WO2010052377A1 - Systeme d'antenne dipole differentielle a structure rayonnante coplanaire et dispositif d'emission/reception - Google Patents

Systeme d'antenne dipole differentielle a structure rayonnante coplanaire et dispositif d'emission/reception Download PDF

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WO2010052377A1
WO2010052377A1 PCT/FR2008/001573 FR2008001573W WO2010052377A1 WO 2010052377 A1 WO2010052377 A1 WO 2010052377A1 FR 2008001573 W FR2008001573 W FR 2008001573W WO 2010052377 A1 WO2010052377 A1 WO 2010052377A1
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differential
dipole
antenna
conductive strip
thick
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Application number
PCT/FR2008/001573
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Raffi Bourtoutian
Christophe Delaveaud
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Commissariat A L'energie Atomique Et Aux Energies Alternatives
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
    • H01P1/2039—Galvanic coupling between Input/Output
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/16—Resonant antennas with feed intermediate between the extremities of the antenna, e.g. centre-fed dipole
    • H01Q9/28—Conical, cylindrical, cage, strip, gauze, or like elements having an extended radiating surface; Elements comprising two conical surfaces having collinear axes and adjacent apices and fed by two-conductor transmission lines
    • H01Q9/285—Planar dipole

Definitions

  • the present invention relates to a differential dipole antenna system adapted for high bandwidth differential signal transmission / reception applications. It also relates to a corresponding transmission and / or reception device.
  • Radio frequency transmit / receive systems powered by differential electrical signals are very attractive for current and future wireless communications systems, especially for autonomous communicating object concepts.
  • a differential supply is a supply of two signals of equal amplitude in phase opposition. It helps reduce, or even eliminate, unwanted "common mode" noise in transmit and receive systems.
  • a significant degradation of the radiation performance is indeed observed when the operator holds a handset equipped with such a system. This degradation is caused by the variation, due to the hand of the operator, of the distribution of the current on the chassis of the combined used as ground plane.
  • the use of a differential power supply makes the system symmetrical and thus reduces the current concentration on the handset case, thus making the handset less sensitive to common mode noise introduced by the operator's hand.
  • a non-differential power supply causes the radiation of an undesired cross component due to the common mode flowing on the non-symmetrical power cables.
  • the use of a differential power supply eliminates the cross-radiation of the measurement cables and thus makes it possible to obtain reproducible measurements independent of the measurement context as well as perfectly symmetrical radiation diagrams.
  • the "push-pull" power amplifiers whose structure is differential have several advantages, such as the doubling of the output power and the elimination of higher order harmonics.
  • the low noise differential amplifiers offer several perspectives in terms of reduction of the noise factor.
  • the use of a differential structure prevents unwanted triggering of the oscillators by common mode noise.
  • the electric dipole antenna is the most naturally conceivable differential antenna. It is an antenna constituted by two identical and symmetrical arms, powered by two signals of equal amplitude and in phase opposition. Recently, the thick dipoles known for their large bandwidths have been fully utilized for high-speed communications, in accordance with the various UWB (Ultra Wide Band) communication standards aimed at broad bandwidth communications.
  • UWB Ultra Wide Band
  • these antennas When used in non-symmetrical devices these antennas show problems of common-mode noise whose differential supply makes it possible to overcome.
  • these antennas are also advantageously made in coplanar technology, especially in differential CPS (CoPlanar Stripline) technology.
  • differential CPS CoPlanar Stripline
  • the differential CPS technology makes it possible to take advantage of the differential structures while allowing a simple coplanar integration with discrete elements: it is not necessary to create via-type connections to connect the elements to each other.
  • the absence of a ground plane also makes it possible to envisage a simple and less disturbing connection with other coplanar differential elements. As a result, more and more differential devices are designed using this technology.
  • the invention therefore relates more precisely to an antenna comprising, on one and the same face of a dielectric substrate, a first half of a thick radiating dipole, a first conductive strip of a bi-band supplying a differential signal, this first band conductor being connected to the first thick radiating dipole half, a second thick radiating dipole half and a second conductive strip of the bi-ribbon supply line, this second conductive strip being connected to the second thick radiating dipole half.
  • Such a differential dipole antenna is for example described in the document "Differential and single ended elliptical antennas for 3.1-10.6 GHz ultra wideband communication", by Powell et al, IEEE Antenna and Propagation Society International Symposium Proceedings, vol. 3, pp. 2935-2938 (2004).
  • the thick dipole comprises two radiating halves of elliptical shape fed by a differential bi-ribbon line. It provides operation in a frequency range from 3.1 to 10.6 GHz for UWB type applications.
  • the standard WiMedia UWB allocates a bandwidth of between 4.2 and 4.8 GHz in Europe, to ensure compatibility with standards Americans.
  • the term "thick dipole” any dipole whose radiating halves occupy a compact geometric surface, such as a polygon (in particular a triangle), an ellipse, a disk, a half ellipse or a half disk.
  • a dipole antenna is thick and slow transition field lines between his arms, the more it has a significant bandwidth.
  • Several geometric shapes make it possible to reach more or less important bandwidths.
  • a "butterfly" type antenna whose arms are triangular in shape, has a relative bandwidth, defined by the relation ⁇ f / f 0 where ⁇ f is the bandwidth and f 0 is the central operating frequency of the bandwidth. the antenna, of the order of 20%.
  • An elliptical antenna may, in some cases, have a relative bandwidth exceeding 100%.
  • the aforementioned antennas are fairly compact and wide bandwidth but they generally have the dimension of a half wave at the low frequency of operation, or 30 to 40 mm at 4 GHz. In many applications where a very strong miniaturization is required, however, they remain too large. In particular, commonly used applications are those using USB wireless communication protocols, on very small USB cards for which the aforementioned dimensions are not suitable. Unfortunately, most of the known conventional miniaturization techniques are not valid for coplanar differential symmetric structures. On the other hand, the laws of physics and electromagnetism provide for a decrease in the bandwidth with the decrease in the size of the antennas which is not desired particularly in the aforementioned applications. In addition, an antenna must generally be connected to a bandpass filtering device.
  • an antenna is a device that emits and receives electromagnetic power.
  • a bandpass filter is then used to limit the frequency band in which the antenna will emit or receive electromagnetic signals. This makes it possible to reduce the noise picked up out of band and to prevent the interference of the signals transmitted or received by the antenna with the signals emitted by other communication systems operating on other sometimes adjacent frequency bands.
  • the European patent application published under the number EP 1 548 872 provides for a filter antenna in multilayer technology.
  • the radiating element of the antenna is placed on an upper layer and a coupled resonator filter is made on a multiplicity of lower layers of the structure between the radiating structure and a ground plane.
  • this filter antenna has a narrow bandwidth due to the use of a patch antenna.
  • its implementation requires the control of a multilayer technology quite expensive and difficult to implement.
  • Such a wideband differential filter antenna is nevertheless described in the document "Co-designed CPS UWB filter-antenna System” by Yang et al, IEEE Antenna Propagation International Symposium Proceedings, June 2007, pages 1433-1436.
  • This filter antenna is made using differential CPS technology.
  • the filtering device of this antenna provides the impedance matching of the high impedance loop antenna used.
  • This differential filter antenna thus has several advantages such as the elimination of impedance matching circuits and the suppression of baluns.
  • the filtering device of this antenna provides the impedance matching and the symmetrization of the loop antenna, there is really no joint design of these two elements since neither the antenna which is an ordinary loop antenna, nor the filter which is made by rectilinear impedance jump bands, are optimized in size. Indeed, the filter antenna assembly made in this document occupies a large size, of the order of a guided wavelength, which makes it difficult to integrate into current portable telecommunications systems.
  • the invention aims to overcome at least some of the aforementioned problems and constraints by providing a differential antenna system of optimized size in coplanar technology.
  • the subject of the invention is therefore a differential dipole antenna system comprising, on one and the same face of a dielectric substrate, a first half of a thick radiating dipole, a first conductive strip of a bi-ribbon supply line.
  • this first conductive strip being connected to the first thick radiating dipole half, a second thick radiating dipole half and a second conductive strip of the bi-ribbon supply line, this second conductive strip being connected to the second half a thick radiating dipole, the antenna system further comprising on said same face an additional conducting strip forming a short circuit connecting the first and second half of the thick dipole, and a resonant differential filtering device whose bandwidth is designed to combine with the resonance generated by the short circuit so as to produce an impedance matching of the antenna.
  • the short circuit behaves as an impedance matching network and provides resonance at a lower frequency than the natural resonant frequency of the antenna.
  • the operating wavelengths increase. In other words, for a given high operating wavelength, the size of the antenna system is significantly reduced to dimensions less than half the apparent wavelength.
  • this joint design of a shorted antenna and a resonant filtering device cleverly allows the filtering device to broaden the bandwidth of the antenna, and the antenna to improve the rejection properties off. band of the filtering device.
  • the additional conductive strip is rectilinear and arranged in a direction orthogonal to the main direction of the feed line.
  • the additional conductive strip is disposed at a predetermined distance from a feed point of the two halves of the radiating dipole by the bi-ribbon supply line, this distance being chosen sufficiently small to shift towards the low frequencies. a resonance generated by the short circuit on the radiating dipole.
  • the first and second thick radiating dipole halves are of semi elliptical, elliptical or triangular shape.
  • the resonant filtering device comprises a pair of coupled resonators disposed on the same face, each resonator comprising two conductive strips positioned symmetrically with respect to an axis of said same face, these two conductive strips being respectively connected to two conductors of a bi-ribbon port for connection to a bi-band line for transmitting a differential signal.
  • each conductive band of each resonator is folded back on itself so as to form a capacitive coupling between its two ends.
  • each conductive strip makes it possible to envisage a smaller filter size, in particular a filter length less than half the apparent wavelength, for geometric reasons. Furthermore, the fact that this refolding is designed to form a capacitive coupling between the two ends of each conductive strip creates at least one additional frequency transmission zero ensuring high bandwidth and out-of-band rejection performance. filtering device. Finally, the capacitive coupling by folding also generating a magnetic coupling, the size of each conductive strip can be further reduced while ensuring the same filtering function of the assembly.
  • a differential dipole antenna system may further comprise a quarter-wave line with two coplanar conductive strips arranged to connect, in impedance matching, the bi-ribbon line. supplying the antenna to the filtering device, this quarter-wave line being shaped in the form of a printed circuit for presenting structural discontinuities generating at least one impedance jump and at least one capacitive coupling between its two conductive strips so as to reproduce a quarter-wave phase shift.
  • the invention also relates to a device for transmitting and / or receiving a broad bandwidth signal, comprising an antenna system as defined above.
  • Broad bandwidth means a signal transmitted or received for high speed communication in accordance with one of the various UWB communication standards for broad bandwidth communications.
  • the subject of the invention is also a differential dipole antenna comprising, on one and the same face of a dielectric substrate, a first half of a thick radiating dipole, a first conducting strip of a bi-ribbon signal supply line. differential, this first conductive strip being connected to the first thick radiating dipole half, a second thick radiating dipole half and a second conductive strip of the bi-ribbon supply line, this second conductive strip being connected to the second half of radiating dipole, the antenna further comprising on said same face a additional conductive strip forming a short circuit connecting the first half and the second half of the thick dipole, and being adapted to be connected to a resonant differential filtering device to form an antenna system as defined above.
  • FIG. 1 schematically represents the general structure of a differential dipole antenna according to one embodiment of the invention
  • FIG. 2 illustrates the characteristic of a frequency response in reflection of the differential dipole antenna of FIG. 1,
  • FIG. 3 illustrates the characteristic of a frequency response in transmission of the differential dipole antenna of FIG. 1;
  • FIG. 4 represents an equivalent electrical diagram of the differential dipole antenna of FIG. 1;
  • FIG. 5 shows schematically the general structure of an example of filtering device for the realization of a differential dipole antenna system according to FIG. the invention,
  • FIG. 6 illustrates the characteristic of a frequency response in transmission and in reflection of the filtering device of FIG. 5;
  • FIG. 7 represents an equivalent electrical diagram of a differential dipole antenna system according to the invention
  • FIG. 8 schematically represents the general structure of an example of a quarter-wave differential bi-ribbon line for the realization of a differential dipole antenna system according to the invention
  • FIG. 9 schematically represents the general structure of FIG. a differential dipole antenna system according to a first embodiment of the invention
  • FIG. 10 illustrates the characteristic of a frequency response in reflection of the differential dipole antenna system of FIG. 9
  • FIG. 11 illustrates the characteristic of a frequency transmission response of the differential dipole antenna system of FIG. 9
  • FIG. 1 schematically shows the general structure of a differential dipole antenna system according to second and third embodiments of the invention.
  • the differential dipole antenna 10 illustrated in FIG. 1 comprises, on the same face 12 of a dielectric substrate, a first antenna arm 14 and a second antenna arm 16, arranged symmetrically with respect to a D axis. .
  • the first antenna arm 14 includes a first half 18 of thick radiating dipole and a first conductive strip 20 of a bi-band differential signal supply line.
  • the first half 18 of thick radiating dipole is more precisely, in the example illustrated in this figure, a half ellipse whose major axis is parallel to the axis D and constituting one of the lateral edges of the face 12 of the dielectric substrate on which is printed the antenna 10: in the frame of Figure 1, it is more precisely the left side edge.
  • the first conductive strip 20 is of rectilinear shape and extends parallel to and near the axis D, on the side of the first half 18 of thick radiating dipole.
  • One of its ends forms a first conductor of a bi-ribbon port 24 for connection to an external differential device (not shown).
  • the other 26 of its ends has a cubit to the left to connect the first conductive strip 20 to the convex portion of the first half 18 of thick radiating dipole, at the minor axis of the half ellipse.
  • the second antenna arm 16 has a second half 28 of thick radiating dipole and a second conductive strip 30 of the bi-band differential signal supply line.
  • the second half 28 of thick radiating dipole is more precisely, in the example illustrated in this figure, a half ellipse whose major axis is parallel to the axis D and constituting the right lateral edge of the face 12 of the dielectric substrate on which is printed the antenna 10.
  • the second conductive strip 30 is of rectilinear shape and extends parallel to and near the axis D, on the side of the second half 28 of thick radiating dipole.
  • One of its ends forms the second conductor of the bi-ribbon port 24 for connection to an external differential device.
  • the other 34 of its ends comprises a cubit to the right to connect the second conductive strip 30 to the convex portion of the second half 28 of thick radiating dipole, at the minor axis of the half ellipse.
  • a feed point P of the differential dipole antenna 10 is defined as being the intersection between the axis D and the axis of the upper edges of the two cubits 26 and 34 whose direction is orthogonal to the axis D.
  • the differential dipole antenna 10 is generally square in shape. If it consisted simply of the two previously described arms, each side of this square shape would be of the order of half an apparent wavelength.
  • the dipole antenna 10 further comprises, on the same face 12 of the dielectric substrate, an additional conductive strip 36 connecting the first half 18 and the second half 28 of the thick dipole.
  • the additional conductive strip 36 forms a short circuit between the first 18 and second 28 halves of the thick dipole. It is of thickness w of rectilinear shape and of principal direction orthogonal to the axis D, that is to say orthogonal to the main direction of the two conductive strips of the bi-band differential supply line, or parallel to the direction of the upper edges of the two cubits 26 and 34. It is located at a distance d from the feeding point P.
  • This short circuit makes it possible to obtain a significant reduction in the total area of the antenna. Indeed, it behaves like an impedance matching network and provides a resonance at a frequency lower than the natural resonance frequency of the antenna 10 if it was simply constituted by the two antenna arms 14 and 16.
  • the operating wavelengths increase. In other words, for a given high operating wavelength, the size of the antenna is significantly reduced. More precisely, it is thus possible to gain 60% in each dimension, that is to say to design a square-shaped antenna of which each side is of the order of one-fifth of an apparent wavelength. .
  • the graph illustrated in FIG. 2 represents the characteristic of a frequency response in reflection of the differential dipole antenna 10 previously described for operating frequencies close to 5 GHz.
  • the reflection coefficient Su of the frequency response has a resonance of 5. , 6 GHz.
  • the reflection coefficient Su of the frequency response has a greater resonance at 5.2 GHz.
  • the reflection coefficient Su of the frequency response has an even greater resonance at 4.6 GHz.
  • the distance d between the additional short-circuit conducting strip 36 and the feed point P must be chosen sufficiently small to shift the resonance generated by the short-circuit on the radiating dipole towards the low frequencies and to achieve miniaturization. desired, but large enough to maintain an acceptable bandwidth depending on the desired use of the antenna 10.
  • the conductive strips of the feed line are selected 1.5 mm wide and spaced from each other by 0.25 mm.
  • the half ellipses of the two dipole halves have a major axis of 8.5 mm and a small axis of 7 mm.
  • the width w of the short-circuit 36 is chosen at 0.5 mm and the distance d is adjustable to vary the resonance generated by the short-circuit according to the desired application or reduction.
  • a differential dipole antenna having a surface of 17 x 17.85 mm is thus obtained.
  • This size makes it possible to consider integrating the antenna into small communicating devices too.
  • the antenna has an impedance matching between ⁇ -10 dB (generally accepted bandwidth for antennas) between 4 and 5 GHz.
  • the graph illustrated in FIG. 3 represents the characteristic of a transmission frequency response of the differential dipole antenna 10 previously described for operating frequencies close to 5 GHz.
  • the transmission coefficient S 2 i of this frequency response has a significant rejection slope in the low band, notably much larger than in the high band.
  • the differential dipole antenna 10 can then be likened to a high-pass filter of the first order.
  • this filter frequency response antenna is suitable for integration with a bandpass filter, since the frequency response of the antenna can contribute to improve the low band rejection of such a filter.
  • this filter must also be chosen so that it can adapt the impedance of the antenna which is reduced by the addition of the strongly resonant short-circuit.
  • the short-circuited antenna can be modeled by an equivalent electrical circuit 40 illustrated in FIG. 4.
  • the addition of the short-circuit 36 to the antenna initially not short-circuited creates in fact an L, C type resonator added in parallel to the input impedance Z of the antenna initially not short-circuited.
  • This electrical circuit 40 modeling the short-circuited antenna therefore comprises two son conductors 42 and 44 between which is disposed a parallel circuit LC 46 modeling the resonator type L, C. These two son are connected to one of their ends to the impedance load Z of the antenna 10 considered without its short circuit. The other two free ends are intended to be connected to an external dipole not shown. Lead wire 44 is conventionally shown to be further connected to ground.
  • a differential dipole antenna such as that which has been described above thus advantageously comprises a resonant differential filtering device whose bandwidth is designed to combine with the resonance generated by the short circuit. to produce an impedance matching of the antenna.
  • a filter differential dipole antenna system takes advantage, on the one hand, of the strong resonance introduced by the short-circuit of the antenna to reinforce the low-band filtering of the device.
  • differential bandpass filtering directly connected to the antenna and, on the other hand, the bandwidth of the filtering device to better adapt the antenna and expand its bandwidth.
  • the filter device in the differential dipole antenna described above, it is advantageously designed in coplanar technology.
  • it may comprise a pair of coupled resonators disposed on the same face of a dielectric substrate, each resonator comprising two conductive strips positioned symmetrically with respect to a plane perpendicular to said same face, these two conductive strips being respectively connected to two conductors of a bi-ribbon port connecting to a bi-ribbon line for transmitting a differential signal.
  • This filtering device may for example be designed in accordance with the example illustrated in FIG. 12 of the document "Broadband and compact coupled coplanar stripline filters with impedance steps", by Ning Yang et al, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 55, No. 12, December 2007.
  • the filtering device is thus improved in compactness by folding each conductive strip of each resonator of the filtering device on itself so as to form a capacitive coupling between its two ends. This makes it possible in the end to obtain an ultra miniature filtering antenna that can be powered by differential broadband signals.
  • the device 50 for differential filtering with coupled resonators shown in FIG. 5 comprises at least one pair of resonators 52 and 54, capacitively coupled to one another and arranged on the same plane face 56 of a dielectric substrate.
  • the first resonator 52 consisting of a bi-ribbon line portion, is connected to two conductors E1 and E2 of a bi-ribbon connection port to a transmission line of a differential signal.
  • These two conductors E1 and E2 of the bi-ribbon port are symmetrical about an axis D 'through which passes a plane perpendicular to the plane face 56 and forming a virtual electric ground plane. They are of a width w 'and distant from each other by a distance s, these two parameters s and w' defining the impedance of the bi-ribbon port.
  • the second resonator 54 also consisting of a bi-ribbon line portion, is connected to two conductors S1 and S2 of a bi-ribbon connection port to a transmission line of a differential signal.
  • These two conductors S1 and S2 of the bi-ribbon port are also symmetrical with respect to the axis D '.
  • the two resonators 52 and 54 are themselves symmetrical with respect to an axis perpendicular to the axis D '. Therefore, the filter device 50 is symmetrical between its differential input and output so that these can be quite inverted.
  • the two conductors E1 and E2 will be conventionally chosen to be the bi-band input port of the filter device 50, for the reception of a signal. unfiltered differential signal.
  • the two conductors S1 and S2 will be conventionally selected as the dual-band output port of the filter device 50, for providing the filtered differential signal.
  • the first resonator 52 comprises two conductive strips identified by their references LE1 and LE2. These two conductive strips LE1 and LE2 are positioned symmetrically with respect to the axis D '. They are respectively connected to the two conductors E1 and E2 of the input port.
  • the second resonator 54 comprises two conductive strips identified by their references LS1 and LS2. These two conductive strips LS1 and LS2 are also positioned symmetrically with respect to the axis D '. They are respectively connected to the two conductors S1 and S2 of the output port.
  • the capacitive coupling of the two resonators 52 and 54 is ensured by the arrangement in opposite but non-contact of their respective pairs of conductive strips.
  • the conductive strips LE1 and LS1 located on the same side with respect to the axis D ', are arranged vis-à-vis at a distance e from one another.
  • This distance e between the two resonators 52 and 54 mainly influences the bandwidth of the filtering device 50 and has a side effect on its characteristic impedance.
  • the distance e must be small enough to increase the bandwidth but also large enough not to generate unwanted reflection within the bandwidth.
  • each conductive strip must be of length ⁇ / 4, where ⁇ is the apparent wavelength, for a substrate considered, corresponding to the frequency high operating filter device.
  • the conductive strips LE1, LE2, LS1 and LS2 are advantageously folded back on themselves so as to locally form additional capacitive and magnetic couplings between their two ends.
  • the size of the filtering device 50 is thus reduced for at least two reasons: the collapses geometrically generate a size reduction of the assembly, but moreover, thanks to the capacitive and magnetic couplings, the size of each conductive strip can be further reduced. while ensuring a good functioning of the resonators.
  • This capacitive and magnetic coupling further generates a feedback between the input and the output of each conductive strip, so as to create one or more additional transmission zeros at frequencies higher than the upper limit of the bandwidth of the filter device 50 The high band rejection is thus improved.
  • the four conductive strips are of generally annular shape, their ends being folded back to the interior of this annular general shape over a portion of predetermined length thereof.
  • the folding of the ends of each conductive strip is located on a portion of this conductive strip disposed vis-à-vis the other conductive strip of the same resonator.
  • the folds of ends of the conductive strips LE1 and LE2 are arranged vis-a-vis on both sides of the axis D 'and in the vicinity thereof.
  • the conductive strip LE1 is generally rectangular in shape and consists of rectilinear conductive segments.
  • a first LEI segment 1 having a first free end of the conductive strip LE1 extends inwardly of the rectangle formed by the conductive strip over a length L in a direction orthogonal to the axis D '.
  • a second segment LEI 2 connected to this first segment at right angles, constitutes a part of the side of the rectangle parallel to the axis D 'and close to it.
  • a third segment LEI 3 connected to this second segment at right angles, constitutes the side of the rectangle orthogonal to the axis D 'and connected to the conductor E1 of the input port.
  • a fourth segment LEI 4 connected to this third segment at right angles, constitutes the side of the rectangle parallel to the axis D 'and close to an outer edge of the substrate.
  • a fifth segment LEI 5 connected to this fourth segment at right angles, constitutes the side of the rectangle orthogonal to the axis D 'and opposite the side LEI 3 .
  • a sixth LEI segment 6 connected to this fifth segment at right angles constitutes, as the second segment LEI 2, a portion of the side of the rectangle parallel to the axis D 'and close to the latter.
  • a seventh LEI segment 7 comprising the second free end of the conductive strip LE1, connected to the sixth segment at right angles, extends inwardly of the rectangle along the length L in a direction orthogonal to the axis D ', that is to say, parallel to the segment LEI 1 and vis-à-vis it over the entire length L of folding.
  • the segments LEI 1 and LEI 7 are spaced a constant distance e s along their entire length which ensures their capacitive coupling.
  • the conductive strip LE1 may also be seen as consisting of a folded main conductive strip connected at one of its ends to the conductor E1, this main conductive strip comprising the segments LEI 1 , LEI 2 and the portion of the segment LEI 3 located between the LEI segment 2 and the conductor E1, and a stub-type branch folded on the main conductive strip, this stub-type branch comprising the other part of the LEI segment 3 , and the LEI segments 4 to LEI 7 .
  • the stub type derivation is then considered as placed at the junction between the main conductive strip and the conductor E1. It should theoretically have a total length of ⁇ / 4, but the capacitive and magnetic couplings generated by the folding of the conductive strip LE1 on itself can reduce this length, especially 10 to 20% on the derivation in "stub" .
  • LEI segment 4 makes it possible to bring together the LEI 3 and LEI 5 segments, but also the LEI 3 and LEI 1 segments, or the LEI 5 and LEI 7 segments, so as to multiply the number of capacitive and magnetic couplings generated by the folding of the conductive strip LE1 on itself. These multiple couplings improve the operation of the filtering device 50.
  • the coupling length L between the two folded ends ie the two segments LEI 1 and LEI 7 , mainly influences the bandwidth of the filtering device 50, but also has a secondary effect on the high band rejection. The more it increases, the lower the bandwidth but the higher the band rejection is improved.
  • the distance e s between the two folded ends mainly influences the high band rejection of the filtering device 50: the smaller it is, the higher the high band rejection is improved. It should be noted, however, that this distance can not be less than a limit imposed by the precision of the etching of the conductive strip LE1 on the substrate.
  • the conductive strip LE2 consists, like the conductive strip LE1, of seven LE2 conductive segments ! at LE2 7 disposed on the plane face 56 of the substrate symmetrically to the seven segments LEI 1 to LEI 7 with respect to the axis D '.
  • the two conductive strips LE1 and LE2 are spaced a constant distance e ⁇ , corresponding to the distance separating the segments LEI 2 and LEI 6 , on the one hand, the segments LE2 2 and LE2 6 , on the other hand.
  • This distance e ⁇ mainly influences the impedance of the first resonator 52, i.e. the input impedance of the filter device 50, but also has a side effect on the bandwidth of the filtering device 50. More it increases, the more the impedance increases and less markedly, the more the bandwidth is reduced.
  • the conductive strips LS1 and LS2 each consist, like the conductive strips LE1 and LE2, of seven segments. conductors LSI 1 to LSI 7 and LS2 ⁇ to LS2 7 respectively, printed on the plane face 56 of the substrate symmetrically to the segments of the conductive strips LE1 and LE2 with respect to this axis.
  • the two conductive strips LS1 and LS2 are spaced a constant distance e 2 equal to e ⁇ corresponding to the distance separating the segments LSI 2 and LSI 6 , on the one hand, from the segments LS2 2 and LS2 6 , on the other hand.
  • This distance e 2 also mainly influences the impedance of the second resonator 54, that is to say the output impedance of the filtering device 50, but also has a side effect on the bandwidth of the filtering device 50. More it increases, the more the impedance increases and less markedly, the more the bandwidth is reduced.
  • the distance e separating the two resonators 52 and 54 corresponds to the distance separating the segments LEI 5 and LE 2 5 , on the one hand, from the segments LSI 5 and LS2 5 , on the other hand.
  • the capacitive coupling between the two resonators 52 and 54 is thus established over the entire length of the LEI 5 and LE2 5 segments, on the one hand, and the LSI 5 and LS2 5 segments, on the other hand.
  • the reflection coefficient Su of this frequency response shows a bandwidth of -10 dB (generally accepted definition of the bandwidth in reflection) of between about 3.2 and 4.4 GHz.
  • the bandwidth is widened by the presence of two distinct reflection zeros within this bandwidth, these two zeros being due to the presence of the two coupled resonators remote from e in the filtering device 50.
  • FIG. 6 clearly shows that if they are too far apart, the portion of curve Sn situated between these two reflection zeros can go back up to -10 dB, which generates a separation of the enlarged bandwidth into two separate bandwidths. Therefore, the distance e should not be too small not to cause reflection greater than -10 dB in the extended bandwidth.
  • the transmission coefficient S 2 i of the frequency response shows a bandwidth of -3 dB (generally accepted definition of the bandwidth in transmission), between about 2.7 and 4.5 GHz, as well as two transmission zeros at about 5.1 and 6.9 GHz.
  • FIG. 7 schematically shows an equivalent electric circuit of a differential dipole filter antenna according to the second aspect of the invention.
  • a first inverter 60 represents an impedance jump from Z 0 to Z 1 at the input of the filter device 50.
  • the impedance Z 0 is determined by the parameters s and w 'of the conductors E 1 and E 2 of the input port of the filtering device
  • the impedance Zi is determined in particular by the distance e ⁇ between the conductive strips LE1 and LE2.
  • a second inverter 62 represents the corresponding impedance jump, from Z 1 to Z 0 , at the output of the filtering device 50.
  • the first and second coupled resonators 52 and 54 are each represented by an LC circuit with capacitance C and inductance L in parallel. These two LC circuits are connected, on the one hand, respectively to the first and second inverters 60 and 62 and, on the other hand, to ground. Finally, the folding of the conductive strips LE1, LE2, LS1 and LS2 creates additional couplings, inside each resonator but also between the resonators, which can be represented by a feedback circuit LC 64, with capacitance C1 and inductance L1.
  • This LC feedback circuit 64 improves the high band rejection of the filtering device 50 by adding one or more transmission zeros in the high frequencies.
  • the junction of the radiating antenna 10 and the filtering device 50 is modeled in this circuit by the connection of the inverter 62 to the free ends of the two conductor wires 42 and 44 of the electrical circuit 40, via the ground with respect to the lead wire 44
  • the addition of the short circuit in the structure of the antenna creates a resonator resonant low frequency: the LC parallel circuit 46.
  • the addition of this resonator filtering device 50 increases its order and improves its performance. Indeed, it creates in the bandwidth of the filtering device an additional reflection zero which contributes to the broadening of the bandwidth of the set and to an improvement of the impedance matching in the bandwidth.
  • the resonance of the short circuit being low frequency it helps to improve the rejection of the filter device which has a moderate rejection in its lower band.
  • an improved compactness filtering differential dipole antenna may further include a quarter-wave line for improving impedance matching between the filter device and the radiating part of the filter element. the antenna.
  • this quarter wave line is itself improved compactness. It is arranged between the filtering device and the radiating part of the antenna so as to connect, in impedance matching, the bi-ribbon supply line of the antenna to one of the dual-ribbon ports of the device. filtering.
  • FIG. 8 Such a quarter-wave line with improved compactness and capable of transmitting a differential signal is shown in FIG. 8.
  • a quarter-wave bi-ribbon line 70 comprises two conductive strips 72 and 74 disposed on the same plane face 76 of a dielectric substrate.
  • the conductive strip 72 comprises a first end E'1 and a second end S'1.
  • the second conductive strip 74 comprises a first end E'2 and a second end S'2.
  • the first two ends E'1 and E'2 of the two conductive strips 72 and 74 respectively form two conductors of a first bi-ribbon port 78 for connection to a first external differential device (not shown in this figure) and the two seconds ends S'1 and S'2 of the two conductive strips respectively form two conductors of a second bi-ribbon port 80 for connection to a second external differential device (not shown in this figure).
  • the ends E'1 and E'2, on the one hand, and S'1 and S'2, on the other hand, are symmetrical with respect to an axis D "of the plane face 76.
  • Capacitive coupling and jumps impedance of the bi-ribbon line 70 are directly generated by structural discontinuities which themselves generate an inductance and a capacitance.
  • structure comprise, on the one hand, linearity failures of the conductive strips 72 and 74 and, on the other hand, additional conductive branch formations extending from the conductive strips 72 and 74.
  • the breaks in linearity make it possible to vary the distance between the two conductive strips for achieving at least one impedance jump.
  • the first conductive strip 72 has several linearity breaks allowing a portion 72A of this conductive strip 72 to be further from the axis D "than the portions E '1 and S'1 forming the ends of this conductive strip. 72, while maintaining the portions E'1, S'1 and 72A parallel to the axis D ".
  • These linearity breaks are made by a portion 72B of the conductive strip 72, extending laterally and orthogonally to the axis D "of an end of the portion E'1 towards one end of the portion 72A, and by a portion 72C of the conductive strip 72, extending laterally and orthogonally to the axis D "of the other end of the portion 72A towards one end of the portion S'1.
  • the second conductive strip 74 has several linearity breaks allowing a portion 74A of this conductive strip 74 to be further from the axis D "than the portions E'2 and S'2 forming the ends of this strip. while maintaining the portions E'2, S'2 and 74A parallel to the axis D.
  • These linearity failures are formed by a portion 74B of the conductive strip 74, extending laterally and orthogonally to the D "axis of one end of the portion E'2 to one end of the portion 74A, and a portion 74C of the conductive strip 74, extending laterally and orthogonal to the axis D" of the other end of the portion 74A towards one end of the portion S'2.
  • the bi-ribbon line 70 has a first structure discontinuity, increasing the distance between its two conductive strips 72 and 74, made by the portions 72B and 74B, for performing a first impedance jump. by increasing this impedance. Indeed, the impedance increases with the distance between the two conductive strips.
  • It also has a second structure discontinuity, reducing the distance between its two conductive strips 72 and 74, made by the portions 72C and 74C, for performing a second impedance jump by reducing this impedance.
  • an interdigitated capacitance is formed by two conductive fingers 72D and 74D extending parallel to one another and orthogonal to the axis D ", facing each other over at least part of their length
  • the conductive finger 72D consists of a rectilinear conductive strip portion, one end of which is integral with the portion 72A of the first conductive strip 72 and the other end remains free
  • the 74D conductive finger consists of a portion rectilinear conductive strip whose one end is integral with the portion 74A of the second conductive strip 74 and the other end remains free.
  • the pair of conductive fingers therefore extends laterally inwardly of the rectangular zone defined above from the portions 72A and 74A of the two conductive strips 72 and 74, which takes advantage of the area of the substrate in which the bi-ribbon line 70 has a greater spacing between its conductive strips 72 and 74 to form the interdigitated capacitance.
  • the length I of the bi-ribbon line 70 is substantially less than the length of a bi-ribbon line quarter wave of the state of the art which consists of two rectilinear and parallel conductive strips, thanks to the discontinuities of structure.
  • the bi-ribbon line 70 has a better compactness while maintaining the same characteristics as a bi-ribbon quarter-wave line of the state of the art.
  • a filter differential dipole antenna 82 with improved compactness, resulting from a joint embodiment of the radiating antenna 10 shown in FIG. 1, the filtering device 50 shown in FIG. 5 and the quarter-wave line 70 represented on FIG. FIG. 8 is shown in FIG. 9.
  • One of the two bi-ribbon ports of the filtering device 50 is connected to one of the two bi-ribbon ports of the quarter-wave line 70 which performs a function of FIG. impedance inverter.
  • the other of the two bi-ribbon ports of the quarter-wave line 70 is connected to the bi-ribbon port 24 of the dipole antenna 10.
  • the example shown in this figure is designed to operate in the 4.2-5 GHz frequency band allocated to UWB broadband communications in Europe.
  • the overall size of the filter antenna 82 square thus produced is about one-fifth of an apparent wavelength for each side. We will note that these dimensions are practically those of the short-circuited antenna alone illustrated in FIG. 1, the filtering device 50 contributing to the miniaturization of the antenna while ensuring its impedance matching at low frequency.
  • the graph illustrated in FIG. 10 represents the comparative characteristics of a frequency response in reflection of the radiating antenna 10, the filtering device 50 and the filtering antenna 82.
  • the reflection coefficient S 11 of the frequency response of the filtering antenna 82 has a bandwidth at -10 dB which is considerably larger than that of the filtering device 50 alone or of the radiating antenna 10 alone.
  • the reflection coefficient S 11 of the frequency response of the radiating antenna 10 alone is not adapted to the desired UWB application, but to a narrower band between 4.45 and 5.05 GHz.
  • the filtering device alone is adapted between 4.25 and 4.9 GHz.
  • the combination of the radiating antenna and the filtering device, by an impedance matching effect of the radiating antenna is adapted between 4.15 and 5 GHz, the desired frequency band.
  • the graph illustrated in FIG. 11 represents the comparative characteristics of a frequency response in transmission of the radiating antenna 10, the filtering device 50 and the filtering antenna 82.
  • the transmission coefficient S 21 of the frequency response of the filtering antenna 82 has a bandwidth at -3 dB which is much more selective than that of the filtering device 50 alone.
  • the low and high band rejections are also improved and rebalanced by the combination of the first-order high-pass filter effect of the short-circuited antenna and the initial asymmetric filtering of the filtering device 50.
  • the short circuit has a first effect on the radiating antenna itself while allowing its miniaturization, but also a second effect on the filtering antenna by acting on the bandwidth of the filtering to improve the band rejections. low and high and allow transmission / reception of broadband differential signals.
  • FIG. 12 represents a filter differential dipole antenna 82 'resulting from a joint embodiment of a butterfly-type shorted radiating antenna 10', of the filtering device 50 shown in FIG. 5 and of the quarter-line of FIG. Wave 70 shown in Figure 8. Its two dipole halves are triangular in shape and connected to the bi-ribbon feed line of the antenna by one of their vertices, for a relatively low bandwidth.
  • FIG. 13 represents a filter differential dipole antenna 82 "resulting from a joint embodiment of an elliptic-type short-circuited radiating antenna 10, of the filtering device 50 represented in FIG. 5 and of the quarter-wave line 70 shown in FIG. 8. Its two dipole halves are of elliptical shape and connected to the bi-ribbon feed line of the antenna at one end of their minor axis, for a high bandwidth.
  • the filtering device 50 described above is a good solution to be integrated in these different types of antennas, thanks to its asymmetrical frequency response particularly suitable for a design with shorted antennas, but also because it allows to reach a wide range of relative bandwidths ranging from 15% to 70%. That said, other filters having a similar asymmetric frequency response are also suitable.
  • a differential dipole antenna such as one of those described above can achieve a much better compactness and a much smaller size than the known differential dipole antennas realized in differential CPS technology, while retaining the possibility of being able to transmit and receive broadband differential signals in accordance with the requirements of the UWB communication applications. Its compactness and high performance make it also advantageous for communicating miniature objects, including portable USB wireless devices.
  • the coplanar structure of this differential dipole antenna also facilitates its realization in hybrid technology and its integration in monolithic technology with structures comprising discrete elements mounted on the surface.
  • it is simple to design it in integration with a bandpass filtering device produced in coplanar technology, as has been illustrated by several examples, by chemical or mechanical etching on substrates with low or high permittivity according to the applications and performances. required.
  • This antenna could in particular be manufactured on a low cost substrate, but in this case the losses generated could reduce its performance.
  • this solution may remain valid for certain applications intended for the general public.
  • This antenna can also find applications in the millimeter frequency band where its small size and its high performance allow it to be integrated at low cost in monolithic technology with active transmit or receive circuits.
  • the filter antenna thus produced then has optimum characteristics in terms of size, bandwidth, radiation, consumption and rejection of noises and interfering signals.

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Abstract

Ce système d'antenne dipôle différentielle (82) comporte, sur une même face d'un substrat diélectrique, une première moitié (18) de dipôle rayonnant épais, une première bande conductrice (20) d'une ligne bi-ruban d'alimentation en signal différentiel, cette première bande conductrice (20) étant raccordée à la première moitié (18) de dipôle rayonnant épais, une seconde moitié (28) de dipôle rayonnant épais et une seconde bande conductrice (30) de la ligne bi-ruban d'alimentation, cette seconde bande conductrice (30) étant raccordée à la seconde moitié (28) de dipôle rayonnant épais. En outre, il comporte sur ladite même face une bande conductrice supplémentaire (36) formant court-circuit reliant la première moitié (18) et la seconde moitié (28) du dipôle épais, et un dispositif (50) de filtrage différentiel résonant dont la bande passante est conçue pour se combiner avec la résonance engendrée par le court-circuit (36) de manière à produire une adaptation d'impédance de l'antenne

Description

SYSTEME D'ANTENNE DIPOLE DIFFERENTIELLE A STRUCTURE RAYONNANTE COPLANAIRE ET DISPOSITIF D'EMISSION/RECEPTION
La présente invention concerne un système d'antenne dipôle différentielle adapté pour des applications d'émission/réception de signaux différentiels à large bande passante. Elle concerne également un dispositif d'émission et/ou réception correspondant.
Les systèmes d'émission/réception radiofréquence alimentés par des signaux électriques différentiels sont très attrayants pour les systèmes de communications sans fil actuels et futurs, notamment pour les concepts d'objets communicants autonomes. Une alimentation différentielle est une alimentation par deux signaux d'égale amplitude en opposition de phase. Elle contribue à réduire, voire à éliminer, le bruit dit « de mode commun » indésirable dans les systèmes d'émission et de réception. Dans le domaine de la téléphonie mobile par exemple, lorsqu'un système non différentiel est utilisé, une dégradation importante des performances du rayonnement est en effet observée quand l'opérateur tient un combiné muni d'un tel système. Cette dégradation est causée par la variation, due à la main de l'opérateur, de la distribution du courant sur le châssis du combiné utilisé comme plan de masse. L'utilisation d'une alimentation différentielle rend le système symétrique et réduit ainsi la concentration de courant sur le boîtier du combiné : elle rend donc le combiné moins sensible au bruit de mode commun introduit par la main de l'opérateur.
Dans le domaine des antennes, une alimentation non différentielle entraîne le rayonnement d'une composante croisée indésirable due au mode commun circulant sur les câbles d'alimentation non symétriques. L'utilisation d'une alimentation différentielle élimine le rayonnement croisé des câbles de mesure et permet ainsi l'obtention de mesures reproductibles et indépendantes du contexte de mesure ainsi que des diagrammes de rayonnement parfaitement symétriques.
Dans le domaine des composants actifs, les amplificateurs de puissance de type « push-pull » dont la structure est différentielle présentent plusieurs avantages, tels que le dédoublement de la puissance en sortie et l'élimination des harmoniques d'ordres supérieurs. En réception, les amplificateurs différentiels à faible bruit présentent plusieurs perspectives en terme de réduction du facteur de bruit. Aussi, l'utilisation d'une structure différentielle empêche le déclenchement indésirable des oscillateurs par le bruit de mode commun. L'antenne dipôle électrique est l'antenne différentielle la plus naturellement envisageable. C'est une antenne constituée par deux bras identiques et symétriques, alimentés par deux signaux d'égale amplitude et en opposition de phase. Récemment, les dipôles épais connus pour leurs larges bandes passantes ont été pleinement utilisés pour les communications à haut débit, conformément aux différents standards de communication UWB (de l'anglais « Ultra Wide Band ») visant des communications à larges bandes passantes. Lorsqu'elles sont utilisées dans des dispositifs non symétriques ces antennes montrent des problèmes de bruit de mode commun dont l'alimentation différentielle permet de s'affranchir. Pour des raisons d'optimisation de leur encombrement, ces antennes sont en outre avantageusement réalisées en technologie coplanaire, notamment en technologie CPS différentielle (de l'anglais « CoPlanar Stripline », pour « ligne en bande coplanaire »). Par ailleurs, la technologie CPS différentielle permet de profiter des avantages des structures différentielles tout en permettant une intégration coplanaire simple avec des éléments discrets : il n'est pas nécessaire de créer des raccordements de type via pour relier les éléments entre eux. L'absence de plan de masse permet aussi d'envisager un raccordement simple et moins perturbant avec d'autres éléments différentiels coplanaires. Par conséquent, de plus en plus de dispositifs différentiels sont conçus selon cette technologie. L'invention concerne donc plus précisément une antenne comportant, sur une même face d'un substrat diélectrique, une première moitié de dipôle rayonnant épais, une première bande conductrice d'une ligne bi-ruban d'alimentation en signal différentiel, cette première bande conductrice étant raccordée à la première moitié de dipôle rayonnant épais, une seconde moitié de dipôle rayonnant épais et une seconde bande conductrice de la ligne bi-ruban d'alimentation, cette seconde bande conductrice étant raccordée à la seconde moitié de dipôle rayonnant épais.
Une telle antenne dipôle différentielle est par exemple décrite dans le document « Differential and single ended elliptical antennas for 3.1-10.6 GHz ultra wideband communication », de Powell et al, IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium Proceedings, vol. 3, pages 2935-2938 (2004). Dans ce document, le dipôle épais comporte deux moitiés rayonnantes de forme elliptique alimentées par une ligne bi-ruban différentielle. Il assure un fonctionnement dans un domaine de fréquences allant de 3,1 à 10,6 GHz pour des applications de type UWB. En particulier, le standard WiMedia UWB alloue une bande passante comprise entre 4,2 et 4,8 GHz en Europe, pour assurer une compatibilité avec les standards Américains. Une antenne dipôle différentielle elliptique de ce type est également décrite dans le document « Planar elliptical élément ultra-wideband dipole antenna », de Schantz, IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium Proceedings, vol. 3, pages 44-47 (2002). Dans le document « A novel CPS-fed balanced wideband dipole for ultra- wideband applications », de Chan et al, Proceedings of the european conférence on antennas and propagation, EuCAP 2006, pages 235.1 (2006), le dipôle épais comporte deux moitiés rayonnantes en forme de demi disque alimentées par deux bandes conductrices d'une ligne bi-ruban différentielle. Plus généralement, on entend par « dipôle épais », tout dipôle dont les moitiés rayonnantes occupent une surface géométrique compacte, telle qu'un polygone (en particulier un triangle), une ellipse, un disque, une demi ellipse ou un demi disque.
On remarque aussi que plus une antenne dipôle est épaisse et à transition lente des lignes de champs entre ses bras, plus elle présente une bande passante importante. Plusieurs formes géométriques permettent d'atteindre des bandes passantes plus ou moins importantes. Par exemple, une antenne de type « papillon », dont les bras sont de forme triangulaire présente une bande passante relative, définie par la relation Δf/f0 où Δf est la largeur de la bande passante et f0 la fréquence centrale de fonctionnement de l'antenne, de l'ordre de 20 %. Une antenne elliptique peut, dans certains cas, présenter une bande passante relative dépassant 100 %.
Les antennes précitées sont assez compactes et à large bande passante mais elles ont généralement la dimension d'une demi onde à la fréquence basse de fonctionnement, soit 30 à 40 mm à 4 GHz. Dans de nombreuses applications où une très forte miniaturisation est requise, elles restent cependant trop volumineuses. Notamment, des applications généralement visées sont celles utilisant des protocoles de communication de type USB sans fil, sur des cartes USB de très petites tailles pour lesquelles les dimensions précitées ne conviennent pas. Malheureusement, la plupart des techniques classiques de miniaturisation connues ne sont pas valides pour des structures symétriques différentielles coplanaires. D'autre part, les lois de la physique et de l'électromagnétisme prévoient une diminution de la bande passante avec la diminution de la taille des antennes ce qui n'est pas souhaité notamment dans les applications précitées. Par ailleurs, une antenne doit généralement être connectée à un dispositif de filtrage passe-bande. En effet, une antenne est un dispositif qui émet et reçoit de la puissance électromagnétique. Un filtre passe-bande est alors utilisé pour limiter la bande fréquentielle dans laquelle l'antenne va émettre ou recevoir des signaux électromagnétiques. Ceci permet de réduire le bruit capté hors bande et d'empêcher l'interférence des signaux émis ou reçus par l'antenne avec les signaux émis par d'autres systèmes de communications fonctionnant sur d'autres bandes de fréquences parfois voisines.
De façon classique, des filtres fabriqués indépendamment sont connectés aux antennes. Ceci requiert la plupart des fois l'utilisation de circuits d'adaptation ou bien de longues transitions, coûteuses en termes de taille et de pertes ajoutées au système global.
Pour réduire les dimensions d'un système d'antenne filtrante et améliorer son rendement, la demande de brevet Européen publiée sous le numéro EP 1 548 872 prévoit de réaliser une antenne filtrante en technologie multicouche. Dans ce document, l'élément rayonnant de l'antenne est placé sur une couche supérieure et un filtre à résonateurs couplés est réalisé sur une multiplicité de couches inférieures de la structure entre la structure rayonnante et un plan de masse. Cependant, bien que compacte, cette antenne filtrante présente une bande passante étroite à cause de l'utilisation d'une antenne de type patch. De plus, sa réalisation demande la maîtrise d'une technologie multicouche assez coûteuse et difficile à mettre en place.
En fait, peu de travaux ont abordé l'intégration d'une antenne et d'un filtre en technologie différentielle. Pourtant, la réalisation d'un ensemble intégré d'antenne filtrante en technologie différentielle permet de le connecter directement aux circuits actifs, généralement réalisés également en technologie différentielle, et ainsi de s'affranchir des circuits symétriseurs (ou baluns) qui augmentent le coût et l'encombrement d'un système d'émission/réception et réduisent son rendement.
Une telle antenne filtrante différentielle large bande est néanmoins décrite dans le document "Co-designed CPS UWB filter-antenna System" de Yang et al, IEEE Antennas Propagation International Symposium Proceedings, juin 2007, pages 1433-1436. Cette antenne filtrante est réalisée en technologie CPS différentielle. En plus, le dispositif de filtrage de cette antenne assure l'adaptation d'impédance de l'antenne boucle à haute impédance utilisée. Cette antenne filtrante différentielle présente donc plusieurs avantages comme l'élimination de circuits d'adaptation d'impédance et la suppression de baluns. Cependant, en dehors du fait que le dispositif de filtrage de cette antenne assure l'adaptation d'impédance et la symétrisation de l'antenne boucle, il n'y a pas réellement de conception conjointe de ces deux éléments puisque, ni l'antenne qui est une antenne boucle ordinaire, ni le filtre qui est réalisé par des bandes conductrices rectilignes à saut d'impédance, ne sont optimisés en taille. En effet, l'ensemble d'antenne filtrante réalisé dans ce document occupe une taille importante, de l'ordre d'une longueur d'onde guidée, ce qui le rend difficilement intégrable dans les systèmes portables de télécommunications actuels.
Au vu de l'état de la technique précité, il existe un besoin d'intégration de filtres passe-bande avec des antennes miniatures pour réduire les dimensions d'un système d'antenne filtrant. Cette stratégie visant à concentrer au sein d'un même composant plusieurs fonctionnalités, en l'occurrence rayonnement et filtrage, pose plusieurs difficultés, surtout pour les nouvelles applications demandant des structures à signaux différentiels très larges bandes. Ainsi, selon cette stratégie, chaque élément du même composant doit être conçu pour assurer le fonctionnement optimal des autres éléments du composant tout en limitant les interconnexions qui réduisent ses performances globales en ajoutant des pertes supplémentaires. Il convient aussi de chercher à supprimer dans ce type de composant certains éléments encombrants tels que des symétriseurs. II peut ainsi être souhaité de prévoir un système d'antenne dipôle différentielle répondant à ce besoin d'intégration.
Selon un aspect, l'invention vise à remédier à au moins une partie des problèmes et contraintes précités en fournissant un système d'antenne différentielle de taille optimisée en technologie coplanaire. L'invention a donc pour objet un système d'antenne dipôle différentielle, comportant, sur une même face d'un substrat diélectrique, une première moitié de dipôle rayonnant épais, une première bande conductrice d'une ligne bi-ruban d'alimentation en signal différentiel, cette première bande conductrice étant raccordée à la première moitié de dipôle rayonnant épais, une seconde moitié de dipôle rayonnant épais et une seconde bande conductrice de la ligne bi-ruban d'alimentation, cette seconde bande conductrice étant raccordée à la seconde moitié de dipôle rayonnant épais, le système d'antenne comportant en outre sur ladite même face une bande conductrice supplémentaire formant court-circuit reliant la première moitié et la seconde moitié du dipôle épais, et un dispositif de filtrage différentiel résonant dont la bande passante est conçue pour se combiner avec la résonance engendrée par le court-circuit de manière à produire une adaptation d'impédance de l'antenne.
Il apparaît en premier lieu que l'ajout d'un court-circuit entre les deux moitiés de dipôle rayonnant épais du système d'antenne dipôle différentielle coplanaire permet d'obtenir une réduction significative de sa surface totale. En effet, le court- circuit se comporte comme un réseau d'adaptation d'impédance et assure une résonance à une fréquence plus basse que la fréquence naturelle de résonance de l'antenne. Ainsi, à taille constante, les longueurs d'onde de fonctionnement augmentent. Autrement dit, pour une longueur d'onde haute de fonctionnement donnée, la taille du système d'antenne est significativement réduite à des dimensions inférieures à la demi longueur d'onde apparente.
Mais l'utilisation d'une antenne court-circuitée dans des applications UWB peut sembler au premier abord inenvisageable dans la mesure où du fait de sa résonance élevée elle présente une bande passante moins large autour de la fréquence de résonance.
Ainsi, cette conception conjointe d'une antenne court-circuitée et d'un dispositif de filtrage résonant permet astucieusement au dispositif de filtrage d'élargir la bande passante de l'antenne, et à l'antenne d'améliorer les propriétés de réjection hors bande du dispositif de filtrage. De façon optionnelle, la bande conductrice supplémentaire est rectiligne et disposée dans une direction orthogonale à la direction principale de la ligne d'alimentation.
De façon optionnelle également, la bande conductrice supplémentaire est disposée à une distance prédéterminée d'un point d'alimentation des deux moitiés du dipôle rayonnant par la ligne bi-ruban d'alimentation, cette distance étant choisie suffisamment faible pour décaler vers les basses fréquences une résonance engendrée par le court-circuit sur le dipôle rayonnant.
De façon optionnelle également, les première et seconde moitiés de dipôle rayonnant épais sont de forme semi elliptique, elliptique ou triangulaire. De façon optionnelle également, le dispositif de filtrage résonant comporte une paire de résonateurs couplés disposés sur ladite même face, chaque résonateur comportant deux bandes conductrices positionnées de façon symétrique par rapport à un axe de ladite même face, ces deux bandes conductrices étant raccordées respectivement à deux conducteurs d'un port bi-ruban de connexion à une ligne bi- ruban de transmission d'un signal différentiel. De façon optionnelle également, chaque bande conductrice de chaque résonateur est repliée sur elle-même de manière à former un couplage capacitif entre ses deux extrémités.
Ainsi, le repliement de chaque bande conductrice sur elle-même permet d'envisager une taille de filtre inférieure, notamment une longueur de filtre inférieure à la demi longueur d'onde apparente, pour des raisons géométriques. En outre, le fait que ce repliement soit conçu de manière à former un couplage capacitif entre les deux extrémités de chaque bande conductrice crée au moins un zéro de transmission en fréquence supplémentaire assurant une haute performance en largeur de bande passante et en réjection hors bande du dispositif de filtrage. Enfin, le couplage capacitif par repliement générant aussi un couplage magnétique, la taille de chaque bande conductrice peut encore être réduite tout en assurant une même fonction filtrante de l'ensemble.
Enfin, de façon optionnelle également, un système d'antenne dipôle différentielle selon l'invention peut comporter en outre une ligne quart d'onde à deux bandes conductrices coplanaires disposée de manière à raccorder, en adaptation d'impédance, la ligne bi-ruban d'alimentation de l'antenne au dispositif de filtrage, cette ligne quart d'onde étant conformée sous forme de circuit imprimé pour présenter des discontinuités de structure génératrices d'au moins un saut d'impédance et d'au moins un couplage capacitif entre ses deux bandes conductrices de manière à reproduire un déphasage quart d'onde.
L'invention a également pour objet un dispositif d'émission et/ou réception d'un signal à large bande passante, comprenant un système d'antenne tel que défini précédemment. Par signal à large bande passante, on entend un signal émis ou reçu pour une communication à haut débit, conformément à l'un des différents standards de communication UWB visant des communications à larges bandes passantes.
Enfin, l'invention a également pour objet une antenne dipôle différentielle, comportant, sur une même face d'un substrat diélectrique, une première moitié de dipôle rayonnant épais, une première bande conductrice d'une ligne bi-ruban d'alimentation en signal différentiel, cette première bande conductrice étant raccordée à la première moitié de dipôle rayonnant épais, une seconde moitié de dipôle rayonnant épais et une seconde bande conductrice de la ligne bi-ruban d'alimentation, cette seconde bande conductrice étant raccordée à la seconde moitié de dipôle rayonnant épais, l'antenne comportant en outre sur ladite même face une bande conductrice supplémentaire formant court-circuit reliant la première moitié et la seconde moitié du dipôle épais, et étant apte à être reliée à un dispositif de filtrage différentiel résonant pour former un système d'antenne tel que défini précédemment. L'invention sera mieux comprise à l'aide de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple et faite en se référant aux dessins annexés dans lesquels :
- La figure 1 représente schématiquement la structure générale d'une antenne dipôle différentielle selon un mode de réalisation de l'invention,
- la figure 2 illustre la caractéristique d'une réponse fréquentielle en réflexion de l'antenne dipôle différentielle de la figure 1 ,
- la figure 3 illustre la caractéristique d'une réponse fréquentielle en transmission de l'antenne dipôle différentielle de la figure 1 ,
- la figure 4 représente un schéma électrique équivalent de l'antenne dipôle différentielle de la figure 1 , - la figure 5 représente schématiquement la structure générale d'un exemple de dispositif de filtrage pour la réalisation d'un système d'antenne dipôle différentielle selon l'invention,
- la figure 6 illustre la caractéristique d'une réponse fréquentielle en transmission et en réflexion du dispositif de filtrage de la figure 5, - la figure 7 représente un schéma électrique équivalent d'un système d'antenne dipôle différentielle selon l'invention,
- la figure 8 représente schématiquement la structure générale d'un exemple de ligne bi-ruban différentielle quart d'onde pour la réalisation d'un système d'antenne dipôle différentielle selon l'invention, - la figure 9 représente schématiquement la structure générale d'un système d'antenne dipôle différentielle selon un premier mode de réalisation de l'invention,
- la figure 10 illustre la caractéristique d'une réponse fréquentielle en réflexion du système d'antenne dipôle différentielle de la figure 9, - la figure 11 illustre la caractéristique d'une réponse fréquentielle en transmission du système d'antenne dipôle différentielle de la figure 9,
- les figures 12 et 13 représente schématiquement la structure générale d'un système d'antenne dipôle différentielle selon des deuxième et troisième modes de réalisation de l'invention. L'antenne dipôle différentielle 10 illustrée sur la figure 1 comporte, sur une même face 12 d'un substrat diélectrique, un premier bras d'antenne 14 et un second bras d'antenne 16, disposés de façon symétrique par rapport à un axe D.
Le premier bras d'antenne 14 comporte une première moitié 18 de dipôle rayonnant épais et une première bande conductrice 20 d'une ligne bi-ruban d'alimentation en signal différentiel.
La première moitié 18 de dipôle rayonnant épais est plus précisément, dans l'exemple illustré sur cette figure, une demi ellipse dont le grand axe est parallèle à l'axe D et constitutif d'un des bords latéraux de la face 12 du substrat diélectrique sur lequel est imprimée l'antenne 10 : dans le référentiel de la figure 1 , il s'agit plus précisément du bord latéral gauche.
La première bande conductrice 20 est de forme rectiligne et s'étend parallèlement à et à proximité de l'axe D, du côté de la première moitié 18 de dipôle rayonnant épais. L'une 22 de ses extrémités forme un premier conducteur d'un port bi-ruban 24 de connexion à un dispositif différentiel externe (non représenté). L'autre 26 de ses extrémités comporte une coudée vers la gauche pour raccorder la première bande conductrice 20 à la partie convexe de la première moitié 18 de dipôle rayonnant épais, au niveau du petit axe de la demi ellipse.
De façon symétrique, le second bras d'antenne 16 comporte une seconde moitié 28 de dipôle rayonnant épais et une seconde bande conductrice 30 de la ligne bi-ruban d'alimentation en signal différentiel.
La seconde moitié 28 de dipôle rayonnant épais est plus précisément, dans l'exemple illustré sur cette figure, une demi ellipse dont le grand axe est parallèle à l'axe D et constitutif du bord latéral droit de la face 12 du substrat diélectrique sur lequel est imprimée l'antenne 10.
La seconde bande conductrice 30 est de forme rectiligne et s'étend parallèlement à et à proximité de l'axe D, du côté de la seconde moitié 28 de dipôle rayonnant épais. L'une 32 de ses extrémités forme le second conducteur du port bi- ruban 24 de connexion à un dispositif différentiel externe. L'autre 34 de ses extrémités comporte une coudée vers la droite pour raccorder la seconde bande conductrice 30 à la partie convexe de la seconde moitié 28 de dipôle rayonnant épais, au niveau du petit axe de la demi ellipse.
On définit un point P d'alimentation de l'antenne dipôle différentielle 10 comme étant l'intersection entre l'axe D et l'axe des bords supérieurs des deux coudées 26 et 34 dont la direction est orthogonale à l'axe D. L'antenne dipôle différentielle 10 est de forme générale carrée. Si elle était simplement constituée des deux bras précédemment décrits, chaque côté de cette forme carrée serait de l'ordre d'une demi longueur d'onde apparente.
Mais en fait, selon un premier aspect de l'invention, l'antenne dipôle 10 comporte en outre, sur la même face 12 du substrat diélectrique, une bande conductrice supplémentaire 36 reliant la première moitié 18 et la seconde moitié 28 du dipôle épais. De la sorte, la bande conductrice supplémentaire 36 forme un court- circuit entre les première 18 et seconde 28 moitiés du dipôle épais. Elle est d'épaisseur w de forme rectiligne et de direction principale orthogonale à l'axe D, c'est-à-dire orthogonale à la direction principale des deux bandes conductrices de la ligne bi-ruban d'alimentation différentielle, ou parallèle à la direction des bords supérieurs des deux coudées 26 et 34. Elle est située à une distance d du point d'alimentation P.
Ce court-circuit permet d'obtenir une réduction significative de la surface totale de l'antenne. En effet, il se comporte comme un réseau d'adaptation d'impédance et assure une résonance à une fréquence plus basse que la fréquence naturelle de résonance de l'antenne 10 si celle-ci était simplement constituée des deux bras d'antenne 14 et 16. Ainsi, à taille constante de l'antenne, les longueurs d'onde de fonctionnement augmentent. Autrement dit, pour une longueur d'onde haute de fonctionnement donnée, la taille de l'antenne est significativement réduite. De façon plus précise, il est ainsi possible de gagner 60 % dans chaque dimension, c'est-à-dire de concevoir une antenne de forme générale carrée dont chaque côté est de l'ordre d'un cinquième de longueur d'onde apparente.
Le graphique illustré sur la figure 2 représente la caractéristique d'une réponse fréquentielle en réflexion de l'antenne dipôle différentielle 10 décrite précédemment pour des fréquences de fonctionnement voisines de 5 GHz.
On remarque sur ce graphique que la présence du court-circuit engendre une résonance. Cette résonance varie en fonction de la distance d entre le court-circuit 36 et le point d'alimentation P. Pour une première distance d = d1 , par exemple 5 mm, le coefficient de réflexion Su de la réponse fréquentielle présente une résonance à 5,6 GHz. Pour une deuxième distance d = d2 inférieure à d1 , par exemple 2 mm, le coefficient de réflexion Su de la réponse fréquentielle présente une résonance plus accentuée à 5,2 GHz. Pour une troisième distance d = d3 inférieure à d2, par exemple 0,5 mm, le coefficient de réflexion Su de la réponse fréquentielle présente une résonance encore plus accentuée à 4,6 GHz. On conclut de ces observations que plus la distance d est faible entre le court-circuit 36 et le point d'alimentation P, plus l'antenne 10 peut être miniaturisée par un phénomène de diminution de sa fréquence de résonance. En revanche, on observe aussi que plus la distance d est faible, plus la bande passante de l'antenne 10 est réduite par accentuation de cette résonance.
Par conséquent, la distance d entre la bande conductrice supplémentaire formant court-circuit 36 et le point d'alimentation P doit être choisie suffisamment faible pour décaler vers les basses fréquences la résonance engendrée par le court- circuit sur le dipôle rayonnant et atteindre une miniaturisation souhaitée, mais suffisamment importante pour conserver une bande passante acceptable en fonction de l'utilisation souhaitée de l'antenne 10.
A titre purement illustratif, l'antenne dipôle est par exemple alimentée par une ligne bi-ruban de 100 Ω (optimisée pour présenter une impédance d'entrée de 100 Ω) et réalisée sur un substrat aux caractéristiques suivantes : εr = 3,38, tg(δ) = 0,003 et épaisseur = 0,5 mm. Les bandes conductrices de la ligne d'alimentation sont choisies de largeur 1,5 mm et espacées entre elles de 0,25 mm. Les demi ellipses des deux moitiés de dipôle ont un grand axe de 8,5 mm et un petit axe de 7 mm. La largeur w du court-circuit 36 est choisie à 0,5 mm et la distance d est réglable pour faire varier la résonance engendrée par le court-circuit selon l'application ou la réduction souhaitée. Pour une distance d égale à 0,5 mm, on obtient ainsi une antenne dipôle différentielle présentant une surface de 17 x 17,85 mm. Cette taille permet d'envisager d'intégrer l'antenne dans des dispositifs communicants petits eux aussi. A ces dimensions, on notera aussi que l'antenne présente une adaptation d'impédance entre à
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≤ -lOdB (bande passante généralement admise pour les antennes) comprise entre 4 et 5 GHz.
Le graphique illustré sur la figure 3 représente la caractéristique d'une réponse fréquentielle en transmission de l'antenne dipôle différentielle 10 décrite précédemment pour des fréquences de fonctionnement voisines de 5 GHz.
Le coefficient de transmission S2i de cette réponse fréquentielle présente une pente de rejection importante en bande basse, notamment bien plus importante qu'en bande haute. L'antenne dipôle différentielle 10 peut alors être assimilée à un filtre passe haut du premier ordre. Par suite cette antenne à réponse fréquentielle filtrante est toute indiquée pour être intégrée avec un filtre passe-bande, puisque la réponse fréquentielle de l'antenne peut contribuer à améliorer la rejection en bande basse d'un tel filtre. Mais ce filtre doit aussi être choisi de façon à pouvoir adapter l'impédance de l'antenne qui se trouve réduite par l'ajout du court-circuit fortement résonant.
L'antenne court-circuitée peut être modélisée par un circuit électrique équivalent 40 illustré sur la figure 4. L'ajout du court-circuit 36 à l'antenne initialement non court-circuitée crée en fait un résonateur de type L, C ajouté en parallèle à l'impédance d'entrée Z de l'antenne initialement non court-circuitée.
Ce circuit électrique 40 modélisant l'antenne court-circuitée comporte donc deux fils conducteurs 42 et 44 entre lesquels est disposé un circuit LC parallèle 46 modélisant le résonateur de type L, C. Ces deux fils conducteurs sont raccordés à l'une de leurs extrémités à la charge d'impédance Z de l'antenne 10 considérée sans son court-circuit. Les deux autres extrémités libres sont destinées à être raccordées à un dipôle externe non représenté. Le fil conducteur 44 est, par convention, représenté comme étant en outre relié à la masse.
Comme cela a été indiqué précédemment, au vu de l'état de la technique cité et au vu de la figure 3, il existe un besoin d'intégration de filtres passe-bande avec des antennes miniatures telles que celle décrite précédemment, pour réduire les dimensions d'un ensemble formant antenne filtrante. Comme cela a été indiqué également, cette stratégie visant à concentrer au sein d'un même composant plusieurs fonctionnalités, en l'occurrence rayonnement et filtrage, pose plusieurs difficultés, surtout pour les nouvelles applications demandant des structures à signaux différentiels très larges bandes. Ainsi, selon cette stratégie, chaque élément du même composant doit être conçu pour assurer le fonctionnement optimal des autres éléments du composant tout en limitant les interconnexions qui réduisent ses performances globales en ajoutant des pertes supplémentaires. Il convient aussi de chercher à supprimer dans ce type de composant certains éléments encombrants tels que des symétriseurs. Ceci peut être obtenu par le choix d'une architecture différentielle par ailleurs bien adaptée aux architectures des circuits intégrés actifs.
Selon un deuxième aspect de l'invention, une antenne dipôle différentielle telle que celle qui a été décrite précédemment comporte donc avantageusement un dispositif de filtrage différentiel résonant dont la bande passante est conçue pour se combiner avec la résonance engendrée par le court-circuit de manière à produire une adaptation d'impédance de l'antenne.
Ainsi, un système d'antenne dipôle différentielle filtrante selon le deuxième aspect de l'invention tire profit, d'une part, de la forte résonance introduite par le court-circuit de l'antenne pour renforcer le filtrage en bande basse du dispositif de filtrage passe-bande différentiel directement connecté à l'antenne et, d'autre part, de la bande passante du dispositif de filtrage pour mieux adapter l'antenne et élargir sa bande passante.
En outre, en rapprochant le court-circuit du point d'alimentation de l'antenne filtrante, on améliore le filtrage réalisé ainsi que l'adaptation d'impédance.
Pour une meilleure intégration du dispositif de filtrage dans l'antenne dipôle différentielle décrite précédemment, celui-ci est avantageusement conçu en technologie coplanaire. Ainsi, il peut comporter une paire de résonateurs couplés disposés sur une même face d'un substrat diélectrique, chaque résonateur comportant deux bandes conductrices positionnées de façon symétrique par rapport à un plan perpendiculaire à ladite même face, ces deux bandes conductrices étant raccordées respectivement à deux conducteurs d'un port bi-ruban de connexion à une ligne bi-ruban de transmission d'un signal différentiel.
Ce dispositif de filtrage peut par exemple être conçu conformément à l'exemple illustré par la figure 12 du document « Broadband and compact coupled coplanar stripline filters with impédance steps », de Ning Yang et al, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 55, n°12, décembre 2007.
Cependant, la compacité de ce dispositif de filtrage pourrait être également avantageusement améliorée. Combinée à la compacité améliorée de l'antenne court- circuitée précédemment décrite, elle permettrait alors d'envisager une antenne dipôle différentielle filtrante encore plus compacte.
Dans un mode de réalisation préféré, le dispositif de filtrage est donc amélioré en compacité en repliant chaque bande conductrice de chaque résonateur du dispositif de filtrage sur elle-même de manière à former un couplage capacitif entre ses deux extrémités. Ceci permet d'obtenir au final une antenne filtrante ultra miniature pouvant être alimentée par des signaux larges bandes différentiels.
Un tel dispositif de filtrage à compacité améliorée va maintenant être détaillé en référence à la figure 5.
Le dispositif 50 de filtrage différentiel à résonateurs couplés représenté sur la figure 5 comporte au moins une paire de résonateurs 52 et 54, couplés entre eux par couplage capacitif et disposés sur une même face plane 56 d'un substrat diélectrique.
Le premier résonateur 52, constitué d'une portion de ligne bi-ruban, est relié à deux conducteurs E1 et E2 d'un port bi-ruban de connexion à une ligne de transmission d'un signal différentiel. Ces deux conducteurs E1 et E2 du port bi-ruban sont symétriques par rapport à un axe D' par lequel passe un plan perpendiculaire à la face plane 56 et formant un plan de masse électrique virtuel. Ils sont d'une largeur w' et distants entre eux d'une distance s, ces deux paramètres s et w' définissant l'impédance du port bi-ruban. De même, Le second résonateur 54, lui aussi constitué d'une portion de ligne bi-ruban, est relié à deux conducteurs S1 et S2 d'un port bi-ruban de connexion à une ligne de transmission d'un signal différentiel. Ces deux conducteurs S1 et S2 du port bi-ruban sont également symétriques par rapport à l'axe D'.
Les deux résonateurs 52 et 54 sont eux-mêmes symétriques par rapport à un axe perpendiculaire à l'axe D'. Par conséquent, le dispositif de filtrage 50 est symétrique entre son entrée et sa sortie différentielles de sorte que celles-ci peuvent tout à fait être inversées. Ainsi, dans la suite de la description du mode de réalisation représenté sur la figure 5, les deux conducteurs E1 et E2 seront choisis par convention comme étant le port bi-ruban d'entrée du dispositif de filtrage 50, pour la réception d'un signal différentiel non filtré. Les deux conducteurs S1 et S2 seront choisis par convention comme étant le port bi-ruban de sortie du dispositif de filtrage 50, pour la fourniture du signal différentiel filtré.
Plus précisément, le premier résonateur 52 comporte deux bandes conductrices identifiées par leurs références LE1 et LE2. Ces deux bandes conductrices LE1 et LE2 sont positionnées de façon symétrique par rapport à l'axe D'. Elles sont respectivement reliées aux deux conducteurs E1 et E2 du port d'entrée. Le second résonateur 54 comporte deux bandes conductrices identifiées par leurs références LS1 et LS2. Ces deux bandes conductrices LS1 et LS2 sont également positionnées de façon symétrique par rapport à l'axe D'. Elles sont respectivement reliées aux deux conducteurs S1 et S2 du port de sortie.
Le couplage capacitif des deux résonateurs 52 et 54 est assuré par la disposition en vis-à-vis mais sans contact de leurs paires de bandes conductrices respectives. Ainsi, les bandes conductrices LE1 et LS1 , situées d'un même côté par rapport à l'axe D', sont disposées en vis-à-vis à une distance e l'une de l'autre. De même, les bandes conductrices LE2 et LS2, situées de l'autre côté par rapport à l'axe D', sont disposées en vis-à-vis à la même distance e l'une de l'autre.
Cette distance e entre les deux résonateurs 52 et 54 influence principalement la bande passante du dispositif de filtrage 50 et a un effet secondaire sur son impédance caractéristique. Plus e diminue, c'est-à-dire plus le couplage capacitif est fort entre les deux résonateurs, plus la bande passante est large. Cela a aussi pour effet d'augmenter l'impédance. Plus précisément, la bande passante est élargie par l'apparition de deux zéros de réflexion distincts à l'intérieur de cette bande passante, correspondant à deux fréquences de résonance distinctes, lorsque e est suffisamment petit pour réaliser le couplage capacitif entre les deux résonateurs. Plus la distance e est faible, plus les deux zéros de réflexion créés s'éloignent l'un de l'autre, élargissant ainsi la bande passante. Cependant, s'ils sont trop éloignés, ils peuvent engendrer la séparation de la bande passante élargie en deux bandes passantes distinctes par réapparition d'une réflexion importante entre les deux zéros, ce qui va à rencontre de l'effet recherché. Par conséquent, la distance e doit être suffisamment petite pour augmenter la bande passante mais aussi suffisamment importante pour ne pas générer de réflexion non souhaitée à l'intérieur de la bande passante.
De façon classique, pour un bon fonctionnement des résonateurs d'un dispositif de filtrage à résonateurs couplés, chaque bande conductrice doit être de longueur λ/4, où λ est la longueur d'onde apparente, pour un substrat considéré, correspondant à la fréquence haute de fonctionnement du dispositif de filtrage. Ainsi, si les bandes conductrices étaient disposés linéairement dans le prolongement des ports d'entrée et sortie du dispositif de filtrage 50, l'ensemble atteindrait une longueur voisine de λ/2 : en pratique, pour une fréquence de 3 GHz, on obtiendrait par exemple une longueur proche de 3 cm.
Mais en fait, les bandes conductrices LE1 , LE2, LS1 et LS2 sont avantageusement repliées sur elles-mêmes de manière à former localement des couplages capacitifs et magnétiques supplémentaires entre leurs deux extrémités. La taille du dispositif de filtrage 50 est ainsi réduite pour au moins deux raisons : les repliements engendrent géométriquement une réduction de taille de l'ensemble, mais en outre, grâce aux couplages capacitifs et magnétiques, la taille de chaque bande conductrice peut encore être réduite tout en assurant un bon fonctionnement des résonateurs. Ce couplage capacitif et magnétique génère en outre une rétroaction entre l'entrée et la sortie de chaque bande conductrice, de manière à créer un ou plusieurs zéros de transmission supplémentaires à des fréquences supérieures à la limite supérieure de la bande passante du dispositif de filtrage 50. La réjection en bande haute est ainsi améliorée.
Dans le mode de réalisation illustré sur la figure 5 les quatre bandes conductrices sont de forme générale annulaire, leurs extrémités étant repliées à l'intérieur de cette forme générale annulaire sur une portion de longueur prédéterminée de celles-ci.
Pour un bon fonctionnement du dispositif de filtrage 50, le repliement des extrémités de chaque bande conductrice est situé sur une portion de cette bande conductrice disposée en vis-à-vis de l'autre bande conductrice du même résonateur.
Ainsi, les repliements d'extrémités des bandes conductrices LE1 et LE2 sont disposés en vis-à-vis de part et d'autre de l'axe D' et à proximité de celui-ci.
Plus précisément, la bande conductrice LE1 est de forme générale rectangulaire et constituée de segments conducteurs rectilignes. Un premier segment LEI 1 comportant une première extrémité libre de la bande conductrice LE1 s'étend vers l'intérieur du rectangle formé par la bande conductrice sur une longueur L dans une direction orthogonale à l'axe D'. Un deuxième segment LEI2, raccordé à ce premier segment à angle droit, constitue une partie du côté du rectangle parallèle à l'axe D' et proche de celui-ci. JJn troisième segment LEI3, raccordé à ce deuxième segment à angle droit, constitue le côté du rectangle orthogonal à l'axe D' et relié au conducteur E1 du port d'entrée. Un quatrième segment LEI4, raccordé à ce troisième segment à angle droit, constitue le côté du rectangle parallèle à l'axe D' et proche d'un bord extérieur du substrat. Un cinquième segment LEI5, raccordé à ce quatrième segment à angle droit, constitue le côté du rectangle orthogonal à l'axe D' et opposé au côté LEI3. Un sixième segment LEI6, raccordé à ce cinquième segment à angle droit, constitue comme le deuxième segment LEI2 une partie du côté du rectangle parallèle à l'axe D' et proche de celui-ci. Enfin, un septième segment LEI7 comportant la deuxième extrémité libre de la bande conductrice LE1 , raccordé au sixième segment à angle droit, s'étend vers l'intérieur du rectangle sur la longueur L dans une direction orthogonale à l'axe D', c'est-à-dire parallèlement au segment LEI 1 et en vis-à-vis de celui-ci sur toute la longueur L de repliement.
Les segments LEI1 et LEI7 sont distants d'une distance constante es sur toute leur longueur ce qui assure leur couplage capacitif.
La bande conductrice LE1 peut aussi être vue comme constituée d'une bande conductrice principale pliée raccordée à l'une de ses extrémités au conducteur E1 , cette bande conductrice principale comportant les segments LEI1, LEI2 et la partie du segment LEI3 située entre le segment LEI2 et le conducteur E1 , et d'une dérivation de type « stub » repliée sur la bande conductrice principale, cette dérivation de type « stub » comportant l'autre partie du segment LEI3, et les segments LEI4 à LEI7. La dérivation de type « stub » est alors considérée comme posée à la jonction entre la bande conductrice principale et le conducteur E1. Elle devrait théoriquement présenter une longueur totale de λ/4, mais les couplages capacitifs et magnétiques engendrés par le repliement de la bande conductrice LE1 sur elle-même permettent de réduire cette longueur, notamment de 10 à 20 % sur la dérivation en « stub ».
Il est en outre intéressant de noter qu'une taille suffisamment réduite du segment LEI4 permet de rapprocher les segments LEI3 et LEI5, mais aussi les segments LEI3 et LEI1, ou les segments LEI5 et LEI7, de manière à multiplier le nombre de couplages capacitifs et magnétiques engendrés par le repliement de la bande conductrice LE1 sur elle-même. Ces multiples couplages améliorent le fonctionnement du dispositif de filtrage 50.
La longueur L de couplage entre les deux extrémités repliées, i.e. les deux segments LEI 1 et LEI7, influence principalement la bande passante du dispositif de filtrage 50, mais a également un effet secondaire sur la réjection en bande haute. Plus elle augmente, plus la bande passante est réduite mais plus la réjection en bande haute est améliorée.
La distance es entre les deux extrémités repliées influence principalement la réjection en bande haute du dispositif de filtrage 50 : plus elle est réduite, plus la réjection en bande haute est améliorée. On notera cependant que cette distance ne peut être inférieure à une limite imposée par la précision de la gravure de la bande conductrice LE1 sur le substrat.
La bande conductrice LE2 est constituée, comme la bande conductrice LE1 , de sept segments conducteurs LE2! à LE27 disposés sur la face plane 56 du substrat de façon symétrique aux sept segments LEI 1 à LEI7 par rapport à l'axe D'. Les deux bandes conductrices LE1 et LE2 sont distantes d'une distance constante e^ , correspondant à la distance qui sépare les segments LEI2 et LEI6, d'une part, des segments LE22 et LE26, d'autre part.
Cette distance e^ influence principalement l'impédance du premier résonateur 52, c'est-à-dire l'impédance d'entrée du dispositif de filtrage 50, mais a également un effet secondaire sur la bande passante du dispositif de filtrage 50. Plus elle augmente, plus l'impédance augmente et de façon moins marquée, plus la bande passante est réduite.
Les deux résonateurs 52 et 54 étant symétriques par rapport à un axe perpendiculaire à l'axe D', les bandes conductrices LS1 et LS2 sont constituées chacune, comme les bandes conductrices LE1 et LE2, de sept segments conducteurs LSI1 à LSI7 et LS2τ à LS27 respectivement, imprimés sur la face plane 56 du substrat de façon symétrique aux segments des bandes conductrices LE1 et LE2 par rapport à cet axe. Par symétrie également, les deux bandes conductrices LS1 et LS2 sont distantes d'une distance constante e2 égale à e^ correspondant à la distance qui sépare les segments LSI2 et LSI6, d'une part, des segments LS22 et LS26, d'autre part.
Cette distance e2 influence également principalement l'impédance du second résonateur 54, c'est-à-dire l'impédance de sortie du dispositif de filtrage 50, mais a également un effet secondaire sur la bande passante du dispositif de filtrage 50. Plus elle augmente, plus l'impédance augmente et de façon moins marquée, plus la bande passante est réduite.
La distance e séparant les deux résonateurs 52 et 54 correspond à la distance qui sépare les segments LEI5 et LE25, d'une part, des segments LSI5 et LS25, d'autre part. Le couplage capacitif entre les deux résonateurs 52 et 54 est donc établi sur toute la longueur des segments LEI5 et LE25, d'une part, et des segments LSI5 et LS25, d'autre part.
Dans une topologie telle que celle illustrée sur la figure 5, où la longueur du rectangle formé par l'une quelconque des bandes conductrices est environ deux fois supérieure à sa largeur et où le repliement de longueur L se fait sur la moitié de la longueur du rectangle à l'intérieur de celui-ci, on obtient des dimensions du rectangle formé par chaque bande conductrice voisines de λ/30 par λ/60, soit des dimensions du dispositif de filtrage 50 voisines de λ/15 par λ/30. Ces dimensions permettent d'atteindre une compacité nettement meilleure que celles des dispositifs de filtrage existants. Le graphique illustré sur la figure 6 représente la caractéristique d'une réponse fréquentielle en transmission et en réflexion du dispositif de filtrage décrit précédemment.
Le coefficient de réflexion Su de cette réponse fréquentielle montre une bande passante à -10 dB (définition généralement admise de la bande passante en réflexion) comprise entre environ 3,2 et 4,4 GHz. Comme indiqué précédemment, la bande passante est élargie par la présence de deux zéros de réflexion distincts à l'intérieur de cette bande passante, ces deux zéros étant dus à la présence des deux résonateurs couplés distants de e dans le dispositif de filtrage 50. Cependant, on voit bien sur la figure 6 que s'ils sont trop éloignés, la portion de courbe Sn située entre ces deux zéros de réflexion peut remonter au dessus de -10 dB, ce qui engendre une séparation de la bande passante élargie en deux bandes passantes distinctes. Par conséquent, la distance e ne doit pas être trop faible pour ne pas provoquer de réflexion supérieure à -10 dB dans la bande passante élargie.
Le coefficient de transmission S2i de la réponse fréquentielle montre une bande passante à -3 dB (définition généralement admise de la bande passante en transmission), comprise entre environ 2,7 et 4,5 GHz, ainsi que deux zéros de transmission à environ 5,1 et 6,9 GHz.
L'un de ces deux zéros de transmission hors bande est dû au couplage entre les deux résonateurs du dispositif de filtrage 50 sur toute la longueur de leurs portions LEI5, LE25 d'une part et LSI5, LS25 d'autre part. L'autre de ces deux zéros de transmission est dû aux couplages intra-résonateurs supplémentaires créés par le repliement des bandes conductrices sur elles-mêmes. Ces deux zéros de transmission entraînent une forte réjection du filtre en bande haute et une asymétrie de la réponse fréquentielle du fait de la réjection moyenne en bande basse. Mais cette asymétrie s'avère avantageuse pour une application d'intégration directe du dispositif de filtrage 50 dans l'antenne dipôle différentielle 10 précédemment décrite pour fournir une antenne dipôle différentielle filtrante, conformément au deuxième aspect de l'invention. En effet, la réponse fréquentielle de cette antenne présente de fortes résonances à basse fréquence et équivaut par conséquent à un filtre passe- haut, ce qui compense l'asymétrie du dispositif de filtrage 50 en améliorant sa réjection en bande basse.
La figure 7 présente schématiquement un circuit électrique équivalent d'une antenne dipôle différentielle filtrante conforme au deuxième aspect de l'invention.
Dans ce circuit, un premier inverseur 60 représente un saut d'impédance, de Z0 à Z1, en entrée du dispositif de filtrage 50. L'impédance Z0 est déterminée par les paramètres s et w' des conducteurs E1 et E2 du port d'entrée du dispositif de filtrage
50, tandis que l'impédance Zi est déterminée notamment par la distance e^ entre les bandes conductrices LE1 et LE2.
Un second inverseur 62 représente le saut d'impédance correspondant, de Z1 à Z0, en sortie du dispositif de filtrage 50.
Les premier et second résonateurs couplés 52 et 54 sont représentés chacun par un circuit LC à capacité C et inductance L en parallèle. Ces deux circuits LC sont reliés, d'une part, respectivement aux premier et second inverseurs 60 et 62 et, d'autre part, à la masse. Enfin, le repliement des bandes conductrices LE1 , LE2, LS1 et LS2 crée des couplages supplémentaires, à l'intérieur de chaque résonateur mais également entre les résonateurs, pouvant être représentés par un circuit LC de rétroaction 64, à capacité C1 et inductance L1 en parallèle, relié, d'une part, à la jonction 66 entre le premier résonateur 52 et le premier inverseur 60 et, d'autre part, à la jonction 68 entre le second résonateur 54 et le second inverseur 62. Ce circuit LC de rétroaction 64 améliore la réjection en bande haute du dispositif de filtrage 50 par l'ajout d'un ou de plusieurs zéros de transmission dans les fréquences élevées.
La jonction de l'antenne rayonnante 10 et du dispositif de filtrage 50 est modélisée dans ce circuit par le raccordement de l'inverseur 62 aux extrémités libres des deux fils conducteurs 42 et 44 du circuit électrique 40, via la masse en ce qui concerne le fil conducteur 44
L'ajout du court circuit dans la structure de l'antenne crée un résonateur résonant en basse fréquence : le circuit LC parallèle 46. L'ajout de ce résonateur au dispositif de filtrage 50 augmente son ordre et améliore ainsi ses performances. En effet, il crée dans la bande passante du dispositif de filtrage un zéro de réflexion supplémentaire qui contribue à l'élargissement de la bande passante de l'ensemble et à une amélioration de l'adaptation d'impédance dans la bande passante. En plus, la résonance du court circuit se faisant à basse fréquence elle contribue à améliorer la réjection du dispositif de filtrage qui présente une réjection modérée dans sa bande inférieure.
Selon le deuxième aspect de l'invention, de façon optionnelle, une antenne dipôle différentielle filtrante à compacité améliorée peut en outre comporter une ligne quart d'onde destinée à améliorer l'adaptation d'impédance entre le dispositif de filtrage et la partie rayonnante de l'antenne. Avantageusement, cette ligne quart d'onde est elle-même à compacité améliorée. Elle est disposée entre le dispositif de filtrage et la partie rayonnante de l'antenne de manière à raccorder, en adaptation d'impédance, la ligne bi-ruban d'alimentation de l'antenne à l'un des ports bi-rubans du dispositif de filtrage. Une telle ligne quart d'onde à compacité améliorée et apte à transmettre un signal différentiel est représentée sur la figure 8. Elle est conformée en circuit imprimé pour présenter des discontinuités de structure génératrices d'au moins un saut d'impédance et d'au moins un couplage capacitif entre ses deux bandes conductrices réalisant ainsi les mêmes fonctions qu'une ligne quart d'onde classique. Sur cette figure, une ligne bi-ruban quart d'onde 70 comporte deux bandes conductrices 72 et 74 disposées sur une même face plane 76 d'un substrat diélectrique.
La bande conductrice 72 comprend une première extrémité E'1 et une seconde extrémité S'1. De même, la seconde bande conductrice 74 comprend une première extrémité E'2 et une seconde extrémité S'2.
Les deux premières extrémités E'1 et E'2 des deux bandes conductrices 72 et 74 forment respectivement deux conducteurs d'un premier port bi-ruban 78 de connexion à un premier dispositif différentiel externe (non représenté sur cette figure) et les deux secondes extrémités S'1 et S'2 des deux bandes conductrices forment respectivement deux conducteurs d'un second port bi-ruban 80 de connexion à un second dispositif différentiel externe (non représenté sur cette figure). Les extrémités E'1 et E'2, d'une part, et S'1 et S'2, d'autre part, sont symétriques par rapport à un axe D" de la face plane 76. Le couplage capacitif et les sauts d'impédance de la ligne bi-ruban 70, lui conférant un déphasage de ligne quart d'onde, sont directement générés par des discontinuités de structure elles-mêmes génératrices d'une inductance et d'une capacité. Plus précisément, ces discontinuités de structure comprennent, d'une part, des ruptures de linéarité des bandes conductrices 72 et 74 et, d'autre part, des formations de branches conductrices supplémentaires s'étendant à partir des bandes conductrices 72 et 74.
Les ruptures de linéarité permettent de faire varier la distance entre les deux bandes conductrices pour la réalisation d'au moins un saut d'impédance.
Ainsi, la première bande conductrice 72 présente plusieurs ruptures de linéarités permettant à une portion 72A de cette bande conductrice 72 d'être plus éloignée de l'axe D" que les portions E'1 et S'1 formant les extrémités de cette bande conductrice 72, tout en maintenant les portions E'1 , S'1 et 72A parallèles à l'axe D". Ces ruptures de linéarité sont réalisées par une portion 72B de la bande conductrice 72, s'étendant latéralement et orthogonalement à l'axe D" d'une extrémité de la portion E'1 vers une extrémité de la portion 72A, et par une portion 72C de la bande conductrice 72, s'étendant latéralement et orthogonalement à l'axe D" de l'autre extrémité de la portion 72A vers une extrémité de la portion S'1.
Par symétrie, la seconde bande conductrice 74 présente plusieurs ruptures de linéarités permettant à une portion 74A de cette bande conductrice 74 d'être plus éloignée de l'axe D" que les portions E'2 et S'2 formant les extrémités de cette bande conductrice 74, tout en maintenant les portions E'2, S'2 et 74A parallèles à l'axe D". Ces ruptures de linéarité sont réalisées par une portion 74B de la bande conductrice 74, s'étendant latéralement et orthogonalement à l'axe D" d'une extrémité de la portion E'2 vers une extrémité de la portion 74A, et par une portion 74C de la bande conductrice 74, s'étendant latéralement et orthogonalement à l'axe D" de l'autre extrémité de la portion 74A vers une extrémité de la portion S'2.
Par conséquent, la ligne bi-ruban 70 présente une première discontinuité de structure, d'augmentation de la distance entre ses deux bandes conductrices 72 et 74, réalisée par les portions 72B et 74B, pour la réalisation d'un premier saut d'impédance par augmentation de cette impédance. En effet, l'impédance augmente avec la distance entre les deux bandes conductrices.
Elle présente également une seconde discontinuité de structure, de réduction de la distance entre ses deux bandes conductrices 72 et 74, réalisée par les portions 72C et 74C, pour la réalisation d'un second saut d'impédance par réduction de cette impédance.
Ces deux discontinuités de structure créent une zone rectangulaire, essentiellement délimitée par les portions 72B, 72A, 72C, 74C, 74A et 74B, dans laquelle la ligne bi-ruban 70 présente un écartement entre ses bandes conductrices 72 et 74 supérieur à l'écartement entre les deux conducteurs E'1 , E'2 et S'1 , S'2 de chacun de ses ports bi-ruban de connexion 78 et 80.
Les formations de branches conductrices supplémentaires s'étendant à partir des bandes conductrices 72 et 74 permettent de créer au moins une capacité interdigitée pour la réalisation du couplage capacitif entre les deux bandes conductrices 72 et 74. Plus précisément, dans l'exemple de la figure 8, une capacitée interdigitée est formée par deux doigts conducteurs 72D et 74D s'étendant parallèlement l'un par rapport à l'autre et orthogonalement à l'axe D", en vis-à-vis sur au moins une partie de leur longueur. Le doigt conducteur 72D est constitué d'une portion de bande conductrice rectiligne dont une extrémité est solidaire de la portion 72A de la première bande conductrice 72 et l'autre extrémité reste libre, tandis que le doigt conducteur 74D est constitué d'une portion de bande conductrice rectiligne dont une extrémité est solidaire de la portion 74A de la seconde bande conductrice 74 et l'autre extrémité reste libre.
La paire de doigts conducteurs s'étend donc latéralement vers l'intérieur de la zone rectangulaire définie précédemment à partir des portions 72A et 74A des deux bandes conductrices 72 et 74, ce qui permet de profiter de la zone du substrat dans laquelle la ligne bi-ruban 70 présente un écartement plus grand entre ses bandes conductrices 72 et 74 pour former la capacité interdigitée.
En variante, il est possible de créer plusieurs capacités interdigitées parallèles dans la zone rectangulaire définie précédemment. Cela permet d'augmenter la capacité du circuit imprimé formé par la ligne bi-ruban 70 sans changer son inductance. En d'autres termes, il s'agit d'un paramètre supplémentaire de réglage de l'impédance caractéristique de la ligne bi-ruban 70 à déphasage donné. On notera cependant que l'ajout de capacités interdigitées augmente la longueur et donc l'encombrement de la ligne bi-ruban, ce qui n'est pas toujours souhaitable.
De façon concrète, il est simple pour l'homme du métier de régler les dimensions des différents éléments précités de la ligne bi-ruban 70, de manière à obtenir une ligne quart d'onde par réglage, notamment, de son couplage capacitif et de ses sauts d'impédance. La longueur I de la ligne bi-ruban 70 ainsi réalisée est nettement inférieure à la longueur d'une ligne bi-ruban quart d'onde de l'état de la technique qui serait constituée de deux bandes conductrices rectilignes et parallèles, grâce aux discontinuités de structure. Il en résulte que la ligne bi-ruban 70 présente une meilleure compacité tout en conservant les mêmes caractéristiques qu'une ligne bi- ruban quart d'onde de l'état de la technique.
Une antenne dipôle différentielle filtrante 82 à compacité améliorée, résultant d'une réalisation conjointe de l'antenne rayonnante 10 représentée sur la figure 1 , du dispositif de filtrage 50 représenté sur la figure 5 et de la ligne quart d'onde 70 représentée sur la figure 8, est représentée sur la figure 9. L'un des deux ports bi-ruban du dispositif de filtrage 50 est raccordé à l'un des deux ports bi-ruban de la ligne quart d'onde 70 qui remplit une fonction d'inverseur d'impédance. L'autre des deux ports bi-ruban de la ligne quart d'onde 70 est quant à lui raccordé au port bi-ruban 24 de l'antenne dipôle 10.
L'exemple présenté sur cette figure est conçu pour fonctionner dans la bande de fréquences 4,2-5 GHz allouée aux communications à haut débit UWB en Europe. Cette antenne convient tout particulièrement aux communications à l'aide de dispositifs de type USB. Elle est gravée sur un substrat à haute permittivité (εr = 10) pour augmenter encore plus sa miniaturisation.
L'encombrement global de l'antenne filtrante 82 carrée ainsi réalisée est d'environ un cinquième de longueur d'onde apparente pour chaque côté. On notera que ces dimensions sont pratiquement celles de l'antenne court-circuitée seule illustrée sur la figure 1 , le dispositif de filtrage 50 contribuant à la miniaturisation de l'antenne en assurant son adaptation d'impédance en basse fréquence.
Le graphique illustré sur la figure 10 représente les caractéristiques comparées d'une réponse fréquentielle en réflexion de l'antenne rayonnante 10, du dispositif de filtrage 50 et de l'antenne filtrante 82.
On y voit que le coefficient de réflexion S11 de la réponse fréquentielle de l'antenne filtrante 82 présente une bande passante à -10 dB nettement plus large que celle du dispositif de filtrage 50 seul ou de l'antenne rayonnante 10 seule. Le coefficient de réflexion S11 de la réponse fréquentielle de l'antenne rayonnante 10 seule n'est pas adapté à l'application UWB souhaitée, mais à une bande plus étroite comprise entre 4,45 et 5,05 GHz. Le dispositif de filtrage seul est quant à lui adapté entre 4,25 et 4,9 GHz. En revanche, la combinaison de l'antenne rayonnante et du dispositif de filtrage, par un effet d'adaptation d'impédance de l'antenne rayonnante, est adaptée entre 4,15 et 5 GHz, la bande de fréquences voulue.
En outre les réjections en bandes basse et haute sont également améliorées et rééquilibrées. Enfin, l'ordre du filtrage est augmenté.
Le graphique illustré sur la figure 11 représente les caractéristiques comparées d'une réponse fréquentielle en transmission de l'antenne rayonnante 10, du dispositif de filtrage 50 et de l'antenne filtrante 82.
On y voit que le coefficient de transmission S21 de la réponse fréquentielle de l'antenne filtrante 82 présente une bande passante à -3 dB nettement plus sélective que celle du dispositif de filtrage 50 seul. En outre les réjections en bandes basse et haute sont également améliorée et rééquilibrées par la combinaison de l'effet filtrant passe-haut du premier ordre de l'antenne court-circuitée et du filtrage asymétrique initial du dispositif de filtrage 50.
Il apparaît donc clairement que le court-circuit a un premier effet sur l'antenne rayonnante elle-même en permettant sa miniaturisation, mais également un deuxième effet sur l'antenne filtrante en agissant sur la bande passante du filtrage pour améliorer les réjections en bandes basse et haute et permettre l'émission/réception de signaux différentiels large bande.
L'effet double précité du court-circuit sur l'antenne filtrante précédemment décrite ne se limite pas à cette forme d'antenne dipôle. D'autres formes de dipôles épais rayonnants conviennent aussi, qu'ils soient à bande passante faible, moyenne ou large. Ainsi, la figure 12 représente une antenne dipôle différentielle filtrante 82' résultant d'une réalisation conjointe d'une antenne rayonnante court-circuitée 10' de type papillon, du dispositif de filtrage 50 représenté sur la figure 5 et de la ligne quart d'onde 70 représentée sur la figure 8. Ses deux moitiés de dipôle sont de forme triangulaire et raccordées à la ligne d'alimentation bi-ruban de l'antenne par l'un de leurs sommets, pour une bande passante relativement faible.
La figure 13 représente une antenne dipôle différentielle filtrante 82" résultant d'une réalisation conjointe d'une antenne rayonnante court-circuitée 10" de type elliptique, du dispositif de filtrage 50 représenté sur la figure 5 et de la ligne quart d'onde 70 représentée sur la figure 8. Ses deux moitiés de dipôle sont de forme elliptique et raccordées à la ligne d'alimentation bi-ruban de l'antenne par une extrémité de leur petit axe, pour une bande passante élevée.
Le dispositif de filtrage 50 décrit précédemment constitue une bonne solution pour être intégré dans ces différents types d'antennes, grâce à sa réponse fréquentielle asymétrique particulièrement adaptée pour une conception avec des antennes court-circuitées, mais aussi parce qu'il permet d'atteindre une large gamme de bandes passantes relatives allant de 15 % à 70 %. Ceci dit, d'autres filtres présentant une réponse fréquentielle asymétrique semblable conviennent aussi.
Il apparaît clairement qu'une antenne dipôle différentielle telle que l'une de celles décrites précédemment peut atteindre une compacité bien meilleure et une taille bien plus petite que les antennes dipôles différentielles connues réalisées en technologie CPS différentielle, tout en conservant la possibilité de pouvoir émettre et recevoir des signaux différentiels à large bande, conformément aux exigences des applications de communication UWB. Sa compacité et ses hautes performances la rendent en outre avantageuse pour des objets miniatures communicants, notamment des dispositifs portables de type USB sans fil.
La structure coplanaire de cette antenne dipôle différentielle facilite par ailleurs sa réalisation en technologie hybride et son intégration en technologie monolithique avec des structures comportant des éléments discrets montés en surface. Notamment, il est simple de la concevoir en intégration avec un dispositif de filtrage passe-bande réalisé en technologie coplanaire, comme cela a été illustré par plusieurs exemples, par gravure chimique ou mécanique sur des substrats à faible ou haute permittivité selon les applications et performances voulues. Cette antenne pourrait notamment être fabriquée sur un substrat à faible coût, mais dans ce cas les pertes engendrées pourraient réduire ses performances. Cependant, cette solution peut rester valable pour certaines applications destinées au grand public. Cette antenne peut aussi trouver des applications dans la bande des fréquences millimétriques où sa faible taille et ses fortes performances lui permettent d'être intégrée à faibles coûts en technologie monolithique avec des circuits actifs d'émission ou de réception.
Il apparaît clairement également que lorsqu'elle intègre un dispositif de filtrage passe-bande, son court-circuit a pour effet de pouvoir améliorer la rejection du filtre en bande basse et d'élargir sa bande passante.
L'antenne filtrante ainsi réalisée possède alors des caractéristiques optimales en termes de taille, de bande passante, de rayonnement, de consommation et de rejection des bruits et signaux interférents.

Claims

REVENDICATIONS
1. Système d'antenne dipôle différentielle (10 ; 82 ; 82' ; 82"), comportant, sur une même face (12) d'un substrat diélectrique, une première moitié (18) de dipôle rayonnant épais, une première bande conductrice (20) d'une ligne bi-ruban d'alimentation en signal différentiel, cette première bande conductrice (20) étant raccordée à la première moitié (18) de dipôle rayonnant épais, une seconde moitié (28) de dipôle rayonnant épais et une seconde bande conductrice (30) de la ligne bi- ruban d'alimentation, cette seconde bande conductrice (30) étant raccordée à la seconde moitié (28) de dipôle rayonnant épais, caractérisé en ce qu'il comporte :
- sur ladite même face (12) une bande conductrice supplémentaire (36) formant court-circuit reliant la première moitié (18) et la seconde moitié (28) du dipôle épais, et
- un dispositif (50) de filtrage différentiel résonant dont la bande passante est conçue pour se combiner avec la résonance engendrée par le court-circuit de manière à produire une adaptation d'impédance de l'antenne.
2. Système d'antenne dipôle différentielle (10 ; 82 ; 82' ; 82") selon la revendication 1 , dans lequel la bande conductrice supplémentaire (36) est rectiligne et disposée dans une direction orthogonale à la direction principale de la ligne d'alimentation (20, 30).
3. Système d'antenne dipôle différentielle (10 ; 82 ; 82' ; 82") selon la revendication 1 ou 2, dans lequel la bande conductrice supplémentaire (36) est disposée à une distance (d) prédéterminée d'un point d'alimentation (P) des deux moitiés (18, 28) du dipôle rayonnant par la ligne bi-ruban d'alimentation (20, 30), cette distance (d) étant choisie suffisamment faible pour décaler vers les basses fréquences une résonance engendrée par le court-circuit sur le dipôle rayonnant.
4. Système d'antenne dipôle différentielle (10 ; 82 ; 82' ; 82") selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel les première (18) et seconde moitiés (28) de dipôle rayonnant épais sont de forme elliptique ou semi elliptique.
5. Système d'antenne dipôle différentielle (10 ; 82 ; 82' ; 82") selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel les première (18) et seconde moitiés (28) de dipôle rayonnant épais sont de forme triangulaire.
6. Système d'antenne dipôle différentielle (10 ; 82 ; 82' ; 82") selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, dans lequel le dispositif (50) de filtrage différentiel résonant comporte une paire de résonateurs (52, 54) couplés disposés sur ladite même face (56), chaque résonateur (52, 54) comportant deux bandes conductrices (LE1 , LE2, LS1 , LS2) positionnées de façon symétrique par rapport à un axe de ladite même face (56), ces deux bandes conductrices (LE1 , LE2, LS1 , LS2) étant raccordées respectivement à deux conducteurs (E1 , E2, S1 , S2) d'un port bi-ruban de connexion à une ligne bi-ruban de transmission d'un signal différentiel.
7. Système d'antenne dipôle différentielle (10 ; 82 ; 82' ; 82") selon la revendication 6, dans lequel chaque bande conductrice (LE1 , LE2, LS1 , LS2) de chaque résonateur (52, 54) est repliée sur elle-même de manière à former un couplage capacitif entre ses deux extrémités.
8. Système d'antenne dipôle différentielle (10 ; 82 ; 82' ; 82") selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, comportant une ligne quart d'onde (70) à deux bandes conductrices coplanaires (72, 74) disposée de manière à raccorder, en adaptation d'impédance, la ligne bi-ruban (20, 30) d'alimentation de l'antenne au dispositif de filtrage (50), cette ligne quart d'onde étant conformée sous forme de circuit imprimé pour présenter des discontinuités de structure (72B, 72C, 72D, 74B, 74C, 74D) génératrices d'au moins un saut d'impédance et d'au moins un couplage capacitif entre ses deux bandes conductrices (72, 74) de manière à reproduire un déphasage quart d'onde.
9. Dispositif d'émission et/ou réception d'un signal à large bande passante, comprenant un système d'antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 8.
10. Antenne dipôle différentielle (10), comportant, sur une même face (12) d'un substrat diélectrique, une première moitié (18) de dipôle rayonnant épais, une première bande conductrice (20) d'une ligne bi-ruban d'alimentation en signal différentiel, cette première bande conductrice (20) étant raccordée à la première moitié (18) de dipôle rayonnant épais, une seconde moitié (28) de dipôle rayonnant épais et une seconde bande conductrice (30) de la ligne bi-ruban d'alimentation, cette seconde bande conductrice (30) étant raccordée à la seconde moitié (28) de dipôle rayonnant épais, caractérisée en ce qu'elle comporte sur ladite même face (12) une bande conductrice supplémentaire (36) formant court-circuit reliant la première moitié (18) et la seconde moitié (28) du dipôle épais, et en ce qu'elle est apte à être reliée à un dispositif (50) de filtrage différentiel résonant pour former un système d'antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 8.
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