JP5305363B2 - 送信方法、受信方法及び通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、送信方法、受信方法及び通信方法に関し、特に、複数の符号化ビット系列を多重化することで生成した信号を送信し、送信された信号を受信し、元の複数の符号化ビット系列を抽出する通信方法に関する。

現在、無線通信ネットワークにマルチノードが遍在する環境において、各ノードが通信宛先ノードに対して、直接かつ独立に通信を行う形態ではなく、複数ノードが協力し合うことで、ネットワーク全体で見たスループットを改善する手法の検討が盛んに行われている。

情報生起ノードと通信宛先ノードとの間の距離が遠く、十分な受信信号電力レベルが確保できない場合、それらの間に存在するノードを中継器として活用することで、協力関係を築き、距離減衰に起因する受信信号電力レベルの低下を抑えるマルチホップ伝送が注目を集めている。しかし、このマルチホップ伝送によれば、受信信号電力レベルの改善は図れるものの、ネットワーク内で同一情報を含むパケットを複数送信する必要があるというペナルティーを背負う。

ネットワーク内における送信回数の削減を目的として、複数パケットを同一無線リソースに多重をするネットワーク符号化の適用が考えられる（非特許文献１及び２）。また、ネットワーク符号化と通信路符号化とを連接符号化とみなし、ターボ原理に基づき繰り返し検出処理を施すことで、送信情報の検出確率の軟判定値である対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ）の合成を行い、高いダイバーシチ利得を得る手法も提案されている（非特許文献３）。

R. Ahlswede, N. Cai, S.-Y. R. Li, and R. W. Yeung, "Networkinformation flow", IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 46, no. 4, pp. 1024-1216, July 2000. Y. D. Chen, S. Kishore, and J. Li, "Wireless diversity through network coding", in Proc. WCNC '06, vol. 3, Las Vegas, NV, USA, Apr. 2006, pp. 1681-1686. S. L. Zhang, Y. Zhu, S. C. Liew, and K. B. Letaief, "Joint design of network coding and channel decoding for wireless networks", in Proc. WCNC '07, Hong Kong, Mar. 2007, pp. 779-784.

しかしながら、上記従来技術には、以下のような課題がある。

例えば、非特許文献１に記載された符号化を適用する場合、効果的な協力関係を築くためには、バタフライネットワーク構成であることが必要となる。また、非特許文献２に記載された符号化を適用する場合、宛先ノードに届く受信電力が等しい関係にあることが必要となる。

このように、上記従来技術では、それらアルゴリズムにおける前提条件となるネットワークトポロジーに柔軟性の乏しい制約条件が必要となる。そのため、ノードがランダムに配置されている現実的環境での適用性に乏しいという問題がある。ノードがランダムに散在する環境では、そのような制約を満たす確率は高くはない。

そこで、本発明は、上述した複雑なネットワークトポロジーの制約を設けることなく、２つの情報生起ノードが１つの通信宛先ノードに対して通信する環境を想定し、このような簡易なトポロジーにおいても適用可能であり、２ルートを経て宛先ノードに到達した信号の受信電力レベル差が存在する環境においても、十分な効果が得られる協力関係が構築された送信方法、受信方法及び通信方法を提供することを目的とする。

上記従来技術の課題を解決するため、本発明の送信方法は、信号点に含まれるビットの対数尤度比を繰り返し検出する受信装置に向けて、第１送信装置と、当該第１送信装置より前記受信装置に近い位置に位置する第２送信装置とから信号を送信する送信方法であって、前記第１送信装置が、第１ビット系列を変調することで第１信号を生成し、生成した第１信号を、前記第２送信装置と前記受信装置とに向けて送信する第１送信ステップと、前記第２送信装置が、前記第１信号を受信し、受信した第１信号に含まれる前記第１ビット系列を抽出する受信ステップと、前記第２送信装置が、前記受信ステップで抽出された第１ビット系列と、第２ビット系列との論理演算をビット毎に行うことで、第３ビット系列を生成する論理演算ステップと、前記第２送信装置が、前記第３ビット系列を変調することで第２信号を生成し、生成した第２信号を、前記受信装置に向けて送信する第２送信ステップとを含む。

これにより、第１送信装置が送信すべき第１情報（第１ビット系列）を、第２送信装置を介して受信装置に送信することができる。このとき、第２送信装置は、自装置が送信すべき第２情報（第２ビット系列）と第１情報とを論理演算するので、第２送信装置は、時間スロットを増加させることなく、２つの情報を多重送信することができる。また、第１送信装置が単独で受信装置に第１情報を送信する場合に比べて消費電力を抑制することができる。

また、前記論理演算ステップでは、前記第２送信装置が、前記第１ビット系列と前記第２ビット系列との排他的論理和をビット毎に算出することで、前記第３ビット系列を生成してもよい。

また、本発明の受信方法は、第１ビット系列を変調することで生成された信号が伝播する間に減衰した信号である第１信号を受信し、受信した第１信号を復調する第１受信ステップと、前記第１ビット系列と第２ビット系列との論理演算をビット毎に行うことで生成された第３ビット系列を変調することで生成された第２信号を受信し、受信した第２信号を復調する第２受信ステップと、前記第１受信ステップで復調された第１信号と前記第２受信ステップで復調された第２信号とを用いて、ビット毎に、当該ビットの信頼度を示す信頼度情報を繰り返し算出することで、前記第１ビット系列と前記第２ビット系列とを抽出する繰り返し演算ステップとを含む。

これにより、第１ビット系列と第２ビット系列とを復元不可能な状態で含む第２信号と、第１ビット系列を不完全な情報として含む第１信号とを受信することで、第１ビット系列と第２ビット系列とを復元することができる。なお、これは、繰り返し演算を行う度に算出される信頼度情報であるＬＬＲが高まるためである。

また、前記繰り返し演算ステップでは、前記第１信号と前記第２信号とを、前記第１信号の実数成分を実数成分、前記第２信号の実数成分を虚数成分とする長方形配置されたＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号とみなして、当該ＱＰＳＫ信号のビット毎に、当該ビットの対数尤度比を繰り返し算出することで、前記第１ビット系列と前記第２ビット系列とを抽出してもよい。

これにより、２ビットで形成される信号点を複素平面空間に長方形配置することで、２ビットのうち２ビット目が正しく復号できたときに、１ビット目に対する信号点間のユークリッド距離が増加する。このために、繰り返し演算を行うことで各ビットを正確に復元することができる。ただし、１ビット目が正しく復号できたときに、２ビット目に対する信号点間のユークリッド距離は変化しないことに注意されたい。

また、本発明の通信方法は、複数の通信装置間で信号を送受信する通信方法であって、前記複数の通信装置の１つである第１送信装置が、第１ビット系列を変調することで第１信号を生成し、生成した第１信号を送信する第１送信ステップと、前記複数の通信装置の１つである第２送信装置が、前記第１信号を受信し、受信した第１信号に含まれる前記第１ビット系列を抽出する第１受信ステップと、前記第２送信装置が、前記受信ステップで抽出された第１ビット系列と、第２ビット系列との論理演算をビット毎に行うことで、第３ビット系列を生成する論理演算ステップと、前記第２送信装置が、前記第３ビット系列を変調することで第２信号を生成し、生成した第２信号を送信する第２送信ステップと、前記複数の通信装置の１つである受信装置が、前記第１信号が伝播する間に減衰した信号である第３信号を受信し、受信した第３信号を復調する第２受信ステップと、前記受信装置が、前記第２信号を受信し、受信した第２信号を復調する第３受信ステップと、前記受信装置が、前記第２受信ステップで復調された第３信号と前記第３受信ステップで復調された第２信号とを用いて、ビット毎に、当該ビットの信頼度を示す信頼度情報を繰り返し算出することで、前記第１ビット系列と前記第２ビット系列とを抽出する繰り返し演算ステップとを含み、前記第２送信装置は、前記第１送信装置より前記受信装置に近い位置に位置する。

これにより、第１送信装置が送信すべき第１情報（第１ビット系列）を、第２送信装置を介して受信装置に送信することができる。このとき、第２送信装置は、自装置が送信すべき第２情報（第２ビット系列）と第１情報とを論理演算するので、第２送信装置は、時間スロットを増加させることなく、２つの情報を送信することができる。第２信号は、第１ビット系列と第２ビット系列とを復元不可能な状態で含んでいるが、受信装置は、この第２信号と、第１ビット系列を不完全な情報として含む第１信号とを受信することで、第１ビット系列と第２ビット系列とを復元することができる。なお、これは、繰り返し演算を行う度に算出される信頼度情報が高まるためである。また、第１送信装置が単独で受信装置に第１情報を送信する場合に比べて消費電力を抑制することができる。

また、前記第１送信装置と前記受信装置との間の距離より短く、所定の距離より長くなる位置に位置する通信装置が、前記第２送信装置として決定され、前記所定の距離は、前記受信装置における受信ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）が大きいほど短くてもよい。

これにより、複数の通信装置の中から適切な通信装置を第２送信装置として選択することができるので、ネットワーク内で、時間スロットを増加させることなく、かつ、無駄な電力を利用しなくて済む。

また、前記第２送信装置と前記受信装置との間の距離より長く、所定の距離より短くなる位置に位置する通信装置が、前記第１送信装置として決定され、前記所定の距離は、前記受信装置における受信ＳＮＲが大きいほど長くてもよい。

これにより、複数の通信装置の中から適切な通信装置を第１送信装置として選択することができるので、ネットワーク内で、時間スロットを増加させることなく、かつ、無駄な電力を利用しなくて済む。

本発明によれば、複雑なネットワークトポロジーの制約を設けることなく、２つの情報生起ノードが１つの通信宛先ノードに対して通信する環境を想定すると、このような簡易なトポロジーにおいても適用可能である。さらに、２ルートを経て宛先ノードに到達した信号の受信電力レベル差が存在する環境においても、十分な効果が得られる協力関係を構築することができる。

図１は、実施の形態１のＢＩＣＭ−ＩＤの送信機及び受信機の構成の一例を示すブロック図である。 図２は、ＱＰＳＫの信号点の配置規則を示す図である。 図３Ａは、情報ビット系列ｄ_１のＰＥＲ特性を示す図である。 図３Ｂは、情報ビット系列ｄ_２のＰＥＲ特性を示す図である。 図４は、実施の形態２のマルチユーザ環境の伝送シナリオの一例を示す図である。 図５は、実施の形態２の協力型符号化中継方式を用いた送信機及び受信機の構成の一例を示すブロック図である。 図６Ａは、従来のシナリオ１における情報ビット系列ｄ_１のＰＥＲ特性を示す図である。 図６Ｂは、従来のシナリオ１における情報ビット系列ｄ_２のＰＥＲ特性を示す図である。 図７Ａは、従来のシナリオ２における情報ビット系列ｄ_１のＰＥＲ特性を示す図である。 図７Ｂは、従来のシナリオ２における情報ビット系列ｄ_２のＰＥＲ特性を示す図である。 図８Ａは、実施の形態２のシナリオ３における情報ビット系列ｄ_１のＰＥＲ特性を示す図である。 図８Ｂは、実施の形態２のシナリオ３における情報ビット系列ｄ_２のＰＥＲ特性を示す図である。 図９は、本実施の形態の中継ノードを決定する方法を説明するための模式図である。 図１０は、本実施の形態の送信ノードを決定する方法を説明するための模式図である。

（実施の形態１）
実施の形態１では、本発明に係る送信方法、受信方法及び通信方法に用いられる通信方式について説明する。

本実施の形態の通信方式は、受信されたときに信号点に含まれるビットの対数尤度比が繰り返し検出される信号であって、信号点が複素平面空間に自然二進符号化を用いて長方形配置される信号を用いた通信方式である。具体的には、送信側では、２つのビット系列の排他的論理和を算出することで自然二進符号化を用いたＱＰＳＫ信号を生成する。そして、受信側では、受信したＱＰＳＫ信号を用いて、ビット毎に対数尤度比を繰り返し算出することで、元の２つのビット系列を抽出する。

上記通信方式の原理により、従来のような複雑なネットワークトポロジーの制約を設けることなく、２つの情報生起ノードが１つの通信宛先ノードに対して通信する環境を想定し、このような簡易なトポロジーにおいても適用可能であり、２ルートを経て宛先ノードに到達した信号の受信電力レベル差が存在する環境においても、十分な効果が得られる協力関係を構築することができる。

なお、この協力関係構築において着目すべき点は、受信電力レベル差のある２ルートを経た受信信号が有するＬＬＲの関係が、信号点を長方形配置した際のＱＰＳＫ受信信号が有するＬＬＲの関係と等価な点である。この事実は、以下で説明する主題が長方形配置のＱＰＳＫ信号の信号検出問題と等価であることを示唆している。

一般的には、正方形配置のグレイ符号化を用いたＱＰＳＫ信号が、信号点の最小ユークリッド距離の観点から最も伝送効率が優れていると考えられている。これは、通信路符号化の利用と繰り返し信号検出の適用を前提としたビットインターリーブ符号化変調（ＢＩＣＭ−ＩＤ：Ｂｉｔ Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ Ｃｏｄｅｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ−Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）を適用しない場合は正しいが、ＢＩＣＭ−ＩＤを適用する場合は必ずとも成り立たない。本実施の形態では、まず長方形配置により、繰り返し処理での信号検出の収束性が改善し、信号検出精度が増すことを説明する。

まず、ＢＩＣＭ−ＩＤにおけるＱＰＳＫの信号点配置が伝送に与える影響について説明する。図１は、その等価低域系表現の送信機１０及び受信機２０の構成を示す図である。

図１に示すように、送信機１０は、通信路符号化器１１及び１２と、インターリーバ１３及び１４と、シンボルマッピング部１５と、送信アンテナ１６とを備える。受信機２０は、通信路復号器２１及び２２と、デインターリーバ２３及び２４と、シンボルデマッピング部２５と、受信アンテナ２６と、インターリーバ２７及び２８とを備える。

以下では、まず、送信機１０が備える処理部の動作について説明する。

まず、通信路符号化器１１及び１２が、情報ビット系列ｄ_ｉ（ｉ＝１，２）に対して、独立に通信路符号化を施す。通信路符号化された情報ビット系列は、インターリーバ１３及び１４にそれぞれ入力され、インターリーバ１３及び１４はそれぞれ、符号化ビット系列ｃ_ｉ（ｋ）を生成する。生成された符号化ビット系列ｃ_ｉ（ｋ）は、変調器であるシンボルマッピング部１５へと入力される。図２にＱＰＳＫの信号点配置規則を示す。ここで、ｋは離散時間インデックスを意味する。

本実施の形態では、シンボルマッピング部１５は、自然二進符号化を用いる構成について説明する。ただし、以下では、比較のため、シンボルマッピング部１５がグレイ符号化を用いた場合の構成についても説明する。

図２（ａ）は、グレイ符号化を用いたシンボルマッピング部１５ａの構成について示す図である。図２（ａ）に示すように、ｃ_ｉ（ｋ）によってＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ ＰＳＫ）ベースバンド信号が生成された後、それぞれが係数ω_Ｉ（α）及びω_Ｑ（α）により重み付けされ、同相及び直交成分として送信シンボルが生成される。

一方、図２（ｂ）は、自然二進符号化を用いたシンボルマッピング部１５ｂの構成について示す図である。図２（ｂ）に示すように、同相成分がシンボルマッピング部１５ａ（図２（ａ））の場合と同様に、ｃ_１（ｋ）から生成されるのに対して、直交成分は、ｃ_１（ｋ）とｃ_２（ｋ）との排他的論理和を演算することで生成される。

また、図２（ｂ）に示すように自然二進符号化を用いた場合、隣接シンボルとのハミング距離の最大値が２である。これに対して、図２（ａ）に示すようにグレイ符号化を用いた場合、隣接シンボルとのハミング距離が常に１であることから、従来、グレイ符号化が多くのシステムに採用されてきた。

しかしながら、自然二進符号化に対する見方を変えると、同相成分には、グレイ符号化と同様の信号点が適用されているのに対し、直交成分には、グレイ符号化において同相成分と直交成分とに割り当てられていた両ビットの排他的論理和が割り当てられているとも考えられる。また、この排他的論理和は、２つのビット間で符号化がなされていると考えることができ、本来、適切に復号を行うことができれば、符号化利得の向上に寄与するものである。

また、図２（ｃ）は、長方形の信号点配置の一例を示す複素平面図である。図２（ｃ）に示すように、従来のグレイ符号化とは異なり、信号点角度α［ｒａｄ］を基準とした長方形の信号点配置も許容する。この場合、同相及び直交成分の重み係数は（式１）で与えられる。

ただし、Ｅｓは１シンボルあたりのエネルギーを意味している。

図２（ｄ）及び図２（ｅ）はそれぞれ、グレイ符号化及び自然二進符号化を用いたときの信号点の配置規則を示す図である。これらの図に示すような配置規則に従って、４個の信号点Ｓ_ｑ（ｑ＝０，…，３）は配置される。

図２（ｄ）に示すように、グレイ符号化では、ｃ_１（ｋ）及びｃ_２（ｋ）が、それぞれＣ_ｑ，１ ^ｇｒａｙ及びＣ_ｑ，２ ^ｇｒａｙに一致する場合にＳ_ｑを送信シンボルとする。一方、図２（ｅ）に示すように、自然二進符号化では、ｃ_１（ｋ）及びｃ_２（ｋ）が、それぞれＣ_ｑ，１ ^ｎａｔ及びＣ_ｑ，２ ^ｎａｔに一致する場合にＳ_ｑを送信シンボルとする。

図２（ｂ）に示すように、自然二進符号化では、排他的論理和演算が含まれているため、以上のようにして生成された送信シンボルｓ（ｋ）を含む送信信号が、送信アンテナ１６から無線通信路３０を介して、受信機２０に送信され、受信アンテナ２６によって受信される。

続いて、受信機２０が備える処理部の動作について説明する。

ここで、無線通信路３０は、ＡＷＧＮ（Ａｄｄｉｔｉｖｅ Ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｎｏｉｓｅ）通信路であることを仮定すると、受信シンボルｒ（ｋ）は（式２）で与えられる。

ただし、ν（ｋ）は平均０、複素分散Ｎ_０のガウス雑音成分である。

受信機２０では、繰り返し検出が実行される。具体的には、繰り返し検出では、軟入力／軟出力（ＳｆｉＳｆｏ：Ｓｏｆｔ−ｉｎｐｕｔ Ｓｏｆｔ−ｏｕｔｐｕｔ）機能を有する復調器（シンボルデマッピング部２５）と復号器（通信路復号器２１及び２２）との間で、外部対数尤度比（ＬＬＲ）の交換を行い、ビット検出の精度を向上させる。なお、対数尤度比は、ビットの信頼度を示す情報の１つである。

復調器（シンボルデマッピング部２５）は、通信路復号器２１及び２２のそれぞれの出力からフィードバックされている、（式３）で示される外部ＬＬＲに基づき、シンボルの事前確率Ｐｒ［ｓ（ｋ）＝Ｓ_ｑ］を（式４）で算出する。

ただし、Ｃ_ｑ，ｉ∈｛０，１｝は、グレイ符号化ではＣ_ｑ，ｉ ^ｇｒａｙ、自然二進符号化ではＣ_ｑ，ｉ ^ｎａｔであり、符号化ビットの事前確率Ｐｒ［ｃ_ｉ（ｋ）＝Ｃ_ｑ，ｉ］は（式５）で与えられる。

繰り返し検出では、（式４）で与えられるシンボルの事前確率を活用して、（式６）に示す周辺化により、符号化ビットの事後確率Ｐｒ［ｃ_ｉ（ｋ）｜ｒ（ｋ）］が与えられる。

ただし、ＡＷＧＮ通信路を仮定しているので、条件付き確率密度関数ｐ（ｒ（ｋ）｜Ｓ_ｑ）は（式７）で与えられる。なお、本発明はＡＷＧＮ通信路に限定するものではなく、適切な確率密度関数を与えることで、他の通信路に対しても適用可能であることに注意されたい。

復調器（シンボルデマッピング部２５）が出力する外部ＬＬＲ：λ^ｄｅｍ［ｃ_ｉ（ｋ）］は、（式６）に基づき（式８）で定義する。

ここで、図２（ｄ）に示したグレイ符号化ＱＰＳＫにおける複素シンボルＳ_ｑを、（式３）〜（式６）に代入すると、（式８）は（式９）及び（式１０）のような簡単な形で求まる。

ただし、Ｒｅ［ｘ］及びＩｍ［ｘ］は複素数ｘの実部と虚部を意味する。

（式９）及び（式１０）に着目をすると、通信路復号器２１及び２２のそれぞれからフィードバックされている外部ＬＬＲ：λ^ｄｅｃ［ｃ_ｉ（ｋ）］から独立になっていることが分かる。これは、繰り返し処理を活用したとしても、通信路復号器２１及び２２のそれぞれからフィードバックされている外部ＬＬＲ：λ^ｄｅｃ［ｃ_ｉ（ｋ）］が（式６）のシンボル確率Ｐｒ［ｓ（ｋ）＝Ｓ_ｑ］に対して事前情報として機能しないことを示唆している。

一方、自然二進符号化では、（式６）に基づき事前情報を積極的に活用できるため、繰り返し処理の恩恵が得ることができる。

次に、復調器（シンボルデマッピング部２５）が算出する外部ＬＬＲ：λ^ｄｅｍ［ｃ_ｉ（ｋ）］はそれぞれ、デインターリーバ２３及び２４を介して、通信路復号器２１及び２２にチャネル情報として入力される。通信路復号器２１及び２２では、デインターリーバされた符号化ビットの事後確率が算出され、インターリーバ２７及び２８によってインターリーバされた後、（式３）で与えられる外部ＬＬＲ：λ^ｄｅｃ［ｃ_ｉ（ｋ）］が生成される。なお、外部ＬＬＲ（対数尤度比）は、ビットの信頼度を示す信頼度情報の一例である。

これら一連の処理を繰り返すことで、各外部ＬＬＲが示す信頼性が単調増加する。最後に、通信路復号器２１及び２２がそれぞれ、情報ビットの事後確率を算出し、送信ビットを判定する。

ここまでに述べたＢＩＣＭ−ＩＤの特性を評価するために、計算機シミュレーションを行った。そのシミュレーション諸元を表１に示す。

表１に示すように、通信路符号化器１１及び１２は、符号化率１／２、拘束長４の非組織畳み込み符号により、１パケット１０２４ビットの符号語を生成し、通信路復号器２１及び２２は、修正項つきのＭａｘ−Ｌｏｇ−ＭＡＰを用いて復号を行う。また、受信機２０内で行われる繰り返し数は、グレイ符号化の場合に１回、自然二進符号化の場合に８回としている。図３Ａ及び図３Ｂに、情報ビット系列ｄ_１及びｄ_２に対するパケット誤り率（ＰＥＲ：Ｐａｃｋｅｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）特性を示す。図３Ａは、情報ビット系列ｄ_１のＰＥＲ特性を示す図である。図３Ｂは、情報ビット系列ｄ_２のＰＥＲ特性を示す図である。なお、各図において、横軸の角度は、図２（ｃ）に示す角度α、すなわち、原点を中心とする２つのシンボル間の角度である。ここでの２つのシンボルは、長方形配置された４つのシンボルのうち、長方形の短辺を形成する２つのシンボルである。

まず、両図におけるグレイ符号化のＰＥＲ特性に着目をすると、角度が小さい場合、信号点の長方形配置による直交成分及び同相成分のユークリッド距離差に起因して、ｄ_１及びｄ_２から成るパケットのＰＥＲに差異が生じている。特に、角度が０［ｒａｄ］の場合、ｄ_１のパケットの成分は０となり、全シンボルエネルギーがｄ_２のパケットに割り当てられたＢＰＳＫ信号となっている。角度αを大きくしていくと、ｄ_２のパケットに割り当てられていたエネルギーがｄ_１のパケットに分配されるため、ｄ_２の検出精度が劣化する一方で、ｄ_１のＰＥＲは改善する。特に、角度αが０．５π［ｒａｄ］の場合、信号点がグレイ符号化された正方形配置となるため、ｄ_１とｄ_２のＰＥＲは同一の値となり、全体で見ると最も良好な特性を示す。

一方、自然二進符号化の場合、角度αが小さいとき、ｄ_１の検出精度が悪いために、排他的論理和で多重された直交成分の信号の分離に不確定性（Ａｍｂｉｇｕｉｔｙ）が残り、どちらのＰＥＲ特性も劣悪なものとなっている。しかしながら、角度αを０．２５π［ｒａｄ］程度に設定すると、繰り返し検出の力を借りて不確定性問題を解消できることが確認できる。さらに、角度αを大きくしていくとｄ_１のＰＥＲにエラーフロアが生じる一方で、ｄ_２の特性は直交成分のエネルギーの減少に起因してＰＥＲは劣化していく。

このように、自然二進符号化によるＢＩＣＭ−ＩＤでは、長方形配置の信号点を利用することで、直交成分の排他的論理和と繰り返し処理とにより、新たに得られる符号化利得を最大限に引き出すことが可能であることを明確に示しており、グレイ符号化ＱＰＳＫに勝る伝送特性を得ることができる。

（実施の形態２）
本実施の形態の通信システムでは、送信装置（第１送信装置）から受信装置に向けて送信された第１信号を中継装置（第２送信装置）が受信し、中継装置は、受信した信号に含まれる第１情報（第１ビット系列）と、自装置が送信すべき第２情報（第２ビット系列）とを論理演算する。そして、中継装置は、論理演算により生成された第３情報（第３ビット系列）を第２信号として受信装置に向けて送信する。受信装置は、電力レベルの差がある２つの信号（第１信号と第２信号）を受信し、受信した信号を信号点が長方形配置されたＱＰＳＫ信号であるとみなすことで、実施の形態１で示した通信方式を利用して、２つの信号から第１情報と第２情報とを復元する。

具体的には、２ユーザの送信ノードＵ_１及びＵ_２が通信宛先である通信宛先ノードＤに、情報ビット系列ｄ_１、ｄ_２の情報伝達を行う環境について説明する。ただし、［Ｕ_１とＤ間の距離］≧［Ｕ_２とＤ間の距離］の関係を満たす（Ｕ_２は、Ｕ_１よりＤに近い位置に位置する）ものとし、その距離差に応じた受信電力レベル差は免れないものとする。また、簡略化のために、Ｕ_１とＵ_２間の通信は完全に行えるものとする。

このような環境下での、代表的な伝送シナリオとして、図４に示す３つのシナリオが考えられ、それらの伝送方法及び問題点は下記の通りである。

＜シナリオ１＞
方法：Ｕ_１とＵ_２が異なる時間スロットを使い、時分割でｄ_１とｄ_２を伝送する。

問題点：距離差の条件のために、ｄ_１の伝送品質がｄ_２に比べて悪い。

＜シナリオ２＞
方法：Ｕ_１の伝送品質の改善のために、Ｕ_２がＵ_１の情報ビット系列ｄ_１を中継伝送する。

問題点：２ユーザの伝送に要求される時間スロット数が３スロットに増加する。

＜シナリオ３＞
方法：時間スロット数の増加を避けるため、Ｕ_２が情報ビット系列ｄ_１とｄ_２を多重した信号を送信する。

問題点：データの多重伝送に起因して、正確な信号検出に要求される受信ＳＮＲが高くなる。

シナリオ１及び２では、距離減衰の影響を受けた受信ＳＮＲの低下を考慮すれば、それらの伝送品質は容易に把握できる。

例えば、シナリオ１での伝送を実現するためには、Ｕ_１からの送信電力を大きくする必要がある。具体的には、同じ伝送品質を保つためには、伝送すべき距離が２倍になった場合、送信電力は２の２〜３乗倍の電力が必要となる。このように、シナリオ１での伝送を実現するためには、電力効率が悪く、省エネルギー化が求められる現在において好ましくはない。

また、シナリオ２での伝送を実現するためには、上述のように送信に必要な時間スロット数が３つに増加している。つまり、時間スロット１と時間スロット２とで、同じ情報をネットワーク内で２回送信する必要がある。このように、シナリオ２での伝送を実現するためには、送信回数が増えることによるネットワーク資源の無駄遣いが問題となる。

したがって、本実施の形態では、シナリオ３に着目し、実施の形態１で得られたＢＩＣＭ−ＩＤに関する知見を活用することで、多重伝送に起因する信号検出精度の低下を克服する。

図５は、本実施の形態の通信システムの構成を示すブロック図である。同図に示す通信システムは、第１送信装置の一例であるＵ_１ノード４０と、第２送信装置の一例であるＵ_２ノード５０と、受信装置の一例であるＤノード６０とを備える。

離散時刻ｋにおいて、Ｕ_１、Ｕ_２の送信シンボルをｓ_１（ｋ）、ｓ_２（ｋ）とし、時間スロット１、２における受信シンボルをｒ_１（ｋ）、ｒ_２（ｋ）とすると、シナリオ３における等価低域系の信号モデルは（式１２）及び（式１３）で与えられる。

ただし、ν_１（ｋ）とν_２（ｋ）は共に平均０、複素分散Ｎ_０のガウス雑音成分である。また、ｇは距離差に起因する受信電力レベル差、つまり、Ｕ_２とＤ間の距離減衰で規格化されたＵ_１とＤ間の距離減衰を意味する。すなわち、信号ｒ_１（ｋ）は、Ｕ_１ノード４０で生成された信号が伝播する間に減衰した信号に対して、Ｕ_２ノード５０で生成された信号が伝播する間に減衰した信号電力レベルで規格化した信号に雑音が印加された信号である。

ここで、ｓ_ｉ（ｋ）がＢＰＳＫ信号であると考える。この場合、ｓ_１（ｋ）とｓ_２（ｋ）は異なる時間に送信されるので、受信機においては、独立に受信された信号を、仮想的に同一タイミングで同相成分と直交成分として送信された１つのシンボル

とみなすとともに、受信信号を

により構成される信号とみなすことで、長方形配置のＱＰＳＫ信号が送信された時の信号モデルとして考えることができる。つまり、Ｄノードでは、第１信号（ｒ_１（ｋ））と第２信号（ｒ_２（ｋ））とを、第１信号の実数成分を実数成分、第２信号の実数成分を虚数成分とする長方形配置されたＱＰＳＫ信号とみなす。

ここで、Ｕ_１ノード４０とＤノード６０との間の距離は、Ｕ_２ノード５０とＤノード６０との間の距離より大きいので、信号の距離減衰により、第１信号の実数成分は、第２信号の実数成分よりも小さくなる。このため、Ｄノード６０によって受信された第１信号及び第２信号は、（式１５）により、長方形配置のＱＰＳＫ信号とみなすことができる。

具体的には、Ｕ_１ノード４０では、通信路符号化器４１がｄ_１に通信路符号化を施し、インターリーバ４３を介した符号化ビット系列ｂ_１（ｋ）を、ＢＰＳＫ変調器４５がＢＰＳＫ変調する。そして、送信アンテナ４６が、ＢＰＳＫ変調器４５によって変調されたものを送信シンボルｓ_１（ｋ）として、Ｕ_２ノード５０及びＤノード６０に向けて送信する。

また、Ｕ_２ノード５０では、通信路符号化器５１及び５２がｄ_１とｄ_２に対して通信路符号化を施し、排他的論理和演算部５７がインターリーバ５３及び５４を介した符号化ビットの排他的論理和をとったビット系列である符号化ビット系列ｂ_２（ｋ）を出力する。さらに、ＢＰＳＫ変調器５５が、符号化ビット系列ｂ_２（ｋ）をＢＰＳＫ変調する。そして、送信アンテナ５６が、ＢＰＳＫ変調器４５によって変調されたものを送信シンボルｓ_２（ｋ）として、Ｄノード６０に向けて送信する。

以上の構成により、実施の形態１で述べた送信機構成と等価なシステムを構成することができる。なお、Ｕ_２ノード５０の入力の１つであるｄ_１は、Ｕ_１ノード４０から受信したＤノード６０に送信すべき情報である。ただし、Ｕ_２ノード５０は、Ｕ_１ノード４０に十分近い距離にあり、Ｕ_２ノード５０においてｄ_１が正しく受信されている前提であるものとする。

受信機であるＤノード６０の構成の特徴は、Ｕ_１ノード４０及びＵ_２ノード５０が送信信号を１つの並列連接された協力型符号とみなし、その復号を行う点である。Ｄノード６０では、まず、受信アンテナ６６によって、受信電力差のある受信シンボルｒ_１（ｋ）及びｒ_２（ｋ）が受信され、ＳｆｉＳｆｏ機能を有するＢＰＳＫ復調器６９及び７０にそれぞれ入力する。ＢＰＳＫ復調器６９及び７０は、（式１６）に示す外部ＬＬＲを算出する。

なお、ＢＰＳＫ変調されている場合には、外部ＬＬＲが（式１７）及び（式１８）のような簡単な式で与えられる。しかし、他の変調方式の場合には、（式１６）がそのまま利用される。

ここで、（式１５）が示すように、ｒ_１（ｋ）とｒ_２（ｋ）は直交関係、つまりグレイ符号化の関係であることを考えると、（式６）中の送信シンボルに条件付けられたｒ（ｋ）の確率密度関数ｐ（ｒ（ｋ）｜ｓ（ｋ）＝Ｓ_ｑ）は（式１９）で与えられる。

ただし、（式２０）の関係を満たしている。

一方、Ｕ_２ノード５０において、協力型符号化が自然二進符号化と同じように構成されているため、すなわち、排他的論理和演算を施しているため、（式４）におけるＰｒ［ｓ（ｋ）＝Ｓ_ｑ］の計算をする際には、Ｃ_ｑ，ｉはＣ_ｑ，ｉ ^ｎａｔとなる。このシンボル確率Ｐｒ［ｓ（ｋ）＝Ｓ_ｑ］と（式１９）で与えられる確率密度関数を用いて、（式６）による周辺化を行う。さらに実施の形態１で述べた繰り返し処理を行うことで、受信電力レベル差が存在する環境においても、高い伝送効率の達成を期待できる。

具体的には、図５に示す通信路復号器６１及び６２、デインターリーバ６３及び６４、インターリーバ６７及び６８、協力型復号器６５はそれぞれ、図１に示す通信路復号器２１及び２２、デインターリーバ２３及び２４、インターリーバ２７及び２８、シンボルデマッピング部２５の一部に相当する。

続いて、本実施の形態で説明した協力型符号化中継方式の有効性を確認するため、計算機シミュレーションを行った。各ノードにおける変調方式はＢＰＳＫとし、それ以外のシミュレーション諸元は表１と同一に設定している。図６Ａ及び図６Ｂ、図７Ａ及び図７Ｂ、並びに、図８Ａ及び図８Ｂに各シナリオにおける受信電力レベル差（規格化距離減衰）ｇに対する情報ビット系列ｄ_１及びｄ_２のＰＥＲ特性を、凡例に示したＳＮＲ毎に示す。ただし、凡例のＳＮＲの定義はＵ_２とＤ間の受信ＳＮＲとしている。

まず、図６Ａ及び図６Ｂは、従来のシナリオ１のＰＥＲ特性を示す図である。この場合、Ｕ_１がＵ_２よりＤから遠方に位置しているため、図６Ａに示すように、ｄ_１の特性は、距離差に起因する電力差に応じて、検出精度の劣化が免れない。

一方、図７Ａ及び図７Ｂは、従来のシナリオ２のＰＥＲ特性を示す図である。この場合、Ｕ_２とＤ間の通信環境だけに依存するため、図７Ａ及び図７Ｂに示すように、ｄ_１及びｄ_２のＰＥＲは同一のものとなる。しかしながら、上述したように、所要時間スロットが増加するというペナルティーがある。

これらに対して、図８Ａ及び図８Ｂは、本実施の形態のシナリオ３のＰＥＲ特性を示す図である。所要時間スロットの増加を要求することのない、シナリオ３における提案方式の特性を見ると、Ｕ_２とＤ間における受信電力に比べて−６［ｄＢ］より高い受信電力がＵ_１とＤ間で得られる場合、図８Ａに示すようにｄ_１のパケットの検出にほぼ誤りがなく、図８Ｂに示すようにｄ_２に関してはシナリオ２と同特性となる。したがって、本実施の形態の通信方式は適用可能である。

以下では、本実施の形態の通信方式を適用する際に、送信ノード（Ｕ_１ノード４０）から受信ノード（Ｄノード６０）に信号を送信するときに、その信号を中継する中継ノード（Ｕ_２ノード５０）を決定する方法について説明する。

図９は、本実施の形態の中継ノードを決定する方法を説明するための模式図である。同図において、Ｕ_１ノードからＤノードに向けて信号を送信するものとする。また、実線で描かれた円は、通信ノードである。

中継ノードが満たすべき条件は、まず、Ｕ_１ノードからの信号を正確に受信することができることである。したがって、Ｕ_１ノードを中心とする所定の半径の円８１に含まれるノード（図９に示す例では、４つの通信ノード）が候補となる。このときの半径は、Ｕ_１ノードからの信号の電力などによって決定される。例えば、Ｕ_１ノードからの信号の電力が大きい程、半径は、大きい値になる。

次に中継ノードが満たすべき条件は、Ｕ_１ノードからＤノードまでの距離を１としたとき、Ｄノードを中心とする半径αの円８２と半径１の円８３との間に存在することである。すなわち、中継ノードと受信ノードとの間の距離は、送信ノードと受信ノードとの間の距離より短く、かつ、所定の距離より長いことが、中継ノードに求められる条件である。

ここで、所定の距離、すなわち、半径αは、図８Ａ及び図８Ｂを用いて決定される。半径αは、図８Ａ及び図８Ｂに示すような、規格化距離減衰とパケット誤り率（ＰＥＲ）との関係と、受信ＳＮＲとに基づいて決定される。具体的には、受信ＳＮＲが大きい程、規格化距離減衰ｇが小さくても（規格化距離減衰の真値が小さく）、ＰＥＲを小さくすることができる。つまり、半径αは、受信ＳＮＲが大きい程、小さな値となるように決定される。

以上のことから、図９に示されるような右下方向の斜線で網掛けされた２つのノードの一方がＵ_２ノードとして決定される。

例えば、受信ＳＮＲが２．０ｄＢであるとき、図８Ａ及び図８Ｂともに、規格化距離減衰が−６ｄＢであっても、１０^−２程度のパケット誤り率が得られる。このとき、受信電力レベルの距離減衰が２乗則に従う場合、αはおよそ０．５となり、３乗則に従う場合、αはおよそ０．６３となる。

続いて、本実施の形態の通信方式を適用する際に、中継ノード（Ｕ_２ノード５０）が受信ノード（Ｄノード６０）に他の送信ノードから送信された信号を中継するときに、送信ノード（Ｕ_１ノード４０）を決定する方法について説明する。

図１０は、本実施の形態の送信ノードを決定する方法を説明するための模式図である。同図において、Ｕ_２ノードはＤノードに、他のノードから受信した信号を中継するものとする。また、実線で描かれた円は、通信ノードである。

送信ノードが満たすべき条件は、まず、Ｕ_２ノードに信号を正確に送信することができることである。したがって、Ｕ_２ノードを中心とする所定の半径の円９１に含まれるノード（図１０に示す例では、４つの通信ノード）が候補となる。このときの半径は、Ｕ_１ノードからの信号の電力などによって決定される。例えば、Ｕ_１ノードからの信号の電力が大きい程、半径は、大きい値になる。

次に送信ノードが満たすべき条件は、Ｕ_２ノードからＤノードまでの距離を１としたとき、Ｄノードを中心とする半径βの円９３と半径１の円９２との間に存在することである。すなわち、送信ノードと受信ノードとの間の距離は、中継ノードと受信ノードとの間の距離より長く、かつ、所定の距離より短いことが、送信ノードに求められる条件である。

以上のことから、図１０に示されるような右下方向の斜線で網掛けされた３つのノードの１つがＵ_２ノードとして決定される。

ここで、所定の距離、すなわち、半径βは、図９と同様に図８Ａ及び図８Ｂを用いて決定される。例えば、規格化距離減衰が−６ｄＢで、受信電力レベルの距離減衰が２乗則に従う場合、βはおよそ２となり、３乗則に従う場合、βはおよそ１．５９となる。

なお、以上の説明では、受信時の電力差が通信距離のみによって決定される簡単なモデルを例に説明したが、実際は、距離以外の様々な要因によっても決定される。この場合は、回線の受信電力レベル差を測定することで、α及びβを決定することができる。

以上のように、本発明では、マルチノードリレー環境下における協力中継伝送におけるネットワーク内での送信回数の削減を目的とし、ＢＩＣＭ−ＩＤの繰り返し検出の原理を活用した協力型符号化による中継伝送方式について説明した。さらに、計算機シミュレーションにより、簡易なネットワークトポロジーにおいても適応可能であり、また２ルートを経て宛先ノードに到着した信号に受信信号電力レベル差が存在する環境においても、高い符号化利得が得られる協力関係を構築可能であることを確認した。この特徴により、本発明は、マルチノードが偏在する環境においてネットワークトポロジーの観点で汎用性に優れているといえる。

以上、本発明について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施の形態に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を当該実施の形態に施したものや、異なる実施の形態における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本発明の範囲内に含まれる。

例えば、各実施の形態において、送信装置（Ｕ_１ノード）と中継装置（Ｕ_２ノード）とでＢＰＳＫ変調方式を用いたが、他の変調方式を用いてもよい。ただし、送信装置（Ｕ_１ノード）と中継装置（Ｕ_２ノード）とは同じ変調方式を用いていることが望ましい。

また、２つの送信装置（Ｕ_１ノードとＵ_２ノード）から１つの受信装置（Ｄノード）に向けて２つの情報を送信したが、３つ以上の送信装置から１つの受信装置に向けて３つの情報を送信してもよい。

また、各実施の形態において、２つの情報から自然二進符号化されたＱＰＳＫ信号を生成する際に排他的論理和演算を用いたが、他の論理演算を用いてもよい。具体的には、複素平面空間に配置される信号点に含まれる複数のビットのうち少なくとも１つのビットが、受信されたときの繰り返し演算により決定されたときに、他の信号点との間のユークリッド距離が短くなるように、信号点が配置されればよい。

本発明は、次世代無線通信システムの標準化におけるマルチユーザ中継通信環境、又は、無線ＬＡＮをベースとした無線分散アドホックネットワークなどに適用することができる。

１０ 送信機
１１、１２、４１、５１、５２ 通信路符号化器
１３、１４、２７、２８、４３、５３、５４、６７、６８ インターリーバ
１５、１５ａ、１５ｂ シンボルマッピング部
１６、４６、５６ 送信アンテナ
２０ 受信機
２１、２２、６１、６２ 通信路復号器
２３、２４、６３、６４ デインターリーバ
２５ シンボルデマッピング部
２６、６６ 受信アンテナ
３０ 無線通信路
４０ Ｕ_１ノード
４５、５５ ＢＰＳＫ変調器
５０ Ｕ_２ノード
５７ 排他的論理和演算部
６０ Ｄノード
６５ 協力型復号器
６９、７０ ＢＰＳＫ復調器
８１、８２、８３、９１、９２、９３ 円

Claims (7)

1. 信号点に含まれるビットの対数尤度比を繰り返し検出する受信装置に向けて、第１送信装置と、当該第１送信装置より前記受信装置に近い位置に位置する第２送信装置とから信号を送信する送信方法であって、
   前記第１送信装置が、第１ビット系列を変調することで第１信号を生成し、生成した第１信号を、前記第２送信装置と前記受信装置とに向けて送信する第１送信ステップと、
   前記第２送信装置が、前記第１信号を受信し、受信した第１信号に含まれる前記第１ビット系列を抽出する受信ステップと、
   前記第２送信装置が、前記受信ステップで抽出された第１ビット系列と、第２ビット系列との論理演算をビット毎に行うことで、第３ビット系列を生成する論理演算ステップと、
   前記第２送信装置が、前記第３ビット系列を変調することで第２信号を生成し、生成した第２信号を、前記受信装置に向けて送信する第２送信ステップとを含む
   送信方法。
2. 前記論理演算ステップでは、前記第２送信装置が、前記第１ビット系列と前記第２ビット系列との排他的論理和をビット毎に算出することで、前記第３ビット系列を生成する
   請求項１記載の送信方法。
3. 第１ビット系列を変調することで生成された信号が伝播する間に減衰した信号である第１信号を受信し、受信した第１信号を復調する第１受信ステップと、
   前記第１ビット系列と第２ビット系列との論理演算をビット毎に行うことで生成された第３ビット系列を変調することで生成された第２信号を受信し、受信した第２信号を復調する第２受信ステップと、
   前記第１受信ステップで復調された第１信号と前記第２受信ステップで復調された第２信号とを用いて、ビット毎に、当該ビットの信頼度を示す信頼度情報を繰り返し算出することで、前記第１ビット系列と前記第２ビット系列とを抽出する繰り返し演算ステップとを含む
   受信方法。
4. 前記繰り返し演算ステップでは、
   前記第１信号と前記第２信号とを、前記第１信号の実数成分を実数成分、前記第２信号の実数成分を虚数成分とする長方形配置されたＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号とみなして、当該ＱＰＳＫ信号のビット毎に、当該ビットの対数尤度比を繰り返し算出することで、前記第１ビット系列と前記第２ビット系列とを抽出する
   請求項３記載の受信方法。
5. 複数の通信装置間で信号を送受信する通信方法であって、
   前記複数の通信装置の１つである第１送信装置が、第１ビット系列を変調することで第１信号を生成し、生成した第１信号を送信する第１送信ステップと、
   前記複数の通信装置の１つである第２送信装置が、前記第１信号を受信し、受信した第１信号に含まれる前記第１ビット系列を抽出する第１受信ステップと、
   前記第２送信装置が、前記受信ステップで抽出された第１ビット系列と、第２ビット系列との論理演算をビット毎に行うことで、第３ビット系列を生成する論理演算ステップと、
   前記第２送信装置が、前記第３ビット系列を変調することで第２信号を生成し、生成した第２信号を送信する第２送信ステップと、
   前記複数の通信装置の１つである受信装置が、前記第１信号が伝播する間に減衰した信号である第３信号を受信し、受信した第３信号を復調する第２受信ステップと、
   前記受信装置が、前記第２信号を受信し、受信した第２信号を復調する第３受信ステップと、
   前記受信装置が、前記第２受信ステップで復調された第３信号と前記第３受信ステップで復調された第２信号とを用いて、ビット毎に、当該ビットの信頼度を示す信頼度情報を繰り返し算出することで、前記第１ビット系列と前記第２ビット系列とを抽出する繰り返し演算ステップとを含み、
   前記第２送信装置は、前記第１送信装置より前記受信装置に近い位置に位置する
   通信方法。
6. 前記第１送信装置と前記受信装置との間の距離より短く、所定の距離より長くなる位置に位置する通信装置が、前記第２送信装置として決定され、
   前記所定の距離は、前記受信装置における受信ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）が大きいほど短い
   請求項５記載の通信方法。
7. 前記第２送信装置と前記受信装置との間の距離より長く、所定の距離より短くなる位置に位置する通信装置が、前記第１送信装置として決定され、
   前記所定の距離は、前記受信装置における受信ＳＮＲが大きいほど長い
   請求項５記載の通信方法。

Images