WO2010098075A1 - 送信方法、受信方法及び通信方法 - Google Patents

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WO2010098075A1
WO2010098075A1 PCT/JP2010/001190 JP2010001190W WO2010098075A1 WO 2010098075 A1 WO2010098075 A1 WO 2010098075A1 JP 2010001190 W JP2010001190 W JP 2010001190W WO 2010098075 A1 WO2010098075 A1 WO 2010098075A1
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signal
bit sequence
bit
node
reception
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衣斐信介
三瓶政一
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国立大学法人大阪大学
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    • H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
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    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0032—Distributed allocation, i.e. involving a plurality of allocating devices, each making partial allocation
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    • H04W84/00—Network topologies
    • H04W84/18—Self-organising networks, e.g. ad-hoc networks or sensor networks

Definitions

  • the present invention relates to a transmission method, a reception method, and a communication method, and in particular, transmits a signal generated by multiplexing a plurality of coded bit sequences, receives the transmitted signal, and receives a plurality of original coded bits.
  • the present invention relates to a communication method for extracting a sequence.
  • the node existing between them can be used as a repeater to build a cooperative relationship and reduce the distance.
  • Multi-hop transmission that suppresses the reduction of the received signal power level due to it has attracted attention.
  • this multi-hop transmission can improve the received signal power level, it carries a penalty that it is necessary to transmit a plurality of packets including the same information in the network.
  • Non-patent Documents 1 and 2 For the purpose of reducing the number of transmissions in the network, it is conceivable to apply network coding in which a plurality of packets are multiplexed on the same radio resource (Non-patent Documents 1 and 2). Further, network coding and channel coding are regarded as concatenated coding, and log detection ratio (LLR: Log Likelihood) is a soft decision value of transmission information detection probability by performing iterative detection processing based on the turbo principle. A method for obtaining a high diversity gain by combining (Ratio) has also been proposed (Non-patent Document 3).
  • Non-Patent Document 1 when the encoding described in Non-Patent Document 1 is applied, it is necessary to have a butterfly network configuration in order to establish an effective cooperative relationship.
  • Non-Patent Document 2 when the encoding described in Non-Patent Document 2 is applied, it is necessary that reception power reaching the destination node is in an equal relationship.
  • the network topology which is a precondition for these algorithms, needs a constraint condition with low flexibility. Therefore, there is a problem that the applicability in a realistic environment where nodes are randomly arranged is poor. In an environment where nodes are randomly scattered, the probability of satisfying such a constraint is not high.
  • the present invention can be applied to such a simple topology assuming an environment in which two information generation nodes communicate with one communication destination node without providing the above-described complicated network topology restrictions.
  • the present invention provides a transmission method, a reception method, and a communication method in which a cooperative relationship capable of obtaining a sufficient effect is established even in an environment where there is a difference in reception power level of a signal that has reached the destination node via two routes. Objective.
  • the transmission method of the present invention is directed to a receiving apparatus that repeatedly detects a log likelihood ratio of bits included in a signal point, from the first transmitting apparatus and the first transmitting apparatus.
  • a transmission method for transmitting a signal from a second transmission device located close to the reception device, wherein the first transmission device generates and generates a first signal by modulating a first bit sequence A first transmission step of transmitting a first signal to the second transmission device and the reception device; and the second transmission device receives the first signal and is included in the received first signal.
  • Logical operation step that generates a series When the second transmission device, wherein the generating a second signal by modulating the third bit sequence, the second signal generated, and a second transmission step of transmitting toward said receiving apparatus.
  • the first information (first bit sequence) to be transmitted by the first transmission device can be transmitted to the reception device via the second transmission device.
  • the second transmission device since the second transmission device performs a logical operation on the second information (second bit sequence) to be transmitted by the own device and the first information, the second transmission device does not increase the time slot. Multiple pieces of information can be transmitted.
  • power consumption can be suppressed as compared to the case where the first transmission device transmits the first information to the reception device alone.
  • the second transmission device In the logical operation step, the second transmission device generates the third bit sequence by calculating an exclusive OR of the first bit sequence and the second bit sequence for each bit. Also good.
  • the reception method of the present invention receives a first signal which is a signal attenuated while a signal generated by modulating a first bit sequence is propagated, and demodulates the received first signal.
  • the first bit sequence is received by receiving the second signal including the first bit sequence and the second bit sequence in an unrecoverable state and the first signal including the first bit sequence as incomplete information.
  • the sequence and the second bit sequence can be restored. This is because the LLR, which is reliability information calculated every time iterative calculation is performed, increases.
  • the first signal and the second signal are arranged in a rectangular arrangement with QPSK (Quadrature) in which the real component of the first signal is a real component and the real component of the second signal is an imaginary component.
  • the first bit sequence and the second bit sequence may be extracted by considering a log-likelihood ratio of the bit for each bit of the QPSK signal, assuming that the signal is a Phase Shift Keying signal.
  • the Euclidean distance between the signal points with respect to the first bit increases when the second bit of the two bits can be correctly decoded. . For this reason, it is possible to accurately restore each bit by performing repeated operations.
  • the Euclidean distance between signal points for the second bit does not change when the first bit can be correctly decoded.
  • the communication method of the present invention is a communication method for transmitting and receiving signals between a plurality of communication devices, wherein a first transmission device that is one of the plurality of communication devices modulates a first bit sequence.
  • a first reception step of extracting the first bit sequence included in the first bit sequence, and the second transmission device performs a logical operation on the first bit sequence extracted in the reception step and the second bit sequence for each bit
  • one of the plurality of communication devices A second receiving step of receiving a third signal, which is a signal attenuated while the first signal propagates, and demodulating the received third signal; and the receiving device receives the second signal
  • the first information (first bit sequence) to be transmitted by the first transmission device can be transmitted to the reception device via the second transmission device.
  • the second transmission device since the second transmission device performs a logical operation on the second information (second bit sequence) to be transmitted by the own device and the first information, the second transmission device does not increase the time slot.
  • One piece of information can be sent.
  • the second signal includes the first bit sequence and the second bit sequence in an unrecoverable state, but the receiving apparatus includes a first signal including the second signal and the first bit sequence as incomplete information.
  • the first bit sequence and the second bit sequence can be restored. This is because the reliability information calculated every time iterative calculation is performed increases.
  • power consumption can be suppressed as compared to the case where the first transmission device transmits the first information to the reception device alone.
  • a communication device located at a position shorter than a distance between the first transmission device and the reception device and longer than a predetermined distance is determined as the second transmission device, and the predetermined distance is determined by the reception
  • an appropriate communication device can be selected as the second transmission device from among a plurality of communication devices, so that it is not necessary to use unnecessary power in the network without increasing time slots. .
  • a communication device located at a position longer than a distance between the second transmission device and the reception device and shorter than a predetermined distance is determined as the first transmission device, and the predetermined distance is determined as the reception distance. The longer the received SNR at the device, the longer it may be.
  • an appropriate communication device can be selected as the first transmission device from among a plurality of communication devices, so that it is not necessary to use unnecessary power in the network without increasing time slots. .
  • the present invention can also be applied to such a simple topology. Furthermore, even in an environment where there is a difference in received power level of a signal that has reached the destination node via two routes, it is possible to construct a cooperative relationship that can provide a sufficient effect.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating an example of a configuration of a BICM-ID transmitter and receiver according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing the arrangement rule of QPSK signal points.
  • Figure 3A is a diagram showing PER characteristics of an information bit sequence d 1.
  • Figure 3B is a diagram showing PER characteristics of an information bit sequence d 2.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a transmission scenario in a multi-user environment according to the second embodiment.
  • FIG. 5 is a block diagram illustrating an example of a configuration of a transmitter and a receiver that use the cooperative coding relay system according to the second embodiment.
  • FIG. 6A is a diagram showing PER characteristics of the information bit sequence d 1 in the conventional scenario 1.
  • FIG. 6B is a diagram illustrating the PER characteristics of the information bit sequence d 2 in the conventional scenario 1.
  • FIG. 7A is a diagram showing the PER characteristic of the information bit sequence d 1 in the conventional scenario 2.
  • FIG. 7B is a diagram showing the PER characteristic of the information bit sequence d 2 in the conventional scenario 2.
  • FIG. 8A is a diagram showing the PER characteristic of the information bit sequence d 1 in scenario 3 of the second embodiment.
  • Figure 8B is a diagram showing PER characteristics of an information bit sequence d 2 in the scenario 3 of the second embodiment.
  • FIG. 9 is a schematic diagram for explaining a method of determining a relay node according to the present embodiment.
  • FIG. 10 is a schematic diagram for explaining a method of determining a transmission node according to the present embodiment.
  • the communication system is a signal in which the log likelihood ratio of bits included in a signal point is repeatedly detected when received, and the signal point uses natural binary coding in a complex plane space.
  • This is a communication system using signals arranged in a rectangle. Specifically, on the transmission side, a QPSK signal using natural binary coding is generated by calculating an exclusive OR of two bit sequences. Then, on the receiving side, the original two bit sequences are extracted by repeatedly calculating the log likelihood ratio for each bit using the received QPSK signal.
  • a QPSK signal using gray coding with a square arrangement has the highest transmission efficiency from the viewpoint of the minimum Euclidean distance of signal points. This is correct when bit-interleaved coded modulation (BICM-ID: Bit Interleaved Coded Modulation-Interactive Detection) is applied, assuming that channel coding is used and repetitive signal detection is applied, but BICM-ID is applied. If you do, it does not always hold.
  • BICM-ID Bit Interleaved Coded Modulation-Interactive Detection
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of the transmitter 10 and the receiver 20 in the equivalent low-frequency system representation.
  • the transmitter 10 includes channel encoders 11 and 12, interleavers 13 and 14, a symbol mapping unit 15, and a transmission antenna 16.
  • the receiver 20 includes channel decoders 21 and 22, deinterleavers 23 and 24, a symbol demapping unit 25, a reception antenna 26, and interleavers 27 and 28.
  • the channel-coded information bit sequences are input to interleavers 13 and 14, respectively, and interleavers 13 and 14 generate encoded bit sequences c i (k), respectively.
  • the generated encoded bit sequence c i (k) is input to a symbol mapping unit 15 that is a modulator.
  • FIG. 2 shows QPSK signal point arrangement rules.
  • k means a discrete time index.
  • FIG. 2A is a diagram illustrating a configuration of the symbol mapping unit 15a using gray coding.
  • a BPSK (Binary PSK) baseband signal is generated by c i (k), each is weighted by coefficients ⁇ I ( ⁇ ) and ⁇ Q ( ⁇ ), and the in-phase and Transmission symbols are generated as orthogonal components.
  • FIG.2 (b) is a figure shown about the structure of the symbol mapping part 15b using natural binary coding.
  • the in-phase component is generated from c 1 (k) as in the case of the symbol mapping unit 15a (FIG. 2A), whereas the quadrature component is c 1 It is generated by calculating exclusive OR of (k) and c 2 (k).
  • FIG. 2C is a complex plan view showing an example of rectangular signal point arrangement. As shown in FIG. 2C, unlike the conventional gray coding, rectangular signal point arrangement based on the signal point angle ⁇ [rad] is allowed. In this case, the weighting coefficients of the in-phase and quadrature components are given by (Equation 1).
  • Es means energy per symbol.
  • FIG. 2D and FIG. 2E are diagrams showing signal point arrangement rules when gray coding and natural binary coding are used, respectively.
  • a transmission signal including the transmission symbol s (k) generated as described above is transmitted.
  • the signal is transmitted from the antenna 16 to the receiver 20 via the wireless communication path 30 and received by the receiving antenna 26.
  • the received symbol r (k) is given by (Equation 2).
  • ⁇ (k) is a Gaussian noise component having an average of 0 and a complex variance N 0 .
  • detection is repeatedly performed. Specifically, in iterative detection, a demodulator (symbol demapping unit 25) having a soft input / soft output (SfiSfo: Soft-input Soft-output) function and a decoder (communication channel decoders 21 and 22).
  • the external log likelihood ratio (LLR) is exchanged between them to improve the accuracy of bit detection.
  • the log likelihood ratio is one piece of information indicating the reliability of bits.
  • C q, i ⁇ ⁇ 0,1 ⁇ is C q, i gray in Gray coding
  • r (k)] of the coded bit is obtained by the marginalization shown in (Expression 6) by utilizing the prior probability of the symbol given by (Expression 4). Given.
  • the external LLR: ⁇ dem [c i (k)] output from the demodulator (symbol demapping unit 25) is defined by (Expression 8) based on (Expression 6).
  • Re [x] and Im [x] mean the real part and the imaginary part of the complex number x.
  • the external LLR: ⁇ dem [c i (k)] calculated by the demodulator (symbol demapping unit 25) is transmitted to the channel decoders 21 and 22 via the deinterleavers 23 and 24, respectively.
  • the posterior probabilities of the deinterleaved coded bits are calculated, interleaved by the interleavers 27 and 28, and then external LLR given by (Equation 3): ⁇ dec [c i (k)] is generated.
  • the external LLR (log likelihood ratio) is an example of reliability information indicating the reliability of bits.
  • each of the channel decoders 21 and 22 calculates the posterior probability of the information bit and determines the transmission bit.
  • the channel encoders 11 and 12 generate a code word of 1024 bits per packet by using an unorganized convolutional code having a coding rate of 1/2 and a constraint length of 4, and a channel decoder 21 And 22 perform decoding using Max-Log-MAP with a correction term.
  • the number of repetitions performed in the receiver 20 is set to once in the case of gray coding and eight times in the case of natural binary coding.
  • 3A and 3B show packet error rate (PER) characteristics for the information bit sequences d 1 and d 2 .
  • Figure 3A is a diagram showing PER characteristics of an information bit sequence d 1.
  • Figure 3B is a diagram showing PER characteristics of an information bit sequence d 2.
  • the angle on the horizontal axis is the angle ⁇ shown in FIG. 2C, that is, the angle between two symbols centered on the origin. Two symbols here are two symbols which form the short side of a rectangle among four symbols arranged in a rectangle.
  • the packet composed of d 1 and d 2 is caused by the Euclidean distance difference between the quadrature component and the in-phase component due to the rectangular arrangement of signal points.
  • PER there is a difference in PER.
  • the angle is 0 [rad]
  • the component of the packet of d 1 is 0, and the BPSK signal is assigned to the packet of total symbol energy d 2 .
  • the angle ⁇ is increased, the energy assigned to the packet d 2 is distributed to the packet d 1 , so that the detection accuracy of d 2 deteriorates while the PER of d 1 improves.
  • the angle ⁇ is 0.5 ⁇ [rad] since the signal points are arranged in a gray-coded square, the PERs of d 1 and d 2 have the same value. Show.
  • the relay device (second transmission device) receives the first signal transmitted from the transmission device (first transmission device) to the reception device, and the relay device receives the received signal.
  • Logical operation is performed on the first information (first bit sequence) included and the second information (second bit sequence) to be transmitted by the device itself.
  • the relay device transmits the third information (third bit sequence) generated by the logical operation to the receiving device as the second signal.
  • the receiving apparatus receives two signals (a first signal and a second signal) having a difference in power level, and regards the received signal as a QPSK signal in which signal points are arranged in a rectangular shape, thereby enabling the first embodiment.
  • the first information and the second information are restored from the two signals using the communication method shown in FIG.
  • the transmission quality can be easily grasped if the reduction of the received SNR affected by the distance attenuation is taken into account.
  • the transmission power needs to be 2 to the power of 2 to 3 times.
  • the power efficiency is low and energy saving is required.
  • FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the communication system of the present embodiment.
  • the communication system shown in the figure includes a U 1 node 40 that is an example of a first transmission device, a U 2 node 50 that is an example of a second transmission device, and a D node 60 that is an example of a reception device.
  • both ⁇ 1 (k) and ⁇ 2 (k) are Gaussian noise components having an average of 0 and a complex variance N 0 .
  • g means a reception power level difference caused by the distance difference, that is, a distance attenuation between U 1 and D normalized by a distance attenuation between U 2 and D. That is, the signal r 1 (k) is a signal power level that is attenuated while the signal generated at the U 2 node 50 is propagated relative to the signal attenuated while the signal generated at the U 1 node 40 is propagated. This is a signal obtained by applying noise to the signal normalized by.
  • s i (k) is considered to be a BPSK signal.
  • the receiver since s 1 (k) and s 2 (k) are transmitted at different times, the receiver receives the independently received signal as an in-phase component and a quadrature component at virtually the same timing.
  • the first signal (r 1 (k)) and the second signal (r 2 (k)) are represented by the real component of the first signal as the real component and the real component of the second signal as the imaginary component. It is regarded as a rectangularly arranged QPSK signal.
  • the first signal and the second signal received by the D node 60 can be regarded as a rectangularly arranged QPSK signal according to (Equation 15).
  • the channel encoder 41 performs channel encoding on d 1 , and the encoded bit sequence b 1 (k) via the interleaver 43 is converted into a BPSK modulator 45. BPSK modulation is performed. Then, the transmission antenna 46 transmits the signal modulated by the BPSK modulator 45 to the U 2 node 50 and the D node 60 as the transmission symbol s 1 (k).
  • the channel encoders 51 and 52 perform channel encoding on d 1 and d 2
  • the exclusive OR operation unit 57 performs encoding via the interleavers 53 and 54.
  • An encoded bit sequence b 2 (k) which is a bit sequence obtained by exclusive ORing bits, is output.
  • the BPSK modulator 55 performs BPSK modulation on the coded bit sequence b 2 (k).
  • the transmission antenna 56 transmits the signal modulated by the BPSK modulator 45 to the D node 60 as the transmission symbol s 2 (k).
  • d 1 which is one of the inputs of the U 2 node 50 is information to be transmitted to the D node 60 received from the U 1 node 40.
  • d 1 is correctly received at the U 2 node 50.
  • a feature of the configuration of the D node 60 that is a receiver is that the U 1 node 40 and the U 2 node 50 regard the transmission signal as one parallel-connected cooperative code and perform decoding thereof.
  • the D node 60 first, received symbols r 1 (k) and r 2 (k) having received power differences are received by the receiving antenna 66 and input to the BPSK demodulators 69 and 70 having the SfiSfo function, respectively.
  • the BPSK demodulators 69 and 70 calculate the external LLR shown in (Equation 16).
  • the channel decoders 61 and 62, the deinterleavers 63 and 64, the interleavers 67 and 68, and the cooperative decoder 65 shown in FIG. 5 are respectively connected to the channel decoders 21 and 22 shown in FIG. This corresponds to a part of the deinterleavers 23 and 24, the interleavers 27 and 28, and the symbol demapping unit 25.
  • FIG. 6A and FIG. 6B, FIG. 7A and FIG. 7B, and FIG. 8A and FIG. 8B show the PER characteristics of the information bit sequences d 1 and d 2 with respect to the received power level difference (normalized distance attenuation) g in each scenario. Shown for each indicated SNR. However, the definition of SNR legend is a received SNR between U 2 and D.
  • FIGS. 6A and 6B are diagrams showing the PER characteristics of the conventional scenario 1.
  • FIG. 6A since U 1 is located farther from D than U 2 , as shown in FIG. 6A, the characteristics of d 1 are subject to deterioration in detection accuracy depending on the power difference due to the distance difference. .
  • FIGS. 7A and 7B are diagrams showing the PER characteristics of the conventional scenario 2.
  • FIG. 7A and 7B since it depends only on the communication environment between U 2 and D, as shown in FIGS. 7A and 7B, PERs of d 1 and d 2 are the same. However, as mentioned above, there is a penalty that the required time slot increases.
  • FIGS. 8A and 8B are diagrams showing the PER characteristics of scenario 3 of the present embodiment. Looking at the characteristics of the proposed method in scenario 3 that does not require an increase in the required time slot, the received power higher than ⁇ 6 [dB] between U 1 and D is higher than the received power between U 2 and D. When obtained, there is almost no error in detecting the packet of d 1 as shown in FIG. 8A, and d 2 has the same characteristics as scenario 2 as shown in FIG. 8B. Therefore, the communication system of this embodiment can be applied.
  • FIG. 9 is a schematic diagram for explaining a method of determining a relay node according to the present embodiment. In the figure, it is assumed to transmit a signal to the D node from U 1 node. A circle drawn with a solid line is a communication node.
  • Conditions to be satisfied by the relay node is to first be able to accurately receive a signal from U 1 node. Therefore, (in the example shown in FIG. 9, four communication nodes) node included in a predetermined radius of the circle 81 centered on the U 1 node becomes a candidate. Radius at this time is determined by such power signals from U 1 node. For example, as the power of the signal from U 1 nodes is large, the radius becomes a large value.
  • the condition to be satisfied by the relay node is that it exists between a circle 82 with a radius ⁇ and a circle 83 with a radius 1 centered on the D node when the distance from the U 1 node to the D node is 1. is there. That is, the condition required for the relay node is that the distance between the relay node and the reception node is shorter than the distance between the transmission node and the reception node and longer than a predetermined distance.
  • the predetermined distance that is, the radius ⁇ is determined using FIGS. 8A and 8B.
  • the radius ⁇ is determined based on the relationship between the normalized distance attenuation and the packet error rate (PER) as shown in FIGS. 8A and 8B and the received SNR. Specifically, the greater the received SNR, the smaller the PER even if the normalized distance attenuation g is small (the true value of the normalized distance attenuation is small). That is, the radius ⁇ is determined to be a smaller value as the reception SNR is larger.
  • one of the two nodes shaded in the lower right direction of the oblique line as shown in FIG. 9 is determined as U 2 nodes.
  • a packet error rate of about 10 ⁇ 2 can be obtained in both FIGS. 8A and 8B even if the normalized distance attenuation is ⁇ 6 dB.
  • ⁇ is about 0.5
  • ⁇ is about 0.63.
  • FIG. 10 is a schematic diagram for explaining a method of determining a transmission node according to the present embodiment.
  • U 2 node shall in D node, relaying signals received from other nodes.
  • a circle drawn with a solid line is a communication node.
  • Conditions to be satisfied by transmitting node is that it can be accurately transmitted signals to U 2 nodes. Therefore, (in the example shown in FIG. 10, four communication nodes) node included in a predetermined radius of the circle 91 around the U 2 node becomes a candidate. Radius at this time is determined by such power signals from U 1 node. For example, as the power of the signal from U 1 nodes is large, the radius becomes a large value.
  • the condition required for the transmission node is that the distance between the transmission node and the reception node is longer than the distance between the relay node and the reception node and shorter than the predetermined distance.
  • one of the shaded three nodes in the lower right direction of the oblique line as shown in FIG. 10 is determined as U 2 nodes.
  • the predetermined distance that is, the radius ⁇ is determined using FIG. 8A and FIG. 8B similarly to FIG.
  • ⁇ is about 2
  • ⁇ is about 1.59.
  • ⁇ and ⁇ can be determined by measuring the received power level difference of the line.
  • the present invention aims at reducing the number of transmissions in a network in cooperative relay transmission under a multi-node relay environment, and uses the principle of iterative detection of BICM-ID for relay transmission using cooperative coding.
  • the BPSK modulation method is used in the transmission device (U 1 node) and the relay device (U 2 node), but other modulation methods may be used. However, it is desirable that the transmission apparatus (U 1 node) and the relay apparatus (U 2 node) use the same modulation method.
  • the exclusive OR operation is used when generating a natural binary encoded QPSK signal from two pieces of information, but other logical operations may be used. Specifically, when at least one bit among a plurality of bits included in a signal point arranged in the complex plane space is determined by an iterative operation when received, it is between the other signal points.
  • the signal points may be arranged so that the Euclidean distance is shortened.
  • the present invention can be applied to a multi-user relay communication environment in standardization of a next-generation wireless communication system or a wireless distributed ad hoc network based on a wireless LAN.

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  • Radio Relay Systems (AREA)

Abstract

　２つの情報生起ノードが１つの通信宛先ノードに対して通信する環境を想定し、このような簡易なトポロジーにおいても適用可能であり、２ルートを経て宛先ノードに到達した信号の受信電力レベル差が存在する環境においても、十分な効果が得られる協力関係を構築する。　本発明に係る送信方法は、信号点に含まれるビットの対数尤度比を繰り返し検出するＤノード（６０）に向けて、Ｕ１ノード（４０）と、当該Ｕ１ノード（４０）よりＤノード（６０）に近いＵ２ノード（５０）とから信号を送信する送信方法であって、Ｕ１ノード（４０）が第１ビット系列を変調することで第１信号を生成し、生成した第１信号を送信し、Ｕ２ノード（５０）が第１信号を受信し、第２ビット系列と、受信した第１信号に含まれる第１ビット系列とを論理演算することで第３ビット系列を生成し、生成した第３ビット系列を変調することで第２信号を生成し、生成した第２信号を送信する。

Description

送信方法、受信方法及び通信方法
　本発明は、送信方法、受信方法及び通信方法に関し、特に、複数の符号化ビット系列を多重化することで生成した信号を送信し、送信された信号を受信し、元の複数の符号化ビット系列を抽出する通信方法に関する。
　現在、無線通信ネットワークにマルチノードが遍在する環境において、各ノードが通信宛先ノードに対して、直接かつ独立に通信を行う形態ではなく、複数ノードが協力し合うことで、ネットワーク全体で見たスループットを改善する手法の検討が盛んに行われている。
　情報生起ノードと通信宛先ノードとの間の距離が遠く、十分な受信信号電力レベルが確保できない場合、それらの間に存在するノードを中継器として活用することで、協力関係を築き、距離減衰に起因する受信信号電力レベルの低下を抑えるマルチホップ伝送が注目を集めている。しかし、このマルチホップ伝送によれば、受信信号電力レベルの改善は図れるものの、ネットワーク内で同一情報を含むパケットを複数送信する必要があるというペナルティーを背負う。
　ネットワーク内における送信回数の削減を目的として、複数パケットを同一無線リソースに多重をするネットワーク符号化の適用が考えられる（非特許文献１及び２）。また、ネットワーク符号化と通信路符号化とを連接符号化とみなし、ターボ原理に基づき繰り返し検出処理を施すことで、送信情報の検出確率の軟判定値である対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ　Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｒａｔｉｏ）の合成を行い、高いダイバーシチ利得を得る手法も提案されている（非特許文献３）。
R. Ahlswede, N. Cai, S.-Y. R. Li, and R. W. Yeung, "Networkinformation flow", IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 46, no. 4, pp. 1024-1216, July 2000. Y. D. Chen, S. Kishore, and J. Li, "Wireless diversity through network coding", in Proc. WCNC '06, vol. 3, Las Vegas, NV, USA, Apr. 2006, pp. 1681-1686. S. L. Zhang, Y. Zhu, S. C. Liew, and K. B. Letaief, "Joint design of network coding and channel decoding for wireless networks", in Proc. WCNC '07, Hong Kong, Mar. 2007, pp. 779-784.
　しかしながら、上記従来技術には、以下のような課題がある。
　例えば、非特許文献１に記載された符号化を適用する場合、効果的な協力関係を築くためには、バタフライネットワーク構成であることが必要となる。また、非特許文献２に記載された符号化を適用する場合、宛先ノードに届く受信電力が等しい関係にあることが必要となる。
　このように、上記従来技術では、それらアルゴリズムにおける前提条件となるネットワークトポロジーに柔軟性の乏しい制約条件が必要となる。そのため、ノードがランダムに配置されている現実的環境での適用性に乏しいという問題がある。ノードがランダムに散在する環境では、そのような制約を満たす確率は高くはない。
　そこで、本発明は、上述した複雑なネットワークトポロジーの制約を設けることなく、２つの情報生起ノードが１つの通信宛先ノードに対して通信する環境を想定し、このような簡易なトポロジーにおいても適用可能であり、２ルートを経て宛先ノードに到達した信号の受信電力レベル差が存在する環境においても、十分な効果が得られる協力関係が構築された送信方法、受信方法及び通信方法を提供することを目的とする。
　上記従来技術の課題を解決するため、本発明の送信方法は、信号点に含まれるビットの対数尤度比を繰り返し検出する受信装置に向けて、第１送信装置と、当該第１送信装置より前記受信装置に近い位置に位置する第２送信装置とから信号を送信する送信方法であって、前記第１送信装置が、第１ビット系列を変調することで第１信号を生成し、生成した第１信号を、前記第２送信装置と前記受信装置とに向けて送信する第１送信ステップと、前記第２送信装置が、前記第１信号を受信し、受信した第１信号に含まれる前記第１ビット系列を抽出する受信ステップと、前記第２送信装置が、前記受信ステップで抽出された第１ビット系列と、第２ビット系列との論理演算をビット毎に行うことで、第３ビット系列を生成する論理演算ステップと、前記第２送信装置が、前記第３ビット系列を変調することで第２信号を生成し、生成した第２信号を、前記受信装置に向けて送信する第２送信ステップとを含む。
　これにより、第１送信装置が送信すべき第１情報（第１ビット系列）を、第２送信装置を介して受信装置に送信することができる。このとき、第２送信装置は、自装置が送信すべき第２情報（第２ビット系列）と第１情報とを論理演算するので、第２送信装置は、時間スロットを増加させることなく、２つの情報を多重送信することができる。また、第１送信装置が単独で受信装置に第１情報を送信する場合に比べて消費電力を抑制することができる。
　また、前記論理演算ステップでは、前記第２送信装置が、前記第１ビット系列と前記第２ビット系列との排他的論理和をビット毎に算出することで、前記第３ビット系列を生成してもよい。
　また、本発明の受信方法は、第１ビット系列を変調することで生成された信号が伝播する間に減衰した信号である第１信号を受信し、受信した第１信号を復調する第１受信ステップと、前記第１ビット系列と第２ビット系列との論理演算をビット毎に行うことで生成された第３ビット系列を変調することで生成された第２信号を受信し、受信した第２信号を復調する第２受信ステップと、前記第１受信ステップで復調された第１信号と前記第２受信ステップで復調された第２信号とを用いて、ビット毎に、当該ビットの信頼度を示す信頼度情報を繰り返し算出することで、前記第１ビット系列と前記第２ビット系列とを抽出する繰り返し演算ステップとを含む。
　これにより、第１ビット系列と第２ビット系列とを復元不可能な状態で含む第２信号と、第１ビット系列を不完全な情報として含む第１信号とを受信することで、第１ビット系列と第２ビット系列とを復元することができる。なお、これは、繰り返し演算を行う度に算出される信頼度情報であるＬＬＲが高まるためである。
　また、前記繰り返し演算ステップでは、前記第１信号と前記第２信号とを、前記第１信号の実数成分を実数成分、前記第２信号の実数成分を虚数成分とする長方形配置されたＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）信号とみなして、当該ＱＰＳＫ信号のビット毎に、当該ビットの対数尤度比を繰り返し算出することで、前記第１ビット系列と前記第２ビット系列とを抽出してもよい。
　これにより、２ビットで形成される信号点を複素平面空間に長方形配置することで、２ビットのうち２ビット目が正しく復号できたときに、１ビット目に対する信号点間のユークリッド距離が増加する。このために、繰り返し演算を行うことで各ビットを正確に復元することができる。ただし、１ビット目が正しく復号できたときに、２ビット目に対する信号点間のユークリッド距離は変化しないことに注意されたい。
　また、本発明の通信方法は、複数の通信装置間で信号を送受信する通信方法であって、前記複数の通信装置の１つである第１送信装置が、第１ビット系列を変調することで第１信号を生成し、生成した第１信号を送信する第１送信ステップと、前記複数の通信装置の１つである第２送信装置が、前記第１信号を受信し、受信した第１信号に含まれる前記第１ビット系列を抽出する第１受信ステップと、前記第２送信装置が、前記受信ステップで抽出された第１ビット系列と、第２ビット系列との論理演算をビット毎に行うことで、第３ビット系列を生成する論理演算ステップと、前記第２送信装置が、前記第３ビット系列を変調することで第２信号を生成し、生成した第２信号を送信する第２送信ステップと、前記複数の通信装置の１つである受信装置が、前記第１信号が伝播する間に減衰した信号である第３信号を受信し、受信した第３信号を復調する第２受信ステップと、前記受信装置が、前記第２信号を受信し、受信した第２信号を復調する第３受信ステップと、前記受信装置が、前記第２受信ステップで復調された第３信号と前記第３受信ステップで復調された第２信号とを用いて、ビット毎に、当該ビットの信頼度を示す信頼度情報を繰り返し算出することで、前記第１ビット系列と前記第２ビット系列とを抽出する繰り返し演算ステップとを含み、前記第２送信装置は、前記第１送信装置より前記受信装置に近い位置に位置する。
　これにより、第１送信装置が送信すべき第１情報（第１ビット系列）を、第２送信装置を介して受信装置に送信することができる。このとき、第２送信装置は、自装置が送信すべき第２情報（第２ビット系列）と第１情報とを論理演算するので、第２送信装置は、時間スロットを増加させることなく、２つの情報を送信することができる。第２信号は、第１ビット系列と第２ビット系列とを復元不可能な状態で含んでいるが、受信装置は、この第２信号と、第１ビット系列を不完全な情報として含む第１信号とを受信することで、第１ビット系列と第２ビット系列とを復元することができる。なお、これは、繰り返し演算を行う度に算出される信頼度情報が高まるためである。また、第１送信装置が単独で受信装置に第１情報を送信する場合に比べて消費電力を抑制することができる。
　また、前記第１送信装置と前記受信装置との間の距離より短く、所定の距離より長くなる位置に位置する通信装置が、前記第２送信装置として決定され、前記所定の距離は、前記受信装置における受信ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ　ｔｏ　Ｎｏｉｓｅ　ｐｏｗｅｒ　Ｒａｔｉｏ）が大きいほど短くてもよい。
　これにより、複数の通信装置の中から適切な通信装置を第２送信装置として選択することができるので、ネットワーク内で、時間スロットを増加させることなく、かつ、無駄な電力を利用しなくて済む。
　また、前記第２送信装置と前記受信装置との間の距離より長く、所定の距離より短くなる位置に位置する通信装置が、前記第１送信装置として決定され、前記所定の距離は、前記受信装置における受信ＳＮＲが大きいほど長くてもよい。
　これにより、複数の通信装置の中から適切な通信装置を第１送信装置として選択することができるので、ネットワーク内で、時間スロットを増加させることなく、かつ、無駄な電力を利用しなくて済む。
　本発明によれば、複雑なネットワークトポロジーの制約を設けることなく、２つの情報生起ノードが１つの通信宛先ノードに対して通信する環境を想定すると、このような簡易なトポロジーにおいても適用可能である。さらに、２ルートを経て宛先ノードに到達した信号の受信電力レベル差が存在する環境においても、十分な効果が得られる協力関係を構築することができる。
図１は、実施の形態１のＢＩＣＭ－ＩＤの送信機及び受信機の構成の一例を示すブロック図である。 図２は、ＱＰＳＫの信号点の配置規則を示す図である。 図３Ａは、情報ビット系列ｄ１のＰＥＲ特性を示す図である。 図３Ｂは、情報ビット系列ｄ２のＰＥＲ特性を示す図である。 図４は、実施の形態２のマルチユーザ環境の伝送シナリオの一例を示す図である。 図５は、実施の形態２の協力型符号化中継方式を用いた送信機及び受信機の構成の一例を示すブロック図である。 図６Ａは、従来のシナリオ１における情報ビット系列ｄ１のＰＥＲ特性を示す図である。 図６Ｂは、従来のシナリオ１における情報ビット系列ｄ２のＰＥＲ特性を示す図である。 図７Ａは、従来のシナリオ２における情報ビット系列ｄ１のＰＥＲ特性を示す図である。 図７Ｂは、従来のシナリオ２における情報ビット系列ｄ２のＰＥＲ特性を示す図である。 図８Ａは、実施の形態２のシナリオ３における情報ビット系列ｄ１のＰＥＲ特性を示す図である。 図８Ｂは、実施の形態２のシナリオ３における情報ビット系列ｄ２のＰＥＲ特性を示す図である。 図９は、本実施の形態の中継ノードを決定する方法を説明するための模式図である。 図１０は、本実施の形態の送信ノードを決定する方法を説明するための模式図である。
　（実施の形態１）
　実施の形態１では、本発明に係る送信方法、受信方法及び通信方法に用いられる通信方式について説明する。
　本実施の形態の通信方式は、受信されたときに信号点に含まれるビットの対数尤度比が繰り返し検出される信号であって、信号点が複素平面空間に自然二進符号化を用いて長方形配置される信号を用いた通信方式である。具体的には、送信側では、２つのビット系列の排他的論理和を算出することで自然二進符号化を用いたＱＰＳＫ信号を生成する。そして、受信側では、受信したＱＰＳＫ信号を用いて、ビット毎に対数尤度比を繰り返し算出することで、元の２つのビット系列を抽出する。
　上記通信方式の原理により、従来のような複雑なネットワークトポロジーの制約を設けることなく、２つの情報生起ノードが１つの通信宛先ノードに対して通信する環境を想定し、このような簡易なトポロジーにおいても適用可能であり、２ルートを経て宛先ノードに到達した信号の受信電力レベル差が存在する環境においても、十分な効果が得られる協力関係を構築することができる。
　なお、この協力関係構築において着目すべき点は、受信電力レベル差のある２ルートを経た受信信号が有するＬＬＲの関係が、信号点を長方形配置した際のＱＰＳＫ受信信号が有するＬＬＲの関係と等価な点である。この事実は、以下で説明する主題が長方形配置のＱＰＳＫ信号の信号検出問題と等価であることを示唆している。
　一般的には、正方形配置のグレイ符号化を用いたＱＰＳＫ信号が、信号点の最小ユークリッド距離の観点から最も伝送効率が優れていると考えられている。これは、通信路符号化の利用と繰り返し信号検出の適用を前提としたビットインターリーブ符号化変調（ＢＩＣＭ－ＩＤ：Ｂｉｔ　Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ　Ｃｏｄｅｄ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ－Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ　Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）を適用しない場合は正しいが、ＢＩＣＭ－ＩＤを適用する場合は必ずとも成り立たない。本実施の形態では、まず長方形配置により、繰り返し処理での信号検出の収束性が改善し、信号検出精度が増すことを説明する。
　まず、ＢＩＣＭ－ＩＤにおけるＱＰＳＫの信号点配置が伝送に与える影響について説明する。図１は、その等価低域系表現の送信機１０及び受信機２０の構成を示す図である。
　図１に示すように、送信機１０は、通信路符号化器１１及び１２と、インターリーバ１３及び１４と、シンボルマッピング部１５と、送信アンテナ１６とを備える。受信機２０は、通信路復号器２１及び２２と、デインターリーバ２３及び２４と、シンボルデマッピング部２５と、受信アンテナ２６と、インターリーバ２７及び２８とを備える。
　以下では、まず、送信機１０が備える処理部の動作について説明する。
　まず、通信路符号化器１１及び１２が、情報ビット系列ｄｉ（ｉ＝１，２）に対して、独立に通信路符号化を施す。通信路符号化された情報ビット系列は、インターリーバ１３及び１４にそれぞれ入力され、インターリーバ１３及び１４はそれぞれ、符号化ビット系列ｃｉ（ｋ）を生成する。生成された符号化ビット系列ｃｉ（ｋ）は、変調器であるシンボルマッピング部１５へと入力される。図２にＱＰＳＫの信号点配置規則を示す。ここで、ｋは離散時間インデックスを意味する。
　本実施の形態では、シンボルマッピング部１５は、自然二進符号化を用いる構成について説明する。ただし、以下では、比較のため、シンボルマッピング部１５がグレイ符号化を用いた場合の構成についても説明する。
　図２（ａ）は、グレイ符号化を用いたシンボルマッピング部１５ａの構成について示す図である。図２（ａ）に示すように、ｃｉ（ｋ）によってＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ　ＰＳＫ）ベースバンド信号が生成された後、それぞれが係数ωＩ（α）及びωＱ（α）により重み付けされ、同相及び直交成分として送信シンボルが生成される。
　一方、図２（ｂ）は、自然二進符号化を用いたシンボルマッピング部１５ｂの構成について示す図である。図２（ｂ）に示すように、同相成分がシンボルマッピング部１５ａ（図２（ａ））の場合と同様に、ｃ１（ｋ）から生成されるのに対して、直交成分は、ｃ１（ｋ）とｃ２（ｋ）との排他的論理和を演算することで生成される。
　また、図２（ｂ）に示すように自然二進符号化を用いた場合、隣接シンボルとのハミング距離の最大値が２である。これに対して、図２（ａ）に示すようにグレイ符号化を用いた場合、隣接シンボルとのハミング距離が常に１であることから、従来、グレイ符号化が多くのシステムに採用されてきた。
　しかしながら、自然二進符号化に対する見方を変えると、同相成分には、グレイ符号化と同様の信号点が適用されているのに対し、直交成分には、グレイ符号化において同相成分と直交成分とに割り当てられていた両ビットの排他的論理和が割り当てられているとも考えられる。また、この排他的論理和は、２つのビット間で符号化がなされていると考えることができ、本来、適切に復号を行うことができれば、符号化利得の向上に寄与するものである。
　また、図２（ｃ）は、長方形の信号点配置の一例を示す複素平面図である。図２（ｃ）に示すように、従来のグレイ符号化とは異なり、信号点角度α［ｒａｄ］を基準とした長方形の信号点配置も許容する。この場合、同相及び直交成分の重み係数は（式１）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ただし、Ｅｓは１シンボルあたりのエネルギーを意味している。
　図２（ｄ）及び図２（ｅ）はそれぞれ、グレイ符号化及び自然二進符号化を用いたときの信号点の配置規則を示す図である。これらの図に示すような配置規則に従って、４個の信号点Ｓｑ（ｑ＝０，…，３）は配置される。
　図２（ｄ）に示すように、グレイ符号化では、ｃ１（ｋ）及びｃ２（ｋ）が、それぞれＣｑ，１ ｇｒａｙ及びＣｑ，２ ｇｒａｙに一致する場合にＳｑを送信シンボルとする。一方、図２（ｅ）に示すように、自然二進符号化では、ｃ１（ｋ）及びｃ２（ｋ）が、それぞれＣｑ，１ ｎａｔ及びＣｑ，２ ｎａｔに一致する場合にＳｑを送信シンボルとする。
　図２（ｂ）に示すように、自然二進符号化では、排他的論理和演算が含まれているため、以上のようにして生成された送信シンボルｓ（ｋ）を含む送信信号が、送信アンテナ１６から無線通信路３０を介して、受信機２０に送信され、受信アンテナ２６によって受信される。
　続いて、受信機２０が備える処理部の動作について説明する。
　ここで、無線通信路３０は、ＡＷＧＮ（Ａｄｄｉｔｉｖｅ　Ｗｈｉｔｅ　Ｇａｕｓｓｉａｎ　Ｎｏｉｓｅ）通信路であることを仮定すると、受信シンボルｒ（ｋ）は（式２）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ただし、ν（ｋ）は平均０、複素分散Ｎ０のガウス雑音成分である。
　受信機２０では、繰り返し検出が実行される。具体的には、繰り返し検出では、軟入力／軟出力（ＳｆｉＳｆｏ：Ｓｏｆｔ－ｉｎｐｕｔ　Ｓｏｆｔ－ｏｕｔｐｕｔ）機能を有する復調器（シンボルデマッピング部２５）と復号器（通信路復号器２１及び２２）との間で、外部対数尤度比（ＬＬＲ）の交換を行い、ビット検出の精度を向上させる。なお、対数尤度比は、ビットの信頼度を示す情報の１つである。
　復調器（シンボルデマッピング部２５）は、通信路復号器２１及び２２のそれぞれの出力からフィードバックされている、（式３）で示される外部ＬＬＲに基づき、シンボルの事前確率Ｐｒ［ｓ（ｋ）＝Ｓｑ］を（式４）で算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ただし、Ｃｑ，ｉ∈｛０，１｝は、グレイ符号化ではＣｑ，ｉ ｇｒａｙ、自然二進符号化ではＣｑ，ｉ ｎａｔであり、符号化ビットの事前確率Ｐｒ［ｃｉ（ｋ）＝Ｃｑ，ｉ］は（式５）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　繰り返し検出では、（式４）で与えられるシンボルの事前確率を活用して、（式６）に示す周辺化により、符号化ビットの事後確率Ｐｒ［ｃｉ（ｋ）｜ｒ（ｋ）］が与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　ただし、ＡＷＧＮ通信路を仮定しているので、条件付き確率密度関数ｐ（ｒ（ｋ）｜Ｓｑ）は（式７）で与えられる。なお、本発明はＡＷＧＮ通信路に限定するものではなく、適切な確率密度関数を与えることで、他の通信路に対しても適用可能であることに注意されたい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　復調器（シンボルデマッピング部２５）が出力する外部ＬＬＲ：λｄｅｍ［ｃｉ（ｋ）］は、（式６）に基づき（式８）で定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　ここで、図２（ｄ）に示したグレイ符号化ＱＰＳＫにおける複素シンボルＳｑを、（式３）～（式６）に代入すると、（式８）は（式９）及び（式１０）のような簡単な形で求まる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ただし、Ｒｅ［ｘ］及びＩｍ［ｘ］は複素数ｘの実部と虚部を意味する。
　（式９）及び（式１０）に着目をすると、通信路復号器２１及び２２のそれぞれからフィードバックされている外部ＬＬＲ：λｄｅｃ［ｃｉ（ｋ）］から独立になっていることが分かる。これは、繰り返し処理を活用したとしても、通信路復号器２１及び２２のそれぞれからフィードバックされている外部ＬＬＲ：λｄｅｃ［ｃｉ（ｋ）］が（式６）のシンボル確率Ｐｒ［ｓ（ｋ）＝Ｓｑ］に対して事前情報として機能しないことを示唆している。
　一方、自然二進符号化では、（式６）に基づき事前情報を積極的に活用できるため、繰り返し処理の恩恵が得ることができる。
　次に、復調器（シンボルデマッピング部２５）が算出する外部ＬＬＲ：λｄｅｍ［ｃｉ（ｋ）］はそれぞれ、デインターリーバ２３及び２４を介して、通信路復号器２１及び２２にチャネル情報として入力される。通信路復号器２１及び２２では、デインターリーバされた符号化ビットの事後確率が算出され、インターリーバ２７及び２８によってインターリーバされた後、（式３）で与えられる外部ＬＬＲ：λｄｅｃ［ｃｉ（ｋ）］が生成される。なお、外部ＬＬＲ（対数尤度比）は、ビットの信頼度を示す信頼度情報の一例である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　これら一連の処理を繰り返すことで、各外部ＬＬＲが示す信頼性が単調増加する。最後に、通信路復号器２１及び２２がそれぞれ、情報ビットの事後確率を算出し、送信ビットを判定する。
　ここまでに述べたＢＩＣＭ－ＩＤの特性を評価するために、計算機シミュレーションを行った。そのシミュレーション諸元を表１に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　表１に示すように、通信路符号化器１１及び１２は、符号化率１／２、拘束長４の非組織畳み込み符号により、１パケット１０２４ビットの符号語を生成し、通信路復号器２１及び２２は、修正項つきのＭａｘ－Ｌｏｇ－ＭＡＰを用いて復号を行う。また、受信機２０内で行われる繰り返し数は、グレイ符号化の場合に１回、自然二進符号化の場合に８回としている。図３Ａ及び図３Ｂに、情報ビット系列ｄ１及びｄ２に対するパケット誤り率（ＰＥＲ：Ｐａｃｋｅｔ　Ｅｒｒｏｒ　Ｒａｔｅ）特性を示す。図３Ａは、情報ビット系列ｄ１のＰＥＲ特性を示す図である。図３Ｂは、情報ビット系列ｄ２のＰＥＲ特性を示す図である。なお、各図において、横軸の角度は、図２（ｃ）に示す角度α、すなわち、原点を中心とする２つのシンボル間の角度である。ここでの２つのシンボルは、長方形配置された４つのシンボルのうち、長方形の短辺を形成する２つのシンボルである。
　まず、両図におけるグレイ符号化のＰＥＲ特性に着目をすると、角度が小さい場合、信号点の長方形配置による直交成分及び同相成分のユークリッド距離差に起因して、ｄ１及びｄ２から成るパケットのＰＥＲに差異が生じている。特に、角度が０［ｒａｄ］の場合、ｄ１のパケットの成分は０となり、全シンボルエネルギーがｄ２のパケットに割り当てられたＢＰＳＫ信号となっている。角度αを大きくしていくと、ｄ２のパケットに割り当てられていたエネルギーがｄ１のパケットに分配されるため、ｄ２の検出精度が劣化する一方で、ｄ１のＰＥＲは改善する。特に、角度αが０．５π［ｒａｄ］の場合、信号点がグレイ符号化された正方形配置となるため、ｄ１とｄ２のＰＥＲは同一の値となり、全体で見ると最も良好な特性を示す。
　一方、自然二進符号化の場合、角度αが小さいとき、ｄ１の検出精度が悪いために、排他的論理和で多重された直交成分の信号の分離に不確定性（Ａｍｂｉｇｕｉｔｙ）が残り、どちらのＰＥＲ特性も劣悪なものとなっている。しかしながら、角度αを０．２５π［ｒａｄ］程度に設定すると、繰り返し検出の力を借りて不確定性問題を解消できることが確認できる。さらに、角度αを大きくしていくとｄ１のＰＥＲにエラーフロアが生じる一方で、ｄ２の特性は直交成分のエネルギーの減少に起因してＰＥＲは劣化していく。
　このように、自然二進符号化によるＢＩＣＭ－ＩＤでは、長方形配置の信号点を利用することで、直交成分の排他的論理和と繰り返し処理とにより、新たに得られる符号化利得を最大限に引き出すことが可能であることを明確に示しており、グレイ符号化ＱＰＳＫに勝る伝送特性を得ることができる。
　（実施の形態２）
　本実施の形態の通信システムでは、送信装置（第１送信装置）から受信装置に向けて送信された第１信号を中継装置（第２送信装置）が受信し、中継装置は、受信した信号に含まれる第１情報（第１ビット系列）と、自装置が送信すべき第２情報（第２ビット系列）とを論理演算する。そして、中継装置は、論理演算により生成された第３情報（第３ビット系列）を第２信号として受信装置に向けて送信する。受信装置は、電力レベルの差がある２つの信号（第１信号と第２信号）を受信し、受信した信号を信号点が長方形配置されたＱＰＳＫ信号であるとみなすことで、実施の形態１で示した通信方式を利用して、２つの信号から第１情報と第２情報とを復元する。
　具体的には、２ユーザの送信ノードＵ１及びＵ２が通信宛先である通信宛先ノードＤに、情報ビット系列ｄ１、ｄ２の情報伝達を行う環境について説明する。ただし、［Ｕ１とＤ間の距離］≧［Ｕ２とＤ間の距離］の関係を満たす（Ｕ２は、Ｕ１よりＤに近い位置に位置する）ものとし、その距離差に応じた受信電力レベル差は免れないものとする。また、簡略化のために、Ｕ１とＵ２間の通信は完全に行えるものとする。
　このような環境下での、代表的な伝送シナリオとして、図４に示す３つのシナリオが考えられ、それらの伝送方法及び問題点は下記の通りである。
　＜シナリオ１＞
　方法：Ｕ１とＵ２が異なる時間スロットを使い、時分割でｄ１とｄ２を伝送する。
　問題点：距離差の条件のために、ｄ１の伝送品質がｄ２に比べて悪い。
　＜シナリオ２＞
　方法：Ｕ１の伝送品質の改善のために、Ｕ２がＵ１の情報ビット系列ｄ１を中継伝送する。
　問題点：２ユーザの伝送に要求される時間スロット数が３スロットに増加する。
　＜シナリオ３＞
　方法：時間スロット数の増加を避けるため、Ｕ２が情報ビット系列ｄ１とｄ２を多重した信号を送信する。
　問題点：データの多重伝送に起因して、正確な信号検出に要求される受信ＳＮＲが高くなる。
　シナリオ１及び２では、距離減衰の影響を受けた受信ＳＮＲの低下を考慮すれば、それらの伝送品質は容易に把握できる。
　例えば、シナリオ１での伝送を実現するためには、Ｕ１からの送信電力を大きくする必要がある。具体的には、同じ伝送品質を保つためには、伝送すべき距離が２倍になった場合、送信電力は２の２～３乗倍の電力が必要となる。このように、シナリオ１での伝送を実現するためには、電力効率が悪く、省エネルギー化が求められる現在において好ましくはない。
　また、シナリオ２での伝送を実現するためには、上述のように送信に必要な時間スロット数が３つに増加している。つまり、時間スロット１と時間スロット２とで、同じ情報をネットワーク内で２回送信する必要がある。このように、シナリオ２での伝送を実現するためには、送信回数が増えることによるネットワーク資源の無駄遣いが問題となる。
　したがって、本実施の形態では、シナリオ３に着目し、実施の形態１で得られたＢＩＣＭ－ＩＤに関する知見を活用することで、多重伝送に起因する信号検出精度の低下を克服する。
　図５は、本実施の形態の通信システムの構成を示すブロック図である。同図に示す通信システムは、第１送信装置の一例であるＵ１ノード４０と、第２送信装置の一例であるＵ２ノード５０と、受信装置の一例であるＤノード６０とを備える。
　離散時刻ｋにおいて、Ｕ１、Ｕ２の送信シンボルをｓ１（ｋ）、ｓ２（ｋ）とし、時間スロット１、２における受信シンボルをｒ１（ｋ）、ｒ２（ｋ）とすると、シナリオ３における等価低域系の信号モデルは（式１２）及び（式１３）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　ただし、ν１（ｋ）とν２（ｋ）は共に平均０、複素分散Ｎ０のガウス雑音成分である。また、ｇは距離差に起因する受信電力レベル差、つまり、Ｕ２とＤ間の距離減衰で規格化されたＵ１とＤ間の距離減衰を意味する。すなわち、信号ｒ１（ｋ）は、Ｕ１ノード４０で生成された信号が伝播する間に減衰した信号に対して、Ｕ２ノード５０で生成された信号が伝播する間に減衰した信号電力レベルで規格化した信号に雑音が印加された信号である。
　ここで、ｓｉ（ｋ）がＢＰＳＫ信号であると考える。この場合、ｓ１（ｋ）とｓ２（ｋ）は異なる時間に送信されるので、受信機においては、独立に受信された信号を、仮想的に同一タイミングで同相成分と直交成分として送信された１つのシンボル
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
とみなすとともに、受信信号を
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
により構成される信号とみなすことで、長方形配置のＱＰＳＫ信号が送信された時の信号モデルとして考えることができる。つまり、Ｄノードでは、第１信号（ｒ１（ｋ））と第２信号（ｒ２（ｋ））とを、第１信号の実数成分を実数成分、第２信号の実数成分を虚数成分とする長方形配置されたＱＰＳＫ信号とみなす。
　ここで、Ｕ１ノード４０とＤノード６０との間の距離は、Ｕ２ノード５０とＤノード６０との間の距離より大きいので、信号の距離減衰により、第１信号の実数成分は、第２信号の実数成分よりも小さくなる。このため、Ｄノード６０によって受信された第１信号及び第２信号は、（式１５）により、長方形配置のＱＰＳＫ信号とみなすことができる。
　具体的には、Ｕ１ノード４０では、通信路符号化器４１がｄ１に通信路符号化を施し、インターリーバ４３を介した符号化ビット系列ｂ１（ｋ）を、ＢＰＳＫ変調器４５がＢＰＳＫ変調する。そして、送信アンテナ４６が、ＢＰＳＫ変調器４５によって変調されたものを送信シンボルｓ１（ｋ）として、Ｕ２ノード５０及びＤノード６０に向けて送信する。
　また、Ｕ２ノード５０では、通信路符号化器５１及び５２がｄ１とｄ２に対して通信路符号化を施し、排他的論理和演算部５７がインターリーバ５３及び５４を介した符号化ビットの排他的論理和をとったビット系列である符号化ビット系列ｂ２（ｋ）を出力する。さらに、ＢＰＳＫ変調器５５が、符号化ビット系列ｂ２（ｋ）をＢＰＳＫ変調する。そして、送信アンテナ５６が、ＢＰＳＫ変調器４５によって変調されたものを送信シンボルｓ２（ｋ）として、Ｄノード６０に向けて送信する。
　以上の構成により、実施の形態１で述べた送信機構成と等価なシステムを構成することができる。なお、Ｕ２ノード５０の入力の１つであるｄ１は、Ｕ１ノード４０から受信したＤノード６０に送信すべき情報である。ただし、Ｕ２ノード５０は、Ｕ１ノード４０に十分近い距離にあり、Ｕ２ノード５０においてｄ１が正しく受信されている前提であるものとする。
　受信機であるＤノード６０の構成の特徴は、Ｕ１ノード４０及びＵ２ノード５０が送信信号を１つの並列連接された協力型符号とみなし、その復号を行う点である。Ｄノード６０では、まず、受信アンテナ６６によって、受信電力差のある受信シンボルｒ１（ｋ）及びｒ２（ｋ）が受信され、ＳｆｉＳｆｏ機能を有するＢＰＳＫ復調器６９及び７０にそれぞれ入力する。ＢＰＳＫ復調器６９及び７０は、（式１６）に示す外部ＬＬＲを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　なお、ＢＰＳＫ変調されている場合には、外部ＬＬＲが（式１７）及び（式１８）のような簡単な式で与えられる。しかし、他の変調方式の場合には、（式１６）がそのまま利用される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　ここで、（式１５）が示すように、ｒ１（ｋ）とｒ２（ｋ）は直交関係、つまりグレイ符号化の関係であることを考えると、（式６）中の送信シンボルに条件付けられたｒ（ｋ）の確率密度関数ｐ（ｒ（ｋ）｜ｓ（ｋ）＝Ｓｑ）は（式１９）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　ただし、（式２０）の関係を満たしている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　一方、Ｕ２ノード５０において、協力型符号化が自然二進符号化と同じように構成されているため、すなわち、排他的論理和演算を施しているため、（式４）におけるＰｒ［ｓ（ｋ）＝Ｓｑ］の計算をする際には、Ｃｑ，ｉはＣｑ，ｉ ｎａｔとなる。このシンボル確率Ｐｒ［ｓ（ｋ）＝Ｓｑ］と（式１９）で与えられる確率密度関数を用いて、（式６）による周辺化を行う。さらに実施の形態１で述べた繰り返し処理を行うことで、受信電力レベル差が存在する環境においても、高い伝送効率の達成を期待できる。
　具体的には、図５に示す通信路復号器６１及び６２、デインターリーバ６３及び６４、インターリーバ６７及び６８、協力型復号器６５はそれぞれ、図１に示す通信路復号器２１及び２２、デインターリーバ２３及び２４、インターリーバ２７及び２８、シンボルデマッピング部２５の一部に相当する。
　続いて、本実施の形態で説明した協力型符号化中継方式の有効性を確認するため、計算機シミュレーションを行った。各ノードにおける変調方式はＢＰＳＫとし、それ以外のシミュレーション諸元は表１と同一に設定している。図６Ａ及び図６Ｂ、図７Ａ及び図７Ｂ、並びに、図８Ａ及び図８Ｂに各シナリオにおける受信電力レベル差（規格化距離減衰）ｇに対する情報ビット系列ｄ１及びｄ２のＰＥＲ特性を、凡例に示したＳＮＲ毎に示す。ただし、凡例のＳＮＲの定義はＵ２とＤ間の受信ＳＮＲとしている。
　まず、図６Ａ及び図６Ｂは、従来のシナリオ１のＰＥＲ特性を示す図である。この場合、Ｕ１がＵ２よりＤから遠方に位置しているため、図６Ａに示すように、ｄ１の特性は、距離差に起因する電力差に応じて、検出精度の劣化が免れない。
　一方、図７Ａ及び図７Ｂは、従来のシナリオ２のＰＥＲ特性を示す図である。この場合、Ｕ２とＤ間の通信環境だけに依存するため、図７Ａ及び図７Ｂに示すように、ｄ１及びｄ２のＰＥＲは同一のものとなる。しかしながら、上述したように、所要時間スロットが増加するというペナルティーがある。
　これらに対して、図８Ａ及び図８Ｂは、本実施の形態のシナリオ３のＰＥＲ特性を示す図である。所要時間スロットの増加を要求することのない、シナリオ３における提案方式の特性を見ると、Ｕ２とＤ間における受信電力に比べて－６［ｄＢ］より高い受信電力がＵ１とＤ間で得られる場合、図８Ａに示すようにｄ１のパケットの検出にほぼ誤りがなく、図８Ｂに示すようにｄ２に関してはシナリオ２と同特性となる。したがって、本実施の形態の通信方式は適用可能である。
　以下では、本実施の形態の通信方式を適用する際に、送信ノード（Ｕ１ノード４０）から受信ノード（Ｄノード６０）に信号を送信するときに、その信号を中継する中継ノード（Ｕ２ノード５０）を決定する方法について説明する。
　図９は、本実施の形態の中継ノードを決定する方法を説明するための模式図である。同図において、Ｕ１ノードからＤノードに向けて信号を送信するものとする。また、実線で描かれた円は、通信ノードである。
　中継ノードが満たすべき条件は、まず、Ｕ１ノードからの信号を正確に受信することができることである。したがって、Ｕ１ノードを中心とする所定の半径の円８１に含まれるノード（図９に示す例では、４つの通信ノード）が候補となる。このときの半径は、Ｕ１ノードからの信号の電力などによって決定される。例えば、Ｕ１ノードからの信号の電力が大きい程、半径は、大きい値になる。
　次に中継ノードが満たすべき条件は、Ｕ１ノードからＤノードまでの距離を１としたとき、Ｄノードを中心とする半径αの円８２と半径１の円８３との間に存在することである。すなわち、中継ノードと受信ノードとの間の距離は、送信ノードと受信ノードとの間の距離より短く、かつ、所定の距離より長いことが、中継ノードに求められる条件である。
　ここで、所定の距離、すなわち、半径αは、図８Ａ及び図８Ｂを用いて決定される。半径αは、図８Ａ及び図８Ｂに示すような、規格化距離減衰とパケット誤り率（ＰＥＲ）との関係と、受信ＳＮＲとに基づいて決定される。具体的には、受信ＳＮＲが大きい程、規格化距離減衰ｇが小さくても（規格化距離減衰の真値が小さく）、ＰＥＲを小さくすることができる。つまり、半径αは、受信ＳＮＲが大きい程、小さな値となるように決定される。
　以上のことから、図９に示されるような右下方向の斜線で網掛けされた２つのノードの一方がＵ２ノードとして決定される。
　例えば、受信ＳＮＲが２．０ｄＢであるとき、図８Ａ及び図８Ｂともに、規格化距離減衰が－６ｄＢであっても、１０－２程度のパケット誤り率が得られる。このとき、受信電力レベルの距離減衰が２乗則に従う場合、αはおよそ０．５となり、３乗則に従う場合、αはおよそ０．６３となる。
　続いて、本実施の形態の通信方式を適用する際に、中継ノード（Ｕ２ノード５０）が受信ノード（Ｄノード６０）に他の送信ノードから送信された信号を中継するときに、送信ノード（Ｕ１ノード４０）を決定する方法について説明する。
　図１０は、本実施の形態の送信ノードを決定する方法を説明するための模式図である。同図において、Ｕ２ノードはＤノードに、他のノードから受信した信号を中継するものとする。また、実線で描かれた円は、通信ノードである。
　送信ノードが満たすべき条件は、まず、Ｕ２ノードに信号を正確に送信することができることである。したがって、Ｕ２ノードを中心とする所定の半径の円９１に含まれるノード（図１０に示す例では、４つの通信ノード）が候補となる。このときの半径は、Ｕ１ノードからの信号の電力などによって決定される。例えば、Ｕ１ノードからの信号の電力が大きい程、半径は、大きい値になる。
　次に送信ノードが満たすべき条件は、Ｕ２ノードからＤノードまでの距離を１としたとき、Ｄノードを中心とする半径βの円９３と半径１の円９２との間に存在することである。すなわち、送信ノードと受信ノードとの間の距離は、中継ノードと受信ノードとの間の距離より長く、かつ、所定の距離より短いことが、送信ノードに求められる条件である。
　以上のことから、図１０に示されるような右下方向の斜線で網掛けされた３つのノードの１つがＵ２ノードとして決定される。
　ここで、所定の距離、すなわち、半径βは、図９と同様に図８Ａ及び図８Ｂを用いて決定される。例えば、規格化距離減衰が－６ｄＢで、受信電力レベルの距離減衰が２乗則に従う場合、βはおよそ２となり、３乗則に従う場合、βはおよそ１．５９となる。
　なお、以上の説明では、受信時の電力差が通信距離のみによって決定される簡単なモデルを例に説明したが、実際は、距離以外の様々な要因によっても決定される。この場合は、回線の受信電力レベル差を測定することで、α及びβを決定することができる。
　以上のように、本発明では、マルチノードリレー環境下における協力中継伝送におけるネットワーク内での送信回数の削減を目的とし、ＢＩＣＭ－ＩＤの繰り返し検出の原理を活用した協力型符号化による中継伝送方式について説明した。さらに、計算機シミュレーションにより、簡易なネットワークトポロジーにおいても適応可能であり、また２ルートを経て宛先ノードに到着した信号に受信信号電力レベル差が存在する環境においても、高い符号化利得が得られる協力関係を構築可能であることを確認した。この特徴により、本発明は、マルチノードが偏在する環境においてネットワークトポロジーの観点で汎用性に優れているといえる。
　以上、本発明について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施の形態に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を当該実施の形態に施したものや、異なる実施の形態における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本発明の範囲内に含まれる。
　例えば、各実施の形態において、送信装置（Ｕ１ノード）と中継装置（Ｕ２ノード）とでＢＰＳＫ変調方式を用いたが、他の変調方式を用いてもよい。ただし、送信装置（Ｕ１ノード）と中継装置（Ｕ２ノード）とは同じ変調方式を用いていることが望ましい。
　また、２つの送信装置（Ｕ１ノードとＵ２ノード）から１つの受信装置（Ｄノード）に向けて２つの情報を送信したが、３つ以上の送信装置から１つの受信装置に向けて３つの情報を送信してもよい。
　また、各実施の形態において、２つの情報から自然二進符号化されたＱＰＳＫ信号を生成する際に排他的論理和演算を用いたが、他の論理演算を用いてもよい。具体的には、複素平面空間に配置される信号点に含まれる複数のビットのうち少なくとも１つのビットが、受信されたときの繰り返し演算により決定されたときに、他の信号点との間のユークリッド距離が短くなるように、信号点が配置されればよい。
　本発明は、次世代無線通信システムの標準化におけるマルチユーザ中継通信環境、又は、無線ＬＡＮをベースとした無線分散アドホックネットワークなどに適用することができる。
１０　送信機
１１、１２、４１、５１、５２　通信路符号化器
１３、１４、２７、２８、４３、５３、５４、６７、６８　インターリーバ
１５、１５ａ、１５ｂ　シンボルマッピング部
１６、４６、５６　送信アンテナ
２０　受信機
２１、２２、６１、６２　通信路復号器
２３、２４、６３、６４　デインターリーバ
２５　シンボルデマッピング部
２６、６６　受信アンテナ
３０　無線通信路
４０　Ｕ１ノード
４５、５５　ＢＰＳＫ変調器
５０　Ｕ２ノード
５７　排他的論理和演算部
６０　Ｄノード
６５　協力型復号器
６９、７０　ＢＰＳＫ復調器
８１、８２、８３、９１、９２、９３　円
 

Claims (7)

  1. 　信号点に含まれるビットの対数尤度比を繰り返し検出する受信装置に向けて、第１送信装置と、当該第１送信装置より前記受信装置に近い位置に位置する第２送信装置とから信号を送信する送信方法であって、
    　前記第１送信装置が、第１ビット系列を変調することで第１信号を生成し、生成した第１信号を、前記第２送信装置と前記受信装置とに向けて送信する第１送信ステップと、
    　前記第２送信装置が、前記第１信号を受信し、受信した第１信号に含まれる前記第１ビット系列を抽出する受信ステップと、
    　前記第２送信装置が、前記受信ステップで抽出された第１ビット系列と、第２ビット系列との論理演算をビット毎に行うことで、第３ビット系列を生成する論理演算ステップと、
    　前記第２送信装置が、前記第３ビット系列を変調することで第２信号を生成し、生成した第２信号を、前記受信装置に向けて送信する第２送信ステップとを含む
    　送信方法。
  2. 　前記論理演算ステップでは、前記第２送信装置が、前記第１ビット系列と前記第２ビット系列との排他的論理和をビット毎に算出することで、前記第３ビット系列を生成する
    　請求項１記載の送信方法。
  3. 　第１ビット系列を変調することで生成された信号が伝播する間に減衰した信号である第１信号を受信し、受信した第１信号を復調する第１受信ステップと、
    　前記第１ビット系列と第２ビット系列との論理演算をビット毎に行うことで生成された第３ビット系列を変調することで生成された第２信号を受信し、受信した第２信号を復調する第２受信ステップと、
    　前記第１受信ステップで復調された第１信号と前記第２受信ステップで復調された第２信号とを用いて、ビット毎に、当該ビットの信頼度を示す信頼度情報を繰り返し算出することで、前記第１ビット系列と前記第２ビット系列とを抽出する繰り返し演算ステップとを含む
    　受信方法。
  4. 　前記繰り返し演算ステップでは、
    　前記第１信号と前記第２信号とを、前記第１信号の実数成分を実数成分、前記第２信号の実数成分を虚数成分とする長方形配置されたＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）信号とみなして、当該ＱＰＳＫ信号のビット毎に、当該ビットの対数尤度比を繰り返し算出することで、前記第１ビット系列と前記第２ビット系列とを抽出する
    　請求項３記載の受信方法。
  5. 　複数の通信装置間で信号を送受信する通信方法であって、
    　前記複数の通信装置の１つである第１送信装置が、第１ビット系列を変調することで第１信号を生成し、生成した第１信号を送信する第１送信ステップと、
    　前記複数の通信装置の１つである第２送信装置が、前記第１信号を受信し、受信した第１信号に含まれる前記第１ビット系列を抽出する第１受信ステップと、
    　前記第２送信装置が、前記受信ステップで抽出された第１ビット系列と、第２ビット系列との論理演算をビット毎に行うことで、第３ビット系列を生成する論理演算ステップと、
    　前記第２送信装置が、前記第３ビット系列を変調することで第２信号を生成し、生成した第２信号を送信する第２送信ステップと、
    　前記複数の通信装置の１つである受信装置が、前記第１信号が伝播する間に減衰した信号である第３信号を受信し、受信した第３信号を復調する第２受信ステップと、
    　前記受信装置が、前記第２信号を受信し、受信した第２信号を復調する第３受信ステップと、
    　前記受信装置が、前記第２受信ステップで復調された第３信号と前記第３受信ステップで復調された第２信号とを用いて、ビット毎に、当該ビットの信頼度を示す信頼度情報を繰り返し算出することで、前記第１ビット系列と前記第２ビット系列とを抽出する繰り返し演算ステップとを含み、
    　前記第２送信装置は、前記第１送信装置より前記受信装置に近い位置に位置する
    　通信方法。
  6. 　前記第１送信装置と前記受信装置との間の距離より短く、所定の距離より長くなる位置に位置する通信装置が、前記第２送信装置として決定され、
    　前記所定の距離は、前記受信装置における受信ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ　ｔｏ　Ｎｏｉｓｅ　ｐｏｗｅｒ　Ｒａｔｉｏ）が大きいほど短い
    　請求項５記載の通信方法。
  7. 　前記第２送信装置と前記受信装置との間の距離より長く、所定の距離より短くなる位置に位置する通信装置が、前記第１送信装置として決定され、
    　前記所定の距離は、前記受信装置における受信ＳＮＲが大きいほど長い
    　請求項５記載の通信方法。
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