WO2011013395A1 - 複数周波アンテナ - Google Patents

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antenna element
frequency
antenna
capacitor
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青木　由隆
昭 斉藤
本城　和彦
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カシオ計算機株式会社
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    • H01Q9/0457—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means electromagnetically coupled to the feed line
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    • H01Q9/30—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole
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    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/30—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole
    • H01Q9/40—Element having extended radiating surface

Definitions

  • the present invention relates to an antenna having a function of transmitting and receiving radio signals having a plurality of frequencies.
  • wireless communication systems such as a wireless LAN and Bluetooth (registered trademark) are widely used.
  • Each of these wireless communication systems has advantages and disadvantages. For this reason, it is common not to use only one wireless communication system but to use a plurality of wireless communication systems in combination.
  • a radio signal having a plurality of frequencies it is necessary to use a plurality of single-frequency antennas or a plurality of frequency antennas corresponding to a plurality of frequencies.
  • the multi-frequency antenna includes a conductor plate, a dielectric provided on the conductor plate, and a plurality of antenna elements in contact with the dielectric and having different characteristics.
  • the plurality of antenna elements operate in different frequency bands. Therefore, one antenna can operate for a plurality of frequency bands.
  • the multi-frequency antenna disclosed in Patent Document 1 is composed of a plurality of antenna elements. For this reason, a large space for installing a plurality of antenna elements is required, and the multi-frequency antenna is increased in size. Moreover, the structure will also become complicated.
  • the present invention has been made in view of such problems, and an object thereof is to provide a multi-frequency antenna having a small and simple configuration. Another object of the present invention is to provide a multi-frequency antenna that includes a single antenna element and can be used in a plurality of frequency bands.
  • a multi-frequency antenna includes: An antenna element; A first inductor connecting the antenna element and the grounding part; A feeding point; A series circuit of a second inductor and a capacitor connecting the feeding point and the antenna element; It is characterized by providing.
  • the inductances of the first and second inductors and the capacitance of the capacitor have values that generate a plurality of resonance frequencies.
  • the antenna element has a rectangular shape or a configuration in which the width on the open end side is wider than the width on the feeding point side.
  • the multi-frequency antenna is A dielectric plate;
  • the antenna element is formed on one surface of the dielectric plate,
  • the first inductor is disposed on the other surface of the dielectric plate and connected to the antenna element through a via,
  • the capacitor is composed of a part of the antenna element, a conductor disposed on the other surface of the dielectric plate and facing a part of the antenna element, and a dielectric plate therebetween.
  • the second inductor is disposed on one surface of the dielectric plate and connected between the capacitor and the feeding point. It is characterized by that.
  • the second inductor is connected to the conductor by a via or capacitive coupling.
  • At least one of the first inductor, the second inductor, and the capacitor is composed of a circuit component.
  • At least one of the first inductor and the second inductor is composed of a line.
  • the multi-frequency antenna further includes adjusting means for adjusting at least one element constant of the first inductor, the second inductor, and the capacitor.
  • the present invention it is possible to provide a multi-frequency antenna having a small size and a simple configuration. Further, according to the present invention, it is possible to provide a multi-frequency antenna that can be used in a plurality of frequency bands using a single antenna element.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of the multi-frequency antenna shown in FIG. It is a figure which shows the relationship between the dimension of the antenna element of FIG. 1, and the inductance of an antenna element. It is a figure which shows the relationship between the dimension of the antenna element of FIG. 1, and the inductance of an antenna element. It is a figure which shows the relationship between the dimension of the antenna element of FIG. 1, and the capacitance of an antenna element.
  • FIGS. 6 is a graph showing frequency characteristics of reflection loss of the multi-frequency antenna shown in FIGS. It is a top view of the multiple frequency antenna which concerns on Embodiment 2 of this invention. It is a bottom view of the multiple frequency antenna which concerns on Embodiment 2 of this invention. It is a graph which shows the relationship of the reference
  • FIGS. 1 is a perspective view of the multi-frequency antenna 1
  • FIG. 2 is a plan view of the multi-frequency antenna 1
  • FIG. 3 is a bottom view of the multi-frequency antenna 1
  • FIG. It is sectional drawing which shows the cross section in A 'line.
  • the multi-frequency antenna 1 includes a substrate 100, an antenna element 110, a via 115, a shunt inductor 120, a capacitor conductor 130, a via 135, a series inductor 140, a grounding portion 150, and a power supply. Point 160.
  • the substrate 100 is composed of a plate-like dielectric.
  • the substrate 100 is composed of a plate-shaped glass epoxy substrate (FR4) having a relative dielectric constant of 4.6, a length and width of 12 mm, and a thickness of 1 mm.
  • FR4 plate-shaped glass epoxy substrate
  • the antenna element 110 is composed of a rectangular conductor plate, and is disposed on one main surface of the substrate 100.
  • the antenna element 110 is formed of a rectangular copper foil having a width W1 of 3.0 mm and a depth D1 of 8.0 mm.
  • the via 115 is formed in a substantially central portion of the antenna element 110 so as to penetrate from one main surface of the substrate 100 to the other main surface, and is filled with a conductor having one end connected to the antenna element 110 inside. .
  • the shunt inductor 120 is composed of a line conductor, extends on the other main surface of the substrate 100, and has one end connected to the other end of the via 115.
  • the inductance of the shunt inductor 120 is set to 5.1 nH.
  • the capacitor conductor 130 is disposed on the other main surface of the substrate 100 so as to face a part of the antenna element 110.
  • a series capacitor C1 connected in series to the antenna element 110 is formed by the part of the antenna element 110 and the capacitor conductor 130 facing each other and the part of the board 100 located between them.
  • the capacitance of the series capacitor C1 is 0.16 pF.
  • the via 135 is formed so as to penetrate from one main surface of the substrate 100 to the other main surface.
  • the via 135 is filled with a conductor having one end connected to one end of the capacitor conductor 130.
  • the series inductor 140 is formed on one main surface of the substrate 100, one end of which is connected to the other end of the via 135, and the other end functions as a feeding point 160.
  • the inductance of the series inductor 140 is 5.7 nH.
  • the ground unit 150 includes a ground conductor 151 disposed on one main surface of one side of the substrate 100, a ground conductor 152 disposed on the other main surface of one side of the substrate 100, and the ground conductor 151 and the ground conductor 152. And a plurality of vias 153 that connect to each other and are grounded.
  • the feeding point 160 is composed of the other end of the series inductor 140 and is connected to a feeding line (not shown).
  • the multi-frequency antenna 1 radiates a transmission signal supplied between the ground unit 150 and the feeding point 160 as a radio wave to the space, converts the received radio wave into an electrical signal, and transmits the electric signal from the feeding point 160 to the feeding line.
  • the multi-frequency antenna 1 having the above-described configuration includes, for example, the following steps a) to d). a) Open vias 115, 135, and 153 in the substrate 100. b) Fill these openings with plating or the like. c) A copper foil is attached to both surfaces of the substrate 100. d) The copper foil is patterned by PEP (photo etching method) or the like to form the antenna element 110, the shunt inductor 120, the capacitor conductor 130, the series inductor 140, and the ground conductor 151.
  • PEP photo etching method
  • the electrical configuration of the multi-frequency antenna 1 having the physical configuration described above is represented by an equivalent circuit shown in FIG.
  • the multi-frequency antenna 1 is electrically connected to a series inductor L1, a series capacitor C1, an equivalent circuit 111 of an antenna element, an equivalent circuit 112 of a shunt inductor L2, and a space, and a power supply.
  • a point 160 and a grounding unit 150 are included.
  • the series inductor L1 is composed of the series inductor 140
  • the shunt inductor L2 is composed of the shunt inductor 120.
  • the series capacitor C1 is composed of a series capacitor C1 formed from an opposing portion of the antenna element 110 and the capacitor conductor 130 and the substrate 100 therebetween.
  • the equivalent circuit 111 of the antenna element is a circuit in which the input impedance of the antenna element 110 is expressed by a right-handed line, and includes an inductor LR1, an inductor LR2, and a capacitor CR.
  • the equivalent circuit 112 for coupling with space is a circuit that represents the impedance due to coupling between the antenna element 110 and space, depending on the size and shape of the antenna element 110.
  • the equivalent circuit 112 includes a capacitor C0, a reference impedance R0, and an inductor L0, and is a circuit connected in parallel to the inductance L2.
  • one end of a series circuit of a series inductor L1 and a series capacitor C1 is connected to the feed point 160.
  • One end of an inductor LR1 constituting the equivalent circuit 111 of the antenna element is connected to the other end of the series circuit of the series inductor L1 and the series capacitor C1.
  • One end of the capacitor CR and one end of the inductor LR2 are connected to the other end of the inductor LR1.
  • the other end of the capacitor CR is connected to the ground unit 150.
  • One end of the shunt inductor L2 is connected to the other end of the inductor LR2 of the equivalent circuit 111 of the antenna element.
  • the other end of the shunt inductor L2 is connected to the ground unit 150.
  • One end of the capacitor C0 of the equivalent circuit 112 coupled to the space is connected to a connection point between the other end of the inductor LR2 and one end of the shunt inductor L2.
  • One end of the inductor L0 and one end of the reference impedance R0 are connected to the other end of the capacitor C0.
  • the other end of the inductor L0 and the other end of the reference impedance R0 are connected to the ground unit 150.
  • the inductance of the inductor LR1, the inductance of the inductor LR2, and the capacitance of the capacitor CR substantially depend on the size and shape of the antenna element 110, and are almost determined when the shape and size of the antenna element 110 are determined. Examples of the size (D1, W1) of the antenna element 110, the inductances of the inductors LR1 and LR2, and the capacitance of the capacitor CR are shown in FIGS.
  • the value of the reference impedance R0 in the equivalent circuit 112 for coupling with space depends on the size and shape of the antenna element 110.
  • the value of the reference impedance R0 corresponds to an actual component of impedance that represents the ratio between the applied voltage and the flowing current when a voltage having a target frequency is applied to the feeding point 160.
  • the target frequencies are 2.5 GHz and 5.5 GHz.
  • the relationship between the size (D1, W1) of the antenna element 110 and the reference impedance R0 is shown in FIG.
  • both the equivalent circuit 111 of the antenna element and the equivalent circuit 112 coupled to the space depend on the shape and size of the antenna element 110. Therefore, by determining the shape and size of the antenna element 110, the equivalent circuit 111 of the antenna element and the equivalent circuit 112 of coupling with the space are substantially determined.
  • the frequency characteristics of the reflection loss of the multi-frequency antenna 1 are shown in FIG. This characteristic is that the width W1 of the antenna element 110 is 3.0 mm, the depth D1 is 8.0 mm, the inductance of the shunt inductor L2 (120) is 5.1 nH, the capacitance of the series capacitor C1 is 0.16 pF, and the series inductor L1 ( 140) is a frequency characteristic of reflection loss when the inductance of 140) is set to 5.7 nH.
  • S11 is ⁇ 10 dB or less in two frequency bands near 2.5 GHz and 5.5 GHz. In the vicinity of 2.5 GHz, it is less than ⁇ 10 dB with a bandwidth of about 100 MHz, and in the vicinity of 5.5 GHz, it is less than ⁇ 10 dB with a bandwidth of about 800 MHz. Therefore, the multi-frequency antenna 1 functions as a multi-frequency antenna that can obtain a sufficient gain at two frequencies of 2.5 GHz and 5.5 GHz.
  • the first embodiment of the present invention it is possible to provide a multi-frequency antenna that can communicate with a plurality of desired frequencies using the single antenna element 110.
  • the element constants of the equivalent circuit 111 of the antenna element 110 and the equivalent circuit 112 coupled to the space are automatically determined according to the size of the antenna element 110. Therefore, in consideration of each element constant determined by the size of the antenna element 110, the inductance of the shunt inductor L2 (120), the capacitance of the series capacitor C1, the series inductor so that resonance points are generated in the vicinity of a plurality of target frequencies. By appropriately setting the inductance of L1 (140), a sufficient gain can be obtained in any of a plurality of frequency bands.
  • the capacitance of the series capacitor C1, and the inductance of the series inductor L1 (140) may be set as appropriate.
  • the antenna element 110 has a rectangular shape.
  • the rectangular antenna element 110 is easy to manufacture, but has a problem that it is difficult to adjust the impedance of the antenna element 110 and the impedance value due to coupling with the space.
  • the multi-frequency antenna 2 according to the second embodiment capable of solving this problem will be described.
  • the antenna element 210 is formed in a sector shape in which the width on the open end side is wider than the width on the feeding point side. Yes.
  • Other configurations are the same as those of the multi-frequency antenna 1 of the first embodiment.
  • the equivalent circuit of the multi-frequency antenna 2 is the same as the equivalent circuit shown in FIG.
  • the inductance of the series inductor L1 (140) is set to 3.70 nH
  • the capacitance of the series capacitor C1 is set to 0.169 pF
  • the inductance of the shunt inductor L2 (120) is set to 4.78 nH.
  • FIG. 13 shows the relationship between the central angle ⁇ of the fan-shaped antenna element 210, the reference impedance R0, the inductances of the inductors LR1 and LR2, and the capacitance of the capacitor CR.
  • the fan-shaped antenna element 210 has a length D2 of 8 mm and a feeding point side width W2 of 2 mm.
  • the reference impedance R0 is equivalent to the reference impedance R0 of the rectangular antenna element 110 of the same size when the center angle ⁇ is small, but decreases as the center angle ⁇ increases. Further, as the central angle ⁇ increases, the inductances of the inductors LR1 and LR2 also decrease. In addition, the inductance of the inductor L0 in the equivalent circuit 112 coupled to the space is proportional to the reference impedance R0, while the capacitance of the capacitor C0 is inversely proportional to the reference impedance R0.
  • the inductor has a higher power loss than the capacitor. For this reason, when the reference impedance R0 is lowered, the power loss of the entire equivalent circuit 112 coupled to the space is reduced. That is, the loss can be reduced by adjusting the central angle ⁇ . Therefore, it is desirable to increase the central angle ⁇ within an allowable range from the size of the multi-frequency antenna 2.
  • FIG. 14 shows the frequency characteristics of the reflection loss of the multi-frequency antenna 2 adjusted as described above.
  • This characteristic is that the width W2 on the feeding point side of the antenna element 210 is 2.0 mm, the depth D2 is 8.0 mm, the center angle ⁇ is 60 °, the inductance of the series inductor L1 (140) is 3.70 nH, and the series capacitor C1
  • This is a frequency characteristic of reflection loss when the capacitance is set to 0.169 pF and the inductance of the shunt inductor L2 (120) is set to 4.78 nH.
  • the horizontal axis of FIG. 14 is frequency (GHz), and the vertical axis is S11 (dB) indicating reflection loss.
  • the reflection loss S11 is less than ⁇ 10 dB at a bandwidth of about 100 MHz near 2.5 GHz, and below ⁇ 10 dB at a bandwidth of about 800 MHz near 5.5 GHz. Therefore, the multi-frequency antenna 2 can obtain a sufficient gain at two frequencies of 2.5 GHz and 5.5 GHz.
  • the second embodiment of the present invention it is possible to provide a multi-frequency antenna 2 that transmits and receives radio signals in a plurality of frequency bands with low loss using a single antenna element. Moreover, the loss can be adjusted by adjusting the fan-shaped central angle ⁇ .
  • the element constants of the equivalent circuit 111 of the antenna element and the equivalent circuit 112 coupled to the space are automatically determined by the size of the antenna element 210 and the center angle ⁇ . Therefore, in consideration of each element constant determined by the size of the antenna element 210 and the central angle ⁇ , the inductance of the shunt inductor L2 (120) and the series capacitor C1 are set so that resonance points are generated in the vicinity of a plurality of target frequencies. By appropriately setting the capacitance and the inductance of the series inductor L1 (140), a sufficient gain can be obtained in any of a plurality of frequency bands.
  • the size and the center angle ⁇ of the antenna element 210 are set in consideration of the loss and the allowable maximum size, and are set in the vicinity of a plurality of target frequencies.
  • the inductance of the shunt inductor L2 (120), the capacitance of the series capacitor C1, and the inductance of the series inductor L1 (140) are appropriately determined while considering each element constant determined by the size of the antenna element 210 so that a resonance point is generated. You only have to set it.
  • the antenna element 210 has a fan shape, but it may be a triangle, a trapezoid, or the like as long as the open end side is wider than the feeding point side.
  • the present invention is not limited to the first and second embodiments, and various modifications and applications are possible.
  • the configuration of the multi-frequency antenna of the present invention is not limited to the configurations shown in FIGS. 1 to 4 and FIGS.
  • the capacitor conductor 130 and one end of the series inductor 140 are connected by the via 135, but the via 135 is removed, and the capacitor conductor 130 and the series inductor 140 are connected with a capacitance between them. May be combined.
  • the present invention is a multi-frequency antenna having resonance points in three or more frequency bands. It is also applicable to. For example, as shown in FIG. 15, by adding an element (in the figure, Cn1, Ln1, Ln2) constituting an arbitrary LC resonance circuit to the original circuit, it has three or more resonance points. As shown in FIG. 4, a multi-frequency antenna having a sufficient gain in three or more frequency bands can be realized.
  • the inductor and the conductor are configured by the line (circuit pattern).
  • a part or all of the inductor and the conductor may be configured by a chip component.
  • a plurality of chip components C1, L1, L2, Cn1, Ln1, and Ln2 are arranged on a substrate 100, and these circuit elements shown in FIG. A circuit may be configured by connection.
  • the circuits are arranged on one main surface and the other main surface of the substrate 100.
  • the circuits may be arranged only on one main surface. . The same applies when the circuit is configured by a pattern.
  • the circuit element has a predetermined physical characteristic value (inductance, capacitance).
  • the circuit element is changed to an active element having a function of adjusting the physical characteristic value, and the antenna element. You may comprise so that it may tune by feeding back the reflected signal from.
  • a variable frequency oscillator (OSC) 311 connected to the feeding point 160 and a plurality of bandpass filters (B.P. F) 312, a comparator 313, and a control unit (CON) 314 are added. Further, the series capacitors C1 and Cn1 are constituted by varicaps (varactors).
  • the control unit 314 controls the variable frequency oscillator 311 to scan the transmission frequency, and causes the comparator 313 to compare the level of the reflected wave at this time with the passing signal of the bandpass filter 312 and the reference voltage. Determine.
  • each inductor may be configured to be changed by the control of the control unit 314. According to this configuration, the antenna can be adjusted so as to automatically have an appropriate gain for a desired frequency.
  • the multi-frequency antenna of the present invention can be used for wireless communication.

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Abstract

　複数周波アンテナ(１)は、誘電体の基板(１００)と、アンテナ素子(１１０)と、シャントインダクタ(１２０)と、コンデンサ用導体(１３０)と、シリーズインダクタ(１４０)と、接地部(１５０)と、給電点(１６０)から構成される。アンテナ素子()１１０)は基板(１００)上に配置してされており、シャントインダクタ(１２０)を介して接地部(１５０)に電気的に接続されている。また、アンテナ素子(１１０)は、アンテナ素子(１１０)とコンデンサ用導体(１３０)との対向部分と、その間の基板(１００)とから形成されたシリーズキャパシタとシリーズインダクタ(１４０)を介して給電点(１６０)に電気的に接続されている。

Description

複数周波アンテナ
　本発明は、複数の周波の無線信号を送受信する機能を有するアンテナに関する。
　無線ＬＡＮやブルートゥース（登録商標）等の様々な無線通信システムが普及している。
これらの無線通信システムには、各々、長所と短所がある。
このため、１つの無線通信システムのみを利用するのではなく、複数の無線通信システムを複合的に利用するのが一般的である。
　しかし、無線通信システムによって使用する周波数帯域に違いがある。
このため、複数の通信システムを利用するには、複数の周波数帯域の無線信号を送受信する必要がある。複数周波数の無線信号を送受信するためには、単周波用アンテナを複数個使用するか、複数の周波数に対応する複数周波アンテナを使用する必要がある。ただし、単周波用のアンテナを複数個用いるより複数周波アンテナを用いる方が、アンテナの小型化、簡易化、低コスト化という点において有利である。
　複数周波アンテナの一例が特許文献１に開示されている。この複数周波アンテナは、導体板と、該導体板上に設けられた誘電体と、該誘電体に接し、互いに異なる特性を有する複数のアンテナ素子と、から構成されている。複数のアンテナ素子は、互いに異なる周波数帯域で動作する。従って、一つのアンテナが、複数の周波数帯域に対して動作することができる。
特開２００７－０６８０３７号公報
　特許文献１に開示されている複数周波アンテナは、複数のアンテナ素子から構成されている。このため、複数のアンテナ素子を設置するための大きなスペースが必要であり、複数周波アンテナが大型化してしまう。また、その構成も複雑になってしまう。
　本発明は、このような問題点に鑑みてなされたもので、小型で簡単な構成を有する複数周波アンテナを提供することを目的とする。
　また、この発明は、単一のアンテナ素子を備え、複数の周波数帯域で利用できる複数周波アンテナを提供することを他の目的とする。
　上記目的を達成するため、本発明に係る複数周波アンテナは、
　アンテナ素子と、
　前記アンテナ素子と接地部とを接続する第１のインダクタと、
　給電点と、
　前記給電点と前記アンテナ素子とを接続する、第２のインダクタとキャパシタとの直列回路と、
　を備えることを特徴とする。
　例えば、前記第１と第２のインダクタのインダクタンス及び前記キャパシタのキャパシタンスは、複数の共振周波数を生成する値を有する。
　例えば、前記アンテナ素子は、長方形又は開放端側の幅が給電点側の幅より広くなっている構成を有する。
　例えば、前記複数周波アンテナは、
　誘電体板をさらに備え、
　前記アンテナ素子は前記誘電体板の一面に形成され、
　前記第１のインダクタは、誘電体板の他面に配置され、ビアを介して前記アンテナ素子に接続され、
　前記キャパシタは、前記アンテナ素子の一部と、前記誘電体板の他面に配置され、前記アンテナ素子の一部に対向する導電体と、間の誘電体板とから構成され、
　前記第２のインダクタは、前記誘電体板の一面に配置され、前記キャパシタと前記給電点との間に接続されている、
　ことを特徴とする。
　例えば、前記第２のインダクタは、ビア又は容量結合により前記導電体に接続されている。
　例えば、前記第１のインダクタと、前記第２のインダクタと、前記キャパシタとの少なくとも１つは、回路部品から構成される。
　例えば、前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとの少なくとも１つは、線路から構成される。
　例えば、前記複数周波アンテナは、前記第１のインダクタと前記第２のインダクタと前記キャパシタの少なくとも１つの素子定数を調整する調整手段をさらに備える。
　本発明によれば、小型で構成が簡単な複数周波アンテナを提供することができる。また、本発明によれば、単一のアンテナ素子を用い、複数の周波数帯域で利用できる複数周波アンテナを提供することができる。
本発明の実施形態１に係る複数周波アンテナの斜視図である。 図１に示す複数周波アンテナの平面図である。 図１に示す複数周波アンテナの底面図である。 図１に示す複数周波アンテナの断面図である。 図１に示す複数周波アンテナの等価回路図である。 図１のアンテナ素子の寸法と、アンテナ素子のインダクタンスとの関係を示す図である。 図１のアンテナ素子の寸法と、アンテナ素子のインダクタンスとの関係を示す図である。 図１のアンテナ素子の寸法と、アンテナ素子のキャパシタンスとの関係を示す図である。 アンテナ素子の寸法と、複数周波アンテナと空間との結合における基準インピーダンスとの関係を示す図である。 図１～図５に示す複数周波アンテナの反射損失の周波数特性を示すグラフである。 本発明の実施形態２に係る複数周波アンテナの平面図である。 本発明の実施形態２に係る複数周波アンテナの底面図である。 扇型のアンテナ素子の中心角と、アンテナ素子のインダクタンス及びキャパシタンス、アンテナ素子と空間との結合における基準インピーダンスの関係を示すグラフである。 図１１及び図１２に示す複数周波アンテナの反射損失の周波数特性を示すグラフである。 ３つ以上の周波数帯に十分な利得を有する複数周波アンテナの等価回路の例を示す図である。 ３つ以上の周波数帯に十分な利得を有する複数周波アンテナの反射損失の周波数特性の例を示すグラフである。 アンテナを構成する回路素子をチップ部品で構成した例を示す図である。 オートチューニング機能を備える複数周波アンテナの構成例を示す図である。
（実施形態１）
　以下、本発明の実施形態１に係る複数周波アンテナ１を説明する。
　まず、図１～４を参照して、実施形態１に係る複数周波アンテナ１の構成を説明する。
　図１は複数周波アンテナ１の斜視図、図２は複数周波アンテナ１の平面図、図３は複数周波アンテナ１の底面図、図４は、複数周波アンテナ１の図２及び図３のＡ－Ａ’線での断面を示す断面図である。
　図示するように、複数周波アンテナ１は、基板１００と、アンテナ素子１１０と、ビア１１５と、シャントインダクタ１２０と、コンデンサ用導体１３０と、ビア１３５と、シリーズインダクタ１４０と、接地部１５０と、給電点１６０と、から構成されている。
　基板１００は、板状の誘電体から構成される。本実施形態では、基板１００は、比誘電率が４．６で、縦横の長さがそれぞれ１２ｍｍ，厚さが１ｍｍの板状のガラスエポキシ基盤（ＦＲ４）から構成される。
　アンテナ素子１１０は、長方形状の導体板から構成され、基板１００の一方の主面に配置されている。本実施形態では、アンテナ素子１１０は、幅Ｗ１が３．０ｍｍで、奥行Ｄ１が８．０ｍｍの長方形状の銅箔から形成されている。
　ビア１１５は、アンテナ素子１１０のほぼ中央部に、基板１００の一方の主面から他方の主面に貫通して形成され、内部に一端部がアンテナ素子１１０に接続された導体が充填されている。
　シャントインダクタ１２０は、線路導体から構成され、基板１００の他方の主面上に延在し、一端がビア１１５の他端部に接続されている。本実施形態では、シャントインダクタ１２０のインダクタンスは、５．１ｎＨに設定されている。
　コンデンサ用導体１３０は、基板１００の他方の主面に、アンテナ素子１１０の一部に対向して配置されている。アンテナ素子１１０とコンデンサ用導体１３０との互いに対向する部分と、基板１００のそれらの間に位置している部分と、により、アンテナ素子１１０に直列に接続されたシリーズキャパシタＣ１が形成される。本実施形態では、シリーズキャパシタＣ１のキャパシタンスは０．１６ｐＦである。
　ビア１３５は、基板１００の一方の主面から他方の主面に貫通して形成されている。ビア１３５は、その内部に、一端部がコンデンサ用導体１３０の一端部に接続された導体が充填されている。
　シリーズインダクタ１４０は、基板１００の一方の主面に形成されており、その一端は、ビア１３５の他端部に接続され、その他端部が、給電点１６０として機能する。本実施形態では、シリーズインダクタ１４０のインダクタンスは、５．７ｎＨである。
　接地部１５０は、基板１００の一辺部の一方の主面に配置されたグランド導体１５１と、基板１００の一辺部の他方の主面に配置されたグランド導体１５２と、グランド導体１５１とグランド導体１５２とを接続する複数のビア１５３と、から構成され、接地されている。
　給電点１６０は、シリーズインダクタ１４０の他端部から構成され、図示せぬ給電線が接続される。複数周波アンテナ１は、接地部１５０と給電点１６０との間に供給された送信信号を電波として空間に放射し、受信した電波を電気信号に変換して給電点１６０から給電線に伝送する。
　上記構成の複数周波アンテナ１は、例えば、以下の工程ａ）～ｄ）で構成される。
　ａ）　基板１００にビア１１５，１３５，１５３を開口する。
　ｂ）　これらの開口をメッキ等で充填する。
　ｃ）　基板１００の両面に銅箔を貼り付ける。
　ｄ）　銅箔を、ＰＥＰ（光エッチング法）等により、パターニングすることにより、アンテナ素子１１０、シャントインダクタ１２０、コンデンサ用導体１３０、シリーズインダクタ１４０、グランド導体１５１を形成する。
　上述した物理的構成を有する複数周波アンテナ１の電気的構成は、図５に示す等価回路で表される。
　図示するように、複数周波アンテナ１は、電気的には、シリーズインダクタＬ１と、シリーズキャパシタＣ１と、アンテナ素子の等価回路１１１と、シャントインダクタＬ２と、空間との結合の等価回路１１２と、給電点１６０と、接地部１５０と、から構成される。
　なお、シリーズインダクタＬ１はシリーズインダクタ１４０から構成され、シャントインダクタＬ２はシャントインダクタ１２０から構成される。また、シリーズキャパシタＣ１は、アンテナ素子１１０とコンデンサ用導体１３０との対向部分と、その間の基板１００とから形成されたシリーズキャパシタＣ１から構成される。
　アンテナ素子の等価回路１１１は、アンテナ素子１１０の入力インピーダンスを右手系の線路で表現した回路であり、インダクタＬＲ１とインダクタＬＲ２とキャパシタＣＲから構成される。
　空間との結合の等価回路１１２は、アンテナ素子１１０のサイズと形状に依存し、アンテナ素子１１０と空間との結合によるインピーダンスを表現する回路である。等価回路１１２は、キャパシタＣ０と、基準インピーダンスＲ０と、インダクタＬ０から構成され、インダクタンスＬ２に並列に接続される回路である。
　図５に示すように、給電点１６０には、シリーズインダクタＬ１とシリーズキャパシタＣ１との直列回路の一端が接続される。
　シリーズインダクタＬ１とシリーズキャパシタＣ１との直列回路の他端には、アンテナ素子の等価回路１１１を構成するインダクタＬＲ１の一端が接続される。インダクタＬＲ１の他端には、キャパシタＣＲの一端とインダクタＬＲ２の一端が接続される。キャパシタＣＲの他端は、接地部１５０に接続される。
　シャントインダクタＬ２の一端は、アンテナ素子の等価回路１１１のインダクタＬＲ２の他端に接続される。シャントインダクタＬ２の他端は、接地部１５０に接続される。
　空間との結合の等価回路１１２のキャパシタＣ０の一端が、インダクタＬＲ２の他端とシャントインダクタＬ２の一端との接続点に接続される。キャパシタＣ０の他端には、インダクタＬ０の一端と基準インピーダンスＲ０の一端が接続される。インダクタＬ０の他端と基準インピーダンスＲ０の他端は、接地部１５０に接続される。
　アンテナ素子の等価回路１１１におけるインダクタＬＲ１のインダクタンス、インダクタＬＲ２のインダクタンス、キャパシタＣＲのキャパシタンスは、アンテナ素子１１０のサイズと形状にほぼ依存し、アンテナ素子１１０の形状とサイズが定まるとほぼ定まる。アンテナ素子１１０のサイズ（Ｄ１，Ｗ１）と各インダクタＬＲ１，ＬＲ２のインダクタンス、キャパシタＣＲのキャパシタンスの例を図６乃至図８に示す。
　また、空間との結合の等価回路１１２における基準インピーダンスＲ０の値は、アンテナ素子１１０のサイズと形状に依存する。この基準インピーダンスＲ０の値は、給電点１６０に目的の周波数の電圧を印加したときに、印加した電圧と流れる電流の比を表すインピーダンスの実成分に相当する。
　なお、本実施例では、目的の周波数は、２．５ＧＨｚと５．５ＧＨｚである。
　アンテナ素子１１０のサイズ（Ｄ１，Ｗ１）と基準インピーダンスＲ０の関係を図９に示す。
　また、空間との結合の等価回路１１２におけるキャパシタＣ０のキャパシタンスとインダクタＬ０のインダクタンスは、アンテナ素子１１０を内包する球の半径ａと基準インピーダンスＲ０に依存し、式（１）と（２）で表される。
　Ｃ０＝ａ／（ｃ×Ｒ０）　　・・・（１）
　Ｌ０＝（ａ×Ｒ０）／ｃ　　・・・（２）
　ここで、Ｃ０：キャパシタＣ０のキャパシタンス［Ｆ］
　　　　　Ｌ０：インダクタＬ０のインダクタンス［Ｈ］
　　　　　Ｒ０：基準インピーダンスＲ０の抵抗値［Ω］
　　　　　ａ：アンテナ素子を内包する球の半径［ｍ］
　　　　　ｃ：光速［ｍ／ｓ］
　このように、アンテナ素子の等価回路１１１と、空間との結合の等価回路１１２とは共にアンテナ素子１１０の形状とサイズに依存する。従って、アンテナ素子１１０の形状とサイズとを決定することにより、アンテナ素子の等価回路１１１と、空間との結合の等価回路１１２がほぼ定まる。
　次に、上記物理的構成及び電気的構成を有する複数周波アンテナ１の反射損失の周波数特性について説明する。
　複数周波アンテナ１の反射損失の周波数特性を図１０に示す。この特性は、アンテナ素子１１０の幅Ｗ１を３．０ｍｍで奥行Ｄ１を８．０ｍｍに、シャントインダクタＬ２（１２０）のインダクタンスを５．１ｎＨ、シリーズキャパシタＣ１のキャパシタンスを０．１６ｐＦ、シリーズインダクタＬ１（１４０）のインダクタンスを５．７ｎＨに、設定したときの反射損失の周波数特性である。
　なお、アンテナ素子１１０の幅Ｗ１が３．０ｍｍ、奥行Ｄ１が８．０ｍｍであるときのアンテナ素子の等価回路１１１および空間との結合の等価回路１１２の各インダクタのインダクタンス及びキャパシタのキャパシタンスは、上述した図６～図９及び式（１）、（２）により求められる。
　また、図１０の横軸は周波数（ＧＨｚ）、縦軸は反射損失Ｓ１１（ｄＢ）を示す。
　図１０に示すように、この特性では、２．５ＧＨｚ付近と、５．５ＧＨｚ付近の２つの周波数帯で、Ｓ１１が－１０ｄＢ以下になっている。２．５ＧＨｚ付近ではおよそ１００ＭＨｚの帯域幅で－１０ｄＢを下回り、５．５ＧＨｚ付近ではおよそ８００ＭＨｚの帯域幅で－１０ｄＢを下回っている。従って、複数周波アンテナ１は、２．５ＧＨｚと５．５ＧＨｚの２つの周波数において、十分な利得を得ることができる複数周波アンテナとして機能する。
　以上説明したように、本発明の第１の実施形態によれば、単一のアンテナ素子１１０を用いて、所望の複数の周波数に対して通信を行うことができる複数周波アンテナを提供できる。
　以上で説明をした構成例では、２．５ＧＨｚと５．５ＧＨｚの２つの周波数帯に利得が得られる構成を示した。この実施形態は、これに限定されない。任意の２つの周波数帯の組み合わせに対応可能である。
　ここで、前述のように、アンテナ素子１１０の等価回路１１１及び空間との結合の等価回路１１２の素子定数は、アンテナ素子１１０のサイズよって自動的に定まる。このため、アンテナ素子１１０のサイズにより定まる各素子定数を考慮し、目的とする複数の周波数近傍に共振点が発生するように、シャントインダクタＬ２（１２０）のインダクタンス、シリーズキャパシタＣ１のキャパシタンス、シリーズインダクタＬ１（１４０）のインダクタンス、を適宜設定することにより、任意の複数の周波数帯で十分な利得を得ることができる。
　また、アンテナ素子１１０のサイズを変更可能な場合には、目的とする複数の周波数の近傍に共振点が発生するように、アンテナ素子１１０のサイズにより定まる各素子定数と、シャントインダクタＬ２（１２０）のインダクタンス、シリーズキャパシタＣ１のキャパシタンス、シリーズインダクタＬ１（１４０）のインダクタンス、とを適宜設定すればよい。
　（実施形態２）
　上記実施形態１では、アンテナ素子１１０の形状は長方形であった。長方形のアンテナ素子１１０は、製造が容易である反面、アンテナ素子１１０のインピーダンス並びに空間との結合によるインピーダンスの値の調整が難しいという問題点がある。
　以下、この問題を解決しうる実施形態２に係る複数周波アンテナ２を説明する。
　実施形態２に係る複数周波アンテナ２は、図１１に平面図、図１２に底面図を示すように、アンテナ素子２１０が、開放端側の幅が給電点側の幅より広い扇形に形成されている。その他の構成は、第１実施形態の複数周波アンテナ１と同一である。
　複数周波アンテナ２の等価回路は、図５に示す等価回路と同一である。
　ただし、シリーズインダクタＬ１（１４０）のインダクタンスは３．７０ｎＨで、シリーズキャパシタＣ１のキャパシタンスは０．１６９ｐＦ、シャントインダクタＬ２（１２０）のインダクタンスは４．７８ｎＨに設定されている。
　扇形のアンテナ素子２１０の中心角θと、基準インピーダンスＲ０、インダクタＬＲ１，ＬＲ２のインダクタンス、キャパシタＣＲのキャパシタンスとの関係を図１３に示す。ここで、扇形のアンテナ素子２１０は、長さＤ２を８ｍｍ、給電点側の幅Ｗ２を２ｍｍとする。
　図１３から明らかなように、基準インピーダンスＲ０は、中心角θが小さい場合は同一サイズの長方形のアンテナ素子１１０の基準インピーダンスＲ０と同等であるが、中心角θを大きくするに従って小さくなる。また、中心角θが大きくなるに従って、インダクタＬＲ１とＬＲ２のインダクタンスも小さくなる。また、空間との結合の等価回路１１２におけるインダクタＬ０のインダクタンスは基準インピーダンスＲ０に比例し、一方、キャパシタＣ０のキャパシタンスは基準インピーダンスＲ０に反比例する。
　一般に、キャパシタに比べ、インダクタの方が電力の損失が大きい。このため、基準インピーダンスＲ０が低くなることによって、空間との結合の等価回路１１２全体の電力損失が低下する。つまり、中心角θを調整することで、損失を小さくできる。そこで、複数周波アンテナ２のサイズから許容される範囲内で、中心角θを大きくすることが望ましい。
　上記の様に調整された複数周波アンテナ２の反射損失の周波数特性を図１４に示す。
　この特性は、アンテナ素子２１０の給電点側の幅Ｗ２を２．０ｍｍ、奥行Ｄ２を８．０ｍｍ、中心角θを６０°、シリーズインダクタＬ１（１４０）のインダクタンスを３．７０ｎＨ、シリーズキャパシタＣ１のキャパシタンスを０．１６９ｐＦ、シャントインダクタＬ２（１２０）のインダクタンスを４．７８ｎＨに設定したときの反射損失の周波数特性である。
　図１４の横軸は周波数（ＧＨｚ）で、縦軸は反射損失を示すＳ１１（ｄＢ）である。
　図１４に示す周波数特性では、反射損失Ｓ１１は、２．５ＧＨｚ付近ではおよそ１００ＭＨｚの帯域幅で－１０ｄＢを下回り、５．５ＧＨｚ付近ではおよそ８００ＭＨｚの帯域幅で－１０ｄＢを下回っている。従って、複数周波アンテナ２は、２．５ＧＨｚと５．５ＧＨｚの２つの周波数において、十分な利得を得ることができる。
　以上説明したとおり、本発明の第２の実施形態によれば、単一のアンテナ素子を用いて低損失で複数の周波数帯域の無線信号を送受信する複数周波アンテナ２を提供することができる。
　しかも、扇型の中心角θを調整することで、損失を調整することができる。
　以上で説明をした構成例では、２．５ＧＨｚと５．５ＧＨｚの２つの周波数帯に利得が得られる構成を示した。この実施形態は、これに限定されない。任意の２つの周波数帯の組み合わせに対応可能である。
　即ち、アンテナ素子の等価回路１１１及び空間との結合の等価回路１１２の素子定数は、アンテナ素子２１０のサイズと中心角θよって自動的に定まる。このため、アンテナ素子２１０のサイズと中心角θにより定まる各素子定数を考慮し、目的とする複数の周波数近傍に共振点が発生するように、シャントインダクタＬ２（１２０）のインダクタンス、シリーズキャパシタＣ１のキャパシタンス、シリーズインダクタＬ１（１４０）のインダクタンス、を適宜設定することにより、任意の複数の周波数帯で十分な利得を得ることができる。
　また、アンテナ素子２１０のサイズと中心角θを変更可能な場合には、損失と許容最大サイズを考慮してアンテナ素子２１０のサイズと中心角とを設定し、目的とする複数の周波数の近傍に共振点が発生するように、アンテナ素子２１０のサイズにより定まる各素子定数を考慮しつつ、シャントインダクタＬ２（１２０）のインダクタンス、シリーズキャパシタＣ１のキャパシタンス、シリーズインダクタＬ１（１４０）のインダクタンス、とを適宜設定すればよい。
　また、例えば、上記実施の形態では、アンテナ素子２１０は扇形であったが、給電点側に対して開放端側の幅が広がっていれば良く、三角形や台形等であってもよい。
　本発明は、上記実施形態１及び２に限定されず、種々の変形及び応用が可能である。
　例えば、本発明の複数周波アンテナの構成は、図１～４、図１１，１２に示す構成に限定されない。
　例えば、実施形態１と２では、コンデンサ用導体１３０とシリーズインダクタ１４０の一端とをビア１３５により接続したが、ビア１３５を取り除き、コンデンサ用導体１３０とシリーズインダクタ１４０とを、それらの間の容量で結合してもよい。
　また、上記実施の形態では、２つの周波数帯に共振点（動作点）を有する複数周波アンテナの構成例を示したが、本願発明は、３つ以上の周波数帯に共振点を有する複数周波アンテナにも適用可能である。例えば、図１５に示すように、元の回路に任意のＬＣ共振回路を構成する素子（図では、Ｃｎ１、Ｌｎ１，Ｌｎ２）を追加することで、３つ以上の共振点を有し、図１６に示すように、３つ以上の周波数帯に十分な利得を有する複数周波アンテナを実現することができる。
　また、上記実施形態では、線路（回路パターン）によってインダクタおよびコンダクタなどを構成したが、例えば、チップ部品などによって一部又は全てのインダクタおよびコンダクタなどを構成しても良い。図１５に示す回路の各回路要素を、例えば、図１７に示すように、複数のチップ部品Ｃ１，Ｌ１，Ｌ２，Ｃｎ１，Ｌｎ１，Ｌｎ２を基板１００上に配置し、これらを低インピーダンスの線路で接続することにより、回路を構成してもよい。
　また、実施の形態１と２では、回路を基板１００の一方の主面と他方の主面に配置したが、図１７に例示したように、一方の主面のみに配置するようにしてもよい。回路をパターンで構成する場合も同様である。
　また、上記実施形態では、回路素子は、所定の物理的特性値（インダクタンス、キャパシタンス）を有したが、回路素子を、物理特性値を調整する機能をもったアクティブなものに変更し、アンテナ素子からの反射信号をフィードバックすることによりチューニングするように構成してもよい。
　この場、例えば、図１８に示すように、給電点１６０に接続された可変周波数発信器（Ｏ．Ｓ．Ｃ）３１１と、目的周波数に通過帯域を有する複数のバンドパスフィルタ（Ｂ．Ｐ．Ｆ）３１２と、コンパレータ３１３、制御部（ＣＯＮ）３１４を、追加する。また、シリーズキャパシタＣ１とＣｎ１をバリキャップ（バラクタ）から構成する。この場合、制御部３１４は、発信周波数をスキャンさせるよう可変周波数発信器３１１を制御し、このときの反射波のレベルをバンドパスフィルタ３１２の通過信号と基準電圧とをコンパレータ３１３に比較させることにより判別する。そして、目的周波数で十分な特性が得られない場合に、例えば、バリキャップＣ１，Ｃｎ１の容量を制御することにより、共振点の位置を調整する処理を、適宜繰り返す。なお、各インダクタのインダクタンスを制御部３１４の制御で変更できるように構成してもよい。
　この構成によれば、自動的に所望の周波数に対して適切な利得を有することができるようにアンテナを調整できる。
　上記実施の形態では、誘電体の基板上に回路素子を配置する構成例を示したが、各回路素子を保持できるならば、基板は配置しなくてもよい。
　本出願は、２００９年７月３１日に出願された日本国特許出願２００９－１８０００９号に基づく。本明細書中に日本国特許出願２００９－１８０００９号の明細書、特許請求の範囲、図面全体を参照として取り込むものとする。
　本発明の複数周波アンテナは、無線通信に使用可能である。
１，２　　　複数周波アンテナ
１００　　　基板
１１０　　　アンテナ素子
１１５　　　ビア
１２０　　　シャントインダクタ
１３０　　　コンデンサ用導体
１３５　　　ビア
１４０　　　シリーズインダクタ
１５０　　　接地部
１５１，１５２　　　グランド導体
１５３　　　ビア
１６０　　　給電点
２１０　　　アンテナ素子
３１１　　　可変周波数発信器
３１２　　　バンドパスフィルタ
３１３　　　コンパレータ
３１４　　　制御部

Claims (8)

  1. 　アンテナ素子と、
    　前記アンテナ素子と接地部とを接続する第１のインダクタと、
    　給電点と、
    　前記給電点と前記アンテナ素子とを接続する、第２のインダクタとキャパシタとの直列回路と、
    　を備えることを特徴とする複数周波アンテナ。
  2. 　前記第１と第２のインダクタのインダクタンス及び前記キャパシタのキャパシタンスは、複数の共振周波数を生成する値を有する、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の複数周波アンテナ。
  3. 　前記アンテナ素子は、長方形又は開放端側の幅が給電点側の幅より広くなっている構成を有する、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の複数周波アンテナ。
  4. 　誘電体板をさらに備え、
    　前記アンテナ素子は、前記誘電体板の一面に形成され、
    　前記第１のインダクタは、前記誘電体板の他面に配置され、ビアを介して前記アンテナ素子に接続され、
    　前記キャパシタは、前記アンテナ素子の一部と、前記誘電体板の他面に配置され、前記アンテナ素子の一部に対向する導電体と、間の誘電体板とから構成され、
    　前記第２のインダクタは、前記誘電体板の一面に配置され、前記キャパシタと前記給電点との間に接続されている、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の複数周波アンテナ。
  5. 　前記第２のインダクタは、ビア又は容量結合により前記導電体に接続されている、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の複数周波アンテナ。
  6. 　前記第１のインダクタと、前記第２のインダクタと、前記キャパシタとの少なくとも１つは、回路部品から構成される、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の複数周波アンテナ。
  7. 　前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとの少なくとも１つは、線路から構成される、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の複数周波アンテナ。
  8. 　前記第１のインダクタと前記第２のインダクタと前記キャパシタの少なくとも１つの素子定数を調整する調整手段をさらに備える、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の複数周波アンテナ。
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