded signaling information to each component of the receiver.
  • FIG. 27 is a diagram illustrating an output processor 121500 of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 21 according to the present invention.
  • the output processor 121500 includes p + 1 BB descramblers 127100-0 through p, p + 1 L1 signaling detectors 127200-0 through p, and p + 1 BB descramblers.
  • the BB descramblers 127100-0 to p respectively restore the input bit streams rendered by the BB scramblers 111400-0 to p of the transmitting side into bit streams having their original order. Can be.
  • the L1 signaling information extractors 127200-0 to p may extract in-band signaled L1 signaling information.
  • the BB header removers 127300-0 to p may respectively remove the header transmitted at the beginning of the BB frame.
  • the CRC decoders 127400-0 to p may respectively perform CRC decoding. This allows the receiver to select a highly reliable BB frame.
  • the null packet inserters 127500-0 to p may respectively insert null packets which have been removed to improve transmission efficiency in their original positions.
  • Delay compensators 127600-0-p may restore the delay differences of respective PLPs that have been compensated.
  • the output clock compensators 127700-0 to p may restore service to original timing by using the sync timing information generated and transmitted by the input stream sink modulators 111210-0 to p described with reference to FIG. 11, respectively. .
  • the output interfaces 127800-0-p can restore the input bitstreams sliced in BB frame units in the original TS / GS packet units, and the output post-processor 127800 can provide a plurality of TS / GS units as necessary. The streams can be restored to one complete TS / GS stream.
  • the broadcast signal receiving apparatus decodes only one PLP, only the BB scrambler 127100-0, the BB header remover 127300-0, the CRC decoder 127400-0, and the output interface 127700-0 may be used.
  • 28 to 43 illustrate a structure of a transmission frame for transmitting another broadcast signal and another embodiment of a broadcast transmission / reception apparatus using the MIMO technique.
  • the apparatus for transmitting broadcast signals may include an input pre-processor 128000, an input processor 128100, a BICM modulator 128200, a frame builder 128300, and an OFDM modulator 128400.
  • an analog processor 110500 may be included at the rear end of the OFDM modulator 128400 as shown in FIG. 10.
  • the input stream may include a plurality of MPEG-TS streams or GSE streams.
  • the input pre-processor 128000 may generate a plurality of PLPs on a service basis to provide robustness to the plurality of MPEG-TS streams or the GSE stream.
  • the input processor 128100 may generate a BB frame including a plurality of generated PLPs.
  • the BICM modulator 128200 can add redundancy and interleave data to correct errors on the transport channel.
  • the BICM modulator 128200 may include the BICM modulator 110200 described above with reference to FIG. 10.
  • the frame builder 128300 may map a plurality of PLPs to a transmission frame, and the OFDM modulator 128400 may generate a baseband signal that can be modulated by the input data and transmitted to the antenna.
  • the analog processor 110500 may convert a digital signal output from the OFDM modulator 128400 into an analog signal.
  • FIG. 29 is yet another embodiment of an input processor 128100 of the broadcast signal transmitting apparatus of FIG. 28 according to the present invention.
  • the input processor 128100 may include an input interface modulator 129100, a CRC-8 encoder 129200, a BB header inserter 129300, a padding inserter 129300, and a BB scrambler 129400. Can be.
  • the operation of the input processor 128100 when there is only one input stream is almost the same as that of the receiving input processor 110100 using the plurality of input streams shown in FIG. 11.
  • the interface modulator 129100 may generate the BB frame by slicing the input stream by the number of bits necessary to generate the BB frame.
  • the CRC-8 encoder 129200 may perform CRC encoding, and the BB header inserter 129300 may insert headers having a fixed size in front of the baseband frame.
  • the padding inserter 129300 may insert a padding bit to form a BB frame when the input bit stream has a smaller amount of data than the BB frame.
  • the BB scrambler 129400 may render the input bit stream by performing exclusive OR (XOR) association with a pseudo random binary sequence (PRBS).
  • XOR exclusive OR
  • PRBS pseudo random binary sequence
  • FIG. 30 is a view illustrating a scheduler 111300 of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 28 according to the present invention.
  • the scheduler 111300 may perform scheduling for allocating a plurality of PLPs to each slot of a transmission frame.
  • the scheduler 111300 includes p + 1 frame delays 130100-0 through p, p + 1 in-band signaling / padding inserters 130200-0 through p and p + 1 BB scramblers 130300-. 0 to p).
  • the p + 1 BB scramblers 130300-0 to p may be the same as the BB scramblers 111400-0 to p shown in FIG. 11, and render the input bit streams to minimize the correlation between the transmission bit streams. Mizing is possible.
  • the scheduler 111300 may include a scheduler for dual polarity MIMO. That is, it may generate parameters related to polarity paths such as H-path and V-path that may be used in the BICM modulator 128200.
  • the frame delayers 130100-0 to p may delay input data by one transmission frame so that scheduling information for a frame to be continuously transmitted for in-band signaling can be transmitted through the current frame.
  • the in-band signaling / padding inserters 130200-0 to p may insert information included in the dynamic block, that is, L1-dynamic signaling information, among the L1 signaling information that is not delayed in the data delayed by one transmission frame.
  • L1-dynamic signaling information information included in the dynamic block
  • a padding bit may be inserted or in-band signaling information may be inserted in the free space.
  • the scheduler 111300 may transmit the L1-dynamic signaling information of the current frame to the cell mappers 115100 and 115300 separately from in-band signaling.
  • the cell mappers 115100 and 115300 may map cells using the input information.
  • the scheduler 111300 may transmit the L1 signal information to the BICM modulator 110200.
  • FIG. 31 illustrates an embodiment of the BICM modulator 128200 of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 28 according to the present invention.
  • the BICM modulator 110200 for encoding data included in a plurality of PLPs includes p + 1 FEC encoders 131100-0 to p and p + 1 bit interleavers 13120-0. p), p + 1 first demuxes 131300-0 to p, p + 1 constellation mappers 131400-0 to p, p + 1 second demuxes 131500-0 p), p + 1 cell interleavers (131600-0 to p), p + 1 time interleavers (131700-0 to p), and p + 1 constellation rotator / remapping machines (131800-0) ⁇ p).
  • the FEC encoders 131100-0-p may add redundancy to correct an error occurring on a transport channel, and may support code rates such as 1/4, 1/3, and 2/5.
  • the bit interleavers 131200-0 to p may perform interleaving on the encoded bit stream, and the first demuxes 131300 to 0 to p control the robustness of the bit by adjusting the order of the interleaved bits. And a cell including the bits.
  • the constellation mappers 131400-0 to p may map input cells to constellations.
  • the second demuxes 131500-0 to p may separate the cells mapped to the constellations into H-paths and V-paths and output them.
  • the cell interleavers 131600-0-p may interleave cells included in one LDPC block, and the time interleavers 131700-0-p may interleave cells included in several LDPC blocks.
  • the cell interleavers 131600-0 to p and the time interleavers 131700-0 to p may perform interleaving only within each polarity path.
  • the constellation rotator / remapping machines 131800-0-p can rotate the constellations with respect to the input H-path and V-path, and use the rotated constellations I / Q in each path.
  • the included symbol strings may be remapped to an output constellation.
  • the I / Q components of the H-path and the V-path are mixed with each other so that the same information is transmitted to each of the H-path and the V-path, thereby increasing the diversity gain. Can be obtained. That is, each output constellation may include all the information included in each polar path through the second demux.
  • the present invention in order to perform a function of a Full Rate Full Diversity (FRFD) code, which is a MIMO component, the present invention uses spatial multiplexing and constellation rotator / remapping machine (131800-0 to p). Can be.
  • FRFD Full Rate Full Diversity
  • the GC Golden code
  • the GC Golden code
  • the decoding complexity at the receiver may be reduced by including the constellation rotator / remapping machine (131800-0 to p).
  • 32 is yet another embodiment of the BICM modulator 128200 of the broadcast signal transmitting apparatus of FIG. 28 according to the present invention.
  • the BICM modulator 110200 for encoding the signaling information includes an L1 signal generator 132100, two FEC encoders 132200-0-1, a bit interleaver 132200, and a first demux 132300. , Two constellation mappers 132400-0-1, two second demuxes 132500, and two constellation rotator / remappers 132600-0-1.
  • the L1 signal generator 132100 may generate L1-pre signaling information and L1-post signaling information by encoding the input L1-dynamic information and L1 configuration information.
  • the signaling information of FIG. 32 may include the signaling information described above with reference to FIGS. 17 to 19.
  • the two FEC encoders 132200-0-1 can perform FEC encoding including shortening and puncturing on the input L1-pre signaling information and the L1-post signaling information, respectively.
  • the encoding method may include BCH encoding and LDPC encoding.
  • Bit interleaver 132200, first demux 132300, two constellation mappers 132400-0-1, two second demux 132500, and two constellation rotator / remappers 132600 -0 to 1) may perform the same function as described above with reference to FIG. 31.
  • FIG. 33 is a diagram illustrating an embodiment of a frame builder 128300 of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 28 according to the present invention.
  • the frame builder 128300 may include a delay compensator 133100, a cell mapper 133200, and a frequency interleaver 133300.
  • the cell mapper 133200 of FIG. 33 may include the cell mappers 115100 and 115300 described above with reference to FIG. 11.
  • the cell mapper 133200 may include a common PLP assembler 133200-1, a sub slice processor 133200-2, a data PLP assembler 133200-3, and a signaling information assembler 133200-4.
  • the delay compensator 133100 may time-synchronize with input PLPs by compensating for a delay incurred for signaling information for cell mapping.
  • the cell mapper 133200 may arrange input common PLP cells, PLP cells including general data, and cells including signaling information in an OFDM symbol based array of a transmission frame.
  • the cell mapper 133200 may perform a batch related function using scheduling information included in the signaling information.
  • the cell mapper 133200 may apply the same cell mapping scheme to different polarity paths or different cell mapping schemes according to the MIMO scheme of the present invention. This may vary depending on the scheduling information.
  • the common PLP assembler 133200-1 may arrange common PLP cells according to scheduling information.
  • the sub slice processor 133200-2 may generate a sub slice and arrange the sub slice according to the scheduling information.
  • the data PLP assembler 133200-3 may arrange PLP cells including data according to the scheduling information, and the signaling information assembler 133200-4 may arrange cells including the signaling information according to the scheduling information.
  • the frequency interleaver 133300 may interleave cells arranged on the basis of OFDM symbols in the frequency domain.
  • FIG. 34 is an embodiment of an OFDM modulator 128400 of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 28 according to the present invention.
  • OFDM modulator 128400 includes two MISO processors (134100-0-1), two pilot inserter / dummy tone reserveers (134200-0-1), two IFFT modules (134300-0-1) Two PAPR reduction modules 134400-0-1, two GI insertion modules 134500-0-1, two P1 insertion modules 134600-0-1, and two DACs 134700- 0 to 1).
  • the OFDM modulator 128400 may perform modulation on each of the H-path and the V-path.
  • 34 is a modulator for processing a signal transmitted through the H-path
  • a modulator shown at the bottom is a modulator for processing a signal transmitted through the V-path.
  • the MISO processors 134100-0-1 may perform MISO encoding to have transmit diversity on input symbols transmitted through respective paths.
  • the pilot inserter / dummy tone reservation devices 134200-0-1 may insert a pilot to perform transport channel estimation and time / frequency synchronization at the receiving end.
  • data may not be transmitted on a specific carrier in order to reduce PAPR in the time domain of the OFDM signal.
  • the IFFT modules 134300-0-1 may respectively perform inverse Fourier operations for converting a signal in the frequency domain into a signal in the time domain.
  • the PAPR reduction modules 134400-0-1 can respectively reduce PAPR of inverse Fourier-calculated signals, and also provide pilot inserter / dummy tone reservation devices 134200 according to the PAPR reduction algorithm. Feedback can be made from -0 to 1).
  • the GI insertion modules 134500-0-1 can insert the guard interval in the form of a cylic prefix by copying the last part of the effective OFDM symbol.
  • the P1 insertion modules 134600-0-1 can insert a P1 symbol including the minimum parameters necessary for the decoding process of the receiver.
  • the DACs 134700-0-1 may convert an input digital signal into an analog signal. Thereafter, the signal output through each polarity path may be transmitted through the corresponding polarity antenna of the transmitting device.
  • the present invention may provide a system capable of transmitting and receiving additional broadcast signals (or enhanced broadcast signals) such as mobile broadcast signals while sharing an RF frequency band with a conventional broadcast system.
  • additional broadcast signals or enhanced broadcast signals
  • Such a mobile broadcast system may be referred to as DVB-NGH.
  • 35 is an embodiment of a PLP-based NGH-transmission frame according to the present invention.
  • the transmission frame output from the transmission apparatus may include a P1 symbol, a plurality of P2 symbols, and a plurality of symbols.
  • the P1 symbol includes a transmission type and transmission parameters.
  • the P1 symbol is used to detect a frame using the P1 symbol and provides tuning information.
  • the P2 symbol includes L1-pre signaling information, L1-post signaling information, and common PLP.
  • the common PLP may include network information such as a network information table (NIT) or PLP information, and service information such as a service description table (SDT) or an event information table (EIT).
  • NIT network information table
  • SDT service description table
  • EIT event information table
  • Symbols located after the P2 symbol may include a plurality of data PLPs.
  • the data PLP may include audio, video and data TS streams and PSI / SI information such as a program association table (PAT) and a program map table (PMT).
  • the data PLP may include a type 1 PLP transmitted by one sub slice per transmission frame and a type 2 PLP transmitted by a plurality of sub slices.
  • the data PLPs of the present invention may correspond to one service or may be included in service components included in one service.
  • the data PLP corresponds to a service component instead of one service, as described above with reference to FIG. 17, one of the preliminary fields in the PLP_TYPE field may be used to indicate that the data PLP corresponds to a service component.
  • auxiliary data may be added.
  • additional data may be transmitted in addition to the basic data.
  • the type 2 PLPs PLP M1 and PLP (M1 + M2) may include additional video data other than the basic video data.
  • additional video data may be used for a mobile broadcast signal, and a transmission frame used for this may be referred to as an NGH transmission frame.
  • the use of a future extension frame may be used to transmit additional video data.
  • a future extension frame FEF
  • such a frame may be referred to as an NGH frame.
  • the frames not displayed are basic frames for transmitting basic video data
  • the displayed frames are FEFs for transmitting additional video data.
  • the FEF may have a structure very similar to that of the base frame in order to maximize sharing with the base frame.
  • the present invention is not limited to the embodiment described in FIG. 36, and various embodiments will be described later.
  • a separate P1 symbol including information on the NGH frame is required to detect the independent NGH frame upon reception.
  • a separate P1 symbol may be referred to as an NGH P1 symbol, which may be different from a P1 symbol used in a conventional transmission frame.
  • the P1 symbol of an existing transmission frame may be modified and used.
  • the structure of the P1 symbol may be modified (a) or the symbol generation may be modified (b) to generate the NGH P1 symbol.
  • the method of generating the NGH P1 symbol by modifying the P1 symbol structure may be performed by modifying the frequency shift value fSH for the prefix and the postfix of the P1 symbol or the length of the P1 symbol, TP1C or TP1B.
  • adjusting the length of the P1 symbol of 1K may be one method.
  • the parameters (fSH, TP1C, TP1B, etc.) used for the P1 symbol structure must also be appropriately modified.
  • the method of generating the NGH P1 symbol by modifying the P1 symbol generation is performed by the active carriers used for the P1 symbol from the heavily marked modules 137100, 137200, and 137300.
  • How to change the distribution for example, the CDS table module 137100 uses different Complementary Set of Sequence (CSS), etc.) or how to transform the pattern for the information sent in the P1 symbol (signaling to MSS module 137200).
  • the broadcast signal receiving apparatus may include an OFDM demodulator 138100, a frame demapper 138200, a BICM decoder 138300, and an output processor 138300. This is similar in function to the broadcast signal receiving apparatus shown in FIG. 21 and will be described in brief below.
  • the OFDM demodulator 138100 may convert signals received by a plurality of receive antennas into signals in a frequency domain.
  • the frame demapper 138200 may output PLPs for a required service among signals converted into the frequency domain.
  • the BICM decoder 138300 may correct an error caused by the transport channel, and the output processor 138300 may perform processes necessary to generate an output TS or GS stream.
  • the input antenna signal may receive a dual polarity signal, and one or a plurality of streams may be output of the output TS or GS stream.
  • FIG. 39 is an embodiment of an OFDM demodulator 138100 of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 38 according to the present invention.
  • the OFDM demodulator 138100 performs demodulation on the signals input through the H-path and the V-path, respectively, and may perform a function similar to the demodulator 121200 described with reference to FIG. 23.
  • OFDM demodulator 138100 includes two ADCs 139100-0-1, two P1 symbol extractors 139200-0-1, two time / frequency synchronizers 139300-0-1, two GIs Eliminators (139400-0-1), two FFT modules (139500-0-1), two channel estimators (139600-0-1) and two equalization / MISO decoders (139700-0-1) It may include.
  • the ADCs 139100-0-1 may convert signals input through the H-path and the V-path, respectively, into digital signals.
  • the P1 symbol extractors 139200-0-1 can detect a P1 symbol with respect to the digitally converted signal, and can detect an NGH signal through the P1 symbol. In this case, the detected P1 symbol may be the aforementioned NGH symbol.
  • the time / frequency synchronization units 139300-0-1 may perform time synchronization and guard frequency synchronization including guard interval extraction on the detected NGH signal region.
  • the GI cancellers 139400-0-1 can remove the guard interval for the synchronized signal, and the FFT modules 139500-0-1 can convert the signal with the guard interval removed to a signal in the frequency domain. have.
  • the channel estimators 139600-0-1 can estimate the transmission channel from the transmit antenna to the receive antenna using a pilot signal inserted in the frequency domain, and the equalization / MISO decoders 139700-0-1 do this.
  • the estimated channel can be used to compensate for distortion of the transmission channel and perform MISO decoding.
  • FIG. 40 is an embodiment of a frame demapper 138200 of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 38 according to the present invention.
  • the frame demapper 138200 may perform an inverse transformation process of the frame builder 128300 described with reference to FIG. 33, and thus, the function will be briefly described below.
  • the frame demapper 138200 may include a frequency deinterleaver 140100 and a cell mapper 140200.
  • the frequency deinterleaver 140100 may perform deinterleaving of the frequency domain with respect to the input H-path and V-path.
  • the cell mapper 140200 may extract the common PLP, the data PLP, and the L1 signaling cells from the received transmission frame, and may generate one PLP by merging the transmitted data distributed in a plurality of sub slices.
  • FIG. 41 is an embodiment of a BICM decoder 138300 of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 38 according to the present invention.
  • the BICM decoder 138300 may perform an inverse transformation process of the BICM modulator 128200 described with reference to FIGS. 31 and 32, a function will be briefly described below.
  • the BICM decoder 138300 may decode a plurality of PLPs (141100) and decode signaling information (141200).
  • constellation rotators / demappers can calculate 2D-LLR (2 Dimensional Log Likelihood Ratio) for input symbols and separate them into original H-path and V-path signals.
  • the temporal deinterleavers may deinterleave the symbols input in the time domain and restore the original positions, and the cell deinterleavers perform the deinterleaving on the cells included in one LDPC block and restore the original positions.
  • the first mux can merge the transmitted cells into H-path and V-path into one cell stream, and the second mux can restore the bits allocated to the cell to the form of the bit stream before being allocated. have.
  • the bit interleavers may deinterleave the input bit stream and restore the original order, and the FEC decoder may correct the transmission error.
  • LDPC coding or BCH coding may be used as the decoding method.
  • the decoding of the signaling information is similarly performed, but the second mux and the bit interleaver are omitted in the decoding of the L1-pre signaling information.
  • the FEC decoder for correcting an error with respect to the signaling information may perform FEC decoding after performing de-shortening and de-puncturing. An error correction method of the signaling information will be described later in more detail.
  • the L1 signaling decoder may restore the L1 signaling information including the L1-pre signaling information and the L1-post signaling information to an original form, and output the L1 signaling information as L1-dynamic information and L1 configuration information.
  • FIG. 42 is a view illustrating an output processor 138300 of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 38 according to the present invention.
  • FIG. 42 illustrates an embodiment of the output processor 138300 when there is one output stream (or one PLP input), and the reverse process of the input processor 128100 illustrated in FIG. 29 may be performed.
  • the output processor 138300 may include a BB descrambler 142100, a padding remover 142200, a CRC-8 decoder 142300, and a BB frame processor 142400.
  • the BB descrambler 142100 may descramble the input bitstream, and the padding remover 142200 may remove the inserted padding bit as necessary.
  • the CRC-8 decoder 142300 may perform CRC decoding on the input bit stream, and the BB frame processor 142400 decodes the information included in the BB frame header and then uses the decoded information for TS / GS. You can restore and output the stream.
  • FIG. 43 is another embodiment of an output processor 138300 of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 38 according to the present invention.
  • FIG. 43 illustrates an embodiment of an output processor 138300 when there are a plurality of output streams, that is, a plurality of PLPs, and is similar to the reverse process of the input processor 110100 illustrated in FIG. 11.
  • the output processor 138300 includes p + 1 BB descramblers 143100-0 to p, p + 1 padding removers 143200-0 to p, and p +1 CRC-8 decoders (143300-0 ⁇ p), p + 1 BB frame processors (143400-0 ⁇ p), p + 1 de-zipper buffers (143500-0 ⁇ p), p +1 null packet inserters (143600-0 ⁇ p), p-m + 1 in-band signaling decoders (143700-m ⁇ p), TS clock regenerator 143800 and TS recombiner 143900 It may include.
  • the BB descramblers 143100-0 -p, the padding removers 143200-0 -p, the CRC-8 decoders 143300-0 -p, and the BB frame processors 143400-0 -p are illustrated in FIG. 42. The same function as described above can be performed.
  • the de-zipper buffers 143500-0 to p may compensate for a delay arbitrarily inserted in a transmission terminal according to a time to output parameter (TTO) for sinking a plurality of PLPs.
  • TTO time to output parameter
  • the null packet inserters 143600-0 to p may insert the removed null packet by referring to a deleted null packet (DNP).
  • the TS clock regenerator 143800 may restore the detailed time synchronization of the output packet based on the input stream time reference (ISCR).
  • the TS recombiner 143900 may restore and output the data PLPs related to the restored common PLPs to the original TS or GS stream. TTO, DNP, and ISCR information can all be included in the BB frame header and transmitted.
  • the inband signaling decoders 143700-m ⁇ p may recover and output inband signaling information transmitted through the data PLP.
  • 44 to 61 illustrate another embodiment of a broadcast signal transmission apparatus using a MIMO scheme using a scalable video coding (SVC) scheme.
  • SVC scalable video coding
  • the SVC scheme is a coding method of a video developed to cope with various terminals, communication environments, and changes thereof.
  • the SVC method is a video coding method that can adaptively reconstruct an image having a plurality of different resolutions, quality, and frame rates in one compressed bitstream in various devices and various network environments.
  • the SVC method may encode a video so that a desired picture quality is generated hierarchically, and transmit video data for a picture of basic picture quality in a base layer and additional video data for reconstructing picture of high picture quality in an enhancement layer.
  • the receiver may receive and decode only the video data of the base layer to obtain an image having a basic quality, or obtain a higher quality image by decoding the video data of the base layer and the video data of the enhancement layer.
  • the base layer may mean video data corresponding to the base layer
  • the enhancement layer may mean video data corresponding to the enhancement layer.
  • the SVC may not be the only video data
  • the base layer is data that can provide a basic service including basic video / audio / data corresponding to the base layer
  • the enhancement layer is an enhancement layer. It may be used as a meaning including data capable of providing a higher service including a higher picture / audio / data corresponding to the corresponding picture.
  • a method of transmitting a base layer of the SVC in the path that can be received in the SISO or MISO method using the SVC scheme, and transmitting the enhancement layer of the SVC in the path that can be received in the MIMO scheme do. That is, in case of a receiver having a single antenna, the base layer is received by SISO or MISO method to obtain an image of a basic quality, and in case of a receiver having a plurality of antennas, a base layer and an enhancement layer are received by a MIMO method to obtain a higher quality of image.
  • the present invention provides a method for acquiring an image. Through this method, MIMO is used to increase the system transmission capacity, and at the same time, an SVC is provided for a reception path that cannot receive MIMO. I want to overcome.
  • 44 is a conceptual diagram of a MIMO transmission apparatus using SVC according to the first embodiment of the present invention.
  • the apparatus for transmitting broadcast signals includes an SVC encoder 144100 for encoding a broadcast service into an SVC, and a MIMO encoder 144200 for distributing data through spatial diversity or spatial multiplexing to transmit data to a plurality of antennas. It may include.
  • the MIMO encoder may be referred to as a MIMO processor.
  • the SVC encoder 144100 SVC encodes a broadcast service and outputs the broadcast service to the base layer and the enhancement layer.
  • the base layer is transmitted in the same manner in the first antenna (Ant 1; 144300) and the second antenna (Ant 2; 144400), and the enhancement layer is encoded in the MIMO encoder (144200) to respectively transmit the first antenna with the same data or different data.
  • the transmission system performs symbol mapping when data is modulated.
  • the figure for symbol mapping is as shown on the left (symbol mapper is not shown).
  • the transmitting device may perform hierarchical modulation to map bits corresponding to a base layer to a Most Significant Bit (MSB) portion of data to be modulated, and bits corresponding to an enhancement layer to a Least Significant Bit (LSB) portion.
  • MSB Most Significant Bit
  • LSB Least Significant Bit
  • the base layer may be allocated to the MSB portion during QAM transmission and transmitted in a constellation (corresponding to the large circle portions in the quadrant on the left side of FIG. 44).
  • the layer is allocated to the LSB portion and may be transmitted in the same shape as the QAM (corresponding to the small circles in the quadrant on the left side of FIG.
  • bits corresponding to the enhancement layer may be mapped to the MSB portion of the modulated data, and bits corresponding to the base layer may be mapped to the LSB portion.
  • the base layer may be repeatedly transmitted in common in a plurality of transmit antennas to have an SNR gain, and the enhancement layer may have an SNR gain transmitted to the MSB, thereby distributing the robustness between the two layers.
  • the receiving device may separately obtain data corresponding to the base layer and data corresponding to the enhancement layer from the demodulated bit information using the QAM symbol demapper.
  • Data corresponding to the enhancement layer may be obtained using bit information of the final SVC through MIMO decoding. If the bit information corresponding to MIMO cannot be separated, the receiving device may provide a service using only the base layer of the corresponding service using only the bit information corresponding to the SISO or the MISO.
  • 45 is a conceptual diagram of a MIMO transmission apparatus using SVC according to a second embodiment of the present invention.
  • the transmitting apparatus includes an SVC encoder 145100 for encoding a broadcast service into an SVC, and a MIMO encoder 145200 for distributing data through spatial diversity or spatial multiplexing to transmit data to a plurality of antennas.
  • 45 shows an embodiment of a transmission system using a hybrid modulation or frequency division multiplexing (FDM) method.
  • FDM frequency division multiplexing
  • the SVC encoder 145100 SVC encodes a broadcast service and outputs the broadcast service to the base layer and the enhancement layer.
  • the base layer is transmitted in the same manner in the first antenna (Ant 1; 145300) and the second antenna (Ant 2; 145400), and the enhancement layer is encoded in the MIMO encoder (145200) to respectively transmit the first antenna with the same data or different data.
  • 145300 and the second antenna 145400 The SVC encoder 145100 SVC encodes a broadcast service and outputs the broadcast service to the base layer and the enhancement layer.
  • the base layer is transmitted in the same manner in the first antenna (Ant 1; 145300) and the second antenna (Ant 2; 145400), and the enhancement layer is encoded in the MIMO encoder (145200) to respectively transmit the first antenna with the same data or different data.
  • 145300 and the second antenna 145400 the MIMO encoder
  • the transmission apparatus may process data using the FDM scheme to increase data transmission efficiency, and in particular, may transmit data through a plurality of subcarriers using the OFDM scheme.
  • subcarriers may be allocated to subcarriers used for transmitting SISO / MISO signals and subcarriers for transmitting MIMO signals, thereby transmitting respective signals.
  • the base layer output from the SVC encoder 145100 may be transmitted in the same manner in a plurality of antennas through an SISO / MISO carrier, and the enhancement layer may be transmitted in a plurality of antennas through a MIMO carrier through MIMO encoding.
  • the receiving device may receive an OFDM symbol to obtain a base layer by SISO / MISO decoding data corresponding to a SISO / MISO carrier, and obtain an enhancement layer by MIMO decoding data corresponding to a MIMO carrier. Thereafter, if MIMO decoding is not possible according to the channel condition and the receiving system, only the base layer may be used, and if MIMO decoding is possible, the service layer may be restored and provided by including the enhancement layer.
  • the MIMO encoder 145200 since the MIMO processing is performed after the bit information of the service is mapped to the symbol, the MIMO encoder 145200 may be located after the symbol mapper, so that the structure of the receiver may be simpler than that of the embodiment shown in FIG. have.
  • 46 is a conceptual diagram of a MIMO transmission apparatus using SVC according to a third embodiment of the present invention.
  • the transmission apparatus includes an SVC encoder 146100 for encoding a broadcast service into an SVC, and a MIMO encoder 146200 for distributing data through spatial diversity or spatial multiplexing to transmit data to a plurality of antennas.
  • 46 shows an embodiment of a transmission device using a layered PLP or TDM method.
  • the transmission system may transmit the SVC encoded base layer and the enhancement layer through the SISO / MISO slot and the MIMO slot, respectively.
  • This slot may be a slot of a time or frequency unit of a transmission signal, and is illustrated as a time slot in the embodiment of FIG. 46.
  • This slot may also be a PLP.
  • the receiving device grasps what kind of slot is received, and receives a base layer from an SISO / MISO slot and an enhancement layer from a MIMO slot.
  • the reception system may restore the service using only the base layer or perform the MIMO decoding together with the enhancement layer to restore the service according to the channel or the receiver.
  • the existing transmission system is referred to as a terrestrial transmission system or a terrestrial broadcasting system
  • the system (SVC + MIMO) added according to the first to third embodiments may be a MIMO transmission system or a MIMO broadcasting system. Refer to the same term.
  • 47 through 49 illustrate signaling information of a terrestrial broadcasting system according to an embodiment of the present invention.
  • the terrestrial broadcasting system supports the SISO method and the MISO method, and may transmit data in units of frames. Such a terrestrial broadcasting system may inform the type of a signal currently transmitted as shown in FIGS. 47 to 49 through L1 signaling information transmitted as a preamble signal.
  • FIG. 47 is a diagram illustrating P1 signaling information transmitted as a P1 symbol as L1 signaling information according to an embodiment of the present invention.
  • the P1 symbol represents P1 signaling information
  • this P1 signaling information represents type information of a P2 symbol.
  • the receiving system can grasp the preamble format (corresponding to the terrestrial broadcast system) and the format of the P2 symbol part according to the field value of the S1 field.
  • a signal of the MIMO broadcasting system may be transmitted by assigning a field value of 010 to 111.
  • FIG. 48 is L1 signaling information according to an embodiment of the present invention and indicates information defining a case in which a field value of an S1 field is 010 in P1 signaling information. According to the field value, an attribute of the FEF part may be indicated.
  • FIG. 49 is a diagram for defining whether a transmission type of a preamble is the same as L1 signaling information according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. FIG. 6 is P1 signaling information and may indicate whether preambles currently being transmitted are transmitted in the same type or different types are mixed according to the field value of S2 field 2 included in the P1 signaling information.
  • the terrestrial broadcast system may define a signal or a system currently transmitted through signaling information of a P1 symbol existing at the front of the frame. If the terrestrial broadcasting system intends to further transmit the MIMO broadcast signal, various systems can be considered.
  • P1 signaling information of the MIMO broadcast frame may have a S1 field value of 010 or 011 to 111 in FIG. 47.
  • MIMO broadcast data including a base layer and an enhancement layer may be generated by one of the first to third embodiments, and may also be generated by a combination of one or more thereof. It should be considered in the description of.
  • a method of transmitting the MIMO broadcast data separately from the PLP including the terrestrial broadcast data is possible.
  • the specific PLP is used to transmit MIMO broadcast data.
  • additional information on the specific PLP may be signaled to prevent malfunction in an existing receiving system.
  • a specific PLP including MIMO broadcast data may be referred to as a MIMO broadcast PLP
  • a PLP including terrestrial broadcast data may be referred to as a terrestrial broadcast PLP.
  • the MIMO broadcast data may not be processed by the terrestrial broadcast signal receiving apparatus, it is necessary to signal additional information for identifying the terrestrial broadcast PLP and the MIMO broadcast PLP. In this case, this signaling may use a reserved field in the L1 signaling information of the terrestrial broadcasting system.
  • existing terrestrial broadcast data may also be transmitted to MISO. As illustrated in FIG. 47, the terrestrial broadcast data may be transmitted as 000 or 001 and the MIMO broadcast data may be transmitted as one of 010 to 111 in the S1 field.
  • the maximum delay time of the impulse response that can be measured by the receiver is reduced by half due to the arrangement of pilot carriers, and thus, the network must be denser because of this. This can happen.
  • L1-post signaling information For identification of the PLP type, L1-post signaling information may be used.
  • L1-post signaling information identifying a type of PLP as L1 signaling information according to an embodiment of the present invention.
  • the table of FIG. 50 may be included in the PLP_TYPE field of the L1-post signaling information.
  • the terrestrial broadcast PLP may be assigned a field value of 000
  • the MIMO broadcast PLP may be assigned one of the field values 001 to 111 to identify the PLP type in the reception system.
  • the code rate of the new modulation scheme and error correction code can be used to obtain more robust robustness in the transmission of the PLP.
  • L1-post signaling information may be used to identify the code rate of the modulation scheme and the error correction code.
  • FIG. 51 is L1 signaling information according to an embodiment of the present invention and shows L1-post signaling information for identifying a code rate.
  • the table of FIG. 51 may be included in the PLP_COD field of the L1-post signaling information.
  • a new code rate may be defined and used in a field value of 110 or 111 to identify a code rate of the MIMO broadcast PLP.
  • a field RESERVED_1 for further use in the PLP loop of the L1-post signaling information may be additionally used.
  • L1-post signaling information identifying a modulation scheme as L1 signaling information according to an embodiment of the present invention.
  • the table of FIG. 52 may be included in the PLP_MOD field of the L1-post signaling information.
  • a new modulation scheme may be defined and used in field values of 100 to 111 to identify a modulation scheme of the MIMO broadcast PLP.
  • a specific frame including MIMO broadcast data may be referred to as a MIMO broadcast frame
  • a frame including terrestrial broadcast data may be referred to as a terrestrial broadcast frame
  • a MIMO broadcast frame may be included in the above-described FEF of the terrestrial broadcast system, and FEF may also be referred to as a MIMO broadcast frame in the following.
  • 53 is a conceptual diagram illustrating a broadcast signal transmission method according to an embodiment of the present invention.
  • the terrestrial broadcast data and the MIMO broadcast data may be distinguished and transmitted on a frame basis, and a MIMO broadcast frame (FEF) having a predetermined length (FEF length) may be disposed at a predetermined interval (FEF interval) between the terrestrial broadcast frames.
  • FEF MIMO broadcast frame
  • FEF interval predetermined interval
  • the MIMO system may use some of the throughput of the corresponding band through FEF related parameters (FEF_TYPE, FEF_LENGTH, FEF_INTERVAL) defined in the L1 post signaling information of the terrestrial broadcasting system.
  • FEF_TYPE FEF related parameters
  • FEF_LENGTH FEF_INTERVAL
  • the PLP including the MIMO broadcast data may be transmitted through the terrestrial broadcast frame and the MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast frame since the MIMO broadcast PLP is also present in the terrestrial broadcast frame, it is necessary to signal the relationship between the terrestrial broadcast frame and the connected PLP present in the MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast frame also includes L1 signaling information, and information about the MIMO broadcast PLP present in the frame may be transmitted together with the L1 signaling information of the terrestrial broadcast frame.
  • the concatenation of MIMO broadcast PLPs present in different frames may use fields for a PLP included in the L1-post signaling information, which is L1 signaling information of each frame.
  • the receiving system may use L1-post signaling.
  • the connection relationship between MIMO broadcast PLPs included in different frames is checked using at least one of PLP_ID information, PLP_TYPE information, PLP_PAYLOAD_TYPE information, and PLP_GROUP_ID information, and the desired MIMO broadcast PLPs are continuously decoded to decode the service. Can be obtained.
  • the terrestrial broadcast PLP present in the terrestrial broadcast frame may be transmitted in a transmission mode predefined and supported by the terrestrial broadcast system, and may also be transmitted in a new mode that supports the MIMO system as described above.
  • the MIMO broadcast PLP included in the terrestrial broadcast frame is transmitted as a base layer in a transmission mode of terrestrial broadcast in an MISO or SISO scheme
  • the MIMO broadcast PLP included in the MIMO broadcast frame is an enhancement layer. It may be transmitted in a MIMO scheme.
  • FIG. 54 is a conceptual diagram illustrating a broadcast signal transmission method according to another embodiment of the present invention.
  • the MIMO broadcast services (MIMO broadcast services 1 to n) are encoded into the base layer and the enhancement layer through the SVC encoders 1554100 and 154200, respectively.
  • the scheduler & bitm interleaved coding and modulation (BICM) module 154300 may allocate base layers of MIMO broadcast services to be transmitted with the terrestrial broadcast frame, and enhancement layers may be assigned to be included and transmitted in the MIMO broadcast frame.
  • the enhancement layers may be MIMO encoded through the MIMO encoders 154400 and 154500, respectively, and transmitted in the MIMO broadcast frame of the MIMO broadcast system.
  • the base layers may be included in the terrestrial broadcast frame and transmitted, and in this case, may be transmitted in an SISO or MISO scheme supported by the terrestrial broadcast system.
  • the terrestrial broadcast signal receiving apparatus uses the terrestrial broadcast PLP in the terrestrial broadcast frame. Because only can be identified, it is possible to obtain and provide a terrestrial broadcasting service without malfunction.
  • the apparatus for receiving a MIMO broadcast signal may acquire and provide a MIMO broadcast service corresponding to a base layer using only a MIMO broadcast PLP of a terrestrial broadcast frame, and obtain a MIMO broadcast PLP of a terrestrial broadcast frame and a MIMO broadcast PLP of a MIMO broadcast frame.
  • a MIMO broadcast service corresponding to a base layer and an enhancement layer may be obtained and provided.
  • the MIMO broadcast PLP included in the terrestrial broadcast frame may be transmitted only by the MISO / SISO method.
  • the MIMO broadcast PLP may include a code rate of a new error correction code (for example, 1/4, 1/3, 2/5, etc.), a new time interleaving mode, etc. according to system requirements, and transmit only the base layer. It may be.
  • the base layer may be transmitted to the PLP or the carrier of the SISO / MISO scheme
  • the enhancement layer may be transmitted to the PLP or the carrier of the MIMO scheme.
  • the ratio of the PLP or carrier of the SISO / MISO scheme and the PLP or carrier of the MIMO scheme may vary from 0 to 100%, and the ratio may be set differently for each frame.
  • 55 to 57 are diagrams illustrating a broadcast signal transmitted by a terrestrial broadcasting system to which the MIMO transmission system using the above-described SVC is applied according to an embodiment of the present invention.
  • FIGS. 55 to 57 illustrate an embodiment of a broadcast signal in which terrestrial broadcast data and MIMO broadcast data are allocated and transmitted to a frame or PLP as described above after the base layer and the enhancement layer are generated using SVC. That is, FIGS. 55 to 57 correspond to an embodiment of a broadcast signal using at least one of the methods and methods (1) to (3) described with reference to FIGS. 44 to 46.
  • 55 is a diagram illustrating a broadcast signal transmitted by a broadcast system to which a MIMO transmission system using SVC is applied according to an embodiment of the present invention.
  • the broadcast system transmits a broadcast signal including a terrestrial broadcast frame and a MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast PLP may exist in the terrestrial broadcast frame and the MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast PLP included in the terrestrial broadcast frame may be transmitted in a SISO or MISO scheme as a base layer, and the MIMO broadcast PLP including the MIMO broadcast frame may be transmitted in an SISO, MISO, or MIMO scheme as an enhancement layer. have.
  • FIG. 56 illustrates a broadcast signal transmitted by a broadcast system to which a MIMO transmission system using SVC is applied according to another embodiment of the present invention.
  • the broadcast system transmits a broadcast signal including a terrestrial broadcast frame and a MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast PLP may exist only in the MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast PLP may include a PLP including a base layer and a PLP including an enhancement layer.
  • a PLP including a base layer may be transmitted in an SISO or MISO scheme
  • a PLP including an enhancement layer may be transmitted in an SISO, MISO, or MIMO scheme.
  • the ratio of the PLP including the base layer and the PLP including the enhancement layer in the MIMO broadcast frame may vary from 0 to 100%.
  • 57 is a diagram illustrating a broadcast signal transmitted by a broadcast system to which a MIMO transmission system using SVC is applied according to another embodiment of the present invention.
  • the broadcast system transmits a broadcast signal including a terrestrial broadcast frame and a MIMO broadcast frame.
  • MIMO broadcast data exists only within a MIMO broadcast frame.
  • the base layer and the enhancement layer may be transmitted by being separated by a carrier rather than being separated by a PLP. That is, as described with reference to FIG. 45, data corresponding to the base layer and data corresponding to the enhancement layer may be allocated to separate subcarriers and then OFDM modulated and transmitted.
  • FIG. 58 is a diagram illustrating a broadcast signal transmission apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • the broadcast signal transmitting apparatus of FIG. 58 corresponds to an embodiment in which the base layer and the enhancement layer are classified and transmitted using PLPs.
  • the apparatus for transmitting broadcast signals includes an SVC encoder for SVC encoding data and outputting the data to a base layer and an enhancement layer.
  • the base layer may be included in PLP1 and the enhancement layer may be included in PLP2.
  • the apparatus for transmitting broadcast signals of FIG. 58 includes BICM modules 158100 and 158200 for BICM processing PLPs, a frame builder 158300 for receiving and building PLPs, and MIMO, MISO or SISO processing for data.
  • MIMO processor 158400 that performs the operation, and OFDM generators (158500, 158600) to OFDM-modulate the frames to generate an OFDM signal.
  • the BICM modules include a first BICM module 158100 and a second BICM module 158200.
  • the BICM modules may be provided with as many BICM modules as the number of PLPs processed by a transmitter.
  • the OFDM generators 15050 and 15060 include a first OFDM generator 15050 and a second OFDM generator 15060, and according to an embodiment are provided with as many OFDM generators as the number of transmit antennas provided for MIMO or MISO transmission. May be
  • the first BICM module 158100 is a Forward Error Correction (FEC) module 158110 that adds and encodes redundancy for error correction using a Bose-Chaudhuri-Hocquengham (BCH) / Low Density Parity Check (LDPC) code, or the like.
  • FEC Forward Error Correction
  • Bit interleaver 158120 for interleaving bit by bit, demultiplexer 158130 (DEMUX) for arranging data to reduce the difference in robustness that occurs after symbol mapping and determining the number of bits transmitted per carrier, bit by bit
  • a symbol mapper (158140) that maps the data of each symbol in units of symbols
  • a ROT (ROT) Q-delay module 158150 that rotates a symbol-mapped constellation to generate a cyclic delay in an imaginary direction, and data through interleaving.
  • a cell interleaver 158160 for distributing cells to reduce regularity of the FEC, and a time interleaver 158170 for interleaving on the time axis to obtain diversity in the time domain .
  • the second BICM module 158200 includes the same elements 158210 to 158270 as the first BICM module 158100, and descriptions of the same elements 158210 to 158270 will not be duplicated.
  • the frame builder 158300 includes a cell mapper 158310 that configures frames to be transmitted by allocating PLPs to a cell, and a frequency interleaver 158320 which obtains diversity by interleaving data in a frequency domain. Separately coded L1 signaling information with the PLP is inserted in the frame builder. In other words, the frame builder may insert the L1-pre signaling information including the information of FIGS. 50 to 52 described above when building the frame.
  • the MIMO processor 158400 processes the data to be transmitted to the MIMO / MISO according to the data included in the frame output from the frame builder.
  • the MIMO processor may bi-path the data to be transmitted to the SISO and output the same to the OFDM generators.
  • MISO processing may process data in a spatial diversity scheme
  • data may be processed in a spatial diversity scheme or a spatial multiplexing scheme.
  • the first OFDM generator 158500 performs an Inverse Fast Furier Transform on the signal to modulate the signal into a plurality of subcarriers, an IFFT module 158510, an Active Constellation Extension (ACE) technique, or tone
  • a PAPR reduction module 158520 for reducing PAPR in the modulated OFDM signal using at least one of a reservation reservation technique, a GI insertion module 158530 for inserting a guard interval in the OFDM signal, and a preamble for L1 signaling information;
  • a P1 insertion module 158540 for inserting and a DAC 158550 (Digital-to-Analogue Converter) for converting the processed digital signal into an analog signal.
  • the second OFDM generator 158600 includes the same elements 158610 to 158650 as the first OFDM generator 158500, and the description of the same elements will not overlap.
  • An OFDM signal output from the first OFDM generator 158500 may be transmitted through the first antenna Tx1, and an OFDM signal output from the second OFDM generator 158600 may be transmitted through the second antenna Tx2.
  • the signal transmitted in the SISO method is transmitted in the same signal in all antennas, such as the first antenna and the second antenna, and in the case of MIMO and MISO, the respective antennas may be transmitted as different signals according to the algorithm of the MIMO and MISO methods. have.
  • FIG. 59 is a diagram illustrating a broadcast signal receiving apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 59 corresponds to an embodiment of the broadcast signal receiving apparatus that receives and processes a broadcast signal in which a base layer and an enhancement layer are divided into PLPs and processed as shown in FIG. 58.
  • the apparatus for receiving broadcast signals includes an SVC decoder for recovering data by SVC decoding data of a base layer and enhancement.
  • the base layer may be included in PLP1 and the enhancement layer may be included in PLP2.
  • the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 59 performs OFDM demodulation units 159100 and 159200 for receiving and demodulating OFDM signals received by a plurality of antennas and recovers data by MIMO decoding the recovered data received by the plurality of antennas according to channel characteristics.
  • the OFDM demodulators 159100 and 159200 include a first OFDM demodulator 159110 and a second OFDM demodulator 159210.
  • the apparatus for receiving broadcast signals may be as many as the number of receive antennas provided for MIMO reception. OFDM demodulators may be provided.
  • the BICM de-processing modules 159500 and 159600 are the first BICM de-processing module 159500 for processing the PLP corresponding to the base layer and the second BICM de-processing for processing the PLP corresponding to the enhancement layer.
  • the module 159600 may be included, and the apparatus for receiving broadcast signals may include an additional BICM de-processing module according to an embodiment and an SVC encoding scheme.
  • the first OFDM demodulator 159100 detects and decodes a P1 signal including an analogue-to-digital converter (ADC) 159110 for converting the received analog signal into a digital signal, and L1 signaling information, and then decodes the P1 signal from the P1 signal.
  • a P1 detection and decoding module (159120) for detecting which frame configuration the received signal has, a time / frequency synchronization unit (159130) for detecting a guard interval to perform time synchronization and frequency synchronization, and performing a guard interval after synchronization is performed.
  • GI canceler 159140 to remove, FFT module 159150 to demodulate signals of a plurality of subcarriers by performing a Fourier Fourier transform, and to estimate a transmission channel from a transmitter to a receiver from pilot signals inserted in a frequency domain A channel estimator 159160.
  • the second OFDM demodulator 159200 includes the same elements 159210 to 159260 as the first OFDM demodulator 159100, and descriptions of the same elements will not overlap.
  • the MIMO decoder 159300 processes the decoding according to the predefined algorithm of MIMO / MISO / SISO using the channels estimated by the channel estimators 159160 and 159260.
  • MIMO decoding may perform reverse processing of MIMO / MISO processing performed by the MIMO processor in FIG. 58.
  • the frame recovery unit 159400 includes a frequency deinterleaver 159410 for deinterleaving data on a frequency axis, and a cell demapper 159420 for cell-demapping a frame to output data or a stream on a time axis.
  • the first BICM de-processing module 159500 performs a time deinterleaver 159510 for deinterleaving the data on the time base, a cell deinterleaver 159520 for deinterleaving the data in cell units, and performs demapping and a log likelihood ratio.
  • the second BICM de-processing module 159600 includes the same elements 159610-159660 as the first BICM de-processing module 159500, and the descriptions of the same elements 16270-16320 are not redundant. I will not.
  • the broadcast signal receiving apparatus enhances data of the base layer from the PLP (PLP1) output from the first BICM de-processing module 159500 and from the PLP (PLP2) output from the second BICM de-processing module 159600.
  • the service may be recovered by acquiring the data of the layer and SVC decoding them.
  • the base layer may be provided by decoding the data of the base layer, and when the layer of the enhancement is restored, the service of higher quality / sound quality may be provided. Will be able to provide
  • 60 is a view showing a broadcast signal transmission apparatus according to another embodiment of the present invention.
  • the broadcast signal transmitting apparatus of FIG. 60 is an embodiment of a case where a base layer and an enhancement layer are simultaneously transmitted to one PLP.
  • the apparatus for transmitting broadcast signals includes an SVC encoder that SVC encodes data and outputs the base layer and enhancements.
  • the broadcast signal transmitting apparatus of FIG. 60 includes a multiplexer 160100, BICM modules 160200, 160300, a time interleaver 160400, a frame builder 160500, a MIMO processor 160600, and OFDM generators 160700, 160800. do.
  • the broadcast signal transmitting apparatus of FIG. 60 is similar to the structure of the broadcast signal transmitting apparatus of FIG. Therefore, hereinafter, operations of the same elements as those of the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 58 will not be duplicated, and a difference in operation and configuration will be described in comparison with the broadcast signal transmission apparatus of FIG. 58.
  • a base layer and an enhancement layer output from an SVC encoder are processed into one PLP (PLP1).
  • the multiplexer 160100 classifies and outputs the base layer and the enhancement layer included in the PLP (PLP1), and the base layer and the enhancement layer are separately BICM processed in a separate BICM module.
  • the apparatus for transmitting broadcast signals of FIG. 60 includes one time interleaver 160400, and in the time interleaver 160400, the base layer and the enhancement layer are combined to interleave the two layers to perform interleaving. Diversity of is obtained.
  • the frame builder 160500 may allocate a plurality of cells to the same position in the enhancement layer transmitted to the MIMO through the cell mapper when building the frame.
  • the description of the MIMO processor 160600 and the OFDM generators 160700 and 160800 are as described above. That is, data corresponding to the basement layer in the PLP may be transmitted as SISO or MISO, and data corresponding to the enhancement layer may be transmitted as MIMO.
  • 61 is a view showing a broadcast signal receiving apparatus according to another embodiment of the present invention.
  • the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 61 corresponds to an embodiment of the broadcast signal receiving apparatus that receives and processes a broadcast signal transmitted by one base layer and an enhancement layer as shown in FIG. 60.
  • the apparatus for receiving broadcast signals includes an SVC decoder for recovering data by SVC decoding data of a base layer and enhancement.
  • the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 61 includes OFDM demodulators 161100 and 161200, a MIMO decoder 161300, a frame recovery unit 161400, a time deinterleaver 161500, and BICM de-processing modules 161600 and 161700. do.
  • the broadcast signal transmitting apparatus of FIG. 61 is similar to the structure of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. Therefore, hereinafter, operations of the same elements as those of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 59 will not be duplicated, and a difference in operation and configuration will be described in comparison with the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 59.
  • the frame recovery unit of FIG. 61 extracts and outputs a PLP (PLP1) including a base layer and an enhancement layer, and the time deinterleaver 161500 temporally deinterleaves the PLP (PLP1) to perform a base layer and an enhancement layer.
  • PLP1 PLP1
  • the time deinterleaver 161500 temporally deinterleaves the PLP (PLP1) to perform a base layer and an enhancement layer.
  • the BICM de-processing modules 161600 and 161700 process each base layer stream and enhancement layer stream as described above, and as a result, the base layer data included in one PLP (PLP1) and transmitted by the transmitter and transmitted.
  • the data of the enhancement layer is recovered and output respectively.
  • the broadcast signal receiving apparatus may restore and provide a service by decoding a stream of the PLP region according to channel conditions using an SVC decoder.
  • 62 illustrates a method of dividing and arranging LDPC code words according to QAM modulation.
  • the LDPC code word is divided into a plurality of regions according to QAM modulation, and different reliability of each region is appropriately arranged according to QAM modulation to optimize the error correction capability of LDPC encoding.
  • performing muxing / muxing is performed.
  • bits located in the MSB have higher reliability than bits located in the LSB due to the characteristics of the QAM symbol. For example, in the case of 256-QAM, 8 bits may be mapped to one QAM symbol. In this case, two bits in the MSB may have the highest reliability, and two bits in the LSB may have the lowest reliability. Can be.
  • LDPC code words can be divided into equal parts according to respective QAM modulations and mapped to MSBs or LSBs according to the characteristics of QAM symbols.
  • a transmission / reception system may support code rates of 1/2, 3/5, 2/3, 3/4, 4/5, 5/6 to transmit / receive services.
  • code rates 1/2, 3/5, 2/3, 3/4, 4/5, 5/6 to transmit / receive services.
  • it is necessary to support lower code rates.
  • an LDPC codeword that supports a lower code rate than an existing transmission / reception system is added and demuxing is used, new services can be supported with minimal system change.
  • 62 is an embodiment of a demux structure in accordance with the present invention.
  • the LDPC encoding block has a size of 64800 and is a demux structure that can be used to map LDPC codewords at 1/4, 1/3, and 2/5 code rates.
  • a demux that maps LDPC code words at 1/2 code rate can be used.
  • the embodiment of the present invention has an LDPC encoding block having a size of 64800 and LDPC codewords at 1/4, 1/3, and 2/5 code rates according to 64 QAM modulation and 256 QAM modulation.
  • the LDPC codeword in the case of 64 QAM modulation, the LDPC codeword can be divided into 12 regions, and in the case of 256 QAM modulation, the LDPC codeword can be divided into 16 regions. Each region may have different reliability as shown in FIG. 62, where A is the region with the highest reliability and D is the region with the lowest reliability. Thereafter, LDPC code words divided according to the respective QAM modulations can be arranged.
  • LDPC codewords are C, C, A, A, B, C, B, B, B, A, C, A or C, B, A, A from the first bit to the last bit.
  • the reliability may be arranged in the order of B, C, B, B, C, A, C, and A. Even if the order of bits included in the region having the same reliability is changed, the same effect can be obtained. Therefore, any arrangement of bits may be included in the demux structure of the present invention as long as the proposed reliability arrangement is satisfied.
  • the super frame may be composed of a plurality of frames, and frames belonging to one super frame may be transmitted by the same transmission scheme.
  • the super frame according to an embodiment of the present invention may be composed of a plurality of T2 frames (also referred to as signal frames) and a plurality of non-T2 frames for additional broadcast signals.
  • the non-T2 frame may include a Future Extension Frame (FEF) provided in a conventional T2 system.
  • FEFs are not contiguous and may be inserted between T2 frames.
  • the conventional T2 broadcast signal may be included in the T2 frame and transmitted, and the additional broadcast signal may be included in the T2 frame or the FEF and transmitted.
  • each PLP constituting the T2 frame or the FEF part may correspond to one or more broadcast services, and may correspond to a component constituting the broadcast service, for example, a video, an extended video, audio, and a data stream.
  • Information about the FEF part such as type, length, and interval, may be signaled using the S2 field of P1 signaling of the existing T2 system.
  • the signal frame is called a T2 frame.
  • the signal frame includes a P1 signaling part, an L1 signaling part, and a PLP part. That is, the P1 signaling part is allocated to the front in the corresponding signal frame, followed by the L1 signaling part and the PLP part.
  • L1 signaling information only information included in the L1 signaling part may be referred to as L1 signaling information, and both signaling information included in the P1 signaling part and signaling information included in the L1 signaling part may be referred to as L1 signaling information.
  • the P1 signaling information transmitted in the P1 signaling part is used to detect a signal frame and provide tuning information.
  • the next L1 signaling part is decoded based on the P1 signaling information to obtain information about a structure of a PLP and a structure of a broadcast signal frame. That is, the L1 signaling information includes P1 signaling information of the Pl signaling part, L1-pre signaling information and L2-post signaling information of the L1 signaling part.
  • the L1 pre signaling information includes information necessary for the receiver to receive and decode the L1 post signaling information.
  • the L1-post signaling information includes parameters required for the receiver to access the PLP.
  • the L1-post signaling information again includes configurable L1-post signaling information, dynamic L1-post signaling information, extension L1-post signaling information, CRC information, and L1 padding data. It may further include.
  • the PLP part includes at least one common PLP and at least one data PLP.
  • the common PLP may include network information such as a network information table (NIT) or PLP information, and service information such as a service description table (SDT) or an event information table (EIT).
  • the data PLP may include audio, video and data TS streams and PSI / SI information such as a program association table (PAT) and a program map table (PMT).
  • the data PLP may include a Type1 data PLP transmitted by one sub slice per signal frame and a Type2 data PLP transmitted by a plurality of sub slices. Detailed descriptions of the Type1 data PLP and the Type2 data PLP will be provided later.
  • one data PLP may correspond to one service or may correspond to a service component.
  • the data PLP corresponds to a service component other than a service, as described below, it may indicate that the data PLP corresponds to a service component by using one of the preliminary fields of the PLP_TYPE field provided by the existing terrestrial broadcasting system, that is, the T2 system. .
  • the common PLP may be decoded together with the data PLP, and the data PLP may be selectively decoded. That is, although the common PLP + data PLP can always be decoded, the data PLP1 + data PLP2 may not be decoded in some cases.
  • Information entering the common PLP may include PSI / SI information.
  • auxiliary data may be added to the signal frame.
  • the signal frame of the additional broadcast signal also includes a P1 signaling part, an L1 signaling part, and a PLP part. That is, the P1 signaling part is allocated to the front in the corresponding signal frame, followed by the L1 signaling part and the PLP part.
  • the signal frame for transmitting the additional broadcast signal according to the present invention may be included in the T2 frame or may be included in the FEF.
  • P1 signaling transmitted from the signal frame for the additional broadcast signal to the P1 signaling part is used to detect an additional signal frame according to the present invention and provides tuning information. Based on the P1 signaling, the next L1 signaling part may be decoded to obtain information about a structure of the PLP included in the additional signal frame and additional broadcast signal frame configuration.
  • the PLP part may include at least one common PLP and at least one data PLP.
  • Each data PLP may correspond to service components constituting a service, for example, video, extended video, audio, and data component (or stream).
  • the service component ID may be used to provide information on each service component to the receiver, that is, to signal a PLP corresponding to each service component.
  • the service component ID signals which service each PLP is associated with.
  • the receiver may use the service component ID to find service components related to one service and merge them to configure one service.
  • the service component ID may be defined using a spare field in P1 signaling of FIG. 65 or may be defined using a spare field of L1 signaling. In addition, depending on the embodiment, it may be defined using a preliminary field included in the L2 signaling.
  • the signal frame indicates one of a T2 frame, an FEF frame, a frame for an additional broadcast signal, and a frame for NGH (Next Generation Handheld).
  • the signal frame is a frame for transmitting Type2 data PLP.
  • a signal frame structure for improving the performance of time diversity in an environment in which both a Type1 data PLP and a Type2 data PLP exist in a signal frame is proposed.
  • the present invention can provide higher robustness in the existing terrestrial broadcasting system by using such a signal frame.
  • FIG. 66 illustrates one embodiment when both a Type1 data PLP and a Type2 data PLP exist in a T2 frame of an existing terrestrial broadcasting system, eg, a DVB-T2 system.
  • an interleaving frame IF corresponding to PLP1 is divided into two T2 frames T2-frame 1 and T2-frame 2, and each T2 frame has two sub-slices for transmission of PLP1.
  • the structure of the T2 frame is shown.
  • the Type1 data PLP is allocated first and then the Type2 data PLP is allocated.
  • the Type1 data PLP refers to one slice in a T2 frame, that is, one PLP is transmitted in succession in the T2 frame. For example, suppose that two Type1 data PLPs (PLP3 and PLP4) are transmitted. First, all the data of PLP3 are allocated to the corresponding T2 frame, and then all the data of PLP4 are allocated and transmitted.
  • the Type2 data PLP refers to a PLP having two or more sub slices in a T2 frame. At this time, the length of each sub-slice is the same in the Type2 data PLP. That is, after dividing the data of each PLP by the number of sub slices, the data is distributed to each sub slice and transmitted.
  • PLP1 and PLP2 Type2 data PLPs
  • PLP1 and PLP2 the data of PLP1 and the data of PLP2 are divided into two portions. Then, the two sub slices of the PLP are sequentially allocated. At this time, the subslice for PLP1 and the subslice for PLP2 are alternately positioned and transmitted.
  • the conventional terrestrial broadcasting system uses Type2 data PLP to obtain high time diversity.
  • the time diversity effect in the frame is reduced.
  • the area of the Type1 data PLP in the T2 frame is wider than the area of the Type2 data PLP, the time diversity effect in the T2 frame is further reduced.
  • the present invention when using Type2 data PLP, improved time diversity is obtained than in the conventional terrestrial broadcasting system.
  • the present invention uses a sub-slice group to uniformly map Type2 data PLPs to all signal frames.
  • the Type2 data PLP defined after the Type1 data PLP is divided by the number of sub-slice groups SUB_SLICES_GROUP, and each sub-slice group is evenly mapped to all signal frames.
  • the present invention mixes each subslice group equally with the Type1 data PLP, so that the Type2 data PLP using the subslices can be evenly mapped to the entire signal frame.
  • FIG. 67 shows that the number of sub-slice groups is 2 and two Type1 data PLPs (PLP3 and PLP4) and two Type2 data PLPs (PLP1 and PLP2) exist in one signal frame as shown in FIG. 66.
  • the structure of a signal frame according to an embodiment is shown.
  • the two Type2 data PLPs (PLP1 and PLP2) each have two sub slices.
  • FIG. 67 divides the sub slices of the two Type2 data PLPs (PLP1 and PLP2) into two sub slice groups, and the first sub slice group SUB SLICES GROUP # 1 is placed before the slice for the PLP3 transmission, and the second sub slice is divided into two sub slice groups.
  • the slice group (SUB SLICES GROUP # 2) shows an example of mapping before a slice for PLP4 transmission. Therefore, Type2 data PLPs are mapped evenly over the entire signal frame.
  • the first sub slice group (SUB SLICES GROUP # 1) includes a sub slice for transmitting PLP1 and a sub slice for transmitting PLP2. The same applies to the second sub slice group SUB SLICES GROUP # 2.
  • mapping of the type2 data PLP using the sub-slice group is performed by the control of the scheduler in the frame builder.
  • the frame builder may be referred to as a flame building module, a frame mapper, and corresponds to the frame builder, frame mapper, or frame building module of FIGS. 1 to 62.
  • the frame builder receives each PLP and L1 signaling information encoded by the BICM module and performs mapping to corresponding cells of the signal frame.
  • mapping of the Type1 data PLP and the Type2 data PLP of the sub-slice group structure is performed using the schedule information.
  • 68 to 70 divide subslices of Type2 data PLPs into subslice groups according to the length of the Type1 data PLP in the signal frame, the length of the Type2 data PLP, and the number of subslice groups, and divide each subslice group into a signal frame.
  • An example of mapping is shown.
  • FIG. 68 (a) shows five Type1 data PLPs (PLP1-PLP5, indicated by 1-5 in FIG. 68 (a)) and three Type2 data PLPs (PLP6-PLP8) in FIG. shows a structure of a signal frame of a conventional terrestrial broadcasting system when 6) is present in a).
  • FIG. 68A illustrates a case where the length of the Type1 data PLP is larger than the length of the Type2 data PLP.
  • FIG. 68 (b) divides subslices of three Type2 data PLPs (PLP6-PLP8) into two subslice groups in the signal frame as shown in FIG. 68 (a), and equalizes each subslice group to the signal frame
  • PLP6-PLP8 subslices of three Type2 data PLPs
  • PLP1 Type1 data PLP
  • PLP5 Type1 data PLP
  • the first sub slice group includes two sub slices for transmitting PLP6, two sub slices for transmitting PLP7, and two sub slices for transmitting PLP8.
  • the second sub-slice group includes one sub slice for transmission of PLP6, one sub slice for transmission of PLP7, and one sub slice for transmission of PLP8.
  • FIG. 68 (c) divides the sub slices of three Type2 data PLPs (PLP6-PLP8) into three sub slice groups in the signal frame as shown in FIG. 68 (a), and divides each sub slice group evenly into the signal frame.
  • One embodiment of the present invention for mapping is shown. For example, subslices of three Type2 data PLPs (PLP6-PLP8) are divided into three subslice groups, wherein a first subslice group is in front of a slice for Type1 data PLP (PLP1) transmission and a second subslice.
  • the group is mapped in front of a slice for Type1 data PLP (PLP3) transmission, and the third sub-slice group is mapped in front of a slice for Type1 data PLP (PLP5) transmission.
  • the first sub-slice group includes one sub slice for transmitting PLP6, one sub slice for transmitting PLP7, and one sub slice for transmitting PLP8. The same applies to the second and third sub slice groups.
  • FIG. 69 (a) shows four Type1 data PLPs (PLP1-PLP4, indicated by 1-4 in FIG. 69 (a)) and three Type2 data PLPs (PLP5-PLP7, FIG. 69 in one signal frame). shows a structure of a signal frame of a conventional terrestrial broadcasting system when 5) is present in a).
  • (a) of FIG. 69 is a case where the length of the Type1 data PLP is the same as the length of the Type2 data PLP.
  • FIG. 69 (b) divides subslices of three Type2 data PLPs (PLP5-PLP7) into two subslice groups in the signal frame as shown in FIG. 69 (a), and divides each subslice group evenly into the signal frame.
  • One embodiment of the present invention for mapping is shown.
  • subslices of three Type2 data PLPs (PLP5-PLP7) are divided into two subslice groups, wherein a first subslice group is in front of a slice for Type1 data PLP (PLP1) transmission, and a second subslice.
  • the group is mapped and transmitted in front of the slice for Type1 data PLP (PLP3) transmission.
  • the first sub-slice group includes three sub slices for transmitting PLP5, three sub slices for transmitting PLP6, and three sub slices for transmitting PLP7. The same applies to the second sub slice group.
  • FIG. 69 (c) divides the sub-slices of three Type2 data PLPs (PLP5-PLP7) into three sub-slice groups in the signal frame as shown in FIG. 69 (a), and equally divides each sub-slice group into the signal frame.
  • One embodiment of the present invention for mapping is shown. For example, subslices of three Type2 data PLPs (PLP5-PLP7) are divided into three subslice groups, wherein the first subslice group is in front of a slice for Type1 data PLP (PLP1) transmission, and the second subslice.
  • the group is mapped before the slice for Type1 data PLP (PLP3) transmission and the third sub-slice group is mapped in front of the slice for Type1 data PLP (PLP4) transmission.
  • the first sub-slice group includes two sub slices for transmitting PLP5, two sub slices for transmitting PLP6, and two sub slices for transmitting PLP7. The same applies to the second and third sub slice groups.
  • FIG. 70 (a) shows three Type1 data PLPs (PLP1-PLP3, denoted 1-3 in FIG. 70 (a)) and three Type2 data PLPs (PLP4-PLP6) in FIG. 4) shows the structure of the signal frame of the conventional terrestrial broadcasting system when 4) is present.
  • FIG. 70A illustrates a case where the length of the Type1 data PLP is smaller than the length of the Type2 data PLP.
  • FIG. 70B divides subslices of three Type2 data PLPs (PLP4-PLP6) into two subslice groups in a signal frame as shown in FIG. 70A, and divides each subslice group evenly into a signal frame.
  • PLP4-PLP6 subslices of three Type2 data PLPs
  • PLP1 Type1 data PLP
  • PLP3 Type1 data PLP
  • the first sub-slice group includes four sub slices for transmitting PLP4, four sub slices for transmitting PLP5, and four sub slices for transmitting PLP6.
  • the second sub-slice group includes three sub slices for transmitting PLP4, three sub slices for transmitting PLP5, and three sub slices for transmitting PLP6.
  • FIG. 70 (c) divides the sub slices of three Type2 data PLPs (PLP4-PLP6) into three sub slice groups in the signal frame as shown in FIG. 70 (a), and divides each sub slice group evenly into the signal frame.
  • One embodiment of the present invention for mapping is shown. For example, subslices of three Type2 data PLPs (PLP4-PLP6) are divided into three subslice groups, wherein a first subslice group is in front of a slice for Type1 data PLP (PLP1) transmission and a second subslice.
  • the group is mapped in front of the slice for Type1 data PLP (PLP2) transmission, and the third sub-slice group is mapped in front of the slice for Type1 data PLP (PLP3) transmission and transmitted.
  • the first sub-slice group includes three sub slices for transmitting PLP4, three sub slices for transmitting PLP5, and three sub slices for transmitting PLP6.
  • the second sub-slice group includes two sub slices for transmitting PLP4, two sub slices for transmitting PLP5, and two sub slices for transmitting PLP6. The same applies to the third sub slice group.
  • the case in which the length of the Type1 data PLP is larger than the length of the Type2 data PLP, that is, the most in FIG. 68 (b) and (c) It shows a high time diversity effect. For example, if the time diversity effect of about 30% is obtained due to the Type2 data PLP in the signal frame of the conventional terrestrial broadcasting system as shown in FIG. 68 (a), the pattern as shown in (b) and (c) of FIG. In the signal frame of the present invention, a time diversity effect of about 50% or more can be obtained through the sub-slice group.
  • time diversity is greater than that of FIGS. 68 (b) and (c).
  • the degree of the effect is a little small, the overall time diversity is improved as compared with the case of Figs. 69 (a) and 70 (a).
  • the number of subslice groups must be set.
  • the scheduler compares the NUM_SUB_SLICE field value with the NUM_TYPE_1_DATA_PLP field value to determine the number of subslice groups, divides the Type2 data PLPs based on the determined number of subslice groups, and divides the Type1 data PLPs and the Type2 data PLPs. In one embodiment, mixing effectively and evenly.
  • the NUM_DATA_SLICES field value is greater than or equal to the NUM_TYPE_1_DATA_PLP field value, that is, if the length of the Type1 data PLP is less than or equal to the length of the Type2 data PLP
  • the Type2 data PLPs are divided by the number of the determined subslice groups, and each subslice group is mapped in front of the Type1 data PLPs.
  • the first sub slice group SUBES SLICES GROUP # 1 includes three sub slices for transmitting PLP3 and three sub slices for transmitting PLP4.
  • the second sub-slice group (SUB SLICES GROUP # 2) includes two sub slices for transmitting PLP3 and two sub slices for transmitting PLP4.
  • the Type2 data PLPs are divided by the determined number of subslice groups, and each subslice group is mapped in front of the Type1 data PLPs.
  • Type2 data PLPs can be more widely distributed in signal frames, resulting in improved time diversity than in conventional signal frames. That is, since each subslice in the Type2 data PLP is equally positioned between the Type1 data PLPs, the Type2 data PLPs have time diversity in the signal frame.
  • the method of determining the number of sub-slice groups described above and the method of dividing Type2 data PLPs and mapping them to signal frames based on the determined number of sub-slice groups are exemplary embodiments for better understanding of the present invention.
  • the mapping method can be easily changed by those skilled in the art, so the present invention will not be limited to the embodiments described above.
  • the transmitting apparatus determines the number of sub-slice groups through the scheduler, divides Type2 data PLPs based on the determined number of sub-slice groups through the frame builder, maps them to signal frames, and transmits them through the OFDM generation module.
  • the receiving device needs to know PLP information mapped to a corresponding signal frame to decode each PLP or a desired PLP from the signal frame.
  • the frame demapper of the receiving apparatus distinguishes between the Type1 data PLP and the Type2 data PLP from the signal frame to which the Type2 data PLP is mapped in the sub-slice group structure by using the PLP information.
  • the frame demapper may be referred to as a frame recoverer or a frame parser, and corresponds to the frame demapper, frame recoverer, and frame parser of FIGS. 1 to 62.
  • the corresponding PLP information is obtained using signaling information.
  • each PLP for example, solid arrows of (a) and (b) of FIG. 71
  • the start position of each sub-slice group (SUB_SLICES_GROUP)
  • the start position of each sub-slice group (SUB_SLICES_GROUP)
  • the number of sub-slice groups for example, (a) of FIG.
  • the number of sub-slice groups, and the sub-slice interval (SUB_SLICE_INTERVAL) information can be obtained to obtain the information of the corresponding PLP.
  • the start position of each PLP, the start position of each sub slice group, the number of sub slice groups, and the sub slice interval information should all be signaled in the signaling information.
  • the number of sub-slice groups may be determined by the scheduler of the transmitting apparatus or may be limited to a constant value in order to reduce overhead.
  • the signaling information may be L1 signaling information or in-band signaling information.
  • the in-band signaling information is included in the BB frame of each PLP.
  • FIG. 72 shows an embodiment of a syntax structure for L1 signaling information transmitted through a P2 symbol according to the present invention.
  • an example of signaling the number of sub-slice groups and the start position information of each sub-slice group in the dynamic L1 post signaling information among the L1 signaling information is shown.
  • the frame index (FRAME_IDX) field is allocated 8 bits and represents the index of the current signal frame in the super frame. For example, the index of the first signal frame in the super frame is set to zero.
  • the subslice interval (SUB_SLICE_INTERVAL) field is allocated 22 bits, starting from the start of one subslice of one PLP on the same RF channel for the current signal frame (or the next signal frame in the case of TFS). It indicates the number of OFDM cells up to. If the number of sub slices per signal frame is equal to the number of RF channels, the value of the sub slice interval field indicates the number of OFDM cells on one RF channel for the Type2 data PLP. If there is no Type2 data PLP in the associated signal frame, the value of the sub-slice interval field is set to zero.
  • the L1 Change Counter (L1_CHANGE_COUNTER) field is allocated 8 bits and remains before the L1 configuration (e.g., the contents of the fields included in the L1 pre-signaling or the configuration part of the L1 post signaling) is changed. Indicates the number of super frames.
  • a start RF identifier (START_RF_IDX) field is allocated with 3 bits, and indicates the ID of the start frequency of the TFS scheduled frame for the next signal frame.
  • the number of sub-slice groups (NUM_SUB_SLICES_GROUP) field is assigned three bits in one embodiment, and indicates the number of sub-slice groups.
  • the NUM_SUB_SLICES_GROUP field is fixed to a constant value, for example, 3 bits. In this case, the number of sub-slice groups may be up to 7.
  • sub-slice group loop there is a 'for' loop (hereinafter referred to as a sub-slice group loop) that is repeated by the number of the sub-slice group number (NUM_SUB_SLICES_GROUP) field, and the sub-slice group loop includes a sub-slice group start (SUB_SLICES_GROUP_START) field.
  • the sub-slice group start (SUB_SLICES_GROUP_START) field is allocated 22 bits in one embodiment, and indicates the start position of the corresponding sub-slice group.
  • a PLP loop that is repeated by the number of subtracting 1 from the total number of PLPs in the signal frame, and the PLP loop includes a PLP_ID field, a PLP_START field, and a PLP_NUM_BLOCKS field.
  • Eight bits are allocated to the PLP_ID field and indicate an identifier for uniquely identifying the corresponding PLP.
  • the PLP_START field is assigned with 22 bits and indicates the start position of the associated PLP in the current signal frame (or next signal frame in the case of TFS). For Type2 data PLPs, the PLP_START field indicates the start position of the first subslice of the associated PLP. The first PLP starts immediately after the L1 post signaling. The PLP_START field value of the first PLP of the corresponding signal frame is set to zero. If the current PLP is not mapped to the current signal frame or there is no FEC block in the current interleaving frame for the current PLP, the PLP_START field value is set to zero.
  • the PLP_NUM_BLOCKS field is assigned with 10 bits and indicates the number of FEC blocks included in the current interleaving frame with respect to the current PLP.
  • the dynamic L1 post signaling information signaled as described above is transmitted to the receiver through a P2 symbol.
  • the receiving end obtains the desired PLP information in the signal frame from the dynamic L1 post signaling information.
  • the corresponding signal frame does not use the sub-slice group method according to the present invention or there is no Type2 data PLP in the corresponding signal frame.
  • the SUB_SLICES_GROUP_START field value at this time indicates the start position of the first sub-slice of each Type2 data PLP.
  • the NUM_SUB_SLICES_GROUP field value when the NUM_SUB_SLICES_GROUP field value is set to 0, if the SUB_SLICE_INTERVAL field value is not 0, it is determined that the corresponding signal frame does not use the sub-slice group method according to the present invention, and if the SUB_SLICE_INTERVAL field value is 0 It is determined that there is no Type2 data PLP in the signal frame.
  • the number of sub-slices included in one sub-slice group is determined. Able to know. This is because the number of sub slices is evenly divided by the number of sub slice groups in the transmitting apparatus.
  • the SUB_SLICES_PER_FRAME field value may be obtained from configuration L1 post signaling information (not shown).
  • one sub slice constitutes one sub slice group.
  • the first starting position that is, the starting position of the first subslice of the corresponding Type2 data PLP
  • the PLP_START field of the corresponding Type2 data PLP and the SUB_SLICE_INTERVAL field.
  • the PLP information can be obtained in order using the value.
  • the length of the corresponding PLP in each sub-slice group can be obtained by using the PLP_NUM_BLOCKS field value and the NUM_SUB_SLICES_GROUP field value.
  • the SUB_SLICES_GROUP_START field value can be used to move to the next sub-slice group position. Since the value of the SUB_SLICES_INTERVAL field is also known to the next sub-slice group, the corresponding PLP information is obtained in this order. This series of steps can be performed for every sub-slice group in the signal frame.
  • the number of sub slice groups and the start position information of each sub slice group may be signaled in the in-band signaling information.
  • the in-band signaling method is an efficient method because the in-band signaling information only signals desired PLP information and can obtain desired PLP information without decoding the entire L1 signaling of the P2 symbol, but it is not essential.
  • Basic information signaled in the in-band signaling information is similar to the L1 signaling information.
  • the frame delay in the input processing module of FIG. 30 delays the input data by one transmission frame so that scheduling information for the next frame can be transmitted in the current frame for in-band signaling.
  • the in-band signaling / padding inserter inserts non-delayed dynamic L1 post signaling information into data delayed by one transmission frame. In this case, when there is space for padding, a pad bit is inserted or in-band signaling information is inserted in the padding space.
  • the in-band signaling scheme is different depending on the P_I value (interleaving frame is divided into signal frames corresponding to the P_I value) and other PLP information.
  • the value of P_I is 1, that is, when PLP information corresponding to one interleaving frame is mapped to one signal frame, information of another PLP is additionally signaled to in-band signaling information. This is for fast zapping time such as when changing channels. In this case, not only the current PLP but also information of another PLP should be signaled to in-band signaling information. If there is a Type2 data PLP in the corresponding signal frame, the start position information of the sub slice group is also addressed as many as the number of sub slice groups.
  • the configuration of signal frames corresponding to the number of corresponding P_I should be known. Therefore, in the present invention, the start position information of the sub slice group is addressed as many as the number of sub slice groups in addition to the basic T2 configuration.
  • the case where both the Type1 data PLP and the Type2 data PLP exist in one signal frame is considered.
  • FIG. 73 illustrates an embodiment of a syntax structure for in-band signaling information according to the present invention.
  • two bits are allocated to the PADDING_TYPE field and indicate a padding type.
  • the PLP_L1_CHANGE_COUNTER field is allocated 8 bits and indicates the number of super frames remaining before the L1 configuration (e.g., the contents of the fields included in the L1 pre-signaling or the contents of the configuration part of the L1 post signaling) is changed. Indicates.
  • the 'for' loop includes a SUB_SLICE_INTERVAL field, a START_RF_IDX field, a CURRENT_PLP_START field, and a NUM_SUB_SLICES_GROUP field.
  • the SUB_SLICE_INTERVAL field is allocated 22 bits and indicates the number of OFDM cells from the start of one subslice of the current PLP to the start of the next subslice in the same PLP.
  • the START_RF_IDX field is allocated with 3 bits, and indicates the ID of the start frequency of the TFS scheduled frame for the next signal frame.
  • the CURRENT_PLP_START field is allocated 22 bits and indicates the start position of the current PLP.
  • the NUM_SUB_SLICES_GROUP field is assigned with 3 bits and represents the number of sub-slice groups.
  • the NUM_SUB_SLICES_GROUP field is fixed to a constant value, for example, 3 bits. In this case, the number of sub-slice groups may be up to 7.
  • the current PLP is a Type2 data PLP
  • there is a 'for' loop (hereinafter, referred to as a sub-slice group loop) repeated as much as the NUM_SUB_SLICES_GROUP field value
  • the sub-slice group loop includes a sub-slice group start (SUB_SLICES_GROUP_START) field.
  • the sub-slice group start (SUB_SLICES_GROUP_START) field is allocated 22 bits in one embodiment, and indicates the start position of the corresponding sub-slice group.
  • 10 bits are allocated for the CURRENT_PLP_NUM_BLOCKS field and indicate the number of FEC blocks included in the current interleaving frame with respect to the current PLP.
  • the NUM_OTHER_PLP_IN_BAND field is allocated 8 bits and represents the number of other PLPs in the in-band.
  • the 'for' loop includes a PLP_ID field, a PLP_START field, and a PLP_NUM_BLOCKS field.
  • Eight bits are allocated to the PLP_ID field and indicate an identifier for uniquely identifying the corresponding PLP.
  • the PLP_START field is assigned with 22 bits and indicates the start position of the corresponding PLP.
  • the PLP_NUM_BLOCKS field is assigned with 10 bits and indicates the number of FEC blocks included in the current interleaving frame for the corresponding PLP.
  • the current PLP is a Type1 data PLP and the NUM_SUB_SLICES_GROUP field value is not 0, there is a 'for' loop that is repeated by the NUM_SUB_SLICES_GROUP field value, and this 'for' loop includes the SUB_SLICES_GROUP_START field.
  • the SUB_SLICES_GROUP_START field indicates the start position of the corresponding Type1 data PLP.
  • the in-band signaling information signaled as described above is transmitted to the receiving device.
  • the IN_BAND_FLAG field in the configuration L1 post signaling information is set to 1 to indicate that in-band signaling information is transmitted. Conversely, if the value of the IN_BAND_FLAG field is 0, this indicates that in-band signaling information is not transmitted.
  • the reception apparatus decodes the L1 pre signaling information from the P2 symbol and decodes the L1 post signaling information based on the decoded L1 pre signaling information. At this time, if the IN_BAND_FLAG field of the dynamic L1 post signaling information in the L1 post signaling information is set to 1, it is determined that in-band signaling is used.
  • the information of the P2 symbol is not needed from the next signal frame, and information of the current PLP can be obtained from the in-band signaling region existing in the BB frame of each PLP. If P_I has a value of 1, information of another PLP is included in the in-band signaling information for fast channel change.
  • the value of P_I in the in-band signaling information is checked to determine how many signal frames the interleaved frame of the corresponding PLP is spread. If the value of P_I is 1, information of a corresponding PLP and another PLP of one signal frame may be obtained through in-band signaling information.
  • the number of sub slices included in one sub slice group is obtained using the NUM_SUB_SLICE _GROUP field value (that is, the number of sub slice groups) and the SUB_SLICES_PER_FRAME field value (that is, the number of sub slices per signal frame). That is, it can be known whether the Type2 data PLP exists in the signal frame from the NUM_SUB_SLICES_GROUP field value and the SUB_SLICE_INTERVAL field value.
  • the Type2 data PLP determines that the signal frame is mapped to the corresponding signal frame in a sub-slice group method. If the NUM_SUB_SLICES_GROUP field value is 0 and the SUB_SLICE_INTERVAL field value is not 0, it is determined that the corresponding signal frame does not use the sub-slice group method according to the present invention. do.
  • Type2 data PLP exists in the corresponding signal frame from the NUM_SUB_SLICES_GROUP field value and the SUB_SLICE_INTERVAL field value, and the Type2 data PLP is mapped in the sub-slice group method, from the SUB_SLICES_GROUP_START field of the 'for' loop repeated as much as the NUM_SUB_SLICES_GROUP field value. Obtain start position information of each sub-slice group.
  • the first start position (ie, the start position of the first sub-slice of the corresponding Type2 data PLP) is obtained using the CURRENT_PLP_START field of the given Type2 data PLP, and the corresponding PLP information may be obtained in order using the SUB_SLICE_INTERVAL field value.
  • the length of the corresponding PLP in each sub-slice group can be obtained by using the CURRENT_PLP_NUM_BLOCKS field value and the NUM_SUB_SLICES_GROUP field value.
  • corresponding PLP information may be obtained using the CURRENT_PLP_START field value and the CURRENT_PLP_NUM_BLOCKS field value as in the conventional terrestrial broadcasting system.
  • P_I If the value of P_I is greater than 1, it means that the information of the current PLP is spread in multiple signal frames, and in each spread signal frame, PLP_ID field, SUB_SLICE_INTERVAL field, PLP_NUM_BLOCKS field, NUM_SUB_SLICES_GROUP field, PLP_START field, SUB_SLICES_GROUP_START field.
  • the current PLP information can be obtained using the value.
  • a bit allocated to the NUM_SUB_SLICES_GROUP field, a bit allocated to the SUB_SLICES_GROUP_START field, and an allocation position in the corresponding signaling information may be easily changed by those skilled in the art, and thus the present invention will not be limited to the above embodiments.
  • a signal frame that obtains higher time / frequency diversity and robustness than conventional terrestrial broadcasting systems Suggest a structure.
  • the present invention is directed to improving time / frequency diversity and robustness in a mobile environment.
  • in addition to the preamble structure of the conventional terrestrial broadcasting system by signaling the L1 signaling information of the next signal frame in a spread form in the current signal frame, improved time and frequency diversity than the conventional terrestrial broadcasting system To get the effect.
  • the L1 signaling information is allocated only to a certain number of P2 symbols in the preamble region, robustness may be insufficient in a mobile environment. This is because the number of P2 symbols in the conventional terrestrial broadcasting system, in particular, the T2 system is determined to be 1 to 16 according to the corresponding FFT size.
  • the present invention uniformly spreads the L1 signaling information of the next signal frame to the current signal frame in addition to the preamble structure of the conventional terrestrial broadcasting system, thereby improving the time diversity of the L1 signaling information of the next signal frame. Maximize. As a result, robustness in a mobile environment can be obtained.
  • the embodiment of the present invention indicates whether the L1 signaling information of the next signal frame is spread to the current signal frame using the L1_REPETITION_FLAG field of the L1 pre-signaling information. For example, if the L1_REPETITION_FLAG field is 1, it indicates that the L1 signaling information of the next signal frame is spread to the current signal frame, and 0 indicates that it is not spread. That is, when the L1_REPETITION_FLAG field is 0, it indicates that the L1 signaling information is signaled only in the preamble part of the signal frame as in the conventional terrestrial broadcasting system.
  • the signal frame is largely divided into a preamble region and a data region.
  • the preamble region includes one P1 symbol and one or more P2 symbols.
  • the data area includes a plurality of data symbols (or data OFDM symbols). Each OFDM symbol is composed of a plurality of subcarriers.
  • spreading of L1 signaling information is performed in a data region.
  • the L1_REPETITION_FLAG field is 1, it indicates that the L1 signaling information of the next signal frame is spread in the data area of the current signal frame, and 0 indicates that it is not spread in the data area of the current signal frame.
  • the L1 signaling information is spread to at least one data symbol.
  • spreading of L1 signaling information is performed by a frame builder of a broadcast transmission device.
  • the cell mapper of the frame builder receives each PLP and L1 signaling information encoded by the BICM module, and maps each PLP and L1 signaling information to a corresponding cell of the signal frame according to the scheduling information of the scheduler.
  • spreading of the L1 signaling information is performed during the framing of the cell mapper in the frame builder.
  • the frame builder may be referred to as a flame building module, a frame mapper, and corresponds to the frame builder, frame mapper, or frame building module of FIGS. 1 to 62.
  • the scheduler generates L1 signaling information to be mapped to a preamble region and L1 signaling information to be spread to a data region.
  • FIG. 74 illustrates an embodiment of a spread pattern of L1 signaling information mapped to a signal frame according to the present invention.
  • FIG. 74 illustrates an example in which L1 signaling information is spread to a data region for a data PLP in a signal frame.
  • L1 signaling information is spread for all data symbols present in one signal frame (ie, data OFDM symbols except P1 and P2 symbols).
  • each column corresponds to each OFDM symbol, and each OFDM symbol is composed of several subcarriers.
  • One square corresponds to one subcarrier, that is, one cell.
  • the size of the entire L1 signaling information must be known. That is, it is necessary to know the total number of cells of the L1 signaling information included in the signal frame.
  • the size of the L1 pre-signaling information is defined as 1840 BPSK symbols, and the size of the L1 post-signaling information is defined in the L1_POST_SIZE field.
  • the L1_POST_SIZE field is included in the L1 pre-signaling information, and 18 bits are allocated in one embodiment.
  • the size of the preset L1 pre-signaling information and the size of the L1 post-signaling information extracted from the L1_POST_SIZE field are combined, the size of the total L1 signaling information (that is, the number of cells of the entire L1 signaling information) can be known.
  • the number of cells of the L1 signaling information to be allocated to each data OFDM symbol is determined by dividing it by the length of the data region of the corresponding signal frame, that is, the number of data OFDM symbols in the signal frame. do.
  • the determined number of L1 signaling information cells are allocated to each data OFDM symbol. In this way, a uniform number of L1 signaling information cells are allocated to each data OFDM symbol.
  • the number of data OFDM symbols in the signal frame may be extracted from the NUM_DATA_SYMBOLS field in the L1 pre-signaling information.
  • the NUM_DATA_SYMBOLS field indicates the number of data OFDM symbols except for the P1 and P2 symbols in the signal frame.
  • the total number of cells of the L1 signaling information is divided by the number of data OFDM symbols in the corresponding signal frame, the total number of L1 signaling information cells is allocated to the preceding data OFDM symbol one by one unless the total number is divided. Shall be.
  • the uniform number of L1 signaling information cells obtained above are bundled and allocated sequentially from the first data OFDM symbol.
  • the allocation from the first subcarrier of the first data OFDM symbol according to an embodiment.
  • neighboring at least two data OFDM symbols prevent L1 signaling information cells from being allocated to the same subcarrier. That is, when allocating the L1 signaling information cell to the current OFDM symbol, the subcarriers are allocated immediately after the allocated positions of the L1 signaling information cells of the previous OFDM symbol, so that neighboring two data OFDM symbols do not overlap each other.
  • FIG. 74 an example in which the number of L1 signaling information cells mapped to one OFDM symbol is 4 is shown, and at least two neighboring data OFDM symbols are not allocated to the same subcarrier.
  • the L1 signaling information of the next signal frame is uniformly distributed in both time and frequency axes in the entire signal frame structure.
  • a plurality of L1 signaling information cells are bundled and allocated to adjacent subcarriers, which is solved by a frequency interleaver performing interleaving.
  • L1 signaling information cells are uniformly mapped at regular intervals, and L1 signaling information cells are cyclically shifted in the frequency domain for every data OFDM symbol, thereby obtaining time and frequency diversity.
  • the L1 signaling information spread in the data region is L1 signaling information of a next signal frame.
  • the L1 signaling information includes all of the L1 pre-signaling information, the configurable L1 post-signaling information, and the dynamic L1 post-signaling information.
  • the L1 signaling information of the next signal frame to be spread to the current signal frame may be at least one of L1 pre-signaling information, configurable L1 post signaling information, and dynamic L1 post signaling information.
  • the number of L1 signaling information cells to be mapped to one data OFDM symbol varies depending on which one is spread.
  • FIG. 75 is a flowchart illustrating an embodiment of a method in which all L1 signaling information of a next signal frame is mapped to data OFDM cells of a current signal frame to have a spread pattern as shown in FIG. 74.
  • the number of cells of the entire L1 signaling information to be spread in the current signal frame is obtained by using the preset size of the L1 pre-signaling information and the size of the L1 post-signaling information extracted from the L1_POST_SIZE field (S113101).
  • the number of cells of L1 signaling information to be allocated to each data OFDM symbol is determined by dividing the number of cells of the entire L1 signaling information obtained in step S113101 by the number of data OFDM symbols in the current signal frame (S113102).
  • the determined uniform number of L1 signaling information cells are allocated to each data OFDM symbol (S113103).
  • a uniform number of L1 signaling information cells are allocated to each data OFDM symbol. That is, in step S113103, a uniform number of L1 signaling information cells are bundled and sequentially allocated from the first data OFDM symbol.
  • the allocation from the first subcarrier of the first data OFDM symbol according to an embodiment.
  • neighboring at least two data OFDM symbols prevent L1 signaling information cells from being allocated to the same subcarrier.
  • the total number of cells of the L1 signaling information is divided by the number of data OFDM symbols in the corresponding signal frame in step S113102, the total number of L1 signaling information cells in the step S113103 is the front data OFDM symbol in step S113103. Assign one to each.
  • FIG. 76 shows another embodiment of a spread pattern of L1 signaling information mapped to a signal frame according to the present invention.
  • L1 signaling information cells are not bound and mapped to one data OFDM symbol, and each L1 signaling information cell is uniformly mapped at regular intervals. That is, after the L1 signaling information cell is allocated to one subcarrier in one data OFDM symbol, the next L1 signaling information cell is allocated to the subcarrier instead of the next subcarrier.
  • the L1 signaling information of the next signal frame is divided into cell units and uniformly allocated to the frequency axis of one data OFDM symbol. By doing so, in the entire frame structure, as shown in FIG. 74, the L1 signaling information of the next signal frame is uniformly distributed on both the time and frequency axes.
  • FIG. 76 a method of obtaining the number of cells of L1 signaling information to be mapped to one data OFDM symbol among the total number of cells of L1 signaling information of the next signal frame to which the current signal frame is spread and the total number of cells of the L1 signaling information is shown in FIG. Applying the method of 74 as it is in an embodiment. That is, the number of cells of the total L1 signaling information to be spread in the current signal frame is obtained by using the preset size of the L1 pre-signaling information and the size of the L1 post-signaling information extracted from the L1_POST_SIZE field.
  • the number of cells of the L1 signaling information to be allocated to each data OFDM symbol is determined by dividing the number of cells of the entire L1 signaling information by the number of data OFDM symbols in the current signal frame.
  • the determined uniform number of L1 signaling information cells are allocated to each data OFDM symbol.
  • a uniform number of L1 signaling information cells are allocated in order from the first data OFDM symbol.
  • L1 signaling information cells are allocated at predetermined intervals in the frequency domain.
  • the first LI signaling information cell is allocated to the first subcarrier of the first data OFDM symbol.
  • neighboring at least two data OFDM symbols prevent L1 signaling information cells from being allocated to the same subcarrier.
  • step S113103 when the total number of cells of the L1 signaling information is divided by the number of data OFDM symbols in the corresponding signal frame, and not completely divided, in step S113103, as many as the remaining number of L1 signaling information cells are included in the previous data OFDM symbol. In one embodiment of the assignment.
  • the L1 signaling information of the next signal frame to be spread to the current signal frame may be at least one of L1 pre-signaling information, configuration L1 post signaling information, and dynamic L1 post signaling information.
  • the number of L1 signaling information cells to be mapped to one data OFDM symbol varies depending on which one is spread.
  • 77 shows another embodiment of a spread pattern of L1 signaling information mapped to a signal frame according to the present invention.
  • FIG. 77 illustrates an embodiment of allocating both L1 pre-signaling information and L1 post-signaling information of a next signal frame to a current signal frame, wherein L1 pre-signaling information is spread only to predetermined data OFDM symbols in a data region.
  • L1 post signaling information is spread to all OFDM symbols in the data region.
  • L1 pre spread section a section in which the L1 pre signaling information of the next signal frame is spread. That is, one or more data OFDM symbols are included in the L1 pre spread period.
  • the number of data OFDM symbols included in the L1 free spread period is indicated by using the SYMBOLS_FOR_DISTRIBUTED_L1_PRE field.
  • the SYMBOLS_FOR_DISTRIBUTED_L1_PRE field is included in the L1 signaling information of the current signal frame included in the P2 symbol.
  • a preamble symbol may be added to a signal frame according to the present invention, and the SYMBOLS_FOR_DISTRIBUTED_L1_PRE field may be signaled to the added preamble symbol.
  • the L1 pre signaling information and the L1 post signaling information are encoded in different ways, and the L1 pre signaling information exists to decode the L1 post signaling information.
  • the present invention is to predetermine a section in which the L1 pre-signaling information is spread.
  • the present invention first spreads the L1 pre-signaling information of the next signal frame to the data OFDM symbol of the L1 pre-spread interval in the manner as shown in FIG. 74.
  • the number of cells of L1 pre-signaling information to be spread in the L1 pre-spread period is predetermined, and the number of cells of L1 post-signaling information is extracted from the L1_POST_SIZE field. That is, the L1 pre signaling information is defined as 1840 BPSK symbols.
  • the number of cells of the L1 pre-signaling information is divided by the number of data OFDM symbols included in the L1 pre-spread period to determine the number of cells of the L1 pre-signaling information to be allocated to each data OFDM symbol of the L1 pre-spread period. Then, the determined number of L1 pre-signaling information cells are allocated to each data OFDM symbol in the L1 pre-spread period. In this way, a uniform number of L1 pre-signaling information cells are allocated to each data OFDM symbol.
  • a uniform number of L1 pre-signaling information cells are bundled and sequentially allocated from the first data OFDM symbol of the L1 pre-spread interval.
  • the first subcarrier of the first data OFDM symbol of the L1 free spread interval is allocated.
  • the two neighboring data OFDM symbols ensure that the L1 pre-signaling information cells are not allocated to the same subcarrier.
  • the remaining number of L1 pre-signaling information cells is 1 to the preceding data OFDM symbol in the L1 pre-spread interval if not completely divided.
  • the allocation is done one by one.
  • the L1 pre-signaling information cells are uniformly mapped at regular intervals, and the L1 pre-signaling information cells are cyclically shifted in the frequency domain for every data OFDM symbol, thereby allowing time and frequency divers. You get a city.
  • the L1 post-signaling information of the next signal frame is spread and mapped.
  • a predetermined number of L1 post signaling information cells are mapped to an L1 pre spread section, and the remaining number of L1 post signaling information cells are spread to a region other than the L1 pre spread section of the data region of the current signal frame. Mapping is an embodiment.
  • the total number of cells of the L1 post signaling information is extracted from the L1_POST_SIZE field.
  • the number of cells of L1 post signaling information to be spread in the L1 pre spread period is divided by the number of data OFDM symbols included in the L1 pre spread period, and the cells of the L1 post signaling information to be allocated to each data OFDM symbol in the L1 pre spread period. Determine the number.
  • the number of cells of the L1 post-signaling information to be spread in the section excluding the L1 pre-spread period is divided by the number of data OFDM symbols included in the section except the L1 pre-spread period. The number of cells of L1 post signaling information to be allocated is determined.
  • the number of L1 post signaling information cells to be allocated to each OFDM symbol of the L1 spread period and the number of L1 post signaling information cells to be allocated to each OFDM symbol of the interval except the L1 pre spread period may be the same or different.
  • FIG. 77 shows an example in which four L1 post signaling information cells are allocated to each OFDM symbol in the L1 spread interval, and three L1 post signaling information cells are allocated to each OFDM symbol in the interval except the L1 pre spread interval.
  • the determined number of L1 is determined.
  • the pre-signaling information cell is allocated to each data OFDM symbol of the L1 free spread interval and to each OFDM symbol of the interval except the L1 free spread interval.
  • At least two neighboring data OFDM symbols do not allocate the L1 post signaling information cell to the same subcarrier.
  • the remaining number of L1 post signaling information cells are divided into L1 pre spread periods. In the embodiment of the present invention, allocating one data packet to one data OFDM symbol is performed. Similarly, when dividing the number of cells of the L1 post signaling information to be allocated to the remaining sections except for the L1 pre-spread period by the number of data OFDM symbols in the remaining sections, the remaining number of L1 post signaling information cells are remaining in the remaining sections unless completely divided. In the embodiment of the present invention, allocating one data packet to one data OFDM symbol is performed.
  • the L1 post signaling information cells are uniformly mapped at regular intervals, and the L1 post signaling information cells are cyclically shifted in the frequency domain for every data OFDM symbol, thereby providing time and frequency. Diversity is gained.
  • the frame latency can be reduced.
  • the L1 post signaling information is uniformly mapped to the entire signal frame as shown in FIGS. 74 to 76, the L1 pre signaling information is decoded in the n th signal frame to decode the L1 post signaling information in the n + 1 th signal frame. Since data PLP information of the n + 2th signal frame can be obtained, latency of an additional signal frame is generated. However, as shown in FIG.
  • the L1 pre-signaling information and the L1 post-signaling information are simultaneously stored in different buffers at predetermined positions, and after decoding the L1 pre-signaling information, the L1 post-signaling information in one signal frame can also be decoded. There is no additional frame latency.
  • the receiver does not know the length of the signal frame before decoding the L1 pre-signaling information, so that the receiver has a time diversity called an L1 pre spread interval.
  • the L1 post signaling information can be equally allocated to the entire signal frame.
  • the length of the signal frame should be larger than the value of the SYMBOLS_FOR_DISTRIBUTED_L1_PRE field that can know the L1 prespread interval.
  • the BICM decoder passes through the frequency deinterleaver and the cell demapper in the frame demapper. Obtain L1 signaling information and desired PLP information. That is, the cell demapper extracts cells of the common PLP and the data PLP and L1 signaling information spread to the data PLP from the received transmission frame.
  • the BICM decoder performs error correction decoding on each cell and restores the original form. For example, information about the current signal frame may be obtained from the L1 signaling information received by being mapped to the common PLP, and information about the next signal frame may be obtained from the L1 signaling information received by being mapped to the data PLP.
  • the reception apparatus needs to know the FFT type and the pilot pattern to know the location of the L1 pre-signaling information.
  • the FFT type may be known through the P1 symbol, but the pilot pattern may not be known.
  • the pilot separation from PP1 to PP8 is 3, 6, 12, and 24 with a minimum of 3 intervals. For this reason, the cell mapper of the transmitting apparatus should consider well so as not to allocate the L1 signaling information to subcarriers of a multiple of three.
  • the receiving device can avoid scattered pilots by receiving only L1 signaling information that is not in a subcarrier of a multiple of three, and in the case of continuous pilots, the location of the subcarriers is known at the receiving device. Assume that there is.
  • the L1 pre-signaling information may also be decoded by decoding the L1 pre-signaling information.
  • FIG. 78 shows an embodiment of the signal frame structure of the present invention reflecting the structure of the scattered pilot mentioned above.
  • the L1 signaling information is not allocated to subcarriers of a multiple of 3, there is no cell overlapping with the distributed pilot. This means that L1 pre-signaling information and L1 post-signaling information mapped to a predetermined position can be obtained without knowing the pattern of the distributed pilot.
  • Cells of the data PLP are mapped to cells that are subcarriers of a multiple of three but not the location of the pilot.
  • the receiving apparatus checks whether the L1_REPETITION_FLAG field is set to 1 in the L1 pre-signaling information of the current signal frame. If the L1_REPETITION_FLAG field is set to 1, it is determined that the L1 signaling information spread in the next signal frame is used.
  • the receiving apparatus knows the FFT type through the P1 symbol, and uses the amount of L1 post signaling information to be included in the L1 pre spread interval, and the cells of L1 pre signaling information and L1 post signaling information mapped to the L1 pre spread interval.
  • the quantity and distribution pattern are known.
  • the L1 free spread section may be known through a SYMBOLS_FOR_DISTRIBUTED_L1_PRE field value.
  • the size of the overall signal frame can be known through the PIFT_PATTERN field and the NUM_DATA_SYMBOLS field values that can be known after decoding the FFT type and L1 pre-signaling information, which are known through the P1 symbol, and L1 post-signaling information spread over the entire signal frame. Can be decoded. Therefore, decoding of the L1 pre-signaling information and the L1 post-signaling information in one signal frame can be performed.
  • the L1 pre-signaling information and the L1 post-signaling information mapped to a predetermined position can be decoded without knowing the pilot pattern. Will be.
  • Embodiments of the broadcast transmission device, the broadcast reception device, and the broadcast signal transmission / reception method according to the present invention may be used in the field of broadcasting and communication.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

프리앰블 영역과 데이터 영역으로 구성되고, 상기 데이터 영역은 복수개의 데이터 심볼로 구성되는 신호 프레임을 포함하는 방송 신호를 송신하는 방송 송신 장치 및 방송 신호 송신 방법이 개시된다. 상기 방송 송신 장치는 스케쥴러, 프레임 빌더, 변조 모듈, 및 전송부를 포함한다. 상기 스케쥴러는 제1 시그널링 정보와 제2 시그널링 정보를 생성한다. 상기 프레임 빌더는 방송 데이터를 상기 데이터 영역의 데이터 심볼들에 매핑하고, 상기 제1 시그널링 정보를 상기 프리앰블 영역의 프리앰블 심볼들에 매핑하며, 상기 제2 시그널링 정보를 상기 데이터 영역의 데이터 심볼들에 시간과 주파수 방향으로 스프레드시켜 매핑하여 신호 프레임을 구성한다. 상기 변조 모듈은 상기 신호 프레임에 대해 변조를 수행하고, 변조된 신호 프레임의 프리앰블 영역에 제3 시그널링 정보를 삽입한다. 상기 전송부는 상기 제3 시그널링 정보가 삽입된 신호 프레임을 포함하는 방송 신호를 송신한다.

Description

방송 송신 장치, 방송 수신 장치, 및 방송 신호를 송신하고 수신하는 방법
본 발명은 방송 신호를 송신하는 방송 송신 장치, 방송 신호를 수신하는 방송 수신 장치 및 방송 신호 송/수신 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 모바일 방송 신호를 송신하고 수신하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
아날로그 방송 신호에 대한 송출의 중단 시점이 다가오면서, 디지털 방송 신호를 송수신하기 위한 다양한 기술들이 개발되고 있다. 디지털 방송 신호는 아날로그 방송 신호에 비해 대용량의 비디오/오디오 데이터를 포함할 수 있으며, 비디오/오디오 데이터 외에도 다양한 부가 데이터를 포함할 수 있다.
즉, 디지털 방송을 위한 디지털 방송 시스템은 HD(High Definition)급의 영상과 다채널의 음향 및 다양한 부가 서비스를 제공할 수 있다. 다만, 고용량의 데이터 전송을 위한 데이터 전송 효율, 송수신 네트워크의 강인성(robustness) 및 모바일 수신 장비를 고려한 네트워크의 유연성(flexibility)은 여전히 개선해야 하는 과제이다.
따라서 본 발명의 목적은 기존의 방송 시스템의 RF 신호를 사용하여 추가적인 주파수 확보없이도, 추가적인 방송 신호를 전송하고 수신할 수 있는 방송 송신 장치, 방송 수신 장치, 그리고 추가적인 방송 신호를 송신하고 수신하는 방법을 제공하는데 있다.
본 발명의 다른 목적은 기존의 방송 시스템의 RF 신호를 사용하여 추가적인 주파수 확보없이도, 모바일 방송 신호를 전송하고 수신할 수 있는 방송 송신 장치, 방송 수신 장치, 그리고 모바일 방송 신호를 송신하고 수신하는 방법을 제공하는데 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 Type2 데이터 PLP의 경우 서브 슬라이스 그룹 구조를 이용하여 전송하고 수신할 수 있도록 함으로써, 시간 다이버시티(time diversity)를 향상시키는 방송 송신 장치, 방송 수신 장치, 및 방송 신호의 송수신 방법을 제공하는데 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 L1 시그널링 정보를 데이터 영역에 균등하게 스프레드시켜 전송하고 수신할 수 있도록 함으로써, 시간 다이버시티를 향상시키는 방송 송신 장치, 방송 수신 장치, 그리고 방송 신호의 송/수신 방법을 제공하는데 있다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 송신 장치는 스케쥴러, 프레임 빌더, 변조 모듈, 및 전송부를 포함한다. 본 발명에 따른 신호 프레임은 프리앰블 영역과 데이터 영역으로 구성되며, 상기 데이터 영역은 복수개의 데이터 심볼로 구성된다. 상기 스케쥴러는 제1 시그널링 정보와 제2 시그널링 정보를 생성한다. 상기 프레임 빌더는 방송 데이터를 상기 데이터 영역의 데이터 심볼들에 매핑하고, 상기 제1 시그널링 정보를 상기 프리앰블 영역의 프리앰블 심볼들에 매핑하며, 상기 제2 시그널링 정보를 상기 데이터 영역의 데이터 심볼들에 시간과 주파수 방향으로 스프레드시켜 매핑하여 신호 프레임을 구성한다. 상기 변조 모듈은 상기 신호 프레임에 대해 변조를 수행하고, 변조된 신호 프레임의 프리앰블 영역에 제3 시그널링 정보를 삽입한다. 상기 전송부는 상기 제3 시그널링 정보가 삽입된 신호 프레임을 포함하는 방송 신호를 송신한다.
상기 제1 시그널링 정보는 현재 신호 프레임의 레이어1(L1) 시그널링 정보를 포함하고, 상기 제2 시그널링 정보는 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보를 포함한다. 상기 제3 시그널링 정보는 P1 시그널링 정보를 포함하며, 상기 P1 시그널링 정보는 프리앰블 포맷 정보를 포함한다.
상기 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보는 다음 신호 프레임을 위한 L1 프리 시그널링 정보와 L1 포스트 시그널링 정보 중 적어도 하나를 포함한다. 상기 L1 프리 시그널링 정보는 상기 L1 포스트 시그널링 정보의 수신 및 디코딩을 위한 시그널링 정보를 포함하고, 상기 L1 포스트 시그널링 정보는 상기 방송 데이터의 수신 및 디코딩을 위한 시그널링 정보를 포함한다.
상기 프레임 빌더는 일 실시예로, 상기 데이터 영역에 스프레드될 L1 시그널링 정보의 셀 개수와 상기 데이터 영역의 데이터 심볼들의 개수를 기반으로 각 데이터 심볼에 할당될 L1 시그널링 정보의 셀 개수를 획득하고, 상기 획득된 셀 개수의 L1 시그널링 정보의 셀들을 상기 데이터 영역의 각 데이터 심볼의 해당 서브 캐리어들에 매핑한다. 이때 상기 프레임 빌더는 매 데이터 심볼마다 상기 L1 시그널링 정보의 셀들을 주파수 도메인으로 사이클릭 쉬프트시킨다.
상기 프레임 빌더는 다른 실시예로, 상기 데이터 영역에 스프레드될 L1 프리 시그널링 정보의 셀 개수와 상기 L1 프리 스프레드 구간에 포함되는 데이터 심볼들의 개수를 기반으로 상기 L1 프리 스프레드 구간의 각 데이터 심볼에 할당될 L1 프리 시그널링 정보의 셀 개수를 획득하고, 상기 획득된 셀 개수의 L1 프리 시그널링 정보의 셀들을 상기 L1 프리 스프레드 구간 내 각 데이터 심볼의 해당 서브 캐리어들에 매핑한다. 이때 상기 프레임 빌더는 상기 L1 프리 스프레드 구간 내 매 데이터 심볼마다 상기 L1 프리 시그널링 정보의 셀들을 주파수 도메인으로 사이클릭 쉬프트시킨다.
상기 프레임 빌더는 또 다른 실시예로, 상기 데이터 영역에 스프레드될 L1 포스트 시그널링 정보의 셀들을 상기 데이터 영역의 L1 프리 스프레드 구간에 스프레드될 셀들과 나머지 구간에 스프레드될 셀들로 구분하고, 구분된 L1 포스트 시그널링 정보의 셀들을 상기 L1 프리 스프레드 구간과 나머지 구간의 각 데이터 심볼의 해당 서브 캐리어들에 매핑한다. 이때 상기 프레임 빌더는 상기 L1 프리 스프레드 구간과 나머지 구간의 매 데이터 심볼마다 상기 L1 포스트 시그널링 정보의 셀들을 주파수 도메인으로 사이클릭 쉬프트시킨다.
본 발명의 일 실시예에 따른 신호 프레임은 프리앰블 영역과 데이터 영역으로 구성되고, 상기 데이터 영역은 복수개의 데이터 심볼로 구성되며, 이러한 신호 프레임을 포함하는 방송 신호를 송신하는 방법은 제1 시그널링 정보와 제2 시그널링 정보를 생성하는 단계, 방송 데이터는 상기 데이터 영역의 데이터 심볼들에 매핑하고, 상기 제1 시그널링 정보는 상기 프리앰블 영역의 프리앰블 심볼들에 매핑하며, 상기 제2 시그널링 정보는 상기 데이터 영역의 데이터 심볼들에 시간과 주파수 방향으로 스프레드시켜 매핑하여 신호 프레임을 구성하는 단계, 상기 신호 프레임에 대해 변조를 수행하고, 변조된 신호 프레임의 프리앰블 영역에 제3 시그널링 정보를 삽입하는 단계, 및 상기 제3 시그널링 정보가 삽입된 신호 프레임을 포함하는 방송 신호를 송신하는 단계를 포함한다.
상기 제1 시그널링 정보는 현재 신호 프레임의 레이어1(L1) 시그널링 정보를 포함하고, 상기 제2 시그널링 정보는 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보를 포함한다. 상기 제3 시그널링 정보는 P1 시그널링 정보를 포함하며, 상기 P1 시그널링 정보는 프리앰블 포맷 정보를 포함한다.
상기 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보는 다음 신호 프레임을 위한 L1 프리 시그널링 정보와 L1 포스트 시그널링 정보 중 적어도 하나를 포함하며, 상기 L1 프리 시그널링 정보는 상기 L1 포스트 시그널링 정보의 수신 및 디코딩을 위한 시그널링 정보를 포함하고, 상기 L1 포스트 시그널링 정보는 상기 방송 데이터의 수신 및 디코딩을 위한 시그널링 정보를 포함한다.
상기 신호 프레임을 구성하는 단계는 일 실시예로서, 상기 데이터 영역에 스프레드될 L1 시그널링 정보의 셀 개수와 상기 데이터 영역의 데이터 심볼들의 개수를 기반으로 각 데이터 심볼에 할당될 L1 시그널링 정보의 셀 개수를 획득하는 단계, 및 상기 획득된 셀 개수의 L1 시그널링 정보의 셀들을 상기 데이터 영역의 각 데이터 심볼의 해당 서브 캐리어들에 매핑하는 단계를 포함하며, 상기 매핑 단계는 매 데이터 심볼마다 상기 L1 시그널링 정보의 셀들을 주파수 도메인으로 사이클릭 쉬프트시킨다.
상기 신호 프레임을 구성하는 단계는 다른 실시예로서, 상기 데이터 영역에 스프레드될 L1 프리 시그널링 정보의 셀 개수와 상기 L1 프리 스프레드 구간에 포함되는 데이터 심볼들의 개수를 기반으로 상기 L1 프리 스프레드 구간의 각 데이터 심볼에 할당될 L1 프리 시그널링 정보의 셀 개수를 획득하는 단계, 및 상기 획득된 셀 개수의 L1 프리 시그널링 정보의 셀들을 상기 L1 프리 스프레드 구간 내 각 데이터 심볼의 해당 서브 캐리어들에 매핑하는 단계를 포함하며, 상기 매핑 단계는 상기 L1 프리 스프레드 구간 내 매 데이터 심볼마다 상기 L1 프리 시그널링 정보의 셀들을 주파수 도메인으로 사이클릭 쉬프트시킨다.
상기 신호 프레임을 구성하는 단계는 또 다른 실시예로서, 상기 데이터 영역에 스프레드될 L1 포스트 시그널링 정보의 셀들을 상기 데이터 영역의 L1 프리 스프레드 구간에 스프레드될 셀들과 나머지 구간에 스프레드될 셀들로 구분하고, 상기 L1 프리 스프레드 구간에 스프레드될 L1 포스트 시그널링 정보의 셀 개수와 상기 L1 프리 스프레드 구간에 포함되는 데이터 심볼들의 개수를 기반으로 상기 L1 프리 스프레드 구간의 각 데이터 심볼에 할당될 L1 포스트 시그널링 정보의 셀 개수를 획득하는 단계, 상기 획득된 셀 개수의 L1 포스트 시그널링 정보의 셀들을 상기 L1 프리 스프레드 구간 내 각 데이터 심볼의 해당 서브 캐리어들에 매핑하는 단계, 상기 나머지 구간에 스프레드될 L1 포스트 시그널링 정보의 셀 개수와 상기 나머지 구간에 포함되는 데이터 심볼들의 개수를 기반으로 상기 나머지 구간의 각 데이터 심볼에 할당될 L1 포스트 시그널링 정보의 셀 개수를 획득하는 단계, 및 상기 획득된 셀 개수의 L1 포스트 시그널링 정보의 셀들을 상기 나머지 구간 내 각 데이터 심볼의 해당 서브 캐리어들에 매핑하는 단계를 더 포함하며, 상기 매핑 단계는 상기 L1 프리 스프레드 구간과 나머지 구간의 매 데이터 심볼마다 상기 L1 포스트 시그널링 정보의 셀들을 주파수 도메인으로 사이클릭 쉬프트시킨다.
본 발명에 따르면, 기존의 방송 시스템의 RF 신호를 사용하여 추가적인 주파수 확보 없이도, 추가적인 방송 신호 예를 들어, 모바일 방송 신호를 전송하고 수신할 수 있는 방송 시스템을 제공할 수 있다. 또한, 본 발명에 따르면, 컨텐츠를 제공하는 방송국 등의 서비스 제공자, 서비스를 송신하는 네트워크 제공자 또는 송신 서비스 제공자 등의 사업자들은 추가적인 방송 신호(예, 모바일 방송 신호)를 제공하기 위해 새로운 주파수를 할당 받을 필요가 없다.
본 발명은 서브 슬라이스 그룹 방식으로 Type2 데이터 PLP를 신호 프레임에 매핑하여 전송하고 수신하도록 함으로써, 시간 다이버시티를 기존 지상파 방송 시스템에서보다 향상시킬 수 있다. 그리고 이러한 방법은 채널 변화가 심하고 노이즈에 대한 로버스트니스(robustness)가 요구되는 모바일 환경에 적용하면 더욱 효과적이다.
본 발명은 하나의 데이터 OFDM 심볼에서는 L1 시그널링 정보 셀들을 일정 간격으로 균등하게 매핑시키고, 매 데이터 OFDM 심볼마다 L1 시그널링 정보 셀들을 주파수 도메인으로 사이클릭 쉬프트시킴으로써, 기존 지상파 방송 시스템보다 높은 시간 및 주파수 다이버시티를 얻을 수 있다. 이로 인해 모바일 환경에서 높은 로버스트니스를 갖게 된다. 특히 L1 포스트 시그널링 정보는 데이터 영역의 모든 OFDM 심볼들에서 스프레드시켜 전체 신호 프레임의 시간 다이버시티를 갖도록 하고, L1 프리 시그널링 정보는 데이터 영역 내 미리 설정된 L1 프리 스프레드 구간에서만 스프레드 시켜 시간 다이버시티를 갖도록 함으로써, 전체적인 L1 프리 시그널링 정보, L1 포스트 시그널링 정보를 추가적인 신호 프레임 레이턴시 없이 디코딩할 수 있다.
도 1은 MIMO 기술을 적용한 방송 신호 송신 장치의 일 실시예이다.
도 2는 MIMO 기술을 적용한 방송 신호 수신 장치의 일 실시예이다.
도 3은 본 발명에 따른 계층적(hierarchical) MIMO 기법을 이용한 방송 신호 송신 장치의 일 실시예이다.
도 4는 본 발명에 따른 계층적(hierarchical) MIMO 기법을 이용한 방송 신호 수신 장치의 일 실시예이다.
도 5는 본 발명에 따른 채널 상관성이 낮은 경우 심볼 매핑된 성상도의 일 실시예이다.
도 6은 본 발명에 따른 채널 상관성이 높은 경우 심볼 매핑된 성상도의 일 실시예이다.
도 7은 본 발명에 따른 하이브리드(Hybrid) MIMO 기법을 이용한 방송 신호 송신 장치의 일 실시예이다.
도 8은 본 발명에 따른 하이브리드(Hybrid) MIMO 기법을 이용한 방송 신호 수신 장치의 일 실시예이다.
도 9는 본 발명에 따른 하이브리드(Hybrid) MIMO를 사용하는 경우 단위 시간당 데이터 전송율의 일 실시예이다.
도 10은 본 발명에 따른 MIMO 기법을 이용한 방송 신호 송신 장치의 또 다른 실시예이다.
도 11은 본 발명에 따른 도 10의 방송 신호 송신 장치의 인풋 프로세서(110100)의 일 실시예이다.
도 12는 본 발명에 따른 도 10의 방송 신호 송신 장치의 BICM 모듈레이터(110200)의 일 실시예이다.
도 13은 본 발명에 따른 도 10의 방송 신호 송신 장치의 성상도 로테이터들(112800-0~p)의 로테이션과 재매핑의 일 실시예이다.
도 14는 본 발명에 따른 도 10의 방송 신호 송신 장치의 BICM 모듈레이터(110200)의 또 다른 실시예이다.
도 15는 본 발명에 따른 도 10의 방송 신호 송신 장치의 프레임 빌더(110300)의 일 실시예이다.
도 16은 본 발명에 따른 도 10의 방송 신호 송신 장치의 모듈레이터(110400)의 일 실시예이다.
도 17은 본 발명에 따른 L1-프리 시그널링 정보의 일 실시예이다.
도 18은 본 발명에 따른 L1-포스트 시그널링 정보의 일 실시예이다.
도 19는 본 발명에 따른 L1-포스트 시그널링 정보의 또 다른 실시예이다.
도 20은 본 발명에 따른 도 10의 방송 신호 송신 장치의 아날로그 프로세서(110500)의 일 실시예이다.
도 21은 본 발명에 따른 MIMO 기법을 이용한 방송 신호 수신 장치의 또 다른 실시예이다.
도 22는 본 발명에 따른 도 21의 방송 신호 수신 장치의 아날로그 프로세서(121100)의 일 실시예이다.
도 23은 본 발명에 따른 도 21의 방송 신호 수신 장치의 디모듈레이터(121200)의 일 실시예이다.
도 24는 본 발명에 따른 도 21의 방송 신호 수신 장치의 프레임 파서(121300)의 일 실시예이다.
도 25는 본 발명에 따른 도 21의 방송 신호 수신 장치의 BICM 디모듈레이터(121400)의 일 실시예이다.
도 26은 본 발명에 따른 도 21의 방송 신호 수신 장치의 BICM 디모듈레이터(121400)의 또 다른 실시예이다.
도 27은 본 발명에 따른 도 21의 방송 신호 수신 장치의 아웃풋 프로세서(121500)의 일 실시예이다.
도 28은 본 발명에 따른 MIMO 기법을 이용한 방송 신호 송신 장치의 또 다른 실시예이다.
도 29는 본 발명에 따른 도 28의 방송 신호 송신 장치의 인풋 프로세서(128100)의 또 다른 실시예이다.
도 30은 본 발명에 따른 도 28의 방송 신호 송신 장치의 스케쥴러(111300)의 일 실시예이다.
도 31은 본 발명에 따른 도 28의 방송 신호 송신 장치의 BICM 모듈레이터(128200)의 일 실시예이다.
도 32는 본 발명에 따른 도 28의 방송 신호 송신 장치의 BICM 모듈레이터(128200)의 또 다른 실시예이다.
도 33은 본 발명에 따른 도 28의 방송 신호 송신 장치의 프레임 빌더(128300)의 일 실시예이다.
도 34는 본 발명에 따른 도 28의 방송 신호 송신 장치의 OFDM 모듈레이터(128400)의 일 실시예이다.
도 35는 본 발명에 따른 PLP 기반의 NGH-전송 프레임의 일 실시예이다.
도 36은 본 발명에 따른 FEF 기반의 NGH 전송 프레임의 일 실시예이다.
도 37은 본 발명에 따른 독립적인 프레임 기반의 NGH 전송 프레임의 일 실시예이다.
도 38은 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치의 또 다른 실시예이다.
도 39는 본 발명에 따른 도 38의 방송 신호 수신 장치의 OFDM 디모듈레이터(138100)의 일 실시예이다.
도 40은 본 발명에 따른 도 38의 방송 신호 수신 장치의 프레임 디맵퍼(138200)의 일 실시예이다.
도 41은 본 발명에 따른 도 38의 방송 신호 수신 장치의 BICM 디코더(138300)의 일 실시예이다.
도 42는 본 발명에 따른 도 38의 방송 신호 수신 장치의 아웃풋 프로세서(138300)의 일 실시예이다.
도 43은 본 발명에 따른 도 38의 방송 신호 수신 장치의 아웃풋 프로세서(138300)의 또 다른 실시예이다.
도 44는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 장치의 개념도이다.
도 45는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 장치의 개념도이다.
도 46은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 장치의 개념도이다.
도 47 내지 도49는 본 발명의 일 실시예에 따른 지상파 방송 시스템의 시그널링 정보를 나타낸다.
도 50은 본 발명의 일 실시예에 따른 L1 시그널링 정보로서, PLP의 타입을 식별하는 L1-포스트 시그널링 정보를 나타낸다.
도 51은 본 발명의 일 실시예에 따른 L1 시그널링 정보로서, 코드레이트를 식별하는 L1-포스트 시그널링 정보를 나타낸다.
도 52는 본 발명의 일 실시예에 따른 L1 시그널링 정보로서, 변조 방식을 식별하는 L1-포스트 시그널링 정보를 나타낸다.
도 53은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법을 나타낸 개념도이다.
도 54는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법을 나타낸 개념도이다.
도 55는 본 발명의 일 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 방송 시스템이 전송하는 방송 신호를 나타낸 도면이다.
도 56은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 방송 시스템이 전송하는 방송 신호를 나타낸 도면이다.
도 57은 본 발명의 또 다른 일 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 방송 시스템이 전송하는 방송 신호를 나타낸 도면이다.
도 58는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 전송장치를 나타낸 도면이다.
도 59은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치를 나타낸 도면이다.
도 60은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치를 나타낸 도면이다.
도 61은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치를 나타낸 도면이다.
도 62는 본 발명에 따른 디먹싱 구조의 일 실시예이다.
도 63은 본 발명의 일 실시예에 따른 추가적인 방송 신호 프레임을 포함하는 수퍼 프레임 구조 및 그 시그널링 방법을 나타낸 도면이다.
도 64는 본 발명의 일 실시예에 따른 신호 프레임의 구조를 나타낸 도면이다.
도 65는 본 발명의 일 실시예에 따른 추가적인 방송 신호의 신호 프레임 구조를 나타낸 도면이다.
도 66은 기존 지상파 방송 시스템에서 Type2 데이터 PLP를 서브 슬라이스 구조로 매핑한 일 실시예를 보인 도면이다.
도 67은 본 발명에 따른 방송 시스템에서 도 4와 같은 서브 슬라이스 구조의 Type2 데이터 PLP를 서브 슬라이스 그룹 구조로 매핑한 일 실시예를 보인 도면이다.
도 68의 (a) 내지 (c)는 하나의 신호 프레임에서 Type1 데이터 PLP의 길이가 Type2 데이터 PLP의 길이보다 클 때의 서브 슬라이스 그룹 구조 및 Type2 데이터 PLP의 매핑 예를 보인 도면이다.
도 69의 (a) 내지 (c)는 하나의 신호 프레임에서 Type1 데이터 PLP의 길이와 Type2 데이터 PLP의 길이가 동일할 때의 서브 슬라이스 그룹 구조 및 Type2 데이터 PLP의 매핑 예를 보인 도면이다.
도 70의 (a) 내지 (c)는 하나의 신호 프레임에서 Type1 데이터 PLP의 길이가 Type2 데이터 PLP의 길이보다 작을 때의 서브 슬라이스 그룹 구조 및 Type2 데이터 PLP의 매핑 예를 보인 도면이다.
도 71의 (a),(b)는 Type1 데이터 PLP의 길이와 Type2 데이터 PLP의 길이에 따라 서브 슬라이스 그룹의 개수를 결정하는 방법의 일 실시예를 보인 도면이다.
도 72는 본 발명에 따른 다이나믹 L1 시그널링 정보에 대한 신택스 구조의 일 실시예를 보인 도면이다.
도 73은 본 발명에 따른 인밴드 시그널링 정보에 대한 신택스 구조의 일 실시예를 보인 도면이다.
도 74는 본 발명에 따른 L1 시그널링 정보를 데이터 영역에 스프레드시키는 일 실시예를 보인 도면이다.
도 75는 본 발명에 따른 L1 시그널링 정보를 데이터 영역에 스프레드시키는 방법의 일 실시예를 보인 흐름도이다.
도 76은 본 발명에 따른 L1 시그널링 정보를 데이터 영역에 스프레드시키는 다른 실시예를 보인 도면이다.
도 77은 본 발명에 따른 L1 시그널링 정보를 데이터 영역에 스프레드시키는 또 다른 실시예를 보인 도면이다.
도 78은 본 발명에 따른 L1 시그널링 정보를 데이터 영역에 스프레드시키는 또 다른 실시예를 보인 도면이다.
이하 상기의 목적을 구체적으로 실현할 수 있는 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 설명한다. 이때 도면에 도시되고 또 이것에 의해서 설명되는 본 발명의 구성과 작용은 적어도 하나의 실시예로서 설명되는 것이며, 이것에 의해서 본 발명의 기술적 사상과 그 핵심 구성 및 작용이 제한되지는 않는다.
본 발명에서 사용되는 용어는 본 발명에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어를 선택하였으나, 이는 당분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 관례 또는 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다. 또한 특정한 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당되는 발명의 설명 부분에서 상세히 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 발명에서 사용되는 용어는 단순한 용어의 명칭이 아닌 그 용어가 가지는 의미와 본 발명의 전반에 걸친 내용을 토대로 정의되어야 함을 밝혀두고자 한다.
디지털 방송 시스템에서도 두 개 이상의 송수신 안테나를 사용하여 데이터 전송효율을 높이는 방식으로, MIMO (multi-input multi-output) 기술을 적용 가능성에 대해 연구되고 있다.
MIMO 기술은 크게 전송 에러 발생을 줄이고 수신단에서의 전력 이득(gain)을 높이는 공간 다이버시티(spatial diversity) 방식과 데이터 전송율 자체를 향상시키는 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing) 방식으로 분류할 수 있다. 간략하게 설명하면, 공간 다이버시티 방식은 동일한 신호를 복수의 안테나로 전송하고, 수신기에서 수신한 신호들을 합산하여 신호의 전력 이득을 획득할 수 있으며, 이 경우 MIMO 기술뿐 아니라 MISO(Multi-Input Single-Output) 기술에서도 사용이 가능하다. 공간 멀티플렉싱 방식은, 예를 들면 전송 안테나 1 및 전송 안테나 2에서 다른 데이터를 포함하는 신호를 전송하고, 수신 안테나 1 및 수신 안테나 2에서 각각의 신호를 수신하여 전송된 데이터들을 복구할 수 있다.
MIMO 기술을 적용한 시스템의 성능은 전송 채널의 특성에 의존하는데, 특히 독립적 채널 환경들을 가진 시스템에서 그 효율이 높아진다. 환언하면, 송신단의 각 안테나에서 수신단의 각 안테나까지 이르는 각 채널들이 서로 상관성이 없는 독립적인 채널일수록 MIMO 기술을 적용한 시스템의 성능은 좋아진다. LOS (line-of-sight) 환경처럼 각 송수신 안테나간 채널들의 상호 상관성이 매우 높은 채널 환경에서는 MIMO 기술을 적용한 시스템의 성능이 급격히 떨어지거나 또는 동작 자체가 불가능한 경우가 발생할 수도 있다.
일반적으로 Wibro나 3GPP와 같은 통신 시스템에서는 송신 기지국과 사용자의 단말기 사이에 양방향 통신이 가능하다. 통신 시스템에서 송신 기지국 또는 사용자 단말기는 각각 기지국에서 단말까지의 하향 링크와 단말에서 기지국까지의 상향 링크에 대해서 지속적으로 채널 상황을 모니터링한다. 그리고, 기지국은 상향 링크 정보를 수신하여 LOS 환경처럼 MIMO 기술이 부적합한 채널환경이 검출되면, MIMO 기술을 적용하지 않고 정보를 전송할 수 있다. 하지만, 통신 시스템처럼 사용자의 단말기로부터 기지국까지의 상향 링크가 없는 방송 시스템과 같은 시스템에서는 채널 모니터링에 따라 적응적으로 신호 전송 기술을 변경할 수 없다.
이에 비해 방송 시스템의 경우 최근 양방향 통신이 가능해지고 있으나 방송의 특성상 통신이 하향 링크에 다소 집중되어 있으며, 상향 링크의 통신이 자주 이루어지가 어렵거나 상향 링크의 통신이 없는 네트워크 환경도 존재한다. 이러한 방송 시스템에서 MIMO 기술을 적용할 경우, 채널 특성에 따른 시스템의 방송 통신 성능 열화를 막기 어려운 문제점이 있다.
또한, SISO(Single-Input Single-Output) 및 MISO 방식을 사용하던 방송 시스템에 MIMO 방식을 적용하는 경우, 데이터 전송 효율을 높일 수 있으나 상술한 문제점 외에도 단일 안테나를 갖는 수신기에서도 서비스를 수신할 수 있도록 호환성을 유지해야 하는 과제가 존재한다.
본 발명에서는 이하에서 이러한 현존하는 문제점 및 과제들을 해결할 수 있는 방법을 제시하도록 한다.
또한 본 발명에서는 종래 방송 시스템, 예컨대 DVB-T2 등의 기존의 지상파 방송 시스템과 RF 주파수 대역을 공유하면서, 추가적인 방송 신호(또는 인핸스드 방송 신호), 예를 들어 모바일 방송 신호를 송수신할 수 있는 시스템을 위한 장치 및 방법을 제시할 수 있다. 이러한 모바일 방송 시스템을 DVB-NGH 또는 NGH 방송 시스템라 호칭할 수 있다.
본 발명에서는 추가적인 방송 신호, 즉 모바일 방송 신호를 DVB-NGH 방송 신호라 호칭 할 수 있으며, 모바일 방송 통신 환경에 유연성있게 대응하기 위해, 방송 서비스를 구성하는 컴포넌트들 중 비디오 신호를 복수의 컴포넌트로 구분하여 전송할 수 있다. 이를 위해, SVC(Scalable Video Coding)와 같이, 통신환경에 강인하지만 화질이 낮은 기본 비디오 컴포넌트와, 고화질의 영상을 제공할 수 있지만 통신 환경에 다소 취약한 확장 비디오 컴포넌트로 구분하여 전송할 수 있는 확장성(scalability))을 갖는 비디오 코딩 방법을 사용할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따라, 상기 기본 비디오 컴포넌트는 전송 안정성을 높이기 위해 비MIMO(non-MIMO, Multi Input Multi Output) 방식, 즉 MISO (Multi Input Single Output) 또는 SISO (Single Input Single Output) 방식으로 전송되고, 확장 비디오 컴포넌트는 개선된 쓰루풋(throughput)을 제공하기 위해 MIMO 방식으로 전송될 수 있다.
따라서 본 발명에서는 기본 비디오 컴포넌트와 추가적인 비디오 컴포넌트가 서로 다른 전송 방식으로 전송될 수 있도록 다양한 실시예들을 제공할 수 있으며, 확장성을 갖는 비디오 코딩 방법으로 SVC 외의 임의의 비디오 코딩 방법을 적용할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따라, 방송 신호의 서비스 또는 서비스 컴포넌트들이 서로 다른 PLP(Physical Layer Pipe)로 구분되어 전송될 수 있다. PLP는 데이터 전송을 위한 단위이다. 즉, 하나의 서비스가 하나의 PLP로 전송될 수도 있고, 하나의 서비스를 구성하는 서비스 컴포넌트들이 구분되어 서로 다른 PLP로 전송될 수도 있다. 만일 하나의 서비스를 구성하는 서비스 컴포넌트들이 구분되어 서로 다른 PLP로 전송된다면, 수신단에서 다시 하나의 서비스로 결합된다.
이하 도면을 참조하여 본 발명의 실시예들을 보다 상세히 설명한다. 이하의
설명에서 "T2" 또는 "DVB-T2"는 기존의 유럽식 디지털 지상파 방송 표준인
"Digital Video Broadcasting: Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting system"을 지칭한다.
도 1과 도 2는 MIMO 기술을 적용한 방송 신호 송수신 장치의 실시예를 나타낸다.
도 1은 MIMO 기술을 적용한 방송 신호 송신 장치의 실시예이다.
도 1에 도시된 바와 같이 방송 신호 송신 장치는 FEC(Forward Error Correction) 인코더 (101100), 심볼 맵퍼(101200), MIMO 인코더(101300), 제 1 프레임 맵퍼(101400), 제 2 프레임 맵퍼(101410), 제 1 OFDM (orthogonal frequency divisional modulation)모듈레이터 (101500) 및 제 2 OFDM 모듈레이터(101510)를 포함할 수 있다.
FEC 인코더(101100)는 전송할 데이터를 일정 단위로 나누고 데이터의 단위마다 에러 정정 부호화할 수 있다. 또한 FEC 인코더(101100)는 전송할 데이터가 에러에 강인하도록 리더던시 데이터(redundancy data)를 추가하여 에러 정정 부호화를 수행할 수 있다. 심볼 맵퍼(101200)는 에러 정정 부호화된 데이터를 심볼로 매핑한다. 예를 들어 에러 정정 부호화된 비트 데이터는, 심볼 맵퍼(101200)에 의해 QPSK(quadrature phase shift keying), QAM(quadrature amplitude modulation), PAM(pulse amplitude modulation) 등의 특정 심볼 매핑 방식에 따른 심볼로 매핑될 수 있다.
MIMO 인코더(101300)는 매핑된 심볼들을 MIMO 기법을 이용하여 여러 개의 안테나 경로로 분배할 수 있다. MIMO 인코더(101300)는 각 안테나 경로로 전송되도록 입력된 심볼들을 여러 개의 전송 스트림으로 분배할 수 있다. 도 1의 방송 신호 송신 장치는 MIMO 인코더(101300)가 2 개의 안테나 경로로 데이터를 전송하는 경우를 도시하고 있다.
제 1 프레임 맵퍼(101400)및 제 2 프레임 맵퍼(101410)는 각각 안테나 경로로 전송될 전송 스트림들을 신호 프레임에 매핑할 수 있다. 신호 프레임의 구조는 전송할 시스템에 따라 달라질 수 있다. 본 발명의 신호 프레임은 싱글 캐리어나 멀티 캐리어에 할당되어 전송될 수 있으며, 도 1에서는 멀티 캐리어에 할당되어 전송되는 경우를 설명한다.
제 1 OFDM 모듈레이터(101500) 및 제 2 OFDM 모듈레이터(101510)는 각각, OFDM방식으로 전송할 신호 프레임을 변조하고, 변조한 신호를 각각의 안테나를 통해 전송할 수 있다.
도 2는 MIMO 기술을 적용한 방송 신호 수신 장치의 일 실시예이다.
도 2에 도시된 바와 같이 방송 신호 수신 장치는 제 1 동기부(102100), 제 2 동기부(102110), 제 1 OFDM 디모듈레이터(102200), 제 2 OFDM 디모듈레이터 (102210), 제 1 프레임 파서(102300), 제 2 프레임 파서(102310), MIMO 디코더(102400), 심볼 디맵퍼(102500) 및 FEC 디코더(102600)를 포함할 수 있다. 본 발명의 신호 수신 장치는 MIMO 방식에 따라 복수개의 안테나로부터 신호를 수신할 수 있으며, 도 2에서는 도 1의 실시예에 따라 전송된 신호를 수신할 수 있도록 2개의 안테나로부터 신호를 수신하는 경우를 설명한다.
제 1 동기부(102100) 및 제 2 동기부(102110)는 각각의 안테나로부터 수신된 신호의 동기를 각각 획득할 수 있다. 제 1 동기부(102100)및 제 2 동기부(102110)는 수신한 신호의 시간 및 주파수 동기를 획득하여 각각 출력할 수 있다.
제 1 OFDM 디모듈레이터(102200) 및 제 2 OFDM 디모듈레이터(102210)는 각각, 동기를 획득한 신호에 대해 복조를 수행한다. 복조 방식은 변조 방식에 따를 수 있으며, 도 2에서는 도 1의 실시예에 대응되도록 OFDM 방식으로 복조를 수행하는 경우를 설명한다. 또한 제 1 OFDM 디모듈레이터(102200) 및 제 2 OFDM 디모듈레이터(102210)는 각각, 2개의 안테나 경로로 수신된 신호의 채널을 등화할 수 있다.
제 1 프레임 파서(102300)및 제 2 프레임 파서(102310)는 각각의 안테나 경로를 통해 등화된 신호의 프레임을 파싱한다.
MIMO 디코더(102400)는 제 1 프레임 파서(102300) 및 제 2 프레임 파서(102310)가 각각 파싱한 신호에 대해 MIMO 디코딩을 수행한다. MIMO 디코더(102400)는 각각의 안테나 경로로 분배되었던 신호를 하나의 수신 스트림을 얻을 수 있다.
심볼 디맵퍼(102500)는 신호 송신 장치에서 적용된 심볼 디맵핑 방식으로 수신 스트림에 포함된 심볼들을 비트 스트림으로 심볼 디맵핑할 수 있다.
FEC 디코더(102600)는 디맵핑된 비트 스트림을 에러 정정 복호하고 전송된 데이터를 얻을 수 있다.
방송 신호 송신 장치의 다수의 안테나로부터 방송 신호 수신 장치의 다수의 안테나까지 각각의 전송된 신호는 서로 전혀 다른 채널을 통해 전송될 수도 있고, 동일하거나 거의 유사한 채널을 통해 전송될 수도 있다. 만약 MIMO 기술을 이용하여 다수의 채널로 전송된 신호들이 동일하거나 거의 유사한 채널을 통해 전송되는 경우, 채널들 간의 상관성이 높아서 신호 수신 장치는 수신된 신호들을 분리할 수 없다. 예를 들어 LOS(Line Of Sight) 채널 등과 같이 채널 간의 상관성이 높은 채널들을 통해 전송된 신호들은, 신호 수신 장치의 MIMO 디코더에서 MIMO 디코딩이 가능하지 않을 수 있다. 따라서, 데이터 전송 효율을 높이기 위해 MIMO 기술을 적용하더라도 수신 환경에 따라 그 성능이 매우 열악해질 수 있다. 따라서 본 발명에서는 이러한 채널 상태일 경우에도 신호를 적응적으로 얻을 수 있는 방송 신호 송수신 장치를 제시하고자 한다.
도 3 및 도 4은 본 발명에 따른 계층적(hierarchical) MIMO 기법을 이용한 송수신 장치의 일 실시예이며, 도 5 및 도 6은 본 발명에 따른 채널 상관성이 낮은 경우와 채널 상관성이 높은 경우의 심볼 매핑된 성상도의 일 실시예이다.
도 3은 본 발명에 따른 계층적(hierarchical) MIMO 기법을 이용한 방송 신호 송신 장치의 일 실시예이다.
도3에 도시된 바와 같이 본 발명에 따른 방송 신호 송신 장치는 FEC 인코더 (103100), 디먹스(103200), 제 1 심볼 맵퍼(103300), 제 2 심볼 맵퍼(103310), MIMO 인코더(103400), 제 1 프레임 맵퍼(103500), 제 2 프레임 맵퍼(103510), 제 1 OFDM 모듈레이터(103600) 및 제 2 OFDM 모듈레이터(103610)를 포함할 수 있다.
FEC 인코더(103100)는 전송할 데이터에 대해 특정 에러 정정 부호 방식에 따라 에러 정정 부호화를 수행할 수 있다.
디먹스(103200)는 에러 정정 부호화된 데이터를 각 안테나 경로를 통해 전송할 스트림으로 나누어 출력할 수 있다. 예를 들어 디먹스(103200)는 제 1 심볼 맵퍼(103300)와 제 2 심볼 맵퍼(103310)에 심볼 매핑될 비트의 MSB(most significant bit)와 LSB(least significant bit)로 데이터를 역다중화할 수 있다.
제 1 심볼 맵퍼(103300) 및 제 2 심볼 맵퍼(103310)는 각각의 안테나 경로로 전송될 스트림을 심볼로 매핑할 수 있다. 제 1 심볼 맵퍼(103300) 및 제 2 심볼 맵퍼(103310)는 서로 다른 성상도에 전송될 비트 스트림들을 심볼로 매핑할 수 있다. 예를 들어 제 1 심볼 맵퍼(103300)는 MSB를, 제 2 심볼 맵퍼(103310)는 LSB를 심볼로 매핑할 수 있다. 제 1 심볼 맵퍼(103300) 및 제 2 심볼 맵퍼(103310)의 심볼 매핑 방식은 서로 다를 수도 있다. 예를 들어 제 1 심볼 맵퍼(103300)는 64QAM 방식에 따라, 제 2 심볼 맵퍼(103310)는 QPSK 방식에 따라 심볼 매핑을 수행할 수 있다. 구체적인 내용은 후술하기로 한다.
따라서 두 안테나를 통해서 동시에 (M+N) bps/Hz의 데이터 량이 전송된다고 가정할 때, 제 1 심볼 맵퍼(103300)는 M bps/Hz의 데이터 량을, 제 2 심볼 맵퍼(103310)는 N bps/Hz의 데이터 량을 각각 심볼 매핑할 수 있다.
MIMO 인코더(103400)는 위와 같이 계층적(hierarchical)으로 심볼 매핑된 심볼들을 수신할 수 있고, 수신한 심볼들을 각 안테나 경로로 전송하도록 MIMO 인코딩할 수 있다. 예를 들어 MIMO 인코더(103400)는 특정 MIMO 인코딩 방식으로 수신한 심볼들을 인코딩한 후, 각 안테나가 동일한 파워로 전송하도록 각 안테나 경로에 인코딩된 심볼들을 분배할 수 있다.
제 1 프레임 맵퍼(103500)및 제 2 프레임 맵퍼(103510)는 각각 안테나 경로로 전송될 신호 프레임을 형성할 수 있다.
이후 제 1 OFDM 모듈레이터(103600) 및 제 2 OFDM 모듈레이터 (103610)는 각각, OFDM 방식으로 신호 프레임을 변조할 수 있고, 변조한 신호를 각각의 안테나를 통해 전송할 수 있다.
도 4는 본 발명에 따른 계층적(hierarchical) MIMO 기법을 이용한 방송 신호 수신 장치의 일 실시예이다.
도 4에 도시된 바와 같이 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치는 제 1 동기부(104100), 제 2 동기부(104110), 제 1 OFDM 디모듈레이터(104200), 제 2 OFDM 디모듈레이터(104210), 제 1 프레임 파서(104300), 제 2 프레임 파서(104310), MIMO 디코더(104400), 제 1 심볼 디맵퍼(104500), 제 2 심볼 디맵퍼(104510), 제 3 심볼 디맵퍼(104520), 먹스(104600), 데이터 머저(104700) 및 FEC 디코더(104800)를 포함할 수 있다.
본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치는 MIMO 방식을 이용하여 복수의 안테나로 수신된 신호들을 채널 상태에 따라 계층적(hierarchical)으로 심볼 매핑된 심볼들로 분리할 수 있다. 또한 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치는 MIMO 방식에 따라 복수개의 안테나로부터 신호를 수신할 수 있으며, 도 4에서는 도 3의 실시예에 따라 전송된 신호를 수신할 수 있도록 2개의 안테나로부터 신호를 수신하는 경우를 설명한다.
제 1 동기부(104100)및 제 2 동기부(104110)는 각 안테나로부터 수신된 신호의 시간 및 주파수 영역에서의 동기를 획득할 수 있다.
제 1 OFDM 디모듈레이터(104200) 및 제 2 OFDM 디모듈레이터(104210)는 각각, 동기가 획득된 신호에 대해 OFDM 방식으로 복조를 수행할 수 있다. 그리고, 2개의 안테나 경로로 수신된 신호에 대한 채널 등화를 수행할 수 있다.
제 1 OFDM 디모듈레이터(104200)및 제 2 OFDM 디모듈레이터(104210)는 채널 등화 과정에서 각각 안테나 경로의 채널들의 상관성을 얻는데 필요한 채널 정보를 얻을 수 있다. 예를 들어, 제 1 OFDM 디모듈레이터(104200) 및 제 2 복조부(104200)는 각 안테나 경로의 신호들로부터 파일럿 신호를 이용하여 채널 정보를 산출할 수 있다.
제 1 프레임 파서(104300) 및 제 2 프레임 파서(104310)는 각각, 2개의 안테나 경로에서 등화된 신호로부터 신호 프레임을 파싱할 수 있다.
MIMO 디코더(104400)는 채널 정보를 이용하여 채널의 상관성을 산출하고, 산출된 채널의 상관성에 따라 파싱된 신호 프레임에 포함된 신호에 대해 MIMO 디코딩을 수행할 수 있다. MIMO 디코더(104400)는 기 설정된 기준에 따라 각 채널로부터 얻은 채널 정보를 이용하여 채널의 상관성을 판단할 수 있으며, 설정 기준은 설계자의 의도에 따라 변경 가능한 사항이다.
예를 들어, MIMO 디코더(104400)가 일정 기준에 따라 채널의 상관성이 낮다고 판단될 경우, MIMO 디코딩을 수행하여 각각의 안테나 경로로부터 전송된 신호들을 분리할 수 있다. 즉, MIMO 디코더(104400)가 MIMO 디코딩을 수행하면 서로 섞인 신호들은 각각 분리되어 출력될 수 있는 것이다.
반면, MIMO 디코더(104400)가 일정 기준에 따라 채널의 상관성이 높다고 판단될 경우, 각각의 안테나 경로로부터 전송된 신호들은 분리하지 않고 하나의 신호로 출력할 수 있다.
이와 같이 채널의 상관성에 따른 채널 정보에 따라 다르게 MIMO 디코딩을 수행하는 것을 이하에서 계층적 (hierarchical) MIMO 기법이라고 호칭할 수 있다.
MIMO 디코더(104400)는 채널 정보에 따라 산출한 채널 상관성에 따라 계층적 디모듈레이션(hierarchical demodulation)을 적용할지 여부를 결정하는 제어 신호를 출력할 수 있다.
제 1 심볼 디맵퍼(104500), 제 2 심볼 디맵퍼(104510) 및 제 3 심볼 디맵퍼(104520)는 출력된 제어 신호에 따라 MIMO 디코더(104400)가 분리한 신호들에 대해 계층적 디모듈레이션을 적용하여 심볼 디맵핑하거나 또는 하나의 demodulation 방식으로 심볼 디맵핑할 수 있다.
예를 들어 채널의 상관성이 낮은 경우, 제 1 심볼 디맵퍼(104500) 및 제 2 심볼 디맵퍼(104510)는 각각, MIMO 디코더(104400)가 분리하여 출력한 심볼을 수신하고 수신한 심볼을 각각의 심볼 매핑 방식에 따라 심볼 디맵핑할 수 있다. 상술한 바와 같이 도 3의 예에 따라 계층적 모듈레이션(hierarchical modulation)에 의해 심볼 매핑된 심볼들이 각각 분리될 경우, 제 1 심볼 디맵퍼(104500)는 64QAM 방식의 수신 심볼을 심볼 디맵핑할 수 있고 제 2 심볼 디맵퍼(104510)는 QPSK 방식의 수신 심볼을 심볼 디맵핑할 수 있다. 제 1 심볼 디맵퍼(104500), 제 2 심볼 디맵퍼(104510)는 MIMO 디코더(104400)로부터 각각 분리된 심볼을 수신할 수 있으므로 각각 심볼 디맵핑을 수행하여, 각각 수신 데이터의 MSB와 LSB에 해당하는 비트 스트림을 출력할 수 있다.
반면 채널의 상관성이 높을 경우, MIMO 디코더(104400)는 MIMO 기술을 이용하여 별개의 안테나 경로로 전송된 수신 신호를 분리할 수 없다. 이 경우 MIMO 디코더(104400)는 각각 수신한 신호가 합쳐진 신호를 이용하여 심볼 디맵핑을 하도록 할 수 있다. 제 3 심볼 디맵퍼(104520)는 각 안테나 경로로 전송된 신호들이 합쳐진 신호의 심볼에 대해 심볼 디맵핑을 수행할 수 있다. 예를 들어 제 1 안테나 경로로 64QAM 심볼이, 제 2 안테나 경로로 QPSK 심볼이 수신되는 경우, 64QAM 심볼과 QPSK 심볼이 합쳐진 256QAM 심볼 매핑에 따른 심볼이 되므로 제 3 심볼 디맵퍼(104520)는 256QAM 심볼의 심볼 디맵핑을 수행한다.
먹스(104600)는 제 1 심볼 디맵퍼(104500), 제 2 심볼 디맵퍼(104510)가 심볼 디매핑한 비트 스트림을 다중화할 수 있다. 상술한 바와 같이, 제 1 심볼 디맵퍼(104500)가 MSB에 해당하는 데이터를 출력하고 제 2 심볼 디맵퍼(104510)가 LSB에 해당하는 데이터를 출력하는 경우, 심볼 디맵핑 결과를 다중화하여 하나의 비트 스트림을 출력할 수 있다.
데이터 머저(104700)는 MIMO 디코더(104400)로부터 채널 상관성에 따른 채널 정보를 수신할 수 있고, 수신한 채널 정보에 따라 다중화부(104700) 또는 제 3 심볼 디맵퍼(104520)가 출력하는 비트 스트림을 선택적으로 출력할 수 있다.
MIMO 디코더(104400)는 제어 신호로서 각 안테나 경로의 채널 상관성에 따른 채널정보를 출력하여 제 1 심볼 디맵퍼(104500), 제 2 심볼 디맵퍼(104510), 제 3 심볼 디맵퍼(104520)의 심볼 디매핑 동작 및 데이터 머저(104700)의 동작을 제어할 수 있다.
FEC 디코더(104800)는 데이터 머저(104700)가 출력하는 비트 스트림에 대해 에러 정정 복호를 수행할 수 있다. 따라서, 계층적 MIMO 기법으로 송수신되는 복수의 안테나 경로의 채널 상관성에 따라 적응적으로 데이터를 복호할 수 있고, 채널 상관성에 높은 경우에도 계층적 MIMO 기법을 이용하여 데이터를 수신할 수 있다.
도 5는 본 발명에 따른 채널 상관성이 낮은 경우 심볼 매핑된 성상도의 일 실시예이다.
도 5에 도시된 바와 같이 MSB 심볼이 더 큰 심볼 간격을 가지도록 ●는 MSB의 심볼이, ×는 LSB의 심볼이 매핑된 성상도이다. 본 발명에서는 MSB는 64QAM 방식으로, LSB는 QPSK 방식으로 심볼 매핑된 경우를 일 실시예로 한다. ×로 표시된 심볼은 2bps/Hz로, ●로 표시된 심볼은 6bps/Hz의 데이터 양으로 송수신되므로 송수신 데이터의 총량은 8bps/Hz가 될 수 있다.
심볼 매핑된 심볼들이 도 3에서 설명한 본 발명의 방송 신호 송신 장치의 일 실시예에 따라 2개의 안테나 경로로 각각 전송될 경우를 살펴보자.
채널의 상관성이 낮은 경우 MIMO 디코더(104400)는 도 5에 도시된 성상도에 매핑된 심볼들을 각각 제 1 심볼 디맵퍼(104500), 제 2 심볼 디맵퍼(104510)로 출력할 수 있다. 즉, 두 안테나 경로의 채널 상관성이 낮은 경우, MIMO 디코더(104400)는 계층적 MIMO 디코딩을 수행하여 ●로 표시된 심볼 과 × 표시된 심볼들을 분리할 수 있다. 따라서, 제 1 심볼 디맵퍼(450a), 제 2 심볼 디맵퍼(450b)는 각각 수신된 심볼의 매핑 방식에 따라 심볼 디맵핑을 수행할 수 있다.
도 6은 본 발명에 따른 채널 상관성이 높은 경우 심볼 매핑된 성상도의 일 실시예이다.
도 4에서 설명한 바와 같이, MIMO 전송 기법에서 안테나 경로의 채널 상관성이 높을 경우, MIMO 디코더(104400)는 도 6과 같이 각 안테나 경로로 수신된 신호들이 합쳐진 신호의 심볼들을 수신할 수 있다. 이 경우, MIMO 디코더(104400)가 MIMO 디코딩을 수행하여도 심볼들이 분리되지 않는다.
즉, MSB는 64QAM 방식으로, LSB는 QPSK 방식으로 심볼 매핑된 경우, 두 심볼 매핑에 따른 신호들이 합쳐진 신호의 심볼은 256QAM의 심볼이 될 수 있다. 따라서 상술한 바와 같이 제 3 심볼 디맵퍼(104520)는 256QAM의 심볼을 수신하여 256QAM 방식으로 심볼 디맵핑을 수행할 수 있다.
이와 같이 안테나 경로의 채널 상관성이 높아서 두 채널을 분리할 수 없는 경우, 각 안테나 경로의 신호가 더해진 신호의 심볼에 대한 심볼 디 매핑은 그 심볼의 디매핑 방식에서 사용하는 LLR(likelihood-ratio)(이 예에서는 256QAM에 해당하는 LLR)를 이용하여 할 수 있다. 이 경우, 수신되는 데이터 량은 8bps/Hz로서, 채널이 분리될 경우 각 안테나 경로로 전송되는 데이터 량인 2bps/Hz와 6bps/Hz의 합과 같다.
MIMO 디코더(104400)는 제 1 OFDM 디모듈레이터(104200)와 제 2 OFDM 디모듈레이터(104210)가 각각 얻은 채널 상태를 이용하여 채널 상관성을 얻을 수 있고, 채널 상관성에 따른 채널 정보를 제어 정보로 출력하여 제 1 심볼 디맵퍼(104500), 제 2 심볼 디맵퍼(104510), 제 3 심볼 디맵퍼(104520)의 심볼 디매핑 동작 및 데이터 머저(104700)의 동작을 제어할 수 있다. 데이터 머저(104700)은 제어 정보를 이용하여 각 안테나 경로에서 출력된 신호의 심볼 디맵핑 결과로서 비트 데이터를 출력할 수 있다. 따라서, 안테나 경로에 따른 각 신호를 분리할 수 없는 경우에도 계층적 모듈레이션(hierarchical modulation) 방식을 이용하여 각 안테나 경로로 전송된 신호를 얻을 수 있다.
이 실시예에 따르면 각 안테나 경로로 전송되는 데이터 량(bps/Hz)를 MSB로부터 LSB까지 각각 나누어 전송하여 MIMO 기술을 사용할 수 없는 채널에서도 MIMO 기술이 이용가능한 채널의 이득을 얻을 수 있다. MSB로부터 LSB까지 분리한 데이터의 변조 방식에는 어떠한 방법도 가능할 수 있다. 그리고, 채널의 상관성이 낮아 각 채널의 분리가 가능한 경우 각 안테나 경로의 데이터는 각각의 심볼 맵퍼에서 modulation order에 해당하는 LLR을 구해 얻으므로 에러에 강인할 수 있다. 반면 채널의 상관성이 높아 각 채널을 분리할 수 없는 경우 각 안테나 경로의 데이터가 합쳐진 심볼처럼 처리할 수 있다.
도 7 및 도 8은 본 발명에 따른 하이브리드(Hybrid) MIMO 기법을 이용한 방송 신호 송수신 장치의 일 실시예이며, 도 9는 본 발명에 따른 하이브리드(Hybrid) MIMO를 사용하는 경우 단위 시간당 데이터 전송율의 일 실시예이다.
도 1에 도시된 방송 신호 송신 장치에서 spatial multiplexing MIMO를 사용하여 다수의 경로 신호를 전송하는 경우, 심볼 맵퍼(101200)와 심볼 디맵퍼(12500)의 심볼 맵핑/디맵핑 방식이 동일하므로, 데이터 전송율의 차이가 심볼 맵핑 방식에 따라 크게 차이가 날 수 있다. 예를 들어, 심볼 맵퍼(101200)가 QAM 심볼 맵핑 방식을 사용하면, 전송 데이터 율은 4bps/Hz (QPSK + QPSK), 8bps/Hz (16QAM + 16QAM), 12bps/Hz (64QAM + 64QAM), 16bps/Hz (256QAM + 256QAM) 등의 데이터 전송율로 데이터를 전송할 수 있다. 이 경우 6bps/Hz, 10bps/Hz, 14bps/Hz 등의 데이터 전송율은 선택할 수 없다. 따라서 시스템 설계자는 전송하고자 하는 데이터 량보다 큰 데이터 전송율을 가진 시스템을 이용하여 데이터를 전송할 수 있다. 이 경우 수신측에서 해당 데이터를 수신할 때 필요한 SNR(Signal to Noise Ratio)이 높아질 수 있다.
즉, MIMO 기술을 사용할 경우 심볼 맵핑 방식에 따라 데이터 전송율이 달라질 수 있고, 2개 보다 더 많은 전송 경로로 데이터를 전송할 경우 심볼 맵핑 방식에 따라 데이터 전송율의 차이는 더 커질 수 있다.
따라서, MIMO 기술을 적용하여 다수의 경로들로 신호들을 전송할 경우, 각 전송 경로들의 수만큼 서로 다른 심볼 맵핑 방식들을 사용하여 데이터 전송율을 조절할 수 있다. 즉, MIMO 인코딩의 입력 데이터에 대해 다른 심볼 맵핑 방식을 적용하여 MIMO 인코딩을 하면 심볼 맵핑 방식에 따라 단위 시간 당 전송 데이터 율이 달라질 수 있어서 시스템 설계자는 세분화된 데이터 전송율 중 특정 데이터 전송율에 따라 시스템을 사용할 수 있다. 이에 대한 구체적인 실시예를 이하 살펴본다.
도 7 및 도 8은 본 발명에 따른 하이브리드(Hybrid) MIMO 기법을 이용한 방송 신호 송수신 장치의 일 실시예이다.
도 7은 본 발명에 따른 하이브리드(Hybrid) MIMO 기법을 이용한 방송 신호 송신 장치의 일 실시예이다.
도 7에 도시된 바와 같이 본 발명에 따른 하이브리드(Hybrid) MIMO 기법을 이용한 방송 신호 송신 장치는 FEC 인코더(107100), 디먹스(107200), 제 1 심볼 맵퍼(107300), 제 2 심볼 맵퍼(107310), 제 1 파워 보정부(107400), 제 2 파워 보정부(107410), MIMO 인코더(107500), 제 1 프레임 맵퍼(107600), 제 2 프레임 맵퍼(107610), 제 1 OFDM 모듈레이터(107700) 및 제 2 OFDM 모듈레이터(107710)를 포함할 수 있다.
FEC 인코더(107100)는 전송할 데이터에 대해 특정 에러 정정 부호 방식에 따라 에러 정정 부호화를 수행할 수 있다.
디먹스(107200)는 에러 정정 부호화된 데이터를 각 안테나 수만큼 나누어 출력할 수 있다. 예를 들어, 에러 정정 부호화된 데이터를 2개의 안테나로 전송하는 경우, 디먹스(107200)는 입력 데이터를 2개의 전송 경로로 역다중화할 수 있다
제 1 심볼 맵퍼(107300) 및 제 2 심볼 맵퍼(107310)는 역다중화된 각각의 데이터를 각각 심볼 맵핑할 수 있다. 심볼 맵핑의 방식은 각 심볼 맵퍼에 따라 달라질 수 있으며, 도 7 에 도시된 제 1 심볼 맵퍼(107300)와 제 2 심볼 맵퍼(107310)의 심볼 맵핑 방식은 다를 수 있다. 이에 따라 데이터 전송율을 조절할 수 있는데, 이에 대한 상세한 설명은 후술한다.
제1 파워 보정부(107400) 및 제 2 파워 보정부(107410)는 서로 다른 두 심볼 맵핑 방식에 따라 심볼들이 최적의 파워로 전송되도록 심볼들의 파워를 조절할 수 있다. 예를 들어 2 개의 심볼 맵핑 방식에 따른 심볼들의 평균 파워로 심볼들이 전송될 수도 있다.
MIMO 인코더(107500)는 위와 같이 서로 다르게 심볼 맵핑된 심볼들을 각각 수신하여 MIMO 인코딩을 수행한다. MIMO 인코더(107500)는 전송 안테나로 전송할 MIMO 인코딩된 데이터를 각각의 전송 경로로 출력할 수 있다.
제 1 프레임 맵퍼(107600)및 제 2 프레임 맵퍼(107610)는 각각 안테나 경로로 전송될 신호 프레임을 형성할 수 있다.
제 1 OFDM 모듈레이터(107700) 및 제 2 OFDM 모듈레이터(107710)는 각각, OFDM(orthogonal frequency divisional modulation) 방식으로 신호 프레임을 변조할 수 있고, 변조한 신호를 각각의 안테나를 통해 전송할 수 있다.
도 8은 본 발명에 따른 하이브리드(Hybrid) MIMO 기법을 이용한 방송 신호 수신 장치의 일 실시예이다.
도 8에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 하이브리드(Hybrid) MIMO 기법을 이용한 방송 신호 수신 장치는 제 1 동기부(108100), 제 2 동기부(108110), 제 1 OFDM 디모듈레이터(108200), 제 2 OFDM 디모듈레이터(108210), 제 1 프레임 파서(108300), 제 2 프레임 파서(108310), MIMO 디코더(108400), 제 1 파워 보정부(108500), 제 2 파워 보정부(108510), 제 1 심볼 디맵퍼(108600), 제 2 심볼 디맵퍼(108610), 먹스(108700) 및 FEC 디코더(108800)를 포함할 수 있다. 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치는 MIMO 방식을 이용하여 복수의 안테나로 수신된 신호들을 서로 다른 심볼 디맵핑 방식에 따라 디맵핑할 수 있다.
제 1 동기부(108100) 및 제 2 동기부(108110)는 각 안테나로부터 수신된 신호의 시간 및 주파수 영역에서의 동기를 획득할 수 있다.
제 1 OFDM 디모듈레이터(108200) 및 제 2 OFDM 디모듈레이터(108210)는 각각, 동기가 획득된 신호에 대해 OFDM 방식으로 복조를 수행할 수 있다. 그리고, 2개의 안테나 경로로 수신된 신호에 대해 채널 정보를 얻고, 각각 채널 등화를 수행할 수 있다.
제 1 프레임 파서(108300) 및 제 2 프레임 파서(108310)는 각각, 2개의 안테나로 수신되어 등화된 신호로부터 신호 프레임을 파싱할 수 있다.
MIMO 디코더(108400)는 파싱된 신호 프레임들로부터 각각 신호를 수신하고, MIMO 디코딩을 수행할 수 있다.
그리고, 제 1 파워 보정부(108500) 및 제 2 파워 보정부(108510)는 전송시 변경된 심볼의 파워를 본래의 파워를 가지도록 보정할 수 있다.
제 1 심볼 디맵퍼(108600) 및 제 2 심볼 디맵퍼(108610)는 서로 다른 심볼 맵핑 방식에 따라 심볼 디맵핑을 수행할 수 있다. 심볼 디맵핑 방식은 심볼 맵핑 방식과 대응되며, 서로 다른 심볼 맵핑 방식들을 사용하거나 심볼 디맵핑 방식들을 사용하여 다양한 데이터 전송율(bit granularity)를 얻을 수 있다. 제 1 심볼 디맵퍼(108600) 및 제 2 심볼 디맵퍼(108610)는 각 전송 경로에 따른 심볼의 파워가 조절된 해당 심볼에 대해 비트 레벨의 LLR(likelihood-ratio)을 얻고, 이를 이용하여 심볼 디맵핑을 수행할 수 있다.
다중화부(108700)는 각각의 제 1 심볼 디맵퍼(108600) 및 제 2 심볼 디맵퍼(108610) 방식에 따라 심볼 맵핑된 심볼들은 하나의 비트 스트림으로 다중화할 수 있다.
그리고, FEC 디코더(108800)는 다중화부(108700)가 출력하는 비트 스트림에 대해 에러 정정 복호를 수행할 수 있다.
따라서, 하이브리드(Hybrid) MIMO 기법으로 송수신되는 복수의 안테나 경로의 수만큼 서로 다른 심볼 맵핑/디맵핑 방식을 사용하고, 각각의 맵핑된 심볼은 파워를 조절하여 서로 다른 심볼 맵핑 방식에 따른 심볼들이 적절한 정확도를 가지고 전송되도록 할 수 있다.
도 9는 본 발명에 따른 하이브리드(Hybrid) MIMO를 사용하는 경우 단위 시간당 데이터 전송율의 일 실시예이다.
도 9에 도시된 바와 같이 Data1은 제 1 심볼 맵퍼(107300)가 심볼 맵핑하는 방식을, Data2는 제 2 심볼 맵퍼(107310)가 심볼 맵핑하는 방식을 Capa(bps/Hz)는 데이터 전송율을 각각 나타낸다.
제 1 심볼 맵핑 방식과 제 2 심볼 맵핑 방식이 모두 QPSK인 경우 4bps/Hz의 데이터가 전송될 수 있고, 제 1 심볼 맵핑 방식이 QPSK이고 제 2 심볼 맵핑 방식이 16QAM인 경우 6bps/Hz의 데이터가 전송될 수 있다. 제 1 심볼 맵핑 방식과 제 2 심볼 맵핑 방식이 모두 16QAM인 경우 8bps/Hz의 데이터가 전송될 수 있고, 제 1 심볼 맵핑 방식이 16QAM이고 제 2 심볼 맵핑 방식이 64QAM인 경우 10bps/Hz의 데이터가 전송될 수 있다.
제 1 심볼 맵핑 방식과 제 2 심볼 맵핑 방식이 모두 64QAM인 경우 12ps/Hz의 데이터가 전송될 수 있고, 제 1 심볼 맵핑 방식이 64QAM이고 제 2 심볼 맵핑 방식이 256QAM인 경우 14bps/Hz의 데이터가 전송될 수 있다. 제 1 심볼 맵핑 방식과 제 2 심볼 맵핑 방식이 모두 256QAM인 경우 16bps/Hz의 데이터가 전송될 수 있다.
따라서, MIMO spatial multiplexing 기술을 적용하더라도 데이터 전송 데이터율이 각 심볼 맵핑 방식에 따라 달라질 수 있으므로 더 세밀한 전송율 조절이 가능하다.
도 10부터 도 27은 이하 상술한 MIMO 기법을 이용하여 시스템의 쓰루풋(throughput)과 강인성(robustness)을 향상시킨 방송 신호 송수신 장치의 또 다른 실시예를 나타내고 있다.
도 10은 본 발명에 따른 MIMO 기법을 이용한 방송 신호 송신 장치의 또 다른 실시예이다.
도 10에 도시된 바와 같이, 방송 신호 송신 장치는 인풋 프로세서(110100), BICM(Bit Interleaved Coded Modulation)모듈레이터(110200), 프레임 빌더(110300), 모듈레이터(110400) 및 아날로그 프로세서(110500)를 포함할 수 있다.
입력 스트림은 복수개의 MPEG-TS 스트림 또는 GSE (General Sream Encapsulation) 스트림(또는 GS 스트림)을 포함할 수 있다.
인풋 프로세서(110100)는 입력 스트림에 대해 전송 파라미터들을 추가하고, BICM 모듈레이터(110200)이 입력 스트림을 처리할 수 있도록 스케쥴링할 수 있다. BICM 모듈레이터(110200)는 전송 채널상의 오류를 정정할 수 있도록 리던던시(redundancy)를 추가하고 데이터를 인터리빙할 수 있다. 프레임 빌더(110300)는 피지컬 레이어 시그널링(physical layer signaling) 정보와 파일럿 등을 추가하여 전송 프레임 구조를 완성할 수 있다. 모듈레이터(110400)는 효율적인 전송을 위하여 입력 심볼들을 모듈레이션할 수 있다. 본 발명에서 모듈레이터(110400)는 OFDM 모듈레이터인 것을 일실시예로 할 수 있다. 아날로그 프로세서(110500)은 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하는데 필요한 과정들을 수행할 수 있다.
도 11은 본 발명에 따른 도 10의 방송 신호 송신 장치의 인풋 프로세서(110100)의 일 실시예이다.
인풋 프로세서(110100)는 p+1개의 인풋 인터페이스 모듈레이터들(input interface modulator)(111200-0~p), p+1개의 인풋 스트림 싱크 모듈레이터들(input stream sync modulator)(111210-0~p), p+1개의 딜레이 보상기들(delay compensator)(111220-0~p), p+1개의 널 패킷 제거기들(null packet deleter(111230-0~p), p+1개의 CRC(Cyclic Redundancy Check)인코더들 (111240-0~p) 및 p+1개의 BB 헤더 삽입기들(BB header inserter)(111250-0~p)과 p+1개의 스케쥴러들(111300-0~p), p+1개의 인밴드 시그널링 모듈레이터들(111400-0~p) 및 p+1개의 BB 스크램블러들(BB scrambler)(111500-0~p)를 포함할 수 있다.
입력된 복수개의 MPEG-TS 혹은 GSE 스트림들은 인풋 프로세서(110100)를 통해 독립적으로 처리될 p+1개의 스트림으로 변환될 수 있다. 이때 독립적으로 처리될 스트림은 여러 개의 서비스 컴포넌트들을 포함하는 완전한 TS 프레임이 될 수도 있고, 하나의 서비스 컴포넌트 (예를 들면 비디오 혹은 오디오 등)만을 포함하는 최소 단위의 TS 프레임이 될 수도 있다. 같은 방식으로 여러 개의 서비스 컴포넌트들을 포함하는 완전한 GSE 스트림 혹은 하나의 서비스컴포넌트만을 포함하는 GSE 스트림이 될 수도 있다.
본 발명에서는 독립적으로 처리될 신호 경로를 PLP(physical layer pipe)라고 호칭할 수 있다. 즉, 각각의 서비스는 다수의 RF 채널을 통해 송수신될 수 있는데, PLP는 이러한 서비스가 전송되는 경로 또는 그 경로를 통해서 전송되는 스트림이다. PLP는 위와 같이 다수의 RF 채널들에 시간적인 간격을 가지고 분포하는 슬롯들에 위치할 수도 있고, 하나의 RF 채널에 시간적인 간격을 가지고 분포할 수도 있다. 이러한 신호 프레임은 적어도 하나의 RF 채널에 시간적으로 분포한 PLP를 전송할 수 있다. 다시 말하면, 하나의 PLP는 하나의 RF 채널 또는 다수의 RF 채널들에 시간적으로 분포되어 전송될 수도 있다.
PLP는 피지컬 레이어에서 식별이 되는 데이터의 단위로, PLP별로 동일한 전송 경로에서 데이터가 가공된다. 즉, PLP는 전송 경로에서 처리되는 피지컬 레이어의 속성이 동일한 데이터로서, 프레임 내의 셀 단위로 매핑될 수 있다. PLP를 셀로서 운반되는 피지컬 레이어 상의 TDM 채널로 정의할 수도 있다.
이 경우 MPEG-TS의 트랜스포트 레이어 시그널(transport layer signal)과 같이 복수개의 PLP에 공통적으로 전송될 수 있는 정보를 하나의 PLP에 포함시켜 전송함으로써 전송 효율을 높일 수 있다. 도 11에 도시된 PLP-0가 이러한 역할을 하며, 이러한 PLP를 커먼 PLP(common PLP)라 호칭할 수 있다. 도 11의 PLP-0을 제외한 나머지 P개의 PLP들은 데이터 전송을 위해서 사용될 수 있다. 도 11은 일 실시예이며, PLP-0와 같은 커먼 PLP는 복수개가 될 수도 있다.
인풋 인터페이스 모듈레이터들(111200-0~p)은 각각 입력 스트림을 BB 프레임(Base Band frame)을 생성하기 위해 필요한 개수의 비트수 단위로 슬라이싱하여 필요한 BB 프레임을 생성할 수 있도록 한다.
인풋 스트림 싱크 모듈레이터들(111210-0~p)은 각각 수신부에서 서비스 복원시, 원래의 타이밍에 서비스가 복원될 수 있도록 채널과 전송 프로세스에서 발생할 수 있는 모든 딜레이를 고려하여 싱크 타이밍 정보를 발생시킬 수 있다.
딜레이 보상기들(111220-0~p)은 복수개의 PLP들이 존재하는 경우 각 PLP들의 딜레이 차이를 각각 보상하여 프레임을 효율적으로 형성할 수 있도록 한다.
널 패킷 제거기들(111230-0~p)은 VBR (variable bit rate) 서비스의 경우에 삽입된 널 패킷을 각각 제거하여 전송 효율을 높일 수 있다.
CRC 인코더들(111240-0~p)은 베이스 밴드 프레임의 전송 신뢰도를 높이기 위하여 각각 CRC 패리티를 부가할 수 있다.
BB 헤더 삽입기(111250-0~p)는 데이터 필드의 포맷을 설명하기 위하여 베이스 밴드 프레임의 전단에 고정된 크기를 갖는 헤더를 각각 삽입할 수 있다. 헤더는 TS인지 GS인지를 나타내는 모드 적응 타입(Mode Adaptation Type)정보, 유저 패킷 길이(User Packet Length)정보, 데이터 필드 길이(Data Field Length) 정보, 유저 패킷 싱크 바이트(User Packet Sync Byte), 등의 정보를 포함할 수 있다.
스케쥴러(111300)는 복수개의 PLP들을 전송 프레임의 각 슬롯에 할당하기 위한 스케쥴링을 수행할 수 있다. 도 11에 도시된 바와 같이 스케쥴링된 정보 중 L1 시그널은 인밴드 시그널링 모듈레이터들(111400-0~p)을 통해 각 PLP 내에 삽입될 수 있다. 또한 스케쥴러(111300)는 L1 시그널 정보를 BICM 모듈레이터(110200)에 전송할 수 있다.
BB 스크램블러들(111400-0~p)은 전송 비트열간의 상관성을 최소화하기 위해서 입력 비트열을 각각 랜더마이징할 수 있다.
방송 신호 송신 장치가 하나의 PLP만을 부호화할 경우, 도 11에 도시된 인풋 프로세서(111100), 인풋 인터페이스 모듈레이터(111200-0), CRC 인코더(111240-0), BB 헤더 삽입기(111250-0), 및 BB 스크램블러(111500-0)만을 사용할 수 있다.
도 12는 본 발명에 따른 도 10의 방송 신호 송신 장치의 BICM 모듈레이터(110200)의 일 실시예이다.
도 12에 도시된 바와 같이 복수개의 PLP에 포함된 데이터를 부호화하기 위한 BICM 모듈레이터(110200)는 p+1개의 아웃터 코더들(outer coder)(112100-0~p), p+1개의 아웃터 인터리버들(outer interleaver)(11200-0~p), p+1개의 이너 코더들(inner coder)(112300-0~p), +1개의 이너 인터리버들(inner interleaver)(112400-0~p), p+1개의 비트 디먹스들(bit demux)(112500-0~p), p+1개의 심볼 맵퍼들(Symbol mapper)(112600-0~p), p+1개의 디먹스들(demux)(112700-0~p), p+1개의 성상도 로테이터들(Constellation rotator)(112800-0~p) 및 p+1개의 심볼 인터리버들(Symbol interleaver)(112900-0~p)을 포함할 수 있다.
아웃터 코더들(112100-0~p)과 이너 코더들(112300-0~p)은 전송 채널상의 오류를 정정할 수 있도록 입력된 PLP 비트 스트림에 대해 각각 리더던시를 추가할 수 있다. 본 발명에서 아웃터 코더들(112100-0~p)은 BCH (Bose-Chadhuri-Hocquenghem)코딩을 각각 수행하는 것을 일 실시예로 할 수 있으며, 이너 코더들(112300-0~p)은 LDPC(Low-Density-Parity-Check)코딩을 각각 수행하는 것을 일 실시예로 할 수 있다.
아웃터 인터리버들(112200-0~p)과 이너 인터리버들(112400-0~p)는 아웃터 코딩 또는 이너 코딩된 PLP 비트 스트림에 대해 버스트 에러(burst error)가 발생하지 않도록 각각 인터리빙을 수행할 수 있다.
비트 디먹스들(112500-0~p)은 이너 인터리빙된 PLP 비트 스트림에 대하여 각각 디멀티플렉싱을 수행하여 각 비트의 신뢰도(reliability)를 조절할 수 있다.
심볼 맵퍼들(112600-0~p)은 비트 디먹스들(112500-0~p)로부터 출력된 비트열을 심볼열로 각각 전환할 수 있다.
디먹스들(112700-0~p)은 입력된 심볼들을 극성 다중화(polarity-multiplexing) MIMO에 사용하기 위한 수평적 경로(Horizontal Path; H-paht)와 수직적 경로(Vertical Path; V-경로)로 나누어 각각 출력할 수 있다.
성상도 로테이터들(112800-0~p)은 디먹스들(112700-0~p)이 출력한 심볼열들을 각각 로테이션할 수 있으며, 로테이션 된 심볼열들을 각각 재매핑할 수 있다. 이 경우, H-경로와 V-경로의 I/Q 컴포넌트들은 서로 섞이게 되어 동일한 정보가 H-경로와 V-경로 각각에 전송되므로 다이버시티 게인(diversity gain)을 얻을 수 있다. 이 경우, 주파수 도메인의 다이버시티 게인을 얻기 위해서 서로 섞인 I/Q 성분의 데이터들을 각각 다른 주파수에 할당할 수 있다. 이를 통해 극성 주파수 매크로 다이버시티 게인(polarity-frequency macro diversity gain)을 얻을 수 있다.
심볼 인터리버들(112900-0~p)은 추가적인 인터리빙 효과를 얻기 위해 심볼도메인의 인터리빙을 각각 수행할 수 있다. 이 경우 H-경로와 V-경로에 대해서 다른 인터리빙 방식을 적용하여 더 큰 인터리빙 효과를 얻을 수도 있다.
도 13은 본 발명에 따른 도 10의 방송 신호 송신 장치의 성상도 로테이터들(112800-0~p)의 로테이션과 재매핑의 일 실시예이다.
도 12에서 설명한 바와 같이, 성상도 로테이터들(112800-0~p)은 디먹스들(112700-0~p)이 출력한 심볼열들을 각각 로테이션한 뒤, 각 심볼들을 각각 재매핑할 수 있다.
도 13에 도시된 바와 같이 로테이션된 H-경로의 n번째 심볼의 I 컴포넌트를 H-경로의 n번째 심볼의 I 컴포넌트로 매핑하고, H-경로의 n번째 심볼의 Q 컴포넌트를 V-경로의 n+1번째 심볼에 매핑할 수 있다. 같은 방식으로 V-경로의 n번째 심볼의 I 컴포넌트를 V-경로의 n번째 심볼의 I 컴포넌트에 매칭하고 V-경로의 n번째 심볼의 Q 컴포넌트를 H-경로의 n+1번째 심볼에 매핑할 수 있다. 이를 통해 H-경로의 심볼의 I/Q 컴포넌트들이 H-경로와 V-경로의 I/Q 플롯에 재매핑되므로 결국 동일한 정보가 H-경로와 V-경로 각각에 전송될 수 있다. 따라서 다이버시티 게인을 얻을 수 있으며, 이를 통해 극성 다중화에 의한 전송의 강인성을 확보할 수 있다.
지상파 방송 시스템은 전송 프레임 단위로 데이터를 전송할 수 있다. 이러한 지상파 방송 시스템은 프리앰블(Preamble) 신호로 전송되는 L1(Layer 1) 시그널링 정보(또는 시그널링 정보)를 통해 도 3, 도 7 또는 도 10 과 같이 현재 전송되는 신호의 형태를 알려줄 수 있다.
L1 시그널링 정보는 수신기가 전송 프레임 안의 PLP를 처리하기 위한 정보를 제공한다. L1 시그널링 정보는 P1 시그널링 정보, L1-프리 시그널링 정보, L2-포스트 시그널링 정보를 포함할 수 있다.
P1 심볼에 의해 운반(carry)되는 P1 시그널링 정보는 전송 타입 및 기본적인 전송 파라미터들을 나타낸다. L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보는 P2 심볼에 의해 운반(carry)될 수 있다. L1-프리 시그널링 정보는 수신기가 L1-포스트 시그널링 정보의 수신 및 디코딩하는데 필요한 정보를 포함한다. L1-포스트 시그널링 정보는 수신기가 PLP에 액세스하는데 필요한 파라미터들을 포함하며, 구체적으로 다른 PLP에 대한 스케줄링 정보와 부호화 정보들을 포함할 수 있다. 따라서 PLP보다 로버스트(robust)하게 부호화되어야 한다. 시그널링 정보의 구체적인 내용에 대해서는 후술하기로 한다.
도 14는 본 발명에 따른 도 10의 방송 신호 송신 장치의 BICM 모듈레이터(110200)의 또 다른 실시예이다.
시그널링 정보를 부호화하기위한 BICM 모듈레이터(110200)는 L1 시그널링 제너레이터(L1 signal generator)(114100), 2개의 아웃터 코더들(outer coder)(114200-p+1~p+2), 2개의 아웃터 인터리버들(outer interleaver)(114300-p+1~p+2), 2개의 이너 코더들(inner coder)(114400-p+1~p+2), 2개의 이너 인터리버들(inner interleaver)(114500-p+1~p+2), 2개의 비트 디먹스들(bit demux)(114600-p+1~p+2), 2개의 심볼 맵퍼들(Symbol mapper)(114700-p+1~p+2), 2개의 디먹스들(demux)(114800-p+1~p+2), 2개의 성상도 로테이터들(Constellation rotator)(114900-p+1~p+2)을 포함할 수 있다.
L1 시그널링 제너레이터(114100)는 입력된 L1 시그널링 정보를 L1_프리 시그널링 정보와 L1_포스트 시그널링 정보로 나눌 수 있다.
L1_프리 시그널링 정보와 L1_포스트 시그널링 정보는 아웃터 코더들(114200-p+1~p+2)부터 심볼 맵퍼들(114700-p+1~p+2)까지는 부호화 파라미터만 다르고 도 12에서 설명한 바와 같이 PLP의 부호화 과정과 동일하게 부호화될 수 있다.
디먹스들(114800-p+1~p+2)은 두 가지 방식으로 디먹싱을 수행할 수 있다. 도 12에서 설명한 PLP의 경우와 같이 H-경로 및 V-경로로 입력 심볼들을 나누어 출력하거나 H-경로 및 V-경로 모두 동일하게 입력 심볼열을 출력할 수 있다. 성상도 로테이터들(114900-p+1~p+2) 역시 도 12에서 설명한 PLP의 성상도 로테이터와 동일한 방법으로 동작할 수 있다.
도 15는 본 발명에 따른 도 10의 방송 신호 송신 장치의 프레임 빌더(110300)의 일 실시예이다.
도 14에 도시된 바와 같이 프레임 빌더(110300)는 셀 맵퍼들(cell mapper)(115100,115300)과 주파수 인터리버들(frequency interleaver)(115200,115400)을 포함할 수 있다.
셀 맵퍼들(115100,115300)은 H-경로와 V-경로를 통해 출력된 PLP 데이터 심볼, L1_프리 시그널링 심볼 및 L1_포스트 시그널링 심볼들을 스케쥴링 정보에 따라 각각 전송 프레임내에 할당된 OFDM 심볼과 OFDM 심볼내의 셀(cell)또는 서브 케리어(sub-carrier)에 배치할 수 있다.
주파수 인터리버(115200,115400)은 셀 맵퍼들(115100,115300)로부터 출력된 OFDM 심볼 단위로 주파수 인터리빙을 수행할 수 있다. 이 경우 도 12에서 상술한 바와 같이 H-경로와 V-경로의 주파수 인터리빙 방법을 다르게 할 수도 있다.
도 16은 본 발명에 따른 도 10의 방송 신호 송신 장치의 모듈레이터(110400)의 일 실시예이다.
도 16에 도시된 바와 같이 모듈레이터(110400)는 MISO(Multi Input Single Output) 인코더(116100), m개의 파일럿 인서터들(Pilot Inserter)(116200-1~m), m개의 IFFT 모듈들(Inverse-Fast-Fourier transformator)(116300-1~m), m개의 PAPR 리덕션 모듈들(Peak-to-Average Power Radio reducer)(116400-1~m), m개의 GI 삽입기들(Guard Interval Inserter)(116500-1~m) 및 m개의 프리앰블 삽입기들(Preamble Inserter)(116600-1~m)를 포함할 수 있다.
MISO 인코더(116100)는 H-경로와 V-경로로 입력된 심볼열들을 통해 도 13에서 설명한 바와 같이 다이버시티 게인을 얻을 수 있다.
MISO 인코더(116100)는 총 m개의 안테나를 통해 신호를 출력할 수 있다. 파일럿 인서터들(116200-1~m)은 수신부에서 각 전송 안테나로부터 수신 안테나까지의 전송채널을 추정할 수 있도록 각 안테나의 출력에 파일럿 심볼을 각각 삽입할 수 있다.
IFFT 모듈들(116300-1~m)은 각각 주파수 영역의 신호를 시간 영역의신호로 변환하는 역푸리에 연산을 각각 수행할 수 있다.
또한 PAPR 리덕션 모듈들(116400-1~m)은 역푸리에 연산된 신호들의 PAPR(peak-to-average power ratio)을 각각 줄일 수 있다. 본 발명에서는 PAPR 방식으로, ACE(Active constellation extension)방식이나 TR(tone reservation)방식을 일 실시예로 할 수 있다.
GI 삽입기들(116500-1~m)은 이펙티브 OFDM 심볼의 마지막 부분을 복사하여 cylic prefix 형태로 가드 인터벌을 각각 삽입할 수 있다. 프리앰블 삽입기들116600-1~m)은 각 전송 프레임의 시작부분에 프리앰블을 각각 삽입하여 수신부에서 해당 디지털 시그널과 프레임을 추출할 수 있도록 하고, 시간과 주파수 오프셋(offset)을 획득할 수 있도록 한다. 이 경우 프리앰블 신호는 상술한 L1 시그널링 정보를 포함할 수 있다.
도 17은 본 발명에 따른 L1-프리 시그널링 정보의 일 실시예이다.
상술한 바와 같이 L1 시그널링 정보는 P1 시그널링 정보, L1-프리 시그널링 정보, L2-포스트 시그널링 정보의 3개의 섹션들을 포함할 수 있다. 도면에는 도시되어 있지 않으나, P1 시그널링 정보는 L1-프리 시그널링 정보 전단에 위치할 수 있다. 또한 P1 시그널링 정보는 S1 필드와 S2 필드를 포함할 수 있다. S1 필드는 프리앰블의 포맷을 지시하기 위한 식별자들을 포함할 수 있으며, S2 필드는 보조정보들을 지시하기 위한 식별자들을 포함할 수 있다.
본 발명에서는 시스템의 향후 확장성을 위하여 FEF(Future extension frame)을 사용하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 본 발명의 심볼 인터리버(112900-0~p)는 PLP 전송 레이트에 따라 하나의 전송 프레임내에 복수개가 될 수도 있으며, 복수개의 전송 프레임에 걸쳐 인터리빙을 수행할 수도 있다.
TFS(Time-Frequency Slicing)란 복수개의 주파수를 이용하여 하나의 전송 프레임을 전송하는 방식으로써, 시간 영역뿐만 아니라 주파수 영역의 매크로 다이버시티 게인(macro diversity gain)을 얻을 수 있고, 전송 채널의 대역폭을 효율적으로 사용하여 스탯 먹스 게인(stat mux gain)을 얻을 수 있는 전송 방식이다. 본 발명의 방송 신호 송신 장치는 여러 개의 RF 밴드(Radio Frequency band)를 사용하는 TFS 전송 시스템인 것을 일 실시예로 할 수 있다.
도 17은 L1-프리 시그널링 정보에 포함되는 테이블의 일 실시예이다. L1-프리 시그널링 정보는 L1 포스트 시그널링 정보의 수신 및 디코딩하는데 필요한 정보를 포함할 수 있다. 도 17에 도시된 테이블에 포함되는 필드들은 다음과 같다.
TYPE 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 인풋 스트림의 타입이 TS인지 GS인지를 지시할 수 있다.
BWT_EXT 필드는 1비트의 크기를 가지는 필드로, OFDM 심볼의 대역폭 확장 (bandwidth extension) 여부를 지시할 수 있다.
S1 필드는 3 비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 전송 시스템이 MISO인지 SISO인지를 지시할 수 있다.
S2 필드는 4 비트의 크기를 가지는 필드로, FFT 사이즈를 지시할 수 있다.
L1_REPETITION_FLAG 필드는 1비트의 크기를 가지는 필드로, L1 시그널의 리피티션 플래그(repetition flag)를 지시할 수 있다.
GUARD_INTERVAL 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 전송 프레임의 가드 인터벌의 크기를 지시할 수 있다.
PAPR 필드는 4비트의 크기를 가지는 필드로, PAPR 리덕션(PAPR reduction)의 방식을 지시할 수 있다. 상술한 바와 같이 본 발명에서 사용되는 PAPR 방식으로는 ACE 방식 또는 TR 방식이 될 수 있다.
L1_MOD 필드는 4비트의 크기를 가지는 필드로, L1-포스트 시그널링 정보의 QAM 모듈레이션 타입을 지시할 수 있다.
L1_COD 필드는 2비트의 크기를 가지는 필드로, L1-포스트 시그널링 정보의 코드 레이트를 지시할 수 있다.
L1_FEC_TYPE 필드는 2비트의 크기를 가지는 필드로, L1-포스트 시그널링 정보의 FEC 타입을 지시할 수 있다.
L1_POST_SIZE 필드는 18비트의 크기를 가지는 필드로, L1-포스트 시그널링 정보의 크기를 지시할 수 있다.
L1_POST_INFO_SIZE 필드는 18비트의 크기를 가지는 필드로, L1-포스트 시그널링 정보의 정보 영역의 크기를 지시할 수 있다.
PILOT_PATTERN 필드는 4비트의 크기를 가지는 필드로, 파일럿 삽입 패턴을 지시할 수 있다.
TX_ID_AVAILABILITY 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 지리적인 셀의 범위 내에서 전송 장치 식별 능력을 지시할 수 있다.
CELL_ID 필드는 16비트의 크기를 가지는 필드로, 셀 식별자를 지시할 수 있다.
NETWORK_ID 필드는 16비트의 크기를 가지는 필드로 네트워크 식별자를 지시할 수 있다.
SYSTEM_ID 필드는 16비트의 크기를 가지는 필드로, 시스템 식별자를 지시할 수 있다.
NUM_FRAMES 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 수퍼 프레임당 전송 프레임들의 개수를 지시할 수 있다.
NUM_DATA_SYMBOLS 필드는 12비트의 크기를 가지는 필드로, 전송 프레임 당 OFDM 심볼들의 개수를 지시할 수 있다.
REGEN_FLAG 필드는3 비트의 크기를 가지는 필드로, 리피터에 의해 신호 재생산의 횟수를 지시할 수 있다.
L1_POST_EXTENSION 필드는 1비트의 크기를 가지는 필드로, L1-포스트 시그널링 정보의 익스텐션 블록의 존재 여부를 지시할 수 있다.
NUM_RF 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, TFS를 위한 RF 밴드들의 개수를 지시할 수 있다.
CURRENT_RF_IDX 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 RF 채널의 인덱스를 지시할 수 있다.
RESERVED 필드는 10비트의 크기를 가지는 필드로, 향후 사용하기 위한 필드이다.
CRC-32 필드는 32비트의 크기를 가지는 필드로, L1-프리 시그널링 정보의 CRC 에러 추출 코드를 지시할 수 있다.
각 필드의 크기와 테이블에 포함될 수 있는 필드의 종류는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
도 18은 본 발명에 따른 L1-포스트 시그널링 정보의 일 실시예이다.
상술한 바와 같이 L1-포스트 시그널링 정보는 수신기가 PLP를 부호화하는데 필요한 파라미터들을 포함할 수 있다.
L1-포스트 시그널링 정보는 컨피규러블 블록(configurable block), 다이내믹 블록(dynamic block), 익스텐션 블록(extension block), CRC 블록(Cyclic Redundancy Check block) 및 L1 패딩 블록(L1 padding block)을 포함할 수 있다.
컨피규러블 블록은 하나의 전송 프레임 동안에 걸쳐 동일하게 적용될 수 있는 정보들을 포함할 수 있고, 다이내믹 블록은 현재 전송되고 있는 전송 프레임에 해당하는 특징적인 정보들을 포함할 수 있다. 특히 다이내믹 블록은 수신기에서 슬라이싱을 효율적으로 처리할 수 있도록 인밴드 시그널링 될 수 있다.
익스텐션 블록은 L1-포스트 시그널링 정보가 확장되는 경우 사용될 수 있으며, CRC 블록은 L1-포스트 시그널링 정보의 에러정정을 위해 사용되는 정보들을 포함할 수 있으며 32비트 크기를 가질 수 있다. 또한 패딩 블록은 L1-포스트 시그널링 정보가 여러 개의 인코딩 블록들에 나뉘어 전송되는 경우, 각 인코딩 블록에 포함되는 정보의 크기를 동일하게 맞추기 위해 사용될 수 있으며 그 크기는 가변적이다.
도 18에 도시된 테이블은 컨피규러블 블록에 포함되는 테이블로, 테이블에 포함된 필드들은 다음과 같다.
SUB_SLICES_PER_FRAME 필드는 15비트의 크기를 가지는 필드로, 전송 프레임당 서브 슬라이스의 개수를 지시할 수 있다.
NUM_PLP 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, PLP의 개수를 지시할 수 있다.
NUM_AUX 필드는 4비트의 크기를 가지는 필드로, 보조 스트림의 개수를 지시할 수 있다.
AUX_CONFIG_RFU 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 향후 사용을 위한 영역이다.
이하는 주파수 루프에 포함되는 필드들이다.
RF_IDX 필드는 3 비트의 크기를 가지는 필드로, RF 채널의 인덱스를 지시할 수 있다.
FREQUENCY 필드는 32비트의 크기를 가지는 필드로, RF 채널의 주파수를 지시할 수 있다.
이하의 필드들은 S2 필드의 LSB가 1인 경우 즉, S2='xxx1'로 표현되는 경우에만 사용되는 필드들이다.
FEF_TYPE 필드는 4비트의 크기를 가지는 필드로, FEF(Future extension frame)타입을 지시하기 위해 사용될 수 있다.
FEF_LENGTH 필드는 22비트의 크기를 가지는 필드로, FEF의 길이를 지시할 수 있다.
FEF_INTERVAL 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, FEF 인터벌의 크기를 지시할 수 있다.
이하의 필드들은 PLP 루프에 포함되는 필드들이다.
PLP_ID 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, PLP를 식별하기 위해 사용될 수 있다.
PLP_TYPE 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, 현재 PLP가 커먼 PLP 인지 일반적인 데이터를 포함하는 PLP여부를 지시할 수 있다.
PLP_PAYLOAD_TYPE 필드는 5비트의 크기를 가지는 필드로, PLP 페이로드의 타입을 지시할 수 있다.
FF_FLAG 필드는 1비트의 크기를 가지는 필드로, 고정된 주파수 플래그(fixed frequency flag)를 지시할 수 있다.
FIRST_RF_IDX 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, TFS를 위한 첫번째 RF 채널의 인덱스를 지시할 수 있다.
FIRST_FRAME_IDX 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 수퍼 프레임 내 현재 PLP의 첫번째 프레임 인덱스를 지시할 수 있다.
PLP_GROUP_ID 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, PLP 그룹을 식별하기 위해 사용될 수 있다.
PLP_COD 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, PLP의 코드 레이트를 지시할 수 있다.
PLP_MOD 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, PLP의 QAM 모듈레이션 타입을 지시할 수 있다.
PLP_ROTATION 필드는 1비트의 크기를 가지는 필드로, PLP의 성상도 로테이션 플래그를 지시할 수 있다.
PLP_FEC_TYPE 필드는 2비트의 크기를 가지는 필드로, PLP의 FEC 타입을 지시할 수 있다.
PLP_NUM_BLOCKS_MAX 필드는 10비트의 크기를 가지는 필드로, FEC 블럭들의 PLP 최대 개수를 지시할 수 있다.
FRAME_INTERVAL 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 전송 프레임의 인터벌을 지시할 수 있다.
TIME_IL_LENGTH 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로 심볼 인터리빙 (또는 시간 인터리빙)의 뎁스(depth)를 지시할 수 있다.
TIME_IL_TYPE 필드는 1비트의 크기를 가지는 필드로 심볼 인터리빙(또는 시간 인터리빙)의 타입을 지시할 수 있다.
IN-BAND_B_FLAG 필드는 1비트의 크기를 가지는 필드로, 인밴드 시그널링 플래그를 지시할 수 있다.
RESERVED_1 필드는 16비트의 크기를 가지는 필드로, PLP 루프 내에서 향후 사용하기 위한 필드이다.
RESERVED_2 필드는 32비트의 크기를 가지는 필드로, 컨피규러블 블록에서 향후 사용을 위한 필드이다.
이하는 보조 스트림 루프에 포함되는 필드이다.
AUX_RFU는 32비트의 크기를 가지는 필드로, 보조 스트림 루프 내에서 향후 사용하기 위한 필드이다.
각 필드의 크기와 테이블에 포함될 수 있는 필드의 종류는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
도 19는 본 발명에 따른 L1-포스트 시그널링 정보의 또 다른 실시예이다.
도 19에 도시된 테이블은 다이나믹 블록에 포함되는 테이블로, 테이블에 포함된 필드들은 다음과 같다.
FRAME_IDX 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 수퍼 프레임내의 프레임 인덱스를 지시할 수 있다.
SUB_SLICE_INTERVAL 필드는 22비트의 크기를 가지는 필드로, 서브 슬라이스의 인터벌을 지시할 수 있다.
TYPE_2_START 필드는 22비트의 크기를 가지는 필드로, 복수개의 프레임에 걸친 심볼 인터리버의 PLP의 시작 포지션을 지시할 수 있다. L1_CHANGE_COUNTER 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, L1-시그널링의 변화 여부를 지시할 수 있다.
START_RF_IDX 필드는 3비트의 크기를 가지는 필드로, TFS를 위한 시작 RF 채널 인덱스를 지시할 수 있다.
RESERVED_1 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 향후 사용을 위한 필드이다.
이하는 PLP 루프에 포함되는 필드들이다.
PLP_ID 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 각 PLP를 식별하기 위해 사용될 수 있다.
PLP_START 필드는 22비트의 크기를 가지는 필드로, 프레임내의 PLP 시작 주소를 지시할 수 있다.
PLP_NUM_BLOCKS 필드는 10비트의 크기를 가지는 필드로, FEC 블럭들의 PLP 개수를 지시할 수 있다.
RESERVED_2 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, PLP 루프에서 향후 사용하기 위한 필드이다.
RESERVED_3 필드는 8비트의 크기를 가지는 필드로, 다이내믹 블록에서 향후 사용하기 위한 필드이다.
이하는 보조 스트림 루프에 포함되는 필드이다.
AUX_RFU는 48비트의 크기를 가지는 필드로, 보조 스트림 루프 내에서 향후 사용하기 위한 필드이다.
각 필드의 크기와 테이블에 포함될 수 있는 필드의 종류는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
도 20은 본 발명에 따른 도 10의 방송 신호 송신 장치의 아날로그 프로세서(110500)의 일 실시예이다.
아날로그 프로세서(110500)는 DAC(Digital Analog Converter)(120100), 업-컨버터(Up-converter)(120200) 및 아날로그 필터(Analog filter)(120300)를 포함할 수 있다.
DAC(120100)는 모듈레이터(110400)로부터 입력받은 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환할 수 있다. 업-컨버터(120200)는 아날로그 신호에 대하여 전송 주파수 대역에 대해 업-컨버팅을 수행할 수 있다. 아날로그 필터(120300)는 업-컨버팅된 아날로그 신호에 대해 필터링을 수행하여 출력할 수 있다.
도 21은 본 발명에 따른 MIMO 기법을 이용한 방송 신호 수신 장치의 또 다른 실시예이다.
도 21에 도시된 바와 같이 방송 신호 수신 장치는 아날로그 프로세서(121100), 디모듈레이터(121200), 프레임 파서(Frame Parser)(121300), BICM(Bit Interleaved Coded Modulation) 디모듈레이터(121400) 및 아웃풋 프로세서(121500)을 포함할 수 있다.
아날로그 프로세서(121100)는 수신한 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환할 수 있다. 디모듈레이터(121200)는 디지털 신호를 주파수 영역의 데이터로 변환할 수 있다. 프레임 파서(121300)는 변환된 신호에 포함된 파일럿 및 헤더정보들을 제거하고 복조하고자 하는 서비스의 정보들을 선택할 수 있다. BICM 디모듈레이터(121400)는 전송 채널에서 발생한 오류를 정정할 수 있으며, 아웃풋 프로세서(121500)는 전송된 서비스 스트림의 형태 및 타이밍을 복원하여 원래의 서비스로 출력할 수 있다.
도 22는 본 발명에 따른 도 21의 방송 신호 수신 장치의 아날로그 프로세서(121100)의 일 실시예이다.
아날로그 프로세서(121100)는 튜너/AGC(Automatic gain controller)(122100), 다운-컨버터(down-converter)(122200) 및 ADC(Analog-to-Digital Converter)(122300)을 포함할 수 있다.
튜너/AGC(122100)는 수신한 디지털 신호 중 원하는 주파수 대역의 신호만 선택할 수 있다. 본 발명에서 튜너/AGC(122100)는 TFS 시스템에 적용되기 위하여 FH(Frequency Hopping)기능을 가지는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 다운-컨버터(122200)는 선택된 신호들을 베이스밴드 신호로 복원할 수 있다. ADC(122300)는 다운-컨버터(122200)에서 출력된 신호들을 디지털 신호로 변환할 수 있다.
도 23은 본 발명에 따른 도 21의 방송 신호 수신 장치의 디모듈레이터(121200)의 일 실시예이다.
디모듈레이터(121200)는 프레임 검출기(Frame detector)(123100), 시간/주파수 동기부(time/frequency sync)(123200), GI 제거기(Guard Interval remover)(123300), FFT 모듈(Fast Fourier Transformtter)(123400), 파일럿 추출기(Pilot extractor)(123500)및 MISO 디코더(MISO decoder)(123600)을 포함할 수 있다.
프레임 검출기(123100)는 전송된 전송 프레임의 프리앰블을 검출하여 해당 전송 신호의 존재여부를 확인할 수 있으며, 전송 프레임의 시작 부분을 검출할 수 있다. 시간/주파수 동기부(123200)는 시간 영역과 주파수 영역에서 동기화 과정을 수행할 수 있다. 이 경우 시간/주파수 동기부(123200)는 시간 영역의 동기화를 위하여 가드 인터벌 코릴레이션(correlation)을 사용할 수 있다. 또한 주파수 영역의 동기화를 위하여 가드 인터벌 코릴레이션을 사용하거나, 주파수 영역을 통하여 전송되는 서브 케리어의 위상 정보로부터 추정된 오프셋을 사용할 수도 있다.
GI 제거기(123300)는 수신한 신호에 포함된 가드 인터벌을 제거할 수 있다. FFT 모듈(123400)는 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환할 수 있으며, 파일럿 추출기(123500)는 채널추정 및 등화(channel estimation/equalization)를 수행하기 위해 수신한 신호로부터 파일럿 심볼을 추출할 수 있다. MISO 디코더(123500)는 각 전송 안테나로부터 수신 안테나 간의 전송 채널을 추정하고, 이를 이용하여 MISO 디코딩을 수행할 수 있다.
도 24는 본 발명에 따른 도 21의 방송 신호 수신 장치의 프레임 파서(121300)의 일 실시예이다.
프레임 파서(121300)는 2개의 주파수 디인터리버들(124100, 124200) 및 2개의 셀 디맵퍼들(124200,124400)을 포함할 수 있다.
도 24에 도시된 바와 같이 주파수 디인터리버들(124100, 124200)은 H-경로와 V-경로를 통해 입력되는 인터리빙된 심볼들을 주파수 영역에서 각각 디인터리빙 할 수 있다.
또한 셀 디맵퍼들(124200,124400)은 도면에는 도시되어 있지 않으나, 시스템 컨트롤러로부터 받은 L1 시그널링 정보를 이용하여 전송 프레임 내에 배치된 각 PLP들과 L1 시그널링 정보를 추출하여 BICM 디모듈레이터(121400)으로 전송한다.
이 경우 L1-프리 시그널링 정보에 해당하는 심볼들은 전송 프레임내의 정해진 위치에서 추출가능하며, L1-프리 시그널링 정보에 해당하는 심볼들을 복호하여 L1-포스트 시그널링 정보에 해당하는 심볼들의 위치를 알 수 있다. 또한 L1-포스트 시그널링 정보에 해당하는 심볼들을 복호하여 각 PLP의 위치를 알 수 있다. 이러한 파라미터들의 상호작용은 시스템 컨트롤러에 의해 이루어질 수 있다(도면에는 도시되지 않음).
상술한 바와 같이 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보는 전송 프레임의 프리앰블에 포함되어 있을 수 있다. 또한 시그널링 정보에 포함된 파라미터들이 복호되면, 시스템 컨트롤러는 복호된 파라미터 중 PLP에 포함된 데이터를 복호하기 위해 필요한 파라미터들을 해당하는 수신기의 각 구성요소에 전송할 수 있다.
도 25는 본 발명에 따른 도 21의 방송 신호 수신 장치의 BICM 디모듈레이터(121400)의 일 실시예이다.
BICM 디모듈레이터(121400)는 p+1개의 심볼 디인터리버들(125100-0~p), p+1개의 LLR 계산기들(2D-LLR-caculator)(125200-0~p), p+1개의 먹스들(mux)(125300-0~p), p+1개의 비트 먹스들(bit mux)(125400-0~p), p+1개의 이너 디인터리버들(125500-0~p), p+1개의 이너 디코더들(125600-0~p), p+1개의 아웃터 디인터리버들(125700-0~p) 및 p+1개의 아웃터 디코더들(125800-0~p)을 포함할 수 있다.
심볼 디인터리버들(125100-0~p)은 각 PLP에 대하여 심볼 도메인의 인터리빙을 각각 수행할 수 있다. LLR 계산기들(125200-0~p)은 로테이션 및 재매핑된 성상도를 입력받고 원래의 심볼 매핑으로 각각 복원할 수 있다. 또한 2-디멘셔널 비트(2-dimentional bit) LLR을 계산하여 다이버시티 게인을 각각 얻을 수 있다. 본 발명의 다이버시티 게인은 극성/공간 다이버시티(polarity/spatial diversity) 게인 및 시간/주파수 다이버시티(time/frequency diversity) 게인을 포함할 수 있다.
먹스들(125300-0~p)은 전송측에서 분리된 심볼열에 해당하는 비트 LLR 정보들을 원래의 순서를 갖는 하나의 심볼열에 해당하는 비트 LLR 정보들로 각각 복원할 수 있다.
비트 먹스들(125400-0~p)은 도 12에서 설명한 BICM 모듈레이터(110200)에 포함된 비트 디먹스들(112500-0~p)의 역과정으로 각각 멀티플렉싱을 수행할 수 있다. 이너 디인터리버들(125500-0~p)및 아웃터 디인터리버들(125700-0~p)은 도 12에서 설명한 BICM 모듈레이터(110200)에 포함된 아웃터 인터리버들(112200-0~p)과 이너 인터리버들(112400-0~p)의 역과정으로 디인터리빙을 각각 수행하여 멀티플렉싱된 데이터들을 원래의 비트 스트림열의 순서로 복원할 수 있다.
이너 디코더들(125600-0~p)및 아웃터 디코더들(125800-0~p)은 도 12에서 설명한 BICM 모듈레이터(110200)에 포함된 아웃터 코더들(112100-0~p)과 이너 코더들(112300-0~p)의 역과정으로 디코딩을 각각 수행하여 전송 채널상에서 발생한 에러를 정정할 수 있다.
도 26은 본 발명에 따른 도 21의 방송 신호 수신 장치의 BICM 디모듈레이터(121400)의 또 다른 실시예이다.
시그널링 정보를 복호화하기 위한 BICM 디모듈레이터(121400)는 2개의 2D-LLR 계산기들(126100-p+1~p+2), 2개의 먹스들(126200-p+1~p+2), 2개의 비트 먹스들(126300-p+1~p+2), 2개의 이너 디인터리버들(126400-p+1~p+2), 2개의 이너 디코더들(126500-p+1~p+2), 2개의 아웃터 디인터리버들(126600-p+1~p+2) 및 2개의 아웃터 디코더들(126700-p+1~p+2)를 포함할 수 있다.
시그널링 정보를 복호화하기 위한 과정은 심볼 디인터리버들(125100-0~p)이 제외된다는 점을 제외하고는 도 25에서 설명한 PLP에 포함된 데이터를 복호화하기 위한 과정과 동일하게 이루어진다. 단, 복호화 과정에 사용되는 파라미터는 도 25에 도시된 복호화 과정에 사용되는 파라미터와 다르다. 또한 도 25에 도시된 바와 같이, PLP에 포함된 복호된 데이터는 아웃풋 프로세서(121500)로 출력되나, 도 26에 도시된 바와 같이 복호된 시그널링 정보는 시스템 컨트롤러로 전송될 수 있다. 상술한 바와 같이 시스템 컨트롤러는 복호된 시그널링 정보에 포함된 파라미터 중 PLP에 포함된 데이터를 복호화기 위해 필요한 파라미터들을 수신기의 각 구성요소로 전달할 수 있다.
도 27은 본 발명에 따른 도 21의 방송 신호 수신 장치의 아웃풋 프로세서(121500)의 일 실시예이다.
아웃풋 프로세서(121500)는 p+1개의 BB 디스크램블러들(BB Descrambler)(127100-0~p), p+1개의 L1 시그널링 정보 추출기(Signaling Detector)(127200-0~p), p+1개의 BB 헤더 제거기들(BB header Remover)(127300-0~p), p+1개의 CRC 디코더들(127400-0~p), p+1개의 널 패킷 삽입기들(Null Packet Inserter)(127500-0~p), p+1개의 딜레이 보상기들(Delay Recover)(127600-0~p), p+1개의 아웃풋 클럭 보상기들(Output Cluck Recover)(127700-0~p), p+1개의 아웃풋 인터페이스들(127800-0~p) 및 아웃풋 포스트-프로세서(127800)을 포함할 수 있다.
BB 디스크램블러들(127100-0~p)은 도 11에서 설명한 바와 같이 전송측의 BB 스크램블러(111400-0~p)에서 랜더마이징된 입력 비트열을 각각 원래의 순서를 가지는 비트열로 각각 복원할 수 있다.
L1 시그널링 정보 추출기들(127200-0~p)은 인밴드 시그널링 된 L1 시그널링 정보를 추출할 수 있다.
BB 헤더 제거기들(127300-0~p)은 BB 프레임 시작 부분에 전송된 헤더를 각각 제거할 수 있다. CRC 디코더들(127400-0~p)은 CRC 디코딩을 각각 수행할 수 있다. 이를 통해 수신부에서는 신뢰성이 높은 BB 프레임을 선택할 수 있다.
널 패킷 삽입기들(127500-0~p)은 전송효율을 높이기 위해서 제거되었던 널 패킷을 원래의 위치에 각각 삽입시킬 수 있다. 딜레이 보상기들(127600-0~p)은 보상되었던 각 PLP들의 딜레이 차이를 각각 원래대로 복원시킬 수 있다.
아웃풋 클럭 보상기들(127700-0~p)은 각각 도 11에서 설명한 인풋 스트림 싱크 모듈레이터들(111210-0~p)에서 발생시켜 전송한 싱크 타이밍 정보를 이용하여 원래의 타이밍에 서비스를 복원할 수 있다.
아웃풋 인터페이스들(127800-0~p)은 BB 프레임 단위로 슬라이싱되어 있던 입력 비트열들을 원래의 TS/GS 패킷 단위로 복원할 수 있으며, 아웃풋 포스트-프로세서(127800)는 필요한 경우 복수개의 TS/GS 스트림들을 하나의 완전한 TS/GS 스트림으로 복원할 수 있다.
방송 신호 수신 장치가 하나의 PLP만을 복호화 할 경우, BB 스크램블러(127100-0), BB 헤더 제거기(127300-0), CRC 디코더(127400-0) 및 아웃풋 인터페이스(127700-0) 만을 사용할 수 있다.
도 28부터 도 43은 MIMO 기법을 이용한 방송 송수신 장치의 또 다른 실시예 및 추가적인 방송 신호를 전송하기 위한 전송 프레임의 구조를 나타내고 있다.
도 28은 본 발명에 따른 MIMO 기법을 이용한 방송 신호 송신 장치의 또 다른 실시예이다.
도 28에 도시된 바와 같이, 방송 신호 송신 장치는 인풋 프리-프로세서(128000), 인풋 프로세서(128100), BICM 모듈레이터(128200), 프레임 빌더(128300), OFDM 모듈레이터(128400)를 포함할 수 있다. 또한 도면에 도시되지 않았으나 OFDM 모듈레이터(128400) 후단에는 도 10에 도시된 바와 같이 아날로그 프로세서(110500)를 포함할 수 있다.
입력 스트림은 복수개의 MPEG-TS 스트림 또는 GSE 스트림을 포함할 수 있다.
인풋 프리-프로세서(128000)는 복수개의 MPEG-TS 스트림 또는 GSE 스트림에 대해 강인성을 부여하기 위하여 서비스 단위로 복수개의 PLP들을 생성할 수 있다. 인풋 프로세서(128100)는 생성된 복수개의 PLP들을 포함하는 BB 프레임을 생성할 수 있다.
BICM 모듈레이터(128200)는 전송 채널상의 오류를 정정할 수 있도록 리던던시(redundancy)를 추가하고 데이터를 인터리빙할 수 있다. BICM 모듈레이터(128200)은 도 10에서 상술한 BICM 모듈레이터(110200)을 포함할 수 있다.
프레임 빌더(128300)는 복수개의 PLP들을 전송 프레임에 매핑할 수 있으며, OFDM 모듈레이터(128400)는 입력 데이터들을 모듈레이팅하여 안테나로 전송할 수 있는 베이스밴드 시그널을 생성할 수 있다. 도면에는 도시되지 않았으나 아날로그 프로세서(110500)은 OFDM 모듈레이터(128400)로부터 출력된 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환할 수 있다.
도 29는 본 발명에 따른 도 28의 방송 신호 송신 장치의 인풋 프로세서(128100)의 또 다른 실시예이다.
도 29는 인풋 스트림이 1개인 경우 인풋 프로세서(128100)의 실시예를 도시하고 있다. 인풋 스트림이 1개인 경우 인풋 프로세서(128100)는 인풋 인터페이스 모듈레이터(129100), CRC-8 인코더(129200), BB 헤더 삽입기(129300), 패딩 삽입기(129300) 및 BB 스크램블러(129400)를 포함할 수 있다.
인풋 스트림이 1개인 경우의 인풋 프로세서(128100)의 동작은 도 11에 도시된 복수개의 인풋 스트림을 수신 인풋 프로세서(110100)의 동작과 거의 동일하다.
인터페이스 모듈레이터(129100)는 입력 스트림을 BB 프레임을 생성하기 위해 필요한 개수의 비트수 단위로 슬라이싱하여 BB 프레임을 생성할 수 있다. CRC-8 인코더(129200)는 CRC 인코딩을 수행할 수 있으며, BB 헤더 삽입기(129300)는 베이스 밴드 프레임의 전단에 고정된 크기를 갖는 헤더를 각각 삽입할 수 있다.
패딩 삽입기(129300)는 입력된 비트 스트림이 데이터량이 BB 프레임의 양보다 적은 경우, BB 프레임을 형성하기 위하여 패딩 비트를 삽입할 수 있다. BB 스크램블러(129400)는 입력 비트 스트림을 PRBS(Pseudo Random Binary Sequence)으로 XOR(Exclusive OR)연상을 수행하여 랜더마이징 할 수 있다.
도 30은 본 발명에 따른 도 28의 방송 신호 송신 장치의 스케쥴러(111300)의 일 실시예이다.
도 11에서 설명한 바와 같이 스케쥴러(111300)는 복수개의 PLP들을 전송 프레임의 각 슬롯에 할당하기 위한 스케쥴링을 수행할 수 있다. 스케쥴러(111300)는 p+1개의 프레임 지연기들(130100-0~p), p+1개의 인밴드시그널링/패딩 삽입기들(130200-0~p) 및 p+1개의 BB 스크램블러(130300-0~p)를 포함할 수 있다.
p+1개의 BB 스크램블러(130300-0~p)는 도 11에 도시된 BB 스크램블러들(111400-0~p)와 동일할 수 있으며, 전송 비트열간의 상관성을 최소화하기 위해서 입력 비트열을 각각 랜더마이징할 수 있다.
스케쥴러(111300)는 듀얼극성(dual polarity) MIMO를 위한 스케쥴러를 포함할 수 있다. 즉, BICM 모듈레이터(128200)에서 사용될 수 있는 H-경로, V-경로와 같은 극성 경로(polarity path)와 관련된 파라미터들을 발생시킬 수 있다.
프레임 지연기들(130100-0~p)은 인밴드 시그널링을 위해서 연속적으로 전송될 프레임에 대한 스케쥴링 정보가 현재 프레임을 통해 전송될 수 있도록 입력 데이터를 하나의 전송 프레임만큼 지연시킬 수 있다.
인밴드시그널링/패딩 삽입기들(130200-0~p)은 한 개의 전송 프레임만큼 지연된 데이터에 지연되지 않은 L1 시그널링 정보 중 다이내믹 블록에 포함되는 정보, 즉 L1-다이내믹 시그널링 정보을 삽입할 수 있다. 이 경우 입력 데이터 내에 여유 공간이 있는 경우 패딩 비트를 삽입할 수도 있고, 인밴드 시그널링 정보를 여유 공간에 삽입할 수 있다.
또한 스케쥴러(111300)는 인밴드 시그널링과 별개로 현재 프레임의 L1-다이내믹 시그널링 정보를 셀 맵퍼들(115100,115300)로 전송할 수 있다. 셀 맵퍼들(115100,115300)은 입력된 정보를 이용하여 셀들을 매핑할 수 있도록 할 수 있다. 또한 스케쥴러(111300)는 L1 시그널 정보를 BICM 모듈레이터(110200)에 전송할 수 있다.
도 31은 본 발명에 따른 도 28의 방송 신호 송신 장치의 BICM 모듈레이터(128200)의 일 실시예이다.
도 31에 도시된 바와 같이 복수개의 PLP에 포함된 데이터를 부호화하기 위한 BICM 모듈레이터(110200)는 p+1개의 FEC 인코더들(131100-0~p), p+1개의 비트 인터리버들(131200-0~p), p+1개의 제 1 디먹스들(131300-0~p), p+1개의 성상도 맵퍼들(131400-0~p), p+1개의 제 2 디먹스들(131500-0~p), p+1개의 셀 인터리버들(131600-0~p), p+1개의 시간 인터리버들(131700-0~p) 및 p+1개의 성상도 로테이터/재매핑기들(131800-0~p)을 포함할 수 있다.
FEC 인코더들(131100-0~p)은 전송채널상에 발생하는 오류를 정정할 수 있도록 리던던시를 추가할 수 있고, 1/4, 1/3, 2/5과 같은 코드 레이트를 지원할 수 있다.
비트 인터리버들(131200-0~p)은 인코딩된 비트 스트림에 대해서 인터리빙을 수행할 수 있고, 제 1 디먹스들(131300-0~p)은 인터리빙된 비트들의 순서를 조절하여 비트의 강인성을 제어하고, 비트들을 포함하는 셀을 생성할 수 있다.
성상도 맵퍼들(131400-0~p)은 입력된 셀들을 성상도에 매핑할 수 있다. 제 2 디먹스들(131500-0~p)은 성상도에 매핑된 셀들을 H-경로와 V-경로로 분리하여 출력할 수 있다.
셀 인터리버들(131600-0~p)은 하나의 LDPC 블록 내에 포함되는 셀들을 인터리빙 할 수 있고, 시간 인터리버들(131700-0~p)은 여러 개의 LDPC 블록내에 포함되는 셀들을 인터리빙 할 수 있다. 셀 인터리버들(131600-0~p)과 시간 인터리버들(131700-0~p)은 각 극성 경로 내에서만 인터리빙을 수행할 수 있다.
성상도 로테이터/재매핑기들(131800-0~p)은 입력된 H-경로 및 V-경로에 대하여 성상도를 회전시킬 수 있고, 회전시킨 성상도의 I/Q를 이용하여, 각 경로에 포함된 심볼열들을 출력 성상도로 재매핑할 수 있다. 도 12와 도 13에서 상술한 바와 같이 이 경우, H-경로와 V-경로의 I/Q 컴포넌트들은 서로 섞이게 되어 동일한 정보가 H-경로와 V-경로 각각에 전송되므로 다이버시티 게인(diversity gain)을 얻을 수 있다. 즉, 각각의 출력 성상도는 제 2 디먹스를 통해 각 극성 경로에 포함된 정보를 모두 포함할 수 있다.
본 발명은 MIMO 컴포넌트인 FRFD (Full Rate Full Diversity) 코드의 기능을 수행하기 위하여, 본 발명에서는 spatial multiplexing과 성상도 로테이터/재매핑기(131800-0~p)를 사용하는 것을 일 실시예로 할 수 있다.
FRFD 코드를 사용하게 되면 2x2 MIMO의 옵티멀 코드로 알려진 GC(Golden code)의 경우, 수신부에서 ML(Maximum Likelihood) 디코딩과 같이 상당히 높은 복잡도를 요구하는 디코딩을 수행할 수 밖에 없다. 따라서 본 발명에서는 성상도 로테이터/재매핑기(131800-0~p)를 포함하여 수신부에서의 디코딩 복잡도를 낮출 수 있다.
도 32는 본 발명에 따른 도 28의 방송 신호 송신 장치의 BICM 모듈레이터(128200)의 또 다른 실시예이다.
시그널링 정보를 부호화하기위한 BICM 모듈레이터(110200)는 L1 시그널 제너레이터(L1 signal generator)(132100), 2개의 FEC 인코더들(132200-0~1), 비트 인터리버(132200), 제 1 디먹스(132300), 2개의 성상도 맵퍼들(132400-0~1), 2개의 제 2 디먹스들(132500) 및 2개의 성상도 로테이터/재맵퍼들(132600-0~1)을 포함할 수 있다.
L1 시그널 제너레이터(132100)는 입력된 L1-다이내믹 정보와 L1 컨피규레이션 정보를 인코딩하여 L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보를 생성할 수 있다. 도 32의 시그널링 정보는 도 17내지 도 19에서 상술한 시그널링 정보를 포함할 수 있다.
2개의 FEC 인코더들(132200-0~1)은 입력된 L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보에 대해 각각 쇼트닝과 펑처링을 포함한 FEC 인코딩을 수행할 수 있다. 이 경우 인코딩 방법은 BCH 인코딩 및 LDPC 인코딩을 포함할 수 있다.
비트 인터리버(132200), 제 1 디먹스(132300), 2개의 성상도 맵퍼들(132400-0~1), 2개의 제 2 디먹스들(132500) 및 2개의 성상도 로테이터/재맵퍼들(132600-0~1)은 도 31에서 상술한 바와 동일한 기능을 수행할 수 있다.
도 33은 본 발명에 따른 도 28의 방송 신호 송신 장치의 프레임 빌더(128300)의 일 실시예이다.
프레임 빌더(128300)는 딜레이 보상기(133100), 셀 맵퍼(133200) 및 주파수 인터리버(133300)을 포함할 수 있다. 도 33의 셀 맵퍼(133200)는 도 11에서 상술한 셀 맵퍼(115100,115300)를 포함할 수 있다. 셀 맵퍼(133200)는 커먼 PLP 어셈블러(133200-1), 서브 슬라이스 프로세서(133200-2), 데이터 PLP 어셈블러(133200-3) 및 시그널링 정보 어셈블러(133200-4)를 포함할 수 있다.
딜레이 보상기(133100)는 셀 매핑을 위해, 시그널링 정보에 대해 발생한 딜레이를 보상하여 입력되는 PLP들과 시간 동기를 맞출수 있다.
셀 맵퍼(133200)는 입력된 커먼 PLP 셀들과 일반적인 데이터를 포함하는 PLP 셀들 및 시그널링 정보를 포함하는 셀들을 전송 프레임의 OFDM 심볼기반의 어레이(array)에 배치할 수 있다.
셀 맵퍼(133200)는 시그널링 정보에 포함된 스케쥴링 정보를 이용하여 배치관련 기능을 수행할 수 있다. 셀 맵퍼(133200)는 본 발명의 MIMO 방식에 따라 서로 다른 극성 경로에 대하여 동일한 셀 매핑 방식을 적용할 수도 있고, 서로 다른 셀 매핑 방식을 적용할 수도 있다. 이는 스케쥴링 정보에 따라 달라질 수 있다.
구체적으로, 커먼 PLP 어셈블러(133200-1)은 스케쥴링 정보에 따라 커먼 PLP 셀들 배치할 수 있고. 서브 슬라이스 프로세서(133200-2)는 서브 슬라이스를 생성하고, 스케쥴링 정보에 따라 배치할 수 있다. 데이터 PLP 어셈블러(133200-3)는 스케쥴링 정보에 따라 데이터를 포함하는 PLP 셀들을 배치할 수 있으며, 시그널링 정보 어셈블러(133200-4)는 스케쥴링 정보에 따라 시그널링 정보를 포함하는 셀들을 배치할 수 있다.
주파수 인터리버(133300)는 OFDM 심볼 기반으로 배치된 셀들을 주파수 영역에서 인터리빙 할 수 있다.
도 34는 본 발명에 따른 도 28의 방송 신호 송신 장치의 OFDM 모듈레이터(128400)의 일 실시예이다.
OFDM 모듈레이터(128400)는 2개의 MISO 프로세서들(134100-0~1), 2개의 파일럿 인서터/더미 톤 예약기들(134200-0~1), 2개의 IFFT 모듈들(134300-0~1), 2개의 PAPR 리덕션 모듈들(134400-0~1), 2개의 GI 삽입 모듈들(134500-0~1), 2개의 P1 삽입 모듈들(134600-0~1) 및 2개의 DAC들(134700-0~1)을 포함할 수 있다.
본 발명의 OFDM 모듈레이터(128400)는 H-경로 및 V 경로 각각에 대하여 모듈레이션을 수행하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 도 34 상단에 도시된 모듈레이터는 H-경로를 통해 전송된 신호를 처리하기 위한 모듈레이터이며, 하단에 도시된 모듈레이터는 V-경로를 통해 전송된 신호를 처리하기 위한 모듈레이터이다.
MISO 프로세서들(134100-0~1)은 각 경로로 전송된 입력된 심볼들에 대하여 전송 다이버시티를 가질 수 있도록 MISO 인코딩을 수행할 수 있다.
파일럿 인서터/더미 톤 예약기들(134200-0~1)은 수신단에서 전송채널 추정 및 시간/주파수 동기를 수행할 수 있도록 파일럿을 삽입할 수 있다. 또한 OFDM 신호의 시간 영역에서의 PAPR을 감소시키기 위하여 특정 캐리어에 데이터를 전송하지 않을 수도 있다.
IFFT 모듈들(134300-0~1)은 각각 주파수 영역의 신호를 시간 영역의 신호로 변환하는 역푸리에 연산을 각각 수행할 수 있다.
PAPR 리덕션 모듈들(134400-0~1)은 역푸리에 연산된 신호들의 PAPR을 각각 줄일 수 있으며, 또한 PAPR 리덕션 알고리즘(PAPR reduction algorithm)에 따라 필요한 정보를 파일럿 인서터/더미 톤 예약기들(134200-0~1)로 피드백할 수 있다.
GI 삽입 모듈들(134500-0~1)은 이펙티브 OFDM 심볼의 마지막 부분을 복사하여 cylic prefix 형태로 가드 인터벌을 각각 삽입할 수 있다.
P1 삽입 모듈들(134600-0~1)은 수신기의 복호 과정에 필요한 최소한의 파라미터들을 포함하는 P1 symbol을 삽입할 수 있다.
DAC들(134700-0~1)은 입력 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환할 수 있다. 이후 각각의 극성 경로로 출력되는 신호는 전송 장치의 해당 극성 안테나를 통해 전송 될 수 있다.
또한 본 발명에서는 종래 방송 시스템과 RF 주파수 대역을 공유하면서, 추가적인 방송 신호(또는 인핸스드 방송 신호) 예컨대 모바일 방송 신호를 송수신할 수 있는 시스템을 제공할 수 있다. 이러한 모바일 방송 시스템을 DVB-NGH라 호칭할 수 있다.
이하에서는 추가적인 방송 신호를 전송하기 위한 전송 프레임의 구조에 대해 살펴보기로 한다.
도 35는 본 발명에 따른 PLP 기반의 NGH-전송 프레임의 일 실시예이다.
도 35에 도시된 바와 같이 전송 장치에서 출력되는 전송 프레임은 P1 심볼과 복수개의 P2 심볼과 복수개의 심볼들을 포함할 수 있다.
P1 심볼은 전송 타입 및 전송 파라미터들을 포함하고 있으며, 수신기에서는 P1 심볼을 이용하여 프레임을 검출하는데 사용되며, 튜닝 정보를 제공한다.
P2 심볼은 L1-프리 시그널링 정보, L1-포스트 시그널링 정보 및 커먼 PLP를
운반할 수 있다.
커먼 PLP는 NIT(Network Information Table)와 같은 네트워크 정보 또는 PLP 정보, 및 SDT(Service Description Table) 또는 EIT(Event Information Table)와 같은 서비스 정보를 포함할 수 있다.
P2 심볼 후단에 위치한 심볼들은 복수개의 데이터 PLP들을 포함할 수 있다.
데이터 PLP는 오디오, 비디오 및 데이터 TS 스트림 및 PAT(Program Association Table), PMT(Program Map Table)와 같은 PSI/SI 정보를 포함할 수 있다. 데이터 PLP는 전송 프레임당 하나의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 타입 1 PLP와 복수개의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 타입 2 PLP를 포함할 수 있다.
본 발명의 데이터 PLP들은 하나의 서비스에 해당할 수도 있고, 하나의 서비스에 포함되는 서비스 컴포넌트들에 포함될 수도 있다. 데이터 PLP가 하나의 서비스가 아닌 서비스 컴포넌트에 해당하는 경우는 도 17에서 상술한 바와 같이 PLP_TYPE 필드 중 예비 필드 중 하나를 사용하여 서비스 컴포넌트에 해당하는 PLP임을 표시할 수 있다. 그 외에 보조 데이터(Auxiliary Data)가 추가될 수 있다.
또한 본 발명은 기본적인 데이터 외에 추가적인 데이터를 전송하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 따라서 도 35에 도시된 바와 같이 타입 2 PLP인 PLP M1과 PLP (M1+M2)는 기본적인 비디오 데이터가 아닌 추가적인 비디오 데이터를 포함할 수 있다. 이러한 추가적인 비디오 데이터는 모바일 방송 신호를 위해 사용될 수 있으며, 이를 위해 사용되는 전송 프레임을 NGH 전송 프레임이라 호칭할 수 있다.
하지만 이러한 PLP 기반의 NGH 전송 프레임은 PLP별로 MIMO나 MISO를 적용할 수 없어서 페이로드를 증가시킬 수 없다.
도 36은 본 발명에 따른 FEF 기반의 NGH 전송 프레임의 일 실시예이다.
본 발명에서는 추가적인 비디오 데이터를 전송하기 위하여 FEF(Future extension frame)를 사용하는 것을 실시예로 할 수 있다. 본 발명에서는 이러한 프레임을 NGH 프레임이라 호칭할 수 있다. 도 36에 도시된 바와 같이 표시가 되지 않은 프레임들은 기본적인 비디오 데이터를 전송하기 위한 기본 프레임이며, 표시된 프레임들은 추가적인 비디오 데이터를 전송하기 위한 FEF이다.
도 36은 특히 전송 프레임을 모두 포함하는 수퍼 프레임 구조를 나타내고 있다. (a)는 기본 프레임과 FEF의 비율이 1:N인 경우이고, (b)는 FEF의 비율이 최대 비율이 되는 경우으로 전송되는 경우로써, 기본 프레임과 FEF의 비율이 1:1인 경우를 나타내고 있다. 이 경우 FEF는 기본 프레임과의 공유성을 극대화시키기 위하여 기본 프레임과 매우 유사한 구조를 가질 수도 있다. 본 발명은 도 36에 기재된 실시예에만 국한되는 것은 아니며, 다양한 실시예들은 후술하기로 한다.
도 37은 본 발명에 따른 독립적인 프레임 기반의 NGH 전송 프레임의 일 실시예이다.
독립적인 프레임을 통해 추가적인 비디오 데이터를 전송하는 경우에는 수신기에서 독립적인 프레임을 식별하고 처리할 수 있어야 한다. 따라서 수신시가 독립적인 NGH 프레임을 검출할 수 있도록 NGH 프레임에 관한 정보를 포함한 별도의 P1 심볼이 필요하다. 본발명에서는 별도의 P1 심볼을 NGH P1 심볼이라 호칭할 수 있으며 이는 기존 전송 프레임에서 사용되던 P1 심볼과다를 수 있다.
본 발명에서는 NGH P1 심볼을 생성하기 위하여 기존의 전송 프레임의 P1 심볼을 수정하여 사용할 수 있다. 이 경우 도 37에 도시된 바와 같이 (a) P1 심볼의 구조를 수정하거나, (b) 심볼 제너레이션을 변형시켜 NGH P1 심볼을 생성할 수 있다.
도 37의 (a)에 도시된 바와 같이, P1 심볼 구조를 수정하여 NGH P1 심볼을 생성하는 방법은 P1 심볼의 prefix와 postfix를 위한 주파수 변위값 fSH를 변형시키거나 P1 심볼의 길이인 TP1C나 TP1B를 바꾸는 등의 방법이 될 수 있다. 또는 1K의 P1 심볼의 길이를 조정하는 것도 하나의 방법이 될 수 있을 것이다. 단, 기존의 P1 심볼을 수정하여 NGH P1 심볼을 생성하는 경우 P1 심볼 구조에 사용되는 파라미터들(fSH, TP1C, TP1B 등)도 적절하게 수정되어야 한다.
도 37의 (b)에 도시된 바와 같이, P1 심볼 제너레이션을 변형시켜 NGH P1 심볼을 생성하는 방법은 진하게 표시된 모듈들(137100,137200,137300)로부터 P1 심볼에 사용되는 액티브 캐리어(active carrier)의 분포를 바꾸는 방법(예를 들어 CDS 테이블 모듈(137100)이 다른 CSS(Complementary Set of Sequence)를 사용하는 방법등) 또는 P1 심볼로 전송하는 정보를 위한 패턴을 변형시키는 방법(signaling to MSS 모듈(137200)이 다른 CSS(Complementary Set of Sequence)를 사용하는 방법등)등이 있을 수 있다.
도 38은 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치의 또 다른 실시예이다.
본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치는 OFDM 디모듈레이터(138100), 프레임디맵퍼(138200), BICM 디코더(138300) 및 아웃풋 프로세서(138300)를 포함할 수 있다. 이는 도 21에 도시된 방송 신호 수신 장치와 기능이 유사하며, 이하 간단하게 기능을 설명한다.
OFDM 디모듈레이터(138100)는 여러 개의 수신 안테나로 수신된 신호들을 주파수 영역의 신호로 변환할 수 있다. 프레임 디맵퍼(138200)는 주파수 영역으로 변환된 신호 중 필요한 서비스를 위한 PLP들을 출력할 수 있다. BICM 디코더(138300)는 전송 채널에 의해서 발생한 에러를 정정할 수 있으며, 아웃풋 프로세서(138300) 는 출력 TS 혹은 GS 스트림을 발생시키기 위해 필요한 과정들을 수행할 수 있다. 이때, 입력 안테나 신호는 듀얼 극성 신호를 입력받을 수 있으며 출력 TS 혹은 GS 스트림은 한 개 혹은 복수개의 스트림들이 출력될 수 있다.
도 39는 본 발명에 따른 도 38의 방송 신호 수신 장치의 OFDM 디모듈레이터(138100)의 일 실시예이다.
OFDM 디모듈레이터(138100)는 각각 H-경로와 V-경로로 입력된 신호에 대해 디모듈레이팅을 수행하며 도 23에서 설명한 디모듈레이터(121200)과 유사한 기능을 수행할 수 있다.
OFDM 디모듈레이터(138100)는 2개의 ADC들(139100-0~1), 2개의 P1 심볼 추출기들(139200-0~1), 2개의 시간/주파수 동기부들(139300-0~1), 2개의 GI 제거기들(139400-0~1), 2개의 FFT 모듈들(139500-0~1), 2개의 채널 추정기들(139600-0~1) 및 2개의 등화/MISO 디코더들(139700-0~1)을 포함할 수 있다.
ADC들(139100-0~1)은 각각 상단의 H-경로와 V-경로로 입력된 신호들을디지털 신호로 변환할 수 있다. P1 심볼 추출기들(139200-0~1)은 디지털 변환된 신호에 대해서 P1 심볼을 검출하고, P1 심볼을 통해 NGH 신호를 검출할 수 있다. 이 경우 검출된 P1 심볼은 상술한 NGH 심볼이 될 수 있다.
시간/주파수 동기부들(139300-0~1)는 검출된 NGH 신호 영역에 대해서 가드인터벌 추출을 포함하는 시간 동기와 캐리어 주파수 동기를 수행할 수 있다.
GI 제거기들(139400-0~1)은 동기화된 신호에 대해 가드 인터벌을 제거할 수있고, FFT 모듈들(139500-0~1)은 가드 인터벌이 제거된 신호를 주파수 영역의 신호로 변환할 수 있다.
채널 추정기들(139600-0~1)는 주파수 영역에 삽입된 파일롯 신호를 이용하여 전송 안테나로부터 수신 안테나까지의 전송 채널을 추정할 수 있으며, 등화/MISO 디코더들(139700-0~1)은 이렇게 추정된 채널을 사용하여 전송 채널의 왜곡을 보상하고 MISO 디코딩을 수행할 수 있다.
도 40은 본 발명에 따른 도 38의 방송 신호 수신 장치의 프레임 디맵퍼(138200)의 일 실시예이다.
프레임 디맵퍼(138200)는 도 33에서 설명한 프레임 빌더(128300)의 역변환 과정을 수행할 수 있으므로 이하 간략히 기능을 설명한다.
프레임 디맵퍼(138200)는 주파수 디인터리버(140100) 및 셀 맵퍼(140200)을 포함할 수 있다.
주파수 디인터리버(140100)는 입력된 H-경로 및 V-경로에 대해서 주파수 영역의 디인터리빙을 수행할 수 있다. 셀 맵퍼(140200)는 수신된 전송 프레임 으로부터 커먼 PLP와 데이터 PLP, L1 시그널링 셀들을 추출해낼 수 있으며, 여러 개의 서브 슬라이스에 분산되어 전송된 데이터들을 머징하여 하나의 PLP를 생성할 수도 있다.
도 41은 본 발명에 따른 도 38의 방송 신호 수신 장치의 BICM 디코더(138300)의 일 실시예이다.
BICM 디코더(138300)는 도 31 및 32에서 설명한 BICM 모듈레이터(128200)의 역변환 과정을 수행할 수 있으므로, 이하 간략히 기능을 설명한다.
BICM 디코더(138300)는 복수개의 PLP들을 복호할 수 있으며(141100), 시그널링 정보를 복호할 수 있다(141200).
우선 복수개의 PLP들을 복호하기 위하여, 성상도 로테이터/디맵퍼들은 입력 심볼에 대해서 2D-LLR(2 Dimensional Log Likelihood Ratio)를 계산하고, 원래의 H-경로 및 V- 경로 신호로 분리할 수 있다. 시간 디인터리버들은 시간 영역에서 입력된 심볼들에 대해 디인터리빙을 수행하여 원래의 위치로 복원시킬 수 있으며 셀 디인터리버들은 하나의 LDPC 블록에 포함된 셀들에 대하여 디인터리빙을 수행하여 원래의 위치로 복원시킬 수 있다. 제 1 먹스들은 H-경로 및 V-경로로 분리되어 전송된 셀들을 하나의 셀 스트림으로 머징할 수 있으며, 제 2 먹스들은 셀에 할당된 비트들을 할당되기 이전의 비트 스트림의 형태로 복원할 수 있다.
비트 인터리버들은 입력된 비트 스트림을 디인터리빙하여 원래의 순서로 복원시킬 수 있으며 FEC 디코더는 전송상의 에러를 정정할 수 있다. 이 경우 디코딩 방법으로 LDPC 코딩 또는 BCH 코딩을 사용할 수 있다.
시그널링 정보를 복호하는 과정도 유사하게 수행되나, L1-프리 시그널링 정보를 복호하는 과정에서는 제 2먹스와 비트 인터리버가 생략된다. 또한 시그널링 정보에 대해 에러를 정정하기 위한 FEC 디코더는 디-쇼트닝과 디-펑처링을 수행한 후에 FEC 디코딩을 수행할 수 있다. 시그널링 정보의 에러 정정 방법에 대해서는 보다 구체적으로 후술하기로 한다. L1 시그널링 디코더는 L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보를 포함하는 L1 시그널링 정보를 원래의 형태로 복원하여, L1-다이내믹 정보와 L1 컨피규레이션 정보로 출력할 수 있다.
도 42는 본 발명에 따른 도 38의 방송 신호 수신 장치의 아웃풋 프로세서(138300)의 일 실시예이다.
도 42는 아웃풋 스트림이 1개인 경우(또는 1개의 PLP 입력인 경우) 아웃풋 프로세서(138300)의 실시예를 도시한 것으로, 도 29에 도시된 인풋 프로세서(128100)의 역과정을 수행할 수 있다.
아웃풋 스트림이 1개인 경우 아웃풋 프로세서(138300)는 BB 디스크램블러(142100), 패딩 제거기(142200), CRC-8디코더(142300) 및 BB 프레임 프로세서(142400)을 포함할 수 있다.
BB 디스크램블러(142100)는 입력된 비트스트림을 디스크램블링할 수 있고, 패딩 제거기(142200)는 필요에 따라 삽입된 패딩 비트를 제거할 수 있다. CRC-8디코더(142300)는 입력된 비트 스트림에 대해 CRC 디코딩을 수행할 수 있으며, BB 프레임 프로세서(142400)는 BB 프레임 헤더에 포함된 정보를 디코딩한뒤, 디코딩된 정보를 사용하여 TS/GS 스트림을 복원, 출력할 수 있다.
도 43은 본 발명에 따른 도 38의 방송 신호 수신 장치의 아웃풋 프로세서(138300)의 또 다른 실시예이다.
도 43은 아웃풋 스트림이 복수개인 경우, 즉 복수개의 PLP 들을 입력받는 아웃풋 프로세서(138300)의 실시예를 도시하고 있으며, 도 11에 도시된 인풋 프로세서(110100)의 역과정과 유사하다.
아웃풋 스트림이 복수개(p+1개)인 경우 아웃풋 프로세서(138300)는 p+1개의 BB 디스크램블러들(143100-0~p), p+1개의 패딩 제거기들(143200-0~p), p+1개의 CRC-8 디코더들(143300-0~p), p+1개의 BB 프레임 프로세서들(143400-0~p), p+1개의 디-지퍼 버퍼들(143500-0~p), p+1개의 널 패킷 삽입기들(143600-0~p), p-m+1개의 인밴드 시그널링 디코더들(143700-m~p), TS 클럭 재생산기(143800) 및 TS 재결합기(143900)을 포함할 수 있다.
BB 디스크램블러들(143100-0~p), 패딩 제거기들(143200-0~p), CRC-8 디코더들(143300-0~p) 및 BB 프레임 프로세서들(143400-0~p)은 도 42의 설명한 바와 동일한 기능을 수행할 수 있다.
디-지퍼 버퍼들(143500-0~p)은 복수개의 PLP들간의 싱크를 위해서 전송단에서 임의로 삽입된 딜레이를 TTO(time to output parameter)에 따라 보상할 수 있다.
널 패킷 삽입기들(143600-0~p)은 DNP(deleted null packet)를 참고하여 제거된 널 패킷을 삽입할 수 있다. 이때, TS 클럭 재생산기(143800)는 ISCR(Input Stream Time Referce)를 기준으로 출력 패킷의 상세한 시간 동기를 복원할 수 있다. TS 재결합기(143900)는 위와 같이 복원된 커먼 PLP와 관련된 데이터 PLP들을 원래의 TS 혹은 GS 스트림으로 복원하여 출력할 수 있다. TTO, DNP, ISCR 정보는 모두 BB 프레임 헤더에 포함되어 전송 될 수 있다. 인밴드 시그널링 디코더들(143700-m~p)은 데이터 PLP를 통해서 전송되는 인밴드 시그널링 정보를 복원하여 출력할 수 있다.
도 44부터 도 61은 SVC(Scalable Video Coding) 방식을 사용한 MIMO 기법을 이용한 방송 신호 송신 장치의 또 다른 일 실시예를 나타내고 있다.
SVC 방식은 다양한 단말기와 통신 환경 및 이들의 변화에 대응하기 위해 개발된 동영상의 코딩 방법이다. SVC 방식은 한 번의 압축된 비트스트림에서 서로 다른 복수의 해상도, 화질, 프레임 레이트를 갖는 영상을 다양한 디바이스와 다양한 네트워크 환경에서 적응적으로 복원할 수 있는 동영상 코딩 방법이다.
SVC 방식은 동영상을 계층적으로 원하는 화질이 발생하도록 코딩하여, 베이스 레이어에서 기본 화질의 영상에 대한 비디오 데이터를, 인핸스먼트 레이어에서 상위 화질의 영상을 복원할 수 있는 추가적인 비디오 데이터를 전송할 수 있다. 수신기에서는 베이스 레이어의 비디오 데이터만을 수신하여 디코딩하여 기본 화질의 영상을 획득하거나, 베이스 레이어의 비디오 데이터와 인핸스먼트 레이어의 비디오 데이터를 디코딩하여 상위 화질의 영상을 획득할 수 있다. 이하에서 베이스 레이어는 베이스 레이어에 해당하는 비디오 데이터를 포함하는 의미로, 인핸스먼트 레이어는 인핸스먼트 레이어에 해당하는 비디오 데이터를 포함하는 의미로 사용될 수 있다. 또한, 이하에서 SVC이 대상은 비디오 데이터만이 아닐 수도 있으며, 베이스 레이어는 베이스 레이어에 해당하는 기본 영상/음성/데이터를 포함하는 기본 서비스를 제공할 수 있는 데이터를, 인핸스먼트 레이어는 인핸스먼트 레이어에 해당하는 상위 영상/음성/데이터를 포함하는 상위 서비스를 제공할 수 있는 데이터를 포함하는 의미로 사용될 수 있다.
본 발명의 방송 신호 송신 장치에서는, SVC 방식을 이용하여 SISO 또는 MISO 방식으로 수신 가능한 경로로 SVC의 베이스 레이어를 전송하고, MIMO 방식으로 수신이 가능한 경로로 SVC의 인핸스먼트 레이어를 전송하는 방법을 제시한다. 즉, 단일 안테나를 갖는 수신기의 경우 SISO 또는 MISO 방식으로 베이스 레이어를 수신하여 기본 화질의 영상을 획득하고, 복수의 안테나를 갖는 수신기의 경우 MIMO 방식으로 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 수신하여 상위 화질의 영상을 획득할 수 있는 방법을 제시하며, 이러한 방법을 통해 MIMO를 사용하여 시스템 전송 용량을 증가시킴과 동시에 MIMO 수신이 불가능한 수신 경로에 대해서는 SVC로 대응하여 수신 경로 및 수신기에 따른 MIMO 대응의 문제점을 극복하고자 한다.
도 44는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 장치의 개념도이다.
도 44에서 도시된 바와 같이 방송 신호 송신 장치는 방송 서비스를 SVC로 인코딩하는 SVC 인코더(144100)와 데이터를 복수의 안테나로 전송할 수 있도록 공간 다이버시티 또는 공간 멀티플렉싱 방식을 통해 분배하는 MIMO 인코더(144200)를 포함할 수 있다. 이하에서 MIMO 인코더는, MIMO 프로세서로 지칭될 수도 있다.
도 44에서는 계층 변조(Hierarchical modulation) 방식을 사용하는 방송 신호 송신 장치를 도시하고 있다.
SVC 인코더(144100)는 방송 서비스를 SVC 인코딩하여 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어로 출력한다. 베이스 레이어는 제 1 안테나(Ant 1; 144300) 및 제 2 안테나(Ant 2; 144400)에서 동일하게 전송되며, 인핸스먼트 레이어는 MIMO 인코더(144200)에서 인코딩되어 동일한 데이터 또는 상이한 데이터로 각각 제 1 안테나(144300) 및 제 2 안테나(144400)로 전송된다. 이 경우 전송 시스템은 데이터 변조시 심볼 매핑을 수행하는데, 심볼 매핑에 대한 도면은 좌측에서 도시한 바와 같다(심볼 맵퍼는 미도시함).
전송 장치는 계층 변조를 수행하여, 변조되는 데이터의 MSB(Most Significant Bit) 부분에는 베이스 레이어에 해당하는 비트들을, LSB(Least Significant Bit) 부분에는 인핸스먼트 레이어에 해당하는 비트들을 매핑할 수 있다.
즉, 도 38에서와 같은 QAM 변조 방식에서 베이스 레이어는 QAM 수행시 MSB 부분에 할당되어 QPSK와 같은 성상(Constellation)(도 44 좌측의 사분면에서 큰 원 부분들에 해당함)로 전송될 수 있으며, 인핸스먼트 레이어는 LSB 부분에 할당되어 QAM과 같은 성상(도 44 좌측의 사분면의 작은 원들에 해당함)으로 전송될 수 있다. 또는 선택적으로, 변조되는 데이터의 MSB 부분에는 인핸스먼트 레이어에 해당하는 비트들을, LSB 부분에는 베이스 레이어에 해당하는 비트들을 매핑할 수 있다. 이 경우 베이스 레이어는 반복되어 복수의 송신 안테나에서 공통으로 전송되어 SNR 이득을 가질 수도 있고, 인핸스먼트 레이어는 MSB로 전송되는 SNR 이득을 가질 수 있어, 두 레이어들 간의 강인성을 분배할 수도 있다.
수신 장치에서는 QAM 심볼 디맵퍼를 사용하여 복조된 비트 정보로부터 베이스 레이어에 대항하는 데이터와 인핸스먼트 레이어에 해당하는 데이터를 분리하여 획득할 수 있다. 인핸스먼트 레이어에 해당하는 데이터는 MIMO 디코딩을 거쳐 최종 SVC의 비트 정보를 사용하여 획득될 수 있다. MIMO에 해당하는 비트 정보를 분리할 수 없는 경우, 수신 장치는 SISO 또는 MISO에 해당하는 비트 정보만을 사용하여 해당 서비스의 베이스 레이어만으로 서비스를 제공할 수 있다.
도 45는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 장치의 개념도이다.
도 45에서 전송 장치는 방송 서비스를 SVC로 인코딩하는 SVC 인코더(145100)와 데이터를 복수의 안테나로 전송할 수 있도록 공간 다이버시티 또는 공간 멀티플렉싱 방식을 통해 분배하는 MIMO 인코더(145200)를 포함한다. 도 45에서는 하이브리드 변조 또는 FDM(Frequency Division Multiplexing) 방법을 사용하는 전송 시스템의 실시예를 나타낸다.
SVC 인코더(145100)는 방송 서비스를 SVC 인코딩하여 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어로 출력한다. 베이스 레이어는 제 1 안테나(Ant 1; 145300) 및 제 2 안테나(Ant 2; 145400)에서 동일하게 전송되며, 인핸스먼트 레이어는 MIMO 인코더(145200)에서 인코딩되어 동일한 데이터 또는 상이한 데이터로 각각 제 1 안테나(145300) 및 제 2 안테나(145400)로 전송된다.
전송 장치는 데이터 전송 효율을 높이기 위해 FDM 방식을 사용하여 데이터를 처리할 수 있으며, 특히 OFDM 방식을 사용, 복수의 서브 캐리어를 통해 데이터를 전송할 수 있다. 이렇게 OFDM 방식을 사용하는 전송 시스템에서 서브 캐리어들을 SISO/MISO 신호를 전송하는데 사용하는 서브 캐리어와 MIMO 신호를 전송하는 서브 캐리어로 할당하여 각각의 신호를 전송할 수 있다. SVC 인코더(145100)에서 출력되는 베이스 레이어는 SISO/MISO 캐리어를 통해 복수의 안테나에서 동일하게 전송되고, 인핸스먼트 레이어는 MIMO 인코딩을 거쳐 MIMO 캐리어를 통해 복수의 안테나에서 전송될 수 있다.
수신 장치는 OFDM 심볼을 수신하여 SISO/MISO 캐리어에 해당하는 데이터를 SISO/MISO 디코딩하여 베이스 레이어를 획득하고, MIMO 캐리어에 해당하는 데이터를 MIMO 디코딩하여 인핸스먼트 레이어를 획득할 수 있다. 이후 채널 상황 및 수신 시스템에 따라 MIMO 디코딩이 불가능한 경우에는 베이스 레이어만으로, MIMO 디코딩이 가능한 경우에는 인핸스먼트 레이어까지 포함하여 서비스를 복구, 제공할 수 있다. 제 2 실시예의 경우, 서비스의 비트 정보가 심볼로 매핑된 후에 MIMO 처리가 수행되므로 MIMO 인코더(145200)가 심볼 맵퍼 후에 위치할 수 있어 수신기의 구조가 도 45에 도시된 실시예의 경우보다 간단해질 수도 있다.
도 46은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 장치의 개념도이다.
도 46에서 전송 장치는 방송 서비스를 SVC로 인코딩하는 SVC 인코더(146100)와 데이터를 복수의 안테나로 전송할 수 있도록 공간 다이버시티 또는 공간 멀티플렉싱 방식을 통해 분배하는 MIMO 인코더(146200)를 포함한다. 도 46에서는 계층 PLP 또는 TDM 방법을 사용하는 전송 장치의 실시예를 나타낸다.
도 46의 실시예에서, 전송 시스템은 SVC 인코딩된 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 각각 SISO/MISO 슬롯 및 MIMO 슬롯을 통해 전송할 수 있다. 이 슬롯은 전송 신호의 시간 또는 주파수 단위의 슬롯일 수 있으며, 도 46의 실시예에서는 시간 슬롯으로 도시하였다. 또한, 이 슬롯은 PLP가 될 수도 있다.
수신 장치는 수신되는 슬롯이 어떤 종류의 슬롯인지를 파악하고, SISO/MISO 슬롯으로부터 베이스 레이어를, MIMO 슬롯으로부터 인핸스먼트 레이어를 수신한다. 상술한 바와 같이 채널 또는 수신기에 따라 수신 시스템은 베이스 레이어만을 사용하여 서비스를 복구하거나, MIMO 디코딩을 수행하여 인핸스먼트 레이어도 함께 사용하여 서비스를 복구할 수도 있다.
이하에서는 상술한 제 1 내지 제 3 실시예에 따른 MIMO 전송 시스템을 구현하는 경우 기존의 지상파 전송 시스템의 오동작을 방지하고 기존의 수신기와 호환이 가능하도록 구현하는 방법에 대해 설명하도록 한다. 이하의 실시예에서, 기존의 전송 시스템은 지상파 전송 시스템 또는 지상파 방송 시스템으로 지칭하도록 하며, 제 1 내지 제 3의 실시예에 따라 추가되는 시스템(SVC+MIMO)은 MIMO 전송 시스템 또는 MIMO 방송 시스템과 같은 용어로 지칭한다.
도 47 내지 도49는 본 발명의 일 실시예에 따른 지상파 방송 시스템의 시그널링 정보를 나타낸다.
지상파 방송 시스템은 SISO 방식 및 MISO 방식을 지원하며, 프레임 단위로 데이터를 전송할 수 있다. 이러한 지상파 방송 시스템은 프리앰블 신호로 전송되는 L1 시그널링 정보를 통해 도 47 내지 도 49와 같이 현재 전송되는 신호의 형태를 알려줄 수 있다.
도 47은 본 발명의 일 실시예에 따른 L1 시그널링 정보로서, P1 심볼로 전송되는 P1 시그널링 정보를 나타낸 도면이다. P1 심볼은 P1 시그널링 정보를 나타내며, 이 P1 시그널링 정보는 P2 심볼의 타입 정보를 나타낸다. 수신 시스템은 S1 필드의 필드값에 따라 프리앰블 포맷(지상파 방송 시스템에 해당하는지) 및 P2 심볼 부분의 포맷을 파악할 수 있다. 본 발명에서, MIMO 방송 시스템의 신호는 010 내지 111의 필드 값을 할당하여 전송할 수 있다.
도 48은 본 발명의 일 실시예에 따른 L1 시그널링 정보로서, P1 시그널링 정보에서 S1 필드의 필드값이 010인 경우를 정의하는 정보를 나타낸다. 필드 값에 따라 FEF 부분의 속성을 나타낼 수 있다.
도 49는 본 발명의 일 실시예에 따른 L1 시그널링 정보로서, 프리앰블의 전송 타입이 동일한지 여부를 정의하는 도면이다. 도 6은 P1 시그널링 정보로서, P1 시그널링 정보에 포함되는 S2 필드 2의 필드 값에 따라 현재 전송되고 있는 프리앰블들이 동일한 타입으로 전송되는지, 상이한 타입들이 섞여서(mixed) 전송되는 지를 나타낼 수 있다.
도 47 내지 도 49에서 도시한 바와 같이, 지상파 방송 시스템은 프레임의 앞단에 존재하는 P1 심볼의 시그널링 정보를 통해 현재 전송되는 신호 또는 시스템을 정의할 수 있다. 이러한 지상파 방송 시스템에서 MIMO 방송 신호를 추가로 전송하고자 하는 경우 여러 가지 방식의 시스템을 생각할 수 있다.
먼저, 시그널링 정보를 통해, 전송되는 모든 프레임이 지상파 방송 프레임이라고 알려줌으로써, 기존의 수신기가 MIMO 방송 신호를 인식하지 못하게 하는 방법이 있다. 두번째로, 전송되는 프레임의 일부는 지상파 방송 프레임, 일부는 MIMO 방송 신호를 포함하는 MIMO 방송 프레임임을 시그널링 정보를 통해 알려줌으로써, MIMO 시스템이 지상파 방송 시스템과 공존하도록 하는 방법이다. 마지막으로, 시그널링 정보를 통해, 모든 프레임이 MIMO 프레임이라고 알려줌으로써 기존의 수신기는 MIMO 방송 신호를 인식하지 못하게 하는 방법이다. 일 실시예로서 지상파 방송 신호에 포함된 FEF를 사용하는 경우, MIMO 방송 프레임의 P1 시그널링 정보는 도 47의 경우 S1 필드값이 010 또는 011~111의 값이 될 수 있다.
이하에서는, 지상파 방송 시스템에서 추후 사용을 위해 정의한 FEF에 MIMO 신호를 포함시키며, 기존의 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임의 관계를 정의하는 방법에 대하여 설명하도록 한다.
앞에서 설명한 제 1 내지 제 3 실시예에서, SVC 방식을 사용하여 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 생성하고, 생성된 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 SISO/MISO 및 MIMO 방법 중 하나로 각각 전송하는 방법을 설명하였다. 이렇게 전송하는 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어는 MIMO 방송 데이터에 해당한다. 이하에서는 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 포함하는 MIMO 방송 데이터를 지상파 방송 프레임과의 관계에서 어떻게 전송할 것인지에 대하여 설명하도록 한다. 이하의 설명에서 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 포함하는 MIMO 방송 데이터는 제 1 내지 제 3 실시예 중 하나에 의해 생성될 수 있으며, 또한 이 중 하나 이상의 조합에 의해 생성될 수 있음이 본 명세서의 이하의 설명에서 고려되어야 한다.
(1) MIMO 방송 데이터를 특정 PLP로 전송하는 방법
상술한 바와 같이 생성된 MIMO 방송 데이터를 특정 PLP에 포함시키면서, 지상파 방송 데이터를 포함하는 PLP와 구별하여 전송하는 방법이 가능하다. 이 경우 특정 PLP는 MIMO 방송 데이터를 전송하기 위해 사용되며, 이때 특정 PLP에 대한 부가 정보를 시그널링하여 기존의 수신 시스템에서의 오동작을 방지할 수 있다. 이하에서, MIMO 방송 데이터를 포함하는 특정 PLP를 MIMO 방송 PLP로, 지상파 방송 데이터를 포함하는 PLP를 지상파 방송 PLP로 지칭할 수 있다.
지상파 방송 신호 수신 장치에서 MIMO 방송 데이터는 처리하지 못할 수 있으므로, 지상파 방송 PLP와 MIMO 방송 PLP를 식별하기 위한 추가 정보를 시그널링할 필요가 있다. 이때 이 시그널링은 지상파 방송 시스템의 L1 시그널링 정보 내의 미사용(reserved) 필드를 사용할 수 있다. 송신단에서 복수의 안테나로 MIMO 방송 데이터를 전송하는 경우, 기존의 지상파 방송 데이터도 MISO로 전송할 수 있다. 도 47에서 도시한 바와 같이, S1 필드를 지상파 방송 데이터는 000 또는 001로, MIMO 방송 데이터를 010 내지 111 중 하나의 값으로 전송할 수 있다. 다만 지상파 방송 방송을 MISO로 전송하는 경우 파일럿 캐리어의 배치 특성상 수신기에서 측정할 수 있는 임펄스 응답의 최대 지연 시간이 SISO의 동일 모드에 비해 절반으로 떨어지는 단점이 있고, 이런 이유로 네트워크가 더 조밀해져야 하는 문제점이 발생할 수 있다.
PLP 타입의 식별을 위해, L1-포스트 시그널링 정보를 사용할 수 있다.
도 50은 본 발명의 일 실시예에 따른 L1 시그널링 정보로서, PLP의 타입을 식별하는 L1-포스트 시그널링 정보를 나타낸다.
도 50의 테이블은 L1-포스트 시그널링 정보의 PLP_TYPE 필드에 포함될 수 있다. 일 실시예로서, PLP 타입 식별을 위해 지상파 방송 PLP에는 필드값 000이, MIMO 방송 PLP는 필드값 001~111 중 하나의 값이 할당되어 수신 시스템에서 PLP 타입을 식별할 수 있다.
PLP의 전송시 보다 강화된 강인성을 획득하기 위해 새로운 변조 방식과 에러 정정 코드의 코드 레이트를 사용할 수 있다. 이 경우 이러한 변조 방식과 에러 정정 코드의 코드 레이트를 식별하기 위해 L1-포스트 시그널링 정보를 사용할 수 있다.
도 51은 본 발명의 일 실시예에 따른 L1 시그널링 정보로서, 코드레이트를 식별하는 L1-포스트 시그널링 정보를 나타낸다.
도 51의 테이블은 L1-포스트 시그널링 정보의 PLP_COD 필드에 포함될 수 있다. 일 실시예로서, MIMO 방송 PLP의 코드 레이트를 식별하기 위해 110 또는 111의 필드값에 새로운 코드 레이트를 정의하여 사용할 수 있다. 추가로 필요한 코드 레이트의 조합에 도 51의 테이블이 부족한 경우, L1-포스트 시그널링 정보의 PLP 루프 내의 향후 사용을 위한 필드(RESERVED_1)를 추가로 사용할 수 있다.
도 52는 본 발명의 일 실시예에 따른 L1 시그널링 정보로서, 변조 방식을 식별하는 L1-포스트 시그널링 정보를 나타낸다.
도 52의 테이블은 L1-포스트 시그널링 정보의 PLP_MOD 필드에 포함될 수 있다. 일 실시예로서, MIMO 방송 PLP의 변조 방식을 식별하기 위해 100 내지 111의 필드값에 새로운 변조 방식을 정의하여 사용할 수 있다.
(2) MIMO 방송 데이터를 특정 프레임으로 전송하는 방법
상술한 바와 같이 생성된 MIMO 방송 데이터를 특정 프레임에 포함시키면서, 지상파 방송 데이터를 포함하는 프레임과 구별하여 전송하는 방법이 가능하다. 이 경우 특정 프레임은 MIMO 방송 데이터를 전송하기 위해 사용되며, 이때 특정 프레임에 대한 부가 정보를 시그널링하여 기존의 수신 시스템에서의 오동작을 방지할 수 있다. 이하에서, MIMO 방송 데이터를 포함하는 특정 프레임을 MIMO 방송 프레임으로, 지상파 방송 데이터를 포함하는 프레임을 지상파 방송 프레임으로 지칭할 수 있다. 또한 MIMO 방송 프레임이 지상파 방송 시스템의 상술한 FEF에 포함될 수 있으며, 이하에서 FEF는 MIMO 방송 프레임을 지칭될 수도 있다.
도 53은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법을 나타낸 개념도이다.
도 53과 같이 프레임 단위로 지상파 방송 데이터와 MIMO 방송 데이터를 구별하여 전송할 수 있으며, 지상파 방송 프레임 사이에 일정 간격(FEF 간격)으로 일정 길이(FEF 길이)의 MIMO 방송 프레임(FEF)이 배치될 수 있다. 이러한 경우 지상파 방송 시스템이 사용하는 주파수 밴드 내에서 MIMO 시스템의 데이터가 공존할 수 있으며, 지상파 방송 신호 수신 장치는 L1 시그널링을 통해 프레임을 식별하여 MIMO 방송 프레임은 무시함으로써 오동작을 방지할 수 있다. 이 경우 일 실시예로서 MIMO 시스템은 지상파 방송 시스템의 L1 포스트 시그널링 정보에서 정의되는 FEF 관련 파라미터들(FEF_TYPE, FEF_LENGTH, FEF_INTERVAL)을 통해 해당 대역의 쓰루풋 중 일부를 사용할 수 있다.
(3) MIMO 방송 PLP를 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임으로 전송하는 방법
MIMO 방송 데이터를 포함하는 PLP를 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임을 통해 전송할 수 있다. 앞의 실시예들과 달리, MIMO 방송 PLP가 지상파 방송 프레임에도 존재하므로, 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임에 존재하는 연결되는 PLP간의 관계를 시그널링해줄 필요가 있다. 이를 위해 MIMO 방송 프레임도 L1 시그널링 정보를 포함하도록 하며, 프레임 내에 존재하는 MIMO 방송 PLP에 대한 정보를 지상파 방송 프레임의 L1 시그널링 정보와 같이 전송할 수 있다.
서로 다른 프레임들에 존재하는 MIMO 방송 PLP들의 연결은 각각의 프레임들의 L1 시그널링 정보인 L1-포스트 시그널링 정보에 포함되는 PLP에 대한 필드들을 사용할 수 있으며, 일 실시예로서, 수신 시스템은 L1-포스트 시그널링 정보에 포함되는 정보로서, PLP_ID 정보, PLP_TYPE 정보, PLP_PAYLOAD_TYPE 정보, PLP_GROUP_ID 정보 중 적어도 하나를 사용하여 상이한 프레임에 포함된 MIMO 방송 PLP들의 연결 관계를 확인하고, 원하는 MIMO 방송 PLP들을 연속으로 디코딩하여 서비스를 획득할 수 있다.
지상파 방송 프레임에 존재하는 지상파 방송 PLP는 지상파 방송 시스템에서 기정의되어 지원되는 전송 모드로 전송될 수 있으며, 또한 상술한 바와 같이 MIMO 시스템을 지원하는 형태의 새로운 모드로 전송될 수도 있다. 일 실시예로서, 상술한 바와 같이 지상파 방송 프레임에 포함되는 MIMO 방송 PLP는 베이스 레이어로서 MISO 또는 SISO 방식으로 지상파 방송의 전송 모드로 전송되고, MIMO 방송 프레임에 포함되는 MIMO 방송 PLP는 인핸스먼트 레이어로서 MIMO 방식으로 전송될 수도 있다.
도 54는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법을 나타낸 개념도이다.
도 54는 방법 (3)에서 설명한 바와 같이 지상파 방송 시스템에서 MIMO 방송 시스템의 방송 신호를 전송하는 실시예를 나타낸다. MIMO 방송 서비스들(MIMO 방송 서비스 1~n)은 각각 SVC 인코더들(1554100, 154200)을 통해 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어로 인코딩된다. 스케줄러&BICM(Bit Interleaved Coding and Modulation) 모듈(154300)은, MIMO 방송 서비스들의 베이스 레이어들은 지상파 방송 프레임과 함께 전송되도록 할당하고, 인핸스먼트 레이어들은 MIMO 방송 프레임에 포함되어 전송되도록 할당할 수 있다. 인핸스먼트 레이어들은 각각 MIMO 인코더들(154400, 154500)을 통해 MIMO 인코딩되어, MIMO 방송 시스템의 MIMO 방송 프레임으로 전송될 수 있다. 베이스 레이어들은 지상파 방송 프레임에 포함되어 전송될 수 있으며, 이 경우 지상파 방송 시스템이 지원하는 SISO 또는 MISO 방식으로 전송될 수 있다.
이렇게 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임을 포함하는 방송 신호를 전송하는 경우, 방법 (1) 내지 방법 (3)에서 상술한 바와 같이 시그널링 정보가 구성되므로 지상파 방송 신호 수신 장치는 지상파 방송 프레임에서 지상파 방송 PLP만을 식별할 수 있으므로, 오동작없이 지상파 방송 서비스를 획득하여 제공할 수 있다. 또한, MIMO 방송 신호 수신 장치는 지상파 방송 프레임의 MIMO 방송 PLP만으로 베이스 레이어에 해당하는 MIMO 방송 서비스를 획득하여 제공할 수 있으며, 지상파 방송 프레임의 MIMO 방송 PLP와 MIMO 방송 프레임의 MIMO 방송 PLP를 획득하여 베이스 레이어 및 인핸스먼트 레이어에 해당하는 MIMO 방송 서비스를 획득하여 제공할 수 있다.
지상파 방송 프레임에 포함되는 MIMO 방송 PLP는 MISO/SISO 방식으로만 전송될 수 있다. 이 경우 MIMO 방송 PLP에는 시스템 요구에 따라 새로운 에러 정정 코드의 코드 레이트(예를 들면, 1/4, 1/3, 2/5 등), 새로운 시간 인터리빙 모드 등이 포함될 수 있으며, 베이스 레이어만을 전송할 수도 있다.
MIMO 방송 프레임에 포함되는 MIMO 방송 PLP에는 SISO, MISO, MIMO 방식의 PLP가 존재할 수 있다. 이 경우 SISO/MISO 방식의 PLP 또는 캐리어에는 베이스 레이어가 전송될 수 있고, MIMO 방식의 PLP 또는 캐리어에는 인핸스먼트 레이어가 전송될 수 있다. SISO/MISO 방식의 PLP 또는 캐리어와 MIMO 방식의 PLP 또는 캐리어의 비율은 0~100%로 가변할 수 있으며, 그 비율은 프레임마다 상이하게 설정될 수 있다.
도 55 내지 도 57은 본 발명의 일 실시예에 따른 상술한 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 지상파 방송 시스템이 전송하는 방송 신호를 나타낸 도면이다.
도 55 내지 도 57은 SVC를 사용하여 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어가 생성된 후, 상술한 바와 같이 프레임 또는 PLP에 지상파 방송 데이터와 MIMO 방송 데이터를 할당하여 전송하는 방송 신호의 실시예를 나타낸다. 즉, 도 55 내지 도 57은 도 44 내지 도 46과 관련하여 설명한 방법 및 방법 (1) 내지 방법 (3)의 적어도 하나를 사용한 방송 신호의 실시예에 해당한다.
도 55는 본 발명의 일 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 방송 시스템이 전송하는 방송 신호를 나타낸 도면이다.
도 55에서 방송 시스템은 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임이 포함된 방송 신호를 전송한다. 도 55의 실시예에서 MIMO 방송 PLP는 지상파 방송 프레임 및 MIMO 방송 프레임에 존재할 수 있다. 지상파 방송 프레임에 포함된 MIMO 방송 PLP는 베이스 레이어로서, SISO 또는 MISO 방식으로 전송될 수 있으며, MIMO 방송 프레임이 포함된 MIMO 방송 PLP는 인핸스먼트 레이어로서, SISO, MISO, 또는 MIMO 방식으로 전송될 수 있다.
도 56은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 방송 시스템이 전송하는 방송 신호를 나타낸 도면이다.
도 56에서 방송 시스템은 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임이 포함된 방송 신호를 전송한다. 도 56의 실시예에서 MIMO 방송 PLP는 MIMO 방송 프레임에만 존재할 수 있다. 이 경우 MIMO 방송 PLP는 베이스 레이어를 포함하는 PLP와 인핸스먼트 레이어를 포함하는 PLP를 포함할 수 있다. MIMO 방송 PLP중 베이스 레이어를 포함하는 PLP는 SISO 또는 MISO 방식으로 전송될 수 있으며, 인핸스먼트 레이어를 포함하는 PLP는 SISO, MISO, 또는 MIMO 방식으로 전송될 수 있다. 상술한 바와 같이 MIMO 방송 프레임 내에서 베이스 레이어를 포함하는 PLP와 인핸스먼트 레이어를 포함하는 PLP의 비율은 0~100%로 변화할 수 있다.
도 57은 본 발명의 또 다른 일 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 방송 시스템이 전송하는 방송 신호를 나타낸 도면이다.
도 57에서 방송 시스템은 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임이 포함된 방송 신호를 전송한다. MIMO 방송 데이터는 MIMO 방송 프레임 내에만 존재한다. 다만, 도 57의 실시예에서와 달리 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어는 PLP로 구분되어 전송되지 않고, 캐리어로 구분되어 전송될 수 있다. 즉, 도 45와 관련하여 설명한 바와 같이 베이스 레이어에 해당하는 데이터와 인핸스먼트 레이어에 해당하는 데이터를 각각 별도의 서브 캐리어에 할당하여 OFDM 변조하여 전송할 수 있다.
이하에서는 상술한 방송 시스템에 있어서, 방송 신호 송신 장치 및 방송 신호 수신 장치에 대하여 설명하도록 한다.
도 58는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 전송장치를 나타낸 도면이다.
도 58의 방송 신호 송신 장치는 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 PLP로 구분지어 전송하는 실시예에 해당한다. 도 58에서 도시되지 않았으나, 방송 신호 송신 장치는 데이터를 SVC 인코딩하여 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어로 출력하는 SVC 인코더를 포함한다. 이때 베이스 레이어는 PLP1에, 인핸스먼트 레이어는 PLP2에 포함될 수 있다.
도 58의 방송 신호 송신 장치는, PLP들을 BICM처리하기 위한 BICM 모듈들(158100, 158200), PLP들을 수신하여 프레임을 빌딩(building)하는 프레임 빌더(158300), 데이터에 대해 MIMO, MISO 또는 SISO 프로세싱을 수행하는 MIMO 프로세서(158400), 프레임들을 OFDM 변조하여 OFDM 신호를 생성하는 OFDM 제네레이터들(158500, 158600)을 포함한다. BICM 모듈들은 제 1 BICM 모듈(158100) 및 제 2 BICM 모듈(158200)을 포함하며, 실시예에 따라 송신기에서 처리하는 PLP의 수만큼의 BICM 모듈들이 구비될 수 있다. OFDM 제네레이터들(15050, 15060)은 제 1 OFDM 제네레이터(15050) 및 제 2 OFDM 제네레이터(15060)를 포함하며, 실시예에 따라 MIMO 또는 MISO 전송을 위해 구비되는 송신 안테나들의 숫자만큼의 OFDM 제네레이터들이 구비될 수도 있다.
제 1 BICM 모듈(158100)은 BCH(Bose-Chaudhuri-Hocquengham)/LDPC(Low Density Parity Check) 부호 등을 사용하여 에러 정정을 위한 리던던시를 추가하여 부호화하는 FEC(Forward Error Correction) 모듈(158110), 비트 단위의 인터리빙을 수행하는 비트 인터리버(158120), 심볼 매핑 후 발생하는 강인성(robustness)의 차이를 줄이도록 데이터를 배치하며 캐리어당 전송되는 비트의 수를 결정하는 디멀티플렉서(158130; DEMUX), 비트 단위의 데이터를 심볼 단위로 매핑하는 심볼 맵퍼(158140), 심볼 매핑된 성상도를 회전시켜(rotating) 허수 방향에 사이클릭 딜레이를 발생시키는 ROT(ROTation) Q-딜레이 모듈(158150), 인터리빙을 통해 데이터 셀들을 분산시켜 FEC의 규칙성을 감소시키는 셀 인터리버(158160), 및 시간 축에서 인터리빙을 수행하여 시간 영역의 다이버시티를 획득하는 시간 인터리버(158170)를 포함한다. 제 2 BICM 모듈(158200)은 제 1 BICM 모듈(158100)과 동일한 엘러먼트들(158210~158270)을 포함하며, 동일한 엘러먼트들(158210~158270)에 대한 설명은 중복하지 않겠다.
프레임 빌더(158300)는 PLP들을 셀에 할당하여 전송될 프레임을 구성하는 셀 맵퍼(158310) 및 주파수 영역에서 데이터를 인터리빙하여 다이버시티를 획득하는 프리퀀시 인터리버(158320)를 포함한다. PLP와 함께 별도로 코딩된 L1 시그널링 정보가 프레임 빌더에서 삽입된다. 다시 말해, 프레임 빌더는 프레임 빌딩 시 상술한 도 50 내지 도 52의 정보들을 포함하는 L1-프리 시그널링 정보를 프레임 빌딩 시 삽입할 수 있다.
MIMO 프로세서(158400)는 프레임 빌더에서 출력되는 프레임에 포함된 데이터에 따라, MIMO/MISO로 전송되어야 하는 데이터를 MIMO/MISO 프로세싱한다. 이때 MIMO 프로세서는 SISO로 전송되어야 하는 데이터는 바이경로 처리하여, OFDM 제네레이터들로 동일하게 출력할 수 있다. MIMO/MISO 프로세싱의 경우, MISO 프로세싱은 공간 다이버시티 방식으로 데이터를 처리할 수 있으며, MIMO 프로세싱의 경우 공간 다이버시티 방식 또는 공간 멀티플렉싱 방식으로 데이터를 처리할 수 있다.
제 1 OFDM 제네레이터(158500)는 신호에 역이산 경로트 푸리에 트랜스폼(Inverse Fast Furier Transform)을 수행하여 신호를 복수의 서브 캐리어로 변조하는 IFFT 모듈(158510), ACE(Active Constellation Extension) 기법 또는 톤 예약(Tone Reservation) 기법 중 적어도 하나를 사용하여 변조된 OFDM 신호에서 PAPR를 감소시키는 PAPR 리덕션 모듈(158520), OFDM 신호에 가드 인터벌을 삽입하는 GI 삽입 모듈(158530), L1 시그널링 정보를 위한 프리앰블을 삽입하는 P1 삽입 모듈(158540) 및 처리된 디지털 신호를 아날로그 신호로 컨버팅하는 DAC(158550; Digital-to-Analogue Converter)를 포함한다. 제 2 OFDM 제네레이터(158600)는 제 1 OFDM 제네레이터(158500)와 동일한 엘러먼트들(158610~158650)을 포함하며, 동일한 엘러먼트들에 대한 설명은 중복하지 않겠다.
제 1 OFDM 제네레이터(158500)에서 출력되는 OFDM 신호가 제 1 안테나(Tx1)을 통해, 제 2 OFDM 제네레이터(158600)에서 출력되는 OFDM 신호가 제 2 안테나(Tx2)를 통해 전송될 수 있다. 이때, SISO 방식으로 전송되는 신호는 제 1 안테나 및 제 2 안테나 등, 모든 안테나에서 동일한 신호로 전송되고, MIMO 및 MISO의 경우 각각의 안테나들은 MIMO 및 MISO 방식의 알고리즘에 따라 다른 신호로 전송될 수 있다.
도 59은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치를 나타낸 도면이다.
도 59의 방송 신호 수신 장치는 도 58에서와 같이 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어가 PLP로 구분지어 전송된 방송 신호를 수신하여 처리하는 방송 신호 수신 장치의 실시예에 해당한다. 도 59에서 도시되지 않았으나, 방송 신호 수신 장치는 베이스 레이어와 인핸스먼트의 데이터를 SVC 디코딩하여 데이터를 복구하는 SVC 디코더를 포함한다. 이때 베이스 레이어는 PLP1에, 인핸스먼트 레이어는 PLP2에 포함될 수 있다.
도 59의 방송 신호 수신 장치는 복수의 안테나로 수신된 OFDM 신호들을 수신하여 복조하는 OFDM 복조부들(159100, 159200), 복수의 안테나로 수신되어 복구된 데이터를 채널 특성에 따라 MIMO 디코딩하여 데이터를 복구하는 MIMO 디코더(159300), 수신된 프레임으로부터 PLP를 복구하는 프레임 복구부(159400), PLP에 대해 BICM의 역과정의 처리를 수행하여 데이터를 복구하는 BICM 역-프로세싱 모듈들(159500, 159600)을 포함한다. OFDM 복조부들(159100, 159200)은 제 1 OFDM 복조부(159110) 및 제 2 OFDM 복조부(159210)를 포함하며, 실시예에 따라 방송 신호 수신 장치는 MIMO 수신을 위해 구비되는 수신 안테나들의 숫자만큼의 OFDM 복조부들을 구비할 수도 있다. BICM 역-프로세싱 모듈들(159500, 159600)은 베이스 레이어에 해당하는 PLP를 처리하기 위한 제 1 BICM 역-프로세싱 모듈(159500) 및 인핸스먼트 레이어에 해당하는 PLP를 처리하기 위한 제 2 BICM 역-프로세싱 모듈(159600)을 포함할 수 있으며, 방송 신호 수신 장치는 실시예 및 SVC 인코딩 스킴에 따라 추가적인 BICM 역-프로세싱 모듈을 구비할 수도 있다.
제 1 OFDM 복조부(159100)는, 수신한 아날로그 신호를 디지털 신호로 컨버팅하는 ADC(159110; Analogue-to-Digital Converter), L1 시그널링 정보를 포함하는 P1 신호를 검출하여 디코딩하고, P1 신호로부터 현재 수신한 신호가 어떤 프레임 구성을 갖는지를 알아내는 P1 검출 및 디코딩 모듈(159120), 가드 인터벌을 검출하여 시간 동기화 및 주파수 동기화를 수행하는 시간/주파수 동기부(159130), 동기화가 이루어진 후 가드 인터벌을 제거하는 GI 제거부(159140), 경로트 푸리에 트랜스폼을 수행하여 복수의 서브캐리어의 신호를 복조하는 FFT 모듈(159150) 및 주파수 영역에 삽입된 파일럿 신호들로부터 송신기로부터 수신기까지의 전송 채널을 추정하는 채널 추정기(159160)를 포함한다. 제 2 OFDM 복조부(159200)는 제 1 OFDM 복조부(159100)와 동일한 엘러먼트들(159210~159260)을 포함하며, 동일한 엘러먼트들에 대한 설명은 중복하지 않겠다.
MIMO 디코더(159300)는 채널 추정기(159160, 159260)에서 추정된 채널을 사용하여 MIMO/MISO/SISO의 기정의된 알고리즘에 따른 디코딩을 처리한다. MIMO 디코딩은 도 58에서 MIMO 프로세서가 수행한 MIMO/MISO 프로세싱의 역프로세싱을 수행할 수 있다.
프레임 복구부(159400)는 주파수 축의 데이터를 디인터리빙하는 프리퀀시 디인터리버(159410)와 프레임을 셀-디매핑하여 시간축의 데이터 또는 스트림을 출력하는 셀 디맵퍼(159420)를 포함한다.
제 1 BICM 역-프로세싱 모듈(159500)은 시간축에서 데이터를 디인터리빙하는 시간 디인터리버(159510), 셀단위의 데이터를 디인터리빙하는 셀 디인터리버(159520), 디매핑을 수행하며 LLR(Log Likelihood Ratio)값을 산출하는 디맵퍼(159530), 산출된 LLR 값을 사용하여 데이터를 비트 순서로 재정렬하는 셀-비트 멀티플렉서(159540), 비트 단위의 데이터를 디인터리빙하는 비트 디인터리버(159550) 및 LDPC/BCH 디코딩을 수행하여 에러를 정정하는 FEC 디코더(159560)를 포함한다. 제 2 BICM 역-프로세싱 모듈(159600)은 제 1 BICM 역-프로세싱 모듈(159500)과 동일한 엘러먼트들(159610~159660)을 포함하며, 동일한 엘러먼트들(16270~16320)에 대한 설명은 중복하지 않겠다.
방송 신호 수신 장치는 제 1 BICM 역-프로세싱 모듈(159500)에서 출력된 PLP(PLP1)으로 부터 베이스 레이어의 데이터를, 제 2 BICM 역-프로세싱 모듈(159600)에서 출력된 PLP(PLP2)로부터 인핸스먼트 레이어의 데이터를 획득하여 이들을 SVC 디코딩하여 서비스를 복구할 수 있다. 상술한 바와 같이 방송 신호 수신 장치에서 베이스 레이어의 데이터만을 복구한 경우에는, 베이스 레이어의 데이터를 디코딩하여 기본 서비스를 제공할 수 있으며, 인핸스먼트의 레이어까지 복구한 경우에는 상위 화질/음질의 서비스를 제공할 수 있을 것이다.
도 60은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치를 나타낸 도면이다.
도 60의 방송 신호 송신 장치는 도 58의 경우와 달리 하나의 PLP에 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 함께 전송하는 경우에 대한 실시예이다. 도 60에서 도시되지 않았으나, 방송 신호 송신 장치는 데이터를 SVC 인코딩하여 베이스 레이어와 인핸스먼트로 출력하는 SVC 인코더를 포함한다
도 60의 방송 신호 송신 장치는 멀티플렉서(160100), BICM 모듈들(160200, 160300), 시간 인터리버(160400), 프레임 빌더(160500), MIMO 프로세서(160600), OFDM 제네레이터들(160700, 160800)을 포함한다. 도 60의 방송 신호 송신 장치는 도 58의 방송 신호 송신 장치의 구조와 유사하다. 따라서 이하에서는 도 58의 방송 신호 송신 장치의 엘리먼트들과 동일한 엘리먼트들의 동작에 대하여는 중복하여 설명하지 않을 것이며, 도 58의 방송 신호 송신 장치와 비교하여 동작과 구성의 차이에 대하여 설명할 것이다.
도 60의 방송 신호 송신 장치는 SVC 인코더에서 출력되는 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어가 하나의 PLP(PLP1)로 처리된다. 멀티플렉서(160100)에서 PLP(PLP1)에 포함된 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 구분하여 출력하고, 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어는 별도의 BICM 모듈에서 따로 BICM 처리된다. 도 58에서와 달리 도 60의 방송 신호 송신 장치는 하나의 시간 인터리버(160400)가 구비되며, 시간 인터리버(160400)에서 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어가 합쳐져서 두 레이어가 섞인채 인터리빙이 수행되어, 시간 영역의 다이버시티가 획득된다. 프레임 빌더(160500)는 프레임 빌딩시 셀 맵퍼를 통해 MIMO로 전송하는 인핸스먼트 레이어는 복수의 셀을 같은 위치에 할당할 수 있다. MIMO 프로세서(160600) 및 OFDM 제네레이터들(160700, 160800)에 대한 설명은 상술한 바와 같다. 즉, PLP내의 베이스먼트 레이어에 해당하는 데이터는 SISO 또는 MISO로, 인핸스먼트 레이어에 해당하는 데이터는 MIMO로 전송할 수 있다.
도 60의 경우 하나의 서비스가 하나의 PLP를 통해서 전송되고 인터리빙이 되므로 인터리빙의 효과가 향상될 수 있다.
도 61은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치를 나타낸 도면이다.
도 61의 방송 신호 수신 장치는 도 60에서와 같이 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어가 하나의 PLP로 전송된 방송 신호를 수신하여 처리하는 방송 신호 수신 장치의 실시예에 해당한다. 도 61에서 도시되지 않았으나, 방송 신호 수신 장치는 베이스 레이어와 인핸스먼트의 데이터를 SVC 디코딩하여 데이터를 복구하는 SVC 디코더를 포함한다.
도 61의 방송 신호 수신 장치는 OFDM 복조부들(161100, 161200), MIMO 디코더(161300), 프레임 복구부(161400), 시간 디인터리버(161500) 및 BICM 역-프로세싱 모듈들(161600, 161700)을 포함한다. 도 61의 방송 신호 송신 장치는 도 59의 방송 신호 수신 장치의 구조와 유사하다. 따라서 이하에서는 도 59의 방송 신호 수신 장치의 엘러먼트들과 동일한 엘러먼트들의 동작에 대하여는 중복하여 설명하지 않을 것이며, 도 59의 방송 신호 수신 장치와 비교하여 동작과 구성의 차이에 대하여 설명할 것이다.
도 61의 방송 신호 수신 장치에서, OFDM 복조부들(161100), MIMO 디코더(161300)의 동작 및 프레임 복구부(161400)의 동작은 상술한 바와 동일하다. 다만, 도 61의 프레임 복구부는 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 포함하는 PLP(PLP1)를 추출하여 출력하며, 시간 디인터리버(161500)가 이 PLP(PLP1)를 시간 디인터리빙하여 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 분리, 각각을 시간 영역에서 재배치하여 각각의 스트림으로 출력한다. BICM 역-프로세싱 모듈들(161600, 161700)은 상술한 바와 같이 각각의 베이스 레이어 스트림과 인핸스먼트 레이어 스트림을 처리하여, 결과적으로 송신기에서 하나의 PLP(PLP1)에 포함하여 전송한 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터를 각각 복구하여 출력한다. 방송 신호 수신 장치는 SVC 디코더를 사용하여 PLP 영역의 스트림을 채널 상황에 따라 디코딩하여 서비스를 복구, 제공할 수 있다.
도 62는 QAM 모듈레이션에 따라 LDPC 코드 워드(code word)를 등분하여 배치하는 방법에 대해 설명한다.
본 발명에서는 LDPC 코드 워드(code word)를 QAM 모듈레이션에 따라 복수개의 영역으로 등분하고, 각 영역이 가지는 서로 다른 신뢰성(reliability)을 QAM 모듈레이션에 따라 적절히 배치하여 LDPC 인코딩의 에러정정능력을 최적화하는 디먹싱/먹싱을 수행하는 것을 일 실시예로 할 수 있다.
QAM 모듈레이션을 사용하는 경우 QAM 심볼의 특성상 MSB에 위치한 비트는LSB에 위치한 비트보다 신뢰성(reliability)이 높다. 예를 들어 256-QAM의경우 하나의 QAM 심볼에는 8개의 bit가 매핑될 수 있는데 이 경우 MSB에 위치한 2개의 비트들이 가장 높은 신뢰성을 가질 수 있으며, LSB에 위치한 2개의 비트들이 가장 낮은 신뢰성을 가질 수 있다.
따라서, LDPC 코드 워드를 각각의 QAM 모듈레이션에 따라 등분하고 QAM 심볼의 특성에 따라, MSB 또는 LSB에 매핑 시킬 수 있다.
일반적으로 송수신 시스템에서는 서비스를 송/수신하기 위해 1/2, 3/5, 2/3, 3/4, 4/5, 5/6 의 코드 레이트를 지원할 수 있다. 하지만 모바일 서비스나 실내 영역 같이 신호가 약한 곳에 서비스를 지원하기 위해서는 보다 낮은 코드 레이트를 지원해야 할 필요가 있다. 이 경우 기존 송수신 시스템보다 낮은 코드 레이트를 지원하는 LDPC 코드워드를 추가하고 이를 이용하여 디먹싱을 수행한다면 시스템의 변경을 최소로 하면서 새로운 서비스를 지원할 수 있다.
도 62는 본 발명에 따른 디먹싱 구조의 일 실시예이다.
LDPC 인코딩 블럭의 크기가 64800이고, 1/4, 1/3, 2/5 코드 레이트에서 LDPC 코드워드를 매핑할 때 사용할 수 있는 디먹스 구조이다. BPSK, QPSK, 16 QAM 모듈레이션과의 조합에서는 1/2 코드 레이트에서의 LDPC 코드 워드를 매핑하는 디먹스를 사용할 수 있다.
도 62에 도시된 바와 같이 본 발명의 실시예는 LDPC 인코딩 블럭의 크기가 64800이고, 1/4, 1/3, 2/5 코드 레이트에서의 LDPC 코드워드를 64 QAM 모듈레이션 및 256 QAM 모듈레이션에 따라 매칭하는 경우이다. LDPC 코드워드를 살펴보면, 64 QAM 모듈레이션인 경우에는 LDPC 코드워드를 12개의 영역으로 등분할 수 있으며, 256 QAM 모듈레이션인 경우에는 LDPC 코드워드를 16개의 영역으로 등분할 수 있다. 각 영역은 도 62에 도시된 바와 같이 다른 신뢰성(reliability)을 가질 수 있는데, A가 가장 높은 신뢰성을 갖는 영역이며, D가 가장 낮은 신뢰성을 갖는 영역이다. 이후 각각의 QAM 모듈레이션에 따라 등분된 LDPC 코드 워드를 배치할 수 있다,
구체적으로 살펴보면, 64 QAM 모듈레이션의 경우 LDPC 코드워드들은 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 C,C,A,A,B,C,B,B,B,A,C,A 혹은 C,B,A,A,B,C,B,B,C,A,C,A의 순서로 신뢰성 배치될 수 있다. 같은 신뢰성을 갖는 영역에 포함된 비트들끼리는 그 순서가 바뀌어도 동일한 효과를 얻을 수 있다. 따라서 제시된 신뢰성 배치를 만족한다면 어떠한 비트들의 배열이라 하더라도 본 발명의 디먹스 구조에 포함될 수 있다.
도 63은 본 발명의 일 실시예에 따른 추가적인 방송 신호(예를 들면, 모바일 방송 신호)를 전송하기 위한 수퍼 프레임 구조를 나타낸다. 수퍼 프레임은 복수의 프레임들로 구성될 수 있으며, 한 수퍼 프레임에 속하는 프레임들은 동일한 전송 방식에 의해 전송될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 수퍼 프레임은 복수의 T2 프레임(신호 프레임이라 하기도 한다)과 추가적인 방송 신호를 위한 복수의 비-T2(Non-T2) 프레임으로 구성될 수 있다. 상기 비-T2 프레임은 종래 T2 시스템에서 제공되는 FEF(Future Extension Frame)를 포함할 수 있다. FEF는 연속되지 않고, T2 프레임들 사이에 삽입될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따라, 종래의 T2 방송 신호는 T2 프레임에 포함되어 전송될 수 있고, 추가적인 방송 신호는 T2 프레임 또는 FEF에 포함되어 전송될 수 있다. 따라서, 도 63에서, T2 프레임 또는 FEF 파트를 구성하는 각 PLP는 하나 이상의 방송 서비스에 해당할 수도 있고, 방송 서비스를 구성하는 컴포넌트, 예컨대 비디오, 확장 비디오, 오디오, 데이터 스트림에 해당할 수도 있다. FEF 파트에 대한 정보, 예컨대 타입, 길이 및 간격은 기존 T2 시스템의 P1 시그널링의 S2 필드를 이용하여 시그널링될 수 있다.
도 64는 본 발명의 일 실시예에 따른 신호 프레임의 구조를 나타낸다. 기존의 지상파 방송 시스템에서는 상기 신호 프레임을 T2 프레임이라 칭한다. 상기 신호 프레임은 P1 시그널링 파트, L1 시그널링 파트, PLP 파트를 포함한다. 즉, 상기 P1 시그널링 파트는 해당 신호 프레임에서 맨 앞에 할당되며, 그 뒤에 L1 시그널링 파트, PLP 파트가 차례로 할당된다. 본 발명에서는 L1 시그널링 파트에 포함된 정보만을 L1 시그널링 정보라 하기도 하고, P1 시그널링 파트에 포함된 시그널링 정보와 L1 시그널링 파트에 포함된 시그널링 정보를 모두 L1 시그널링 정보라 하기도 한다.
도 64에 도시된 바와 같이, P1 시그널링 파트로 전송되는 P1 시그널링 정보는 신호 프레임을 검출하는데 사용되며, 튜닝 정보를 제공한다. 상기 P1 시그널링 정보를 바탕으로 다음의 L1 시그널링 파트를 디코딩하여 PLP의 구조 및 방송 신호 프레임 구성에 대한 정보를 얻는다. 즉, L1 시그널링 정보는 Pl 시그널링 파트의 P1 시그널링 정보, L1 시그널링 파트의 L1-프리 시그널링 정보와 L2-포스트 시그널링 정보를 포함한다. L1 프리 시그널링 정보는 수신기가 L1 포스트 시그널링 정보를 수신하여 디코딩하는데 필요한 정보를 포함한다. L1-포스트 시그널링 정보는 수신기가 PLP에 액세스하는데 필요한 파라미터들을 포함한다. 상기 L1-포스트 시그널링 정보는 다시 컨피규레이블(Configurable) L1-포스트 시그널링 정보, 다이나믹(Dynamic) L1-포스트 시그널링 정보, 확장(Extension) L1-포스트 시그널링 정보, CRC 정보를 포함하며, L1 패딩 데이터를 더 포함할 수 있다.
한편 상기 신호 프레임에서 PLP 파트는 적어도 하나의 커먼(common) PLP와 적어도 하나의 데이터 PLP로 구성된다. 커먼 PLP는 NIT(Network Information Table)와 같은 네트워크 정보 또는 PLP 정보, 및 SDT(Service Description Table) 또는 EIT(Event Information Table)와 같은 서비스 정보를 포함할 수 있다. 데이터 PLP는 오디오, 비디오 및 데이터 TS 스트림 및 PAT(Program Association Table), PMT(Program Map Table)와 같은 PSI/SI 정보를 포함할 수 있다. 데이터 PLP는 신호 프레임당 하나의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 Type1 데이터 PLP와 복수개의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 Type2 데이터 PLP를 포함할 수 있다. 상기 Type1 데이터 PLP와 Type2 데이터 PLP에 대한 상세한 설명은 뒤에서 하기로 한다.
이때 하나의 데이터 PLP는 하나의 서비스에 해당할 수도 있고, 서비스 컴포넌트에 해당할 수도 있다. 데이터 PLP가 서비스가 아닌 서비스 컴포넌트에 해당하는 경우는 후술하는 바와 같이, 기존 지상파 방송 시스템 즉, T2 시스템에서 제공하는 PLP_TYPE 필드의 예비 필드 중 하나를 사용하여 서비스 컴포넌트에 해당하는 PLP임을 표시할 수 있다.
커먼 PLP는 데이터 PLP와도 함께 디코딩이 가능하며, 데이터 PLP는 선택적으로 디코딩될 수 있다. 즉, 커먼 PLP+데이터 PLP는 항상 디코딩이 가능하지만, 데이터 PLP1 + 데이터 PLP2는 경우에 따라 디코딩이 불가능할 수도 있다. 커먼 PLP에 들어가는 정보는 PSI/SI 정보를 포함할 수 있다. 그 외에 보조 데이터(Auxiliary Data)가 상기 신호 프레임에 추가될 수 있다.
도 65은 본 발명의 일 실시예에 따른 추가적인 방송 신호를 위한 신호 프레임의 구조를 나타낸다. 추가적인 방송 신호의 신호 프레임도 P1 시그널링 파트, L1 시그널링 파트, PLP 파트를 포함한다. 즉, 상기 P1 시그널링 파트는 해당 신호 프레임에서 맨 앞에 할당되며, 그 뒤에 L1 시그널링 파트, PLP 파트가 차례로 할당된다. 본 발명에 따른 추가적인 방송 신호를 전송하기 위한 신호 프레임은 T2 프레임에 포함될 수도 있고, FEF에 포함될 수도 있다.
상기 추가적인 방송 신호를 위한 신호 프레임에서 P1 시그널링 파트로 전송되는 P1 시그널링은 본 발명에 따른 추가적인 신호 프레임을 검출하는데 사용되며, 튜닝 정보를 제공한다. 상기 P1 시그널링을 바탕으로 다음의 L1 시그널링 파트를 디코딩하여 추가적인 신호 프레임에 포함된 PLP의 구조 및 추가적인 방송 신호 프레임 구성에 대한 정보를 얻을 수 있다.
도 64의 신호 프레임과 마찬가지로, PLP 파트는 적어도 하나의 커먼(common) PLP와 적어도 하나의 데이터 PLP로 구성될 수 있다. 각 데이터 PLP는 서비스를 구성하는 서비스 컴포넌트들, 예컨대 비디오, 확장 비디오, 오디오, 데이터 컴포넌트(또는 스트림)에 해당할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따라, 수신기 측에 각 서비스 컴포넌트에 대한 정보를 제공하기 위해, 즉 각 서비스 컴포넌트에 해당하는 PLP를 시그널링하기 위해, 서비스 컴포넌트 ID를 사용할 수 있다. 서비스 컴포넌트 ID는 각 PLP가 어느 서비스와 관련된 것인지를 시그널링 해준다. 또한, 수신기는 서비스 컴포넌트 ID를 사용하여 하나의 서비스에 관련된 서비스 컴포넌트들을 찾고, 이들을 머징하여 하나의 서비스를 구성할 수 있다. 서비스 컴포넌트 ID는 도 65의 P1 시그널링에 있는 예비 필드를 사용하여 정의할 수도 있고, L1 시그널링의 예비 필드를 사용하여 정의할 수도 있다. 또한, 실시예에 따라서는, L2 시그널링에 포함되어 있는 예비 필드를 사용하여 정의할 수도 있다.
본 발명에서 신호 프레임은 T2 프레임, FEF 프레임, 추가의 방송 신호를 위한 프레임, NGH(Next Generation Handheld)를 위한 프레임 중 하나를 지시하는 것을 일 실시예로 한다. 특히 본 발명에서 신호 프레임은 Type2 데이터 PLP를 전송하는 프레임인 것을 일 실시예로 한다.
서브 슬라이스 그룹을 이용한 데이터 PLP 매핑
본 발명의 또 다른 실시예로서, 신호 프레임에 Type1 데이터 PLP와 Type2 데이터 PLP가 모두 존재하는 환경에서 시간 다이버시티의 성능을 향상시키기 위한 신호 프레임의 구조를 제안한다. 본 발명은 이러한 신호 프레임을 이용하여 기존 지상파 방송 시스템에서 보다 높은 로버스트니스(robustness)를 제공할 수 있다.
도 66은 기존 지상파 방송 시스템 예를 들어, DVB-T2 시스템의 T2 프레임에 Type1 데이터 PLP와 Type2 데이터 PLP가 모두 존재할 때의 일 실시예를 보이고 있다.
도 66를 보면, PLP1에 해당하는 인터리빙 프레임(IF)이 두 개의 T2 프레임(T2-frame 1, T2-frame 2)에 나누어지고, 각 T2 프레임은 PLP1의 전송을 위해 2개의 서브 슬라이스를 갖는 구조이다. 특히 도 66은 PLP1의 전송을 위해 TIME_IL_TYPE 필드 값이 1, TIME_IL_LENGTH(=PI) 필드 값이 2(=PI), FRAME_INTERVAL(=IJ) 필드 값이 1, SUB_SLICE_PER_FRAME 필드 값이 2일 때의 T2 프레임의 구조를 보이고 있다.
즉, 기존의 지상파 방송 시스템에서 T2 프레임의 데이터 PLP 파트에 Type1 데이터 PLP와 Type2 데이터 PLP가 모두 존재하는 경우, 먼저 Type1 데이터 PLP가 할당되고, 다음에 Type2 데이터 PLP가 할당되었다.
상기 Type1 데이터 PLP는 T2 프레임 내에서 하나의 슬라이스(slice)를 갖는, 즉 T2 프레임 내에서 하나의 PLP가 한번에 연이어 전송되는 것을 말한다. 예를 들어, 2개의 Type1 데이터 PLP(PLP3, PLP4)를 전송한다고 가정할 경우, 먼저 해당 T2 프레임에 PLP3의 데이터를 모두 할당한 후, PLP4의 데이터를 모두 할당하여 전송한다.
상기 Type2 데이터 PLP는 T2 프레임 내에서 두개 이상의 서브 슬라이스를 갖는 PLP를 말한다. 이때 Type2 데이터 PLP에서 각 서브 슬라이스의 길이는 동일하다. 즉, 각 PLP의 데이터를 서브 슬라이스의 수만큼 분할한 후, 각 서브 슬라이스에 분산시켜 전송한다.
예를 들어, 도 66과 같이 하나의 T2 프레임에 2개의 Type2 데이터 PLP(PLP1, PLP2)가 존재하고, 각각 2개의 서브 슬라이스를 갖는다고 가정할 경우, PLP1의 데이터와 PLP2의 데이터를 각각 2등분하고, 해당 PLP의 2개의 서브 슬라이스에 순차적으로 할당한다. 이때 PLP1를 위한 서브 슬라이스와 PLP2를 위한 서브 슬라이스는 교대로 위치시켜 전송하는 것을 일 실시예로 한다.
즉, 기존의 지상파 방송 시스템에서는 높은 시간 다이버시티를 얻기 위하여 Type2 데이터 PLP를 사용한다. 그런데, 도 66에서 보는 바와 같이, 서브 슬라이스 구조를 사용함에도 불구하고 Type2 데이터 PLP가 전체 T2 프레임에 매핑되지 않으므로 프레임 내에서의 시간 다이버시티 효과가 줄어들게 된다. 특히 T2 프레임 내에서 Type1 데이터 PLP의 영역이 Type2 데이터 PLP의 영역보다 넓은 경우, T2 프레임 내에서의 시간 다이버시티 효과는 더욱 줄어들게 된다.
따라서 본 발명에서는 Type2 데이터 PLP를 사용하는 경우, 기존의 지상파 방송 시스템에서보다 향상된 시간 다이버시티를 얻도록 하는데 있다. 이를 위해 본 발명에서는 서브 슬라이스 그룹을 이용하여, Type2 데이터 PLP를 전체 신호 프레임에 균등하게 매핑할 수 있도록 하는데 있다.
본 발명에서는 Type1 데이터 PLP의 이후로 한정되어 있던 Type2 데이터 PLP를 서브 슬라이스 그룹(SUB_SLICES_GROUP)의 개수만큼 나누고, 각 서브 슬라이스 그룹을 전체 신호 프레임에 균등하게 매핑시키는 것을 일 실시예로 한다. 특히 본 발명은 각 서브 슬라이스 그룹을 균등하게 Type1 데이터 PLP와 섞음으로써, 서브 슬라이스를 사용하는 Type2 데이터 PLP를 전체 신호 프레임에 균등하게 매핑될 수 있게 한다.
도 67은 서브 슬라이스 그룹의 개수가 2이고, 도 66과 같이 하나의 신호 프레임에 2개의 Type1 데이터 PLP(PLP3, PLP4)와 2개의 Type2 데이터 PLP(PLP1, PLP2)가 존재할 때의 본 발명의 일 실시예에 따른 신호 프레임의 구조를 보이고 있다. 여기서 상기 2개의 Type2 데이터 PLP(PLP1, PLP2)는 각각 2개의 서브 슬라이스를 갖는다.
즉, 도 67은 2개의 Type2 데이터 PLP(PLP1, PLP2)의 서브 슬라이스들을 2개의 서브 슬라이스 그룹으로 나누고, 제1 서브 슬라이스 그룹(SUB SLICES GROUP #1)은 PLP3 전송을 위한 슬라이스 앞에, 제2 서브 슬라이스 그룹(SUB SLICES GROUP #2)은 PLP4 전송을 위한 슬라이스 앞에 매핑한 예를 보이고 있다. 따라서 Type2 데이터 PLP는 전체 신호 프레임에 균등하게 매핑되게 된다. 여기서, 상기 제1 서브 슬라이스 그룹(SUB SLICES GROUP #1)은 PLP1의 전송을 위한 서브 슬라이스와 PLP2의 전송을 위한 서브 슬라이스를 포함한다. 이는 제2 서브 슬라이스 그룹(SUB SLICES GROUP #2)에도 동일하게 적용된다.
본 발명에 따른 서브 슬라이스 그룹을 이용한 Type2 데이터 PLP의 매핑은 프레임 빌더에서 스케쥴러의 제어에 의해 수행되는 것을 일 실시예로 한다. 본 발명에서 프레임 빌더는 플레임 빌딩 모듈, 프레임 매퍼라 하기도 하며, 도 1 내지 도 62의 프레임 빌더, 프레임 매퍼, 또는 프레임 빌딩 모듈에 대응된다. 상기 프레임 빌더는 BICM 모듈에서 인코딩된 각 PLP와 L1 시그널링 정보를 입력받아 신호 프레임의 해당 셀에 매핑을 수행한다. 특히, 상기 프레임 빌더 내 셀 맵퍼의 프레이밍(framing) 과정에서 스케쥴 정보를 이용하여 전술한 Type1 데이터 PLP와 서브 슬라이스 그룹 구조의 Type2 데이터 PLP의 매핑이 이루어진다.
도 68 내지 도 70은 신호 프레임 내 Type1 데이터 PLP의 길이와 Type2 데이터 PLP의 길이, 및 서브 슬라이스 그룹의 개수에 따라 Type2 데이터 PLP의 서브 슬라이스들을 서브 슬라이스 그룹으로 나누고, 각 서브 슬라이스 그룹을 신호 프레임에 매핑하는 예를 보이고 있다.
도 68의 (a)는 하나의 신호 프레임에 5개의 Type1 데이터 PLP(PLP1-PLP5, 도 68의 (a)에서 1-5로 표시됨)와 3개의 Type2 데이터 PLP(PLP6-PLP8, 도 68의 (a)에서 6-8로 표시됨)가 존재할 때의 기존의 지상파 방송 시스템의 신호 프레임의 구조를 보이고 있다. 이때 각 Type2 데이터 PLP는 3개의 서브 슬라이스를 통해 전송된다(즉, NUM_TYPE_1_DATA_PLP 필드 = 5, NUM_DATA_SLICES 필드 = 3). 다시 말해, 도 68의 (a)는 Type1 데이터 PLP의 길이가 Type2 데이터 PLP의 길이보다 큰 경우이다.
도 68의 (b)는 도 68의 (a)와 같은 신호 프레임에서 3개의 Type2 데이터 PLP(PLP6-PLP8)의 서브 슬라이스들을 2개의 서브 슬라이스 그룹으로 나누고, 각 서브 슬라이스 그룹을 신호 프레임에 균등하게 매핑하는 본 발명의 일 실시예를 보이고 있다. 예를 들면, 3개의 Type2 데이터 PLP(PLP6-PLP8)의 서브 슬라이스들을 2개의 서브 슬라이스 그룹으로 나누고, 이 중 제1 서브 슬라이스 그룹은 Type1 데이터 PLP(PLP1) 전송을 위한 슬라이스 앞에, 제2 서브 슬라이스 그룹은 Type1 데이터 PLP(PLP5) 전송을 위한 슬라이스 앞에 매핑하여 전송한다. 여기서 제1 서브 슬라이스 그룹은 PLP6의 전송을 위한 2개의 서브 슬라이스, PLP7의 전송을 위한 2개의 서브 슬라이스, PLP8의 전송을 위한 2개의 서브 슬라이스를 포함한다. 그리고 제2 서브 슬라이스 그룹은 PLP6의 전송을 위한 1개의 서브 슬라이스, PLP7의 전송을 위한 1개의 서브 슬라이스, PLP8의 전송을 위한 1개의 서브 슬라이스를 포함한다.
도 68의 (c)는 도 68의 (a)와 같은 신호 프레임에서 3개의 Type2 데이터 PLP(PLP6-PLP8)의 서브 슬라이스들을 3개의 서브 슬라이스 그룹으로 나누고, 각 서브 슬라이스 그룹을 신호 프레임에 균등하게 매핑하는 본 발명의 일 실시예를 보이고 있다. 예를 들면, 3개의 Type2 데이터 PLP(PLP6-PLP8)의 서브 슬라이스들을 3개의 서브 슬라이스 그룹으로 나누고, 이 중 제1 서브 슬라이스 그룹은 Type1 데이터 PLP(PLP1) 전송을 위한 슬라이스 앞에, 제2 서브 슬라이스 그룹은 Type1 데이터 PLP(PLP3) 전송을 위한 슬라이스 앞에, 제3 서브 슬라이스 그룹은 Type1 데이터 PLP(PLP5) 전송을 위한 슬라이스 앞에 매핑하여 전송한다. 여기서 제1 서브 슬라이스 그룹은 PLP6의 전송을 위한 1개의 서브 슬라이스, PLP7의 전송을 위한 1개의 서브 슬라이스, PLP8의 전송을 위한 1개의 서브 슬라이스를 포함한다. 이는 제2, 제3 서브 슬라이스 그룹에도 동일하게 적용된다.
도 69의 (a)는 하나의 신호 프레임에 4개의 Type1 데이터 PLP(PLP1-PLP4, 도 69의 (a)에서 1-4로 표시됨)와 3개의 Type2 데이터 PLP(PLP5-PLP7, 도 69의 (a)에서 5-7로 표시됨)가 존재할 때의 기존의 지상파 방송 시스템의 신호 프레임의 구조를 보이고 있다. 이때 각 Type2 데이터 PLP는 6개의 서브 슬라이스를 통해 전송된다(즉, NUM_TYPE_1_DATA_PLP 필드 = 4, NUM_DATA_SLICES 필드 = 6). 다시 말해, 도 69의 (a)는 Type1 데이터 PLP의 길이와 Type2 데이터 PLP의 길이가 동일한 경우이다.
도 69의 (b)는 도 69의 (a)와 같은 신호 프레임에서 3개의 Type2 데이터 PLP(PLP5-PLP7)의 서브 슬라이스들을 2개의 서브 슬라이스 그룹으로 나누고, 각 서브 슬라이스 그룹을 신호 프레임에 균등하게 매핑하는 본 발명의 일 실시예를 보이고 있다. 예를 들면, 3개의 Type2 데이터 PLP(PLP5-PLP7)의 서브 슬라이스들을 2개의 서브 슬라이스 그룹으로 나누고, 이 중 제1 서브 슬라이스 그룹은 Type1 데이터 PLP(PLP1) 전송을 위한 슬라이스 앞에, 제2 서브 슬라이스 그룹은 Type1 데이터 PLP(PLP3) 전송을 위한 슬라이스 앞에 매핑하여 전송한다. 여기서 제1 서브 슬라이스 그룹은 PLP5의 전송을 위한 3개의 서브 슬라이스, PLP6의 전송을 위한 3개의 서브 슬라이스, PLP7의 전송을 위한 3개의 서브 슬라이스를 포함한다. 이는 제2 서브 슬라이스 그룹에도 동일하게 적용된다.
도 69의 (c)는 도 69의 (a)와 같은 신호 프레임에서 3개의 Type2 데이터 PLP(PLP5-PLP7)의 서브 슬라이스들을 3개의 서브 슬라이스 그룹으로 나누고, 각 서브 슬라이스 그룹을 신호 프레임에 균등하게 매핑하는 본 발명의 일 실시예를 보이고 있다. 예를 들면, 3개의 Type2 데이터 PLP(PLP5-PLP7)의 서브 슬라이스들을 3개의 서브 슬라이스 그룹으로 나누고, 이 중 제1 서브 슬라이스 그룹은 Type1 데이터 PLP(PLP1) 전송을 위한 슬라이스 앞에, 제2 서브 슬라이스 그룹은 Type1 데이터 PLP(PLP3) 전송을 위한 슬라이스 앞에, 제3 서브 슬라이스 그룹은 Type1 데이터 PLP(PLP4) 전송을 위한 슬라이스 앞에 매핑하여 전송한다. 여기서 제1 서브 슬라이스 그룹은 PLP5의 전송을 위한 2개의 서브 슬라이스, PLP6의 전송을 위한 2개의 서브 슬라이스, PLP7의 전송을 위한 2개의 서브 슬라이스를 포함한다. 이는 제2, 제3 서브 슬라이스 그룹에도 동일하게 적용된다.
도 70의 (a)는 하나의 신호 프레임에 3개의 Type1 데이터 PLP(PLP1-PLP3, 도 70의 (a)에서 1-3으로 표시됨)와 3개의 Type2 데이터 PLP(PLP4-PLP6, 도 70의 (a)에서 4-6으로 표시됨)가 존재할 때의 기존의 지상파 방송 시스템의 신호 프레임의 구조를 보이고 있다. 이때 각 Type2 데이터 PLP는 7개의 서브 슬라이스를 통해 전송된다(즉, NUM_TYPE_1_DATA_PLP 필드 = 3, NUM_DATA_SLICES 필드 = 7). 다시 말해, 도 70의 (a)는 Type1 데이터 PLP의 길이가 Type2 데이터 PLP의 길이보다 작은 경우이다.
도 70의 (b)는 도 70의 (a)와 같은 신호 프레임에서 3개의 Type2 데이터 PLP(PLP4-PLP6)의 서브 슬라이스들을 2개의 서브 슬라이스 그룹으로 나누고, 각 서브 슬라이스 그룹을 신호 프레임에 균등하게 매핑하는 본 발명의 일 실시예를 보이고 있다. 예를 들면, 3개의 Type2 데이터 PLP(PLP4-PLP6)의 서브 슬라이스들을 2개의 서브 슬라이스 그룹으로 나누고, 이 중 제1 서브 슬라이스 그룹은 Type1 데이터 PLP(PLP1) 전송을 위한 슬라이스 앞에, 제2 서브 슬라이스 그룹은 Type1 데이터 PLP(PLP3) 전송을 위한 슬라이스 앞에 매핑하여 전송한다. 여기서 제1 서브 슬라이스 그룹은 PLP4의 전송을 위한 4개의 서브 슬라이스, PLP5의 전송을 위한 4개의 서브 슬라이스, PLP6의 전송을 위한 4개의 서브 슬라이스를 포함한다. 그리고 제2 서브 슬라이스 그룹은 PLP4의 전송을 위한 3개의 서브 슬라이스, PLP5의 전송을 위한 3개의 서브 슬라이스, PLP6의 전송을 위한 3개의 서브 슬라이스를 포함한다.
도 70의 (c)는 도 70의 (a)와 같은 신호 프레임에서 3개의 Type2 데이터 PLP(PLP4-PLP6)의 서브 슬라이스들을 3개의 서브 슬라이스 그룹으로 나누고, 각 서브 슬라이스 그룹을 신호 프레임에 균등하게 매핑하는 본 발명의 일 실시예를 보이고 있다. 예를 들면, 3개의 Type2 데이터 PLP(PLP4-PLP6)의 서브 슬라이스들을 3개의 서브 슬라이스 그룹으로 나누고, 이 중 제1 서브 슬라이스 그룹은 Type1 데이터 PLP(PLP1) 전송을 위한 슬라이스 앞에, 제2 서브 슬라이스 그룹은 Type1 데이터 PLP(PLP2) 전송을 위한 슬라이스 앞에, 제3 서브 슬라이스 그룹은 Type1 데이터 PLP(PLP3) 전송을 위한 슬라이스 앞에 매핑하여 전송한다. 여기서 제1 서브 슬라이스 그룹은 PLP4의 전송을 위한 3개의 서브 슬라이스, PLP5의 전송을 위한 3개의 서브 슬라이스, PLP6의 전송을 위한 3개의 서브 슬라이스를 포함한다. 그리고 제2 서브 슬라이스 그룹은 PLP4의 전송을 위한 2개의 서브 슬라이스, PLP5의 전송을 위한 2개의 서브 슬라이스, PLP6의 전송을 위한 2개의 서브 슬라이스를 포함한다. 이는 제3 서브 슬라이스 그룹에도 동일하게 적용된다.
지금까지 설명한 도 68, 도 69, 도 70의 (a) 내지 (c)를 보면, Type1 데이터 PLP의 길이가 Type2 데이터 PLP의 길이보다 큰 경우 즉, 도 68의 (b),(c)에서 가장 높은 시간 다이버시티 효과를 보여주고 있다. 예를 들면, 도 68의 (a)와 같은 기존 지상파 방송 시스템의 신호 프레임에서 Type2 데이터 PLP로 인해 약 30%의 시간 다이버시티 효과를 얻었다면, 도 68의 (b),(c)와 같은 본 발명의 신호 프레임에서는 서브 슬라이스 그룹을 통해 약 50% 이상의 시간 다이버시티 효과를 얻을 수 있다. 또한 도 69, 도 70의 (b),(c)에서와 같이 Type1 데이터 PLP의 길이가 Type2 데이터 PLP의 길이와 같거나 작은 경우에서도 도 68의 (b),(c)의 경우보다 시간 다이버시티 효과의 정도는 좀 작지만, 전체적으로는 도 69의 (a), 도 70의 (a)의 경우보다 시간 다이버시티를 향상시켜 준다.
전술한 바와 같이, 신호 프레임에 Type1 데이터 PLP와 Type2 데이터 PLP가 존재하고, Type2 데이터 PLP를 서브 슬라이스 그룹의 개수만큼 나누려면, 서브 슬라이스 그룹의 개수를 설정해야 한다.
본 발명의 송신 장치에서는 스케쥴러가 NUM_SUB_SLICE 필드 값과 NUM_TYPE_1_DATA_PLP 필드 값을 비교하여 서브 슬라이스 그룹의 개수를 결정하고, 결정된 서브 슬라이스 그룹의 개수를 기반으로 Type2 데이터 PLP를 나누어, Type1 데이터 PLP와 Type2 데이터 PLP를 효과적으로 균등하게 섞어주는 것을 일 실시예로 한다.
예를 들어, NUM_DATA_SLICES 필드 값이 NUM_TYPE_1_DATA_PLP 필드 값보다 크거나 같다면, 즉 Type1 데이터 PLP의 길이가 Type2 데이터 PLP의 길이보다 작거나 같으면 도 71의 (a)의 신호 프레임에서와 같이 서브 슬라이스 그룹의 개수(=NUM_SUB_SLICES_GROUP)는 Type1 데이터 PLP의 개수(=NUM_TYPE_1_DATA_PLP)와 같게 결정한다. 이때, Type2 데이터 PLP는 상기 결정된 서브 슬라이스 그룹의 개수만큼 나누고, 각각의 서브 슬라이스 그룹은 Type1 데이터 PLP의 앞에 매핑한다. 이렇게 함으로써, Type2 데이터 PLP가 보다 넓게 신호 프레임에 분산될 수 있으므로 기존 신호 프레임에서보다 향상된 시간 다이버시티를 갖게 된다. 여기서 제1 서브 슬라이스 그룹(SUB SLICES GROUP #1)은 PLP3의 전송을 위한 3개의 서브 슬라이스, PLP4의 전송을 위한 3개의 서브 슬라이스를 포함한다. 제2 서브 슬라이스 그룹(SUB SLICES GROUP #2)은 PLP3의 전송을 위한 2개의 서브 슬라이스, PLP4의 전송을 위한 2개의 서브 슬라이스를 포함한다.
반대로, NUM_DATA_SLICES 필드 값이 NUM_TYPE_1_DATA_PLP 필드 값보다 작다면, 즉 Type1 데이터 PLP의 길이가 Type2 데이터 PLP의 길이보다 크다면, 도 71의 (b)의 신호 프레임에서와 같이 서브 슬라이스 그룹의 개수(=NUM_SUB_SLICES_GROUP)는 각 PLP의 서브 슬라이스의 개수(=NUM_SUB_SLICES)와 같게 결정한다. 이때에도 Type2 데이터 PLP는 상기 결정된 서브 슬라이스 그룹의 개수만큼 나누고, 각각의 서브 슬라이스 그룹은 Type1 데이터 PLP의 앞에 매핑한다. 이렇게 함으로써, Type2 데이터 PLP가 보다 넓게 신호 프레임에 분산될 수 있으므로 기존 신호 프레임에서보다 향상된 시간 다이버시티를 갖게 된다. 즉, Type2 데이터 PLP에서의 각각 하나의 서브 슬라이스는 Type1 데이터 PLP 사이사이에 균등하게 위치하게 되므로, Type2 데이터 PLP가 신호 프레임 내에서 시간 다이버시티를 갖게 된다.
도 71의 (a),(b)에서 실선 화살표는 각 PLP의 시작 위치를 지시하고, 점선 화살표는 각 서브 슬라이스 그룹의 시작 위치를 지시한다.
이와 같이 스케쥴러가 NUM_SUB_SLICES 필드 값과 NUM_TYPE_1_DATA_PLP 필드 값을 비교해가면서 서브 슬라이스 그룹의 개수(=NUM_SUB_SLICES_GROUP)를 결정하고, 결정된 서브 슬라이스 그룹의 개수를 기반으로 Type2 데이터 PLP를 나누어 신호 프레임에 균등하게 매핑함으로써, 시간 다이버시티 측면에서 최적화된 신호 프레임 구조를 가질 수 있다.
지금까지 설명한 서브 슬라이스 그룹의 개수 결정 방법, 결정된 서브 슬라이스 그룹의 개수를 기반으로 Type2 데이터 PLP를 나누고 신호 프레임에 매핑하는 방법은 본 발명의 이해를 돕기 위한 실시예들이며, 서브 슬라이스 그룹의 개수 결정 및 매핑 방법은 당업자에 의해 용이하게 변경될 수 있으므로 본 발명은 상기된 실시예들로 제한되지 않을 것이다.
한편 송신 장치에서 스케쥴러를 통해 서브 슬라이스 그룹의 개수를 결정하고, 프레임 빌더를 통해 상기 결정된 서브 슬라이스 그룹의 개수를 기반으로 Type2 데이터 PLP를 나누어 신호 프레임에 매핑한 후 OFDM 생성 모듈을 통해 전송하게 되면, 수신 장치에서는 해당 신호 프레임에 매핑된 PLP 정보를 알아야 상기 신호 프레임으로부터 각 PLP 또는 원하는 PLP를 디코딩할 수 있게 된다. 일 예로, 수신 장치의 프레임 디맵퍼에서는 PLP 정보를 이용하여 서브 슬라이스 그룹 구조로 Type2 데이터 PLP가 매핑된 신호 프레임으로부터 Type1 데이터 PLP와 Type2 데이터 PLP를 구분한다. 본 발명에서 프레임 디맵퍼를 프레임 복구부 또는 프레임 파서라 하기도 하며, 도 1 내지 도 62의 프레임 디맵퍼, 프레임 복구부, 프레임 파서에 대응된다.
본 발명은 시그널링 정보를 이용하여 해당 PLP 정보를 획득하는 것을 일 실시예로 한다.
이때, 각 PLP의 시작 위치(예를 들어, 도 71의 (a),(b)의 실선 화살표), 각 서브 슬라이스 그룹(SUB_SLICES_GROUP)의 시작 위치(예를 들어, 도 71의 (a),(b)의 점선 화살표), 서브 슬라이스 그룹의 개수, 서브 슬라이스 간격(SUB_SLICE_INTERVAL) 정보를 알면 해당 PLP의 정보를 얻을 수 있다.
그러므로 각 PLP의 시작 위치, 각 서브 슬라이스 그룹의 시작 위치, 서브 슬라이스 그룹의 개수, 서브 슬라이스 간격 정보가 모두 시그널링 정보에 시그널링되어야 한다. 이때 서브 슬라이스 그룹의 개수는 송신 장치의 스케쥴러에서 결정할 수도 있고, 오버헤드를 줄이기 위하여 일정한 값으로 한정시킬 수도 있다.
상기 시그널링 정보는 L1 시그널링 정보일 수도 있고, 인밴드 시그널링 정보일 수도 있다. 상기 인밴드 시그널링 정보는 각 PLP의 BB 프레임에 포함된다.
도 72는 본 발명에 따른 P2 심볼을 통해 전송되는 L1 시그널링 정보에 대한 신택스 구조의 일 실시예를 보이고 있다. 더욱 상세하게는 L1 시그널링 정보 중 다이나믹 L1 포스트 시그널링 정보에 서브 슬라이스 그룹의 개수와 각 서브 슬라이스 그룹의 시작 위치 정보를 시그널링하는 예를 보이고 있다.
도 72에서, 프레임 인덱스(FRAME_IDX) 필드는 8비트가 할당되며, 수퍼 프레임 내 현재 신호 프레임의 인덱스를 나타낸다. 일 예로, 수퍼 프레임 내 첫번째 신호 프레임의 인덱스는 0으로 설정된다.
서브 슬라이스 간격(SUB_SLICE_INTERVAL) 필드는 22비트가 할당되며, 현재 신호 프레임(또는 TFS의 경우 다음 신호 프레임)에 대한 동일 RF 채널 상의 한 PLP의 하나의 서브 슬라이스의 시작부터 같은 PLP 내 다음 서브 슬라이스의 시작까지의 OFDM 셀의 개수를 지시한다. 만일 신호 프레임 당 서브 슬라이스의 개수가 RF 채널의 개수와 같다면, 서브 슬라이스 간격 필드의 값은 Type2 데이터 PLP에 대한 하나의 RF 채널 상의 OFDM 셀의 개수를 나타낸다. 만일 관련된 신호 프레임에 Type2 데이터 PLP가 없다면, 서브 슬라이스 간격 필드의 값은 0으로 설정된다.
L1 체인지 카운터(L1_CHANGE_COUNTER) 필드는 8비트가 할당되며, L1 컨피규레이션(configuration)(예를 들면, L1 프리 시그널링에 포함된 필드들의 내용 또는 L1 포스트 시그널링의 컨피규레이블 파트의 내용)이 바뀌기 전에 남아있는 수퍼 프레임의 개수를 나타낸다.
시작 RF 식별자(START_RF_IDX) 필드는 3비트가 할당되며, 다음 신호 프레임에 대해, TFS 스케쥴된 프레임의 시작 주파수의 ID를 나타낸다.
서브 슬라이스 그룹 개수(NUM_SUB_SLICES_GROUP) 필드는 일 실시예로 3비트가 할당되며, 서브 슬라이스 그룹의 개수를 나타낸다. 본 발명은 일 실시예로 NUM_SUB_SLICES_GROUP 필드를 일정한 값, 예를 들어 3비트로 고정하였으며, 이 경우 서브 슬라이스 그룹의 개수는 최대 7이 될 수 있다.
그리고 상기 서브 슬라이스 그룹 개수(NUM_SUB_SLICES_GROUP) 필드 값만큼 반복되는 'for' 루프(이하, 서브 슬라이스 그룹 루프라 함)가 있으며, 상기 서브 슬라이스 그룹 루프에는 서브 슬라이스 그룹 시작(SUB_SLICES_GROUP_START) 필드가 포함된다. 상기 서브 슬라이스 그룹 시작(SUB_SLICES_GROUP_START) 필드는 일 실시예로 22비트가 할당되며, 해당 서브 슬라이스 그룹의 시작 위치를 나타낸다.
이어, 해당 신호 프레임 내 전체 PLP의 개수에서 1을 뺀 만큼의 개수만큼 반복되는 'for' 루프(이하, PLP 루프라 함)가 있으며, 상기 PLP 루프에는 PLP_ID 필드, PLP_START 필드, 및 PLP_NUM_BLOCKS 필드가 포함된다.
상기 PLP_ID 필드는 8비트가 할당되며, 해당 PLP를 유일하게 식별할 수 있는 식별자를 표시한다.
상기 PLP_START 필드는 22비트가 할당되며, 현재 신호 프레임(또는 TFS의 경우 다음 신호 프레임) 내 관련된 PLP의 시작 위치를 나타낸다. Type2 데이터 PLP에 대해서, 상기 PLP_START 필드는 관련된 PLP의 첫번째 서브 슬라이스의 시작 위치를 나타낸다. 첫번째 PLP는 L1 포스트 시그널링 후 즉시 시작한다. 그리고 해당 신호 프레임의 첫번째 PLP의 PLP_START 필드 값은 0으로 설정된다. 만일, 현재 PLP가 현재 신호 프레임에 매핑되어 있지 않거나, 현재 PLP에 대해 현재 인터리빙 프레임 내 FEC 블록이 없다면, 상기 PLP_START 필드 값은 0으로 설정된다.
상기 PLP_NUM_BLOCKS 필드는 10비트가 할당되며, 현재 PLP에 대해 현재 인터리빙 프레임에 포함된 FEC 블록의 개수를 나타낸다.
상기와 같이 시그널링된 다이나믹 L1 포스트 시그널링 정보는 P2 심볼을 통해 수신단으로 전송된다.
수신단에서는 신호 프레임 내 원하는 PLP 정보를 상기 다이나믹 L1 포스트 시그널링 정보로부터 얻는다.
이때 상기 L1 포스트 시그널링 정보 내 다이나믹 L1 포스트 시그널링 정보의 NUM_SUB_SLICES_GROUP 필드 값이 0으로 설정되어 있으면, 해당 신호 프레임이 본 발명에 따른 서브 슬라이스 그룹 방식을 사용하지 않거나 해당 신호 프레임에 Type2 데이터 PLP가 존재하지 않는다고 판단한다. 만일 해당 신호 프레임이 본 발명에 따른 서브 슬라이스 그룹 방식을 사용하지 않는다면, 이때의 SUB_SLICES_GROUP_START 필드 값은 각 Type2 데이터 PLP의 첫번째 서브 슬라이스의 시작 위치를 나타낸다.
일 실시예로, NUM_SUB_SLICES_GROUP 필드 값이 0으로 설정되어 있을 때, SUB_SLICE_INTERVAL 필드 값이 0이 아니면 해당 신호 프레임은 본 발명에 따른 서브 슬라이스 그룹 방식을 사용하지 않는다고 판단하고, 상기 SUB_SLICE_INTERVAL 필드 값이 0이면 해당 신호 프레임에 Type2 데이터 PLP가 없다고 판단한다.
다음은 본 발명에 따른 서브 슬라이스 그룹을 이용하여 Type2 데이터 PLP를 신호 프레임에 매핑하여 전송했을 때, 수신기에서 해당 PLP 정보를 획득하는 과정을 설명하기로 한다.
먼저, L1 포스트 시그널링 정보의 NUM_SUB_SLICE _GROUP 필드 값(즉, 서브 슬라이스 그룹의 개수)과 SUB_SLICES_PER_FRAME 필드 값(즉, 신호 프레임 당 서브 슬라이스의 개수)을 알면 한 개의 서브 슬라이스 그룹에 포함되는 서브 슬라이스의 개수를 알 수 있다. 왜냐하면 송신 장치에서 서브 슬라이스의 개수를 서브 슬라이스 그룹의 개수로 골고루 나누었기 때문이다. 여기서 SUB_SLICES_PER_FRAME 필드 값은 컨피규레이블 L1 포스트 시그널링 정보(도시되지 않음)로부터 획득할 수 있다.
만일 서브 슬라이스의 개수와 서브 슬라이스 그룹의 개수가 같다면, 한 개의 서브 슬라이스가 한 개의 서브 슬라이스 그룹을 구성하게 된다. 그리고 원하는 Type2 데이터 PLP에서 서브 슬라이스의 서브 슬라이스 그룹 정보를 알았으면, 해당 Type2 데이터 PLP의 PLP_START 필드를 이용하여 처음 시작 위치(즉, 해당 Type2 데이터 PLP의 첫번째 서브 슬라이스의 시작 위치)를 얻고, SUB_SLICE_INTERVAL 필드 값을 이용하여 순서대로 해당 PLP 정보를 얻을 수 있다. 이때 각 서브 슬라이스 그룹 내 해당 PLP의 길이는 PLP_NUM_BLOCKS 필드 값과 NUM_SUB_SLICES_GROUP 필드 값을 이용하여 얻을 수 있다. 또한 각각의 서브 슬라이스 그룹에 포함되는 서브 슬라이스의 개수를 알고 있기 때문에 한 서브 슬라이스 그룹 내 해당 PLP 정보를 다 얻은 다음에는 SUB_SLICES_GROUP_START 필드 값을 이용하여 다음 서브 슬라이스 그룹의 위치로 넘어갈 수 있다. 다음 서브 슬라이스 그룹에서도 SUB_SLICES_INTERVAL 필드 값을 알기 때문에 이를 이용하여 순서대로 해당 PLP 정보를 얻는다. 이런 일련의 과정을 신호 프레임 내 모든 서브 슬라이스 그룹에 대해 수행하면 된다.
한편 서브 슬라이스 그룹의 개수와 각 서브 슬라이스 그룹의 시작 위치 정보는 인밴드 시그널링 정보에 시그널링될 수도 있다. 인밴드 시그널링 방식은 인밴드 시그널링 정보는 원하는 PLP 정보만을 시그널링하며, P2 심볼의 전체 L1 시그널링을 복호하지 않고도 원하는 PLP 정보를 얻을 수 있기 때문에 효율적인 방법이지만, 필수적이지는 않다. 인밴드 시그널링 정보에 시그널링되는 기본 정보는 L1 시그널링 정보와 비슷하다. 일 실시예로, 도 30의 입력 프로세싱 모듈 내 프레임 지연기는 밴드 내 시그널링을 위해서 다음 프레임에 대한 스케줄링 정보가 현재 프레임에 전송될 수 있도록 입력 데이터를 하나의 전송 프레임만큼 지연시킨다. 그리고 인밴드 시그널링/패딩 삽입기는 한 개의 전송 프레임만큼 지연된 데이터에 지연되지 않은 다이나믹 L1 포스트 시그널링 정보를 삽입한다. 이때, 패딩을 위한 공간이 있는 경우에 패드 비트를 삽입하거나, 인밴드 시그널링 정보를 패딩 공간에 삽입한다.
이때 P_I 값(인터리빙 프레임이 P_I의 값에 해당하는 신호 프레임에 나누어 할당)과 다른 PLP 정보의 유무에 따라 인밴드 시그널링 방식이 다르게 된다. 먼저, P_I의 값이 1인 경우, 즉, 한 인터리빙 프레임에 해당하는 PLP 정보가 한 신호 프레임에 매핑되는 경우에는 추가적으로 다른 PLP의 정보를 인밴드 시그널링 정보에 시그널링한다. 이는 채널 변경시 등 빠른 재핑 시간(zapping time)을 위해서이다. 이 경우에는 현재 PLP 뿐만 아니라 다른 PLP의 정보를 인밴드 시그널링 정보에 시그널링해야 한다. 만일 해당 신호 프레임에 Type2 데이터 PLP가 존재한다면, 서브 슬라이스 그룹의 개수만큼 서브 슬라이스 그룹의 시작 위치 정보도 어드레싱해준다.
또한 P_I의 값이 1보다 크고, 해당 PLP가 Type2 데이터 PLP라면, 해당하는 P_I의 개수만큼의 신호 프레임에서의 구성(configuration)을 알아야 한다. 따라서 본 발명에서는 기본 T2 구성(configuration)에 추가적으로 서브 슬라이스 그룹의 개수만큼 서브 슬라이스 그룹의 시작 위치 정보를 어드레싱해준다. 여기서는 한 신호 프레임에 Type1 데이터 PLP와 Type2 데이터 PLP가 모두 존재하는 경우를 고려하였다.
도 73은 본 발명에 따른 인밴드 시그널링 정보에 대한 신택스 구조의 일 실시예를 보이고 있다. 도 73에서, PADDING_TYPE 필드는 2비트가 할당되며, 패딩 타입을 지시한다.
PLP_L1_CHANGE_COUNTER 필드는 8비트가 할당되며, L1 컨피규레이션(configuration)(예를 들면, L1 프리 시그널링에 포함된 필드들의 내용 또는 L1 포스트 시그널링의 컨피규레이블 파트의 내용)이 바뀌기 전에 남아있는 수퍼 프레임의 개수를 나타낸다.
다음은 P_I의 개수만큼 반복되는 'for' 루프가 있으며, 상기 'for' 루프에는 SUB_SLICE_INTERVAL 필드, START_RF_IDX 필드, CURRENT_PLP_START 필드, NUM_SUB_SLICES_GROUP 필드가 포함된다.
상기 SUB_SLICE_INTERVAL 필드는 22 비트가 할당되며, 현재 PLP의 하나의 서브 슬라이스의 시작부터 같은 PLP 내 다음 서브 슬라이스의 시작까지의 OFDM 셀의 개수를 지시한다.
상기 START_RF_IDX 필드는 3비트가 할당되며, 다음 신호 프레임에 대해, TFS 스케쥴된 프레임의 시작 주파수의 ID를 나타낸다.
상기 CURRENT_PLP_START 필드는 22 비트가 할당되며, 현재 PLP의 시작 위치를 나타낸다.
상기 NUM_SUB_SLICES_GROUP 필드는 일 실시예로 3비트가 할당되며, 서브 슬라이스 그룹의 개수를 나타낸다. 본 발명은 일 실시예로 NUM_SUB_SLICES_GROUP 필드를 일정한 값, 예를 들어 3비트로 고정하였으며, 이 경우 서브 슬라이스 그룹의 개수는 최대 7이 될 수 있다.
이때, 현재 PLP가 Type2 데이터 PLP라면 상기 NUM_SUB_SLICES_GROUP 필드 값만큼 반복되는 'for' 루프(이하, 서브 슬라이스 그룹 루프라 함)가 있으며, 상기 서브 슬라이스 그룹 루프에는 서브 슬라이스 그룹 시작(SUB_SLICES_GROUP_START) 필드가 포함된다. 상기 서브 슬라이스 그룹 시작(SUB_SLICES_GROUP_START) 필드는 일 실시예로 22비트가 할당되며, 해당 서브 슬라이스 그룹의 시작 위치를 나타낸다.
그리고 CURRENT_PLP_NUM_BLOCKS 필드는 10비트가 할당되며, 현재 PLP에 대해 현재 인터리빙 프레임에 포함된 FEC 블록의 개수를 나타낸다.
NUM_OTHER_PLP_IN_BAND 필드는 8비트가 할당되며, 인밴드 내 다른 PLP의 개수를 나타낸다.
만일 인밴드 내 다른 PLP가 존재한다면, 상기 NUM_OTHER_PLP_IN_BAND 필드 값만큼 반복되는 'for' 루프가 있으며, 상기 'for' 루프에는 PLP_ID 필드, PLP_START 필드, 및 PLP_NUM_BLOCKS 필드가 포함된다.
상기 PLP_ID 필드는 8비트가 할당되며, 해당 PLP를 유일하게 식별할 수 있는 식별자를 표시한다.
상기 PLP_START 필드는 22비트가 할당되며, 해당 PLP의 시작 위치를 나타낸다.
상기 PLP_NUM_BLOCKS 필드는 10비트가 할당되며, 해당 PLP에 대해 현재 인터리빙 프레임에 포함된 FEC 블록의 개수를 나타낸다.
한편 현재 PLP가 Type1 데이터 PLP이고 NUM_SUB_SLICES_GROUP 필드 값이 0이 아니라면, 상기 NUM_SUB_SLICES_GROUP 필드 값만큼 반복되는 'for' 루프가 있으며, 이 'for' 루프에는 SUB_SLICES_GROUP_START 필드가 포함된다. 이때 상기 SUB_SLICES_GROUP_START 필드는 해당 Type1 데이터 PLP의 시작 위치를 나타낸다.
상기와 같이 시그널링된 인밴드 시그널링 정보는 수신 장치로 전송된다. 이때 컨피규레이블 L1 포스트 시그널링 정보 내 IN_BAND_FLAG 필드는 1로 설정되어, 인밴드 시그널링 정보가 전송됨을 지시한다. 반대로, 상기 IN_BAND_FLAG 필드 값이 0이면, 인밴드 시그널링 정보가 전송되지 않음을 지시한다.
따라서, 수신 장치에서는 P2 심볼에서 L1 프리 시그널링 정보를 복호해내고, 복호된 L1 프리 시그널링 정보를 기반으로 L1 포스트 시그널링 정보를 복호한다. 이때 L1 포스트 시그널링 정보 내 다이나믹 L1 포스트 시그널링 정보의 IN_BAND_FLAG 필드가 1로 설정되어 있으면 인밴드 시그널링이 사용되고 있다고 판단한다.
만일 인밴드 시그널링을 사용한다면 다음 신호 프레임부터는 P2 심볼의 정보가 필요 없으며, 바로 각각의 PLP의 BB 프레임에 존재하는 인밴드 시그널링 영역에서 현재 PLP의 정보를 얻을 수 있다. 그리고 P_I가 1의 값을 가지면, 빠른 채널 전환(channel change)를 위해 다른 PLP의 정보가 상기 인밴드 시그널링 정보에 포함되어 있다.
따라서 먼저 인밴드 시그널링 정보에서 P_I의 값을 확인하여 해당 PLP의 인터리빙 프레임이 몇 개의 신호 프레임에 스프레딩(spreading) 되었는지를 확인한다. 만약 P_I의 값이 1이라면 하나의 신호 프레임의 해당 PLP 및 다른 PLP의 정보를 인밴드 시그널링 정보를 통해 얻을 수 있다.
다음으로 NUM_SUB_SLICE _GROUP 필드 값(즉, 서브 슬라이스 그룹의 개수)과 SUB_SLICES_PER_FRAME 필드 값(즉, 신호 프레임 당 서브 슬라이스의 개수)를 이용하여 한 개의 서브 슬라이스 그룹에 포함되는 서브 슬라이스의 개수를 얻는다. 즉, 상기 NUM_SUB_SLICES_GROUP 필드 값과 SUB_SLICE_INTERVAL 필드 값으로부터 신호 프레임 안에 Type2 데이터 PLP 가 존재하는지를 알 수 있다.
일 실시예로, NUM_SUB_SLICES_GROUP 필드 값이 0이 아니면, Type2 데이터 PLP는 해당 신호 프레임에 서브 슬라이스 그룹 방식으로 매핑되었다고 판단한다. 그리고 NUM_SUB_SLICES_GROUP 필드 값이 0이고 SUB_SLICE_INTERVAL 필드 값이 0이 아니면 해당 신호 프레임은 본 발명에 따른 서브 슬라이스 그룹 방식을 사용하지 않는다고 판단하며, 상기 SUB_SLICE_INTERVAL 필드 값이 0이면 해당 신호 프레임에 Type2 데이터 PLP가 없다고 판단한다.
따라서 NUM_SUB_SLICES_GROUP 필드 값과 SUB_SLICE_INTERVAL 필드 값으로부터 해당 신호 프레임에 Type2 데이터 PLP가 존재하며, 이 Type2 데이터 PLP는 서브 슬라이스 그룹 방식으로 매핑되었다고 확인되면, 상기 NUM_SUB_SLICES_GROUP 필드 값만큼 반복되는 'for' 루프의 SUB_SLICES_GROUP_START 필드로부터 각 서브 슬라이스 그룹의 시작 위치 정보를 획득한다. 즉, 주어진 Type2 데이터 PLP의 CURRENT_PLP_START 필드를 이용하여 처음 시작 위치(즉, 해당 Type2 데이터 PLP의 첫번째 서브 슬라이스의 시작 위치)를 얻고, SUB_SLICE_INTERVAL 필드 값을 이용하여 순서대로 해당 PLP 정보를 얻을 수 있다. 이때 각 서브 슬라이스 그룹 내 해당 PLP의 길이는 CURRENT_PLP_NUM_BLOCKS 필드 값과 NUM_SUB_SLICES_GROUP 필드 값을 이용하여 얻을 수 있다.
만일 현재 PLP가 Type1 데이터 PLP라면, 기존의 지상파 방송 시스템에서와 같이 CURRENT_PLP_START 필드 값과 CURRENT_PLP_NUM_BLOCKS 필드 값을 이용하여 해당 PLP 정보를 얻을 수 있다.
만일 P_I의 값이 1보다 크다면 현재 PLP의 정보가 여러 개의 신호 프레임에 스프레딩되었다는 의미이고, 스프레딩된 각각의 신호 프레임에서 PLP_ID 필드, SUB_SLICE_INTERVAL 필드, PLP_NUM_BLOCKS 필드, NUM_SUB_SLICES_GROUP 필드, PLP_START 필드, SUB_SLICES_GROUP_START 필드 값을 이용하여 현재 PLP 정보를 얻을 수 있다.
도 72와 도 73에서 NUM_SUB_SLICES_GROUP 필드에 할당되는 비트와 SUB_SLICES_GROUP_START 필드에 할당되는 비트, 그리고 해당 시그널링 정보 내 할당 위치는 당업자에 의해 용이하게 변경될 수 있으므로 본 발명은 상기 실시예들로 한정되지 않을 것이다.
L1 시그널링 정보의 스프레딩
본 발명의 또 다른 실시예로서, 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보를 스프레드(spread or distributed) 형태로 시그널링함으로써, 기존 지상파 방송 시스템보다 높은 시간/주파수 다이버시티와 로버스트니스(robustness)를 얻는 신호 프레임 구조를 제안한다. 특히 본 발명은 모바일 환경에서 시간/주파수 다이버시티와 로버스트니스를 향상시키기 위한 것이다. 일 실시예로, 기존의 지상파 방송 시스템의 프리앰블(preamble) 구조에 추가로, 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보를 현재 신호 프레임에 스프레드된 형태로 시그널링함으로써, 기존 지상파 방송 시스템 보다 향상된 시간 및 주파수 다이버시티 효과를 얻을 수 있게 한다.
기존 지상파 방송 시스템에서는 L1 시그널링 정보를 프리앰블 영역 내 일정한 개수의 P2 심볼에만 할당 시키기 때문에 모바일 환경에서는 로버스트니스가 부족할 수 있다. 이는 기존 지상파 방송 시스템 특히, T2 시스템에서 P2 심볼의 개수는 해당 FFT 사이즈에 따라서 1개에서 16개로 정해져 있기 때문이다.
따라서 본 발명은 이러한 문제를 해결 하기 위해, 기존의 지상파 방송 시스템의 프리앰블 구조에 추가적으로 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보를 현재 신호 프레임에 균일하게 스프레드시킴으로써, 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보의 시간 다이버시티를 최대화시킨다. 이로 인해, 모바일 환경에서의 로버스트니스를 획득할 수 있게 된다.
특히 본 발명은 L1 프리 시그널링 정보의 L1_REPETITION_FLAG 필드를 이용하여 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보가 현재 신호 프레임에 스프레드되었는지 여부를 지시하는 것을 일 실시예로 한다. 예를 들어, 상기 L1_REPETITION_FLAG 필드가 1이면 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보가 현재 신호 프레임에 스프레드되었음을 나타내고, 0이면 스프레드되어 있지 않음을 나타낸다. 즉, 상기 L1_REPETITION_FLAG 필드가 0이면, 기존의 지상파 방송 시스템에서와 같이 신호 프레임의 프리앰블 파트에만 L1 시그널링 정보가 시그널링되었음을 나타낸다. 본 발명에서 신호 프레임은 크게 프리앰블 영역과 데이터 영역으로 구분된다. 프리앰블 영역은 하나의 P1 심볼과 하나 이상의 P2 심볼을 포함한다. 그리고 데이터 영역은 복수개의 데이터 심볼(또는 데이터 OFDM 심볼이라 함)을 포함한다. 각 OFDM 심볼들은 복수개의 서브 캐리어로 구성된다. 본 발명에 따른 L1 시그널링 정보의 스프레딩은 데이터 영역에서 이루어지는 것을 일 실시예로 한다. 이 경우 상기 L1_REPETITION_FLAG 필드가 1이면 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보가 현재 신호 프레임의 데이터 영역에 스프레드되었음을 나타내고, 0이면 현재 신호 프레임의 데이터 영역에 스프레드되어 있지 않음을 나타낸다. 또한 적어도 하나 이상의 데이터 심볼에 상기 L1 시그널링 정보가 스프레드되는 것을 일 실시예로 한다.
본 발명에 따른 L1 시그널링 정보의 스프레딩은 방송 송신 장치의 프레임 빌더에서 수행되는 것을 일 실시예로 한다. 상기 프레임 빌더의 셀 맵퍼는 BICM 모듈에서 인코딩된 각 PLP와 L1 시그널링 정보를 입력받고, 스케쥴러의 스케쥴링 정보에 따라 신호 프레임의 해당 셀에 각 PLP와 L1 시그널링 정보를 매핑한다. 특히, 상기 프레임 빌더 내 셀 맵퍼의 프레이밍(framing) 과정에서 L1 시그널링 정보의 스프레드가 수행된다. 본 발명에서 프레임 빌더는 플레임 빌딩 모듈, 프레임 매퍼라 하기도 하며, 도 1 내지 도 62의 프레임 빌더, 프레임 매퍼, 또는 프레임 빌딩 모듈에 대응된다. 다음은 셀 맵퍼에서 L1 시그널링 정보를 스프레드하는 방법을 자세히 설명하기로 한다. 본 발명은 프리앰블 영역에 매핑할 L1 시그널링 정보와 데이터 영역에 스프레드시킬 L1 시그널링 정보를 스케쥴러에서 생성하는 것을 일 실시예로 한다.
L1 시그널링 정보의 스프레딩의 실시예1
도 74는 본 발명에 따른 신호 프레임에 매핑되는 L1 시그널링 정보의 스프레드 패턴의 일 실시예를 보인 것으로, 특히 신호 프레임 내 데이터 PLP를 위한 데이터 영역에 L1 시그널링 정보가 스프레드되는 예를 보이고 있다. 일 실시예로, 한 신호 프레임에 존재하는 모든 데이터 심볼들(즉, P1 심볼과 P2 심볼들을 제외한 데이터 OFDM 심볼들)에 대해서 L1 시그널링 정보가 스프레드된다.
도 74에 도시된 신호 프레임에서 가로 방향은 시간 도메인이고, 세로 방향은 주파수 도메인이다. 즉, 각 컬럼은 각 OFDM 심볼에 대응되고, 각 OFDM 심볼은 여러 개의 서브 캐리어로 구성된다. 하나의 정사각형은 하나의 서브 캐리어 즉, 하나의 셀에 대응된다.
이때 한 신호 프레임에 존재하는 모든 데이터 OFDM 심볼들에 L1 시그널링 정보를 스프레드하기 위해서는 먼저, 전체적인 L1 시그널링 정보의 사이즈를 알아야 한다. 즉, 신호 프레임에 포함되는 L1 시그널링 정보의 전체 셀 개수를 알아야 한다.
본 발명과 기존 지상파 방송 시스템에서 L1 프리 시그널링 정보의 사이즈는 1840개의 BPSK 심볼들로 정의되어 있고, L1 포스트 시그널링 정보의 사이즈는 L1_POST_SIZE 필드에 정의되어 있다. 상기 L1_POST_SIZE 필드는 상기 L1 프리 시그널링 정보에 포함되어 있으며, 일 실시예로 18비트가 할당되어 있다.
그러므로 기 설정된 L1 프리 시그널링 정보의 사이즈와 L1_POST_SIZE 필드로부터 추출한 L1 포스트 시그널링 정보의 사이즈를 합하면, 전체 L1 시그널링 정보의 사이즈(즉, 전체 L1 시그널링 정보의 셀 개수)를 알 수 있다.
상기와 같이 L1 시그널링 정보의 전체 셀 개수를 알면, 이를 해당 신호 프레임의 데이터 영역의 길이 즉, 신호 프레임 내 데이터 OFDM 심볼의 개수로 나누어 각각의 데이터 OFDM 심볼에 할당될 L1 시그널링 정보의 셀 개수를 결정한다. 그리고 결정된 개수의 L1 시그널링 정보 셀을 각 데이터 OFDM 심볼에 할당한다. 이렇게 하면, 각각의 데이터 OFDM 심볼에 균일한 개수의 L1 시그널링 정보 셀이 할당되게 된다. 여기서 상기 신호 프레임 내 데이터 OFDM 심볼의 개수는 L1 프리 시그널링 정보 내 NUM_DATA_SYMBOLS 필드로부터 추출할 수 있다. 상기 NUM_DATA_SYMBOLS 필드는 신호 프레임 내 P1, P2 심볼들을 제외한 데이터 OFDM 심볼의 개수를 표시한다.
만일, L1 시그널링 정보의 전체 셀 개수를 해당 신호 프레임 내 데이터 OFDM 심볼의 개수로 나누었을 때, 완전히 나누어 떨어지지 않으면 나머지 개수만큼의 L1 시그널링 정보 셀은 앞쪽 데이터 OFDM 심볼에 1개씩 할당시키는 것을 일 실시예로 한다.
다음으로는 위에서 구해진 균일한 개수의 L1 시그널링 정보 셀을 묶어서 첫 데이터 OFDM 심볼부터 순서대로 할당시킨다. 이때 첫 데이터 OFDM 심볼의 첫번째 서브 캐리어부터 할당하는 것을 일 실시예로 한다. 그리고 이웃하는 적어도 두 데이터 OFDM 심볼끼리는 L1 시그널링 정보 셀이 동일한 서브 캐리어에 할당되지 않도록 한다. 즉, 현재 OFDM 심볼에 L1 시그널링 정보 셀을 할당할 때, 이전 OFDM 심볼의 L1 시그널링 정보 셀들이 할당된 위치 바로 다음 서브 캐리어부터 할당함으로써, 이웃하는 두 데이터 OFDM 심볼끼리는 서브 캐리어가 겹치지 않도록 한다.
도 74에서는 하나의 OFDM 심볼에 매핑되는 L1 시그널링 정보 셀의 개수가 4인 예를 보이고 있고, 4개씩 묶인 L1 시그널링 정보 셀들은 이웃하는 적어도 두 데이터 OFDM 심볼끼리는 동일한 서브 캐리어에 할당되지 않고 있다.
이러한 구조는 전체 신호 프레임 구조에서 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보가 시간, 주파수축으로 모두 균일하게 분포되어지게 된다. 그리고 한 데이터 OFDM 심볼 내에는 L1 시그널링 정보 셀들이 복수개로 묶여서 인접한 서브 캐리어에 할당되게 되는데 이는 주파수 인터리버가 인터리빙을 수행하여 문제를 해결해 준다.
이와 같이 하나의 데이터 OFDM 심볼에서는 L1 시그널링 정보 셀들이 일정 간격으로 균등하게 매핑되고, 매 데이터 OFDM 심볼마다 L1 시그널링 정보 셀들이 주파수 도메인으로 사이클릭 쉬프트됨으로써, 시간 및 주파수 다이버시티를 얻게 된다. 본 발명은 데이터 영역에 스프레드되는 L1 시그널링 정보는 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보인 것을 일 실시예로 한다.
지금까지는 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보가 모두 현재 신호 프레임의 데이터 영역에 스프레드될 때를 일 실시예로 설명하였다. 즉, 상기 L1 시그널링 정보가 L1 프리 시그널링 정보, 컨피규레이블 L1 포스트 시그널링 정보, 다이나믹 L1 포스트 시그널링 정보를 모두 포함하는 경우이다. 이것은 하나의 실시예이며, 현재 신호 프레임에 스프레드될 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보는 L1 프리 시그널링 정보, 컨피규레이블 L1 포스트 시그널링 정보, 다이나믹 L1 포스트 시그널링 정보 중 적어도 하나가 될 수 있다. 그리고 이 중 어느 것이 스프레드되는지에 따라 하나의 데이터 OFDM 심볼에 매핑될 L1 시그널링 정보 셀의 개수가 달라진다.
도 75는 다음 신호 프레임의 전체 L1 시그널링 정보가 도 74와 같은 스프레드 패턴을 갖도록 현재 신호 프레임의 데이터 OFDM 셀들에 매핑되는 방법의 일 실시예를 보인 흐름도이다.
먼저, 기 설정된 L1 프리 시그널링 정보의 사이즈와 L1_POST_SIZE 필드로부터 추출한 L1 포스트 시그널링 정보의 사이즈를 이용하여 현재 신호 프레임에 스프레드될 전체 L1 시그널링 정보의 셀 개수를 구한다(S113101).
이어 상기 단계 S113101에서 구한 전체 L1 시그널링 정보의 셀 개수를 현재 신호 프레임 내 데이터 OFDM 심볼의 개수로 나누어 각각의 데이터 OFDM 심볼에 할당될 L1 시그널링 정보의 셀 개수를 결정한다(S113102). 그리고 결정된 균일한 개수의 L1 시그널링 정보 셀을 각 데이터 OFDM 심볼에 할당한다(S113103). 이렇게 하면, 각각의 데이터 OFDM 심볼에 균일한 개수의 L1 시그널링 정보 셀이 할당되게 된다. 즉, 단계 S113103에서는 균일한 개수의 L1 시그널링 정보 셀을 묶어서 첫 데이터 OFDM 심볼부터 순서대로 할당시킨다. 이때 첫 데이터 OFDM 심볼의 첫번째 서브 캐리어부터 할당하는 것을 일 실시예로 한다. 그리고 이웃하는 적어도 두 데이터 OFDM 심볼끼리는 L1 시그널링 정보 셀이 동일한 서브 캐리어에 할당되지 않도록 한다.
만일, 상기 단계 S113102에서 L1 시그널링 정보의 전체 셀 개수를 해당 신호 프레임 내 데이터 OFDM 심볼의 개수로 나누었을 때, 완전히 나누어 떨어지지 않으면, 상기 단계 S113103에서는 나머지 개수만큼의 L1 시그널링 정보 셀은 앞쪽 데이터 OFDM 심볼에 1개씩 할당시킨다.
L1 시그널링 정보의 스프레딩의 실시예2
도 76은 본 발명에 따른 신호 프레임에 매핑되는 L1 시그널링 정보의 스프레드 패턴의 다른 실시예를 보인 것이다. 도 74와 다른 점은, 한 데이터 OFDM 심볼에 L1 시그널링 정보 셀들이 묶여서 매핑되지 않고, 각각의 L1 시그널링 정보 셀이 일정 간격으로 균일하게 매핑된다. 즉, 하나의 데이터 OFDM 심볼에서 하나의 서브 캐리어에 L1 시그널링 정보 셀이 할당된 후, 바로 다음 서브 캐리어가 아닌 서브 캐리어에 다음 L1 시그널링 정보 셀이 할당된다.
이와 같이 도 76에서는 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보가 각각의 셀 단위로 나뉘어져 한 데이터 OFDM 심볼의 주파수 축으로 균일하게 할당된다. 이렇게 함으로써, 전체 프레임 구조에서는 도 74에서와 같이 시간 및 주파수 축으로 모두 균일하게 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보가 분포되어지게 된다.
도 76에서, 현재 신호 프레임이 스프레드될 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보의 전체 셀 개수, 상기 L1 시그널링 정보의 전체 셀 개수 중 하나의 데이터 OFDM 심볼에 매핑될 L1 시그널링 정보의 셀 개수를 구하는 방법은 도 74의 방법을 그대로 적용하는 것을 일 실시예로 한다. 즉, 기 설정된 L1 프리 시그널링 정보의 사이즈와 L1_POST_SIZE 필드로부터 추출한 L1 포스트 시그널링 정보의 사이즈를 이용하여 현재 신호 프레임에 스프레드될 전체 L1 시그널링 정보의 셀 개수를 구한다. 이어 전체 L1 시그널링 정보의 셀 개수를 현재 신호 프레임 내 데이터 OFDM 심볼의 개수로 나누어 각각의 데이터 OFDM 심볼에 할당될 L1 시그널링 정보의 셀 개수를 결정한다. 그리고 결정된 균일한 개수의 L1 시그널링 정보 셀을 각 데이터 OFDM 심볼에 할당한다. 이때 균일한 개수의 L1 시그널링 정보 셀은 첫 데이터 OFDM 심볼부터 순서대로 할당시키는데, 이때 주파수 영역에서 L1 시그널링 정보 셀들은 각각 일정 간격을 두고 할당된다. 여기서 첫 데이터 OFDM 심볼의 첫번째 서브 캐리어에 첫번째 LI 시그널링 정보 셀이 할당되는 것을 일 실시예로 한다. 그리고 이웃하는 적어도 두 데이터 OFDM 심볼끼리는 L1 시그널링 정보 셀이 동일한 서브 캐리어에 할당되지 않도록 한다.
또한, 상기 L1 시그널링 정보의 전체 셀 개수를 해당 신호 프레임 내 데이터 OFDM 심볼의 개수로 나누었을 때, 완전히 나누어 떨어지지 않으면, 상기 단계 S113103에서는 나머지 개수만큼의 L1 시그널링 정보 셀은 앞쪽 데이터 OFDM 심볼에 1개씩 할당시키는 것을 일 실시예로 한다.
도 76에서도 현재 신호 프레임에 스프레드될 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보는 L1 프리 시그널링 정보, 컨피규레이블 L1 포스트 시그널링 정보, 다이나믹 L1 포스트 시그널링 정보 중 적어도 하나가 될 수 있다. 그리고 이 중 어느 것이 스프레드되는지에 따라 하나의 데이터 OFDM 심볼에 매핑될 L1 시그널링 정보 셀의 개수가 달라진다.
L1 시그널링 정보의 스프레딩의 실시예3
도 77은 본 발명에 따른 신호 프레임에 매핑되는 L1 시그널링 정보의 스프레드 패턴의 또 다른 실시예를 보인 것이다.
도 77은 현재 신호 프레임에 다음 신호 프레임의 L1 프리 시그널링 정보와 L1 포스트 시그널링 정보를 모두 할당할 때의 일 실시예로서, 이 중 L1 프리 시그널링 정보는 데이터 영역 내 미리 결정된 데이터 OFDM 심볼들에만 스프레드시키는 것을 일 실시예로 한다. 그리고 L1 포스트 시그널링 정보는 데이터 영역의 모든 OFDM 심볼에 스프레드시키는 것을 일 실시예로 한다.
본 발명에서는 다음 신호 프레임의 L1 프리 시그널링 정보가 스프레드되는 구간을 L1 프리 스프레드 구간이라 하기로 한다. 즉, L1 프리 스프레드 구간에는 1개 이상의 데이터 OFDM 심볼이 포함된다.
본 발명은 L1 프리 스프레드 구간에 포함되는 데이터 OFDM 심볼의 개수를 SYMBOLS_FOR_DISTRIBUTED_L1_PRE 필드를 이용하여 표시하는 것을 일 실시예로 한다. 상기 SYMBOLS_FOR_DISTRIBUTED_L1_PRE 필드는 P2 심볼에 포함되는 현재 신호 프레임의 L1 시그널링 정보에 포함시키는 것을 일 실시예로 한다. 또 다른 실시예로, 본 발명에 따른 신호 프레임에 프리앰블 심볼을 추가하고, 추가된 프리앰블 심볼에 SYMBOLS_FOR_DISTRIBUTED_L1_PRE 필드를 시그널링할 수도 있다.
즉, L1 프리 시그널링 정보와 L1 포스트 시그널링 정보는 각각 다른 방식으로 인코딩이 이루어지며, L1 프리 시그널링 정보는 L1 포스트 시그널링 정보를 복호하기 위해서 존재한다. 그런데, 데이터 심볼들에 스프레드된 L1 프리 시그널링 정보를 디코딩할 때 해당 신호 프레임의 길이를 모르기 때문에, 본 발명은 L1 프리 시그널링 정보가 스프레드될 구간을 미리 정하는 것이다.
본 발명은 먼저, L1 프리 스프레드 구간의 데이터 OFDM 심볼에 다음 신호 프레임의 L1 프리 시그널링 정보를 도 74와 같은 방식으로 스프레드시킨다.
상기 L1 프리 스프레드 구간에 스프레드될 L1 프리 시그널링 정보의 셀 개수는 미리 정해지며, L1 포스트 시그널링 정보의 셀 개수는 L1_POST_SIZE 필드로부터 추출한다. 즉, 상기 L1 프리 시그널링 정보는 1840개의 BPSK 심볼들로 정의되어 있다.
그리고 상기 L1 프리 시그널링 정보의 셀 개수를 상기 L1 프리 스프레드 구간에 포함되는 데이터 OFDM 심볼의 개수로 나누어, L1 프리 스프레드 구간의 각 데이터 OFDM 심볼에 할당될 L1 프리 시그널링 정보의 셀 개수를 결정한다. 이어 상기 결정된 개수의 L1 프리 시그널링 정보 셀을 L1 프리 스프레드 구간의 각 데이터 OFDM 심볼에 할당한다. 이렇게 하면, 각각의 데이터 OFDM 심볼에 균일한 개수의 L1 프리 시그널링 정보 셀이 할당되게 된다.
이때 균일한 개수의 L1 프리 시그널링 정보 셀을 묶어서 L1 프리 스프레드 구간의 첫 데이터 OFDM 심볼부터 순서대로 할당시킨다. 본 발명은 L1 프리 스프레드 구간의 첫 데이터 OFDM 심볼의 첫번째 서브 캐리어부터 할당하는 것을 일 실시예로 한다. 그리고 이웃하는 두 데이터 OFDM 심볼끼리는 L1 프리 시그널링 정보 셀이 동일한 서브 캐리어에 할당되지 않도록 한다.
만일, L1 프리 시그널링 정보의 셀 개수를 L1 프리 스프레드 구간 내 데이터 OFDM 심볼의 개수로 나누었을 때, 완전히 나누어 떨어지지 않으면 나머지 개수만큼의 L1 프리 시그널링 정보 셀은 L1 프리 스프레드 구간에서 앞쪽 데이터 OFDM 심볼에 1개씩 할당시키는 것을 일 실시예로 한다.
이와 같이 L1 프리 스프레드 구간 내 하나의 데이터 OFDM 심볼에서는 L1 프리 시그널링 정보 셀들이 일정 간격으로 균등하게 매핑되고, 매 데이터 OFDM 심볼마다 L1 프리 시그널링 정보 셀들이 주파수 도메인으로 사이클릭 쉬프트됨으로써, 시간 및 주파수 다이버시티를 얻게 된다.
한편, 현재 프레임의 L1 프리 스프레드 구간에 다음 신호 프레임의 L1 프리 시그널링 정보가 스프레드되어 매핑되면, 다음 신호 프레임의 L1 포스트 시그널링 정보를 스프레드시켜 매핑한다.
본 발명은 L1 프리 스프레드 구간에는 미리 약속된 개수의 L1 포스트 시그널링 정보 셀을 매핑시키고, 나머지 개수의 L1 포스트 시그널링 정보 셀들은 현재 신호 프레임의 데이터 영역 중 상기 L1 프리 스프레드 구간을 뺀 나머지 영역에 스프레드시켜 매핑하는 것을 일 실시예로 한다. 여기서, L1 포스트 시그널링 정보의 전체 셀 개수는 L1_POST_SIZE 필드로부터 추출한다.
이때, L1 프리 스프레드 구간에 스프레드될 L1 포스트 시그널링 정보의 셀 개수를 L1 프리 스프레드 구간에 포함되는 데이터 OFDM 심볼의 개수로 나누어, L1 프리 스프레드 구간의 각 데이터 OFDM 심볼에 할당될 L1 포스트 시그널링 정보의 셀 개수를 결정한다. 또한 L1 프리 스프레드 구간을 제외한 구간에 스프레드될 L1 포스트 시그널링 정보의 셀 개수를 L1 프리 스프레드 구간을 제외한 구간에 포함되는 데이터 OFDM 심볼의 개수로 나누어, L1 프리 스프레드 구간을 제외한 구간의 각 데이터 OFDM 심볼에 할당될 L1 포스트 시그널링 정보의 셀 개수를 결정한다. 이때 L1 스프레드 구간의 각 OFDM 심볼에 할당될 L1 포스트 시그널링 정보 셀의 개수와 L1 프리 스프레드 구간을 제외한 구간의 각 OFDM 심볼에 할당될 L1 포스트 시그널링 정보 셀의 개수는 같을 수도 있고, 다를 수도 있다. 도 77는 L1 스프레드 구간의 각 OFDM 심볼에는 4개의 L1 포스트 시그널링 정보 셀이 할당되고, L1 프리 스프레드 구간을 제외한 구간의 각 OFDM 심볼에는 3개의 L1 포스트 시그널링 정보 셀이 할당되는 예를 보이고 있다.
상기와 같이 L1 스프레드 구간의 각 OFDM 심볼에 할당될 L1 포스트 시그널링 정보 셀의 개수와 L1 프리 스프레드 구간을 제외한 구간의 각 OFDM 심볼에 할당될 L1 포스트 시그널링 정보 셀의 개수가 결정되면, 결정된 개수의 L1 프리 시그널링 정보 셀을 L1 프리 스프레드 구간의 각 데이터 OFDM 심볼과 L1 프리 스프레드 구간을 제외한 구간의 각 OFDM 심볼에 할당한다.
이때에도 이웃하는 적어도 두 데이터 OFDM 심볼끼리는 L1 포스트 시그널링 정보 셀이 동일한 서브 캐리어에 할당되지 않도록 한다.
만일, L1 프리 스프레드 구간에 할당될 L1 포스트 시그널링 정보의 셀 개수를 L1 프리 스프레드 구간 내 데이터 OFDM 심볼의 개수로 나누었을 때, 완전히 나누어 떨어지지 않으면 나머지 개수만큼의 L1 포스트 시그널링 정보 셀은 L1 프리 스프레드 구간에서 앞쪽 데이터 OFDM 심볼에 1개씩 할당시키는 것을 일 실시예로 한다. 마찬가지로, L1 프리 스프레드 구간을 제외한 나머지 구간에 할당될 L1 포스트 시그널링 정보의 셀 개수를 나머지 구간 내 데이터 OFDM 심볼의 개수로 나누었을 때, 완전히 나누어 떨어지지 않으면 나머지 개수만큼의 L1 포스트 시그널링 정보 셀은 나머지 구간에서 앞쪽 데이터 OFDM 심볼에 1개씩 할당시키는 것을 일 실시예로 한다.
이와 같이 현재 프레임의 데이터 영역 내 하나의 데이터 OFDM 심볼에서는 L1 포스트 시그널링 정보 셀들이 일정 간격으로 균등하게 매핑되고, 매 데이터 OFDM 심볼마다 L1 포스트 시그널링 정보 셀들이 주파수 도메인으로 사이클릭 쉬프트됨으로써, 시간 및 주파수 다이버시티를 얻게 된다.
도 77에서와 같이 L1 프리 스프레드 구간을 설정하여, 다음 신호 프레임의 L1 프리 시그널링 정보와 L1 포스트 시그널링 정보를 스프레드시켜 매핑하면, 프레임 레이턴시를 줄일 수 있다. 만일, 도 74 내지 도 76에서와 같이 전체의 신호 프레임에 L1 포스트 시그널링 정보를 균등히 매핑하게 되면, n번째 신호 프레임에서 L1 프리 시그널링 정보를 디코딩하여 n+1번째 신호 프레임에서 L1 포스트 시그널링 정보를 디코딩할 수 있게 되고, n+2번째 신호 프레임의 데이터 PLP 정보를 얻을 수 있기 때문에, 추가적인 한 신호 프레임의 레이턴시(latency)가 발생하게 된다. 하지만, 도 77에서와 같이 L1 프리 시그널링 정보와 L1 포스트 시그널링 정보를 미리 정해진 위치에서 동시에 다른 버퍼에 저장하고 있다가 L1 프리 시그널링 정보를 디코딩한 후에, 한 신호 프레임 내 L1 포스트 시그널링 정보도 디코딩할 수 있기 때문에 추가적인 프레임 레이턴시가 생기지 않게 된다.
이와 같이 전체적인 시간 다이버시티 관점에서 보았을 때, 수신 장치에서 L1 프리 시그널링 정보를 디코딩하기 전에는 신호 프레임의 길이를 모르기 때문에 L1 프리 스프레드 구간이라는 시간 다이버시티를 가지도록 하였다. 하지만, L1 프리 시그널링 정보를 디코딩하면 신호 프레임의 길이를 알 수 있기 때문에 L1 포스트 시그널링 정보는 전체적인 신호 프레임에 균등하게 할당 할 수 있다. 이 경우, 신호 프레임의 길이가 L1 프리 스프레드 구간을 알 수 있는 SYMBOLS_FOR_DISTRIBUTED_L1_PRE 필드 값보다 커야 한다.
한편 도 74 내지 도 77에서와 같이 데이터 영역에 스프레드된 L1 시그널링 정보를 수신한 방송 수신 장치에서는 프레임 디매퍼 내 주파수 디인터리버와 셀 디맵퍼를 거쳐 BICM 디코더(또는 BICM 역 프로세싱 모듈이라 함)에서 상기 L1 시그널링 정보 및 원하는 PLP 정보를 획득한다. 즉, 셀 디맵퍼는 수신된 전송 프레임으로부터 커먼 PLP와 데이터 PLP, 및 데이터 PLP에 스프레드된 L1 시그널링 정보의 셀들을 추출한다. 그리고 BICM 디코더에서 각 셀들에 대한 에러 정정 디코딩을 수행하여 원래의 형태로 복원한다. 일 예로, 커먼 PLP에 매핑되어 수신된 L1 시그널링 정보로부터 현재 신호 프레임에 대한 정보를 얻고, 데이터 PLP에 매핑되어 수신된 L1 시그널링 정보로부터 다음 신호 프레임에 대한 정보를 얻을 수 있다.
그런데 수신 장치에서는 L1 프리 시그널링 정보의 위치를 알려면, FFT 타입과 파일롯 패턴을 알아야 한다. 이때, 상기 FFT 타입은 P1 심볼을 통해서 알 수 있지만, 파일롯 패턴은 알 수 없다. 기존의 지상파 방송 시스템에서의 분산형 파일롯 패턴(scattered pilot pattern)을 보면 PP1부터 PP8까지의 파일롯 분리(pilot separation)가 3, 6, 12, 24로 최소 3의 간격으로 위치한다. 이러한 이유로 3의 배수의 서브 캐리어에는 L1 시그널링 정보를 할당하지 않도록 송신 장치의 셀 맵퍼가 잘 고려해야 한다. 이 경우, 수신 장치에서는 3의 배수의 서브 캐리어에 있지 않은 L1 시그널링 정보만을 받아서 분산형 파일롯(scattered pilot)을 피할 수 있고, 연속 파일롯(continual pilot)의 경우에는 수신 장치에서 서브 캐리어들의 위치를 알고 있다고 가정한다. 이러한 FFT 타입 정보와 파일롯 위치를 통해 L1 프리 시그널링 정보와 L1 포스트 시그널링 정보의 처음 부분을 받고, 모두 받은 후에는 L1 프리 시그널링 정보를 디코딩하여 L1 포스트 시그널링 정보도 디코딩할 수 있다.
도 78은 위에서 언급한 분산형 파일롯(scattered pilot)의 구조를 반영한 본 발명의 신호 프레임 구조의 일 실시예를 보이고 있다. 도 78에서 보는 바와 같이, L1 시그널링 정보는 3의 배수의 서브 캐리어에는 할당하지 않았기 때문에 분산형 파일롯과 겹치는 셀이 없다. 이는 분산형 파일롯의 패턴을 몰라도 미리 약속된 위치에 매핑된 L1 프리 시그널링 정보 및 L1 포스트 시그널링 정보를 얻어 낼 수 있다는 것을 의미한다. 3의 배수의 서브 캐리어이지만 파일롯의 위치가 아닌 셀들은 데이터 PLP의 셀들이 매핑되게 된다.
이 경우, 수신 장치에서는 현재 신호 프레임의 L1 프리 시그널링 정보 내 L1_REPETITION_FLAG 필드가 1로 설정되어 있는지를 확인한다. 만일 L1_REPETITION_FLAG 필드가 1로 설정되어 있으면 다음 신호 프레임에서 스프레드된 L1 시그널링 정보가 사용되었다고 판단한다.
이후 수신 장치에서는 P1 심볼을 통해 FFT 타입을 알게 되고, 미리 정해놓은 L1 프리 스프레드 구간에 들어갈 L1 포스트 시그널링 정보의 양을 이용하여 L1 프리 스프레드 구간에 매핑된 L1 프리 시그널링 정보 및 L1 포스트 시그널링 정보의 셀 양과 분포 패턴을 알 수 있다. 상기 L1 프리 스프레드 구간은 SYMBOLS_FOR_DISTRIBUTED_L1_PRE 필드 값을 통해 알 수 있다.
또한, P1 심볼을 통해 알게 된 FFT 타입과 L1 프리 시그널링 정보의 디코딩 후에 알 수 있는 PILOT_PATTERN 필드, NUM_DATA_SYMBOLS 필드 값들을 통해 전체적인 신호 프레임의 크기를 알 수 있게 되고, 전체 신호 프레임에 스프레드된 L1 포스트 시그널링 정보를 디코딩할 수 있다. 따라서 한 신호 프레임 안에서의 L1 프리 시그널링 정보 및 L1 포스트 시그널링 정보의 디코딩을 수행 할 수 있다.
이와 같이 데이터 영역 내 L1 시그널링 정보를 파일롯 패턴과 겹치지 않도록 3의 배수의 서브 캐리어에 할당하지 않도록 함으로써, 파일롯 패턴을 몰라도 미리 약속된 위치에 매핑된 L1 프리 시그널링 정보 및 L1 포스트 시그널링 정보를 디코딩할 수 있게 된다.
지금까지 설명한 본 발명은 상술한 실시예에 한정되지 않으며, 첨부된 청구범위에서 알 수 있는 바와 같이 본 발명이 속한 분야의 통상의 지식을 가지 자에 의해 변형이 가능하고 이러한 변형은 본 발명의 범위에 속한다.
발명의 실시를 위한 형태는 발명의 실시를 위한 최선의 형태에서 함께 기술되었다.
본 발명에 따른 방송 송신 장치, 방송 수신 장치, 방송 신호 송/수신 방법의 실시예는 방송 및 통신 분야 등에 이용될 수 있다.

Claims (15)

  1. 프리앰블 영역과 데이터 영역으로 구성되고, 상기 데이터 영역은 복수개의 데이터 심볼로 구성되는 신호 프레임을 포함하는 방송 신호를 송신하는 방송 송신 장치에 있어서,
    제1 시그널링 정보와 제2 시그널링 정보를 생성하는 스케쥴러;
    방송 데이터는 상기 데이터 영역의 데이터 심볼들에 매핑하고, 상기 제1 시그널링 정보는 상기 프리앰블 영역의 프리앰블 심볼들에 매핑하며, 상기 제2 시그널링 정보는 상기 데이터 영역의 데이터 심볼들에 시간과 주파수 방향으로 스프레드시켜 매핑하여 신호 프레임을 구성하는 프레임 빌더;
    상기 신호 프레임에 대해 변조를 수행하고, 변조된 신호 프레임의 프리앰블 영역에 제3 시그널링 정보를 삽입하는 변조 모듈; 및
    상기 제3 시그널링 정보가 삽입된 신호 프레임을 포함하는 방송 신호를 송신하는 전송부를 포함하는 방송 송신 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 시그널링 정보는 현재 신호 프레임의 레이어1(L1) 시그널링 정보를 포함하고, 상기 제2 시그널링 정보는 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보를 포함하고, 상기 제3 시그널링 정보는 P1 시그널링 정보를 포함하며, 상기 P1 시그널링 정보는 프리앰블 포맷 정보를 포함하는 방송 송신 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보는 다음 신호 프레임을 위한 L1 프리 시그널링 정보와 L1 포스트 시그널링 정보 중 적어도 하나를 포함하며, 상기 L1 프리 시그널링 정보는 상기 L1 포스트 시그널링 정보의 수신 및 디코딩을 위한 시그널링 정보를 포함하고, 상기 L1 포스트 시그널링 정보는 상기 방송 데이터의 수신 및 디코딩을 위한 시그널링 정보를 포함하는 방송 송신 장치.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 프레임 빌더는
    상기 데이터 영역에 스프레드될 L1 시그널링 정보의 셀 개수와 상기 데이터 영역의 데이터 심볼들의 개수를 기반으로 각 데이터 심볼에 할당될 L1 시그널링 정보의 셀 개수를 획득하고, 상기 획득된 셀 개수의 L1 시그널링 정보의 셀들을 상기 데이터 영역의 각 데이터 심볼의 해당 서브 캐리어들에 매핑하며, 이때 매 데이터 심볼마다 상기 L1 시그널링 정보의 셀들을 주파수 도메인으로 사이클릭 쉬프트시키는 것을 특징으로 하는 방송 송신 장치.
  5. 제 3 항에 있어서, 상기 프레임 빌더는
    상기 데이터 영역에 스프레드될 L1 프리 시그널링 정보의 셀 개수와 상기 L1 프리 스프레드 구간에 포함되는 데이터 심볼들의 개수를 기반으로 상기 L1 프리 스프레드 구간의 각 데이터 심볼에 할당될 L1 프리 시그널링 정보의 셀 개수를 획득하고, 상기 획득된 셀 개수의 L1 프리 시그널링 정보의 셀들을 상기 L1 프리 스프레드 구간 내 각 데이터 심볼의 해당 서브 캐리어들에 매핑하며, 이때 상기 L1 프리 스프레드 구간 내 매 데이터 심볼마다 상기 L1 프리 시그널링 정보의 셀들을 주파수 도메인으로 사이클릭 쉬프트시키는 것을 특징으로 하는 방송 송신 장치.
  6. 제 5 항에 있어서, 상기 프레임 빌더는
    상기 데이터 영역에 스프레드될 L1 포스트 시그널링 정보의 셀들을 상기 데이터 영역의 L1 프리 스프레드 구간에 스프레드될 셀들과 나머지 구간에 스프레드될 셀들로 구분하고, 구분된 L1 포스트 시그널링 정보의 셀들을 상기 L1 프리 스프레드 구간과 나머지 구간의 각 데이터 심볼의 해당 서브 캐리어들에 매핑하며, 이때 상기 L1 프리 스프레드 구간과 나머지 구간의 매 데이터 심볼마다 상기 L1 포스트 시그널링 정보의 셀들을 주파수 도메인으로 사이클릭 쉬프트시키는 것을 특징으로 하는 방송 송신 장치.
  7. 프리앰블 영역과 데이터 영역으로 구성되고, 상기 데이터 영역은 복수개의 데이터 심볼로 구성되는 신호 프레임을 포함하는 방송 신호를 송신하는 방송 송신 장치의 방송 신호 송신 방법에 있어서,
    제1 시그널링 정보와 제2 시그널링 정보를 생성하는 단계;
    방송 데이터는 상기 데이터 영역의 데이터 심볼들에 매핑하고, 상기 제1 시그널링 정보는 상기 프리앰블 영역의 프리앰블 심볼들에 매핑하며, 상기 제2 시그널링 정보는 상기 데이터 영역의 데이터 심볼들에 시간과 주파수 방향으로 스프레드시켜 매핑하여 신호 프레임을 구성하는 단계;
    상기 신호 프레임에 대해 변조를 수행하고, 변조된 신호 프레임의 프리앰블 영역에 제3 시그널링 정보를 삽입하는 단계; 및
    상기 제3 시그널링 정보가 삽입된 신호 프레임을 포함하는 방송 신호를 송신하는 단계를 포함하는 방송 신호 송신 방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 제1 시그널링 정보는 현재 신호 프레임의 레이어1(L1) 시그널링 정보를 포함하고, 상기 제2 시그널링 정보는 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보를 포함하고, 상기 제3 시그널링 정보는 P1 시그널링 정보를 포함하며, 상기 P1 시그널링 정보는 프리앰블 포맷 정보를 포함하는 방송 신호 송신 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보는 다음 신호 프레임을 위한 L1 프리 시그널링 정보와 L1 포스트 시그널링 정보 중 적어도 하나를 포함하며, 상기 L1 프리 시그널링 정보는 상기 L1 포스트 시그널링 정보의 수신 및 디코딩을 위한 시그널링 정보를 포함하고, 상기 L1 포스트 시그널링 정보는 상기 방송 데이터의 수신 및 디코딩을 위한 시그널링 정보를 포함하는 방송 신호 송신 방법.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 신호 프레임을 구성하는 단계는
    상기 데이터 영역에 스프레드될 L1 시그널링 정보의 셀 개수와 상기 데이터 영역의 데이터 심볼들의 개수를 기반으로 각 데이터 심볼에 할당될 L1 시그널링 정보의 셀 개수를 획득하는 단계; 및
    상기 획득된 셀 개수의 L1 시그널링 정보의 셀들을 상기 데이터 영역의 각 데이터 심볼의 해당 서브 캐리어들에 매핑하는 단계를 포함하며,
    상기 매핑 단계는 매 데이터 심볼마다 상기 L1 시그널링 정보의 셀들을 주파수 도메인으로 사이클릭 쉬프트시키는 것을 특징으로 하는 방송 신호 송신 방법.
  11. 제 9 항에 있어서, 상기 신호 프레임을 구성하는 단계는
    상기 데이터 영역에 스프레드될 L1 프리 시그널링 정보의 셀 개수와 상기 L1 프리 스프레드 구간에 포함되는 데이터 심볼들의 개수를 기반으로 상기 L1 프리 스프레드 구간의 각 데이터 심볼에 할당될 L1 프리 시그널링 정보의 셀 개수를 획득하는 단계; 및
    상기 획득된 셀 개수의 L1 프리 시그널링 정보의 셀들을 상기 L1 프리 스프레드 구간 내 각 데이터 심볼의 해당 서브 캐리어들에 매핑하는 단계를 포함하며,
    상기 매핑 단계는 상기 L1 프리 스프레드 구간 내 매 데이터 심볼마다 상기 L1 프리 시그널링 정보의 셀들을 주파수 도메인으로 사이클릭 쉬프트시키는 것을 특징으로 하는 방송 신호 송신 방법.
  12. 제 11 항에 있어서, 상기 신호 프레임을 구성하는 단계는
    상기 데이터 영역에 스프레드될 L1 포스트 시그널링 정보의 셀들을 상기 데이터 영역의 L1 프리 스프레드 구간에 스프레드될 셀들과 나머지 구간에 스프레드될 셀들로 구분하고, 상기 L1 프리 스프레드 구간에 스프레드될 L1 포스트 시그널링 정보의 셀 개수와 상기 L1 프리 스프레드 구간에 포함되는 데이터 심볼들의 개수를 기반으로 상기 L1 프리 스프레드 구간의 각 데이터 심볼에 할당될 L1 포스트 시그널링 정보의 셀 개수를 획득하는 단계;
    상기 획득된 셀 개수의 L1 포스트 시그널링 정보의 셀들을 상기 L1 프리 스프레드 구간 내 각 데이터 심볼의 해당 서브 캐리어들에 매핑하는 단계;
    상기 나머지 구간에 스프레드될 L1 포스트 시그널링 정보의 셀 개수와 상기 나머지 구간에 포함되는 데이터 심볼들의 개수를 기반으로 상기 나머지 구간의 각 데이터 심볼에 할당될 L1 포스트 시그널링 정보의 셀 개수를 획득하는 단계; 및
    상기 획득된 셀 개수의 L1 포스트 시그널링 정보의 셀들을 상기 나머지 구간 내 각 데이터 심볼의 해당 서브 캐리어들에 매핑하는 단계를 더 포함하며,
    상기 매핑 단계는 상기 L1 프리 스프레드 구간과 나머지 구간의 매 데이터 심볼마다 상기 L1 포스트 시그널링 정보의 셀들을 주파수 도메인으로 사이클릭 쉬프트시키는 것을 특징으로 하는 방송 신호 송신 방법.
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 L1 프리 스프레드 구간은 송/수신측의 약속에 의해 미리 결정되는 것을 특징으로 하는 방송 신호 송신 방법.
  14. 제 11 항에 있어서,
    상기 L1 프리 스프레드 구간에 대한 정보는 상기 프리앰블 영역에 포함되어 전송되는 것을 특징으로 하는 방송 신호 송신 방법.
  15. 제 7 항에 있어서, 상기 신호 프레임을 구성하는 단계는
    상기 데이터 영역 내 파일롯이 매핑되는 서브 캐리어에는 상기 제2 시그널링 정보를 매핑하지 않는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 송신 방법.
PCT/KR2010/008174 2009-11-19 2010-11-19 방송 송신 장치, 방송 수신 장치, 및 방송 신호를 송신하고 수신하는 방법 WO2011062433A2 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US26291509P 2009-11-19 2009-11-19
US61/262,915 2009-11-19

Publications (2)

Publication Number Publication Date
WO2011062433A2 true WO2011062433A2 (ko) 2011-05-26
WO2011062433A3 WO2011062433A3 (ko) 2011-11-03

Family

ID=44060199

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/KR2010/008174 WO2011062433A2 (ko) 2009-11-19 2010-11-19 방송 송신 장치, 방송 수신 장치, 및 방송 신호를 송신하고 수신하는 방법

Country Status (1)

Country Link
WO (1) WO2011062433A2 (ko)

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2014185724A1 (ko) * 2013-05-15 2014-11-20 엘지전자 주식회사 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법 및 방송 신호 수신 방법
WO2015199460A1 (ko) * 2014-06-25 2015-12-30 삼성전자 주식회사 통신 시스템에서 프레임 송수신 방법 및 장치
WO2016126116A1 (ko) * 2015-02-04 2016-08-11 엘지전자 주식회사 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
WO2016153274A1 (ko) * 2015-03-23 2016-09-29 엘지전자 주식회사 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
KR20160116343A (ko) * 2014-03-10 2016-10-07 엘지전자 주식회사 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법 및 방송 신호 수신 방법
WO2016164728A1 (en) 2015-04-08 2016-10-13 One Media Llc Advanced data cell resource mapping
CN111865547A (zh) * 2015-02-13 2020-10-30 三星电子株式会社 发送方法和接收方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20080102934A (ko) * 2007-05-22 2008-11-26 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 신호 송수신 시스템 및 방법
US20090186613A1 (en) * 2008-01-04 2009-07-23 Ahn Seung Jin Method of performing random access procedure in wireless communication system
KR20090088287A (ko) * 2008-02-14 2009-08-19 삼성전자주식회사 무선통신시스템에서 프레임 정보 시그널링 장치 및 방법

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20080102934A (ko) * 2007-05-22 2008-11-26 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 신호 송수신 시스템 및 방법
US20090186613A1 (en) * 2008-01-04 2009-07-23 Ahn Seung Jin Method of performing random access procedure in wireless communication system
KR20090088287A (ko) * 2008-02-14 2009-08-19 삼성전자주식회사 무선통신시스템에서 프레임 정보 시그널링 장치 및 방법

Cited By (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9668239B2 (en) 2013-05-15 2017-05-30 Lg Electronics Inc. Apparatus for transmitting broadcast signal, apparatus for receiving broadcast signal, method for transmitting broadcast signal and method for receiving broadcast signal
WO2014185724A1 (ko) * 2013-05-15 2014-11-20 엘지전자 주식회사 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법 및 방송 신호 수신 방법
KR20160116343A (ko) * 2014-03-10 2016-10-07 엘지전자 주식회사 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법 및 방송 신호 수신 방법
KR101867829B1 (ko) * 2014-03-10 2018-07-19 엘지전자 주식회사 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법 및 방송 신호 수신 방법
WO2015199460A1 (ko) * 2014-06-25 2015-12-30 삼성전자 주식회사 통신 시스템에서 프레임 송수신 방법 및 장치
US10264108B2 (en) 2014-06-25 2019-04-16 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for transmitting and receiving frames in communication system
WO2016126116A1 (ko) * 2015-02-04 2016-08-11 엘지전자 주식회사 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
US9749372B2 (en) 2015-02-04 2017-08-29 Lg Electronics Inc. Device for transmitting broadcast signal, device for receiving broadcast signal, method for transmitting broadcast signal, and method for receiving broadcast signal
US10609102B2 (en) 2015-02-04 2020-03-31 Lg Electronics Inc. Device for transmitting broadcast signal, device for receiving broadcast signal, method for transmitting broadcast signal, and method for receiving broadcast signal
US11496534B2 (en) 2015-02-04 2022-11-08 Lg Electronics Inc. Device for transmitting broadcast signal, device for receiving broadcast signal, method for transmitting broadcast signal, and method for receiving broadcast signal
CN111901089B (zh) * 2015-02-13 2023-08-01 三星电子株式会社 发送设备和接收设备
CN111865547B (zh) * 2015-02-13 2023-06-20 三星电子株式会社 发送方法和接收方法
CN111865547A (zh) * 2015-02-13 2020-10-30 三星电子株式会社 发送方法和接收方法
US11616584B2 (en) 2015-02-13 2023-03-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmitting apparatus and receiving apparatus and controlling method thereof
CN111901089A (zh) * 2015-02-13 2020-11-06 三星电子株式会社 发送设备和接收设备
WO2016153274A1 (ko) * 2015-03-23 2016-09-29 엘지전자 주식회사 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
US10602204B2 (en) 2015-04-08 2020-03-24 ONE Media, LLC Advanced data cell resource mapping
CN111817996A (zh) * 2015-04-08 2020-10-23 第一媒体有限责任公司 高级数据单元资源映射
TWI711274B (zh) * 2015-04-08 2020-11-21 美商第一媒體有限責任公司 進階資料單元資源映射
CN107534799B (zh) * 2015-04-08 2020-08-07 第一媒体有限责任公司 高级数据单元资源映射
EP3281414A4 (en) * 2015-04-08 2018-11-21 One Media, LLC Advanced data cell resource mapping
CN111817996B (zh) * 2015-04-08 2023-06-13 第一媒体有限责任公司 高级数据单元资源映射
CN107534799A (zh) * 2015-04-08 2018-01-02 第媒体有限责任公司 高级数据单元资源映射
WO2016164728A1 (en) 2015-04-08 2016-10-13 One Media Llc Advanced data cell resource mapping

Also Published As

Publication number Publication date
WO2011062433A3 (ko) 2011-11-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2011099749A2 (ko) 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
WO2011105786A2 (ko) 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
WO2011105802A2 (ko) 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
WO2011105760A2 (ko) 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
WO2011062433A2 (ko) 방송 송신 장치, 방송 수신 장치, 및 방송 신호를 송신하고 수신하는 방법
WO2011105773A2 (ko) 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 및 방송 신호 송/수신 장치에서 방송 신호 송수신 방법
WO2011105748A2 (ko) 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
WO2011105795A2 (ko) 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
WO2011105757A2 (ko) 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
WO2011105763A2 (ko) 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
WO2011105755A2 (ko) 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
WO2011105754A2 (ko) 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
WO2011105776A2 (ko) 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 및 방송 신호 송/수신 장치에서 방송 신호 송수신 방법
WO2011105759A2 (ko) 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
WO2011105743A2 (ko) 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
WO2011105752A2 (ko) 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
WO2011105783A2 (ko) 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 및 방송 신호 송/수신 장치에서 방송 신호 송수신 방법
WO2011099739A2 (ko) 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
WO2011099751A2 (ko) 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
WO2011105784A2 (ko) 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 및 방송 신호 송/수신 장치에서 방송 신호 송수신 방법
WO2011105853A2 (ko) 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
WO2011105781A2 (ko) 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 및 방송 신호 송/수신 장치에서 방송 신호 송수신 방법
WO2011105792A2 (ko) 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
WO2011105750A2 (ko) 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
WO2011105746A2 (ko) 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 10831800

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 10831800

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A2