WO2011105781A2 - 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 및 방송 신호 송/수신 장치에서 방송 신호 송수신 방법 - Google Patents

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WO2011105781A2
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고우석
문상철
홍호택
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엘지전자 주식회사
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    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0014—Three-dimensional division
    • H04L5/0023—Time-frequency-space

Definitions

  • the present invention relates to a broadcast signal transmitting apparatus for transmitting a broadcast signal, a broadcast signal receiving apparatus for receiving a broadcast signal, and a method for transmitting and receiving broadcast signals, and more particularly, an apparatus for transmitting and receiving a mobile broadcast signal; It is about a method.
  • the digital broadcast signal may include a larger amount of video / audio data than the analog broadcast signal, and may include various additional data in addition to the video / audio data.
  • the digital broadcasting system for digital broadcasting may provide HD (High Definition) level images, multi-channel sound, and various additional services.
  • HD High Definition
  • data transmission efficiency for high-capacity data transmission, robustness of the transmission / reception network, and flexibility of the network considering mobile reception equipment still need to be improved.
  • an object of the present invention is to transmit and receive a broadcast signal transmitter, a broadcast signal receiver, and an additional broadcast signal that can transmit and receive additional broadcast signals without securing additional frequencies using RF signals of the existing broadcast system. To provide a method.
  • Another object of the present invention is to transmit and receive a broadcast signal transmitter, a broadcast signal receiver, and a mobile broadcast signal that can transmit and receive a mobile broadcast signal without additional frequency by using an RF signal of a conventional broadcast system. To provide a method.
  • Another object of the present invention is to provide a broadcast signal transmission apparatus for signaling signaling information required for serving a broadcast signal, a broadcast signal reception apparatus, and a method for transmitting and receiving broadcast signals.
  • Broadcast signal receiving method for achieving the above object receives a broadcast signal including a transport frame, the transport frame is a plurality of PLPs for transmitting components constituting a broadcast service and the Including signaling first and second signaling information signaled by a plurality of PLPs; demodulating the broadcast signal; symbol demapping the demodulated broadcast signal; bits of the symbol demapped broadcast signal Restoring the order of the bits to the original order, performing bit deinterleaving and FEC decoding on the broadcast signal in which the order of the bits is restored, and the FEC decoded broadcast based on the first and second signaling information.
  • the PLP decoding step identifies a PLP group including the plurality of PLPs by using PLP group identification information included in the first signaling information and identification information of each PLP, and identifies each PLP included in the identified PLP group.
  • the broadcast service including the identified PLP group is identified using PLP group identification information and service identification information included in the second signaling information.
  • the present invention allows the transmitter to generate and transmit a PLP for each component constituting a service, and the receiver can identify and decode a PLP received for each component. By doing so, it is possible to flexibly respond to the mobile broadcasting communication environment.
  • one component is divided into a component of a base layer and a component of at least one enhancement layer and transmitted, and the receiver decodes only the components of the base layer to provide an image of basic quality or A component of at least one enhancement layer may be decoded to provide a higher quality image. By doing so, it is possible to provide a variety of image quality according to the characteristics of the receiver.
  • the present invention demuxes data at the transmitting side and muxes at the receiving side so that an optimal performance can be obtained when applying a lower code rate LDPC codeword to a broadcast / communication system. By doing so, it is possible to obtain an optimal LDPC error correction performance even at a lower code rate for services in a weaker signal such as a mobile service or an indoor area. In particular, the present invention can obtain improved robustness while securing commonality with existing broadcasting / communication systems.
  • the present invention can increase the data transmission efficiency and increase the robustness (Robustness) of transmitting and receiving broadcast signals by using the MIMO system.
  • the present invention it is possible to provide a method and apparatus for transmitting and receiving a broadcast signal capable of receiving a digital broadcast signal without error even in a mobile reception device or an indoor environment.
  • FIG. 1 is a view showing an embodiment of a super frame structure according to the present invention
  • FIG. 2 is a view showing the structure of a signal frame according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 3 is a diagram showing the structure of a PLP-based signal frame according to an embodiment of the present invention
  • 4A is a diagram illustrating an example of a P1 symbol structure according to the present invention.
  • 4B is a block diagram showing an embodiment of the P1 symbol generator according to the present invention.
  • FIG. 5 illustrates an embodiment of a structure of a P1 symbol and an AP1 symbol according to the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram showing an embodiment of a broadcast signal transmission apparatus according to the present invention.
  • FIG. 7 is a block diagram illustrating an input pre-processor according to an embodiment of the present invention.
  • 8A and 8B illustrate an example of configuring a PLP in component units in an input pre-processor according to the present invention.
  • 9 (a) and 9 (b) illustrate another example of configuring a PLP in component units in an input processor according to the present invention.
  • FIG. 10 is a flowchart illustrating a preprocessing method of a broadcast signal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a block diagram illustrating an input pre-processor according to another embodiment of the present invention.
  • 12 (a) and 12 (b) show another example of configuring a PLP in component units in an input pre-processor according to the present invention.
  • FIG. 13 is a flowchart illustrating a preprocessing method of a broadcast signal according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating an input processor according to an embodiment of the present invention.
  • 15 is a block diagram illustrating a mode adaptation module of an input processor according to another embodiment of the present invention.
  • 16 is a block diagram illustrating a configuration of a stream adaptation module of an input processor according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 is a block diagram showing an embodiment of a BICM module according to the present invention.
  • FIG. 18 is a block diagram illustrating an embodiment of a frame builder according to the present invention.
  • FIG. 19 is a block diagram illustrating an embodiment of an OFDM generation according to the present invention.
  • 20A to 20E illustrate an output order of bit-cell demux according to each code rate when the LDPC block length is 16800 and the modulation format to be used for symbol mapping is 256QAM.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating a mapping relationship between an input bit and an output bit of a bit-cell demux according to the demux type of FIG. 20.
  • 22A to 22C show another embodiment of output order of bit-cell demux according to each code rate when the LDPC block length is 16800 and the modulation format to be used for symbol mapping is 256QAM.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating a mapping relationship between an input bit and an output bit of a bit-cell demux according to the demux type of FIG. 22.
  • 24A to 24C show another embodiment of output order of bit-cell demux according to each code rate when the LDPC block length is 16800 and the modulation format to be used for symbol mapping is 256QAM.
  • 26A and 26B illustrate an output sequence of bit-cell demux according to each code rate when the LDPC block length is 16800 and the modulation format to be used for symbol mapping is 16QAM.
  • FIG. 27 is a block diagram showing an embodiment of a broadcast signal receiving apparatus according to the present invention.
  • 28 is a block diagram showing an embodiment of an OFDM demodulator according to the present invention.
  • 29 is a block diagram illustrating an embodiment of a P1 symbol detector according to the present invention.
  • FIG. 30 is a block diagram illustrating an embodiment of an AP1 symbol detector according to the present invention.
  • FIG. 31 is a block diagram showing an embodiment of a frame demapper according to the present invention.
  • 32 is a block diagram showing an embodiment of a BICM decoder according to the present invention.
  • 33 is a block diagram illustrating an embodiment of an output processor according to the present invention.
  • 34 is a block diagram illustrating another embodiment of an output processor according to the present invention.
  • 35 is a block diagram showing another embodiment of the broadcast signal receiving apparatus according to the present invention.
  • 36 is a block diagram illustrating still another embodiment of the broadcast signal receiving apparatus according to the present invention.
  • FIG. 37 is a view showing an embodiment of a process of receiving a PLP suitable for a purpose of a receiver according to a broadcasting system according to an embodiment of the present invention.
  • 39 is a diagram showing a MIMO transmission system and a broadcast signal transmission method using SVC according to another embodiment of the present invention
  • FIG. 40 is a diagram showing a MIMO transmission system and a broadcast signal transmission method using SVC according to another embodiment of the present invention
  • FIG. 41 illustrate embodiments of a signal frame for data transmission between the base station and the enhancement layer according to the present invention.
  • FIG. 42 is a block diagram illustrating still another embodiment of the broadcast signal transmission apparatus according to the present invention.
  • FIG. 43 is a block diagram illustrating still another embodiment of the broadcast signal receiving apparatus according to the present invention.
  • 45 illustrates an embodiment of a syntax structure of AP1 signaling information according to the present invention.
  • FIG. 47 illustrates an embodiment of a syntax structure of configurable L1-post signaling information according to the present invention.
  • 49 is a conceptual diagram illustrating a correlation between a service and a PLP group according to the first embodiment of the present invention.
  • 50 illustrates an embodiment of a syntax structure of a delivery system descriptor according to the first embodiment of the present invention.
  • 51 is a flowchart illustrating a service scan method of a receiver according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 52 is a conceptual diagram illustrating a correlation between a service and a PLP according to a second embodiment of the present invention
  • 53 illustrates an embodiment of a syntax structure of a delivery system descriptor according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 54 illustrates an embodiment of a syntax structure of a component ID descriptor according to the second embodiment of the present invention.
  • 55 is a view showing an embodiment of the PLP_PROFILE field in the second embodiment of the present invention.
  • 56 is a flowchart illustrating a service scan method of a receiver according to the second embodiment of the present invention.
  • 57 is a flowchart illustrating an embodiment of a method of receiving a broadcast signal according to the present invention.
  • the present invention provides an apparatus and method for transmitting and receiving an additional broadcast signal while sharing an RF frequency band with a conventional terrestrial broadcasting system (or T2 system) such as DVB-T2.
  • the additional broadcast signal may be an extended (or enhanced) broadcast signal and / or a mobile broadcast signal.
  • an additional broadcast signal is processed and transmitted in a non-MIMO (Multi Input Multi Output) method or a MIMO method.
  • the non-MIMO method corresponds to a multi-input single output (MISO), single-input single output (SISO) method, and the like.
  • multiple antennas of MISO or MIMO may be described with two antennas as an example for convenience of description, but the description of the present invention may be applied to a system using two or more antennas.
  • the super frame may be composed of a plurality of frames, and frames belonging to one super frame may be transmitted by the same transmission scheme.
  • the super frame according to an embodiment of the present invention may be composed of a plurality of T2 frames (also referred to as terrestrial broadcast frames) and a plurality of non-T2 frames for additional broadcast signals.
  • the non-T2 frame may include a Future Extension Frame (FEF) part provided in a conventional T2 system.
  • FEF parts are not contiguous and can be inserted between T2 frames.
  • the additional broadcast signal may be included in the T2 frame or the FEF part and transmitted.
  • the FEF part and the FEF are used interchangeably.
  • the FEF at this time will be referred to as a Next Generation Handheld (NGH) frame.
  • NGH Next Generation Handheld
  • the present invention may divide and transmit a video component into a plurality of video components among components constituting a broadcast service.
  • the video component may be separated into a base video component and an extended video component and transmitted.
  • the basic video component transmits in a non-MIMO scheme to enhance transmission stability
  • the extended video component transmits in a MIMO scheme to provide improved throughput
  • the base video component is referred to as a video component of a base layer
  • the extended video component is referred to as a video component of an enhancement layer
  • the present invention uses the video component of the base layer mixed with the video data of the base layer (or the data of the base layer) for convenience of description
  • the video component of the enhancement layer is video data (or enhancement) of the enhancement layer. The data of the layer)).
  • video data is encoded in a scalable video coding (SVC) scheme to be divided into video data of a base layer and video data of an enhancement layer.
  • SVC scalable video coding
  • the SVC scheme is an embodiment and may use any video coding method with scalability.
  • the data of the base layer is data for the image of the basic quality, it is strong in the communication environment, but the quality of the image is low, and the enhancement layer data can provide a high quality image as additional data for the image of the higher quality. It is a characteristic that is somewhat vulnerable to the environment.
  • the video data for terrestrial broadcasting may be divided into data of the base layer and data of the enhancement layer, and video data for the mobile broadcasting is enhanced with data of the base layer in order to flexibly correspond to the mobile broadcasting communication environment. It may be divided into data of a layer.
  • the receiver may decode only the video data of the base layer to provide an image having a basic quality, or may provide a higher quality image by decoding both the base layer video data and the enhancement layer video data.
  • video data of an enhancement layer is transmitted through an FEF
  • data of a base layer is transmitted through a T2 frame and / or an FEF.
  • the audio component may include an audio component of a base layer for providing basic sound, such as 2 channels or 2.1 channel, and an audio component of an enhancement layer for providing additional sound, such as 5.1 channel or MPEG-Surround. have.
  • the signal frame indicates one of a T2 frame, an FEF for transmitting a mobile broadcast signal (ie, an NGH frame), a T2 frame for transmitting video data of a base layer, and an FEF for transmitting video data of an enhancement layer.
  • a mobile broadcast signal ie, an NGH frame
  • a T2 frame for transmitting video data of a base layer
  • an FEF for transmitting video data of an enhancement layer.
  • the signal frame and the transmission frame have the same meaning.
  • a physical layer pipe is a unit of data (or stream) that can be identified in a physical layer.
  • the PLP may be viewed as a physical layer time division multiplex (TDM) channel carrying one or a plurality of services. That is, each service can be transmitted and received through multiple RF channels, where the PLP is the path through which this service is transmitted or the stream transmitted through that path.
  • the PLP may be located in slots that are distributed at time intervals on a plurality of RF channels, or may be distributed at time intervals on one RF channel. Therefore, the signal frame may transmit a PLP distributed in time on at least one RF channel. In other words, one PLP may be transmitted distributed in time in one RF channel or multiple RF channels.
  • one service may be transmitted to one PLP, or components constituting one service may be divided and transmitted to different PLPs. If the service components constituting one service are separated and transmitted to different PLPs, the receiver collects a plurality of components and combines them into one service. In the present invention, the service component and the component are used in the same sense.
  • the signal frame includes a P1 signaling information region (region or part), an L1 signaling information region, and a PLP region.
  • the P1 signaling information region is allocated first in the corresponding signal frame, followed by the L1 signaling information region and then the PLP region.
  • L1 signaling information only information included in the L1 signaling information region may be referred to as L1 signaling information, and both signaling information included in the P1 signaling information region and signaling information included in the L1 signaling region may be referred to as L1 signaling information.
  • the P1 signaling information transmitted to the P1 signaling information region is used to detect a signal frame and includes information for identifying the preamble itself.
  • the L1 signaling information includes L1-pre signaling information and L1-post signaling information.
  • the L1-pre signaling information includes information necessary for the receiver to receive and decode the L1-post signaling information.
  • the L1-post signaling information includes parameters required for the receiver to access the PLP.
  • the L1-post signaling information again includes configurable L1-post signaling information, dynamic L1-post signaling information, extension L1-post signaling information, CRC information, and includes L1 padding data. It may further include.
  • the configurable L1-post signaling information and the L1-post configurable signaling information are used synonymously.
  • the dynamic L1-post signaling information and the L1-post dynamic signaling information are used in the same meaning.
  • the PLP region includes at least one common PLP and at least one data PLP.
  • the common PLP includes PSI / SI (Program and System Information / Signaling Information).
  • the common PLP may include network information such as network information table (NIT) or PLP information, service description table (SDT), event information table (EIT), and program map table (PMT) / PAT ( Service information, such as a Program Association Table). Service information such as SDT and PMT / PAT may be included in the data PLP and transmitted according to the designer's intention.
  • the PAT is special information transmitted by a packet having a PID of '0' and includes PID information of a PMT and PID information of a NIT.
  • the PMT includes a program identification number and PID information of a TS packet to which individual bit streams such as video and audio constituting a program (or service) are transmitted, and PID information to which a PCR is delivered.
  • the NIT includes information of an actual transmission network (ie, a physical network).
  • the EIT includes information about the event (or program or service) (eg, title, start time, etc.).
  • the SDT includes information describing a service, such as a service name or a service provider.
  • the common PLP may include an IP information table such as an INT (IP / MAC notification table).
  • IP information table such as an INT (IP / MAC notification table).
  • information included in the common PLP may be referred to as L2 signaling information.
  • the L1 signaling information includes information necessary for processing a PLP in a signal frame in the broadcast signal receiver
  • the L2 signaling information includes information that can be commonly applied to a plurality of PLPs. Therefore, the broadcast signal receiver may obtain information about the structure and frame configuration of the PLPs included in the signal frame by decoding the L1 signaling information area by using the P1 signaling information included in the P1 signaling information area. In particular, the broadcast signal receiver may know through which PLP each service component included in a service is transmitted through L1 signaling information and / or L2 signaling information.
  • the BICM module of the broadcast signal transmitter may transmit L1 / L2 signaling information by encoding signaling information related to a broadcast service so that the broadcast signal receiver can decode the broadcast signal receiver.
  • the BICM decoder of the broadcast signal receiver may decode L1 / L2 signaling information.
  • the broadcast signal receiver may recognize and apply information on service components while receiving a signal frame.
  • the size of the L1 signaling information region is limited, the amount of information on service components that can be transmitted by the broadcast signal transmitter may also be limited. Accordingly, the L1 signaling information region is suitable for receiving information on a component of a service and receiving information on a signal frame at a broadcast signal receiver and transmitting information applicable to the broadcast signal receiver.
  • the broadcast signal receiver may obtain information about the service components after decoding of the L2 signaling information is completed. Therefore, while receiving a signal frame, the broadcast signal receiver cannot grasp or change information on components of a service. However, since the size of the region for transmitting the L2 signaling information is larger than the size of the L1 signaling information region, data for a plurality of service components may be transmitted. Therefore, L2 signaling information is suitable for transmitting general information about service components.
  • the L1 signaling information and the L2 signaling information are used together. That is, the L1 signaling information may include information that can be changed at the same time of receiving a signal frame at the PLP level, such as high mobile performance and high-speed data communication characteristics, or information of service components that can be changed at any time during broadcast signal transmission.
  • the L2 signaling information may include general information about channel reception and information on service components included in the service.
  • the data PLP included in the signal frame may include audio, video, and data TS streams, and PSI / SI information such as a program association table (PAT) and a program map table (PMT).
  • the data PLP may include a Type1 data PLP transmitted by one sub slice per signal frame and a Type2 data PLP transmitted by a plurality of sub slices.
  • the present invention will refer to the P data PLPs as PLP1 to PLPp. That is, PSI / SI information such as audio, video and data streams and PAT / PMT are transmitted through PLP1 to PLPp.
  • the data PLPs of FIG. 2 are examples of displaying on the basis of after scheduling and interleaving.
  • the common PLP may be decoded together with the data PLP, and the data PLP may be selectively decoded. That is, although the common PLP + data PLP can always be decoded, the data PLP1 + data PLP2 may not be decoded in some cases.
  • Information entering the common PLP may include PSI / SI information.
  • auxiliary data may be added to the signal frame.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a signal frame structure at a symbol level according to an embodiment of the present invention.
  • the signal frame according to the present invention is divided into a preamble area and a data area when viewed at the symbol level.
  • the preamble area consists of a P1 symbol and one or more P2 symbols
  • the data area consists of a plurality of data symbols.
  • the P1 symbol transmits P1 signaling information.
  • One or more P2 symbols carry L1-pre signaling information, L1-post signaling information, and signaling information (ie, L2 signaling information) included in the common PLP.
  • Signaling information included in the common PLP may be transmitted through a data symbol. Therefore, in the signal frame on the physical layer, the preamble region includes a part or all of the P1 signaling information region, the L1 signaling information region, and the common PLP region.
  • a PLP for transmitting PSI / SI in particular PAT / PMT, will be referred to as a base PLP.
  • the data PLPs transmitted through the plurality of data symbols may include a Type1 data PLP transmitted by one sub slice per signal frame and a Type2 data PLP transmitted by a plurality of sub slices.
  • a Type1 data PLP and a Type2 data PLP exist in one signal frame, the Type1 data PLP is allocated first and then the Type2 data PLP is allocated.
  • the Type1 data PLP has one subslice in the signal frame, that is, one PLP is transmitted in succession in the signal frame. For example, suppose that two Type1 data PLPs (PLP1 and PLP2) are transmitted. First, all the data of PLP1 are allocated to the corresponding signal frame, and then all the data of PLP2 are allocated and transmitted.
  • PLP1 and PLP2 are transmitted.
  • the Type2 data PLP refers to a PLP having two or more sub slices in a signal frame. That is, after dividing the data of each PLP by the number of sub slices, the data is distributed to each sub slice and transmitted. For example, assuming that two Type2 data PLPs (PLP3, PLP4) are present in one signal frame and each has two sub-slices, the data of PLP3 and the data of PLP4 are divided into two parts, respectively, Allocates sequentially to two sub slices. In this embodiment, the subslice for PLP3 and the subslice for PLP4 are alternately positioned and transmitted.
  • the present invention uses Type2 data PLPs to achieve high time diversity.
  • one data PLP may correspond to one service, and may include one of service components constituting the service, for example, a video component (or a video component of a base layer), an extended video component (or an enhancement layer). It may correspond to a video component), an audio component, a data component other than video and audio.
  • service components constituting the service, for example, a video component (or a video component of a base layer), an extended video component (or an enhancement layer). It may correspond to a video component), an audio component, a data component other than video and audio.
  • the present invention may transmit separate signaling information in the transmitter so that the receiver can identify and process additional broadcast signal frames such as NGH frames.
  • the present invention transmits separate signaling information through a P1 symbol, and the P1 symbol at this time will be referred to as a new_system_P1 symbol.
  • the new_system_P1 symbol may be different from the P1 symbol and may be plural.
  • the new_system_P1 symbol is positioned at the start of the signal frame, that is, in front of the first P2 symbol in the preamble region.
  • the preamble region includes one or more new_system_P1 symbols and one or more P2 symbols.
  • FIG. 4 (a) shows a P1 symbol structure according to the present invention.
  • the P1 symbol and the P2 symbol portion are referred to as a preamble region, and the body region is referred to as a data region.
  • the data area is composed of a plurality of data symbols (or data OFDM symbols).
  • the P1 symbols copy the front part and the rear part of the effective symbol A, respectively, and shift the frequency by + f SH , and then the front (C) and the rear (B) of the effective symbol A.
  • the C portion is called a prefix
  • the B portion is called a postfix. That is, the P1 symbol is composed of a prefix, a valid symbol, and a postfix portion.
  • such a P1 symbol structure is also referred to as a CAB structure.
  • the P1 symbol is a 1K OFDM symbol according to an embodiment.
  • the A portion T P1A has a length of 112 us
  • the C portion T P1C has a length of 59 us
  • the B portion T P1B has a length of 53 us.
  • 4B is a block diagram illustrating a P1 symbol generator showing a process of generating a P1 symbol according to the present invention.
  • 4B illustrates a carrier distribution sequence (CDS) table module (000100), a modulation signaling sequence (MSS) module (000200), a differential binary phase shift keying (DBPSK) mapping module (000300), a scrambling module (000400), Padding module (000500), IFFT module (000600), and CAB structure module (000700).
  • CDS carrier distribution sequence
  • MMS modulation signaling sequence
  • DBPSK differential binary phase shift keying
  • a new_system_P1 symbol is generated by modifying the P1 symbol structure of FIG. 4A or the P1 symbol generator of FIG. 4B.
  • a new_system_P1 symbol may be generated by modifying both the P1 symbol structure of FIG. 4A and the P1 symbol generator of FIG. 4B.
  • a new_system_P1 symbol may be generated by modifying a frequency shift (or displacement) value f SH for a prefix and a postfix.
  • a new_system_P1 symbol may be generated by modifying the length of the P1 symbol (eg, the lengths of T P1C and T P1B ).
  • a new_system_P1 symbol may be generated by replacing the length of the P1 symbol with 512, 256, 128, etc. at 1K.
  • the parameters used in the P1 symbol structure eg, f SH , T P1C , T P1B ) should also be appropriately modified.
  • the P1 symbol generator of FIG. 4B may be modified to generate a new_system_P1 symbol, it may be generated using at least one of the following methods. For example, a method of changing the distribution of active carriers used for the P1 symbol from the CDS table module (000100), the MSS module (000200), and the CAB structure module (000700) (for example, the CDS table module (000100)). You can use this other CSS (Complementary Set of Sequence) to generate a new_system_P1 symbol. As another example, a new_system_P1 symbol may be generated using a method of modifying a pattern for information transmitted as a P1 symbol (for example, a method in which the MSS module (000200) uses another CSS).
  • a method of modifying a pattern for information transmitted as a P1 symbol for example, a method in which the MSS module (000200) uses another CSS.
  • the present invention may additionally allocate a preamble symbol to a preamble region in a signal frame, particularly an NGH frame.
  • a preamble symbol for convenience of description, the present invention will be referred to as an additional preamble symbol as an AP1 symbol (Additional Preamble symbol).
  • the present invention adds one or more AP1 symbols to the signal frame to improve the detection performance of the mobile broadcast (ie NGH) signal at very low SNR or time-selective fading conditions.
  • the AP1 symbol is located between the P1 symbol and the first P2 symbol in the preamble region of the signal frame. That is, the P1 symbol and the AP1 symbol are transmitted continuously. If the P2 symbol is not transmitted in the signal frame, the AP1 symbol is positioned between the P1 symbol and the first data symbol in the preamble region of the signal frame. In another embodiment, the P1 symbol and the AP1 symbol may be allocated and transmitted at discontinuous positions in one signal frame.
  • the preamble region of the signal frame at this time includes a P1 symbol, one or more AP1 symbols, and one or more P2 symbols.
  • the data area is composed of a plurality of data symbols (or data OFDM symbols).
  • the AP1 symbol may be generated by modifying the P1 symbol structure of FIG. 4A or by modifying the P1 symbol generator of FIG. 4B. . In another embodiment, the AP1 symbol may be generated by modifying both the P1 symbol structure of FIG. 4A and the P1 symbol generator of FIG. 4B.
  • 5 shows an embodiment of the structure of the P1 symbol and the structure of the AP1 symbol according to the present invention. 5 illustrates an example of generating an AP1 symbol by modifying a P1 symbol.
  • the P1 symbol on the left side copies the front part and the rear part of the effective symbol A, respectively, and shifts the frequency by + f SH , and then places them in front (C) and the rear (B) of the valid symbol (A). Is generated.
  • the C portion is called a prefix portion
  • the B portion is called a postfix portion. That is, the P1 symbol is composed of a prefix, a valid symbol, and a postfix portion.
  • the AP1 symbol on the right side copies the front part and the rear part of the valid symbol D, respectively, and shifts the frequency by -f SH , and then positions them in front (F) and rear (E) of the valid symbol (D). Is generated.
  • the F portion is called a prefix portion
  • the E portion is called a postfix portion. That is, the AP1 symbol is composed of a prefix, a valid symbol, and a postfix part.
  • the two frequency shift values + f SH and -f SH used for the P1 symbol and the AP1 symbol are identical to each other, and only opposite signs are used. In other words, the frequency shift is performed in the opposite direction.
  • the lengths of C and F copied before the valid symbols are set differently, and the lengths of B and E copied after the valid symbols are set differently.
  • the lengths of C and F may be different, and the lengths of B and E may be the same, or vice versa.
  • the effective symbol length of the P1 symbol and the effective symbol length of the AP1 symbol may be set differently.
  • a Complementary Set Sequence (CSS) different from the P1 symbol may be used for tone selection and data scramble in AP1.
  • the lengths of C and F copied before the valid symbols are set differently, and the lengths of B and E copied after the valid symbols are set differently.
  • Equation 1 C, B, F, E length according to the present invention can be obtained as shown in Equation 1 below.
  • the P1 symbol and the AP1 symbol have the same frequency shift value but have opposite signs.
  • an offset value is added to or subtracted from the length of A (T A ) / 2 to set the length of C and B, and an value added to or subtracted from the length of T (T D ) / 2 to set the length of F, E, or Set the offset value to be subtracted differently.
  • the offset value of the P1 symbol is set to 30 and the offset value of the AP1 symbol is set to 15.
  • the P1 symbol and the AP1 symbol are generated and inserted into each signal frame in the structure as shown in FIG. 5, so that the P1 symbol does not degrade the detection performance of the AP1 symbol, whereas the AP1 symbol does not degrade the detection performance of the P1 symbol. .
  • the detection performance of the P1 symbol and the AP1 symbol are almost the same.
  • the complexity of the receiver can be minimized by having a similar structure between the P1 symbol and the AP1 symbol.
  • the P1 symbol and the AP1 symbol may be continuously transmitted to each other, or may be allocated and transmitted at different positions within the signal frame.
  • the transmission is allocated to different positions, a high time diversity effect can be obtained for the preamble symbol.
  • the present invention transmits continuously.
  • FIG. 6 is a block diagram showing an embodiment of a broadcast signal transmission apparatus (or broadcast signal transmitter or transmitter) according to the present invention.
  • the apparatus for transmitting broadcast signals may include an input pre-processor 100000, an input processor 100100, a BICM module 100200, a frame builder 100300, and an OFDM generator 100400.
  • the BICM module 100200 may also be referred to as a BICM encoder.
  • the input stream may include at least one of a TS stream, an Internet Protocol (IP) stream, or a GSE (General Sream Encapsulation) stream (or GS stream).
  • IP Internet Protocol
  • GSE General Sream Encapsulation
  • the input pre-processor 100000 receives at least one of a TS stream, an IP stream, or a GSE stream, and generates one or more PLPs in a service unit (or service component unit) to provide robustness.
  • the input processor 100100 generates a BB frame including one or more PLPs generated by the input pre-processor 100000.
  • the input processor 100100 may generate a BB frame after separating the PLPs corresponding to a service component.
  • the BICM module 100200 adds redundancy and interleaves the output of the input processor 100100 to correct an error on a transmission channel.
  • the frame builder 100300 maps a plurality of PLPs to a transmission frame on a cell basis to complete a transmission frame (or signal frame) structure.
  • the OFDM generator 100400 generates a baseband signal that can be transmitted to an antenna by OFDM modulation of input data.
  • the input pre-processor 100000 classifies data corresponding to a service by component and processes data to transmit data corresponding to each component to a separate PLP. do.
  • the apparatus for transmitting broadcast signals according to the present invention may transmit one or more services in PLP units, but may also separate components included in one service and transmit them in PLP units.
  • the broadcast signal receiving apparatus may provide a service by identifying and processing PLPs including each component.
  • the input pre-processor 100000 according to the present invention processes data in component units.
  • the present invention will be described by dividing an example of generating a PLP by receiving a TS stream and an example of generating a PLP by receiving an IP stream.
  • FIG. 7 is a configuration block diagram of the present invention showing an embodiment of an input pre-processor receiving a stream of TS type.
  • the input pre-processor of FIG. 7 includes a PID filter 101010, a PSI / SI controller 101020, a PSI / SI decoder 101030, a PSI / SI modifying / generating module 101040, and a PSI / SI.
  • the input pre-processor divides the TS packets included in the TS for each component and outputs them to different PLPs.
  • each TS packet includes a header and a payload, and the header includes a packet identifier (PID) indicating the data of the payload data.
  • the payload may include any one of a video elementary stream (ES), an audio ES, a data ES, and a PSI / SI ES to be transmitted.
  • ES video elementary stream
  • the information included in the common PLP may be referred to as L2 signaling information or L2 information / data
  • the L1 signaling information may be referred to as L1 information.
  • the PID of the TS packet including the video component of the base layer and the PID of the TS packet including the video component of the enhancement layer are In one embodiment different from each other.
  • the PID filter 101010 filters the TS packets included in the TS using the PID and outputs the filtered TS packets to the corresponding PLP path. Since a PID capable of distinguishing each component is allocated to the TS packet, the PID filter 101010 may identify TS packets corresponding to each component as a PID and output the same as a separate PLP path. However, in order to perform the filtering, PID information must be known, so the PID filter 101010 first filters the PSI / SI included in the TS packet. The PSI / SI decoder 101030 decodes the PSI / SI information filtered by the PID filter 101010 to obtain PID information.
  • a PAT having a fixed PID of '0' includes PID information of the PMT and PID information of the NIT, and the PMT includes PID information of video, audio, and data ES corresponding to each component constituting the service.
  • the PSI / SI controller 101020 controls the PID filter 101010 using the PID information acquired by the PSI / SI decoder 101030 to filter and output data corresponding to a desired component for each PID. . Since the PSI / SI included in the TS is transmitted through a preset PID, the PSI / SI may be directly filtered and processed without setting a separate PID filter 101010.
  • the PID filter 101010 filters TS packets for each component and outputs the TS packets to respective PLP paths. For example, a TS packet corresponding to a video component, a TS packet corresponding to an audio component, and a TS packet corresponding to a data component are output to the corresponding component mergers 101090 and 101110, and the component mergers 101090 and 101110 are inputted. Merge TS packets to configure each component PLP. For example, the component merger 101090 may receive only TS packets corresponding to the video component of the base layer, and TS packets corresponding to the video component of the base layer and TS packets corresponding to the video component of the enhancement layer. These components may be merged to configure one component PLP. In addition, TS packets including PAT / PMT filtered and output from the PID filter 101010 are output to the PAT / PMT merger 101070 and merged.
  • the receiver may not be able to retrieve all the data corresponding to one service even if the channel is scanned. That is, unlike the method of configuring PLPs for each service and identifying them as PSI / SI, in the present invention, since the PLPs are configured for each component constituting the service, there may be a component PLP that does not include PSI / SI. Accordingly, the present invention adds a PSI / SI such as PAT / PMT to any PLP among the component PLPs constituting the service so as to find the component PLPs constituting the service, and adds service configuration information such as PAT / PMT.
  • a component PLP having the same will be referred to as a base PLP. When the receiver scans and decodes the base PLP, the receiver can know information about the remaining component PLPs for providing a service, thereby solving the above-described problem.
  • the PSI / SI modification / generation module 101040 modifies or generates PSI / SI to be modified or added, such as NIT and SDT, and outputs the modified or generated PSI / SI.
  • the input pre-processor may signal information about the base PLP to at least one of L1 signaling information and L2 signaling information (common PLP).
  • L1 signaling information and L2 signaling information (common PLP).
  • the PSI / SI modification / generation module 101040 may signal information about the base PLP to NIT / SDT_other or PAT / PMT.
  • the information on the base PLP may include information for searching for the base PLP, information necessary for extracting and decoding the base PLP, information on a PAT / PMT for a service configuration included in the base PLP, and the like.
  • information on a component for a high quality / high definition service such as SVC and MPEG surround is signaled to L1 signaling information.
  • SDT may be represented as SDT_actual and SDT_other
  • EIT may be represented as EIT_actual and EIT_other
  • SDT_actual / EIT_actual indicates that a service / event indicated by corresponding information is a service / event included in a current frame or TS
  • SDT_other / EIT_other indicates that a service / event included in another frame or another TS.
  • the PSI / SI extraction from the TS includes the common PLP
  • the PSI / SI modification / generation module 101040 may modify SDT_actual to SDT_other or EIT_actual to EIT_other.
  • the PSI / SI merger 101050 merges the signaling information output from the PSI / SI modification / generation module 101040 and the signaling information output from the PID filter 101010.
  • the null packet insertion modules 101060, 101080, 101100, and 101120 insert null packets in place of other components so that each component can maintain synchronization in the TS.
  • the common PLP is output from the null packet insertion module 101060 and the base PLP is output from the null packet insertion module 101080.
  • the null packet insertion module 101100 and 101120 outputs a corresponding component PLP.
  • the component may be a video component, an audio component, a data component, or the like.
  • the input pre-processor receives a TS, and data including a PSI / SI is a common PLP path, and data corresponding to a component PLP including service configuration information is a base PLP path. Data corresponding to each component may be output to the corresponding component PLP path, and thus data corresponding to each PLP path may be referred to as PLP data or PLP.
  • the input pre-processor signals the information about the components thus configured to the L1 signaling information so that the component can be extracted in units of PLPs according to the receiver type. In other words, if the type of service is selected according to the receiver, the receiver should process components corresponding to the service. In the present invention, since the PLP is configured for each component, the receiver can extract and process components corresponding to a service only when information on the PLP structure is included in the L1 signaling information. Thus, the input pre-processor can control the information on the component PLP structure to be signaled in the L1 signaling information.
  • 8A and 8B illustrate an example of configuring a PLP in component units in an input pre-processor according to the present invention.
  • a TS 102010 composed of TS packets represents a TS input to an input pre-processor in FIG. 7, and each TS packet corresponds to data corresponding to an audio component and data corresponding to a video component. , One of the data corresponding to the data component and the data corresponding to the PSI / SI component.
  • the input pre-processor of FIG. 7 performs the above-described preprocessing on the TS packets included in the TS stream 102010, divides the components by components, and outputs them to different PLP paths.
  • TS packets including NIT, SDT, and EIT are output through a common PLP path to configure a common TS 102020
  • TS packets including data of a video component are video components.
  • the TS packets including the data of the audio component are output to the audio component PLP path to configure the audio component TS 102040
  • the TS packets including the data component data and PAT / PMT information are output to the data component PLP path.
  • Configure the data component TS 102050 As another example, TS packets including data of two or more components may be output through one PLP path to configure one TS.
  • TS packets including data of specific components of a plurality of services may be output through one PLP path to configure one TS.
  • the input pre-processor inserts null packets at different component positions in each component TS to maintain synchronization of each component while separating TS packets composed of different components such as audio, video, and data into each component.
  • the common TS 102020 inserts a null packet at a TS packet position including audio, video, data, PAT, and PMT
  • the video component TS 102030 inserts a null packet at audio, NIT, SDT, EIT, Data, PAT.
  • the null packet is inserted at the TS packet location including the PMT.
  • the audio component TS 102040 inserts a null packet at a TS packet position including video, NIT, SDT, EIT, Data, PAT, and PMT.
  • audio, video, NIT, SDT, EIT is inserted.
  • the null packet insertion is performed by the null packet insertion modules 101060, 101080, 101100, and 101120 of FIG. 7. TSs of each component into which null packets are inserted are output to the input processor 100100.
  • the present invention may refer to a common TS 102020 with a null packet inserted therein as a common PLP (or PLP data).
  • the video component TS 102030 with a null packet inserted therein may be referred to as a video component PLP (or PLP). Data).
  • the audio component TS 102040 into which a null packet is inserted may be referred to as an audio component PLP (or PLP data)
  • the data component TS 102050 into which a null packet is inserted may be called a data component PLP (or PLP data).
  • 9A and 9B illustrate another example of configuring a PLP in component units in an input processor according to the present invention.
  • FIG. 9A illustrates TSs output for each component in the input pre-processor 100000.
  • FIG. 9B illustrates TSs output for each component in the input processor 100100.
  • FIG. 9A illustrates TSs output for each component in the input pre-processor 100000.
  • FIG. 9B illustrates TSs output for each component in the input processor 100100.
  • the input processor 100100 deletes a null packet other than a valid packet from each TS output from the input pre-processor 100000, and provides information on the number of deleted null packets (DNPs) according to the deleted position. Insert it. That is, null packets other than valid packets are reduced to DNP bytes in each TS.
  • DNPs deleted null packets
  • null packets are deleted from each TS and DNP bytes indicating the number of deleted null packets are inserted instead. And it can be seen that the sync byte for synchronization at the receiving end is inserted before each DNP byte.
  • the present invention may refer to a common TS in which a null packet is deleted and a DNP byte is inserted as a common PLP (or PLP data) as shown in FIG. 9B, and the null packet is deleted and a DNP byte is deleted.
  • the inserted video component TS may be referred to as a video component PLP (or PLP data).
  • an audio component TS in which a null packet is deleted and a DNP byte is inserted may be referred to as an audio component PLP (or PLP data)
  • a data component TS in which a null packet is deleted and a DNP byte is inserted is called a data component PLP (or PLP data).
  • FIG. 10 is a flowchart illustrating a preprocessing method of a broadcast signal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 illustrates a method in which the above-described input pre-processor 100000 of FIG. 7 classifies TSs in component units and outputs data of the classified component units in separate PLP paths.
  • the input pre-processor 100000 filters the TS packets including the PAT / PMT from the input TS using the PID filter 101010 (S105010). Since PAT / PMT is transmitted as a static PID in a corresponding TS packet, filtering is possible without setting a separate PID filter. Alternatively, the PID of the PMT may be obtained from the PAT.
  • the input pre-processor 100000 uses the PSI / SI decoder 101030 to decode the filtered PAT / PMT and acquires PID information for each component (S105020).
  • the PSI / SI controller 101020 sets the PID filter 101010 with decoded PID information to filter and output TS packets for each component (S105030).
  • the input pre-processor 100000 performs another operation according to the component type (S105040).
  • the input pre-processor 100000 determines whether the PSI / SI needs modification (S105050), and if the modification requires the corresponding PSI / SI. Create or modify SI (S105050).
  • the input pre-processor 100000 may signal the information about the base PLP to NIT / SDT_other or PAT / PMT as described above in the description with reference to FIG. 7 using the PSI / SI modification / generation module 101040.
  • the NIT, SDT, and EIT information may be modified.
  • signaling information to be included in the PSI / SI component is merged using the PSI / SI merger 101050 (S105070).
  • the input pre-processor 100000 determines whether the data corresponds to the base PLP among the component PLPs (S105100). In the case of data for the base PLP, the input pre-processor 100000 merges the PAT / PMT with data included in the base PLP and signals the information about the base PLP to the L2 signaling information. In this step, the L2 signaling information may be set to signal information on the base PLP to NIT / SDT_other or PAT / PMT, and the PAT / PMT may be set to signal service configuration information according to the component structure, which is described above. It may be performed together with step S105060.
  • the input pre-processor 100000 merges the PAT / PMT including the service configuration information in the base PLP data using the PAT / PMT merger 101070 (S105120).
  • the input pre-processor 100000 sets a physical PLP parameter based on the component type to signal the L1 signaling information.
  • the input pre-processor 100000 may signal the information on the component PLP structure to the L1 signaling information so that the receiver may process the component PLP corresponding to the service according to the component structure of the present invention.
  • the input pre-processor 100000 inserts a null packet into the processed PLP data according to the component type (S105080). Insertion of a null packet is as described with reference to FIGS. 7 and 8. Each component PLP data into which a null packet is inserted is output to each PLP path (S105090).
  • data corresponding to a component may be divided into IP packet units.
  • the PSI / SI in the TS may correspond to IP service information, and the IP service information may include electronic service guide (ESG) information, provider information, bootstrap information, and the like.
  • ESG information may include IP address information, port number information, etc. of the service component.
  • the IP stream may be input / output in units of Generic Stream Encapsulation (GSE) streams.
  • GSE Generic Stream Encapsulation
  • 11 is a configuration block diagram of the present invention showing an embodiment of an input pre-processor receiving a stream in the IP form.
  • the input pre-processor 100000 of FIG. 11 includes a UDP / IP filter 101060, an IP service controller 101060, an IP service information decoder 101060, and an IP service information modifying / generating module 106040.
  • the input pre-processor 100000 of FIG. 11 receives a GSE stream or an IP stream and divides data included in the stream into components and outputs them to different PLPs.
  • the PLP including the IP service information may be referred to as a common PLP
  • the common PLP may be referred to as L2 signaling information or L2 information / data.
  • the L1 signaling information may be referred to as L1 information.
  • the GSE stream is input to the GSE decapsulation module 106130, and the IP stream is input to the UDP / IP filter 101060.
  • the GSE decapsulation module 106130 extracts an IP stream by performing GSE decapsulation on the GSE stream and outputs the IP stream to the UDP / IP filter 101060.
  • the UDP / IP filter 101060 may filter and output IP packets included in an IP stream by component using a UDP port number and an IP address. Since each UDP port number and IP address are assigned to IP packets of respective components included in the IP stream, the UDP / IP filter 101060 identifies the IP packet corresponding to each component by the UDP port number and the IP address. Can be output as a separate PLP path. In the following, such a UDP port number and an IP address may be referred to as address or address information.
  • the UDP / IP filter 101060 first filters IP service information included in an IP stream, and the IP service information decoder 101060 is used for the UDP.
  • the IP service information filtered by the / IP filter 101060 is decoded to obtain address information.
  • the address information may be obtained from the ESG information among the IP service information.
  • the IP service controller 10620 may control the UDP / IP filter 101060 using the address information obtained from the IP service information decoder 101060 and filter and output an IP packet corresponding to a desired component for each address. . Since the IP service information included in the IP stream is transmitted to a predetermined address, the IP service information may be filtered and processed immediately without setting a separate UDP / IP filter 101060.
  • the UDP / IP filter 101060 filters the IP packets included in the IP stream for each component and then outputs them to the corresponding component through each PLP path. For example, the IP packets corresponding to the video component are output to the component merger 106070, the IP packets corresponding to the audio component are output to the component merger 106090, and the IP packets corresponding to the data component are the component merger 106110. ) The component mergers 106070, 106090, and 106110 merge IP packets of the corresponding component.
  • the outputs of the component mergers 106070, 106090, and 106110 are GSE encapsulated in the respective GSE encapsulation modules 106080, 1061000, and 106120 and then into the GSE stream.
  • the GSE encapsulation process may be omitted.
  • the receiver may not be able to retrieve all the data corresponding to one service even if the channel is scanned. That is, unlike the method of configuring a PLP for each service to identify the IP service information, in the present invention, since the PLP is configured for each component corresponding to the service, there may be a component PLP that does not include IP service information. Accordingly, in the present invention, service configuration information is added to IP service information so that component PLPs corresponding to a service can be found.
  • the IP service information modification / generation module 106040 modifies or generates and outputs IP service information to be modified or added, such as ESG information, service provider information, bootstrap information, and the like.
  • IP service information such as ESG information, service provider information, bootstrap information, and the like.
  • service configuration information constituting the PLP for each component may be signaled in the ESG information.
  • the IP stream merger 10050 merges the IP service information, such as the IP service information modified / generated by the IP service information modification / generation module 106040 and additional information that does not need modification, and outputs it to the common PLP path.
  • null packet insertion modules as shown in FIG. 7 may be omitted.
  • the input pre-processor may receive an IP stream (or a GSE stream) and output data including IP service information as a common PLP path, and output data corresponding to each component as a component PLP path.
  • the data corresponding to each PLP path may be referred to as PLP data or PLP.
  • the input pre-processor signals the information about the components thus configured to the L1 signaling information so that the component can be extracted in units of PLPs according to the receiver type. That is, when selecting a type of service according to the receiver, the receiver should process components corresponding to the service.
  • the input pre-processor since the PLP is configured for each component, by signaling the information on the PLP structure to the L1 signaling information, the receiver can extract and process the components corresponding to the service. Therefore, the input pre-processor may generate information on the component PLP configuration and control it to be included in the L1 signaling information.
  • FIG. 12 illustrates another embodiment of configuring a PLP in component units in an input pre-processor according to the present invention.
  • an IP stream 10702 composed of IP packets represents an IP stream input to the UDP / IP filter 101060 of the input pre-processor in FIG. 11, and each IP packet represents data and video component of an audio component. Data of the data component, data of the data component, and data of the IP service information component.
  • the input pre-processor of FIG. 12 performs the above-described preprocessing on the IP packets included in the IP stream 10710, and then outputs them to different PLP paths by dividing them by component.
  • IP packets including NIT, INT, Bootstrap, and ESG information are output to a common PLP path to form a common IP stream 1072020, and IP packets including data of a video component to a video component PLP path. Output to configure a video component IP stream 1073030.
  • IP packets including the data of the audio component are output to the audio component PLP path to configure the audio component IP stream 107040, and IP packets including the data component of the data component are output to the data component PLP path to output the data component IP stream.
  • 107050 is constituted.
  • IP packets including data of two or more components may be output through one PLP path to configure one IP stream.
  • IP packets including data of specific components of a plurality of services may be output through one PLP path to configure one IP stream.
  • common IP stream 1072020 may be referred to as common PLP (or PLP data)
  • video component IP stream 10730 may be referred to as video component PLP (or PLP data)
  • audio component IP stream 107040 may be referred to as an audio component PLP (or PLP data)
  • data component IP stream 107050 may be referred to as a data component PLP (or PLP data).
  • IP streams of each PLP path of FIG. 12 need not maintain synchronization or order due to the characteristics of the IP stream.
  • FIG. 13 is a flowchart illustrating a preprocessing method of a broadcast signal according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 illustrates a method of processing the input pre-processor 100000 of FIG. 11 to classify an IP stream into component units and output the classified component unit data through separate PLP paths.
  • the input pre-processor 100000 decapsulates the GSE stream into an IP stream using the GSE decapsulating module 106130 (S109010). If the input stream is an IP stream, this step (S109010) can be omitted.
  • the input pre-processor 100000 filters the ESG information of the input IP stream by using the UDP / IP filter 101060 (S109020). Since the ESG information is transmitted to a preset address in the IP stream, filtering is possible without setting a separate filter.
  • the input pre-processor 100000 uses the IP service information decoder 101060 to decode the ESG information filtered by the UDP / IP filter 101060 and obtain address information for each component included in the IP stream ( S109030).
  • the IP service controller 101060 sets the UDP / IP filter 101060 with the address information obtained in step S109030 to filter and output data for each component (S109040).
  • the input pre-processor 100000 performs another operation according to the component type of the data (S109050).
  • the input pre-processor 100000 determines whether the IP service information needs modification (S109060), and when the modification is necessary, the corresponding IP service.
  • Information ESG information, bootstrap information, provider information, etc.
  • S109070 IP service information to be included in data transmitted to the common PLP is merged using the IP stream merger 10050 (S109090).
  • the input pre-processor 100000 sets a physical PLP parameter based on the component type and is signaled to the L1 signaling information (S109080). In other words, the input pre-processor 100000 may signal the information on the component PLP structure to the L1 signaling information so that the receiver may process the component PLP corresponding to the service according to the component structure of the present invention.
  • the input pre-processor 100000 performs GSE encapsulation on the processed PLP data according to the component type (S109100). This step can also be omitted if the data output format is an IP stream. Each component PLP data is output to each PLP path (S109110).
  • the output of the input pre-processor 100000 is output to the input processor 100100.
  • TS or IP or GSE streams may be converted into n + 1 streams to be independently processed through the input preprocessor 100000 or the input processor 100100.
  • the stream to be independently processed may be a complete TS stream including several service components, or may be a TS stream of a minimum unit including only one service component (for example, video or audio).
  • it may be a complete GSE stream including several service components or a GSE stream including only one service component.
  • it may be a complete IP stream including several service components or an IP stream including only one service component.
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating an embodiment of an input processor 100100 of the apparatus for transmitting broadcast signals according to the present invention.
  • FIG. 14 illustrates an embodiment of the input processor 100100 when there is only one input stream.
  • the input processor 100100 may include an input interface module 110100, a CRC-8 encoder 110200, a BB header inserter 110300, a padding inserter 110400, and a BB scrambler 110500.
  • the input interface module 110100, the CRC-8 encoder 110200, and the BB header inserter 110300 are referred to as a mode adaptation module, and the padding inserter 110400 and the BB scrambler 110500 are illustrated in FIG. 14. This is called a stream adaptation module.
  • the input interface module 110100 maps the input stream into an internal logical-bit format for performing FEC (BCH / LDPC) encoding in the BICM module 100200 at the rear. That is, the input interface module 110100 slices the input stream in units of the number of bits necessary to generate a base band (BB) frame and maps the input stream to the BB frame payload.
  • the CRC-8 encoder 110200 performs CRC encoding on the BB frame payload output from the interface module 110100, and the BB header inserter 110300 performs a front end of the BB frame payload on which the CRC encoding is performed. Insert a header having a fixed size into the BB frame.
  • the padding inserter 110400 may insert a padding bit into the BB frame to form a BB frame when the data amount of the input bit stream is smaller than the amount of the BB frame for FEC.
  • the BB scrambler 110500 performs XOR (Exclusive OR) operation on a bit stream of a BB frame with a pseudo random binary sequence (PRBS) to perform rendering.
  • PRBS pseudo random binary sequence
  • the operation of the BB scrambler 110500 may lower the peak-to-average power ratio (PAPR) of the finally transmitted OFDM modulated signal.
  • PAPR peak-to-average power ratio
  • FIG. 15 illustrates an embodiment of a mode adaptation module of the input processor 100100 for multiple PLP inputs in accordance with the present invention.
  • FIG. 15 illustrates an embodiment of a mode adaptation module in which the input pre-processor 100000 processes a plurality of PLPs when the input stream type is TS.
  • the mode adaptation module includes n + 1 input interface modules 111200-0 to n and n + 1 input streams operated in parallel to perform mode adaptation for each PLP among a plurality of PLPs.
  • CRC cyclic redundancy check
  • the broadcast signal transmitting apparatus may increase transmission efficiency by including and transmitting signaling information that can be commonly applied to a plurality of PLPs, such as a transport layer signal of a TS, in one PLP.
  • PLP0 shown in FIG. 15 plays such a role, and this PLP is referred to as a common PLP in the present invention.
  • P PLPs other than PLP0 of FIG. 15 may be used for data transmission, and this PLP is referred to as a data PLP in the present invention.
  • 15 is an embodiment, and there may be a plurality of common PLPs such as PLP0.
  • the input interface modules 111200-0 to n slice the input stream of the corresponding PLP in units of the number of bits necessary to generate a base band frame and map it to the BB frame payload.
  • the input stream sink modules 111210-0 to n generate sink timing information necessary for recovering the TS or GS stream from the receiver and insert the sink timing information into the BB frame payload. That is, when the service is restored in the receiver, sink timing information is generated in consideration of all delays that may occur in the channel and the transmission process so that the service may be restored to the original timing.
  • the sync timing information may be input stream clock reference (ISCR) information.
  • the input stream sink modules 111210-0 to n may add a sync byte to synchronize with the receiver.
  • the delay compensators 111220-0 to n compensate for the delay difference between the PLPs when a plurality of PLPs are present so that a frame can be efficiently formed. That is, the delay compensators 111220-0 to n synchronize data by delaying data with respect to PLPs in group units based on the sync timing information inserted by the input stream sink modules 111210-0 to n.
  • the null packet removers 111230-0 to n delete null packets other than valid packets in the corresponding TS, and insert information on the number of deleted null packets DNP according to the deleted position. In other words, null packets are reduced to DNP bytes. In this way, transmission efficiency can be improved.
  • the CRC encoders 111240-0 to n add CRC data by performing CRC encoding on the corresponding BB frame payload in order to increase transmission reliability of the BB frame.
  • the BB header inserters 111250-0 to n insert a header having a fixed size in front of the corresponding BB frame payload so as to identify the format of the data field.
  • the header may include Mode Adaptation Type information, User Packet Length information, Data Field Length information, User Packet Sync Byte indicating Mode TS, IP or GS. ) Information, starting address information of the user packet sync byte included in the data field, a high efficiency mode indicator, an input stream sink field, and the like.
  • the input stream type is TS
  • delay compensators 111220-0 to n and null packet cancelers 111230-0 to n are omitted.
  • IP packets are played back buffered at the receiver for time stamps, there is no need to delay data and no addition / deletion of null packets. It also has its own CRC, so there is no need to add a CRC byte. Accordingly, in the operation of the input processor of FIG. 15, the delay compensators 111220-0 to n and the null packet cancelers 111230-0 to n are omitted, or when the input data is an IP stream or a GSE stream. Blocks can be bypassed.
  • FIG. 16 illustrates one embodiment of a stream adaptation module of the input processor 100100 for multiple PLP inputs in accordance with the present invention.
  • the stream adaptation module includes n + 1 frame delays 130100-0 through n, n + 1 in-band signaling / padding inserters 130200-0 through n, and n + 1 for n PLP processing. Two BB scramblers 130300-0 to n.
  • the stream adaptation module further includes a scheduler 120300.
  • the scheduler 120300 may perform scheduling to allocate a plurality of PLPs to each slot of a transmission frame. If the MIMO scheme is used, the scheduler 120300 may perform scheduling for dual polarity MIMO. That is, parameters related to polarity paths such as H-path, V-path, and the like that can be used in signal processing blocks such as demux, cell interleaver, and time interleaver of the BICM module 100200 are described. Can be generated. In addition, the scheduler 120300 may output the L1-dynamic signaling information for the current frame separately from the in-band signaling so that the cell mapper maps the input cells according to the scheduling.
  • the frame delayers 130100-0 to n delay input data by one transmission frame so that scheduling information for the next frame can be transmitted through the current frame for in-band signaling.
  • the in-band signaling / padding inserters 130200-0 to n insert non-delayed L1-dynamic signaling information into data delayed by one transmission frame.
  • padding bits may be inserted or in-band signaling information may be inserted in the free space.
  • the BB scramblers 130300-0 to n perform XOR operations on the PRBS and the PRB output from the in-band signaling / padding inserters 130200-0 to n to minimize correlation between transmission bit streams. Render the stream. Through the scramble process, the PAPR of the finally transmitted OFDM modulated signal can be lowered.
  • the scheduler 120300 may transmit the L1-dynamic signaling information of the current frame to the cell mapper of the frame builder separately from in-band signaling.
  • the cell mapper uses the input information to map input cells to the transmission frame.
  • the stream adaptation module for the multi-PLP input of FIG. 16 differs from the stream adaptation module for the single PLP input of FIG. 14 by the scheduler 120300, n + 1 frame delayers 130100-0 through n, and n. +1 in-band signaling / padding inserters 130200-0 to n, etc. have been added.
  • the stream adaptation module of FIG. 16 may further include an L1 signaling generator.
  • the L1 signaling generator In addition to the in-band signaling information, the L1 signaling generator generates L1 signaling information transmitted through a preamble symbol or a spread data symbol. Such L1 signaling information includes L1-pre signaling information and L1-post signaling information. The L1 signaling generator outputs L1-pre signaling information and L1-post signaling information, respectively.
  • the present invention may further include a first BB scrambler for scrambled L1-pre signaling information and a second BB scrambler for scrambled L1-post signaling information at an output terminal of the L1 signaling generator.
  • the L1-pre signaling information is scrambled through the XOR operation with the PRBS in the first BB scrambler and the second BB scrambler.
  • the L1 signaling generator may output the L1 signaling information including the L1-pre signaling information and the L1-post signaling information, and scramble the L1 signaling information output by one BB scrambler.
  • the MISO method may be applied to each PLP data independently, or the MIMO method may be applied.
  • the MIMO PLP data to be transmitted in the MIMO scheme performs MIMO encoding in the BICM module
  • the MISO PLP data to be transmitted in the MISO scheme performs MISO encoding in the OFDM generator.
  • the BICM module performs MIMO encoding on the MIMO PLP data to be transmitted in the MIMO scheme, and performs MISO encoding on the MISO data to be transmitted in the MISO scheme.
  • the MISO encoding process is omitted in the OFDM generator.
  • FIG. 17 is a block diagram of a BICM module 100200 according to an embodiment of the present invention, for bit interleaving and error correction for a plurality of input processed PLP data, L1-pre signaling information, and L1-post signaling information. Perform the encoding.
  • the BICM module of FIG. 17 includes a first BICM encoding block 130600 for processing MISO PLP data, a second BICM encoding block 130700 for processing MIMO PLP data, and a third BICM encoding block 130800 for processing signaling information. In one embodiment it includes).
  • the third BICM encoding block 130800 again includes a first encoding block for processing L1-pre signaling information and a second encoding block for processing L1-post signaling information.
  • the signaling information may be MISO or MIMO processed in the OFDM generator.
  • signaling information includes information necessary for recovering PLP data included in a transmission frame at the receiver, greater robustness between transmission and reception is required than PLP data. Therefore, according to the present invention, the signaling information is processed by the OFDM generator according to the MISO method.
  • the first BICM encoding block 130600 includes a forward error correction (FEC) encoder (131100-0), a bit interleaver (131200-0), a demux (131300-0), a constellation mapper (131400-0), and a cell interleaver. (131600-0), and time interleaver 131700-0.
  • FEC forward error correction
  • the FEC encoder 131100-0 adds redundancy to the input bit stream so that the receiver can correct errors on the transport channel for input processed PLP data, and codes such as 1/4, 1/3, 2/5 Encode the bit stream at rate.
  • the FEC encoder 131100-0 adds redundancy for error correction and encodes using a Bose-Chaudhuri-Hocquengham (BCH) / Low Density Parity Check (LDPC) code.
  • BCH Bose-Chaudhuri-Hocquengham
  • LDPC Low Density Parity Check
  • the bit interleaver 131200-0 performs bit interleaving on a unit of one FEC block on the FLP-encoded PLP data so as to have robustness against burst errors that may occur during transmission.
  • the bit interleaver 131200-0 may perform bit interleaving using two FEC block units.
  • bit interleaving is performed using two FEC blocks as described above, paired cells may be generated from different FEC blocks in a frame builder to be described later. Accordingly, in the broadcast signal receiver, diversity may be secured to improve reception performance.
  • the demux 131300-0 performs demultiplexing on the bit interleaved PLP data in units of one FEC block.
  • the demux 131300-0 controls the robustness of the bits by adjusting the order of the bits constituting the cell, and outputs a cell including the bits. That is, the demux 131300-0 adjusts the bit output order in order to distribute and distribute the distribution of data reliability generated in LDPC encoding when symbol mapping is performed in the constellation mapper 131400-0.
  • the demux 131300-0 may perform demultiplexing using two FEC blocks. As described above, when demultiplexing is performed using two FEC blocks, cells constituting a pair in the frame builder to be described later may be generated from different FEC blocks. Therefore, the receiver can secure diversity and obtain high reception performance.
  • the constellation mapper 131400-0 maps the PLP data of the demultiplexed bit unit to the constellation in symbol units.
  • the constellation mapper 131400-0 may rotate the constellation at an angle according to the modulation type.
  • the rotated constellations can be represented by I-phase (In-phase) and Q-phase (Quadrature-phase) components, and the constellation mapper 131400-0 delays only the dual Q-phase components to arbitrary values. can do.
  • the constellation mapper 131400-0 may remap the demultiplexed PLP data to the new constellation using the in-phase component and the delayed Q-phase component.
  • the cell interleaver 131600-0 may perform interleaving on a cell-by-cell basis for PLP data mapped or remapped to constellations, and the time interleaver 131700-0 interleaves on a cell basis for cell interleaved PLP data. Output to the Frame Builder. In this case, the time interleaver 131700-0 may perform interleaving using two FEC blocks. Through this process, since a pair of cells in the frame builder to be described later can be generated from different FEC blocks, the receiver can secure diversity and obtain high reception performance.
  • the second BICM encoding block 130700 includes an FEC encoder 131100-1, a bit interleaver 131200-1, a demux 131300-1, a first constellation mapper 131400-1, and a second constellation mapper. (131400-2), MIMO encoder (131500-1), first cell interleaver (131600-1), second cell interleaver (131600-2), first time interleaver (131700-1), and second time interleaver (131700) -2).
  • the FEC encoder 131100-1 and the bit interleaver 132100-1 perform the same functions as the FEC encoder 131100-0 and the bit interleaver 131200-0 of the first BICM encoding block 130600.
  • the demux 131300-1 may perform the same function as the demux 131300-0 of the first BICM encoding block 130600, and further, by demultiplexing PLP data to two input paths required for MIMO transmission. You can print In this case, transmission characteristics of data transmitted through each input path may be the same or may be different.
  • the demux 131300-1 randomizes bit words of the PLP data corresponding to the cells included in one FEC block to each input path. Can be assigned.
  • the second constellation mapper 131400-2, the second cell interleaver 131600-2, and the second time interleaver 131700 shown in dotted lines. -2) may not be used.
  • the first constellation mapper 131400-1 and the second constellation mapper 131400-2 perform the same function as the constellation mapper 131400-0 of the first BICM encoding block 130600.
  • the MIMO encoder 131500-1 performs a MIMO encoding by applying a MIMO encoding matrix to PLP data mapped to the first constellation mapper 131400-1 and the second constellation mapper 131400-2, and then performs two MIMO encodings. Output to the path.
  • the MIMO encoding method will be described in detail later.
  • the first cell interleaver 131400-1 and the second cell interleaver 131400-2 are MIMO-encoded and PLP data corresponding to half the size of a cell included in one FEC block of PLP data input through respective paths. According to an embodiment of the present invention, cell interleaving is performed only for. Accordingly, cell interleaving by the first cell interleaver 131400-1 and the second cell interleaver 131400-2 has the same effect as the interleaving of the MISO cell interleaver 131400-0 of the first BICM encoding block 130600.
  • the memory setting of the cell interleaver 131400-0 is used without additional memory allocation to the first cell interleaver 131400-1 and the second cell interleaver 131400-2 to process data of a plurality of paths. There is an advantage that can perform cell interleaving.
  • the first time interleaver 131700-1 and the second time interleaver 131700-1 perform the same function as the time interleaver 131700-0 of the first BICM module 130600.
  • the first time interleaver 131700-1 and the second time interleaver 131700-2 may perform time interleaving on PLP data input through respective paths, or perform time interleaving in another method. You may.
  • the third BICM encoding block 130800 includes a first encoding block for processing L1-pre signaling information and a second encoding block for processing L1-post signaling information.
  • the first encoding block includes an FEC encoder 132100-0, a constellation mapper 132400-0, a cell interleaver 132500-0, and a time interleaver 132600-0.
  • the second encoding block includes an FEC encoder 132100-1, a bit interleaver 132200, a demux 132300, a constellation mapper 132400-1, a cell interleaver 132500-1, and a time interleaver 132600-1. It may include.
  • bit interleaving and demultiplexing are not performed on the L1-pre signaling information so that the receiver can perform fast decoding of the L1-pre signaling information.
  • Operations of the blocks included in the first encoding block and the second encoding block may refer to operations of the same blocks included in the first BICM encoding block 130600, and thus, detailed description thereof will be omitted.
  • the two FEC encoders 132100-0-1 perform FEC encoding including shortening and puncturing on the input L1-pre signaling information and the L1-post signaling information, respectively.
  • the FEC encoding may include BCH encoding and LDPC encoding.
  • the L1 signaling generator may be located in front of the two FEC encoders 132100-0-1 of the third BICM encoding module instead of the input processor.
  • a first BB scrambler and a second scrambler may be further included at an output terminal of the L1 signaling generator.
  • the operation description of the L1 signaling generator and the first and second BB scramblers is the same as the operation description of the corresponding block of the input processor.
  • the L1 signaling information including the L1-pre signaling information and the L1-post signaling information may be scrambled using one BB scrambler.
  • Demuxes 131300-0, 131300-1, 132300 in the first to third BICM encoding blocks of FIG. 17 may also be referred to as bit-cell demuxes.
  • the first BICM encoding block 130600 outputs the PLP data to be transmitted in the MISO method through one path STX_k
  • the second BICM encoding block 130700 uses the MIMO method in two paths STX_m and STX_m + 1. Output the PLP data to be transmitted.
  • the third BICM encoding block 130800 outputs one path (STX_pre, STX_post) for the L1-pre signaling information and the L1-post signaling information, respectively.
  • the present invention refers to a path corresponding to STX_k, STX_m, STX_pre, and STX_post as a first path, and a path corresponding to STX_m + 1 is referred to as a second path.
  • the PLP data or signaling data is processed in symbol units after being mapped to the constellation.
  • the second BICM encoding block 130700 performs MIMO encoding, cell interleaving, and time interleaving on the basis of OFDM symbols on the MIMO PLP data.
  • the time deinterleaver, the cell deinterleaver, and the MIMO decoder of the broadcast signal receiver process the received data in symbol units.
  • a MIMO encoder may be provided at output terminals of the first time interleaver and the second time interleaver.
  • the BICM decoder of the broadcast signal receiver must first perform MIMO decoding on the MIMO PLP data, and the data on which the MIMO decoding is performed is output in units of bits. Subsequently, the BICM decoder of the broadcast signal receiver may perform time deinterleaving and cell deinterleaving on the MIMO decoded data.
  • the BICM decoder of the broadcast signal receiver may perform time deinterleaving and cell deinterleaving on the MIMO decoded data.
  • data output in bits is input, information on a symbol unit of input data is required. That is, since the broadcast signal receiver needs to store information on symbol mapping of input bits necessary for the deinterleaving process, the memory complexity of the receiver may increase.
  • the MIMO encoder is located between the constellation mapper and the cell interleaver as shown in FIG. 17, the BICM decoder of the corresponding broadcast signal receiver performs symbol deinterleaving and symbol deinterleaving after performing both time deinterleaving and cell deinterleaving. MIMO decoding is performed on the data of. In this case, since the bit-by-bit data on which MIMO decoding is performed is subjected to constellation demapping, information on symbol mapping is not required. Therefore, when the MIMO encoder is located behind the constellation mapper, the memory complexity of the receiver may be reduced compared to the case where the MIMO encoder is located behind the time interleaver.
  • FIG. 18 is a block diagram illustrating a frame builder according to an embodiment of the present invention, and is suitable for processing an output of the BICM module of FIG. 17.
  • the frame builder is also called a frame mapper.
  • the frame builder of FIG. 18 inputs the first frame building block 133100 that receives MISO PLP data, MIMO PLP data, L1-pre signaling data, and L1-post signaling data of the first path and MIMO PLP data of the second path.
  • the receiving second frame building block 133500 is included.
  • Data of the first path is transmitted through the first antenna Tx_1 after being modulated by the OFDM generator, and data of the second path is transmitted through the second antenna Tx_2 after being modulated by the OFDM generator.
  • the first frame building block 133100 may include a delay compensator 133200, a first cell mapper 133200, and a first frequency interleaver 133400, and the second frame building block 133500 may define a second path.
  • a second cell mapper 133600 and a second frequency interleaver 133700 are provided.
  • the first cell mapper 133300 and the first frequency interleaver 133400, the second cell mapper 133600, and the second frequency interleaver 133700 may operate the same for the first path and the second path, and independently. It can work.
  • the delay compensator 133200 adjusts time synchronization with input PLPs by compensating for a delay occurring in signaling information for cell mapping. That is, the delay of one transmission frame and the delay due to the encoding of the third BICM encoding block 130800 are compensated for the L1-pre signaling data or the L1-post signaling data. Since the L1 signaling information may include not only information on the current transport frame but also information on the next transport frame, in the input processing process, the L1 signaling information is delayed by one frame than the currently input PLP data. Through this process, one transport frame can transmit L1 signaling information including information about the current transport frame and the next transport frame.
  • the first cell mapper 133300 and the second cell mapper 133600 transmit subcarriers of OFDM symbols in a transmission frame according to scheduling information included in signaling information for PLP data and L1 signaling data in a symbol unit input through each path. Maps to cell units.
  • first cell mapper 133300 and the second cell mapper 133600 map MISO PLP data and MIMO PLP data to subcarriers of one OFDM symbol on a cell basis.
  • the PLP data input to the first cell mapper 133300 and the second cell mapper 133600 through the first path and the second path may include common PLP data, MISO, and MIMO PLP data.
  • subslicing may be performed on PLP data cells and mapped in a transmission frame.
  • the MISO PLP data and the L1-pre and post signaling data are input only through the first path, but the MIMO PLP data is input through the first path and the second path, so that the operation of the cell mapper depends on what data is input. Can vary.
  • the first cell mapper 133300 and the second cell mapper 133600 may receive the same MISO PLP data input through the first path, respectively, and the same L1-pre and output from the delay compensator 133200. Each of the post signaling data may be received. In this case, the first cell mapper 133300 and the second cell mapper 133600 may map respective input data to be allocated to a subcarrier of an OFDM symbol in a transmission frame.
  • the first cell mapper 133300 of the first cell mapper 133300 and the second cell mapper 133600 may receive MISO PLP data and delay-compensated L1-pre and post signaling data.
  • the second cell mapper 133600 may perform mapping only for the MIMO PLP.
  • the first frequency interleaver 133400 and the second frequency interleaver 133700 may perform frequency interleaving on a cell-by-cell basis with respect to data input through each path and output the frequency interleaved data through the respective paths to the OFDM generator.
  • the first frequency interleaver 133400 and the second frequency interleaver 133700 interleave cells arranged in a transmission frame based on an OFDM symbol in a frequency domain.
  • the second cell mapper 133600 receives only MIMO PLP data
  • the second frequency interleaver 133700 may also interleave only MIMO PLP data.
  • FIG. 19 is a block diagram illustrating an OFDM generator according to an embodiment of the present invention, and is suitable for processing the output of the frame builder of FIG.
  • FIG. 19 illustrates an example of transmitting a broadcast signal through MTU or MIMO through two transmission antennas.
  • a polarity multiplexing MIMO scheme is used.
  • the OFDM generator of FIG. 19 includes a MISO encoder (134100), two pilot inserters (134100-0, 134100-1), two IFFT modules (134200-0, 134200-1), and two PAPR reduction modules (134300-0). 134300-1), two GI insertion modules (134400-0,134400-1), two P1 symbol insertion modules (134500-0,134500-1), two AP1 symbol insertion modules (134600-0,134600- 1) and two DACs 134700-0 and 134700-1.
  • a block for modulating a broadcast signal to be transmitted through a first transmit antenna Tx1 is called a first transmitter
  • a block for modulating a broadcast signal to be transmitted through a second transmit antenna Tx2 is referred to as a second transmitter.
  • the first transmitter is a pilot inserter (134100-0), IFFT module (134200-0), PAPR reduction module (134300-0), GI insertion module (134400-0), P1 symbol insertion module (134500-0), AP1 Symbol insertion module 134600-0, and DAC 134700-0.
  • the second transmitter includes a pilot inserter (134100-1), an IFFT module (134200-1), a PAPR reduction module (134300-1), a GI insertion module (134400-1), a P1 symbol insertion module (134500-1), and an AP1.
  • the MISO encoder 134100 performs MISO encoding on the first and second path signals to transmit through two transmission antennas and then performs MISO encoding so that each pilot inserter 134100-0 , 134100-1). If MIMO encoded data is input from the BICM module, the MISO encoder 134100 bypasses the input data to the pilot inserters 134100-0 and 134100-1.
  • the MISO encoder 134100 performs MISO encoding in units of OFDM symbols by using an MISO encoding matrix. Afterwards, outputs to pilot inserters (134100-0, 134100-1). In this case, the data may be input to the MISO encoder 134100 only through one of the first path and the second path.
  • an embodiment of the MISO encoding matrix may include an Orthogonal Space-Time Block Code (OSTBC) / Orthogonal Space Frequency Block Code (OSFBC), or an Alamouti code (OSFBC).
  • OSTBC Orthogonal Space-Time Block Code
  • OSFBC Orthogonal Space Frequency Block Code
  • OSFBC Alamouti code
  • the pilot inserter 134100-0 and 134100-1 inserts a pilot signal of a specific pilot pattern into a corresponding position in a signal frame so as to perform transmission channel estimation and time / frequency synchronization in a receiver. 0, 134200-1).
  • the pilot pattern information may be signaled to the AP1 signaling information or may be signaled to the L1 signaling information. Alternatively, both the AP1 signaling information and the L1 signaling information may be signaled.
  • the IFFT modules 134200-0 and 134200-1 convert the pilot-inserted signals into the time domain through a fast inverse Fourier transform and output them to the PAPR reduction modules 134300-0 and 134300-1.
  • the PAPR reduction modules 134300-0 and 134300-1 reduce the PAPR of signals in the time domain and output the reduced PAPR to the GI insertion modules 134400-0 and 134400-1.
  • the PAPR reduction modules 134300-0 and 134300-1 reduce PAPR in the modulated OFDM symbol using at least one of an Active Constellation Extension (ACE) technique or a Tone Reservation technique.
  • ACE Active Constellation Extension
  • information required according to the PAPR reduction algorithm may be fed back to the pilot inserters 134100-0 and 134100-1.
  • the GI insertion module (134400-0, 134400-1) inserts a guard interval in the form of a cyclic prefix by copying the last portion of the effective OFDM symbol to the front of the corresponding OFDM symbol to insert the P1 symbol insertion module (134500-0, 134500-). Output to 1).
  • the GI information is signaled to the L1 pre signaling information.
  • part of the GI information is signaled to the P1 signaling information.
  • the P1 symbol insertion module 134500-0 and 134500-1 inserts a P1 symbol at the beginning of each signal frame and outputs the P1 symbol to the AP1 symbol insertion module 134600-0 and 134600-1.
  • the AP1 symbol insertion module 134600-0 and 134600-1 inserts the AP1 symbol after the P1 symbol and outputs the AP1 symbol to the DACs 134700-0 and 134700-1.
  • the insertion of the P1 symbol and the AP1 symbol may be performed by the P1 symbol insertion modules 134500-0 and 134500-1, in which case the AP1 symbol insertion modules 134600-0 and 134600-1 are omitted.
  • the DACs 134700-0 and 134700-1 convert each signal frame in which the AP1 symbol is inserted into an analog signal and transmit the same through the corresponding transmission antennas Tx1 and Tx2.
  • the MIMO encoder 131500-1 in the BICM module of FIG. 17 performs MIMO encoding using a MIMO encoding matrix. Thereafter, the MIMO encoder indicates the MIMO encoder 131500-1 in the BICM module of FIG. 17.
  • the MIMO encoding matrix of the present invention may include spatial multiplexing, golden code (GC), full-rate full diversity code, linear dispersion code, and the like. have.
  • MIMO encoding may be performed using the MIMO encoding matrix of the following first to third embodiments.
  • the present invention outputs a plurality of transmission signals by MIMO processing a plurality of input signals according to the parameters of the MIMO matrix and the MIMO matrix in order to have low system complexity, high data transmission efficiency, and high signal recovery performance in various channel environments.
  • a MIMO encoding is performed on a broadcast signal by using a MIMO encoder, and then transmitted through a plurality of transmission antennas.
  • a broadcast signal received by a plurality of reception antennas by a MIMO decoder is used.
  • MIMO decoding is performed.
  • the present invention may refer to a MIMO encoder as a MIMO processor, and may refer to a MIMO decoder as a ML (Maximum Likelihood) detector (or ML decoder).
  • the modulation scheme may be expressed by Quadrature Amplitude Modulation (M-QAM) or N-QAM. That is, when M (or N) is 2, Binary Phase Shift Keying (BPSK) is represented by 2-QAM. When M (or N) is 4, quadrature phase shift keying (QPSK) is represented by 4-QAM. In addition, if M (or N) is 16, 16-QAM, M (or N) is 64, 64-QAM, and if M (or N) is 256, 256-QAM. M and N represent the number of symbols used for modulation.
  • M-QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • N-QAM Binary Phase Shift Keying
  • QPSK quadrature phase shift keying
  • M + M QAM MIMO indicates that the QAM symbols used for MIMO encoding and MIMO decoding use the same M-QAM.
  • M + N QAM MIMO indicates that QAM symbols used for MIMO encoding and MIMO decoding use different M-QAMs and N-QAMs.
  • a channel environment in which transmit / receive paths are independent of each other is referred to as an un-correlated channel, and fully correlated to a channel environment having a high correlation between channels in a transmit / receive path such as a line of sight (LOS) environment. ) Channel.
  • LOS line of sight
  • the MIMO system is designed such that a signal received through the channel satisfies the following conditions.
  • the received signal should be able to represent all original signals.
  • the Euclidean distance means the distance between coordinates on the constellation.
  • the Hamming distance characteristic of the received signal should be good so as to lower the bit error rate.
  • the hamming distance represents the number of bits whose corresponding bit values do not coincide between binary codes having the same number of bits.
  • the present invention first proposes a MIMO encoding method using a MIMO encoding matrix including an encoding parameter (or encoding coefficient) a as shown in Equation 2 below.
  • the received signals 1 (Rx1) and 2 (Rx2) received by the receive antenna 1 and the receive antenna 2 are It is calculated as shown in Equation 3, and in particular, when the MIMO channel is correlated, it is calculated as shown in the last line of Equation 3.
  • S1 and S2 are designed to have different powers, respectively, to secure the toughness.
  • the MIMO encoder can encode input signals such that the input signals S1 and S2 have different powers according to the encoding parameter (or encoding coefficient) a, and that S1 and S2 are received in different distributions even in the correlation channel.
  • the input signals can be separated and recovered even if the receiver experiences a correlation channel. .
  • Equation 4 The MIMO encoding matrix of Equation 2 is expressed as Equation 4 in consideration of the normalization factor.
  • MIMO encoding of a MIMO encoder using a MIMO encoding matrix such as Equation 4 rotates the input signals by an arbitrary angle (theta) that can be represented by the encoding parameter a, such that the cosine and sine components (or real numbers) of the rotated signal
  • the component and the imaginary component may be separated and transmitted to different antennas by assigning +/ ⁇ signs to the separated components, respectively.
  • the MIMO encoder transmits the cosine component of the input signal S1 and the sine component of the input signal S2 to one transmission antenna, and the sine component of the input signal S1 and the -signed cosine component of the input signal S2 to another transmission antenna. Can be encoded.
  • the rotation angle changes according to the change of the encoding parameter a value, and the power (power) distribution between the input signals S1 and S2 varies according to the value and angle of this parameter. Since the changed power distribution can be expressed as the distance between the symbol coordinates in the constellation (that is, Euclidean distance), these encoded input signals are expressed in different constellations even though they undergo the correlating channel at the receiving end. It can be recovered separately.
  • the transmission signals received at the receiving side are represented by identifiable constellations having different Euclidean distances, respectively, so that they can be recovered from the correlation channel.
  • the MIMO encoder can encode the input signal S1 and the input signal S2 into signals having different Euclidean distances according to the value a, and the encoded signals can be received and recovered with constellations identifiable at the receiving end. have.
  • Equation 5 MIMO encoding of the input signal using the above-described MIMO encoding matrix
  • Equation 5 S1 and S2 represent normalized QAM symbols of constellations mapped in the constellation mapper of the MIMO path of the input signal S1 and the input signal S2, respectively.
  • X1 and X2 represent MIMO encoded symbols, respectively.
  • the MIMO encoder applies a matrix such as Equation 5 to the first input signal including the symbols corresponding to S1 and the second input signal including the symbols corresponding to S2 to include the symbols corresponding to X1.
  • Symbols of the transmission signal X2 including symbols corresponding to the first transmission signal and X2 may be output.
  • the MIMO encoder may perform encoding by further adjusting the encoding parameter a value while performing MIMO encoding on the input signals using the MIMO encoding matrix as described above. That is, consideration and adjustment of additional data recovery performance of the MIMO transmission / reception system may be optimized by adjusting the encoding parameter a, which will be described in detail below.
  • a value which is an encoding parameter, can be calculated in consideration of Euclidean distance.
  • the first embodiment of the present invention allows a signal added at the receiving side via an correlating MIMO channel to have a Euclidean distance such as a QAM signal.
  • the first embodiment of the present invention proposes a method of optimizing the value of a so that each symbol has the same Euclidean distance in the symbol constellation of the received signal passing through the correlation channel.
  • the MIMO encoder encodes the input signals using the above-described MIMO matrix
  • the received symbol is represented in the constellation of the received signal (that is, the signal added with the first transmission signal St1 and the second transmission signal St2) that has undergone the correlation channel.
  • the value of a may be expressed as shown in Equation 6 according to a combination of modulation schemes.
  • the distribution and constellation of transmission / reception symbols vary according to the modulation scheme of the received signal and combinations thereof, and the value of a for optimizing Euclidean distance also varies according to the distribution and constellation of symbols. Can be.
  • the MIMO encoding method according to the first embodiment of the present invention exhibits superior SNR performance over the GC scheme or the SM scheme in the correlated MIMO channel.
  • the SNR gain according to the first embodiment of the present invention is higher as the code rate of the outer code is higher.
  • SM cannot decode at all correlation channels at a code rate of 2/5 or higher, and reception of a service is impossible regardless of SNR.
  • the MIMO encoding method according to the first embodiment of the present invention shows the same performance as the SM in the uncorrelated channel, and shows the best performance compared to other schemes. Therefore, the MIMO encoding method according to the first embodiment of the present invention can obtain better performance while using a system having a lower complexity than the GC scheme, and obtain superior performance in the correlation channel compared to the SM scheme of similar complexity. can do.
  • a subset of the GC may be used as the MIMO encoding matrix in the MIMO encoding, in which case the MIMO encoding matrix is represented by Equation (7).
  • Performance is shown to be better than the first embodiment of the present invention when using an encoding matrix such as Equation (7).
  • Second Embodiment MIMO Encoding Method Considering Gray Mapping in addition to Euclidean Distance
  • a MIMO encoding method in which a received signal passing through a correlation channel has gray mapping while a value is set such that Euclidean distance is optimized.
  • the sign of the real and imaginary parts of S2 of the input signals S1 and S2 can be changed according to the value of S1 so as to perform gray mapping at the receiving end.
  • the change of the data value included in S2 may be performed using a method such as Equation 8 below.
  • the MIMO encoder may perform MIMO encoding by changing the sign of the input signal S2 according to the value of S1 while using the MIMO encoding matrix used in the first embodiment.
  • the MIMO encoding matrix is applied to the determined input signal S1 and the input signal S2, and the first transmission signal St1 and The second transmission signal St1 may be output.
  • the XOR operation is performed on the bit values assigned to the real part and the imaginary part of S1 in the input signals S1 and S2, and the sign of the real part and the imaginary part of S2 is determined according to the result.
  • the transmission signal 1 and the transmission signal 2 to which the MIMO encoding matrix is applied to the input signal S1 and the input signal S2 thus processed are transmitted from the transmission antenna 1 and the transmission antenna 2, respectively,
  • the received symbols will have a gray mapping. Therefore, the hamming distance between adjacent symbols in the constellation diagram does not exceed two.
  • the (M * N) -QAM signal (or (M * M) -QAM signal) received at the receiver has a minimum (or equivalent) Euclidean distance and gray mapping, so in the second embodiment, correlation correlated MIMO
  • the same performance as the SIMO method can be expected in the channel.
  • the value of S2 depends on S1 when the ML decoder decodes the received signal and acquires S1 and S2, complexity may increase, and performance may deteriorate due to correlation between input signals in an uncorrelated MIMO channel.
  • Third embodiment MIMO encoding method for setting MIMO encoding parameter in consideration of Hamming distance in addition to Euclidean distance
  • the value of a is set so that the Euclidean distance is optimized in consideration of the hamming distance of the received signal without the entire constellation of the received signal having the minimum Euclidean distance.
  • the third embodiment adjusts the Euclidean distance so that the power difference can compensate for the difference in recovery performance due to the difference in hamming distance.
  • the difference in the number of other bits is twice, and the interval having twice the hamming distance is adjusted more widely for the Euclidean distance to have more power so that the difference in the hamming distance when the received signal is recovered.
  • the deterioration of the performance can be compensated for.
  • the relative Euclidean distance in the received signal in which the two transmission signals St2 and St2 received by the receiver are combined is determined.
  • the MIMO encoder uses the above-described MIMO matrix to perform MIMO encoding such that the power of the input signals are distributed differently so that each has a different size Euclidean distance. That is, in the third embodiment, the MIMO encoder may perform MIMO encoding by calculating and setting the encoding parameter a value such that the power-distributed input signals have a Euclidean distance that compensates for a difference in hamming distance. The value may be expressed by Equation 9 according to a combination of modulation schemes.
  • Equation 9 the value shown in Equation 9 is the case where the constellation mapper performs QAM modulation on the input signals S1 and S2 with QPSK and 16QAM, respectively, and then normalizes the power to 1. Assume If you have not performed normalization, you can modify the value of a accordingly.
  • a value such as 4.0 may be used in addition to the above values. This is due to the characteristic that the added signal can represent both S1 and S2 in the QCK + 16QAM MIMO in the correlation channel.
  • the outer code may use a value of 4.0 or near instead of the value calculated by Equation 9 to compensate for the performance at a high code rate.
  • the second embodiment shows the same performance as SIMO in the correlating MIMO channel, so that there is no performance loss, and the MIMO method in the correlating MIMO channel is obtained. It can improve the disadvantages.
  • input data S1 and S2 are not independent of each other by MIMO encoding, and S2 changes according to S1, so that performance degradation occurs in the uncorrelated channel. Therefore, iterative ML detection may be used to solve a problem in which reception and decoding errors of S1 are reflected in S2 to cause additional errors in decoding errors of S2.
  • Iterative ML detection includes an outer code in an iterative loop, and converts the soft posterior probability value of S1 output from the outer code into the ML detector's prior probability value. By reducing the S1 detection error, the detection error of S1 is applied to the S2 detection.
  • the MIMO encoding method of the second embodiment can be used to represent the performance of the SIMO system in the correlated MIMO channel and the performance of the SM scheme in the uncorrelated MIMO channel.
  • the MIMO encoding method of the third embodiment is designed such that the received signal received through the correlated MIMO channel considers both the Hamming distance and the Euclidean distance. Therefore, it is confirmed that not only has good performance in the correlation correlated MIMO channel, but also the gain of the MIMO transmission / reception can be used because there is no performance loss in the uncorrelated MIMO channel compared to the SM scheme. In this case, the complexity of the receiver has a similar complexity to that of the SM scheme, which is advantageous in the implementation of the receiver.
  • the demuxes 131300-0, 131300-1, and 132300 in the BICM module of FIG. 17 arrange data so as to reduce the difference in robustness that occurs after symbol mapping and determine the number of bits transmitted per carrier.
  • the demuxes 131300-0, 131300-1, and 132300 are referred to as bit-cell demux for convenience of description.
  • the bit-cell demux of the present invention is used to optimize the error correction capability of the LDPC by appropriately placing different reliability caused by QAM modulation in the LDPC codeword.
  • LDPC coding is a linear error correcting code (linear error correcting code) as one of error correction coding methods for transmitting information with a minimum probability of information loss.
  • the LDPC block may be represented by parameters represented by N and K, where N represents a block length (# bits) and K represents a number of encoded information bits included in one LDPC block.
  • the amount of data that one LDPC block can transmit may be determined according to the size and code rate of the LDPC parity region.
  • the code rate applicable in the present invention may be one of 1/4, 2/5, 3/5, 1/2, 4/5, 1/3, 2/3, 3/4, 5/6. have.
  • the length of the LDPC block may be one of 16200 bits (or 16K) and 64800 bits (or 64K).
  • the LDPC codeword bits output from the FEC encoder are input to the bit interleaver, and the bit interleaver performs interleaving bit by bit in the LDPC block and outputs the bit-cell demux.
  • the bit-cell demux separates the input LDPC codeword bit stream into a plurality of bit streams.
  • the LDPC block length is 16800, and a modulation format used for symbol mapping is divided into two if QPSK, eight for 16QAM, 12 for 64QAM, and eight bit streams for 256QAM.
  • the number of sub-streams is 2, 8 for 16QAM, 12 for 64QAM, and 8 for 256QAM. If 256QAM, eight bits are in one bit group.
  • the order of output from the bit-cell demux may vary according to a predetermined condition or a reliability arrangement method. That is, the order of bits output from the bit-cell demux varies according to the arrangement of the reliability, the code rate, and the modulation method that appear when the corresponding bit group is mapped to the QAM symbol.
  • demultiplexing is to map the bit interleaved input bits, v di, to output bits, b e, do .
  • v di is the input of the bit-cell demux and di is the input bit number.
  • b e, do is the output of the bit-cell demux and do is the bit number of the given stream at the output of the bit-cell demux.
  • 20A to 20E show examples of output order of bit-cell demux according to each code rate when the LDPC block length is 16800 and the modulation format to be used for symbol mapping is 256QAM. If the modulation format is 256QAM, 8-bit units are mapped to one symbol.
  • FIG. 20 (a) shows the output order of bit-cell demux when the code rate is 1/4
  • the present invention uses the demux method as shown in FIG. 20 (a) as Type 1-1 of 256QAM. Let's do it. That is, in the case of type 1-1, when the bit interleaved input bits are input of bit-cell demux in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, 5 in the bit-cell demux Output is in the order of 3,2,7,1,6,4,0.
  • the constellation mapper performs symbol mapping in the order of output from the bit-cell demux.
  • a reliability array of C, B, B, D, A, D, C, A from the first bit to the last bit of the LDPC codeword is obtained.
  • A, B, C, and D represent reliability when bits of the corresponding bit group output from the bit-cell demux are mapped to QAM symbols. Reliability is high in the order of A> B> C> D.
  • FIG. 20 (b) shows the output order of the bit-cell demux when the code rates are 2/5 and 3/5, and the present invention uses the demux method as shown in FIG. Let 1-2 be called. That is, in the case of type 1-2, when the bit interleaved input bits are input to the bit-cell demux in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the bit-cell demux is 5, The outputs are in the order of 1,0,7,3,6,4,2.
  • the constellation mapper performs symbol mapping in the order of output from the bit-cell demux. In this case, a reliability array of C, A, A, D, B, D, C, and B is obtained from the first bit to the last bit of the LDPC codeword.
  • (C) of FIG. 20 shows the output order of bit-cell demux when the code rate is 1/2.
  • the present invention uses the type 1-3 of 256QAM as the demux method of FIG. 20 (c). Let's do it. That is, in the case of type 1-3, when the bit interleaved input bits are input to the bit-cell demux in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the bit-cell demux is 7, Output is in the order of 3,1,6,5,2,4,0.
  • the constellation mapper performs symbol mapping in the order of output from the bit-cell demux. In this case, a reliability array of D, B, A, D, C, B, C, A from the first bit to the last bit of the LDPC codeword is obtained.
  • FIG. 20 (d) shows the output order of bit-cell demux when the code rate is 4/5
  • the present invention uses the demux method as shown in FIG. 20 (d) as Type 1-4 of 256QAM. Let's do it. That is, in the case of Type 1-4, when the bit interleaved input bits are input to the bit-cell demux in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the bit-cell demux is 3, Output is in the order 2,1,5,7,6,4,0.
  • the constellation mapper performs symbol mapping in the order of output from the bit-cell demux. In this case, a reliability array of B, B, A, C, D, D, C, A from the first bit to the last bit of the LDPC codeword is obtained.
  • Figure 20 (e) shows the output order of the bit-cell demux when the code rate is 1 / 3.2 / 3,3 / 4,5 / 6, the present invention is the same as the (e) of FIG.
  • the mux method is referred to as type 1-5 of 256QAM. That is, in the case of Type 1-5, when the bit interleaved input bits are input to the bit-cell demux in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the bit-cell demux is 7, Output is in the order of 3,1,5,2,6,4,0.
  • the constellation mapper performs symbol mapping in the order of output from the bit-cell demux. In this case, a reliability array of D, B, A, C, B, D, C, A from the first bit to the last bit of the LDPC codeword is obtained.
  • FIG. 21 illustrates an example of mapping relationship between an input bit and an output bit of a bit-cell demux according to the demux type of FIG. 20.
  • bits b0, b2, b4, b6 of (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) corresponding to the QAM symbol bits determine the sign and size of the real part.
  • bit-cell demux behaves like a type 1-1 of 256QAM
  • the bit reordering in the bit-cell demux causes the last bit (v7) in one substream to be the sign bit of the real part
  • the fifth bit v4 is assigned to the sign bits b1,0 of the imaginary part.
  • the third, seventh, and sixth bits (v2, v6, v5) are sequentially allocated to the magnitude bits (b2, 0, b4, 0, b6, 0) of the real part, and the second, first, and fourth bits.
  • v1, v0, v3) are sequentially assigned to the size bits (b3,0, b5,0, b7,0) of the imaginary part.
  • mapping methods of the remaining types namely, type 1-2 to type 1-5, may be referred to the description of type 1-1, detailed description thereof will be omitted.
  • FIG. 22 (a) shows the output order of bit-cell demux when the code rates are 1/4, 1/3, 2/5, 3/5, and the present invention is shown in FIG.
  • the same demux method will be referred to as type 2-1 of 256QAM. That is, in the type 2-1, when the bit interleaved input bits are input to the bit-cell demux in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the bit-cell demux is 5, It is output in the order of 1,3,7,0,6,4,2.
  • the constellation mapper performs symbol mapping in the order of output from the bit-cell demux. In this case, a reliability array of C, A, B, D, A, D, C, and B is obtained from the first bit to the last bit of the LDPC codeword.
  • FIG. 22 shows the output order of the bit-cell demux when the code rates are 1/2, 2/3, and 4/5, and the present invention provides a demux method as shown in FIG. 22 (b).
  • type 2-2 of 256QAM if the bit interleaved input bits are input to the bit-cell demux in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the bit-cell demux is 7, Output is in the order of 3,1,6,2,5,4,0.
  • the constellation mapper performs symbol mapping in the order of output from the bit-cell demux. In this case, a reliability array of D, B, A, D, B, C, C, A from the first bit to the last bit of the LDPC codeword is obtained.
  • FIG. 22 (c) shows the output order of bit-cell demux when the code rates are 1/4, 1/3, 2/3, 4/5, 3/4, 5/6, and the present invention.
  • the demux method as shown in FIG. 22 (c) will be referred to as type 2-3 of 256QAM. That is, in the case of type 2-3, when the bit interleaved input bits are input to the bit-cell demux in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the bit-cell demux is 7, Output is in the order of 3,1,5,2,6,4,0.
  • the constellation mapper performs symbol mapping in the order of output from the bit-cell demux. In this case, a reliability array of D, B, A, C, B, D, C, and A is obtained from the first bit to the last bit of one LDPC code word.
  • the number of bit-cell demuxes can be reduced compared to FIG. 20, thereby reducing the complexity of the system.
  • FIG. 23 illustrates an example of mapping relationship between an input bit and an output bit of a bit-cell demux according to the demux type of FIG. 22.
  • bit-cell demux operates in the same way as Type 2-1 of 256QAM
  • the constellation mapper uses bit rearrangement of bit-cell demux, so that bit 5 in the sub-stream (v4) is the sign bit of the real part ( b0,0, and the second bit v1 is assigned to the sign bits b1,0 of the imaginary part.
  • the eighth, seventh, and sixth bits (v7, v6, v5) are sequentially assigned to the magnitude bits (b2, 0, b4, 0, b6, 0) of the real part, and the third, first, and fourth bits.
  • v2, v0, v3 are sequentially assigned to the size bits (b3, 0, b5, 0, b7, 0) of the imaginary part.
  • mapping methods of the remaining types namely, type 2-2 and type 2-3, may be referred to the description of type 2-1, detailed description thereof will be omitted.
  • FIG. 24 show other embodiments of the output order of bit-cell demux according to each code rate when the LDPC block length is 16800 and the modulation format to be used for symbol mapping is 256QAM. have.
  • Figure 24 (a) shows the output sequence of the bit-cell demux when the code rate is 2/5, 3/5
  • the present invention is a 256QAM type of the demux method as shown in Figure 24 (a)
  • This is referred to as 3-1. That is, in the case of type 3-1, when the bit interleaved input bits are input to the bit-cell demux in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the bit-cell demux is 5, The outputs are in the order of 1,0,7,3,6,4,2.
  • the constellation mapper performs symbol mapping in the order of output from the bit-cell demux. In this case, a reliability array of C, A, A, D, B, D, C, and B is obtained from the first bit to the last bit of the LDPC codeword.
  • FIG. 24 (b) shows the output order of the bit-cell demux when the code rate is 1/2.
  • the present invention uses the demux method as shown in FIG. 24 (b) as type 3-2 of 256QAM. Let's do it. That is, in the case of type 3-2, when the bit interleaved input bits are input to the bit-cell demux in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the bit-cell demux is 7, Output is in the order of 3,1,6,5,2,4,0.
  • the constellation mapper performs symbol mapping in the order of output from the bit-cell demux. In this case, a reliability array of D, B, A, D, C, B, C, A from the first bit to the last bit of the LDPC codeword is obtained.
  • FIG. 24 (c) shows the output order of bit-cell demux when the code rates are 1/4, 1/3, 2/3, 4/5, 3/4, 5/6, and the present invention.
  • the demux method as shown in FIG. 24 (c) will be referred to as type 3-3 of 256QAM.
  • Type 3-3 performs demultiplexing in the same manner as type 2-3. Therefore, type 3-3 may be referred to as type 2-3.
  • the number of bit-cell demuxes can be reduced compared to FIG. 20, thereby reducing the complexity of the system.
  • FIG. 25 (a) to (c) illustrate embodiments of output order of bit-cell demux according to each code rate when the LDPC block length is 16800 and the modulation format to be used for symbol mapping is 64QAM.
  • the modulation format is 64QAM, 6-bit units are mapped to one symbol.
  • FIG. 25 (a) shows the output order of bit-cell demux when the code rates are 2/5 and 3/5, and the present invention uses the demux method of 64QAM as shown in FIG. 25 (a). 2-1. That is, in the case of Type 2-1 of 64QAM, when the bit interleaved input bits are input as bit-cell demux in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11 In the bit-cell demux, 5, 6, 1, 7, 9, 11, 3, 8, 10, 4, 2, and 0 are output. The constellation mapper performs symbol mapping in the order of output from the bit-cell demux.
  • FIG. 25 (b) shows the output order of the bit-cell demux when the code rate is 1/2.
  • the present invention uses the demux method of FIG. 25 (b) as type 2-2 of 64QAM. Let's do it. That is, in the case of Type 2-2 of 64QAM, when the bit interleaved input bits are input as bit-cell demux in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11 In the bit-cell demux, 5, 11, 7, 1, 8, 10, 4, 9, 6, 2, 3, and 0 are output.
  • the constellation mapper performs symbol mapping in the order of output from the bit-cell demux. In this case, a reliability array of C, C, A, A, B, C, C, B, A, B, B, A from the first bit to the last bit of the LDPC codeword is obtained.
  • FIG. 25C shows the output order of bit-cell demux when the code rate is 1/4, 1/3, 2/3, 4/5, 3/4, 5/6.
  • the demux method as shown in FIG. 25 (c) will be referred to as type 2-3 of 64QAM. That is, in the case of Type 2-3 of 64QAM, if the bit interleaved input bits are input as bit-cell demux in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11 In the bit-cell demux, 11,7,3,10,6,2,9,5,1,8,4,0 are output.
  • the constellation mapper performs symbol mapping in the order of output from the bit-cell demux. In this case, a reliability array of C, A, B, C, A, B, B, C, A, B, C, A from the first bit to the last bit of the LDPC codeword is obtained.
  • 26 (a) and 26 (b) show embodiments of output order of bit-cell demux according to each code rate when the LDPC block length is 16800 and the modulation format to be used for symbol mapping is 16QAM.
  • Figure 26 (a) shows the output order of the bit-cell demux when the code rate is 1/2
  • the present invention is a type 2-2 of 16QAM as the demux method of Figure 26 (a) Let's do it. That is, in the type 2-2, when the bit interleaved input bits are input to the bit-cell demux in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the bit-cell demux is 3, The output is in the order of 1,5,7,6,4,2,0.
  • the constellation mapper performs symbol mapping in the order of output from the bit-cell demux. In this case, a reliability array of B, A, A, B, B, A, B, A from the first bit to the last bit of the LDPC codeword is obtained.
  • FIG. 26B shows the bit-cell demux when the code rates are 1/4, 1/3, 2/5, 3/5, 2/3, 4/5, 3/4, 5/6.
  • the output order is shown.
  • the demux method as shown in FIG. 26 (b) will be referred to as type 2-3 of 16QAM. That is, in the case of type 2-3, when the bit interleaved input bits are input to the bit-cell demux in the order of 0,1,2,3,4,5,6,7, the bit-cell demux is 7, Output is in the order of 1,4,2,5,3,6,0.
  • the constellation mapper performs symbol mapping in the order of output from the bit-cell demux. In this case, a reliability array of B, A, A, B, A, B, B, A from the first bit to the last bit of the LDPC codeword is obtained.
  • the demux type may vary depending on, for example, a symbol mapping method or a code rate of error correction encoding.
  • different demux types may be used depending on the symbol mapping scheme, code rate, and reliability arrangement illustrated.
  • the bit rearrangement is performed according to the modulation format and the code rate in the bit-cell demux, and after the symbol mapping is performed according to the modulation format in the constellation mapper, the transmitted signal is an LDPC codeword in the cell-bit mux of the receiver. Obtain the original array of and output it to the FEC decoder.
  • FIG. 27 is a block diagram showing an embodiment of a broadcast signal receiving apparatus (or broadcast signal receiver or receiver) according to the present invention.
  • the broadcast signal receiving apparatus may include an OFDM demodulator 138100, a frame demapper 138200, a BICM decoder 138300, and an output processor 138300.
  • the frame demapper 138200 may also be referred to as a frame parser.
  • the OFDM demodulator 138100 converts signals in a time domain, which are received by a plurality of receiving antennas and are digitally converted, into signals in a frequency domain.
  • the frame demapper 138200 outputs PLPs for a required service among signals converted into a frequency domain.
  • the BICM decoder 138300 corrects an error caused by a transport channel, and the output processor 138300 performs processes necessary to generate an output TS or an IP or GS stream.
  • the OFDM demodulator of FIG. 28 is an embodiment of an OFDM demodulator 138100 of a broadcast signal receiving apparatus according to the present invention.
  • the OFDM demodulator of FIG. 28 is an OFDM demodulator that performs a reverse process of the OFDM generator of FIG. 19.
  • two reception antennas Rx1 and Rx2 are used to receive a broadcast signal transmitted through MIMO or MISO.
  • a polarity multiplexing MIMO scheme is used.
  • the OFDM demodulator 138100 of FIG. 28 includes a first receiver for OFDM demodulating a signal received through a first receiving antenna Rx1 and a second receiver for OFDM demodulating a signal received through a second receiving antenna Rx2. do.
  • the first receiver includes a tuner 139000-0, an ADC 139100-0, a P1 symbol detector 139200-0, an AP1 symbol detector 139250-0, a time / frequency synchronizer 139300-0, and a GI canceller.
  • the method includes a (139400-0), an FFT module (139500-0), and a channel estimator (139600-0).
  • the second receiver includes a tuner 139000-1, an ADC 139100-1, a P1 symbol detector 139200-1, an AP1 symbol detector 139250-1, a time / frequency synchronizer 139300-1, and a GI canceller.
  • the processor 139400-1, the FFT module 139500-1, and the channel estimator 139600-1 are included.
  • the OFDM demodulator further includes a MISO decoder 139700 at the output of the first and second receivers.
  • the MISO decoder 139700 may also be referred to as an MISO processor.
  • the present invention will be described in detail with respect to the blocks of the first receiver. Since the operation of each block of the second receiver is the same as the operation of the same block of the first receiver, a detailed description of the second receiver will be omitted.
  • the tuner 139000-0 of the first receiver may select only signals of a desired frequency band.
  • the tuner 139000-0 has a frequency hopping (FH) function to be applied to a TFS system.
  • the ADC 139100-0 converts an analog broadcast signal input through a first path (eg, V-path) into a digital broadcast signal.
  • the P1 symbol detector (139200-0) detects a P1 symbol from a digital broadcast signal and finds out what frame configuration the currently received signal has using the P1 signaling information transmitted as the P1 symbol.
  • the AP1 symbol detector 139250-0 detects and decodes an AP1 symbol that transmits AP1 signaling information among digital broadcast signals to obtain pilot pattern information of a current signal frame.
  • the detection and decoding of the P1 symbol and the AP1 symbol may be performed by the P1 symbol detector 139200-0, in which case the AP1 symbol detector 139250-0 is omitted.
  • the time / frequency synchronization unit 139300-0 performs GI extraction, time synchronization, and carrier frequency synchronization using at least one of the P1 signaling information and the AP1 signaling information.
  • the GI remover 139400-0 removes the GI from the synchronized signal, and the FFT module 139500-0 converts the GI-removed signal into a signal in the frequency domain.
  • the channel estimator 139600-0 estimates a transmission channel from a transmission antenna to a reception antenna using a pilot signal inserted in a signal in a frequency domain.
  • the channel estimator 139600-0 may perform channel equalization to compensate for distortion of a transmission channel based on the estimated transmission channel. Channel equalization is optional.
  • the MISO decoder 139700 performs MISO decoding on the data output from the channel estimator 139600-0.
  • the MISO decoder 139700 of the present invention may perform four operations when MISO decoding is performed on MISO PLP data and L1 signaling data. Each operation is described below.
  • the MISO decoder 139700 when the MISO decoder 139700 does not perform channel equalization with respect to the MISO PLP in the channel estimators 139600-0 and 139600-1 included in the first receiver and the second receiver, the MISO decoder 139700 performs a channel for all transmittable reference points. After applying the effect of the estimation, the LLR value can be calculated. Therefore, the same effect as that of channel equalization can be obtained.
  • the MISO decoder 139700 may perform the following operations according to the operation of the constellation mapper included in the BICM module of the broadcast signal transmitter. For example, when the constellation is rotated by an angle in the constellation mapper and only the Q-phase component of the constellation is delayed to an arbitrary value, the MISO decoder 139700 delays only the I-phase component of the constellation to an arbitrary value. 2D-LLR value can be calculated by considering the rotation angle of constellation.
  • the MISO decoder 139700 may adjust the 2-D LLR value based on the normal QAM. Can be calculated
  • the MISO decoder 139700 may select the MISO decoding matrix and perform MISO decoding so that an inverse process may be performed according to the MISO encoding matrix used in the MISO encoder included in the OFMD generator described with reference to FIG. 19.
  • the MISO decoder 139700 may combine MISO PLP data input through two reception antennas.
  • the signal combining method according to the present invention may include maximum ratio combining, equal gain combining, selective combining, and the like. In this case, the MISO decoder 139700 may maximize the SNR of the combined signal to obtain a diversity effect.
  • the MISO decoder 139700 may perform MISO decoding on one signal on which signal combining is performed, and may combine MISO decoded signals after performing MISO decoding on two antenna inputs.
  • the MISO decoder 139700 may perform MIMO decoding on MIMO PLP data input through the first path and the second path. In this case, the same operations as the above-described MISO decoding may be performed, but the last of four operations, that is, the signal combining operation, is not performed.
  • FIG. 29 illustrates an embodiment of any one of the P1 symbol detectors 139200-0 and 139200-1.
  • the P1 symbol detectors 139200-0 and 139200-1 are also referred to as C-A-B preamble detectors.
  • the present invention describes the P1 detector 139200-0 of the first receiver as an embodiment.
  • the P1 detector 139200-1 of the second receiver follows an operation description of the P1 detector 139200-0 of the first receiver.
  • the signals digitally converted by the respective ADCs 139100-0 are input to the down shifter 139801, the first conjugator 139803, and the second delayer 139806 of the P1 symbol detector 139200-0. do.
  • the down shifter 139801 is connected to an input signal. Inverse modulation is performed by multiplying the values. When the inverse modulation is performed in the down shifter 139801, the frequency shifted input signal is restored to the original signal. The inversely modulated signal is output to the first delayer (139802) and the second conjugator (139807).
  • the first delayer 139802 delays the inversely modulated signal by the length T C of the C part and outputs the delayed signal to the first condenser 139803.
  • the first conjugator 139803 complex-conjugates the signal delayed by the length T C of the C part, and then multiplies the signal by the input signal to output the first filter 139804.
  • the third delayer 139805 delays the filtered signal by the length T A of the A part (that is, the effective symbol) and outputs the delayed signal to the multiplier 139809.
  • the second delay unit 139806 delays the input signal by the length T B of the B part and outputs the delayed signal to the second conjugator 139807.
  • the second conjugator 139807 complex-conjugates the signal delayed by the length T B of the B part, and then multiplies the signal by the inversely modulated signal to output the second filter 139808.
  • the multiplier 139809 multiplies the output of the second filter 139809 by a signal delayed by the length T A of the A part. By doing so, the P1 symbol can be detected from each signal frame of the received broadcast signal.
  • the length of C (T C), the length (T B) of B can be obtained by applying the equation (1).
  • the AP1 symbol detectors 139250-0 and 139250-1 may also be referred to as F-D-E preamble detectors.
  • the present invention describes the AP1 detector 139250-0 of the first receiver in one embodiment.
  • the AP1 detector 139250-1 of the second receiver follows an operation description of the AP1 detector 139250-0 of the first receiver.
  • the signal digitally converted by the ADC 139100-0 or the signal output from the P1 symbol detector 139200-0 may be an up shifter 139901 or a first conjugator 139903 of the AP1 symbol detector 139250-0. ), And to the second delayer 139906.
  • the up shifter 139901 is connected to an input signal. Inverse modulation is performed by multiplying the values. When inverse modulation is performed in the up shifter 139901, the frequency shifted input signal is restored to the original signal. That is, the upshifter 139901 of FIG. 30 has the same structure as the downshifter 139801 of the P1 symbol detector 139200-0, except that the frequency direction of inverse modulation is reversed. The inversely modulated signal from the up shifter 139901 is output to the first delay unit 139902 and the second conjugator 139907.
  • the first delay unit 139902 delays the inversely modulated signal by the length T F of the F part and outputs the delayed signal to the first conjugator 139903.
  • the first conjugator 139903 complex-conjugates the signal delayed by the length T F of the F part, and then multiplies the signal by the input signal and outputs the multiplied signal to the first filter 139904.
  • the third delayer 139905 delays the filtered signal by the length T D of the D part (that is, the effective symbol) and outputs the delayed signal to the multiplier 139909.
  • the second delayer 139906 delays the input signal by the length T E of the E part and outputs the delayed signal to the second conjugator 139907.
  • the second conjugator 139907 complex-conjugates the signal delayed by the length T E of the E part, and then multiplies the signal by the inversely modulated signal and outputs the signal to the second filter 139908.
  • the multiplier 139909 multiplies the output of the second filter 139909 by a signal delayed by the length T D of the D part. In this way, the AP1 symbol can be detected from each signal frame of the received broadcast signal.
  • the length T F and the length T E of F can be obtained by applying Equation 1 above.
  • FIG. 31 illustrates an embodiment of the frame demapper 138200 of the apparatus for receiving broadcast signals according to the present invention, and is suitable for processing the output of the OFDM demodulator of FIG.
  • the frame demapper 138200 performs an inverse process of the frame builder 100300 of the apparatus for transmitting broadcast signals of FIG. 18.
  • the frame demapper of FIG. 31 includes a first frame demapping block 140100 for processing data input through a first path and a second frame demapping block 140200 for processing data input through a second path. It may include.
  • the first frame demapping block 140100 includes a first frequency deinterleaver 140101, a first cell demapper 140102, a first combiner 140103, a second combiner 140104, and a third combiner 140105.
  • the second frame demapping block 140200 may include a second frequency deinterleaver 140201 and a second cell demapper 140202.
  • first frequency deinterleaver 140101 and the first cell demapper 140102 and the second frequency deinterleaver 140201 and the second cell demapper 140202 may operate the same for the first path and the second path. Can operate independently.
  • the first frequency deinterleaver 140101 and the second frequency deinterleaver 140201 may perform deinterleaving on a cell-by-cell basis in the frequency domain for data input through the first path and the second path, respectively.
  • the first cell demapper 140102 and the second cell demapper 140202 may extract common PLP data, PLP data, and L1 signaling data on a cell basis from the deinterleaved data.
  • the extracted PLP data may include MISO decoded MISO PLP data and MIMO decoded MIMO PLP data
  • the extracted L1 signaling data may include information about a current transport frame and a next transport frame. Also, if subslicing is performed on the PLP data at the transmitter, the sub-slice processors of the first cell demapper 140102 and the second cell demapper 140202 may merge the sliced PLP data to generate one stream. have.
  • the first combiner 140103 may perform signal combining of the MISO decoded MISO PLP data when the MISO decoder of the OFDM modulator does not perform signal combining on the MISO decoded MISO PLP data.
  • the second combiner 140104 and the third combiner 140105 perform the same functions as the first combiner 140103 except that operations are performed on the L1-pre signaling data and the L1-post signaling data, respectively.
  • MISO PLP data, MIMO PLP data, and signaling data which are frame demapping data, that is, data output through a first path, are input to a BICM decoder through a path from SRx_k to SRx_post, MIMO PLP data output through the second path is input to the BICM decoder in a path from SRx_m + 1 to SRx_n + 1.
  • the BICM decoder 32 is an embodiment of a BICM decoder of a broadcast signal receiving apparatus according to the present invention, and is suitable for processing an output of the frame demapper of FIG.
  • the BICM decoder performs an inverse process of the BICM module of the broadcast signal transmitting apparatus of FIG. 17.
  • the BICM decoder of FIG. 32 includes a first BICM decoding block 150100 that receives MISO PLP data through one path SRx_k and processes MIMO PLP data through two paths SRx_m and SRx_m + 1.
  • the third BICM decoding block 150500 also includes a first decoding block for processing L1-pre signaling data and a second decoding block for processing L1-post signaling data.
  • the MISO PLP data and the L1 signaling data are MISO decoded and input by the OFDM demodulator of FIG. 31, and the MIMO PLP data is MIMO decoded by the BICM decoder of FIG. 32.
  • the BICM decoder of the present invention can apply the MISO method independently to the data input from each path, and can apply the MIMO method.
  • the first BICM decoding block 150100 includes a time deinterleaver 150101, a cell deinterleaver 150102, a constellation demapper 150103, a mux 150104, a bit deinterleaver 150105, and an FEC decoder 150106. It may include.
  • the time deinterleaver 150101 performs time-domain deinterleaving on the MISO-decoded data input by the OFDM modulator to restore the original position, and the cell deinterleaver 150102 performs a cell unit on the time deinterleaved data. Deinterleaving may be performed.
  • the constellation demapper 150103 may perform the following functions according to the operation of the MISO decoder 139700 of the OFDM demodulator.
  • the constellation demapper 150103 may calculate an LLR value. Specifically, it is as follows. When the constellation rotation and the Q-phase component delay are performed in the constellation mapper included in the BICM module of the broadcast signal transmitting apparatus shown in FIG. 17, the constellation demapper 150103 delays the I-phase component and then LLR. The value can be calculated. If the constellation rotation and the Q-phase component delay are not performed in the constellation mapper included in the BICM module of the broadcast signal transmitter, the constellation demapper 150103 may calculate the LLR value based on the normal QAM.
  • the method of calculating the LLR value may include a method of calculating a 2-D LLR and a method of calculating a 1-D LLR value.
  • a method of calculating a 2-D LLR may be performed to reduce the complexity of the LLR calculation.
  • the mux 150104 may restore the demapped data in the form of a bit stream. That is, the mux 150104 restores the original order when the output order of the bits in the demux on the transmitting side is adjusted and transmitted.
  • the bit deinterleaver 150105 performs deinterleaving on the input bit stream in units of bits, and the FEC decoder 150106 performs FEC decoding on the data on which bit deinterleaving is performed to correct an error on a transmission channel to correct MISO. Output PLP data.
  • an LDPC decoding and / or BCH decoding method is used as a decoding method.
  • the second BICM decoding block 150300 may include a first time deinterleaver 150301 and a second time deinterleaver 150401, a first cell deinterleaver 150302, a second cell deinterleaver 150402, and a first constellation D.
  • the mapper 150303 and the second constellation demapper 150403, the mux 150305, the bit deinterleaver 150306, and the FEC decoder 150307 may be included.
  • the first time deinterleaver 150301 and the second time deinterleaver 150401 may perform deinterleaving of the input data on a cell-by-cell basis in order to restore the original data in the original data order.
  • the first cell deinterleaver 150302 and the second cell deinterleaver 150402 perform cell deinterleaving only for data corresponding to half the size of a cell included in one FEC block among data input through each path. Can be done.
  • cell deinterleaving by the first cell deinterleaver 150301 and the second cell deinterleaver 150402 may have the same effect as the deinterleaving of the MISO cell deinterleaver 150102 using one FEC block. .
  • the MIMO decoder 150303 performs MIMO decoding on data output from the first and second cell deinterleavers 150302 and 150402.
  • the MIMO decoder 150303 may perform the fourth operation of the four operations of the MISO decoder 139700 of the OFDM demodulator of FIG. 28, ie, other operations except the signal combining operation, in the same manner as the MISO decoder 139700.
  • the MIMO decoder 150303 may perform decoding using the MIMO encoding matrixes of the first to third embodiments described above.
  • the first constellation demapper 150304, the second constellation demapper 150404, the mux 150305, the bit deinterleaver 150306, and the FEC decoder 150307 are identical to those of the first BICM decoding block 150100 described above. Refer to the operation description of the block.
  • the third BICM decoding block 150500 includes a first decoding block for processing L1-pre signaling data and a second decoding block for processing L1-post signaling data.
  • the L1-pre signaling data and the L1-post signaling data are MISO decoded by the MISO decoder 139700 of the OFDM demodulator of FIG. 28 and input.
  • the first decoding block includes a time deinterleaver 150501, a cell deinterleaver 150502, a constellation demapper 150503, and an FEC decoder 150504, and the second decoding block includes a time deinterleaver 150601, a cell deinterleaver. It may include an interleaver 150602, a constellation demapper 150603, a mux 150604, a bit deinterleaver 150605, and an FEC decoder 150606.
  • the FEC decoders 150504 and 150606 perform FEC decoding after de-shortening and de-puncturing the input data.
  • the first BICM decoding block 150100 outputs BICM decoded MISO PLP data
  • the second BICM decoding block 150300 outputs BICM decoded MIMO PLP data to an output processor.
  • the L1-pre signaling data processed by BICM in the first decoding block of the third BICM decoding block 150500 and the L1-post signaling data processed by the BICM decoding in the second decoding block are also output to the output processor.
  • the MIMO decoder 150303 is located between the first and second cell deinterleavers 150302 and 150402 and the first and second constellation demappers 150304 and 150404.
  • the MIMO decoder of the second BICM decoding block 150300 may be located in front of the first and second time deinterleavers 150301 and 150401.
  • 33 is a view illustrating an output processor 138300 of a broadcast signal receiving apparatus according to the present invention.
  • FIG 33 illustrates an embodiment of the output processor 138300 when there is only one output stream (or one PLP input), which performs the reverse process of the input processor 100100 and the input pre-processor 100000. In one embodiment.
  • the output processor 138300 may include a BB descrambler 190100, a padding remover 190200, a CRC-8 decoder 190300, and a BB frame processor 190400.
  • the BB descrambler 190100 descrambles the input bit stream. That is, the BB descrambler 190100 descrambles the bit stream and the input bit stream generated in the same manner as the PRBS processed by the BB scrambler 110500 of FIG. 14.
  • the padding remover 190200 removes the padding bit inserted in the broadcast signal transmission apparatus as necessary.
  • the CRC-8 decoder 190300 performs CRC decoding on the input bit stream, and the BB frame processor 190400 decodes information included in a BB frame header and then uses TS / IP using the decoded information. / GS Restore and output the stream.
  • 34 is yet another embodiment of an output processor 138300 of the apparatus for receiving broadcast signals according to the present invention.
  • FIG. 34 illustrates an embodiment of an output processor 138300 when there are a plurality of output streams, that is, a plurality of PLPs.
  • the output processor 138300 of FIG. 34 is suitable for configuring one service by extracting components from each PLP when the components constituting the service are received by different PLPs.
  • the output processor of FIG. 34 includes n + 1 BB descramblers 193100-0 through n, n + 1 padding removers 193200-0 through n, and n + 1 CRC-8 for processing n PLPs.
  • the CRC-8 decoders 193300-0-n and n + 1 null packet inserters 193600-0-n are omitted in the block diagram of FIG. 34. Or bypass the blocks. For example, since the IP packet is reproduced buffered according to the time stamp at the receiver, there is no need to delay data at the transmitter and no addition / deletion of null packets is required.
  • the BB descramblers 193100-0 to n, the padding removers 193200-0 to n, the CRC-8 decoders 193300-0 to n, and the BB frame processors 193400-0 to n Each operation of) is the same as the operation of the corresponding block of FIG. 33, and the description of FIG. 33 will be referred to and will be omitted here. In FIG. 34, a portion different from that of FIG. 33 will be described.
  • the de-jitter buffers 193500-0 to n compensate for a delay arbitrarily inserted in a transmission terminal according to a time to output parameter (TTO) for sinking a plurality of PLPs.
  • TTO time to output parameter
  • the null packet inserters 193600-0 to n insert the null packet removed at the transmitter by referring to the deleted null packet (DNP) information indicating the number of deleted null packets at a corresponding position of the TS.
  • the TS clock regenerator 193800 may restore detailed time synchronization of the output packet based on an input stream time reference (ISCR).
  • the TS recombiner 193900 is also referred to as TS merger, and restores the recovered common PLP and data PLPs to the original TS or IP stream or GS stream.
  • the TTO, DNP, and ISCR information are all included in the BB frame header and transmitted.
  • the in-band signaling decoders 193700-m to n restore and output in-band signaling information transmitted through the data PLP.
  • a single service is configured as a common PLP, a video component PLP, an audio component PLP, and a data component PLP through the input pre-processor 100000 and the input processor 100100 of the transmitter as shown in FIG.
  • the de-jitter buffers 193500-0 to n of FIG. 34 output the plurality of PLPs to the null packet inserters 193600-0 to n, as shown in FIG. 9B, and the null packet inserter. (193600-0 ⁇ n) inserts the null packet removed from the transmitter by referring to the DNP information at the corresponding position of the TS.
  • the TS combiner 193900 merges valid packets of the common TS, the video component TS, the audio component TS, and the data component TS the TS constituting one service is output as shown in FIG.
  • the output processor of the present invention may further include an L1 signaling decoder.
  • the L1 signaling decoder may further include first and second BB descramblers.
  • the first BB descrambler descrambles the L1-pre signaling information output from the FEC decoder 150504 of the third BICM decoding module 150500
  • the second BB descrambler decodes the third BICM decoding module 150500.
  • the descrambled L1-post signaling information output from the FEC decoder 150606 is output to the L1 signaling decoder. That is, the first and second BB descramblers XOR the bit stream and the input bit stream generated in the same manner as the PRBS processed by the first and second BB scramblers of the transmitter to perform descrambling.
  • the L1 signaling decoder decodes the descrambled L1-pre signaling data and L1-post signaling data to restore L1 signaling information.
  • the recovered L1 signaling information includes L1-pre signaling information and L1-post signaling information.
  • the L1-post signaling information includes configurable L1-post signaling information and dynamic L1-post signaling information.
  • the L1 signaling information reconstructed by the L1 signaling decoder is transmitted to a system controller so that a broadcast signal receiver can perform operations such as bit interleaved coding and modulation (BICM) decoding, frame demapping, orthogonal frequency division multiplex (OFDM) demodulation, and the like. Provide them.
  • BICM bit interleaved coding and modulation
  • OFDM orthogonal frequency division multiplex
  • the L1 signaling decoder may be located at the output of the FEC decoders 150504 and 150606 of the third BICM decoding module 150500 of the BICM decoder 138300 instead of the output processor.
  • a first BB descrambler may be further included between the L1 signaling decoder and the FEC decoder 150504, and a second BB descrambler may be further included between the L1 signaling decoder and the FEC decoder 150606.
  • the operation description of the first and second BB descramblers and the L1 signaling decoder is the same as the operation description of the corresponding block of the output processor.
  • FIG. 35 is a block diagram illustrating still another embodiment of a broadcast signal receiving apparatus according to the present invention.
  • FIG. 35 is a block diagram of a broadcast signal receiving apparatus when a stream type input to an input pre-processor of a transmitter is TS. .
  • the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 23 is suitable for configuring one service by extracting components from each PLP when components constituting one service are received by different PLPs.
  • the plurality of PLP deinterleaving and demodulator modules 210500 which respectively perform deinterleaving and demodulation on the plurality of PLPs, are similar to the operations of the BICM decoder 138300 described above, respectively, and the BBFs for the plurality of PLPs.
  • BBF BaseBand Frame
  • a plurality of BBF decoders and null packet reconstruction modules 210600 and TS merger 210700 that output TS by reconstructing and reconstructing null packets are similar to those of the output processor 138400 described above.
  • the L1 decoder 210300 corresponds to the aforementioned L1 signaling decoder.
  • the PLP selecting module 210400 controls the frame demapper 210200 such that only PLPs of components constituting the selected service are output from the frame demapper 210200.
  • Service selection may be made at the request of the user or may be made automatically by the system.
  • the OFDM demodulator 210100 decodes the P1 / AP1 signaling information and the L1 decoder 210600 decodes the L1 / L2 signaling information to obtain information about a transport frame structure and a PLP configuration.
  • components constituting a service are received in a plurality of PLPs.
  • the broadcast receiver may know to which PLPs the components constituting the service are included.
  • the PLP selecting module 210400 controls the frame demapper 210200, and the frame demapper 210200 outputs a plurality of PLP data including components corresponding to the selected service.
  • the plurality of PLP data are deinterleaved / demodulated in the corresponding PLP deinterleaving and demodulator modules, respectively, and the BBF decoding / null packet reconstruction processing is performed in the BBF decoder and null packet reconstruction module, and then selected in the TS merger 210700. Merged into a TS for the service.
  • a single service is configured as a common PLP, a video component PLP, an audio component PLP, and a data component PLP through the input pre-processor 100000 and the input processor 100100 of the transmitter as shown in FIG.
  • the BBF decoders of FIG. 23 output a plurality of PLPs to the null packet reconstruction modules as shown in FIG. 9 (b), and the null packet reconstruction modules refer to the null packet removed from the transmitter by referring to DNP information. Insert it in the corresponding position of.
  • FIG. 9A or FIG.
  • the common TS, the video component TS, the audio component TS, and the data component TS into which the null packet is inserted are output to the TS merger 210700.
  • TS merger 210700 When the merged valid packets of the common TS, the video component TS, the audio component TS, and the data component TS are merged in the TS merger 210700, TS constituting one service is output as shown in FIG.
  • the broadcast signal receiving apparatus when the stream type input to the input pre-processor of the transmitter is an IP stream format or a GSE stream format. It is a block diagram of the configuration.
  • the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 36 is suitable for configuring one service by extracting components from each PLP when components constituting one service are received by different PLPs.
  • the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 36 includes an OFDM demodulator 220100, a frame demapper 220200, an L1 decoder 220300, a PLP selecting module 220400, a plurality of PLP deinterleaving and demodulator modules 220500, and a plurality of BBFs.
  • a decoder 220600 and a buffer unit 220700 are included.
  • the buffer unit 220700 may include a PSI / SI (IP Service Information) buffer, a bootstrap buffer, a metadata buffer, an audio buffer, a video buffer, and a data buffer according to the type of data.
  • PSI / SI IP Service Information
  • the plurality of PLP deinterleaving and demodulator modules 220500 which respectively perform deinterleaving and demodulation on the plurality of PLPs are similar to the operations of the BICM decoder 138300 described above, respectively, and each of the BBFs for the plurality of PLPs.
  • the plurality of BBF decoders 220600 that perform decoding to output an IP stream are similar to the operation of the output processor 138400 described above.
  • the L1 decoder 220300 corresponds to the aforementioned L1 signaling decoder.
  • the PLP selecting module 220400 controls the frame demapper 220200 such that only PLPs of components constituting the selected service are output from the frame demapper 220200.
  • Service selection may be made at the request of the user or may be made automatically by the system.
  • the OFDM demodulator 220100 decodes the P1 / AP1 signaling information and the L1 decoder 220600 decodes the L1 / L2 signaling information to obtain information about a transport frame structure and a PLP configuration.
  • components constituting a service are received in a plurality of PLPs.
  • the broadcast receiver may know to which PLPs the components constituting the service are included.
  • the PLP selecting module 220400 controls the frame demapper 220200, and the frame demapper 220200 outputs a plurality of PLP data including components corresponding to the selected service.
  • a plurality of PLP data are deinterleaved / demodulated in the corresponding PLP deinterleaving and demodulator modules, BBF decoded in the corresponding BBF decoder, and then switched to the PSI / SI (IP service information) buffer and boot of the buffer unit 220700 through switching.
  • PSI / SI IP service information
  • the PSI / SI (IP Service Information) buffer, bootstrap buffer, metadata buffer, audio buffer, video buffer, and data buffer temporarily store and output PLP data input from any one of the plurality of BBF decoders 220600.
  • the present invention may further include a stream merger and a component splitter between the plurality of BBF decoders 220600 and the buffer unit 220700.
  • IP streams of a plurality of PLP data output after being BBF decoded by the plurality of BBF decoders 220600 corresponding to the components of the selected service are merged in the stream merger and output as one IP stream corresponding to the selected service.
  • the stream merger may merge a plurality of IP streams into IP streams corresponding to one service by referring to an IP address and a UDP port number.
  • the component splitter may classify the data included in the IP stream, which is merged and output from the stream merger as a service, for each component and output the data to the buffer unit 220700.
  • the component splitter may output data corresponding to each component by switching to a buffer corresponding to each component included in the buffer unit using address information such as an IP address and a UDP port number.
  • the buffer unit 220700 buffers and outputs data corresponding to each component according to the output order of the IP stream.
  • the present invention has been described as an embodiment in which at least one of components constituting a service is divided into a base layer and an enhancement layer and transmitted.
  • the present invention divides the video component into data of the base layer and data of the enhancement layer by SVC encoding.
  • the data of the base layer is data for the image of the basic quality, it is strong in the communication environment, but the quality of the image is low, and the enhancement layer data can provide a high quality image as additional data for the image of the higher quality. It is a characteristic that is somewhat vulnerable to the environment.
  • the video data for terrestrial broadcasting may be divided into data of the base layer and data of the enhancement layer, and video data for the mobile broadcasting is enhanced with data of the base layer in order to flexibly correspond to the mobile broadcasting communication environment. It may be divided into data of a layer.
  • the receiver may decode only the base layer data to obtain an image having a basic quality, or may decode both the base layer data and the enhancement layer data to obtain a higher quality image.
  • a mobile receiver such as a mobile phone or a mobile TV can provide a basic image quality by decoding only the data of the base layer.
  • both the base layer data and the enhancement layer data can be decoded. It can decode to provide a high quality image.
  • the data of the base layer and the data of the enhancement layer may be transmitted through one PLP or may be transmitted through different PLPs.
  • FIG. 37 is a block diagram illustrating a process of receiving a PLP suitable for a purpose in a broadcast receiver according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 37 shows an example of receiving a transmission frame including a plurality of PLPs, that is, a service consisting of PLP1 to PLP4.
  • PLP1 transmits a video stream of an SVC encoded base layer
  • PLP2 transmits a video stream of an SVC encoded enhancement layer
  • PLP3 transmits an audio stream
  • PLP4 transmits a data stream.
  • the receiver can selectively receive the required PLP according to the characteristics of each receiver. Look at the specific example below.
  • the broadcast signal transmission apparatus may set and transmit physical parameters for high reception performance with respect to PLP1. .
  • the broadcast signal transmitting apparatus may receive the fixed signal that needs to receive a high definition broadcast having a high resolution.
  • the physical parameters of the PLP2 can be set and transmitted.
  • the mobile receiver may provide a service having a general resolution by decoding PLP1 for transmitting a video stream of a base layer and PLP3 and PLP4 for transmitting an audio and data stream.
  • the fixed receiver can provide a high-definition service by decoding both PLP1 transmitting the video stream of the base layer, PLP2 transmitting the video stream of the enhancement layer, and PLP3 and PLP4 transmitting the audio and data streams.
  • the mobile receiver decodes PLP1 for transmitting the video stream of the base layer, PLP2 for transmitting the video stream of the enhancement layer, PLP3 for transmitting the audio stream, and PLP4 for transmitting the data stream.
  • PLP1 for transmitting the video stream of the base layer
  • PLP2 for transmitting the video stream of the enhancement layer
  • PLP3 for transmitting the audio stream
  • PLP4 for transmitting the data stream.
  • the broadcast signal transmission apparatus transmits data of the base layer in a non-MIMO scheme and transmits data of an enhancement layer in a MIMO scheme.
  • a broadcast signal transmission apparatus supporting the MIMO scheme will be referred to as a MIMO transmission system.
  • FIG. 38 is a conceptual diagram of a MIMO transmission system using SVC according to the first embodiment of the present invention.
  • the MIMO transmission system uses an SVC encoder 244100 for encoding broadcast data into an SVC, and a MIMO encoder 244200 for distributing data through spatial diversity or spatial multiplexing to transmit the data to a plurality of antennas. It may include.
  • the MIMO encoder may be referred to as a MIMO processor.
  • the SVC encoder 244100 SVC encodes broadcast data and outputs the data as data of a base layer and an enhancement layer.
  • the data of the base layer is transmitted in the same manner in the first transmit antenna (Tx1) 244300 and the second transmit antenna (Tx2) 244400, and the data of the enhancement layer is MIMO-encoded in the MIMO encoder (244200) to make the same data or different data.
  • the constellation mapper of the transmission system performs symbol mapping with the corresponding symbols according to the modulation type as shown in the left side of the figure. For example, the constellation mapper performs hierarchical modulation to map bits corresponding to the base layer to the Most Significant Bit (MSB) portion of the symbol and bits corresponding to the enhancement layer to the Least Significant Bit (LSB) portion. can do.
  • MSB Most Significant Bit
  • LSB Least Significant Bit
  • the receiver may separate and acquire the data of the base layer and the data of the enhancement layer from the demodulated bit information using the constellation demapper.
  • the data of the enhancement layer may be obtained using bit information of the final SVC after undergoing MIMO decoding. If bit information corresponding to MIMO cannot be separated, the receiver may acquire data of the base layer and provide a service using only bit information corresponding to SISO or MISO.
  • 39 is a conceptual diagram of a MIMO transmission system using SVC according to a second embodiment of the present invention.
  • the MIMO transmission system includes an SVC encoder 245100 for encoding broadcast data into an SVC, and a MIMO encoder 245200 for distributing data through spatial diversity or spatial multiplexing to transmit the data to a plurality of antennas.
  • 39 shows an embodiment of a transmission system using a hybrid modulation or frequency division multiplexing (FDM) method.
  • FDM frequency division multiplexing
  • the SVC encoder 245100 encodes broadcast data and outputs the data of the base layer and the data of the enhancement layer.
  • the data of the base layer is transmitted identically at the first transmit antenna (Tx1) 245300 and the second transmit antenna (Tx2) 245400, and the data of the enhancement layer is MIMO encoded at the MIMO encoder (245200) so that the same data is different or different.
  • Data is transmitted through the first transmit antenna 245300 and the second transmit antenna 245400, respectively.
  • the MIMO transmission system of FIG. 39 may process data using an FDM scheme to increase data transmission efficiency, and in particular, may transmit data through a plurality of subcarriers using the OFDM scheme.
  • subcarriers may be allocated to subcarriers used for transmitting SISO / MISO signals and subcarriers for transmitting MIMO signals, thereby transmitting respective signals.
  • Data of the base layer output from the SVC encoder 245100 may be identically transmitted through a plurality of antennas through an SISO / MISO carrier, and data of an enhancement layer may be transmitted through a plurality of antennas through a MIMO carrier through MIMO encoding. .
  • the receiver may receive the OFDM symbol to SISO / MISO decode the data corresponding to the SISO / MISO carrier to obtain the data of the base layer, and to obtain the data of the enhancement layer by MIMO decoding the data corresponding to the MIMO carrier. Thereafter, if MIMO decoding is not possible according to the channel condition and the receiver, only the base layer data may be used, and if MIMO decoding is possible, the service may be provided after decoding by including the data of the enhancement layer.
  • the MIMO encoder 245200 can be located after the constellation mapper, so that the structure of the receiving system is simpler than that of the embodiment shown in FIG. It may be done.
  • FIG. 40 is a conceptual diagram of a MIMO transmission system using SVC according to a third embodiment of the present invention.
  • the MIMO transmission system includes an SVC encoder 246100 for encoding broadcast data into an SVC, and a MIMO encoder 246200 for distributing data through spatial diversity or spatial multiplexing to transmit the data to a plurality of antennas.
  • 40 shows an embodiment of a transmission system using a layered PLP or TDM method.
  • the transmission system may transmit data of the SVC encoded base layer and data of the enhancement layer through the SISO / MISO slot and the MIMO slot, respectively.
  • This slot may be a slot of a time or frequency unit of a transmission signal, and is illustrated as a time slot in the embodiment of FIG. 40.
  • This slot may also be a PLP.
  • the receiver determines what type of slot is being received, and receives data of the base layer from the SISO / MISO slot and data of the enhancement layer from the MIMO slot.
  • the base layer data may be used, and when MIMO decoding is possible, the service may be provided after decoding by including data of the enhancement layer.
  • the MIMO encoders 244200, 245200, and 246200 of FIGS. 38 to 40 perform MIMO encoding using at least one of the aforementioned MIMO encoding schemes. This is an embodiment and may perform MIMO encoding using an SM or GC scheme.
  • data of the base layer and the enhancement layer may be transmitted to one PLP, and data of the base layer and the data of the enhancement layer may be transmitted to each PLP.
  • data of the base layer may be transmitted through a T2 frame (ie, a terrestrial broadcast frame), and data of an enhancement layer may be transmitted through an FEF part.
  • a T2 frame ie, a terrestrial broadcast frame
  • data of an enhancement layer may be transmitted through an FEF part.
  • data of the base layer and data of the enhancement layer may be transmitted only through the FEF part.
  • the FEF part transmitting data of the enhancement layer will be referred to as a MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast frame is used interchangeably with a signal frame or a transport frame.
  • MIMO broadcast data including data of the base layer and data of the enhancement layer for convenience of description.
  • MIMO broadcast data may be generated and transmitted by one of the following first to third methods, and may also be generated and transmitted by a combination of one or more of them.
  • a method of transmitting MIMO broadcast data separately from a PLP including terrestrial broadcast (for example, T2 broadcast) data while including MIMO broadcast data in a specific PLP is possible.
  • the specific PLP is used to transmit MIMO broadcast data.
  • additional information on the specific PLP may be signaled to prevent malfunction in an existing receiving system.
  • a specific PLP including MIMO broadcast data may be referred to as a MIMO broadcast PLP
  • a PLP including terrestrial broadcast data may be referred to as a terrestrial broadcast PLP.
  • the conventional terrestrial broadcast signal receiving apparatus may not process MIMO broadcast data, it is necessary to signal additional information for identifying the terrestrial broadcast PLP and the MIMO broadcast PLP.
  • signaling of the information for identifying the PLP type may use a reserved field in the L1 signaling information.
  • the PLP_TYPE field of the L1-post signaling information may be used.
  • the MIMO broadcast PLP may be displayed by using one of the values of PLP_TYPE field values 011 to 111.
  • the code rate of the new modulation scheme and error correction code can be used to obtain more robust robustness in the transmission of the PLP.
  • L1-post signaling information may be used to identify the code rate of the modulation scheme and the error correction code.
  • the code rate of the MIMO broadcast PLP is indicated by using the PLP_COD field of the L1-post signaling information.
  • the PLP_COD field value 110 or 111 may be used to identify the code rate of the MIMO broadcast PLP.
  • the modulation scheme of the MIMO broadcast PLP is indicated by using the PLP_MOD field of the L1-post signaling information.
  • any one of the PLP_MOD field values 100 to 111 may be used to identify a modulation scheme of the MIMO broadcast PLP.
  • the data of the base layer and the enhancement layer constituting the MIMO broadcast data may be transmitted in one PLP or may be transmitted in each PLP.
  • the PLP_PROFILE field is used to determine whether the current PLP is the PLP of the base layer or the enhancement layer. It may indicate whether it is a PLP.
  • a method of transmitting MIMO broadcast data separately from a frame including conventional terrestrial broadcast data is possible.
  • the specific frame is used to transmit MIMO broadcast data, and at this time, additional information about the specific frame can be signaled to prevent malfunction in the existing receiving system.
  • a specific frame including MIMO broadcast data may be referred to as a MIMO broadcast frame
  • a frame including conventional terrestrial broadcast data may be referred to as a terrestrial broadcast frame.
  • the FEF may be referred to as a MIMO broadcast frame.
  • the present invention can distinguish and transmit terrestrial broadcast data and MIMO broadcast data on a frame basis.
  • the conventional terrestrial broadcast signal receiving apparatus can identify a frame through L1 signaling information and ignore the MIMO broadcast frame to prevent malfunction. .
  • the present invention may transmit a PLP including MIMO broadcast data through a terrestrial broadcast frame and a MIMO broadcast frame.
  • data of the base layer may be transmitted through a terrestrial broadcast frame
  • data of the enhancement layer may be transmitted through a MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast PLP since the MIMO broadcast PLP also exists in the terrestrial broadcast frame, it is necessary to signal the relationship between the terrestrial broadcast frame and the connected PLP present in the MIMO broadcast frame.
  • the MIMO broadcast frame also includes the L1 signaling information, and information about the MIMO broadcast PLP present in the frame may be transmitted together with the L1 signaling information of the terrestrial broadcast frame.
  • the concatenation of MIMO broadcast PLPs present in different frames may use fields for a PLP included in the L1-post signaling information of each frame.
  • the receiving system checks the connection relationship of the MIMO broadcast PLPs included in different frames using at least one of the PLP_ID field, the PLP_TYPE field, the PLP_PAYLOAD_TYPE field, and the PLP_GROUP_ID field included in the L1-post signaling information, and the desired MIMO.
  • a service may be obtained by continuously decoding broadcast PLPs.
  • the terrestrial broadcast PLP present in an existing terrestrial broadcast frame may be transmitted in a transmission mode predefined and supported by the terrestrial broadcast system. May be sent.
  • the MIMO broadcast PLP included in the terrestrial broadcast frame is transmitted as a base layer in a transmission mode of terrestrial broadcast in an MISO or SISO scheme
  • the MIMO broadcast PLP included in the MIMO broadcast frame is an enhancement layer. It may be transmitted in a MIMO scheme.
  • FIG. 41A illustrates a structure of a super frame according to another embodiment of the present invention, in which a PLP of a base layer is transmitted through a terrestrial broadcast frame, and enhanced through a MIMO broadcast frame (ie, a FEF part).
  • a PLP of a base layer is transmitted through a terrestrial broadcast frame, and enhanced through a MIMO broadcast frame (ie, a FEF part).
  • MIMO broadcast frame ie, a FEF part
  • An example of transmitting a PLP of a layer is shown.
  • the PLP including the data of the base layer may be transmitted in the SISO or MISO scheme
  • the PLP including the data of the enhancement layer may be transmitted in the SISO, MISO, or MIMO scheme.
  • 41 (b) is a diagram illustrating a structure of a super frame according to another embodiment of the present invention, in which both a PLP of a base layer and a PLP of an enhancement layer are transmitted through a MIMO broadcast frame (ie, an FEF part). An example is shown.
  • the base layer PLP including the data of the base layer may be transmitted in the SISO or MISO scheme
  • the enhancement layer PLP including the data of the enhancement layer may be transmitted in the SISO, MISO, or MIMO scheme.
  • the ratio of the base layer PLP and the enhancement layer PLP in the MIMO broadcast frame may vary from 0 to 100%.
  • 41 (c) is a diagram illustrating a structure of a super frame according to another embodiment of the present invention, in which both base layer data and enhancement layer data are transmitted through a MIMO broadcast frame (ie, an FEF part). An example is shown.
  • the base layer and the enhancement layer are not classified as PLPs, but are transmitted as carriers. That is, data corresponding to the base layer and data corresponding to the enhancement layer may be allocated to separate subcarriers and then OFDM modulated and transmitted.
  • FIG. 42 is a diagram illustrating a broadcast signal transmission apparatus according to another embodiment of the present invention.
  • the broadcast signal transmitting apparatus of FIG. 42 corresponds to an embodiment in which data of a base layer is classified into a baseizer PLP and data of an enhancement layer is classified into an enhancement layer PLP.
  • the apparatus for transmitting broadcast signals includes an SVC encoder that SVC encodes data and outputs the data of the base layer and the data of the enhancement layer.
  • the data of the base layer is included in the PLP1 and the data of the enhancement layer is described in the embodiment.
  • the broadcast signal transmitting apparatus of FIG. 42 includes a first BICM module 258100 for BICM processing a PLP (PLP1) of a base layer, a second BICM module 258200 for BICM processing a PLP (PLP2) of an enhancement layer, MIMO that performs MIMO, MISO, or SISO processing on the output data of the frame builder 258300 and the frame builder 258300 that receive the PLPs processed by the first and second BICM module 258200 and build a frame.
  • OFDM generator 2586500 for OFDM modulating a first transmission signal output from the MIMO encoder 258400.
  • operation description of the blocks having the same name of the broadcast signal transmission apparatus described above will be referred to, and the detailed description thereof will be omitted.
  • the MIMO encoder 258400 may be located between the constellation mapper and the time interleaver in the second BICM module 258200.
  • FIG. 43 is a view showing a broadcast signal receiving apparatus according to another embodiment of the present invention.
  • the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 43 corresponds to an embodiment of the broadcast signal receiving apparatus that receives and processes the base layer and the enhancement layer when the base layer and the enhancement layer are separated and transmitted as shown in FIG. 42.
  • the apparatus for receiving broadcast signals includes an SVC decoder for recovering data by SVC decoding data of the base layer and enhancement.
  • the base layer is included in PLP1 and the enhancement layer is included in PLP2.
  • the apparatus for receiving broadcast signals of FIG. 43 performs MIMO decoding of OFDM demodulators 259100 and 259200 for OFDM demodulation of signals received by a plurality of antennas and OFDM demodulated signals for each OFDM demodulator 259100 and 259200 according to channel characteristics.
  • BICM decoders 259500 and 259600 that perform the reverse process of the BICM module to correct errors caused by the transport channel.
  • the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 43 receives data of a base layer from a PLP (PLP1) output from a first BICM decoder 259500 and data of an enhancement layer from a PLP (PLP2) output from a second BICM decoder 259600. After acquiring, they may be SVC decoded to provide a service. If only the data of the base layer is acquired by the broadcast signal receiving apparatus, the base layer may be provided by decoding the data of the base layer. If the data of the enhancement layer is acquired, the higher quality / sound quality service may be provided. Can be.
  • the mux is further included in front of the BICM module of the broadcast signal transmitting apparatus of FIG. 42.
  • the apparatus for transmitting broadcast signals includes one time interleaver.
  • the base layer and the enhancement layer are combined to interleave the two layers so that diversity is obtained in the time domain.
  • the data corresponding to the base layer in the PLP is SISO or MISO processing
  • the data corresponding to the enhancement layer is MIMO processed and transmitted according to an embodiment.
  • the frame demapper of the broadcast signal receiving apparatus of FIG. 43 includes the base layer data and the enhancement layer data.
  • PLP PLP1
  • the broadcast signal receiving apparatus includes one time deinterleaver, and time deinterleaving the PLP (PLP1) in the time deinterleaver to separate data of the base layer and data of the enhancement layer, and then rearrange them in the time domain. Output each stream.
  • the BICM decoders 259500 and 259600 process the base layer stream and the enhancement layer stream, respectively.
  • the data of the base layer and the enhancement layer which are error corrected and output by the BICM decoders 259500 and 259600, may be SVC decoded to provide a service. If only the data of the base layer is acquired, the base service may be provided by decoding the data of the base layer, and if the data of the enhancement layer is acquired, the higher quality / sound quality service may be provided.
  • the MIMO decoder 259300 may be located between the frame demapper 259400 and the BICM decoders 259500 and 259600.
  • the signal frame according to the present invention is divided into a preamble region and a data region, and the preamble region consists of a P1 symbol, one or more P2 symbols, and the data region consists of a plurality of data symbols.
  • the preamble region may further include an AP1 symbol after the P1 symbol.
  • the P1 symbol and the AP1 symbol are continuously transmitted.
  • the P1 symbol transmits P1 signaling information
  • the AP1 symbol transmits AP1 signaling information
  • the one or more P2 symbols transmit L1 signaling information and signaling information (ie, L2 signaling information) included in the common PLP.
  • Signaling information included in the common PLP may be transmitted through a data symbol. Therefore, when looking at the signal frame on the physical layer, the preamble region may be a portion or all of the P1 signaling information region in which P1 signaling information is signaled, the L1 signaling information region in which L1 signaling information is signaled, and the common PLP region in which L2 signaling information is signaled. Include.
  • the common PLP region may also be referred to as an L2 signaling information region. If the signal frame includes an AP1 symbol, the preamble region includes a part or all of the P1 signaling information region, the AP1 signaling information region, the L1 signaling information region, and the common PLP region.
  • the L1 signaling information includes L1-pre signaling information and L1-post signaling information.
  • the L1-post signaling information again includes configurable L1-post signaling information, dynamic L1-post signaling information, extension L1-post signaling information, CRC information, and includes L1 padding data. It may further include.
  • 7 bits are allocated to the P1 signaling information and include a 3-bit S1 field and a 4-bit S2 field.
  • the S2 field is divided into the first three bits of S2 field1 and one bit of S2 field2 among the four bits.
  • the S1 field signals a preamble format. For example, if the S1 field value is 000, the preamble is a T2 preamble and indicates that data is transmitted in an SISO format (T2_SISO). If the S1 field value is 001, this indicates that the preamble is a T2 preamble and data is transmitted in MISO format (T2_MISO). If the S1 field value is 010, this indicates that the preamble is a non-T2 preamble.
  • the S2 field signals FFT size information and the like.
  • the FFT size is 1k, 2k, 4k, 8k, 16k
  • the GI size is 1/128, 1/32, 1/16, 19/256, 1/8, 19/128, 1/4 In one embodiment it will be.
  • the FFT size means the number of subcarriers constituting one OFDM symbol. If the S2 filed2 value is 0, all preambles are transmitted in the same type in the current transmission, and if 1, other types of preambles are transmitted.
  • 45 shows an embodiment of a syntax structure of AP1 signaling information according to the present invention.
  • 7 bits are allocated to the AP1 signaling information according to an embodiment, and include a 4-bit PILOT_PATTERN field and a 3-bit L1_PRE_SPREAD_LENGTH field.
  • the PILOT_PATTERN field indicates a pilot pattern of the corresponding signal frame.
  • the pilot pattern information is transmitted through the AP1 symbol, so that even when the P2 symbol is not transmitted and the L1 signaling information is spread in the data symbols of the data region, the receiver may decode the pilot pattern before decoding the L1 signaling information of the data region. It can be seen.
  • the L1_PRE_SPREAD_LENGTH field indicates the length of a section in which L1 pre-signaling information is spread in the data area. That is, the number of data symbols included in a section in which L1 pre-signaling information is spread among the data symbols of the signal frame. In the present invention, a section in which the L1 pre signaling information is spread will be referred to as an L1 pre spread section. If the L1_PRE_SPREAD_LENGTH field value is '000', it means that the L1 signaling information is not spread in the data area of the corresponding signal frame.
  • the meanings of the fields and their values included in the AP1 signaling information are exemplary embodiments for better understanding of the present invention, and the meanings of the fields and the values that may be included in the AP1 signaling information may be easily changed by those skilled in the art. Therefore, the present invention will not be limited to the above embodiment.
  • the L1-pre signaling information includes information necessary for decoding the L1 post signaling information.
  • the TYPE field is allocated 8 bits and indicates the type of the input stream transmitted in the super frame. That is, the input stream may be TS, GS, TS + GS, IP, etc., and this identification uses a TYPE field.
  • the BWT_EXT field is allocated with 1 bit and indicates whether bandwidth of an OFDM symbol is extended.
  • the L1_REPETITION_FLAG field is allocated with 1 bit and indicates whether or not the L1-post signaling information associated with the current frame is signaled in the P2 symbol. If the L1 signaling information of the next signal frame is spread to the data symbols of the current signal frame, the L1_REPETITION_FLAG field may be used to indicate whether the L1 signaling information of the next signal frame is spread to the current signal frame. For example, if the L1_REPETITION_FLAG field is 1, it indicates that the L1 signaling information of the next signal frame is spread to the current signal frame, and 0 indicates that it is not spread.
  • the GUARD_INTERVAL field is allocated with 3 bits and indicates the GI size of the current transmission frame.
  • the GI size means a ratio occupied by the GI in one OFDM symbol. Therefore, the OFDM symbol length depends on the FFT size and the GI size.
  • the PAPR method used in the present invention may be an ACE method or a TR method.
  • 4 bits are allocated to the L1_MOD field and indicate a QAM modulation type of L1-post signaling information.
  • Two bits are allocated to the L1_COD field and indicate a code rate of L1-post signaling information.
  • Two bits are allocated to the L1_FEC_TYPE field and indicate the FEC type of the L1-post signaling information.
  • the L1_POST_SIZE field is assigned with 18 bits and indicates the size of coded and modulated L1-post signaling information.
  • 18 bits are allocated to the L1_POST_INFO_SIZE field and indicate the size of L1-post signaling information in units of bits.
  • the PILOT_PATTERN field is assigned with 4 bits and indicates a distributed pilot pattern inserted in the current signal frame.
  • the TX_ID_AVAILABILITY field is assigned 8 bits and indicates a transmission device identification capability within a range of a current geographic cell.
  • the CELL_ID field is allocated 16 bits and indicates an identifier for identifying a geographic cell in the network for mobile broadcast (NGH).
  • the NETWORK_ID field is allocated with 16 bits and indicates an identifier for identifying the current network.
  • the SYSTEM_ID field is allocated with 16 bits and indicates an identifier for identifying a system.
  • the NUM_NGH_FRAMES field is allocated 8 bits and indicates the number of NGH frames in the current super frame.
  • the NUM_T2_FRAMES field is allocated 8 bits and indicates the number of T2 frames in the current super frame. This field is useful for knowing the structure of the super frame and can be used to calculate information for hopping directly to the next NGH frame.
  • L1_POST_SPREAD_LENGTH field 12 bits are allocated to the L1_POST_SPREAD_LENGTH field and indicate the length of a section in which the L1 post signaling information is spread in the data area. That is, the number of data symbols included in a section in which L1 post signaling information is spread among the data symbols of the signal frame.
  • a section in which the L1 post signaling information is spread will be referred to as an L1 post spread section. If all L1_POST_SPREAD_LENGTH field values are 0, it means that the L1 post signaling information is not spread in the data area of the corresponding signal frame.
  • the NUM_DATA_SYMBOLS field is assigned with 12 bits and indicates the number of data symbols except for the P1, AP1, and P2 symbols in the current signal frame.
  • the REGEN_FLAG field is assigned 3 bits and indicates the number of times of signal reproduction by the repeater.
  • One bit is allocated to the L1_POST_EXTENSION field, and indicates whether an extension field of the L1-post signaling information exists.
  • the NUM_RF field is assigned with 3 bits and indicates the number of RFs in the current system.
  • the CURRENT_RF_IDX field is allocated with 3 bits and indicates the index of the current RF channel.
  • the RESERVED field is allocated 10 bits and is for future use.
  • the CRC-32 field is allocated 32 bits and indicates a 32-bit CRC error extraction code.
  • the meanings of the fields and their values included in the L1-pre signaling information are exemplary embodiments for better understanding of the present invention, and the meanings of the fields and the values that may be included in the L1-pre signaling information may be easily understood by those skilled in the art.
  • the present invention will not be limited to the above embodiment as such may be changed.
  • the configurable L1-post signaling information includes parameters necessary for the receiver to decode the PLP, and in particular, may include information that can be equally applied over one signal frame.
  • 15 bits are allocated to the SUB_SLICES_PER_FRAME field and indicate the number of sub slices included in one signal frame.
  • the NUM_PLP field is allocated with 8 bits and indicates the number of PLPs in the current super frame.
  • 4 bits are allocated for the NUM_AUX field and may indicate the number of auxiliary streams.
  • the AUX_CONFIG_RFU field is allocated 8 bits and is an area for future use.
  • a for loop (hereinafter, referred to as a frequency loop) that is repeated by the number of RFs (NUM_RF field value-1) of the current system is signaled.
  • the NUM_RF field is signaled in the L1-pre signaling information.
  • the RF_IDX field is allocated with 3 bits and indicates the index of each frequency of the RF channel.
  • the FREQUENCY field is assigned with 32 bits and indicates the center frequency of the RF channel.
  • FEF_TYPE field FEF_LENGTH field
  • FEF_INTERVAL field FEF_INTERVAL field
  • FEF_TYPE 4 bits are allocated to the FEF_TYPE field and indicate a Future Extension Frame (FEF) type.
  • FEF Future Extension Frame
  • the FEF_LENGTH field is allocated 22 bits and indicates the number of elementary periods of the associated FEF part.
  • the NEXT_NGH_SUPERFRAME field is assigned with 8 bits and indicates the number of super frames between the current super frame and the next super frame including the next NGH frame.
  • the RESERVED_2 field is allocated 32 bits and is for future use.
  • auxiliary stream loop a for loop that is repeated by the number of auxiliary streams (NUM_AUX field value-1) is signaled and includes a 32-bit AUX_RFU field for future use.
  • a for loop (hereinafter, referred to as a PLP loop) that is repeated by the number of PLPs (NUM_PLP field value-1) in the current super frame is signaled.
  • 8 bits are allocated for the PLP_ID field and indicate an identifier for identifying the corresponding PLP.
  • the PLP_TYPE field is assigned with 3 bits and indicates whether the corresponding PLP is a common PLP, a Type1 data PLP, or a Type2 data PLP.
  • the PLP_TYPE field indicates whether the corresponding PLP is a PLP included in a plurality of PLP groups or a group PLP included in only one PLP group.
  • the PLP_PAYLOAD_TYPE field is allocated with 5 bits and indicates the type of the PLP payload. That is, data included in the payload of the PLP may be GFPS, GCS, GSE, TS, IP, and the like, and this identification uses a PLP_PAYLOAD_TYPE field.
  • the PLP_PROFILE field is allocated with 2 bits and indicates a profile of the corresponding PLP. That is, it indicates whether the corresponding PLP is a mandatory PLP or an optional PLP. For example, if a PLP of video data is divided into a PLP transmitting a base layer and a PLP transmitting an enhancement layer, the PLP transmitting the base layer becomes an essential PLP, and the PLP transmitting the enhancement layer is an optional PLP. Can be.
  • common PLPs correspond to essential PLPs. That is, the receiver uses the PLP_PORFILE field to determine which receiver can use the component of the broadcast service currently transmitted to the PLP according to receiver characteristics such as a mobile receiver and a fixed receiver, and whether to receive the current PLP according to the receiver characteristic. Can be determined.
  • the FF_FLAG field is assigned 1 bit, and if two or more RF channels are used, it indicates a fixed frequency mode.
  • Three bits are allocated to the FIRST_RF_IDX field and indicate the RF index of the first signal frame of the corresponding PLP.
  • 8 bits are allocated to the FIRST_FRAME_IDX field and indicate the frame index of the first signal frame of the corresponding PLP.
  • 8 bits are allocated to the PLP_GROUP_ID field and indicate an identifier for identifying a PLP group associated with the corresponding PLP.
  • Three bits are allocated to the PLP_COD field and indicate a code rate of the corresponding PLP.
  • a code rate of any one of 1/4, 1/3, 2/5, 1/2, 3/5, 2/3, 3/4, 4/5, 5/6 may be used for the corresponding PLP. have.
  • Three bits are allocated to the PLP_MOD field and indicate the constellation size (ie, modulation format) of the corresponding PLP.
  • constellation size ie, modulation format
  • any one of BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM, and 256QAM modulation formats (or modulation types) may be used.
  • Two bits are allocated to the PLP_MIMO_TYPE field and indicate whether the corresponding PLP is a MIMO type or a MISO type.
  • the PLP_MOD field value that is, the constellation size
  • the PLP_MOD field value may be determined by combining with the PLP_MIMO_TYPE field. If the PLP_MIMO_TYPE field value indicates MISO, the PLP_MOD field is used for symbol remapping. If the value of the PLP_MIMO_TYPE field indicates MIMO, the PLP_MOD field is interpreted as a constellation size having the resulting spectral efficiency after the MIMO processing.
  • the PLP_ROTATION field is assigned with 1 bit and indicates whether constellation rotation and remapping of the PLP are used.
  • Two bits are allocated to the PLP_FEC_TYPE field and indicate the FEC type of the corresponding PLP.
  • the FRAME_INTERVAL field is allocated 8 bits and indicates the T2 frame interval in the super frame when inter frame interleaving is applied.
  • the TIME_IL_LENGTH field is allocated 8 bits and indicates the time interleaver length (or depth).
  • the TIME_IL_TYPE field is allocated with 1 bit and indicates the type of time interleaver.
  • the IN_BAND_FLAG field is allocated with 1 bit and indicates whether in-band signaling is present.
  • the RESERVED_1 field is allocated with 16 bits, and is a field for future use in a PLP loop.
  • the PLP loop may further include a PLP_COMPONENT_TYPE field. 8 bits are allocated to the PLP_COMPONENT_TYPE field and indicate the type of data (or service component) transmitted through the corresponding PLP. Therefore, the receiver may distinguish whether a type of a component transmitted through the PLP is a video component of a base layer, a video component of an enhancement layer, an audio component, or a data component based on the PLP_COMPONENT_TYPE field.
  • the PLP group may be referred to as a link-layer-pipe (LLP), and the PLP_GROUP_ID field is referred to as an LLP_ID field.
  • the NIT to be described later may include the same PLP_GROUP_ID field as the PLP_GROUP_ID field included in the L1 signaling information, and may include a transport_stream_id field for identifying a transport stream associated with the PLP group.
  • the receiver can know which PLP group a particular stream is associated with. That is, in order to simultaneously decode a stream (eg, TS) transmitted through PLPs having the same PLP_GROUP_ID, one service stream may be restored by merging the streams indicated by the transport_stream_id field of the NIT.
  • a stream eg, TS
  • the receiver may recover the original TS by merging PLPs having the same PLP_GROUP_ID field.
  • the receiver may find service components related to one service using the PLP_GROUP_ID field, and may merge the service components to restore one service. Therefore, the receiver should be able to simultaneously receive PLPs having the same PLP_GROUP_ID.
  • the meanings of the fields and their values included in the configurable L1-post signaling information are exemplary embodiments for better understanding of the present invention, and the meanings of the fields and their values may be included in the configurable L1-post signaling information. Meanings can be easily changed by those skilled in the art, so the present invention will not be limited to the above embodiments.
  • the dynamic L1-post signaling information includes parameters necessary for the receiver to decode the PLP, and in particular, includes characteristic information corresponding to a signal frame currently being transmitted.
  • the dynamic L1-post signaling information may be signaled in-band so that the receiver can efficiently handle slicing.
  • the FRAME_IDX field is allocated 8 bits and represents the index of the current signal frame in the super frame. For example, the index of the first signal frame in the super frame is set to zero.
  • 22 bits are allocated to the SUB_SLICE_INTERVAL field and indicate the number of OFDM cells between two sub-slices in the same PLP.
  • 22 bits are allocated for the TYPE_2_START field and indicate a start position among OFDM cells of Type2 data PLPs.
  • the L1_CHANGE_COUNTER field is allocated 8 bits and indicates the number of super frames remaining before the L1 configuration (e.g., the contents of the fields included in the L1 pre-signaling or the contents of the configurable part of the L1 post signaling) is changed. Indicates.
  • the START_RF_IDX field is allocated with 3 bits and indicates the start RF index of the next signal frame.
  • the RESERVED_1 field is allocated 8 bits and is for future use.
  • the NEXT_NGH_FRAME field indicates the number of T2 or FEF frames between the first T2 frame and the next NGH frame in the next super frame including the NGH frame.
  • the NEXT_NGH_FRAME field and the NEXT_NGH_SUPERFRAME field may be used to calculate the amount the receiver will hop to the next NGH frame.
  • the NEXT_NGH_FRAME field and the NEXT_NGH_SUPERFRAME field provide an efficient hopping mechanism when there are many T2 frames mixed with FEFs and all FEFs are not used for NGH frames only.
  • the receiver can hop directly to the next NGH frame without detecting and decoding the P1 signaling information of all signal frames in the super frame.
  • a for loop (hereinafter, referred to as a PLP loop) that is repeated by the number of PLPs (NUM_PLP field value-1) in the current super frame is signaled.
  • the PLP_ID field, the PLP_START field, and the PLP_NUM_BLOCKS field are included in a PLP loop, and the detailed description of the fields is as follows.
  • the PLP_ID field is allocated 8 bits and indicates an identifier for identifying the PLP.
  • the PLP_START field is allocated 22 bits and indicates the start position of OFDM cells of the current PLP.
  • the RESERVED_2 field is allocated 8 bits and is for future use in the PLP loop.
  • the RESERVED_3 field is allocated 8 bits and is for future use.
  • auxiliary stream loop a for loop that is repeated by the number of auxiliary streams (NUM_AUX field value -1) is signaled and includes a 48-bit AUX_RFU field for future use.
  • the meanings of the fields and their values included in the dynamic L1-post signaling information are exemplary embodiments for better understanding of the present invention, and the meanings of the fields and the values that may be included in the dynamic L1-post signaling information may be understood by those skilled in the art.
  • the present invention will not be limited to the above embodiment as it can be easily changed by.
  • the present invention may signal an association relationship between a PLP or a PLP and a service component using at least one of a PLP_GROUP_ID field, a PLP_TYPE field, a PLP_COMPONENT_TYPE field, and a PLP_PROFILE field in the configurable L1-post signaling information.
  • operation characteristics such as mobile performance and data communication characteristics of the PLP may be known using the PLP_COD field and the PLP_MOD field.
  • a first embodiment and a second embodiment according to the present invention are signaling methods when transmitting a broadcast signal of TS type.
  • the first embodiment is a signaling method in which a receiver may recover one TS by merging PLPs included in the same PLP group by using a correlation between a PLP group included in an L1 signaling information region and a service.
  • the second embodiment is a signaling method in which information about a component constituting the same service is transmitted through a base PLP to selectively receive a PLP constituting a desired service in a physical layer.
  • Signaling such as L1 signaling information, L2 signaling information, PAT / PMT, etc. of associations between PLPs, TSs, services, and components according to the first and second embodiments may be input-free of a broadcast signal transmission apparatus (or transmitter). It may be performed in a processor or an input processor, or may be performed in a BICM module.
  • L1 signaling information and L2 signaling information is performed in an input pre-processor as shown in FIG. 7, and a PLP including PAT / PMT and component PLPs constituting a service are generated.
  • the L2 signaling information may include NIT, SDT, and the like.
  • signaling of the L1 signaling information as shown in FIGS. 46 to 48 may be performed in the L1 signaling generator in the input processor or the L1 signaling generator in the BICM module.
  • the PLPs generated by the input pre-processor may be encoded and transmitted in the MISO scheme or may be encoded and transmitted in the MIMO scheme.
  • the PLP data transmitted by the MISO method is called MISO PLP data
  • the PLP data transmitted by the MIMO method is called MIMO PLP data.
  • MIMO PLP data is MIMO encoding is performed in the MIMO encoder of the BICM module of FIG. 17
  • MISO PLP data is MISO encoding is performed in the MISO encoder of the OFDM generator of FIG.
  • M1 encoding information is performed in the MISO encoder of the OFDM generator of FIG. 19.
  • the broadcast signal receiving apparatus may signal an association between PLPs, TSs (or IP streams), services, and components in at least one of the frame demapper, the BICM decoder, and the output processor of FIGS. 31 to 34.
  • decoding of L1 / L2 signaling information, a PLP including a PAT / PMT, and PLPs including components are performed.
  • the MISO-encoded MISO PLP data is MISO-decoded by the MISO decoder of the OFDM demodulator of FIG. 28, and the MIMO-encoded MIMO PLP data is MIMO-decoded by the MIMO decoder of the BICM decoder of FIG. 32. .
  • the L1 signaling information is MISO decoded in the MISO decoder of the OFDM demodulator of FIG. 28 according to an embodiment.
  • the process of decoding at least one of the MISO PLP data and the MIMO PLP data is performed according to the first and second embodiments below. That is, it is possible to know in which PLPs the components constituting the service are included in at least one of the first and second embodiments. According to this result, PLPs constituting a specific service are selected and output from the frame demapper of FIG. 31, and the selected PLPs are error corrected and decoded by the BICM decoder of FIG. Is merged.
  • the above-described process may be performed by the broadcast signal receiving apparatus as shown in FIG. 35. That is, at least one of the frame demapper 210200, the PLP deinterleaving and demodulator module 210500, the L1 decoder 210300, the BBF decoder, and the null packet reconstruction module 210600 may be associated with PLPs, TSs, services, and components. It is possible to perform decoding of the L1 / L2 signaling information, the PLP including the PAT / PMT and the PLPs including the components of which the relationship is signaled.
  • the L1 decoder 210300 decodes a PLP including L1 / L2 signaling information and PAT / PMT signaled as an association between PLPs, TSs, services, and components, and the PLP selecting module 210400 determines L1.
  • the frame demapper 210200 is controlled such that only PLPs of components constituting a specific service are output from the frame demapper 210200 according to the decoding result of the decoder 210300.
  • the PLPs selected by the frame demapper 210200 and output through the corresponding PLP deinterleaving and demodulator module, the BBF decoder, and the null packet reconstruction module are merged into one service in the TS merger.
  • a PLP for transmitting PSI / SI in particular PAT / PMT, may be referred to as a base PLP.
  • 49 is a conceptual diagram illustrating an association relationship between a service and a PLP group according to the first embodiment of the present invention.
  • the receiver when transmitting a broadcast signal of TS type, acquires a service ID and uses the associated PLP group ID to merge the PLPs included in the same PLP group to recover the TS of one service. Signaling method.
  • the L1 signaling information area 500100 includes information related to each of a plurality of PLPs, that is, a PLP_GROUP ID field and a PLP_ID field, as shown in FIGS. 46 to 48. And the like.
  • the L2 signaling information area 500200 includes NIT and SDT.
  • the NIT includes a PLP_GROUP_ID field and a transport_stream_id field identical to the PLP_GROUP_ID field included in the L1 signaling information area 500100. Through this, the receiver may know which PLP group a specific TS is associated with.
  • the SDT includes a transport_stream_id field and a service_id field identical to the transport_stream_id field included in the NIT. Through this, the receiver may distinguish between services transmitted through a specific transport frame.
  • the receiver may identify a desired service among the services included in the specific TS through the service_id field included in the SDT, and identify the PLP group associated with the specific TS through the transport_stream_id field and the PLP_GROUP_ID field included in the NIT. have. Thereafter, the receiver may decode PLPs having the same PLP_GROUP_ID field value of the L1 signaling information region 500100. That is, the receiver may recover one TS by merging a plurality of PLPs included in a PLP group associated with a desired service.
  • the receiver obtains an identifier of a service selected by the user from the service_id field of the SDT.
  • a group identifier of PLPs for transmitting components of a selected service is obtained from the PLP_GROUP_ID field of the NIT by mapping the transport_stream_id field of the SDT and the transport_stream_id field of the NIT.
  • each PLP identifier of PLPs included in the PLP group is obtained from the PLP_ID field of the corresponding PLP through mapping of the PLP_GROUP_ID field of the NIT and the PLP_GROUP_ID field of the L1 signaling information. If the PLPs of the obtained PLP identifier are merged, the TS constituting one service can be recovered.
  • the L1 signaling information area 500100 of the first embodiment includes the fields described with reference to FIGS. 46 to 48, a detailed description thereof will be omitted.
  • the NIT is a table for transmitting information related to the physical configuration of the multiplexer / TS transmitted through a given network and information about the characteristics of the network itself.
  • the receiver can obtain information about the TS from the NIT.
  • the NIT of the first embodiment includes a network_id field, a transport_stream_id field, and a delivery_system_descriptor.
  • the network_id field is a field used for identifying a network on which a current broadcast signal is transmitted.
  • the transport_stream_id field is a field used to identify a TS currently transmitted.
  • the delivery_system_descriptor may include fields necessary for matching the TS to the PLP and the transmission system.
  • the delivery_system_descriptor includes the same PLP_GROUP_ID field as the PLP_GROUP_ID field included in the L1 signaling information.
  • the delivery_system_descriptor includes a system_id field, a system_parameters () field, and a cell_parameters () field according to an embodiment.
  • the system_id field is a field used for identifying a system unique to a broadcast network to be transmitted.
  • the system_parameters () field may include parameters indicating transmission system characteristics such as whether SISO / MIMO, bandwidth, guard interval, transmission mode, and the like.
  • the cell_parameters () field may include parameters indicating cell information such as a center frequency and a cell identifier.
  • the SDT is a table that contains information about a plurality of services included in one transport frame.
  • the SDT according to the first embodiment of the present invention may include a transport_stream_id field and a service loop.
  • the service loop is repeated as many as the number of services included in a transport frame and includes a service_id field.
  • the transport_stream_id field is the same as the transport_stream_id field included in the NIT, so a detailed description thereof will be omitted.
  • the service_id field is used to identify a plurality of services included in a transport frame.
  • FIG. 50 is a syntax structure illustrating delivery_system_descriptor included in the NIT of FIG. 49 in more detail, and is used to connect a TS with a PLP_GROUP_ID field of the L1 signaling information area 500100.
  • the delivery_system_descriptor may include a descriptor_tag field, a descriptor_length field, a system_id field, a PLP_GROUP_ID field, and a first loop.
  • the first loop is used when the size of the descriptor_lenth field is larger than 3, and may include a system_parameters () field and a second loop.
  • the second loop may include a cell_parameters () field.
  • the descriptor_tag field indicates that the corresponding descriptor is delivery_system_descriptor.
  • the descriptor_length field represents the size from this field to the last field in the descriptor.
  • the system_id field is a field used for identifying a system unique to a broadcast network to be transmitted.
  • the PLP_GROUP_ID field indicates the identifier of the PLP group to be merged with the transport_stream_id field of the NIT. Since the basic content is the same as the PLP_GROUP_ID field described with reference to FIG. 47, a detailed description thereof will be omitted.
  • the system_parameters () field included in the first loop and the cell_parameters () field included in the second loop are the same as described with reference to FIG. 49, and thus a detailed description thereof will be omitted.
  • 51 is a flowchart illustrating a service scan method of a receiver according to the first embodiment of the present invention.
  • the receiver receives a TS type broadcast signal transmitted through a specific channel through tuning (S507100).
  • tuning in order to receive a service desired by a user, information about a service included in a transmission frame transmitted through a channel is required.
  • this process may be performed in the tuner of the receiver and may be changed according to the designer's intention.
  • the receiver decodes the L1 signaling information included in the transmission frame to obtain a PLP identifier, PLP group identifier information, etc. (S507200). Thereafter, the receiver identifies the PLP groups through the decoded PLP group ID, selects a desired PLP group, and decodes the PLP transmitting the L2 signaling information and the PSI / SI (S507300).
  • the receiver may decode the NIT and the SDT included in the decoded L2 signaling information, decode the PAT / PMT included in the PLP, and store service information associated with the transmission system and the PLP structure (S507400).
  • the service information according to the present invention may include a service ID for identifying a service.
  • the receiver may determine whether the currently selected PLP group is the last PLP group (S507500).
  • the receiver may return to step S507300 to select the next PLP group, and if it is determined that it is the last PLP group.
  • the receiver may determine whether the current channel is the last channel (S507600).
  • the receiver may return to step S507100 again to tune the next channel, and if determined to be the last channel, the first service or the preset service may be tuned using the stored service information ( S507700).
  • decoding of L1 signaling information, L2 signaling information, PLP for transmitting PSI / SI, and PLPs including components includes frame demapper, BICM decoder, and output. It may be performed in at least one of the processors. If the apparatus for receiving broadcast signals is illustrated in FIG. 35, the decoding of the L1 signaling information, the L2 signaling information, the PLP transmitting the PSI / SI, and the PLPs transmitting the components may include a frame demapper, a PLP deinterleaving and demodulator module, an L1 decoder, and a BBF. At least one of the decoder and the null packet reconstruction module may be performed. In addition, the scanning process may be performed by a separate controller.
  • FIG. 52 is a conceptual diagram illustrating a correlation between a service and a PLP according to a second embodiment of the present invention.
  • a PSI / SI such as PAT / PMT is transmitted to an arbitrary PLP included in a plurality of PLP regions, so that all PLPs transmitting components included in one service can be searched.
  • a PLP for transmitting service configuration information such as PAT / PMT may be referred to as a base PLP. That is, when the receiver decodes the base PLP, the receiver may obtain information about the remaining component PLPs included in one service.
  • the receiver instead of processing all the TS to obtain signaling information, the receiver processes the signaling information in the physical layer to obtain signaling information included in the base PLP, thereby for each PLP. Signaling information can be obtained.
  • the L1 signaling information region 511100 may include information related to each of a plurality of PLPs, that is, a PLP_GROUP ID field, a PLP_ID field, a PLP_COMPONENT_TYPE field, a PLP_PROFILE field, and the like. In one embodiment it includes.
  • the L2 signaling information region 511200 includes NIT and SDT.
  • the NIT includes a BASE_PLP_ID field matched with a PLP_ID field included in the L1 signaling information region 511100. Through this, the receiver may identify a base PLP for transmitting PMT / PAT.
  • the SDT includes a transport_stream_id field and a service_id field identical to the transport_stream_id included in the NIT, and through this, the receiver may separately select a service transmitted through a specific transport frame.
  • the PMT transmitted through the base PLP includes a program_number field matching the service_id field included in the SDT. Through this, the receiver may identify a program number corresponding to the selected service.
  • the PMT includes a stream type field, a PLP_ID field, and a PLP_PROFILE field. In this case, the receiver may determine the type of the current stream through the stream type field included in the PMT, and decode the PLP suitable for the receiver by identifying the component association with the PLP using the PLP_ID field and the PLP_PROFILE field.
  • the receiver may decode the PLP for transmitting differentiated service components such as standard definition service and high definition service according to the characteristics of the receiver using the PLP_PROFILE field included in the PMT. Through this, the TS corresponding to the characteristics of the receiver can be restored.
  • the receiver may identify and select the base PLP using the BASE_PLP_ID field included in the NIT, and decode the PMT transmitted through the base PLP.
  • the identifier of the desired service is identified through the service_id field included in the SDT, and all the PLPs transmitting components included in the selected service are decoded using the PLP_ID fields included in the PMT as well as the receiver using the PLP_PROFILE field. Depending on the characteristics of the specific PLP can be decoded.
  • L1 signaling information region 511100 the NIT, the SDT, and the PMT according to the second embodiment will be described.
  • the L1 signaling information of the second embodiment is the same as the L1 signaling information described with reference to FIGS. 46 to 48, a detailed description thereof will be omitted.
  • the PLP_PROFILE field may identify whether the corresponding PLP is a mandatory PLP or an optional PLP. For example, when a component transmitted through a PLP is classified into a base layer or an enhancement layer, the PLP transmitting the base layer may be an essential PLP, and the PLP transmitting the enhancement layer may be an optional PLP.
  • the base PLP also becomes an essential PLP. That is, the receiver uses the PLP_PORFILE field to determine which receiver can use the PID component transmitted to the current PLP according to receiver characteristics such as a mobile receiver and a fixed receiver, and to determine whether to decode the current PLP according to the receiver characteristics. can do.
  • the NIT is a table for transmitting information related to the physical configuration of the multiplexer / TS transmitted through a given network and information about the characteristics of the network itself.
  • the receiver can obtain information about the TS from the NIT.
  • the NIT of the second embodiment includes a network_id field, a transport_stream_id field, and a delivery_system_descriptor.
  • the network_id field is a field used for identifying a network on which a current broadcast signal is transmitted.
  • the transport_stream_id field is a field used to identify a TS currently transmitted.
  • the delivery_system_descriptor may include fields necessary for matching the TS to the PLP and the transmission system.
  • the delivery_system_descriptor includes a PLP_GROUP_ID field and a BASE_PLP_ID field.
  • the PLP_GROUP_ID field is the same field as the PLP_GROUP_ID field included in the L1 signaling information.
  • the BASE_PLP_ID field is used to identify a base PLP.
  • the base PLP may transmit PSI / SI information of a corresponding service such as PMT / PAT.
  • the SDT is a table that contains information about a plurality of services included in one transport frame.
  • the SDT according to the second embodiment of the present invention may include a transport_stream_id field and a service loop.
  • the service loop is repeated as many as the number of services included in a transport frame and includes a service_id field.
  • the transport_stream_id field is the same as the transport_stream_id field included in the NIT, so a detailed description thereof will be omitted.
  • the service_id field is used to identify a plurality of services included in a transport frame.
  • FIG. 53 is a syntax structure illustrating delivery_system_descriptor included in the NIT of FIG. 52 in more detail, and is used to connect a TS with a PLP_GROUP_ID field of L1 signaling information.
  • the delivery_system_descriptor may include a descriptor_tag field, a descriptor_length field, a system_id field, a PLP_GROUP_ID field, a BASE_PLP_ID field, and a first loop.
  • the first loop is used when the size of the descriptor_lenth field is larger than 3, and may include a system_parameters () field and a second loop.
  • the second loop may include a cell_parameters () field.
  • the descriptor_tag field indicates that the corresponding descriptor is delivery_system_descriptor.
  • the descriptor_length field represents the size from this field to the last field in the descriptor.
  • the system_id field is a field used for identifying a system unique to a broadcast network to be transmitted.
  • the PLP_GROUP_ID field indicates the identifier of the PLP group to be merged with the transport_stream_id field of the NIT. Since the basic content is the same as the PLP_GROUP_ID field described with reference to FIG. 47, a detailed description thereof will be omitted.
  • the BASE_PLP_ID field is used to identify a base PLP.
  • the base PLP may transmit PSI / SI information of a corresponding service such as PMT / PAT.
  • the system_parameters () field included in the first loop may include parameters indicating transmission system characteristics such as whether SISO / MIMO, bandwidth, guard interval, transmission mode, and the like.
  • the cell_parameters () field included in the second loop may include parameters indicating cell information such as a center frequency and a cell identifier.
  • the PMT includes a program_number field and a PID loop, and the PID loop includes an elementary_PID, a stream_type field, and a component_id_descriptor.
  • the component_id_descriptor includes a PLP_PROFILE field and a PLP_ID field.
  • the program_number field is used to identify each program (or service) in the current TS and matches the service_id field of the SDT.
  • the elementary_PID field indicates PID information of a TS packet in which an individual bit stream such as video or audio constituting a program (or service) is transmitted. That is, this field is used to identify the TS packet transmitting the ES.
  • the stream_type field indicates the type and encoding information of the ES included in the TS packet having the PID value indicated by the elementary_PID field.
  • the stream type according to the present invention may include an SVC stream, an AVC stream, and the like.
  • the PLP_ID field and the PLP_PROFILE field included in the component_id_descriptor are the same as the PLP_ID field and the PLP_PROFILE field included in the L1 signaling information.
  • the receiver may identify and select a stream through the stream_type field.
  • the PLP_PROFILE field may be used to determine whether a component transmitted by the PLP is a base layer or an enhancement layer and may selectively decode the PLP of the enhancement layer according to characteristics of the receiver.
  • FIG. 54 is a syntax structure illustrating the component_id_descriptor included in the PMT of FIG. 52 in more detail and is used to connect a TS with a PLP_PROFILE field of L1 signaling information.
  • the component_id_descriptor may include a descriptor_tag field, a descriptor_length field, a system_id field, a PLP_ID field, and a PLP_PROFILE field.
  • the PLP_ID field may be used to identify a PLP matching with the PID substream of the corresponding stream type.
  • PLP_PROFILE field is an embodiment of a PLP_PROFILE field according to the second embodiment of the present invention.
  • the PLP_PROFILE field may provide information in a selector format in units of bits.
  • the PLP_PROFILE field may indicate information about a video component according to the field value.
  • 0x00 indicates a common profile and indicates that the component can be received and used by any receiver.
  • 0x01 indicates a mobile profile component that can only be used in a mobile receiver
  • 0x02 indicates a HD profile component that can be used only in an HD receiver (or a fixed receiver)
  • 0x03 indicates a component that can be applied to both a mobile receiver and an HD receiver.
  • 56 is a flowchart illustrating a service scan method of a receiver according to the second embodiment of the present invention.
  • the receiver receives a TS type broadcast signal through tuning (S515100).
  • tuning S515100
  • information for identifying a service included in a transmission frame transmitted through a channel is required.
  • this process may be performed in the tuner of the receiver and may be changed according to the designer's intention.
  • the receiver decodes the L1 signaling information included in the transmission frame to obtain PLP ID, PLP group ID, PLP component type information, PLP profile information, system ID, etc. (S515150). Thereafter, the receiver identifies the PLP groups based on the decoded PLP group ID, selects the desired PLP group, and decodes the L2 signaling information (S515200). In addition, the receiver decodes the NIT included in the L2 signaling information and finds a base PLP of each service using the BASE_PLP_ID field included in the NIT (S515250).
  • the receiver may identify the TS included in the PLP group by using the transport_stream_id field included in the NIT, and decode the PMT included in the base PLP (S515300).
  • the receiver uses the PLP_PROFILE field included in the component ID descriptor field of the decoded PMT to check which receiver of a broadcast service component currently transmitted to the PLP can be used in which receiver according to receiver characteristics such as a mobile receiver and an HD receiver, and the PLP_ID field.
  • the PLP to be decoded can be selectively decoded using.
  • the receiver may store information regarding a relationship between the component and the PLP in consideration of characteristics of the receiver (S515350).
  • the information about the relationship between the component and the PLP may be PID information of the PMT and a PLP ID included in the component ID descriptor.
  • the receiver may determine whether the current TS is the last TS in the PLP group (S515400).
  • the receiver may return to step S515250 to parse the NIT and acquire a base PLP through the BASE_PLP_ID field, and if it is determined that the last TS, the receiver determines whether the current PLP group is the last PLP group. It may be (S515450).
  • the receiver may return to step S515200 again, select the next PLP group, decode the base PLP, and determine that it is the last PLP group. The receiver may determine whether it is the last channel (S515500).
  • the receiver may return to step S515100 again and tune the next channel. If it is determined that the channel is the last channel, the receiver may tune the first service or the pre-set service (S515550).
  • decoding of L1 signaling information, L2 signaling information, a base PLP for transmitting PSI / SI, and PLPs including components includes a frame demapper, a BICM decoder, It may be performed in at least one of the output processors. If the apparatus for receiving broadcast signals is illustrated in FIG.
  • the decoding of the L1 signaling information, the L2 signaling information, the base PLP transmitting PSI / SI, and the PLPs transmitting components may include a frame demapper, a PLP deinterleaving and demodulator module, an L1 decoder, It may be performed in at least one of the BBF decoder and the null packet reconstruction module. In addition, the scanning process may be performed by a separate controller.
  • a broadcast signal is received (S600100).
  • the received broadcast signal includes a transport frame, and the transport frame includes a plurality of PLPs for transmitting components constituting a broadcast service and first and second signaling information.
  • the broadcast signal is received at the tuner.
  • the first signaling information includes PLP group identification information (PLP_GROUP_ID) for identifying a PLP group including the plurality of PLPs and PLP identification information (PLP_ID) for identifying each PLP, and the second signaling information includes the PLP.
  • group identification information PLP_GROUP_ID
  • SEOVICE_ID service identification information
  • the PLP group identification information is included in N1 of configurable L1-post signaling information and second signaling information among L1 signaling information
  • the service identification information is included in SDT of second signaling information.
  • the received broadcast signal is demodulated (S600200), and symbol demapping of the demodulated broadcast signal is performed (S600300).
  • bit deinterleaving and FEC decoding are performed on the broadcast signal from which the order of the bits is restored (S600500).
  • a PLP group including a plurality of PLPs is identified from the FEC decoded broadcast signal based on the first and second signaling information, and at least one PLP of the identified PLP group is decoded to provide a broadcast service ( S600600).
  • the step S600600 identifies a PLP group including the plurality of PLPs by using PLP group identification information included in the first signaling information and identification information of each PLP, and identifies each PLP included in the identified PLP group.
  • the broadcast service including the identified PLP group is identified using PLP group identification information and service identification information included in the second signaling information.
  • the demodulation is performed in the OFDM demodulator, symbol demapping is performed in the constellation demapper of the BICM decoder, and output order adjustment of the bits is performed in the mux, especially the cell-bit mux of the BICM decoder.
  • bit deinterleaving is performed in the bit deinterleaver of the BICM decoder
  • FEC decoding is performed in the FEC decoder of the BICM decoder
  • decoding of the PLP is performed in at least one of a frame demapper, a BICM decoder, and an output processor.
  • the present invention may be applied in whole or in part to a digital broadcasting system.

Landscapes

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  • Signal Processing (AREA)
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  • Two-Way Televisions, Distribution Of Moving Picture Or The Like (AREA)
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Abstract

방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 및 방송 신호 송/수신 장치에서 방송 신호 송수신 방법이 개시된다. 방송 신호 수신 방법은 전송 프레임을 포함하는 방송 신호를 수신하고, 상기 전송 프레임은 방송 서비스를 구성하는 컴포넌트들을 전송하는 복수개의 PLP와 상기 복수개의 PLP의 시그널링 정보가 시그널링된 제1, 제2 시그널링 정보를 포함하는 단계, 상기 방송 신호를 복조하는 단계, 상기 복조된 방송 신호를 심볼 디매핑하는 단계, 상기 심볼 디매핑된 방송 신호의 비트들의 순서를 원래의 순서로 복원하는 단계, 상기 비트들의 순서가 복원된 방송 신호에 대해 비트 디인터리빙과 FEC 디코딩을 수행하는 단계, 및 상기 제1, 제2 시그널링 정보를 기반으로 상기 FEC 디코드된 방송 신호로부터 복수개의 PLP를 포함하는 PLP 그룹을 식별하고, 식별된 PLP 그룹의 적어도 하나의 PLP를 디코딩하여 방송 서비스를 제공하는 단계를 포함한다.

Description

방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 및 방송 신호 송/수신 장치에서 방송 신호 송수신 방법
본 발명은 방송 신호를 송신하는 방송 신호 송신 장치, 방송 신호를 수신하는 방송 신호 수신 장치 및 방송 신호를 송신하고 수신하는 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 모바일 방송 신호를 송신하고 수신하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
아날로그 방송 신호에 대한 송출의 중단 시점이 다가오면서, 디지털 방송 신호를 송수신하기 위한 다양한 기술들이 개발되고 있다. 디지털 방송 신호는 아날로그 방송 신호에 비해 대용량의 비디오/오디오 데이터를 포함할 수 있으며, 비디오/오디오 데이터 외에도 다양한 부가 데이터를 포함할 수 있다.
즉, 디지털 방송을 위한 디지털 방송 시스템은 HD(High Definition)급의 영상과 다채널의 음향 및 다양한 부가 서비스를 제공할 수 있다. 다만, 고용량의 데이터 전송을 위한 데이터 전송 효율, 송수신 네트워크의 강인성(robustness) 및 모바일 수신 장비를 고려한 네트워크의 유연성(flexibility)은 여전히 개선해야 하는 과제이다.
따라서 본 발명의 목적은 기존의 방송 시스템의 RF 신호를 사용하여 추가적인 주파수 확보없이도, 추가적인 방송 신호를 전송하고 수신할 수 있는 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 그리고 추가적인 방송 신호를 송신하고 수신하는 방법을 제공하는데 있다.
본 발명의 다른 목적은 기존의 방송 시스템의 RF 신호를 사용하여 추가적인 주파수 확보없이도, 모바일 방송 신호를 전송하고 수신할 수 있는 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 그리고 모바일 방송 신호를 송신하고 수신하는 방법을 제공하는데 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 서비스에 해당하는 데이터를 컴포넌트 별로 분류하여 각각의 컴포넌트에 해당하는 데이터를 별개의 PLP로 전송하고, 수신하여 처리할 수 있도록 하는 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 그리고 방송 신호를 송신하고 수신하는 방법을 제공하는데 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 방송 신호를 서비스하는데 필요한 시그널링 정보를 시그널링하는 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 그리고 방송 신호를 송신하고 수신하는 방법을 제공하는데 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 수신기 특성에 따라 방송 신호를 수신할 수 있도록 시그널링 정보를 시그널링하는 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 그리고 방송 신호를 송신하고 수신하는 방법을 제공하는데 있다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신 방법은 전송 프레임을 포함하는 방송 신호를 수신하고, 상기 전송 프레임은 방송 서비스를 구성하는 컴포넌트들을 전송하는 복수개의 PLP와 상기 복수개의 PLP의 시그널링 정보가 시그널링된 제1, 제2 시그널링 정보를 포함하는 단계, 상기 방송 신호를 복조하는 단계, 상기 복조된 방송 신호를 심볼 디매핑하는 단계, 상기 심볼 디매핑된 방송 신호의 비트들의 순서를 원래의 순서로 복원하는 단계, 상기 비트들의 순서가 복원된 방송 신호에 대해 비트 디인터리빙과 FEC 디코딩을 수행하는 단계, 및 상기 제1, 제2 시그널링 정보를 기반으로 상기 FEC 디코드된 방송 신호로부터 복수개의 PLP를 포함하는 PLP 그룹을 식별하고, 식별된 PLP 그룹의 적어도 하나의 PLP를 디코딩하여 방송 서비스를 제공하는 단계를 포함한다. 상기 PLP 디코딩 단계는 상기 제1 시그널링 정보에 포함된 PLP 그룹 식별 정보와 각 PLP의 식별 정보를 이용하여 상기 복수개의 PLP를 포함하는 PLP 그룹을 식별하고, 식별된 PLP 그룹에 포함된 각 PLP를 식별하며, 상기 제2 시그널링 정보에 포함된 PLP 그룹 식별 정보와 서비스 식별 정보를 이용하여 상기 식별된 PLP 그룹을 포함하는 방송 서비스를 식별하는 것을 일 실시예로 한다.
본 발명은 송신기에서는 서비스를 구성하는 컴포넌트별로 PLP를 생성하여 전송하도록 하고, 수신기에서는 컴포넌트별로 수신되는 PLP를 식별하고 디코딩할 수 있도록 한다. 이렇게 함으로써 모바일 방송 통신 환경에 유연성있게 대응할 수 있다.
본 발명의 송신기에서는 하나의 컴포넌트를 베이스 레이어의 컴포넌트와 적어도 하나의 인핸스먼트 레이어의 컴포넌트로 구분하여 전송하고, 수신기에서는 베이스 레이어의 컴포넌트만을 디코딩하여 기본 화질의 영상을 제공하거나 또는 베이스 레이터의 컴포넌트와 적어도 하나의 인핸스먼트 레이어의 컴포넌트를 디코딩하여 상위 화질의 영상을 제공할 수 있다. 이렇게 함으로써 수신기의 특성에 따라 다양한 화질의 영상을 제공할 수 있다.
본 발명은 로우어 코드 레이트(lower code rate)의 LDPC 코드워드를 방송/통신 시스템에 적용할 때 최적의 성능을 얻을 수 있도록 하는 송신측에서 데이터를 디먹싱하고, 수신측에서 먹싱한다. 이렇게 함으로써, 모바일 서비스나 인도어(indoor) 영역 같은 보다 신호가 약한 곳에서의 서비스를 위한 로우어 코드 레이트에서도 최적의 LDPC의 에러 정정 성능을 얻을 수 있게 된다. 특히 본 발명은 기존 방송/통신 시스템과 공통성(commonality)를 확보하면서 향상된 로버스트니스(robustness)를 얻을 수 있다.
또한 본 발명은 MIMO 시스템을 사용함으로써 데이터 전송 효율을 높이고 방송 신호 송수신의 강인성(Robustness)를 증가시킬 수 있다.
따라서 본 발명에 따르면 모바일 수신 장비 또는 인도어 환경에서도 디지털 방송 신호를 오류없이 수신할 수 있는 방송 신호의 송수신 방법 및 장치를 제공할 수 있다.
도 1은 본 발명에 따른 수퍼 프레임 구조의 일 실시예를 보인 도면
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 신호 프레임의 구조를 보인 도면
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 PLP 기반의 신호 프레임의 구조를 나타낸 도면
도 4의 (a)는 본 발명에 따른 P1 심볼 구조의 일 예를 보인 도면
도 4의 (b)는 본 발명에 따른 P1 심볼 제네레이터의 일 실시예를 보인 구성 블록도
도 5는 본 발명에 따른 P1 심볼의 구조와 AP1 심볼의 구조의 일 실시예를 보인 도면
도 6은 본 발명에 따른 방송 신호 송신 장치의 일 실시예를 보인 구성 블록도
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 인풋 프리-프로세서의 구성 블록도
도 8의 (a),(b)는 본 발명에 따른 인풋 프리-프로세서에서 컴포넌트 단위로 PLP를 구성하는 일 예를 보인 도면
도 9의 (a),(b)는 본 발명에 따른 인풋 프로세서에서 컴포넌트 단위로 PLP를 구성하는 다른 예를 보인 도면
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호의 프리 프로세싱 방법을 나타낸 순서도
도 11은 본 발명의 다른 실시예에 따른 인풋 프리-프로세서의 구성 블록도
도 12의 (a),(b)는 본 발명에 따른 인풋 프리-프로세서에서 컴포넌트 단위로 PLP를 구성하는 다른 예를 보인 도면
도 13은 본 발명의 다른 실시예에 따른 방송 신호의 프리 프로세싱 방법을 나타낸 순서도
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 인풋 프로세서의 구성 블록도
도 15는 본 발명의 다른 실시예에 따른 인풋 프로세서의 모드 어댑테이션 모듈의 구성 블록도
도 16은 본 발명의 다른 실시예에 따른 인풋 프로세서의 스트림 어댑테이션 모듈의 구성 블록도
도 17은 본 발명에 따른 BICM 모듈의 일 실시예를 보인 구성 블록도
도 18은 본 발명에 따른 프레임 빌더의 일 실시예를 보인 구성 블록도
도 19는 본 발명에 따른 OFDM 제네레이션의 일 실시예를 보인 구성 블록도
도 20의 (a) 내지 (e)는 본 발명에 따른 LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷이 256QAM일 때, 각 코드 레이트에 따른 비트-셀 디먹스의 출력 순서의 실시예들을 보인 도면
도 21은 도 20의 디먹스 타입에 따라 비트-셀 디먹스의 입력 비트와 출력 비트와의 매핑 관계를 보인 도면
도 22의 (a) 내지 (c)는 본 발명에 따른 LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷이 256QAM일 때, 각 코드 레이트에 따른 비트-셀 디먹스의 출력 순서의 다른 실시예들을 보인 도면
도 23은 도 22의 디먹스 타입에 따라 비트-셀 디먹스의 입력 비트와 출력 비트와의 매핑 관계를 보인 도면
도 24의 (a) 내지 (c)는 본 발명에 따른 LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷이 256QAM일 때, 각 코드 레이트에 따른 비트-셀 디먹스의 출력 순서의 다른 실시예들을 보인 도면
도 25의 (a) 내지 (c)는 본 발명에 따른 LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷이 64QAM일 때, 각 코드 레이트에 따른 비트-셀 디먹스의 출력 순서의 실시예들을 보인 도면
도 26의 (a),(b)는 본 발명에 따른 LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷이 16QAM일 때, 각 코드 레이트에 따른 비트-셀 디먹스의 출력 순서의 실시예들을 보인 도면
도 27은 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치의 일 실시예를 보인 구성 블록도
도 28은 본 발명에 따른 OFDM 디모듈레이터의 일 실시예를 보인 구성 블록도
도 29는 본 발명에 따른 P1 심볼 검출기의 일 실시예를 보인 구성 블록도
도 30은 본 발명에 따른 AP1 심볼 검출기의 일 실시예를 보인 구성 블록도
도 31은 본 발명에 따른 프레임 디매퍼의 일 실시예를 보인 구성 블록도
도 32는 본 발명에 따른 BICM 디코더의 일 실시예를 보인 구성 블록도
도 33은 본 발명에 따른 아웃풋 프로세서의 일 실시예를 보인 구성 블록도
도 34는 본 발명에 따른 아웃풋 프로세서의 다른 실시예를 보인 구성 블록도
도 35는 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치의 다른 실시예를 보인 구성 블록도
도 36은 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치의 또 다른 실시예를 보인 구성 블록도
도 37은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 시스템에 따라 수신기의 용도에 맞는 PLP를 수신하는 과정의 일 실시예를 보인 도면
도 38은 본 발명의 일 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템 및 방송 신호 송신 방법을 나타낸 도면
도 39는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템 및 방송 신호 송신 방법을 나타낸 도면
도 40은 본 발명의 또 다른 일 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템 및 방송 신호 송신 방법을 나타낸 도면
도 41의 (a) 내지 (c)는 본 발명에 따른 베이스 레이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터 전송을 위한 신호 프레임의 실시예들을 보인 도면
도 42는 본 발명에 따른 방송 신호 송신 장치의 또 다른 실시예를 보인 구성 블록도
도 43은 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치의 또 다른 실시예를 보인 구성 블록도
도 44는 본 발명에 따른 P1 시그널링 정보의 신택스 구조에 대한 일 실시예를 보인 도면
도 45는 본 발명에 따른 AP1 시그널링 정보의 신택스 구조에 대한 일 실시예를 보인 도면
도 46은 본 발명에 따른 L1-프리 시그널링 정보의 신택스 구조에 대한 일 실시예를 보인 도면
도 47은 본 발명에 따른 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보의 신택스 구조에 대한 일 실시예를 보인 도면
도 48은 본 발명에 따른 다이나믹 L1-포스트 시그널링 정보의 신택스 구조에 대한 일 실시예를 보인 도면
도 49는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 서비스와 PLP 그룹의 연관 관계를 나타낸 개념도
도 50은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 딜리버리 시스템 디스크립터의 신택스 구조에 대한 일 실시예를 나타낸 도면
도 51은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 수신기의 서비스 스캔 방법에 대한 순서도
도 52는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 서비스와 PLP의 연관 관계를 나타낸 개념도
도 53은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 딜리버리 시스템 디스크립터의 신택스 구조에 대한 일 실시예를 나타낸 도면
도 54는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 컴포넌트 아이디 디스크립터의 신택스 구조에 대한 일 실시예를 나타낸 도면
도 55는 본 발명의 제 2 실시예의 PLP_PROFILE 필드의 일 실시예를 보인 도면
도 56은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 수신기의 서비스 스캔 방법에 대한 순서도
도 57은 본 발명에 따른 방송 신호를 수신하는 방법의 일 실시예를 보인 순서도
이하 상기의 목적을 구체적으로 실현할 수 있는 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 설명한다. 이때 도면에 도시되고 또 이것에 의해서 설명되는 본 발명의 구성과 작용은 적어도 하나의 실시예로서 설명되는 것이며, 이것에 의해서 본 발명의 기술적 사상과 그 핵심 구성 및 작용이 제한되지는 않는다.
본 발명에서 사용되는 용어는 본 발명에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어를 선택하였으나, 이는 당분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 관례 또는 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다. 또한 특정한 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당되는 발명의 설명 부분에서 상세히 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 발명에서 사용되는 용어는 단순한 용어의 명칭이 아닌 그 용어가 가지는 의미와 본 발명의 전반에 걸친 내용을 토대로 정의되어야 함을 밝혀두고자 한다.
본 발명은 종래 방송 시스템, 예컨대 DVB-T2 등의 기존의 지상파 방송 시스템(또는 T2 시스템이라 함)과 RF 주파수 대역을 공유하면서, 추가적인 방송 신호를 송수신할 수 있는 장치 및 방법을 제공하는데 있다. 본 발명에서 추가적인 방송 신호는 확장(또는 인핸스드) 방송 신호 및/또는 모바일 방송 신호가 될 수 있다.
본 발명에서 추가적인 방송 신호는 비MIMO(non-MIMO, Multi Input Multi Output) 방식 또는 MIMO 방식으로 처리되어 전송되는 것을 일 실시예로 한다. 상기 비MIMO 방식은 MISO (Multi Input Single Output), SISO (Single Input Single Output) 방식 등이 해당된다.
이하에서, MISO 또는 MIMO의 다중 안테나는 설명의 편의를 위해 2개의 안테나를 예로서 설명할 수 있으나, 이러한 본 발명의 설명은 2개 이상의 안테나를 사용하는 시스템에 적용될 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 추가적인 방송 신호(예를 들면, 모바일 방송 신호)를 전송하기 위한 수퍼 프레임 구조를 나타낸다. 수퍼 프레임은 복수의 프레임들로 구성될 수 있으며, 한 수퍼 프레임에 속하는 프레임들은 동일한 전송 방식에 의해 전송될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 수퍼 프레임은 복수의 T2 프레임(지상파 방송 프레임이라 하기도 한다)과 추가적인 방송 신호를 위한 복수의 비-T2(Non-T2) 프레임으로 구성될 수 있다. 상기 비-T2 프레임은 종래 T2 시스템에서 제공되는 FEF(Future Extension Frame) 파트를 포함할 수 있다. FEF 파트는 연속되지 않고, T2 프레임들 사이에 삽입될 수 있다. 추가적인 방송 신호는 T2 프레임 또는 FEF 파트에 포함되어 전송될 수 있다. 이후 FEF 파트와 FEF는 동일한 의미로 사용한다.
본 발명은 FEF를 통해 모바일 방송 신호를 전송하는 경우, 이때의 FEF를 NGH(Next Generation Handheld) 프레임이라 하기로 한다.
이때 N개의 T2 프레임마다 1개의 NGH 프레임을 전송할 수도 있고(즉, NGH-T2 프레임 비율 = 1/N 또는 N:1), T2 프레임과 NGH 프레임을 교대로 전송할 수도 있다(즉, NGH-T2 프레임 비율 = 1/2 또는 1:1). 만일 NGH-T2 프레임 비율이 1/N인 경우, 수신기에서 하나의 NGH 프레임을 수신한 후 다음 NGH 프레임을 수신하는데 걸리는 시간은 N개의 T2 프레임에 해당하는 시간이다.
한편 본 발명은 방송 서비스를 구성하는 컴포넌트들 중 비디오 컴포넌트를 복수의 비디오 컴포넌트로 구분하여 전송할 수 있다. 예를 들어, 비디오 컴포넌트를 기본 비디오 컴포넌트와 확장 비디오 컴포넌트로 분리하여 전송할 수 있다.
본 발명에서 기본 비디오 컴포넌트는 전송 안정성을 높이기 위해 비MIMO(non-MIMO) 방식으로 전송하고, 확장 비디오 컴포넌트는 개선된 쓰루풋(throughput)을 제공하기 위해 MIMO 방식으로 전송하는 것을 일 실시예로 한다.
본 발명은 기본 비디오 컴포넌트를 베이스 레이어의 비디오 컴포넌트라 하고, 확장 비디오 컴포넌트를 인핸스먼트 레이어의 비디오 컴포넌트라 하기로 한다. 또한 본 발명은 설명의 편의를 위해, 베이스 레이어의 비디오 컴포넌트를 베이스 레이어의 비디오 데이터(또는 베이스 레이어의 데이터)와 혼용하여 사용하고, 인핸스먼트 레이어의 비디오 컴포넌트를 인핸스먼트 레이어의 비디오 데이터(또는 인핸스먼트 레이어의 데이터)와 혼용하여 사용하기로 한다.
본 발명은 SVC(Scalable Video Coding) 방식으로 비디오 데이터를 인코딩하여 베이스 레이어의 비디오 데이터와 인핸스먼트 레이어의 비디오 데이터로 구분하는 것을 일 실시예로 한다. 상기 SVC 방식은 하나의 실시예이며, 확장성(scalability)을 갖는 임의의 비디오 코딩 방법을 사용할 수도 있다.
상기 베이스 레이어의 데이터는 기본 화질의 영상을 위한 데이터로서 통신환경에 강인하지만 화질이 낮은 특징이 있으며, 인핸스먼트 레이어의 데이터는 상위 화질의 영상을 위한 추가 데이터로서 고화질의 영상을 제공할 수 있지만 통신 환경에 다소 취약한 특징이 있다.
본 발명에서는 지상파 방송을 위한 비디오 데이터가 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터로 구분될 수도 있고, 모바일 방송을 위한 비디오 데이터가 모바일 방송 통신 환경에 유연성있게 대응하기 위해 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터로 구분될 수도 있다.
수신기에서는 베이스 레이어의 비디오 데이터만을 디코딩하여 기본 화질의 영상을 제공하거나, 베이스 레이어의 비디오 데이터와 인핸스먼트 레이어의 비디오 데이터를 모두 디코딩하여 상위 화질의 영상을 제공할 수 있다.
본 발명은 인핸스먼트 레이어의 비디오 데이터는 FEF를 통해 전송하고, 베이스 레이어의 데이터는 T2 프레임 및/또는 FEF를 통해 전송하는 것을 일 실시예로 한다.
본 발명에서 오디오 컴포넌트는, 2 채널 또는 2.1 채널과 같은 기본 음향을 제공하기 위한 베이스 레이어의 오디오 컴포넌트 및 5.1 채널 또는 MPEG-Surround와 같은 부가 음향을 제공하기 위한 인핸스먼트 레이어의 오디오 컴포넌트를 포함할 수 있다.
본 발명에서 신호 프레임은 T2 프레임, 모바일 방송 신호를 전송하는 FEF(즉, NGH 프레임), 베이스 레이어의 비디오 데이터를 전송하는 T2 프레임, 인핸스먼트 레이어의 비디오 데이터를 전송하는 FEF 중 하나를 지시하는 것을 일 실시예로 한다. 본 발명에서 신호 프레임과 전송 프레임은 동일한 의미로 사용한다.
본 발명에서 PLP(physical layer pipe)는 피지컬 레이어에서 식별이 가능한 데이터(또는 스트림)의 단위이다. 또한 PLP는 하나 또는 복수의 서비스를 전달하는 피지컬 레이어 TDM(Time Division Multiplex) 채널로 볼 수 있다. 즉, 각각의 서비스는 다수의 RF 채널을 통해 송수신될 수 있는데, PLP는 이러한 서비스가 전송되는 경로 또는 그 경로를 통해서 전송되는 스트림이다. PLP는 다수의 RF 채널들에 시간적인 간격을 가지고 분포하는 슬롯들에 위치할 수도 있고, 하나의 RF 채널에 시간적인 간격을 가지고 분포할 수도 있다. 그러므로, 신호 프레임은 적어도 하나의 RF 채널에 시간적으로 분포한 PLP를 전송할 수 있다. 다시 말하면, 하나의 PLP는 하나의 RF 채널 또는 다수의 RF 채널들에 시간적으로 분포되어 전송될 수도 있다.
본 발명에서는 하나의 서비스가 하나의 PLP로 전송될 수도 있고, 하나의 서비스를 구성하는 컴포넌트들이 구분되어 서로 다른 PLP로 전송될 수도 있다. 만일 하나의 서비스를 구성하는 서비스 컴포넌트들이 구분되어 서로 다른 PLP로 전송된다면, 수신기에서 복수의 컴포넌트들을 모아 하나의 서비스로 결합한다. 본 발명에서 서비스 컴포넌트와 컴포넌트는 동일한 의미로 사용한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 피지컬 레이어 상의 신호 프레임의 구조를 나타낸다. 상기 신호 프레임은 P1 시그널링 정보 영역(region 또는 part), L1 시그널링 정보 영역, PLP 영역을 포함한다. 상기 P1 시그널링 정보 영역은 해당 신호 프레임에서 맨 앞에 할당되며, 그 뒤에 L1 시그널링 정보 영역, PLP 영역이 차례로 할당된다. 본 발명에서는 L1 시그널링 정보 영역에 포함된 정보만을 L1 시그널링 정보라 하기도 하고, P1 시그널링 정보 영역에 포함된 시그널링 정보와 L1 시그널링 영역에 포함된 시그널링 정보를 모두 L1 시그널링 정보라 하기도 한다.
도 2에 도시된 바와 같이, P1 시그널링 정보 영역으로 전송되는 P1 시그널링 정보는 신호 프레임을 검출하는데 사용되며, 프리앰블 자체를 식별하기 위한 정보를 포함한다.
상기 P1 시그널링 정보를 바탕으로 다음의 L1 시그널링 정보를 디코딩하여 PLP의 구조 및 신호 프레임 구성에 대한 정보를 얻는다. 상기 L1 시그널링 정보는 L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보를 포함한다. L1-프리 시그널링 정보는 수신기가 L1-포스트 시그널링 정보를 수신하여 디코딩하는데 필요한 정보를 포함한다. L1-포스트 시그널링 정보는 수신기가 PLP에 액세스하는데 필요한 파라미터들을 포함한다. 상기 L1-포스트 시그널링 정보는 다시 컨피규러블(Configurable) L1-포스트 시그널링 정보, 다이나믹(Dynamic) L1-포스트 시그널링 정보, 확장(Extension) L1-포스트 시그널링 정보, CRC 정보를 포함하며, L1 패딩 데이터를 더 포함할 수 있다. 본 발명에서 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보와 L1-포스트 컨피규러블 시그널링 정보는 같은 의미로 사용된다. 또한 다이나믹 L1-포스트 시그널링 정보와 L1-포스트 다이나믹 시그널링 정보는 같은 의미로 사용된다.
한편 상기 신호 프레임에서 PLP 영역은 적어도 하나의 커먼(common) PLP와 적어도 하나의 데이터 PLP로 구성된다.
커먼 PLP는 PSI/SI(Program and System Information/Signaling Information)을 포함한다.
구체적으로, 방송신호가 TS 형태이면 상기 커먼 PLP는 NIT(Network Information Table)와 같은 네트워크 정보 또는 PLP 정보, SDT(Service Description Table), EIT(Event Information Table) 및 PMT(Program Map Table)/PAT(Program Association Table)와 같은 서비스 정보를 포함할 수 있다. SDT 및 PMT/PAT와 같은 서비스 정보는 설계자의 의도에 따라 데이터 PLP에 포함되어 전송될 수도 있다. 상기 PAT는 PID가 '0'인 패킷에 의해 전송되는 특수 정보로서, PMT의 PID 정보와 NIT의 PID 정보를 포함한다. 상기 PMT는 프로그램 식별 번호와 프로그램(또는 서비스)을 구성하는 비디오, 오디오 등의 개별 비트 스트림이 전송되는 TS 패킷의 PID 정보, 및 PCR이 전달되는 PID 정보를 포함한다. 상기 NIT는 실제 전송망(즉, 피지컬 네트워크)의 정보를 포함한다. 상기 EIT는 이벤트(또는 프로그램 또는 서비스)에 대한 정보(예를 들어, 제목, 시작 시간 등등)를 포함한다. 상기 SDT는 서비스 명칭이나 서비스 프로바이더와 같은 서비스를 설명하는 정보를 포함한다.
방송신호가 IP 포맷이면 상기 커먼 PLP는 INT(IP/MAC notification table)와 같은 IP 정보 테이블을 포함할 수 있다. 본 발명은 커먼 PLP에 포함되는 정보를 L2 시그널링 정보라 호칭할 수 있다.
즉, L1 시그널링 정보는 방송 신호 수신기에서 신호 프레임 내의 PLP를 처리하는데 필요한 정보를 포함하고, L2 시그널링 정보는 복수개의 PLP에 공통적으로 적용될 수 있는 정보를 포함한다. 그러므로 방송 신호 수신기는 P1 시그널링 정보 영역에 포함된 P1 시그널링 정보를 이용하여 L1 시그널링 정보 영역을 디코딩하여 신호 프레임에 포함된 PLP들의 구조 및 프레임 구성에 대한 정보를 얻을 수 있다. 특히 방송 신호 수신기는 서비스에 포함되는 각 서비스 컴포넌트들이 어떤 PLP를 통해 전송되는지는 L1 시그널링 정보 및/또는 L2 시그널링 정보를 통해 알 수 있다. 그리고 방송 신호 송신기의 BICM 모듈에서는 방송 신호 수신기에서 디코딩이 가능하도록 방송 서비스와 관련된 시그널링 정보를 인코딩하여 L1/L2 시그널링 정보를 전송할 수 있다. 그리고 방송 신호 수신기의 BICM 디코더에서는 L1/L2 시그널링 정보를 디코딩할 수 있다.
이때 L1 시그널링 정보가 서비스 컴포넌트들에 대한 정보를 포함하는 경우, 방송 신호 수신기는 신호 프레임을 수신함과 동시에 서비스 컴포넌트들에 대한 정보를 파악하고 적용할 수 있다. 하지만 L1 시그널링 정보 영역의 크기는 제한되어 있으므로 방송 신호 송신기에서 전송할 수 있는 서비스 컴포넌트들에 대한 정보의 양 역시 제한될 수 있다. 따라서 L1 시그널링 정보 영역은 방송 신호 수신기에서 신호 프레임을 수신함과 동시에 서비스의 컴포넌트들에 대한 정보를 파악하고 방송 신호 수신기에 적용할 수 있는 정보들을 전송하는 데에 적합하다.
만일 L2 시그널링 정보가 서비스 컴포넌트들에 대한 정보를 포함하는 경우, 방송 신호 수신기는 L2 시그널링 정보의 디코딩이 완료된 후에 서비스 컴포넌트들에 대한 정보를 얻을 수 있다. 따라서 방송 신호 수신기는 신호 프레임을 수신함과 동시에 서비스의 컴포넌트들에 대한 정보를 파악하거나 변경할 수 없다. 단, L2 시그널링 정보를 전송하는 영역의 크기는 L1 시그널링 정보 영역의 크기보다 크므로 다량의 서비스 컴포넌트들에 대한 데이터를 전송할 수 있다. 따라서 L2 시그널링 정보는 서비스 컴포넌트들에 대한 일반적인 정보를 전송하는데 적합하다.
본 발명은 L1 시그널링 정보와 L2 시그널링 정보를 함께 사용하는 것을 일 실시예로 한다. 즉, L1 시그널링 정보는 높은 모바일 성능과 고속 데이터 통신 특성 등 PLP 레벨에서 신호 프레임을 수신함과 동시에 변경할 수 있는 정보나 방송신호 전송 중 언제든지 변경될 수 있는 서비스 컴포넌트들의 정보를 포함할 수 있다. 또한 L2 시그널링 정보는 서비스에 포함되는 서비스 컴포넌트들의 정보 및 채널 수신에 대한 일반적인 정보를 포함할 수 있다.
한편, 신호 프레임에 포함되는 데이터 PLP는 오디오, 비디오 및 데이터 TS 스트림 및 PAT(Program Association Table), PMT(Program Map Table)와 같은 PSI/SI 정보를 포함할 수 있다. 데이터 PLP는 신호 프레임당 하나의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 Type1 데이터 PLP와 복수개의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 Type2 데이터 PLP를 포함할 수 있다. 본 발명은 설명의 편의를 위해, P개의 데이터 PLP들을 PLP1~PLPp로 표시하기로 한다. 즉, PLP1~PLPp를 통해 오디오, 비디오 및 데이터 스트림 및 PAT/PMT와 같은 PSI/SI 정보가 전송된다. 도 2의 데이터 PLP들은 스케쥴링 및 인터리빙 후를 기준으로 표시한 예이다.
본 발명에서 커먼 PLP는 데이터 PLP와도 함께 디코딩이 가능하며, 데이터 PLP는 선택적으로 디코딩될 수 있다. 즉, 커먼 PLP+데이터 PLP는 항상 디코딩이 가능하지만, 데이터 PLP1 + 데이터 PLP2는 경우에 따라 디코딩이 불가능할 수도 있다. 커먼 PLP에 들어가는 정보는 PSI/SI 정보를 포함할 수 있다. 그 외에 보조 데이터(Auxiliary Data)가 상기 신호 프레임에 추가될 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 신호 프레임 구조를 심볼 레벨에서 나타낸 도면이다.
본 발명에 따른 신호 프레임은 심볼 레벨에서 보면, 프리앰블 영역과 데이터 영역으로 구분된다. 상기 프리앰블 영역은 P1 심볼, 하나 이상의 P2 심볼로 구성되며, 상기 데이터 영역은 복수개의 데이터 심볼들로 구성된다.
여기서 P1 심볼은 P1 시그널링 정보를 전송한다. 하나 이상의 P2 심볼은 L1-프리 시그널링 정보, L1-포스트 시그널링 정보, 커먼 PLP에 포함되는 시그널링 정보(즉, L2 시그널링 정보)를 전송한다. 상기 커먼 PLP에 포함되는 시그널링 정보는 데이터 심볼을 통해 전송될 수도 있다. 그러므로, 피지컬 레이어 상의 신호 프레임에서 보면, 프리앰블 영역은 P1 시그널링 정보 영역, L1 시그널링 정보 영역, 그리고 커먼 PLP 영역의 일부 또는 전체를 포함한다. 본 발명에서는 PSI/SI 특히 PAT/PMT를 전송하는 PLP를 베이스 PLP라 하기로 한다.
그리고 복수개의 데이터 심볼들을 통해 전송되는 데이터 PLP들은 신호 프레임당 하나의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 Type1 데이터 PLP와 복수개의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 Type2 데이터 PLP를 포함할 수 있다. 본 발명은 하나의 신호 프레임에 Type1 데이터 PLP와 Type2 데이터 PLP가 모두 존재하는 경우, Type1 데이터 PLP를 먼저 할당하고, 다음에 Type2 데이터 PLP를 할당하는 것을 일 실시예로 한다.
상기 Type1 데이터 PLP는 신호 프레임 내에서 하나의 서브 슬라이스를 갖는, 즉 신호 프레임 내에서 하나의 PLP가 한번에 연이어 전송되는 것을 말한다. 예를 들어, 2개의 Type1 데이터 PLP(PLP1, PLP2)를 전송한다고 가정할 경우, 먼저 해당 신호 프레임에 PLP1의 데이터를 모두 할당한 후, PLP2의 데이터를 모두 할당하여 전송한다.
상기 Type2 데이터 PLP는 신호 프레임 내에서 두개 이상의 서브 슬라이스를 갖는 PLP를 말한다. 즉, 각 PLP의 데이터를 서브 슬라이스의 수만큼 분할한 후, 각 서브 슬라이스에 분산시켜 전송한다. 예를 들어, 하나의 신호 프레임에 2개의 Type2 데이터 PLP(PLP3, PLP4)가 존재하고, 각각 2개의 서브 슬라이스를 갖는다고 가정할 경우, PLP3의 데이터와 PLP4의 데이터를 각각 2등분하고, 해당 PLP의 2개의 서브 슬라이스에 순차적으로 할당한다. 이때 PLP3을 위한 서브 슬라이스와 PLP4를 위한 서브 슬라이스는 교대로 위치시켜 전송하는 것을 일 실시예로 한다. 본 발명은 높은 시간 다이버시티를 얻기 위하여 Type2 데이터 PLP를 사용한다.
본 발명에서 하나의 데이터 PLP는 하나의 서비스에 해당할 수도 있고, 서비스를 구성하는 서비스 컴포넌트들 중 하나, 예컨대 비디오 컴포넌트(또는 베이스 레이어의 비디오 컴포넌트라 함), 확장 비디오 컴포넌트(또는 인핸스먼트 레이어의 비디오 컴포넌트라 함), 오디오 컴포넌트, 비디오 및 오디오 외의 데이터 컴포넌트에 해당할 수도 있다.
한편 본 발명은 수신기에서 NGH 프레임과 같은 추가의 방송 신호 프레임을 식별하고 처리할 수 있도록 송신기에서 별도의 시그널링 정보를 전송할 수 있다. 본 발명은 별도의 시그널링 정보를 P1 심볼을 통해 전송하며, 이때의 P1 심볼을 new_system_P1 심볼이라 하기로 한다.
상기 new_system_P1 심볼은 P1 심볼과 다를 수 있으며, 복수개가 될 수도 있다. 이때 new_system_P1 심볼은 신호 프레임의 시작 위치 즉, 프리앰블 영역 내 첫번째 P2 심볼 전단에 위치하는 것을 일 실시예로 한다. 이 경우 프리앰블 영역은 하나 이상의 new_system_P1 심볼과 하나 이상의 P2 심볼로 구성된다.
도 4의 (a)는 본 발명에 따른 P1 심볼 구조이다. 도 4의 (a)에서 P1 심볼과 P2 심볼 부분을 프리앰블 영역이라 하고, 바디 영역을 데이터 영역이라 하기로 한다. 상기 데이터 영역은 복수개의 데이터 심볼(또는 데이터 OFDM 심볼이라 함)들로 구성된다.
도 4의 (a)에서 P1 심볼은 유효(effective) 심볼(A)의 앞쪽 일부와 뒤쪽 일부를 각각 복사하고 +fSH 만큼 주파수 쉬프트한 후 유효 심볼(A)의 앞(C)과 뒤(B)에 위치시켜 생성된다. 본 발명은 C 부분을 프리픽스(prefix)라 하고, B 부분을 포스트픽스(postfix)라 하기로 한다. 즉, P1 심볼은 프리픽스, 유효 심볼, 포스트픽스 부분으로 구성된다. 본 발명은 이러한 P1 심볼 구조를 C-A-B 구조라 하기도 한다. 이때 P1 심볼은 1K OFDM 심볼인 것을 일 실시예로 한다. 그리고 A 부분(TP1A)은 112us의 길이를, C 부분(TP1C)은 59us의 길이를, B 부분(TP1B)은 53us의 길이를 갖는 것을 일 실시예로 한다.
도 4의 (b)는 본 발명에 따른 P1 심볼의 생성 과정을 보인 P1 심볼 제네레이터의 구성 블록도이다. 도 4의 (b)는 CDS(Carrier Distribution Sequence) 테이블 모듈(000100), MSS(Modulation Signaling Sequence) 모듈(000200), DBPSK(Differential Binary Phase Shift Keying) 매핑 모듈(000300), 스크램블링 모듈(000400), 패딩 모듈(000500), IFFT 모듈(000600), 및 C-A-B 구조 모듈(000700)을 포함한다. 도 4의 (b)의 P1 심볼 제네레이터의 각 블록의 동작을 통해 최종적으로 C-A-B 구조 모듈(000700)에서 도 4의 (a)와 같은 P1 심볼을 출력한다.
본 발명은 도 4의 (a)의 P1 심볼 구조를 변형하거나 도 4의 (b)의 P1 심볼 제네레이터를 변형시켜 new_system_P1 심볼을 생성하는 것을 일 실시예로 한다. 또는 도 4의 (a)의 P1 심볼 구조와 도 4의 (b)의 P1 심볼 제네레이터를 모두 변형시켜 new_system_P1 심볼을 생성할 수도 있다.
도 4의 (a)의 P1 심볼을 변형시켜 new_system_P1 심볼을 생성한다면, 다음의 방법들 중 적어도 하나를 사용하여 생성할 수 있다. 일 예로, 프리픽스와 포스트픽스를 위한 주파수 쉬프트(또는 변위라 함) 값(fSH)을 변형시켜 new_system_P1 심볼을 생성할 수 있다. 다른 예로, P1 심볼의 길이(예, TP1C, TP1B의 길이)를 변형시켜 new_system_P1 심볼을 생성할 수 있다. 또 다른 예로, P1 심볼의 길이를 1K에서 512,256,128 등으로 대체하여 new_system_P1 심볼을 생성할 수 있다. 이 경우 P1 심볼 구조에 사용되는 파라미터들(예, fSH, TP1C, TP1B)도 적절하게 수정되어야 한다.
도 4의 (b)의 P1 심볼 제네레이터를 변형시켜 new_system_P1 심볼을 생성한다면, 다음의 방법들 중 적어도 하나를 사용하여 생성할 수 있다. 일 예로, CDS 테이블 모듈(000100), MSS 모듈(000200) 및 C-A-B 구조 모듈(000700)으로부터 P1 심볼에 사용되는 액티브 캐리어(active carrier)의 분포를 바꾸는 방법(예를 들어, CDS 테이블 모듈(000100)이 다른 CSS(Complementary Set of Sequence)를 사용하는 방법 등)을 사용하여 new_system_P1 심볼을 생성할 수 있다. 다른 예로, P1 심볼로 전송하는 정보를 위한 패턴을 변형시키는 방법(예를 들어, MSS 모듈(000200)이 다른 CSS를 사용하는 방법 등)등을 사용하여 new_system_P1 심볼을 생성할 수 있다.
한편 본 발명은 신호 프레임 특히 NGH 프레임 내 프리앰블 영역에 추가적으로 프리앰블 심볼을 할당할 수도 있다. 본 발명은 설명의 편의를 위해 추가적인 프리앰블 심볼을 AP1 심볼(Additional Preamble symbol)이라 하기로 한다. 본 발명은 매우 낮은 SNR 또는 시간-선택적인 페이딩 조건들에서 모바일 방송(즉, NGH) 신호의 검출 성능을 향상시키기 위해 신호 프레임에 하나 이상의 AP1 심볼을 추가한다.
이때 상기 AP1 심볼은 신호 프레임의 프리앰블 영역 내 P1 심볼과 첫번째 P2 심볼 사이에 위치하는 것을 일 실시예로 한다. 즉, P1 심볼과 AP1 심볼이 연속적으로 전송된다. 만일 신호 프레임으로 P2 심볼이 전송되지 않는다면, 상기 AP1 심볼은 신호 프레임의 프리앰블 영역 내 P1 심볼과 첫번째 데이터 심볼 사이에 위치하는 것을 일 실시예로 한다. 다른 실시예로, P1 심볼과 AP1 심볼은 하나의 신호 프레임 내에서 비연속적인 위치에 할당되어 전송될 수도 있다.
일 예로, 신호 프레임이 AP1 심볼을 포함한다면, 이때의 신호 프레임의 프리앰블 영역은 P1 심볼, 하나 이상의 AP1 심볼, 하나 이상의 P2 심볼로 구성된다. 그리고 데이터 영역은 복수개의 데이터 심볼들(또는 데이터 OFDM 심볼이라 함)들로 구성된다.
상기 AP1 심볼은 전술한 new_system_P1 심볼을 생성하는 실시예에서와 같이 도 4의 (a)의 P1 심볼 구조를 변형하거나 도 4의 (b)의 P1 심볼 제네레이터를 변형시켜 생성하는 것을 일 실시예로 한다. 다른 실시예로, 도 4의 (a)의 P1 심볼 구조와 도 4의 (b)의 P1 심볼 제네레이터를 모두 변형시켜 AP1 심볼을 생성할 수도 있다.
본 발명에서와 같이 2개 이상의 프리앰블 심볼을 사용하는 경우 모바일 페이딩 환경에서 발생할 수 있는 버스트 페이딩(burst fading)에 더욱 강인해지고, 신호 검출(signal detection) 성능을 향상시키는 장점을 가진다.
도 5는 본 발명에 따른 P1 심볼의 구조와 AP1 심볼의 구조의 일 실시예를 보이고 있다. 도 5는 P1 심볼을 변형시켜 AP1 심볼을 생성하는 예이다.
도 5에서, 좌측의 P1 심볼은 유효 심볼(A)의 앞쪽 일부와 뒤쪽 일부를 각각 복사하고 +fSH 만큼 주파수 쉬프트한 후 유효 심볼(A)의 앞(C)과 뒤(B)에 위치시켜 생성된다. 본 발명은 C 부분을 prefix 부분이라 하고, B 부분을 postfix 부분이라 하기로 한다. 즉, P1 심볼은 프리픽스, 유효 심볼, 포스트픽스 부분으로 구성된다.
도 5에서, 우측의 AP1 심볼은 유효 심볼(D)의 앞쪽 일부와 뒤쪽 일부를 각각 복사하고 -fSH 만큼 주파수 쉬프트한 후 유효 심볼(D)의 앞(F)과 뒤(E)에 위치시켜 생성된다. 본 발명은 F 부분을 prefix 부분이라 하고, E 부분을 postfix 부분이라 하기로 한다. 즉, AP1 심볼은 프리픽스, 유효 심볼, 포스트픽스 부분으로 구성된다.
여기서 P1 심볼과 AP1 심볼에 사용된 두 주파수 쉬프트 값 +fSH, -fSH은 서로 동일하고 부호만 정반대이다. 즉, 주파수 쉬프트는 반대 방향으로 수행된다. 그리고 유효 심볼의 앞에 복사되는 C와 F의 길이는 서로 다르게 설정하고, 또한 유효 심볼의 뒤에 복사되는 B와 E의 길이도 서로 다르게 설정한다. 또는 C와 F의 길이는 다르게 하고, B와 E의 길이는 같게 설정할 수도 있으며, 그 반대로 설정할 수도 있다. 본 발명은 다른 실시예로, P1 심볼의 유효 심볼 길이와 AP1 심볼의 유효 심볼 길이를 다르게 설정할 수도 있다. 또 다른 실시예로, P1 심볼과 다른 CSS(Complementary Set Sequence)가 AP1 내 톤 선택 및 데이터 스크램블을 위해 사용될 수 있다.
본 발명은 유효 심볼의 앞에 복사되는 C와 F의 길이는 서로 다르게 설정하고, 유효 심볼의 뒤에 복사되는 B와 E의 길이도 서로 다르게 설정하는 것을 일 실시예로 한다.
본 발명에 따른 C,B,F,E 길이는 다음의 수학식 1과 같이 구할 수 있다.
수학식 1
Figure PCTKR2011001224-appb-M000001
상기 수학식 1에서와 같이 P1 심볼과 AP1 심볼은 주파수 쉬프트 값은 동일하지만 정반대의 부호를 가진다. 또한 C,B의 길이를 설정하기 위해 A의 길이(TA)/2 값에 더해지거나 빼지는 옵셋 값과 F,E의 길이를 설정하기 위해 D의 길이(TD)/2 값에 더해지거나 빼지는 옵셋 값을 서로 다르게 설정한다. 본 발명은 P1 심볼의 옵셋 값은 30으로 설정하고, AP1 심볼의 옵셋 값은 15로 설정하는 것을 일 실시예로 한다. 상기 수치는 본 발명의 이해를 돕기 위한 실시예이며, 이 수치는 당업자에 의해 용이하게 변경될 수 있으므로 본 발명은 상기 수치에 한정되지 않는다.
본 발명은 도 5와 같은 구조로 P1 심볼과 AP1 심볼을 생성하여 각 신호 프레임에 삽입함으로써, P1 심볼은 AP1 심볼의 검출 성능을 저하시키지 않고, 반대로 AP1 심볼은 P1 심볼의 검출 성능을 저하시키지 않는다. 또한 P1 심볼과 AP1 심볼의 검출 성능은 거의 동일하다. 그리고 P1 심볼과 AP1 심볼이 비슷한 구조를 가지도록 함으로써, 수신기의 복잡도를 최소화할 수 있다.
이때, P1 심볼과 AP1 심볼은 서로 연속적으로 전송될 수도 있고, 또는 신호 프레임 내에서 서로 다른 위치에 할당되어 전송될 수도 있다. 서로 다른 위치에 할당되어 전송되는 경우, 프리앰블 심볼에 대해 높은 타임 다이버시티 효과를 얻을 수 있다. 본 발명은 연속적으로 전송하는 것을 일 실시예로 한다.
도 6은 본 발명에 따른 방송 신호 송신 장치(또는 방송 신호 송신기 또는 송신기라 함)의 일 실시예를 보인 구성 블록도이다.
도 6에 도시된 바와 같이, 방송 신호 송신 장치는 인풋 프리-프로세서(100000), 인풋 프로세서(100100), BICM 모듈(100200), 프레임 빌더(100300), OFDM 제네레이터(100400)를 포함할 수 있다. 상기 BICM 모듈(100200)은 BICM 인코더라 하기도 한다.
입력 스트림은 TS 스트림 또는 인터넷 프로토콜(IP) 스트림 또는 GSE((General Sream Encapsulation) 스트림(또는 GS 스트림이라 함) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
상기 인풋 프리-프로세서(100000)는 TS 스트림 또는 IP 스트림 또는 GSE 스트림 중 적어도 하나를 입력받아, 강인성을 부여하기 위하여 서비스 단위(또는 서비스 컴포넌트 단위)로 하나 이상의 PLP를 생성한다.
상기 인풋 프로세서(100100)는 인풋 프리-프로세서(100000)에서 생성된 하나 이상의 PLP를 포함하는 BB 프레임을 생성한다. 상기 인풋 프로세서(100100)는 서비스에 해당하는 PLP를 입력받은 경우, 이를 서비스 컴포넌트에 해당하는 PLP들로 분리한 후 BB 프레임을 생성할 수도 있다.
상기 BICM 모듈(100200)은 전송 채널상의 오류를 정정할 수 있도록 상기 인풋 프로세서(100100)의 출력에 리던던시(redundancy)를 추가하고 인터리빙을 수행한다.
상기 프레임 빌더(100300)는 복수개의 PLP들을 셀 단위로 전송 프레임에 매핑하여 전송 프레임(또는 신호 프레임) 구조를 완성한다.
상기 OFDM 제네레이터(100400)는 입력 데이터들을 OFDM 변조하여 안테나로 전송할 수 있는 베이스밴드 신호를 생성한다.
본 발명에 따른 인풋 프리-프로세서(100000)는 전술한 바와 같이 서비스에 해당하는 데이터를 컴포넌트 별로 분류하여 각각의 컴포넌트에 해당하는 데이터를 별개의 PLP로 전송할 수 있도록 데이터를 처리하는 것을 일 실시예로 한다.
본 발명에 따른 방송 신호 송신 장치는 하나 이상의 서비스를 PLP 단위로 전송할 수도 있으나, 하나의 서비스에 포함되는 컴포넌트들을 분리하여 PLP 단위로 전송할 수도 있다. 이러한 경우 방송 신호 수신 장치에서는 각각의 컴포넌트를 포함하는 PLP들을 식별하여 처리하여야 하나의 서비스를 제공할 수 있으며, 이를 위해서 본 발명에 따른 인풋 프리-프로세서(100000)는 컴포넌트 단위로 데이터를 처리한다.
본 발명은 TS 형태의 스트림을 입력받아 PLP를 생성하는 경우와 IP 형태의 스트림을 입력받아 PLP를 생성하는 예를 나누어 설명하기로 한다.
도 7은 TS 형태의 스트림을 입력받는 인풋 프리-프로세서의 일 실시예를 보인 본 발명의 구성 블록도이다.
도 7의 인풋 프리-프로세서는 PID 필터(101010), PSI/SI 컨트롤러(101020), PSI/SI 디코더(101030), PSI/SI 수정(modifying)/생성(generating) 모듈(101040), PSI/SI 머저(101050), PAT/PMT 머저(merger; 101070), 컴포넌트 머저들(101090, 101110) 및 널 패킷 삽입(inserting) 모듈들(101060, 101080, 101100, 101120)을 포함한다.
인풋 프리-프로세서는 TS에 포함된 TS 패킷들을 컴포넌트별로 구분하여 각각 다른 PLP로 출력한다. 여기서, 각 TS 패킷은 헤더와 페이로드로 구성되며, 상기 헤더는 페이로드의 데이터가 어떤 데이터인지를 알려주는 패킷 식별자(Packet Identifier; PID)를 포함한다. 상기 페이로드는 전송하고자 하는 비디오 엘레멘터리(Elementary Stream; ES), 오디오 ES, 데이터 ES, PSI/SI ES 중 어느 하나를 포함할 수 있다. 그리고 커먼 PLP에 포함된 정보는 L2 시그널링 정보 또는 L2 정보/데이터라고 지칭할 수도 있고, L1 시그널링 정보는 L1 정보라 지칭할 수도 있다.
본 발명은 비디오 컴포넌트가 베이스 레이어의 비디오 컴포넌트와 인핸스먼트 레이어의 비디오 컴포넌트로 구분되는 경우, 베이스 레이어의 비디오 컴포넌트를 포함하는 TS 패킷의 PID와 인핸스먼트 레이어의 비디오 컴포넌트를 포함하는 TS 패킷의 PID는 서로 다른 것을 일 실시예로 한다.
즉, PID 필터(101010)는 TS에 포함된 TS 패킷들을 PID를 사용하여 필터링해 해당 PLP 경로로 출력한다. TS 패킷에는 각각의 컴포넌트들을 구분할 수 있는 PID가 할당되어 있으므로, PID 필터(101010)는 PID로 각각의 컴포넌트에 해당하는 TS 패킷들을 식별하여 별도의 PLP 경로로 출력할 수 있다. 다만 이렇게 필터링을 수행하기 위해서는 PID 정보를 알아야 하므로, PID 필터(101010)는 먼저 TS 패킷에 포함된 PSI/SI를 필터링한다. PSI/SI 디코더(101030)는 PID 필터(101010)에서 필터링된 PSI/SI 정보를 디코딩하여 PID 정보를 획득한다. 일 예로, PID가 '0'으로 고정된 PAT는 PMT의 PID 정보와 NIT의 PID 정보를 포함하고, PMT는 서비스를 구성하는 각 컴포넌트에 해당하는 비디오, 오디오, 데이터 ES 등의 PID 정보를 포함한다.
그리고 PSI/SI 컨트롤러(101020)는 상기 PSI/SI 디코더(101030)에서 획득된 PID 정보를 사용하여 PID 필터(101010)를 제어하여, PID 별로 원하는 컴포넌트에 해당하는 데이터를 필터링하여 출력할 수 있게 한다. TS에 포함된 PSI/SI는 기설정된 PID로 전송되므로, 별도의 PID 필터(101010)의 설정 없이 바로 필터링하여 처리가 가능하다.
이와 같이 상기 PID 필터(101010)는 TS 패킷을 컴포넌트별로 필터링하여 각각의 PLP 경로로 출력한다. 예를 들면, 비디오 컴포넌트에 해당하는 TS 패킷, 오디오 컴포넌트에 해당하는 TS 패킷, 데이터 컴포넌트에 해당하는 TS 패킷을 해당 컴포넌트 머저(101090, 101110)로 출력하고, 컴포넌트 머저(101090, 101110)는 입력되는 TS 패킷들을 머징하여 각 컴포넌트 PLP를 구성한다. 일 예로, 상기 컴포넌트 머저(101090)는 베이스 레이어의 비디오 컴포넌트에 해당하는 TS 패킷들만을 입력받을 수 있고, 베이스 레이어의 비디오 컴포넌트에 해당하는 TS 패킷들과 인핸스먼트 레이어의 비디오 컴포넌트에 해당하는 TS 패킷들을 입력받아 머징하여 하나의 컴포넌트 PLP를 구성할 수도 있다. 또한, 상기 PID 필터(101010)에서 필터링되어 출력되는 PAT/PMT를 포함하는 TS 패킷들은 PAT/PMT 머저(101070)로 출력되어 머징된다.
이렇게 컴포넌트 별로 PLP를 구성하는 경우, 수신기에서는 채널을 스캔하여도 하나의 서비스에 해당하는 데이터를 모두 검색하지 못할 수도 있다. 즉, 서비스별로 PLP를 구성하여 PSI/SI로 식별하는 방식과 달리, 본 발명에서는 서비스를 구성하는 컴포넌트별로 PLP를 구성하므로 PSI/SI가 포함되지 않는 컴포넌트 PLP가 존재할 수 있기 때문이다. 따라서, 본 발명에서는 서비스를 구성하는 컴포넌트 PLP들을 찾을 수 있도록, 서비스를 구성하는 컴포넌트 PLP들 중에 임의의 PLP에 PAT/PMT와 같은 PSI/SI를 추가하며, 이러한 PAT/PMT와 같은 서비스 구성 정보를 갖는 컴포넌트 PLP를 베이스 PLP라고 지칭하도록 한다. 수신기에서는 베이스 PLP를 스캔하여 디코딩하면 서비스를 제공하기 위한 나머지 컴포넌트 PLP들에 대한 정보를 알 수 있으므로, 상술한 문제점을 해결할 수 있다.
PSI/SI 수정/생성 모듈(101040)은 NIT, SDT 등 수정하거나 추가하여야 하는 PSI/SI를 수정 또는 생성하여 출력한다. 예를 들면, 상술한 컴포넌트 PLP 구조에서 베이스 PLP가 서비스 구성에 대한 정보를 포함하므로, 이러한 서비스 구성에 대한 정보 또는 베이스 PLP에 대한 정보를 시그널링할 필요가 있다. 인풋 프리-프로세서는, 베이스 PLP에 대한 정보를 L1 시그널링 정보와 L2 시그널링 정보(커먼 PLP) 중 적어도 하나에 시그널링할 수 있다. L2 시그널링 정보에 베이스 PLP에 대한 정보를 시그널링하는 경우, PSI/SI 수정/생성 모듈(101040)은 베이스 PLP에 대한 정보를 NIT/SDT_other 또는 PAT/PMT에 시그널링할 수 있다. 베이스 PLP에 대한 정보는 베이스 PLP를 검색하기 위한 정보, 베이스 PLP를 추출하여 디코딩하는데 필요한 정보, 베이스 PLP에서 포함하는 서비스 구성에 대한 PAT/PMT에 대한 정보 등을 포함할 수 있다. 또한 SVC, MPEG 서라운드 등 고화질/고음질 서비스를 위한 컴포넌트에 관한 정보는 L1 시그널링 정보에 시그널링하는 것을 일 실시예로 한다.
SDT는 SDT_actual과 SDT_other을, EIT는 EIT_actual과 EIT_other로 각각 나타낼 수 있다. SDT_actual/EIT_actual은 각각 해당 정보가 나타내는 서비스/이벤트가 현재 프레임 또는 TS에 포함되는 서비스/이벤트임을 나타내고, SDT_other/EIT_other는 다른 프레임 또는 다른 TS에 포함되는 서비스/이벤트임을 나타낸다. TS에서 추출된 PSI/SI가 커먼 PLP에 포함하는 경우, PSI/SI 수정/생성 모듈(101040)은 SDT_actual을 SDT_other로 또는 EIT_actual을 EIT_other로 수정할 수도 있다.
PSI/SI 머저(101050)는 PSI/SI 수정/생성 모듈(101040)로부터 출력되는 시그널링 정보 및 PID 필터(101010)로부터 출력되는 시그널링 정보를 머징한다.
널 패킷 삽입 모듈들(101060, 101080, 101100, 101120)은 TS에서 각 컴포넌트들이 동기를 유지할 수 있도록 다른 컴포넌트가 있던 자리에 널 패킷을 삽입한다. 이렇게 하면, 널 패킷 삽입 모듈(101060)에서는 커먼 PLP가 출력되고, 널 패킷 삽입 모듈(101080)에서는 베이스 PLP가 출력된다. 그리고 널 패킷 삽입 모듈(101100,101120)에서는 해당 컴포넌트 PLP가 출력되는데, 이때의 컴포넌트는 비디오 컴포넌트, 오디오 컴포넌트, 데이터 컴포넌트 등이 될 수 있다.
도 7에서 도시한 바와 같이, 인풋 프리-프로세서는 TS를 입력받아 PSI/SI를 포함하는 데이터는 커먼 PLP 경로로, 서비스 구성 정보를 포함하는 컴포넌트 PLP에 해당하는 데이터는 베이스 PLP 경로로, 이외의 각 컴포넌트에 해당하는 데이터는 해당 컴포넌트 PLP 경로로 출력할 수 있으며, 이렇게 각각의 PLP 경로에 해당하는 데이터를 PLP 데이터 또는 PLP라고 지칭할 수도 있다.
인풋 프리-프로세서는 이렇게 구성된 컴포넌트들에 대한 정보를 L1 시그널링 정보에 시그널링하여, 수신기 타입에 따라 PLP 단위로 컴포넌트를 추출할 수 있도록 한다. 다시 말해, 수신기에 따라 서비스의 종류를 선택하면, 수신기는 그 서비스에 해당하는 컴포넌트들을 처리하여야 한다. 본 발명에서는 컴포넌트 별로 PLP가 구성되므로, 이러한 PLP 구조에 대한 정보가 L1 시그널링 정보에 포함되어야 수신기는 서비스에 해당하는 컴포넌트들을 추출하여 처리할 수 있다. 따라서, 인풋 프리-프로세서는 컴포넌트 PLP 구조에 대한 정보가 L1 시그널링 정보에 시그널링되도록 제어할 수 있다.
도 8의 (a),(b)는 본 발명에 따른 인풋 프리-프로세서에서 컴포넌트 단위로 PLP를 구성하는 일 예를 보인 도면이다.
도 8의 (a)에서, TS 패킷들로 구성되는 TS(102010)는 도 7에서 인풋 프리-프로세서로 입력되는 TS를 나타내며, 각 TS 패킷은 오디오 컴포넌트에 해당하는 데이터, 비디오 컴포넌트에 해당하는 데이터, 데이터 컴포넌트에 해당하는 데이터 및 PSI/SI 컴포넌트에 해당하는 데이터 중 하나를 포함한다.
도 7의 인풋 프리-프로세서는 TS 스트림(102010)에 포함된 TS 패킷들에 상술한 프리 프로세싱을 수행하여, 컴포넌트별로 구분한 후 다른 PLP 경로로 출력한다.
예를 들어, 도 8의 (b)와 같이 NIT, SDT, EIT를 포함하는 TS 패킷들은 커먼 PLP 경로로 출력하여 커먼 TS(102020)를 구성하고, 비디오 컴포넌트의 데이터를 포함하는 TS 패킷들은 비디오 컴포넌트 PLP 경로로 출력하여 비디오 컴포넌트 TS(102030)를 구성한다. 또한 오디오 컴포넌트의 데이터를 포함하는 TS 패킷들은 오디오 컴포넌트 PLP 경로로 출력하여 오디오 컴포넌트 TS(102040)를 구성하고, 데이터 컴포넌트의 데이터, PAT/PMT 정보를 포함하는 TS 패킷들은 데이터 컴포넌트 PLP 경로로 출력하여 데이터 컴포넌트 TS(102050)를 구성한다. 다른 예로, 2개 이상의 컴포넌트들의 데이터를 포함하는 TS 패킷들이 하나의 PLP 경로로 출력되어 하나의 TS를 구성할 수도 있다. 또 다른 예로, 복수개의 서비스의 특정 컴포넌트의 데이터를 포함하는 TS 패킷들이 하나의 PLP 경로로 출력되어 하나의 TS를 구성할 수도 있다.
그리고 상기 인풋 프리-프로세서는 오디오, 비디오, 데이터 등 서로 다른 컴포넌트로 이루어진 TS 패킷들을 각각의 컴포넌트로 분리하면서 각 컴포넌트의 동기를 유지하기 위해 각 컴포넌트 TS에서 다른 컴포넌트 위치에 널 패킷을 삽입한다.
예를 들어, 커먼 TS(102020)에서는 오디오, 비디오, Data, PAT, PMT를 포함하는 TS 패킷 위치에 널 패킷을 삽입하고, 비디오 컴포넌트 TS(102030)에서는 오디오, NIT, SDT, EIT, Data, PAT, PMT를 포함하는 TS 패킷 위치에 널 패킷을 삽입한다. 또한 오디오 컴포넌트 TS(102040)에서는 비디오, NIT, SDT, EIT, Data, PAT, PMT를 포함하는 TS 패킷 위치에 널 패킷을 삽입하고, 데이터 컴포넌트 TS(102050)에서는 오디오, 비디오, NIT, SDT, EIT를 포함하는 TS 패킷 위치에 널 패킷을 삽입한다. 상기 널 패킷의 삽입은 도 7의 널 패킷 삽입 모듈들(101060,101080,101100,101120)에서 수행된다. 널 패킷이 삽입된 각 컴포넌트의 TS들은 인풋 프로세서(100100)로 출력된다.
본 발명은 설명의 편의를 위해 널 패킷이 삽입된 커먼 TS(102020)를 커먼 PLP(또는 PLP 데이터)라 호칭할 수 있으며, 널 패킷이 삽입된 비디오 컴포넌트 TS(102030)를 비디오 컴포넌트 PLP(또는 PLP 데이터)라 호칭할 수 있다. 또한 널 패킷이 삽입된 오디오 컴포넌트 TS(102040)를 오디오 컴포넌트 PLP(또는 PLP 데이터)라 호칭할 수 있으며, 널 패킷이 삽입된 데이터 컴포넌트 TS(102050)를 데이터 컴포넌트 PLP(또는 PLP 데이터)라 호칭할 수 있다.
도 9의 (a),(b)은 본 발명에 따른 인풋 프로세서에서 컴포넌트 단위로 PLP를 구성하는 다른 예를 보인 도면이다.
도 9의 (a)는 인풋 프리-프로세서(100000)에서 컴포넌트별로 출력되는 TS들을 보이고 있으며, 도 9의 (b)는 인풋 프로세서(100100)에서 컴포넌트별로 출력되는 TS들을 보이고 있다.
상기 인풋 프로세서(100100)는 인풋 프리-프로세서(100000)에서 출력되는 각 TS에서 유효 패킷 이외의 널 패킷을 삭제하고, 삭제된 위치에 따라 삭제된 널 패킷(Deleted null packet; DNP)의 개수 정보를 삽입한다. 즉, 각 TS에서 유효 패킷 외의 널 패킷들을 DNP 바이트로 축소한다.
도 9의 (b)의 각 컴포넌트 PLP를 보면, 각 TS에서 널 패킷이 삭제되고 삭제된 널 패킷의 개수를 나타내는 DNP 바이트가 대신 삽입되었음을 알 수 있다. 그리고 각 DNP 바이트 앞에 수신단에서 동기를 맞추기 위한 동기 바이트가 삽입되어 있음을 알 수 있다.
본 발명은 설명의 편의를 위해 도 9의 (b)와 같이 널 패킷이 삭제되고 DNP 바이트가 삽입된 커먼 TS를 커먼 PLP(또는 PLP 데이터)라 호칭할 수 있으며, 널 패킷이 삭제되고 DNP 바이트가 삽입된 비디오 컴포넌트 TS를 비디오 컴포넌트 PLP(또는 PLP 데이터)라 호칭할 수 있다. 또한 널 패킷이 삭제되고 DNP 바이트가 삽입된 오디오 컴포넌트 TS를 오디오 컴포넌트 PLP(또는 PLP 데이터)라 호칭할 수 있으며, 널 패킷이 삭제되고 DNP 바이트가 삽입된 데이터 컴포넌트 TS를 데이터 컴포넌트 PLP(또는 PLP 데이터)라 호칭할 수 있다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호의 프리 프로세싱 방법을 나타낸 순서도이다.
도 10은 상술한 도 7의 인풋 프리-프로세서(100000)가 TS를 컴포넌트 단위로 분류하고, 분류된 컴포넌트 단위의 데이터를 각각 별개의 PLP 경로로 출력하는 방법을 나타낸다.
인풋 프리-프로세서(100000)는 PID 필터(101010)를 사용하여 입력 TS로부터 PAT/PMT를 포함하는 TS 패킷들을 필터링한다(S105010). PAT/PMT는 해당 TS 패킷에서 고정된(static) PID로 전송되므로, 별도의 PID 필터 설정없이 필터링이 가능하다. 또는 PMT의 PID는 PAT로부터 획득할 수 있다.
인풋 프리-프로세서(100000)는, PSI/SI 디코더(101030)를 사용하여, 필터링된 PAT/PMT를 디코딩하고, 각 컴포넌트에 대한 PID 정보를 획득한다(S105020). 그리고 PSI/SI 컨트롤러(101020)는 디코딩된 PID 정보로 PID 필터(101010)를 설정하여, 컴포넌트별로 TS 패킷들을 필터링하여 출력하도록 한다(S105030).
인풋 프리-프로세서(100000)는 컴포넌트 타입에 따라 다른 동작을 수행한다(S105040).
컴포넌트 타입이 PSI/SI에 해당하는 경우, 즉 커먼 PLP 데이터에 해당하는 경우, 인풋 프리-프로세서(100000)는 PSI/SI에 수정이 필요한지를 판단하여(S105050), 수정이 필요한 경우에는 해당 PSI/SI를 생성하거나 수정한다(S105050). 또한 인풋 프리-프로세서(100000)는 PSI/SI 수정/생성 모듈(101040)을 사용하여 도 7와 관련한 설명에서 상술한 바와 같이 베이스 PLP에 대한 정보를 NIT/SDT_other 또는 PAT/PMT에 시그널링할 수 있으며, NIT, SDT, EIT 정보를 수정할 수도 있다. 그리고, PSI/SI 머저(101050)를 사용하여 PSI/SI 컴포넌트에 포함되어야 하는 시그널링 정보들을 머징한다(S105070).
컴포넌트 타입이 PSI/SI가 아닌 경우, 즉 컴포넌트 PLP 데이터에 해당하는 경우, 인풋 프리-프로세서(100000)는 데이터가 컴포넌트 PLP 중 베이스 PLP에 해당하는지를 판단한다(S105100). 베이스 PLP에 대한 데이터의 경우, 인풋 프리-프로세서(100000)는 베이스 PLP에 포함되는 데이터에 PAT/PMT를 머징하고, 이러한 베이스 PLP에 대한 정보를 L2 시그널링 정보에 시그널링한다. 이 단계에서 L2 시그널링 정보는 NIT/SDT_other 또는 PAT/PMT에 베이스 PLP에 대한 정보를 시그널링하도록 설정될 수 있고, PAT/PMT는 컴포넌트 구조에 따른 서비스 구성 정보를 시그널링하도록 설정될 수 있으며, 이는 상술한 단계(S105060)와 함께 수행될 수도 있다.
인풋 프리-프로세서(100000)는 PAT/PMT 머저(101070)를 사용하여 베이스 PLP 데이터에 서비스 구성 정보를 포함하는 PAT/PMT를 머징한다(S105120). 그리고 인풋 프리-프로세서(100000)는 컴포넌트 타입에 기초하여 피지컬 PLP 파라미터를 설정하여 L1 시그널링 정보에 시그널링되도록 한다(S105130). 다시 말하면, 인풋 프리-프로세서(100000)는 본 발명의 컴포넌트 구조에 따라 수신기에서 서비스에 해당하는 컴포넌트 PLP를 처리할 수 있도록 컴포넌트 PLP 구조에 대한 정보를 L1 시그널링 정보에 시그널링할 수 있다.
인풋 프리-프로세서(100000)는 컴포넌트 타입에 따라 처리된 PLP 데이터들에 널 패킷을 삽입한다(S105080). 널 패킷의 삽입은 도 7 및 도 8에서 설명한 바와 같다. 널 패킷이 삽입된 각각의 컴포넌트 PLP 데이터는, 각각의 PLP 경로로 출력된다(S105090).
이하에서는 IP 스트림 형태의 데이터를 처리하는 인풋 프리-프로세서에 대하여 설명하도록 한다.
IP 스트림의 경우, 상술한 실시예에서와 달리 컴포넌트에 해당하는 데이터들은 IP 패킷 단위로 구분될 수 있다. 그리고 TS에서의 PSI/SI는 IP 서비스 정보에 해당할 수 있으며, IP 서비스 정보는 ESG(Electronic Service Guide; ESG) 정보, 프로바이더 정보, 부트 스트랩 정보 등을 포함할 수 있다. ESG 정보는 서비스 컴포넌트의 IP 어드레스 정보, 포트 넘버 정보 등을 포함할 수 있다. 본 발명의 실시예에서, IP 스트림은 GSE(Generic Stream Encapsulation) 스트림 단위로 입/출력될 수도 있다.
도 11은 IP 형태의 스트림을 입력받는 인풋 프리-프로세서의 일 실시예를 보인 본 발명의 구성 블록도이다.
도 11의 인풋 프리-프로세서(100000)는 UDP/IP 필터(106010), IP 서비스 컨트롤러(106020), IP 서비스 정보 디코더(106030), IP 서비스 정보 수정(modifying)/생성(generating) 모듈(106040), IP 스트림 머저(106050), GSE 인캡슐레이팅 모듈들(106060, 106080, 106100, 106120), 컴포넌트 머저들(106070, 106090, 106110) 및 GSE 디캡슐레이팅 모듈(106130)을 포함한다.
도 11의 인풋 프리-프로세서(100000)는 GSE 스트림 또는 IP 스트림을 입력받아 스트림에 포함된 데이터를 컴포넌트별로 구분하여 각각 다른 PLP로 출력한다. 이때, IP 서비스 정보를 포함하는 PLP를 커먼 PLP라고 부르며, 커먼 PLP는 L2 시그널링 정보 또는 L2 정보/데이터라고 지칭할 수도 있다. L1 시그널링 정보는 L1 정보라 지칭할 수도 있다.
본 발명에서 GSE 스트림은 GSE 디캡슐레이션 모듈(106130)로 입력되고, IP 스트림은 UDP/IP 필터(106010)로 입력된다. 상기 GSE 디캡슐레이션 모듈(106130)은 GSE 스트림에 GSE 디캡슐레이션을 수행하여 IP 스트림을 추출한 후 UDP/IP 필터(106010)로 출력한다.
상기 UDP/IP 필터(106010)는 IP 스트림에 포함된 IP 패킷들을 UDP 포트 넘버와 IP 어드레스 등을 사용하여 컴포넌트별로 필터링해 출력할 수 있다. IP 스트림에 포함된 각각의 컴포넌트들의 IP 패킷에는 각각의 UDP 포트 넘버와 IP 어드레스가 할당되어 있으므로, UDP/IP 필터(106010)는 UDP 포트 넘버와 IP 어드레스로 각각의 컴포넌트에 해당하는 IP 패킷을 식별하여 별도의 PLP 경로로 출력할 수 있다. 이하에서, 이러한 UDP 포트 넘버 및 IP 어드레스를 어드레스 또는 어드레스 정보라고 지칭할 수 있다.
다만 이렇게 필터링을 수행하기 위해서는 UDP 포트 넘버 및 IP 어드레스를 알아야 하므로, 상기 UDP/IP 필터(106010)는 먼저 IP 스트림에 포함된 IP 서비스 정보를 필터링하고, 상기 IP 서비스 정보 디코더(106030)는 상기 UDP/IP 필터(106010)에서 필터링된 IP 서비스 정보를 디코딩하여 어드레스 정보를 획득한다. 이때 어드레스 정보는 IP 서비스 정보 중 ESG 정보로부터 획득될 수 있다. 그리고 IP 서비스 컨트롤러(106020)는 상기 IP 서비스 정보 디코더(106030)에서 획득된 어드레스 정보를 사용하여 UDP/IP 필터(106010)를 제어, 어드레스 별로 원하는 컴포넌트에 해당하는 IP 패킷을 필터링하여 출력할 수 있다. IP 스트림에 포함된 IP 서비스 정보는 기설정된 어드레스로 전송되므로, 별도의 UDP/IP 필터(106010)의 설정 없이 바로 필터링하여 처리가 가능하다.
상기 UDP/IP 필터(106010)는 IP 스트림에 포함된 IP 패킷들을 컴포넌트별로 필터링한 후 각각의 PLP 경로를 통해 해당 컴포넌트 머저로 출력한다. 예를 들면, 비디오 컴포넌트에 해당하는 IP 패킷들은 컴포넌트 머저(106070)로 출력하고, 오디오 컴포넌트에 해당하는 IP 패킷들은 컴포넌트 머저(106090)로 출력하며, 데이터 컴포넌트에 해당하는 IP 패킷들은 컴포넌트 머저(106110)로 출력한다. 상기 컴포넌트 머저들(106070, 106090, 106110)은 해당 컴포넌트의 IP 패킷들을 머징한다. 만일 인풋 프리-프로세서로 입력된 스트림이 GSE 형태라면 상기 컴포넌트 머저들(106070, 106090, 106110)의 출력은 각 GSE 인캡슐레이팅 모듈(106080, 1061000, 106120)에서 GSE 인캡슐레이팅된 후 GSE 스트림으로 출력되고, IP 형태라면 GSE 인캡슐레이팅 과정이 생략될 수 있다.
이렇게 컴포넌트 별로 PLP를 구성하는 경우, 수신기에서는 채널을 스캔하여도 하나의 서비스에 해당하는 데이터를 모두 검색하지 못할 수도 있다. 즉, 서비스별로 PLP를 구성하여 IP 서비스 정보로 식별하는 방식과 달리, 본 발명에서는 서비스에 해당하는 컴포넌트별로 PLP를 구성하므로 IP 서비스 정보가 포함되지 않는 컴포넌트 PLP가 존재할 수 있기 때문이다. 따라서, 본 발명에서는 서비스에 해당하는 컴포넌트 PLP들을 찾을 수 있도록, IP 서비스 정보에 서비스 구성 정보를 추가한다.
IP 서비스 정보 수정/생성 모듈(106040)은 ESG 정보, 서비스 프로바이더 정보, 부트 스트랩 정보 등 수정하거나 추가하여야 하는 IP 서비스 정보를 수정 또는 생성하여 출력한다. 예를 들면, ESG 정보에 컴포넌트 별로 PLP를 구성하는 서비스 구성 정보를 시그널링할 수 있다.
IP 스트림 머저(106050)는 IP 서비스 정보 수정/생성 모듈(106040)에서 수정/생성된 IP 서비스 정보와 수정이 필요없는 부가 정보와 같은 IP 서비스 정보를 머징하여 커먼 PLP 경로로 출력한다.
본 실시예에서, IP 스트림은 IP 패킷 단위로 각각의 IP 어드레스 및 UDP 포트 넘버가 할당되므로, 도 7에서와 같은 널 패킷 삽입 모듈들은 생략될 수 있다.
도 11에서 도시한 바와 같이, 인풋 프리-프로세서는 IP 스트림(또는 GSE 스트림)을 입력받아 IP 서비스 정보를 포함하는 데이터를 커먼 PLP 경로로, 각 컴포넌트에 해당하는 데이터를 컴포넌트 PLP 경로로 출력할 수 있으며, 이렇게 각각의 PLP 경로에 해당하는 데이터를 PLP 데이터 또는 PLP라고 지칭할 수도 있다.
인풋 프리-프로세서는 이렇게 구성된 컴포넌트들에 대한 정보를 L1 시그널링 정보에 시그널링하여, 수신기 타입에 따라 PLP 단위로 컴포넌트를 추출할 수 있도록 한다. 즉, 수신기에 따라 서비스의 종류를 선택하면, 수신기는 그 서비스에 해당하는 컴포넌트들을 처리하여야 한다. 본 발명에서는 컴포넌트 별로 PLP가 구성되므로, 이러한 PLP 구조에 대한 정보를 L1 시그널링 정보에 시그널링함으로써, 수신기는 서비스에 해당하는 컴포넌트들을 추출하여 처리할 수 있게 된다. 따라서, 인풋 프리-프로세서는 컴포넌트 PLP 구성에 대한 정보를 생성하여 L1 시그널링 정보에 포함되도록 제어할 수 있다.
도 12는 본 발명의 따른 인풋 프리-프로세서에서 컴포넌트 단위로 PLP를 구성하는 다른 실시예를 나타낸 도면이다.
도 12에서, IP 패킷들로 구성되는 IP 스트림(107010)은 도 11에서 인풋 프리-프로세서의 UDP/IP 필터(106010)로 입력되는 IP 스트림을 나타내며, 각 IP 패킷은 오디오 컴포넌트의 데이터, 비디오 컴포넌트의 데이터, 데이터 컴포넌트의 데이터 및 IP 서비스 정보 컴포넌트의 데이터 중 하나를 포함한다.
도 12의 인풋 프리-프로세서는 IP 스트림(107010)에 포함된 IP 패킷들에 상술한 프리 프로세싱을 수행하여, 컴포넌트별로 구분한 후 다른 PLP 경로로 출력한다.
예를 들어, NIT, INT, 부트 스트랩, ESG 정보를 포함하는 IP 패킷들은 커먼 PLP 경로로 출력하여 커먼 IP 스트림(107020)을 구성하고, 비디오 컴포넌트의 데이터를 포함하는 IP 패킷들은 비디오 컴포넌트 PLP 경로로 출력하여 비디오 컴포넌트 IP 스트림(107030)을 구성한다. 또한 오디오 컴포넌트의 데이터를 포함하는 IP 패킷들은 오디오 컴포넌트 PLP 경로로 출력하여 오디오 컴포넌트 IP 스트림(107040)을 구성하고, 데이터 컴포넌트의 데이터를 포함하는 IP 패킷들은 데이터 컴포넌트 PLP 경로로 출력하여 데이터 컴포넌트 IP 스트림(107050)을 구성한다. 다른 예로, 2개 이상의 컴포넌트들의 데이터를 포함하는 IP 패킷들이 하나의 PLP 경로로 출력되어 하나의 IP 스트림을 구성할 수도 있다. 또 다른 예로, 복수개의 서비스의 특정 컴포넌트의 데이터를 포함하는 IP 패킷들이 하나의 PLP 경로로 출력되어 하나의 IP 스트림을 구성할 수도 있다.
본 발명은 설명의 편의를 위해 커먼 IP 스트림(107020)을 커먼 PLP(또는 PLP 데이터)라 호칭할 수 있으며, 비디오 컴포넌트 IP 스트림(107030)을 비디오 컴포넌트 PLP(또는 PLP 데이터)라 호칭할 수 있다. 또한 오디오 컴포넌트 IP 스트림(107040)을 오디오 컴포넌트 PLP(또는 PLP 데이터)라 호칭할 수 있으며, 데이터 컴포넌트 IP 스트림(107050)을 데이터 컴포넌트 PLP(또는 PLP 데이터)라 호칭할 수 있다.
도 12의 각 PLP 경로의 IP 스트림들은 IP 스트림의 특성상 동기나 순서(order)를 유지할 필요는 없다.
도 13은 본 발명의 다른 실시예에 따른 방송 신호의 프리 프로세싱 방법을 나타낸 순서도이다.
도 13은 상술한 도 11의 인풋 프리-프로세서(100000)가 IP 스트림을 컴포넌트 단위로 분류하고, 분류된 컴포넌트 단위의 데이터를 각각 별개의 PLP 경로로 출력하도록 처리하는 방법을 나타낸다.
인풋 프리-프로세서(100000)는 입력 스트림이 GSE 스트림인 경우, GSE 디캡슐레이팅 모듈(106130)을 사용하여 GSE 스트림을 IP 스트림으로 디캡슐레이팅한다(S109010). 입력 스트림이 IP 스트림인 경우, 이 단계(S109010)는 생략될 수 있다.
인풋 프리-프로세서(100000)는 UDP/IP 필터(106010)를 사용하여 입력 IP 스트림의 ESG 정보를 필터링한다(S109020). ESG 정보는 IP 스트림에서 기 설정된 어드레스로 전송되므로, 별도의 필터 설정없이 필터링이 가능하다.
인풋 프리-프로세서(100000)는, IP 서비스 정보 디코더(106030)를 사용하여, UDP/IP 필터(106010)에서 필터링된 ESG 정보를 디코딩하고 IP 스트림에 포함된 각 컴포넌트에 대한 어드레스 정보를 획득한다(S109030). 그리고 IP 서비스 컨트롤러(106020)는 단계(S109030)에서 획득된 어드레스 정보로 UDP/IP 필터(106010)를 설정하여, 컴포넌트별로 데이터를 필터링하여 출력하도록 한다(S109040).
인풋 프리-프로세서(100000)는 데이터의 컴포넌트 타입에 따라 다른 동작을 수행한다(S109050).
컴포넌트 타입이 IP 서비스 정보에 해당하는 경우, 즉 커먼 PLP 데이터에 해당하는 경우, 인풋 프리-프로세서(100000)는 IP 서비스 정보에 수정이 필요한지를 판단하여(S109060), 수정이 필요한 경우에는 해당 IP 서비스 정보(ESG 정보, 부트 스트랩 정보, 프로바이더 정보 등)를 생성하거나 수정한다(S109070). 그리고, IP 스트림 머저(106050)를 사용하여 커먼 PLP로 전송되는 데이터에 포함되어야 하는 IP 서비스 정보들을 머징한다(S109090).
컴포넌트 타입이 IP 서비스 정보가 아닌 경우, 즉 컴포넌트 PLP 데이터에 해당하는 경우, 인풋 프리-프로세서(100000)는 컴포넌트 타입에 기초하여 피지컬 PLP 파라미터를 설정하고, L1 시그널링 정보에 시그널링되도록 한다(S109080). 다시 말하면, 인풋 프리-프로세서(100000)는 본 발명의 컴포넌트 구조에 따라 수신기에서 서비스에 해당하는 컴포넌트 PLP를 처리할 수 있도록 컴포넌트 PLP 구조 대한 정보를 L1 시그널링 정보에 시그널링할 수 있다.
출력 데이터 포맷이 GSE 스트림인 경우, 인풋 프리-프로세서(100000)는 컴포넌트 타입에 따라 처리된 PLP 데이터들에 GSE 인캡슐레이션을 수행한다(S109100). 이 단계 또한, 데이터 출력 포맷이 IP 스트림인 경우에는 생략될 수 있다. 각각의 컴포넌트 PLP 데이터는, 각각의 PLP 경로로 출력된다(S109110).
상기 인풋 프리-프로세서(100000)의 출력은 인풋 프로세서(100100)로 출력된다.
본 발명에서 TS 또는 IP 또는 GSE 스트림들은 인풋 프리 프로세서(100000) 또는 인풋 프로세서(100100)를 통해 독립적으로 처리될 n+1개의 스트림으로 변환될 수 있다. 이때 독립적으로 처리될 스트림은 여러 개의 서비스 컴포넌트들을 포함하는 완전한 TS 스트림이 될 수도 있고, 하나의 서비스 컴포넌트 (예를 들면 비디오 혹은 오디오 등)만을 포함하는 최소 단위의 TS 스트림이 될 수도 있다. 같은 방식으로 여러 개의 서비스 컴포넌트들을 포함하는 완전한 GSE 스트림 혹은 하나의 서비스 컴포넌트만을 포함하는 GSE 스트림이 될 수도 있다. 같은 방식으로 여러 개의 서비스 컴포넌트들을 포함하는 완전한 IP 스트림 혹은 하나의 서비스 컴포넌트만을 포함하는 IP 스트림이 될 수도 있다.
도 14는 본 발명에 따른 방송 신호 송신 장치의 인풋 프로세서(100100)의 일 실시예를 보인 구성 블록도이다.
도 14는 인풋 스트림이 1개인 경우 인풋 프로세서(100100)의 일 실시예를 도시하고 있다. 인풋 스트림이 1개인 경우 인풋 프로세서(100100)는 인풋 인터페이스 모듈(110100), CRC-8 인코더(110200), BB 헤더 삽입기(110300), 패딩 삽입기(110400) 및 BB 스크램블러(110500)를 포함할 수 있다. 도 14에서 설명의 편의를 위해, 인풋 인터페이스 모듈 (110100), CRC-8 인코더(110200) 및 BB 헤더 삽입기(110300)를 모드 어댑테이션 모듈이라 하고, 패딩 삽입기(110400) 및 BB 스크램블러(110500)를 스트림 어댑테이션 모듈이라 하기로 한다.
상기 인풋 인터페이스 모듈(110100)은 입력 스트림을 뒷단의 BICM 모듈(100200)에서 FEC(BCH/LDPC) 인코딩을 수행하기 위한 논리적 단위(internal logical-bit format)로 매핑한다. 즉, 상기 인풋 인터페이스 모듈(110100)은 입력 스트림을 BB(Base Band) 프레임을 생성하기 위해 필요한 개수의 비트수 단위로 슬라이싱하여 BB 프레임 페이로드에 매핑한다. 상기 CRC-8 인코더(110200)는 상기 인터페이스 모듈(110100)에서 출력되는 BB 프레임 페이로드에 대해 CRC 인코딩을 수행하며, 상기 BB 헤더 삽입기(110300)는 CRC 인코딩이 수행된 BB 프레임 페이로드의 전단에 고정된 크기를 갖는 헤더를 삽입하여 BB 프레임을 형성한다.
상기 패딩 삽입기(110400)는 입력된 비트 스트림의 데이터량이 FEC를 위한 BB 프레임의 양보다 적은 경우, BB 프레임을 형성하기 위하여 상기 BB 프레임에 패딩 비트를 삽입할 수 있다. 상기 BB 스크램블러(110500)는 BB 프레임의 비트 스트림에 대해 PRBS(Pseudo Random Binary Sequence)으로 XOR(Exclusive OR) 연산하여 랜더마이징을 수행한다. 이러한 BB 스크램블러(110500)의 동작은 최종적으로 전송되는 OFDM 변조 신호의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)를 낮출 수 있다.
도 15는 본 발명에 따른 멀티 PLP 입력에 대한 인풋 프로세서 (100100)의 모드 어댑테이션 모듈의 일 실시예를 나타낸다. 특히 도 15는 인풋 프리-프로세서(100000)는 인풋 스트림 타입이 TS 형태일 때, 복수개의 PLP를 처리하는 모드 어댑테이션 모듈의 일 실시예를 나타낸다
상기 모드 어댑테이션 모듈은 복수개의 PLP들 중 각각의 PLP에 대해 모드 어댑테이션을 수행하도록 병렬로 동작하는 n+1개의 인풋 인터페이스 모듈(input interface module)(111200-0~n), n+1개의 인풋 스트림 싱크 모듈(input stream sync module)(111210-0~n), n+1개의 딜레이 보상기(delay compensator)(111220-0~n), n+1개의 널 패킷 제거기(null packet deleter)(111230-0~n), n+1개의 CRC(Cyclic Redundancy Check) 인코더(111240-0~n) 및 n+1개의 BB 헤더 삽입기(BB header inserter)(111250-0~n)를 포함할 수 있다.
본 발명에 따른 방송 신호 송신 장치는 TS의 트랜스포트 레이어 신호(transport layer signal)와 같이 복수개의 PLP에 공통적으로 적용될 수 있는 시그널링 정보를 하나의 PLP에 포함시켜 전송함으로써 전송 효율을 높일 수 있다. 도 15에 도시된 PLP0가 이러한 역할을 하며, 이러한 PLP를 본 발명에서는 커먼 PLP(common PLP)라 한다. 도 15의 PLP0을 제외한 나머지 P개의 PLP들은 데이터 전송을 위해서 사용될 수 있으며, 이러한 PLP를 본 발명에서는 데이터 PLP라 한다. 도 15는 일 실시예이며, PLP0와 같은 커먼 PLP는 복수개가 될 수도 있다.
상기 인풋 인터페이스 모듈들(111200-0~n)은 해당 PLP의 입력 스트림을 BB 프레임(Base Band frame)을 생성하기 위해 필요한 개수의 비트수 단위로 슬라이싱하여 BB 프레임 페이로드에 매핑한다.
상기 인풋 스트림 싱크 모듈들(111210-0~n)은 수신기에서 TS 또는 GS 스트림을 복원하는데 필요한 싱크 타이밍 정보를 발생하여 BB 프레임 페이로드에 삽입한다. 즉, 수신기에서 서비스 복원시, 원래의 타이밍에 서비스가 복원될 수 있도록 채널과 전송 프로세스에서 발생할 수 있는 모든 딜레이를 고려하여 싱크 타이밍 정보를 발생시킨다. 상기 싱크 타이밍 정보는 ISCR(Input Stream Clock Reference) 정보가 될 수 있다. 또한 상기 인풋 스트림 싱크 모듈들(111210-0~n)은 싱크 바이트를 추가하여 수신기에서 동기를 맞출 수 있도록 한다.
상기 딜레이 보상기들(111220-0~n)은 복수개의 PLP들이 존재하는 경우 각 PLP들의 딜레이 차이를 각각 보상하여 프레임이 효율적으로 형성될 수 있도록 한다. 즉, 상기 딜레이 보상기들(111220-0~n)은 인풋 스트림 싱크 모듈들(111210-0~n)에서 삽입된 싱크 타이밍 정보를 기반으로 그룹 단위의 PLP들에 대하여 데이터를 지연시켜 동기를 맞춘다.
상기 널 패킷 제거기들(111230-0~n)은 해당 TS에서 유효 패킷 이외의 널 패킷을 삭제하고, 삭제된 위치에 따라 삭제된 널 패킷(DNP)의 개수 정보를 삽입한다. 다시 말해, 널 패킷을 DNP 바이트로 축소한다. 이렇게 함으로써, 전송 효율을 높일 수 있다.
상기 CRC 인코더들(111240-0~n)은 BB 프레임의 전송 신뢰도를 높이기 위하여 해당 BB 프레임 페이로드에 CRC 인코딩을 수행하여 CRC 데이터를 부가한다.
상기 BB 헤더 삽입기(111250-0~n)는 데이터 필드의 포맷을 식별할 수 있도록, 해당 BB 프레임 페이로드의 전단에 고정된 크기를 갖는 헤더를 삽입한다. 상기 헤더는 TS인지 IP인지 GS인지를 나타내는 모드 어댑테이션 타입(Mode Adaptation Type) 정보, 유저 패킷 길이(User Packet Length) 정보, 데이터 필드 길이(Data Field Length) 정보, 유저 패킷 싱크 바이트(User Packet Sync Byte) 정보, 데이터 필드에 포함되는 유저 패킷 싱크 바이트의 시작 어드레스 정보, 하이 에피션시(high efficiency) 모드 인디케이터, 인풋 스트림 싱크 필드 등을 포함할 수 있다.
도 15는 입력 스트림 타입이 TS일 경우를 예로 들고 있으며, 만일 입력 스트림 타입이 IP 스트림이거나 GSE 스트림이면 딜레이 보상기들(111220-0~n)과 널 패킷 제거기들(111230-0~n)은 생략될 수 있다. 예를 들어, IP 패킷은 수신기에서 타임 스탬프에 맞게 버퍼링되어 재생되므로 데이터를 딜레이시킬 필요가 없으며, 또한 널 패킷의 추가/삭제가 필요없다. 그리고 자체적으로 CRC를 갖고 있어 CRC 바이트도 추가할 필요가 없다. 따라서, 도 15의 인풋 프로세서의 동작에서, 딜레이 보상기들(111220-0~n)과 널 패킷 제거기들(111230-0~n)은 생략되거나, 입력되는 데이터가 IP 스트림 또는 GSE 스트림인 경우에는 상기 블록들을 바이패스할 수 있다.
도 16은 본 발명에 따른 멀티 PLP 입력에 대한 인풋 프로세서 (100100)의 스트림 어댑테이션 모듈의 일 실시예를 나타낸다.
상기 스트림 어댑테이션 모듈은 n개의 PLP 처리를 위해 n+1개의 프레임 지연기들(130100-0~n), n+1개의 인밴드 시그널링/패딩 삽입기들(130200-0~n) 및 n+1개의 BB 스크램블러(130300-0~n)를 포함할 수 있다. 상기 스트림 어댑테이션 모듈은 스케쥴러(120300)를 더 포함한다.
상기 스케쥴러(120300)는 복수개의 PLP들을 전송 프레임의 각 슬롯에 할당하기 위한 스케쥴링을 수행할 수 있다. 만일 MIMO 방식을 이용할 경우, 상기 스케쥴러(120300)는 듀얼 극성(dual polarity) MIMO를 위한 스케쥴링을 수행할 수 있다. 즉, BICM 모듈(100200)의 디먹스, 셀 인터리버, 타임 인터리버 등의 신호 처리 블록에서 사용될 수 있는 파라미터들 예를 들어, H-경로, V-경로와 같은 극성 경로(polarity path)와 관련된 파라미터들을 발생시킬 수 있다. 또한, 스케줄러(120300)는, 인밴드 시그널링과 별도로 현재 프레임에 대한 L1-다이나믹 시그널링 정보를 출력하여 셀 매퍼가 스케줄링에 따라 입력 셀들을 매핑하도록 할 수 있다.
상기 프레임 지연기들(130100-0~n)은 인밴드 시그널링을 위해서 다음 프레임에 대한 스케쥴링 정보가 현재 프레임을 통해 전송될 수 있도록 입력 데이터를 하나의 전송 프레임만큼 지연시킨다.
상기 인밴드 시그널링/패딩 삽입기들(130200-0~n)은 한 개의 전송 프레임만큼 지연된 데이터에 지연되지 않은 L1-다이나믹 시그널링 정보를 삽입한다. 이 경우 입력 데이터 내에 여유 공간이 있는 경우 패딩 비트를 삽입할 수도 있고, 인밴드 시그널링 정보를 여유 공간에 삽입할 수도 있다.
상기 BB 스크램블러들(130300-0~n)은 전송 비트열간의 상관성을 최소화하기 위해서 인밴드 시그널링/패딩 삽입기들(130200-0~n)에서 출력되는 입력 비트 스트림과 PRBS를 XOR 연산하여 입력 비트 스트림을 랜더마이징한다. 상기 스크램블 과정을 거치면, 최종적으로 전송되는 OFDM 변조 신호의 PAPR를 낮출 수 있다.
또한 스케쥴러(120300)는 인밴드 시그널링과 별개로 현재 프레임의 L1-다이나믹 시그널링 정보를 프레임 빌더의 셀 매퍼로 전송할 수 있다. 셀 매퍼는 입력된 정보를 이용하여 입력 셀들을 전송 프레임에 매핑한다.
도 16의 멀티 PLP 입력에 대한 스트림 어댑테이션 모듈이 도 14의 싱글 PLP 입력에 대한 스트림 어댑테이션 모듈과 다른 점은, 스케줄러(120300), n+1개의 프레임 지연기들(130100-0~n), n+1개의 인밴드 시그널링/패딩 삽입기들(130200-0~n) 등이 추가되었다는 점이다.
한편 도 16의 스트림 어댑테이션 모듈은 L1 시그널링 제네레이터를 더 포함할 수 있다. 상기 L1 시그널링 제네레이터는 인밴드 시그널링 정보 외에, 전송 프레임의 프리앰블 심볼이나 스프래딩되는 데이터 심볼 등을 통해 전송되는 L1 시그널링 정보를 생성한다. 이러한 L1 시그널링 정보는 L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보를 포함한다. 상기 L1 시그널링 제네레이터는 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보를 각각 출력한다.
또한 본 발명은 L1 시그널링 제네레이터의 출력단에 L1-프리 시그널링 정보를 스크램블링하는 제1 BB 스크램블러와 L1-포스트 시그널링 정보를 스크램블링하는 제2 BB 스크램블러를 더 포함할 수 있다. 이 경우 L1-프리 시그널링 정보는 제1 BB 스크램블러에서, L1-포스트 시그널링 정보는 제2 BB 스크램블러에서 PRBS과의 XOR 연산을 통해 각각 스크램블링된다. 다른 실시예로서 L1 시그널링 제네레이터는 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보를 포함하는 L1 시그널링 정보를 출력하고, 하나의 BB 스크램블러가 출력된 L1 시그널링 정보를 스크램블링할 수도 있다.
한편 본 발명에서는 PLP 데이터마다 독립적으로 MISO 방식을 적용할 수도 있고, MIMO 방식을 적용할 수도 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, MIMO 방식으로 전송할 MIMO PLP 데이터는 BICM 모듈에서 MIMO 인코딩을 수행하고, MISO 방식으로 전송할 MISO PLP 데이터는 OFDM 제네레이터에서 MISO 인코딩을 수행한다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, BICM 모듈에서 MIMO 방식으로 전송할 MIMO PLP 데이터에 대해 MIMO 인코딩을 수행하고, MISO 방식으로 전송할 MISO 데이터에 대해 MISO 인코딩을 수행한다. 이 경우 OFDM 제네레이터에서 MISO 인코딩 과정은 생략된다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 BICM 모듈(100200)의 구성 블록도로서, 인풋 프로세싱된 복수개의 PLP 데이터, L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보에 대해 비트 인터리빙 및 에러 정정을 위한 인코딩을 수행한다.
이를 위해 도 17의 BICM 모듈은 MISO PLP 데이터를 처리하는 제 1 BICM 인코딩 블록(130600), MIMO PLP 데이터를 처리하는 제 2 BICM 인코딩 블록(130700) 및 시그널링 정보를 처리하는 제 3 BICM 인코딩 블록(130800)을 포함하는 것을 일 실시예로 한다. 상기 제 3 BICM 인코딩 블록(130800)은 다시 L1- 프리 시그널링 정보를 처리하기 위한 제 1 인코딩 블록과 L1-포스트 시그널링 정보를 처리하기 위한 제 2 인코딩 블록을 포함한다.
시그널링 정보는 OFDM 제너레이터에서 MISO 또는 MIMO 처리될 수 있다. 그런데 시그널링 정보는 수신기에서 전송 프레임에 포함된 PLP 데이터를 복구하기 위해 필요한 정보들을 포함하고 있으므로, PLP 데이터보다 송수신간의 더 큰 강인성(robustness)이 요구된다. 따라서 본 발명에서는 OFDM 제네레이터에서 MISO 방식으로 시그널링 정보를 처리하는 것을 일 실시예로 한다.
이하에서 각 블록의 데이터 처리 방식에 대해 설명한다.
상기 제 1 BICM 인코딩 블록(130600)은 FEC(Forward Error Correction) 인코더(131100-0), 비트 인터리버(131200-0), 디먹스(131300-0), 성상도 매퍼(131400-0), 셀 인터리버(131600-0), 및 타임 인터리버(131700-0)를 포함한다.
상기 FEC 인코더(131100-0)는 인풋 프로세싱된 PLP 데이터에 대하여 수신기에서 전송 채널상의 오류를 정정할 수 있도록 입력 비트 스트림에 리던던시를 추가하고, 1/4, 1/3, 2/5과 같은 코드 레이트로 비트 스트림을 인코딩한다. 일 예로, 상기 FEC 인코더(131100-0)는 BCH(Bose-Chaudhuri-Hocquengham)/LDPC(Low Density Parity Check) 코드를 사용하여 에러 정정을 위한 리던던시를 추가하고 인코딩을 수행한다.
상기 비트 인터리버(131200-0)는 FEC 인코딩이 수행된 PLP 데이터에 대하여 하나의 FEC 블록 단위로 비트 인터리빙을 수행하여 전송 중에 발생할 수 있는 버스트 에러에 대해 강인성(robustness)를 가질 수 있도록 한다. 이 경우, 비트 인터리버(131200-0)는 두 개의 FEC 블록 단위를 이용하여 비트 인터리빙을 수행할 수 있다. 이와 같이 두 개의 FEC 블록을 이용하여 비트 인터리빙을 수행하는 경우, 후술할 프레임 빌더에서 쌍을 이루는 셀들이 서로 다른 FEC 블록으로부터 생성될 수 있다. 따라서 방송 신호 수신기에서는 다이버시티를 확보하여 수신 성능을 향상시킬 수 있다.
상기 디먹스(131300-0)는 비트 인터리빙된 PLP 데이터에 대하여 하나의 FEC 블록 단위로 디멀티플렉싱을 수행한다. 일 실시예로, 디먹스(131300-0)는 셀을 구성하는 비트들의 순서를 조절하여 비트의 강인성(robustness)을 제어하고, 비트들을 포함하는 셀을 출력한다. 즉, 상기 디먹스(131300-0)는 이후 성상도 매퍼(131400-0)에서 심볼 매핑을 수행할 때 LDPC 부호화에서 발생한 데이터 신뢰도(reliability)의 분포를 분산 배치하기 위하여 비트 출력 순서를 조절한다. 상기 디먹스(131300-0)는 두 개의 FEC 블록을 사용하여 디멀티플렉싱을 수행할 수 있다. 이와 같이 두 개의 FEC 블록을 사용하여 디멀티플렉싱을 수행하는 경우, 후술할 프레임 빌더에서 페어(pair)를 이루는 셀들이 서로 다른 FEC 블록으로부터 생성될 수 있다. 따라서 수신기는 다이버시티를 확보하여 높은 수신 성능을 얻을 수 있다.
상기 성상도 매퍼(131400-0)는 디멀티플렉싱된 비트 단위의 PLP 데이터를 심볼 단위로 성상도에 매핑한다. 이 경우 성상도 매퍼(131400-0)는 모듈레이션 타입에 따라 성상도를 일정 각도로 회전시킬 수 있다. 회전된 성상도들은 I-phase(In-phase) 성분과 Q-phase(Quadrature-phase) 성분으로 표현될 수 있으며, 성상도 매퍼(131400-0)는 이중 Q-phase 성분만을 임의의 값으로 딜레이할 수 있다. 이후 성상도 매퍼(131400-0)는 In-phase 성분과 딜레이된 Q-phase 성분을 이용하여 디멀티플렉싱된 PLP 데이터를 새로운 성상도에 재매핑할 수 있다.
상기 셀 인터리버(131600-0)는 성상도에 매핑 또는 재매핑된 PLP 데이터에 대해 셀 단위로 인터리빙을 수행할 수 있으며, 타임 인터리버(131700-0)는 셀 인터리빙된 PLP 데이터에 대해 시간 단위로 인터리빙을 수행하여 프레임 빌더로 출력한다. 이 경우 타임 인터리버(131700-0)는 2 개의 FEC 블록을 이용하여 인터리빙을 수행할 수 있다. 이 과정을 통해, 후술할 프레임 빌더에서 쌍을 이루는 셀들이 서로 다른 FEC 블록으로부터 생성될 수 있으므로 수신기는 다이버시티를 확보하여 높은 수신 성능을 얻을 수 있다.
상기 제 2 BICM 인코딩 블록(130700)은 FEC 인코더(131100-1), 비트 인터리버(131200-1), 디먹스(131300-1), 제 1 성상도 매퍼(131400-1) 및 제 2 성상도 매퍼(131400-2), MIMO 인코더(131500-1), 제 1 셀 인터리버(131600-1), 제2 셀 인터리버(131600-2), 제 1 타임 인터리버(131700-1) 및 제2 타임 인터리버(131700-2)를 포함한다. 상기 FEC 인코더(131100-1) 및 비트 인터리버(132100-1)는 제1 BICM 인코딩 블록(130600)의 FEC 인코더(131100-0) 및 비트 인터리버(131200-0)와 동일한 기능을 수행한다.
상기 디먹스(131300-1) 제1 BICM 인코딩 블록(130600)의 디먹스(131300-0)와 동일한 기능을 수행할 수 있으며 추가로, PLP 데이터를 디멀티플렉싱하여 MIMO 전송에 필요한 2개의 입력 경로로 출력할 수 있다. 이 경우 각 입력 경로를 통해 전송되는 데이터의 전송 특성은 동일할 수도 있고 다를 수 있다.
일 예로, 2개의 입력 경로를 통해 전송되는 PLP 데이터의 전송 특성이 다른 경우, 디먹스(131300-1)는 하나의 FEC 블록에 포함되는 셀에 해당하는 PLP 데이터의 비트 워드들을 각 입력 경로에 랜덤하게 할당할 수 있다.
다른 예로, 2개의 경로를 통해 전송되는 PLP 데이터의 QAM 타입이 동일한 경우, 점선으로 도시된 제 2 성상도 매퍼(131400-2), 제 2 셀 인터리버(131600-2) 및 제 2 타임 인터리버(131700-2)는 사용되지 않을 수 있다.
상기 제 1 성상도 매퍼(131400-1) 및 제 2 성상도 매퍼(131400-2)는 제1 BICM 인코딩 블록(130600)의 성상도 매퍼(131400-0)와 동일한 기능을 수행한다.
상기 MIMO 인코더(131500-1)는 제 1 성상도 매퍼(131400-1)와 제 2 성상도 매퍼(131400-2)에 매핑된 PLP 데이터에 MIMO 인코딩 매트릭스를 적용하여 MIMO 인코딩을 수행한 후 2개 경로로 출력한다. 상기 MIMO 인코딩 방법은 뒤에서 상세히 설명하기로 한다.
상기 제 1 셀 인터리버(131400-1) 및 제 2 셀 인터리버(131400-2)는 MIMO 인코딩되어 각각의 경로를 통해 입력되는 PLP 데이터 중 하나의 FEC 블록에 포함된 셀의 절반 크기에 해당하는 PLP 데이터에 대해서만 셀 인터리빙을 수행하는 것을 일 실시예로 한다. 따라서 제 1 셀 인터리버(131400-1) 및 제 2 셀 인터리버(131400-2)에 의한 셀 인터리빙은 제1 BICM 인코딩 블록(130600)의 MISO 방식의 셀 인터리버(131400-0)의 인터리빙과 동일한 효과를 가질 수 있다. 또한, 복수의 경로의 데이터를 처리하기 위해 제 1 셀 인터리버(131400-1) 및 제 2 셀 인터리버(131400-2)에 추가적인 메모리 할당을 하지 않고, 셀 인터리버(131400-0)의 메모리 설정을 사용하여 셀 인터리빙을 수행할 수 있는 장점이 있다.
제 1 타임 인터리버(131700-1) 및 제 2 타임 인터리버(131700-1)는 제1 BICM 모듈(130600)의 타임 인터리버(131700-0)와 동일한 기능을 수행한다. 또한 제 1 타임 인터리버(131700-1) 및 제 2 타임 인터리버(131700-2)는 각각의 경로를 통해 입력되는 PLP 데이터에 대해 동일한 방법으로 타임 인터리빙을 수행할 수도 있고, 다른 방법으로 타임 인터리빙을 수행할 수도 있다.
상기 제3 BICM 인코딩 블록(130800)은 L1- 프리 시그널링 정보를 처리하는 제 1 인코딩 블록과 L1-포스트 시그널링 정보를 처리하는 제 2 인코딩 블록을 포함한다.
상기 제 1 인코딩 블록은 FEC 인코더(132100-0), 성상도 매퍼(132400-0), 셀 인터리버(132500-0), 및 타임 인터리버(132600-0)을 포함한다. 상기 제2 인코딩 블록은 FEC 인코더(132100-1), 비트 인터리버(132200), 디먹스(132300), 성상도 매퍼(132400-1), 셀 인터리버(132500-1) 및 타임 인터리버(132600-1)를 포함할 수 있다.
수신기에서 L1 시그널링 정보 및 데이터를 디코딩하기 위해서는 L1-프리 시그널링 정보를 정확하고 빠르게 디코딩할 필요가 있다. 따라서 본 발명은 수신기에서 L1-프리 시그널링 정보의 빠른 디코딩을 수행할 수 있도록, L1-프리 시그널링 정보에 대해서는 비트 인터리빙 및 디멀티플렉싱을 수행하지 않는 것을 일 실시예로 한다.
상기 제 1 인코딩 블록과 제 2 인코딩 블록에 포함된 각 블록들의 동작은 제 1 BICM 인코딩 블록(130600)에 포함된 동일 블록들의 동작을 참조하면 되므로, 여기서 구체적인 설명은 생략한다. 다만, 2개의 FEC 인코더(132100-0~1)는 입력된 L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보에 대해 각각 쇼트닝과 펑처링을 포함한 FEC 인코딩을 수행한다. 상기 FEC 인코딩은 BCH 인코딩 및 LDPC 인코딩을 포함할 수 있다.
한편 본 발명은 인풋 프로세서 대신 제3 BICM 인코딩 모듈의 2개의 FEC 인코더(132100-0~1)의 전단에 L1 시그널링 제네레이터가 위치할 수도 있다. 또한 상기 L1 시그널링 제네레이터의 출력단에 제1 BB 스크램블러와 제2 스크램블러가 더 포함될 수도 있다. 상기 L1 시그널링 제네레이터와 제1, 제2 BB 스크램블러의 동작 설명은 인풋 프로세서의 해당 블록의 동작 설명과 같다. 다른 실시예로, L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보를 포함하는 L1 시그널링 정보를 하나의 BB 스크램블러를 이용하여 스크램블링할 수도 있다.
도 17의 제1 내지 제3 BICM 인코딩 블록 내 디먹스(131300-0,131300-1,132300)는 비트-셀 디먹스라 하기도 한다.
이때 제 1 BICM 인코딩 블록(130600)은 1개의 경로(STX_k)로 MISO 방식으로 전송될 PLP 데이터를 출력하고, 제 2 BICM 인코딩 블록(130700)은 2개의 경로(STX_m, STX_m+1)로 MIMO 방식으로 전송될 PLP 데이터를 출력한다. 또한 제 3 BICM 인코딩 블록(130800)은 L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보에 대하여 각각 1개의 경로(STX_pre, STX_post)로 출력한다. 본 발명은 설명의 편의를 위해 STX_k, STX_m, STX_pre, STX_post에 대응되는 경로를 제1 경로라 칭하고, STX_m+1에 대응되는 경로를 제2 경로라 칭한다.
도 17과 같은 구조에서, PLP 데이터 또는 시그널링 데이터는 성상도에 매핑된 이후부터 심볼 단위로 처리된다. 따라서 제2 BICM 인코딩 블록(130700)은 MIMO PLP 데이터에 대해 OFDM 심볼 단위로 MIMO 인코딩, 셀 인터리빙, 타임 인터리빙을 수행한다. 이 경우, 방송 신호 수신기의 타임 디인터리버, 셀 디인터리버 및 MIMO 디코더는 수신 데이터를 심볼 단위로 처리한다.
도 17의 BICM 모듈의 다른 실시예로서, MIMO 인코더가 제1 타임 인터리버와 제2 타임 인터리버의 출력단에 구비될 수도 있다.
이 경우 방송 신호 수신기의 BICM 디코더는 MIMO PLP 데이터에 대해 MIMO 디코딩을 가장 먼저 수행해야 하며, MIMO 디코딩이 수행된 데이터는 비트 단위로 출력된다. 이후 방송 신호 수신기의 BICM 디코더에서는 MIMO 디코딩된 데이터에 대해 타임 디인터리빙 및 셀 디인터리빙을 수행할 수 있으나, 비트 단위로 출력된 데이터가 입력되므로 입력 데이터의 심볼 단위에 관한 정보가 필요하다. 즉, 방송 신호 수신기는 디인터리빙 과정에 필요한 입력 비트들의 심볼 매핑에 대한 정보를 저장해야 하므로 수신기의 메모리 복잡도가 증가할 수 있다.
이에 반해, 도 17에서와 같이 MIMO 인코더가 성상도 매퍼와 셀 인터리버 사이에 위치한다면, 이에 대응하는 방송 신호 수신기의 BICM 디코더는 심볼 단위로 타임 디인터리빙과 셀 디인터리빙을 모두 수행한 이후에 심볼 단위의 데이터에 대하여 MIMO 디코딩을 수행한다. 이 경우 MIMO 디코딩이 수행된 비트 단위의 데이터는 성상도 디매피 과정을 거치게 되므로, 별도의 심볼 매핑에 관한 정보가 요구되지 않는다. 따라서 MIMO 인코더가 성상도 매퍼 뒷단에 위치하게 되면, MIMO 인코더가 타임 인터리버 뒷단에 위치하는 경우에 비해 수신기에서 메모리 복잡도가 감소하는 효과를 얻을 수 있다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 빌더의 구성 블록도로서, 도 17의 BICM 모듈의 출력을 처리하는데 적합하다. 본 발명에서 프레임 빌더는 프레임 매퍼라 하기도 한다.
도 18의 프레임 빌더는 제1 경로의 MISO PLP 데이터, MIMO PLP 데이터, L1-프리 시그널링 데이터 및 L1-포스트 시그널링 데이터를 입력받는 제 1 프레임 빌딩 블록(133100)과 제2 경로의 MIMO PLP 데이터를 입력받는 제 2 프레임 빌딩 블록(133500)를 포함한다. 제1 경로의 데이터는 OFDM 제네레이터에서 변조 과정을 거친 후 제 1 안테나(Tx_1)를 통해 전송되고, OFDM 제네레이터에서 변조 과정을 거친 후 제 2 경로의 데이터는 제 2 안테나(Tx_2)를 통해 전송된다.
상기 제 1 프레임 빌딩 블록(133100)은 딜레이 보상부(133200), 제 1 셀 매퍼(133200) 및 제 1 주파수 인터리버(133400)를 포함하고, 상기 제 2 프레임 빌딩 블록(133500)은 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 2 셀 매퍼(133600)와 제 2 주파수 인터리버(133700)를 포함하는 것을 일 실시예로 한다.
상기 제 1 셀 매퍼(133300) 및 제 1 주파수 인터리버(133400)와 제 2 셀 매퍼(133600) 및 제 2 주파수 인터리버(133700)는 제 1 경로 및 제 2 경로에 대해 동일하게 동작할 수 있으며 독립적으로 동작할 수 있다.
이하 제 1 프레임 빌딩 블록(133100) 및 제 2 프레임 빌딩 블록(133500)에 포함된 블록들의 데이터 처리 방식에 대해 설명한다.
상기 딜레이 보상부(133200)는 셀 매핑을 위해, 시그널링 정보에 발생한 딜레이를 보상하여 입력되는 PLP들과 시간 동기를 맞춘다. 즉, L1-프리 시그널링 데이터 또는 L1-포스트 시그널링 데이터에 대해 하나의 전송 프레임만큼의 지연 및 제 3 BICM 인코딩 블록(130800)의 인코딩 수행에 따른 지연을 모두 보상한다. L1 시그널링 정보는 현재 전송 프레임에 대한 정보뿐 만 아니라 다음 전송 프레임에 대한 정보까지 포함할 수 있기 때문에, 인풋 프로세싱 과정에서는 L1 시그널링 정보를 현재 입력되는 PLP 데이터보다 한 프레임씩 지연시킨다. 이러한 과정을 통해 하나의 전송 프레임은 현재 전송 프레임 및 다음 전송 프레임에 관한 정보를 모두 포함하는 L1 시그널링 정보를 전송할 수 있다.
상기 제 1 셀 매퍼(133300) 및 제 2 셀 매퍼(133600)는 각 경로를 통해 입력된 심볼 단위의 PLP 데이터 및 L1 시그널링 데이터를 시그널링 정보에 포함된 스케쥴링 정보에 따라 전송 프레임 내 OFDM 심볼의 서브 케리어에 셀 단위로 매핑시킨다.
또한 상기 제 1 셀 매퍼(133300) 및 제 2 셀 매퍼(133600)는 MISO PLP 데이터와 MIMO PLP 데이터를 각각 하나의 OFDM 심볼의 서브 캐리어에 셀 단위로 매핑시킨다.
제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 제 1 셀 매퍼(133300) 및 제 2 셀 매퍼(133600)로 입력되는 PLP 데이터는 커먼 PLP 데이터, MISO, MIMO PLP 데이터를 포함할 수 있으며, 각 서브 슬라이스 프로세서는 다이버시티 효과를 얻기 위하여 PLP 데이터 셀들에 대해 서브 슬라이싱을 수행하여 전송 프레임 내에 매핑할 수 있다.
그리고 MISO PLP 데이터와 L1-프리 및 포스트 시그널링 데이터는 제 1 경로를 통해서만 입력이 되지만, MIMO PLP 데이터는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력되므로, 어떤 데이터가 입력되느냐에 따라 셀 매퍼의 동작은 달라질 수 있다.
이하에서 구체적인 동작에 대해 설명한다.
첫째, 제 1 셀 매퍼(133300) 및 제 2 셀 매퍼(133600)는 제 1 경로를 통해 입력되는 동일한 MISO PLP 데이터를 각각 입력받을 수 있으며, 딜레이 보상부(133200)에서 출력된 동일한 L1-프리 및 포스트 시그널링 데이터를 각각 입력받을 수 있다. 이 경우 제 1 셀 매퍼(133300) 및 제 2 셀 매퍼(133600)는 각각의 입력 데이터들을 전송 프레임 내 OFDM 심볼의 서브 캐리어에 할당되도록 매핑할 수 있다.
둘째, 제 1 셀 매퍼(133300) 및 제 2 셀 매퍼(133600)중 제 1 셀 매퍼(133300)만 MISO PLP 데이터 및 지연 보상된 L1-프리 및 포스트 시그널링 데이터를 입력 받을 수 있다. 이 경우, 제 2 셀 매퍼(133600)는 MIMO PLP에 대해서만 매핑을 수행할 수 있다.
제 1 주파수 인터리버(133400) 및 제 2 주파수 인터리버(133700)는 각 경로를 통해 입력된 데이터에 대해 셀 단위로 주파수 인터리빙을 수행하고 각 경로를 통해 주파수 인터리빙된 데이터를 OFDM 제네레이터로 출력할 수 있다.
이 경우 제 1 주파수 인터리버(133400) 및 제 2 주파수 인터리버(133700)는 OFDM 심볼 기반으로 전송 프레임에 배치된 셀들을 주파수 영역에서 인터리빙한다. 또한 제 2 셀 매퍼(133600)가 MIMO PLP 데이터만 입력받는 경우, 제 2 주파수 인터리버(133700) 역시 MIMO PLP 데이터에 대해서만 인터리빙을 수행할 수 있다.
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 제네레이터의 구성 블록도로서, 도 18의 프레임 빌더의 출력을 처리하는데 적합하다. 특히 도 19는 2개의 전송 안테나를 통해 MISO 또는 MIMO 방식으로 방송 신호를 전송하는 예를 보인 것이다. 본 발명에서는 극성 다중화 MIMO(polarity multiplexing MIMO) 방식을 사용하는 것을 일 실시예로 한다.
도 19의 OFDM 제네레이터는 MISO 인코더(134100), 2개의 파일럿 삽입기(134100-0,134100-1), 2개의 IFFT 모듈(134200-0,134200-1), 2개의 PAPR 리덕션 모듈(134300-0,134300-1), 2개의 GI 삽입 모듈(134400-0,134400-1), 2개의 P1 심볼 삽입 모듈(134500-0,134500-1), 2개의 AP1 심볼 삽입 모듈(134600-0,134600-1), 및 2개의 DAC(134700-0,134700-1)로 구성된다. 본 발명은 제1 전송 안테나(Tx1)를 통해 전송될 방송 신호를 변조하는 블록을 제1 송신부라 하고, 제2 전송 안테나(Tx2)를 통해 전송될 방송 신호를 변조하는 블록을 제2 송신부라 하기로 한다. 제1 송신부는 파일럿 삽입기(134100-0), IFFT 모듈(134200-0), PAPR 리덕션 모듈(134300-0), GI 삽입 모듈(134400-0), P1 심볼 삽입 모듈(134500-0), AP1 심볼 삽입 모듈(134600-0), 및 DAC(134700-0)를 포함한다. 제2 송신부는 파일럿 삽입기(134100-1), IFFT 모듈(134200-1), PAPR 리덕션 모듈(134300-1), GI 삽입 모듈(134400-1), P1 심볼 삽입 모듈(134500-1), AP1 심볼 삽입 모듈(134600-1), 및 DAC(134700-1)를 포함한다.
상기 MISO 인코더(134100)는 2개의 전송 안테나를 통해 전송하기 위해, 제1, 제2 경로로 입력된 신호에 대하여 전송 다이버시티를 가질 수 있도록 MISO 인코딩을 수행한 후 각 파일럿 삽입기(134100-0, 134100-1)로 출력한다. 만일 BICM 모듈에서 MIMO 인코딩된 데이터가 입력되면, 상기 MISO 인코더(134100)는 입력 데이터를 파일럿 삽입기(134100-0, 134100-1)로 바이패스한다.
즉, 상기 MISO 인코더(134100)는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력된 데이터가 MISO PLP 데이터 또는 L1-프리 및 포스트 시그널링 데이터이면, MISO 인코딩 매트릭스를 이용하여 OFDM 심볼 단위로 MISO 인코딩을 수행한 후 파일럿 삽입기(134100-0, 134100-1)로 출력한다. 이 경우 데이터는 제 1 경로 또는 제 2 경로 중 어느 하나의 경로를 통해서만 MISO 인코더(134100)로 입력될 수도 있다. 본 발명에서는 MISO 인코딩 매트릭스의 실시예로써 OSTBC(Orthogonal Space-Time Block Code)/OSFBC(Orthogonal Space Frequency Block Code, 또는 Alamouti code)을 포함할 수 있다.
상기 파일럿 삽입기(134100-0, 134100-1)는 수신기에서 전송채널 추정 및 시간/주파수 동기를 수행할 수 있도록, 특정 파일럿 패턴의 파일럿 신호를 신호 프레임 내 해당 위치에 삽입하여 IFFT 모듈(134200-0, 134200-1)로 출력한다. 이때 파일럿 패턴 정보는 AP1 시그널링 정보에 시그널링될 수도 있고, L1 시그널링 정보에 시그널링될 수도 있다. 또는 AP1 시그널링 정보와 L1 시그널링 정보에 모두 시그널링될 수도 있다.
상기 IFFT 모듈(134200-0, 134200-1)은 고속 역푸리에 변환을 통해 파일럿이 삽입된 각 신호를 시간 영역으로 변환하여 PAPR 리덕션 모듈(134300-0, 134300-1)로 출력한다.
상기 PAPR 리덕션 모듈(134300-0, 134300-1)은 시간 영역의 신호들의 PAPR을 감소시켜 GI 삽입 모듈(134400-0, 134400-1)로 출력한다. 상기 PAPR 리덕션 모듈(134300-0, 134300-1)은 ACE(Active Constellation Extension) 기법 또는 톤 예약(Tone Reservation) 기법 중 적어도 하나를 사용하여 변조된 OFDM 심볼에서 PAPR를 감소시킨다. 또한 PAPR 리덕션 알고리즘(PAPR reduction algorithm)에 따라 필요한 정보를 파일럿 삽입기(134100-0, 134100-1)로 피드백할 수 있다.
상기 GI 삽입 모듈(134400-0, 134400-1)은 이펙티브 OFDM 심볼의 마지막 부분을 해당 OFDM 심볼의 앞부분에 복사함에 의해 cyclic prefix 형태로 가드 인터벌을 삽입하여 P1 심볼 삽입 모듈(134500-0, 134500-1)로 출력한다. 상기 GI 정보는 L1 프리 시그널링 정보에 시그널링된다. 또한 상기 GI 정보의 일부는 P1 시그널링 정보에 시그널링된다.
상기 P1 심볼 삽입 모듈(134500-0, 134500-1)은 각 신호 프레임의 시작 부분에 P1 심볼을 삽입하여 AP1 심볼 삽입 모듈(134600-0, 134600-1)로 출력한다.
상기 AP1 심볼 삽입 모듈(134600-0, 134600-1)는 상기 P1 심볼 다음에 AP1 심볼을 삽입하여 DAC(134700-0, 134700-1)로 출력한다. 여기서, P1 심볼과 AP1 심볼의 삽입은 P1 심볼 삽입 모듈(134500-0, 134500-1)에서 수행될 수 있으며, 이 경우 AP1 심볼 삽입 모듈(134600-0, 134600-1)은 생략된다.
상기 DAC(134700-0, 134700-1)는 AP1 심볼이 삽입된 각 신호 프레임을 아날로그 신호로 변환한 후 해당 전송 안테나(Tx1, Tx2)를 통해 전송한다.
한편, 도 17의 BICM 모듈 내 MIMO 인코더(131500-1)는 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 MIMO 인코딩을 수행하는 것을 일 실시예로 한다. 이후, MIMO 인코더는 도 17의 BICM 모듈 내 MIMO 인코더(131500-1)를 지시한다. 본 발명의 MIMO 인코딩 매트릭스는 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing), GC(Golden code), 풀-레이트 풀 다이버시티 코드(Full-rate full diversity code) 및 리니어 디스펄션 코드(Linear dispersion code) 등을 포함할 수 있다. 또는 다음의 제 1 실시예 내지 제 3 실시예의 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 MIMO 인코딩을 수행할 수도 있다.
즉, 본 발명은 다양한 채널 환경에서 낮은 시스템 복잡도, 높은 데이터 전송 효율 및 높은 신호 복구 성능을 갖기 위해 MIMO 매트릭스와 MIMO 매트릭스의 파라미터 값에 따라 복수의 입력 신호를 MIMO 프로세싱하여 복수의 전송 신호를 출력할 수 있다. 본 발명의 방송 신호 송신 장치에서는 MIMO 인코더를 이용하여 방송 신호에 대해 MIMO 인코딩을 수행하여 복수개의 전송 안테나를 통해 전송하고, 방송 신호 수신 장치에서는 MIMO 디코더를 이용하여 복수개의 수신 안테나로 수신된 방송 신호에 대해 MIMO 디코딩을 수행하는 것을 일 실시예로 한다. 본 발명은 MIMO 인코더를 MIMO 프로세서로 지칭할 수 있고, MIMO 디코더를 ML(Maximum Likelihood) 디텍터(또는 ML 디코더)로 지칭할 수 있다.
이때 변조 방식은 M-QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 또는 N-QAM으로 표현할 수 있다. 즉, M(또는 N)이 2인 경우에는 2-QAM으로 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 방식을, M(또는 N)이 4인 경우에는 4-QAM으로 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)을 나타낸다. 또한 M(또는 N)이 16이면 16-QAM, M(또는 N)이 64이면 64-QAM, M(또는 N)이 256이면 256-QAM을 나타낸다. M,N은 변조에 사용되는 심볼의 개수를 나타낸다.
일 예로, M+M QAM MIMO는 MIMO 인코딩 및 MIMO 디코딩에 사용되는 QAM 심볼이 서로 같은 M-QAM을 사용함을 나타낸다. 다른 예로, M+N QAM MIMO는 MIMO 인코딩 및 MIMO 디코딩에 사용되는 QAM 심볼이 서로 다른 M-QAM, N-QAM을 사용함을 나타낸다.
본 발명은 송수신 경로가 서로 독립적인 채널 환경을 무상관(un-correlated) 채널이라고 지칭하고, LOS(Line Of Sight) 환경과 같이 송수신 경로의 채널들 간의 상관이 매우 높은 채널 환경을 전상관(fully correlated) 채널이라고 지칭하도록 한다.
본 발명은 MIMO 채널간의 상관이 1인 경우, 즉 MIMO 채널이 전상관 채널인 경우를 극복할 수 있도록, 채널을 통과하여 수신된 신호가 다음과 같은 조건을 만족하도록 MIMO 시스템을 설계한다.
1) 수신된 신호는 원래의 신호를 모두 표현할 수 있어야 한다.
2) 심볼 에러 레이트를 낮출 수 있도록 수신된 신호의 미니멈 유클리디언 디스턴스(minimum Euclidean distance)가 커지도록 한다. 여기서, 유클리디언 디스턴스란, 성상도 상에서 좌표간의 거리를 의미한다.
3) 비트 에러 레이트를 낮출 수 있도록 수신된 신호의 해밍 디스턴스 특성이 좋아야 한다. 여기서 해밍 디스턴스는 같은 비트 수를 갖는 2진 부호 사이에 대응되는 비트값이 일치하지 않는 것의 개수를 나타낸다.
이러한 요구를 만족시킬 수 있도록, 본 발명은 먼저 다음 수학식 2와 같이 인코딩 파라미터(또는 인코딩 계수라 함) a를 포함하는 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하는 MIMO 인코딩 방법을 제안한다.
수학식 2
Figure PCTKR2011001224-appb-M000002
수학식 2와 같은 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 MIMO 인코더에서 입력 신호 S1, S2를 인코딩하는 경우 수신 안테나 1 및 수신 안테나 2에서 수신하는 수신 신호 1(Rx1) 및 수신 신호 2(Rx2)는 다음의 수학식 3과 같이 산출되며, 특히 MIMO 채널이 전상관인 경우는 수학식 3의 마지막 줄과 같이 산출된다.
수학식 3
Figure PCTKR2011001224-appb-M000003
먼저 MIMO 채널이 무상관 채널인 경우, 수신 신호 1(Rx1)은 Rx1 = h11(S1+a*S2)+h21(a*S1-S2)로, 수신 신호 2(Rx2)는 Rx2 = h12(S1+a*S2)+h22(a*S1-S2)와 같이 산출되어, S1과 S2가 같은 파워를 갖게 된다. 따라서 MIMO 시스템의 이득(gain)을 SM 기법과 같이 모두 이용할 수 있다.
한편 MIMO 채널이 전상관 채널인 경우에 수신 신호들(R=Rx1=Rx2)은 R = h{(a+1)S1+(a-1)S2}와 같이 획득되어, S1과 S2를 분리하여 획득할 수 있으며, S1과 S2는 각각 다른 파워를 갖도록 설계되고, 이를 이용하여 강인성을 확보할 수 있다.
다시 말해, MIMO 인코더는 입력 신호 S1 및 S2가 인코딩 파라미터(또는 인코딩 계수라 함) a에 따라 다른 전력(power)을 갖고, 전상관 채널에서도 S1과 S2가 상이한 분포로 수신되도록 입력 신호들을 인코딩할 수 있다. 예를 들면, S1과 S2가 다른 전력을 갖도록 인코딩하고, 노멀라이제이션에 의해 상이한 유클리디언 디스턴스를 갖는 성상도로 전송함으로써 수신기에서 전상관 채널을 겪은 경우에도 입력 신호들을 분리하여 복구할 수 있게 된다.
수학식 2의 MIMO 인코딩 매트릭스를 노멀라이제이션 팩터를 고려하여 표현하면 수학식 4와 같다.
수학식 4
Figure PCTKR2011001224-appb-M000004
수학식 4와 같은 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하는 MIMO 인코더의 MIMO 인코딩은, 입력 신호들을 인코딩 파라미터 a로 표현할 수 있는 임의의 각도(세타)만큼 회전하여, 회전된 신호의 코사인 성분과 사인 성분 (또는 실수 성분과 허수 성분)을 각각 분리하고 분리된 성분들에 각각 +/- 부호를 할당하여 다른 안테나로 전송하는 것으로도 볼 수 있다. 예를 들면, MIMO 인코더는 입력 신호 S1의 코사인 성분과 입력 신호 S2의 사인 성분을 하나의 전송 안테나로, 입력 신호 S1의 사인 성분과 입력 신호 S2의 -부호를 붙인 코사인 성분을 다른 전송 안테나로 전송하도록 인코딩할 수 있다. 인코딩 파라미터 a값의 변화에 따라 회전시키는 각도가 변화하며, 이 파라미터의 값 및 각도에 따라 입력 신호 S1 및 S2 간의 전력(파워) 분포가 달라진다. 달라진 전력의 분포는 성상도에서 심볼 좌표간의 거리(즉, 유클리디언 디스턴스)로 표현될 수 있으므로, 이렇게 인코딩된 입력 신호들은 수신측에서 전상관 채널을 겪고 수신되더라도 다른 성상도로 표현되어, 식별 및 분리하여 복구가 가능하게 된다.
다시 말하면, 달라진 전력의 분포에 해당하는 만큼 송신 신호의 유클리디언 디스턴스가 달라지므로, 수신측에서 수신한 송신 신호들은 각각 상이한 유클리디언 디스턴스를 갖는 식별 가능한 성상도로 표현되어, 전상관 채널에서도 복구가 가능하게 되는 것이다. 즉, MIMO 인코더는 입력 신호 S1과 입력 신호 S2를 a값에 따라 다른 유클리디언 디스턴스를 갖는 신호로 인코딩할 수 있으며, 이렇게 인코딩된 송신 신호들은 수신단에서 식별 가능한 성상도들로 수신 및 복구될 수 있다.
상술한 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용한 입력 신호의 MIMO 인코딩은 다음의 수학식 5와 같이 표현할 수 있다.
수학식 5
Figure PCTKR2011001224-appb-M000005
수학식 5에서, S1 및 S2는 각각 입력 신호 S1 및 입력 신호 S2의 MIMO 경로의 성상도 매퍼에서 매핑된 성상도의 노멀라이즈된 QAM 심볼들을 나타낸다. 그리고 X1 및 X2는 각각 MIMO 인코딩된 심볼들을 나타낸다. 다시 말하면, MIMO 인코더는 S1에 해당하는 심볼들을 포함하는 제 1 입력 신호 및 S2에 해당하는 심볼들을 포함하는 제 2 입력 신호에 수학식 5와 같은 매트릭스를 적용하여, X1에 해당하는 심볼들을 포함하는 제 1 전송 신호 및 X2에 해당하는 심볼들을 포함하는 전송 신호 X2의 심볼들을 출력할 수 있다.
MIMO 인코더는, 위와 같은 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 입력 신호들에 MIMO 인코딩을 수행하면서, 인코딩 파라미터 a 값을 추가로 조정하여 인코딩을 수행할 수도 있다. 즉, MIMO 송수신 시스템의 추가적인 데이터 복구 성능의 고려 및 조정은 인코딩 파라미터 a값을 조정하여 최적화할 수 있으며, 이에 대하여는 이하에서 상술하도록 하겠다.
1. 제 1 실시예: 유클리디언 디스턴스를 고려하여 인코딩 파라미터 a값을 최적화하는 MIMO 인코딩 방법(전상관 MIMO 채널)
상술한 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하면서, 유클리디언 디스턴스를 고려하여 인코딩 파라미터인 a값을 산출할 수 있다. 본 발명의 제1 실시예는 전상관 MIMO 채널을 거쳐 수신측에서 더해지는 신호가 QAM 신호와 같은 유클리디언 디스턴스를 갖도록 한다.
본 발명의 제 1 실시예에는, 전상관 채널을 통과한 수신 신호의 심볼 성상도에서 각 심볼들이 동일한 유클리디언 디스턴스를 갖도록 a값을 최적화하는 방법을 제안한다. 즉, MIMO 인코더는 상술한 MIMO 매트릭스를 사용하여 입력 신호들을 인코딩하는 경우, 전상관 채널을 겪은 수신 신호(즉, 제 1 전송 신호 St1과 제 2 전송 신호 St2가 더해진 신호)의 성상도에서 수신 심볼들의 유클리디언 디스턴스가 동일하도록 인코딩 파라미터 a의 값을 산출 또는 설정하여 인코딩할 수 있으며, 이러한 a값은 변조 방식의 조합에 따라 수학식 6과 같이 표현될 수 있다.
수학식 6
Figure PCTKR2011001224-appb-M000006
즉, 송수신 심볼의 분포 및 성상도는 수신 신호의 변조 방식 및 그들의 조합에 따라 달라지고, 심볼의 분포 및 성상도에 따라 유클리디언 디스턴스가 달라지므로 유클리디언 디스턴스를 최적화하기 위한 a값도 달라질 수 있다.
본 발명의 제 1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법은 전상관 MIMO 채널에서 GC 기법이나 SM 기법에 비해 월등한 SNR 성능을 나타낸다. 특히, 본 발명의 제1 실시예에 따른 SNR 이득은 아웃터 코드의 코드 레이트가 높을수록 높아진다. 이에 반해, SM의 경우 2/5 이상의 코드 레이트에서는 전상관 채널에서 전혀 디코딩이 불가능하며, 서비스의 수신이 SNR과 상관없이 불가능하다. 또한 본 발명의 제1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법은 무상관 채널에서 SM과 동일한 성능을 나타내며, 다른 방식들에 비하여 가장 좋은 성능을 나타낸다. 따라서 본 발명의 제 1 실시예에 따른 MIMO 인코딩 방법은 GC 기법에 비해 복잡도가 낮은 시스템을 사용하면서 보다 좋은 성능을 획득할 수 있고, 복잡도가 비슷한 SM 기법에 비해 전상관 채널에서 월등한 성능을 획득할 수 있다.
본 발명의 다른 일 실시예로서, MIMO 인코딩시 MIMO 인코딩 매트릭스로서 GC의 서브세트를 사용할 수 있으며, 이 경우 MIMO 인코딩 매트릭스는 수학식 7과 같다.
수학식 7
Figure PCTKR2011001224-appb-M000007
수학식 7과 같은 인코딩 매트릭스를 사용한 경우 성능은 본 발명의 제 1 실시예보다 양호한 것으로 나타난다.
GC의 서브세트를 사용한 MIMO 인코딩과 본 발명의 제1 실시예(SM OPT1)의 MIMO 인코딩을 전상관 MIMO 채널에서 비교하면, 제 1 실시예의 경우(SM OPT1), 수신 신호의 성상도 상의 미니멈 유클리디언 디스턴스가 GC의 서브세트를 사용한 경우보다 넓지만 SNR 성능은 GC의 서브세트를 사용한 경우(SM OLDP Golden)가 더 양호하게 나타난다.
2. 제 2 실시예: 유클리디언 디스턴스에 추가로 그레이 매핑을 고려하는 MIMO 인코딩 방법
제 2 실시예에서는, 제 1 실시예에서와 같이 유클리디언 디스턴스가 최적화되도록 a 값을 설정한 상태에서 전상관 채널을 거친 수신 신호가 그레이 매핑을 갖도록 하는 MIMO 인코딩 방법을 제시한다.
제 2 실시예의 MIMO 인코딩 방법에서는, 수신단에서 그레이 매핑이 되도록 입력신호 S1, S2 중 S2의 실수(real), 허수(imaginary) 부분의 부호를 S1의 값에 따라 변경할 수 있다. S2에 포함된 데이터 값의 변경은 이하의 수학식 8과 같은 방법을 사용하여 수행할 수 있다.
즉, MIMO 인코더는 제 1 실시예에서 사용한 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하면서, 입력 신호 S2의 부호를 S1의 값에 따라 변경하여 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다. 다시 말하면, 수학식 8에서와 같이 입력 신호 S2의 부호를 입력 신호 S1의 부호에 따라 결정한 후, 결정된 입력 신호 S1 및 입력 신호 S2에 상술한 바와 같이 MIMO 인코딩 매트릭스를 적용하여 제 1 전송 신호 St1 및 제 2 전송 신호 St1를 출력할 수 있다.
수학식 8
Figure PCTKR2011001224-appb-M000008
수학식 8에서와 같이 입력 신호 S1 및 S2에서 S1의 실수부 및 허수부에 할당된 비트 값들에 각각 XOR 연산을 수행하고 그 결과에 따라 S2의 실수부 및 허수부의 부호를 정한다. 그리고 이렇게 처리된 입력 신호 S1 및 입력 신호 S2에 MIMO 인코딩 매트릭스를 적용한 전송 신호 1 및 전송 신호 2를 전송 안테나 1 및 전송 안테나 2에서 각각 전송하면, 수신기에서 수신한, 전상관 채널을 거친 수신 신호의 수신 심볼들은 그레이 매핑을 갖게 된다. 따라서, 성상도에서 인접한 심볼 간의 해밍 디스턴스는 2를 넘지 않게 된다.
따라서 수신기에서 수신한 (M*N)-QAM 신호(또는 (M*M)-QAM 신호)가 미니멈 (또는 균등한) 유클리디언 디스턴스와 그레이 매핑을 가지므로, 제 2 실시예의 경우 전상관 MIMO 채널에서도 SIMO 방식과 같은 성능을 기대할 수 있다. 다만, ML 디코더에서 수신 신호를 디코딩하여 S1과 S2를 획득할 때 S2의 값이 S1에 의존하므로 복잡도가 증가할 수 있고, 무상관 MIMO 채널에서 입력 신호간의 상관으로 인해 성능이 열화될 가능성이 있다.
3. 제 3 실시예: 유클리디언 디스턴스에 추가로 해밍 디스턴스를 고려하여 MIMO 인코딩 파라미터를 설정하는 MIMO 인코딩 방법
제 3 실시예에서는, 제 1 실시예에서와 같이 수신 신호의 성상도 전체가 미니멈 유클리디언 디스턴스를 갖도록 하지 않고, 수신 신호의 해밍 디스턴스를 고려하여 유클리디언 디스턴스가 최적화되도록 a 값을 설정하여 MIMO 인코딩을 수행하는 방법을 제시한다.
즉, 제3 실시예는 해밍 디스턴스의 차이에 따른 복구 성능의 차이를 파워 차이로 보상할 수 있도록, 유클리디언 디스턴스를 조정하는 것이다. 다시 말하면, 인접한 심볼들에 있어서, 다른 비트 수의 차이가 2배인 것으로, 2배의 해밍 디스턴스를 갖는 구간은 더 많은 파워를 갖도록 유클리디언 디스턴스를 더 넓게 조정하여 수신 신호 복구시 해밍 디스턴스의 차이에 따른 성능 열화를 보상할 수 있다. 먼저, 수신기에서 수신한 2개의 전송 신호(St2, St2)가 합해진 수신 신호에 있어서 상대적인 유클리디언 디스턴스를 파악한다. 상술한 수학식 3으로부터 파워가 작아지는 16-QAM 심볼의 미니멈 유클리디언 디스턴스는 2(a-1)이 되고, 파워가 커지는 16-QAM 심볼의 미니멈 유클리디언 디스턴스는 2(a+1)가 됨을 알 수 있다(하나의 수신 신호가 R = h{(a+1)S1+(a-1)S2}로 표현되므로).
제3 실시예에서, MIMO 인코더는 상술한 MIMO 매트릭스를 사용하여 입력 신호들의 파워가 다르게 분배되어 각각 다른 크기의 유클리디언 디스턴스를 갖도록 MIMO 인코딩한다. 즉, 제 3 실시예에서 MIMO 인코더는, 파워가 분배된 입력 신호들이 해밍 디스턴스의 차이를 보상하는 유클리디언 디스턴스를 갖도록 인코딩 파라미터 a값을 산출 및 설정하여 MIMO 인코딩을 수행할 수 있으며, 이러한 a값은 변조 방식의 조합에 따라 수학식 9와 같이 표현될 수 있다.
수학식 9
Figure PCTKR2011001224-appb-M000009
QPSK+16QAM MIMO의 경우, 수학식 9에서 제시된 값은 성상도 매퍼가 입력 신호 S1과 S2를 각각 QPSK 및 16QAM으로 QAM 변조를 수행한 후 파워를 1로 노멀라이제이션(normalization)을 수행하였을 때를 가정한다. 만약 노멀라이제이션을 수행하지 않은 경우 그에 맞게 a 값을 수정할 수 있다.
또한, QPSK+16QAM의 경우 위에 제시된 값 외에 4.0등의 값을 a 값으로 사용할 수 있다. 이는 QPSK+16QAM MIMO의 경우 전상관 채널에서 SM 기법의 경우에도 더해진 신호가 S1, S2를 모두 표현할 수 있는 특성에 기인한다. 이 경우 아웃터 코드가 높은 코드 레이트에서의 성능을 보완하기 위해서 수학식 9에서 산출한 값 대신 4.0 혹은 근처의 값을 사용할 수 있다.
상술한 설명을 기초로 제 2 실시예 및 제 3 실시예를 비교하여 보면, 제 2 실시예는 전상관 MIMO 채널에서는 SIMO와 동일한 성능을 나타내어 성능 손실이 없고, 전상관 MIMO 채널에서의 MIMO 방식의 단점을 개선할 수 있다. 다만, 제 2 실시예는 MIMO 인코딩에 의해 입력 데이터 S1, S2가 서로 독립적이지 않고 S1에 따라 S2가 변화하게 되어, 무상관 채널에서 성능 열화가 발생한다. 따라서 S1의 수신 및 디코딩 에러가 S2에 반영되어 S2의 디코딩 에러에 추가적인 에러를 발생시키는 문제를 해결하기 위해서 이터래티브(iterative) ML 디텍션을 사용할 수 있다.
이터래티브 ML 디텍션은, 이터래티브 루프(loop)안에 아웃터 코드를 포함시키고, 아웃터 코드에서 출력되는 S1의 소프트 (soft) 사후확률(posteriori probability) 값을 ML 디텍터의 사전확률(priori probability) 값으로 이용하여, S1 디텍션 에러를 줄임으로써 S2 디텍션에 S1의 디텍션 에러가 인가되는 것을 줄일 수 있다. 이러한 방식을 사용하면 제 2 실시예의 MIMO 인코딩 방법을 사용하여 전상관 MIMO 채널에서는 SIMO 시스템의 성능을, 무상관 MIMO 채널에서는 SM 기법의 성능을 나타낼 수 있다.
제 3 실시예의 MIMO 인코딩 방법은 전상관 MIMO 채널을 통해 수신된 수신 신호가 해밍 디스턴스와 유클리디언 디스턴스를 모두 고려하도록 설계된다. 따라서 전상관 MIMO 채널에서 좋은 성능을 가질 뿐 아니라, 무상관 MIMO 채널에서도 SM 기법과 비교하여 성능 손실이 없으므로 MIMO 송수신의 이득을 모두 사용할 수 있음을 확인하였다. 이 경우는 수신기의 복잡도도 SM 기법과 비슷한 복잡도를 가지므로 수신기의 구현에 있어서도 장점을 갖는다.
또한 도 17의 BICM 모듈 내 디먹스(131300-0, 131300-1, 132300)는 심볼 매핑 후 발생하는 강인성(robustness)의 차이를 줄이도록 데이터를 배치하며 캐리어당 전송되는 비트의 수를 결정한다. 본 발명은 설명의 편의를 위해 상기 디먹스(131300-0, 131300-1, 132300)를 비트-셀 디먹스라 한다. 본 발명의 비트-셀 디먹스는 LDPC 코드워드에 QAM 변조에 의해 생기는 서로 다른 신뢰도(reliability)를 적절히 배치하여 LDPC의 에러 정정 능력을 최적화하기 위해 사용된다.
LDPC 코딩은 정보 유실 확률을 최소한으로 줄여 정보를 전송하기 위한 오류 정정 부호 방법의 하나로 선형 에러 정정 코드(linear error correcting code)이다. LDPC 블록은 N, K로 표현되는 파라미터들로 표현될 수 있는데, 여기서 N은 블록 길이(# 비트)를 나타내고, K는 하나의 LDPC 블록에 포함된 인코딩된 정보 비트의 개수를 나타낸다. 하나의 LDPC 블록이 전송할 수 있는 데이터 양은 LDPC 패리티 영역의 크기 및 코드 레이트에 따라 결정될 수 있다.
본 발명에서 적용할 수 있는 코드 레이트는 1/4, 2/5, 3/5, 1/2, 4/5, 1/3, 2/3, 3/4, 5/6 중 하나가 될 수 있다. 그리고 LDPC 블록의 길이는 16200 비트(또는 16K라 함), 64800 비트(또는 64K라 함) 중 하나가 될 수 있다.
즉, FEC 인코더에서 출력되는 LDPC 코드워드 비트는 비트 인터리버에 입력되고, 비트 인터리버는 입력되는 LDPC 코드워드 비트에 대해 LDPC 블록 내에서 비트 단위의 인터리빙을 수행하여 비트-셀 디먹스로 출력한다. 상기 비트-셀 디먹스는 비트 인터리브되어 입력되는 LDPC 코드워드 비트 스트림을 다수개의 비트 스트림으로 분리한다. 예를 들어, LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷(modulation format)이 QPSK이면 2개, 16QAM이면 8개, 64QAM이면 12개, 256QAM이면 8개의 비트 스트림으로 분리한다. 즉, LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷이 QPSK이면 서브스트림(sub-streams)의 개수는 2개, 16QAM이면 8개, 64QAM이면 12개, 256QAM이면 8개가 된다. 만일 256QAM이면 8개의 비트가 한 비트 그룹이 된다.
이때 비트-셀 디먹스에서 출력되는 순서는 기 설정된 조건 또는 신뢰도 배치 방법에 따라 달라질 수 있다. 즉, 해당 비트 그룹이 QAM 심볼에 매핑되었을 때 나타나는 신뢰도의 배치, 코드 레이트, 변조 방법에 따라 상기 비트-셀 디먹스에서 출력되는 비트의 순서가 달라진다.
다시 말해, 디멀티플렉싱은 비트 인터리브된 입력 비트, vdi를 출력 비트, be,do로 매핑하는 것이다.
여기서, do는 di div Nsubstreams이고, e는 디멀티플렉스된 비트 스트림의 번호(
Figure PCTKR2011001224-appb-I000001
)이며, di값에 따라 달라진다.
vdi는 비트-셀 디먹스의 입력이고, di는 입력 비트 번호이다. be,do는 비트-셀 디먹스의 출력이고, do는 비트-셀 디먹스의 출력에서 주어진 스트림의 비트 번호이다.
도 20의 (a) 내지 (e)는 LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷이 256QAM일 때, 각 코드 레이트에 따른 비트-셀 디먹스의 출력 순서의 실시예들을 보이고 있다. 변조 포맷이 256QAM인 경우, 8비트의 단위가 하나의 심볼로 매핑된다.
도 20의 (a)는 코드 레이트가 1/4일 때, 비트-셀 디먹스의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 20의 (a)와 같은 디먹스 방법을 256QAM의 타입 1-1이라 하기로 한다. 즉, 타입 1-1의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 비트-셀 디먹스의 입력되면, 비트-셀 디먹스에서는 5,3,2,7,1,6,4,0의 순서로 출력된다. 상기 비트-셀 디먹스에서 출력되는 순서대로 성상도 매퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 C,B,B,D,A,D,C,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다. A,B,C,D는 비트-셀 디먹스에서 출력되는 해당 비트 그룹의 비트들이 QAM 심볼에 매핑되었을 때 신뢰도를 나타낸다. 여기서 신뢰도는 A>B>C>D의 순으로 높다.
도 20의 (b)는 코드 레이트가 2/5, 3/5일 때, 비트-셀 디먹스의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 20의 (b)와 같은 디먹스 방법을 256QAM의 타입 1-2이라 하기로 한다. 즉, 타입 1-2의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 비트-셀 디먹스로 입력되면, 비트-셀 디먹스에서는 5,1,0,7,3,6,4,2의 순서로 출력된다. 상기 비트-셀 디먹스에서 출력되는 순서대로 성상도 매퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 C,A,A,D,B,D,C,B의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 20의 (c)는 코드 레이트가 1/2일 때, 비트-셀 디먹스의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 20의 (c)와 같은 디먹스 방법을 256QAM의 타입 1-3이라 하기로 한다. 즉, 타입 1-3의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 비트-셀 디먹스로 입력되면, 비트-셀 디먹스에서는 7,3,1,6,5,2,4,0의 순서로 출력된다. 상기 비트-셀 디먹스에서 출력되는 순서대로 성상도 매퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 D,B,A,D,C,B,C,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 20의 (d)는 코드 레이트가 4/5일 때, 비트-셀 디먹스의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 20의 (d)와 같은 디먹스 방법을 256QAM의 타입 1-4이라 하기로 한다. 즉, 타입 1-4의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 비트-셀 디먹스로 입력되면, 비트-셀 디먹스에서는 3,2,1,5,7,6,4,0의 순서로 출력된다. 상기 비트-셀 디먹스에서 출력되는 순서대로 성상도 매퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 B,B,A,C,D,D,C,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 20의 (e)는 코드 레이트가 1/3.2/3,3/4,5/6일 때, 비트-셀 디먹스의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 20의 (e)와 같은 디먹스 방법을 256QAM의 타입 1-5이라 하기로 한다. 즉, 타입 1-5의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 비트-셀 디먹스로 입력되면, 비트-셀 디먹스에서는 7,3,1,5,2,6,4,0의 순서로 출력된다. 상기 비트-셀 디먹스에서 출력되는 순서대로 성상도 매퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 D,B,A,C,B,D,C,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 21은 도 20의 디먹스 타입에 따라 비트-셀 디먹스의 입력 비트와 출력 비트와의 매핑 관계를 보인 예이다.
256QAM의 경우, 하나의 QAM 심볼에는 8개의 비트가 매핑된다. 이때 QAM 심볼 비트에 해당하는 (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) 중 비트 b0, b2, b4, b6은 실수부의 부호와 크기를 결정하며, b1, b3, b5, b7은 허수부의 부호와 크기를 결정한다. 즉, b0와 b1는 각각 실수부와 허수부의 부호를 결정하며, b2, b3, b4, b5, b6, b7은 각각 실수부와 허수부의 크기를 결정한다. 그리고 변조된 심볼의 크기를 판별하는 것보다 부호를 판별하는 것이 더 용이하기 때문에 MSB에 위치한 2개의 비트인, b0와 b1의 신뢰도가 가장 좋고, LSB에 위치한 2개의 비트인, b6와 b7의 신뢰도에 가장 나쁘다.
만일 비트-셀 디먹스가 256QAM의 타입 1-1과 같이 동작하면, 비트-셀 디먹스에서의 비트 재배열을 통해 성상도 매퍼에서는 하나의 서브 스트림 내 마지막 비트(v7)가 실수부의 부호 비트(b0,0)에 할당되고, 5번째 비트(v4)가 허수부의 부호 비트(b1,0)에 할당된다. 그리고 3번째, 7번째, 6번째 비트(v2,v6,v5)는 실수부의 크기 비트(b2,0,b4,0,b6,0)에 순차적으로 할당되고, 2번째, 1번째, 4번째 비트(v1,v0,v3)는 허수부의 크기 비트(b3,0,b5,0,b7,0)에 순차적으로 할당된다.
나머지 타입 즉, 타입 1-2 내지 타입 1-5의 매핑 방식은 전술한 타입 1-1의 설명을 참조하면 되므로, 여기서는 상세 설명을 생략하기로 한다.
도 22의 (a) 내지 (c)는 LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷이 256QAM일 때, 각 코드 레이트에 따른 비트-셀 디먹스의 출력 순서의 다른 실시예들을 보이고 있다.
도 22의 (a)는 코드 레이트가 1/4, 1/3, 2/5, 3/5일 때, 비트-셀 디먹스의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 22의 (a)와 같은 디먹스 방법을 256QAM의 타입 2-1이라 하기로 한다. 즉, 타입 2-1의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 비트-셀 디먹스로 입력되면, 비트-셀 디먹스에서는 5,1,3,7,0,6,4,2의 순서로 출력된다. 상기 비트-셀 디먹스에서 출력되는 순서대로 성상도 매퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 C,A,B,D,A,D,C,B의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 22의 (b)는 코드 레이트가 1/2, 2/3, 4/5일 때, 비트-셀 디먹스의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 22의 (b)와 같은 디먹스 방법을 256QAM의 타입 2-2이라 하기로 한다. 즉, 타입 2-2의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 비트-셀 디먹스로 입력되면, 비트-셀 디먹스에서는 7,3,1,6,2,5,4,0의 순서로 출력된다. 상기 비트-셀 디먹스에서 출력되는 순서대로 성상도 매퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 D,B,A,D,B,C,C,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 22의 (c)는 코드 레이트가 1/4, 1/3, 2/3, 4/5, 3/4, 5/6일 때, 비트-셀 디먹스의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 22의 (c)와 같은 디먹스 방법을 256QAM의 타입 2-3이라 하기로 한다. 즉, 타입 2-3의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 비트-셀 디먹스로 입력되면, 비트-셀 디먹스에서는 7,3,1,5,2,6,4,0의 순서로 출력된다. 상기 비트-셀 디먹스에서 출력되는 순서대로 성상도 매퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, 하나의 LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 D,B,A,C,B,D,C,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 22에서, 코드 레이트 1/4, 1/3의 경우는 타입 2-1 또는 타입 2-3의 비트-셀 디먹스를 모두 사용할 수 있다. 마찬가지로, 코드 레이트 2/3, 4/5의 경우는 타입 2-2 또는 타입 2-3의 비트-셀 디먹스를 모두 사용할 수 있다.
또한 도 22와 같이 신뢰도 배치를 수행하면, 도 20에 비해 비트-셀 디먹스의 개수를 줄일 수 있으므로, 시스템의 복잡도를 줄일 수 있다.
도 23은 도 22의 디먹스 타입에 따라 비트-셀 디먹스의 입력 비트와 출력 비트와의 매핑 관계를 보인 예이다.
만일 비트-셀 디먹스가 256QAM의 타입 2-1과 같이 동작하면, 비트-셀 디먹스의 비트 재배열을 통해 성상도 매퍼에서는 하나의 서브 스트림 내 5번 비트(v4)가 실수부의 부호 비트(b0,0)에 할당되고, 2번째 비트(v1)가 허수부의 부호 비트(b1,0)에 할당된다. 그리고 8번째, 7번째, 6번째 비트(v7,v6,v5)는 실수부의 크기 비트(b2,0,b4,0,b6,0)에 순차적으로 할당되고, 3번째, 1번째, 4번째 비트(v2,v0,v3)는 허수부의 크기 비트(b3,0,b5,0,b7,0)에 순차적으로 할당된다.
나머지 타입 즉, 타입 2-2, 타입 2-3의 매핑 방식은 전술한 타입 2-1의 설명을 참조하면 되므로, 여기서는 상세 설명을 생략하기로 한다.
도 24의 (a) 내지 (c)는 LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷이 256QAM일 때, 각 코드 레이트에 따른 비트-셀 디먹스의 출력 순서의 또 다른 실시예들을 보이고 있다.
도 24의 (a)는 코드 레이트가 2/5, 3/5일 때, 비트-셀 디먹스의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 24의 (a)와 같은 디먹스 방법을 256QAM의 타입 3-1이라 하기로 한다. 즉, 타입 3-1의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 비트-셀 디먹스로 입력되면, 비트-셀 디먹스에서는 5,1,0,7,3,6,4,2의 순서로 출력된다. 상기 비트-셀 디먹스에서 출력되는 순서대로 성상도 매퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 C,A,A,D,B,D,C,B의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 24의 (b)는 코드 레이트가 1/2일 때, 비트-셀 디먹스의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 24의 (b)와 같은 디먹스 방법을 256QAM의 타입 3-2이라 하기로 한다. 즉, 타입 3-2의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 비트-셀 디먹스로 입력되면, 비트-셀 디먹스에서는 7,3,1,6,5,2,4,0의 순서로 출력된다. 상기 비트-셀 디먹스에서 출력되는 순서대로 성상도 매퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 D,B,A,D,C,B,C,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 24의 (c)는 코드 레이트가 1/4, 1/3, 2/3, 4/5, 3/4, 5/6일 때, 비트-셀 디먹스의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 24의 (c)와 같은 디먹스 방법을 256QAM의 타입 3-3이라 하기로 한다. 타입 3-3는 타입 2-3과 동일한 방식으로 디멀티플렉싱을 수행한다. 따라서 타입 3-3은 타입 2-3이라 하기도 한다.
도 24과 같이 신뢰도 배치를 수행하면, 도 20에 비해 비트-셀 디먹스의 개수를 줄일 수 있으므로, 시스템의 복잡도를 줄일 수 있다.
도 25의 (a) 내지 (c)는 LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷이 64QAM일 때, 각 코드 레이트에 따른 비트-셀 디먹스의 출력 순서의 실시예들을 보이고 있다. 변조 포맷이 64QAM인 경우, 6비트의 단위가 하나의 심볼로 매핑된다.
도 25의 (a)는 코드 레이트가 2/5, 3/5일 때, 비트-셀 디먹스의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 25의 (a)와 같은 디먹스 방법을 64QAM의 타입 2-1이라 하기로 한다. 즉, 64QAM의 타입 2-1의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11 순서로 비트-셀 디먹스로 입력되면, 비트-셀 디먹스에서는 5,6,1,7,9,11,3,8,10,4,2,0의 순서로 출력된다. 상기 비트-셀 디먹스에서 출력되는 순서대로 성상도 매퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 C,A,A,A,B,C,B,B,C,C,B,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다. 여기서 신뢰도는 A>B>C>D의 순으로 높다.
도 25의 (b)는 코드 레이트가 1/2일 때, 비트-셀 디먹스의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 25의 (b)와 같은 디먹스 방법을 64QAM의 타입 2-2이라 하기로 한다. 즉, 64QAM의 타입 2-2의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11 순서로 비트-셀 디먹스로 입력되면, 비트-셀 디먹스에서는 5,11,7,1,8,10,4,9,6,2,3,0의 순서로 출력된다. 상기 비트-셀 디먹스에서 출력되는 순서대로 성상도 매퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 C,C,A,A,B,C,C,B,A,B,B,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 25의 (c)는 코드 레이트가 1/4,1/3,2/3,4/5,3/4,5/6일 때, 비트-셀 디먹스의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 25의 (c)와 같은 디먹스 방법을 64QAM의 타입 2-3이라 하기로 한다. 즉, 64QAM의 타입 2-3의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11 순서로 비트-셀 디먹스로 입력되면, 비트-셀 디먹스에서는 11,7,3,10,6,2,9,5,1,8,4,0의 순서로 출력된다. 상기 비트-셀 디먹스에서 출력되는 순서대로 성상도 매퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 C,A,B,C,A,B,B,C,A,B,C,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 26의 (a),(b)는 LDPC 블록 길이가 16800이고, 심볼 매핑에 이용될 변조 포맷이 16QAM일 때, 각 코드 레이트에 따른 비트-셀 디먹스의 출력 순서의 실시예들을 보이고 있다.
도 26의 (a)는 코드 레이트가 1/2일 때, 비트-셀 디먹스의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 26의 (a)와 같은 디먹스 방법을 16QAM의 타입 2-2이라 하기로 한다. 즉, 타입 2-2의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 비트-셀 디먹스로 입력되면, 비트-셀 디먹스에서는 3,1,5,7,6,4,2,0의 순서로 출력된다. 상기 비트-셀 디먹스에서 출력되는 순서대로 성상도 매퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 B,A,A,B,B,A,B,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
도 26의 (b)는 코드 레이트가 1/4, 1/3, 2/5, 3/5, 2/3, 4/5, 3/4, 5/6일 때, 비트-셀 디먹스의 출력 순서를 보이고 있으며, 본 발명은 도 26의 (b)와 같은 디먹스 방법을 16QAM의 타입 2-3이라 하기로 한다. 즉, 타입 2-3의 경우, 비트 인터리브된 입력 비트가 0,1,2,3,4,5,6,7의 순서로 비트-셀 디먹스로 입력되면, 비트-셀 디먹스에서는 7,1,4,2,5,3,6,0의 순서로 출력된다. 상기 비트-셀 디먹스에서 출력되는 순서대로 성상도 매퍼에서 심볼 매핑을 수행한다. 이 경우, LDPC 코드워드의 첫번째 비트부터 마지막 비트까지 B,A,A,B,A,B,B,A의 신뢰도 배열을 얻게 된다.
이상에서 설명한 바와 같이 디먹스 타입은 예를 들어 심볼 매핑 방식이나 에러 정정 부호화의 코드 레이트에 따라 달라질 수 있다. 바꾸어 말하면, 예시한 심볼 매핑 방식, 코드 레이트, 신뢰도 배치에 따라 다른 디먹스 타입이 사용될 수 있다.
그리고, 같은 신뢰도를 갖는 비트 포지션(bit position)끼리는 그 순서가 바뀌어도 동일한 효과를 얻을 수 있다. 따라서 도 20 내지 도 26의 신뢰도 배치를 만족한다면, 어떠한 비트들의 배열이라 하더라도 본 발명의 비트-셀 디먹스 구조에 포함된다.
상기와 같이 비트-셀 디먹스에서 변조 포맷 및 코드 레이트에 따라 비트 재배열이 수행되고, 성상도 매퍼에서 변조 포맷에 따라 심볼 매핑이 이루어진 후 전송된 신호는 수신기의 셀-비트 먹스에서 LDPC 코드워드의 원래 배열을 획득하여 FEC 디코더로 출력한다.
이렇게 함으로써, 새로운 서비스 예를 들어, 모바일 서비스나 인도어(indoor) 영역 같은 보다 신호가 약한 곳에서의 서비스를 위한 로우어 코드 레이트(lower code rate)에서도 최적의 LDPC의 에러 정정 성능을 얻을 수 있게 된다. 즉, 도 20 내지 도 26와 같은 신뢰도 배치를 통해 LDPC 코드워드의 비트 재배열 및 심볼 매핑을 수행함으로써, 기존 방송/통신 시스템과 공통성(commonality)를 확보하면서 향상된 로버스트니스(robustness)를 얻을 수 있다.
도 27은 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치(또는 방송 신호 수신기 또는 수신기라 함)의 일 실시예를 보인 구성 블록도이다.
본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치는 OFDM 디모듈레이터(138100), 프레임 디매퍼(138200), BICM 디코더(138300) 및 아웃풋 프로세서(138300)를 포함할 수 있다.
상기 프레임 디매퍼(138200)는 프레임 파서라 하기도 한다. 상기 OFDM 디모듈레이터(138100)는 여러 개의 수신 안테나로 수신되어 디지털로 변환된 시간 영역의 신호들을 주파수 영역의 신호로 변환한다. 상기 프레임 디매퍼(138200)는 주파수 영역으로 변환된 신호 중 필요한 서비스를 위한 PLP들을 출력한다. 상기 BICM 디코더(138300)는 전송 채널에 의해 발생한 에러를 정정하며, 상기 아웃풋 프로세서(138300)는 출력 TS 또는 IP 또는 GS 스트림을 발생시키기 위해 필요한 과정들을 수행한다.
도 28은 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치의 OFDM 디모듈레이터(138100)의 일 실시예이다. 도 28의 OFDM 디모듈레이터는 도 19의 OFDM 제네레이터의 역과정을 수행하는 OFDM 디모듈레이터이다. 본 발명은 MIMO 혹은 MISO로 전송된 방송 신호를 수신하기 위해서 두 개의 수신 안테나(Rx1, Rx2)를 이용하는 것을 일 실시예로 한다. 본 발명에서는 극성 다중화 MIMO(polarity multiplexing MIMO) 방식을 사용하는 것을 일 실시예로 한다.
도 28의 OFDM 디모듈레이터(138100)는 제1 수신 안테나(Rx1)를 통해 수신된 신호를 OFDM 복조하는 제1 수신부와 제2 수신 안테나(Rx2)를 통해 수신된 신호를 OFDM 복조하는 제2 수신부를 포함한다.
상기 제1 수신부는 튜너(139000-0), ADC(139100-0), P1 심볼 검출기(139200-0), AP1 심볼 검출기(139250-0), 시간/주파수 동기부(139300-0), GI 제거기(139400-0), FFT 모듈(139500-0), 채널 추정기(139600-0)를 포함하는 것을 일 실시예로 한다. 상기 제2 수신부는 튜너(139000-1), ADC(139100-1), P1 심볼 검출기(139200-1), AP1 심볼 검출기(139250-1), 시간/주파수 동기부(139300-1), GI 제거기(139400-1), FFT 모듈(139500-1), 채널 추정기(139600-1) 를 포함하는 것을 일 실시예로 한다. 본 발명에 따른 OFDM 디모듈레이터는 제1, 제2 수신부의 출력단에 MISO 디코더(139700)를 더 포함하는 것을 일 실시예로 한다. MISO 디코더(139700)는 MISO 프로세서라 하기도 한다. 본 발명은 제1 수신부의 블록들에 대해 상세히 설명하기로 하며, 제2 수신부의 각 블록의 동작은 제1 수신부의 동일 블록의 동작과 동일하므로 제2 수신부의 상세 설명은 생략하기로 한다.
제1 수신부의 튜너(139000-0)는 원하는 주파수 대역의 신호만을 선택할 수 있다. 또한 튜너(139000-0)는 TFS 시스템에 적용되기 위하여 FH(Frequency Hopping)기능을 가지는 것을 일 실시예로 한다. 상기 ADC(139100-0)는 제1 경로(예, V-경로)로 입력된 아날로그 방송 신호를 디지털 방송 신호로 변환한다.
상기 P1 심볼 검출기(139200-0)는 디지털 방송 신호로부터 P1 심볼을 검출하고, 상기 P1 심볼로 전송된 P1 시그널링 정보를 이용하여 현재 수신한 신호가 어떤 프레임 구성을 갖고 있는지 알아낸다. 상기 AP1 심볼 검출기(139250-0)은 디지털 방송 신호 중 AP1 시그널링 정보를 전송하는 AP1 심볼을 검출 및 디코딩하여 현재 신호 프레임의 파일럿 패턴 정보 등을 얻는다. 여기서, P1 심볼과 AP1 심볼의 검출 및 디코딩은 P1 심볼 검출기(139200-0)에서 수행될 수 있으며, 이 경우 AP1 심볼 검출기(139250-0)는 생략된다.
상기 시간/주파수 동기부(139300-0)는 상기 P1 시그널링 정보와 AP1 시그널링 정보 중 적어도 하나를 이용하여 GI 추출 및 시간 동기와 캐리어 주파수 동기를 수행한다.
상기 GI 제거기(139400-0)는 동기화된 신호로부터 GI를 제거하고, FFT 모듈(139500-0)은 GI가 제거된 신호를 주파수 영역의 신호로 변환한다.
상기 채널 추정기(139600-0)는 주파수 영역의 신호에 삽입된 파일럿 신호를 이용하여 전송 안테나로부터 수신 안테나까지의 전송 채널을 추정한다. 상기 채널 추정기(139600-0)는 추정된 전송 채널을 기반으로 전송 채널의 왜곡을 보상하는 채널 등화를 수행할 수 있다. 채널 등화는 선택적이다. 상기 MISO 디코더(139700)는 채널 추정기(139600-0)에서 출력되는 데이터에 대해 MISO 디코딩을 수행한다.
본 발명의 MISO 디코더(139700)는 MISO PLP 데이터 및 L1 시그널링 데이터에 대해 MISO 디코딩을 수행하는 경우, 4가지 동작을 수행할 수 있다. 이하 각 동작에 대해 설명한다.
첫째, MISO 디코더(139700)는 제 1 수신부 및 제 2 수신부에 포함된 채널 추정기(139600-0,139600-1)에서 MISO PLP에 대해 채널 등화를 수행하지 않은 경우, 송신 가능한 모든 레퍼런스 포인트에 대해 채널 추정의 효과를 적용한 후에 LLR 값을 계산할 수 있다. 따라서 채널 등화와 동일한 효과를 얻을 수 있다.
둘째, MISO 디코더(139700)는 방송 신호 송신기의 BICM 모듈에 포함된 성상도 매퍼의 동작에 따라 다음과 같은 동작을 수행할 수 있다. 일 예로, 성상도 매퍼에서 성상도를 일정각도로 회전시키고 성상도의 Q-phase 성분만을 임의의 값으로 딜레이시킨 경우, MISO 디코더(139700)는 성상도의 I-phase 성분만을 임의의 값으로 딜레이 시킬 수 있으며 성상도 회전 각도를 고려하여 2D-LLR 값을 계산할 수 있다.
다른 실시예로, 성상도 매퍼에서 성상도를 회전시키지 않고, 성상도의 Q-phase 성분만을 임의의 값으로 딜레이시키지 않은 경우, MISO 디코더(139700)는 노멀 QAM을 기준으로 2-D LLR 값을 계산할 수 있다.
셋째, MISO 디코더(139700)는 도 19에서 설명한 OFMD 제너레이터에 포함된 MISO 인코더에서 사용된 MISO 인코딩 매트릭스에 따라 역과정이 수행될 수 있도록 MISO 디코딩 매트릭스를 선정한 후 MISO 디코딩을 수행할 수 있다.
넷째, MISO 디코더(139700)는 두 개의 수신 안테나로 입력된 MISO PLP 데이터를 결합할 수 있다. 본 발명에 따른 신호 결합 방법은 맥시멈 레이셔 컴바이닝(maximum ratio combining), 이퀄 게인 컴바이닝(equal gain combining), 셀렉티브 컴바이닝(selective combining) 등을 포함할 수 있다. 이 경우 MISO 디코더(139700)는 결합된 신호의 SNR을 최대로 만들어 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
또한 MISO 디코더(139700)는 신호 결합이 수행된 하나의 신호에 대해 MISO 디코딩을 수행할 수 있으며, 두 안테나 입력에 대해서 MISO 디코딩을 수행한 뒤에 MISO 디코딩된 신호를 결합할 수 있다.
MISO 디코더(139700)는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력되는 MIMO PLP 데이터에 대해 MIMO 디코딩을 수행할 수 있다. 이 경우, 상술한 MISO 디코딩과 동일한 동작들을 수행할 수 있으나, 4가지 동작 중 마지막 동작, 즉, 신호 결합 동작은 수행하지 않는다.
도 29는 상기 P1 심볼 검출기(139200-0,139200-1) 중 어느 하나의 일 실시예를 보이고 있다. P1 심볼 검출기(139200-0,139200-1)은 C-A-B 프리앰블 검출기라 하기도 한다.
본 발명은 제1 수신부의 P1 검출기(139200-0)을 일 실시예로 설명한다. 제2 수신부의 P1 검출기(139200-1)는 제1 수신부의 P1 검출기(139200-0)의 동작 설명을 따른다.
즉, 상기 각 ADC(139100-0)에서 디지털로 변환된 신호는 P1 심볼 검출기(139200-0)의 다운 쉬프터(139801), 제1 콘쥬게이터(139803), 및 제2 지연기(139806)로 입력된다.
상기 다운 쉬프터(139801)는 입력 신호에
Figure PCTKR2011001224-appb-I000002
값을 곱해서 역변조를 수행한다. 상기 다운 쉬프터(139801)에서 역변조가 수행되면, 주파수 쉬프트되어 입력되는 신호가 원래의 신호로 복원된다. 상기 역변조된 신호는 제1 지연기(139802)와 제2 콘쥬게이터(139807)로 출력된다.
상기 제1 지연기(139802)는 역변조된 신호를 C 파트의 길이(TC)만큼 지연시켜 제1 콘쥬게이터(139803)로 출력한다. 상기 제1 콘쥬게이터(139803)는 C 파트의 길이(TC)만큼 지연된 신호를 복소 콘쥬게이트(complex-conjugate) 시킨 후 입력 신호와 곱하여 제1 필터(139804)로 출력한다. 상기 제1 필터(139804)는 TR=TA 길이를 갖는 러닝 애버리지 필터(running average filter)를 이용하여 입력 신호에 불필요하게 남아있는 변조 성분을 제거한 후 제3 지연기(139805)로 출력한다. 상기 제3 지연기(139805)는 필터링된 신호를 A 파트(즉, 유효 심볼)의 길이(TA)만큼 지연시켜 곱셈기(139809)로 출력한다.
상기 제2 지연기(139806)는 입력 신호를 B 파트의 길이(TB)만큼 지연시켜 제2 콘쥬게이터(139807)로 출력한다. 상기 제2 콘쥬게이터(139807)는 B 파트의 길이(TB)만큼 지연된 신호를 복소 콘쥬게이트(complex-conjugate) 시킨 후 역변조된 신호와 곱하여 제2 필터(139808)로 출력한다. 상기 제2 필터(139808)는 TR=TA 길이를 갖는 러닝 애버리지 필터(running average filter)를 이용하여 입력 신호에 불필요하게 남아있는 변조 성분을 제거한 후 곱셈기(139809)로 출력한다.
상기 곱셈기(139809)는 상기 제2 필터(139809)의 출력과 A 파트의 길이(TA)만큼 지연된 신호를 곱한다. 이렇게 함으로써, 수신된 방송 신호의 각 신호 프레임으로부터 P1 심볼을 검출할 수 있다.
여기서, C의 길이(TC), B의 길이(TB)는 상기 수학식 1을 적용하여 구할 수 있다.
도 30은 상기 AP1 심볼 검출기(139250-0,139250-1) 중 어느 하나의 일 실시예를 보이고 있다. AP1 심볼 검출기(139250-0, 139250-1)은 F-D-E 프리앰블 검출기라 하기도 한다.
본 발명은 제1 수신부의 AP1 검출기(139250-0)을 일 실시예로 설명한다. 제2 수신부의 AP1 검출기(139250-1)는 제1 수신부의 AP1 검출기(139250-0)의 동작 설명을 따른다.
즉, 상기 ADC(139100-0)에서 디지털로 변환된 신호 또는 P1 심볼 검출기(139200-0)에서 출력되는 신호는 AP1 심볼 검출기(139250-0)의 업 쉬프터(139901), 제1 콘쥬게이터(139903), 및 제2 지연기(139906)로 입력된다.
상기 업 쉬프터(139901)는 입력 신호에
Figure PCTKR2011001224-appb-I000003
값을 곱해서 역변조를 수행한다. 상기 업 쉬프터(139901)에서 역변조가 수행되면, 주파수 쉬프트되어 입력되는 신호가 원래의 신호로 복원된다. 즉, 도 30의 업 쉬프터(139901)는 P1 심볼 검출기(139200-0)의 다운 쉬프터(139801)와 동일한 구조이지만, 역변조의 주파수 방향을 정반대로 하는 것이 다르다. 상기 업 쉬프터(139901)에서 역변조된 신호는 제1 지연기(139902)와 제2 콘쥬게이터(139907)로 출력된다.
상기 제1 지연기(139902)는 역변조된 신호를 F 파트의 길이(TF)만큼 지연시켜 제1 콘쥬게이터(139903)로 출력한다. 상기 제1 콘쥬게이터(139903)는 F 파트의 길이(TF)만큼 지연된 신호를 복소 콘쥬게이트(complex-conjugate) 시킨 후 입력 신호와 곱하여 제1 필터(139904)로 출력한다. 상기 제1 필터(139904)는 TR=TD 길이를 갖는 러닝 애버리지 필터(running average filter)를 이용하여 입력 신호에 불필요하게 남아있는 변조 성분을 제거한 후 제3 지연기(139905)로 출력한다. 상기 제3 지연기(139905)는 필터링된 신호를 D 파트(즉, 유효 심볼)의 길이(TD)만큼 지연시켜 곱셈기(139909)로 출력한다.
상기 제2 지연기(139906)는 입력 신호를 E 파트의 길이(TE)만큼 지연시켜 제2 콘쥬게이터(139907)로 출력한다. 상기 제2 콘쥬게이터(139907)는 E 파트의 길이(TE)만큼 지연된 신호를 복소 콘쥬게이트(complex-conjugate) 시킨 후 역변조된 신호와 곱하여 제2 필터(139908)로 출력한다. 상기 제2 필터(139908)는 TR=TD 길이를 갖는 러닝 애버리지 필터(running average filter)를 이용하여 입력 신호에 불필요하게 남아있는 변조 성분을 제거한 후 곱셈기(139909)로 출력한다.
상기 곱셈기(139909)는 상기 제2 필터(139909)의 출력과 D 파트의 길이(TD)만큼 지연된 신호를 곱한다. 이렇게 함으로써, 수신된 방송 신호의 각 신호 프레임으로부터 AP1 심볼을 검출할 수 있다. 여기서, F의 길이(TF), E의 길이(TE)는 상기 수학식 1을 적용하여 구할 수 있다.
도 31은 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치의 프레임 디매퍼(138200)의 일 실시예로서, 도 28의 OFDM 디모듈레이터의 출력을 처리하는데 적합하다.
상기 프레임 디매퍼(138200)는 도 18의 방송 신호 송신 장치의 프레임 빌더(100300)의 역과정을 수행하는 것을 일 실시예로 한다.
도 31의 프레임 디매퍼는 제 1 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 1 프레임 디맵핑 블록(140100) 및 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 2 프레임 디맵핑 블록(140200)을 포함할 수 있다.
제 1 프레임 디맵핑 블록(140100)은 제 1 주파수 디인터리버(140101), 제 1 셀 디매퍼(140102), 제 1 결합기(140103), 제 2 결합기(140104) 및 제 3 결합기(140105)를 포함할 수 있고, 제 2 프레임 디맵핑 블록(140200)은 제 2 주파수 디인터리버(140201) 및 제 2 셀 디매퍼(140202)를 포함할 수 있다.
또한 제 1 주파수 디인터리버(140101) 및 제 1 셀 디매퍼(140102)와 제 2 주파수 디인터리버(140201) 및 제 2 셀 디매퍼(140202)는 제 1 경로 및 제 2 경로에 대해 동일하게 동작할 수 있으며 독립적으로 동작할 수 있다.
이하에서는 제 1 프레임 빌더 디맵핑 블록(140100) 및 제 2 프레임 디맵핑 블록(140200)에 포함된 블록들의 데이터 처리 방식에 대해 설명한다.
제 1 주파수 디인터리버(140101) 및 제 2 주파수 디인터리버(140201)는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터에 대해 각각 주파수 영역에서 셀 단위로 디인터리빙을 수행할 수 있다.
제 1 셀 디매퍼(140102) 및 제 2 셀 디매퍼(140202)는 디인터리빙된 데이터로부터 커먼 PLP 데이터, PLP 데이터 및 L1 시그널링 데이터를 셀 단위로 추출할 수 있다. 추출된 PLP 데이터는 MISO 디코딩된 MISO PLP 데이터 및 MIMO 디코딩된 MIMO PLP 데이터를 포함할 수 있으며, 추출된 L1 시그널링 데이터는 현재 전송 프레임 및 다음 전송 프레임에 관한 정보를 포함할 수 있다. 또한 송신부에서 PLP 데이터에 대해 서브 슬라이싱이 수행되었다면, 제 1 셀 디매퍼(140102) 및 제 2 셀 디매퍼(140202)의 서브-슬라이스 프로세서는 슬라이싱된 PLP 데이터를 머징하여 하나의 스트림을 생성할 수 있다.
제 1 결합기(140103)는 OFDM 모듈레이터의 MISO 디코더에서 MISO 디코딩된 MISO PLP 데이터에 대하여 신호 결합을 수행하지 않은 경우 MISO 디코딩된 MISO PLP 데이터의 신호 결합을 수행할 수 있다.
제 2 결합기(140104) 및 제 3 결합기(140105)는 제 1 결합기(140103)과 동일한 기능을 수행하나, 각각 L1-프리 시그널링 데이터 및 L1-포스트 시그널링 데이터에 대하여 동작이 수행된다는 점이 다르다.
도 31에 도시된 바와 같이, 프레임 디매핑이 수행된 데이터 즉, 제 1 경로를 통해 출력되는 데이터인 MISO PLP 데이터, MIMO PLP 데이터 및 시그널링 데이터는 SRx_k부터 SRx_post까지의 경로로 BICM 디코더로 입력되고, 제 2 경로를 통해 출력되는 MIMO PLP 데이터는 SRx_m+1부터 SRx_n+1까지의 경로로 BICM 디코더로 입력된다.
도 32는 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치의 BICM 디코더의 일 실시예로서, 도 31의 프레임 디매퍼의 출력을 처리하는데 적합하다. 특히 상기 BICM 디코더는 도 17의 방송 신호 송신 장치의 BICM 모듈의 역과정을 수행하는 것을 일 실시예로 한다.
도 32의 BICM 디코더는 1개의 경로(SRx_k)로 MISO PLP 데이터를 입력받아 처리하는 제 1 BICM 디코딩 블록(150100), 2개의 경로(SRx_m, SRx_m+1)로 MIMO PLP 데이터를 입력받아 처리하는 제 2 BICM 디코딩 블록(150300) 및 2개의 경로(SRx_pre, SRx_post)로 L1 시그널링 데이터를 입력받고 처리하는 제 3 BICM 디코딩 블록(150500)을 포함한다. 또한 제 3 BICM 디코딩 블록(150500)은 L1-프리 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 1 디코딩 블록 및 L1-포스트 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 2 디코딩 블록을 포함한다.
여기서 MISO PLP 데이터와 L1 시그널링 데이터는 도 31의 OFDM 디모듈레이터에서 MISO 디코딩되어 입력되고, MIMO PLP 데이터는 도 32의 BICM 디코더에서 MIMO 디코딩되는 것을 일 실시예로 한다.
즉, 본 발명의 BICM 디코더는 각각의 경로로부터 입력 되는 데이터에 대해 독립적으로 MISO 방식을 적용할 수 있고, MIMO 방식을 적용할 수 있다.
이하에서 각 블록의 데이터 처리 방식에 대해 설명한다.
먼저, 제 1 BICM 디코딩 블록(150100)은 타임 디인터리버(150101), 셀 디인터리버(150102), 성상도 디매퍼(150103), 먹스(150104), 비트 디인터리버(150105) 및 FEC 디코더(150106)를 포함할 수 있다.
타임 디인터리버(150101)는 OFDM 모듈레이터에서 MISO 디코딩되어 입력되는 데이터에 대하여 시간 영역의 디인터리빙을 수행하여 원래의 위치로 복구시키고, 셀 디인터리버(150102)는 타임 디인터리빙된 데이터에 대해 셀 단위로 디인터리빙을 수행할 수 있다.
성상도 디매퍼(150103)는 OFDM 디모듈레이터의 MISO 디코더(139700)의 동작에 따라 다음과 같은 기능을 수행할 수 있다.
우선, MISO 디코더(139700)가 직접 LLR 값을 출력하지 않고 MISO 디코딩만 수행하는 경우, 성상도 디매퍼(150103)는 LLR 값을 계산할 수 있다. 구체적으로는 이하와 같다. 도 17에 도시된 방송 신호 송신 장치의 BICM 모듈에 포함된 성상도 매퍼에서 성상도 회전 및 Q-phase 성분 딜레이를 수행한 경우, 성상도 디매퍼(150103)는 I-phase 성분을 딜레이시킨 뒤 LLR 값을 계산할 수 있다. 만약 방송 신호 송신기의 BICM 모듈에 포함된 성상도 매퍼에서 성상도 회전 및 Q-phase 성분 딜레이를 수행하지 않은 경우, 성상도 디매퍼(150103)는 노말 QAM을 기준으로 LLR 값을 계산할 수 있다.
LLR 값을 계산하는 방법은 2-D LLR을 계산하는 방법과 1-D LLR 값을 계산하는 방법을 포함할 수 있다. 1-D LLR 값을 계산하는 경우, 제 1 경로 및 제 2 경로의 입력 중 어느 하나만을 수행하여 LLR 계산의 복잡도를 감소시킬 수 있다.
먹스(150104)는 디맵핑된 데이터를 비트 스트림의 형태로 복원할 수 있다. 즉, 먹스(150104)는 송신측의 디먹스에서 비트들의 출력 순서가 조절되어 전송된 경우, 원래의 순서로 복원한다.
비트 디인터리버(150105)는 입력된 비트 스트림에 대하여 비트 단위로 디인터리빙을 수행하며, FEC 디코더(150106)는 비트 디인터리빙이 수행된 데이터에 대해 FEC 디코딩을 수행하여 전송 채널상의 에러를 정정하여 MISO PLP 데이터를 출력한다. 이 경우 디코딩 방법으로 LDPC 디코딩 및/또는 BCH 디코딩 방법을 사용하는 것을 일 실시예로 한다.
제 2 BICM 디코딩 블록(150300)은 제 1 타임 디인터리버(150301) 및 제 2 타임 디인터리버(150401), 제 1 셀 디인터리버(150302) 및 제 2 셀 디인터리버(150402), 제 1 성상도 디매퍼(150303) 및 제 2 성상도 디매퍼(150403), 먹스(150305), 비트 디인터리버(150306) 및 FEC 디코더(150307)를 포함할 수 있다.
제 1 타임 디인터리버(150301) 및 제 2 타임 디인터리버(150401)는 입력 데이터에 대해 셀 단위로 시간 영역의 디인터리빙을 수행하여 원래의 데이터 순서대로 복원시킬 수 있다. 이 경우 제 1 셀 디인터리버(150302) 및 제 2 셀 디인터리버(150402)는 각각의 경로를 통해 입력되는 데이터 중 하나의 FEC 블록에 포함된 셀의 절반 크기에 해당하는 데이터에 대해서만 셀 디인터리빙을 수행할 수 있다. 결과적으로 제 1 셀 디인터리버(150301) 및 제 2 셀 디인터리버(150402)에 의한 셀 디인터리빙은 하나의 FEC 블록을 이용한 MISO 방식의 셀 디인터리버(150102)의 디인터리빙과 동일한 효과를 가질 수 있다.
MIMO 디코더(150303)는 제1, 제2 셀 디인터리버(150302,150402)에서 출력되는 데이터에 대해 MIMO 디코딩을 수행한다. MIMO 디코더(150303)는 도 28의 OFDM 디모듈레이터의 MISO 디코더(139700)의 4가지 동작 중 네번째 동작, 즉, 신호 결합 동작을 제외한 나머지 동작을 MISO 디코더(139700)와 동일하게 수행할 수 있다. 이때 MIMO 디코더(150303)는 상술한 제 1 내지 제 3 실시예의 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 디코딩을 수행할 수도 있다.
제 1 성상도 디매퍼(150304), 제 2 성상도 디매퍼(150404), 먹스(150305), 비트 디인터리버(150306) 및 FEC 디코더(150307)는 상술한 제1 BICM 디코딩 블록(150100)의 동일 블록의 동작 설명을 참조하기로 한다.
제 3 BICM 디코딩 블록(150500)은 L1-프리 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 1 디코딩 블록 및 L1-포스트 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 2 디코딩 블록을 포함한다.
이때 L1-프리 시그널링 데이터와 L1-포스트 시그널링 데이터는 도 28의 OFDM 디모듈레이터의 MISO 디코더(139700)에서 MISO 디코딩되어 입력된다.
제 1 디코딩 블록은 타임 디인터리버(150501), 셀 디인터리버(150502), 성상도 디매퍼(150503) 및 FEC 디코더(150504)를 포함하고, 제 2 디코딩 블록은 타임 디인터리버(150601), 셀 디인터리버(150602), 성상도 디매퍼(150603), 먹스(150604), 비트 디인터리버(150605) 및 FEC 디코더(150606)를 포함할 수 있다.
이하 제 1 디코딩 블록 및 제 2 디코딩 블록에 포함된 각 블록들의 기능은 제 1 BICM 디코딩 블록(150100)에 포함된 각 블록들의 기능과 동일하므로 구체적 내용은 생략한다. 다만, 각 FEC 디코더(150504,150606)는 입력 데이터에 디-쇼트닝과 디-펑처링을 수행한 후에 FEC 디코딩을 수행하는 것을 일 실시예로 한다
결과적으로 제 1 BICM 디코딩 블록(150100)은 BICM 디코딩 처리된 MISO PLP 데이터를, 제 2 BICM 디코딩 블록(150300)은 BICM 디코딩 처리된 MIMO PLP 데이터를 아웃풋 프로세서로 출력한다. 또한 제 3 BICM 디코딩 블록(150500)의 제 1 디코딩 블록에서 BICM 디코딩 처리된 L1-프리 시그널링 데이터와 제2 디코딩 블록에서 BICM 디코딩 처리된 L1-포스트 시그널링 데이터도 아웃풋 프로세서로 출력된다.
도 32의 BICM 디코더는 MIMO 디코더(150303)가 제1, 제2 셀 디인터리버(150302,150402)와 제1, 제2 성상도 디매퍼(150304,150404) 사이에 위치하므로, 심볼 단위로 타임 디인터리빙과 셀 디인터리빙을 모두 수행한 이후에 MIMO 디코딩을 수행함으로써, 방송 신호 수신기의 메모리 복잡도가 감소하는 효과를 얻을 수 있다.
본 발명은 다른 실시예로, 제2 BICM 디코딩 블록(150300)의 MIMO 디코더가 제1, 제2 타임 디인터리버(150301,150401) 전단에 위치할 수도 있다.
도 33은 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치의 아웃풋 프로세서(138300)의 일 실시예이다.
도 33은 아웃풋 스트림이 1개인 경우(또는 1개의 PLP 입력인 경우) 아웃풋 프로세서(138300)의 실시예를 도시한 것으로, 인풋 프로세서(100100)와 인풋 프리-프로세서(100000)의 역과정을 수행하는 것을 일 실시예로 한다.
아웃풋 스트림이 1개인 경우 아웃풋 프로세서(138300)는 BB 디스크램블러(190100), 패딩 제거기(190200), CRC-8 디코더(190300) 및 BB 프레임 프로세서(190400)을 포함할 수 있다.
상기 BB 디스크램블러(190100)는 입력된 비트 스트림을 디스크램블링한다. 즉, BB 디스크램블러(190100)는 도 14의 BB 스크램블러(110500)에서 프로세싱한 PRBS와 동일하게 발생된 비트 스트림과 입력 비트 스트림을 XOR하여 디스크램블링을 수행한다. 상기 패딩 제거기(190200)는 필요에 따라 방송 신호 송신 장치에서 삽입된 패딩 비트를 제거한다. 상기 CRC-8 디코더(190300)는 입력된 비트 스트림에 대해 CRC 디코딩을 수행하며, 상기 BB 프레임 프로세서(190400)는 BB 프레임 헤더에 포함된 정보를 디코딩한 후, 디코딩된 정보를 사용하여 TS/IP/GS 스트림을 복원하고 출력한다.
도 34는 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치의 아웃풋 프로세서(138300)의 또 다른 실시예이다.
도 34는 아웃풋 스트림이 복수개인 경우, 즉 복수개의 PLP들을 입력받는 아웃풋 프로세서(138300)의 실시예를 도시하고 있으며, 도 15, 도 16의 인풋 프로세서(100100)와 도 7의 인풋 프리-프로세서(100000)의 역과정과 유사하다. 도 34의 아웃풋 프로세서(138300)는 서비스를 구성하는 컴포넌트들이 각기 다른 PLP로 수신되는 경우, 각 PLP로부터 컴포넌트들을 추출하여 하나의 서비스를 구성하는데 적합하다.
도 34의 아웃풋 프로세서는 n개의 PLP 처리를 위해 n+1개의 BB 디스크램블러들(193100-0~n), n+1개의 패딩 제거기들(193200-0~n), n+1개의 CRC-8 디코더들(193300-0~n), n+1개의 BB 프레임 프로세서들(193400-0~n), n+1개의 디-지터(De-jitter) 버퍼들(193500-0~n), n+1개의 널 패킷 삽입기들(193600-0~n), n-m+1개의 인밴드 시그널링 디코더들(193700-m~n), TS 클럭 재생산기(193800) 및 TS 재결합기(193900)을 포함할 수 있다.
만일, 출력 스트림이 IP 스트림이거나 GSE 스트림이면, 도 34의 구성 블록도에서 CRC-8 디코더들(193300-0~n)과 n+1개의 널 패킷 삽입기들(193600-0~n)은 생략되거나 상기 블록들을 바이패스할 수 있다. 예를 들어, IP 패킷은 수신기에서 타임 스탬프에 맞게 버퍼링되어 재생되므로 송신기에서 데이터를 딜레이시킬 필요가 없으며, 또한 널 패킷의 추가/삭제가 필요없기 때문이다.
상기 BB 디스크램블러들(193100-0~n), 상기 패딩 제거기들(193200-0~n), 상기 CRC-8 디코더들(193300-0~n) 및 상기 BB 프레임 프로세서들(193400-0~n)의 각각의 동작은 도 33의 해당 블록의 동작과 동일하므로 도 33의 설명을 참조하기로 하고, 여기서는 생략한다. 도 34에서는 도 33과 차이나는 부분에 대해 설명하기로 한다.
상기 디-지터 버퍼들(193500-0~n)은 복수개의 PLP들간의 싱크를 위해서 전송단에서 임의로 삽입된 딜레이를 TTO(time to output parameter)에 따라 보상한다.
상기 널 패킷 삽입기들(193600-0~n)은 삭제된 널 패킷의 개수 정보를 지시하는 DNP(deleted null packet) 정보를 참고하여 송신측에서 제거된 널 패킷을 해당 TS의 해당 위치에 삽입한다. 이때, 상기 TS 클럭 재생산기(193800)는 ISCR(Input Stream Time Reference)를 기준으로 출력 패킷의 상세한 시간 동기를 복원할 수 있다.
상기 TS 재결합기(193900)는 TS 머저라고도 하며, 위와 같이 복원된 커먼 PLP, 데이터 PLP들을 원래의 TS 또는 IP 스트림 또는 GS 스트림으로 복원하여 출력한다. TTO, DNP, ISCR 정보는 모두 BB 프레임 헤더에 포함되어 전송되는 것을 일 실시예로 한다. 상기 인밴드 시그널링 디코더들(193700-m~n)은 데이터 PLP를 통해서 전송되는 인밴드 시그널링 정보를 복원하여 출력한다.
예를 들어, 송신기의 인풋 프리-프로세서(100000)와 인풋 프로세서(100100)를 통해 하나의 서비스가 도 9의 (b)와 같이 커먼 PLP, 비디오 컴포넌트 PLP, 오디오 컴포넌트 PLP, 데이터 컴포넌트 PLP로 구성되었다고 가정하자. 그러면, 도 34의 디-지터 버퍼들(193500-0~n)은 도 9의 (b)와 같이 복수개의 PLP들을 널 패킷 삽입기들(193600-0~n)로 출력하고, 널 패킷 삽입기들(193600-0~n)은 DNP 정보를 참고하여 송신측에서 제거된 널 패킷을 해당 TS의 해당 위치에 삽입한다. 이렇게 하면 도 9의 (a)(또는 도 8의 (b))와 같이 널 패킷이 삽입된 커먼 TS, 비디오 컴포넌트 TS, 오디오 컴포넌트 TS, 데이터 컴포넌트 TS가 TS 결합기(193900)로 출력된다. 상기 TS 결합기(193900)에서 커먼 TS, 비디오 컴포넌트 TS, 오디오 컴포넌트 TS, 데이터 컴포넌트 TS의 유효 패킷들을 머징하면 도 8의 (a)와 같이 하나의 서비스를 구성하는 TS가 출력된다.
한편 본 발명의 아웃풋 프로세서는 L1 시그널링 디코더를 더 포함할 수 있다. 또한 상기 L1 시그널링 디코더 전단에는 제1, 제2 BB 디스크램블러를 더 포함할 수 있다.
이 경우, 상기 제1 BB 디스크램블러는 제3 BICM 디코딩 모듈(150500)의 FEC 디코더(150504)에서 출력되는 L1-프리 시그널링 정보를 디스크램블링하고, 제2 BB 디스크램블러는 제3 BICM 디코딩 모듈(150500)의 FEC 디코더(150606)에서 출력되는 L1-포스트 시그널링 정보를 디스크램블링하여 L1 시그널링 디코더로 출력한다. 즉, 제1, 제2 BB 디스크램블러는 송신기의 제1, 제2 BB 스크램블러에서 프로세싱한 PRBS와 동일하게 발생된 비트 스트림과 입력 비트 스트림을 XOR하여 디스크램블링을 수행한다.
상기 L1 시그널링 디코더는 디스크램블링된 L1-프리 시그널링 데이터와 L1-포스트 시그널링 데이터를 디코딩하여 L1 시그널링 정보를 복원한다. 복원된 L1 시그널링 정보는 L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보를 포함한다. 또한 L1-포스트 시그널링 정보는 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보와 다이나믹 L1-포스트 시그널링 정보를 포함한다.
상기 L1 시그널링 디코더에서 복원된 L1 시그널링 정보는 시스템 컨트롤러에 전달되어 방송 신호 수신기가 BICM(Bit Interleaved Coding and Modulation) 디코딩, 프레임 디매핑, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex) 복조 등의 동작을 수행하는데 필요한 파라미터들을 제공한다.
본 발명은 다른 실시예로, 상기 아웃풋 프로세서 대신 BICM 디코더138300)의 제3 BICM 디코딩 모듈(150500)의 FEC 디코더(150504,150606)의 출력단에 L1 시그널링 디코더가 위치할 수도 있다. 또한 상기 L1 시그널링 디코더와 FEC 디코더(150504) 사이에 제1 BB 디스크램블러가 더 포함되고, 상기 L1 시그널링 디코더와 FEC 디코더(150606) 사이에 제2 BB 디스크램블러가 더 포함될 수도 있다. 제1, 제2 BB 디스크램블러와 L1 시그널링 디코더의 동작 설명은 아웃풋 프리세서의 해당 블록의 동작 설명과 같다.
도 35는 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치의 또 다른 실시예를 보인 구성 블록도로서, 송신기의 인풋 프리-프리세서로 입력된 스트림 타입이 TS 형태일 때의 방송 신호 수신 장치의 구성 블록도이다. 도 23의 방송 신호 수신 장치는 하나의 서비스를 구성하는 컴포넌트들이 각기 다른 PLP로 수신되는 경우, 각 PLP로부터 컴포넌트들을 추출하여 하나의 서비스를 구성하는데 적합하다.
도 35에서 OFDM 디모듈레이터(210100)와 프레임 디매퍼(210200)의 상세 동작 설명은 전술한 OFDM 디모듈레이터(138100)와 프레임 디매퍼(138200)의 상세 동작 설명을 참조하기로 하고, 여기서는 생략한다.
도 35에서 복수의 PLP에 대해 각각 디인터리빙 및 디모듈레이션을 수행하는 복수개의 PLP 디인터리빙 및 디모듈레이터 모듈들(210500)은 전술한 BICM 디코더(138300)의 동작과 유사하고, 복수의 PLP에 대해 각각 BBF(BaseBand Frame) 디코딩 및 널 패킷을 재구축(reconstruction)하여 TS를 출력하는 복수개의 BBF 디코더 및 널 패킷 재구축 모듈(210600)과 TS 머저(210700)는 전술한 아웃풋 프로세서(138400)의 동작과 유사하다. L1 디코더(210300)는 전술한 L1 시그널링 디코더에 대응된다.
도 35에서 PLP 셀렉팅 모듈(210400)은 서비스가 선택되면, 선택된 서비스를 구성하는 컴포넌트들의 PLP만이 프레임 디매퍼(210200)에서 출력되도록 프레임 디매퍼(210200)를 제어한다. 서비스 선택은 유저의 요청에 의해 이루어질 수도 있고, 시스템에서 자동으로 이루어질 수도 있다.
즉, OFDM 디모듈레이터(210100)에서 P1/AP1 시그널링 정보를 디코딩하고, L1 디코더(210600)에서 L1/L2 시그널링 정보를 디코딩하여 전송 프레임 구조 및 PLP 구성에 대한 정보를 획득한다. 본 발명은 서비스를 구성하는 컴포넌트들이 복수개의 PLP로 수신되는 것을 일 실시예로 한다. 이 경우, 컴포넌트 구조의 PLP 정보 또는 서비스 정보가 L1 시그널링 정보에 포함되어 있으므로, 방송 수신기는 서비스를 구성하는 컴포넌트들이 어느 PLP들에 포함되어있는지를 알 수 있다.
그러므로, 서비스가 선택되면, PLP 셀렉팅 모듈(210400)은 프레임 디매퍼(210200)를 제어하고, 프레임 디매퍼(210200)는 선택된 서비스에 해당하는 컴포넌트들을 포함하는 복수의 PLP 데이터를 출력한다. 복수개의 PLP 데이터는 해당 PLP 디인터리빙 및 디모듈레이터 모듈에서 각각 디인터리빙/디모듈레이션 처리되고, BBF 디코더 및 널 패킷 재구축 모듈에서 BBF 디코딩/널패킷 재구축 처리가 수행된 후 TS 머저(210700)에서 선택된 서비스에 대한 TS로 머징된다.
예를 들어, 송신기의 인풋 프리-프로세서(100000)와 인풋 프로세서(100100)를 통해 하나의 서비스가 도 9의 (b)와 같이 커먼 PLP, 비디오 컴포넌트 PLP, 오디오 컴포넌트 PLP, 데이터 컴포넌트 PLP로 구성되었다고 가정하자. 그러면 도 23의 BBF 디코더들은 도 9의 (b)와 같이 복수개의 PLP들을 널 패킷 재구축 모듈들로 출력하고, 널 패킷 재구축 모듈들은 DNP 정보를 참고하여 송신측에서 제거된 널 패킷을 해당 TS의 해당 위치에 삽입한다. 이렇게 하면 도 9의 (a)(또는 도 8의 (b))와 같이 널 패킷이 삽입된 커먼 TS, 비디오 컴포넌트 TS, 오디오 컴포넌트 TS, 데이터 컴포넌트 TS가 TS 머저(210700)로 출력된다. 상기 TS 머저(210700)에서 커먼 TS, 비디오 컴포넌트 TS, 오디오 컴포넌트 TS, 데이터 컴포넌트 TS의 유효 패킷들을 머징하면 도 8의 (a)와 같이 하나의 서비스를 구성하는 TS가 출력된다.
도 36은 본 발명에 따른 방송 신호 수신 장치의 또 다른 실시예를 보인 구성 블록도로서, 송신기의 인풋 프리-프리세서로 입력된 스트림 타입이 IP 스트림 포맷 또는 GSE 스트림 포맷일 때의 방송 신호 수신 장치의 구성 블록도이다. 도 36의 방송 신호 수신 장치는 하나의 서비스를 구성하는 컴포넌트들이 각기 다른 PLP로 수신되는 경우, 각 PLP로부터 컴포넌트들을 추출하여 하나의 서비스를 구성하는데 적합하다.
도 36의 방송 신호 수신 장치는 OFDM 디모듈레이터(220100), 프레임 디매퍼(220200), L1 디코더(220300), PLP 셀렉팅 모듈(220400), 복수개의 PLP 디인터리빙 및 디모듈레이터 모듈(220500), 복수개의 BBF 디코더(220600) 및 버퍼부(220700)를 포함한다. 상기 버퍼부(220700)는 데이터의 타입에 따라 PSI/SI(IP 서비스 정보) 버퍼, 부트스트랩 버퍼, 메타데이터 버퍼, 오디오 버퍼, 비디오 버퍼, 데이터 버퍼를 포함할 수 있다.
도 36에서 OFDM 디모듈레이터(220100)와 프레임 디매퍼(220200)의 상세 동작 설명은 전술한 OFDM 디모듈레이터(138100)와 프레임 디매퍼(138200)의 상세 동작 설명을 참조하기로 하고, 여기서는 생략한다.
도 36에서 복수의 PLP에 대해 각각 디인터리빙 및 디모듈레이션을 수행하는 복수개의 PLP 디인터리빙 및 디모듈레이터 모듈들(220500)은 전술한 BICM 디코더(138300)의 동작과 유사하고, 복수의 PLP에 대해 각각 BBF 디코딩을 수행하여 IP 스트림을 출력하는 복수개의 BBF 디코더(220600) 는 전술한 아웃풋 프로세서(138400)의 동작과 유사하다. L1 디코더(220300)는 전술한 L1 시그널링 디코더에 대응된다.
도 36에서 PLP 셀렉팅 모듈(220400)은 서비스가 선택되면, 선택된 서비스를 구성하는 컴포넌트들의 PLP만이 프레임 디매퍼(220200)에서 출력되도록 프레임 디매퍼(220200)를 제어한다. 서비스 선택은 유저의 요청에 의해 이루어질 수도 있고, 시스템에서 자동으로 이루어질 수도 있다.
즉, OFDM 디모듈레이터(220100)에서 P1/AP1 시그널링 정보를 디코딩하고, L1 디코더(220600)에서 L1/L2 시그널링 정보를 디코딩하여 전송 프레임 구조 및 PLP 구성에 대한 정보를 획득한다. 본 발명은 서비스를 구성하는 컴포넌트들이 복수개의 PLP로 수신되는 것을 일 실시예로 한다. 이 경우, 컴포넌트 구조의 PLP 정보 또는 서비스 정보가 L1 시그널링 정보에 포함되어 있으므로, 방송 수신기는 서비스를 구성하는 컴포넌트들이 어느 PLP들에 포함되어있는지를 알 수 있다.
그러므로, 서비스가 선택되면, PLP 셀렉팅 모듈(220400)은 프레임 디매퍼(220200)를 제어하고, 프레임 디매퍼(220200)는 선택된 서비스에 해당하는 컴포넌트들을 포함하는 복수의 PLP 데이터를 출력한다. 복수개의 PLP 데이터는 해당 PLP 디인터리빙 및 디모듈레이터 모듈에서 각각 디인터리빙/디모듈레이션 처리되고, 해당 BBF 디코더에서 BBF 디코딩된 후 스위칭을 통해 버퍼부(220700)의 PSI/SI(IP 서비스 정보) 버퍼, 부트스트랩 버퍼, 메타 데이터 버퍼, 오디오 버퍼, 비디오 버퍼, 데이터 버퍼 중 해당 버퍼로 출력된다. 상기 PSI/SI(IP 서비스 정보) 버퍼, 부트스트랩 버퍼, 메타 데이터 버퍼, 오디오 버퍼, 비디오 버퍼, 데이터 버퍼는 복수개의 BBF 디코더(220600) 중 어느 하나로부터 입력되는 PLP 데이터를 일시 저장한 후 출력한다. 본 발명은 복수개의 BBF 디코더(220600)와 버퍼부(220700) 사이에 스트림 머저와 컴포넌트 스플리터를 더 포함할 수 있다.
즉, 선택된 서비스의 컴포넌트들에 해당하는 복수개의 BBF 디코더(220600)에서 BBF 디코딩된 후 출력되는 복수개의 PLP 데이터의 IP 스트림은 상기 스트림 머저에서 머징되어 선택된 서비스에 해당하는 하나의 IP 스트림으로 출력된다. 이때 상기 스트림 머저는 IP 어드레스 및 UDP 포트 넘버를 참조하여 복수개의 IP 스트림을 하나의 서비스에 해당하는 IP 스트림으로 머징할 수도 있다.
상기 컴포넌트 스플리터는 스트림 머저에서 서비스로 머징되어 출력되는 IP 스트림에 포함된 데이터를 컴포넌트별로 분류하여 버퍼부(220700)로 출력할 수 있다. 컴포넌트 스플리터는 각 컴포넌트에 해당하는 데이터를 IP 어드레스 및 UDP 포트 넘버와 같은 어드레스 정보를 사용하여 버퍼부에 포함된 각 컴포넌트에 해당하는 버퍼로 스위칭하여 출력할 수 있다. 버퍼부(220700)는 IP 스트림의 출력 순서에 따라 각 컴포넌트에 해당하는 데이터를 버퍼링하여 출력한다.
한편 본 발명은 서비스를 구성하는 컴포넌트들 중 적어도 하나를 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어로 구분하여 전송하는 것을 일 실시예로 설명하였다. 일 예로, 본 발명은 비디오 컴포넌트를 SVC 인코딩하여 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터로 구분한다. 상기 베이스 레이어의 데이터는 기본 화질의 영상을 위한 데이터로서 통신환경에 강인하지만 화질이 낮은 특징이 있으며, 인핸스먼트 레이어의 데이터는 상위 화질의 영상을 위한 추가 데이터로서 고화질의 영상을 제공할 수 있지만 통신 환경에 다소 취약한 특징이 있다.
본 발명에서는 지상파 방송을 위한 비디오 데이터가 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터로 구분될 수도 있고, 모바일 방송을 위한 비디오 데이터가 모바일 방송 통신 환경에 유연성있게 대응하기 위해 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터로 구분될 수도 있다.
수신기에서는 베이스 레이어의 데이터만을 디코딩하여 기본 화질의 영상을 획득하거나, 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터를 모두 디코딩하여 상위 화질의 영상을 획득할 수 있다. 예를 들어, 핸드폰, 이동형 티브이와 같은 모바일 수신기에서는 베이스 레이어의 데이터만을 디코딩하여 기본 화질의 영상을 제공할 수 있고, 일반적인 가정용 티브이와 같은 고정형 수신기에서는 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터를 모두 디코딩하여 고화질의 영상을 제공할 수 있다.
이때 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터는 하나의 PLP를 통해 전송될 수도 있고, 서로 다른 PLP를 통해 전송될 수도 있다.
도 37은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 수신기에서 용도에 맞는 PLP를 수신하는 과정을 나타낸 블록도이다.
도 37은 복수개의 PLP 즉, PLP1부터 PLP4로 구성되는 서비스를 포함하는 전송 프레임을 수신하는 예를 보이고 있다.
여기서, PLP1은 SVC 인코드된 베이스 레이어의 비디오 스트림을, PLP2는 SVC 인코드된 인핸스먼트 레이어의 비디오 스트림을, PLP3은 오디오 스트림, PLP4는 데이터 스트림을 전송한다고 가정한다.
본 발명에서는 각 PLP에 포함된 데이터의 특성에 따라 물리적 파라미터들을 조정하여 모바일 수신 성능 또는 데이터 통신 성능 등을 다르게 설정하여, 수신기에서 각 수신기의 특성에 따라 필요한 PLP를 선택적으로 수신할 수 있도록 한다. 이하 구체적인 예를 살펴본다.
도 37에 도시된 바와 같이 베이스 레이어의 데이터를 전송하는 PLP1은 일반적인 고정형 수신기뿐만 아니라 모바일 수신기에서도 수신 가능해야 하므로, 방송 신호 송신 장치는 PLP1에 대해 높은 수신 성능을 위한 물리적 파라미터들을 설정하여 전송할 수 있다.
또한 인핸스먼트 레이어의 데이터를 전송하는 PLP2는 PLP1에 비해 수신 성능이 떨어져서 모바일 수신기에서는 수신할 수 없더라도, 해상도가 높은 고화질 방송을 수신할 필요가 있는 고정형 수신기에서 수신할 수 있도록, 방송 신호 송신 장치는 PLP2의 물리적 파라미터들을 설정하여 전송할 수 있다.
따라서 도 37에 도시된 바와 같이 모바일 수신기는 베이스 레이어의 비디오 스트림을 전송하는 PLP1과, 오디오 및 데이터 스트림을 전송하는 PLP3 및 PLP4를 디코딩하여 일반 해상도의 서비스를 제공할 수 있다.
반면 고정형 수신기는 베이스 레이어의 비디오 스트림을 전송하는 PLP1, 인핸스먼트 레이어의 비디오 스트림을 전송하는 PLP2 및 오디오와 데이터 스트림을 전송하는 PLP3과 PLP4를 모두 디코딩하여 고화질의 서비스를 제공할 수 있다.
이는 하나의 실시예이며, 모바일 수신기에서도 베이스 레이어의 비디오 스트림을 전송하는 PLP1, 인핸스먼트 레이어의 비디오 스트림을 전송하는 PLP2, 오디오 스트림을 전송하는 PLP3, 및 데이터 스트림을 전송하는 PLP4를 모두 디코딩하여 고화질의 서비스를 제공할 수 있다.
한편 본 발명의 방송 신호 송신 장치는 비디오 데이터를 SVC 인코딩한 후, 베이스 레이어의 데이터는 비MIMO 방식으로 전송하고, 인핸스먼트 레이어의 데이터는 MIMO 방식으로 전송하는 것을 일 실시예로 한다. 본 발명은 MIMO 방식을 지원하는 방송 신호 송신 장치를 MIMO 전송 시스템이라 하기로 한다.
다음은 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템의 다양한 실시예를 설명하기로 한다.
도 38은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템의 개념도이다.
도 38에서 도시된 바와 같이 MIMO 전송 시스템은 방송 데이터를 SVC로 인코딩하는 SVC 인코더(244100)와 데이터를 복수의 안테나로 전송할 수 있도록 공간 다이버시티 또는 공간 멀티플렉싱 방식을 통해 분배하는 MIMO 인코더(244200)를 포함할 수 있다. 이하에서 MIMO 인코더는 MIMO 프로세서로 지칭될 수도 있다.
도 38에서는 계층 변조(Hierarchical modulation) 방식을 사용하는 방송 신호 송신 장치를 도시하고 있다.
상기 SVC 인코더(244100)는 방송 데이터를 SVC 인코딩하여 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어의 데이터로 출력한다. 베이스 레이어의 데이터는 제 1 전송 안테나(Tx1; 244300) 및 제 2 전송 안테나(Tx2; 244400)에서 동일하게 전송되며, 인핸스먼트 레이어의 데이터는 MIMO 인코더(244200)에서 MIMO 인코딩되어 동일한 데이터 또는 상이한 데이터로 각각 제 1 전송 안테나(244300) 및 제 2 전송 안테나(244400)를 통해 전송된다. 이 경우 전송 시스템의 성상도 매퍼는 도면의 좌측에서 도시한 바와 같이 변조 타입에 따라 해당 심볼로 심볼 매핑을 수행한다. 일 예로, 상기 성상도 매퍼는 계층 변조를 수행하여, 해당 심볼의 MSB(Most Significant Bit) 부분에는 베이스 레이어에 해당하는 비트들을, LSB(Least Significant Bit) 부분에는 인핸스먼트 레이어에 해당하는 비트들을 매핑할 수 있다.
수신기에서는 성상도 디매퍼를 사용하여 복조된 비트 정보로부터 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터를 분리하여 획득할 수 있다. 인핸스먼트 레이어의 데이터는 MIMO 디코딩을 거친 후 최종 SVC의 비트 정보를 사용하여 획득될 수 있다. MIMO에 해당하는 비트 정보를 분리할 수 없는 경우, 수신기는 SISO 또는 MISO에 해당하는 비트 정보만을 사용하여 베이스 레이어의 데이터를 획득하고 서비스를 제공할 수 있다.
도 39는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템의 개념도이다.
도 39에서 MIMO 전송 시스템은 방송 데이터를 SVC로 인코딩하는 SVC 인코더(245100)와 데이터를 복수의 안테나로 전송할 수 있도록 공간 다이버시티 또는 공간 멀티플렉싱 방식을 통해 분배하는 MIMO 인코더(245200)를 포함한다. 도 39에서는 하이브리드 변조 또는 FDM(Frequency Division Multiplexing) 방법을 사용하는 전송 시스템의 실시예를 나타낸다.
SVC 인코더(245100)는 방송 데이터를 SVC 인코딩하여 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터로 출력한다. 상기 베이스 레이어의 데이터는 제 1 전송 안테나(Tx1; 245300) 및 제 2 전송 안테나(Tx2; 245400)에서 동일하게 전송되며, 인핸스먼트 레이어의 데이터는 MIMO 인코더(245200)에서 MIMO 인코딩되어 동일한 데이터 또는 상이한 데이터로 각각 제 1 전송 안테나(245300) 및 제 2 전송 안테나(245400)를 통해 전송된다.
이때 도 39의 MIMO 전송 시스템은 데이터 전송 효율을 높이기 위해 FDM 방식을 사용하여 데이터를 처리할 수 있으며, 특히 OFDM 방식을 사용, 복수의 서브 캐리어를 통해 데이터를 전송할 수 있다. 이렇게 OFDM 방식을 사용하는 전송 시스템에서 서브 캐리어들을 SISO/MISO 신호를 전송하는데 사용하는 서브 캐리어와 MIMO 신호를 전송하는 서브 캐리어로 할당하여 각각의 신호를 전송할 수 있다. SVC 인코더(245100)에서 출력되는 베이스 레이어의 데이터는 SISO/MISO 캐리어를 통해 복수의 안테나에서 동일하게 전송되고, 인핸스먼트 레이어의 데이터는 MIMO 인코딩을 거쳐 MIMO 캐리어를 통해 복수의 안테나에서 전송될 수 있다.
수신기는 OFDM 심볼을 수신하여 SISO/MISO 캐리어에 해당하는 데이터를 SISO/MISO 디코딩하여 베이스 레이어의 데이터를 획득하고, MIMO 캐리어에 해당하는 데이터를 MIMO 디코딩하여 인핸스먼트 레이어의 데이터를 획득할 수 있다. 이후 채널 상황 및 수신기에 따라 MIMO 디코딩이 불가능한 경우에는 베이스 레이어의 데이터만으로, MIMO 디코딩이 가능한 경우에는 인핸스먼트 레이어의 데이터까지 포함하여 디코딩을 수행한 후 서비스를 제공할 수 있다. 제 2 실시예의 경우, 서비스의 비트 정보가 심볼로 매핑된 후에 MIMO 처리가 수행되므로 MIMO 인코더(245200)가 성상도 매퍼 후에 위치할 수 있어 수신 시스템의 구조가 도 38에 도시된 실시예의 경우보다 간단해질 수도 있다.
도 40은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템의 개념도이다.
도 40에서 MIMO 전송 시스템은 방송 데이터를 SVC로 인코딩하는 SVC 인코더(246100)와 데이터를 복수의 안테나로 전송할 수 있도록 공간 다이버시티 또는 공간 멀티플렉싱 방식을 통해 분배하는 MIMO 인코더(246200)를 포함한다. 도 40에서는 계층 PLP 또는 TDM 방법을 사용하는 전송 시스템의 일 실시예를 나타낸다.
도 40의 실시예에서, 전송 시스템은 SVC 인코딩된 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터를 각각 SISO/MISO 슬롯 및 MIMO 슬롯을 통해 전송할 수 있다. 이 슬롯은 전송 신호의 시간 또는 주파수 단위의 슬롯일 수 있으며, 도 40의 실시예에서는 시간 슬롯으로 도시하였다. 또한, 이 슬롯은 PLP가 될 수도 있다.
수신기는 수신되는 슬롯이 어떤 종류의 슬롯인지를 파악하고, SISO/MISO 슬롯으로부터 베이스 레이어의 데이터를, MIMO 슬롯으로부터 인핸스먼트 레이어의 데이터를 수신한다. 상술한 바와 같이 채널 또는 수신 시스템에 따라 MIMO 디코딩이 불가능한 경우에는 베이스 레이어의 데이터만으로, MIMO 디코딩이 가능한 경우에는 인핸스먼트 레이어의 데이터까지 포함하여 디코딩을 수행한 후 서비스를 제공할 수 있다.
도 38 내지 도 40의 MIMO 인코더(244200,245200,246200)는 전술한 제1 내지 제3 실시예의 MIMO 인코딩 방식 중 적어도 하나를 이용하여 MIMO 인코딩을 수행하는 것을 일 실시예로 한다. 이는 하나의 실시예이며, SM 또는 GC 방식을 이용하여 MIMO 인코딩을 수행할 수도 있다.
본 발명에서는 하나의 PLP로 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터를 전송할 수도 있고, 각각의 PLP로 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터를 전송할 수도 있다.
본 발명에서는 일 실시예로 베이스 레이어의 데이터는 T2 프레임(즉, 지상파 방송 프레임)을 통해 전송하고, 인핸스먼트 레이어의 데이터는 FEF 파트를 통해 전송할 수도 있다.
본 발명에서는 다른 실시예로 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터를 FEF 파트를 통해서만 전송할 수도 있다.
본 발명은 설명의 편의를 위해 인핸스먼트 레이어의 데이터를 전송하는 FEF 파트를 MIMO 방송 프레임이라 하기로 한다. 상기 MIMO 방송 프레임은 신호 프레임 또는 전송 프레임과 혼용하여 사용하기로 한다.
또한 본 발명은 설명의 편의를 위해 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터를 포함하여 MIMO 방송 데이터라 하기로 한다.
이하의 설명에서 MIMO 방송 데이터는 아래의 제 1 내지 제 3 방법 중 하나에 의해 생성되어 전송될 수 있으며, 또한 이 중 하나 이상의 조합에 의해 생성되어 전송될 수도 있다.
(1) MIMO 방송 데이터를 특정 PLP로 전송하는 방법
본 발명은 MIMO 방송 데이터를 특정 PLP에 포함시키면서, 지상파 방송(예를 들어, T2 방송) 데이터를 포함하는 PLP와 구별하여 전송하는 방법이 가능하다. 이 경우 특정 PLP는 MIMO 방송 데이터를 전송하기 위해 사용되며, 이때 특정 PLP에 대한 부가 정보를 시그널링하여 기존의 수신 시스템에서의 오동작을 방지할 수 있다. 이하에서, MIMO 방송 데이터를 포함하는 특정 PLP를 MIMO 방송 PLP로, 지상파 방송 데이터를 포함하는 PLP를 지상파 방송 PLP로 지칭할 수 있다.
기존 지상파 방송 신호 수신 장치에서 MIMO 방송 데이터는 처리하지 못할 수 있으므로, 지상파 방송 PLP와 MIMO 방송 PLP를 식별하기 위한 추가 정보를 시그널링할 필요가 있다. 이때 상기 PLP 타입을 식별하기 위한 정보의 시그널링은 L1 시그널링 정보 내의 미사용(reserved) 필드를 사용할 수 있다. 일 실시예로, 상기 PLP 타입의 식별을 위해, L1-포스트 시그널링 정보의 PLP_TYPE 필드를 사용할 수 있다. 이때 MIMO 방송 PLP는 PLP_TYPE 필드값 011~111 중 하나의 값을 이용하여 표시할 수 있다.
PLP의 전송시 보다 강화된 강인성을 획득하기 위해 새로운 변조 방식과 에러 정정 코드의 코드 레이트를 사용할 수 있다. 이 경우 이러한 변조 방식과 에러 정정 코드의 코드 레이트를 식별하기 위해 L1-포스트 시그널링 정보를 사용할 수 있다. 본 발명은 L1-포스트 시그널링 정보의 PLP_COD 필드를 이용하여 MIMO 방송 PLP의 코드 레이트를 지시하는 것을 일 실시예로 한다. 일 실시예로서, MIMO 방송 PLP의 코드 레이트를 식별하기 위해 PLP_COD 필드 값 110 또는 111를 이용할 수 있다.
또한 본 발명은 L1-포스트 시그널링 정보의 PLP_MOD 필드를 이용하여 MIMO 방송 PLP의 변조 방식을 지시하는 것을 일 실시예로 한다. 일 실시예로서, MIMO 방송 PLP의 변조 방식을 식별하기 위해 PLP_MOD 필드 값 100 내지 111 중 어느 하나를 이용할 수 있다.
이때 MIMO 방송 데이터를 구성하는 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터는 하나의 PLP로 전송될 수도 있고, 각각의 PLP로 전송될 수도 있다. 예를 들어, 베이스 레이어의 데이터는 베이스 레이어의 PLP로 전송되고, 인핸스먼트 레이어의 데이터는 인핸스먼트 레이어의 PLP로 전송되는 경우 PLP_PROFILE 필드를 이용하여 현재 PLP가 베이스 레이어의 PLP인지 아니면 인핸스먼트 레이어의 PLP인지를 지시할 수 있다.
(2) MIMO 방송 데이터를 특정 프레임으로 전송하는 방법
본 발명은 MIMO 방송 데이터를 특정 프레임에 포함시키면서, 기존의 지상파 방송 데이터를 포함하는 프레임과 구별하여 전송하는 방법이 가능하다. 이 경우 특정 프레임은 MIMO 방송 데이터를 전송하기 위해 사용되며, 이때 특정 프레임에 대한 부가 정보를 시그널링하여 기존의 수신 시스템에서의 오동작을 방지할 수 있다. 이하에서, MIMO 방송 데이터를 포함하는 특정 프레임을 MIMO 방송 프레임으로, 기존의 지상파 방송 데이터를 포함하는 프레임을 지상파 방송 프레임으로 지칭할 수 있다. 또한 MIMO 방송 프레임을 포함하는 특정 프레임이 FEF인 경우, 상기 FEF는 MIMO 방송 프레임으로 지칭될 수도 있다.
본 발명은 프레임 단위로 지상파 방송 데이터와 MIMO 방송 데이터를 구별하여 전송할 수 있으며, 이때 기존의 지상파 방송 신호 수신 장치는 L1 시그널링 정보를 통해 프레임을 식별하여 MIMO 방송 프레임은 무시함으로써 오동작을 방지할 수 있다.
(3) MIMO 방송 PLP를 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임으로 전송하는 방법
본 발명은 MIMO 방송 데이터를 포함하는 PLP를 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임을 통해 전송할 수 있다. 예를 들어, 베이스 레이어의 데이터는 지상파 방송 프레임을 통해 전송하고, 인핸스먼트 레이어의 데이터는 MIMO 방송 프레임을 통해 전송할 수 있다. 이 경우 앞의 실시예들과 달리, MIMO 방송 PLP가 지상파 방송 프레임에도 존재하므로, 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임에 존재하는 연결되는 PLP간의 관계를 시그널링해줄 필요가 있다. 이를 위해 MIMO 방송 프레임도 L1 시그널링 정보를 포함하도록 하며, 프레임 내에 존재하는 MIMO 방송 PLP에 대한 정보를 지상파 방송 프레임의 L1 시그널링 정보와 같이 전송할 수 있다.
서로 다른 프레임들에 존재하는 MIMO 방송 PLP들의 연결은 각각의 프레임들의 L1-포스트 시그널링 정보에 포함되는 PLP에 대한 필드들을 사용할 수 있다. 일 실시예로서, 수신 시스템은 L1-포스트 시그널링 정보에 포함되는 PLP_ID 필드, PLP_TYPE 필드, PLP_PAYLOAD_TYPE 필드, PLP_GROUP_ID 필드 중 적어도 하나를 사용하여 상이한 프레임에 포함된 MIMO 방송 PLP들의 연결 관계를 확인하고, 원하는 MIMO 방송 PLP들을 연속으로 디코딩하여 서비스를 획득할 수 있다.
기존의 지상파 방송 프레임(즉, T2 프레임)에 존재하는 지상파 방송 PLP는 지상파 방송 시스템에서 기 정의되어 지원되는 전송 모드로 전송될 수 있으며, 또한 상술한 바와 같이 MIMO 시스템을 지원하는 형태의 새로운 모드로 전송될 수도 있다. 일 실시예로서, 상술한 바와 같이 지상파 방송 프레임에 포함되는 MIMO 방송 PLP는 베이스 레이어로서 MISO 또는 SISO 방식으로 지상파 방송의 전송 모드로 전송되고, MIMO 방송 프레임에 포함되는 MIMO 방송 PLP는 인핸스먼트 레이어로서 MIMO 방식으로 전송될 수도 있다.
도 41의 (a)는 본 발명의 다른 실시예에 따른 수퍼 프레임의 구조를 보인 도면으로서, 지상파 방송 프레임을 통해 베이스 레이어의 PLP를 전송하고, MIMO 방송 프레임(즉, FEF 파트)를 통해 인핸스먼트 레이어의 PLP를 전송하는 예를 보이고 있다. 이때 베이스 레이어의 데이터를 포함하는 PLP는 SISO 또는 MISO 방식으로 전송될 수 있으며, 인핸스먼트 레이어의 데이터를 포함하는 PLP는 SISO, MISO, 또는 MIMO 방식으로 전송될 수 있다.
도 41의 (b)는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 수퍼 프레임의 구조를 보인 도면으로서, MIMO 방송 프레임(즉, FEF 파트)를 통해 베이스 레이어의 PLP와 인핸스먼트 레이어의 PLP를 모두 전송하는 예를 보이고 있다.
이때 베이스 레이어의 데이터를 포함하는 베이스 레이어 PLP는 SISO 또는 MISO 방식으로 전송될 수 있으며, 인핸스먼트 레이어의 데이터를 포함하는 인핸스먼트 레이어 PLP는 SISO, MISO, 또는 MIMO 방식으로 전송될 수 있다. 상술한 바와 같이 MIMO 방송 프레임 내에서 베이스 레이어 PLP와 인핸스먼트 레이어 PLP의 비율은 0~100%로 변화할 수 있다.
도 41의 (c)는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 수퍼 프레임의 구조를 보인 도면으로서, MIMO 방송 프레임(즉, FEF 파트)를 통해 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터를 모두 전송하는 예를 보이고 있다. 다만, 도 41의 (b)의 실시예에서와 달리 도 41의 (c)에서는 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 PLP로 구분하지 않고, 캐리어로 구분하여 전송한다. 즉, 베이스 레이어에 해당하는 데이터와 인핸스먼트 레이어에 해당하는 데이터를 각각 별도의 서브 캐리어에 할당하여 OFDM 변조하여 전송할 수 있다.
도 42는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 방송 신호 송신 장치를 나타낸 도면이다.
도 42의 방송 신호 송신 장치는 베이스 레이어의 데이터는 베이스 레이터 PLP로, 인핸스먼트 레이어의 데이터는 인핸스먼트 레이어 PLP로 구분하여 전송하는 실시예에 해당한다. 도 42에서 도시되지 않았으나, 방송 신호 송신 장치는 데이터를 SVC 인코딩하여 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터로 출력하는 SVC 인코더를 포함한다. 이때 베이스 레이어의 데이터는 PLP1에, 인핸스먼트 레이어의 데이터는 PLP2에 포함되는 것을 일 실시예로 설명한다.
도 42의 방송 신호 송신 장치는, 베이스 레이어의 PLP(PLP1)를 BICM 처리하기 위한 제1 BICM 모듈(258100), 인핸스먼트 레이어의 PLP(PLP2)를 BICM 처리하기 위한 제2 BICM 모듈(258200), 제1, 제2 BICM 모듈(258200)에서 처리된 PLP들을 수신하여 프레임을 빌딩(building)하는 프레임 빌더(258300), 프레임 빌더(258300)의 출력 데이터에 대해 MIMO, MISO 또는 SISO 프로세싱을 수행하는 MIMO 인코더(258400), 상기 MIMO 인코더(258400)에서 출력되는 제1 전송 신호를 OFDM 변조하는 제1 OFDM 제네레이터(258500), 및 상기 MIMO 인코더(258400)에서 출력되는 제2 전송 신호를 OFDM 변조하는 제2 OFDM 제네레이터(2586500)을 포함한다.
상기 도 42의 방송 신호 송신 장치의 제1 BICM 모듈(258100), 제2 BICM 모듈(258200), 프레임 빌더(258300), MIMO 인코더(258400), 제1 OFDM 제네레이터(258500), 및 제2 OFDM 제네레이터(258600)의 상세 동작은 전술한 방송 신호 송신 장치의 동일 이름을 갖는 블록들의 동작 설명을 참조하기로 하고, 여기서는 상세 설명을 생략한다.
상기 도 42의 방송 신호 송신 장치에서 MIMO 인코더(258400)는 제2 BICM 모듈(258200) 내 성상도 매퍼와 타임 인터리버 사이에 위치할 수도 있다.
도 43은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 방송 신호 수신 장치를 나타낸 도면이다.
도 43의 방송 신호 수신 장치는 도 42에서와 같이 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어가 PLP로 구분되어 전송되는 경우, 이를 수신하여 처리하는 방송 신호 수신 장치의 실시예에 해당한다. 도 43에서 도시되지 않았으나, 방송 신호 수신 장치는 베이스 레이어와 인핸스먼트의 데이터를 SVC 디코딩하여 데이터를 복구하는 SVC 디코더를 포함한다. 이때 베이스 레이어는 PLP1에, 인핸스먼트 레이어는 PLP2에 포함되어 수신되는 것을 일 실시예로 한다.
도 43의 방송 신호 수신 장치는 복수의 안테나로 수신된 신호들을 OFDM 복조하는 OFDM 디모듈레이터들(259100, 259200), 상기 각 OFDM 디모듈레이터(259100, 259200)에서 OFDM 복조된 신호들을 채널 특성에 따라 MIMO 디코딩하는 MIMO 디코더(259300), 상기 MIMO 디코딩된 신호를 포함하는 신호 프레임으로부터 베이스 레이어의 PLP와 인핸스먼트 레이어의 PLP를 출력하는 프레임 디매퍼(259400), 상기 프레임 디매퍼(259400)에서 출력되는 각 PLP에 대해 BICM 모듈의 역과정을 수행하여 전송 채널에 의해 발생된 에러를 정정하는 BICM 디코더들(259500, 259600)을 포함한다.
상기 도 43의 방송 신호 수신 장치의 OFDM 디모듈레이터들(259100, 259200), MIMO 디코더(259300), 프레임 디매퍼(259400), BICM 디코더들(259500, 259600)의 상세 동작은 전술한 방송 신호 수신 장치의 동일 이름을 갖는 블록들의 동작 설명을 참조하기로 하고, 여기서는 상세 설명을 생략한다.
도 43의 방송 신호 수신 장치는 제 1 BICM 디코더(259500)에서 출력된 PLP(PLP1)로부터 베이스 레이어의 데이터를, 제 2 BICM 디코더 (259600)에서 출력된 PLP(PLP2)로부터 인핸스먼트 레이어의 데이터를 획득한 후 이들을 SVC 디코딩하여 서비스를 제공할 수 있다. 만일 방송 신호 수신 장치에서 베이스 레이어의 데이터만을 획득한 경우에는, 베이스 레이어의 데이터를 디코딩하여 기본 서비스를 제공할 수 있으며, 인핸스먼트 레이어의 데이터까지 획득한 경우에는 상위 화질/음질의 서비스를 제공할 수 있을 것이다.
한편, 하나의 PLP를 이용하여 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터를 모두 전송하는 경우에는 도 42의 방송 신호 송신 장치의 BICM 모듈 앞에 먹스가 더 포함되는 것을 일 실시예로 한다.
즉, SVC 인코더에서 출력되는 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어의 데이터가 하나의 PLP(PLP1)에 포함되어 먹스로 입력된다. 이 경우 먹스는 PLP(PLP1)에 포함된 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터를 구분하여 각 BICM 모듈(258100,258200)로 출력한다. 이 경우 방송 신호 송신 장치는 하나의 타임 인터리버가 구비되며, 타임 인터리버에서 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어가 합쳐져서 두 레이어가 섞인채 인터리빙이 수행되어, 시간 영역의 다이버시티가 획득된다. 이때 PLP내의 베이스 레이어에 해당하는 데이터는 SISO 또는 MISO 처리되고, 인핸스먼트 레이어에 해당하는 데이터는 MIMO 처리되어 전송되는 것을 일 실시예로 한다.
그리고 송신측에서 하나의 PLP를 이용하여 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터를 모두 전송하는 경우, 도 43의 방송 신호 수신 장치의 프레임 디매퍼는 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터를 포함하는 PLP(PLP1)를 추출하여 출력한다. 이 경우 방송 신호 수신 장치는 하나의 타임 디인터리버가 구비되며, 타임 디인터리버에서 상기 PLP(PLP1)를 타임 디인터리빙하여 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터를 분리한 후 각각을 시간 영역에서 재배치하여 각각의 스트림으로 출력한다. BICM 디코더들(259500, 259600)은 베이스 레이어 스트림과 인핸스먼트 레이어 스트림을 각각 처리한다.
이때 BICM 디코더들(259500, 259600)에서 에러 정정되어 출력되는 베이스 레이어의 데이터와 인핸스먼트 레이어의 데이터는 SVC 디코딩되어 서비스를 제공할 수 있다. 만일 베이스 레이어의 데이터만을 획득한 경우에는, 베이스 레이어의 데이터를 디코딩하여 기본 서비스를 제공할 수 있으며, 인핸스먼트 레이어의 데이터까지 획득한 경우에는 상위 화질/음질의 서비스를 제공할 수 있다.
상기 도 43의 방송 신호 수신 장치에서 MIMO 디코더(259300)는 프레임 디매퍼(259400)와 BICM 디코더들(259500, 259600) 사이에 위치할 수도 있다.
다음은 본 발명에 따른 시그널링 정보의 시그널링 방법에 대해 상세히 설명하기로 한다. 본 발명에 따른 신호 프레임은 프리앰블 영역과 데이터 영역으로 구분되며, 프리앰블 영역은 P1 심볼, 하나 이상의 P2 심볼로 구성되고, 데이터 영역은 복수개의 데이터 심볼들로 구성된다. 이때 상기 프리앰블 영역은 P1 심볼 다음에 AP1 심볼을 더 포함할 수 있다. 이 경우 P1 심볼과 AP1 심볼이 연속적으로 전송된다.
여기서 P1 심볼은 P1 시그널링 정보를 전송하고, AP1 심볼은 AP1 시그널링 정보를 전송하며, 하나 이상의 P2 심볼은 L1 시그널링 정보, 커먼 PLP에 포함되는 시그널링 정보(즉, L2 시그널링 정보)를 전송한다. 상기 커먼 PLP에 포함되는 시그널링 정보는 데이터 심볼을 통해 전송될 수도 있다. 그러므로, 피지컬 레이어 상의 신호 프레임에서 보면, 프리앰블 영역은 P1 시그널링 정보가 시그널링되는 P1 시그널링 정보 영역, L1 시그널링 정보가 시그널링되는 L1 시그널링 정보 영역, 그리고 L2 시그널링 정보가 시그널링되는 커먼 PLP 영역의 일부 또는 전체를 포함한다. 여기서 커먼 PLP 영역은 L2 시그널링 정보 영역이라 하기도 한다. 만일 신호 프레임이 AP1 심볼을 포함한다면, 프리앰블 영역은 P1 시그널링 정보 영역, AP1 시그널링 정보 영역, L1 시그널링 정보 영역, 그리고 커먼 PLP 영역의 일부 또는 전체를 포함한다.
상기 L1 시그널링 정보는 L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보를 포함한다. 상기 L1-포스트 시그널링 정보는 다시 컨피규러블(Configurable) L1-포스트 시그널링 정보, 다이나믹(Dynamic) L1-포스트 시그널링 정보, 확장(Extension) L1-포스트 시그널링 정보, CRC 정보를 포함하며, L1 패딩 데이터를 더 포함할 수 있다.
도 44는 본 발명에 따른 P1 시그널링 정보의 신택스 구조에 대한 일 실시예를 보이고 있다.
도 44에서 P1 시그널링 정보는 일 실시예로 7비트가 할당되며, 3비트의 S1 필드와 4비트의 S2 필드를 포함한다. S2 필드는 4비트 중 처음 3비트의 S2 field1과 1비트의 S2 field2로 구분된다.
상기 S1 필드는 프리앰블 포맷을 시그널링한다. 예를 들어, 상기 S1 필드 값이 000이면 프리앰블은 T2 프리앰블이며 데이터가 SISO 포맷으로 전송됨을 나타낸다(T2_SISO). S1 필드 값이 001이면 프리앰블은 T2 프리앰블이며 데이터는 MISO 포맷으로 전송됨을 나타낸다(T2_MISO). S1 필드 값이 010이면 프리앰블은 비T2 프리앰블임을 지시한다.
상기 S2 필드는 FFT 사이즈 정보 등을 시그널링한다. 본 발명에서 FFT 사이즈는 1k, 2k, 4k, 8k, 16k가 사용되고, GI 사이즈는 1/128, 1/32, 1/16, 19/256, 1/8, 19/128, 1/4가 사용되는 것을 일 실시예로 한다. 상기 FFT 사이즈는 하나의 OFDM 심볼을 구성하는 서브 캐리어의 개수를 의미한다. 상기 S2 filed2 값이 0이면 현재의 전송에서 모든 프리앰블들은 동일한 타입으로 전송됨을 지시하고, 1이면 다른 타입의 프리앰블들이 전송됨을 지시한다.
도 45는 본 발명에 따른 AP1 시그널링 정보의 신택스 구조에 대한 일 실시예를 보이고 있다.
도 45에서 AP1 시그널링 정보는 일 실시예로 7비트가 할당되며, 4비트의 PILOT_PATTERN 필드와 3비트의 L1_PRE_SPREAD_LENGTH 필드를 포함한다.
상기 PILOT_PATTERN 필드는 해당 신호 프레임의 파일럿 패턴을 지시한다. 본 발명은 AP1 심볼을 통해 파일럿 패턴 정보를 전송함으로써, P2 심볼이 전송되지 않고, L1 시그널링 정보가 데이터 영역의 데이터 심볼들에 스프레드되어 있을 때에도 수신기는 데이터 영역의 L1 시그널링 정보를 디코딩하기 전에 파일럿 패턴을 알 수 있다.
L1_PRE_SPREAD_LENGTH 필드는 L1 프리 시그널링 정보가 데이터 영역에서 스프레드되는 구간의 길이를 지시한다. 즉, 신호 프레임의 데이터 심볼들 중 L1 프리 시그널링 정보가 스프레드되는 구간에 포함되는 데이터 심볼들의 개수를 나타낸다. 본 발명은 L1 프리 시그널링 정보가 스프레드되는 구간을 L1 프리 스프레드 구간이라 하기로 한다. 만일 L1_PRE_SPREAD_LENGTH 필드 값이 '000'이면, 해당 신호 프레임의 데이터 영역에 L1 시그널링 정보가 스프레드되어 있지 않음을 의미한다.
도 45에서 AP1 시그널링 정보에 포함되는 필드들 및 그 값의 의미는 본 발명의 이해를 돕기 위한 실시예들이며, AP1 시그널링 정보에 포함될 수 있는 필드 및 그 값의 의미는 당업자에 의해 용이하게 변경될 수 있으므로 본 발명은 상기 실시예로 한정되지 않을 것이다.
도 46은 본 발명에 따른 L1-프리 시그널링 정보의 신택스 구조에 대한 일 실시예를 보이고 있다. L1-프리 시그널링 정보는 L1 포스트 시그널링 정보를 디코딩하는데 필요한 정보를 포함한다.
도 46의 L1-프리 시그널링 정보에 포함되는 필드들의 상세한 설명은 다음과 같다.
TYPE 필드는 8비트가 할당되며, 수퍼 프레임 내 전송되는 입력 스트림의 타입을 지시한다. 즉, 입력 스트림은 TS, GS, TS+GS, IP 등이 될 수 있으며, 이러한 식별은 TYPE 필드를 이용한다.
BWT_EXT 필드는 1비트가 할당되며, OFDM 심볼의 대역폭 확장 (bandwidth extension) 여부를 지시한다.
S1 필드는 3 비트가 할당되며, 도 44의 P1 시그널링 정보에 포함되는 S1 필드와 동일한 역할을 수행한다. S2 필드는 4 비트가 할당되며, 도 44의 P1 시그널링 정보에 포함되는 S2 필드와 동일한 역할을 수행한다. L1_REPETITION_FLAG 필드는 1비트가 할당되며, P2 심볼에 현재 프레임과 관련된 L1-포스트 시그널링 정보가 시그널링되어 있는지 여부를 지시하는 것을 일 실시예로 한다. 만일 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보가 현재 신호 프레임의 데이터 심볼들에 스프레드되는 구조라면, 상기 L1_REPETITION_FLAG 필드는 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보가 현재 신호 프레임에 스프레드되었는지 여부를 지시하는데 이용할 수도 있다. 예를 들어, 상기 L1_REPETITION_FLAG 필드가 1이면 다음 신호 프레임의 L1 시그널링 정보가 현재 신호 프레임에 스프레드되었음을 나타내고, 0이면 스프레드되어 있지 않음을 나타낸다.
GUARD_INTERVAL 필드는 3비트가 할당되며, 현재 전송 프레임의 GI 사이즈를 지시한다. 상기 GI 사이즈는 하나의 OFDM 심볼에서 GI가 차지하는 비율을 의미한다. 그러므로, OFDM 심볼 길이는 FFT 사이즈와 GI 사이즈에 따라 달라진다.
PAPR 필드는 4비트가 할당되며, PAPR 리덕션(PAPR reduction)의 방식을 지시한다. 본 발명에서 사용되는 PAPR 방식으로는 ACE 방식 또는 TR 방식이 될 수 있다.
L1_MOD 필드는 4비트가 할당되며, L1-포스트 시그널링 정보의 QAM 모듈레이션 타입을 지시한다.
L1_COD 필드는 2비트가 할당되며, L1-포스트 시그널링 정보의 코드 레이트를 지시한다.
L1_FEC_TYPE 필드는 2비트가 할당되며, L1-포스트 시그널링 정보의 FEC 타입을 지시한다.
L1_POST_SIZE 필드는 18비트가 할당되며, 부호화(coded) 및 변조(modulated)된 L1-포스트 시그널링 정보의 사이즈를 지시한다.
L1_POST_INFO_SIZE 필드는 18비트가 할당되며, L1-포스트 시그널링 정보의 사이즈를 비트 단위로 표시한다.
PILOT_PATTERN 필드는 4비트가 할당되며, 현재 신호 프레임에 삽입되는 분산 파일럿 패턴을 지시한다.
TX_ID_AVAILABILITY 필드는 8비트가 할당되며, 현재 지리적인 셀의 범위 내에서 전송 장치 식별 능력을 지시한다.
CELL_ID 필드는 16비트가 할당되며, 모바일 방송(NGH)을 위한 네트워크 내 지리적 셀을 식별하는 식별자를 표시한다.
NETWORK_ID 필드는 16비트가 할당되며, 현재 네트워크를 식별하는 식별자를 표시한다.
SYSTEM_ID 필드는 16비트가 할당되며, 시스템을 식별하는 식별자를 표시한다.
NUM_NGH_FRAMES 필드는 8비트가 할당되며, 현재 수퍼 프레임 내 NGH 프레임의 개수를 표시한다.
NUM_T2_FRAMES 필드는 8비트가 할당되며, 현재 수퍼 프레임 내 T2 프레임의 개수를 표시한다. 이 필드는 수퍼 프레임의 구조를 아는데 유용하며, 다음 NGH 프레임으로 직접 호핑하기 위한 정보를 계산하는데 이용할 수 있다.
L1_POST_SPREAD_LENGTH 필드는 12비트가 할당되며, L1 포스트 시그널링 정보가 데이터 영역에서 스프레드되는 구간의 길이를 지시한다. 즉, 신호 프레임의 데이터 심볼들 중 L1 포스트 시그널링 정보가 스프레드되는 구간에 포함되는 데이터 심볼들의 개수를 나타낸다. 본 발명은 L1 포스트 시그널링 정보가 스프레드되는 구간을 L1 포스트 스프레드 구간이라 하기로 한다. 만일 L1_POST_SPREAD_LENGTH 필드 값이 모두 0이면, 해당 신호 프레임의 데이터 영역에 L1 포스트 시그널링 정보가 스프레드되어 있지 않음을 의미한다.
NUM_DATA_SYMBOLS 필드는 12비트가 할당되며, 현재 신호 프레임에서 P1, AP1, P2 심볼을 제외한 데이터 심볼들의 개수를 표시한다.
NUM_MISO_SYMBOLS 필드는 12비트가 할당되며, 현재 신호 프레임의 데이터 심볼들 중 MISO 심볼들의 개수를 표시한다.
MIMO_SYMBOL_INTERVAL 필드는 12비트가 할당되며, 두 MIMO 심볼 파트 사이의 MISO 심볼의 개수를 표시한다.
MIMO_SYMBOL_LENGTH 필드는 12비트가 할당되며, 하나의 MIMO 심볼 파트 내 MIMO 심볼의 개수를 표시한다.
REGEN_FLAG 필드는3 비트가 할당되며, 리피터에 의한 신호 재생산의 횟수를 지시한다
L1_POST_EXTENSION 필드는 1비트가 할당되며, L1-포스트 시그널링 정보의 익스텐션 필드의 존재 여부를 지시한다.
NUM_RF 필드는 3비트가 할당되며, 현재 시스템에서 RF의 개수를 지시한다.
CURRENT_RF_IDX 필드는 3비트가 할당되며, 현재 RF 채널의 인덱스를 표시한다.
RESERVED 필드는 10비트가 할당되며, 향후 사용하기 위한 필드이다.
CRC-32 필드는 32비트가 할당되며, 32비트의 CRC 에러 추출 코드를 표시한다.
도 46에서 L1-프리 시그널링 정보에 포함되는 필드들 및 그 값의 의미는 본 발명의 이해를 돕기 위한 실시예들이며, L1-프리 시그널링 정보에 포함될 수 있는 필드 및 그 값의 의미는 당업자에 의해 용이하게 변경될 수 있으므로 본 발명은 상기 실시예로 한정되지 않을 것이다.
도 47은 본 발명에 따른 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보의 신택스 구조에 대한 일 실시예를 보이고 있다. 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보는 수신기가 PLP를 디코딩하는데 필요한 파라미터들을 포함하며, 특히 하나의 신호 프레임 동안에 걸쳐 동일하게 적용될 수 있는 정보들을 포함할 수 있다.
도 47의 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보에 포함되는 필드들의 상세한 설명은 다음과 같다.
SUB_SLICES_PER_FRAME 필드는 15비트가 할당되며, 하나의 신호 프레임에 포함되는 서브 슬라이스의 개수를 지시한다.
NUM_PLP 필드는 8비트가 할당되며, 현재 수퍼 프레임 내 PLP의 개수를 지시한다.
NUM_AUX 필드는 4비트가 할당되며, 보조 스트림(auxiliary stream)의 개수를 지시할 수 있다.
AUX_CONFIG_RFU 필드는 8비트가 할당되며, 향후 사용을 위한 영역이다.
다음은 현재 시스템의 RF 개수(NUM_RF 필드 값-1)만큼 반복되는 for 루프(이하, 주파수 루프라 함)가 시그널링된다. 상기 NUM_RF 필드는 L1-프리 시그널링 정보에 시그널링되어 있다.
이하는 주파수 루프에 포함되는 필드들의 상세한 설명이다.
RF_IDX 필드는 3 비트가 할당되며, RF 채널의 각 주파수의 인덱스를 지시한다.
FREQUENCY 필드는 32비트가 할당되며, RF 채널의 중심(center) 주파수를 지시한다.
이하의 FEF_TYPE 필드, FEF_LENGTH 필드, FEF_INTERVAL 필드는 S2 필드의 LSB가 1인 경우 즉, S2='xxx1'로 표현되는 경우에만 사용되는 필드들이다.
FEF_TYPE 필드는 4비트가 할당되며, FEF(Future extension frame) 타입을 지시한다.
FEF_LENGTH 필드는 22비트가 할당되며, 관련된 FEF 파트의 기본 구간(elementary periods)의 개수를 표시한다.
FEF_INTERVAL 필드는 8비트가 할당되며, 두 FEF 파트 사이의 T2 프레임들의 개수를 표시한다.
NEXT_NGH_SUPERFRAME 필드는 8비트가 할당되며, 현재 수퍼 프레임과 다음 NGH 프레임을 포함하는 다음 수퍼 프레임 사이의 수퍼 프레임의 개수를 표시한다.
RESERVED_2 필드는 32비트가 할당되며, 향후 사용하기 위한 필드이다.
다음은 보조 스트림의 개수(NUM_AUX 필드 값-1)만큼 반복되는 for 루프(이하, 보조 스트림 루프라 함)가 시그널링되며, 향후 사용을 위해 32비트의 AUX_RFU 필드를 포함한다.
다음은 현재 수퍼 프레임 내 PLP의 개수(NUM_PLP 필드 값-1)만큼 반복되는 for 루프(이하, PLP 루프라 함)가 시그널링된다.
이하의 필드들은 PLP 루프에 포함되는 필드들의 상세한 설명이다.
PLP_ID 필드는 8비트가 할당되며, 해당 PLP를 식별하는 식별자를 표시한다.
PLP_TYPE 필드는 3비트가 할당되며, 해당 PLP가 커먼 PLP 인지, Type1 데이터 PLP인지, Type2 데이터 PLP인지를 지시한다. 또한 상기 PLP_TYPE 필드는 해당 PLP가 복수개의 PLP 그룹에 포함되는 PLP인지, 하나의 PLP 그룹에만 포함되는 그룹 PLP인지를 지시한다.
PLP_PAYLOAD_TYPE 필드는 5비트가 할당되며, PLP 페이로드의 타입을 지시한다. 즉, PLP의 페이로드에 포함되는 데이터는 GFPS, GCS, GSE, TS, IP 등이 될 수 있으며, 이러한 식별은 PLP_PAYLOAD_TYPE 필드를 이용한다.
PLP_PROFILE 필드는 2비트가 할당되며, 해당 PLP의 프로파일을 지시한다. 즉, 해당 PLP가 필수적인(mandatory) PLP인지, 선택적인(optional) PLP인지를 지시한다. 예를 들어, 비디오 데이터의 PLP가 베이스 레이어를 전송하는 PLP와 인핸스먼트 레이어를 전송하는 PLP로 구분된다면, 베이스 레이어를 전송하는 PLP는 필수적인 PLP가 되고, 인핸스먼트 레이어를 전송하는 PLP는 선택적 PLP가 될 수 있다. 또한, 커먼 PLP는 필수적인 PLP에 해당된다. 즉, 수신기는 PLP_PORFILE 필드를 이용하여 모바일 수신기, 고정형 수신기 등 수신기 특성에 따라 현재 PLP로 전송되는 방송 서비스의 컴포넌트가 어떤 수신기에서 사용될 수 있는지를 확인하고, 수신기 특성에 따라 현재 PLP를 수신할 것인지 여부를 판단할 수 있다.
FF_FLAG 필드는 1비트가 할당되며, 만일 2개 이상의 RF 채널이 사용된다면, 고정된 주파수 모드를 지시한다.
FIRST_RF_IDX 필드는 3비트가 할당되며, 해당 PLP의 첫번째 신호 프레임의 RF 인덱스를 지시한다.
FIRST_FRAME_IDX 필드는 8비트가 할당되며, 해당 PLP의 첫번째 신호 프레임의 프레임 인덱스를 지시한다.
PLP_GROUP_ID 필드는 8비트가 할당되며, 해당 PLP와 관련된 PLP 그룹을 식별하는 식별자를 표시한다.
PLP_COD 필드는 3비트가 할당되며, 해당 PLP의 코드 레이트를 지시한다. 본 발명에서는 1/4, 1/3, 2/5, 1/2, 3/5, 2/3, 3/4, 4/5, 5/6 중 어느 하나의 코드 레이트가 해당 PLP에 사용될 수 있다.
PLP_MOD 필드는 3비트가 할당되며, 해당 PLP의 성상도 사이즈(즉, 변조 포맷)을 표시한다. 본 발명에서는 BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM, 256QAM 중 어느 하나의 변조 포맷(또는 변조 타입)이 사용될 수 있다.
PLP_MIMO_TYPE 필드는 2비트가 할당되며, 해당 PLP가 MIMO 타입인지, MISO 타입인지를 지시한다.
일 예로, PLP_MOD 필드 값, 즉 성상도 사이즈는 PLP_MIMO_TYPE 필드와의 결합(combination)에 의해 결정될 수 있다. 만일 PLP_MIMO_TYPE 필드 값이 MISO를 지시하면, PLP_MOD 필드는 심볼 재매핑을 위해 사용된다. 만일 PLP_MIMO_TYPE 필드 값이 MIMO를 지시하면, PLP_MOD 필드는 MIMO 처리 후 그 결과로서 생기는 스펙트럼 효율을 갖는 성상도 사이즈로 해석된다.
PLP_ROTATION 필드는 1비트가 할당되며, PLP의 성상도 로테이션과 재매핑(remapping)의 사용 여부를 지시한다.
PLP_FEC_TYPE 필드는 2비트가 할당되며, 해당 PLP의 FEC 타입을 지시한다.
PLP_NUM_BLOCKS_MAX 필드는 10비트가 할당되며, FEC 블럭들의 PLP 최대 개수를 지시한다.
FRAME_INTERVAL 필드는 8비트가 할당되며, 인터 프레임 인터리빙이 적용될 때 수퍼 프레임 내 T2 프레임 인터벌을 지시한다.
TIME_IL_LENGTH 필드는 8비트가 할당되며, 타임 인터리버 길이(또는 depth)를 표시한다.
TIME_IL_TYPE 필드는 1비트가 할당되며, 타임 인터리버의 타입을 지시한다.
IN_BAND_FLAG 필드는 1비트가 할당되며, 인밴드 시그널링의 존재 여부를 표시한다.
RESERVED_1 필드는 16비트가 할당되며, PLP 루프 내에서 향후 사용하기 위한 필드이다.
상기 PLP 루프는 PLP_COMPONENT_TYPE 필드를 더 포함할 수 있다. 상기 PLP_COMPONENT_TYPE 필드는 8 비트가 할당되며, 해당 PLP를 통해 전송되는 데이터(또는 서비스 컴포넌트)의 종류를 지시한다. 그러므로 수신기는 PLP_COMPONENT_TYPE 필드를 기반으로 PLP를 통해 전송되는 컴포넌트의 타입이 베이스 레이어의 비디오 컴포넌트인지, 인핸스먼트 레이어의 비디오 컴포넌트인지, 오디오 컴포넌트인지 데이터 컴포넌트인지를 구별할 수 있다.
본 발명에서는 PLP 그룹을 LLP(Link-Layer-Pipe)라 호칭할 수 있으며 상기 PLP_GROUP_ID 필드를 LLP_ID 필드로 호칭하는 것을 일 실시예로 한다. 특히 후술할 NIT는 L1 시그널링 정보에 포함된 PLP_GROUP_ID 필드와 동일한 PLP_GROUP_ID 필드를 포함하며, PLP 그룹과 연관된 전송 스트림을 식별하기 위한 transport_stream_id 필드를 포함할 수 있다. 따라서 수신기는 이를 통해, 특정 스트림이 어떤 PLP 그룹과 연관되어 있는지를 알 수 있다. 즉, 동일한 PLP_GROUP_ID를 가지는 PLP들을 통해 전송되는 스트림(예, TS)을 동시에 디코딩하기 위하여 NIT의 transport_stream_id 필드가 지시하는 스트림들을 머징하여 하나의 서비스 스트림을 복원할 수 있다.
따라서 방송 신호가 TS 형태로 전송되는 경우, 수신기는 동일한 PLP_GROUP_ID 필드를 가진 PLP들을 머징하여, 원래의 TS를 복구할 수 있다.
만약 방송 신호가 IP 형태로 전송되는 경우, 수신기는 PLP_GROUP_ID 필드를 이용하여 하나의 서비스에 관련된 서비스 컴포넌트들을 찾을 수 있으며, 이러한 서비스 컴포넌트들을 머징하여 하나의 서비스를 복원할 수 있다. 따라서 수신기에서는 동일한 PLP_GROUP_ID를 가지고 있는 PLP들을 동시에 수신할 수 있어야 한다.
도 47에서 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보에 포함되는 필드들 및 그 값의 의미는 본 발명의 이해를 돕기 위한 실시예들이며, 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보에 포함될 수 있는 필드 및 그 값의 의미는 당업자에 의해 용이하게 변경될 수 있으므로 본 발명은 상기 실시예로 한정되지 않을 것이다.
도 48은 본 발명에 따른 다이나믹 L1-포스트 시그널링 정보의 신택스 구조에 대한 일 실시예를 보이고 있다. 다이나믹 L1-포스트 시그널링 정보는 수신기가 PLP를 디코딩하는데 필요한 파라미터들을 포함하며, 특히 현재 전송되고 있는 신호 프레임에 해당하는 특징적인 정보들을 포함한다. 또한 다이나믹 L1-포스트 시그널링 정보는 수신기에서 슬라이싱을 효율적으로 처리할 수 있도록 인밴드에 시그널링 될 수도 있다.
도 48의 다이나믹 L1-포스트 시그널링 정보에 포함되는 필드들의 상세한 설명은 다음과 같다.
FRAME_IDX 필드는 8비트가 할당되며, 수퍼 프레임 내 현재 신호 프레임의 인덱스를 나타낸다. 일 예로, 수퍼 프레임 내 첫번째 신호 프레임의 인덱스는 0으로 설정된다.
SUB_SLICE_INTERVAL 필드는 22비트가 할당되며, 같은 PLP 내 두 서브 슬라이스 사이의 OFDM 셀의 개수를 표시한다.
TYPE_2_START 필드는 22비트가 할당되며, Type2 데이터 PLP들의 OFDM 셀들 중 시작 포지션을 표시한다.
L1_CHANGE_COUNTER 필드는 8비트가 할당되며, L1 컨피규레이션(configuration)(예를 들면, L1 프리 시그널링에 포함된 필드들의 내용 또는 L1 포스트 시그널링의 컨피규러블 파트의 내용)이 바뀌기 전에 남아있는 수퍼 프레임의 개수를 나타낸다.
START_RF_IDX 필드는 3비트가 할당되며, 다음 신호 프레임의 시작 RF 인덱스를 표시한다.
RESERVED_1 필드는 8비트가 할당되며, 향후 사용을 위한 필드이다.
NEXT_NGH_FRAME 필드는 8비트가 할당되며, S2 필드의 LSB가 1인 경우 즉, S2='xxx1'로 표현되는 경우에만 사용된다. NEXT_NGH_SUPERFRAME 필드는 NGH 프레임을 포함하는 다음 수퍼 프레임 내 첫번째 T2 프레임과 다음 NGH 프레임 사이의 T2 또는 FEF 프레임들의 개수를 표시한다. 상기 NEXT_NGH_FRAME 필드와 NEXT_NGH_SUPERFRAME 필드는 수신기가 다음 NGH 프레임으로 호핑할 양을 계산하는데 이용될 수 있다. 즉, 상기 NEXT_NGH_FRAME 필드와 NEXT_NGH_SUPERFRAME 필드는 FEF와 믹스된 많은 T2 프레임들이 있고, 모든 FEF들이 NGH 프레임만을 위해 사용되지 않을 때 효율적인 호핑 메커니즘을 제공한다. 특히 수신기는 수퍼 프레임 내 모든 신호 프레임들의 P1 시그널링 정보를 검출하여 디코딩하지 않고도 다음 NGH 프레임으로 직접 호핑할 수 있다.
다음은 현재 수퍼 프레임 내 PLP의 개수(NUM_PLP 필드 값-1)만큼 반복되는 for 루프(이하, PLP 루프라 함)가 시그널링된다.
PLP_ID 필드, PLP_START 필드, PLP_NUM_BLOCKS 필드는 PLP 루프에 포함되며, 상기 필드들의 상세한 설명은 다음과 같다.
PLP_ID 필드는 8비트가 할당되며, PLP를 식별하는 식별자를 표시한다.
PLP_START 필드는 22비트가 할당되며, 현재 PLP의 OFDM 셀들의 시작 포지션을 표시한다.
PLP_NUM_BLOCKS 필드는 10비트가 할당되며, 현재 PLP와 관련된 FEC 블럭들의 개수를 표시한다.
RESERVED_2 필드는 8비트가 할당되며, PLP 루프에서 향후 사용하기 위한 필드이다.
RESERVED_3 필드는 8비트가 할당되며, 향후 사용하기 위한 필드이다.
이하는 보조 스트림 루프에 포함되는 필드이다.
다음은 보조 스트림의 개수(NUM_AUX 필드 값-1)만큼 반복되는 for 루프(이하, 보조 스트림 루프라 함)가 시그널링되며, 향후 사용을 위해 48비트의 AUX_RFU 필드를 포함한다.
도 48에서 다이나믹 L1-포스트 시그널링 정보에 포함되는 필드들 및 그 값의 의미는 본 발명의 이해를 돕기 위한 실시예들이며, 다이나믹 L1-포스트 시그널링 정보에 포함될 수 있는 필드 및 그 값의 의미는 당업자에 의해 용이하게 변경될 수 있으므로 본 발명은 상기 실시예로 한정되지 않을 것이다.
한편, 본 발명은 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보 내 PLP 루프의 PLP_GROUP_ID 필드, PLP_TYPE 필드, PLP_COMPONENT_TYPE 필드, 및 PLP_PROFILE 필드 중 적어도 하나를 이용하여 PLP 또는 PLP와 서비스 컴포넌트들의 연관 관계를 시그널링할 수 있다. 또한 PLP_COD 필드 및 PLP_MOD 필드를 이용하여 PLP의 모바일 성능 및 데이터 통신 특성과 같은 동작 특성을 알 수 있다.
다음은 PLP_ID 필드, PLP_GROUP_ID 필드, PLP_COMPONENT_TYPE 필드 및 PLP_PROFILE 필드 등을 이용하여 PLP 또는 PLP와 서비스 컴포넌트들의 연관 관계를 시그널링하는 시그널링 방법에 대해 설명하고자 한다.
이하 본 발명에서는 2가지 실시예의 시그널링 방법들을 설명한다. 본 발명에 따른 제 1 실시예, 제 2 실시예는 TS 형태의 방송 신호를 전송하는 경우의 시그널링 방법이다.
각 실시예를 간략히 설명하면,
제 1 실시예는 수신기에서 L1 시그널링 정보 영역에 포함된 PLP 그룹과 서비스의 연관관계를 이용하여 동일한 PLP 그룹에 포함된 PLP들을 머징하여 하나의 TS을 복원할 수 있는 시그널링 방법이다.
제 2 실시예는 동일한 서비스를 구성하는 컴포넌트에 관한 정보를 베이스 PLP를 통해 전송하여, 피지컬 레이어에서 수신기가 원하는 서비스를 구성하는 PLP를 선택적으로 수신할 수 있는 시그널링 방법이다.
제1, 제2 실시예에 따른 PLP, TS, 서비스, 컴포넌트들간의 연관 관계에 대한 L1 시그널링 정보, L2 시그널링 정보, PAT/PMT 등의 시그널링은 방송 신호 송신 장치(또는 송신기라 함)의 인풋 프리-프로세서 또는 인풋 프로세서에서 수행될 수도 있고, BICM 모듈에서 수행될 수도 있다.
일 실시예로, 입력 스트림이 TS 포맷이라면, 도 7과 같은 인풋 프리-프로세서에서 L1 시그널링 정보와 L2 시그널링 정보의 시그널링이 수행되고, PAT/PMT를 포함하는 PLP, 서비스를 구성하는 컴포넌트 PLP들을 생성한다. 여기서, L2 시그널링 정보는 NIT, SDT 등을 포함할 수 있다.
다른 실시예로, 도 46 내지 도 48과 같은 L1 시그널링 정보의 시그널링은 인풋 프로세서 내 L1 시그널링 제네레이터 또는 BICM 모듈 내 L1 시그널링 제네레이터에서 수행될 수도 있다.
이때 인풋 프리-프로세서에서 생성된 PLP들은 MISO 방식으로 인코딩되어 전송될 수도 있고, MIMO 방식으로 인코딩되어 전송될 수도 있다. 본 발명은 MISO 방식으로 전송되는 PLP 데이터를 MISO PLP 데이터라 하고, MIMO 방식으로 전송되는 PLP 데이터를 MIMO PLP 데이터라 한다. MIMO PLP 데이터는 도 17의 BICM 모듈의 MIMO 인코더에서 MIMO 인코딩이 수행되고, MISO PLP 데이터는 도 19의 OFDM 제네레이터의 MISO 인코더에서 MISO 인코딩이 수행되는 것을 일 실시예로 한다. 또한 L1 시그널링 정보도 도 19의 OFDM 제네레이터의 MISO 인코더에서 MISO 인코딩이 수행되는 것을 일 실시예로 한다.
한편 방송 신호 수신 장치(또는 수신기라 함)는 도 31 내지 도 34의 프레임 디매퍼, BICM 디코더, 아웃풋 프로세서 중 적어도 하나에서 PLP, TS(또는 IP 스트림), 서비스, 컴포넌트들간의 연관 관계가 시그널링된 L1/L2 시그널링 정보, PAT/PMT를 포함하는 PLP, 컴포넌트들을 포함하는 PLP들의 디코딩을 수행하는 것을 일 실시예로 한다.
이때 MISO 인코딩되어 수신된 MISO PLP 데이터는 도 28의 OFDM 디모듈레이터의 MISO 디코더에서 MISO 디코딩되고, MIMO 인코딩되어 수신된 MIMO PLP 데이터는 도 32의 BICM 디코더의 MIMO 디코더에서 MIMO 디코딩되는 것을 일 실시예로 한다. 또한 L1 시그널링 정보는 도 28의 OFDM 디모듈레이터의 MISO 디코더에서 MISO 디코딩되는 것을 일 실시예로 한다. 그리고 MISO PLP 데이터와 MIMO PLP 데이터 중 적어도 하나를 선택하여 디코딩을 수행하는 과정은 아래의 제1, 제2 실시예에 따라 달라진다. 즉, 제1, 제2 실시예 중 적어도 하나를 통해 서비스를 구성하는 컴포넌트들이 어느 PLP들에 포함되어있는지를 알 수 있다. 이 결과에 따라 특정 서비스를 구성하는 PLP들이 도 31의 프레임 디매퍼에서 선택되어 출력되고, 선택되어 출력되는 PLP들은 도 32의 BICM 디코더에서 에러 정정 디코딩된 후 도 34의 아웃풋 프로세서에서 하나의 서비스로 머징된다.
다른 실시예로, 입력 스트림이 TS 포맷이라면 도 35와 같은 방송 신호 수신 장치에서 전술한 과정을 수행할 수도 있다. 즉, 프레임 디매퍼(210200), PLP 디인터리빙 및 디모듈레이터 모듈(210500), L1 디코더(210300), BBF 디코더 및 널 패킷 재구축 모듈(210600) 중 적어도 하나에서 PLP, TS, 서비스, 컴포넌트들간의 연관 관계가 시그널링된 L1/L2 시그널링 정보, PAT/PMT를 포함하는 PLP, 컴포넌트들을 포함하는 PLP들의 디코딩을 수행할 수 있다. 특히 본 발명은 L1 디코더(210300)에서 PLP, TS, 서비스, 컴포넌트들간의 연관 관계가 시그널링된 L1/L2 시그널링 정보, PAT/PMT를 포함하는 PLP를 디코딩하고, PLP 셀렉팅 모듈(210400)은 L1 디코더(210300)의 디코딩 결과에 따라 특정 서비스를 구성하는 컴포넌트들의 PLP만이 프레임 디매퍼(210200)에서 출력되도록 프레임 디매퍼(210200)를 제어하는 것을 일 실시예로 한다. 프레임 디매퍼(210200)에서 선택되어 출력되는 PLP들은 해당 PLP 디인터리빙 및 디모듈레이터 모듈과 BBF 디코더 및 널 패킷 재구축 모듈을 거친 후 TS 머저에서 하나의 서비스로 머징된다. 본 발명은 PSI/SI 특히 PAT/PMT를 전송하는 PLP를 베이스 PLP라 하기도 한다.
지금까지 설명은 아래의 제1, 제2 실시예 중 적어도 하나에 적용된다. 이하 각 실시예에 대해 구체적으로 살펴본다.
제 1 실시예(도 49 내지 도 51)
도 49는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 서비스와 PLP 그룹의 연관 관계를 나타낸 개념도이다.
제 1 실시예는 TS 형태의 방송 신호를 전송하는 경우, 수신기에서 서비스 ID를 획득하고 이와 연관된 PLP 그룹 ID를 이용하여, 동일한 PLP 그룹에 포함되는 PLP들을 머징하여 하나의 서비스의 TS를 복구하기 위한 시그널링 방법이다.
도 49에 도시된 바와 같이, 본 발명의 제 1 실시예에 따른 L1 시그널링 정보 영역(500100)은 도 46 내지 도 48에서와 같이 복수의 PLP 각각과 관련된 정보들, 즉, PLP_GROUP ID 필드, PLP_ID 필드 등을 포함한다. 또한 L2 시그널링 정보 영역(500200)은 NIT 및 SDT를 포함한다.
NIT는 L1 시그널링 정보 영역(500100)에 포함된 PLP_GROUP_ID 필드와 동일한 PLP_GROUP_ID 필드 및 transport_stream_id 필드를 포함하는 것을 일 실시예로 하며, 이를 통해 수신기는 특정 TS가 어떤 PLP 그룹과 연관되어 있는지를 알 수 있다. 또한 SDT는 NIT에 포함된 transport_stream_id 필드와 동일한 transport_stream_id 필드 및 service_id 필드를 포함하는 것을 일 실시예로 하며, 이를 통해 수신기는 특정 전송 프레임을 통해 전송되는 서비스를 각각 구별할 수 있다.
결과적으로, 수신기는 SDT에 포함된 service_id 필드를 통해 특정 TS에 포함된 서비스들 중 원하는 서비스를 식별할 수 있으며, NIT에 포함된 transport_stream_id 필드 및 PLP_GROUP_ID 필드를 통해 특정 TS와 연관된 PLP 그룹을 식별할 수 있다. 이후 수신기는 L1 시그널링 정보 영역(500100)의 PLP_GROUP_ID 필드 값이 동일한 PLP들을 디코딩할 수 있다. 즉, 수신기는 원하는 서비스와 연관된 PLP 그룹에 포함되는 복수개의 PLP들을 머징하여 하나의 TS를 복구할 수 있다.
다시 말해, 수신기는 유저가 선택한 서비스의 식별자를 SDT의 service_id 필드로부터 획득한다. 그리고 상기 SDT의 transport_stream_id 필드와 NIT의 transport_stream_id 필드의 매핑을 통해 선택된 서비스의 컴포넌트들을 전송하는 PLP들의 그룹 식별자를 상기 NIT의 PLP_GROUP_ID 필드로부터 획득한다. 이어 상기 NIT의 PLP_GROUP_ID 필드와 L1 시그널링 정보의 PLP_GROUP_ID 필드의 매핑을 통해 상기 PLP 그룹에 포함되는 PLP들의 각 PLP 식별자를 해당 PLP의 PLP_ID 필드로부터 획득한다. 그리고 상기 획득된 PLP 식별자의 PLP들을 머징하면, 하나의 서비스를 구성하는 TS를 복구할 수 있게 된다.
이하 제 1 실시예에 따른 L1 시그널링 정보 영역(500100)에 포함된 필드, NIT 및 SDT에 대해 설명한다.
제 1 실시예의 L1 시그널링 정보 영역(500100)은 도 46 내지 도 48에서 설명한 필드들을 포함하므로 구체적인 설명은 생략하기로 한다.
NIT는 주어진 네트워크를 통해 전송되는 멀티플렉서/TS의 피지컬 구성에 관련된 정보 및 네트워크 자체의 특성에 대한 정보들을 전송하는 테이블이다. 수신기는 NIT로부터 TS에 관한 정보를 얻을 수 있다.
제 1 실시예의 NIT는 network_id 필드, transport_stream_id 필드 및 delivery_system_descriptor를 포함하는 것을 일 실시예로 한다.
이하 도 49에 도시된 NIT에 포함된 각 필드를 설명한다.
network_id 필드는 현재 방송 신호가 전송되는 네트워크를 식별하기 위해 사용되는 필드이다.
transport_stream_id 필드는 현재 전송되는 TS를 식별하기 위해 사용되는 필드이다.
delivery_system_descriptor는 TS를 PLP와 전송 시스템에 매칭시키기 위해 필요한 필드들을 포함할 수 있다. 특히 본 발명의 delivery_system_descriptor는 L1 시그널링 정보에 포함된 PLP_GROUP_ID 필드와 동일한 PLP_GROUP_ID 필드를 포함하는 것을 일 실시예로 한다.
또한 delivery_system_descriptor는 system_id 필드, system_parameters() 필드, 및 cell_parameters() 필드를 포함하는 것을 일 실시예로 한다.
system_id 필드는 전송되는 방송 네트워크 고유의 시스템을 식별하기 위해 사용되는 필드이다.
system_parameters() 필드는 SISO/MIMO 여부, 대역폭(bandwidth), 가드 인터벌(guard interval), 전송 모드(transmission mode) 등 전송 시스템 특성을 나타내는 파라미터들을 포함할 수 있다.
cell_parameters() 필드는 중심 주파수(center frequency), 셀 식별자 등 셀 정보를 나타내는 파라미터들을 포함할 수 있다.
SDT는 하나의 전송 프레임에 포함된 복수개의 서비스에 대한 정보를 포함하고 있는 테이블이다. 본 발명의 제 1 실시예에 따른 SDT는 transport_stream_id 필드, 서비스 루프를 포함할 수 있으며, 상기 서비스 루프는 전송 프레임에 포함된 서비스의 개수만큼 반복되며, service_id 필드를 포함한다.
이하 도 49에 도시된 SDT에 포함된 각 필드를 설명한다.
transport_stream_id 필드는 NIT에 포함된 transport_stream_id 필드와 동일하므로 구체적인 설명은 생략한다. service_id 필드는 전송 프레임에 포함된 복수개의 서비스를 식별하기 위해 사용되는 필드이다.
도 50은 도 49의 NIT에 포함되는 delivery_system_descriptor를 좀 더 상세하게 나타낸 신택스 구조로서, L1 시그널링 정보 영역(500100)의 PLP_GROUP_ID 필드와 TS를 연결시켜주기 위해 사용된다.
도 50에 도시된 바와 같이, delivery_system_descriptor는 descriptor_tag 필드, descriptor_length 필드, system_id 필드, PLP_GROUP_ID 필드 및 제 1 루프를 포함할 수 있다.
제 1 루프는 descriptor_lenth 필드의 크기가 3보다 큰 경우 사용되며, system_parameters()필드와 제 2 루프를 포함할 수 있다.
제 2 루프는 cell_parameters() 필드를 포함할 수 있다.
이하 각 필드를 설명한다.
descriptor_tag 필드는 해당 디스크립터가 delivery_system_descriptor 임을 지시한다.
descriptor_length 필드는 해당 디스크립터 내에서 이 필드부터 마지막 필드까지의 크기를 나타낸다.
system_id 필드는 전송되는 방송 네트워크 고유의 시스템을 식별하기 위해 사용되는 필드이다.
PLP_GROUP_ID 필드는 NIT의 transport_stream_id 필드와 매칭되어 머징될 PLP 그룹의 식별자를 표시한다. 기본적인 내용은 도 47에서 설명한 PLP_GROUP_ID 필드와 동일하므로 구체적인 설명은 생략한다.
제 1 루프에 포함된 system_parameters() 필드 및 제 2 루프에 포함된 cell_parameters() 필드는 도 49에서 설명한 바와 동일하므로 구체적인 설명은 생략한다.
도 51은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 수신기의 서비스 스캔 방법에 대한 플로우 차트이다.
수신기는 튜닝을 통해 특정 채널로 전송되는 TS 형태의 방송 신호를 수신한다(S507100). 이 경우, 사용자가 원하는 서비스를 수신하기 위해서는 채널을 통해 전송되는 전송 프레임에 포함된 서비스에 관한 정보들이 필요하다. 이 과정은 도면에는 도시된 바 없으나 수신기의 튜너에서 수행될 수 있으며 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
수신기는 전송 프레임에 포함된 L1 시그널링 정보를 디코딩하여 PLP 식별자, PLP 그룹 식별자 정보 등을 획득한다(S507200). 이후 수신기는 디코딩된 PLP 그룹 ID를 통해 PLP 그룹들을 식별하여 원하는 PLP 그룹을 선택하고, L2 시그널링 정보와 PSI/SI를 전송하는 PLP를 디코딩한다(S507300). 수신기는 디코딩된 L2 시그널링 정보에 포함된 NIT 및 SDT를 디코딩하고, PLP에 포함된 PAT/PMT를 디코딩하며, 전송 시스템 및 PLP 구조와 연관된 서비스 정보를 저장할 수 있다(S507400). 본 발명에 따른 서비스 정보는 서비스를 식별하기 위한 서비스 ID 등을 포함할 수 있다.
이후 수신기는 현재 선택한 PLP 그룹이 마지막 PLP 그룹인지 여부를 판단할 수 있다(S507500).
판단 결과, 마지막 PLP 그룹이 아닌 경우, 수신기는 다시 S507300 단계로 돌아가 다음 PLP 그룹을 선택할 수 있으며, 마지막 PLP 그룹이라고 판단되는 경우. 수신기는 현재 채널이 마지막 채널인지 여부를 판단할 수 있다(S507600).
판단 결과, 마지막 채널이 아닌 경우, 수신기는 다시 S507100 단계로 돌아가 다음 채널을 튜닝할 수 있고, 마지막 채널이라고 판단되는 경우, 저장된 서비스 정보를 이용하여 첫번째 서비스 또는 프리-셋 서비스를 튜닝할 수 있다(S507700).
만일 방송 신호 수신 장치가 도 27 또는 도 43과 같다면 전술한 바와 같이 L1 시그널링 정보, L2 시그널링 정보, PSI/SI를 전송하는 PLP, 컴포넌트들을 포함하는 PLP들의 디코딩은 프레임 디매퍼, BICM 디코더, 아웃풋 프로세서 중 적어도 하나에서 수행될 수 있다. 만일 방송 신호 수신 장치가 도 35와 같다면 L1 시그널링 정보, L2 시그널링 정보, PSI/SI를 전송하는 PLP, 컴포넌트들을 전송하는 PLP들의 디코딩은 프레임 디매퍼, PLP 디인터리빙 및 디모듈레이터 모듈, L1 디코더, BBF 디코더 및 널 패킷 재구축 모듈 중 적어도 하나에서 수행될 수 있다. 또한 상기 스캔 과정은 별도의 콘트롤러에서 수행될 수 있다.
제 2 실시예(도 52 내지 도 56)
도 52는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 서비스와 PLP의 연관 관계를 나타낸 개념도이다.
본 발명의 제 2 실시예에서는 복수개의 PLP 영역에 포함된 임의의 PLP에 PAT/PMT와 같은 PSI/SI를 전송하여, 하나의 서비스에 포함되는 컴포넌트를 전송하는 PLP를 전부 검색할 수 있도록 한다. 이와 같이 본 발명에서는 PAT/PMT와 같은 서비스 구성 정보를 전송하는 PLP를 베이스 PLP라고 호칭할 수 있다. 즉, 수신기는 베이스 PLP를 디코딩하면 하나의 서비스에 포함되는 나머지 컴포넌트 PLP들에 대한 정보를 획득할 수 있다.
결과적으로 본 발명의 제 2 실시예에 따르면, 수신기는 TS를 전부 처리하여 시그널링 정보들을 획득하는 대신, 피지컬 레이어에서의 시그널링 정보를 처리하여 베이스 PLP에 포함된 시그널링 정보를 획득함으로써, 각 PLP에 대한 시그널링 정보를 획득할 수 있다.
도 52에 도시된 바와 같이, 본 발명의 제 2 실시예에 따른 L1 시그널링 정보 영역(511100)은 복수의 PLP 각각과 관련된 정보들, 즉, PLP_GROUP ID 필드, PLP_ID 필드, PLP_COMPONENT_TYPE 필드, PLP_PROFILE 필드 등을 포함하는 것을 일 실시예로 한다. 또한 L2 시그널링 정보 영역(511200)은 NIT 및 SDT를 포함하는 것을 일 실시예로 한다. NIT는 L1 시그널링 정보 영역(511100)에 포함된 PLP_ID 필드와 매칭되는 BASE_PLP_ID 필드를 포함하는 것을 일 실시예로 하며, 이를 통해 수신기는 PMT/PAT를 전송하는 베이스 PLP를 식별할 수 있다. 또한 SDT는 NIT에 포함된 transport_stream_id와 동일한 transport_stream_id 필드 및 service_id 필드를 포함하는 것을 일 실시예로 하며, 이를 통해 수신기는 특정 전송 프레임을 통해 전송되는 서비스를 각각 구별하여 선택할 수 있다.
또한 베이스 PLP를 통해 전송되는 PMT는 SDT에 포함된 service_id 필드와 매칭되는 program_number 필드를 포함하는 것을 일 실시예로 하며, 이를 통해 수신기는 선택된 서비스에 대응되는 프로그램 번호를 확인할 수 있다. 또한 PMT는 stream type 필드, PLP_ID 필드 및 PLP_PROFILE 필드를 포함하는 것을 일 실시예로 한다. 이 경우 수신기는 PMT에 포함된 stream type 필드를 통해 현재 스트림의 타입을 파악하고, PLP_ID 필드와 PLP_PROFILE 필드를 이용하여, PLP와 컴포넌트 연관관계를 파악하여 수신기에 맞는 PLP를 디코딩할 수 있다. 즉, 수신기는 PMT에 포함된 PLP_PROFILE 필드를 이용하여 수신기의 특성에 따라 표준 화질 서비스, 고화질 서비스 등의 차별화된 서비스 컴포넌트를 전송하는 PLP를 디코딩할 수 있다. 이를 통해 수신기의 특성에 부합하는 TS를 복원할 수 있다.
결과적으로 수신기는 NIT에 포함된 BASE_PLP_ID 필드를 이용하여 베이스 PLP를 식별하여 선택하고, 베이스 PLP를 통해 전송되는 PMT를 디코딩할 수 있다. 또한 SDT에 포함된 service_id 필드를 통해 원하는 서비스의 식별자를 식별하고, PMT에 포함된 PLP_ID 필드들을 이용하여 선택된 서비스에 포함되는 컴포넌트들을 전송하는 PLP들을 전부 디코딩할 수 있을 뿐만 아니라 PLP_PROFILE 필드를 이용하여 수신기의 특성에 따라 특정 PLP를 디코딩할 수 있다.
이하 제 2 실시예에 따른 L1 시그널링 정보 영역(511100), NIT, SDT 및 PMT에 대해 설명한다.
제 2 실시예의 L1 시그널링 정보는 도 46 내지 도 48에서 설명한 L1 시그널링 정보와 동일하므로 구체적인 설명은 생략한다.
PLP_PROFILE 필드는 해당 PLP가 필수적인(mandatory) PLP인지, 선택적인(optional) PLP인지를 식별할 수 있다. 예를 들어, PLP를 통해 전송되는 컴포넌트가 베이스 레이어 또는 인핸스먼트 레이어로 구별되는 경우, 베이스 레이어를 전송하는 PLP는 필수적인 PLP가 되고, 인핸스먼트 레이어를 전송하는 PLP는 선택적인 PLP가 될 수 있다. 또한 베이스 PLP는 필수적인 PLP가 된다. 즉, 수신기는 PLP_PORFILE 필드를 이용하여 모바일 수신기, 고정형 수신기 등 수신기 특성에 따라 현재 PLP로 전송되는 PID 컴포넌트가 어떤 수신기에서 사용될 수 있는지를 확인하고, 수신기 특성에 따라 현재 PLP를 디코딩할 것인지 여부를 판단할 수 있다.
NIT는 주어진 네트워크를 통해 전송되는 멀티플렉서/TS의 피지컬 구성에 관련된 정보 및 네트워크 자체의 특성에 대한 정보들을 전송하는 테이블이다. 수신기는 NIT로부터 TS에 관한 정보를 얻을 수 있다.
제 2 실시예의 NIT는 network_id 필드, transport_stream_id 필드 및 delivery_system_descriptor를 포함하는 것을 일 실시예로 한다.
이하 도 52에 도시된 NIT에 포함된 각 필드를 설명한다.
network_id 필드는 현재 방송 신호가 전송되는 네트워크를 식별하기 위해 사용되는 필드이다.
transport_stream_id 필드는 현재 전송되는 TS를 식별하기 위해 사용되는 필드이다.
delivery_system_descriptor는 TS를 PLP와 전송 시스템에 매칭시키기 위해 필요한 필드들을 포함할 수 있다. 특히 본 발명의 delivery_system_descriptor는 PLP_GROUP_ID 필드와 BASE_PLP_ID 필드를 포함하는 것을 일 실시예로 한다.
상기 PLP_GROUP_ID 필드는 L1 시그널링 정보에 포함된 PLP_GROUP_ID 필드와 동일한 필드이다.
상기 BASE_PLP_ID 필드는 베이스 PLP를 식별하기 위해 사용되는 필드로, 베이스 PLP는 PMT/PAT등 해당 서비스의 PSI/SI 정보를 전송할 수 있다.
SDT는 하나의 전송 프레임에 포함된 복수개의 서비스에 대한 정보를 포함하고 있는 테이블이다. 본 발명의 제 2 실시예에 따른 SDT는 transport_stream_id 필드, 서비스 루프를 포함할 수 있으며, 상기 서비스 루프는 전송 프레임에 포함된 서비스의 개수만큼 반복되며, service_id 필드를 포함한다.
다음은 SDT에 포함된 각 필드를 설명한다.
transport_stream_id 필드는 NIT에 포함된 transport_stream_id 필드와 동일하므로 구체적인 설명은 생략한다.
service_id 필드는 전송 프레임에 포함된 복수개의 서비스를 식별하기 위해 사용되는 필드이다.
도 53는 도 52의 NIT에 포함되는 delivery_system_descriptor를 좀 더 상세하게 나타낸 신택스 구조로서, L1 시그널링 정보의 PLP_GROUP_ID 필드와 TS를 연결시켜주기 위해 사용된다.
도 53에 도시된 바와 같이, delivery_system_descriptor는 descriptor_tag 필드, descriptor_length 필드, system_id 필드, PLP_GROUP_ID 필드, BASE_PLP_ID 필드 및 제 1 루프를 포함할 수 있다.
제 1 루프는 descriptor_lenth 필드의 크기가 3보다 큰 경우 사용되며, system_parameters()필드와 제 2 루프를 포함할 수 있다.
제 2 루프는 cell_parameters() 필드를 포함할 수 있다.
이하 각 필드를 설명한다.
descriptor_tag 필드는 해당 디스크립터가 delivery_system_descriptor 임을 지시한다.
descriptor_length 필드는 해당 디스크립터 내에서 이 필드부터 마지막 필드까지의 크기를 나타낸다.
system_id 필드는 전송되는 방송 네트워크 고유의 시스템을 식별하기 위해 사용되는 필드이다.
PLP_GROUP_ID 필드는 NIT의 transport_stream_id 필드와 매칭되어 머징될 PLP 그룹의 식별자를 표시한다. 기본적인 내용은 도 47에서 설명한 PLP_GROUP_ID 필드와 동일하므로 구체적인 설명은 생략한다.
BASE_PLP_ID 필드는 베이스 PLP를 식별하기 위해 사용되는 필드로, 베이스 PLP는 PMT/PAT등 해당 서비스의 PSI/SI 정보를 전송할 수 있다.
제 1 루프에 포함된 system_parameters() 필드는 SISO/MIMO 여부, 대역폭(bandwidth), 가드 인터벌(guard interval), 전송 모드(transmission mode) 등 전송 시스템 특성을 나타내는 파라미터들을 포함할 수 있다.
제 2 루프에 포함된 cell_parameters() 필드는 중심 주파수(center frequency), 셀 식별자 등 셀 정보를 나타내는 파라미터들을 포함할 수 있다. PMT는 program_number 필드, PID 루프를 포함하며, PID 루프는 elementary_PID, stream_type 필드, component_id_descriptor를 포함하는 것을 일 실시예로 한다. component_id_descriptor는 PLP_PROFILE 필드 및 PLP_ID 필드를 포함하는 것을 일 실시예로 한다.
이하 도 52에 도시된 PMT에 포함된 각 필드를 설명한다.
program_number 필드는 현재 TS 내의 각 프로그램(또는 서비스)을 식별하기 위해 사용되는 필드로써 SDT의 service_id 필드와 매칭된다.
elementary_PID 필드는 프로그램(또는 서비스)을 구성하는 비디오, 오디오 등의 개별 비트 스트림이 전송되는 TS 패킷의 PID 정보를 표시한다. 즉, ES를 전송하는 TS 패킷을 식별하기 위해 사용되는 필드이다.
stream_type 필드는 elementary_PID 필드에서 표시된 PID 값을 갖는 TS 패킷에 들어있는 ES의 종류 및 인코딩 정보를 표시한다. 본 발명에 따른 스트림 타입에는 SVC 스트림, AVC 스트림등이 포함될 수 있다.
component_id_descriptor에 포함된 PLP_ID 필드 및 PLP_PROFILE 필드는 L1 시그널링 정보에 포함된 PLP_ID 필드 및 PLP_PROFILE 필드 와 동일하다.
따라서 수신기는 복수개의 스트림 타입이 존재하는 경우, stream_type 필드를 통하여 스트림을 식별하여 선택할 수 있다. 또한 PLP_PROFILE 필드를 이용하여 PLP가 전송하는 컴포넌트가 베이스 레이어인지 인핸스먼트 레이어인지를 확인하고, 수신기의 특성에 따라 인핸스먼트 레이어의 PLP를 선택적으로 디코딩할 수 있다.
도 54는 도 52의 PMT에 포함되는 component_id_descriptor를 좀 더 상세하게 나타낸 신택스 구조로서, L1 시그널링 정보의 PLP_PROFILE 필드와 TS를 연결시켜주기 위해 사용된다.
component_id_descriptor는 descriptor_tag 필드, descriptor_length 필드, system_id 필드, PLP_ID 필드 및 PLP_PROFILE 필드를 포함할 수 있다. PLP_ID 필드는 해당 스트림 타입의 PID 서브 스트림과 매칭되는 PLP를 식별하기 위해 사용될 수 있다.
각 필드의 내용은 도 47 내지 도 53에서 상술한 바와 동일하므로 구체적인 설명은 생략하기로 한다.
도 55는 본 발명의 제 2 실시예의 PLP_PROFILE 필드의 일 실시예이다.
도 55에 도시된 바와 같이 PLP_PROFILE 필드는 비트 단위의 셀렉터 형식으로 정보를 제공할 수 있다.
PLP_PROFILE 필드는 필드값에 따라 비디오 컴포넌트에 대한 정보를 나타낼 수 있다. 일 실시예로서, 0x00인 경우는 커먼 프로파일을 의미하며 어떤 수신기에서도 수신하여 사용할 수 있는 컴포넌트임을 나타낸다. 0x01인 경우는 모바일 수신기에서만 사용가능한 모바일 프로파일 컴포넌트임을 나타내며, 0x02인 경우는 HD 수신기(또는 고정형 수신기)에서만 사용 가능한 HD 프로파일 컴포넌트임을 나타내고, 0x03인 경우는 모바일 수신기 및 HD 수신기 모두에 적용될 수 있는 컴포넌트임을 나타낸다.
도 56은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 수신기의 서비스 스캔 방법에 대한 플로우 차트이다.
수신기는 튜닝을 통해 TS 형태의 방송 신호를 수신한다(S515100). 이 경우, 사용자가 원하는 서비스를 수신하기 위해서는 채널을 통해 전송되는 전송 프레임에 포함된 서비스를 식별할 수 있는 정보들이 필요하다. 이 과정은 도면에는 도시된 바 없으나 수신기의 튜너에서 수행될 수 있으며 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
수신기는 전송 프레임에 포함된 L1 시그널링 정보를 디코딩하여 PLP ID, PLP 그룹 ID, PLP 컴포넌트 타입 정보, PLP 프로파일 정보, 시스템 ID 등을 획득한다(S515150). 이후 수신기는 디코딩된 PLP 그룹 ID를 기반으로 PLP 그룹들을 식별하여 원하는 PLP 그룹을 선택하고, L2 시그널링 정보를 디코딩한다(S515200). 또한 수신기는 L2 시그널링 정보에 포함된 NIT를 디코딩하고, NIT에 포함된 BASE_PLP_ID 필드를 이용하여, 각 서비스의 베이스 PLP를 찾는다(S515250). 이후 수신기는 NIT에 포함된 transport_stream_id 필드를 이용하여 PLP 그룹에 포함된 TS를 식별할 수 있으며, 베이스 PLP에 포함된 PMT를 디코딩한다 (S515300). 수신기는 디코딩된 PMT의 컴포넌트 아이디 디스크립터 필드에 포함된 PLP_PROFILE 필드를 이용하여 모바일 수신기, HD 수신기 등 수신기 특성에 따라 현재 PLP로 전송되는 방송 서비스의 컴포넌트가 어떤 수신기에서 사용될 수 있는지를 확인하고, PLP_ID 필드를 이용하여 디코딩하고자 하는 PLP를 선택적으로 디코딩할 수 있다.
이후 수신기는 수신기의 특성을 고려하여 컴포넌트와 PLP의 관계에 관한 정보를 저장할 수 있다(S515350). 컴포넌트와 PLP의 관계에 관한 정보는 PMT의 PID 정보, 컴포넌트 아이디 디스크립터에 포함되는 PLP ID 등이 될 수 있다.
이후 수신기는 현재 TS가 PLP 그룹 내의 마지막 TS인지 여부를 판단할 수 있다(S515400).
마지막 TS가 아니라고 판단되는 경우, 수신기는 S515250 단계로 돌아가 NIT를 파싱하고 BASE_PLP_ID 필드를 통해 베이스 PLP를 획득할 수 있으며, 마지막 TS라 판단되는 경우, 수신기는 현재 PLP 그룹이 마지막 PLP 그룹인지 여부를 판단할 수 있다(S515450).
마지막 PLP 그룹이 아니라고 판단되는 경우, 수신기는 다시 S515200 단계로 돌아가 다음 PLP 그룹을 선택하고 베이스 PLP를 디코딩할 수 있으며, 마지막 PLP 그룹이라고 판단되는 경우. 수신기는 마지막 채널인지 여부를 판단할 수 있다(S515500).
마지막 채널이 아니라고 판단되는 경우, 수신기는 다시 S515100 단계로 돌아가 다음 채널을 튜닝할 수 있고, 마지막 채널이라고 판단되는 경우, 첫번째 서비스 또는 프리-셋 서비스를 튜닝할 수 있다(S515550).
만일 방송 신호 수신 장치가 도 27 또는 도 43과 같다면 전술한 바와 같이 L1 시그널링 정보, L2 시그널링 정보, PSI/SI를 전송하는 베이스 PLP, 컴포넌트들을 포함하는 PLP들의 디코딩은 프레임 디매퍼, BICM 디코더, 아웃풋 프로세서 중 적어도 하나에서 수행될 수 있다. 만일 방송 신호 수신 장치가 도 35와 같다면 L1 시그널링 정보, L2 시그널링 정보, PSI/SI를 전송하는 베이스 PLP, 컴포넌트들을 전송하는 PLP들의 디코딩은 프레임 디매퍼, PLP 디인터리빙 및 디모듈레이터 모듈, L1 디코더, BBF 디코더 및 널 패킷 재구축 모듈 중 적어도 하나에서 수행될 수 있다. 또한 상기 스캔 과정은 별도의 콘트롤러에서 수행될 수 있다.
도 57은 본 발명에 따른 방송 신호를 수신하는 방법의 일 실시예를 보인 순서도이다. 먼저, 방송 신호를 수신한다(S600100). 이때 수신된 방송 신호는 전송 프레임을 포함하며, 상기 전송 프레임은 방송 서비스를 구성하는 컴포넌트들을 전송하는 복수개의 PLP와 제1, 제2 시그널링 정보를 포함하는 것을 일 실시예로 한다. 상기 방송 신호의 수신은 튜너에서 이루어진다.
그리고 제1 시그널링 정보는 상기 복수개의 PLP를 포함하는 PLP 그룹을 식별하기 위한 PLP 그룹 식별 정보(PLP_GROUP_ID)와 각 PLP를 식별하기 위한 PLP 식별 정보(PLP_ID)를 포함하며, 제2 시그널링 정보는 상기 PLP 그룹 식별 정보(PLP_GROUP_ID)와 상기 방송 서비스를 식별하기 위한 서비스 식별 정보(SERVICE_ID)를 포함하는 것을 일 실시예로 한다. 여기서 상기 PLP 그룹 식별 정보는 L1 시그널링 정보 중 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보와 제2 시그널링 정보의 NIT에 포함되고, 상기 서비스 식별 정보는 제2 시그널링 정보의 SDT에 포함되는 것을 일 실시예로 한다.
상기 단계 S600100에서 방송 신호가 수신되면, 수신된 방송 신호를 복조하고(S600200), 복조된 방송 신호의 심볼 디매핑을 수행한다(S600300). 상기 심볼 디매핑된 방송 신호의 비트들의 순서를 원래의 순서로 복원한 후(S600400), 상기 비트들의 순서가 복원된 방송 신호에 대해 비트 디인터리빙과 FEC 디코딩을 수행한다(S600500). 그리고, 상기 제1, 제2 시그널링 정보를 기반으로 상기 FEC 디코드된 방송 신호로부터 복수개의 PLP를 포함하는 PLP 그룹을 식별하고, 식별된 PLP 그룹의 적어도 하나의 PLP를 디코딩하여 방송 서비스를 제공한다(S600600).
상기 단계 S600600는 제1 시그널링 정보에 포함된 PLP 그룹 식별 정보와 각 PLP의 식별 정보를 이용하여 상기 복수개의 PLP를 포함하는 PLP 그룹을 식별하고, 식별된 PLP 그룹에 포함된 각 PLP를 식별하는 것을 일 실시예로 한다. 또한 제2 시그널링 정보에 포함된 PLP 그룹 식별 정보와 서비스 식별 정보를 이용하여 상기 식별된 PLP 그룹을 포함하는 방송 서비스를 식별하는 것을 일 실시예로 한다. 여기서 상기 복조는 OFDM 디모듈레이터에서 수행되고, 심볼 디매핑은 BICM 디코더의 성상도 디매퍼에서 수행되며, 비트들의 출력 순서 조절은 BICM 디코더의 먹스 특히 셀-비트 먹스에서 수행하는 것을 일 실시예로 한다. 또한 비트 디인터리빙은 BICM 디코더의 비트 디인터리버에서 수행되고, FEC 디코딩은 BICM 디코더의 FEC 디코더에서 수행되며, 상기 PLP의 디코딩은 프레임 디매퍼, BICM 디코더, 아웃풋 프로세서 중 적어도 하나에서 수행되는 것을 일 실시예로 한다.
지금까지 설명한 본 발명은 상술한 실시예에 한정되지 않으며, 첨부된 청구범위에서 알 수 있는 바와 같이 본 발명이 속한 분야의 통상의 지식을 가지 자에 의해 변형이 가능하고 이러한 변형은 본 발명의 범위에 속한다.
전술한 바와 같이, 상기 발명의 실시를 위한 최선의 형태에서, 관련된 사항을 기술하였다.
전술한 바와 같이, 본 발명은 디지털 방송 시스템에 전체적으로 또는 부분적으로 적용될 수 있다.

Claims (1)

  1. 전송 프레임을 포함하는 방송 신호를 수신하고, 상기 전송 프레임은 방송 서비스를 구성하는 컴포넌트들을 전송하는 복수개의 PLP와 상기 복수개의 PLP의 시그널링 정보가 시그널링된 제1, 제2 시그널링 정보를 포함하는 단계;
    상기 방송 신호를 복조하는 단계;
    상기 복조된 방송 신호를 심볼 디매핑하는 단계;
    상기 심볼 디매핑된 방송 신호의 비트들의 순서를 원래의 순서로 복원하는 단계;
    상기 비트들의 순서가 복원된 방송 신호에 대해 비트 디인터리빙과 FEC 디코딩을 수행하는 단계; 및
    상기 제1, 제2 시그널링 정보를 기반으로 상기 FEC 디코드된 방송 신호로부터 복수개의 PLP를 포함하는 PLP 그룹을 식별하고, 식별된 PLP 그룹의 적어도 하나의 PLP를 디코딩하여 방송 서비스를 제공하는 단계를 포함하며,
    상기 PLP 디코딩 단계는 상기 제1 시그널링 정보에 포함된 PLP 그룹 식별 정보와 각 PLP의 식별 정보를 이용하여 상기 복수개의 PLP를 포함하는 PLP 그룹을 식별하고, 식별된 PLP 그룹에 포함된 각 PLP를 식별하며, 상기 제2 시그널링 정보에 포함된 PLP 그룹 식별 정보와 서비스 식별 정보를 이용하여 상기 식별된 PLP 그룹을 포함하는 방송 서비스를 식별하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 수신 방법.
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