WO2010047462A1 - 랩터 코드를 위한 싱글 스테이지 디코더와 이를 이용한 심볼 복원 방법 및 무선 통신 장치 - Google Patents

랩터 코드를 위한 싱글 스테이지 디코더와 이를 이용한 심볼 복원 방법 및 무선 통신 장치 Download PDF

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WO2010047462A1
WO2010047462A1 PCT/KR2009/003939 KR2009003939W WO2010047462A1 WO 2010047462 A1 WO2010047462 A1 WO 2010047462A1 KR 2009003939 W KR2009003939 W KR 2009003939W WO 2010047462 A1 WO2010047462 A1 WO 2010047462A1
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decoder
matrix
symbol
deleted
equation
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PCT/KR2009/003939
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아부-수라샤디
장지앤종
칸파룩
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삼성전자 주식회사
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
    • H03M13/3761—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35 using code combining, i.e. using combining of codeword portions which may have been transmitted separately, e.g. Digital Fountain codes, Raptor codes or Luby Transform [LT] codes
    • H—ELECTRICITY
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    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/29—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems

Definitions

  • the present invention relates generally to decoding wireless transmissions and, more particularly, to decoders configured for varying complexity based on packet drop rates, symbol recovery methods and wireless communication devices using the same.
  • a common raptor decoder such as that described in 3GPP TS 26.346: "Multimedia Broadcast / Multicast Service (MBMS); Protocols and codecs", version 7.8.0, is a two-stage decoder.
  • a disadvantage of this stepwise process is that the system packet drop rate is small (i.e., the number of deleted source symbols is small). Even if only one source symbol is deleted during transmission, the decoder still needs to calculate all intermediate symbols to recover the deleted source symbol.
  • the computational complexity of this staged decoder is greatly influenced by the computational complexity required to compute the intermediate symbol. As a result, the computational complexity of the staged decoder does not depend on the packet drop rate.
  • a wireless communication device capable of decoding an encoded transmission in a wireless communication network is provided.
  • the wireless communication device includes a single stage decoder.
  • the single stage decoder includes a programmable finite state machine.
  • the programmable finite state machine may perform a plurality of instructions related to the single stage decoder.
  • the single stage decoder reconstructs the deleted symbols based in part on the inversion of the reconstruction matrix.
  • the size of the reconstruction matrix is based on the symbol deletion rate.
  • a decoder For use in a wireless communication device, a decoder is provided that can decode raptor encoded transmissions in a wireless communication network.
  • the decoder includes a single stage and a processor for recovering deleted symbols.
  • the processor may perform a plurality of instructions related to the single stage.
  • the single stage recovers deleted symbols based in part on the reconstruction matrix.
  • the size of the reconstruction matrix is based on the symbol deletion rate.
  • a method for recovering deleted symbols in transmissions of a wireless communication network includes receiving a data transmission.
  • the method also includes performing a decoding operation with a single stage decoder and determining a symbol erasure rate defined by the number of deleted symbols.
  • the method may further include generating a reconstruction matrix based on the symbol deletion rate and inverting the reconstruction matrix.
  • the method also includes recovering the deleted symbol based on the function of the inverted recovery matrix.
  • controller means any device, system, or portion thereof that controls at least one operation, such as a device that can be implemented in hardware, firmware, or software, or any combination of at least two.
  • the functions associated with any particular controller can be centralized or distributed locally or remotely.
  • FIG. 1 illustrates an exemplary wireless network 100 for transmitting ACK / NACK messages in accordance with an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2A illustrates a high level diagram of an orthogonal frequency division multiple access transmission path according to an embodiment of the invention.
  • 2B illustrates a high level diagram of an orthogonal frequency division multiple access receive path according to an embodiment of the invention.
  • FIG. 3 illustrates an exemplary block diagram of 3GPP MBMS Raptor code in accordance with an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 illustrates an exemplary overview of matrix generation of 3GPP Raptor code in accordance with an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 illustrates a single stage decoder according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 illustrates a procedure for recovering a symbol in another wireless transmission in an embodiment of the present invention.
  • the wireless network 100 includes a base station (BS) 101, a base station (BS) 102, the base station (BS) 103 and other identical base stations (not shown).
  • Base station 101 is in communication with base station 102 and base station 103.
  • Base station 101 is also in communication with Internet 130 or the same IP-based network (not shown).
  • Base station 102 provides a wireless broadband connection (via base station 101) to the Internet 130 to a plurality of first subscriber stations within the coverage area of base station 102.
  • the plurality of first subscriber stations can be located in a small business (SB) 111, a subscriber station can be located in an enterprise (E) 112, a subscriber station 113 can be located in a WiFi hotspot (HS), a first And subscriber station 116, which may be located in residence R, subscriber station 115, which may be located in second residence R, and subscriber station 116, which may be a mobile device M, such as a cell phone, a wireless laptop, a wireless PDA.
  • SB small business
  • E enterprise
  • HS WiFi hotspot
  • a first And subscriber station 116 which may be located in residence R
  • subscriber station 115 which may be located in second residence R
  • subscriber station 116 which may be a mobile device M, such as a cell phone, a wireless laptop, a wireless PDA.
  • Base station 103 provides a wireless broadband connection (via base station 101) to the Internet 130 to a plurality of second subscriber stations within the coverage area of base station 103.
  • the plurality of second subscriber stations includes subscriber station 115 and subscriber station 116.
  • base stations 101-103 may communicate with each other and with subscriber stations 111-116 using OFDM or OFDMA techniques.
  • Base station 101 may communicate with more or less than the number of base stations. Also, although only six subscriber stations are shown in FIG. 1, it is understood that wireless network 100 can provide broadband wireless access to additional subscriber stations. Note that subscriber station 115 and subscriber station 116 are located at the edge of both coverage area 120 and coverage area 125. Subscriber station 115 and subscriber station 116 communicate with both base station 102 and base station 103, respectively, and may be said to operate in a handoff mode as is known to those skilled in the art.
  • Subscriber stations 111-116 may access voice, data video, video conferencing, and / or other broadband services via the Internet 130.
  • one or more of the subscriber stations 111-116 may be associated with an access point (AP) of a WiFi WLAN.
  • Subscriber station 116 may be any of a plurality of mobile devices, including wireless capable laptop computers, personal data assistants, notebooks, portable devices, or other wireless capable devices.
  • subscriber station 114 and subscriber station 115 may be a wireless capable personal computer (PC), laptop computer, gateway, or another device.
  • PC personal computer
  • 2A is a high level diagram of an orthogonal frequency division multiple access transmission path.
  • 2B is a high level diagram of an orthogonal frequency division multiple access receive path.
  • the OFDMA transmit path is implemented at base station 102 and the OFDMA receive path is implemented at subscriber station (SS) 116.
  • SS subscriber station
  • the transmission path at base station 102 includes channel coding and modulation block 205, serial-parallel (SP) block 210, N IFFT blocks 215, parallel-serial (PS) block 220, cyclic prefix addition block 225, upconverter (UC) 230 It includes.
  • Receive paths at subscriber station 116 include down converter (DC) 255, cyclic pre-rejection block 260, serial-parallel (SP) block 265, N FFT blocks 270, parallel-serial (PS) block 275, channel decoding and demodulation block 280 It includes.
  • channel decoding and demodulation block 280 may be one component configured to perform decoding and demodulation.
  • channel decoding and demodulation block 280 includes a decoder 281 and a demodulator 282.
  • the decoder may comprise one or more blocks for a decoding operation.
  • the demodulator may include one or more blocks for demodulation operation.
  • the decoder 281 includes a plurality of instructions stored in a memory (not shown) configured to perform a plurality of calculations for a decoding operation with a processor (eg, a controller or a state limiter).
  • FIGS. 2A and 2B may be implemented in software, while other components may be implemented in configurable hardware or a mixture of software and configurable hardware.
  • the FFT blocks and IFFT blocks described in this document are implemented as configurable software algorithms, where the value of size N may vary depending on the implementation.
  • the present invention is an embodiment for implementing FFT and IFFT, this is merely for illustrative purposes and should not be construed as limiting the scope of the present invention.
  • the FFT function and the IFFT function can be easily substituted with the DFT function and the IDFT function, respectively.
  • the value of the variable N can be an integer (ie, 1, 2, 3, 4, etc.)
  • the value of the variable N is a power of 2 ( That is, 1, 2, 4, 8, 16, etc.).
  • channel coding and modulation block 205 receives a set of information bits, performs coding (eg, turbo coding) and modulates the input bits to generate a sequence of modulation symbols in the frequency domain.
  • the serial-parallel block 210 converts (ie, demultiplexes) the serially modulated symbols into parallel data to produce N parallel symbol streams of IFFT / FFT size used at the base station 102 and the subscriber station 116.
  • an N size IFFT block 215 performs an IFFT operation on the N parallel symbol streams to generate a time domain output signal.
  • Parallel-serial block 220 transforms (ie, multiplexes) the parallel time domain output symbols from the N size IFFT block 215.
  • a cyclic prefix add block 225 inserts a cyclic prefix into the time domain signal.
  • upconverter 230 modulates (ie, upconverts) the output of cyclic prefix block 225 to an RF frequency for transmission via the wireless channel.
  • the signal is also filtered at baseband before conversion to the RF frequency.
  • the transmitted RF signal arrives at the subscriber station 116 after passing through the wireless channel, and reverse operations on the operations are performed at the base station 102.
  • Down converter 255 down-converts the received signal to baseband frequency and cyclic prefix removal block 260 removes the cyclic prefix to generate a serial time domain baseband signal.
  • Serial-parallel block 265 converts the time-domain baseband signal into the history frequency-domain signal.
  • the N FFT blocks 270 perform an FFT algorithm to generate N parallel frequency domain signals.
  • Parallel-serial block 275 converts the parallel frequency domain signal into a sequence of modulated data symbols.
  • Channel decoding and demodulation block 280 demodulates and modulates the modulated symbols to restore the original input data stream.
  • Each of the base stations 101-103 may implement a similar transmission path for downlink transmissions to subscriber stations 111-116 and may implement a similar path for uplink reception from subscriber stations 111-116. Equally, each subscriber station 111-116 may implement a transmission path corresponding to an architecture for transmission on the uplink, and may implement a reception path corresponding to an architecture for reception on the downlink from base stations 101-103. .
  • video-media requires high data rates with limited delay.
  • the media may also be transmitted over a wideband channel, such as a streaming mobile TV channel, or over a multicast channel, such as when delivering encrypted video in large files for multiple users.
  • a wideband channel such as a streaming mobile TV channel
  • a multicast channel such as when delivering encrypted video in large files for multiple users.
  • this channel precludes the option of having a feedback channel for the positive response of transmission success.
  • the forward error control (FEC) scheme is a suitable candidate in this case.
  • FEC can be used for communication over any channel.
  • the turbo code FEC scheme is adopted to obtain reliable communication.
  • the turbo code is part of the physical layer of the network and has a fixed bit rate between "1/3" and "1", which has an error rate between 10 -5 and 10 -4 bits. (BER), but the achievable packet loss rate using the turbo code FEC scheme is about “0.01.”
  • Outer FEC scheme is an attractive solution, because replacing this code is cost inefficient.
  • Fountain codes have the following characteristics: 1) Rateless code that can generate an infinite number of encoded symbols (symbols are typically packets) from the original data. 2) It is known that no k encoding symbols are received, so that there is no overhead so that the receiver can reconstruct k symbol messages. 3) The encoding / decoding is very fast and simple enough to be linear in time.
  • Rough implementations of these codes are Reed-Solomon code, Ruby transform (LT) code, and Raptor code.
  • the LT code is ⁇ M. Luby, M. Mitzenraum, A. Shokrollahi, and D. Spielman, "Effcient erasure correcting codes,” IEEE Trans. Inf. Theory. pp. 569-584, Feb. 2001, the contents of which are incorporated herein by reference as if fully set forth in this application by reference.
  • the raptor code is ⁇ M. Luby, "LT codes,” Proc. 43rd Ann. Symp. on Foundations in Computer Science, Vancouver, BC, Canada, pp. 271-280, Nov. 2002, the content of which is incorporated herein by reference as if fully set forth in this application by reference.
  • the raptor code is the best code most similar to the fountain code.
  • the 3rd Generation Partnership Project (3GPP) Multimedia Broadcast Multicast Service is referred to by the multicast file transfer service and ⁇ FG IPTV-C-0777: "DVB-IPI Application Layer FEC for ITU-T FG IPTV Application Layer FEC>.
  • the raptor code is combined in video streaming as described herein, the content of which is combined with the present application as fully described in this application by reference.
  • the 3GPP MBMS raptor code is described in ⁇ 3GPP TS 26.346: “Multimedia Broadcast / Multicast Service (MBMS). ); Protocols and codecs ", version 7.8.0, which is incorporated herein by reference. The content of this document is incorporated herein by reference as if fully set forth in this application by reference.
  • Raptor code decoders are proposed that are faster than existing decoders in environments with low packet drop rates.
  • 3 is a typical block diagram of 3GPP MBMS Raptor code in accordance with an embodiment of the present invention.
  • the embodiment of the 3GPP MBMS Raptor code 300 shown in FIG. 3 is for illustration only. Other embodiments of the 3GPP MBMS Raptor code 300 are possible without departing from the invention.
  • Raptor code is a powerful fountain code for reliability and simplicity.
  • raptor code can be seen as a concatenation of several linear codes, where the innermost code is an LT code. This code is formed by concatenating the steps contained in the two main steps.
  • source symbol C 305 enters precoding step 310 to confirm that the entire raptor code is systematic.
  • the output of precoder 310 is k precoded symbols D 315.
  • the precoded symbols 315 are encoded using a systematic low density parity check (LDPC) code 320 which emits an s parity symbol D S 325.
  • the D 315 symbol and the D s 325 symbol are then encoded using a half-code (ie, systematic high density parity check (HDPC) code) to add an additional h parity symbol D H 335.
  • HDPC systematic high density parity check
  • the parity D S 325 generated from the precoded symbol D 315 and the LDPC 320 and the parity D H 335 generated from the HDPC 330 are obtained.
  • These symbols D 315, Ds 325, D H 335 are combined to generate a symbol at the output of the first step.
  • the symbols at the output of the first step are referred to as intermediate symbol F 340.
  • k may be the number of source symbols.
  • C 305 is a k ⁇ 1 vector, and D is given by Equation 1 below.
  • the LDPC 320 and the HDPC 330 steps are defined by Equation 2 and Equation 3 below.
  • the LDPC 320 and HDPC 330 generator matrices are [I k
  • the LDPC 320 and HDPC 330 generator matrices have rates k / (k + s) and (k + s) / (k + s + h), respectively.
  • the intermediate symbol 340 is given by Equation 4 below.
  • the LT code 345 is applied to the intermediate symbol F 340.
  • the output encoding symbol E 350 is generated as a result of encoding F 340 using LT code 345.
  • the output of LT code 345 is given by Equation 5.
  • LT code 345 is also a fountain code. However, without the outer code of the Raptor code 300, even high-performance LT code alone requires high computational complexity. As part of the Raptor code 300, the LT code performs an encoding process 345 to generate an encoding symbol at E 350, denoted e i below.
  • the order d i of the encoding symbol is selected from the predetermined distribution.
  • the symbols d i are then randomly selected at the input of the LT code 345 (ie, the intermediate symbol F 340).
  • the encoding symbol e i is a component-wise X-or of the selected symbol d i .
  • decoder 281 needs to know the set of intermediate symbol indices used for decoding of encoding symbol e i . Since it is not desirable to transmit this information to decoder 281, the 3GPP Raptor code uses a common random generator 355 at both encoder 205 and decoder 281 to obtain the random selection mentioned previously.
  • the common random generator 355 may receive the index i of the encoded symbol e i .
  • the index is encoded in the packet ID for the packet carrying this symbol.
  • Raptor code can be repeatedly decoded using a Belief Propagation (BP) algorithm.
  • BP Belief Propagation
  • ML maximum likelihood decoder
  • the ML decoding process for the code consists of two steps. In a first step, the intermediate symbol F 340 is coded from the received encoding symbol E 350. In a second step, source symbol C 305 is calculated from intermediate symbol F 340.
  • the rows of the matrix G LT depend on the associated encoding symbol index.
  • the notation G LT (i 1 , i 2 , ..., i n ) 345 is e i1 , e i2 ,... ., it will be used to refer to e in the symbol encoding matrix G LT 345.
  • E (i 1 , i 2 , ..., i n ) 350 will be used to refer to the vector of received symbol symbols e i1 , e i2 , ..., e in .
  • FIG. 4 illustrates an example of an overview of a generation matrix for 3GPP Raptor code in accordance with an embodiment of the present invention.
  • the embodiment of the generation matrix 400 described in FIG. 4 is for illustration only. Other embodiments of the generation matrix 400 are possible without departing from the invention.
  • the generation matrix 400 includes an LDPC matrix 320, a first unit matrix 405, a zero matrix 410, an HDPC matrix 330, a second unit matrix 415, and an LT matrix 345.
  • Equation 6 is unique only when A (i 1 , i 2 ,..., I n ) has the same rank as L and has F 340. This means that r ⁇ k is a requirement for decoding success. In other words, the decoder 281 needs at least k encoded symbols for decoding.
  • the decoder 281 uses a Gaussian cancellation algorithm designed for a sparse matrix to invert the matrix A (i 1 , i 2 ,..., I r ) as shown in Equation 7 below.
  • Equation 8 may be rewritten as Equation 9 below.
  • the decoder 281 needs to obtain an inverse of the intermediate symbol F 340 and the generation matrix 400 (ie, A ⁇ 1 ). Therefore, if the system packet deletion rate is low (i.e., the number of deleted source symbols is small), even if only one source symbol is deleted during transmission, the decoder described above may recover the deleted source symbols. It is still necessary to calculate all intermediate symbols F 340.
  • the computational complexity of this staged decoder is governed by the computation in the first stage. As a result, the computational complexity of the staged decoder does not depend on the packet drop rate. In the case of a low erasure rate, the computational complexity required for the restoration of 1% of the source symbols is almost the same as that required for the restoration of all source symbols.
  • the decoder 281 includes a single stage raptor decoder 500.
  • the packet drop rate is about 1%.
  • the computational complexity required to recover 1% of the source symbols is proportional to the number of symbols to be recovered.
  • the single stage raptor decoder 500 is implemented in hardware, firmware, software or a combination of at least two or more. In some embodiments, the single stage raptor decoder 500 is implemented in layers above the physical layer (ie, higher layers). For example, the single stage raptor decoder 500 may exist at the application layer for the 3GPP MBMS system and at the convergence layer for the IEEE 802.16 system. In some embodiments, the single stage raptor decoder 500 is included as part of the turbo decoder to reduce the packet loss rate in the system.
  • the single stage decoder 500 is configured to recover the symbol based on the amount of deleted symbols.
  • the symbol is a codeword
  • the symbol is a MAC packet
  • the single stage raptor decoder 500 is in the application layer. Will be understood that the symbol is an IP packet.
  • the derivation starts with the above Equations 1 to 3 above. G H from Equation 3 may be rewritten as expressed in Equation 10 below.
  • Equation 10 G H1 is a h ⁇ k matrix formed from the first K columns of G H. And G H2 is a h ⁇ s matrix formed from the remaining s columns of G H.
  • DH may be written as Equation 11 below.
  • Equation 11 may be rearranged to form Equation 12 below.
  • Equation 13 the encoding symbol E 350 may be written as expressed in Equation 13 below.
  • Equation 13 may also be rewritten as Equation 14 below.
  • Equation 14 G LT1 , G LT2 , and G LT3 consist of the first k columns of G LT followed by s columns and last h columns, respectively. Equation 14 may also be rearranged in a form represented by Equation 15 below.
  • the new matrix G R, nonsys is a non-systematic generation matrix.
  • the non-systematic generation matrix is defined by Equation 16 below.
  • nonsys is expressed as a non-systematic generating matrix, because Equation 15 and Equation 16 generate Equation 17 below.
  • Equation 17 may be rewritten as Equation 18 below.
  • G T -1 is the inverse of the first k columns of G R, nonsys .
  • G R1 Another new matrix, G R1, is created from the first k columns of G R, nonsys in Eq.
  • E 350 is denoted by E r 505 for the set of received encoding symbols with i> k indices.
  • E r 505 is defined by Equation 20 below.
  • Equation 20 may be rewritten by Equation 21.
  • Equation 21 (G R2 G R1 -1 ) [erased] 530 and (G R2 G R1 -1 ) [received] 535 respectively represent the same index in the index of the deleted source symbol and the index of the received symbol. Are the columns of G R2 G R1 -1 . As a result, the single stage decoder 500 uses Equation 22 to recover the deleted symbol.
  • the single stage decoder 500 is the opposite of the multi-stage decoder that requires inversion of the generation matrices A (i 1 , i 2 , ..., i r ) and is deleted regardless of the number of deleted symbols to restore the deleted symbols. Equation 22 is used to recover the symbols.
  • the generation matrix is an L ⁇ L matrix.
  • the single stage decoder 500 inverts the erased recovery matrix G R2 G R1 -1 [erased] 530.
  • the deleted recovery matrix G R2 G R1 -1 [erased] has the same dimension as the number of deleted symbols.
  • the precoding matrix G R1 -1 515 depends only on the parameter k. As such, there is no need to compute this inverse at the transmission of each source block as long as the same k is used as in the DVB-H and IETF standards.
  • the precoding matrix is known at decoder 500 and can be saved.
  • FIG. 6 illustrates a procedure for recovering a symbol in wireless transmission according to an embodiment of the present invention.
  • the embodiment of the symbol 600 restoration procedure shown in FIG. 6 is for illustration only. Other embodiments of the process for symbol 600 recovery may be used without departing from the present invention.
  • a receiver in a wireless communication device receives a wireless transmission.
  • the wireless communication device may be a subscriber station, a base station, or a relay station, but is not limited thereto.
  • the decoding operation starts at 610.
  • the receiver described with respect to FIG. 6 includes a decoder 281 that includes a single stage decoder 500.
  • the single stage decoder 500 is configured to perform a decoding operation.
  • the decoder 500 determines deleted symbols among the source symbols. For example, the decoder 500 may calculate the deletion rate.
  • the symbol deletion rate is defined by the number of symbols deleted from the number of source symbols.
  • the decoder 500 In operation 620, the decoder 500 generates an erased recovery matrix.
  • the reconstruction matrix is generated based on the set of deleted symbols.
  • the size of the reconstruction matrix is based on the number of deleted symbols, such that fewer deletions result in fewer reconstruction matrices and many deleted ones can cause large reconstruction rates. For example, when transmitting 1000 source symbols, a 1% symbol deletion rate results in a 10 ⁇ 10 matrix.
  • the deleted reconstruction matrix is generated from a portion of the non-systematic matrix and the precoding matrix. Decoder 500 also generates a received reconstruction matrix based on the portion of the non-systematic matrix and the precoding matrix.
  • the decoder 500 inverts the deleted recovery matrix in step 625.
  • the decoder 500 inverts the deleted recovery matrix for the purpose of determining the deleted symbol.
  • the decoder 500 recovers the deleted symbol based on the function of the inverted deleted recovery matrix.
  • the decoder 500 may be configured to recover the deleted symbol. Perform Equation 22.
  • the deleted recovery matrix is (G). R2 G R1 -One ) [erased] Represented by 530.
  • the complexity of the single stage decoder 500 changes with the packet drop rate.
  • the reduction in complexity is large.

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Abstract

무선 통신에서 삭제된 심볼을 복원하는 시스템과 방법이 제공된다. 상기 시스템과 방법은 인코딩된 데이터 송신을 수신하도록 구성되는 수신기를 포함한다. 상기 수신기는 디코딩 동작을 수행하도록 구성되는 싱글 스테이지 디코더를 포함한다. 상기 싱글 스테이지 디코더는 삭제된 심볼의 개수에 의하여 정의되는 심볼 삭제율을 결정하도록 더 구성된다. 상기 싱글 스테이지 디코더는 상기 심볼 삭제율에 근거하여 복원 행렬을 생성하고 상기 복원 행렬을 반전하도록 더 구성된다. 따라서 상기 싱글 스테이지 디코더는 상기 반전된 복원 행렬의 기능에 근거하여 삭제된 심볼을 복원한다.

Description

랩터 코드를 위한 싱글 스테이지 디코더와 이를 이용한 심볼 복원 방법 및 무선 통신 장치
본 발명은 일반적으로 무선 송신을 디코딩하는 것과 관련되며, 더 상세하게는 패킷 삭제율에 근거하여 복잡성을 변화시키기 위하여 구성되는 디코더와 이를 이용한 심볼 복원 방법 및 무선 통신 장치와 관련된다.
3GPP TS 26.346: "Multimedia Broadcast/Multicast Service (MBMS); Protocols and codecs", version 7.8.0 에서 설명되는 것과 같은 일반적인 랩터 디코더는 2단계 디코더이다. 이러한 단계적 프로세스의 불리한 점은 시스템 패킷 삭제율이 작은(즉, 삭제된 소스 심볼들의 개수가 적은) 것이다. 송신 중에 단지 하나의 소스 심볼만이 삭제된다고 하더라도, 디코더는 상기 삭제된 소스 심볼을 복원하기 위하여 여전히 모든 중간 심볼들을 계산할 필요가 있다. 또한, 이러한 단계적 디코더의 계산 복잡성은 상기 중간 심볼을 계산하기 위하여 필요한 계산의 복잡성에 의해 큰 영향을 받는다. 결과적으로, 상기 단계적 디코더의 계산 복잡성은 패킷 삭제율에 의존하지 않는다.
이러한 종래의 디코더들은 삭제율이 높은 때에 잘 동작한다. 그러나 물리 계층에서 터보코드에 의하여 보호되는 통상적인 무선 통신 링크에서, 패킷 삭제율은 약 1% 정도이다. 이러한 낮은 삭제율의 경우에서, 소스 심볼의 1%를 복원하기 위하여 필요한 계산 복잡성은 대략 모든 소스 심볼을 복원하기 위하여 필요한 것과 동일하다. 따라서 낮은 삭제율을 가지는 시스템에서 복원을 필요로 할 때, 이러한 디코더의 효율성은 낮다.
따라서 해당 업계에 향상된 디코더에 대한 요구가 있다. 특히, 낮은 삭제율을 가지는 시스템에서 소스 심볼을 효율적으로 복원할 수 있는 향상된 디코더에 대한 요구가 있다.
무선 통신 네트워크에서 인코딩된 송신을 디코딩할 수 있는 무선 통신 장치가 제공된다.
상기 무선 통신 장치는 싱글 스테이지 디코더를 포함한다. 상기 싱글 스테이지 디코더는 프로그램 가능한 유한한 상태 기계를 포함한다. 상기 프로그램 가능한 유한한 상태 기계는 상기 싱글 스테이지 디코더에 관련된 복수의 지시를 수행할 수 있다. 상기 싱글 스테이지 디코더는 삭제된 심볼을 부분적으로 복원 행렬의 반전에 근거하여 복원한다. 상기 복원 행렬의 크기는 심볼 삭제율에 근거한다.
무선 통신 장치에서 사용하기 위하여, 무선 통신 네트워크에서 랩터 인코딩된 송신을 디코딩할 수 있는 디코더가 제공된다. 상기 디코더는 삭제된 심볼을 복원하기 위한 싱글 스테이지와 프로세서를 포함한다. 상기 프로세서는 상기 싱글 스테이지와 관련된 복수의 지시를 수행할 수 있다. 상기 싱글 스테이지는 삭제된 심볼을, 부분적으로, 복원 행렬에 근거하여 복원한다. 상기 복원 행렬의 크기는 심볼 삭제율에 근거한다.
무선 통신 네트워크의 송신에서 삭제된 심볼을 복원하기 위한 방법이 제공된다. 상기 방법은 데이터 송신의 수신하는 과정을 포함한다. 상기 방법은 또한 싱글 스테이지 디코더를 가지고 디코딩 동작을 수행하고 삭제된 심볼의 개수에 의해서 정의되는 심볼 삭제율을 결정하는 과정을 포함한다. 또한, 상기 방법은 상기 심볼 삭제율에 근거하여 복원 행렬을 생성하고 상기 복원 행렬을 반전하는 과정을 포함한다. 상기 방법은 또한 상기 반전된 복원 행렬의 기능에 근거하여 삭제된 심볼을 복원하는 과정을 포함한다.
이하의 본 발명의 상세한 설명에 들어가기에 앞서, 본 특허 문서를 통하여 사용되는 특정 단어와 어구의 정의를 하는 것이 도움이 될 수 있다. 용어 "포함하다(include)"와 "구성하다(comprise)" 뿐 아니라 그것에 의해 유도된 것은 제한 없는 포함을 의미한다. 용어 "또는(or)"는 포함하는(inclusive)이며, 및/또는(and/or)을 의미한다. 어구 "~와 관련(associated with)", "거기와 관련된(associated therewith)", 뿐 아니라 그것에 의해 유도된 것은 "포함한다(contain)", "안에 포함된다(be included within)", "~과 상호 연결된다(interconnect with)", "포함하다(contain)", "~안에 포함된다(be contained within)", "~에 또는 ~과 연결하다(connect to or with)", "~에 또는 ~와 연결되다(couple to or with)", "~와 통신하다(be communicable with)", "~와 협력하다(cooperate with)", "~에 끼워넣다(interleave)", "~를 나란히 놓다(juxtapose)", "~에 인접한(be proximate to)", "~에 또는 ~과 연결된(be bound to or with)", "가지다(have)", "~을 소유하다(have a property of)" 등을 의미할 수 있다. 용어 "콘트롤러"는 하드웨어, 펌웨어, 또는 소프트웨어 또는 적어도 둘의 어떠한 조합에서 구현될 수 있는 장치와 같이, 적어도 하나의 동작을 제어하는 어떠한 장치, 시스템 또는 그 일부를 의미한다. 어떤 특별한 콘트롤러와 관련된 기능은 집중되거나 지역적으로 또는 멀리 떨어져서 배분될 수 있다. 당업자는 본 특허 문서를 통하여 제공되는 특정 단어와 어구의 정의를 대다수는 아니라 하여도, 대부분을 이해해야 한다. 그러한 정의는 이전 뿐 아니라 미래의 그렇게 정의된 단어와 어구의 용도에 적용한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따라 ACK/NACK 메시지를 송신하는 예시적인 무선 망(100)을 설명한다.
도 2A는 본 발명의 실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 접속 송신 경로의 하이 레벨 다이애그램을 설명한다.
도 2B은 본 발명의 실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 접속 수신 경로의 하이 레벨 다이애그램을 설명한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 3GPP MBMS 랩터 코드의 예시적인 블록도를 설명한다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 3GPP 랩터 코드의 행렬 생성의 예시적인 개요를 설명한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 싱글 스테이지 디코더를 설명하다.
도 6은 본 발명의 실시예에 다른 무선 송신에서 심볼을 복원하기 위한 절차를 설명한다.
본 발명의 원리를 설명하기 위해 사용된 이하에서 논의되는 도 1 내지 도 6과 다양한 실시예는 설명만을 위한 것이고, 본 발명의 범위를 제한하는 것으로 해석되어서는 안 된다. 당업자는 본 발명의 원리가 무선 통신 시스템에서 적절히 변형되어 구현될 수 있음을 이해할 것이다.
도 1은 전형적인 무선 망 100 를 설명하며, 본 발명의 원리에 따라 ACK/NACK 메시지를 송신한다. 도시된 실시예에서, 무선 망(100)은 기지국(BS) 101, 기지국(BS) 102, 기지국(BS) 103과 다른 동일한 기지국들(미도시)을 포함한다. 기지국 101은 기지국 102 및 기지국 103과 통신 중이다. 기지국 101은 또한, 인터넷 130 또는 동일한 IP 기반의 네트워크(미도시)과 통신 중이다.
기지국 102는 인터넷 130에 대한 (기지국 101을 통한) 무선 광대역 접속을 기지국 102의 커버리지 영역 내의 복수의 제1 가입국들에게 제공한다. 상기 복수의 제1 가입국은 소(small) 비즈니스(SB) 내에 위치할 수 있는 가입국 111, 엔터프라이즈(E)에 위치할 수 있는 가입국 112, WiFi 핫스팟(HS)에 위치할 수 있는 가입국 113, 제1 주거지(R)에 위치할 수 있는 가입국 114, 제2 주거지(R)에 위치할 수 있는 가입국 115, 셀 폰, 무선 랩탑, 무선 PDA 등의 이동 디바이스(M)일 수 있는 가입국 116을 포함한다.
기지국 103은 인터넷 130에 대한 (기지국 101을 통한) 무선 광대역 접속을 기지국 103의 커버리지 영역 내의 복수의 제2 가입국들에게 제공한다. 상기 복수의 제2 가입국들은 가입국 115와 가입국 116을 포함한다. 실시예에 있어서, 기지국 101-103은 서로 통신할 수 있고, OFDM 또는 OFDMA기술을 사용하여 가입국 111-116과 통신할 수 있다.
기지국 101은 기지국들의 개수보다 많거나 또는 더 적은 수와 통신할 수 있다. 또한, 도 1에는 여섯 가입국들만이 도시되어 있지만, 무선 망 100은 추가적인 가입국들에게 광대역 무선 접속을 제공할 수 있는 것으로 이해된다. 가입국 115와 가입국 116은 커버리지 영역 120과 커버리지 영역 125 양자의 가장자리에 위치하고 있음에 주목하자. 가입국 115와 가입국 116은 각각 기지국 102와 기지국 103 양자와 통신하며 당업자에게 알려진 바와 같이 핸드오프 모드에서 동작하는 것으로 이야기될 수 있다.
가입국 111-116은 음성, 데이터 비디오, 비디오 회의, 및/또는 인터넷 130을 통한 다른 광대역 서비스들에 접속할 수 있다. 일 실시예에 있어서, 하나 또는 그 이상의 가입국들 111-116은 WiFi WLAN의 접속점(AP)과 연관될 수 있다. 가입국 116은 무선 가능 랩탑 컴퓨터, 개인 데이터 어시스턴트, 노트북, 휴대용 장치, 또는 다른 무선 가능한 디바이스를 포함하는 복수의 이동 디바이스 중 어떤 것일 수 있다. 예를 들어, 가입국 114와 가입국 115는 무선 가능한 개인용 컴퓨터(PC), 랩탑 컴퓨터, 게이트웨이, 또는 또 다른 장치일 수 있다.
도 2A는 직교 주파수 분할 다중 접속 송신 경로의 하이 레벨 다이애그램이다. 도 2B은 직교 주파수 분할 다중 접속 수신 경로의 하이 레벨 다이애그램이다. 도 2A 및 도 2B에서, OFDMA 송신 경로는 기지국 102에서 구현되고, OFDMA 수신 경로는 가입국(SS) 116에서 구현된다. 이는 단지 설명을 위한 것이며, 당업자는 OFDMA 수신 경로가 기지국 102에서 구현되고, OFDMA 송신 경로가 가입국 116에서 구현될 수 있음을 이해할 수 있다.
기지국 102에서의 송신 경로는 채널 코딩 및 변조 블록 205, 직렬-병렬(S-P) 블록 210, N 개의 IFFT 블록 215, 병렬-직렬(P-S) 블록 220, 순환 전치 부가 블록 225, 상향 컨버터(UC) 230을 포함한다. 가입국 116에서의 수신 경로는 다운 컨버터(DC) 255, 순환 전치 제거 블록 260, 직렬-병렬 (S-P)블록 265, N개의 FFT 블록 270, 병렬-직렬(P-S) 블록 275, 채널 디코딩 및 복조 블록 280을 포함한다.
몇몇의 실시예에서, 채널 디코딩 및 복조 블록 280은 디코딩 및 복조를 수행하기 위하여 구성되는 하나의 구성요소가 될 수 있다. 몇몇의 실시예에서, 채널 디코딩 및 복조 블록 280은 디코더 281과 복조기 282를 포함한다. 이런 실시예에서, 상기 디코더는 디코딩 동작을 위한 하나 또는 그 이상의 블록들을 포함할 수 있다. 추가로, 복조기는 복조 동작을 위한 하나 또는 그 이상의 블록들을 포함할 수 있다. 이런 실시예에서, 상기 디코더 281은 프로세서(예를 들어, 제어부 또는 상태 한정부)와 디코딩 동작을 위한 복수의 계산을 수행하기 위하여 구성되는 메모리(미도시)에 저장된 복수의 지시들을 포함한다.
도 2A및 도 2B의 적어도 일부의 구성 요소들은 소프트웨어로 구현될 수 있는 반면, 다른 구성요소들은 설정 가능한 하드웨어 또는 소프트웨어와 설정 가능한 하드웨어의 혼합으로 구현될 수 있다. 특히, 본 문서에서 설명된 FFT 블록들과 IFFT 블록들은 설정 가능한 소프트웨어 알고리즘으로서 구현되고, 여기서 사이즈 N의 값은 구현에 따라서 변경될 수 있다는 점에 유의하자.
또한, 본 발명은 FFT 와 IFFT를 구현하는 실시예이지만, 이는 단지 설명을 위한 것일 뿐이고, 본 발명의 범위를 한정하는 것으로 해석되어서는 안 된다. 본 발명의 변형된 실시예에서, FFT 기능 및 IFFT 기능은 DFT 기능 및 IDFT 기능으로 각각 쉽게 치환될 수 있음이 이해될 것이다. DFT 기능 및 IDFT 기능에 대해서는, 변수 N의 값은 정수(즉, 1, 2, 3, 4, 등)가 될 수 있고, 반면, FFT 및 IFFT 기능에 대해서, 변수 N의 값은 2의 멱승(즉, 1, 2, 4, 8, 16 등)의 개수가 될 수 있음이 이해될 것이다.
기지국 102에서, 채널 코딩 및 변조 블록 205는 정보 비트들의 세트를 수신하고, 코딩(예를 들어, 터보 코딩)을 하고 상기 입력 비트들을 변조하여 주파수 도메인의 변조 심볼들의 시퀀스를 생성한다. 직렬-병렬 블록 210은 기지국 102와 가입국 116에서 사용되는 IFFT/FFT 사이즈인 N개의 병렬 심볼 스트림들을 생성하기 위하여 직렬 변조된 심볼들을 병렬 데이터로 전환(즉, 역다중화)한다. 이후, N 사이즈 IFFT블록 215는 시간 영역 출력 신호를 생성하기 위하여 상기 N개의 병렬 심볼 스트림에 대한 IFFT 동작을 수행한다. 병렬-직렬 블록 220은 상기 N 사이즈 IFFT 블록 215로부터의 병렬 시간 영역 출력 심볼을 변환(즉, 다중화)한다. 순환 전치 부가 블록 225는 순환 전치를 상기 시간 영역 신호에 삽입한다. 마지막으로, 상향 컨버터 230은 순환 전치 부가 블록 225의 출력을 무선 채널을 경유하는 송신을 위한 RF 주파수로 변조(즉, 상향 변환)한다. 상기 신호는 또한 RF 주파수로의 변환 이전에 기저 대역에서 필터링된다.
전송된 RF 신호는 무선 채널을 통과한 이후 가입국 116에 도달하고, 기지국 102에서 상기 동작들에 대한 역 동작들이 수행된다. 다운 컨버터 255는 상기 수신된 신호를 기저 대역 주파수로 하향 전환하고 순환 전치 제거 블록 260은 순환 전치를 제거하여 직렬 시간 영역 기저 대역 신호를 생성한다. 직렬-병렬 블록 265는 시간 영역 기저 대역 신호를 병력 주파수 영역 신호를 전환한다. 이후, N 개의 FFT 블록 270은 FFT 알고리즘을 수행하여 N 개의 병렬 주파수 영역 신호를 생성한다. 병렬-직렬 블록 275는 병렬 주파수 영역 신호를 변조된 데이터 심볼들의 시퀀스로 전환한다. 채널 디코딩 및 복조 블록 280은 상기 변조된 심볼을 복조한 이후 디코딩하여 원래의 입력 데이터열로 복원한다.
기지국 101-103 각각은 가입국 111-116들에게 다운링크 송신에 유사한 전송 경로를 구현할 수 있으며, 가입국 111-116으로부터의 업링크 수신에 유사한 경로를 구현할 수 있다. 동일하게, 각각의 가입국 111-116은 업링크에서 송신을 위한 아키텍처에 대응하는 송신 경로를 구현할 수 있고, 기지국 101-103으로부터의 다운링크에서의 수신을 위한 아키텍처에 대응하는 수신 경로를 구현할 수 있다.
무선 이동 네트워크를 통한 신뢰성 있는 비디오 송신에 대한 큰 요구는 엔지니어들에게 큰 도전을 유발해 왔다. 통상적으로, 비디오-미디어는 지연의 제한을 가지는 높은 전송률을 요구한다. 또한, 상기 미디어는 스트리밍 모바일 TV 채널과 같은 광대역 채널을 통하거나, 또는 다수의 사용자를 위한 대용량 파일에서 암호화된 비디오를 전달하는 경우와 같은 멀티캐스트 채널을 통하여 전송된다. 상기 지연 제한에 더하여 이런 채널의 성질은 송신 성공의 긍정 응답을 위한 피드백 채널을 가지는 옵션을 배제한다.
순방향 에러 제어(FEC) 방식은 이런 경우에서 적절한 후보이다. 실제로 FEC는 어떠한 채널을 통한 통신에서도 사용될 수 있다. 모바일 기술에서, 터보 코드 FEC 방식은 신뢰성 있는 통신을 얻기 위하여 채택된다. 예를 들어, 3GPP 표준에서, 터보 코드는 네트워크의 물리 계층의 일부이며 "1/3"과 "1' 사이의 고정된 전송률을 가진다. 이 터보 코드는 10-5 과 10-4비트 사이의 에러율(BER)을 달성한다. 그러나 터보 코드 FEC 방식을 사용한 성취 가능한 패킷 손실율은 약 "0.01"이다. 이 코드를 대체하는 것은 비용 면에서 비효율적이기 때문에, 외부(outer) FEC 방식은 매력적인 해결책이다. 특히, 파운틴(fountain) 코드라고 불리는 일련의 FEC 방식은 가장 적절한 후보이다. 파운틴 코드는 문서 < in 3GPP TS 36.212: "Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Multiplexing and channel coding"; and J. Byers, M. Luby, M. Mitzenmacher, and A. Rege, "A digital fountain approach to reliable distribution of bulk data," ACM SIGCOMM Computer Communication Review, Volume 28, Issue 4, October 1998>에서 참조되며, 상기 문서의 내용은 참조로서 본 출원에서 완전히 설명된 것과 같이 본 출원과 결합된다.
파운틴 코드는 다음의 특징을 가지는 코드이다. 1) 원래 데이터로부터 무한한 개수의 인코딩된 심볼(여기서 언급되는 것처럼, 심볼은 통상 패킷이다.)을 생성할 수 있는 레이트리스(rateless) 코드이다. 2)어떤 k개의 인코딩 심볼이 수신되자 마다, 수신기가 k 개의 심볼 메시지를 재구성할 수 있을 정도로 오버 헤드가 없는 것으로 알려져 있다. 3)인코딩/디코딩이 매우 빠르고, 시간상으로 바람직하게 선형적일 정도로 단순하다.
이러한 코드들의 대략적인 구현은 리드-솔로몬 코드, 루비 트랜스폼(Luby transform: LT) 코드, 그리고 랩터 코드다. LT 코드는 <M. Luby, M. Mitzenmacher, A. Shokrollahi, and D. Spielman, "Effcient erasure correcting codes," IEEE Trans. Inf. Theory. pp. 569-584, Feb. 2001>에 설명되며, 상기 문서의 내용은 참조로서 본 출원에서 완전히 설명된 것처럼 본 출원과 결합한다. 랩터 코드는 <M. Luby, "LT codes," Proc. 43rd Ann. Symp. on Foundations in Computer Science, Vancouver, BC, Canada, pp. 271-280, Nov. 2002>에서 설명되고, 상기 문서의 내용은 참조로서 본 출원에서 완전히 설명된 것처럼 본 출원과 결합한다. 랩터 코드는 파운틴 코드에 가장 유사한 최선의 코드다.
랩터 코드는 많은 방송 시스템에 채택되고 있다. 현재 디지털 비디오 방송(Digital Video Broadcasting: DVB)은 <A. Shokrollahi, "Raptor codes," IEEE Trans. Inf. Theory, pp. 2551-2567, June 2006; and also for Internet Protocol Television (IPTV) delivery referenced in ETSI TS 102 472: "Digital Video Broadcasting (DVB); IP Datacast over DVB-H: Content. Delivery Protocols">에서 참조되는 DVB-H 응용 계층 FEC (랩터 코드)를 포함한다. 상기 문서의 내용은 참조로서 본 출원에서 완전히 설명된 것처럼 본 출원과 결합한다. 또한, 3GPP(3rd Generation Partnership Project) MBMS(Multimedia Broadcast Multicast Service)는 멀티캐스트 파일 전송 서비스와 <FG IPTV-C-0777: "DVB-IPI Application Layer FEC for ITU-T FG IPTV Application Layer FEC>에서 참조되는 것처럼 비디오 스트리밍에서 랩터 코드를 결합한다. 상기 문서의 내용은 참조로서 본 출원에서 완전히 설명된 것처럼 본 출원과 결합한다. 상기 3GPP MBMS 랩터 코드는 <3GPP TS 26.346: "Multimedia Broadcast/Multicast Service (MBMS); Protocols and codecs", version 7.8.0>에서 참조되는 IETF(Internet Engineering Task Force)에서 채택되었다. 상기 문서의 내용은 참조로서 본 출원에서 완전히 설명된 것처럼 본 출원과 결합한다.
상술된 모든 표준들은 동일한 랩터 코드를 사용하고 있다. 그러하기 때문에, 패킷 삭제율이 낮은 환경에서 현존하는 디코더보다 더 빠른 다른 랩터 코드 디코더가 제안된다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 3GPP MBMS 랩터 코드의 전형적인 블록도이다. 도 3에서 보여지는 3GPP MBMS 랩터 코드 300의 실시예는 단지 설명을 위한 것일 뿐이다. 본 발명을 벗어나지 않는 범위에서, 3GPP MBMS 랩터 코드 300의 다른 실시예가 가능하다.
랩터 코드는 신뢰성과 단순함을 위한 유력한 파운틴 코드이다. 일반적으로 랩터 코드는 몇몇의 선형 코드들의 연결로서 보여질 수 있으며, 여기서 가장 안쪽의(inner) 코드는 LT 코드다. 이 코드는 두 개의 주요 단계에 포함된 단계들을 연결하여 형성된다.
첫 번째 단계에서, 소스 심볼 C 305는 프리코딩 단계 310으로 진입하여 전체 랩터 코드가 시스티매틱임을 확인한다. 프리코더 310의 출력은 k개의 프리코딩된 심볼들 D 315이다. 그런 이후, 프리코딩된 심볼들 315는 s 패리티 심볼 DS 325를 내보내는 시스티매틱 저밀도 패리티 체크(LDPC) 코드 320을 사용하여 인코딩된다. 이후, 상기 D 315 심볼과 Ds 325 심볼은 추가적인 h 패리티 심볼 DH 335를 부가하기 위하여 하프 코드(half-code)(즉, 시스티메틱 고밀도 패리티 체크(HDPC) 코드)를 사용하여 인코딩된다. 따라서 프리코딩된 심볼 D 315, LDPC 320으로부터 생성된 상기 패리티 DS 325와 HDPC 330으로부터 생성된 패리티 DH 335가 얻어진다. 이 심볼들 D 315, Ds 325, DH 335는 상기 첫 번째 단계의 출력에서 심볼을 생성하기 위하여 결합된다. 상기 첫 번째 단계의 출력에서의 심볼들은 중간 심볼 F 340으로서 언급된다.
예를 들어, k는 소스 심볼의 개수가 될 수 있다. 이후, C 305는 k×1 벡터이고, D는 하기 <수학식 1>로 주어진다.
수학식 1
Figure PCTKR2009003939-appb-M000001
상기 LDPC 320과 HDPC 330 단계들은 하기 <수학식 2>와 하기 <수학식 3>에 의해서 정의된다.
수학식 2
Figure PCTKR2009003939-appb-M000002
수학식 3
Figure PCTKR2009003939-appb-M000003
LDPC 320과 HDPC 330 생성기 행렬들은 각각 [Ik|GLDPC T]T 와 [Ik+s|GH T]T 이다. 상기 LDPC 320과 HDPC 330 생성기 행렬들은 각각 전송률 k/(k+s)와 (k+s)/(k+s+h)를 갖는다. 그런 후, 상기 중간 심볼 340은 하기 <수학식 4>에 의해 주어진다.
수학식 4
Figure PCTKR2009003939-appb-M000004
중간 심볼 F 340은 L×1 벡터이고, 상기 L= k+s+h 이다.
마지막 단계에서(즉, 두 번째 주요 단계), LT 코드 345가 중간 심볼 F 340에 적용된다. 출력 인코딩 심볼 E 350은 LT 코드 345를 사용하는 인코딩 F 340의 결과로서 생성된다. LT 코드 345의 출력은 <수학식 5>로 주어진다.
수학식 5
Figure PCTKR2009003939-appb-M000005
LT 코드 345 또한 파운틴 코드이다. 그러나 랩터 코드 300의 외부 코드가 없다면, 좋은 성능의LT 코드 단독으로도 높은 계산 복잡성을 필요로 한다. 랩터 코드 300의 일부로서, 상기 LT 코드는 이하에서 ei로 표기되는 E 350에서 인코딩 심볼을 생성하기 위하여 인코딩 과정 345를 수행한다.
첫째, 미리 결정된 분포로부터 인코딩 심볼의 차수 di를 선택한다. 이후, LT 코드 345(즉, 중간심볼 F 340)의 입력에서 심볼 di를 균등하게 랜덤으로 선택한다. 마지막으로, 상기 인코딩 심볼 ei는 상기 선택된 심볼 di의 콤포넌트-와이즈 배타적 합(component-wise X-or)이다. 디코더 281이 인코딩 심볼 ei 의 디코딩에 사용되는 중간 심볼 인덱스의 셋을 알 필요가 있다는 것에 주목하자. 이 정보를 디코더 281로 송신하는 것은 바람직하지 않기 때문에 이전에 언급한 랜덤 선택을 얻기 위하여, 상기 3GPP 랩터 코드는 인코더 205와 디코더 281 모두에서 공통의 랜덤 생성기 355를 사용한다. 상기 공통 랜덤 생성기 355는 인코딩된 심볼 ei 의 인덱스 i가 입력될 수 있다. 상기 인덱스는 이 심볼을 전달하는 패킷을 위한 패킷 ID 내에서 인코딩된다.
랩터 코드는 BP(Belief Propagation) 알고리즘을 사용하여 반복적으로 디코딩될 수 있다. 그러나 몇몇의 실시예에서 최대 우도율(maximum likelihood: ML) 디코더가 사용된다. 상기 부호에 대한 ML 디코딩 과정은 두 단계로 구성된다. 첫 단계에서, 중간 심볼 F 340은 상기 수신된 인코딩 심볼 E 350으로부터 코딩된다. 두 번째 단계에서, 소스 심볼 C 305는 중간 심볼 F 340으로부터 계산된다.
행렬 GLT의 행은 관련된 인코딩 심볼 인덱스에 의존한다. 예를 들어, 3GPP 랩터 디코더를 설명하는 동안 모호함을 완화하기 위하여, 표기법 GLT(i1, i2, ..., in) 345가 그 행이 에 의존하는 ei1, ei2, ..., ein 인코딩 심볼 행렬 GLT 345를 참조하기 위하여 사용될 것이다. 또한, E(i1, i2, ..., in) 350이 수신한 부호 심볼 ei1, ei2, ..., ein 의 벡터를 참조하기 위하여 사용될 것이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따라 3GPP 랩터 코드에 대한 생성 행렬의 개요의 예를 설명한다. 도 4에서 설명되는 상기 생성 행렬 400의 실시예는 오직 설명만을 위한 것이다. 본 발명을 벗어나지 않는 범위 내에서 생성 행렬 400의 다른 실시예가 가능하다.
상기 생성 행렬 400은 LDPC 행렬 320, 제1 단위 행렬 405, 영 행렬 410, HDPC 행렬 330, 제2 단위 행렬 415와 LT 행렬 345를 포함한다.
상기 ML 디코딩 프로세스의 제1 단계에서의 디코더 281은 하기 <수학식 6>에 따라 상기 중간 심볼을 계산하기 위하여 상기 생성 행렬 A(i1, i2, ..., in) 400을 사용한다.
수학식 6
Figure PCTKR2009003939-appb-M000006
상기 <수학식 6>은 A(i1, i2, ..., in) 가 L과 동일한 랭크를 갖는 경우에만 고유해 F 340을 갖는다. 이것은 r ≥ k가 디코딩 성공을 위한 필요 조건임을 의미한다. 다시 말해서, 상기 디코더 281은 디코딩을 위하여 적어도 k개의 인코딩 심볼을 필요로 한다. 상기 디코더 281은 하기 <수학식 7>에 표시된 것처럼 행렬 A(i1, i2, ..., ir)를 반전하기 위한 희소(sparse) 행렬을 위해 설계된 가우시안 소거 알고리즘을 사용한다.
수학식 7
Figure PCTKR2009003939-appb-M000007
F 340이 계산되면, 상기 ML 디코딩 프로세스의 제2 단계가 진행된다. 전체 랩터 코드가 시스티매틱이기 때문에, 이는 소스 심볼 C 305와 중간 심볼 F 340이 하기 <수학식 8>에 의하여 정의된다는 것을 의미한다.
수학식 8
Figure PCTKR2009003939-appb-M000008
상기 <수학식 8>은 하기 <수학식 9>로 다시 쓸 수 있다.
수학식 9
Figure PCTKR2009003939-appb-M000009
따라서, 디코더 281은 상기 중간 심볼 F 340과 상기 생성 행렬 400의 역행렬(즉, A-1)을 구할 필요가 있다. 따라서, 시스템 패킷 삭제율이 낮은 경우(즉, 삭제된 소스 심볼의 개수가 적은 경우), 단지 하나의 소스 심볼만이 송신 중에 삭제된 경우라 하더라도, 앞서 설명된 디코더는 삭제된 소스 심볼을 복원하기 위하여 여전히 모든 중간 심볼 F 340을 계산할 필요가 있다. 또한, 상기 이러한 단계적 디코더의 계산 복잡성은 상기 제1 단계에서의 계산에 의해 좌우된다. 결과적으로, 상기 단계적 디코더의 계산적 복잡성은 패킷 삭제율에 의존하지 않는다. 낮은 삭제율의 경우에, 소스 심볼의 1%의 복원에 필요한 계산 복잡성은 모든 소스 심볼의 복원에 필요한 것과 거의 동일하다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 싱글 스테이지 디코더를 설명한다. 도 5에 도시된 싱글 스테이지 디코더 500은 단지 설명을 위한 것이다. 본 발명을 벗어나지 않는 범위 내에서, 싱글 스테이지 디코더 500의 다른 실시가 가능하다. 또한, 싱글 스테이지 랩터 디코더 500이 도시되었지만, 여기에서의 설명은 싱글 스테이지 랩터 인코더에 동일하게 적용한다.
몇몇의 실시예에서, 상기 디코더 281은 싱글 스테이지 랩터 디코더 500을 포함한다. 물리 계층에서 터보 코드에 의해서 보호되는 전형적인 무선 링크에서, 패킷 삭제율은 약 1%이다. 낮은 삭제율의 경우에, 소스 심볼의 1% 복원에 필요한 계산 복잡성은 복원할 심볼의 개수에 비례한다.
추가적인 다른 실시예에서, 싱글 스테이지 랩터 디코더 500은 하드웨어, 펌웨어, 소프트웨어 또는 적어도 둘 이상의 조합으로 구현된다. 몇몇 실시예에서, 싱글 스테이지 랩터 디코더 500은 물리 계층 이상의 계층에서(즉, 상위 계층) 구현된다. 예를 들어, 싱글 스테이지 랩터 디코더 500은 3GPP MBMS 시스템에 대한 응용 계층과 IEEE 802.16 시스템에 대한 수렴 계층(convergence layer)에 존재할 수 있다. 몇몇의 실시예에서, 싱글 스테이지 랩터 디코더 500은 시스템에서 패킷 손실율을 감소시키기 위하여 터보 디코더의 일부로서 포함된다.
싱글 스테이지 디코더 500은 삭제된 심볼의 양에 근거하여 심볼을 복원하기 위하여 구성된다. 싱글 스테이지 랩터 디코더 500이 물리 계층에 있는 실시예에서는 심볼이 코드워드이고, 싱글 스테이지 랩터 디코더 500이 수렴 계층에 있는 실시예에서는 심볼이 MAC 패킷이며, 싱글 스테이지 랩터 디코더 500이 응용 계층에 있는 실시예에서는 심볼이 IP 패킷이라는 것 등이 이해될 것이다. 그 유도는 상술한 상기 <수학식 1> 내지 <수학식 3> 으로 시작한다. 상기 <수학식 3>으로부터의 GH는 하기 <수학식 10>에 표현된 것처럼 다시 쓰여질 수 있다.
수학식 10
Figure PCTKR2009003939-appb-M000010
상기 <수학식 10>에서, GH1은 GH의 첫 번째 K개의 열로부터 형성된 h×k행렬이다. 그리고 GH2는 GH 의 나머지 s개의 열로부터 형성된 h×s 행렬이다. DS에 대한 공식을 대체하기 위하여 DH 는 하기 <수학식 11>과 같이 쓰여질 수 있다.
수학식 11
Figure PCTKR2009003939-appb-M000011
상기 <수학식 11>은 하기 <수학식 12>를 형성하기 위하여 재배열될 수 있다.
수학식 12
Figure PCTKR2009003939-appb-M000012
<수학식 4>와 <수학식 5>를 사용하여, 상기 인코딩 심볼 E 350은 하기 <수학식 13>에 표현된 것처럼 쓰여질 수 있다.
수학식 13
Figure PCTKR2009003939-appb-M000013
상기 <수학식 13>은 또한 하기 <수학식 14>와 같이 다시 쓰여질 수 있다.
수학식 14
Figure PCTKR2009003939-appb-M000014
<수학식 14>에서 , GLT1, GLT2, 와 GLT3 는 GLT 의 첫 번째 k 개의 열, 이어지는 s개의 열과 마지막 h 개의 열로 각각 구성된다. <수학식 14>는 또한, 하기 <수학식 15>에서 표현된 형태로 재배열될 수 있다.
수학식 15
Figure PCTKR2009003939-appb-M000015
새로운 행렬 GR,nonsys는 논-시스티매틱 생성 행렬이다. 상기 논-시스티매틱 생성 행렬은 하기 <수학식 16>으로 정의된다.
수학식 16
GR,nonsys는 논-시스티매틱 생성 행렬로서 표현되는데, 이는 상기 <수학식 15>과 상기 <수학식 16>이 하기 <수학식 17>을 생성하기 때문이다.
수학식 17
Figure PCTKR2009003939-appb-M000017
상기 <수학식 1>을 이용하면, 상기 <수학식 17>은 하기 <수학식 18>로 다시 쓰여질 수 있다.
수학식 18
Figure PCTKR2009003939-appb-M000018
따라서, 상기 시스티매틱 생성 행렬은 또한 하기 <수학식 19>로서 정의된다.
수학식 19
Figure PCTKR2009003939-appb-M000019
상기 시스티매틱 생성 행렬에서, 첫 번째 k개의 열은 단위 행렬이다.(그것이 시스티매틱이고 인코딩된 심볼 ei, i=1, 2, ..., k 가 소스 심볼들과 동일한 것으로 가정하기 때문이다.) 따라서 GT -1 는 GR,nonsys의 첫 번째 k 개의 열의 역행렬이다.
또 다른 새로운 행렬 GR1은 <수학식 16>에서의 GR,nonsys의 첫 번째 k개의 열로부터 생성된다. 추가적인 새로운 행렬 GR2 510 은 나머지 열로부터 생성된다. 그렇기 때문에, GT -1=GR1 -1이다. GT -1는 디코더 500에서 이미 알려진 것이기 때문에, GR1 -1 515 또한, 디코더 500에서 알려진다.
E 350은 i>k 인덱스를 가진 수신된 인코딩 심볼의 세트에 대하여 Er 505에 의해서 표기된다. Er 505는 하기 <수학식 20>에 의하여 정의된다.
수학식 20
Figure PCTKR2009003939-appb-M000020
또한, C 305는 삭제된 소스 심볼의 세트에 대하여 Cerased 520과, 수신된 소스 심볼 세트에 대하여 Creceived 525에 의하여 표기된다. 그러면, 상기 <수학식 20>은 하기 <수학식 21>에 의하여 다시 쓰여질 수 있다.
수학식 21
Figure PCTKR2009003939-appb-M000021
<수학식 21>에서, (GR2 GR1 -1)[erased] 530 과 (GR2 GR1 -1)[received] 535 는 각각 삭제된 소스 심볼의 인덱스와 수신된 심볼의 인덱스에 동일한 인덱스를 가진 GR2 GR1 -1 의 열들이다. 결과적으로, 싱글 스테이지 디코더 500은 삭제된 심볼을 복원하기 위하여 하기 <수학식 22>를 이용한다.
수학식 22
Figure PCTKR2009003939-appb-M000022
싱글 스테이지 디코더 500은 생성 행렬 A(i1, i2, ..., ir)의 반전이 필요한 멀티 스테이지 디코더와 반대되는 것으로서, 삭제된 심볼을 복원하기 위하여 삭제된 심볼의 개수와 무관하게 삭제된 심볼들 복원하기 위하여 상기 <수학식 22>를 사용한다. 상기 생성 행렬은 L×L 행렬이다. 멀티 스테이지 디코더와 반대로, 싱글 스테이지 디코더 500은 삭제된 복원 행렬(GR2 GR1 -1)[erased] 530을 반전한다. 상기 삭제된 복원 행렬 (GR2 GR1 -1)[erased]은 삭제된 심볼의 개수와 동일한 차원을 갖는다.
예를 들어, k=1024이고 심볼 삭제율이 1%일 때, 멀티 스테이지 디코더는 '15000'의 차수에 해당하는 계산 복잡성을 가진 1095×1095 희소 행렬의 반전이 필요하다. 그러나 상기 싱글 스테이지 디코더 500은 '1000'의 차수에 해당하는 계산 복잡성을 가진 10×10 희소 행렬(dense matrix)인 삭제된 복원 행렬의 반전이 필요하다.
또한, 프리코딩 행렬 GR1 -1 515는 파라미터 k에만 의존한다. 그렇기 때문에, DVB-H 와 IETF 표준에서와 같이 동일한 k가 사용되는 한 각각의 소스 블록의 송신에서 이 역행렬을 계산할 필요가 없다. 상기 프리코딩 행렬 는 디코더 500에서 알려져 있고, 저장(save)될 수 있다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따라 무선 송신에서 심볼을 복원하는 절차를 설명한다. 도 6에 도시된 심볼 600 복원 절차의 실시예는 설명만을 위한 것이다. 심볼 600 복원을 위한 프로세스에 대한 다른 실시예가 본 발명을 벗어나지 않는 범위 내에서 사용될 수 있다.
605 단계에서, 무선 통신 장치에서 수신기는 무선 송신을 수신한다. 상기 무선 통신 장치는 가입국, 기지국, 또는 중계국일 수 있으나 이에 한정되지는 않는다.
하나 또는 그 이상의 심볼이 삭제되면 디코딩 동작이 610 단계에서 개시된다. 일 예로서, 도 6에서 관해 설명된 수신기는 싱글 스테이지 디코더 500을 포함하는 디코더 281을 포함한다. 그러나 랩터 인코더/디코더들 가진 다른 실시예가 동등하게 적용된다. 상기 싱글 스테이지 디코더 500은 디코딩 동작을 수행하도록 구성된다.
615 단계에서, 디코더 500은 소스 심볼들 중 삭제된 심볼들을 결정한다. 예를 들어, 디코더 500은 삭제율을 계산할 수 있다. 심볼 삭제율은 소스 심볼의 개수로부터 삭제된 심볼의 개수에 의해서 정의된다.
620 단계에서, 디코더 500은 삭제된 복원 행렬을 생성한다. 상기 복원 행렬은 삭제된 심볼의 세트들에 근거하여 생성된다. 복원 행렬의 크기는 적은 수의 삭제가 적은 복원 행렬을 유발하도록 하고 다수의 삭제된 것들이 큰 복원율을 유발할 수 있도록, 삭제된 심볼의 개수에 근거한다. 예를 들어, 1000개의 소스 심볼을 송신할 때, 1%의 심볼 삭제율은 10X10 행렬의 생성을 초래한다. 상기 삭제된 복원 행렬은 논-시스티매틱 행렬의 일부와 프리코딩 행렬로부터 생성된다. 디코더 500은 또한, 논-시스티매틱 행렬의 일부와 상기 프리코딩 행렬에 근거한 수신된 복원 행렬을 생성한다.
디코더 500은 625 단계에서 상기 삭제된 복원 행렬을 반전시킨다. 디코더 500은 삭제된 심볼을 결정하기 위한 용도로 상기 삭제된 복원 행렬을 반전시킨다.
630단계에서, 디코더 500은 상기 반전된 삭제된 복원 행렬의 기능에 근거하여 삭제된 심볼을 복원한다.
디코더 500은 상기 삭제된 심볼의 복원을 위하여 상기 <수학식 22>를 수행한다. 상기 <수학식 22>에서, 상기 삭제된 복원 행렬은 (GR2 GR1 -1)[erased] 530으로 표현된다.
상기 싱글 스테이지 디코더 500의 복잡성은 패킷 삭제율과 함께 변화한다. 따라서 물리적 터보 코드에 의하여 보호되는 무선 링크에서 통상적인 경우인 낮은 패킷 삭제율의 경우에, 복잡성의 감소는 크다.
본 발명은 실시예로서 설명되었지만, 다양한 변화와 변형이 당업자에게 제안될 수 있다. 본 발명은 첨부된 청구항들의 범위 내에서 그러한 변화와 변형을 포함하는 것으로 한다.

Claims (20)

  1. 인코딩된 송신을 디코딩할 수 있는 수신기를 포함하는 무선 통신 장치에 있어서,
    상기 수신기는, 복원 행렬의 반전의 일부에 근거하여 삭제된 심볼들을 복원할 수 있도록 구성된 싱글 스테이지 디코더와 관련된 복수의 지시를 수행할 수 있는 프로그램 가능한 유한한 상태 기계를 포함하는 상기 싱글 스테이지 디코더를 포함하며, 상기 복원 행렬의 사이즈는 심볼 삭제율에 근거한 무선 통신 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 싱글 스테이지 디코더는 랩터 디코더인 무선 통신 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 복원 행렬은 논-시스티매틱 행렬 부분과 프리코딩 부분을 포함하는 무선 통신 장치.
  4. 제 3항에 있어서, 상기 논-시스티매틱 행렬은 소스 심볼의 개수에 의존하는 무선 통신 장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 싱글 스테이지 디코더는, 상기 삭제된 심볼을 하기 <수학식>에 근거하여 복원하며,
    <수학식>
    Figure PCTKR2009003939-appb-I000001
    상기 (GR2 GR1 -1)[erased]는 상기 복원 행렬이고, 상기 GR2는 논-시스티매틱 행렬이고, 상기 GR1 -1는 프리코딩 행렬이고, 상기 Er 은 수신된 코딩 심볼의 세트를 나타내며, 상기 (GR2 GR1 -1)[erased] 와 상기 (GR2 GR1 -1)[received] 는 각각 삭제된 소스 심볼의 인덱스와 수신된 코딩 심볼의 인덱스에 동일한 인덱스를 가진 GR2 와 GR1 -1 의 열들을 나타내는 무선 통신 장치.
  6. 제 1항에 있어서, 상기 수신기는 무선 가입국, 중계국과 기지국 중 적어도 하나 안에 있는 무선 통신 장치.
  7. 제1항에 있어서, 상기 무선 네트워크는 OFDMA, CDMA, IEEE 802.16, DVB-H 와 IETF 네트워크 중 적어도 하나인 무선 통신 장치.
  8. 무선 통신 장치에서 사용되기 위하여, 무선 송신 네트워크에서 랩터 인코딩된 송신을 디코딩할 수 있는 디코더에 있어서,
    삭제된 심볼들을 복원하기 위한 싱글 스테이지와,
    복원 행렬의 역행렬의 일부에 근거하여 삭제된 심볼을 복원하도록 구성되는 상기 싱글 스테이지와 관련된 복수의 지시를 수행할 수 있는 프로세서를 포함하고, 상기 복원 행렬의 크기는 심볼 삭제율에 근거하는 디코더.
  9. 제 8항에 있어서, 상기 디코더는 랩터 디코더인 디코더.
  10. 제 8항에 있어서, 상기 복원 행렬은,
    논-시스티매틱 행렬의 일부와 프리코딩 행렬의 일부를 포함하는 디코더.
  11. 제 10항에 있어서, 상기 논-시스티매틱 행렬은 소스 심볼의 개수에 의존하는 디코더.
  12. 제 8항에 있어서, 상기 싱글 스테이지 디코더는 상기 삭제된 심볼을 하기 <수학식>에 근거하여 복원하며,
    <수학식>
    Figure PCTKR2009003939-appb-I000002
    상기 (GR2 GR1 -1)[erased]는 상기 복원 행렬이고, 상기 GR2는 논-시스티매틱 행렬이고, 상기 GR1 -1는 프리코딩 행렬이고, 상기 Er 은 수신된 코딩 심볼의 세트를 나타내며, 상기 (GR2 GR1 -1)[erased] 와 상기 (GR2 GR1 -1)[received] 는 각각 삭제된 소스 심볼의 인덱스와 수신된 코딩 심볼의 인덱스에 동일한 인덱스를 가진 GR2 와 GR1 -1 의 열들을 나타내는 디코더.
  13. 제 8항에 있어서, 상기 디코더는 무선 가입국, 중계국과 기지국 중 적어도 하나인 디코더.
  14. 제 8항에 있어서, 상기 무선 통신 네트워크는 OFDMA, CDMA, IEEE 802.16, DVB-H 와 IETF 네트워크 중 하나인 디코더.
  15. 무선 통신 네크워크에서 삭제된 심볼을 복원하는 방법에 있어서,
    데이터 송신을 수신하는 과정과,
    싱글 스테이지 디코더를 가지고 디코딩 동작을 수행하는 과정과,
    삭제된 심볼의 개수에 의하여 정의되는 심볼 삭제율을 결정하는 과정과,
    상기 심볼 삭제율에 근거하여 복원 행렬을 생성하는 과정과,
    상기 복원 행렬을 반전하는 과정과,
    상기 반전된 복원 행렬의 기능에 근거하여 삭제된 심볼을 복원하는 과정을 포함하는 삭제된 심볼을 복원하는 방법.
  16. 제 15항에 있어서, 상기 복원 행렬은 논-시스티매틱 행렬의 일부와 프리코딩 행렬의 일부를 포함하는 삭제된 심볼을 복원하는 방법.
  17. 제 16항에 있어서, 상기 논-시스티매틱 행렬은 소스 심볼의 개수에 의존하는 삭제된 심볼을 복원하는 방법.
  18. 제 16항에 있어서, 상기 복원은, 하기 <수학식>을 사용함을 포함하며,
    <수학식>
    Figure PCTKR2009003939-appb-I000003
    상기 (GR2 GR1 -1)[erased]는 상기 복원 행렬이고, 상기 GR2는 논-시스티매틱 행렬이고, 상기 GR1 -1는 프리코딩 행렬이고, 상기 Er 은 수신된 코딩 심볼의 세트를 나타내며, 상기 (GR2 GR1 -1)[erased]와 상기 (GR2 GR1 -1)[received]는 각각 삭제된 소스 심볼의 인덱스와 수신된 코딩 심볼의 인덱스에 동일한 인덱스를 가진 GR2 와 GR1 -1 의 열들을 나타내는 삭제된 심볼을 복원하는 방법.
  19. 제 15항에 있어서, 상기 디코더는 무선 이동국, 중계국과 기지국 중 적어도 하나에 존재하는 삭제된 심볼을 복원하는 방법.
  20. 제 15항에 있어서, 상기 무선 통신 네트워크는 OFDMA, CDMA, IEEE 802.16, DVB-H 과 IETF 네트워크 중 하나인 삭제된 심볼을 복원하는 방법.
PCT/KR2009/003939 2008-10-22 2009-07-16 랩터 코드를 위한 싱글 스테이지 디코더와 이를 이용한 심볼 복원 방법 및 무선 통신 장치 WO2010047462A1 (ko)

Priority Applications (1)

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US61/203,907 2008-12-30
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101153520B1 (ko) 2010-11-30 2012-06-11 한국전자통신연구원 부호화 심볼의 패킷화 방법 및 이러한 방법을 사용하는 장치
DE102014203098B4 (de) * 2014-02-20 2016-06-09 Deutsches Zentrum für Luft- und Raumfahrt e.V. Verfahren zum Wiederherstellen verloren gegangener und/ oder beschädigter Daten
US20170019211A1 (en) * 2014-03-17 2017-01-19 Lg Electronics Inc. Method and device for decoding low density parity check code for forward error correction in wireless communication system
CN104320147B (zh) * 2014-10-27 2017-08-08 中国传媒大学 一种系统不等差错保护的Raptor码方法
US10193574B1 (en) 2016-05-19 2019-01-29 Apple Inc. Efficient syndrome calculation in processing a GLDPC code

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20080013989A (ko) * 2005-05-04 2008-02-13 지멘스 엔터프라이즈 커뮤니케이션즈 게엠베하 운트 코. 카게 정정 심볼들에 할당된 색인들을 결정하는 방법 및 장치

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7676735B2 (en) * 2005-06-10 2010-03-09 Digital Fountain Inc. Forward error-correcting (FEC) coding and streaming
US8239727B2 (en) * 2006-02-08 2012-08-07 Thomson Licensing Decoding of raptor codes
CN101286819B (zh) * 2008-05-07 2010-05-12 中兴通讯股份有限公司 一种数据接收方法及装置

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20080013989A (ko) * 2005-05-04 2008-02-13 지멘스 엔터프라이즈 커뮤니케이션즈 게엠베하 운트 코. 카게 정정 심볼들에 할당된 색인들을 결정하는 방법 및 장치

Non-Patent Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
"Digital Video Broadcasting (DVB); IP Datacast over DVB-H: Content. Delivery Protocols", ETSI TS 102 472
"Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Multiplexing and channel coding", 3GPP TS 36.212
A. SHOKROLLAHI: "Raptor codes", IEEE TRANS. INF THEORY, June 2006 (2006-06-01), pages 2551 - 2567
J. BYERS, M. LUBY, M. MITZENMACHER, A. REGE: "A digital fountain approach to reliable distribution of bulk data", ACM SIGCOMM COMPUTER COMMUNICATION REVIEW, vol. 28, no. 4, October 1998 (1998-10-01)
KIM, SAEJOON ET AL.: "An Efficient Algorithm for ML Decoding of Raptor Codes over the Binary Erasure Channel", IEEE COMM. LETTERS, vol. 12, no. 8, August 2008 (2008-08-01), XP011233200 *
LUBY, MICHAEL ET AL.: "Raptor Codes for Reliable Download Delivery in Wireless Broadcast Systems", IEEE CCNC, vol. 1, 8 January 2006 (2006-01-08), XP002367863 *
M. LUBY, M. MITZENMACHER, A. SHOKROLLAHI, D. SPIELMAN: "Effcient erasure correcting codes", IEEE TRANS. INF. THEORY, February 2001 (2001-02-01), pages 569 - 584
M. LUBY: "LT codes", PROC. 43RD ANN. SYMP. ON FOUNDATIONS IN COMPUTER SCIENCE, November 2002 (2002-11-01), pages 271 - 280
PALANISAMY, P. ET AL.: "Performance Analysis of Raptor Codes in OFDM Systems", ICETET, 16 July 2008 (2008-07-16), pages 1307 - 1312, XP031292358 *
See also references of EP2348641A4 *
SHOKROLLAHI, AMIN: "Raptor Codes", IEEE TRANS. ON INFORMATION THEORY, vol. 52, no. 6, June 2006 (2006-06-01), XP008146906 *

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